JP3881209B2

JP3881209B2 - Doppler shift frequency measuring device and device using the same

Info

Publication number: JP3881209B2
Application number: JP2001319377A
Authority: JP
Inventors: 寛則須崎
Original assignee: Furuno Electric Co Ltd
Current assignee: Furuno Electric Co Ltd
Priority date: 2001-10-17
Filing date: 2001-10-17
Publication date: 2007-02-14
Anticipated expiration: 2021-10-17
Also published as: JP2003121544A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、超音波や電波などの伝搬波のパルスを送信信号として送信し、この送信信号の周波数と反射信号の周波数との差からドップラシフト周波数を求めるドップラシフト周波数測定装置およびその利用装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ドップラソナーや潮流計などにおいては、超音波のバースト波を所定方向に送信し、海底または所定水深から反射波を受信し、送信周波数と受信周波数との差からドップラシフト周波数を求め、そのドップラシフト周波数によって船舶の移動速度や潮流の流向・流速を計測するようにしている。
【０００３】
上記受信信号の周波数解析は、ＦＦＴ（離散フーリエ変換ＤＦＴを高速に行う演算アルゴリズム）により行われていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ドップラソナーにおいて、上記バースト波の送信期間（バースト波の持続時間）は、海底深度や計測すべき深度に応じて変化する。すなわち、より遠方からの反射波を受信するためには、送信信号のエネルギーを増す必要があるため、上記送信期間は長く設定する。しかし、上記バースト波の送信期間を余程長く設定した場合でも、その期間は、ドップラシフト周波数ｆｄの逆数である１／ｆｄ時間よりも、通常はるかに短い。例えば、上記バースト波の送信期間は短い場合、５［ｍｓ］以下であるので、ＦＦＴによる周波数分解能は２００［Ｈｚ］以上である。しかし、ドップラソナーの場合、ドップラシフト周波数ｆｄは１［Ｈｚ］程度の精度で検出する必要がある。
【０００５】
したがって、ＦＦＴによって決定される周波数分解能では、必要な精度でドップラシフト周波数が測定できない。
【０００６】
但し、ＦＦＴの特徴として、必ず真の値の近傍にスペクトルのピークが存在するため、複数回の受信信号についてスペクトルを求めると、それらのスペクトルのピークは真の値周辺に分布することになる。そのため、多数回の超音波バースト波の送受信を行ってスペクトルを積算平均すれば、そのピークが真のピーク位置に略等しくなる。したがって、上記平均化処理によって周波数分解能を高めることができる。
【０００７】
しかし、上記積算平均を重ねても、どこまでも周波数分解能が向上するわけではなく、例えば数１０〜数１００Ｈｚの分解能が限界となる。また、上記積算平均の結果を測定値とするので、測定結果の変化に遅れが生じ、例えば船速の急激な変化に追従できない、または潮流の急激な変化に追従できない、といった不都合が生じる。
【０００８】
この発明の目的は、単位時間当たりのサンプリングデータ数が少なくても、高い周波数分解能で受信信号の周波数を求められるようにして、上述の問題を解消した、ドップラシフト周波数測定装置およびその利用装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
これまで、相関行列の固有値、固有ベクトルを用いたデータ処理手法の一種としてＭＵＳＩＣ(MUltiple SIgnal Classification)法が用いられている。これは、超分解能とも呼ばれる優れた特性を有するスペクトル推定法の一種である。このＭＵＳＩＣ法に関しては、文献（R.O.Schmidt,"Multiple Emitter Location and Signal Parameter Estimation",IEEE Trans. Antennas Propagat.,AP-34,No.3,March 1986）に開示されている。
【００１０】
従来、ＭＵＳＩＣ法は、電波の到来方向の推定のために利用されていた。すなわち、移動体通信や室内無線通信などで、基地局の設置を効率よく行ったり、多重波の伝搬を適切にモデル化するには、到来波（多重波、干渉波）の分離推定が重要な技術であった。ＭＵＳＩＣ法は、このような電波の到来方向を高い方位分解能の下で推定を行うために有用であった。
【００１１】
この発明は、上記ＭＵＳＩＣ法をドップラシフト周波数の測定に適用したものである。
すなわち、この発明のドップラシフト周波数測定装置は、所定周波数の送信信号を送信部から送信する送信手段と、該送信信号の目標物からの反射信号である受信信号を受信部で受信し、サンプリングして、サンプリングデータ列を得る受信手段と、該サンプリングデータ列を離散フーリエ変換により周波数分析する手段と、前記離散フーリエ変換による周波数分析結果の概略ピーク位置近傍の周波数範囲のみについて、前記サンプリングデータ列を、線スペクトルが１本現れるようにＭＵＳＩＣ法により周波数分析する周波数分析手段と、前記ＭＵＳＩＣ法による周波数分析の結果から前記受信信号の周波数を検出するとともに、該受信信号の送信信号に対する周波数シフト量をドップラシフト周波数として求めるドップラシフト周波数検知手段と、を備えて、ドップラシフト周波数を検知する。
また、この発明のドップラシフト周波数測定装置は、所定周波数の送信信号を送信部から送信する送信手段と、該送信信号の目標物からの反射信号である受信信号を受信部で受信し、サンプリングして、サンプリングデータ列を得る受信手段と、該サンプリングデータ列を離散フーリエ変換により周波数分析する手段と、前記サンプリングデータ列を、線スペクトルが１本現れるようにＭＵＳＩＣ法により周波数分析する周波数分析手段と、前記離散フーリエ変換による周波数分析結果と、前記ＭＵＳＩＣ法による周波数分析結果の双方の同一周波数位置にピークが現れたときの、前記ＭＵＳＩＣ法による周波数分析結果を、前記受信信号の周波数として検出するとともに、該受信信号の前記送信信号に対する周波数シフト量をドップラシフト周波数として求めるドップラシフト周波数検知手段と、を備えて、ドップラシフト周波数を検知する。
【００１２】
上記送信信号としては、バースト波とし、それに対応する受信信号に含まれるバースト波についてサンプリングを行うようにする。
【００１３】
また、上記周波数分析による結果を、上記バースト波の複数回分について平均化する。
【００１６】
また、上記ドップラシフト周波数測定装置において、送信手段が複数方向へ送信信号を送信し、受信手段が複数方向からの受信信号についてサンプリングデータ列を得、周波数分析手段が複数方向からの受信信号のサンプリングデータ列について周波数分析を行い、ドップラシフト周波数検知手段が前記複数の方向についてのドップラシフト周波数を求め、該複数方向についてのドップラシフト周波数から、送信部および受信部の、目標物に対する多次元方向の相対移動速度を測定する。
【００１７】
この発明のドップラソナーは、上記相対速度測定装置において、送信部および受信部を船舶に設け、海底を目標物として対地船速を測定する。
【００１８】
この発明の潮流計は、上記相対速度測定装置において、送信部および受信部を船舶に設け、所定深度の反射物を目標物として、所定深度の潮流の流向・流速を測定する。
【００１９】
また、この発明の超音波診断装置は、上記相対速度測定装置において、生体内の所定深度位置を目標物とし、生体内の血流を測定する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
この発明の実施形態であるドップラソナーおよび潮流計の構成を、図１〜図５を参照して説明する。
図１は、船舶とその船底から海底方向へ形成される超音波ビームとの関係について示している。ここで、ｙ軸は船首方向の軸、ｘ軸は水平面内においてｙ軸に直角な方向の軸、ｚ軸は鉛直方向の軸である。送信部および受信部に設けられた超音波振動子は、所定時間持続する一定周波数の超音波バースト波を送信する。その際、超音波振動子は、船底から海底側に俯角θで、且つ水平面内の角度間隔１２０°で、それぞれ３本の超音波ビームを形成する。また、これらの超音波振動子は、海底からの反射波である受信信号を受信する。この送信信号と受信信号の周波数差をドップラシフト周波数として検出する。この周波数差は、海底面に対する船舶の相対速度により定まる。これにより、３本のビームの向く軸方向の相対速度を求め、さらにこの３つの相対速度から、船舶の二次元または三次元の速度ベクトルを求める。
【００２１】
図２は、１本の超音波ビームについて、船速とドップラシフト周波数との関係について示している。ここで、送信信号の周波数をｆｏ、超音波の伝搬速度をＶｏ、船速をＶ、ドップラシフト量をΔとすれば、次の関係が成り立つ。
【００２２】
Δ＝２（Ｖ／Ｖｏ）ｃｏｓθ
Ｖ＝ＶｏΔ／（２ｃｏｓθ）
ここで、Ｖｏ，θは一定であるので、またはこれらが一定でなくても、他の手段により求められるので、上式から船速Ｖを求めることができる。
【００２３】
但し、上記の関係は、ビームの水平面内の方向成分についてであるので、これを３つのビームにつき３方向の成分として求め、二次元または三次元の船速を求める。
【００２４】
図３は、装置全体の回路構成をブロック図として示したものである。図３において、ＴＸ信号生成回路２は、指定された持続時間のバースト信号を生成してドライバ回路３へ出力する。ドライバ回路３は、それを増幅可能な信号に変換する。増幅回路４は、その信号を増幅し、送受切替回路５を介して超音波振動子６を駆動する。送受切替回路５は、送信時に増幅回路４の出力信号を超音波振動子６へ与え、受信時に超音波振動子６による信号を増幅回路７へ導く。増幅回路７は受信信号を増幅し、バンドパスフィルタ８は所定周波数帯域以外の雑音周波数成分を除去する。増幅回路９は信号成分の周波数を増幅し、Ａ／Ｄコンバータ１０は、それを所定のサンプリング間隔でサンプリングするとともにディジタルデータに変換する。インターフェイス１は、ＴＸ信号生成回路２に対する制御データの出力およびＡ／Ｄコンバータ１０からのデータ入力の制御を行う。
【００２５】
以上に示した部分で１つのビームを形成する送受信制御回路１０１を構成している。同様にして、さらに２つの送受信制御回路１０２，１０３を備え、合計３つのビームを形成する３チャンネル分の送受信制御回路を設けている。
【００２６】
ＤＳＰ１２はディジタル信号処理回路であり、インターフェイス１１を介して各送受信制御回路１０１，１０２，１０３により求められた受信データを処理し、ドップラシフト周波数を検知する。また、このＤＳＰ１２は、各送受信制御回路１０１，１０２，１０３内のＴＸ信号生成回路２に対して、送信信号生成のためのデータを所定のタイミングで与える。さらに、ＤＳＰ１２は、３つのビームについてドップラシフト周波数を基に、二次元または三次元の船速（移動方向と移動速度）を求めて、インターフェイス１３を介してホスト装置へ出力する。
【００２７】
図４は、超音波のバースト波とサンプリングタイミングとの関係を示している。図４において、Ｔｂはバースト波の持続時間、Ｔａはバースト波の送信周期である。超音波である送信信号の周波数ｆｏは、例えば１２５ｋＨｚであり、サンプリング周波数ｆｓは、例えば３１２．５ｋＨｚである。後述するように、受信信号のバースト波部分の安定した中央部分について、所定データ数だけサンプリングする。
【００２８】
図５は、図３に示したＤＳＰ１２の処理手順を示すフローチャートである。まず、水深の測定を行う（ｎ１）。これは、それまでに超音波信号の送受信を行って、その往復時間により求めた水深データを取り込むか、または他の手段により測定された水深データを読み取る。続いて、水深に応じて、バースト波の送信周期Ｔａ、バースト波の持続時間Ｔｂを決定する（ｎ２）。通常、水深が深くなる程、受信信号のパワーが低下するので、それに伴って送信信号のエネルギーを増すために、バースト波の持続時間を長く設定する。また、水深が深くなる程、超音波の往復に要する時間が長くなるので、それに伴って送信周期を長く設定する。このように設定した条件で、送信タイミングとなれば、図３に示したＴｘ信号生成回路２に対してトリガを与えるように制御データを出力する（ｎ３→ｎ４）。
【００２９】
その後、図３に示したＡ／Ｄコンバータ１０により求められたサンプリングデータを読み取り、バースト波部分のサンプリングデータ列を抽出する（ｎ５→ｎ６）。水深が既にわかっているので、受信信号のどの範囲にバースト波が含まれているかは推定できる。その時間範囲についてサンプリングデータが所定のレベル以上で所定の変化を示した時、そのタイミングをバースト波の立ち上がり部分とみなす。このバースト波の立ち上がりの後に続く、バースト波の安定した中央部分について、所定データ数のサンプリングデータを抽出する。
【００３０】
その後、以上のようにして求めたサンプリングデータ列を基に、後述する方法により、ＭＵＳＩＣ法でスペクトルを求める（ｎ７）。このとき、後述するように、単一の線スペクトルが生じるように、ランク数Ｌ＝２として計算する。そして、そのスペクトルに含まれる単一の線スペクトルのピーク周波数を、受信信号の周波数として検出する（ｎ８）。
【００３１】
このように１つのバースト波について求めた受信信号の周波数を、時系列上の複数の周波数データについて積算平均を行う。すなわち時間軸上で移動平均を行う（ｎ９）。
【００３２】
以上の処理は、３つのチャンネルすべてについて行い、各ビームの軸方向のドップラシフト周波数から、船舶の二次元方向の移動速度を算出する（ｎ１０）。
【００３３】
図６は、第２の実施形態に係るドップラソナーおよび潮流計におけるドップラシフト周波数測定手順を示すフローチャートである。
図６において、ステップｎ２０の処理は、図５に示したｎ１〜ｎ９に相当する処理である。すなわち、サンプリングデータ列からＭＵＳＩＣ法により周波数スペクトルを求める。続いて、同じサンプリングデータ列を基にＦＦＴにより周波数スペクトルを求める（ｎ２１）。そして、複数回分の送受信によりＦＦＴにより求めた複数の周波数スペクトルを積算平均する。すなわち時間軸上で所定回数分につき移動平均を行う（ｎ２２）。その後、ＭＵＳＩＣ法により求めたスペクトルに含まれる線スペクトルのピーク周波数に対応する、ＦＦＴにより求めた該当周波数のパワーを抽出する（ｎ２３）。ＦＦＴにより求めた周波数スペクトルに、その該当周波数にピーク、すなわち所定パワー以上の成分（主成分）が存在すれば、確かにＭＵＳＩＣ法により求めた線スペクトルが受信信号に起因して生じたものとみなす。もし上記主成分が存在しなければ、ＭＵＳＩＣ法により求めた線スペクトルは偽の信号であるものとみなす。すなわち、上記主成分が存在するものとみなした場合にのみ船速を算出する（ｎ２４→ｎ２５）。
【００３４】
このように、ＦＦＴによるの周波数分析結果とＭＵＳＩＣ法による周波数分析結果とを併用することによって、真のドップラシフト周波数のみを高精度に求めることができる。
【００３５】
図７は、第３の実施形態に係るドップラソナーおよび潮流計におけるドップラシフト周波数測定手順を示すフローチャートである。
図７において、ステップｎ３０の処理は、図５におけるステップｎ１〜ｎ６の処理に相当する。この処理の後、サンプリングデータ列を基に、ＦＦＴにより周波数スペクトルのパワーを抽出する（ｎ３１）。上記ＦＦＴの処理の後、前述した場合と同様に積算平均（時間軸上の移動平均）を行う（ｎ３２）。このＦＦＴで求めたスペクトルの積算平均から、パワーが所定のしきい値より高い主成分を抽出する。
【００３６】
この主成分が抽出できたなら、上記サンプリングデータ列を基に、ＭＵＳＩＣ法により周波数スペクトルを求める（ｎ３３→ｎ３４）。その際、ＦＦＴで求めた主成分を含む狭い周波数範囲についてのみ、ＭＵＳＩＣ法により線スペクトルを求める（ｎ３４）。その後、ＭＵＳＩＣ法による結果を積算平均する（ｎ３５）。このようにして積算平均を行った結果に基づき二次元の船速を算出する（ｎ３６）。
【００３７】
ＦＦＴで求めたスペクトルから主成分が抽出できなかったなら、ＭＵＳＩＣ法による演算は行わない（ｎ３３→ＥＮＤ）。
【００３８】
このように、ＦＦＴによるピークの存在する狭い周波数範囲についてのみＭＵＳＩＣ法の計算を行うことにより、その演算時間を大幅に短縮化でき、ドップラシフト周波数の高速な測定が可能となる。または、処理能力の比較的低い演算処理装置を用いても、短時間周期でドップラシフト周波数を測定できるようになる。
【００３９】
なお、上述の説明では、海底からの反射波に基づいて船速を測定する場合について示したが、所定水深からの反射波について同様の処理を行うことによって、船舶に対する相対的な、所定深度の潮流の流向・流速を求めることができる。
【００４０】
また、以上に述べた例では、船舶から海中方向へ超音波を送信して、反射波を受信するドップラソナーおよび潮流計について説明したが、超音波診断装置にも同様にも適用できる。すなわち、超音波の送受信部をプローブに設け、人体の皮膚から人体内へ超音波バースト波を送信し、反射波を受信すれば、同様にして血流によるドップラシフトを検出することができる。
【００４１】
次に、ＭＵＳＩＣ法による周波数スペクトルの算出方法について説明する。Ｍ個のデータからなる時間信号ベクトルＸはｌ（エル）個の正弦波Ｆと雑音Ｎから構成されていて、次式が成り立つ。
【００４２】
【数１】

【００４３】
である。
【００４４】
ベクトルＸから得られるＭ×Ｍ相関行列Ｒは次式で表される。
【００４５】
【数２】

【００４６】
ここに、Ｓ＝［ＦＦ^H］で、σ²は内部雑音電力である。Ｈは複素転置共役を表す。Ｉ_MはＭ×Ｍ単位行列である。ただし、内部雑音（熱雑音）は周波数が異なれば無相関であるとしている。
【００４７】
行列Ｓはｌ（エル）個の正弦波の相関関係を表す信号相関行列で、
【００４８】
【数３】

【００４９】
のように成分表示される。右肩の＊は複素共役を表している。
【００５０】
多重波の相互相関は基本的に無変調の正弦搬送波の相関関係と同じであるため、受信データにおける多重波の相互相関は非常に高い。それ故、前処理として、Ｍ成分のデータからＫ成分（Ｋ＜Ｍ）のサブ・データを１成分ずつずらしながら（Ｍ−Ｋ＋１）個抽出し、平均処理を行うことによって、相互相関を抑圧する。ここで、Ｍ成分のデータと、その対角線上に沿ったＫ成分の部分相関行列との関係を図１５に示す。
【００５１】
【数４】

【００５２】
【数５】

【００５３】
ここで、ｅ_iは固有ベクトル、λ_iは固有値である。固有値は次式のように置ける。
【００５４】
【数６】

【００５５】
これから、相関行列の固有値を求め、内部雑音電力σ²より大きい固有値の数Ｌから入力ベクトルＸの信号数ｌ（エル）を推定することができる。ここで、Ｌはランク数であり、Ｌ＝２×ｌ（エル）である。ただし、δ_ijをクロネッカーのデルタ関数として、ｅ_i・ｅ_j＝δ_ij ，（１≦ｉ，ｊ≦Ｋ）である。
本願発明の場合、一定周波数の送信信号を送信し、ドップラシフトを受けた受信信号の周波数を測定するものであるので、線スペクトルは単一である。したがってＬ＝２に限定する。
【００５６】
内部雑音電力に等しい固有値に対応する固有ベクトルに対しては、（２）式、（５）式、（６）式より、次の関係式が導出できる。
【００５７】
【数７】

【００５８】
【数８】

【００５９】
これは内部雑音電力に等しい固有値に対応する固有ベクトルが、すべてのベクトルａ（ｆ_j），ｆ＝ｆ_j(jが１〜Ｌについて) と直交することを意味している。それゆえ、MUSIC パワー・スペクトルは次式で定義できる。
【００６０】
【数９】

【００６１】
すなわち、行列Ｓ（アッパーバー付き）の対角成分が各周波数成分のパワーであるが、この対角成分が（９）式から計算できる。
【００６２】
次に、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）とＭＵＳＩＣ法による周波数スペクトルの違いについて、いくつかの例を基に説明する。
図８は、周波数ｆ＝５００Ｈｚの正弦波に０．１％のガウスノイズを重畳させたものを、サンプリング周波数ｆｓ＝２０４８Ｈｚでサンプリングした場合について示している。（ａ）は入力信号、（ｂ）はそれをＤＦＴにより求めた周波数スペクトル、（ｃ）はＭＵＳＩＣ法により求めた周波数スペクトルである。ここでサンプリングデータ列のデータ数は１２８点、移動平均の成分数Ｋは８０としている。以降の各図に示す例についても同様である。また、この例では、ランク数Ｌを２としている。
【００６３】
このようにＭＵＳＩＣ法によれば、ＤＦＴによる場合より鋭いスペクトルが検出できる。
【００６４】
図９は、図８に示した条件で１００パーセントのガウスノイズを重畳させた場合である。この場合、ＤＦＴではノイズの影響をかなり受けるが、ＭＵＳＩＣ法によればノイズの影響をほとんど受けることなく信号成分を検出できる。このように、ＭＵＳＩＣ法によれば、線スペクトル１本の場合にノイズの影響を受けにくいことがわかる。
【００６５】
図１０は、周波数ｆ＝４８０Ｈｚの正弦波と、ｆ＝５００Ｈｚの正弦波とを重ね、さらに０．１％のガウスノイズを重畳させたものを、サンプリング周波数ｆｓ＝２０４８Ｈｚでサンプリングした場合について示している。ＤＦＴによれば（ｂ）に示すように、２つの信号成分を分解できないが、ＭＵＳＩＣ法によれば２つの信号成分が分解できる。ここで、線スペクトルの間隔を近づけ過ぎると、すなわち２つの周波数信号の周波数差が小さ過ぎる場合には、ＭＵＳＩＣ法でも正確にスペクトルを測定できない。しかし、本願発明では単一周波数の送信信号を送信し、ドップラシフトを受けた受信信号をＭＵＳＩＣ法により周波数分析するので、線スペクトルは１本しか現れず、線スペクトルのピーク周波数を正しく求めることができる。
【００６６】
図１１は、周波数ｆ＝２５０Ｈｚの正弦波と、ｆ＝５００Ｈｚの正弦波とを重ね、さらに１００％のガウスノイズを重畳させたものを、サンプリング周波数ｆｓ＝２０４８Ｈｚでサンプリングした場合について示している。この場合、ＤＦＴによればノイズによってスペクトルが完全に求められなくなっているが、ＭＵＳＩＣ法によれば信号成分の検出が行える。
【００６７】
ＭＵＳＩＣ法により周波数スペクトルを求める際、ＤＦＴよりも周波数間隔を細かく計算することにより周波数分解能を上げることができる。図１２は、その例を示す図である。図１２の（ａ）は、データ数１２８点で１周期に相当する正弦波（ｆ＝１６Ｈｚ）に４０％のガウスノイズを重畳させた信号である。（ｂ）はデータ数１２８点で３／４周期の正弦波（ｆ＝１２Ｈｚ）に４０％のガウスノイズを重畳させた信号である。（ｃ）は１／２周期の正弦波（ｆ＝８Ｈｚ）に４０％のガウスノイズを重畳させた信号である。同様に、（ｄ）は１／４周期の正弦波（ｆ＝４Ｈｚ）に４０％のガウスノイズを重畳させた信号である。（ｅ）は、上記４つの信号をＤＦＴにより求めた周波数スペクトルを重ねて表したものである。（ａ）に示した信号の主成分は１６Ｈｚとして一応は正しく求められているが、（ｂ）に示した信号も１６Ｈｚとして求められている。さらに（ｃ）および（ｄ）に示す信号の主成分は０Ｈｚとして誤って求められている。これに対して、（ｆ）はＭＵＳＩＣ法により求めた、上記４つの信号の周波数スペクトルを重ねて表したものである。このように、ＭＵＳＩＣ法によれば、サンプリングデータ列より波長の長い信号成分についても鋭い線スペクトルを求めることができる。
【００６８】
ＭＵＳＩＣ法の計算回数を増せば、すなわち（９）式に与える周波数間隔を細かくすれば、さらに高分解能での検出も可能である。ただし、計算回数が多くなるとノイズによる影響を受けやすくなるため、必要な周波数分解能との兼ね合いで設定する。
【００６９】
図１３および図１４はドップラソナーに適用した場合の例を示している。ここでは、図１に示した例とは異なり、チャンネルＣＨ１は、船舶の船尾方向にビーム俯角５３°で、チャンネルＣＨ２は、船舶の船首方向にビーム俯角５３°で、それぞれビームを形成している。送信信号の周波数は、ｆ＝１２５ｋＨｚ、サンプリング周波数は、ｆｓ＝３１２．５ｋＨｚである。
【００７０】
図１３は、船速が０の場合、図１４は、船首方向に２ｋｔ（ノット）で移動している場合である。このようにＤＦＴに比べて、ＭＵＳＩＣ法によれば鋭い線スペクトルが現れて、鋭い周波数推定が可能となる。
【００７１】
なお、以上に示した例では、伝搬波として超音波を用いたが、アンテナから電磁波を送受信するようにして、物標の相対速度を探知するドップラレーダにも同様に適用できる。ドップラレーダへの適用により、物標の低速な相対移動速度の測定も可能となる。
【００７２】
【発明の効果】
この発明によれば、受信信号の単位時間当たりのサンプリングデータ数が少なくても、高い周波数分解能で受信信号の周波数が求められる。そのため、比較的長時間に亘る積算平均を行う必要もなく、測定結果の変化に遅れが生じる不都合も解消できる。
そして、サンプリングデータ列の離散フーリエ変換による周波数分析結果の概略ピーク位置近傍の周波数範囲についてのみ、ＭＵＳＩＣ法による周波数分析を行うことにより、その演算時間を大幅に短縮化でき、ドップラシフト周波数の高速な測定が可能となる。または、処理能力の比較的低い演算処理装置を用いても短時間周期でドップラシフト周波数を測定できるようになる。
また、サンプリングデータ列の離散フーリエ変換による周波数分析結果と、ＭＵＳＩＣ法による周波数分析結果の双方に線スペクトルが現れたときの、ＭＵＳＩＣ法による周波数分析結果を、受信信号の周波数として検出することにより、真のドップラシフト周波数のみを高精度に求めることができる。
【００７３】
この発明によれば、バースト波を送信し、それに対応する受信信号に含まれるバースト波についてサンプリングを行う場合、バースト波の持続時間が短くても所定の周波数分解能を得るに必要なサンプリング数が得られるため、バースト波の持続時間を短くでき、そのことにより距離分解能が高められる。また、送信周期を短縮化することもでき、そのことにより頻繁な測定も可能となる。
【００７４】
この発明によれば、周波数分析による結果を、バースト波の複数回分について平均化することによって、単位時間当たりのサンプリングデータ数が、より少なくても、高い周波数分解能で受信信号の周波数を求められる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施形態に係るドップラソナーまたは潮流計における船舶と３つの超音波ビームとの関係を示す図
【図２】同ドップラソナーまたは潮流計における、１つの超音波ビームについて、船速とドップラシフト周波数との関係を示す図
【図３】ドップラソナーまたは潮流計の構成を示すブロック図
【図４】超音波バースト波について示す図
【図５】ドップラソナーまたは潮流計の処理手順を示すフローチャート
【図６】第２の実施形態に係るドップラソナーまたは潮流計の処理手順を示すフローチャート
【図７】第３の実施形態に係るドップラソナーまたは潮流計の処理手順を示すフローチャート
【図８】ＤＦＴによる周波数スペクトルとＭＵＳＩＣ法による周波数スペクトルとの例を示す図
【図９】ＤＦＴによる周波数スペクトルとＭＵＳＩＣ法による周波数スペクトルとの例を示す図
【図１０】ＤＦＴによる周波数スペクトルとＭＵＳＩＣ法による周波数スペクトルとの例を示す図
【図１１】ＤＦＴによる周波数スペクトルとＭＵＳＩＣ法による周波数スペクトルとの例を示す図
【図１２】ＤＦＴによる周波数スペクトルとＭＵＳＩＣ法による周波数スペクトルとの例を示す図
【図１３】ドップラソナーにおける、ＤＦＴによる周波数スペクトルとＭＵＳＩＣ法による周波数スペクトルとの例を示す図
【図１４】ドップラソナーにおける、ＤＦＴによる周波数スペクトルとＭＵＳＩＣ法による周波数スペクトルとの例を示す図
【図１５】平均処理における、Ｍ成分のデータと、その対角線上に沿ったＫ成分の部分相関行列との関係を示す図
【符号の説明】
４−増幅回路
６−超音波振動子
７，９−増幅回路
８−バンドパスフィルタ
１０−Ａ／Ｄコンバータ
１０１，１０２，１０３−送受信制御回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a Doppler shift frequency measuring apparatus that transmits a pulse of a propagation wave such as an ultrasonic wave or a radio wave as a transmission signal and obtains a Doppler shift frequency from a difference between the frequency of the transmission signal and the frequency of a reflected signal, and an apparatus using the same. Is.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in a Doppler sonar or tide meter, an ultrasonic burst wave is transmitted in a predetermined direction, a reflected wave is received from the sea floor or a predetermined water depth, a Doppler shift frequency is obtained from the difference between the transmission frequency and the reception frequency, The ship's moving speed and tidal current direction / velocity are measured by the Doppler shift frequency.
[0003]
The frequency analysis of the received signal has been performed by FFT (arithmetic algorithm that performs discrete Fourier transform DFT at high speed).
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In the Doppler sonar, the burst wave transmission period (burst wave duration) varies depending on the seabed depth and the depth to be measured. That is, in order to receive a reflected wave from a farther place, it is necessary to increase the energy of the transmission signal, so the transmission period is set to be long. However, even when the burst wave transmission period is set to be too long, the period is usually much shorter than the 1 / fd time which is the inverse of the Doppler shift frequency fd. For example, when the burst wave transmission period is short, it is 5 [ms] or less, so the frequency resolution by FFT is 200 [Hz] or more. However, in the case of Doppler sonar, the Doppler shift frequency fd needs to be detected with an accuracy of about 1 [Hz].
[0005]
Therefore, the Doppler shift frequency cannot be measured with the required accuracy with the frequency resolution determined by FFT.
[0006]
However, as a feature of FFT, a spectrum peak always exists in the vicinity of a true value. Therefore, when a spectrum is obtained for a plurality of received signals, these spectrum peaks are distributed around the true value. Therefore, if the spectrum is integrated and averaged by transmitting and receiving ultrasonic burst waves many times, the peak becomes substantially equal to the true peak position. Therefore, the frequency resolution can be increased by the averaging process.
[0007]
However, even if the above integration average is repeated, the frequency resolution is not improved to any extent, and for example, the resolution of several tens to several hundreds Hz becomes the limit. Moreover, since the result of the above-mentioned integration average is used as a measurement value, there is a delay in the change in the measurement result. For example, there is a problem that it cannot follow a rapid change in ship speed or cannot follow a rapid change in tidal current.
[0008]
An object of the present invention is to provide a Doppler shift frequency measuring device and a device for using the same, which can solve the above-mentioned problem by obtaining the frequency of a received signal with high frequency resolution even if the number of sampling data per unit time is small. It is to provide.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
Up to now, the MUSIC (MUltiple SIgnal Classification) method has been used as a kind of data processing method using eigenvalues and eigenvectors of a correlation matrix. This is a kind of spectrum estimation method having an excellent characteristic called super resolution. The MUSIC method is disclosed in literature (R.O. Schmidt, “Multiple Emitter Location and Signal Parameter Estimation”, IEEE Trans. Antennas Propagat., AP-34, No. 3, March 1986).
[0010]
Conventionally, the MUSIC method has been used for estimating the direction of arrival of radio waves. In other words, separation estimation of incoming waves (multiple waves and interference waves) is important for efficient base station installation and appropriate modeling of multiwave propagation in mobile communications and indoor wireless communications. It was technology. The MUSIC method is useful for estimating the direction of arrival of such radio waves with high azimuth resolution.
[0011]
In the present invention, the MUSIC method is applied to the measurement of the Doppler shift frequency.
That is, the Doppler shift frequency measuring apparatus of the present invention receives a transmission means for transmitting a transmission signal of a predetermined frequency from a transmission section, and a reception signal that is a reflection signal from a target of the transmission signal, and samples the reception signal. Receiving means for obtaining a sampling data sequence;MUSIC method for analyzing the sampling data string by means of discrete Fourier transform and the sampling data string for only a frequency range near the approximate peak position of the frequency analysis result by the discrete Fourier transform so that one line spectrum appears. By frequency analysis means for frequency analysis by the MUSIC methodA Doppler shift frequency detecting unit that detects a frequency shift amount of the received signal with respect to the transmission signal as a Doppler shift frequency is detected from the frequency analysis result, and detects the Doppler shift frequency.
The Doppler shift frequency measuring apparatus of the present invention also includes a transmitting means for transmitting a transmission signal having a predetermined frequency from the transmission unit, and a reception signal that is a reflection signal from the target of the transmission signal is received by the reception unit and sampled. Receiving means for obtaining a sampling data string, means for analyzing the frequency of the sampling data string by discrete Fourier transform, and frequency analyzing means for analyzing the frequency of the sampling data string by the MUSIC method so that one line spectrum appears. The frequency analysis result by the MUSIC method when a peak appears at the same frequency position of both the frequency analysis result by the discrete Fourier transform and the frequency analysis result by the MUSIC method is detected as the frequency of the received signal. , A frequency shift amount of the received signal with respect to the transmission signal It includes a Doppler shift frequency detecting means for finding a frequency, and detects the Doppler shift frequency.
[0012]
The transmission signal is a burst wave, and the burst wave included in the reception signal corresponding to the burst wave is sampled.
[0013]
Further, the result of the frequency analysis is averaged for a plurality of times of the burst wave.
[0016]
In the Doppler shift frequency measurement device, the transmission means transmits a transmission signal in a plurality of directions, the reception means obtains a sampling data string for the reception signals from the plurality of directions, and the frequency analysis means samples the reception signals from the plurality of directions. A frequency analysis is performed on the data sequence, and a Doppler shift frequency detection means obtains a Doppler shift frequency for the plurality of directions, and the Doppler shift frequency for the plurality of directions is used to determine whether the transmission unit and the reception unit are in a multidimensional direction with respect to the target. Measure the relative moving speed.
[0017]
The Doppler sonar according to the present invention, in the relative speed measuring device, includes a transmitting unit and a receiving unit in a ship, and measures the ship speed with respect to the seabed as a target.
[0018]
The tide meter of the present invention is the above-described relative velocity measuring device, wherein the transmitter and the receiver are provided on the ship, and the flow direction / velocity of the tide at a predetermined depth is measured using a reflector at a predetermined depth as a target.
[0019]
In the ultrasonic diagnostic apparatus of the present invention, in the relative velocity measuring apparatus, the blood flow in the living body is measured with a predetermined depth position in the living body as a target.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Configurations of a Doppler sonar and a tide meter according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 shows the relationship between a ship and an ultrasonic beam formed from the ship bottom to the sea bottom. Here, the y-axis is the bow direction axis, the x-axis is the axis perpendicular to the y-axis in the horizontal plane, and the z-axis is the vertical axis. The ultrasonic transducers provided in the transmission unit and the reception unit transmit ultrasonic burst waves having a constant frequency that last for a predetermined time. At that time, the ultrasonic transducer forms three ultrasonic beams at a depression angle θ from the ship bottom to the sea bottom and at an angle interval of 120 ° in the horizontal plane. In addition, these ultrasonic transducers receive a reception signal that is a reflected wave from the seabed. A frequency difference between the transmission signal and the reception signal is detected as a Doppler shift frequency. This frequency difference is determined by the relative speed of the ship with respect to the sea floor. Thereby, the relative velocity in the axial direction of the three beams is obtained, and further, the two-dimensional or three-dimensional velocity vector of the ship is obtained from the three relative velocities.
[0021]
FIG. 2 shows the relationship between the ship speed and the Doppler shift frequency for one ultrasonic beam. Here, if the frequency of the transmission signal is fo, the ultrasonic wave propagation speed is Vo, the ship speed is V, and the Doppler shift amount is Δ, the following relationship is established.
[0022]
Δ = 2 (V / Vo) cos θ
V = VoΔ / (2 cos θ)
Here, Vo and θ are constant, or even if they are not constant, they can be obtained by other means, so the ship speed V can be obtained from the above equation.
[0023]
However, since the above relationship is about the direction component in the horizontal plane of the beam, this is obtained as a component in three directions for three beams, and the two-dimensional or three-dimensional ship speed is obtained.
[0024]
FIG. 3 is a block diagram showing the circuit configuration of the entire apparatus. In FIG. 3, the TX signal generation circuit 2 generates a burst signal having a designated duration and outputs the burst signal to the driver circuit 3. The driver circuit 3 converts it into an amplifiable signal. The amplification circuit 4 amplifies the signal and drives the ultrasonic transducer 6 via the transmission / reception switching circuit 5. The transmission / reception switching circuit 5 gives the output signal of the amplification circuit 4 to the ultrasonic transducer 6 at the time of transmission, and guides the signal from the ultrasonic transducer 6 to the amplification circuit 7 at the time of reception. The amplifier circuit 7 amplifies the received signal, and the band pass filter 8 removes noise frequency components other than the predetermined frequency band. The amplifier circuit 9 amplifies the frequency of the signal component, and the A / D converter 10 samples it at a predetermined sampling interval and converts it into digital data. The interface 1 outputs control data to the TX signal generation circuit 2 and controls data input from the A / D converter 10.
[0025]
The transmission / reception control circuit 101 that forms one beam is constituted by the above-described portions. Similarly, two transmission /

reception control circuits

102 and 103 are further provided, and transmission / reception control circuits for three channels forming a total of three beams are provided.
[0026]
The DSP 12 is a digital signal processing circuit that processes reception data obtained by the transmission /

reception control circuits

101, 102, and 103 via the interface 11 and detects a Doppler shift frequency. Further, the DSP 12 gives data for transmission signal generation to the TX signal generation circuit 2 in each of the transmission /

reception control circuits

101, 102, 103 at a predetermined timing. Further, the DSP 12 obtains a two-dimensional or three-dimensional ship speed (moving direction and moving speed) based on the Doppler shift frequency for the three beams, and outputs it to the host device via the interface 13.
[0027]
FIG. 4 shows the relationship between the ultrasonic burst wave and the sampling timing. In FIG. 4, Tb is the burst wave duration, and Ta is the burst wave transmission period. The frequency fo of the transmission signal that is an ultrasonic wave is, for example, 125 kHz, and the sampling frequency fs is, for example, 312.5 kHz. As will be described later, a predetermined number of data are sampled at the stable central portion of the burst wave portion of the received signal.
[0028]
FIG. 5 is a flowchart showing a processing procedure of the DSP 12 shown in FIG. First, the water depth is measured (n1). This is performed by transmitting and receiving ultrasonic signals so far and taking in water depth data obtained from the round-trip time, or reading water depth data measured by other means. Subsequently, the burst wave transmission period Ta and the burst wave duration Tb are determined according to the water depth (n2). Usually, as the water depth increases, the power of the received signal decreases, and accordingly, the duration of the burst wave is set longer in order to increase the energy of the transmitted signal. Moreover, since the time required for the reciprocation of the ultrasonic wave becomes longer as the water depth becomes deeper, the transmission cycle is set longer accordingly. If the transmission timing is reached under the conditions set in this way, control data is output so as to give a trigger to the Tx signal generation circuit 2 shown in FIG. 3 (n3 → n4).
[0029]
Thereafter, the sampling data obtained by the A / D converter 10 shown in FIG. 3 is read, and the sampling data string of the burst wave portion is extracted (n5 → n6). Since the water depth is already known, it can be estimated which range of the received signal contains the burst wave. When the sampling data shows a predetermined change at a predetermined level or higher for the time range, the timing is regarded as the rising portion of the burst wave. Sampling data of a predetermined number of data is extracted from the stable central portion of the burst wave following the rising of the burst wave.
[0030]
Thereafter, based on the sampling data string obtained as described above, a spectrum is obtained by the MUSIC method by a method described later (n7). At this time, as will be described later, the calculation is performed with the rank number L = 2 so that a single line spectrum is generated. Then, the peak frequency of a single line spectrum included in the spectrum is detected as the frequency of the received signal (n8).
[0031]
In this way, the frequency of the received signal obtained for one burst wave is averaged over a plurality of time-series frequency data. That is, a moving average is performed on the time axis (n9).
[0032]
The above processing is performed for all three channels, and the moving speed of the ship in the two-dimensional direction is calculated from the Doppler shift frequency in the axial direction of each beam (n10).
[0033]
FIG. 6 is a flowchart showing a Doppler shift frequency measurement procedure in the Doppler sonar and tide meter according to the second embodiment.
In FIG. 6, the process of step n20 is a process corresponding to n1 to n9 shown in FIG. That is, the frequency spectrum is obtained from the sampling data string by the MUSIC method. Subsequently, a frequency spectrum is obtained by FFT based on the same sampling data string (n21). Then, a plurality of frequency spectra obtained by FFT by transmission and reception for a plurality of times are integrated and averaged. That is, the moving average is performed for a predetermined number of times on the time axis (n22). Thereafter, the power of the corresponding frequency obtained by FFT corresponding to the peak frequency of the line spectrum included in the spectrum obtained by the MUSIC method is extracted (n23). If the frequency spectrum obtained by FFT has a peak at the corresponding frequency, that is, a component (principal component) of a predetermined power or higher, it is considered that the line spectrum obtained by the MUSIC method is caused by the received signal. . If the principal component does not exist, the line spectrum obtained by the MUSIC method is regarded as a false signal. That is, the boat speed is calculated only when it is considered that the main component exists (n24 → n25).
[0034]
As described above, by using both the frequency analysis result by FFT and the frequency analysis result by MUSIC method, only the true Doppler shift frequency can be obtained with high accuracy.
[0035]
FIG. 7 is a flowchart showing a Doppler shift frequency measurement procedure in the Doppler sonar and tide meter according to the third embodiment.
In FIG. 7, the process at step n30 corresponds to the processes at steps n1 to n6 in FIG. After this processing, the power of the frequency spectrum is extracted by FFT based on the sampling data string (n31). After the FFT processing, the integration average (moving average on the time axis) is performed in the same manner as described above (n32). A principal component having a power higher than a predetermined threshold is extracted from the integrated average of the spectra obtained by the FFT.
[0036]
If this principal component can be extracted, a frequency spectrum is obtained by the MUSIC method based on the sampling data string (n33 → n34). At that time, a line spectrum is obtained by the MUSIC method only for a narrow frequency range including the main component obtained by FFT (n34). Thereafter, the results of the MUSIC method are integrated and averaged (n35). A two-dimensional ship speed is calculated on the basis of the result of the cumulative averaging (n36).
[0037]
If the principal component cannot be extracted from the spectrum obtained by FFT, the calculation by the MUSIC method is not performed (n33 → END).
[0038]
Thus, by performing the calculation of the MUSIC method only in a narrow frequency range where peaks due to FFT exist, the calculation time can be greatly shortened, and the Doppler shift frequency can be measured at high speed. Alternatively, the Doppler shift frequency can be measured in a short period even if an arithmetic processing device having a relatively low processing capability is used.
[0039]
In the above description, the case where the ship speed is measured based on the reflected wave from the seabed has been described. However, by performing the same process on the reflected wave from the predetermined water depth, Tidal current direction and velocity can be obtained.
[0040]
In the above-described example, the Doppler sonar and the tide meter that transmit the ultrasonic wave from the ship in the sea direction and receive the reflected wave have been described. However, the present invention can be similarly applied to the ultrasonic diagnostic apparatus. That is, Doppler shift due to blood flow can be detected in the same manner by providing an ultrasonic transmission / reception unit in the probe, transmitting ultrasonic burst waves from the human skin to the human body, and receiving reflected waves.
[0041]
Next, a frequency spectrum calculation method using the MUSIC method will be described. A time signal vector X composed of M pieces of data is composed of l (sell) sine waves F and noise N, and the following equation is established.
[0042]
[Expression 1]

[0043]
It is.
[0044]
The M × M correlation matrix R obtained from the vector X is expressed by the following equation.
[0045]
[Expression 2]

[0046]
Where S = [FF^H], Σ²Is the internal noise power. H represents a complex transposition conjugate. I_MIs an M × M identity matrix. However, the internal noise (thermal noise) is uncorrelated if the frequency is different.
[0047]
The matrix S is a signal correlation matrix representing the correlation of l (el) sine waves,
[0048]
[Equation 3]

[0049]
The component is displayed as follows. * On the right shoulder represents a complex conjugate.
[0050]
Since the cross-correlation of multiple waves is basically the same as that of an unmodulated sine carrier wave, the cross-correlation of multiple waves in received data is very high. Therefore, as preprocessing, sub-correlation is suppressed by extracting (M−K + 1) sub-data of K component (K <M) from M component data while shifting one component at a time, and performing an averaging process. . FIG. 15 shows the relationship between the M component data and the K component partial correlation matrix along the diagonal line.
[0051]
[Expression 4]

[0052]
[Equation 5]

[0053]
Where e_iIs the eigenvector, λ_iIs an eigenvalue. The eigenvalue can be set as follows:
[0054]
[Formula 6]

[0055]
From this, the eigenvalue of the correlation matrix is obtained and the internal noise power σ²The number of signals l (el) of the input vector X can be estimated from the larger number L of eigenvalues. Here, L is the number of ranks, and L = 2 × l (el). Where δ_ijAs the Kronecker delta function, e_i・ E_j= Δ_ij , (1 ≦ i, j ≦ K).
In the case of the present invention, a transmission signal having a constant frequency is transmitted and the frequency of the reception signal subjected to Doppler shift is measured, so that the line spectrum is single. Therefore, it is limited to L = 2.
[0056]
For the eigenvector corresponding to the eigenvalue equal to the internal noise power, the following relational expression can be derived from the expressions (2), (5), and (6).
[0057]
[Expression 7]

[0058]
[Equation 8]

[0059]
This means that the eigenvector corresponding to the eigenvalue equal to the internal noise power is equal to all vectors a (f_j), F = f_j(j is about 1 to L). Therefore, the MUSIC power spectrum can be defined as
[0060]
[Equation 9]

[0061]
That is, the diagonal component of the matrix S (with an upper bar) is the power of each frequency component, and this diagonal component can be calculated from equation (9).
[0062]
Next, the difference in frequency spectrum between the DFT (Discrete Fourier Transform) and the MUSIC method will be described based on some examples.
FIG. 8 shows a case where 0.1% Gaussian noise is superimposed on a sine wave having a frequency f = 500 Hz and is sampled at a sampling frequency fs = 2048 Hz. (A) is an input signal, (b) is a frequency spectrum obtained by DFT, and (c) is a frequency spectrum obtained by MUSIC method. Here, the number of data in the sampling data string is 128 points, and the number K of moving average components is 80. The same applies to the examples shown in the following drawings. In this example, the rank number L is 2.
[0063]
Thus, according to the MUSIC method, a sharper spectrum can be detected than in the case of DFT.
[0064]
FIG. 9 shows a case where 100% Gaussian noise is superimposed under the conditions shown in FIG. In this case, the DFT is significantly affected by noise, but according to the MUSIC method, a signal component can be detected almost without being affected by noise. As described above, according to the MUSIC method, it is understood that the influence of noise is less likely in the case of one line spectrum.
[0065]
FIG. 10 shows a case where a sine wave with a frequency f = 480 Hz and a sine wave with f = 500 Hz are superimposed and further 0.1% Gaussian noise is superimposed and sampled at a sampling frequency fs = 2048 Hz. Yes. According to DFT, as shown in (b), two signal components cannot be decomposed, but according to the MUSIC method, two signal components can be decomposed. Here, if the interval between the line spectra is too close, that is, if the frequency difference between the two frequency signals is too small, the spectrum cannot be measured accurately even by the MUSIC method. However, in the present invention, since a single frequency transmission signal is transmitted and the received signal subjected to Doppler shift is subjected to frequency analysis by the MUSIC method, only one line spectrum appears, and the peak frequency of the line spectrum can be obtained correctly. it can.
[0066]
FIG. 11 shows a case where a sine wave with a frequency f = 250 Hz and a sine wave with f = 500 Hz are superimposed and further 100% Gaussian noise is superimposed and sampled at a sampling frequency fs = 2048 Hz. In this case, the spectrum cannot be completely obtained due to noise according to DFT, but the signal component can be detected according to the MUSIC method.
[0067]
When obtaining the frequency spectrum by the MUSIC method, the frequency resolution can be increased by calculating the frequency interval more finely than the DFT. FIG. 12 is a diagram illustrating an example thereof. (A) of FIG. 12 is a signal obtained by superimposing 40% Gaussian noise on a sine wave (f = 16 Hz) corresponding to one period with 128 data points. (B) is a signal in which 40% Gaussian noise is superimposed on a sine wave (f = 12 Hz) of 3/4 period with 128 data points. (C) is a signal obtained by superimposing 40% Gaussian noise on a sine wave (f = 8 Hz) of ½ period. Similarly, (d) is a signal obtained by superimposing 40% Gaussian noise on a sine wave (f = 4 Hz) having a quarter period. (E) shows the above four signals overlaid with frequency spectra obtained by DFT. The main component of the signal shown in (a) is properly obtained as 16 Hz, but the signal shown in (b) is also obtained as 16 Hz. Further, the main component of the signals shown in (c) and (d) is erroneously determined as 0 Hz. On the other hand, (f) represents the frequency spectrum of the four signals obtained by the MUSIC method in an overlapping manner. Thus, according to the MUSIC method, a sharp line spectrum can be obtained even for a signal component having a wavelength longer than that of the sampling data string.
[0068]
If the number of times of calculation of the MUSIC method is increased, that is, if the frequency interval given in the equation (9) is made finer, detection with higher resolution is possible. However, since the number of calculations is likely to be affected by noise, it is set in consideration of the necessary frequency resolution.
[0069]
FIG. 13 and FIG. 14 show an example when applied to a Doppler sonar. Here, unlike the example shown in FIG. 1, the channel CH1 forms a beam at a beam depression angle of 53 ° in the stern direction of the ship, and the channel CH2 forms a beam at a beam depression angle of 53 ° in the bow direction of the ship. . The frequency of the transmission signal is f = 125 kHz, and the sampling frequency is fs = 312.5 kHz.
[0070]
FIG. 13 shows a case where the boat speed is 0, and FIG. 14 shows a case where the boat moves in the bow direction by 2 kt (knots). Thus, compared to DFT, according to the MUSIC method, a sharp line spectrum appears and sharp frequency estimation becomes possible.
[0071]
In the example described above, an ultrasonic wave is used as a propagating wave. However, the present invention can be similarly applied to a Doppler radar that detects the relative velocity of a target by transmitting and receiving an electromagnetic wave from an antenna. By applying to Doppler radar, it is possible to measure the relative movement speed of the target at low speed.
[0072]
【The invention's effect】
According to the present invention, the frequency of the received signal can be obtained with high frequency resolution even if the number of sampling data per unit time of the received signal is small. For this reason, it is not necessary to perform integration averaging over a relatively long time, and the inconvenience of delaying the change in the measurement result can be solved.
Then, only the frequency range in the vicinity of the approximate peak position of the frequency analysis result by the discrete Fourier transform of the sampling data string is used to perform the frequency analysis by the MUSIC method, so that the calculation time can be greatly shortened, and the Doppler shift frequency is high Measurement is possible. Alternatively, the Doppler shift frequency can be measured in a short period even if an arithmetic processing device having a relatively low processing capability is used.
Further, by detecting the frequency analysis result by the MUSIC method when the line spectrum appears in both the frequency analysis result by the discrete Fourier transform of the sampling data string and the frequency analysis result by the MUSIC method, Only the true Doppler shift frequency can be obtained with high accuracy.
[0073]
According to the present invention, when a burst wave is transmitted and sampling is performed on the burst wave included in the corresponding received signal, the number of samplings required to obtain a predetermined frequency resolution can be obtained even if the duration of the burst wave is short. Therefore, the duration of the burst wave can be shortened, thereby increasing the distance resolution. In addition, the transmission cycle can be shortened, which enables frequent measurement.
[0074]
According to the present invention, the frequency of the received signal can be obtained with high frequency resolution even if the number of sampling data per unit time is smaller by averaging the results of frequency analysis for a plurality of burst waves.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing the relationship between a ship and three ultrasonic beams in a Doppler sonar or tide meter according to an embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a graph showing the relationship between ship speed and Doppler shift frequency for one ultrasonic beam in the Doppler sonar or tide meter.
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of a Doppler sonar or tide meter.
FIG. 4 is a diagram showing an ultrasonic burst wave
FIG. 5 is a flowchart showing the processing procedure of the Doppler sonar or tide meter.
FIG. 6 is a flowchart showing the processing procedure of the Doppler sonar or tide meter according to the second embodiment.
FIG. 7 is a flowchart showing the processing procedure of the Doppler sonar or tide meter according to the third embodiment.
FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a frequency spectrum by DFT and a frequency spectrum by the MUSIC method.
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a frequency spectrum by DFT and a frequency spectrum by the MUSIC method.
FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a frequency spectrum by DFT and a frequency spectrum by the MUSIC method.
FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a frequency spectrum by DFT and a frequency spectrum by the MUSIC method.
FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a frequency spectrum by DFT and a frequency spectrum by the MUSIC method.
FIG. 13 is a diagram showing an example of a frequency spectrum by DFT and a frequency spectrum by the MUSIC method in Doppler sonar;
FIG. 14 is a diagram showing an example of a frequency spectrum by DFT and a frequency spectrum by the MUSIC method in Doppler sonar;
FIG. 15 is a diagram showing a relationship between M component data and a K component partial correlation matrix along a diagonal line in averaging processing;
[Explanation of symbols]
4-amplifier circuit
6-Ultrasonic transducer
7,9-amplifier circuit
8-band pass filter
10-A / D converter
101, 102, 103-transmission / reception control circuit

Claims

A transmission means for transmitting a transmission signal of a predetermined frequency from the transmission unit;
A reception unit that receives a reception signal, which is a reflection signal from the target of the transmission signal, at a reception unit, and obtains a sampling data string by sampling;
Means for frequency analysis of the sampling data string by discrete Fourier transform;
Frequency analysis means for analyzing the frequency of the sampling data string by only the frequency range near the approximate peak position of the frequency analysis result by the discrete Fourier transform by the MUSIC method so that one line spectrum appears;
A Doppler shift frequency detection means for detecting the frequency of the received signal from the result of frequency analysis by the MUSIC method and obtaining a frequency shift amount of the received signal with respect to the transmission signal as a Doppler shift frequency;
A Doppler shift frequency measuring device.

A transmission means for transmitting a transmission signal of a predetermined frequency from the transmission unit;
A reception unit that receives a reception signal, which is a reflection signal from the target of the transmission signal, at a reception unit, and obtains a sampling data string by sampling;
Means for frequency analysis of the sampling data string by discrete Fourier transform;
A frequency analyzing means for frequency analyzing the MUSIC method so that the sampling data string appears line spectrum is one,
Detecting a frequency analysis result by the MUSIC method when a peak appears at the same frequency position of both the frequency analysis result by the discrete Fourier transform and the frequency analysis result by the MUSIC method, as a frequency of the received signal ; Doppler shift frequency detection means for obtaining a frequency shift amount of the received signal with respect to the transmission signal as a Doppler shift frequency;
A Doppler shift frequency measuring device.

3. The Doppler shift frequency measurement according to claim 1 , wherein the transmission signal is a burst wave, and the reception unit performs the sampling on the burst wave of the reception signal corresponding to the reflected signal of the burst wave. apparatus.

The Doppler shift frequency measuring apparatus according to claim 3 , wherein the frequency analysis means averages the frequency analysis results for a plurality of times of the burst wave.

In the Doppler shift frequency measuring apparatus in any one of Claims 1-4 ,
The transmission means transmits a transmission signal in a plurality of directions, the reception means obtains the sampling data string for the reception signals from the plurality of directions, and the frequency analysis means receives the reception signals from the plurality of directions. The Doppler shift frequency detection means obtains a Doppler shift frequency for the plurality of directions, and from the Doppler shift frequencies for the plurality of directions, the transmission unit and the reception unit, A relative speed measuring device for measuring a relative moving speed in a multidimensional direction with respect to a target.

6. The relative speed measurement device according to claim 5 , wherein the transmission signal and the reception signal are ultrasonic waves, the transmission unit and the reception unit are provided in a ship, and the target is the seabed, and the ship speed is measured. Doppler sonar.

The relative velocity measurement device according to claim 5 , wherein the transmission signal and the reception signal are ultrasonic waves, the transmission unit and the reception unit are provided in a ship, and the target is a reflector having a predetermined depth in water. A tide meter that measures the direction and velocity of a tidal current at a predetermined depth.

6. The relative velocity measuring apparatus according to claim 5 , wherein the transmission signal and the reception signal are ultrasonic waves, the transmission unit and the reception unit are provided in a probe, and the target is a predetermined depth position in the living body. Ultrasound diagnostic device that measures blood flow.