JP3890894B2 - Discharge lamp lighting device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図25に従来の放電灯点灯装置の回路図を示す。この放電灯点灯装置は、直流電源Eの直流電圧をスイッチング素子Q1,Q2でスイッチングすることにより高周波の交流電圧に変換して、フィラメントを具備した蛍光灯のような熱陰極型の放電灯Laに供給するインバータ回路1を備えている。
【0003】
インバータ回路1は、直流電源Eの両端間に接続され、交互にオン/オフするスイッチング素子Q1,Q2の直列回路を具備する。ローサイドのスイッチング素子Q2の両端間には、直流カット用のコンデンサC1及び共振用のチョークコイルL1の直列回路を介して放電灯Laの両フィラメントf1,f2の電源側端子を接続しており、放電灯Laの両フィラメントf1,f2の非電源側端子間には共振用のコンデンサC2を接続してある。ここで、発振回路5は所定周波数のクロック信号を発生しており、このクロック信号に応じてドライブ回路4がスイッチング素子Q1,Q2を高周波で交互にオン/オフさせて、高周波の交流電圧を放電灯Laに供給し、放電灯Laを高周波点灯させている。
【0004】
この放電灯点灯装置は、放電灯Laの2つのフィラメントf1,f2の内、チョークコイルL1に接続されたフィラメントf1の有無を検出するフィラメント検出部3を備えている。フィラメント検出部3は、直流電源Eの高圧側端子とフィラメントf1の電源側端子との間に接続された抵抗R21と、フィラメントf1の非電源側端子と直流電源Eの低圧側端子との間に接続された抵抗R22,R23の直列回路と、抵抗R22,R23の接続点の電圧をダイオードD11により整流した電圧の電圧値を検出するレベル検出回路8とで構成される。
【0005】
ここで、フィラメントf1が断線したり、フィラメントf1が外れたりすると、抵抗R23に印加される電圧が無くなるので、レベル検出回路8ではダイオードD11を介して入力される電圧の電圧レベルから無負荷状態を検出することができる。そしてレベル検出回路8が無負荷状態を検出すると、出力制御部6は、例えば発振回路5の発振動作を停止させており、回路部品に過電圧が加わって、破損するのを防止している。
【0006】
ところで、上述の放電灯点灯装置では一方のフィラメントf1の有無を検出しているが、図26に示すように両方のフィラメントf1,f2の有無を検出するようにした放電灯点灯装置も提供されている。本回路では、図25の放電灯点灯装置において、直流カットコンデンサC1を放電灯Laのフィラメントf2の電源側端子と直流電源Eの低圧側端子との間に接続している。そして、フィラメント検出部3を、直流電源Eの高圧側端子とフィラメントf1の電源側端子との間に接続された抵抗R21と、フィラメントf1,f2の非電源側端子間に接続された抵抗R24と、フィラメントf2の電源側端子と直流電源Eの低圧側端子との間に接続された抵抗R25,R26の直列回路と、抵抗R25,R26の接続点の電圧をダイオードD11により整流した電圧と所定のしきい値電圧との高低を比較するレベル検出回路8とで構成している。
【0007】
本回路では直流電源E−抵抗R21−フィラメントf1−抵抗R24−フィラメントf2−コンデンサC1−直流電源Eの経路で、コンデンサC1に充電電流が流れ、コンデンサC1の両端電圧を抵抗R24,R25で分圧し、ダイオードD11で整流した電圧をレベル検出回路8で検出している。ここで、何れかのフィラメントf1,f2が断線したり、外れたりすると、共振用コンデンサC2に充電電流が流れなくなり、抵抗R26に印加される電圧が無くなるので、レベル検出回路8ではダイオードD11を介して入力される電圧の電圧レベルから無負荷状態を検出することができる。
【0008】
また更に、図28に示すように共振用コンデンサC2に流れる電流をカレントトランスCTで検出し、カレントトランスCTの出力をレベル検出回路8で監視することによって、無負荷状態を検出する放電灯点灯装置も提案されており、フィラメントが断線したり、外れたりすると、共振用コンデンサC2に電流が流れなくなるので、レベル検出回路8ではカレントトランスCTの出力から無負荷状態を検出することができる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
上述した放電灯点灯装置の内、図25及び図26に示す放電灯点灯装置では、フィラメント検出部3を高抵抗の分圧回路で構成しているが、抵抗器の耐圧などを考慮すると分圧抵抗を複数の抵抗器の直列回路で構成するのが望ましく、図25の放電灯点灯装置の実用回路としては、図27に示すように、抵抗R21,R22を、それぞれ、抵抗R21a〜R21eの直列回路、抵抗R22a〜R22eの直列回路で構成したような回路となる。
【0010】
このように、分圧抵抗を複数の抵抗器の直列回路で実現した場合、回路基板のパターン長が長くなったり、回路部品の実装密度が高くなるなどして、各部の浮遊容量C0が増加するため、インバータ回路1の高周波出力が浮遊容量C0を介してレベル検出回路8の入力端に回り込みやすくなる。そのため、フィラメントが断線して直流ループが形成されなくなったにも関わらず、インバータ回路1の高周波出力が浮遊容量C0を介してレベル検出回路8の入力端に回り込んで、コンデンサC3の両端間に電圧が発生し、無負荷状態を検出できなくなるという問題があった。この問題はインバータ回路1の発振周波数を高く、或いは、回路を小型化すればするほど顕著になり、また放電灯Laと回路との間の配線長や配線経路によっても大きく影響される。また、回路部品の放熱性能や防水性能を向上させるために、回路部品や回路基板に樹脂などを充填すると、充填された樹脂の比誘電率により浮遊容量が増大し、上述の問題がさらに顕著になるという問題があった。
【0011】
また、図28に示す回路では、共振用コンデンサC2に流れる電流を検出するためにカレントトランスCTを用いており、フィラメント検出部3を分圧抵抗で構成する場合に比べて、検出回路のインピーダンスを低下させることができ、浮遊容量による影響を低減して、上述のような不具合を防止することができるが、比較的高価なカレントトランスCTを用いるためコストアップの要因となり、また低レベルの検出信号を扱うために、誤動作を防止する回路が必要となり、回路構成が複雑になるという問題があった。
【0012】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、、簡単な回路構成でフィラメントの断線やフィラメント外れなどの無負荷状態を確実に検出できる放電灯点灯装置を提供するにある。
【0013】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項1の発明では、第1の直流電源の直流電圧をスイッチング素子でスイッチングした電圧を直流カット用コンデンサを介して交流電圧に変換するインバータ回路と、共振用インダクタ、共振用コンデンサ及び熱陰極型の放電灯を具備してインバータ回路から供給される交流電圧を共振作用によって正弦波状の交流電圧として放電灯を点灯させる負荷回路と、第2の直流電源の両端間に直列に接続された複数の抵抗器及び充電用コンデンサからなる第1の直列充電回路と、複数の抵抗器の接続点と負荷回路の交流電圧の供給点との間にカソードを交流電圧の供給点側にして接続され、フィラメントの正常装着時には交流電圧の負の半サイクルにおいて充電用コンデンサからの放電電流を流すとともに正の半サイクルにおいて充電用コンデンサへの充電電流を阻止する第1のダイオードと、充電用コンデンサの両端電圧と所定のしきい値電圧との高低を比較し、充電用コンデンサの両端電圧がしきい値電圧を超えると無負荷状態と判別する無負荷検出回路と、無負荷検出回路の検出結果に応じてインバータ回路の発振動作を制御する第1のインバータ制御回路とを備えて成ることを特徴とし、放電灯のフィラメントが正常に装着されている場合は、第1のダイオードと一方のフィラメントとを介して充電用コンデンサから放電電流を流す経路が存在するので、交流電圧の負の半サイクルにおいて充電用コンデンサから放電電流が流れ、充電用コンデンサが負電圧に充電されるため、充電用コンデンサの両端電圧が無負荷状態に比べて低下する。したがって、無負荷検出回路では充電用コンデンサの両端電圧としきい値電圧との高低を比較することによって無負荷状態を確実に検出でき、従来の放電灯点灯装置のように無負荷時においてインバータ回路の出力が浮遊容量を介して充電用コンデンサに回り込むことにより、無負荷状態を検出できなくなることはない。
【0014】
請求項2の発明では、請求項1の発明において、無負荷検出回路が無負荷状態を検出すると、第1のインバータ制御回路がスイッチング素子の発振動作を停止させることを特徴とし、第1のインバータ制御回路は、無負荷時にスイッチング素子の発振動作を停止させているので、回路部品に過大な電圧が加わって、回路部品が破損するのを防止できる。
【0015】
請求項3の発明では、請求項2の発明において、放電灯の少なくとも何れか一方のフィラメントが正常に装着されているか否かを検出する装着検出回路を設け、無負荷検出回路が無負荷状態を検出している状態でフィラメントが正常に装着されたことを装着検出回路が検出すると、第1のインバータ制御回路がスイッチング素子の発振動作を再開させることを特徴とし、装着検出回路により放電灯が交換されたことを検出して、放電灯を自動的に再点灯させることができる。
【0016】
請求項4の発明では、請求項1乃至3の何れか1項の発明において、インバータ回路の出力端子間に共振用のチョークコイルを介して放電灯の両フィラメントの電源側端子間を接続するとともに、放電灯の両フィラメントの非電源側端子間に共振用コンデンサを接続して成ることを特徴とし、請求項1乃至3の発明と同様の作用を奏する。
【0017】
請求項5の発明では、請求項4の発明において、上記第1のダイオードのカソードを、放電灯の一方のフィラメントと共振用コンデンサとの接続点に接続したことを特徴とし、請求項4の発明と同様の作用を奏する。
【0018】
請求項6の発明では、請求項5の発明において、第3の直流電源の両端間に直列に接続された複数の抵抗器及び充電用コンデンサからなる第2の直列充電回路を備え、第2の直列充電回路を構成する複数の抵抗器の接続点と、放電灯の他方のフィラメント及び共振用コンデンサの接続点との間にアノードを複数の抵抗器の接続点側にして第2のダイオードを接続し、上記無負荷検出回路は、第1及び第2の直列充電回路の充電用コンデンサの両端電圧と所定のしきい値電圧との高低をそれぞれ比較し、充電用コンデンサの両端電圧がしきい値電圧を超えると無負荷状態と判別することを特徴とし、第2の直列充電回路を構成する複数の抵抗器の接続点と、放電灯の他方のフィラメント及び共振用コンデンサの接続点との間に第2のダイオードを接続しているので、第2の直列充電回路を構成する充電用コンデンサの両端電圧から他方のフィラメントの断線やフィラメント外れを検出でき、両方のフィラメントの断線やフィラメント外れを検出することができる。
【0019】
請求項7の発明では、請求項1乃至6の何れか1項の発明において、第2の直流電源はインバータ回路の出力側から得ることを特徴とし、請求項1乃至6の発明と同様の作用を奏する。
【0020】
請求項8の発明では、請求項1乃至6の何れか1項の発明において、第2の直流電源はインバータ回路の入力側から得ることを特徴とし、請求項1乃至6の発明と同様の作用を奏する。
【0021】
請求項9の発明では、請求項1乃至6の何れか1項の発明において、第1の直流電源は、直流の電源電圧をスイッチング素子でスイッチングすることによって、前記電源電圧を昇圧した一定の直流電圧を生成する昇圧チョッパ回路からなることを特徴とし、請求項1乃至6の発明と同様の作用を奏する。
【0022】
請求項10の発明では、請求項1乃至9の何れか1項の発明において、正常点灯時に充電用コンデンサに発生する電圧よりも低く、且つ、エミレス時に充電用コンデンサに発生する電圧よりも高い値に設定された基準電圧と充電用コンデンサの両端電圧との高低を比較し、充電用コンデンサの両端電圧が前記基準電圧を下回ると放電灯の異常状態を示す異常検出信号を生成する異常検出回路を設け、インバータ制御回路が無負荷検出回路及び異常検出回路の検出結果に応じてインバータ回路の発振動作を制御することを特徴とし、放電灯の寿命末期時にエミレス状態が発生するとインバータ回路の出力が増加し、第1のダイオードのカソードに印加される交流電圧の振幅が増加するので、第1のダイオードのアノードの電圧波形は、カソードに印加される交流電圧を第2の直流電源の電源電圧でクランプしたような電圧波形となり、正の半サイクルの電圧に比べて負の半サイクルの電圧が増加するから、充電用コンデンサの両端電圧が低下し、基準電圧を下回る。したがって、異常検出回路では充電用コンデンサの両端電圧と基準電圧との高低を比較することにより、放電灯のエミレス状態を検出でき、インバータ制御回路が無負荷検出回路及び異常検出回路の検出信号に応じてインバータ回路の発振動作を制御することにより、無負荷時やエミレス時に回路部品の保護動作を行わせることができる。
【0023】
請求項11の発明では、請求項1乃至10の何れか1項の発明において、第2の直流電源の直流電圧は、正常点灯時におけるランプ電圧のピーク値の1.1倍以上、且つ、1.3倍以下の電圧であることを特徴とし、請求項1乃至10の発明と同様の作用を奏する。
【0024】
請求項12の発明では、請求項1乃至11の何れか1項の発明において、フィラメントの先行予熱時及び始動時において無負荷検出回路の出力を強制的に停止させる出力停止手段を設けたことを特徴とし、インバータ回路が発振動作を開始していない状態では充電用コンデンサから第1のダイオードを介して放電する経路が存在しないため、フィラメントが正常であるにも関わらず充電用コンデンサの両端電圧がしきい値電圧を超えて無負荷状態を誤検出する虞があるが、先行予熱時及び始動時には出力停止手段が無負荷検出回路の出力を強制的に停止しているので、無負荷検出回路の誤動作を防止できる。
【0025】
請求項13の発明では、請求項1乃至12の何れか1項の発明において、上記回路を構成する回路部品が実装された回路基板をケース内に収納し、ケースと回路基板との間の空間の少なくとも一部に樹脂を充填して成ることを特徴とし、樹脂を充填することによって回路部品の放熱を高めたり、防水性を向上させることができる。
【0026】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【0027】
(実施形態1)
本発明の実施形態1を図1を参照して説明する。この放電灯点灯装置は、第1の直流電源E1の直流電圧をスイッチング素子Q1,Q2でスイッチングすることにより高周波の交流電圧に変換して、フィラメントを具備した蛍光灯のような熱陰極型の放電灯Laに供給し、放電灯Laを高周波点灯させるインバータ回路1と、放電灯Laのフィラメントの断線或いはフィラメント外れなどの無負荷状態を検出するフィラメント検出部(無負荷検出回路)3と、所定周波数のクロック信号を発生する発振回路5と、発振回路5のクロック信号に応じてスイッチング素子Q1,Q2をオン/オフさせるドライブ回路4と、フィラメント検出部3が無負荷状態を検出すると発振回路5の発振を停止させインバータ回路1の動作を停止させる出力制御部6とで構成される。ここにおいてドライブ回路4、発振回路5及び出力制御部6からインバータ制御回路が構成される。
【0028】
インバータ回路1は、第1の直流電源E1の両端間に接続されたスイッチング素子Q1,Q2の直列回路を有し、スイッチング素子Q1,Q2はドライブ回路4により高周波で交互にオン/オフされる。ローサイドのスイッチング素子Q2の両端間には、直流カット用のコンデンサC1及び共振用のチョークコイルL1の直列回路を介して放電灯Laの両フィラメントf1,f2の電源側端子を接続しており、放電灯Laの両フィラメントf1,f2の非電源側端子間には共振用コンデンサC2を接続してある。ここに、共振用のチョークコイルL1と共振用コンデンサC2と放電灯Laとで負荷回路が構成される。
【0029】
フィラメント検出部3は、第2の直流電源E2の両端間に直列に接続された抵抗R1,R2及び充電用コンデンサC3からなる第1の直列充電回路(以下、直列充電回路と略す。)7と、抵抗R1,R2の接続点とインバータ回路1の交流電圧が供給される供給点(すなわち放電灯La及び共振用コンデンサC2の接続点)との間に、アノードを抵抗R1,R2の接続点側にして接続された第1のダイオード(以下、ダイオードと略す。)D1と、充電用コンデンサC3の両端電圧と所定のしきい値電圧との大小を比較し、充電用コンデンサC3の両端電圧がしきい値電圧を超えると無負荷状態である判別するレベル検出回路8とで構成され、コンデンサC3の低圧側端子は、放電灯Laの低圧側のフィラメントf2の電源側端子に接続されている。
【0030】
ここで、正常点灯時におけるフィラメント検出部3の動作を図2を参照して説明する。放電灯Laに印加されるランプ電圧は、共振用のチョークコイルL1と共振用コンデンサC2との直列共振動作により略正弦波状の交番電圧となる。この時、フィラメント検出部3では、第2の直流電源E2−抵抗R1−抵抗R2−充電用コンデンサC3の経路で充電用コンデンサに充電電流を流す充電経路と、ランプ電圧が負となる半サイクルに充電用コンデンサC3から抵抗R2及びダイオードD1を介して放電する放電経路(逆充電経路)とが存在する。ここで、充電用コンデンサC3を充電するのに要する時間(充電時定数)は、充電用コンデンサC3の電荷を放電させるのに要する時間(放電時定数)よりも十分長くなるように、抵抗R1,R2、コンデンサC2,C3などの定数を設定しているので、充電用コンデンサC3の両端電圧は負の電圧となる。なお、放電灯Laを始動させる前に放電灯Laのフィラメントf1,f2を予熱する予熱期間においてもランプ電圧は高周波の交番電圧となっているので、コンデンサC3の両端電圧はやはり負の電圧となる。
【0031】
一方、フィラメントの断線時におけるフィラメント検出部3の動作を図3を参照して説明する。放電灯Laのフィラメントf1が断線すると、チョークコイルL1と共振用コンデンサC2とで共振回路が構成されなくなるため、放電灯Laの両端間にはスイッチング素子Q1,Q2のスイッチング動作に応じて矩形波電圧が発生する。この時、第2の直流電源E2から抵抗R1及びダイオードD1を介して共振用コンデンサC2に電流が流れ、コンデンサC2が充電されるため、充電用コンデンサC3から抵抗R2及びダイオードD1を介して放電電流が流れる経路がなく、充電用コンデンサC3には第2の直流電源E2から抵抗R1,R2を介して充電電流のみが流れるため、充電用コンデンサC3の両端電圧は正の電圧となる。
【0032】
ここで、従来例で説明したように分圧用の抵抗R1,R2の耐電圧を考慮して、抵抗R1,R2をそれぞれ複数の抵抗器の直列回路で構成した場合、回路の各部に浮遊容量が生じるが、充電用コンデンサC3の静電容量を想定しうる浮遊容量に比べて十分大きな値に設定することによって、浮遊容量の影響を無視することができる。なお、充電用コンデンサC3の静電容量を大きくしたとしても、コンデンサC3の充放電時間が長くなるだけであり、検出動作には何ら影響はない。例えば充電用コンデンサC3の静電容量を0.1μF、充電抵抗(抵抗R1,R2の合成抵抗)を500kΩとしても充電時定数は50mSであり、無負荷状態の検出時間としては実用上問題のない時間である。また、充電用コンデンサC3の静電容量を0.1μFとした場合、通常予想される浮遊容量の値(数百pF)に比べると十分大きな値であり、充電用コンデンサC3の検出電圧に影響を及ぼす虞はない。
【0033】
(実施形態2)
本発明の実施形態2を図4を参照して説明する。本実施形態では、実施形態2の放電灯点灯装置において、第2の直流電源E2を第1の直流電源E1で兼用しており、第1の直流電源E1の両端間に抵抗R1,R2及び充電用コンデンサC3からなる直列充電回路7を接続してある。第1の直流電源E1はインバータ回路1の入力電源であり、第2の直流電源E2に比べて電圧値が大きいため、実施形態1の回路に比べて、抵抗R1,R2をそれぞれ構成する抵抗器の数が増えるものの、第2の直流電源E2を第1の直流電源E1で兼用することによってコストダウンが図れる。尚、第2の直流電源E2を第1の直流電源E1で兼用した以外は実施形態1と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【0034】
(実施形態3)
本発明の実施形態3を図5を参照して説明する。本実施形態では、実施形態2の放電灯点灯装置において、第1の直流電源E1を、交流電源ACの交流電圧を全波整流するダイオードブリッジよりなる整流回路DBと、整流回路DBの整流出力を一定の直流電圧に変換するチョッパ回路2とで構成している。尚、第1の直流電源E1以外の構成は実施形態1又は2と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【0035】
チョッパ回路2は、整流回路DBの直流出力端子間に接続されたチョッパ用チョークL2及びスイッチング素子Q3の直列回路と、スイッチング素子Q3の両端間にダイオードD2を介して接続された平滑コンデンサC4とで構成される昇圧チョッパ回路からなり、入力電流歪みを改善しつつ、平滑コンデンサC4の両端間に整流回路DBの整流電圧を昇圧した直流電圧を発生させ、インバータ回路1に供給する。なお、チョッパ回路2は従来周知の回路構成であるから、その動作説明は省略する。
【0036】
本回路では、整流回路DBの直流出力端間に抵抗R1,R2及びコンデンサC3からなる直列充電回路7を接続しており、第2の直流電源E2を整流回路DBの整流出力で兼用することによって、コストダウンを図ることができる。また、本回路では、交流電圧を全波整流した電圧を直列充電回路7に印加しているので、略一定の直流電圧を印加する場合に比べて、抵抗R1の損失を低減することもできる。
【0037】
(実施形態4)
本発明の実施形態4を図6を参照して説明する。本実施形態では、実施形態2の放電灯点灯装置において、コンデンサC3の両端電圧と第1のしきい値電圧Vref1(>0)との高低を比較する第1のレベル検出回路8aと、コンデンサC3の両端電圧と第2のしきい値電圧Vref2(<0)との高低を比較する第2のレベル検出回路8bと、第1及び第2のレベル検出回路8a,8bの検出結果に応じて発振回路5の動作をそれぞれ制御する第1及び第2の出力制御部6a,6bを設けている。尚、第1及び第2のレベル検出回路8a,8b、第1及び第2の出力制御部6a,6b以外の構成は実施形態2と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【0038】
第1のレベル検出回路8aは、放電灯Laのフィラメントf1の断線検出を行い、その検出結果に応じてインバータ回路1を制御(ランプ装着判別制御)するために設けられ、実施形態1と同様、コンデンサC3の両端電圧が正の電圧になると、フィラメントf1が断線したと判断する。
【0039】
一方、第2のレベル検出回路8bは、エミレスやスローリークの発生による放電灯Laの不点状態を検出し、その検出結果に応じてインバータ回路1を制御(ランプ寿命判別制御)するために設けられており、第2のレベル検出回路8bから異常検出回路が構成される。図7に示すように、放電灯Laの不点時には直列共振回路の共振動作が強まり、正常点灯時に比べて放電灯Laの両端電圧が増加する。ここで、ランプ電圧の負の半サイクルにおいて、充電用コンデンサC3は抵抗R2及びダイオードD2を介して逆充電されるのであるが、不点時には正常点灯時に比べてランプ電圧が増加するため、充電用コンデンサC3が高いレベルまで逆充電され、充電用コンデンサC3の両端電圧は負の電圧となる。したがって、第2のレベル検出回路8bでは、コンデンサC3の両端電圧と負のしきい値電圧(基準電圧)との高低を比較し、コンデンサC3の両端電圧が負のしきい値電圧を下回った場合は不点状態と判断して、第2の出力制御部6bが第2のレベル検出回路8bの検出結果に応じて発振回路5の発振を停止させ、インバータ回路1を停止させる。なお、上記負のしきい値電圧は、正常点灯時における充電用コンデンサC3の両端電圧よりも低く、且つ、不点時における充電用コンデンサC3の両端電圧よりも高い電圧に設定されている。
【0040】
図8の回路図は本回路の具体回路図を示しており、第1のレベル検出回路8aを、コンデンサC3の両端電圧と正のしきい値電圧Vref1との高低を比較するコンパレータCP1で構成し、第2のレベル検出回路8bを、コンデンサC3の両端電圧と負のしきい値電圧Vref2との高低を比較するコンパレータCP2で構成している。
【0041】
ここで、放電灯Laのフィラメントf1が断線するなどしてコンデンサC3の両端電圧が正のしきい値電圧Vref1を超えると、コンパレータCP1の出力がハイになり、第1の出力制御部6aがコンパレータCP1の出力に応じて発振回路5の発振動作を停止させる。そして、放電灯Laが交換されるなどしてフィラメントf1が正しく装着され、コンデンサC3の両端電圧が正のしきい値電圧Vref1よりも低くなると、コンパレータCP1の出力がローになり、第1の出力制御部6aが発振回路5の発振動作を再開させる。
【0042】
また、放電灯Laが寿命末期時に不点状態となり、コンデンサC3の両端電圧が負のしきい値電圧Vref2よりも低くなると、コンパレータCP2の出力がハイになり、第2の出力制御部6bがコンパレータCP2の出力に応じて発振回路5の発振動作を間欠的に行わせる。そして、放電灯Laが交換されるなどして放電灯Laが正常に点灯し、コンデンサC3の両端電圧が負のしきい値電圧Vref2よりも高くなると、コンパレータCP2の出力がローになり、第2の出力制御部6bが発振回路5の発振動作を再開させる。
【0043】
尚、図8の回路では第1の直流電源E1とは別に第2の直流電源E2を設けているが、第2の直流電源E2を第1の直流電源E1で兼用しても良いことは言うまでもない。
【0044】
(実施形態5)
本発明の実施形態5を図9を参照して説明する。本実施形態では、実施形態3の放電灯点灯装置において、レベル検出回路8の出力端子間に出力停止手段としてのスイッチSWを接続しており、このスイッチSWをオンすると、レベル検出回路8の出力端子間が短絡され、検出信号の出力を強制的に停止させることができる。尚、スイッチSW以外の構成は、実施形態3の放電灯点灯装置と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図9では発振回路5を省略して図示している。
【0045】
フィラメント検出部3では、放電灯Laが不点灯であっても共振用のチョークコイルL1と共振用コンデンサC2とが共振動作を行っていれば、正常であると判断しているので、先行予熱時に誤って異常状態であると誤検出することはないが、電源投入時からインバータ回路1が発振動作を開始するまでの間は、コンデンサC3から抵抗R2及びコンデンサC1を介して放電する経路ができないため、異常状態と誤検出する虞がある。したがって、本実施形態の回路では、電源投入時からインバータ回路1が発振動作を開始するまでの間、スイッチSWをオンにしてレベル検出回路8の出力を強制的に停止させており、インバータ回路1が発振を開始するまでの間に誤検出が起こるのを防止している。また、ドライブ回路4がスイッチング素子Q1,Q2のスイッチング動作を開始させると、ドライブ回路4からの信号に応じてスイッチSWがオフになり、レベル検出回路8の検出信号が出力制御部6に入力されるので、フィラメントの断線時にインバータ回路1の発振動作を停止させて、回路を保護することができる。
【0046】
(実施形態6)
本発明の実施形態6を図10を参照して説明する。本実施形態では、実施形態1の放電灯点灯装置において、第2の直流電源E2を、共振用のチョークコイルL1に磁気結合された二次巻線n2と、二次巻線n2の両端間にダイオードD5を介して接続された抵抗R4及びコンデンサC5の直列回路と、コンデンサC5に並列接続されたツェナダイオードZD1とで構成しており、ツェナダイオードZD1の両端間に抵抗R1,R2及びコンデンサC3よりなる直列充電回路7を接続している。尚、第2の直流電源E2以外の構成は実施形態1と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【0047】
第2の直流電源E2では、チョークコイルL1の二次巻線n2に発生する電圧をダイオードD5により整流し、コンデンサC5で平滑した後、ツェナダイオードZD1により定電圧化して直列充電回路7に供給している。ここで、電源投入時からインバータ回路1が発振動作を開始するまでの間は、チョークコイルL1の二次巻線n2に電圧が発生せず、第2の直流電源E2からフィラメント検出部3に電源が供給されないので、インバータ回路1が発振を開始するまでの間にフィラメント検出部3が誤検出するのを防止できる。
【0048】
(実施形態7)
本発明の実施形態7を図11を参照して説明する。実施形態2の放電灯点灯装置では、コンデンサC3の低圧側端子を放電灯Laの低圧側のフィラメントf2の電源側端子に接続しているが、本実施形態の放電灯点灯装置では、コンデンサC3の低圧側端子をフィラメントf2の非電源側端子に接続している。尚、コンデンサC3以外の構成は実施形態2と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【0049】
実施形態1の放電灯点灯装置では、一方のフィラメントf1の断線のみを検出しているが、本実施形態では、両方のフィラメントf1,f2の断線を検出している。ここで、フィラメントf2が断線した場合、コンデンサC3に充電電流を流す経路と、コンデンサC3から放電電流が流れ出す経路とが両方共になくなるので、レベル検出回路8の入力端には抵抗R1,R2を介して第1の直流電源E1の直流電圧が印加されるため、レベル検出回路8ではフィラメントf2が断線したことを検出できる。一方、フィラメントf1が断線した場合は、実施形態2と同様、コンデンサC3から放電電流が流れ出す経路がなくなるため、コンデンサC3の両端間に正の電圧が発生し、上述と同様にフィラメントf1が断線したことを検出できる。
【0050】
(実施形態8)
本発明の実施形態8を図12を参照して説明する。実施形態1の放電灯点灯装置では、フィラメント検出部3によりフィラメントf1のみの断線を検出しているが、本実施形態の放電灯点灯装置では、フィラメント検出部3により両方のフィラメントf1,f2の断線を検出している。尚、フィラメント検出部3以外の構成は実施形態1と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【0051】
フィラメント検出部3は第2及び第3の直流電源E2a,E2bを2つ有し、第2及び第3の直流電源E2a,E2bの両端間に、それぞれ、抵抗R1a,R2a及びコンデンサC3aからなる第1の直列充電回路7a、抵抗R1b,R2b及びコンデンサC3bからなる第2の直列充電回路7bを接続し、抵抗R1a,R2aの接続点とフィラメントf1の非電源側端子との間に第1のダイオード(以下、ダイオードと略す。)D1aを接続するとともに、抵抗R1b,R2bの接続点とフィラメントf2の非電源側端子との間に第2のダイオード(以下、ダイオードと略す。)D1bを接続してある。尚、ダイオードD1aは、抵抗R1a,R2aの接続点からフィラメントf1の非電源側端子へ電流が流れる向きに接続され、ダイオードD1bは、抵抗R1b,R2bの接続点からフィラメントf2の非電源側端子へ電流が流れる向きに接続されている。
【0052】
そして、レベル検出回路8a,8bにより、コンデンサC3a,C3bの両端電圧と所定のしきい値電圧との高低をそれぞれ比較することによって、フィラメントf1,f2の断線をそれぞれ検出しており、レベル検出回路8a,8bの検出信号はそれぞれダイオードD3a,D3bを介して出力制御部6に入力される。
【0053】
ここで、フィラメントf1又はf2が断線すると、コンデンサC3a,C3bから放電電流が流れ出す経路(すなわち、コンデンサC3a,C3bを逆充電する経路)がなくなるため、コンデンサC3a,C3bの両端間に正の電圧が発生する。而して、レベル検出回路8a,8bでは、それぞれ、コンデンサC3a,C3bの両端電圧が所定のしきい値電圧を超えることから、フィラメントf1,f2の断線を検出することができ、出力制御部6はレベル検出回路8a,8bの検出結果に応じて発振回路5の発振動作を停止させ、インバータ回路1の出力を停止している。ここに、上記しきい値電圧は正常点灯時におけるコンデンサC3a,C3bの両端電圧よりも高く、且つ、フィラメントの断線時におけるコンデンサC3a,C3bの両端電圧よりも低い電圧に設定されている。
【0054】
尚、本実施形態の回路では、第1及び第2の直列充電回路7a,7bに対して、それぞれ、直流電源E2a,E2b、レベル検出回路8a,8bを設けているが、図13に示すように、直流電源E2の両端間に、第1及び第2の直列充電回路7a,7bをそれぞれ接続するとともに、コンデンサC3a,C3bの両端電圧を、それぞれ、ダイオードD4a,D4bを介してレベル検出回路8に入力することにより、2つの直列充電回路7a,7bで、直流電源E2及びレベル検出回路8を共用するようにしても良く、部品数を少なくして、コストダウンを図ることができる。
【0055】
(実施形態9)
本発明の実施形態9を図14を参照して説明する。実施形態1の放電灯点灯装置では、ダイオードD1のカソードを放電灯La及びコンデンサC2の接続点(すなわち放電灯Laのフィラメントf1の非電源側端子)に接続しているが、本実施形態では、ダイオードD1のカソードをチョークコイルL1及び放電灯Laの接続点(すなわち放電灯Laのフィラメントf1の電源側端子)に接続している。尚、ダイオードD1以外の構成は実施形態1と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【0056】
ここで、チョークコイルL1及び放電灯Laの接続点の電圧は、実施形態1と同様に、放電灯Laの正常点灯時には略正弦波状の交流電圧となっているが、フィラメントf1の断線やランプ外れによって矩形波の交流電圧となる。しかしながら、スイッチング素子Q2がオンするたびに、直流電源E2から抵抗R1及びダイオードD1を介して直流カットコンデンサC1に電流が流れて、コンデンサC1が充電されるため、いずれコンデンサC3の放電経路が遮断され、コンデンサC3の両端間に正の電圧が発生する。したがって、レベル検出回路8では、実施形態1と同様にコンデンサC3の両端電圧が正の電圧となることから、フィラメントf1の断線を検出することができる。
【0057】
(実施形態10)
本発明の実施形態10を図15を参照して説明する。実施形態1の放電灯点灯装置では、ダイオードD1のカソードを放電灯La及びコンデンサC2の接続点(すなわち放電灯Laのフィラメントf1の非電源側端子)に接続しているが、本実施形態では、ダイオードD1のカソードをコンデンサC1及びチョークコイルL1の接続点に接続している。尚、ダイオードD1以外の構成は実施形態1と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【0058】
ここで、コンデンサC1及びチョークコイルL1の接続点の電圧は、正常点灯時でもフィラメントf1の断線時でも矩形波の交流電圧となっているが、正常点灯時にはコンデンサC3を充電する充電経路と放電電流を流す放電経路とが存在するため、コンデンサC3の両端電圧は負の電圧となる。一方、フィラメントf1の断線時には、直流電源E2から抵抗R1及びダイオードD1を介して直流カットコンデンサC1に電流が流れて、コンデンサC1が充電されるため、いずれコンデンサC3の放電経路が遮断され、コンデンサC3の両端間に正の電圧が発生する。したがって、レベル検出回路8では、コンデンサC3の両端電圧が正の電圧となることから、フィラメントf1の断線を検出することができる。
【0059】
(実施形態11)
本発明の実施形態11を図16を参照して説明する。実施形態9の放電灯点灯装置では、放電灯Laの両フィラメントf1,f2の非電源側端子間に共振用コンデンサC2を接続しているが、本実施形態の放電灯点灯装置では、放電灯Laの両フィラメントf1,f2の電源側端子間に共振用コンデンサC2を接続し、フィラメントf1,f2の両端間に、それぞれ、チョークコイルL1に設けた補助巻線n2,n3を接続し、これらの補助巻線n2,n3によりフィラメントf1,f2に予熱電流を供給している。尚、コンデンサC2、放電灯La及び補助巻線n2,n3以外の構成は実施形態9と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【0060】
ここで、チョークコイルL1及び放電灯Laの接続点の電圧は、実施形態1と同様に、放電灯Laの正常点灯時には略正弦波状の交流電圧となっているが、フィラメントf1の断線やランプ外れによって矩形波の交流電圧となる。しかしながら、スイッチング素子Q2がオンするたびに、直流電源E2から抵抗R1及びダイオードD1を介して直流カットコンデンサC1に電流が流れて、コンデンサC1が充電されるため、いずれコンデンサC3の放電経路が遮断され、コンデンサC3の両端間に正の電圧が発生する。したがって、レベル検出回路8では、コンデンサC3の両端電圧が正の電圧となることから、フィラメントf1の断線を検出することができる。
【0061】
(実施形態12)
本発明の実施形態12を図17を参照して説明する。本実施形態では、実施形態4の放電灯点灯装置において、第1の直流電源を、交流電源ACの交流電圧を全波整流するダイオードブリッジよりなる整流回路DBと、整流回路DBの整流出力を一定の直流電圧に変換するチョッパ回路2とで構成しており、第2の直流電源E2をチョッパ回路2の出力側から得ている。また本回路では、第1の出力制御部6aが第1及び第2のレベル検出回路8a,8bの検出信号に応じて発振回路5の発振動作を制御しており、フィラメントの先行予熱時及び始動時において第1及び第2のレベル検出回路8a,8bの検出信号を強制的に停止させるスイッチSWを設けている。また、フィラメントの先行予熱、始動及び点灯時におけるインバータ回路1の出力を制御する第3の出力制御部6cを設けている。尚、第1の直流電源E1、第1及び第3の出力制御部6a,6c、スイッチSW以外の構成は実施形態4と略同じであるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。
【0062】
チョッパ回路2は、整流回路DBの直流出力端子間に接続されたチョッパ用チョークL2及びスイッチング素子Q3の直列回路と、スイッチング素子Q3の両端間にダイオードD2を介して接続された平滑コンデンサC4a,C4bの直列回路とで構成される昇圧チョッパ回路からなり、入力電流歪みを改善しつつ、平滑コンデンサC4a,C4bの両端間に整流回路DBの整流電圧を昇圧した直流電圧を発生させ、インバータ回路1に供給する。また、平滑コンデンサC4bの両端間に抵抗R1,R2及びコンデンサC3からなる直列充電回路7を接続しており、平滑コンデンサC4bの両端電圧から第2の直流電源E2を得ている。なお、チョッパ回路2は従来周知の回路構成であるから、その動作説明は省略する。また、本実施形態のチョッパ回路2では2つの平滑コンデンサC4a,C4bを直列に接続しているので、平滑コンデンサを1つで構成した場合に比べて、平滑コンデンサC4a,C4bの耐圧を高めることができる。
【0063】
ここで、チョッパ回路2の出力電圧は、正常点灯時におけるランプ電圧の全振幅の1.3倍程度の電圧値に設定している。また、コンデンサC4bの両端電圧はチョッパ回路2の出力電圧の略1/2の電圧値に設定されているので、コンデンサC4bの両端電圧(すなわち第2の直流電源E2の直流電圧)は正常点灯時におけるランプ電圧の片振幅の1.3倍程度の電圧値に設定される。
【0064】
以下に、フィラメント検出部3の動作について図18乃至図22を参照して簡単に説明する。放電灯Laの正常点灯時にはダイオードD1が常に導通しているので、ダイオードD1のアノード側の電圧波形は図18に示すようにランプ電圧と略同様の正弦波形となり、充電用コンデンサC3の両端電圧は略0Vになる。
【0065】
一方、放電灯LaのチョークコイルL1側のフィラメントf1が断線した場合は、コンデンサC3から放電電流が流れ出す放電経路(すなわちコンデンサC3を逆充電する経路)がなくなるため、図19に示すようにコンデンサC3の両端電圧は正の直流電圧となり、コンデンサC3の両端電圧が正の電圧になることから、レベル検出回路8ではフィラメントf1の断線を検出できる。
【0066】
また、放電灯Laの両方のフィラメントf1,f2でエミレス状態が発生したり、スローリーク状態となった場合は、ランプ電圧の電圧波形は正負対称のまま、電圧振幅が大きくなるため、ダイオードD1のアノード側の電圧波形は、図20に示すように正弦波形を直流電源E2の直流電圧でクランプしたような電圧波形となり、コンデンサC3の両端間には負の電圧が発生する。
【0067】
つまり、放電灯Laの両方のフィラメントf1,f2でエミレス状態が発生した場合、エミッタ消耗により電子放出が困難になるとともに、陰極降下電圧が上昇し、この電圧は通常点灯時の約1.5倍以上になる(正負両方向とも1.5倍程度以上)。ここで、ランプ電圧の正の半サイクルにける電圧が、直流電源E2の直流電圧以上になると、ダイオードD1が非導通となって、ダイオードD1のアノード側の電圧波形は正弦波形が直流電源E2の直流電圧でクランプされたような波形となる。ここで、コンデンサC3の両端間には、ダイオードD1のアノード側の電圧の平均値に比例した電圧が発生するので、コンデンサC3の両端間には負の電圧が発生する。
【0068】
また、フィラメントf1,f2の内、何れか一方のフィラメントがエミレス状態となった場合について図21及び図22を参照して説明する。尚、一方のフィラメントがエミレス状態となった場合は、ランプ電圧の正又は負の電圧が通常点灯時の約1.5倍以上の電圧となる。
【0069】
直流電源E1の低圧側端に接続されたフィラメントf2が断線した場合、放電灯Laに印加されるランプ電圧は正負が非対称となり、正の電圧が負の電圧の約1.5倍以上となるような電圧波形となる。この時、ダイオードD1のアノード側の電圧波形は、ランプ電圧の電圧波形を直流電源E2の直流電圧でクランプしたような電圧波形となり、正の電圧成分が多いため、コンデンサC3の両端間には正の電圧が発生する。
【0070】
一方、チョークコイルL1側のフィラメントf1が断線した場合、放電灯Laに印加されるランプ電圧は正負が非対称となり、負の電圧が正の電圧の約1.5倍以上となるような電圧波形となる。この時、ダイオードD1のアノード側の電圧波形はランプ電圧の電圧波形と略同じ電圧波形となり、負の電圧成分が多いため、コンデンサC3の両端間には負の電圧が発生する。
【0071】
而して、コンデンサC3の両端電圧は、正常点灯時には略0、フィラメントf1の断線時及びフィラメントf2のエミレス時には正の電圧、フィラメントf2のエミレス時及びフィラメントf1,f2のエミレス時には負の電圧となる。したがって、第1及び第2のレベル検出回路8a,8bでは、コンデンサC3の両端電圧が正又は負の電圧であるか否かを検出し、正又は負の電圧になると第1の出力制御部6に異常信号を出力しており、この異常信号に応じて出力制御部6では発振回路5の発振動作を停止させるなどして回路部品を保護している。
【0072】
尚、本実施形態の放電灯点灯装置は、放電灯Laのフィラメント予熱、始動及び点灯時におけるインバータ回路1の出力を制御する第3の出力制御部6cを備えており、予熱、始動時には第3の出力制御部6cからの信号により、レベル検出回路8a,8bの出力端子間に接続されたスイッチSWをオンさせているので、レベル検出回路8a,8bの検出信号を無効とし、誤動作の発生を防止している。すなわち放電灯Laが点灯するまでの間、抵抗R1を介してコンデンサC1,C2が充電され、コンデンサC3から放電電流が流れる経路が遮断されるので、コンデンサC3の両端間に正の電圧が発生し、レベル検出回路8a,8bが誤検出する虞があるが、放電灯Laが点灯するまでの間、スイッチSWをオンさせてレベル検出回路8a,8bの出力を強制的に停止させているので、レベル検出回路8a,8bの誤検出を防止できる。
【0073】
フィラメント検出部3において上述のような検出動作を行わせる場合、直流電源E2の直流電圧としては、定数やランプ電圧のばらつきなどを考慮し、正常点灯時のランプ電圧のピーク値の約1.1倍〜1.4倍の電圧値に設定するのが望ましいが、定数やランプ電圧のばらつきが小さい放電灯点灯装置では、直流電源E2の電圧範囲をもう少し広い範囲で設定しても良く、また周囲温度の変化に応じて電圧範囲を変化させるようにしても良い。いずれにしても、正常点灯時におけるランプ電圧のピーク値よりも高く、且つ、エミレス点灯時におけるランプ電圧のピーク値よりも低い電圧値に設定すれば良い。
【0074】
(実施形態13)
本発明の実施形態13を図23を参照して説明する。本実施形態では、実施形態1の放電灯点灯装置において、放電灯Laの装着状態を判別するランプ装着判別回路9を設けている。尚、ランプ装着判別回路9以外の構成は実施形態1と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付して、その説明を省略する。また、図23では図示を簡単にするためにフィラメント検出部3を省略して図示してある。
【0075】
本回路では、直流電源E3の両端間に抵抗R3を介して放電灯Laの一方のフィラメントf2を接続しており、抵抗R3及びフィラメントf2の接続点の電位と所定の基準電圧E0(0<E0<E3)との高低を比較するコンパレータCP3によりランプ装着判別回路9を構成している。コンパレータCP3は抵抗R3及びフィラメントf2の接続点の電位と基準電圧E0との高低を比較しており、放電灯Laの装着時には抵抗R3及びフィラメントf2の接続点の電位が略零となって、コンパレータCP3の出力はローになる。一方、放電灯Laが外されると、抵抗R3及びフィラメントf2の接続点の電位は直流電源E3の電源電圧に略等しくなり、コンパレータCP3の出力はハイになる。
【0076】
ここで、実施形態1で説明したようにフィラメント検出部3がフィラメントf1の断線を検出するか、又はランプ装着判別回路9がフィラメントf2の断線を検出し、その検出結果に応じて出力制御部6が発振回路5の発振を停止させた状態で、コンパレータCP3の出力がローからハイになると、出力制御部6は放電灯Laが交換されたものと判断し、発振回路5の発振動作を再開させて、放電灯Laを再点灯させており、ランプ装着判別回路9の判別結果に応じて放電灯Laを自動的に再点灯させることができる。
【0077】
尚、実施形態2乃至12の放電灯点灯装置において、本実施形態のランプ装着判別回路9を設けても良く、ランプ装着判別回路9の判別結果に応じて放電灯Laの交換時に放電灯Laを自動的に再点灯させることができる。
【0078】
ところで、図24は上述した各実施形態の回路を構成する回路部品11が実装されたプリント配線板よりなる回路基板10をケース12内に収納した状態を示しており、回路基板10とケース12内面との間の空間には充填材13が充填されている。このように、回路基板10とケース12内面との間の空間に充填材13を充填した場合、充填材13の比誘電率によって浮遊容量が発生するが、フィラメント検出部3を各実施形態で説明したように構成することによって、浮遊容量の影響を無視することができ、回路部品の放熱性や防水性を向上させた放電灯点灯装置を実現できる。
【0079】
尚、上述の各実施形態ではLC直列共振回路からなる他励式のインバータ回路1を例に説明を行ったが、上述のインバータ方式やその駆動方式に限定される趣旨のものではない。
【0080】
【発明の効果】
上述のように、請求項1の発明は、第1の直流電源の直流電圧をスイッチング素子でスイッチングした電圧を直流カット用コンデンサを介して交流電圧に変換するインバータ回路と、共振用インダクタ、共振用コンデンサ及び熱陰極型の放電灯を具備してインバータ回路から供給される交流電圧を共振作用によって正弦波状の交流電圧として放電灯を点灯させる負荷回路と、第2の直流電源の両端間に直列に接続された複数の抵抗器及び充電用コンデンサからなる第1の直列充電回路と、複数の抵抗器の接続点と負荷回路の交流電圧の供給点との間にカソードを交流電圧の供給点側にして接続され、フィラメントの正常装着時には交流電圧の負の半サイクルにおいて充電用コンデンサからの放電電流を流すとともに正の半サイクルにおいて充電用コンデンサへの充電電流を阻止する第1のダイオードと、充電用コンデンサの両端電圧と所定のしきい値電圧との高低を比較し、充電用コンデンサの両端電圧がしきい値電圧を超えると無負荷状態と判別する無負荷検出回路と、無負荷検出回路の検出結果に応じてインバータ回路の発振動作を制御する第1のインバータ制御回路とを備えて成ることを特徴とし、放電灯のフィラメントが正常に装着されている場合は、第1のダイオードと一方のフィラメントとを介して充電用コンデンサから放電電流を流す経路が存在するので、交流電圧の負の半サイクルにおいて充電用コンデンサから放電電流が流れ、充電用コンデンサが負電圧に充電されるため、充電用コンデンサの両端電圧が無負荷状態に比べて低下するという効果がある。したがって、無負荷検出回路では充電用コンデンサの両端電圧としきい値電圧との高低を比較することによって無負荷状態を確実に検出でき、従来の放電灯点灯装置のように無負荷時においてインバータ回路の出力が浮遊容量を介して充電用コンデンサに回り込むことにより、無負荷状態を検出できなくなることはないという効果がある。
【0081】
請求項2の発明は、請求項1の発明において、無負荷検出回路が無負荷状態を検出すると、第1のインバータ制御回路がスイッチング素子の発振動作を停止させることを特徴とし、第1のインバータ制御回路は、無負荷時にスイッチング素子の発振動作を停止させているので、回路部品に過大な電圧が加わって、回路部品が破損するのを防止できるという効果がある。
【0082】
請求項3の発明は、請求項2の発明において、放電灯の少なくとも何れか一方のフィラメントが正常に装着されているか否かを検出する装着検出回路を設け、無負荷検出回路が無負荷状態を検出している状態でフィラメントが正常に装着されたことを装着検出回路が検出すると、第1のインバータ制御回路がスイッチング素子の発振動作を再開させることを特徴とし、装着検出回路により放電灯が交換されたことを検出して、放電灯を自動的に再点灯させることができるという効果がある。
【0083】
請求項4の発明は、請求項1乃至3の何れか1項の発明において、インバータ回路の出力端子間に共振用のチョークコイルを介して放電灯の両フィラメントの電源側端子間を接続するとともに、放電灯の両フィラメントの非電源側端子間に共振用コンデンサを接続して成ることを特徴とし、請求項1乃至3の発明と同様の効果を奏する。
【0084】
請求項5の発明は、請求項4の発明において、上記第1のダイオードのカソードを、放電灯の一方のフィラメントと共振用コンデンサとの接続点に接続したことを特徴とし、請求項4の発明と同様の効果を奏する。
【0085】
請求項6の発明は、請求項5の発明において、第3の直流電源の両端間に直列に接続された複数の抵抗器及び充電用コンデンサからなる第2の直列充電回路を備え、第2の直列充電回路を構成する複数の抵抗器の接続点と、放電灯の他方のフィラメント及び共振用コンデンサの接続点との間にアノードを複数の抵抗器の接続点側にして第2のダイオードを接続し、上記無負荷検出回路は、第1及び第2の直列充電回路の充電用コンデンサの両端電圧と所定のしきい値電圧との高低をそれぞれ比較し、充電用コンデンサの両端電圧がしきい値電圧を超えると無負荷状態と判別することを特徴とし、第2の直列充電回路を構成する複数の抵抗器の接続点と、放電灯の他方のフィラメント及び共振用コンデンサの接続点との間に第2のダイオードを接続しているので、第2の直列充電回路を構成する充電用コンデンサの両端電圧から他方のフィラメントの断線やフィラメント外れを検出でき、両方のフィラメントの断線やフィラメント外れを検出できるという効果がある。
【0086】
請求項7の発明は、請求項1乃至6の何れか1項の発明において、第2の直流電源はインバータ回路の出力側から得ることを特徴とし、請求項1乃至6の発明と同様の効果を奏する。
【0087】
請求項8の発明は、請求項1乃至6の何れか1項の発明において、第2の直流電源はインバータ回路の入力側から得ることを特徴とし、請求項1乃至6の発明と同様の効果を奏する。
【0088】
請求項9の発明は、請求項1乃至6の何れか1項の発明において、第1の直流電源は、直流の電源電圧をスイッチング素子でスイッチングすることによって、前記電源電圧を昇圧した一定の直流電圧を生成する昇圧チョッパ回路からなることを特徴とし、請求項1乃至6の発明と同様の効果を奏する。
【0089】
請求項10の発明は、請求項1乃至9の何れか1項の発明において、正常点灯時に充電用コンデンサに発生する電圧よりも低く、且つ、エミレス時に充電用コンデンサに発生する電圧よりも高い値に設定された基準電圧と充電用コンデンサの両端電圧との高低を比較し、充電用コンデンサの両端電圧が前記基準電圧を下回ると放電灯の異常状態を示す異常検出信号を生成する異常検出回路を設け、インバータ制御回路が無負荷検出回路及び異常検出回路の検出結果に応じてインバータ回路の発振動作を制御することを特徴とし、放電灯の寿命末期時にエミレス状態が発生するとインバータ回路の出力が増加し、第1のダイオードのカソードに印加される交流電圧の振幅が増加するので、第1のダイオードのアノードの電圧波形は、カソードに印加される交流電圧を第2の直流電源の電源電圧でクランプしたような電圧波形となり、正の半サイクルの電圧に比べて負の半サイクルの電圧が増加するから、充電用コンデンサの両端電圧が低下し、基準電圧を下回る。したがって、異常検出回路では充電用コンデンサの両端電圧と基準電圧との高低を比較することにより、放電灯のエミレス状態を検出でき、インバータ制御回路が無負荷検出回路及び異常検出回路の検出信号に応じてインバータ回路の発振動作を制御することにより、無負荷時やエミレス時に回路部品の保護動作を行わせることができるという効果がある。
【0090】
請求項11の発明は、請求項1乃至10の何れか1項の発明において、第2の直流電源の直流電圧は、正常点灯時におけるランプ電圧のピーク値の1.1倍以上、且つ、1.3倍以下の電圧であることを特徴とし、請求項1乃至10の発明と同様の効果を奏する。
【0091】
請求項12の発明は、請求項1乃至11の何れか1項の発明において、フィラメントの先行予熱時及び始動時において無負荷検出回路の出力を強制的に停止させる出力停止手段を設けたことを特徴とし、インバータ回路が発振動作を開始していない状態では充電用コンデンサから第1のダイオードを介して放電する経路が存在しないため、フィラメントが正常であるにも関わらず充電用コンデンサの両端電圧がしきい値電圧を超えて無負荷状態を誤検出する虞があるが、先行予熱時及び始動時には出力停止手段が無負荷検出回路の出力を強制的に停止しているので、無負荷検出回路の誤動作を防止できるという効果がある。
【0092】
請求項13の発明は、請求項1乃至12の何れか1項の発明において、上記回路を構成する回路部品が実装された回路基板をケース内に収納し、ケースと回路基板との間の空間の少なくとも一部に樹脂を充填して成ることを特徴とし、樹脂を充填することによって回路部品の放熱を高めたり、防水性を向上させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】 実施形態1の放電灯点灯装置の回路図である。
【図2】 同上の正常点灯時における回路動作を説明する要部回路図である。
【図3】 同上の無負荷状態における回路動作を説明する要部回路図である。
【図4】 実施形態2の放電灯点灯装置の回路図である。
【図5】 実施形態3の放電灯点灯装置の回路図である。
【図6】 実施形態4の放電灯点灯装置の回路図である。
【図7】 同上の不点時における回路動作を説明する要部回路図である。
【図8】 同上の要部を示す具体回路図である。
【図9】 実施形態5の放電灯点灯装置の回路図である。
【図10】 実施形態6の放電灯点灯装置の回路図である。
【図11】 実施形態7の放電灯点灯装置の回路図である。
【図12】 実施形態8の放電灯点灯装置の回路図である。
【図13】 同上の別の放電灯点灯装置の回路図である。
【図14】 実施形態9の放電灯点灯装置の回路図である。
【図15】 実施形態10の放電灯点灯装置の回路図である。
【図16】 実施形態11の放電灯点灯装置の回路図である。
【図17】 実施形態12の放電灯点灯装置の回路図である。
【図18】 同上の正常点灯時における回路動作を説明する要部回路図である。
【図19】 同上のフィラメント断線時における回路動作を説明する要部回路図である。
【図20】 同上のエミレス時における回路動作を説明する要部回路図である。
【図21】 同上のエミレス時における回路動作を説明する要部回路図である。
【図22】 同上のエミレス時における回路動作を説明する要部回路図である。
【図23】 実施形態13の放電灯点灯装置の回路図である。
【図24】 各実施形態の放電灯点灯装置の構造を示す一部省略せる断面図である。
【図25】 従来の放電灯点灯装置の回路図である。
【図26】 従来の別の放電灯点灯装置の回路図である。
【図27】 同上の実用回路を示す回路図である。
【図28】 従来の更にまた別の放電灯点灯装置の回路図である。
【符号の説明】
1 インバータ回路
3 フィラメント検出部
6 出力制御部
7 直列充電回路
8 レベル検出回路
C2 コンデンサ
C3 充電用コンデンサ
D1 ダイオード
E1 第1の直流電源
E2 第2の直流電源
f1 フィラメント
La 放電灯
R1,R2 抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device.
[0002]
[Prior art]
FIG. 25 shows a circuit diagram of a conventional discharge lamp lighting device. This discharge lamp lighting device converts a DC voltage of a DC power supply E into a high-frequency AC voltage by switching with switching elements Q1 and Q2, and converts it into a hot cathode type discharge lamp La such as a fluorescent lamp equipped with a filament. An
[0003]
The
[0004]
The discharge lamp lighting device includes a
[0005]
Here, when the filament f1 is disconnected or the filament f1 is disconnected, the voltage applied to the resistor R23 is lost. Therefore, the
[0006]
By the way, in the above-mentioned discharge lamp lighting device, the presence or absence of one filament f1 is detected. However, as shown in FIG. 26, there is also provided a discharge lamp lighting device that detects the presence or absence of both filaments f1 and f2. Yes. In this circuit, in the discharge lamp lighting device of FIG. 25, the DC cut capacitor C1 is connected between the power supply side terminal of the filament f2 of the discharge lamp La and the low voltage side terminal of the DC power supply E. The
[0007]
In this circuit, a charging current flows through the capacitor C1 through the path of DC power supply E-resistance R21-filament f1-resistance R24-filament f2-capacitor C1-DC power supply E, and the voltage across the capacitor C1 is divided by resistors R24 and R25. The voltage rectified by the diode D11 is detected by the
[0008]
Furthermore, as shown in FIG. 28, a discharge lamp lighting device that detects a no-load state by detecting the current flowing through the resonance capacitor C2 with the current transformer CT and monitoring the output of the current transformer CT with the
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
Of the discharge lamp lighting devices described above, in the discharge lamp lighting device shown in FIG. 25 and FIG. 26, the
[0010]
As described above, when the voltage dividing resistor is realized by a series circuit of a plurality of resistors, the floating length C0 of each part increases because the pattern length of the circuit board is increased and the mounting density of the circuit components is increased. For this reason, the high frequency output of the
[0011]
In the circuit shown in FIG. 28, the current transformer CT is used to detect the current flowing through the resonance capacitor C2. Compared with the case where the
[0012]
The present invention has been made in view of the above problems, and the object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device that can reliably detect a no-load state such as filament breakage or filament disconnection with a simple circuit configuration. In offer.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, the DC voltage of the first DC power supply is switched by the switching element.Exchanged voltage via a DC cut capacitor.Convert to current voltageRuConverter circuit,A load circuit that includes a resonance inductor, a resonance capacitor, and a hot cathode type discharge lamp, and turns on the discharge lamp as a sinusoidal AC voltage by a resonance action using an AC voltage supplied from the inverter circuit;A first series charging circuit comprising a plurality of resistors and a charging capacitor connected in series between both ends of the second DC power supply, and a connection point of the plurality of resistors;Load circuitConnected to the AC voltage supply point with the cathode at the AC voltage supply point side, and when the filament is normally mounted, the discharge current from the charging capacitor flows in the negative half cycle of the AC voltage.Prevent charging current to charging capacitor in positive half cycleA no-load detection circuit that compares the first diode and the voltage between both ends of the charging capacitor with a predetermined threshold voltage and determines a no-load state when the both-end voltage of the charging capacitor exceeds the threshold voltage And a first inverter control circuit that controls the oscillation operation of the inverter circuit according to the detection result of the no-load detection circuit, and when the filament of the discharge lamp is normally mounted, Since there is a path through which the discharge current flows from the charging capacitor via the first diode and one filament, the discharging current flows from the charging capacitor in the negative half cycle of the AC voltage, and the charging capacitor becomes a negative voltage. Since the battery is charged, the voltage across the charging capacitor is lower than that in the no-load state. Therefore, the no-load detection circuit can reliably detect the no-load condition by comparing the voltage across the charging capacitor with the threshold voltage, and the inverter circuit can be operated at no load like a conventional discharge lamp lighting device. The output does not go through the stray capacitance to the charging capacitor, so that no load can not be detected.
[0014]
According to a second aspect of the invention, in the first aspect of the invention, the first inverter control circuit stops the oscillation operation of the switching element when the no-load detection circuit detects a no-load state. Since the control circuit stops the oscillation operation of the switching element when there is no load, it is possible to prevent the circuit component from being damaged by applying an excessive voltage to the circuit component.
[0015]
According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, there is provided a mounting detection circuit for detecting whether or not at least one of the filaments of the discharge lamp is normally mounted, and the no-load detection circuit is in a no-load state. When the attachment detection circuit detects that the filament is normally attached in the detection state, the first inverter control circuit restarts the oscillation operation of the switching element, and the discharge lamp is replaced by the attachment detection circuit. The discharge lamp can be automatically turned on again when it is detected.
[0016]
In the invention of
[0017]
According to a fifth aspect of the present invention, in the fourth aspect of the present invention, the cathode of the first diode is connected to a connection point between one filament of the discharge lamp and the resonance capacitor. Has the same effect as.
[0018]
According to a sixth aspect of the present invention, in the fifth aspect of the invention, the second direct-current charging circuit includes a plurality of resistors and a charging capacitor connected in series between both ends of the third DC power supply. A second diode is connected between the connection point of the plurality of resistors constituting the series charging circuit and the connection point of the other filament of the discharge lamp and the resonance capacitor, with the anode at the connection point side of the plurality of resistors. The no-load detection circuit compares the voltage across the charging capacitor of the first and second series charging circuits with a predetermined threshold voltage, and the voltage across the charging capacitor is compared with the threshold voltage. When the voltage is exceeded, it is determined that there is no load. Between the connection point of the plurality of resistors constituting the second series charging circuit and the connection point of the other filament of the discharge lamp and the resonance capacitor Second diode Since the connection can be the voltage across the charging capacitor constituting the second series charging circuit can detect the other disconnection or filament out of the filament, to detect both disconnection and filament out of the filament.
[0019]
In the invention of
[0020]
In the invention of
[0021]
In the invention of claim 9, the claimAny one of 1 to 6The first DC power supply comprises a step-up chopper circuit that generates a constant DC voltage obtained by boosting the power supply voltage by switching a DC power supply voltage using a switching element.1 to 6The same effect as that of the present invention is achieved.
[0022]
In the invention of
[0023]
In the invention of
[0024]
In the invention of
[0025]
In the invention of
[0026]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0027]
(Embodiment 1)
A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This discharge lamp lighting device converts the direct current voltage of the first direct current power source E1 into a high frequency alternating voltage by switching with the switching elements Q1 and Q2, and discharges the hot cathode type discharge lamp such as a fluorescent lamp having a filament.
[0028]
The
[0029]
The
[0030]
Here, the operation of the
[0031]
On the other hand, the operation of the
[0032]
Here, as described in the conventional example, in consideration of the withstand voltage of the resistors R1 and R2 for voltage division, when the resistors R1 and R2 are each composed of a series circuit of a plurality of resistors, stray capacitance is present in each part of the circuit. However, the influence of the stray capacitance can be ignored by setting the capacitance of the charging capacitor C3 to a sufficiently large value as compared with the stray capacitance that can be assumed. Note that even if the capacitance of the charging capacitor C3 is increased, the charging / discharging time of the capacitor C3 is only increased, and the detection operation is not affected at all. For example, even if the capacitance of the charging capacitor C3 is 0.1 μF and the charging resistance (the combined resistance of the resistors R1 and R2) is 500 kΩ, the charging time constant is 50 mS, and there is no practical problem as the detection time for the no-load state. It's time. In addition, when the capacitance of the charging capacitor C3 is 0.1 μF, it is sufficiently larger than the normally expected value of the stray capacitance (several hundred pF), which affects the detection voltage of the charging capacitor C3. There is no risk.
[0033]
(Embodiment 2)
A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the present embodiment, in the discharge lamp lighting device of the second embodiment, the second DC power supply E2 is also used as the first DC power supply E1, and the resistors R1 and R2 and the charging are connected between both ends of the first DC power supply E1. A
[0034]
(Embodiment 3)
[0035]
The
[0036]
In this circuit, a
[0037]
(Embodiment 4)
A fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the present embodiment, in the discharge lamp lighting device of the second embodiment, a first
[0038]
The first
[0039]
On the other hand, the second
[0040]
The circuit diagram of FIG. 8 shows a specific circuit diagram of this circuit. The first
[0041]
Here, when the voltage across the capacitor C3 exceeds the positive threshold voltage Vref1 because the filament f1 of the discharge lamp La is broken, the output of the comparator CP1 becomes high, and the first output control unit 6a The oscillation operation of the
[0042]
Further, when the discharge lamp La becomes inconspicuous at the end of its life and the voltage across the capacitor C3 becomes lower than the negative threshold voltage Vref2, the output of the comparator CP2 becomes high, and the second
[0043]
In the circuit of FIG. 8, the second DC power supply E2 is provided separately from the first DC power supply E1, but it goes without saying that the second DC power supply E2 may be shared by the first DC power supply E1. Yes.
[0044]
(Embodiment 5)
[0045]
Since the
[0046]
(Embodiment 6)
[0047]
In the second DC power source E2, the voltage generated in the secondary winding n2 of the choke coil L1 is rectified by the diode D5, smoothed by the capacitor C5, then made constant by the Zener diode ZD1, and supplied to the
[0048]
(Embodiment 7)
A seventh embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the discharge lamp lighting device of the second embodiment, the low voltage side terminal of the capacitor C3 is connected to the power supply side terminal of the low voltage side filament f2 of the discharge lamp La. However, in the discharge lamp lighting device of the present embodiment, the capacitor C3 The low voltage side terminal is connected to the non-power supply side terminal of the filament f2. Since the configuration other than the capacitor C3 is the same as that of the second embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
[0049]
In the discharge lamp lighting device of the first embodiment, only the disconnection of one filament f1 is detected, but in this embodiment, the disconnection of both filaments f1 and f2 is detected. Here, when the filament f2 is disconnected, both the path through which the charging current flows through the capacitor C3 and the path through which the discharging current flows out from the capacitor C3 are eliminated, so that the input terminal of the
[0050]
(Embodiment 8)
An eighth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the discharge lamp lighting device of the first embodiment, the
[0051]
The
[0052]
The
[0053]
Here, when the filament f1 or f2 is disconnected, there is no path through which the discharge current flows from the capacitors C3a and C3b (that is, the path for reversely charging the capacitors C3a and C3b), so that a positive voltage is applied across the capacitors C3a and C3b. appear. Thus, in the
[0054]
In the circuit of this embodiment, DC power supplies E2a and E2b and
[0055]
(Embodiment 9)
Embodiment 9 of the present invention will be described with reference to FIG. In the discharge lamp lighting device of the first embodiment, the cathode of the diode D1 is connected to the connection point of the discharge lamp La and the capacitor C2 (that is, the non-power supply side terminal of the filament f1 of the discharge lamp La). The cathode of the diode D1 is connected to the connection point of the choke coil L1 and the discharge lamp La (that is, the power supply side terminal of the filament f1 of the discharge lamp La). Since the configuration other than the diode D1 is the same as that of the first embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
[0056]
Here, the voltage at the connection point of the choke coil L1 and the discharge lamp La is a substantially sinusoidal AC voltage when the discharge lamp La is normally lit, as in the first embodiment, but the filament f1 is disconnected or the lamp is disconnected. Becomes a rectangular wave AC voltage. However, every time switching element Q2 is turned on, current flows from DC power supply E2 to DC cut capacitor C1 via resistor R1 and diode D1, and capacitor C1 is charged, so that the discharge path of capacitor C3 is eventually cut off. A positive voltage is generated across the capacitor C3. Therefore, in the
[0057]
(Embodiment 10)
A tenth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the discharge lamp lighting device of the first embodiment, the cathode of the diode D1 is connected to the connection point of the discharge lamp La and the capacitor C2 (that is, the non-power supply side terminal of the filament f1 of the discharge lamp La). The cathode of the diode D1 is connected to the connection point between the capacitor C1 and the choke coil L1. Since the configuration other than the diode D1 is the same as that of the first embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
[0058]
Here, the voltage at the connection point between the capacitor C1 and the choke coil L1 is a rectangular AC voltage regardless of whether the filament f1 is normally lit or the filament f1 is disconnected. Therefore, the voltage across the capacitor C3 is a negative voltage. On the other hand, when the filament f1 is disconnected, a current flows from the DC power source E2 to the DC cut capacitor C1 via the resistor R1 and the diode D1, and the capacitor C1 is charged. Therefore, the discharge path of the capacitor C3 is eventually interrupted, and the capacitor C3 A positive voltage is generated between the two terminals. Therefore, the
[0059]
(Embodiment 11)
An eleventh embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the discharge lamp lighting device of the ninth embodiment, the resonance capacitor C2 is connected between the non-power supply side terminals of both filaments f1, f2 of the discharge lamp La. However, in the discharge lamp lighting device of the present embodiment, the discharge lamp La A resonance capacitor C2 is connected between the power supply side terminals of both filaments f1 and f2, and auxiliary windings n2 and n3 provided on the choke coil L1 are connected between both ends of the filaments f1 and f2, respectively. A preheating current is supplied to the filaments f1 and f2 by the windings n2 and n3. Since the configuration other than the capacitor C2, the discharge lamp La, and the auxiliary windings n2 and n3 is the same as that of the ninth embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted.
[0060]
Here, the voltage at the connection point of the choke coil L1 and the discharge lamp La is a substantially sinusoidal AC voltage when the discharge lamp La is normally lit, as in the first embodiment, but the filament f1 is disconnected or the lamp is disconnected. Becomes a rectangular wave AC voltage. However, every time switching element Q2 is turned on, current flows from DC power supply E2 to DC cut capacitor C1 via resistor R1 and diode D1, and capacitor C1 is charged, so that the discharge path of capacitor C3 is eventually cut off. A positive voltage is generated across the capacitor C3. Therefore, the
[0061]
A twelfth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the present embodiment, in the discharge lamp lighting device of the fourth embodiment, the first DC power source is a rectifier circuit DB composed of a diode bridge that full-wave rectifies the AC voltage of the AC power source AC, and the rectified output of the rectifier circuit DB is constant. The second DC power source E2 is obtained from the output side of the
[0062]
The
[0063]
Here, the output voltage of the
[0064]
Hereinafter, the operation of the
[0065]
On the other hand, when the filament f1 on the choke coil L1 side of the discharge lamp La is disconnected, there is no discharge path through which the discharge current flows from the capacitor C3 (that is, the path for reversely charging the capacitor C3), so that the capacitor C3 as shown in FIG. Is a positive DC voltage, and the voltage across the capacitor C3 is a positive voltage. Therefore, the
[0066]
Further, when the Emiless state occurs in both the filaments f1 and f2 of the discharge lamp La or when the slow leak state occurs, the voltage waveform of the lamp voltage remains positive and negative and the voltage amplitude increases. As shown in FIG. 20, the voltage waveform on the anode side is a voltage waveform obtained by clamping a sine waveform with the DC voltage of the DC power supply E2, and a negative voltage is generated between both ends of the capacitor C3.
[0067]
That is, when the Emiless state occurs in both filaments f1 and f2 of the discharge lamp La, it becomes difficult to emit electrons due to the consumption of the emitter, and the cathode fall voltage rises. This voltage is about 1.5 times that during normal lighting. This is the above (1.5 times or more in both positive and negative directions). Here, when the voltage in the positive half cycle of the lamp voltage becomes equal to or higher than the DC voltage of the DC power supply E2, the diode D1 becomes non-conductive, and the voltage waveform on the anode side of the diode D1 has a sine waveform of the DC power supply E2. The waveform is as if clamped by a DC voltage. Here, since a voltage proportional to the average value of the voltage on the anode side of the diode D1 is generated between both ends of the capacitor C3, a negative voltage is generated between both ends of the capacitor C3.
[0068]
Further, the case where one of the filaments f1 and f2 is in the Emires state will be described with reference to FIGS. When one of the filaments is in an Emileless state, the positive or negative voltage of the lamp voltage is about 1.5 times or more that during normal lighting.
[0069]
When the filament f2 connected to the low-voltage side end of the DC power supply E1 is disconnected, the lamp voltage applied to the discharge lamp La is asymmetric in positive and negative so that the positive voltage is about 1.5 times or more of the negative voltage. The voltage waveform is At this time, the voltage waveform on the anode side of the diode D1 is a voltage waveform obtained by clamping the voltage waveform of the lamp voltage with the DC voltage of the DC power supply E2, and since there are many positive voltage components, there is a positive voltage between both ends of the capacitor C3. Is generated.
[0070]
On the other hand, when the filament f1 on the choke coil L1 side is disconnected, the lamp voltage applied to the discharge lamp La is asymmetrical in positive and negative, and the voltage waveform is such that the negative voltage is about 1.5 times or more of the positive voltage. Become. At this time, the voltage waveform on the anode side of the diode D1 is substantially the same as the voltage waveform of the lamp voltage, and since there are many negative voltage components, a negative voltage is generated across the capacitor C3.
[0071]
Thus, the voltage across the capacitor C3 is substantially 0 when normally lit, a positive voltage when the filament f1 is disconnected and when the filament f2 is Emires, and a negative voltage when the filament f2 is Emires and when the filaments f1 and f2 are Emires. . Therefore, the first and second
[0072]
The discharge lamp lighting device of the present embodiment includes a third
[0073]
When the
[0074]
(Embodiment 13)
A thirteenth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the present embodiment, in the discharge lamp lighting device of the first embodiment, a lamp mounting determination circuit 9 that determines the mounting state of the discharge lamp La is provided. Since the configuration other than the lamp mounting determination circuit 9 is the same as that of the first embodiment, the same components are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted. Further, in FIG. 23, the
[0075]
In this circuit, one filament f2 of the discharge lamp La is connected between both ends of the DC power source E3 via a resistor R3, and the potential at the connection point between the resistor R3 and the filament f2 and a predetermined reference voltage E0 (0 <E0). The lamp mounting discriminating circuit 9 is configured by the comparator CP3 that compares the height with <E3). The comparator CP3 compares the potential of the connection point of the resistor R3 and the filament f2 with the reference voltage E0. When the discharge lamp La is mounted, the potential of the connection point of the resistor R3 and the filament f2 becomes substantially zero. The output of CP3 goes low. On the other hand, when the discharge lamp La is removed, the potential at the connection point of the resistor R3 and the filament f2 becomes substantially equal to the power supply voltage of the DC power supply E3, and the output of the comparator CP3 becomes high.
[0076]
Here, as described in the first embodiment, the
[0077]
In the discharge lamp lighting devices of the second to twelfth embodiments, the lamp mounting determination circuit 9 of the present embodiment may be provided, and the discharge lamp La is replaced when the discharge lamp La is replaced according to the determination result of the lamp mounting determination circuit 9. It can be automatically turned on again.
[0078]
FIG. 24 shows a state in which the
[0079]
In each of the above-described embodiments, the separately-
[0080]
【The invention's effect】
As described above, the invention of claim 1 switches the DC voltage of the first DC power supply by the switching element.Exchanged voltage via a DC cut capacitor.Convert to current voltageRuConverter circuit,A load circuit that includes a resonance inductor, a resonance capacitor, and a hot cathode type discharge lamp, and turns on the discharge lamp as a sinusoidal AC voltage by a resonance action using an AC voltage supplied from the inverter circuit;A first series charging circuit comprising a plurality of resistors and a charging capacitor connected in series between both ends of the second DC power supply, and a connection point of the plurality of resistors;Load circuitConnected to the AC voltage supply point with the cathode at the AC voltage supply point side, and when the filament is normally mounted, the discharge current from the charging capacitor flows in the negative half cycle of the AC voltage.Prevent charging current to charging capacitor in positive half cycleA no-load detection circuit that compares the first diode and the voltage between both ends of the charging capacitor with a predetermined threshold voltage and determines a no-load state when the both-end voltage of the charging capacitor exceeds the threshold voltage And a first inverter control circuit that controls the oscillation operation of the inverter circuit according to the detection result of the no-load detection circuit, and when the filament of the discharge lamp is normally mounted, Since there is a path through which the discharge current flows from the charging capacitor via the first diode and one filament, the discharging current flows from the charging capacitor in the negative half cycle of the AC voltage, and the charging capacitor becomes a negative voltage. Since the battery is charged, there is an effect that the voltage across the charging capacitor is lower than that in the no-load state. Therefore, the no-load detection circuit can reliably detect the no-load condition by comparing the voltage across the charging capacitor with the threshold voltage, and the inverter circuit can be operated at no load like a conventional discharge lamp lighting device. There is an effect that the no-load state cannot be detected because the output wraps around the charging capacitor via the stray capacitance.
[0081]
The invention of
[0082]
According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, there is provided a mounting detection circuit for detecting whether or not at least one of the filaments of the discharge lamp is normally mounted, and the no-load detection circuit is in a no-load state. When the attachment detection circuit detects that the filament is normally attached in the detection state, the first inverter control circuit restarts the oscillation operation of the switching element, and the discharge lamp is replaced by the attachment detection circuit. This has the effect that the discharge lamp can be automatically re-lit upon detection of this.
[0083]
The invention of
[0084]
According to a fifth aspect of the invention, in the fourth aspect of the invention, the cathode of the first diode is connected to a connection point between one filament of the discharge lamp and a resonance capacitor. Has the same effect as.
[0085]
The invention of
[0086]
The invention according to
[0087]
The invention according to
[0088]
The invention of claim 9Any one of
[0089]
The tenth aspect of the present invention provides the first to ninth aspects.Any one ofIn this invention, the level of the reference voltage set to a value lower than the voltage generated in the charging capacitor during normal lighting and higher than the voltage generated in the charging capacitor during Emires and the voltage across the charging capacitor is In comparison, an abnormality detection circuit is provided that generates an abnormality detection signal indicating an abnormal state of the discharge lamp when the voltage across the charging capacitor falls below the reference voltage, and the inverter control circuit detects the detection result of the no-load detection circuit and the abnormality detection circuit. The oscillation operation of the inverter circuit is controlled according to the output of the inverter circuit, and when the Emires state occurs at the end of the life of the discharge lamp, the output of the inverter circuit increases, and the amplitude of the AC voltage applied to the cathode of the first diode Since the voltage waveform of the anode of the first diode increases, the AC voltage applied to the cathode is equal to the power supply voltage of the second DC power supply. It becomes a voltage waveform as the ramp, because the voltage of the negative half cycle is increased as compared with the voltage of the positive half cycle, the voltage across the charging capacitor is reduced below the reference voltage. Therefore, the abnormality detection circuit can detect the Emiless state of the discharge lamp by comparing the voltage across the charging capacitor with the reference voltage, and the inverter control circuit responds to the detection signal of the no-load detection circuit and the abnormality detection circuit. Thus, by controlling the oscillation operation of the inverter circuit, it is possible to perform the protection operation of the circuit components when there is no load or when there is no Emires.
[0090]
The invention of
[0091]
The invention of
[0092]
The invention of
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a first embodiment.
FIG. 2 is a main part circuit diagram for explaining the circuit operation at the time of normal lighting.
FIG. 3 is a main part circuit diagram for explaining a circuit operation in a no-load state same as the above.
FIG. 4 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a second embodiment.
FIG. 5 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a third embodiment.
FIG. 6 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a fourth embodiment.
FIG. 7 is a main part circuit diagram for explaining the circuit operation in the case of the above-mentioned disadvantages;
FIG. 8 is a specific circuit diagram showing the main part of the above.
FIG. 9 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a fifth embodiment.
FIG. 10 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a sixth embodiment.
FIG. 11 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a seventh embodiment.
FIG. 12 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to an eighth embodiment.
FIG. 13 is a circuit diagram of another discharge lamp lighting device according to the above.
FIG. 14 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a ninth embodiment.
FIG. 15 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a tenth embodiment.
FIG. 16 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to an eleventh embodiment.
FIG. 17 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a twelfth embodiment.
FIG. 18 is a main part circuit diagram for explaining the circuit operation at the time of normal lighting.
FIG. 19 is a principal circuit diagram for explaining a circuit operation when the filament is broken.
FIG. 20 is a principal circuit diagram for explaining the circuit operation at the time of Emires.
FIG. 21 is a main part circuit diagram for explaining the circuit operation at the time of Emires.
FIG. 22 is a principal circuit diagram for explaining the circuit operation at the time of Emires.
FIG. 23 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a thirteenth embodiment.
FIG. 24 is a partially omitted cross-sectional view showing the structure of the discharge lamp lighting device of each embodiment.
FIG. 25 is a circuit diagram of a conventional discharge lamp lighting device.
FIG. 26 is a circuit diagram of another conventional discharge lamp lighting device.
FIG. 27 is a circuit diagram showing a practical circuit of the above.
FIG. 28 is a circuit diagram of still another conventional discharge lamp lighting device.
[Explanation of symbols]
1 Inverter circuit
3 Filament detector
6 Output controller
7 Series charging circuit
8 level detection circuit
C2 capacitor
C3 Charging capacitor
D1 diode
E1 First DC power supply
E2 Second DC power supply
f1 filament
La discharge lamp
R1, R2 resistance
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