JP3855358B2 - Information reproducing apparatus and reproducing method - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば光磁気ディスク装置等の情報再生装置、特にPRML(Pertial Response Maximum Likelihood )方法を用いる情報再生装置および再生方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
光磁気ディスク装置等の情報再生装置において、記録媒体から再生される再生信号を復号する方法として、ビタビ復号方法が多用されている。ビタビ復号方法は、ホワイトノイズを含む再生信号を復号する場合にビットエラーレートを小さくすることができる復号方法である。
【0003】
ビタビ復号方法の概要は、以下のようなものである。記録媒体に対する記録方法に応じて複数個の状態を予め特定し、記録媒体から再生される再生信号に基づいて、リードクロックに従うタイミングでなされる計算処理によって、リードクロックに従う各時点において、最尤な状態遷移を選択する。そして、このような選択の結果に対応して、'1' または'0' の復号データ値の系列としての復号データを生成する。
【0004】
再生信号に基づく計算処理は、ビタビ復号方法の種類によって決まる振幅基準値を参照して行われる。振幅基準値は、再生信号が振幅変動等の影響を受けていない理想的なものである場合には、ビタビ復号方法の種類から理論的に決まるものを用いれば良い。しかしながら、再生信号が理想的なものでない一般の場合には、再生信号に加わる振幅変動等に応じて振幅基準値を更新することが必要となる。
【0005】
このような方法として、一般には、エンベロープ検出器等の手段によって再生信号の振幅を検出し、検出値に基づいて振幅基準値を所定の時間間隔で更新することが行われる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
上述したような適応化において、異常な振幅基準値が発生することがある。その原因の1つとして、リードクロックの位相誤差がある。すなわち、リードクロックが再生信号に対して位相誤差を有するものである場合には、誤ったサンプリングが行われる。この結果として誤ったサンプリング値がビタビ復号器に供給されることによって、誤った状態遷移が選択される。このような誤った状態遷移に基づいて上述の適応化がなされることによって、異常な振幅基準値が生じることがある。
【0007】
従って、この発明の目的は、振幅基準値の適応化を行うビタビ復号方法を用いる際に、適応化の結果として異常な振幅基準値が発生することを防止することが可能な情報再生装置および再生方法を提供することにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明は、記録媒体から再生される再生信号をビタビ復号方法によって復号するようにした情報再生装置において、
再生信号に同期したクロックを生成するPLLと、
再生信号に基づいてブランチメトリックの値を計算する際に参照値として用いられる振幅基準値を、初期値から開始してクロックによりサンプリングされた再生信号値と、ビタビ復号方法により選択される最尤な状態遷移そのものを表現する状態データとに基づいて、クロック毎に更新するようにした振幅基準値適応化手段と、
再生動作の開始が指令される時点から、PLLのロックが完了するまでの所要時間に、所定の余裕分を加えた時間の経過後に振幅基準値適応化手段に動作開始を指令する動作開始指令手段を有し、
振幅基準値適応化手段による動作の結果として所定のスレッショルドを越える振幅基準値が算出された時には、算出された振幅基準値に代えて初期値を設定することを特徴とする情報再生装置である。
【0009】
請求項6の発明は、記録媒体から再生される再生信号をビタビ復号するようにした情報再生方法において、
再生信号に同期したクロックをPLLによって、生成するクロック生成ステップと、
再生信号に基づいてブランチメトリックの値を計算する際に参照値として用いられる振幅基準値を、初期値から開始してクロックによりサンプリングされた再生信号値と、ビタビ復号方法により選択される最尤な状態遷移そのものを表現する状態データとに基づいて、クロック毎に更新する振幅基準値適応化ステップと、
再生動作の開始が指令される時点からPLLのロックが完了するまでの所要時間に、所定の余裕分を加えた時間の経過後に、振幅基準値適応化ステップの開始を指令するステップを有し、
振幅基準値適応化ステップによる動作の結果として所定のスレッショルドを越える振幅基準値が算出された時には、算出された振幅基準値に代えて初期値を設定することを特徴とする情報再生方法である。
【0010】
以上のような発明によれば、リードクロックが再生信号にロックした後に最適化を開始するように制御することができる。
【0011】
このため、リードクロックが再生信号に対する位相誤差を有しない状況で、適応化を開始するような制御を行うことが可能となる。
【0012】
【発明の実施の形態】
以下に、この発明の理解を容易とするために、ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録/再生装置の一例について、装置の全体構成、記録媒体のセクタフォーマット、4値4状態ビタビ復号方法の概要、4値4状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復号器の構成および動作、および4値4状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方法の順に説明する。
【0013】
〔ディスク記録再生装置の概要〕
以下、ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録/再生装置の一例について説明する。図1は、ビタビ復号方法を行う再生系を有する光磁気ディスク装置の一例の全体構成を示すブロック図である。記録時には、コントローラ2がホストコンピュータ1の指令に従って、記録すべきユーザデータを受取り、情報語としてのユーザデータに基づいてエンコードを行って、符号語としてのRLL(1,7)符号を生成する。この符号語が記録データとしてレーザパワーコントロール部(以下、LPCと表記する)4に供給される。コントローラ2は、このような処理の他に、後述する復号化処理、および記録、再生、消去等の各モードの制御、並びにホストコンピュータ1との交信等の動作を行う。
【0014】
LPC4は、供給された記録データに対応して、光ピックアップ7のレーザパワーを制御して光磁気ディスク6上に磁気極性を有するピット列を形成することにより、記録を行う。この記録の際に、磁気ヘッド5が光磁気ディスク6にバイアス磁界を付与する。実際には、記録データに基づいて後述するように生成されるプリコード出力に従って、後述するようなマークエッジ記録が行われる。
【0015】
後述するように、記録位置すなわちピットの形成位置の制御は、磁気ヘッド5および光ピックアップ7等の位置決めを行う、図示しない手段によってなされる。このため、記録動作時においても、光ピックアップ7がアドレス部等を通過する際には、後述するような再生時の動作と同様な動作が行われる。
【0016】
上述したようにして形成される各ピットを、記録データに基づいて後述するようにして生成されるプリコード出力中の各ビットに対応させる方法について、図2を参照して説明する。プリコード出力中の、例えば'1' に対してピットを形成し、'0' に対してピットを形成しない記録方法をマーク位置記録方法と称する。一方、各ピットのエッジによって表現される、プリコード出力中の各ビットの境界における極性の反転を、例えば'1' に対応させる記録方法をマークエッジ記録方法と称する。再生時には、再生信号中の各ビットの境界は、後述するようにして生成されるリードクロックDCKに従って認識される。
【0017】
次に、再生系の構成および動作について説明する。光ピックアップ7は、光磁気ディスク6にレーザ光を照射し、それによって生じる反射光を受光して、再生信号を生成する。再生信号は、和信号R+ 、差信号R- および図示しないフォーカスエラー信号ならびにトラッキングエラー信号の4種類の信号からなる。和信号R+ は、アンプ8によってゲイン調整等がなされた後に切替えスイッチ10に供給される。また、差信号R- は、アンプ9によってゲイン調整等がなされた後に切替えスイッチ10に供給される。さらに、フォーカスエラー信号は、フォーカスエラーを解消する手段(図示せず)に供給される。一方、トラッキングエラー信号は、図示しないサーボ系等に供給され、それらの動作において用いられる。
【0018】
切替えスイッチ10には、後述するような切替え信号Sが供給される。切替えスイッチ10は、この切替え信号Sに従って、以下のように、和信号R+ または差信号R- をフィルタ部11に供給する。すなわち、後述するような光磁気ディスク6のセクタフォーマットにおいて、エンボス加工によって形成される部分から再生される再生信号が切替えスイッチ10に供給される期間には、和信号R+ をフィルタ部11に供給する。また、光磁気的に記録される部分から再生される再生信号が切替えスイッチ10に供給される期間には、差信号R- をフィルタ部11に供給する。
【0019】
切替え信号Sは、例えば次のようにして生成される。すなわち、まず、再生信号から、セクタフォーマットに規定される所定のパターンから再生される信号を検出する。このような所定のパターンとしては、例えば後述するセクタマークSM等が用いられる。そして、かかる検出がなされた時点を基準として、後述するリードクロックを数える等の方法によって認識される所定時点において、切替え信号Sが生成される。
【0020】
フィルタ部11は、ノイズカットを行うローパスフィルタおよび波形等化を行う波形等化器から構成される。後述するように、この際の波形等化処理において用いられる波形等化特性は、ビタビ復号器13が行うビタビ復号方法に適合するものとされる。フィルタ部11の出力を供給されるA/D変換器12は、後述するようにして供給されるリードクロックDCKに従って再生信号値z〔k〕をサンプリングする。ビタビ復号器13は、再生信号値z〔k〕に基づいて、ビタビ復号方法によって復号データを生成する。かかる復号データは、上述したようにして記録される記録データに対する最尤復号系列である。従って、復号エラーが無い場合には、復号データは、記録データと一致する。
【0021】
復号データは、コントローラ2に供給される。上述したように、記録データは、ユーザデータからチャンネル符号化等の符号化によって生成された符号語である。従って、復号エラーレートが充分低ければ、復号データは、符号語としての記録データとみなすことができる。コントローラ2は、復号データに、上述のチャンネル符号化等の符号化に対応する復号化処理を施すことにより、ユーザデータ等を再生する。
【0022】
また、フィルタ部11の出力は、PLL部14にも供給される。PLL部14は、供給された信号に基づいて、リードクロックDCKを生成する。リードクロックDCKは、コントローラ2、A/D変換器12、ビタビ復号器13等に供給される。コントローラ2、A/D変換器12、ビタビ復号器13の動作は、リードクロックDCKに従うタイミングでなされる。さらに、リードクロックDCKは、図示しないタイミングジェネレータに供給される。タイミングジェネレータは、例えば、記録/再生動作の切替え等の装置の動作タイミングを制御する信号を生成する。
【0023】
上述したような再生動作において、光磁気ディスク6から再生される再生信号に基いて、より正しい再生データを得るために、再生系の各構成要素の動作を再生信号の品質に応じて適正化することが行われる。このような操作をキャリブレーションと称する。キャリブレーションは、再生信号の品質等が例えば加工精度等の記録媒体の特性、および例えば記録用レーザ光のパワーの変動、周囲温度等の記録/再生時の条件等によって変化する可能性があることに対応するために再生系のパラメータを適正化するためのものである。
【0024】
キャリブレーションの内容は、例えば光ピックアップ7の読取り用レーザ光パワーの調整、アンプ8および9のゲインの調整、フィルタ部11の波形等化特性の調整、およびビタビ復号器13の動作において用いられる振幅基準値の調整等である。このようなキャリブレーションは、電源投入直後または記録媒体の交換時等に、図1中には図示しない構成によって行われる。
【0025】
〔記録媒体のセクタフォーマットの概要〕
光磁気ディスク6には、セクタを記録/再生の単位としてユーザデータが記録される。図3を参照して、光磁気ディスク6において用いられるセクタフォーマットの一例について説明する。図3Aに示すように、1セクタは、記録/再生の順に従って、ヘッダ、ALPC,ギャップ、VFO3 、シンク、データフィールド、バッファの各エリアに区分されている。図3中に付した数字は、バイト数を表す。光磁気ディスク6上には、ブロック符号化等の符号化がなされたデータが記録される。例えば8ビットが12チャンネルビットに変換されて記録される。
【0026】
このセクタフォーマットの一例においては、ユーザデータ量が1024バイトのフォーマットと、ユーザデータ量が512バイトのフォーマットとが用意されている。ユーザデータ量が1024バイトのフォーマットでは、データフィールドのバイト数が670バイトとされる。また、ユーザデータ量が512バイトのフォーマットでは、データフィールドのバイト数が1278バイトとされる。これら2つのセクタフォーマットにおいて、63バイトのプリフォーマットされたヘッダと、ALPC,ギャップエリアの18バイトは、同一とされている。
【0027】
図3Bは、63バイトのヘッダを拡大して示す。ヘッダは、セクタマークSM(8バイト)、VFOフィールドのVFO1 (26バイト)、アドレスマークAM(1バイト)、IDフィールドのID1 (5バイト)、VFOフィールドのVFO2 (16バイト)、アドレスマークAM(1バイト)、IDフィールドのID2 (5バイト)、およびポストアンブルPA(1バイト)が順に配列された構成とされている。
【0028】
図3Cは、18バイトのALPC,ギャップエリアを拡大して示す。18バイトは、ギャップフィールド(5バイト)、フラグフィールド(5バイト)、ギャップフィールド(2バイト)、ALPC(6バイト)からなる。
【0029】
次に、これらのフィールドについて説明する。セクタマークSMは、セクタの開始を識別するためのマークであり、RLL(1,7)符号において生じないエンボス加工によって形成されたパターンを有する。VFOフィールドは、上述のPLL部18中のVFO(Variable Frequency Oscillator) を同期させるためのもので、VFO1 、VFO2 およびVFO3 からなる。VFO1 およびVFO2 は、エンボス加工によって形成されている。また、VFO3 は、そのセクタに対して記録動作が行われる際に光磁気的に書かれる。VFO1 、VFO2 およびVFO3 は、それぞれチャンネルビットの'0' と'1' が交互に現れるパターン(2Tパターン)を有する。従って、1チャンネルビットの時間長に対応する時間をTとすると、VFOフィールドを再生した時に、2T毎にレベルが反転する再生信号が得られる。
【0030】
アドレスマークAMは、後続のIDフィールドのためのバイト同期を装置に対して与えるために使用され、RLL(1,7)符号において生じないエンボスされたパターンを有する。IDフィールドは、セクタのアドレス、すなわち、トラック番号およびセクタ番号の情報と、これらの情報に対するエラー検出用のCRCバイトを有する。IDフィールドは、5バイトからなる。ID1 およびID2 によって、同一のアドレス情報が二重に記録される。ポストアンブルPAは、チャンネルビットの'0' と'1' とが交互に現れるパターン(2Tパターン)を有する。ID1 、ID2 およびポストアンブルPAも、エンボス加工によって形成されている。このように、ヘッダの領域は、エンボス加工によりピットが形成されたプリフォーマットされた領域である。
【0031】
図3Cは、ALPC,ギャップエリアを拡大して示す。ギャップには、ピットが形成されない。最初のギャップフィールド(5バイト)は、プリフォーマットされたヘッダの後の最初のフィールドであり、これによって、ヘッダの読取りを完了した後の処理に装置が要する時間が確保される。2番目のギャップフィールド(2バイト)は、後のVFO3 の位置のずれを許容するためのものである。
【0032】
ALPC,ギャップエリアには、5バイトのフラグフィールドが記録される。フラグフィールドは、セクタのデータが記録される時に、連続した2Tパターンが記録される。ALPC(Auto Laser Power Control)フィールドは、記録時のレーザパワーをテストするために設けられている。シンクフィールド(4バイト)は、続くデータフィールドのためのバイト同期を装置が得るために設けられており、所定のビットパターンを有する。
【0033】
データフィールドは、ユーザデータを記録するために設けられる。上述した670バイトのデータフィールドには、512バイトのユーザデータと、144バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、12バイトのセクタ書込みフラグと、2バイト(FF)とからなる。また、1278バイトのデータフィールドの場合には、1024バイトのユーザデータと、242バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、12バイトのセクタ書込みフラグとからなる。セクタの最後のバッファフィールドは、電気的、あるいは機械的な誤差に対する許容範囲として使用される。
【0034】
上述したセクタフォーマットの例において、ヘッダは、エンボス加工によりピットが形成されたエリアである。また、ALPC,ギャップエリアは、再生時には、使用されないエリアである。さらに、VFO3 、シンクフィールドおよびデータフィールドは、光磁気記録されたデータのエリアである。
【0035】
〔4値4状態ビタビ復号方法の概要〕
以下、ビタビ復号器13によって行われるビタビ復号方法について説明する。上述したように、ユーザデータは、様々な符号化方法によって記録データとしての符号語に変換される。符号化方法は、記録媒体の性質および記録/再生方法等に応じて適切なものが採用される。光磁気ディスク装置においては、ブロック符号化において、Run Lengthすなわち'1' と'1' の間の'0' の数を制限するRLL(Run Length Limited)符号化方法が用いられることが多い。従来から幾つかのRLL符号化方法が用いられている。一般に、'1' と'1' の間の'0' の数を最小でd個、最大でk個とするm/nブロック符号をRLL(d,k;m,n)符号と称する。
【0036】
例えば、2/3ブロック符号において、'1' と'1' の間の'0' の数を最小で1個、最大で7個とするブロック符号化方法は、RLL(1,7;2,3)符号である。一般にRLL(1,7;2,3)符号をRLL(1,7)符号と称することが多いので、以下の説明においても単にRLL(1,7)符号と表記した場合には、RLL(1,7;2,3)符号を指すことにする。
【0037】
このようなRLL符号化方法と、上述したマークエッジ記録方法との組合わせによって記録されたデータから再生される再生信号を復号するために、ビタビ復号方法を用いることができる。
【0038】
このようなRLL符号化方法は、記録密度の向上、および再生動作の安定性の確保という2つの観点から、符号化方法に要求される条件に対応できるものである。まず、上述したように、マークエッジ記録方法は、記録データに基づいて後述するように生成されるプリコード出力における'1' を各ピットのエッジによって表現される極性の反転に対応させるものなので、'1' と'1' の間の'0' の数を多くする程、各ピット1個当たりに記録されるビット数を大きくすることができる。従って、記録密度を大きくすることができる。
【0039】
一方、再生系の動作タイミングを合わせるために必要なリードクロックDCKは、上述したように、再生信号に基づいてPLL部14によって生成される。このため、記録データにおいて'1' と'1' の間の'0' の数を多くすると、再生動作の際にPLL部の動作が不安定となるので、再生動作全体が不安定なものとなる。
【0040】
これら2つの条件を考慮すると、'1' と'1' の間の'0' の数は、多過ぎたり、少な過ぎたりしない、適切な範囲内に設定される必要がある。このような、記録データ中の'0' の数の設定に関して、RLL符号化方法が有効となる。
【0041】
ところで、図4に示すように、上述したRLL(1,7)符号化方法とマークエッジ記録方法の組み合わせにおいては、記録データに基づいて生成されるプリコード出力中の'1' と'1' の間に最低1個の'0' が含まれるので、最小反転幅が2となる。このような、最小反転幅が2となる符号化方法が用いられる場合に、符号間干渉およびノイズ等の影響を受けている再生信号から記録データを復号する方法として、後述するように、4値4状態ビタビ復号方法を適用することができる。
【0042】
上述したように、再生信号には、フィルタ部11によって波形等化処理がなされる。ビタビ復号方法の前段としてなされるこのような波形等化処理には、符号間干渉を積極的に利用するパーシャルレスポンス方法が用いられる。この際に用いられる波形等化特性は、一般に(1+D)n で表されるパーシャルレスポンス特性の内から、記録/再生系の線記録密度およびMTF(Modulation Transfer Function)を考慮して決められる。上述したRLL(1,7)符号化方法とマークエッジ記録方法の組み合わせによって記録されたデータに対して、PR(1,2,1)を用いる波形等化処理は、4値4状態ビタビ復号方法の前段となる。
【0043】
一方、マークエッジ記録方法においては、光磁気ディスク媒体等に対する実際の記録に先立って、上述のRLL符号化等によって符号化された記録データに基づくプリコードが行われる。各時点kにおける記録データ列をa〔k〕、これに基づくプリコード出力をb〔k〕とすると、プリコードは、以下のように行われる。
【0044】
b〔k〕=mod2{a〔k〕+b〔k−1〕} (1)
このようなプリコード出力b〔k〕が実際に光磁気ディスク媒体等に記録される。一方、フィルタ部11中の波形等化器によってなされる、波形等化特性PR(1,2,1)での波形等化処理について説明する。但し、以下の説明においては、信号の振幅を規格化せずに、波形等化特性をPR(B,2A,B)とする。また、ノイズを考慮しない場合の再生信号の値をc〔k〕と表記する。さらに、ノイズを含む実際の再生信号(すなわち、記録媒体から再生された再生信号)をz〔k〕と表記する。
【0045】
PR(B,2A,B)は、ある時点kにおける再生信号の値に対して、時点kにおける振幅の寄与が振幅値の2A倍とされ、さらに前後の時点k−1およびk+1における振幅の寄与が各々の時点での信号の振幅のB倍とされるものである。従って、再生信号の値の最大値は、時点k−1、k、k+1において何れもパルスが検出される場合である。このような場合には、再生信号の値の最大値は、以下のようになる。
【0046】
B+2A+B=2A+2B
また、再生信号の値の最小値は0となる。但し、実際の取り扱いにおいては、c〔k〕として、DC成分のA+Bを差し引いた以下のようなものが用いられる。
【0047】
c〔k〕=B×b〔k−2〕+2A×b〔k−1〕+B×b〔k〕−A−B (2)
従って、ノイズを考慮しない場合の再生信号c〔k〕は、A+B,A,−A,−A−Bの内の何れかの値をとることになる。一般に、再生信号の性質を示す方法の1つとして、例えば5個の時点を単位として、再生信号を多数重ね合わせたものをアイパターンと称する。この発明を適用することができる光磁気ディスク装置において、PR(B,2A,B)の下で波形等化処理された実際の再生信号z〔k〕についてのアイパターンの一例を図5に示す。図5から各時点における再生信号z〔k〕の値は、ノイズによるばらつきを有するが、ほぼ、A+B,A,−A,−A−Bの内の何れかになることが確認できる。後述するように、A+B,A,−A,−A−Bの値は、識別点として用いられる。
【0048】
上述したような波形等化処理がなされた再生信号を復号する、ビタビ復号方法の概略は、次のようなものである。ステップ▲1▼符号化方法および記録媒体に対する記録方法に基づいて、生じ得る全ての状態を特定する。ステップ▲2▼ある時点における各状態を起点として、次の時点において生じ得る全ての状態遷移と、各状態遷移が生じる時の記録データa〔k〕および再生信号の値c〔k〕を特定する。ステップ▲1▼および▲2▼の結果として特定された全ての状態および状態遷移と、各状態遷移が生じる時の〔記録データの値a〔k〕/再生信号の値c〔k〕〕を図の形式で表現したものを状態遷移図と称する。後述するように、4値4状態ビタビ復号方法における状態遷移図は、図7に示すようなものである。そして、この状態遷移図に基づく復号動作を行うように、ビタビ復号器13が構成される。
【0049】
さらに、ステップ▲3▼上述したように、状態遷移図を前提として、記録媒体から各時点kにおいて再生される再生信号z〔k〕に基づく最尤な状態遷移が選択される。但し、上述したように、z〔k〕は、ビタビ復号器13に供給される前段において波形等化されたものである。このような最尤な状態遷移の選択がなされる毎に、選択された状態遷移に対応して、状態遷移図に記載された記録データa〔k〕の値を復号値とすることによって、記録データに対する最尤復号値系列としての復号データa' 〔k〕を得ることができる。但し、各時点kにおける復号データ値から、最尤復号値系列とするための構成は、後述するビタビ復号器13中のPMU23である。従って、上述したように、復号データ列a' 〔k〕は、復号エラーが無い場合には、記録データ列a〔k〕と一致する。上述のステップ▲1▼〜ステップ▲3▼について、以下に詳細に説明する。
【0050】
上述のステップ▲1▼について説明する。まず、ここで用いられる状態として、ある時点kにおける状態を、時点kおよびそれ以前のプリコード出力を用いて次のように定義する。すなわち、n=b〔k〕、m=b〔k−1〕、l=b〔k−2〕の時の状態をSnml と定義する。このような定義によって、23 =8個の状態があると考えられるが、上述したように、実際に生じ得る状態は、符号化方法等に基づいて制限される。RLL(1,7)符号として符号化された記録データ列a〔k〕においては、'1' と'1' の間に最低1個の'0' が含まれるので、2個以上の'1' が連続することが無い。記録データ列a〔k〕に課されるこのような条件に基づいてプリコード出力b〔k〕について一定の条件が課され、その結果として生じ得る状態に制限が加えられる。
【0051】
このような制限について具体的に説明する。上述したようにRLL(1,7)符号化によって生成される記録データ列中に、2個以上の'1' が連続するもの、すなわち以下のものはあり得ない。
【0052】
a〔k〕=1,a〔k−1〕=1,a〔k−2〕=1 (3)
a〔k〕=1,a〔k−1〕=1,a〔k−2〕=0 (4)
a〔k〕=0,a〔k−1〕=1,a〔k−2〕=1 (5)
記録データ列に課されるこのような条件に基づいて、上述の(1)式に従ってb〔k〕について課される条件について検討すると、S010およびS101の2個の状態は生じ得ないことがわかる。従って、生じ得る状態は、23 −2=6個である。
【0053】
次に、ステップ▲2▼について説明する。ある時点jにおける状態を起点として、次の時点j+1において生じ得る状態を求めるためには、時点j+1における記録データの値a〔j+1〕が1となる場合、および0となる場合に分けて調べる必要がある。
【0054】
ここでは、状態S000を例として説明する。上述の(1)式に従って、S000すなわちn=b〔j〕=0,l=b〔j−1〕=0,m=b〔j−2〕=0とプリコードされる記録データとしては、以下の2個が考えられる。
【0055】
a〔j〕=0、a〔j−1〕=0、a〔j−2〕=1 (6)
a〔j〕=0、a〔j−1〕=0、a〔j−2〕=0 (7)
〔a〔j+1〕=1の時〕
この時、(1)式に従って、b〔j+1〕は、以下のように計算される。
【0056】
従って、再生信号c〔j〕の値は、上述の(2)式に従って、次のように計算される。
【0057】
また、次の時点j+1での状態Snlm については、n=b〔j+1〕,l=b〔j〕,m=b〔j−1〕である。そして、上述したようにb〔j+1〕=1,b〔j〕=0,b〔j−1〕=0となるので、次の時点j+1における状態は、S100である。従って、a〔j+1〕=1の場合には、S000→S100という遷移が生じることが特定できる。
【0058】
〔a〔j+1〕=0の時〕
この時、(1)式に従って、b〔j+1〕は、以下のように計算される。
【0059】
従って、再生信号c〔j+1〕の値は、上述の(2)式に従って、次のように計算される。
【0060】
また、次の時点j+1における状態Snlm については、n=b〔j+1〕,l=b〔j〕,m=b〔j−1〕である。そして、上述したようにb〔j+1〕=0,b〔j〕=0,b〔j−1〕=0となるので、次の時点における状態は、S000である。従って、a〔j+1〕=0の場合には、S000→S000という遷移が生じることが特定できる。
【0061】
このようにして、時点jにおけるS000以外の各状態についても、それらを起点として次の時点j+1において生じ得る状態遷移と、そのような各状態遷移が生じる時の記録データ値a〔j+1〕および再生信号値c〔j+1〕との対応を求めることができる。
【0062】
上述したようにして、各状態について、それらを起点として生じ得る状態遷移と、各状態遷移が生じる時の記録データの値および再生信号の値との対応を求め、図の形式に表したものが図6である。上述の時点jおよびj+1は、特別の時点ではない。従って、上述したようにして求まる、生じ得る状態遷移とそれらに伴う記録データの値および再生信号の値との対応は、任意の時点において適用することができる。このため、図6においては、任意の時点kにおいて生じる状態遷移に伴う記録データの値をa〔k〕と表記し、再生信号の値をc〔k〕と表記する。
【0063】
図6において、状態遷移は、矢印によって表される。また、各矢印に付した符号が〔記録データ値a〔k〕/再生信号値c〔k〕〕を示している。状態S000,S001,S111およびS110を起点とする状態遷移は、2通り有るのに対して、状態S011およびS100を起点として生じ得る遷移は1通りのみである。
【0064】
さらに、図6においてS000とS001は、何れもa〔k〕=1に対しては、c〔k〕=−Aという値を取り、S100に遷移している。一方、a〔k〕=0に対しては、c〔k〕=−A−Bという値を取り、S000に遷移している。また、S111とS110も同様に、同じa〔k+1〕の値について同じc〔k+1〕の値を取り、且つ、同じ状態に遷移している。従って、S000とS001をまとめてS0と表現し、S111とS110をまとめてS2と表現することができる。さらに、S011をS3とし、S100をS1と表現することにして、整理したものが図7である。
【0065】
上述したように、図7が4値4状態ビタビ復号方法に用いられる状態遷移図である。図7中には、S0〜S3の4個の状態、および再生信号c〔k+1〕の値としての−A−B,−A,A,A+Bの4個の値が示されている。状態S0およびS2を起点とする状態遷移は、2通り有るのに対して、状態S1およびS3を起点とする状態遷移は、1通りのみである。
【0066】
一方、状態遷移を時間に沿って表現する形式として、図8に示すようなトレリス線図が用いられる。図8では、2個の時点間の遷移を示しているが、さらに多数の時点間の遷移を示すこともできる。時間経過に伴い、順次右の時点に遷移していく様子が表現される。従って、水平な矢印は、例えばS0→S0等の同じ状態への遷移を表し、斜めの矢印は、例えばS1→S2等の異なる状態への遷移を表すことになる。
【0067】
上述したビタビ復号方法のステップ▲3▼、すなわち図7に示した状態遷移図を前提として、ノイズを含む実際の再生信号z〔k〕から最尤な状態遷移を選択する方法について以下に説明する。
【0068】
最尤な状態遷移を選択するためには、まず、ある時点kにおける状態について、その状態に至る過程において経由してきた複数時点間の状態遷移の尤度の和を計算し、さらに、計算された尤度の和を比較して、最尤の復号系列を選択することが必要である。このような尤度の和をパスメトリックと称する。
【0069】
パスメトリックを計算するためには、まず、隣接する時点間の状態遷移の尤度を計算することが必要となる。このような尤度の計算は、上述の状態遷移図を参照して、再生信号z〔k〕の値に基づいて以下のようになされる。まず、一般的な説明として、時点k−1において、状態Saである場合について考える。この時、ビタビ復号器31に再生信号z〔k〕が入力された場合に、状態Sbへの状態遷移が生じる尤度が次式に従って計算される。但し、状態Saおよび状態Sbは、図7の状態遷移図に記載されている4個の状態の何れかとする。
【0070】
(z〔k〕−c(Sa,Sb))2 (12)
上式において、c(Sa,Sb)は、状態Saから状態Sbへの状態遷移について、図7の状態遷移図に記載されている再生信号の値である。すなわち、上述の図7において、例えば状態遷移S0→S1について、−Aと算出されている値である。従って、式(12)は、ノイズを含む実際の再生信号z〔k〕の値と、ノイズを考慮せずに計算された再生信号c(Sa,Sb)の値の間のユークリッド距離となる。ある時点におけるパスメトリックは、その時点に至るまでのこのような隣接時点間の状態遷移の尤度の総和として定義される。
【0071】
ところで、時点kにおいて状態Saである場合を考える。この場合に、時点k−1において状態Saに遷移し得る状態をSpとすれば、パスメトリックL(Sa,k)は、時点k−1におけるパスメトリックを用いて次式のように計算される。
【0072】
L(Sa,k)
=L(Sp,k−1)+(z〔k〕−c(Sp,Sa))2 (13)
すなわち、時点k−1において状態Spに至った場合のパスメトリックL(Sp,k−1)と、時点k−1と時点kの間で生じるSp→Saなる状態遷移の尤度(z〔k〕−c(Sp,Sa))2 とを加算することによって、パスメトリックL(Sa,k)が計算される。この(z〔k〕−c(Sp,Sa))2 のような、最新の状態遷移の尤度は、ブランチメトリックと称される。但し、ここでのブランチメトリックは、後述するビタビ復号器13中のブランチメトリック計算回路(BMC)20によって計算されるブランチメトリック、すなわち、規格化メトリックに対応するブランチメトリックとは、別のものであることに注意が必要である。
【0073】
また、時点kにおいて状態Saである場合に、時点k−1において状態Saに遷移し得る状態が複数個存在することがある。図7においては、状態S0およびS2がこのような場合である。すなわち時点kにおいて状態S0である場合に、時点k−1において状態S0に遷移し得る状態は、S0とS3の2個である。また、時点kにおいて状態S2である場合に、時点k−1において状態S2に遷移し得る状態は、S1とS2の2個である。一般的な説明として、時点kにおいて状態Saであり、且つ、時点k−1において状態Saに遷移し得る状態がSpおよびSqの2個である場合に、パスメトリックL(Sa,k)は、次式のように計算される。
【0074】
すなわち、時点k−1において状態Spであり、Sp→Saなる状態遷移によって状態Saに至った場合と、時点k−1において状態Sqであり、Sq→Saなる状態遷移によって状態Saに至った場合の各々について、尤度の和を計算する。そして、各々の計算値を比較し、より小さい値を時点kにおける状態Saに関するパスメトリックL(Sa,k)とする。
【0075】
このようなパスメトリックの計算を、図7を用いて上述した4値4状態について具体的に適用すると、時点kにおける各状態S0,S1,S2およびS3についてのパスメトリックL(0,k),L(1,k),L(2,k)およびL(3,k)は、時点k−1における各状態S0〜S3についてのパスメトリックL(0,k−1)〜L(3,k−1)を用いて以下のように計算できる。
【0076】
上述したように、このようにして計算されるパスメトリックの値を比較して、最尤な状態遷移が選択されれば良い。ところで、最尤な状態遷移を選択するためには、パスメトリックの値そのものを計算しなくても、パスメトリックの値の比較ができれば良い。そこで、実際の4値4状態ビタビ復号方法においては、パスメトリックの代わりに以下に定義するような規格化パスメトリックを用いることにより、各時点kにおけるz〔k〕に基づく計算を容易なものとするようになされる。
【0077】
m(i,k)
=〔L(i,k)−z〔k〕2 −(A+B)2 〕/2/(A+B)(19)
式(19)をS0〜S3の各状態に適用すると、具体的な規格化パスメトリックは、以下のように2乗計算を含まないものとなる。このため、後述する、加算、比較、選択回路(ACS)21における計算を容易なものとすることができる。
【0078】
但し、式(20)〜(23)中のαおよびβは、以下のようなものである。
【0079】
α=A/(A+B) (24)
β=B×(B+2×A)/2/(A+B) (25)
このような規格化パスメトリックに基づく4値4状態ビタビ復号方法における状態遷移の条件について図9に示す。上述の4個の規格化パスメトリックの内に、2個から1個を選択する式が2つあるので、2×2=4通りの条件がある。
【0080】
〔4値4状態ビタビ復号器の概要〕
上述した4値4状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復号器13について以下に説明する。図10にビタビ復号器13の全体構成を示す。ビタビ復号器13は、ブランチメトリック計算回路(以下、BMCと表記する)20、加算、比較および選択回路(以下、ACSと表記する)21、圧縮およびラッチ回路22およびパスメモリユニット(以下、PMUと表記する)23から構成される。これらの各構成要素に対して上述のリードクロックDCK(以下の説明においては、単にクロックと表記する)が供給されることにより、ビタビ復号器13全体の動作タイミングが合わされる。以下、各構成要素について説明する。
【0081】
BMC20は、入力される再生信号z〔k〕に基づいて、規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックの値BM0,BM1,BM2およびBM3を計算する。BM0〜BM3は、上述の式(20)〜(23)の規格化パスメトリックを計算するために必要とされる、以下のようなものである。
【0082】
BM0=z(k) (26)
BM1=α×z〔k〕−β (27)
BM2=−z(k) (28)
BM3=−α×z〔k〕−β (29)
この計算に必要なαおよびβは、上述の式(24)および(25)に従ってBMC20によって計算される基準値である。かかる計算は、例えば再生信号z〔k〕に基づくエンベロープ検出等の方法で検出され、BMC20に供給される識別点−A−B,−A,AおよびA+Bの値に基づいてなされる。
【0083】
BM0〜BM3の値は、ACS21に供給される。一方、ACS21は、後述するような圧縮およびラッチ回路22から、1クロック前の規格化パスメトリックの値(但し、後述するように圧縮のなされたもの)M0,M1,M2およびM3を供給される。そして、M0〜M3と、BM0〜BM3とを加算して、後述するようにして、最新の規格化パスメトリックの値L0,L1,L2およびL3を計算する。M0〜M3が圧縮のなされたものであるため、L0〜L3を計算する際のオーバーフローを避けることができる。
【0084】
さらに、ACS21は、最新の規格化パスメトリックの値L0〜L3に基づいて、後述するように、最尤な状態遷移を選択し、また、選択結果に対応して、パスメモリ23に供給される選択信号SEL0およびSEL2を'High'または'Low' とする。
【0085】
また、ACS21は、L0〜L3を圧縮およびラッチ回路22に供給する。圧縮およびラッチ回路22は、供給されるL0〜L3を圧縮した後にラッチする。その後、1クロック前の規格化パスメトリックM0〜M3としてACS21に供給する。
【0086】
この際の圧縮の方法としては、例えば以下に示すように、最新の規格化パスメトリックL0〜L3から、そのうちの1個、例えばL0を一律に差し引く等の方法が用いられる。
【0087】
M0=L0−L0 (30)
M1=L1−L0 (31)
M2=L2−L0 (32)
M3=L3−L0 (33)
この結果として、M0が常に0の値をとることになるが、以下の説明においては、一般性を損なわないために、このままM0と表記する。式(30)〜(33)によって計算されるM0〜M3の値の差は、L0〜L3の値の差と等しいものとなる。上述したように、最尤な状態遷移の選択においては、規格化パスメトリック間の値の差のみが問題となる。従って、このような圧縮方法は、最尤な状態遷移の選択結果に影響せずに規格化パスメトリックの値を圧縮し、オーバーフローを防止する方法として有効である。このように、ACS21と圧縮およびラッチ回路22は、規格化パスメトリックの計算に関するループを構成する。
【0088】
上述のACS21について、図11を参照してより詳細に説明する。ACS21は、6個の加算器51、52、53、54、56、58および2個の比較器55、57から構成される。一方、上述したようにACS21には、1クロック前の圧縮された規格化パスメトリックの値M0〜M3および規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックの値BM0〜BM3が供給される。
【0089】
加算器51には、M0およびBM0が供給される。加算器51は、これらを加算して以下のようなL00を算出する。
【0090】
L00=M0+BM0 (34)
上述したように、M0は、時点k−1において状態S0に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、BM0は、時点kにおいて入力される再生信号z〔k〕に基づいて上述の(26)式に従って計算されるもの、すなわちz〔k〕の値そのものである。従って、式(34)の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式(20)中のm(0,k−1)+z〔k〕の値を計算したものとなる。すなわち、時点k−1において状態S0であり、時点kにおける状態遷移S0→S0によって最終的に状態遷移S0に至った場合に対応する計算値である。
【0091】
一方、加算器52には、M3およびBM1が供給される。加算器51は、これらを加算して以下のようなL30を算出する。
【0092】
L30=M3+BM1 (35)
上述したように、M3は、時点k−1において状態S3に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する、圧縮された規格化パスメトリックである。また、BM1は、時点kにおいて入力される再生信号z〔k〕に基づいて上述の(27)式に従って計算されるもの、すなわちα×z〔k〕−βである。従って、式(35)の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式(20)中のm(3,k−1)+α×z〔k〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点k−1において状態S3であり、時点kにおける状態遷移S3→S0によって最終的に状態遷移S0に至った場合に対応する計算値である。
【0093】
上述のL00およびL30は、比較器55に供給される。比較器55は、L00およびL30の値を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックL0とすると供に、選択結果に応じて、上述したように選択信号SEL0の極性を切替える。このような構成は、式(20)において、最小値が選択されることに対応するものである。すなわち、L00<L30の場合(この時は、S0→S0が選択される)に、L00をL0として出力し、且つ、SEL0を例えば、'Low' とする。また、L30<L00の場合(この時は、S3→S0が選択される)には、L30をL0として出力し、且つ、SEL0を例えば'High'とする。SEL0は、後述するように、状態S0に対応するA型パスメモリ24に供給される。
【0094】
このように、加算器51、52および比較器55は、上述の式(20)に対応して、S0→S0とS3→S0の内から、時点kにおける状態遷移として最尤なものを選択する動作を行う。そして、選択結果に応じて、最新の規格化パスメトリックL0および選択信号SEL0を出力する。
【0095】
また、加算器56には、M0およびBM1が供給される。加算器51は、これらを加算して以下のようなL1を算出する。
【0096】
L1=M0+BM1 (36)
上述したように、M0は、時点k−1において状態S0に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、BM1は、時点kにおいて入力される再生信号z〔k〕に基づいて上述の(27)式に従って計算されるもの、すなわちα×z〔k〕−βである。従って、式(36)の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式(21)の右辺m(0,k−1)+α×z〔k〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点k−1において状態S0であり、時点kにおける状態遷移S0→S1によって最終的に状態遷移S1に至った場合に対応する計算値である。式(21)が値の選択を行わないことに対応して、加算器56の出力がそのまま最新の規格化パスメトリックL1とされる。
【0097】
加算器53には、M2およびBM2が供給される。加算器53は、これらを加算して以下のようなL22を算出する。
【0098】
L22=M2+BM2 (37)
上述したように、M2は、時点k−1において状態S2に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、BM0は、時点kにおいて入力される再生信号z〔k〕に基づいて上述の(28)式に従って計算されるもの、すなわち−z〔k〕である。従って、式(37)の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式(22)中のm(2,k−1)−z〔k〕の値を計算したものとなる。すなわち、時点k−1において状態S2であり、時点kにおける状態遷移S2→S2によって最終的に状態遷移S2に至った場合に対応する計算値である。
【0099】
一方、加算器54には、M1およびBM3が供給される。加算器53は、これらを加算して以下のようなL12を算出する。
【0100】
L12=M1+BM3 (38)
上述したように、M1は、時点k−1において状態S1に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、BM3は、時点kにおいて入力される再生信号z〔k〕に基づいて上述の(29)式に従って計算されるもの、すなわち−α×z〔k〕−β である。従って、式(38)の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式(22)中のm(1,k−1)−α×z〔k〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点k−1において状態S1であり、時点kにおける状態遷移S1→S2によって最終的に状態遷移S2に至った場合に対応する計算値である。
【0101】
上述のL22およびL12は、比較器57に供給される。比較器57は、L22およびL12の値を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックL2とすると共に、選択結果に応じて、上述したように選択信号SEL2の極性を切替える。このような構成は、式(22)において、最小値が選択されることに対応するものである。すなわち、L22<L12の場合(この時は、S2→S2が選択される)に、L22をL2として出力し、且つ、SEL2を例えば、'Low' とする。また、L12<L22の場合(この時は、S1→S2が選択される)には、L12をL2として出力し、且つ、SEL2を例えば'High'とする。SEL2は、後述するように、状態S2に対応するA型パスメモリ26に供給される。
【0102】
このように、加算器53、54および比較器57は、上述の式(22)に対応して、S1→S2とS2→S2の内から、時点kにおける状態遷移として最尤なものを選択する。そして、選択結果に応じて、最新の規格化パスメトリックL2および選択信号SEL2を出力する。
【0103】
また、加算器58には、M2およびBM3が供給される。加算器58は、これらを加算して以下のようなL3を算出する。
【0104】
L3=M2+BM3 (39)
上述したように、M2は、時点k−1において状態S2に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、BM3は、時点kにおいて入力される再生信号z〔k〕に基づいて上述の(29)式に従って計算されるもの、すなわち−α×z〔k〕−βである。従って、式(39)の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式(23)の右辺m(2,k−1)+α×z〔k〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点k−1において状態S0であり、時点kにおける状態遷移S2→S3によって最終的に状態遷移S3に至った場合に対応する計算値である。式(23)が値の選択を行わないことに対応して、加算器58の出力がそのまま最新の規格化パスメトリックL3とされる。
【0105】
上述したようにして, ACS21が出力するSEL0およびSEL2に従って、パスメモリユニット(以下、PMUと表記する)23が動作することによって、記録データa〔k〕に対する最尤復号系列としての復号データa’〔k〕が生成される。PMU23は、図7に示した4個の状態間の状態遷移に対応するために、2個のA型パスメモリおよび2個のB型パスメモリから構成される。
【0106】
A型パスメモリは、その状態に至る遷移として2つの遷移(すなわち、自分自身からの遷移と、他の1個の状態からの遷移)を有し、且つ、その状態を起点とする2つの遷移(すなわち、自分自身に至る遷移と他の1個の状態に至る遷移)を有する状態に対応するための構成とされる。従って、A型パスメモリは、図7に示した4個の状態の内、S0およびS2に対応するものである。
【0107】
一方、B型パスメモリは、その状態に至る遷移が1つのみであり、且つ、その状態を起点とする遷移が1つのみである状態に対応するための構成とされる。従って、B型パスメモリは、図7に示した4個の状態の内、S1およびS3に対応するものである。
【0108】
これら2個のA型パスメモリおよび2個のB型パスメモリが図7に示した状態遷移図に従う動作を行うために、PMU23において、図10に示すような復号データの受渡しがなされるように構成される。すなわち、A型パスメモリ24がS0に対応し、A型パスメモリ26がS2に対応する。また、B型パスメモリ25がS1に対応し、また、B型パスメモリ27がS3に対応する。このように構成すれば、S0を起点として生じ得る状態遷移がS0→S0およびS0→S1であり、S2を起点として生じ得る状態遷移がS2→S2およびS2→S3であることに合致する。また、S1を起点として生じ得る状態遷移がS1→S2のみであり、S3を起点として生じ得る状態遷移がS3→S0のみであることにも合致する。
【0109】
A型パスメモリ24について、その詳細な構成を図12に示す。A型パスメモリ24は、パスメモリ長に対応する個数のフリップフロップとセレクタを、交互に接続したものである。図10には、14ビットのデコードデータ長に対応する構成を示した。すなわち、14個のセレクタ311 〜3114および15個のフリップフロップ300 〜3014を有するものである。セレクタ311 〜3114は、何れも2個のデータを受取り、その内の1個を選択的に後段に供給するものである。また、フリップフロップ300 〜3014にクロックが供給されることにより、A型パスメモリ24全体の動作タイミングが合わされる。
【0110】
図7を用いて上述したように、状態S0に至る遷移は、S0→S0すなわち自分自身から継承する遷移、およびS3→S0である。このような状況に対応する構成として、各セレクタは、前段のフリップフロップから供給されるデータすなわちS0→S0に対応する復号データと、状態S3に対応するB型パスメモリ27から供給されるデータすなわちS3→S0に対応する復号データPM3とを受取る。さらに、各セレクタは、ACS21からSEL0を供給される。そして、SEL0の極性に応じて、供給される2個の復号データの内の一方を後段のフリップフロップに供給する。また、このようにして後段のフリップフロップに供給される復号データは、状態S1に対応するB型パスメモリ25にもPM0として供給される。
【0111】
すなわち、例えばセレクタ3114は、前段のフリップフロップ3013から供給されるデータと、B型パスメモリ27から供給される14ビットからなるPM3の14番目のビット位置のデータとを受取る。そして、これら2個のデータの内から以下のようにして選択したデータを、後段のフリップフロップ3014に供給する。上述したようにSEL0は、選択結果に応じて、'Low' または'High'とされる。SEL0が例えば'Low' の時は、前段のフリップフロップ3013からのデータが選択されるようになされる。また、SEL0が例えば'High'の時は、PM3の14番目のビット位置のデータが選択されるようになされる。選択されたデータは、後段のフリップフロップ3014に供給され、また、PM0の14番目のビット位置のデータとして、状態S1に対応するB型パスメモリ25に供給される。
【0112】
A型パスメモリ24中の他のセレクタ311 〜3113においても、SEL0の極性に応じて、同様な動作が行われる。従って、A型パスメモリ24全体としては、SEL0が例えば'Low' の時は、A型パスメモリ24中で、各々のフリップフロップがその前段に位置するフリップフロップのデータを継承するシリアルシフトを行う。また、SEL0が例えば'High'の時は、B型パスメモリ27から供給される14ビットからなる復号データPM3を継承するパラレルロードを行う。何れの場合にも、継承される復号データは、B型パスメモリ25に14ビットの復号データPM0として供給される。
【0113】
また、最初の処理段となるフリップフロップ300 には、クロックに同期して常に'0' が入力される。かかる動作は、S0に至る状態遷移S0→S0とS2→S0の何れにおいても、図7に示すように、復号データが'0' なので、最新の復号データは、常に'0' となることに対応している。
【0114】
上述したように、S2に対応するA型パスメモリ26についても、構成自体は、A型パスメモリ24と全く同様である。但し、ACS21から入力される選択信号は、SEL2である。また、図6に示すように状態S2に至る遷移としては、S2→S2すなわち自分自身から継承する遷移と、S1→S2とがある。このため、状態S1に対応するB型パスメモリ25からPM1を供給される。さらに、状態S2を起点として生じ得る状態がS2すなわち自分自身と、S3であることに対応して、状態S3に対応するB型パスメモリ27にPM2を供給する。
【0115】
また、S2に対応するA型パスメモリ26においても、最初の処理段となるフリップフロップには、クロックに同期して常に'0' が入力される。かかる動作は、S2に至る状態遷移S2→S2とS1→S0の何れにおいても、図7に示すように、復号データが'0' なので、最新の復号データは、常に'0' となることに対応している。
【0116】
他方、B型パスメモリ25について、その詳細な構成を図13に示す。B型パスメモリ25は、パスメモリ長に対応する個数のフリップフロップを接続したものである。図13には、14ビットのデコードデータ長に対応する構成を示した。すなわち、15個のフリップフロップ320 〜3214を有するものである。フリップフロップ320 〜3214にクロックが供給されることにより、B型パスメモリ25全体の動作タイミングが合わされる。
【0117】
各フリップフロップ321 〜3214には、状態S0に対応するA型パスメモリ24から、14ビットの復号データがPM0として供給される。例えば、フリップフロップ321 には、PM0の1ビット目が供給される。各フリップフロップ321 〜3214は、供給された値を1クロックの間保持する。そして、状態S2に対応するA型パスメモリ26に、14ビットの復号データPM1として出力する。例えば、フリップフロップ321 は、PM1の2ビット目を出力する。
【0118】
B型パスメモリ25中の他のセレクタ321 〜3213においても、同様な動作が行われる。従って、B型パスメモリ25全体としては、A型パスメモリ24から供給される14ビットからなる復号データPM0を受取り、またA型パスメモリ26に14ビットからなる復号データPM1を供給する。
【0119】
また、フリップフロップ320 には、クロックに同期して常に'1' が入力される。かかる動作は、図7に示したように、最新の状態遷移がS0→S1である場合に復号データが'1' であることに対応している。
【0120】
また、上述のように、状態S3に対応するB型パスメモリ27についても、B型パスメモリ25と全く同様な構成とされる。但し、図7に示すように状態S3に至る遷移は、S2→S3なので、状態S2に対応するA型パスメモリ26からPM2を供給される。さらに、状態S3を起点として生じ得る状態がS0であることに対応して、状態S0に対応するA型パスメモリ24にPM3を供給するようになされる。B型パスメモリ27においても、最初の処理段となるフリップフロップには、クロックに同期して常に'1' が入力される。かかる動作は、図7に示したように、最新の状態遷移がS2→S3である場合に復号データが'1' であることに対応している。
【0121】
上述したようにして、PMU23中の4個のパスメモリは、各々復号データを生成する。このようにして生成される4個の復号データは、常に正確なビタビ復号動作がなされる場合には、互いに一致することになる。ところで、実際のビタビ復号動作においては、4個の復号データに不一致が生じることも起こり得る。このような不一致は、再生信号に含まれるノイズの影響等により、上述の識別点AおよびBを検出する際に誤差が生じる等の要因により、ビタビ復号動作が不正確なものとなることによって生じる。
【0122】
一般に、このような不一致が生じる確率は、再生信号の品質に対応してパスメモリの処理段数を充分に大きく設定することによって減少させることができる。すなわち、再生信号のC/N等の品質が良い場合には、パスメモリの処理段数が比較的小さくても復号データ間の不一致が生じる確率は小さい。これに対して、再生信号の品質が良くない場合には、上述の不一致が生じる確率を小さくするためには、パスメモリの処理段数を大きくする必要がある。再生信号の品質に対してパスメモリの処理段数が比較的小さくて、復号データ間の不一致が生じる確率を充分に低くすることができない場合には、4個の復号データから、例えば多数決等の方法によって、より的確なものを選択するような、図示しない構成がPMU23中の4個のパスメモリの後段に設けられる。
【0123】
〔4値4状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方法〕
上述した4値4状態ビタビ復号方法は、フィルタ部11において用いられる波形等化特性がPR(1,2,1)であり、且つ、記録データとしてRLL(1,7)符号が採用される場合に用いられる。例えば、記録線密度0.40μm,レーザ波長685nm,NA=0.55の場合には、波形等化特性をPR(1,2,1)とし、4値4状態ビタビ復号方法を用いることが最適となる。他方、波形等化特性または記録データを生成するための符号化方法に応じて、他の種類のビタビ復号方法が用いられることもある。
【0124】
例えば、波形等化特性がPR(1,1)であり、且つ、記録データとしてRLL(1,7)符号が用いられる場合には、3値4状態ビタビ復号方法が用いられる。また、波形等化特性がPR(1,3,3,1)であり、且つ、記録データとしてRLL(1,7)符号が用いられる場合には、7値6状態ビタビ復号方法が用いられる。このようなビタビ復号方法の内、何れを用いるかを選択するための要素の1つとなる波形等化特性は、再生信号上の符号間干渉に適合する程度が良いものが採用される。従って、上述したように、線記録密度およびMTFを考慮して最適なものとされる。
【0125】
また、波形等化特性の理論値からのずれ、および再生信号の振幅変動、非対称歪等によって、識別点の値が理論と異なる場合もある。このような場合を考慮して、ビタビ復号方法を修正して用いることも行われる。例えば4値4状態ビタビ復号方法において、波形等化特性を正確にPR(1,2,1)とすることは困難である点を考慮して、後述するように6個の識別点を前提とした6値4状態ビタビ復号方法が用いられることもある。
【0126】
この発明は、上述したような光磁気ディスク装置の一例に対して適用できる。すなわち、この発明は、ビタビ復号器の動作によって選択される状態遷移に基づいてリードクロック毎に振幅基準値の更新を行うことによって振幅基準値を再生信号に適応化させ、また、かかる適応化の開始点がリードクロックが再生信号にロックした時点以降となるように制御するものである。
【0127】
振幅基準値をビタビ復号器の動作によって選択される状態遷移に基づいて更新するためには、かかる状態遷移に対応する復号データ値の系列としての復号データではなく、状態遷移そのものを表現するデータが必要となる。そこで、以下に説明するこの発明の実施の一形態中のビタビ復号器においては、復号データ値の代わりに状態そのものを表現する状態データ値を用いることによって、選択される状態遷移そのものを表現する状態データを生成するようになされる。このため、上述の光磁気ディスク装置の一例におけるパスメモリユニットPMUの代わりに、後述するようにして状態データ値の系列を生成するステータスメモリユニット(以下、SMUと表記する)が用いられる。
【0128】
例えば4値4状態ビタビ復号方法等の4個の状態を有する場合には、かかる4個の状態を2ビットで表現できるので、このような2ビットのデータを状態データ値として用いることができる。そこで、図7中のS0,S1,S2,S3を、それぞれ2ビットの状態データ値、00,01,11,10を用いて表現することができる。そこで、以下の説明においては、図7中のS0,S1,S2,S3をそれぞれS00,S01,S11,S10と表記することにする。
【0129】
また、以下の説明においては、波形等化特性として、上述のPR(B,2A,B)の代わりに、PR(α,β,γ)を前提とする。このような前提は、実際の光磁気ディスク装置等においては、理想通りのパーシャルレスポンス特性を得ることが難しく、波形等化特性が非対称なものとなることが多いことを考慮したものである。
【0130】
理想通りのパーシャルレスポンス特性を得ることが難しい原因としては、波形等化器の動作精度の限界、記録時のレーザパワーが過大または過小であることに起因するアシンメトリ(波形の非対称性)および再生信号からA/D変換器によるサンプリングを行う際に用いられるリードクロックの位相誤差等がある。
【0131】
上述した4値4状態ビタビ復号方法の場合と同様に考えると、記録時にRLL(1,7)符号化等のRLmin=2となる符号化を行い、且つ、再生時のパーシャルレスポンス特性がPR(α,β,γ)である場合には、6値4状態となることがわかる。すなわち、RLmin=2という条件によって除かれる2個の状態以外の23 −2=6個の{b〔j−1〕,b〔j〕,b〔j+1〕}の組の各々のついて、識別点の値すなわちノイズが無い理想的な場合における波形等化後の再生信号値c〔j+1〕が異なる値をとる。
【0132】
このような6個の識別点の値をcpqrと表記する。ここでp,q,rは、それぞれb〔j−1〕,b〔j〕,b〔j+1〕を表現している。従って、定義通りのブランチメトリックは、以下のようになる。ここで、RLmin=2であるため、c010およびc101が無いことに注意が必要である。各識別点の値と状態遷移の関係を図14に示す。以下の説明は、図14の状態遷移図に従う6値4状態を前提として行う。
【0133】
また、図14中の6個の状態遷移に対応して計算されるブランチメトリックを以下のように表記する。まず、遷移前の状態と遷移後の状態を表記するそれぞれ2ビットの状態データ値を書き並べて4個の数字の列とする。次に、中央寄りの2個の(すなわち2番目と3番目の)数字を1個の数字とすることによって、3個の数字の列として、1リードクロックの間に生じ得るブランチメトリックを表記する。例えば状態遷移S11→S10に伴うブランチメトリックは、bm110と表記される。このようにして、図14中の6種類の状態遷移に対応するブランチメトリックを、図15に示すように表記できる。
【0134】
さらに、リードクロックに従って動作するA/D変換器によってサンプリングされる実際の再生信号値z〔k〕と各識別点の値のユークリッド距離として定義されるブランチメトリックは、以下のように計算される。
【0135】
bm000=(z〔k〕−c000)2 (40)
bm001=(z〔k〕−c001)2 (41)
bm011=(z〔k〕−c011)2 (42)
bm111=(z〔k〕−c111)2 (43)
bm110=(z〔k〕−c110)2 (44)
bm100=(z〔k〕−c100)2 (45)
ブランチメトリックをこのように計算する場合には、各識別点の値がそのまま振幅基準値とされる。2乗計算を避ける等の目的で規格化パスメトリックを用いる場合には、規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックは、式(40)〜(45)に従うものとは異なる。このような場合には、振幅基準値として各識別点の値をそのまま用いることはできないが、この発明を適用することは可能である。
【0136】
このようなブランチメトリックの値を用いて、時点kにおける状態Sijのパスメトリックmij〔k〕が以下のように計算される。これらの式は、4値4状態ビタビ復号方法における上述の(15)〜(18)に相当するものである。
【0137】
図16を参照して、この発明の実施の一形態の全体構成について説明する。この発明の実施の一形態は、光磁気ディスク装置に対してこの発明を適用したものである。図1等を参照して上述した光磁気ディスク装置の一例と同様の構成要素には、同一の符号を付した。図示しないサーボ系等については、上述した光磁気ディスク装置の一例と同様である。
【0138】
記録系についても上述した光磁気ディスク装置の一例と同様である。但し、LPC4に対し、装置制御部(以下、CPUと表記する)103から供給されるレーザパワーを制御する信号を図示した。CPU103は、記録系および再生系中の構成要素の動作パラメータ等を制御する機能を有するものであり、上述の光磁気ディスク装置の一例においても設けられている。図1においては図示を省略したが、この発明の実施の一形態についての説明を明確なものとするために図16中に図示した。また、かかるCPU103は、再生系内のアンプ8および9に、ゲインを制御する信号を供給する。
【0139】
再生系について説明する。光ピックアップ7からA/D変換器12までの構成および動作は、上述の光磁気ディスク装置の一例と同様である。但し、A/D変換器12の出力は、ビタビ復号器130に供給されると共に、シフトレジスタ100にも供給される。また、リードクロックDCKを生成するPLL14についても上述した光磁気ディスク装置の一例と同様である。
【0140】
ビタビ復号器130は、A/D変換器12から供給される再生信号値z〔k〕に基づいて、後述するようにして最尤な状態遷移を選択し、選択される状態遷移そのものを表現する状態データを生成する。そして、状態データを後述する振幅基準値適応化ブロック(以下、RAAと表記する)101に供給する。また、かかる状態データに基づいて、後述するようにして復号データを生成し、コントローラ2に供給する。
【0141】
一方、シフトレジスタ100は、供給される再生信号値z〔k〕を所定時間遅延させて、RAA101に供給する。かかる遅延は、ビタビ復号器130によって生成される状態データが再生信号値z〔k〕に対して後述するようにnリードクロックの遅延時間を有することを補償するためになされるものである。
【0142】
RAA101は、各時点において供給される状態データ値sm〔k+n〕および遅延させられた再生信号値に基づいて、後述するようにして新たな振幅基準値を算出する。そして、新たな振幅基準値をビタビ復号器130中のBMC132に供給する。このようにして、リードクロック毎に振幅基準値が更新されることによって、振幅基準値が適応化される。
【0143】
但し、RAA101が適応化動作を行うか否かは、レジスタ102から供給されるAGATE信号によって指令される。後述するように、かかるAGATE信号は、コントローラ2によって生成される再生動作を指令するリードゲート信号を、レジスタ102が所定時間遅延させることによって生成されるものである。
【0144】
ビタビ復号器130についてより詳細に説明する。ビタビ復号器130は、BMC132,ACS133、SMU134およびマージブロック135から構成される。そして、これらの各構成要素には、PLL14からリードクロックDCK(以下、クロックと表記する)が供給され、動作タイミングが合わされる。
【0145】
BMC132は、再生信号値z〔k〕に基づいて、上述の6個の振幅基準値c000〜c111の下で式(40)〜(45)に従ってブランチメトリックbm000〜bm111の値を計算し、計算したブランチメトリックの値をACS133に供給する。
【0146】
ACS133は、供給されるブランチメトリックの値に基づいて、上述の式(46)〜(49)に従ってパスメトリックの値を計算し、計算値を比較することによって最尤な状態遷移を選択する。そして、選択信号SEL00およびSEL11をSMU134に供給する。
【0147】
SMU134について説明する。上述した光磁気ディスク装置の一例中のPMU23が1ビットの復号データ値を単位とする処理を行うものであるのに対し、SMU134は、2ビットの状態データ値を単位とする処理を行うものである。かかる処理によって、状態データ値sm〔k+n〕の系列としての状態データが生成される。
【0148】
図17に示すように、SMU134は、2個のA型ステータスメモリ150および151、並びに2個のB型ステータスメモリ152および153を有している。さらにセレクト信号SEL00およびSEL11、クロック、並びに他のステータスメモリとの状態データの受渡し等のための信号線を接続されて構成される。A型ステータスメモリ150と151は、それぞれ、状態S00とS11に対応する。また、B型ステータスメモリ152と153は、それぞれ状態S01とS10に対応する。これら4個のステータスメモリ相互の接続は、図14の状態遷移図に従うものとされる。
【0149】
さらに、図18を参照して、状態S00に対応するA型ステータスメモリ150についてより詳細に説明する。A型ステータスメモリ150は、n個の処理段を有する。すなわち、n個のセレクタ2010 ・・・201n-1 と、n個のレジスタ2020 ・・・202n-1 とが交互に接続されている。各セレクタ2010 〜201n-1 には、セレクト信号SEL00が供給される。さらに、各セレクタには、上述したように、S10に対応するB型ステータスメモリ153から継承する状態データがnビットからなるSMinとして供給される。また、各レジスタには、上述したように、S01に対応するB型ステータスメモリ152に継承される状態データがn−1個の状態データ値からなるSMoutとして出力される。また、各レジスタ2020 〜202n-1 には、クロックが供給される。
【0150】
各セレクタの動作について説明する。図14に示すように、S00に遷移し得る1クロック前の状態は、S00およびS10の何れかである。1クロック前の状態がS00である時は、自身を継承する遷移がなされることになる。このため、1段目のセレクタ2010 には、シリアルシフトによって生成される状態データ中の最新の状態データ値として、'00'が入力される。また、セレクタ2010 には、パラレルロードとして、B型ステータスメモリ153から供給される状態データ中の最新の状態データ値SMin〔1〕が供給される。セレクタ2010 は、上述の選択信号SEL00に従って、これら2個の状態データ値の内の1個を後段のレジスタ2020 に供給する。
【0151】
また、2段目以降の各セレクタ2011 〜201n-1 は、パラレルロードとしてS10に対応するB型ステータスメモリ153から供給される1個の状態データ値と、シリアルシフトとして前段のレジスタから供給される1個の状態データ値とを受取る。そして、これら2個の状態データ値の内から、選択信号SEL00に従って、最尤なものと判断された状態データ値を後段のレジスタに供給する。セレクタ2010 〜201n-1 が全て同一の選択信号SEL00に従うので、ACS133が選択する最尤な状態データ値の系列としての状態データが継承される。
【0152】
さらに、各レジスタ2020 〜202n-1 は、上述したように供給される状態データ値をクロックに従って取込むことによって、保持している状態データ値を更新する。また、上述したように、各レジスタの出力は、1クロック後に遷移し得る状態に対応するステータスメモリに供給される。すなわち、S00自身に遷移し得るので、シリアルシフトとして後段のセレクタに供給される。また、パラレルロードとして、S01に対応するB型ステータスメモリ152に供給される。最終段のレジスタ202n-1 から、状態データ値VM00が出力される。状態データ値VM00がクロックに従って出力されることにより、全体として状態データが生成される。
【0153】
状態S11に対応するA型ステータスメモリ151は、A型ステータスメモリ150と同様に構成される。但し、図14中の状態遷移S01→S11に対応するパラレルロードとして、S01に対応するB型ステータスメモリ152から状態データを供給される。また、図14中の状態遷移S11→S10に対応するパラレルロードとして、S10に対応するB型ステータスメモリ153に状態データを供給する。
【0154】
一方、図19を参照して、状態S01に対応するB型ステータスメモリ152についてより詳細に説明する。B型ステータスメモリは、図14において自身を継承せず、且つ、1クロック後に遷移し得る状態が1個だけである状態に対応するものである。このため、シリアルシフトを行わず、且つ、セレクタが設けられていない。従って、n個のレジスタ2120 ,2121 ,・・・212n-1 が設けられ、各レジスタにクロックが供給されて動作タイミングが合わされる。
【0155】
各レジスタ2120 ,2121 ,・・・212n-1 には、S00に対応するA型ステータスメモリ150から継承する状態データがn−1個の状態データ値からなるSMinとして供給される。但し、最初の処理段となるレジスタ2120 には、クロックに同期して常に'00'が入力される。かかる動作は、図14に示されるように、S01に遷移し得る最新の状態遷移が常にS00であることに対応している。各レジスタ2120 〜212n-1 は、供給される状態データ値をクロックに従って取込むことによって、保持している状態データ値を更新する。また、クロックに従ってなされる各レジスタの出力は、n−1個の状態データ値からなる状態データSMoutとして,1クロック後に遷移し得る状態S11に対応するA型ステータスメモリ151に供給される。最終段のレジスタ212n-1 から、状態データ値VM01が出力される。状態データ値VM01がクロックに従って出力されることにより、全体として状態データが生成される。
【0156】
状態S10に対応するB型ステータスメモリ153は、B型ステータスメモリ152と同様に構成される。但し、図14中の状態遷移S11→S10に対応するパラレルロードとして、S11に対応するA型ステータスメモリ151から状態データを供給される。また、図14中の状態遷移S10→S00に対応するパラレルロードとして、S00に対応するA型ステータスメモリ150に状態データを供給する。また、最初の処理段となるレジスタには、クロックに同期して、常に'11'が入力される。かかる動作は、図14に示すように、S10に遷移し得る1クロック前の状態がS11であることに対応するものである。
【0157】
ところで、ビタビ復号方法においては、各ステータスメモリが生成する状態データ値VM00,VM11,VM01およびVM10は、ステータスメモリのメモリ長nを充分大きくとれば互いに一致する。このような場合には、4個のステータスメモリが生成する状態データ値の内の何れをsm〔k+n〕として後段に出力しても良い。メモリ長nは、再生信号のC/Nおよび周波数特性等を考慮して決められる。
【0158】
次に、マージブロック135について説明する。マージブロック135は、ROM等の手段に図20に示す復号マトリクスのテーブルを記憶している。そして、かかる復号マトリクスを参照して、状態データに基づく復号データを生成し、コントローラ2に供給する。図14の状態遷移図から、復号データ値は、連続する2個の状態データ値に対応していることがわかる。すなわち、再生信号値z〔k〕に対応して生成される状態データ値sm〔k+n〕と、その1クロック前に、再生信号値z〔k−1〕に対応して生成される状態データ値sm〔k+n−1〕に基づいて、時点k+nにおける復号データ値を決めることができる。
【0159】
例えば、sm〔k+n〕が'01'で、sm〔k+n−1〕が'00'である場合には、図14から、復号データ値として'1' が対応することがわかる。このような対応をまとめたものが図20の復号マトリクスのテーブルである。
【0160】
上述したように、SMU134によって生成される状態データに基づいて、RAA101が振幅基準値を更新するための計算をクロック毎に行う。このような計算について説明する。再生信号値z〔k〕に対応して生成される状態データ値sm〔k+n〕と、その1クロック前に生成された状態データ値sm〔k+n−1〕とから、図14に従って、これら2個の状態データ値間に生じた状態遷移およびかかる状態遷移に対応する振幅基準値を特定することができる。このようにして特定された振幅基準値のその時点での値と、再生信号値z〔k〕とから、新たな振幅基準値を計算する。
【0161】
このような振幅基準値の計算について、sm〔k+n〕=01、およびsm〔k+n−1〕=11である場合を例として具体的に説明する。この場合には、図14から状態遷移S01→S11が生じることがわかる。また、かかる状態遷移に対応する振幅基準値がc011であることも図14からわかる。従って、RAA101は、振幅基準値c011を更新する計算を行う。この計算には、更新前の(すなわちsm〔k+n〕='01'が生成された時点での)c011と、再生信号値z〔k〕とに基づいて以下のようになされる。
【0162】
c011(新)=δ×z〔k〕+(1−δ)×c011(旧) (50)
ここで、c011(新)が新たな値である。また、c011(旧)が更新前の値である。
【0163】
図14に基づいて一般の場合について考慮すれば、sm〔k+n〕=pq、およびsm〔k+n−1〕=qrである場合cpqrの新たな値の計算が以下のようになされる。
【0164】
cpqr(新)=δ×z〔k〕+(1−δ)×cpqr(旧) (51)
ここで、cpqr(新)が新たな値である。また、cpqr(旧)が更新前の値である。
【0165】
ここで、δは、修正係数である。δの値を設定するに際しては、再生信号の振幅およびその変動、アシンメトリー等の歪み、波形等化器の動作における誤差等の記録系および再生系の比較的継続的な特性、並びに記録媒体上の欠陥等に起因するイレギュラーな特性を考慮する必要がある。
【0166】
すなわち、δの値が大きい程、式(51)に従ってなされる更新によって、振幅基準値が再生信号の再生信号の振幅変動、アシンメトリー、波形等化器の動作における誤差等をより強く反映するものとなる。反面、振幅基準値が記録媒体上の欠陥等に起因するイレギュラーな信号によっても影響され易い。一方、δの値を小さくすると、振幅基準値がイレギュラーな信号に影響される程度を小さくすることができるが、反面、振幅基準値の再生信号に対する追従が緩やかなものとなるため、式(51)に従ってなされる更新による適応化の効果が逓減する。
【0167】
上述したような振幅基準値の更新を行うRAA101について図21を参照して説明する。RAA101は、6個の振幅基準値c000,c001,c011,c100,c110,c111にそれぞれ対応する6個のレジスタ161、162、163、164、165および166を有している。また、各レジスタの後段には、それぞれ出力の可否を制御する出力ゲート171、172、173、174、175および176が設けられている。記載が煩雑となるのを避けるため、図21中には図示を省略したが、6個のレジスタ161〜166および後述するレジスタ180には、クロックが供給される。
【0168】
各レジスタの記憶値は、クロックに従ってBMC132および後段の各出力ゲートに出力される。BMC132は、このようにして出力される各レジスタの最新の記憶値を、振幅基準値として用いるようになされる。
【0169】
一方、各レジスタおよびその後段の各出力ゲートには、後述するように、セレクタ181からイネーブル信号が供給される。例えばレジスタ161とその後段の出力ゲート171には、イネーブル信号T000が供給される。このイネーブル信号T000がアクティブとされる時に、出力ゲート171がレジスタ160の記憶値を後段に出力し、且つ、レジスタ161が加算器183の出力を取込むようになされる。
【0170】
同様に、レジスタ162と出力ゲート172、レジスタ163と出力ゲート173、レジスタ164と出力ゲート174、レジスタ165と出力ゲート175およびレジスタ166と出力ゲート176は、それぞれイネーブル信号T001,T001,T011,T110およびT111を供給され、供給される各イネーブル信号に従う動作を行う。
【0171】
イネーブル信号に従って供給されるレジスタ161〜166の内の1個の記憶値が乗算器182に供給される。乗算器182は、供給される記憶値に(1−δ)を乗じる計算を行い、計算値を加算器183に供給する。
【0172】
一方、上述のシフトレジスタ100によって遅延時間を補償された再生信号値が乗算器184に供給される。乗算器184は、供給される記憶値にδを乗じる計算を行い、計算値を加算器183に供給する。また、乗算器182および184には、レジスタ102からAGATE信号が供給される。後述するように、乗算器182および184が動作する際のδの値は、このAGATE信号によって制御される。
【0173】
加算器183は、乗算器182と乗算器184から供給される計算値を加算する。そして計算結果を6個のレジスタ161〜166に出力する。上述したように、6個のレジスタ161〜166は、イネーブル信号T000〜T111に従ってかかる計算結果を取込む。後述するように、どの時点においても、イネーブル信号T000〜T111の内の1個だけがアクティブとされて取込みを指令するので、何れか1個のレジスタだけが計算結果を取込むことになる。
【0174】
上述の6個のイネーブル信号T000〜T111は、セレクタ181によって生成される。セレクタ181には、SMU134から状態データ値sm〔k+n〕が供給される。また、SMU134の出力を1クロック遅延させるレジスタ180が設けられ、かかるレジスタ180によって、セレクタ181に状態データ値sm〔k+n−1〕が供給される。セレクタ181は、かかる2個の状態データ値に基づいて、ROM等の手段に記憶されている図22に示すようなマトリックスを参照して、6個のイネーブル信号T000〜T111の内の1個をアクティブとする。
【0175】
以上のようなRAA101によって、上述の式(51)に従う振幅基準値の更新が実現される。このような更新について、マージブロック135の動作についての上述の説明と同様に、状態データ値がsm〔k+n〕=01、且つ、sm〔k+n−1〕=11である場合を例として具体的に説明する。すなわち、上述の式(50)に従う振幅基準値c011の更新について説明する。
【0176】
図22から、かかる場合には、イネーブル信号T011がアクティブとされることがわかる。このため、レジスタ161に取込みが指令され、また、出力ゲート171に出力が指令される。従って、更新前のc011の値すなわちその時点におけるレジスタ163の記憶値が乗算器182に供給される。乗算器182が供給される値に(1−δ)を乗ずることにより、式(50)中の(1−δ)×c011が計算されることになる。
【0177】
一方、シフトレジスタ100によってなされる遅延により、SMU134の動作による遅延時間を補償された再生信号値z〔k〕が乗算器184に供給される。乗算器184が供給される値にδを乗ずることにより、式(50)中のδ×z〔k〕が計算されることになる。
【0178】
そして、乗算器182によって計算される(1−δ)×c011の値と、乗算器184によって計算されるδ×z〔k〕の値とが加算器183によって加算されることにより、c011の新たな値すなわち式()の右辺の値が計算されることになる。このc011の新たな値がレジスタ161〜166に供給される。ところで、上述したように、イネーブル信号T011のみがアクティブとされることによってレジスタ163のみに取込みが指令されているので、レジスタ163のみにc011の新たな値が取込まれる。このようにしてc011の値すなわちレジスタ163の記憶値が更新される。
【0179】
sm〔k+n〕およびsm〔k+n−1〕が他の値をとる場合にも、図22に従ってアクティブとされるイネーブル信号が選択されることによって、新たな値の取込みを行うレジスタと、かかるレジスタのその時点での(すなわち更新前の)記憶値を出力する出力ゲートが選択されることにより、同様な動作が行われる。
【0180】
上述したようなRAA101の動作によって、位相誤差が無い場合、すなわち再生信号とクロックの位相が合っている場合には、振幅基準値を式(51)に従って正しく更新することができる。
【0181】
これに対して、PLLがロックする以前には、クロックの位相および発振周波数は、再生データの位相および発振周波数とはずれている。このため、PLLがロックする以前にA/D変換器12によってサンプリングされるサンプリング値は、再生信号中の何れの位相位置の値であるか正しく特定することができない。このようなサンプリング値を上述したような振幅基準値の更新に用いると、振幅基準値が再生信号の特性を反映しない値に適応化されるおそれがある。
【0182】
そこで、振幅基準値の適応化をPLLがロックした時点以降に開始するように制御する必要がある。以下このような制御について説明する。図16を参照して上述した全体構成において、CPU103によって予めレジスタ102に所定値を設定する。そして、リードゲートがアクティブとされる時点から、かかる所定値によって指示される時間分遅延した時点を振幅基準値の適応化動作の開始時点とする。このようにして設定される開始時点において、上述したAGATE信号がアクティブとされる。
【0183】
開始時点の設定に用いられる遅延時間は、PLLのロックが完了するまでの所要時間に、ある程度の余裕分を加えることによって設定される。また、PLLのロックが完了するまでの所要時間は、実験データおよびシミュレーションの結果等に基づいて決められる。
【0184】
具体的には、図21を参照して上述したように、RAA101中の乗算器182および184において、AGATE信号がアクティブでない時にはδの値が0とされ、AGATE信号がアクティブとされる時点以降に、δの値が予め設定された値とされる等の制御が行われる。上述の式(51)において、δ=0ならば常にcpqr(新)=cpqr(旧)となる。このようにして、AGATE信号がアクティブでない時に振幅基準値の更新が行われないようにすることができる。
【0185】
また、AGATE信号がアクティブでない時にはRAA101からBMC132に対して6個の振幅基準値c000〜c111の供給を行わず、AGATE信号がアクティブとされる時点以降において、かかる供給を行うようにしても良い。
【0186】
さらに、このようにして適応化が開始される時点での振幅基準値の初期値としては、例えば、(a)予め設定される所定値、または、(b)前セクタの再生が終了した時点での振幅基準値、等を用いるようになされる。(b)の設定方法は、前セクタの再生が行われる期間に行われた適応化の結果を活用するための設定である。または、セクタ毎の信号品質の差異または復号エラーレート等に応じて、再生動作中に初期値の設定方法を切替えるようにしても良い。初期値の設定方法は、セクタ毎の信号品質の差異等を考慮して選択すれば良い。
【0187】
ところで、光磁気ディスク6上のディフェクト等に起因するイレギュラーな信号には様々な種類があるので、どの程度イレギュラーな信号に対して、振幅基準値が追従するようにするかを一意的に決めるのは難しいという問題がある。
【0188】
そこで、所定のスレッショルドを予め設定し、上述したような適応化の結果としてかかるスレッショルドを越える値が算出された時に以下のような処理を行うようになされることが多い。このような時には、イレギュラーな信号に対する追従がなされたとの判断の下に、算出された値を採用せず、振幅基準値として初期値を設定する。このような処理によって初期値とされた振幅基準値は、適応化がなされていないので、最適な値ではないが、イレギュラーな信号に対する追従によって算出される異常な値に比べれば、より妥当なものである。
【0189】
ところで、上述したように、4個のステータスメモリのメモリ長が大きい程、状態データ値VM00,VM11,VM01およびVM10が一致する確率を大きくすることができるが、反面、SMUの動作によって生じる遅延時間が増大する等の問題も生じるため、ステータスメモリのメモリ長をあまり大きく設定することは現実的でない。このため、例えば再生系の動作条件が適当でない等の原因で再生RF信号の信号品質が低下する場合には、4個の状態データ値VM00,VM11,VM01およびVM10が互いに不一致となることがある。このような場合に備えて、状態データ値間の不一致が生じた時に最も的確な状態データ値を選択する構成が設けられることがある。
【0190】
かかる構成は、4個のステータスメモリの後段となる位置に設けることができる。例えばSMU134内の4個のステータスメモリの後段に設けるようにしても良いし、また、状態データに基づいて復号データを生成するマージブロック135内等に設けるようにしても良い。
【0191】
再生信号の信号品質が充分良好なためにかかる構成を設ける必要がない場合、およびかかる構成がSMU134内に設けられる場合には、図16に示したように、RAA101には、SMU134の出力としての状態データ値が供給される。一方、以下に説明するように、かかる構成がマージブロック135内に設けられる場合には、最も的確な状態データ値として選択された値がRAA101に供給されるようになされる。
【0192】
かかる構成を有するマージブロック135の一例について、図23を参照して説明する。この場合には、マージブロック135は、VM00,VM11,VM01およびVM10から的確なものを選択する状態選択回路250、状態選択回路250の出力を1クロック遅延させるレジスタ251、復号マトリクス部252、および状態データ値VM00,VM11,VM01およびVM10の不一致を検出する不一致検出回路253を有している。
【0193】
状態選択回路250は、クロック毎にACS133から供給される2ビットの信号MSを参照して、VM00,VM11,VM01およびVM10の内から最も的確なものを選択し、選択される状態データ値をVMとして出力する。かかる信号MSは、各時点において、S00,S11,S01およびS10の内のどの状態に至る場合のパスメトリックの値が最小となるかを示す2ビットの信号である。信号MSは、例えばACS135等によって生成するようになされる。このようにして、最も正しい状態データ値が選択される確率を高くすることができる。
【0194】
上述したようにして選択されるVMは、レジスタ251および復号マトリクス部252に供給される。レジスタ251は、供給されるVMを1クロック遅延させて復号マトリクス部252に供給する。以下の説明においては、レジスタ251の出力をVMDと表記する。従って、復号マトリクス部252には、状態データ値VMおよびその1クロック前の状態データ値VMDが供給される。復号マトリクス部252は、図20に示した復号マトリクスのテーブルをROM等の手段に記憶しており、かかる復号マトリクスのテーブルを参照して、VMDおよびVMに基づいて復号データ値を出力する。
【0195】
一方、不一致検出回路253は、例えば排他的論理和回路を用いて構成することができる。不一致検出回路253には、VM00,VM11,VM01およびVM10が供給され、これら4個の状態データ値の間の不一致が検出される。検出結果が不一致検出信号NMとして出力される。不一致検出信号NMは、4個の状態データ値が全て一致する場合以外は、イネーブルまたはアクティブとされる。かかる不一致検出信号は、復号データおよび再生信号の品質の評価に用いることができる。すなわち、不一致検出信号に基づいて、復号データからユーザデータ等を復号化する復号化手段、または再生系の動作条件等を制御するようにすることができる。不一致検出回路253は、4個の状態データ値を供給されることが可能な位置であれば、何処に設けても良く、必ずしもマージブロック135内に設けなくても良い。
【0196】
以上のようなマージブロック135の構成は、再生信号の信号品質があまり良好でないこと等に起因して状態データ値間に不一致が生じる場合に備えるためのものである。従って、再生信号の信号品質が良好なため、状態データ値間の不一致が生じる確率が充分小さく、状態データ値間の不一致に対処する必要が無い場合には、マージブロック135は、レジスタ251および復号マトリクス部252を有するものであれば良い。
【0197】
マージブロック135が状態選択回路250を有するものである場合には、状態選択回路250の出力VMを各時点における状態データ値sm〔k+n〕としてRAA101に供給するようになされる。
【0198】
上述したこの発明の実施の一形態は、6値4状態ビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置にこの発明を適用したものである。これに対し、上述したような4値4状態ビタビ復号方法、3値4状態ビタビ復号方法、および7値6状態ビタビ復号方法等の他の種類のビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置にも、この発明を適用することができる。
【0199】
また、この発明は、記録媒体に記録されたデータから再生される再生信号から、リードデータを復号するためにビタビ復号方法を用いることができる情報再生装置に適用することができる。すなわち、光磁気ディスク(MO)以外にも、例えば相変化型ディスクPD、CD−E(CD-Erasable )等の書き換え可能ディスク、CD−R等の追記型ディスク、CD−ROM等の読み出し専用ディスク等の光ディスク装置に適用することが可能である。
【0200】
また、この発明は、この実施例に限定されることなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の応用および変形が考えられる。
【0201】
【発明の効果】
上述したように、この発明は、ビタビ復号方法においてブランチメトリックの値を計算する際に参照される振幅基準値を、再生信号値に基づいてクロック毎に更新することによって、振幅基準値を再生信号の特性に追従して適応化する場合に、適応化開始時点がPLLがロックした時点以降となるように制御するものである。
【0202】
従って、PLLがロックする以前において、A/D変換器によって誤ったサンプリングがなされることに起因して誤った状態データが生成されても、かかる誤った状態データに基づく誤った適応化が行われることが防止できる。このため、例えばアシンメトリーまたはDC成分の影響等による再生信号の特性を正確に反映する適応化を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】4値4状態ビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置の一例の全体構成を示すブロック図である。
【図2】マーク位置記録方法およびマークエッジ記録方法について説明するための略線図である。
【図3】光磁気ディスクのセクタフォーマットの一例について説明するための略線図である。
【図4】RLL(1,7)符号化方法において、最小磁化反転幅が2であることを示す略線図である。
【図5】RLL(1,7)符号とマークエッジ記録方法の組合わせによって記録されたデータから再生される再生信号を、パーシャルレスポンス特性PR(1,2,1)の下で波形等化した時のアイ・パターンについて説明するための略線図である。
【図6】4値4状態ビタビ復号方法の状態遷移図を作成する過程について説明するための略線図である。
【図7】4値4状態ビタビ復号方法の状態遷移図の一例を示す略線図である。
【図8】4値4状態ビタビ復号方法におけるトレリス線図の一例を示す略線図である。
【図9】4値4状態ビタビ復号方法において、規格化メトリックに基づく状態遷移の条件を示す略線図である。
【図10】4値4状態ビタビ復号を行うビタビ復号器の全体構成を示すブロック図である。
【図11】図10に示したビタビ復号器の一部分の構成を詳細に示すブロック図である。
【図12】図10に示したビタビ復号器の他の一部分の構成を詳細に示すブロック図である。
【図13】図10に示したビタビ復号器のさらに他の一部分の構成を詳細に示すブロック図である。
【図14】6値4状態ビタビ復号方法の状態遷移図の一例を示す略線図である。
【図15】ブランチメトリックの表記方法について説明するための略線図である。
【図16】この発明の実施の一形態の全体構成を示すブロック図である。
【図17】この発明の実施の一形態に用いられるステータスメモリユニット(SMU)の構成の一例を示すブロック図である。
【図18】図17に示したSMUの一部の構成について説明するためのブロック図である。
【図19】図17に示したSMUの他の一部の構成について説明するためのブロック図である。
【図20】この発明の実施の一形態中のマージブロックにおいて参照されるマトリクスのテーブルの一例を示す略線図である。
【図21】この発明の実施の一形態に用いられる振幅基準値適応化ブロック(RAA)の構成の一例について説明するためのブロック図である。
【図22】この発明の実施の一形態中のRAAにおいて参照されるマトリクスのテーブルの一例を示す略線図である。
【図23】この発明の実施の一形態中に用いることが可能なマージブロックの構成の一例について説明するためのブロック図である。
【符号の説明】
2・・・コントローラ、12・・・A/D変換器、130・・・ビタビ復号器、132・・・ブランチメトリック計算回路(BMC)、133・・・加算、比較、選択回路(ACS)、134・・・ステ−タスメモリユニット(SMU)、135・・・マージブロック、100・・・シフトレジスタ、101・・・振幅基準値適応化ブロック(RAA)、102・・・レジスタ、103・・・装置制御部(CPU),161〜166・・・レジスタ、171〜176・・・出力ゲート、180・・・レジスタ、181・・・セレクタ、182・・・乗算器、183・・・加算器、184・・・乗算器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an information reproducing apparatus such as a magneto-optical disk apparatus, and more particularly to an information reproducing apparatus and reproducing method using a PRML (Pertial Response Maximum Likelihood) method.
[0002]
[Prior art]
In an information reproducing apparatus such as a magneto-optical disk apparatus, a Viterbi decoding method is frequently used as a method for decoding a reproduction signal reproduced from a recording medium. The Viterbi decoding method is a decoding method that can reduce the bit error rate when decoding a reproduction signal including white noise.
[0003]
The outline of the Viterbi decoding method is as follows. A plurality of states are specified in advance according to the recording method for the recording medium, and the maximum likelihood is obtained at each time point according to the read clock by a calculation process performed at a timing according to the read clock based on a reproduction signal reproduced from the recording medium. Select a state transition. Corresponding to the result of such selection, decoded data is generated as a sequence of decoded data values of “1” or “0”.
[0004]
The calculation process based on the reproduction signal is performed with reference to the amplitude reference value determined by the type of Viterbi decoding method. When the reproduction signal is an ideal value that is not affected by amplitude fluctuation or the like, a value that is theoretically determined from the type of Viterbi decoding method may be used. However, in the general case where the reproduction signal is not ideal, it is necessary to update the amplitude reference value according to the amplitude variation or the like applied to the reproduction signal.
[0005]
As such a method, generally, the amplitude of the reproduction signal is detected by means such as an envelope detector, and the amplitude reference value is updated at a predetermined time interval based on the detected value.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
In the adaptation as described above, an abnormal amplitude reference value may occur. One of the causes is a phase error of the read clock. That is, if the read clock has a phase error with respect to the reproduction signal, erroneous sampling is performed. As a result, an erroneous sampling state is selected by supplying an erroneous sampling value to the Viterbi decoder. An abnormal amplitude reference value may be generated by performing the above-described adaptation based on such an erroneous state transition.
[0007]
Accordingly, an object of the present invention is to provide an information reproducing apparatus and a reproducing apparatus capable of preventing an abnormal amplitude reference value from being generated as a result of adaptation when using a Viterbi decoding method for adapting an amplitude reference value. To provide a method.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
According to a first aspect of the present invention, there is provided an information reproducing apparatus in which a reproduction signal reproduced from a recording medium is decoded by a Viterbi decoding method.
A PLL that generates a clock synchronized with the reproduction signal;
The amplitude reference value used as a reference value when calculating the branch metric value based on the reproduction signal,Start from the initial valueAmplitude reference value adaptation means adapted to be updated for each clock based on the reproduced signal value sampled by the clock and the state data representing the most likely state transition selected by the Viterbi decoding method;
Operation start command means for instructing the amplitude reference value adaptation means to start operation after elapse of a time obtained by adding a predetermined margin to the time required from completion of the reproduction operation start to completion of PLL locking. HaveAnd
When an amplitude reference value exceeding a predetermined threshold is calculated as a result of the operation by the amplitude reference value adapting means, an initial value is set instead of the calculated amplitude reference value.The information reproducing apparatus is characterized in that:
[0009]
According to a sixth aspect of the present invention, there is provided an information reproduction method in which a reproduction signal reproduced from a recording medium is Viterbi-decoded.
A clock generation step of generating a clock synchronized with the reproduction signal by a PLL;
The amplitude reference value used as a reference value when calculating the branch metric value based on the reproduction signal,Start from the initial valueAn amplitude reference value adaptation step for updating each clock based on the reproduced signal value sampled by the clock and the state data representing the most likely state transition itself selected by the Viterbi decoding method;
There is a step for instructing the start of the amplitude reference value adaptation step after elapse of a time obtained by adding a predetermined margin to the time required from the time when the start of the regenerating operation is commanded until the PLL is lockedAnd
When an amplitude reference value that exceeds a predetermined threshold is calculated as a result of the operation in the amplitude reference value adaptation step, an initial value is set instead of the calculated amplitude reference value.This is an information reproducing method.
[0010]
According to the invention as described above, it is possible to control to start optimization after the read clock is locked to the reproduction signal.
[0011]
Therefore, it is possible to perform control to start adaptation in a situation where the read clock does not have a phase error with respect to the reproduction signal.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
In order to facilitate understanding of the present invention, an example of a recording / playback apparatus having a playback system for performing the Viterbi decoding method will be described below. The overall configuration of the apparatus, the sector format of the recording medium, and the 4-value 4-state Viterbi decoding method The configuration and operation of a Viterbi decoder that realizes the four-value four-state Viterbi decoding method and the Viterbi decoding method other than the four-value four-state Viterbi decoding method will be described in this order.
[0013]
[Outline of disc recording / playback device]
Hereinafter, an example of a recording / reproducing apparatus having a reproducing system for performing the Viterbi decoding method will be described. FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of an example of a magneto-optical disk apparatus having a reproduction system for performing a Viterbi decoding method. At the time of recording, the
[0014]
The
[0015]
As will be described later, the recording position, that is, the pit formation position is controlled by means (not shown) for positioning the
[0016]
A method of associating each pit formed as described above with each bit in the precode output generated as described later based on the recording data will be described with reference to FIG. For example, a recording method in which a pit is formed for “1” and a pit is not formed for “0” during precode output is called a mark position recording method. On the other hand, a recording method in which the polarity inversion at the boundary of each bit in the precode output expressed by the edge of each pit corresponds to, for example, “1” is referred to as a mark edge recording method. At the time of reproduction, the boundary of each bit in the reproduction signal is recognized according to a read clock DCK generated as described later.
[0017]
Next, the configuration and operation of the reproduction system will be described. The
[0018]
A changeover signal S as described later is supplied to the
[0019]
The switching signal S is generated as follows, for example. That is, first, a signal reproduced from a predetermined pattern defined in the sector format is detected from the reproduced signal. As such a predetermined pattern, for example, a sector mark SM described later is used. Then, the switching signal S is generated at a predetermined time point recognized by a method such as counting a read clock described later with reference to the time point when such detection is made.
[0020]
The
[0021]
The decoded data is supplied to the
[0022]
The output of the
[0023]
In the reproduction operation as described above, the operation of each component of the reproduction system is optimized according to the quality of the reproduction signal in order to obtain more accurate reproduction data based on the reproduction signal reproduced from the magneto-optical disk 6. Is done. Such an operation is called calibration. For calibration, the quality of the playback signal may change depending on the characteristics of the recording medium, such as processing accuracy, and the recording / playback conditions, such as fluctuations in the power of the recording laser beam, ambient temperature, etc. This is for optimizing the parameters of the reproduction system to cope with the above.
[0024]
The contents of the calibration include, for example, adjustment of read laser light power of the
[0025]
[Overview of sector format of recording medium]
User data is recorded on the magneto-optical disk 6 by using sectors as recording / reproducing units. An example of the sector format used in the magneto-optical disk 6 will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 3A, one sector has a header, ALPC, gap, VFO in the order of recording / reproduction.Three, Sync, data field, and buffer areas. The numbers given in FIG. 3 represent the number of bytes. On the magneto-optical disk 6, data that has been encoded such as block encoding is recorded. For example, 8 bits are converted into 12 channel bits and recorded.
[0026]
In an example of this sector format, a format with a user data amount of 1024 bytes and a format with a user data amount of 512 bytes are prepared. In the format in which the user data amount is 1024 bytes, the number of bytes in the data field is 670 bytes. Further, in the format in which the user data amount is 512 bytes, the number of bytes in the data field is 1278 bytes. In these two sector formats, the 63-byte pre-formatted header, ALPC, and 18 bytes in the gap area are the same.
[0027]
FIG. 3B shows an enlarged 63-byte header. The header is sector mark SM (8 bytes), VFO field VFO1(26 bytes), address mark AM (1 byte), ID of ID field1(5 bytes), VFO in the VFO field2(16 bytes), address mark AM (1 byte), ID of ID field2(5 bytes) and postamble PA (1 byte) are arranged in order.
[0028]
FIG. 3C shows an enlarged 18-byte ALPC and gap area. The 18 bytes are composed of a gap field (5 bytes), a flag field (5 bytes), a gap field (2 bytes), and ALPC (6 bytes).
[0029]
Next, these fields will be described. The sector mark SM is a mark for identifying the start of the sector, and has a pattern formed by embossing that does not occur in the RLL (1, 7) code. The VFO field is for synchronizing the VFO (Variable Frequency Oscillator) in the
[0030]
The address mark AM is used to give the device byte synchronization for the subsequent ID field and has an embossed pattern that does not occur in the RLL (1,7) code. The ID field includes sector addresses, that is, track number and sector number information, and an error detection CRC byte for these pieces of information. The ID field consists of 5 bytes. ID1And ID2Thus, the same address information is recorded twice. The postamble PA has a pattern (2T pattern) in which channel bits “0” and “1” appear alternately. ID1, ID2The postamble PA is also formed by embossing. Thus, the header area is a preformatted area in which pits are formed by embossing.
[0031]
FIG. 3C shows an enlarged ALPC and gap area. No pit is formed in the gap. The first gap field (5 bytes) is the first field after the preformatted header, which ensures the time it takes for the device to complete processing after reading the header. The second gap field (2 bytes) is the subsequent VFOThreeThis is to allow the deviation of the position of the.
[0032]
A 5-byte flag field is recorded in the ALPC and gap area. When the sector data is recorded in the flag field, a continuous 2T pattern is recorded. An ALPC (Auto Laser Power Control) field is provided for testing the laser power during recording. The sync field (4 bytes) is provided for the device to obtain byte synchronization for the following data field and has a predetermined bit pattern.
[0033]
The data field is provided for recording user data. The above-mentioned 670-byte data field is composed of 512-byte user data, 144-byte error detection, correction parity, etc., a 12-byte sector write flag, and 2 bytes (FF). In the case of a data field of 1278 bytes, it consists of 1024 bytes of user data, 242 bytes of error detection and correction parity, and a 12-byte sector write flag. The last buffer field of the sector is used as a tolerance for electrical or mechanical errors.
[0034]
In the sector format example described above, the header is an area where pits are formed by embossing. The ALPC and gap area are areas that are not used during reproduction. In addition, VFOThreeThe sync field and the data field are areas of magneto-optically recorded data.
[0035]
[Outline of 4-value 4-state Viterbi decoding method]
Hereinafter, the Viterbi decoding method performed by the
[0036]
For example, in a 2/3 block code, a block coding method in which the number of '0's between' 1 'and' 1 'is 1 at minimum and 7 at maximum is RLL (1, 7; 2, 3) A code. In general, since the RLL (1, 7; 2, 3) code is often referred to as an RLL (1, 7) code, in the following description, when simply expressed as an RLL (1, 7) code, RLL (1 , 7; 2, 3) Let us denote the code.
[0037]
A Viterbi decoding method can be used to decode a reproduction signal reproduced from data recorded by a combination of such an RLL encoding method and the mark edge recording method described above.
[0038]
Such an RLL encoding method can meet the conditions required for the encoding method from the two viewpoints of improving the recording density and ensuring the stability of the reproduction operation. First, as described above, the mark edge recording method corresponds to the reversal of the polarity expressed by the edge of each pit in the precode output generated as described later based on the recording data. As the number of “0” s between “1” and “1” increases, the number of bits recorded per pit can be increased. Therefore, the recording density can be increased.
[0039]
On the other hand, as described above, the read clock DCK necessary for adjusting the operation timing of the reproduction system is generated by the
[0040]
Considering these two conditions, the number of '0's between' 1 'and' 1 'must be set within an appropriate range that is neither too much nor too little. The RLL encoding method is effective for setting the number of “0” in the recording data.
[0041]
Incidentally, as shown in FIG. 4, in the combination of the RLL (1, 7) encoding method and the mark edge recording method described above, “1” and “1” in the precode output generated based on the recording data are provided. Since at least one '0' is included between the two, the minimum inversion width is 2. As described later, a quaternary value is used as a method for decoding recorded data from a reproduction signal affected by intersymbol interference and noise when such an encoding method with a minimum inversion width of 2 is used. A four-state Viterbi decoding method can be applied.
[0042]
As described above, the waveform equalization processing is performed on the reproduced signal by the
[0043]
On the other hand, in the mark edge recording method, prior to actual recording on a magneto-optical disk medium or the like, precoding based on recording data encoded by the above-described RLL encoding or the like is performed. If the recording data string at each time point k is a [k] and the precode output based on this is b [k], the precoding is performed as follows.
[0044]
b [k] = mod2 {a [k] + b [k-1]} (1)
Such a precode output b [k] is actually recorded on a magneto-optical disk medium or the like. On the other hand, the waveform equalization processing with the waveform equalization characteristic PR (1, 2, 1) performed by the waveform equalizer in the
[0045]
In PR (B, 2A, B), the contribution of the amplitude at the time point k is 2A times the amplitude value with respect to the value of the reproduction signal at a certain time point k, and further the contribution of the amplitude at the preceding and succeeding time points k-1 and k + 1. Is B times the amplitude of the signal at each time point. Therefore, the maximum value of the value of the reproduction signal is when a pulse is detected at each of the time points k−1, k, and k + 1. In such a case, the maximum value of the reproduction signal value is as follows.
[0046]
B + 2A + B = 2A + 2B
Also, the minimum value of the reproduction signal is 0. However, in actual handling, as c [k], the following is used by subtracting A + B of the DC component.
[0047]
c [k] = B * b [k-2] + 2A * b [k-1] + B * b [k] -AB (2)
Accordingly, the reproduction signal c [k] when noise is not taken into consideration takes one of the values A + B, A, -A, and -A-B. In general, as one method for indicating the characteristics of a reproduction signal, for example, a unit obtained by superposing a large number of reproduction signals in units of five time points is referred to as an eye pattern. FIG. 5 shows an example of an eye pattern for an actual reproduction signal z [k] subjected to waveform equalization processing under PR (B, 2A, B) in a magneto-optical disk apparatus to which the present invention can be applied. . From FIG. 5, it can be confirmed that the value of the reproduction signal z [k] at each time point has a variation due to noise, but is almost one of A + B, A, -A, and -A-B. As will be described later, the values of A + B, A, -A, and -A-B are used as identification points.
[0048]
The outline of the Viterbi decoding method for decoding the reproduction signal subjected to the waveform equalization processing as described above is as follows. Step (1) Identify all possible states based on the encoding method and the recording method for the recording medium. Step {circle around (2)} Starting from each state at a certain time point, all state transitions that can occur at the next time point, recording data a [k] when each state transition occurs, and value c [k] of the reproduction signal are specified. . All the states and state transitions identified as a result of steps (1) and (2) and [recording data value a [k] / reproduction signal value c [k]] when each state transition occurs This is expressed as a state transition diagram. As will be described later, the state transition diagram in the four-value four-state Viterbi decoding method is as shown in FIG. The
[0049]
Step (3) As described above, on the premise of the state transition diagram, the most likely state transition based on the reproduction signal z [k] reproduced from the recording medium at each time point k is selected. However, as described above, z [k] is waveform equalized in the previous stage supplied to the
[0050]
Step (1) above will be described. First, as a state used here, a state at a certain time point k is defined as follows using the precode output at time point k and before. That is, the state when n = b [k], m = b [k-1], and l = b [k-2] is defined as Snml. With this definition, 2ThreeHowever, as described above, the states that can actually occur are limited based on the encoding method and the like. In the recording data string a [k] encoded as the RLL (1, 7) code, since at least one “0” is included between “1” and “1”, two or more “1” s are included. 'Is not continuous. A certain condition is imposed on the precode output b [k] based on such a condition imposed on the recording data string a [k], and a limit is imposed on a state that can be generated as a result.
[0051]
Such restrictions will be specifically described. As described above, in a recording data string generated by RLL (1, 7) encoding, there can be no two or more consecutive “1” s, that is, the following.
[0052]
a [k] = 1, a [k-1] = 1, a [k-2] = 1 (3)
a [k] = 1, a [k-1] = 1, a [k-2] = 0 (4)
a [k] = 0, a [k-1] = 1, a [k-2] = 1 (5)
If the conditions imposed on b [k] are examined according to the above-described equation (1) based on such conditions imposed on the recording data string, it can be seen that the two states S010 and S101 cannot occur. . Thus, possible states are 2Three-2 = 6.
[0053]
Next, step (2) will be described. In order to obtain a state that can occur at the next time point j + 1 starting from the state at a certain time point j, it is necessary to examine separately when the value a [j + 1] of the recording data at the time point j + 1 is 1 and 0. There is.
[0054]
Here, the state S000 will be described as an example. According to the above equation (1), the recording data to be precoded as S000, that is, n = b [j] = 0, l = b [j-1] = 0, m = b [j-2] = 0, The following two are conceivable.
[0055]
a [j] = 0, a [j-1] = 0, a [j-2] = 1 (6)
a [j] = 0, a [j-1] = 0, a [j-2] = 0 (7)
[When a [j + 1] = 1]
At this time, b [j + 1] is calculated as follows according to the equation (1).
[0056]
Therefore, the value of the reproduction signal c [j] is calculated as follows according to the above-described equation (2).
[0057]
The state Snlm at the next time point j + 1 is n = b [j + 1], l = b [j], and m = b [j-1]. As described above, b [j + 1] = 1, b [j] = 0, and b [j−1] = 0, so that the state at the next time point j + 1 is S100. Therefore, when a [j + 1] = 1, it can be specified that the transition of S000 → S100 occurs.
[0058]
[When a [j + 1] = 0]
At this time, b [j + 1] is calculated as follows according to the equation (1).
[0059]
Therefore, the value of the reproduction signal c [j + 1] is calculated as follows according to the above-described equation (2).
[0060]
The state Snlm at the next time point j + 1 is n = b [j + 1], l = b [j], and m = b [j-1]. As described above, b [j + 1] = 0, b [j] = 0, and b [j-1] = 0, so that the state at the next time point is S000. Therefore, when a [j + 1] = 0, it can be specified that the transition S000 → S000 occurs.
[0061]
In this way, for each state other than S000 at time point j, the state transition that can occur at the next time point j + 1 starting from them, the recorded data value a [j + 1] and the reproduction when such state transition occurs The correspondence with the signal value c [j + 1] can be obtained.
[0062]
As described above, for each state, the correspondence between the state transitions that can occur from these points and the values of the recording data and the reproduction signal when each state transition occurs is shown in the form of the figure. FIG. Time points j and j + 1 described above are not special time points. Therefore, the correspondence between the state transitions that can be obtained as described above and the values of the recording data and the reproduction signal associated therewith can be applied at any point in time. For this reason, in FIG. 6, the value of the recording data accompanying the state transition occurring at an arbitrary time point k is represented as a [k], and the value of the reproduction signal is represented as c [k].
[0063]
In FIG. 6, the state transition is represented by an arrow. Further, the reference numerals attached to the respective arrows indicate [recording data value a [k] / reproduction signal value c [k]]. There are two types of state transitions starting from states S000, S001, S111, and S110, whereas only one type of transition can occur starting from states S011 and S100.
[0064]
Furthermore, in FIG. 6, S000 and S001 both take a value of c [k] = − A for a [k] = 1, and transition to S100. On the other hand, for a [k] = 0, the value is c [k] = − A−B, and the process transitions to S000. Similarly, S111 and S110 take the same value of c [k + 1] for the same value of a [k + 1] and transition to the same state. Therefore, S000 and S001 can be collectively expressed as S0, and S111 and S110 can be collectively expressed as S2. Further, FIG. 7 shows an arrangement of S011 as S3 and S100 as S1.
[0065]
As described above, FIG. 7 is a state transition diagram used in the four-value four-state Viterbi decoding method. FIG. 7 shows four states of S0 to S3 and four values of −A−B, −A, A, and A + B as values of the reproduction signal c [k + 1]. There are two state transitions starting from states S0 and S2, whereas there are only one state transition starting from states S1 and S3.
[0066]
On the other hand, a trellis diagram as shown in FIG. 8 is used as a format for expressing state transitions along time. Although FIG. 8 shows a transition between two time points, a transition between a larger number of time points can also be shown. As time elapses, the state of transition to the right time point is expressed. Accordingly, a horizontal arrow represents a transition to the same state such as S0 → S0, and a diagonal arrow represents a transition to a different state such as S1 → S2.
[0067]
A method of selecting the most likely state transition from the actual reproduced signal z [k] including noise on the premise of step (3) of the above Viterbi decoding method, that is, the state transition diagram shown in FIG. .
[0068]
In order to select the most likely state transition, first, for the state at a certain time point k, the sum of the likelihoods of the state transitions between multiple time points that have passed through in the process of reaching that state is calculated, and further, It is necessary to compare the likelihood sums and select the most likely decoded sequence. Such a sum of likelihoods is called a path metric.
[0069]
In order to calculate the path metric, it is first necessary to calculate the likelihood of state transition between adjacent time points. Such likelihood calculation is performed as follows based on the value of the reproduction signal z [k] with reference to the state transition diagram described above. First, as a general explanation, consider the case where the state Sa is at the time point k-1. At this time, when the reproduction signal z [k] is input to the Viterbi decoder 31, the likelihood that the state transition to the state Sb occurs is calculated according to the following equation. However, the state Sa and the state Sb are any of the four states described in the state transition diagram of FIG.
[0070]
(Z [k] -c (Sa, Sb))2 (12)
In the above equation, c (Sa, Sb) is the value of the reproduction signal described in the state transition diagram of FIG. 7 for the state transition from the state Sa to the state Sb. That is, in FIG. 7 described above, for example, a value calculated as −A for the state transition S0 → S1. Therefore, Expression (12) is a Euclidean distance between the value of the actual reproduction signal z [k] including noise and the value of the reproduction signal c (Sa, Sb) calculated without considering the noise. The path metric at a certain time point is defined as the sum of the likelihoods of state transitions between such adjacent time points up to that time point.
[0071]
By the way, consider the case where the state Sa is at time k. In this case, if the state that can transition to the state Sa at the time point k−1 is Sp, the path metric L (Sa, k) is calculated as follows using the path metric at the time point k−1. .
[0072]
L (Sa, k)
= L (Sp, k-1) + (z [k] -c (Sp, Sa))2 (13)
That is, the path metric L (Sp, k−1) when the state Sp is reached at the time point k−1 and the likelihood of the state transition Sp → Sa occurring between the time points k−1 and k (z [k ] -C (Sp, Sa))2And the path metric L (Sa, k) is calculated. This (z [k] -c (Sp, Sa))2The likelihood of the latest state transition such as is called a branch metric. However, the branch metric here is different from the branch metric calculated by the branch metric calculation circuit (BMC) 20 in the
[0073]
In addition, when the state Sa is at the time point k, there may be a plurality of states that can transition to the state Sa at the time point k-1. In FIG. 7, states S0 and S2 are such cases. That is, when the state is the state S0 at the time point k, there are two states, S0 and S3, that can transition to the state S0 at the time point k-1. In addition, when the state is the state S2 at the time point k, there are two states S1 and S2 that can transition to the state S2 at the time point k-1. As a general explanation, when there are two states, Sp and Sq, at the time point k and the state Sa can transition to the state Sa at the time point k−1, the path metric L (Sa, k) is It is calculated as follows:
[0074]
That is, when the state Sp is reached at the time point k-1 and the state Sa is reached by the state transition of Sp → Sa, and when the state Saq is reached at the time point k-1 and the state Sa is reached by the state transition of Sq → Sa. Compute the sum of likelihoods for each of. Then, the calculated values are compared, and the smaller value is set as the path metric L (Sa, k) for the state Sa at the time point k.
[0075]
When such calculation of the path metric is specifically applied to the quaternary 4-state described above with reference to FIG. 7, the path metric L (0, k) for each of the states S0, S1, S2, and S3 at the time point k. L (1, k), L (2, k) and L (3, k) are path metrics L (0, k−1) to L (3, k) for the states S0 to S3 at the time point k−1. -1) can be used to calculate as follows:
[0076]
As described above, it is only necessary to compare the path metric values calculated in this way and select the most likely state transition. By the way, in order to select the most likely state transition, it is only necessary to compare the path metric values without calculating the path metric values themselves. Therefore, in the actual 4-value 4-state Viterbi decoding method, the calculation based on z [k] at each time point k is facilitated by using a standardized path metric as defined below instead of the path metric. To be made.
[0077]
m (i, k)
= [L (i, k) -z [k]2-(A + B)2] / 2 / (A + B) (19)
When Expression (19) is applied to each state of S0 to S3, a specific standardized path metric does not include square calculation as follows. For this reason, the calculation in the addition, comparison, and selection circuit (ACS) 21 described later can be facilitated.
[0078]
However, α and β in the formulas (20) to (23) are as follows.
[0079]
α = A / (A + B) (24)
β = B × (B + 2 × A) / 2 / (A + B) (25)
FIG. 9 shows the state transition conditions in the four-value four-state Viterbi decoding method based on such a normalized path metric. Since there are two formulas for selecting one of the four standardized path metrics, there are 2 × 2 = 4 conditions.
[0080]
[Outline of 4-value 4-state Viterbi decoder]
The
[0081]
The
[0082]
BM0 = z (k) (26)
BM1 = α × z [k] −β (27)
BM2 = −z (k) (28)
BM3 = −α × z [k] −β (29)
Α and β necessary for this calculation are reference values calculated by the
[0083]
The values of BM0 to BM3 are supplied to the
[0084]
Further, the
[0085]
The
[0086]
As a compression method at this time, for example, as shown below, one of the latest standardized path metrics L0 to L3, for example, L0 is uniformly subtracted.
[0087]
M0 = L0−L0 (30)
M1 = L1-L0 (31)
M2 = L2-L0 (32)
M3 = L3-L0 (33)
As a result, M0 always takes a value of 0, but in the following description, it is expressed as M0 as it is in order not to impair generality. The difference between the values of M0 to M3 calculated by the equations (30) to (33) is equal to the difference between the values of L0 to L3. As described above, in selecting the most likely state transition, only the value difference between the standardized path metrics becomes a problem. Accordingly, such a compression method is effective as a method for preventing overflow by compressing the value of the normalized path metric without affecting the selection result of the most likely state transition. In this way, the
[0088]
The
[0089]
The
[0090]
L00 = M0 + BM0 (34)
As described above, M0 is a compressed standardized path metric corresponding to the sum of the state transitions that have passed through when state S0 is reached at time point k-1. BM0 is a value calculated according to the above equation (26) based on the reproduction signal z [k] input at the time point k, that is, the value of z [k] itself. Therefore, the value of the equation (34) is obtained by calculating the value of m (0, k−1) + z [k] in the above equation (20) under the action of compression as described above. That is, the calculated value corresponds to the state S0 at the time point k-1 and finally the state transition S0 by the state transition S0 → S0 at the time point k.
[0091]
On the other hand, M3 and BM1 are supplied to the
[0092]
L30 = M3 + BM1 (35)
As described above, M3 is a compressed standardized path metric corresponding to the sum of the state transitions that have passed through when state S3 is reached at time point k-1. Further, BM1 is calculated according to the above equation (27) based on the reproduction signal z [k] input at the time point k, that is, α × z [k] −β. Therefore, the value of the equation (35) is calculated as the value of m (3, k−1) + α × z [k] −β in the above equation (20) under the action of compression as described above. It will be a thing. That is, the calculated value corresponds to the state S3 at the time point k-1 and finally the state transition S0 by the state transition S3 → S0 at the time point k.
[0093]
The above L00 and L30 are supplied to the
[0094]
As described above, the
[0095]
The
[0096]
L1 = M0 + BM1 (36)
As described above, M0 is a compressed standardized path metric corresponding to the sum of the state transitions that have passed through when state S0 is reached at time point k-1. Further, BM1 is calculated according to the above equation (27) based on the reproduction signal z [k] input at the time point k, that is, α × z [k] −β. Therefore, the value of the equation (36) is calculated as the value of the right side m (0, k−1) + α × z [k] −β of the equation (21) under the action of compression as described above. It will be a thing. That is, the calculated value corresponds to the state S0 at the time point k-1 and finally the state transition S1 by the state transition S0 → S1 at the time point k. Corresponding to the fact that Expression (21) does not select a value, the output of the
[0097]
The
[0098]
L22 = M2 + BM2 (37)
As described above, M2 is a compressed standardized path metric corresponding to the sum of the state transitions that have passed through when state S2 is reached at time point k-1. Also, BM0 is calculated according to the above equation (28) based on the reproduction signal z [k] input at the time point k, that is, −z [k]. Therefore, the value of Expression (37) is the value of m (2, k−1) −z [k] in Expression (22) described above under the action of compression as described above. . That is, the calculated value corresponds to the state S2 at the time point k-1 and finally the state transition S2 by the state transition S2 → S2 at the time point k.
[0099]
On the other hand, M1 and BM3 are supplied to the
[0100]
L12 = M1 + BM3 (38)
As described above, M1 is a compressed standardized path metric corresponding to the sum of the state transitions that have passed through when state S1 is reached at time point k-1. Further, BM3 is calculated according to the above equation (29) based on the reproduction signal z [k] input at the time point k, that is, −α × z [k] −β. Therefore, the value of the equation (38) is calculated as the value of m (1, k−1) −α × z [k] −β in the above equation (22) under the action of compression as described above. Will be. That is, the calculated value corresponds to the state S1 at the time point k-1 and finally the state transition S2 by the state transition S1 → S2 at the time point k.
[0101]
The above L22 and L12 are supplied to the
[0102]
As described above, the
[0103]
Further, M2 and BM3 are supplied to the
[0104]
L3 = M2 + BM3 (39)
As described above, M2 is a compressed standardized path metric corresponding to the sum of the state transitions that have passed through when state S2 is reached at time point k-1. Further, BM3 is calculated according to the above equation (29) based on the reproduction signal z [k] input at the time point k, that is, −α × z [k] −β. Therefore, the value of the equation (39) is calculated as the value of the right side m (2, k−1) + α × z [k] −β of the equation (23) under the action of the compression as described above. It will be a thing. That is, the calculated value corresponds to the state S0 at the time point k-1 and finally the state transition S3 by the state transition S2 → S3 at the time point k. Corresponding to the fact that Expression (23) does not select a value, the output of the
[0105]
As described above, the path memory unit (hereinafter referred to as PMU) 23 operates in accordance with SEL0 and SEL2 output from the
[0106]
An A-type path memory has two transitions (that is, a transition from itself and a transition from one other state) as transitions to that state, and two transitions starting from that state. That is, it is configured to cope with a state having (ie, a transition reaching itself and a transition reaching another state). Therefore, the A-type path memory corresponds to S0 and S2 among the four states shown in FIG.
[0107]
On the other hand, the B-type path memory is configured to correspond to a state in which there is only one transition leading to that state and only one transition starting from that state. Therefore, the B-type path memory corresponds to S1 and S3 among the four states shown in FIG.
[0108]
In order for the two A-type path memories and the two B-type path memories to perform the operation according to the state transition diagram shown in FIG. 7, the
[0109]
A detailed configuration of the
[0110]
As described above with reference to FIG. 7, the transition to the state S0 is S0 → S0, that is, a transition inherited from itself, and S3 → S0. As a configuration corresponding to such a situation, each selector includes data supplied from the preceding flip-flop, that is, decoded data corresponding to S0 → S0, and data supplied from the B-
[0111]
That is, for example, the selector 3114Is the preceding flip-
[0112]
Another selector 31 in the
[0113]
Further, the flip-
[0114]
As described above, the configuration itself of the
[0115]
Also in the
[0116]
On the other hand, the detailed configuration of the B-
[0117]
Each flip-
[0118]
Another
[0119]
Also, flip-flop 320'1' is always input in synchronization with the clock. This operation corresponds to the fact that the decoded data is “1” when the latest state transition is S0 → S1, as shown in FIG.
[0120]
Further, as described above, the B-
[0121]
As described above, each of the four path memories in the
[0122]
In general, the probability that such inconsistency occurs can be reduced by setting the number of processing stages of the path memory sufficiently large in accordance with the quality of the reproduction signal. That is, when the quality of the reproduced signal, such as C / N, is good, the probability that mismatch between decoded data will occur is small even if the number of processing stages of the path memory is relatively small. On the other hand, when the quality of the reproduced signal is not good, it is necessary to increase the number of processing steps of the path memory in order to reduce the probability that the above-described mismatch occurs. If the number of processing stages of the path memory is relatively small with respect to the quality of the reproduced signal and the probability that a mismatch between the decoded data cannot be sufficiently reduced, a method such as majority decision is used from the four decoded data. Therefore, a configuration (not shown) that selects a more accurate one is provided in the subsequent stage of the four path memories in the
[0123]
[Viterbi decoding methods other than quaternary 4-state Viterbi decoding methods]
In the quaternary 4-state Viterbi decoding method described above, the waveform equalization characteristic used in the
[0124]
For example, when the waveform equalization characteristic is PR (1, 1) and an RLL (1, 7) code is used as recording data, a ternary 4-state Viterbi decoding method is used. When the waveform equalization characteristic is PR (1, 3, 3, 1) and the RLL (1, 7) code is used as the recording data, the 7-value 6-state Viterbi decoding method is used. Among such Viterbi decoding methods, a waveform equalization characteristic that is one of the elements for selecting which one to use is employed that has a good degree of compatibility with the intersymbol interference on the reproduced signal. Therefore, as described above, it is optimal in consideration of the linear recording density and MTF.
[0125]
In addition, the value of the discrimination point may differ from the theory due to a deviation from the theoretical value of the waveform equalization characteristic, amplitude fluctuation of the reproduction signal, asymmetric distortion, and the like. In consideration of such a case, the Viterbi decoding method may be modified and used. For example, in the four-value four-state Viterbi decoding method, considering that it is difficult to accurately set the waveform equalization characteristic to PR (1, 2, 1), it is assumed that there are six identification points as will be described later. The 6-value 4-state Viterbi decoding method may be used.
[0126]
The present invention can be applied to an example of the magneto-optical disk device as described above. That is, the present invention adapts the amplitude reference value to the reproduction signal by updating the amplitude reference value for each read clock based on the state transition selected by the operation of the Viterbi decoder. Control is performed so that the start point is after the time when the read clock is locked to the reproduction signal.
[0127]
In order to update the amplitude reference value based on the state transition selected by the operation of the Viterbi decoder, data representing the state transition itself is used instead of the decoded data as a series of decoded data values corresponding to the state transition. Necessary. Therefore, in the Viterbi decoder according to an embodiment of the present invention described below, a state that expresses a selected state transition itself by using a state data value that represents the state itself instead of a decoded data value It is made to generate data. Therefore, a status memory unit (hereinafter referred to as SMU) that generates a series of state data values as described later is used instead of the path memory unit PMU in the above-described example of the magneto-optical disk device.
[0128]
For example, when there are four states such as a four-value four-state Viterbi decoding method, the four states can be expressed by two bits, and thus such two-bit data can be used as a state data value. Therefore, S0, S1, S2, and S3 in FIG. 7 can be expressed using 2-bit status data values 00, 01, 11, and 10, respectively. Therefore, in the following description, S0, S1, S2, and S3 in FIG. 7 are expressed as S00, S01, S11, and S10, respectively.
[0129]
In the following description, PR (α, β, γ) is assumed as a waveform equalization characteristic instead of the above-described PR (B, 2A, B). Such a premise takes into account that in an actual magneto-optical disk device or the like, it is difficult to obtain an ideal partial response characteristic, and the waveform equalization characteristic is often asymmetric.
[0130]
The reason why it is difficult to obtain the ideal partial response characteristics is the limit of the waveform equalizer operation accuracy, asymmetry (waveform asymmetry) due to the laser power during recording being too large or too small, and the playback signal. There is a phase error of the read clock used when sampling by the A / D converter.
[0131]
When considered in the same manner as in the case of the above four-value four-state Viterbi decoding method, encoding with RLmin = 2 such as RLL (1, 7) encoding is performed at the time of recording, and the partial response characteristic at the time of reproduction is PR ( In the case of (α, β, γ), it can be seen that there are 6 values and 4 states. That is, 2 other than the two states excluded by the condition of RLmin = 2Three-2 = reproduction after waveform equalization in the ideal case where there is no discrimination point value, that is, no noise, for each of the set of six {b [j-1], b [j], b [j + 1]} The signal value c [j + 1] takes different values.
[0132]
Such six discrimination point values are denoted as cpqr. Here, p, q, and r represent b [j-1], b [j], and b [j + 1], respectively. Therefore, the branch metric as defined is as follows. Here, since RLmin = 2, it should be noted that c010 and c101 are absent. FIG. 14 shows the relationship between the value of each identification point and the state transition. The following description is made on the premise of 6-value 4-state according to the state transition diagram of FIG.
[0133]
Further, branch metrics calculated corresponding to the six state transitions in FIG. 14 are expressed as follows. First, a 2-bit state data value representing the state before the transition and the state after the transition is written and arranged into a string of four numbers. Next, a branch metric that can occur during one read clock is expressed as a string of three numbers by making the two numbers (that is, the second and third) closer to the center into one number. . For example, the branch metric accompanying the state transition S11 → S10 is expressed as bm110. In this way, branch metrics corresponding to the six types of state transitions in FIG. 14 can be expressed as shown in FIG.
[0134]
Further, the branch metric defined as the Euclidean distance between the actual reproduction signal value z [k] sampled by the A / D converter operating according to the read clock and the value of each discrimination point is calculated as follows.
[0135]
bm000 = (z [k] -c000)2 (40)
bm001 = (z [k] −c001)2 (41)
bm011 = (z [k] −c011)2 (42)
bm111 = (z [k] -c111)2 (43)
bm110 = (z [k] −c110)2 (44)
bm100 = (z [k] −c100)2 (45)
When the branch metric is calculated in this way, the value of each discrimination point is directly used as the amplitude reference value. When the standardized path metric is used for the purpose of avoiding the square calculation or the like, the branch metric corresponding to the standardized path metric is different from that according to the equations (40) to (45). In such a case, the value of each discrimination point cannot be used as it is as the amplitude reference value, but the present invention can be applied.
[0136]
Using such branch metric values, the path metric mij [k] of the state Sij at the time point k is calculated as follows. These equations correspond to the above (15) to (18) in the four-value four-state Viterbi decoding method.
[0137]
With reference to FIG. 16, the overall configuration of an embodiment of the present invention will be described. In one embodiment of the present invention, the present invention is applied to a magneto-optical disk apparatus. The same components as those in the example of the magneto-optical disk device described above with reference to FIG. The servo system and the like (not shown) are the same as those of the above-described magneto-optical disk device.
[0138]
The recording system is the same as the above-described example of the magneto-optical disk device. However, a signal for controlling the laser power supplied from the apparatus control unit (hereinafter referred to as CPU) 103 to the
[0139]
The reproduction system will be described. The configuration and operation from the
[0140]
The
[0141]
On the other hand, the
[0142]
The
[0143]
However, whether or not the
[0144]
The
[0145]
The
[0146]
The
[0147]
The
[0148]
As shown in FIG. 17, the
[0149]
Further, the A
[0150]
The operation of each selector will be described. As shown in FIG. 14, the state one clock before that can transit to S00 is either S00 or S10. When the state one clock before is S00, a transition that inherits itself is made. Therefore, the first stage selector 2010Is input with “00” as the latest state data value in the state data generated by the serial shift. The selector 2010Is supplied with the latest state data value SMin [1] in the state data supplied from the B-
[0151]
Each selector 201 in the second and subsequent stages1~ 201n-1Receives one status data value supplied from the B-
[0152]
Further, each register 2020~ 202n-1Updates the held state data value by taking in the state data value supplied as described above according to the clock. Further, as described above, the output of each register is supplied to a status memory corresponding to a state that can transition after one clock. That is, since it can transit to S00 itself, it is supplied to the subsequent selector as a serial shift. The parallel load is supplied to the B-
[0153]
The A
[0154]
On the other hand, with reference to FIG. 19, the B-
[0155]
Each register 2120, 2121... 212n-1The state data inherited from the
[0156]
The B
[0157]
By the way, in the Viterbi decoding method, the state data values VM00, VM11, VM01 and VM10 generated by each status memory coincide with each other if the memory length n of the status memory is sufficiently large. In such a case, any of the status data values generated by the four status memories may be output to the subsequent stage as sm [k + n]. The memory length n is determined in consideration of the C / N and frequency characteristics of the reproduction signal.
[0158]
Next, the
[0159]
For example, when sm [k + n] is “01” and sm [k + n−1] is “00”, it can be seen from FIG. 14 that “1” corresponds to the decoded data value. A table of the decoding matrix in FIG. 20 summarizes such correspondence.
[0160]
As described above, based on the state data generated by the
[0161]
The calculation of the amplitude reference value will be specifically described by taking as an example the case of sm [k + n] = 01 and sm [k + n−1] = 11. In this case, it can be seen from FIG. 14 that the state transition S01 → S11 occurs. It can also be seen from FIG. 14 that the amplitude reference value corresponding to the state transition is c011. Accordingly, the
[0162]
c011 (new) = δ × z [k] + (1−δ) × c011 (old) (50)
Here, c011 (new) is a new value. Further, c011 (old) is a value before update.
[0163]
Considering the general case based on FIG. 14, when sm [k + n] = pq and sm [k + n−1] = qr, the new value of cpqr is calculated as follows.
[0164]
cpqr (new) = δ × z [k] + (1−δ) × cpqr (old) (51)
Here, cpqr (new) is a new value. Further, cpqr (old) is a value before update.
[0165]
Here, δ is a correction coefficient. In setting the value of δ, the relatively continuous characteristics of the recording system and the reproducing system, such as the amplitude of the reproduced signal and its fluctuation, distortion of asymmetry, errors in the operation of the waveform equalizer, etc. It is necessary to consider irregular characteristics resulting from defects and the like.
[0166]
That is, as the value of δ increases, the amplitude reference value more strongly reflects the amplitude fluctuation of the reproduction signal of the reproduction signal, asymmetry, an error in the operation of the waveform equalizer, and the like by the update performed according to the equation (51). Become. On the other hand, the amplitude reference value is easily influenced by irregular signals caused by defects on the recording medium. On the other hand, if the value of δ is reduced, the degree to which the amplitude reference value is affected by irregular signals can be reduced, but on the other hand, the tracking of the amplitude reference value with respect to the reproduced signal becomes gradual. 51) The effect of adaptation by updates made according to 51) diminishes.
[0167]
The
[0168]
The stored value of each register is output to the
[0169]
On the other hand, an enable signal is supplied from the
[0170]
Similarly, the
[0171]
One stored value in the
[0172]
On the other hand, the reproduction signal value compensated for the delay time by the
[0173]
The
[0174]
The six enable signals T000 to T111 described above are generated by the
[0175]
With the
[0176]
FIG. 22 shows that the enable signal T011 is activated in such a case. Therefore, the
[0177]
On the other hand, the reproduction signal value z [k] compensated for the delay time due to the operation of the
[0178]
Then, the value of (1−δ) × c011 calculated by the multiplier 182 and the value of δ × z [k] calculated by the
[0179]
Even when sm [k + n] and sm [k + n-1] have other values, the enable signal activated according to FIG. 22 is selected, and a register for taking in a new value, A similar operation is performed by selecting an output gate that outputs a stored value at that time (that is, before update).
[0180]
By the operation of the
[0181]
On the other hand, before the PLL is locked, the clock phase and the oscillation frequency are out of phase with the reproduced data. For this reason, the sampling value sampled by the A /
[0182]
Therefore, it is necessary to perform control so that the adaptation of the amplitude reference value starts after the PLL is locked. Such control will be described below. In the overall configuration described above with reference to FIG. 16, the
[0183]
The delay time used for setting the start time is set by adding a certain margin to the time required until the PLL lock is completed. Further, the time required until the PLL lock is completed is determined based on experimental data, simulation results, and the like.
[0184]
Specifically, as described above with reference to FIG. 21, in the
[0185]
Further, when the AGATE signal is not active, the supply of the six amplitude reference values c000 to c111 from the
[0186]
Further, as an initial value of the amplitude reference value at the time when adaptation is started in this way, for example, (a) a predetermined value set in advance, or (b) when reproduction of the previous sector is completed. The amplitude reference value is used. The setting method (b) is a setting for utilizing the result of adaptation performed during the period in which the previous sector is reproduced. Alternatively, the initial value setting method may be switched during the reproduction operation in accordance with the difference in signal quality between sectors or the decoding error rate. The initial value setting method may be selected in consideration of the difference in signal quality between sectors.
[0187]
By the way, since there are various types of irregular signals caused by defects on the magneto-optical disk 6, it is possible to uniquely determine how much the amplitude reference value follows the irregular signal. There is a problem that it is difficult to decide.
[0188]
Therefore, a predetermined threshold is set in advance, and the following processing is often performed when a value exceeding the threshold is calculated as a result of adaptation as described above. In such a case, an initial value is set as the amplitude reference value without adopting the calculated value under the judgment that the irregular signal has been tracked. The amplitude reference value set as the initial value by such processing is not an optimum value because it has not been adapted, but it is more reasonable than an abnormal value calculated by following an irregular signal. Is.
[0189]
As described above, the probability that the state data values VM00, VM11, VM01, and VM10 match can be increased as the memory length of the four status memories increases. However, on the other hand, the delay time caused by the operation of the SMU. Therefore, it is not realistic to set the memory length of the status memory so large. For this reason, for example, when the signal quality of the reproduction RF signal is deteriorated due to inappropriate operating conditions of the reproduction system, the four state data values VM00, VM11, VM01, and VM10 may not match each other. . In order to prepare for such a case, a configuration may be provided that selects the most accurate status data value when a mismatch occurs between the status data values.
[0190]
Such a configuration can be provided at a position subsequent to the four status memories. For example, it may be provided after the four status memories in the
[0191]
When it is not necessary to provide such a configuration because the signal quality of the reproduction signal is sufficiently good, and when such a configuration is provided in the
[0192]
An example of the
[0193]
The
[0194]
The VM selected as described above is supplied to the
[0195]
On the other hand, the
[0196]
The configuration of the
[0197]
When the
[0198]
In the above-described embodiment of the present invention, the present invention is applied to a magneto-optical disk apparatus that performs the 6-value 4-state Viterbi decoding method. On the other hand, the magneto-optical disk apparatus that performs other types of Viterbi decoding methods such as the 4-value 4-state Viterbi decoding method, the 3-value 4-state Viterbi decoding method, and the 7-value 6-state Viterbi decoding method as described above, The present invention can be applied.
[0199]
In addition, the present invention can be applied to an information reproducing apparatus that can use a Viterbi decoding method for decoding read data from a reproduction signal reproduced from data recorded on a recording medium. That is, in addition to the magneto-optical disk (MO), for example, a rewritable disk such as a phase change disk PD, CD-E (CD-Erasable), a write-once disk such as a CD-R, and a read-only disk such as a CD-ROM. It is possible to apply to an optical disc device such as the above.
[0200]
Further, the present invention is not limited to this embodiment, and various applications and modifications can be considered without departing from the gist of the present invention.
[0201]
【The invention's effect】
As described above, the present invention updates the amplitude reference value, which is referred to when calculating the branch metric value in the Viterbi decoding method, for each clock based on the reproduction signal value. When the adaptation is performed following the above characteristics, the adaptation start time is controlled to be after the time when the PLL is locked.
[0202]
Therefore, even if erroneous state data is generated due to erroneous sampling by the A / D converter before the PLL is locked, erroneous adaptation based on the erroneous state data is performed. Can be prevented. For this reason, for example, it is possible to perform adaptation that accurately reflects the characteristics of the reproduction signal due to the influence of asymmetry or DC components.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of an example of a magneto-optical disk apparatus that performs a four-value four-state Viterbi decoding method.
FIG. 2 is a schematic diagram for explaining a mark position recording method and a mark edge recording method.
FIG. 3 is a schematic diagram for explaining an example of a sector format of a magneto-optical disk.
FIG. 4 is a schematic diagram showing that the minimum magnetization reversal width is 2 in the RLL (1, 7) encoding method.
FIG. 5 shows a waveform equalization of a reproduced signal reproduced from data recorded by a combination of an RLL (1,7) code and a mark edge recording method under a partial response characteristic PR (1,2,1). It is a basic diagram for demonstrating the eye pattern at the time.
FIG. 6 is a schematic diagram for explaining a process of creating a state transition diagram of the 4-value 4-state Viterbi decoding method;
FIG. 7 is a schematic diagram illustrating an example of a state transition diagram of a four-value four-state Viterbi decoding method.
FIG. 8 is a schematic diagram illustrating an example of a trellis diagram in the four-value four-state Viterbi decoding method.
FIG. 9 is a schematic diagram illustrating a state transition condition based on a normalized metric in a 4-value 4-state Viterbi decoding method;
FIG. 10 is a block diagram showing an overall configuration of a Viterbi decoder that performs 4-level 4-state Viterbi decoding.
11 is a block diagram showing in detail the configuration of a part of the Viterbi decoder shown in FIG. 10;
12 is a block diagram showing in detail the configuration of another part of the Viterbi decoder shown in FIG. 10;
13 is a block diagram showing in detail the configuration of still another part of the Viterbi decoder shown in FIG. 10;
FIG. 14 is a schematic diagram illustrating an example of a state transition diagram of a 6-value 4-state Viterbi decoding method;
FIG. 15 is a schematic diagram for explaining a branch metric notation method;
FIG. 16 is a block diagram showing an overall configuration of an embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a block diagram showing an example of a configuration of a status memory unit (SMU) used in an embodiment of the present invention.
18 is a block diagram for explaining a partial configuration of the SMU shown in FIG.
FIG. 19 is a block diagram for explaining another partial configuration of the SMU shown in FIG. 17;
FIG. 20 is a schematic diagram illustrating an example of a matrix table referred to in the merge block according to the embodiment of the present invention;
FIG. 21 is a block diagram for explaining an example of a configuration of an amplitude reference value adaptation block (RAA) used in the embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a schematic diagram illustrating an example of a matrix table referred to in the RAA according to the embodiment of the present invention.
FIG. 23 is a block diagram for explaining an example of a configuration of a merge block that can be used in an embodiment of the present invention;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (6)
再生信号に同期したクロックを生成するPLLと、
上記再生信号に基づいてブランチメトリックの値を計算する際に参照値として用いられる振幅基準値を、初期値から開始して上記クロックによりサンプリングされた再生信号値と、上記ビタビ復号方法により選択される最尤な状態遷移そのものを表現する状態データとに基づいて、上記クロック毎に更新するようにした振幅基準値適応化手段と、
再生動作の開始が指令される時点から、上記PLLのロックが完了するまでの所要時間に、所定の余裕分を加えた時間の経過後に上記振幅基準値適応化手段に動作開始を指令する動作開始指令手段を有し、
上記振幅基準値適応化手段による動作の結果として所定のスレッショルドを越える振幅基準値が算出された時には、算出された振幅基準値に代えて上記初期値を設定することを特徴とする情報再生装置。In an information reproducing apparatus configured to decode a reproduction signal reproduced from a recording medium by a Viterbi decoding method,
A PLL that generates a clock synchronized with the reproduction signal;
An amplitude reference value used as a reference value when calculating a branch metric value based on the reproduced signal is selected by the reproduced signal value sampled by the clock starting from the initial value and the Viterbi decoding method. An amplitude reference value adapting means that is updated for each clock based on state data representing the most likely state transition itself;
Start of operation for instructing the amplitude reference value adapting means to start operation after elapse of a time obtained by adding a predetermined margin to the time required from the start of the reproduction operation to the completion of the PLL lock. have a command means,
An information reproducing apparatus , wherein when an amplitude reference value exceeding a predetermined threshold is calculated as a result of an operation by the amplitude reference value adapting means, the initial value is set instead of the calculated amplitude reference value .
上記振幅基準値適応化手段は、
上記ビタビ復号方法の動作結果として、状態遷移そのものを表現する状態データを用い、
上記状態データから状態遷移を認識し、認識された状態遷移に対応する振幅基準値を選択する振幅基準値選択手段と、
上記振幅基準値選択手段によって選択される振幅基準値と、上記認識された状態遷移が選択された際の再生信号値とを所定の比率で混合する混合手段と、
上記混合手段による計算値を記憶する振幅基準値の個数に等しい個数の記憶手段とを有するものであることを特徴とする情報再生装置。In claim 1,
The amplitude reference value adaptation means includes:
As an operation result of the above Viterbi decoding method, using state data representing the state transition itself,
An amplitude reference value selection means for recognizing a state transition from the state data and selecting an amplitude reference value corresponding to the recognized state transition;
Mixing means for mixing the amplitude reference value selected by the amplitude reference value selection means and the reproduction signal value when the recognized state transition is selected at a predetermined ratio;
An information reproducing apparatus comprising: a number of storage means equal to the number of amplitude reference values for storing calculated values by the mixing means.
上記動作開始指令手段は、
再生動作の開始を指令するリードゲート信号を、所定時間遅延させて上記振幅基準値適応化手段に供給するものであることを特徴とする情報再生装置。In claim 1,
The operation start command means is
An information reproducing apparatus characterized in that a read gate signal for instructing the start of a reproducing operation is supplied to the amplitude reference value adapting means with a predetermined time delay.
上記振幅基準値適応化手段に対して与えられる振幅基準値の初期値は、
予め設定された所定値であることを特徴とする情報再生装置。In claim 1,
The initial value of the amplitude reference value given to the amplitude reference value adaptation means is
An information reproducing apparatus having a predetermined value set in advance.
上記振幅基準値適応化手段に対して与えられる振幅基準値の初期値は、
前セクタの再生動作が終了した時点における振幅基準値であることを特徴とする情報再生装置。In claim 1,
The initial value of the amplitude reference value given to the amplitude reference value adaptation means is
An information reproducing apparatus having an amplitude reference value at the time when the reproducing operation of the previous sector is completed.
再生信号に同期したクロックをPLLによって、生成するクロック生成ステップと、
上記再生信号に基づいてブランチメトリックの値を計算する際に参照値として用いられる振幅基準値を、初期値から開始して上記クロックによりサンプリングされた再生信号値と、上記ビタビ復号方法により選択される最尤な状態遷移そのものを表現する状態データとに基づいて、上記クロック毎に更新する振幅基準値適応化ステップと、
再生動作の開始が指令される時点から上記PLLのロックが完了するまでの所要時間に、所定の余裕分を加えた時間の経過後に、上記振幅基準値適応化ステップの開始を指令するステップを有し、
上記振幅基準値適応化ステップによる動作の結果として所定のスレッショルドを越える振幅基準値が算出された時には、算出された振幅基準値に代えて上記初期値を設定することを特徴とする情報再生方法。In an information reproduction method in which a reproduction signal reproduced from a recording medium is Viterbi-decoded,
A clock generation step of generating a clock synchronized with the reproduction signal by a PLL;
The amplitude reference value used as a reference value when calculating the branch metric value based on the reproduction signal is selected by the reproduction signal value starting from the initial value and sampled by the clock and the Viterbi decoding method. An amplitude reference value adaptation step that is updated for each clock based on state data representing the most likely state transition itself;
There is a step of commanding the start of the amplitude reference value adaptation step after elapse of a time obtained by adding a predetermined margin to the time required from the time when the start of the reproduction operation is commanded to the time when the PLL is locked. And
When the amplitude reference value exceeding a predetermined threshold is calculated as a result of the operation in the amplitude reference value adaptation step, the initial value is set instead of the calculated amplitude reference value .
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