JP3853190B2

JP3853190B2 - Drive unit for vibrator

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Publication number: JP3853190B2
Application number: JP2001324764A
Authority: JP
Inventors: 和男長谷川; 大輔高井; 裕久鈴木; 正明西村
Original assignee: Alps Electric Co Ltd; Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd; Alps Alpine Co Ltd
Priority date: 2001-10-23
Filing date: 2001-10-23
Publication date: 2006-12-06
Anticipated expiration: 2021-10-23
Also published as: JP2003130646A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、振動型ジャイロスコープなどに使用される振動子の駆動装置に係わり、特にフィードバックループの数を少なくできる振動子の駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図９は圧電振動子の温度に対するインピーダンスを示す特性図である。
【０００３】
振動型ジャイロスコープなどに使用される圧電振動子の内部のインピーダンスは、図９に示すようにある一定の温度範囲ではリニア（１次直線）に変化するが、この温度範囲を越えると高温域および低温域では３次関数的に変化し、全体として略Ｓ字カーブを描くという特有の温度特性を有する。したがって、全ての温度範囲において振動子の出力信号（ピーク値）が一定の振幅（ピーク値）となるように振動子を駆動するためには、振動子を駆動するためのドライブ信号を温度に応じて調整する必要がある。
【０００４】
この点、従来はＡＧＣ（自動利得制御）回路を使用することにより、温度変動の有無に関係なく常に振動子の出力信号が一定の振幅となるように、ドライブ信号のゲイン調整を行うことにより、振動子を駆動するというものであった。
【０００５】
しかし、振動ジャイロの振動子の駆動回路系は、自励発振やＰＬＬ制御等の帰還制御を行って圧電振動子を一定の周波数で駆動させるのが一般的であり、このため振動子の駆動回路系に発振のための帰還の他にＡＧＣのフィードバックループを加えると、二重の帰還ループが形成され、外乱などに対して前記２つの帰還の応答特性が近接し干渉することから非常に複雑な振る舞いを示すという問題が生じる。このため、フィードバックループは可能な限り少ない方が好ましい。
【０００６】
そこで、振動子の温度に対するインピーダンス特性を、予め所定の関数として設定し、この関数に基づいて振動子のドライブ信号を生成し、このドライブ信号で振動子を駆動することで、ＡＧＣ回路を使用することなく振動子の出力信号を一定にするものがある。
【０００７】
図１０は、従来の関数回路の構成を示す回路構成図、図１１は図１０に示す回路の入出力特性図である。
【０００８】
図１０に示される関数回路は、３ケの抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３、２ケのダイオードＤ１，Ｄ２および２つの基準電圧源Ｖ１，Ｖ２とから構成されている。図１０に示すように、抵抗Ｒ３，ダイオードＤ１および電源Ｖ１とが直列接続され、抵抗Ｒ３，ダイオードＤ１および電源Ｖ１とが直列接続されている。そして、前記抵抗Ｒ２及びＲ３に抵抗Ｒ１が接続されており、前記抵抗Ｒ１の一端側が入力部ＩＮであり、他方の端部（接続部）が関数回路の出力部ＯＵＴとなっている。なお、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とは逆向きの関係にある。前記入力部ＩＮには、振動子の近傍にもうけられた温度センサ３からの入力信号Ｖｓが接続されている。また基準電圧源Ｖ１およびＶ２としては、例えばＶ１が２[ｖ]であり、基準電圧源Ｖ２が３[ｖ]である。
【０００９】
図１１に示す入出力特性図は、横軸が入力部ＩＮ、すなわち温度センサ３からの入力信号Ｖｓ、縦軸が関数回路の出力部ＯＵＴの出力電圧Ｖoutであり、ともに０[ｖ]−５[ｖ]の範囲を示している。図１１に示すように、温度センサ３の入力信号Ｖｓのレベルを除々に高めて行くと、基準電圧源Ｖ１とＶ２の間では１次関数的に変化するが、基準電圧源Ｖ１（３[ｖ]）およびＶ２（２[ｖ]）の近傍の変化点α，βで折れ曲がり、全体としては２．５[ｖ]（Ｖcc／２）を中心とする略Ｓ字カーブを描くように設定することができる。
【００１０】
このとき、図１０に示すＶoutは次式で表わすことができる。なおＶdは、ダイオードの順方向電圧である。
【００１１】
【数１】

【００１２】
【数２】

【００１３】
【数３】

である。
【００１４】
このように、上記関数回路を使用すると、傾きの異なる２つの１次直線を連続的につなげる２つの変化点α，βを基準電圧Ｖ１，Ｖ２で設定することができる。また高温域および低温域の直線の傾きを抵抗（Ｒ１，Ｒ２およびＲ３）の比で設定することができる。
【００１５】
図１２は従来の他の関数回路の構成を示す回路構成図、図１３は図１２に示す関数回路の入出力特性図である。
【００１６】
図１２に示す関数回路は、主としてＮＰＮ型のトランジスタＱ１とＰＮＰ型のトランジスタＱ２とからなる第１の回路と、ＰＮＰ型のトランジスタＱ３とＮＰＮ型のトランジスタＱ４からなる第２の回路とで構成されている。前記第１の回路ではトランジスタＱ１のベース端子とトランジスタＱ２のエミッタ端子とが接続され、第２の回路ではトランジスタＱ３のベース端子とトランジスタＱ４のエミッタ端子とが接続されている。またトランジスタＱ１のエミッタ端子とトランジスタＱ３のエミッタ端子とが同じ大きさの抵抗Ｒ２及びＲ３（Ｒ２＝Ｒ３）で接続され、この接続部Ｐ１に抵抗Ｒ１の一方の端部が接続されている。そして、前記抵抗Ｒ１の他方の端部は、温度センサ３の入力信号Ｖｓが入力される入力端子ＩＮとされている。また、トランジスタＱ２のベース端子には基準電圧源Ｖ１（２[ｖ]）が、トランジスタＱ４のベース端子には基準電圧源Ｖ２（３[ｖ]）がそれぞれ印加されている。なお、前記接続部Ｐ１は出力部ＯＵＴを兼ねている。
【００１７】
図１２に示す関数回路では、トランジスタＱ２のベース端子の電圧Ｖ１（２[ｖ]）に対するエミッタ電圧、すなわちトランジスタＱ１のベース電位が、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧Ｖbe２分だけ高い電位に設定される。またトランジスタＱ１のエミッタ端子の電位は、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧Ｖbe１分だけ低い電位に設定される。よって、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧Ｖbe２と、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧Ｖbe１とが相殺し合う。よって、仮に各ベース・エミッタ間電圧Ｖbeが温度変動しても両トランジスタＱ１，Ｑ２のＶbeが同じような割合で変動し、その温度変動分をも相殺し合うため、トランジスタＱ２のベース端子の電圧とトランジスタＱ１のエミッタ端子の電圧とを同電位に設定される。そして、結果として図１３に示すように２．５[ｖ]（Ｖcc／２）を中心に、Ｖ１（２ [ ｖ ] ）およびＶ２（３ [ ｖ ] ）の近傍で折れ曲がる略Ｓ字カーブが生成される。
【００１８】
【数４】

【００１９】
【数５】

【００２０】
【数６】

【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記図１０に示す関数回路は、ダイオードＤ１，Ｄ２を使用する構成であるところ、一般的にダイオードはその順方向電圧Ｖｄが温度変動しやすいという特性を有する。一方、前記数１及び数２に示されるように、出力電圧Ｖoutは順方向電圧Ｖｄを含む構成である。したがって、Ｖｓ≧Ｖ２（高温域）およびＶｓ≦Ｖ１（低温域）の範囲では、図１１に斜線で示すようにＳ字カーブに前記ダイオードの温度変動の影響が現れやすいという問題がある。
【００２２】
また変化点が、ダイオードの順方向電圧Ｖｄだけシフトされるため、順方向電圧Ｖｄを考慮した設計が必要となり煩雑である。
【００２３】
また、図１２に示す関数回路では、前記数４ないし数６内にダイオードの順方向電圧Ｖdに相当するトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeを含まないため、図１０の関数回路の場合に比べ温度変動による誤差の幅を小さくすることが可能である。
【００２４】
しかし、図１２に示される他の関数回路では、トランジスタＱ２から引き込まれるベース電流Ｉ_b2とトランジスタＱ１に与えられるベース電流Ｉ_b1の大きさが異なるため、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧Ｖbe２とトランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧Ｖbe１の大きさが異なり、必ずしもＶbe１−Ｖbe２＝０とはならない。すなわち、両ベース・エミッタ間電圧Ｖbeの相殺を十分に行うことができないため、Ｖｓ≦Ｖ１（低温域）およびＶｓ≧Ｖ２（高温域）の範囲のＳ次カーブにも、わずかに前記トランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeの温度変動の影響が現れる。
【００２５】
以上のように、圧電振動子の内部インピーダンスを模擬的に生成する関数回路のＳ字カーブに温度変動の影響が生じると、前記Ｓ字カーブに基づいて生成されたドライブ信号自体にもその影響が現れ、精度の高いドライブ信号で振動子を駆動することが困難になるという問題が生じる。
【００２６】
本発明は、上記従来の課題を解決するためのものであり、ＡＧＣを用いない振動子の駆動回路系において、温度変動の影響を受けることなく精度の高いドライブ信号を生成できるようにした振動子の駆動装置を提供することを目的としている。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、振動子の近傍の温度を検出する温度センサと、前記温度センサからの入力信号を前記振動子が有する内部インピーダンスの温度特性に基づいて制御電圧に変換する関数回路と、前記制御電圧に基づいて前記振動子を駆動するドライブ信号を生成するドライブ手段と、前記ドライブ信号を前記振動子から出力される出力信号にロックさせるＰＬＬと、を備えた振動子の駆動装置であって、
前記関数回路が、温度によって傾きの異なる複数の１次直線を連続的につなげて前記振動子の内部インピーダンスを近似するものであり、前記１次直線が折り曲げられる温度に相当する電圧を与える第１および第２の基準電圧源と、前記入力信号を所定の分割比で分圧する分圧手段と、前記分圧手段の一端に前記第１および第２の基準電圧源と同じ電圧をそれぞれ与える第１および第２の回路と、前記第１および第２の回路に所定の定電流を与える第１および第２のカレントミラー回路と、を有することを特徴とするものである。
【００２９】
たとえば、前記第１及び第２の回路は、各々１組のＮＰＮ型の第１のトランジスタとＰＮＰ型の第２のトランジスタとを備え、一方のトランジスタのベース端子と他方のトランジスタのエミッタ端子とが接続され、一方のトランジスタのエミッタ端子が前記分圧手段の一端に接続され、他方のトランジスタのベース端子には前記第１または第２の基準電圧源が接続され、他方のトランジスタのコレクタ端子は接地又は電源に接続されているものであり、
かつ両トランジスタのコレクタ端子およびエミッタ端子には、前記第１および第２のカレントミラー回路の入力部および出力部がそれぞれ接続されているものである。
【００３０】
さらに、前記第１の回路および第２の回路が少なくとも１以上設けられているものである。
【００３１】
本発明では、圧電振動子が有する内部インピーダンスの温度特性を関数回路で模擬し、これに基づいて可変電流源（電圧−電流変換手段）の電流生成用の制御電圧を調整することにより、正弦波生成手段においてドライブ信号（正弦波）を生成するための基準電流を決定する。
【００３２】
ここで、出力信号のピーク値を調整するために振動子に直列に挿入される駆動抵抗をｒ、内部インピーダンスをＺ、ドライブ信号の振幅（ピーク値）をＥとすると、振動子の出力信号の電流Ｉは、Ｉ＝Ｅ／（ｒ＋Ｚ）の関係が成立する。よって、内部インピーダンスＺが温度変動したときに、ドライブ信号の振幅Ｅが前記関数回路を用いた前記内部インピーダンスＺの温度変動に応じて可変されるようにすることにより、前記振動子の出力信号（電流Ｉ）を一定にすることが可能となる。このため、ＡＧＣ回路を使用する必要がなくなり、ＰＬＬとの干渉を避けることができ、外乱に対する制御等を容易に行うことができるようになる。
【００３３】
また本発明は、振動子の近傍の温度を検出する温度センサと、前記温度センサからの入力信号を前記振動子が有する内部インピーダンスの温度特性に基づいて制御電圧に変換する関数回路と、前記制御電圧に基づいて前記振動子を駆動するドライブ信号を生成するドライブ手段と、前記ドライブ信号を前記振動子から出力される出力信号にロックさせるＰＬＬと、を備えた振動子の駆動装置であって、
前記関数回路が、温度によって傾きの異なる１次直線を連続的につなげて前記振動子の内部インピーダンスを近似するものであり、前記１次直線が折り曲げられる温度に相当する電圧を与える第１および第２の基準電圧源と、前記入力信号を所定の分割比で分圧する分圧手段と、前記分圧手段の一端に前記第１および第２の基準電圧源と同じ電圧を与える第１および第２の差動増幅部と、前記第１および第２の差動増幅部に所定の定電流を与える第１および第２のカレントミラー回路と、を有することを特徴とするものである。
【００３４】
この場合、前記第１の差動増幅部の一方の入力部には、第１の基準電圧源が接続され、他方の入力部に前記温度センサからの入力信号が前記分圧手段を介して与えられており、前記第２の差動増幅部の一方の入力部には、第２の基準電圧源が接続され、他方の入力部に前記温度センサからの入力信号が前記分圧手段を介して与えられているものである。
【００３５】
さらに、前記第１の差動増幅部および第２の差動増幅部が少なくとも１以上設けられているものである。
【００３６】
上記構成では、温度によって傾きの異なる１次直線からなる電圧を連続的につなげることにより、さらに実際の振動子の内部インピーダンスの特性を示すＳ字カーブを近似的に生成することが可能となる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について図面を参照して説明する。
【００３８】
図１は振動型ジャイロスコープにおける振動子の駆動装置の構成を示すブロック図である。
【００３９】
図１に示す振動型ジャイロスコープでは、コリオリ力を検出するセンサとしての振動子１と、この振動子１を所定の駆動周波数からなるドライブ信号ＳＤで振動駆動させるための駆動制御部１０、振動子１から出力される角速度の検出を行なう検出制御部などから構成されている。
【００４０】
前記振動子１は、例えば圧電型の振動子又は静電容量型の振動子などであり、長手（Ｚ）方向に延びる振動子１の一方の先端には分岐形成された複数の振動脚（例えば３脚）を有するものである。各振動脚の一方（Ｙ１側）の面内には、長手方向（Ｚ方向）に延びる入力電極ａがそれぞれ形成されており、他方（Ｙ２側）の面内には一対の出力電極ｃ，ｄがそれぞれ形成されている。前記振動子１では、各振動脚の各入力電極aに前記ドライブ信号ＳＤがドライブ手段１７より与えられると、振動脚が並ぶ方向（Ｘ方向）に各振動脚が振動駆動させられる。この状態で前記振動子１が、長軸Ｏを中心とする軸回りに置かれると、回転の大きさに応じて生じるコリオリ力により前記振動子１が振動方向（Ｘ方向）と直交方向（Ｙ方向）に撓み変形させられる。この変形により、中央の振動子１の他方の面に形成された一対の出力電極ｃ，ｄからそれぞれ位相の異なる出力信号Ｓｃ，Ｓｄが前記コリオリ力の大きさに応じて出力される。
【００４１】
上記駆動制御部１０では、振動子１が二値化手段１２と、位相検出部１３、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４，ＶＣＯ（電圧制御発振器）１５、分周器１６とからなるＰＬＬ（phase locked loop）とドライブ手段１７により駆動される。
【００４２】
前記ドライブ手段１７から振動子１に正弦波状のドライブ信号ＳＤが与えられると、振動子１の検出電極ｃ，ｄからも正弦波状の出力信号Ｓｃ，Ｓｄが出力される。そして、前記振動子１が回転系に置かれると、前記出力信号ＳｃとＳｄとの間には回転により生じたコリオリ力に相当する位相差が発生する。
【００４３】
前記二値化手段１２では、振動子１の出力信号（正弦波出力）Ｓｃ，Ｓｄが所定のスレッショルド電圧を基準に二値信号Ｄｃ，Ｄｄに変換される。
【００４４】
位相差検出部１３では、前記二値信号Ｄｃ，ＤｄとＶＣＯ１５から出力される基準信号Ｖｋを分周器１６で分周した分周信号Ｖｒとがそれぞれ位相比較され、位相差をパルス状の差信号として出力する。前記パルス状の差信号は、ＬＰＦ１４において直流化（積分と高周波成分の遮断）され、ＶＣＯ制御電圧としてＶＣＯ１５の制御端子（図示せず）に与えられる。ＶＣＯ１５は、一定の自走周波数を持ち、前記ＶＣＯ制御電圧が与えられると、前記ＶＣＯ制御電圧に応じた発振周波数を調整し、前記二値信号Ｄｃ，Ｄｄの位相差に相当する時間幅の中点にロックする基準信号Ｖｋを出力する。これにより、振動子１への入力信号であるドライブ信号ＳＤが、常に振動子１の正弦波状の出力信号（出力信号ＳｃとＳｄの位相差に相当する時間幅の中点）にロックするように駆動される。
【００４５】
前記分周器１６は、ＶＣＯ１５の発振周波数を振動子１の駆動周波数まで分周した分周信号Ｖｒを生成する。また前記ドライブ手段１７には、制御信号生成手段１７Ａおよび正弦波発生手段１７Ｂが設けられている。
【００４６】
前記分周器１６から出力された分周信号Ｖｒは、ドライブ手段１７内の制御信号生成手段１７Ａに与えられる。前記制御信号生成手段１７Ａでは、前記分周信号Ｖｒから所定の時間軸で設定された制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６（図示せず）などを生成する。そして、上述のように正弦波発生手段１７Ｂが、前記制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６に基づいて正弦波出力信号を生成し、前記信号増幅部が前記正弦波出力信号を増幅することによって振動子１を駆動するドライブ信号ＳＤが生成される。
【００４７】
なお、前記正弦波発生手段１７Ｂは、コンデンサに対し充電電流を供給する複数の充電部および、前記コンデンサから放出される放電電流を調整する複数の放電部などから構成され、これら複数の充電部および放電部が前記制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６によって制御され、且つ前記充電電流および放電電流の時定数を切り換えることのより、所定の正弦波を生成する回路が使用される。
【００４８】
また、振動子１の近傍には、振動子の環境温度を検出するための温度センサ３３が設けられている。前記温度センサ３３の出力は入力信号Ｖｓとして、後述する関数回路３０に入力される。なお、関数回路３０は、温度に対する振動子の内部インピーダンスの状態を近似的に設定し、この内部インピーダンスに応じた電流生成用制御電圧Ｖｚを生成する。
【００４９】
前記電流生成用制御電圧Ｖｚは、関数回路３０の後段に設けられた可変電流源（電圧−電流変換手段）Ｉvarに与えられ、前記電流生成用制御電圧Ｖｚに応じた基準電流を出力する。
【００５０】
可変電流源Ｉvarの出力である基準電流は、前記ドライブ手段１７の内の正弦波生成手段１７Ｂに与えられ、前記制御信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５およびＤ６にしたがう正弦波出力信号を生成する。
【００５１】
ここで、振動型ジャイロスコープから検出される位相差の精度を高めるためには、振動子の内部インピーダンスの温度変動にも拘わらず、常に振動子の出力信号Ｓｃ，Ｓｄ振幅（ピーク値）が一定となるように駆動されるものが好ましく、そのためにはドライブ信号ＳＤの振幅が温度に応じて調整されるようにする必要がある。
【００５２】
そして、このように振動子を駆動するためには、上記図９の振動子の内部インピーダンス特性を示す略Ｓ字カーブにしたがって調整されるものが好ましく、Ｓ字カーブを発生させる関数回路としては、例えば以下に示すようなものがある。
【００５３】
図２は本発明における第１の関数回路を示す回路構成図、図３は図２に示す関数回路の入出力特性図である。
【００５４】
図２に示す第１の関数回路３０は、主に第１の回路３１および第２の回路３２とから構成されている。
【００５５】
第１の回路３１はカレントミラー回路Ｋ１を構成するトランジスタＴｒ２およびトランジスタＴｒ３と、前記カレントミラー回路Ｋ１の入力側に設けられたＮＮＰ型のトランジスタＴｒ１、前記カレントミラー回路Ｋ１の出力側に設けられ、能動負荷を構成するＰＮＰ型のトランジスタＴｒ４、およびトランジスタＴｒ１のエミッタ端子に接続された抵抗Ｒ３、さらには前記トランジスタＴr４のベース端子に印加される基準電圧源Ｖ１により構成されている。
【００５６】
他方、第２の回路３２はカレントミラー回路Ｋ２を構成するトランジスタＴｒ６およびトランジスタＴｒ７と、前記カレントミラー回路Ｋ２の入力側に設けられたＰＮＰ型のトランジスタＴｒ５、前記カレントミラー回路Ｋ２の出力側に設けられ、能動負荷を構成するＮＰＮ型のトランジスタＴr８、およびトランジスタＴｒ５のエミッタ端子に接続された抵抗Ｒ２、さらには前記トランジスタＴr８のベース端子に印加される基準電圧源Ｖ２により構成されている。
【００５７】
そして、第１の回路３１の抵抗Ｒ３と第２の回路３２の抵抗Ｒ２とが接続され、その接続部Ｐ１に、抵抗Ｒ１を介して温度センサ３３の入力信号Ｖｓが与えられるようになっている。
以下、関数回路３０の動作について説明する。
【００５８】
なお、上記関数回路３０では、動作の一例として電源電圧Ｖcc＝５[ｖ]、変化点の基準電圧がＶ１＝２[ｖ]、Ｖ２＝３[ｖ]に設定されているものとして説明する。
【００５９】
（１）Ｖｓ≦Ｖ１（低温時）の場合
前記トランジスタＴｒ４のベース端子には、常に基準電圧Ｖ１＝２[ｖ]が印加されてるため、トランジスタＴｒ４のエミッタ端子の電圧およびトランジスタＴｒ１のベース端子の電圧は、ともにトランジスタＴｒ４のベース・エミッタ間電圧Ｖbe４だけ高い電位に設定されている。またトランジスタＴｒ１のエミッタ端子の電圧は、前記トランジスタＴｒ１のベース電圧よりもトランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間電圧Ｖbe１だけ低い電位に設定される。したがって、トランジスタＴｒ１のエミッタ電圧は、ほぼトランジスタＴｒ４のベース電圧と等しい電位に設定されている。
【００６０】
ここで、入力信号Ｖｓ（低温に相当する出力）として例えば１[ｖ]が印加されると、抵抗Ｒ３，抵抗Ｒ１を介してトランジスタＴｒ１のエミッタ電流が流れようとするため、カレントミラー回路Ｋ１の入力側に同様の定電流Ｉ１が流れる。そして、カレントミラー回路Ｋ１の特性より、入力側に定電流Ｉ１が流れると、その出力側にも前記定電流Ｉ１と同じ大きさの定電流Ｉ２がトランジスタＴｒ３およびトランジスタＴｒ４に流れる（Ｉ１＝Ｉ２）。前記Ｉ１＝Ｉ２の関係より、トランジスタＴｒ４のベース電流Ｉｂ４とトランジスタＴｒ１のベース電流Ｉｂ１とが等しくなるように設定される（Ｉｂ１＝Ｉｂ４）。このため、トランジスタＴｒ４のベース・エミッタ間電圧Ｖbe４とトランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間電圧Ｖbe１を等しく設定することができる（Ｖbe１＝Ｖbe４）。すなわち、トランジスタＴｒ４のベース・エミッタ間電圧Ｖbe４をトランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間電圧Ｖbe１で相殺することができるようになるため、トランジスタＴｒ１のエミッタ端子の電位電圧をトランジスタＴｒ４のベース電圧に一致させることが可能となる。
【００６１】
また温度変動した場合においても、前記トランジスタＴｒ４のベース電流Ｉｂ４とトランジスタＴｒ１のベース電流Ｉｂ１の変化量を同程度とすることができるため、Ｖbe４＝Ｖbe１を維持することができる。よって、温度の影響を受けることなく両者を相殺することができるため、常にトランジスタＴｒ１のエミッタ電圧をトランジスタＴｒ４のベース電圧に一致させることが可能である。
【００６２】
このとき、この関数回路の出力信号Ｖoutは、次の数７で表わすことができる。
【００６３】
【数７】

【００６４】
例えば、Ｒ１＝Ｒ３、Ｖｓ＝１[ｖ]、Ｖ１＝２[ｖ]の場合、関数回路の電圧出力はＶout＝１．５[ｖ]となり、図３ではグラフ上の点α１で示される。
【００６５】
なお、このとき第２の回路側ではトランジスタＴｒ５がＯＦＦ状態、すなわちハイ・インピーダンス状態に設定されるため、第２の回路３２が関数回路３０の出力信号Ｖoutに何等影響を与えることはない。
【００６６】
（２）Ｖｓ≧Ｖ２（高温時）の場合
図２に示すように、第２の回路３２を構成するトランジスタＴｒ５はＰＮＰ型のトランジスタであり、トランジスタＴｒ８はＮＰＮ型のトランジスタである。
【００６７】
前記トランジスタＴｒ８のベース端子には、常に基準電圧Ｖ２＝３[ｖ]が印加されてるため、トランジスタＴｒ８はＯＮ状態にある。よって、トランジスタＴｒ８のエミッタ端子の電圧およびトランジスタＴｒ５のベース端子の電圧は、トランジスタＴｒ８のベース電圧よりも、ともにトランジスタＴｒ８のベース・エミッタ間電圧Ｖbe８だけ低い電位に設定されている。またトランジスタＴｒ５のエミッタ端子の電圧は、前記トランジスタＴｒ５のベース電圧よりもトランジスタＴｒ５のベース・エミッタ間電圧Ｖbe５だけ高い電位に設定されている。したがって、トランジスタＴｒ５のエミッタ電圧は、ほぼトランジスタＴｒ８のベース電圧と同じ電圧（３[ｖ]）に設定されている。
【００６８】
ここで、温度センサ３３から入力信号Ｖｓ（Ｖｓ≧Ｖ２）が印加されると、抵抗Ｒ１，抵抗Ｒ２を介してトランジスタＴｒ５のコレクタ端子に電流Ｉ３が流れ込むため、カレントミラー回路Ｋ２の入力側に同様の電流Ｉ３が流れる。よって、カレントミラー回路Ｋ２の出力側にも前記定電流Ｉ３と同じ大きさの定電流Ｉ４がトランジスタＴｒ８およびトランジスタＴｒ７を介して流れる（Ｉ３＝Ｉ４）。そして、Ｉ３＝Ｉ４の関係より、トランジスタＴｒ８のベース電流Ｉｂ８とトランジスタＴｒ５のベース電流Ｉｂ５とが等しくなるように設定される（Ｉｂ８＝Ｉｂ５）。このため、トランジスタＴｒ５のベース・エミッタ間電圧Ｖbe５とトランジスタＴｒ８のベース・エミッタ間電圧Ｖbe８を等しく設定することが可能となる（Ｖbe５＝Ｖbe８）。すなわち、ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ５のベース・エミッタ間電圧Ｖbe５をＮＰＮ型のトランジスタＴｒ８のベース・エミッタ間電圧Ｖbe８で相殺することができるようになるため、トランジスタＴｒ５のエミッタ端子の電圧をトランジスタＴｒ８のベース電圧に一致させることが可能となる。
【００６９】
また温度変動した場合においても、前記トランジスタＴｒ８のベース電流Ｉｂ８とトランジスタＴｒ５のベース電流Ｉｂ５の変化量を同程度とすることができるため、Ｖbe８＝Ｖbe５を維持することができる。よって、温度の影響を受けることなく両者を相殺することができるため、常にトランジスタＴｒ５のエミッタ電圧をトランジスタＴｒ８のベース電圧に一致させることが可能である。
【００７０】
このとき、この関数回路の出力信号Ｖoutは、次の数８で表わすことができる。
【００７１】
【数８】

【００７２】
例えば、Ｒ１＝Ｒ２、Ｖｓ＝４[ｖ]、Ｖ２＝３[ｖ]の場合、関数回路の電圧出力はＶout＝３．５[ｖ]となり、図３ではグラフ上の点β１で示される。
【００７３】
なお、この場合にも第１の回路３１側ではトランジスタＴｒ１がＯＦＦ状態、すなわちハイ・インピーダンス状態に設定されるため、関数回路の出力信号Ｖoutに何等影響を与えることはない。
【００７４】
（３）Ｖ１＜Ｖｓ＜Ｖ２（中温域）の場合
この場合には、第１の回路３１のトランジスタＴｒ１および第２の回路３２のトランジスタＴｒ５がＯＦＦ状態に設定され、ともにハイ・インピーダンス状態となるため、入力信号Ｖｓが関数回路の出力電圧Ｖoutとしてそのまま出力される（Ｖout＝Ｖｓ）。
【００７５】
上記関数回路では、基準電圧Ｖ１−Ｖ２間では、入力信号をそのまま、すなわちＶout＝Ｖｓとして出力させることができる。また基準電圧Ｖ１，Ｖ２を設定することにより、Ｖｓ≧Ｖ２およびＶｓ≦Ｖ２の範囲では上記数７および数８にしたがう出力信号Ｖoutを生成することができる。
【００７６】
しかもＶｓ≦Ｖ１（低温域）およびＶｓ≧Ｖ２（高温域）の範囲では数７および数８に示される、抵抗Ｒ１，Ｒ２およびＲ３の比によって直線の傾きを容易に設定することが可能である。
【００７７】
また、トランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeを十分に相殺することができるため、従来のようにダイオードの順方向電圧Ｖdや前記トランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeの温度変動による影響を受けることがない。
【００７８】
このように、関数回路３０により、振動子の内部インピーダンス特性を示すＳ字カーブを形成することができ、この関数回路３０に応じた電流生成用制御電圧Ｖｚが生成される。そして、可変電流源Ｉvarが、この電流生成用制御電圧Ｖｚに基づいた基準電流を発生させ、前記ドライブ手段１７の正弦波生成手段１７Ｂが所定の正弦波出力信号を生成することにより、ＡＧＣを用いることなく振動子１を精度の高い一定の振幅で駆動することができるようになる。
【００７９】
図４は本発明における第２の関数回路４０を示す回路構成図、図５は図４に示す関数回路の入出力特性図である。
【００８０】
図４に示す第２の関数回路４０は、図２に示した関数回路３０を２組組み合わせたものである。すなわち、第１の回路３１と同様の第３の回路４１と、第２の回路３２と同様の第４の回路４２をそれぞれ接続したものである。ただし、第３，第４の回路４１，４２の基準電圧源Ｖ３，Ｖ４の電圧は、第１，第２の回路３１，３２の基準電圧源Ｖ１，Ｖ２の電圧とは異なる電圧であり、例えばＶ３＝１[ｖ]、Ｖ４＝４[ｖ]に設定されている。
【００８１】
また、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）およびＲ１／（Ｒ１＋Ｒ３）は、所定の抵抗分割比となるように設定されている。
【００８２】
図５に示すように、この関数回路４０では、Ｖｓ＝Ｖ１＝２[ｖ]およびＶｓ＝Ｖ２＝３[ｖ]の変化点α１，β１以外に、それぞれＶｓ＝Ｖ３＝１[ｖ]およびＶｓ＝Ｖ４＝４[ｖ]に変化点α′およびβ′を設定することができる。
【００８３】
このように、図１に示した関数回路を複数組み合わせることにより、変化点の数を増やすことができ、複数の１次関数を前記各変化点でつなぎ合わせることで、より実際の内部インピーダンス（図９）を近似することが可能となる。
【００８４】
よって、振動子の内部インピーダンスが複雑に温度変動する場合であっても、温度によって傾きの異なる複数の１次直線を連続的につなぎ合わせることより、そのような内部インピーダンスを近似的に生成することが可能である。そして、前記関数回路４０に温度センサ３３からの入力信号Ｖｓを与えることにより、振動子１の内部インピーダンスの温度特性に基づいてドライブ信号ＳＤを生成することができるため、ドライブ信号ＳＤの振幅量（電圧量）が温度変化に応じて調整されるようになる。よって、振動子１の内部インピーダンスの温度変動にも拘わらず、常に出力信号Ｓｃ，Ｓｄ振幅（ピーク値）が一定となるように振動子１を駆動することが可能となる。
【００８５】
しかもＡＧＣを使用することがないため、外乱に対する応答特性が複雑化することを防止できる。
【００８６】
図６は本発明における第３の関数回路を示す回路構成図である。第３の関数回路５０は、図４の第２の関数回路４０の第１〜第４の回路３１，３２、４１，４２の各カレントミラー回路にそれぞれ抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６、Ｒ１７およびＲ１８を付加したものである。
【００８７】
このように、各カレントミラー回路の各々のエミッタに同一値の抵抗を挿入すると、トランジスタの特性のばらつきの影響を小さくできる。
【００８８】
通常、トランジスタの大きさや抵抗の大きさ、あるいは製造プロセスの違いなどにより、トランジスタのばらつきの小さい工程と抵抗のばらつきの小さい工程がある。
【００８９】
しかし、抵抗のばらつきの小さい工程を使用できる場合には、ばらつきを小さくでき有利となる。また、抵抗をトリミングする。あるいは外付けすれば、抵抗値のばらつきを小さくすることができ、トランジスタのばらつきの影響を低減できる。
【００９０】
図７は本発明における第４の関数回路を示す回路構成図、図８は図７に示す関数回路の入出力特性の拡大図である。
【００９１】
図７に示す第４の関数回路６０は、主に第１の差動増幅部ＤＡ１、第２の差動増幅部ＤＡ２および第１および第２のカレントミラー回路Ｋ１１，Ｋ１２とから構成されている。
【００９２】
第１の差動増幅部ＤＡ１は、２ケのＰＮＰ型のトランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２のエミッタ端子どうしが接続され、コレクタ端子側に定電流源となるカレントミラー回路（トランジスタＴｒ１３，Ｔｒ１４）の入力部と出力部を接続した構成である。一方のトランジスタＴｒ１１のベース端子には抵抗Ｒ３が接続され、他方のトランジスタＴｒ１２のベース端子には基準電圧源Ｖ１（例えば２[ｖ]）が接続されている。
【００９３】
同様に第２の差動増幅部ＤＡ２は、２ケのＮＰＮ型のトランジスタＴｒ１５，Ｔｒ１６のエミッタ端子どうしが接続され、コレクタ端子側に定電流源となるカレントミラー回路（トランジスタＴｒ１７，Ｔｒ１８）が接続された構成であり、一方のトランジスタＴｒ１５のベース端子には抵抗Ｒ２が接続され、他方のトランジスタＴｒ１６のベース端子には基準電圧源Ｖ２（例えば３[ｖ]）が接続されている。
【００９４】
前記第１のカレントミラー回路Ｋ１１は、入力側がＮＰＮ型のトランジスタＴｒ２１により、出力側が２ケのＮＰＮ型のトランジスタＴｒ２２およびＴｒ２３によって構成されている。前記入力側のトランジスタＴｒ２１のコレクタ端子は、抵抗Ｒを介して電源Ｖccに接続されている。また出力側のトランジスタＴｒ２３のコレクタ端子は、前記第２の差動増幅部ＤＡ２のトランジスタＴｒ１５，Ｔｒ１６のエミッタ端子に接続され、エミッタ端子側は接地されている。すなわち、第２の差動増幅部ＤＡ２は第１のカレントミラー回路Ｋ１１の能動負荷とされている。
【００９５】
前記第２のカレントミラー回路Ｋ１２は、ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ２４とＴｒ２５で構成されており、入力部となるトランジスタＴｒ２４が前記第１のカレントミラー回路Ｋ１１の能動負荷となっている。また出力部となるトランジスタＴｒ２５のコレクタ端子には、前記第１の差動増幅部ＤＡ１のカレントミラー回路を構成するトランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２のエミッタ端子が接続されている。すなわち、第１の差動増幅部ＤＡ１は第２のカレントミラー回路Ｋ１２の能動負荷とされている。
【００９６】
前記第１の差動増幅部ＤＡ１と第２の差動増幅部ＤＡ２とは、抵抗Ｒ３およびＲ２を介して接続され、その接続部Ｐ２には抵抗Ｒ１を介して温度センサ３３に接続されている。そして、温度センサ３３からの入力信号Ｖｓが、前記抵抗Ｒ１を介して第１の差動増幅部ＤＡ１と第２の差動増幅部ＤＡ２に与えられるようになっている。なお、前記接続部Ｐ２が、第４の関数回路６０の出力端子ＯＵＴとされている。
【００９７】
以下、第４の関数回路６０の動作について説明する。
（Ｖｓ≦Ｖ１(低温時)のとき）
第１の差動増幅部ＤＡ１側では、トランジスタＴｒ１１とＴｒ１２とが差動アンプを構成しており、温度センサ３３の入力信号Ｖｓが、例えばＶｓ＝Ｖss（電源電圧）のときにはトランジスタＴｒ１１にベース電流は流れない。このため、差動アンプのトランジスタＴｒ１１は動作しておらず、トランジスタＴｒ１２はＯＮ（導通）状態になっている。
【００９８】
この状態から前記入力信号Ｖｓの電位が下降してＶ１の電位以下になり、トランジスタＴｒ１１のベース電位が、トランジスタＴｒ１２のベース電圧(基準電圧Ｖ１)に近づくと、トランジスタＴｒ１１のベース電流が流れはじめて差動動作を開始する。
【００９９】
ここで、トランジスタＴｒ１１のベース電流は抵抗Ｒ１とＲ３で規制され、トランジスタＴｒ１１のベース電圧とトランジスタＴｒ１２のベース電圧（基準電圧Ｖ２）がほぼ等しくなった状態で安定する。すなわち、トランジスタＴｒ１１のベース電圧を、基準電圧Ｖ２に一致させることができる。
このとき、第４の関数回路６０の出力Ｖoutを次式で示すことができる。
【０１００】
【数９】

【０１０１】
（Ｖｓ≧Ｖ２(高温時)のとき）
第２の差動増幅部ＤＡ２側では、トランジスタＴｒ１５とＴｒ１６とが差動アンプを構成しており、温度センサ３３の入力信号Ｖｓ＝０のときトランジスタＴｒ１５にベース電流は流れない。このため、差動アンプトランジスタＴｒ１５とＴｒ１６は動作しておらず、トランジスタＴｒ１６はＯＮ（導通）状態になっている。
【０１０２】
この状態から前記入力信号Ｖｓの電位が上昇し、Ｖ２の電位を越えるとトランジスタＴｒ１５のベース電位が、トランジスタＴｒ１６のベース電位に近づくと、トランジスタＴｒ１５のベース電流が流れはじめて差動動作を開始する。
【０１０３】
ここで、トランジスタＴｒ１５のベース電流は抵抗Ｒ１とＲ２で規制され、トランジスタＴｒ１５のベース電圧とトランジスタＴｒ１６のベース電圧（基準電圧Ｖ２）がほぼ等しくなった状態で安定する。すなわち、トランジスタＴｒ１５のベース電圧を、基準電圧Ｖ２に一致させることができる。
このため、第４の関数回路６０の出力Ｖoutは次式で示すことができる。
【０１０４】
【数１０】

【０１０５】
（Ｖ１＜Ｖｓ＜Ｖ２のとき）
この場合には、第１の差動増幅部ＤＡ１のトランジスタＴｒ１１および第２の差動増幅部ＤＡ２のトランジスタＴｒ１５がＯＦＦ状態に設定され、ともにハイ・インピーダンス状態となるため、Ｖout＝Ｖｓ、すなわち入力信号Ｖｓが関数回路の出力信号Ｖoutとしてそのまま出力される。
【０１０６】
また上記第４の関数回路６０の第２の差動増幅部ＤＡ２では、入力信号Ｖｓが０[ｖ]のとき、トランジスタＴｒ１６のエミッタ電圧は基準電圧Ｖ２よりもトランジスタＴｒ１６のベース・エミッタ間電圧Ｖbe16だけ低い電圧となっている。
【０１０７】
そして、トランジスタＴｒ１５のＯＦＦ状態は、入力信号Ｖｓの電位が上昇し、前記トランジスタＴｒ１５のエミッタ電圧付近に近づくまでが続くが、トランジスタＴｒ１５のベース電流が流れはじめると、そのエミッタ電流も流れはじめる。
【０１０８】
ここで、トランジスタＴｒ１５がＯＮしはじめる電圧は、トランジスタＴｒ１６のベース電圧よりも低い電圧となる。これは、トランジスタＴｒ１６が導通状態なのに対して、トランジスタＴｒ１５がＯＦＦ状態であり、トランジスタＴｒ１６のベース・エミッタ間電圧Ｖbe16よりもトランジスタＴｒ１５のベース・エミッタ間電圧Ｖbe15が小さいためである。
【０１０９】
そして、トランジスタＴｒ１５のエミッタ電流が流れ始めると、トランジスタＴｒ１５のエミッタ電流の分だけ、トランジスタＴｒ１６のエミッタ電流は減少する。よって、このエミッタ電流の減少により、トランジスタＴｒ１６のベース・エミッタ間電圧Ｖbe16が小さくなり、トランジスタＴｒ１６のエミッタ電位が基準電圧Ｖ２に近づくように上昇させられる。
【０１１０】
ここで、トランジスタＴｒ１５のエミッタ端子とトランジスタＴｒ１６のエミッタ端子とは接続されているため、トランジスタＴｒ１５のエミッタ電位も上昇させられる。このため、トランジスタＴｒ１５のベース電圧は、当初のベース電流の流れはじめよりも高い電圧に設定することができる。そして、トランジスタＴｒ１５のエミッタ電位の上昇は、トランジスタＴｒ１５のエミッタ電流とトランジスタＴｒ１６のエミッタ電流とが拮抗するまで続けられる。
【０１１１】
これにより、トランジスタＴｒ１５のベース電流は、トランジスタＴｒ１５のベース電位がトランジスタＴｒ１６のベース電位よりも若干低い電圧から流れ始め、ほぼ同電位になった後は定電圧を保つように動作する。よって、この第４の関数回路６０では、図８に示すように入出力特性図上の直線どうしが変化点αで急激に折れ曲がることなく漸近させることができ、より実際のＳ字カーブに近い滑らかなカーブを生成することが可能となる。
【０１１２】
なお、上記の漸近作用は、第１の差動増幅部ＤＡ１においても同様に生じる。また、前記第１の差動増幅部ＤＡ１および第２の差動増幅部ＤＡ２を上記図４同様に複数個組み合わせることにより、より実際の内部インピーダンス特性を近似する関数回路とすることができる。
【０１１３】
【発明の効果】
以上のように本発明では、圧電振動子が有する内部インピーダンスの温度特性を温度によって傾きの異なる１次直線からなる電圧を連続的につなげる関数回路で模擬し、これに基づいてドライブ信号を発生することにより、温度変動が生じた場合であっても振動子を一定の出力振幅で駆動できる。このため、ＡＧＣ回路を使用する必要がなく、フィードバックループの数を削減することができ、外乱に対する応答を安定にすることができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】振動型ジャイロスコープにおける振動子の駆動装置の構成を示すブロック図、
【図２】本発明における第１の関数回路を示す回路構成図、
【図３】図２に示す関数回路の入出力特性図、
【図４】本発明における第２の関数回路を示す回路構成図、
【図５】図４に示す関数回路の入出力特性図、
【図６】本発明における第３の関数回路を示す回路構成図、
【図７】本発明における第４の関数回路を示す回路構成図、
【図８】図７に示す関数回路の入出力特性の拡大図、
【図９】圧電振動子の温度に対するインピーダンスを示す特性図、
【図１０】従来の関数回路の構成を示す回路構成図、
【図１１】図１０に示す回路の入出力特性図、
【図１２】従来の他の関数回路の構成を示す回路構成図、
【図１３】図１２に示す関数回路の入出力特性図、
【符号の説明】
１圧電振動子
１０駆動制御部
１７ドライブ手段
１７Ａ制御信号生成手段
１７Ｂ正弦波発生手段
３３温度センサ
３０第１の関数回路
４０第２の関数回路
５０第３の関数回路
６０第４の関数回路
Ｋ１，Ｋ２，Ｋ１１，Ｋ１２カレントミラー回路
ＤＡ１第１の差動増幅部
ＤＡ２第２の差動増幅部
Ｔｒトランジスタ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３抵抗（分圧手段）
Ｖ１第１の基準電圧源
Ｖ２第２の基準電圧源
Ｖｓ温度センサからの入力信号
Ｖbe ベース・エミッタ間電圧
Ｖout 出力電圧
Ｉｂベース電流[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a vibrator driving device used in a vibration gyroscope and the like, and more particularly to a vibrator driving device capable of reducing the number of feedback loops.
[0002]
[Prior art]
FIG. 9 is a characteristic diagram showing impedance with respect to temperature of the piezoelectric vibrator.
[0003]
The internal impedance of a piezoelectric vibrator used in a vibrating gyroscope or the like changes linearly (primary straight line) within a certain temperature range as shown in FIG. It changes in a cubic function in the low temperature region, and has a specific temperature characteristic of drawing a substantially S-shaped curve as a whole. Therefore, in order to drive the vibrator so that the output signal (peak value) of the vibrator has a constant amplitude (peak value) in all temperature ranges, the drive signal for driving the vibrator depends on the temperature. Need to be adjusted.
[0004]
In this regard, conventionally, by using an AGC (automatic gain control) circuit, by adjusting the gain of the drive signal so that the output signal of the vibrator always has a constant amplitude regardless of the presence or absence of temperature fluctuation, It was to drive the vibrator.
[0005]
However, the vibrator drive circuit system of the vibration gyro generally performs feedback control such as self-excited oscillation and PLL control to drive the piezoelectric vibrator at a constant frequency. For this reason, the vibrator drive circuit When an AGC feedback loop is added to the system in addition to the feedback for oscillation, a double feedback loop is formed, and the response characteristics of the two feedbacks are close to each other and interfere with external disturbances. The problem of showing behavior arises. For this reason, it is preferable that the feedback loop is as small as possible.
[0006]
Therefore, impedance characteristics with respect to the temperature of the vibrator are set in advance as a predetermined function, a drive signal for the vibrator is generated based on this function, and the vibrator is driven by this drive signal, thereby using the AGC circuit. Some of them make the output signal of the vibrator constant.
[0007]
FIG. 10 is a circuit configuration diagram showing a configuration of a conventional function circuit, and FIG. 11 is an input / output characteristic diagram of the circuit shown in FIG.
[0008]
The function circuit shown in FIG. 10 includes three resistors R1, R2, R3, two diodes D1, D2, and two reference voltage sources V1, V2. As shown in FIG. 10, the resistor R3, the diode D1, and the power source V1 are connected in series, and the resistor R3, the diode D1, and the power source V1 are connected in series. A resistor R1 is connected to the resistors R2 and R3. One end of the resistor R1 is an input unit IN, and the other end (connecting unit) is an output unit OUT of a function circuit. The diode D1 and the diode D2 are in a reverse relationship. An input signal Vs from the temperature sensor 3 provided in the vicinity of the vibrator is connected to the input unit IN. As the reference voltage sources V1 and V2, for example, V1 is 2 [v] and the reference voltage source V2 is 3 [v].
[0009]
In the input / output characteristic diagram shown in FIG. 11, the horizontal axis is the input section IN, that is, the input signal Vs from the temperature sensor 3, and the vertical axis is the output voltage Vout of the output section OUT of the function circuit, both 0 [v] −5. The range of [v] is shown. As shown in FIG. 11, when the level of the input signal Vs of the temperature sensor 3 is gradually increased, the reference voltage source V1And V2Changes in a linear function between the reference voltage source V1(3 [v]) and V2It can be set so as to bend at change points α and β in the vicinity of (2 [v]) and draw a substantially S-shaped curve centered on 2.5 [v] (Vcc / 2) as a whole.
[0010]
At this time, Vout shown in FIG. 10 can be expressed by the following equation. Vd is the forward voltage of the diode.
[0011]
[Expression 1]

[0012]
[Expression 2]

[0013]
[Equation 3]

It is.
[0014]
As described above, when the above function circuit is used, two change points α and β that continuously connect two linear lines having different inclinations can be set by the reference voltages V1 and V2. The slope of the straight line in the high temperature region and the low temperature region can be set by the ratio of the resistances (R1, R2, and R3).
[0015]
FIG. 12 is a circuit configuration diagram showing the configuration of another conventional function circuit, and FIG. 13 is an input / output characteristic diagram of the function circuit shown in FIG.
[0016]
The function circuit shown in FIG. 12 is mainly composed of a first circuit composed of an NPN transistor Q1 and a PNP transistor Q2, and a second circuit composed of a PNP transistor Q3 and an NPN transistor Q4. ing. In the first circuit, the base terminal of the transistor Q1 and the emitter terminal of the transistor Q2 are connected, and in the second circuit, the base terminal of the transistor Q3 and the emitter terminal of the transistor Q4 are connected. The emitter terminal of the transistor Q1 and the emitter terminal of the transistor Q3 are connected by resistors R2 and R3 (R2 = R3) having the same size, and one end of the resistor R1 is connected to the connecting portion P1. The other end of the resistor R1 serves as an input terminal IN to which an input signal Vs of the temperature sensor 3 is input. The reference voltage source V1 (2 [v]) is applied to the base terminal of the transistor Q2, and the reference voltage source V2 (3 [v]) is applied to the base terminal of the transistor Q4. The connecting part P1 also serves as the output part OUT.
[0017]
In the functional circuit shown in FIG. 12, the voltage of the base terminal of the transistor Q2V1 (2[v]), that is, the base potential of the transistor Q1 is the base-emitter voltage Vbe of the transistor Q2.2It is set to a potential higher by that amount. The potential of the emitter terminal of the transistor Q1 is the base-emitter voltage Vbe of the transistor Q2.1It is set to a potential that is lower by that amount. Therefore, the base-emitter voltage Vbe of the transistor Q2.2And the base-emitter voltage Vbe of the transistor Q11And offset each other. Therefore, even if each base-emitter voltage Vbe fluctuates in temperature, the Vbe of both transistors Q1 and Q2 fluctuate at the same rate, and the temperature fluctuations cancel each other. Therefore, the voltage at the base terminal of transistor Q2 And the voltage at the emitter terminal of the transistor Q1 are set to the same potential. As a result, as shown in FIG. 13, centering on 2.5 [v] (Vcc / 2),V1 (2 [ v ] )andV2 (3 [ v ] )A substantially S-curve that bends in the vicinity of.
[0018]
[Expression 4]

[0019]
[Equation 5]

[0020]
[Formula 6]

[0021]
[Problems to be solved by the invention]
However, the function circuit shown in FIG. 10 is configured to use the diodes D1 and D2. In general, the diode has a characteristic that its forward voltage Vd is likely to fluctuate in temperature. On the other hand, as shown in the

equations

1 and 2, the output voltage Vout includes the forward voltage Vd. Therefore, Vs ≧ V2 (High temperature range) and Vs ≦ V1 (In the range of the low temperature region, there is a problem that the influence of the temperature fluctuation of the diode is likely to appear on the S-shaped curve as shown by the oblique lines in FIG.
[0022]
Further, since the changing point is shifted by the forward voltage Vd of the diode, a design in consideration of the forward voltage Vd is necessary, which is complicated.
[0023]
Further, in the function circuit shown in FIG. 12, the base-emitter voltage Vbe of the transistor corresponding to the forward voltage Vd of the diode is not included in the equations 4 to 6, so that the temperature is higher than that in the function circuit of FIG. It is possible to reduce the width of error due to fluctuation.
[0024]
  However, in the other functional circuit shown in FIG. 12, the base current I drawn from the transistor Q2_b2And the base current I applied to the transistor Q1_b1Therefore, the base-emitter voltage Vbe2 of the transistor Q2 and the base-emitter voltage Vbe1 of the transistor Q1 are different, and Vbe1-Vbe2 = 0 is not always satisfied. That is, since the base-emitter voltage Vbe cannot be sufficiently canceled, Vs ≦ V1(Low temperature range) and Vs ≧ V2The S-order curve in the range of (high temperature region) is also slightly affected by the temperature variation of the base-emitter voltage Vbe of the transistor.
[0025]
As described above, when the influence of temperature fluctuation occurs on the S-curve of the function circuit that simulates the internal impedance of the piezoelectric vibrator, the influence is also exerted on the drive signal itself generated based on the S-curve. The problem arises that it becomes difficult to drive the vibrator with a highly accurate drive signal.
[0026]
The present invention is to solve the above-described conventional problems, and in a drive circuit system of a vibrator that does not use AGC, a vibrator capable of generating a highly accurate drive signal without being affected by temperature fluctuations. It is an object to provide a drive device.
[0027]
[Means for Solving the Problems]
  The present invention includes a temperature sensor that detects a temperature in the vicinity of a vibrator and an input signal from the temperature sensor.The vibrator hasBased on temperature characteristics of internal impedanceSystemA functional circuit that converts to a control voltage;Drive means for generating a drive signal for driving the vibrator based on the control voltage; a PLL for locking the drive signal to an output signal output from the vibrator;WithA vibrator drive device,
  The function circuit is a circuit that approximates the internal impedance of the vibrator by continuously connecting a plurality of primary lines having different inclinations depending on temperature, and provides a voltage corresponding to a temperature at which the primary line is bent. And a second reference voltage source, a voltage dividing means for dividing the input signal at a predetermined division ratio, and a first voltage for applying the same voltage as that of the first and second reference voltage sources to one end of the voltage dividing means, respectively. And a second circuit, and first and second current mirror circuits for applying a predetermined constant current to the first and second circuits.It is characterized by.
[0029]
  For example, each of the first and second circuits includes a pair of an NPN-type first transistor and a PNP-type second transistor, and a base terminal of one transistor and an emitter terminal of the other transistor are connected to each other. The emitter terminal of one transistor is connected to one end of the voltage dividing means, the first or second reference voltage source is connected to the base terminal of the other transistor, and the collector terminal of the other transistor is grounded Or connected to a power source,
  The collector and emitter terminals of both transistors are connected to the input and output sections of the first and second current mirror circuits, respectively.
[0030]
  Further, the first circuitAnd secondAt least one circuit of 2 is provided.
[0031]
In the present invention, the temperature characteristic of the internal impedance of the piezoelectric vibrator is simulated by a function circuit, and the control voltage for current generation of the variable current source (voltage-current conversion means) is adjusted based on this, thereby obtaining a sine wave. A reference current for generating a drive signal (sine wave) is determined in the generation means.
[0032]
Here, in order to adjust the peak value of the output signal, r is the drive resistance inserted in series with the vibrator, Z is the internal impedance, and E is the amplitude (peak value) of the drive signal. The current I satisfies the relationship I = E / (r + Z). Therefore, when the internal impedance Z changes in temperature, the amplitude E of the drive signal is made variable according to the temperature change of the internal impedance Z using the function circuit, so that the output signal ( It becomes possible to make the current I) constant. For this reason, it is not necessary to use an AGC circuit, interference with the PLL can be avoided, and control for disturbance can be easily performed.
[0033]
  The present invention also providesA temperature sensor that detects the temperature in the vicinity of the vibrator, and an input signal from the temperature sensorThe vibrator hasBased on temperature characteristics of internal impedanceSystemA functional circuit that converts to a control voltage;Drive means for generating a drive signal for driving the vibrator based on the control voltage; a PLL for locking the drive signal to an output signal output from the vibrator;WithA vibrator drive device,
  The functional circuit isBy temperatureFirst and second reference voltage sources for approximating the internal impedance of the vibrator by continuously connecting primary lines with different inclinations, and applying a voltage corresponding to the temperature at which the primary line is bent; Voltage dividing means for dividing the input signal by a predetermined division ratio; and first and second differential amplifying units for applying the same voltage as the first and second reference voltage sources to one end of the voltage dividing means; In the first and second differential amplifiersPredeterminedFirst and second current mirror circuits for providing a constant currentIt is characterized by having.
[0034]
In this case, a first reference voltage source is connected to one input section of the first differential amplification section, and an input signal from the temperature sensor is given to the other input section via the voltage dividing means. A second reference voltage source is connected to one input section of the second differential amplification section, and an input signal from the temperature sensor is connected to the other input section via the voltage dividing means. It is what is given.
[0035]
Further, at least one or more of the first differential amplification section and the second differential amplification section are provided.
[0036]
In the above configuration, it is possible to approximately generate an S-curve that indicates the characteristics of the internal impedance of the actual vibrator by continuously connecting voltages composed of linear lines having different slopes depending on the temperature.
[0037]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The present invention will be described below with reference to the drawings.
[0038]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a vibrator driving device in a vibration gyroscope.
[0039]
In the vibratory gyroscope shown in FIG. 1, a vibrator 1 as a sensor for detecting Coriolis force, a drive control unit 10 for driving the vibrator 1 with a drive signal SD having a predetermined drive frequency, and a vibrator 1 includes a detection control unit that detects the angular velocity output from the unit 1.
[0040]
The vibrator 1 is, for example, a piezoelectric vibrator or a capacitive vibrator, and a plurality of vibration legs (for example, branched) are formed at one end of the vibrator 1 extending in the longitudinal (Z) direction. 3 legs). Input electrodes a extending in the longitudinal direction (Z direction) are formed in one (Y1 side) surface of each vibrating leg, and a pair of output electrodes c and d are formed in the other (Y2 side) surface. Are formed respectively. In the vibrator 1, when the drive signal SD is applied from the drive means 17 to each input electrode a of each vibration leg, each vibration leg is driven to vibrate in the direction in which the vibration legs are arranged (X direction). In this state, when the vibrator 1 is placed around an axis centering on the long axis O, the vibrator 1 is moved in the direction orthogonal to the vibration direction (X direction) by the Coriolis force generated according to the magnitude of rotation (Y Direction). By this deformation, output signals Sc and Sd having different phases are output from the pair of output electrodes c and d formed on the other surface of the central vibrator 1 in accordance with the magnitude of the Coriolis force.
[0041]
In the drive control unit 10, the vibrator 1 includes a binarization unit 12, a phase detection unit 13, a low-pass filter (LPF) 14, a VCO (voltage controlled oscillator) 15, and a frequency divider 16. ) And drive means 17.
[0042]
When a sinusoidal drive signal SD is given from the drive means 17 to the vibrator 1, sinusoidal output signals Sc and Sd are also outputted from the detection electrodes c and d of the vibrator 1. When the vibrator 1 is placed in a rotating system, a phase difference corresponding to the Coriolis force generated by the rotation is generated between the output signals Sc and Sd.
[0043]
In the binarizing means 12, the output signals (sine wave outputs) Sc, Sd of the vibrator 1 are converted into binary signals Dc, Dd with reference to a predetermined threshold voltage.
[0044]
In the phase difference detector 13, the binary signals Dc and Dd and the divided signal Vr obtained by dividing the reference signal Vk output from the VCO 15 by the frequency divider 16 are respectively compared in phase, and the phase difference is converted into a pulse-like difference. Output as a signal. The pulse-like difference signal is converted into a direct current (integration and high-frequency component cut-off) in the LPF 14 and applied to a control terminal (not shown) of the VCO 15 as a VCO control voltage. The VCO 15 has a constant free-running frequency. When the VCO control voltage is applied, the VCO 15 adjusts the oscillation frequency according to the VCO control voltage, and has a time width corresponding to the phase difference between the binary signals Dc and Dd. A reference signal Vk that locks to a point is output. As a result, the drive signal SD that is an input signal to the vibrator 1 is always locked to the sinusoidal output signal of the vibrator 1 (the midpoint of the time width corresponding to the phase difference between the output signals Sc and Sd). Driven.
[0045]
The frequency divider 16 generates a divided signal Vr obtained by dividing the oscillation frequency of the VCO 15 to the drive frequency of the vibrator 1. The drive means 17 is provided with a control signal generating means 17A and a sine wave generating means 17B.
[0046]
The frequency-divided signal Vr output from the frequency divider 16 is given to the control signal generating means 17A in the drive means 17. The control signal generation means 17A generates control signals D1, D2, D3, D4, D5 and D6 (not shown) set on a predetermined time axis from the divided signal Vr. Then, as described above, the sine wave generating means 17B generates a sine wave output signal based on the control signals D1, D2, D3, D4, D5 and D6, and the signal amplifier amplifies the sine wave output signal. As a result, a drive signal SD for driving the vibrator 1 is generated.
[0047]
The sine wave generating means 17B includes a plurality of charging units that supply a charging current to the capacitor, a plurality of discharging units that adjust a discharging current discharged from the capacitor, and the like. A circuit for generating a predetermined sine wave is used by controlling the discharge unit by the control signals D1, D2, D3, D4, D5 and D6 and switching the time constants of the charging current and discharging current.
[0048]
Further, a temperature sensor 33 for detecting the environmental temperature of the vibrator is provided in the vicinity of the vibrator 1. The output of the temperature sensor 33 is input as an input signal Vs to a function circuit 30 described later. The function circuit 30 approximately sets the state of the internal impedance of the vibrator with respect to the temperature, and generates a current generation control voltage Vz corresponding to the internal impedance.
[0049]
The current generation control voltage Vz is given to a variable current source (voltage-current conversion means) Ivar provided at a subsequent stage of the function circuit 30, and a reference current corresponding to the current generation control voltage Vz is output.
[0050]
The reference current, which is the output of the variable current source Ivar, is given to the sine wave generating means 17B in the drive means 17 to generate a sine wave output signal according to the control signals D1, D2, D3, D4, D5 and D6. To do.
[0051]
Here, in order to increase the accuracy of the phase difference detected from the vibratory gyroscope, the amplitudes (peak values) of the output signals Sc and Sd of the vibrator are always constant regardless of the temperature fluctuation of the internal impedance of the vibrator. In order to achieve this, it is necessary to adjust the amplitude of the drive signal SD in accordance with the temperature.
[0052]
  And in order to drive the vibrator in this way,9What is adjusted in accordance with a substantially S-shaped curve indicating the internal impedance characteristics of the vibrator is preferable. Examples of function circuits that generate an S-shaped curve include the following.
[0053]
FIG. 2 is a circuit configuration diagram showing a first function circuit in the present invention, and FIG. 3 is an input / output characteristic diagram of the function circuit shown in FIG.
[0054]
The first function circuit 30 shown in FIG. 2 is mainly composed of a first circuit 31 and a second circuit 32.
[0055]
The first circuit 31 is provided on the output side of the transistor Tr2 and the transistor Tr3 constituting the current mirror circuit K1, the NNP transistor Tr1 provided on the input side of the current mirror circuit K1, and the current mirror circuit K1, The PNP transistor Tr4 constituting the active load, the resistor R3 connected to the emitter terminal of the transistor Tr1, and the reference voltage source V1 applied to the base terminal of the transistor Tr4.
[0056]
On the other hand, the second circuit 32 includes a transistor Tr6 and a transistor Tr7 constituting the current mirror circuit K2, a PNP transistor Tr5 provided on the input side of the current mirror circuit K2, and an output side of the current mirror circuit K2. And an NPN transistor Tr8 constituting an active load, a resistor R2 connected to the emitter terminal of the transistor Tr5, and a reference voltage source V2 applied to the base terminal of the transistor Tr8.
[0057]
The resistor R3 of the first circuit 31 and the resistor R2 of the second circuit 32 are connected, and the input signal Vs of the temperature sensor 33 is given to the connection portion P1 via the resistor R1. .
Hereinafter, the operation of the function circuit 30 will be described.
[0058]
The function circuit 30 will be described assuming that the power supply voltage Vcc = 5 [v] and the reference voltage at the change point are set to V1 = 2 [v] and V2 = 3 [v] as an example of the operation.
[0059]
(1) When Vs ≦ V1 (low temperature)
Since the reference voltage V1 = 2 [v] is always applied to the base terminal of the transistor Tr4, the voltage at the emitter terminal of the transistor Tr4 and the voltage at the base terminal of the transistor Tr1 are both the base-emitter voltage of the transistor Tr4. The potential is set higher by Vbe4. The voltage at the emitter terminal of the transistor Tr1 is set to a potential lower than the base voltage of the transistor Tr1 by the base-emitter voltage Vbe1 of the transistor Tr1. Therefore, the emitter voltage of the transistor Tr1 is set to a potential substantially equal to the base voltage of the transistor Tr4.
[0060]
  Here, for example, when 1 [v] is applied as the input signal Vs (output corresponding to a low temperature), the emitter current of the transistor Tr1 tends to flow through the resistor R3 and the resistor R1, so that the current mirror circuit K1 A similar constant current I1 flows on the input side. Due to the characteristics of the current mirror circuit K1, when a constant current I1 flows on the input side, a constant current I2 having the same magnitude as the constant current I1 also flows on the transistor Tr3 and transistor Tr4 on the output side (I1 = I2). . Based on the relationship of I1 = I2, the base current Ib4 of the transistor Tr4 and the transistor Tr1Is set to be equal to the base current Ib1 (Ib1 = Ib4). Therefore, the base-emitter voltage Vbe4 of the transistor Tr4 and the base-emitter voltage Vbe1 of the transistor Tr1 can be set equal (Vbe1 = Vbe4). That is, since the base-emitter voltage Vbe4 of the transistor Tr4 can be canceled by the base-emitter voltage Vbe1 of the transistor Tr1, the potential voltage at the emitter terminal of the transistor Tr1 is made to match the base voltage of the transistor Tr4. Is possible.
[0061]
Further, even when the temperature fluctuates, the amount of change in the base current Ib4 of the transistor Tr4 and the base current Ib1 of the transistor Tr1 can be made approximately the same, so that Vbe4 = Vbe1 can be maintained. Therefore, since both can be canceled without being affected by temperature, it is possible to always match the emitter voltage of the transistor Tr1 with the base voltage of the transistor Tr4.
[0062]
At this time, the output signal Vout of this function circuit can be expressed by the following equation (7).
[0063]
[Expression 7]

[0064]
For example, when R1 = R3, Vs = 1 [v], and V1 = 2 [v], the voltage output of the function circuit is Vout = 1.5 [v], which is indicated by a point α1 on the graph in FIG.
[0065]
At this time, since the transistor Tr5 is set to the OFF state, that is, the high impedance state on the second circuit side, the second circuit 32 does not affect the output signal Vout of the function circuit 30 at all.
[0066]
(2) When Vs ≧ V2 (high temperature)
As shown in FIG. 2, the transistor Tr5 constituting the second circuit 32 is a PNP transistor, and the transistor Tr8 is an NPN transistor.
[0067]
Since the reference voltage V2 = 3 [v] is always applied to the base terminal of the transistor Tr8, the transistor Tr8 is in the ON state. Therefore, the voltage at the emitter terminal of the transistor Tr8 and the voltage at the base terminal of the transistor Tr5 are both set lower than the base voltage of the transistor Tr8 by the base-emitter voltage Vbe8 of the transistor Tr8. The voltage at the emitter terminal of the transistor Tr5 is set higher than the base voltage of the transistor Tr5 by the base-emitter voltage Vbe5 of the transistor Tr5. Therefore, the emitter voltage of the transistor Tr5 is set to substantially the same voltage (3 [v]) as the base voltage of the transistor Tr8.
[0068]
Here, when the input signal Vs (Vs ≧ V2) is applied from the temperature sensor 33, the current I3 flows into the collector terminal of the transistor Tr5 via the resistor R1 and the resistor R2, so that the current mirror circuit K2 also has the same input side. Current I3 flows. Therefore, a constant current I4 having the same magnitude as the constant current I3 flows through the transistor Tr8 and the transistor Tr7 on the output side of the current mirror circuit K2 (I3 = I4). From the relationship of I3 = I4, the base current Ib8 of the transistor Tr8 and the base current Ib5 of the transistor Tr5 areButIt is set to be equal (Ib8 = Ib5). Therefore, the base-emitter voltage Vbe5 of the transistor Tr5 and the base-emitter voltage Vbe8 of the transistor Tr8 can be set equal (Vbe5 = Vbe8). That is, since the base-emitter voltage Vbe5 of the PNP transistor Tr5 can be canceled by the base-emitter voltage Vbe8 of the NPN transistor Tr8, the voltage at the emitter terminal of the transistor Tr5 is set to the base of the transistor Tr8. It is possible to match the voltage.
[0069]
Even when the temperature fluctuates, the amount of change in the base current Ib8 of the transistor Tr8 and the base current Ib5 of the transistor Tr5 can be made approximately the same, so that Vbe8 = Vbe5 can be maintained. Therefore, both can be canceled without being affected by temperature, so that the emitter voltage of the transistor Tr5 can always be matched with the base voltage of the transistor Tr8.
[0070]
At this time, the output signal Vout of this function circuit can be expressed by the following equation (8).
[0071]
[Equation 8]

[0072]
For example, when R1 = R2, Vs = 4 [v], and V2 = 3 [v], the voltage output of the function circuit is Vout = 3.5 [v], which is indicated by a point β1 on the graph in FIG.
[0073]
In this case as well, the transistor Tr1 is set to the OFF state, that is, the high impedance state on the first circuit 31 side, so that the output signal Vout of the function circuit is not affected at all.
[0074]
(3) When V1 <Vs <V2 (medium temperature range)
In this case, since the transistor Tr1 of the first circuit 31 and the transistor Tr5 of the second circuit 32 are set to the OFF state and both are in the high impedance state, the input signal Vs is directly used as the output voltage Vout of the function circuit. Is output (Vout = Vs).
[0075]
In the function circuit, the input signal can be output as it is, that is, as Vout = Vs, between the reference voltages V1 and V2. Further, by setting the reference voltages V1 and V2, the output signal Vout according to the

above equations

7 and 8 can be generated in the range of Vs ≧ V2 and Vs ≦ V2.
[0076]
In addition, in the range of Vs ≦ V1 (low temperature region) and Vs ≧ V2 (high temperature region), the slope of the straight line can be easily set by the ratio of the resistors R1, R2, and R3 shown in the

equations

7 and 8. .
[0077]
Further, since the base-emitter voltage Vbe of the transistor can be sufficiently canceled out, it is not affected by temperature fluctuations of the diode forward voltage Vd and the base-emitter voltage Vbe of the transistor as in the prior art. .
[0078]
As described above, the function circuit 30 can form an S-shaped curve indicating the internal impedance characteristics of the vibrator, and the current generation control voltage Vz corresponding to the function circuit 30 is generated. The variable current source Ivar generates a reference current based on the current generation control voltage Vz, and the sine wave generation unit 17B of the drive unit 17 generates a predetermined sine wave output signal, thereby using AGC. Therefore, the vibrator 1 can be driven with a constant amplitude with high accuracy.
[0079]
FIG. 4 is a circuit configuration diagram showing the second function circuit 40 in the present invention, and FIG. 5 is an input / output characteristic diagram of the function circuit shown in FIG.
[0080]
The second function circuit 40 shown in FIG. 4 is a combination of two sets of the function circuit 30 shown in FIG. That is, a third circuit 41 similar to the first circuit 31 and a fourth circuit 42 similar to the second circuit 32 are connected to each other. However, the voltages of the reference voltage sources V3 and V4 of the third and

fourth circuits

41 and 42 are different from the voltages of the reference voltage sources V1 and V2 of the first and

second circuits

31 and 32, for example, V3 = 1 [v] and V4 = 4 [v] are set.
[0081]
R2 / (R1 + R2) and R1 / (R1 + R3) are set to have a predetermined resistance division ratio.
[0082]
As shown in FIG. 5, in this function circuit 40, Vs = V3 = 1 [v] and Vs, in addition to the change points α1 and β1 of Vs = V1 = 2 [v] and Vs = V2 = 3 [v], respectively. The change points α ′ and β ′ can be set to = V4 = 4 [v].
[0083]
In this way, by combining a plurality of function circuits shown in FIG. 1, the number of change points can be increased, and by connecting a plurality of linear functions at each change point, a more actual internal impedance (see FIG.9) Can be approximated.
[0084]
Therefore, even when the internal impedance of the vibrator fluctuates in a complicated manner, such internal impedance can be approximately generated by continuously connecting a plurality of linear lines having different inclinations depending on the temperature. Is possible. Since the drive signal SD can be generated based on the temperature characteristic of the internal impedance of the vibrator 1 by applying the input signal Vs from the temperature sensor 33 to the function circuit 40, the amplitude amount of the drive signal SD ( Voltage amount) is adjusted according to the temperature change. Therefore, it is possible to drive the vibrator 1 so that the amplitudes (peak values) of the output signals Sc and Sd are always constant regardless of the temperature fluctuation of the internal impedance of the vibrator 1.
[0085]
And since AGC is not used, it can prevent that the response characteristic with respect to disturbance becomes complicated.
[0086]
FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing a third function circuit in the present invention. The third function circuit 50 includes resistors R11, R12, R13, R14, R15, current resistors for the first to

fourth circuits

31, 32, 41, and 42 of the second function circuit 40 of FIG. R16, R17 and R18 are added.
[0087]
In this way, when the same value resistor is inserted into each emitter of each current mirror circuit, the influence of variations in transistor characteristics can be reduced.
[0088]
In general, there are a process with a small variation in transistor and a process with a small variation in resistance depending on the size of the transistor, the size of the resistance, or a difference in manufacturing process.
[0089]
However, if a process with a small variation in resistance can be used, the variation can be reduced, which is advantageous. Also, trim the resistors. Alternatively, if it is externally attached, variation in resistance value can be reduced, and the influence of variation in transistor can be reduced.
[0090]
FIG. 7 is a circuit configuration diagram showing a fourth function circuit according to the present invention, and FIG. 8 is an enlarged view of input / output characteristics of the function circuit shown in FIG.
[0091]
The fourth function circuit 60 shown in FIG. 7 is mainly composed of a first differential amplifier DA1, a second differential amplifier DA2, and first and second current mirror circuits K11 and K12. .
[0092]
The first differential amplifier DA1 is configured such that the emitter terminals of two PNP transistors Tr11 and Tr12 are connected to each other, and an input part of a current mirror circuit (transistors Tr13 and Tr14) serving as a constant current source is connected to the collector terminal side. It is the structure which connected the output part. The resistor R3 is connected to the base terminal of one transistor Tr11, and the reference voltage source V1 (for example, 2 [v]) is connected to the base terminal of the other transistor Tr12.
[0093]
Similarly, in the second differential amplifier DA2, the emitter terminals of two NPN transistors Tr15 and Tr16 are connected to each other, and a current mirror circuit (transistors Tr17 and Tr18) serving as a constant current source is connected to the collector terminal side. The resistor R2 is connected to the base terminal of one transistor Tr15, and the reference voltage source V2 (for example, 3 [v]) is connected to the base terminal of the other transistor Tr16.
[0094]
The first current mirror circuit K11 includes an NPN transistor Tr21 on the input side and two NPN transistors Tr22 and Tr23 on the output side. The collector terminal of the transistor Tr21 on the input side is connected to the power source Vcc via a resistor R. The collector terminal of the output-side transistor Tr23 is connected to the emitter terminals of the transistors Tr15 and Tr16 of the second differential amplifier DA2, and the emitter terminal side is grounded. That is, the second differential amplifier DA2 is the first current mirror circuit.K11 active loads.
[0095]
The second current mirror circuit K12 is composed of PNP transistors Tr24 and Tr25, and the transistor Tr24 serving as an input part is an active load of the first current mirror circuit K11. A transistor Tr constituting a current mirror circuit of the first differential amplifier DA1 is connected to a collector terminal of the transistor Tr25 serving as an output unit.11, Tr12ofEmitter terminalIt is connected. That is, the first differential amplifier DA1 is an active load of the second current mirror circuit K12.
[0096]
The first differential amplifier DA1 and the second differential amplifier DA2 are connected via resistors R3 and R2, and the connection P2 is connected to the temperature sensor 33 via a resistor R1. . An input signal Vs from the temperature sensor 33 is supplied to the first differential amplifier DA1 and the second differential amplifier DA2 via the resistor R1. The connecting portion P2 is an output terminal OUT of the fourth function circuit 60.
[0097]
Hereinafter, the operation of the fourth function circuit 60 will be described.
(When Vs ≦ V1 (low temperature))
On the first differential amplifier DA1 side, the transistors Tr11 and Tr12 form a differential amplifier. When the input signal Vs of the temperature sensor 33 is, for example, Vs = Vss (power supply voltage), the base current is supplied to the transistor Tr11. Does not flow. For this reason, the transistor Tr11 of the differential amplifier is not operating, and the transistor Tr12 is in an ON (conductive) state.
[0098]
From this state, when the potential of the input signal Vs drops to be equal to or lower than the potential of V1, and the base potential of the transistor Tr11 approaches the base voltage (reference voltage V1) of the transistor Tr12, the base current of the transistor Tr11 begins to flow and the difference occurs. Start the movement.
[0099]
Here, the base current of the transistor Tr11 is regulated by the resistors R1 and R3, and is stabilized in a state where the base voltage of the transistor Tr11 and the base voltage of the transistor Tr12 (reference voltage V2) are substantially equal. That is, the base voltage of the transistor Tr11 can be matched with the reference voltage V2.
At this time, the output Vout of the fourth function circuit 60 can be expressed by the following equation.
[0100]
[Equation 9]

[0101]
(Vs ≧ V2(At high temperature)
On the second differential amplifier DA2 side, the transistors Tr15 and Tr16 constitute a differential amplifier, and no base current flows through the transistor Tr15 when the input signal Vs = 0 of the temperature sensor 33. Therefore, the differential amplifier transistors Tr15 and Tr16 are not operating, and the transistor Tr16 is in an ON (conducting) state.
[0102]
When the potential of the input signal Vs rises from this state and exceeds the potential of V2, when the base potential of the transistor Tr15 approaches the base potential of the transistor Tr16, the base current of the transistor Tr15 begins to flow and the differential operation starts.
[0103]
Here, the base current of the transistor Tr15 is regulated by the resistors R1 and R2, and is stabilized in a state in which the base voltage of the transistor Tr15 and the base voltage of the transistor Tr16 (reference voltage V2) are substantially equal. That is, the base voltage of the transistor Tr15 can be matched with the reference voltage V2.
Therefore, the output Vout of the fourth function circuit 60 can be expressed by the following equation.
[0104]
[Expression 10]

[0105]
(When V1 <Vs <V2)
In this case, since the transistor Tr11 of the first differential amplifier DA1 and the transistor Tr15 of the second differential amplifier DA2 are set to the OFF state and both are in the high impedance state, Vout = Vs, that is, the input The signal Vs is output as it is as the output signal Vout of the function circuit.
[0106]
In the second differential amplifier DA2 of the fourth function circuit 60, when the input signal Vs is 0 [v], the emitter voltage of the transistor Tr16 is higher than the reference voltage V2 and the base-emitter voltage Vbe16 of the transistor Tr16. The voltage is only low.
[0107]
The OFF state of the transistor Tr15 continues until the potential of the input signal Vs rises and approaches the vicinity of the emitter voltage of the transistor Tr15, but when the base current of the transistor Tr15 begins to flow, the emitter current also begins to flow.
[0108]
Here, the voltage at which the transistor Tr15 starts to turn on is a voltage lower than the base voltage of the transistor Tr16. This is because the transistor Tr16LedI'm in communicationInIn contrast, the transistor Tr15 is in the OFF state, and the base-emitter voltage Vbe15 of the transistor Tr15 is smaller than the base-emitter voltage Vbe16 of the transistor Tr16.
[0109]
When the emitter current of the transistor Tr15 begins to flow, the emitter current of the transistor Tr16 decreases by the amount of the emitter current of the transistor Tr15. Therefore, the decrease in the emitter current causes the base-emitter voltage Vbe16 of the transistor Tr16 to decrease, and the emitter potential of the transistor Tr16 is raised so as to approach the reference voltage V2.
[0110]
Here, since the emitter terminal of the transistor Tr15 and the emitter terminal of the transistor Tr16 are connected, the emitter potential of the transistor Tr15 is also raised. For this reason, the base voltage of the transistor Tr15 can be set higher than the initial flow of the base current. The increase in the emitter potential of the transistor Tr15 is continued until the emitter current of the transistor Tr15 and the emitter current of the transistor Tr16 antagonize.
[0111]
Thereby, the base current of the transistor Tr15 starts to flow from a voltage at which the base potential of the transistor Tr15 is slightly lower than the base potential of the transistor Tr16, and operates to maintain a constant voltage after the base current becomes substantially the same. Therefore, in the fourth function circuit 60, as shown in FIG. 8, the straight lines on the input / output characteristic diagram can be made asymptotically not bent at the change point α, and the smoothness closer to the actual S-shaped curve can be obtained. A simple curve can be generated.
[0112]
Note that the asymptotic action described above also occurs in the first differential amplifier DA1. Further, by combining a plurality of the first differential amplifier DA1 and the second differential amplifier DA2 as in FIG. 4, a function circuit that more closely approximates the actual internal impedance characteristics can be obtained.
[0113]
【The invention's effect】
As described above, in the present invention, the temperature characteristics of the internal impedance of the piezoelectric vibrator are simulated by the function circuit that continuously connects the voltages composed of the linear lines having different slopes depending on the temperature, and the drive signal is generated based on the simulation. As a result, the vibrator can be driven with a constant output amplitude even when temperature fluctuation occurs. For this reason, it is not necessary to use an AGC circuit, the number of feedback loops can be reduced, and the response to disturbance can be stabilized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a vibrator driving device in a vibratory gyroscope;
FIG. 2 is a circuit configuration diagram showing a first function circuit in the present invention;
3 is an input / output characteristic diagram of the functional circuit shown in FIG.
FIG. 4 is a circuit configuration diagram showing a second function circuit in the present invention;
5 is an input / output characteristic diagram of the function circuit shown in FIG.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing a third function circuit in the present invention;
FIG. 7 is a circuit configuration diagram showing a fourth function circuit in the present invention;
8 is an enlarged view of input / output characteristics of the function circuit shown in FIG.
FIG. 9 is a characteristic diagram showing impedance with respect to temperature of the piezoelectric vibrator;
FIG. 10 is a circuit configuration diagram showing a configuration of a conventional function circuit;
11 is an input / output characteristic diagram of the circuit shown in FIG.
FIG. 12 is a circuit configuration diagram showing the configuration of another conventional function circuit;
13 is an input / output characteristic diagram of the function circuit shown in FIG.
[Explanation of symbols]
1 Piezoelectric vibrator
10 Drive controller
17 Drive means
17A Control signal generating means
17B sine wave generating means
33 Temperature sensor
30 First function circuit
40 Second function circuit
50 Third function circuit
60 Fourth function circuit
K1, K2, K11, K12 Current mirror circuit
DA1 first differential amplifier
DA2 Second differential amplifier
Tr transistor
R1, R2, R3 resistance (voltage dividing means)
V1 first reference voltage source
V2 Second reference voltage source
Input signal from Vs temperature sensor
Vbe Base-emitter voltage
Vout output voltage
Ib Base current

Claims

A temperature sensor for detecting the temperature in the vicinity of the vibration Doko, a function circuit for converting an input signal from the temperature sensor to the control voltage based on the temperature characteristic of the internal impedance of said vibrator, based on the control voltage A vibrator drive device comprising: drive means for generating a drive signal for driving the vibrator ; and a PLL for locking the drive signal to an output signal output from the vibrator,
The function circuit is a circuit that approximates the internal impedance of the vibrator by continuously connecting a plurality of primary lines having different inclinations depending on temperature, and provides a voltage corresponding to a temperature at which the primary line is bent. And a second reference voltage source, a voltage dividing means for dividing the input signal at a predetermined division ratio, and a first voltage for applying the same voltage as that of the first and second reference voltage sources to one end of the voltage dividing means, respectively. And a second circuit, and first and second current mirror circuits for applying a predetermined constant current to the first and second circuits .

Each of the first and second circuits includes a pair of an NPN-type first transistor and a PNP-type second transistor, and a base terminal of one transistor is connected to an emitter terminal of the other transistor. The emitter terminal of one transistor is connected to one end of the voltage dividing means, the first or second reference voltage source is connected to the base terminal of the other transistor, and the collector terminal of the other transistor is connected to ground or power Is connected to
And the collector terminal and the emitter terminal of the transistors, an input and an output is vibrator driving apparatus according to claim 1 which is connected to each of said first and second current mirror circuit.

3. The vibrator driving apparatus according to claim 1, wherein at least one or more of the first circuit and the second circuit are provided.

A temperature sensor for detecting the temperature in the vicinity of the vibration Doko, a function circuit for converting an input signal from the temperature sensor to the control voltage based on the temperature characteristic of the internal impedance of said vibrator, based on the control voltage A vibrator drive device comprising: drive means for generating a drive signal for driving the vibrator ; and a PLL for locking the drive signal to an output signal output from the vibrator,
The functional circuit continuously connects primary lines having different slopes depending on temperature to approximate the internal impedance of the vibrator, and provides first and second voltages corresponding to temperatures at which the primary line is bent. Two reference voltage sources, voltage dividing means for dividing the input signal at a predetermined division ratio, and first and second voltage applying the same voltage as the first and second reference voltage sources to one end of the voltage dividing means. differential amplification unit, the driving device of the vibrator, characterized in that it comprises a first and second current mirror circuit providing a predetermined constant current to said first and second differential amplifying unit.

A first reference voltage source is connected to one input section of the first differential amplifier section, and an input signal from the temperature sensor is given to the other input section via the voltage dividing means. A second reference voltage source is connected to one input section of the second differential amplifier section, and an input signal from the temperature sensor is given to the other input section via the voltage dividing means. The vibrator driving device according to claim 4 .

6. The vibrator driving device according to claim 4, wherein at least one or more of the first differential amplifying unit and the second differential amplifying unit are provided.