JP3849896B2 - Receiving device, receiving method, and transmission medium - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信装置および受信方法、並びに伝送媒体に関し、特に、繰り返し送出される所定の信号の相関値に基づいて、搬送波の周波数を決定することができるようにした受信装置および受信方法、並びに伝送媒体に関する。
【0002】
【従来の技術】
デジタル放送の1つの方法としてISDB(Intergrated Services Digital Broadcasting)の開発が進められている。このISDBは、柔軟なデータ多重を特徴とし、いろいろな伝送チャンネルを用いて、各種のサービスを実現することができる。
【0003】
ISDBにおいては、通信衛星、地上波、ケーブル等の他のメデイアとの整合性を図る観点から、(204,188)のリードソロモン符号化(以下RS符号と略称する)されたトランスポートストリーム(以下TSと略称する)の同期部を除いたペイロード情報を伝送する主信号部分に、畳み込み符号化されたBPSK(Binary Phase Shift Keying)やQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、あるいはトレリス符号化8PSK(Phase Shift Keying)を用い、また変調方法や符号化率の伝送情報をTSの同期部を用いてBPSKにて伝送する方式が提案されている。
【0004】
ここで、上記の多重化伝送信号のデータ構成を説明する。
【0005】
始めに、映像、音声、および各種のデータなど番組を構成する信号は、それぞれの信号の性質に適した方法でデジタル化され、符号化される。符号化された信号は、次に、所定の固定の長さのパケットにパケット化され、パケット単位で時分割多重化され、パケットストリームが生成される。
【0006】
次に、図3に示すように、伝送劣化に強い耐性を得るために、パケットを、周期的な同期構造を持つフレームに構成する。いまの場合、188バイトのTSのパケットに、RS(204,188)符号化により、16バイトのパリテイが付加され、48個のパケットで1つのフレームを構成する。
【0007】
各パケットの先頭の1バイトは同期バイトとされているが、このうちのフレームの最初の2つのパケットの同期バイトは、フレーム同期信号とされ、第3番目以降のパケットの同期バイトは、TMCC(Transmission Multiplexing Configuration Control)信号とされる。このTMCC信号には、主信号(同期バイト以外の領域の信号)の変調方式や符号化率などの伝送制御情報が含まれている。
【0008】
1つのフレームの最初の2個のパケットの主信号は、低階層用の信号LQとされ、この信号は、この2個のパケットの範囲内でインタリーブされ、さらに、畳み込み符号化される。一方、1つのフレームを構成する48個のパケットのうち、残りの46個のパケットの主信号は、高階層用の信号HQとされ、この信号は、インタリーブされた後、2/3トレリス符号化される。
【0009】
RS符号化、インタリーブ、そして畳み込み符号化された主信号は、次に、8パケット単位で読み出される。すなわち、図4(A)に示すように、最初に48個のパケットの先頭の同期バイト1-1,2-1,3-1,・・・,48-1がバイト単位で読み出された後、主信号は、8パケット単位で、矢印の順番(1-2,2-2,・・・8-2,1-3,2-3,・・・の順番)にバイト毎に読み出され、図4(B)に示すビットストリームとなり、最終的な多重化信号となって変調器(図示せず)に入力される。変調器において、フレーム同期信号とTMCC信号(同期バイトの信号)はBPSKにより変調され、低階層信号LQはQPSKにより変調され、そして、高階層信号HQは8PSKにより変調される。
【0010】
上述のように変調された変調信号は、所定の伝送路を介して受信装置に伝送される。
【0011】
次に、ISDBにおける受信装置について説明する。図5は、従来の受信装置の構成例を表している。
【0012】
所定の伝送路を介して伝送されてきた変調信号は、図示せぬチューナにより受信され、フレーム同期検出回路61と、PSK復調回路62に入力されるようになされている。フレーム同期検出回路61は、入力された信号からフレーム同期信号を検出し、検出した結果を、PSK復調回路62、位相検出回路63、およびビタビ復号回路64に出力している。位相検出回路63は、フレーム同期検出回路61の出力から位相情報を検出し、その検出結果をPSK復調回路62に出力している。
【0013】
PSK復調回路62は、TMCCデコーダ65、フレーム同期検出回路61、および位相検出回路63の出力に基づいて、復調処理を行う。ここでは、変調信号のPSKの相数分、変調信号を乗ずることによってキャリア(基準信号)を再生し、そのキャリアを利用して変調信号を復調する。例えば、BPSKの変調信号の場合は変調信号を2乗することによってキャリアを再生し、8相PSKの変調信号の場合は変調信号を8乗することによってキャリアを再生することができる。
【0014】
TMCCデコーダ65は、ビタビ復号回路64から入力された信号からTMCC信号をデコードし、変調方法や符号化率などの伝送制御情報を抽出し、そして、抽出した結果をPSK復調回路62とビタビ復号回路64に出力する。PSK復調回路62とビタビ復号回路64は、以後、入力される主信号をTMCCデコーダ65からの伝送制御情報に対応して復調する。
【0015】
ビタビ復号回路64は、PSK復調回路62からの信号を、TMCCデコーダ65またはフレーム同期検出回路61の出力に基づいてビタビ復号し、デインタリーブ回路66に出力する。デインタリーブ回路66は、入力された信号をデインタリーブし、リードソロモン復号回路67に出力する。リードソロモン復号回路67は、デインタリーブ回路66からの信号を、リードソロモン復号し、MPEGデコーダ68に出力する。MPEGデコーダ68は、リードソロモン復号回路67からの信号を、映像信号または音声信号にデコードする。
【0016】
【発明が解決しようとする課題】
このように、変調信号を復調する際、変調信号をそのPSKの相数分、乗じることによって復調の基準となる所定の周波数のキャリア(搬送波)を再生すると、キャリアを再生する際、変調信号に含まれる雑音成分なども乗されるため、雑音成分の影響が拡大してしまい、キャリアの周波数の精度が低下し、正確な復調が困難になる。
【0017】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、正確な周波数と位相のキャリアを検出、生成できるようにするものである。
【0018】
【課題を解決するための手段】
請求項1に記載の受信装置は、送出された変調信号を受信する受信手段と、受信手段により受信された変調信号の相関値を算出する相関値算出手段と、受信手段により受信された変調信号の周波数偏差を算出する周波数偏差算出手段と、周波数偏差算出手段により算出された周波数偏差に基づいて、受信手段により受信された変調信号を復調するためのキャリアの周波数を決定する周波数決定手段とを備え、周波数決定手段は、相関値が所定の閾値より大きくなった変調信号の周波数偏差に基づいて、受信された変調信号を復調するためのキャリアの周波数を決定することを特徴とする。
【0019】
請求項3に記載の受信方法は、送出された変調信号を受信する受信ステップと、受信ステップの処理で受信された変調信号の相関値を算出する相関値算出ステップと、受信ステップの処理で受信された変調信号の周波数偏差を算出する周波数偏差算出ステップと、周波数偏差算出ステップの処理で算出された周波数偏差に基づいて、受信ステップの処理で受信された変調信号を復調するためのキャリアの周波数を決定する周波数決定ステップとを含み、周波数決定ステップは、相関値が所定の閾値より大きくなった変調信号の周波数偏差に基づいて、受信された変調信号を復調するためのキャリアの周波数を決定することを特徴とする。
【0020】
請求項4に記載の伝送媒体は、送出された変調信号を受信する受信ステップと、受信ステップの処理で受信された変調信号の相関値を算出する相関値算出ステップと、受信ステップの処理で受信された変調信号の周波数偏差を算出する周波数偏差算出ステップと、周波数偏差算出ステップの処理で算出された周波数偏差に基づいて、受信ステップの処理で受信された変調信号を復調するためのキャリアの周波数を決定する周波数決定ステップとを含み、周波数決定ステップは、相関値が所定の閾値より大きくなった変調信号の周波数偏差に基づいて、受信された変調信号を復調するためのキャリアの周波数を決定する受信処理をコンピュータに実行させるプログラムを伝送することを特徴とする。
【0021】
請求項1に記載の受信装置、請求項2に記載の受信方法、および請求項4に記載の伝送媒体は、送出された変調信号が受信され、受信された変調信号の相関値が算出され、受信された変調信号の周波数偏差が算出され、相関値が所定の閾値より大きくなった変調信号の周波数偏差に基づいて、受信された変調信号を復調するためのキャリアの周波数が決定される。
【0022】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態を説明するが、特許請求の範囲に記載の発明の各手段と以下の実施の形態との対応関係を明らかにするために、各手段の後の括弧内に、対応する実施の形態(但し一例)を付加して本発明の特徴を記述すると、次のようになる。但し勿論この記載は、各手段を記載したものに限定することを意味するものではない。
【0023】
請求項1に記載の受信装置は、送出された信号を受信する受信手段(例えば、図1のRFブロック2)と、受信手段により受信した信号の相関値を算出する相関値算出手段(例えば、図2の相関値算出部40)と、相関値算出手段により算出された相関値に基づいて、受信した信号のキャリアの周波数を決定する周波数決定手段(例えば、図2の周波数変換部50)とを備えることを特徴とする。
【0024】
図1は、本発明を適用した受信装置の構成例を表している。
【0025】
所定の伝送路を介して所定の周波数のキャリアで伝送されてきた変調信号は、アンテナ1を介してRFブロック2で受信され、中間周波数(IF)信号に変換される。RFブロック2より出力されたIF信号は、A/D変換器3でA/D変換される。A/D変換器3の出力は、ユニークワード検出回路4、TMCC相関値検出回路5、およびPSK復調回路6に入力されるようになされている。ユニークワード検出回路4は、入力された信号からフレーム同期信号としてのユニークなパターンを検出し、検出結果をTMCC相関値検出回路5に出力している。
【0026】
TMCC相関値検出回路5は、ユニークワード検出回路4の出力に同期して、入力された変調信号の相関値を演算することによりTMCC信号を検出し、さらにTMCC信号間の周波数偏差△fを算出し、PSK復調回路6に出力する。また、TMCC相関値検出回路5は、フレームシンク(同期)を検出し、その検出信号をビタビ復号回路8に出力している。
【0027】
図2は、TMCC相関値検出回路5の構成例を表している。TMCC相関値検出回路5は、閾値比較部20、フレームシンク出力部30、相関値算出部40、および周波数変換部50から構成されている。閾値比較部20において、閾値発生回路21は設定された値を示す信号を発生し、比較回路22に出力する。比較回路22は、閾値発生回路21からの信号と相関値算出部40の加算回路45からの信号の大きさを比較し、比較結果をフレームシンク出力部30のAND回路31に出力する。フレームシンク出力部30において、AND回路31は、比較回路22からの信号とユニークワード検出回路4からのユニークワード検出信号をAND処理し、その結果をビタビ復号回路8と周波数変換部50の周波数変換回路51に出力する。
【0028】
相関値算出部40において、遅延回路41は、入力された受信信号を所定の時間だけ遅延させ、シフトレジスタ42に出力している。シフトレジスタ43には受信信号がそのまま入力されている。シフトレジスタ42は、TMCC信号の符号長のバイト数(N)より1バイト多いバイト分のレジストセットを有しており、それに対応する(N+1)(42-1乃至42-(N+1))本の出力端子が設けられている。一方シフトレジスト43は、Nバイト分のレジストセットを有しており、それに対応するN(43ー1乃至43-N)本の出力端子が設けられている。シフトレジスタ42とシフトレジスタ43は、入力された信号をクロックに同期して順次シフトするとともに、各タイミングにおいて保持している信号をそれぞれ乗算回路44に供給する。
【0029】
乗算回路44は、シフトレジスタ42とシフトレジスタ43から供給される信号の対応するバイト同士を乗算するが、シフトレジスタ42から供給される信号に対しては、第1の乗算条件として、受信された変調信号の同相成分を抽出するために、シフトレジスト42の出力端子42-1乃至42-Nからの信号と、シフトレジスタ43の出力端子43-1乃至43-Nからの信号を乗算し、加算回路45に出力する。次に、第2の乗算条件として、受信された変調信号の直交成分を抽出するために、シフトレジスタ42の出力端子42ー2乃至42-(N+1)からの信号と、シフトレジスト43の出力端子43-1乃至43-Nからの信号を乗算し、加算回路45に出力する。
【0030】
加算回路45は、乗算回路44からの信号を加算し、加算結果を閾値比較部20の比較回路22と周波数変換部50の周波数変換回路51に出力するが、乗算回路44が第1の乗算条件で乗算し、加算回路45がその乗算結果を加算した場合、加算回路45は、加算結果を比較回路22に出力する。また、乗算回路44が第2の乗算条件で乗算し、加算回路45がその乗算結果を加算した場合、加算回路45は、加算結果を周波数変換回路51に出力する。
【0031】
周波数変換部50において、周波数変換回路51は、加算回路45からの信号に対して所定の演算を実行し、演算結果をPSK復調回路6に出力する。
【0032】
図1に戻って、PSK復調回路6は、TMCC相関値検出回路5とTMCCデコーダ7の出力に基づいて、入力された信号を復調し、ビタビ復号回路8に出力している。TMCCデコーダ7は、ビタビ復号回路8より入力された信号からTMCC信号をデコードし、デコードした結果をPSK復調回路6とビタビ復号回路8に出力する。ビタビ復号回路8は、TMCCデコーダ7とTMCC相関値検出回路5の出力に基づいてPSK復調回路6からの信号をビタビ復号し、復号した結果をTMCCデコーダ7とデインタリーブ回路9に出力している。
【0033】
デインタリーブ回路9は、ビタビ復号回路8からの信号を、デインタリーブし、リードソロモン復号回路10に出力している。リードソロモン復号回路10は、送信側のリードソロモン符号化に対応して、リードソロモン符号を復号する。MPEGデコーダ11は、リードソロモン復号回路10からの信号について、MPEG符号の復号処理を行い、映像デジタル信号や音声デジタル信号を再生している。D/A変換器12は、MPEGデコーダ11からの信号をD/A変換する。
【0034】
次に、その動作について説明する。
【0035】
所定の伝送路を介して所定の周波数のキャリアで伝送されてきた変調信号は、アンテナ1を介してRFブロック2で受信され、中間周波数(IF)信号に変換される。RFブロック2より出力されたIF信号は、A/D変換器3でA/D変換される。A/D変換器3の出力は、ユニークワード検出回路4、TMCC相関値検出回路5、およびPSK復調回路6に入力される。
【0036】
ユニークワード検出回路4は、各フレームの先頭にフレーム同期信号として配置される既知のデータパターン、いわゆるユニークワードをフレーム同期信号として検出し、ユニークワードが検出されたとき、その検出信号をTMCC相関値検出回路5のAND回路31に出力する。ユニークワード検出回路4がこのフレーム同期信号のユニークなパターンを検出することで、フレーム同期を検出することができる。
【0037】
TMCC信号は、伝送制御情報であり、その内容が変更されることはあまりなく、殆どの場合、同じ内容が繰り返し送出される。TMCC相関値検出回路5では、この特性を利用して、繰り返し送出されるTMCC信号を検出し、TMCC信号間の相関値を算出し、TMCC信号の検出タイミングでその位相差△θから周波数偏差△fを算出し、PSK復調回路6に出力する。
【0038】
この原理を図2を参照して、詳細に説明する。
【0039】
相関値算出部40では、、現在入力された変調信号であるシフトレジスタ43の出力端子43-1乃至43-Nからの信号と、1ブロック(1フレーム)分だけ遅延された変調信号であるシフトレジスタ42の出力端子42-1乃至42-N(第1の乗算条件)からの信号が、乗算回路44において乗算され、加算回路45において加算される。これは、TMCC信号の相関値を求めるもので、TMCC信号が入力された時、最大となる。
【0040】
シフトレジスタ43から供給される現在の変調信号S1(t)は、
S1(t)=Acos(wt+θs1+θ1)
と表され、第1の乗算条件においてシフトレジスト42から供給される1ブロック(1フレーム)分だけ遅延された変調信号S2(t)は、
S2(t)=Acos(wt+θs2+θ1+θe)
と表される。上記式中のAは信号の振幅、wはキャリアの角周波数、tは時刻、θs1およびθs2は信号位相、θ1はキャリアの初期位相、およびθeは遅延回路41による周波数ドリフト(周波数のズレ)である。また、θs1は、TMCC信号がBPSK変調されているので、0はπの値をとり、θs2は、TMCC信号が受信された場合(TMCC信号に同じ内容が繰り返えされている時)、θs1と同じ値となる。
【0041】
上記2つの信号を掛け合わせる(乗算回路44における処理に相当する)と、
S1(t)×S2(t)=(Acos(wt+θs1+θ1))×(Acos(wt+θs2+θ1+θe))
=(A2/2)×(cos(2wt+θs1+θs2+θ1+θ1+θe)+cos(θs1ーθs2+θ1ーθ1ーθe))
となり、さらに、図示せぬローパスフィルタで除去できる2wt成分を削除すると、
S1(t)×S2(t)=(A2/2)×cos(θs1ーθs2+θe) − (1)
となる。これは、1バイト同士が乗算された結果に相当する。
【0042】
ここで、式(1)は、TMCC信号が入力された場合、θs2がθs1と同じ値となるため、乗算回路44における1バイト同士の乗算結果は、
変調信号のTMCC信号が入力された場合の1バイト同士の乗算結果
=(A2/2)×cos(ーθe)
=(A2/2)×cos(θe)
となり、1バイト同士の乗算値の最大値となる。次に、この場合の加算回路45における加算結果は、
加算回路45における加算結果=(A2/2)×cos(θe)×N − (2)
となり、これも加算回路45における加算値の最大値となる。
【0043】
このように、TMCC信号が入力された時、加算回路45での加算結果が最も大きくなり、つまり、TMCC信号の相関値は最大となる。そこで、式(2)のθeに、所定の値を代入し、算出した値を閾値とし、閾値比較部20の閾値発生回路21が出力する値とすると、加算回路45からの信号はTMCC信号が入力されたタイミングにおいて、その閾値より大きくなることから、閾値比較部20の比較回路22は加算回路45からの信号と閾値発生回路21からの信号(閾値)の大きさを比較することにより、TMCC信号を検出することができる。
【0044】
加算回路45は、上述したように、乗算回路44における第1の乗算条件による乗算結果を加算した場合、その加算結果を比較回路22に出力する。加算回路45からの相関値が閾値を超える値の場合、比較回路22は、TMCC信号の検出信号をフレームシンク出力部30のAND回路31に出力する。
【0045】
TMCC信号が検出されるタイミングのとき、ユニークワード検出回路4はユニークワード(フレーム同期信号)を検出しているはずである。AND回路31は、比較回路22からの検出信号と、ユニークワード検出回路4からのユニークワード検出信号をAND処理し、その結果をフレームシンク信号として、ビタビ復号回路8と周波数変換回路51に出力する。
【0046】
上述したようにTMCC信号は検出されるが、次に、TMCC信号の位相差を算出し、周波数偏差を求める。相関値算出部40では、現在入力した変調信号であるシフトレジスタ43の出力端子43-1乃至43-Nからの信号と、今度は1ブロック(1フレーム)遅延された変調信号であるシフトレジスタ42の出力端子42-2乃至42-(N+1)(第2の乗算条件)からの信号が、乗算回路44において乗算され、加算回路45において加算される。このことより、TMCC信号の位相差(△θ)が求められる。
【0047】
シフトレジスタ43から供給される現在入力された変調信号S1(t)は、
S1(t)=Acos(wt+θs1+θ1)
と表され、第2の乗算条件においてシフトレジスト42から供給される1ブロック(1フレーム)遅延された変調信号S3(t)は、
S3(t)=Asin(wt+θs2+θ1+θe)
と表される。上記式中のAは信号の振幅、wはキャリアの角周波数、tは時刻、θs1およびθs2は信号位相、θ1はキャリアの初期位相、およびθeは遅延回路41による周波数ドリフト(周波数のズレ)である。また、θs1は、TMCC信号がBPSK変調されているので、0はπの値をとり、θs2は、TMCC信号が受信された場合(TMCC信号に同じ内容が繰り返えされている時)、θs1と同じ値となる。
【0048】
上記2つの信号を掛け合わせる(乗算回路44における処理に相当する)と、
S1(t)×S3(t)=(Acos(wt+θs1+θ1))×(Asin(wt+θs2+θ1+θe))
=(A2/2)×(sin(2wt+θs1+θs2+θ1+θ1+θe)-sin(θs1ーθs2+θ1ーθ1ーθe))
となり、さらに、図示せぬローパスフィルタで除去できる2wt成分を削除すると、
S1(t)×S3(t)=(A2/2)×sin(θs1ーθs2+θe)
となる。これは、1バイト同士が乗算された結果で、加算回路45において、Nバイト分の乗算結果が加算され、その加算結果がTMCC信号の位相差(△θ)として、周波数変換部50の周波数変換回路51に出力される。
【0049】
周波数変換回路51は、AND回路31からのフレームシンク信号に同期して、加算回路45からの信号(△θ)に基づいて、周波数編数△fを次式により算出するが、
△f=(△θ/(TMCC信号の周期))×(1/2π)
AND回路31がフレームシンク信号を出力したタイミングにおいては、TMCC信号が受信されているので、周波数変換回路51は、TMCC信号を受信した時のTMCC信号の周波数偏差(△f)を算出していることになる。算出された周波数偏差△fは、PSK復調回路6に供給される出力する。
【0050】
乗算回路44は、シフトレジスト42とシフトレジスト43に入力された信号がシフトするごとに、第1の乗算条件と第2の乗算条件による乗算を繰り返すようになされている。
【0051】
このような原理により、TMCC相関値検出回路5は、繰り返し送出されるTMCC信号を検出し、TMCC信号間の相関値を算出し、TMCC信号の検出タイミングでその位相差(△θ)から周波数偏差△fを算出し、PSK復調回路6に出力する。
【0052】
PSK復調回路6は、TMCC相関値検出回路5から出力される周波数偏差△fに基づいてキャリアの周波数を決定し、変調信号を復調する。このことより、精度よく復調処理を実行することができる。また、PSK復調回路6は、TMCCデコーダ7により抽出された伝送制御情報に基づいて、変調信号の変調方法に対応して、それぞれ変調信号の復調を行う。フレーム同期信号とTMCC信号は、BPSKに対応して復調され、低階層信号LQは、QPSKに対応して復調され、そして、高階層信号HQは8PSKに対応して復調される。
【0053】
TMCCデコーダ7は、ビタビ復号回路8から入力された信号からTMCC信号をデコードし、変調方法や符号化率などの伝送制御情報を抽出し、そして、抽出した結果をPSK復調回路6とビタビ復号回路8に出力する。PSK復調回路6とビタビ復号回路8は、以後、入力される主信号をTMCCデコーダ7からの伝送制御情報に対応して処理する。
【0054】
次に、PSK復調回路6からの信号は、ビタビ復号回路8により、ビタビ復号される。ビタビ復号回路8は、TMCCデコーダ7の出力する伝送制御信号とTMCC相関値検出回路5の出力するフレームシンク信号に対応して、畳み込み復号処理を行う。デインタリーブ回路9は、ビタビ復号回路8からの信号をデインタリーブ処理した後、リードソロモン復号回路10に出力する。リードソロモン復号回路10は、デインタリーブ回路9から出力される信号を、リードソロモン復号し、MPEGデコーダ11に出力する。MPEGデコーダ11は、リードソロモン復号回路10からの信号をデコードし、映像デジタル信号または音声デジタル信号を再生する。D/A変換器12は、MPEGデコーダ11からの信号をD/A変換する。
【0055】
上述の動作は、TMCC信号全体を用いて周波数偏差△fを算出する例に基づいて説明されたが、例えば、TMCC信号の3-1(第3番目のパケットの1番目のバイト)と4-1(第4番目のパケットの1番目のバイト)の信号を組み合わせて周波数偏差△fを算出することもでき、または1バイトごとに周波数偏差△fを算出することもできる。また、相関値の大きさにより周波数偏差に重み付けを行うこともでき、つまり、S/N比によって制御量を適応に調整できる。
【0056】
なお、上記したような処理を行うコンピュータプログラムをユーザに伝送する伝送媒体としては、磁気ディスク、CD-ROM、固体メモリなどの記録媒体の他、ネットワーク、衛星などの通信媒体を利用することができる。
【0057】
【発明の効果】
本発明によれば、正確な周波数のキャリアを生成し、正確な復調を実施することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明を適用した受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図2】図1のTMCC相関値検出回路5の構成例を示すブロック図である。
【図3】伝送フレームのデータ構成を示す図である。
【図4】フレーム信号のビットストリームを説明する図である。
【図5】従来の受信装置の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
1 アンテナ, 2 RFブロック, 3 A/D変換器, 4 ユニークワード検出回路, 5 TMCC相関値検出回路, 6 PSK復調回路, 7 TMCCデコーダ, 8 ビタビ復号回路, 9 デインタリーブ回路, 10 リードソロモン復号回路, 11 MPEGデコーダ, 12 D/A変換器, 20 閾値比較部, 21 閾値発生回路, 22 比較回路, 30 フレームシンク出力部, 31 AND回路, 40 相関値算出部, 41 遅延回路, 42シフトレジスタ, 43 シフトレジスタ, 44 乗算回路, 45 加算回路, 50 周波数変換部, 51 周波数変換回路, 61 フレーム同期検出回路, 62 PSK復調回路, 63 位相検出回路, 64 ビタビ復号回路, 65 TMCCデコーダ, 66 デインタリーブ回路, 67 リードソロモン復号回路, 68 MPEGデコーダ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a receiving apparatus, a receiving method, and a transmission medium, and in particular, a receiving apparatus and a receiving method capable of determining a carrier frequency based on a correlation value of a predetermined signal repeatedly transmitted, and It relates to a transmission medium.
[0002]
[Prior art]
ISDB (Intergrated Services Digital Broadcasting) is being developed as one method of digital broadcasting. This ISDB is characterized by flexible data multiplexing and can implement various services using various transmission channels.
[0003]
In ISDB, from the viewpoint of achieving consistency with other media such as communication satellites, terrestrial waves, and cables, (204, 188) Reed-Solomon encoded (hereinafter abbreviated as RS code) transport stream (hereinafter referred to as RS code). BPSK (Binary Phase Shift Keying), QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), or Trellis-coded 8PSK (Phase Shift) Keying), and a method of transmitting transmission information of a modulation method and a coding rate by BPSK using a synchronization unit of TS has been proposed.
[0004]
Here, the data structure of the multiplexed transmission signal will be described.
[0005]
First, signals constituting a program such as video, audio, and various data are digitized and encoded by a method suitable for the nature of each signal. The encoded signal is then packetized into packets of a predetermined fixed length and is time division multiplexed on a packet basis to generate a packet stream.
[0006]
Next, as shown in FIG. 3, in order to obtain a strong resistance against transmission degradation, the packet is configured into a frame having a periodic synchronization structure. In this case, 16-byte parity is added to the 188-byte TS packet by RS (204, 188) encoding, and one frame is composed of 48 packets.
[0007]
The first byte of each packet is a synchronization byte, the synchronization bytes of the first two packets of the frame are frame synchronization signals, and the synchronization bytes of the third and subsequent packets are TMCC ( Transmission Multiplexing Configuration Control) signal. This TMCC signal includes transmission control information such as the modulation method and coding rate of the main signal (region signal other than the synchronization byte).
[0008]
The main signal of the first two packets of one frame is a low layer signal LQ, and this signal is interleaved within the range of the two packets and further subjected to convolutional coding. On the other hand, the main signal of the remaining 46 packets out of the 48 packets constituting one frame is a high-layer signal HQ, which is interleaved and then 2/3 trellis encoded. Is done.
[0009]
The RS encoded, interleaved and convolutionally encoded main signal is then read out in units of 8 packets. That is, as shown in FIG. 4A, the first synchronization bytes 1-1, 2-1, 3-1,..., 48-1 of 48 packets are first read in byte units. After that, the main signal is read in units of 8 packets byte by byte in the order of the arrows (1-2, 2-2, ... 8-2, 1-3, 2-3, ...). As a result, the bit stream shown in FIG. 4B is formed and input to a modulator (not shown) as a final multiplexed signal. In the modulator, the frame synchronization signal and the TMCC signal (synchronization byte signal) are modulated by BPSK, the low layer signal LQ is modulated by QPSK, and the high layer signal HQ is modulated by 8PSK.
[0010]
The modulated signal modulated as described above is transmitted to the receiving apparatus via a predetermined transmission path.
[0011]
Next, a receiving apparatus in ISDB will be described. FIG. 5 shows a configuration example of a conventional receiving apparatus.
[0012]
A modulated signal transmitted via a predetermined transmission path is received by a tuner (not shown) and is input to a frame
[0013]
The
[0014]
The
[0015]
The Viterbi
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
In this way, when demodulating a modulation signal, when the carrier of a predetermined frequency serving as a reference for demodulation is reproduced by multiplying the modulation signal by the number of phases of the PSK, Since the included noise component and the like are also added, the influence of the noise component is expanded, the accuracy of the carrier frequency is lowered, and accurate demodulation becomes difficult.
[0017]
The present invention has been made in view of such a situation, and makes it possible to detect and generate an accurate frequency and phase carrier.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
Receiver according to
[0019]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a reception method of receiving a transmitted modulated signal, a correlation value calculating step of calculating a correlation value of the modulated signal received in the process of the receiving step, and receiving in the process of the receiving step. A frequency deviation calculating step for calculating a frequency deviation of the modulated signal, and a carrier frequency for demodulating the modulation signal received in the receiving step processing based on the frequency deviation calculated in the frequency deviation calculating step processing Determining a carrier frequency for demodulating the received modulated signal based on a frequency deviation of the modulated signal having a correlation value greater than a predetermined threshold value. It is characterized by that.
[0020]
The transmission medium according to claim 4 is a reception step of receiving the transmitted modulation signal, a correlation value calculation step of calculating a correlation value of the modulation signal received in the processing of the reception step, and reception in the processing of the reception step. A frequency deviation calculating step for calculating a frequency deviation of the modulated signal, and a carrier frequency for demodulating the modulation signal received in the receiving step processing based on the frequency deviation calculated in the frequency deviation calculating step processing Determining a carrier frequency for demodulating the received modulated signal based on a frequency deviation of the modulated signal having a correlation value greater than a predetermined threshold value. A program for causing a computer to execute reception processing is transmitted.
[0021]
The receiving device according to
[0022]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below, but in order to clarify the correspondence between each means of the invention described in the claims and the following embodiments, in parentheses after each means, The features of the present invention will be described with the corresponding embodiment (however, an example) added. However, of course, this description does not mean that each means is limited to the description.
[0023]
The receiving apparatus according to
[0024]
FIG. 1 shows a configuration example of a receiving apparatus to which the present invention is applied.
[0025]
A modulated signal transmitted by a carrier having a predetermined frequency via a predetermined transmission path is received by the RF block 2 via the
[0026]
The TMCC correlation
[0027]
FIG. 2 shows a configuration example of the TMCC correlation
[0028]
In the correlation value calculation unit 40, the
[0029]
The
[0030]
The
[0031]
In the frequency conversion unit 50, the frequency conversion circuit 51 performs a predetermined calculation on the signal from the
[0032]
Returning to FIG. 1, the PSK demodulation circuit 6 demodulates the input signal based on the outputs of the TMCC correlation
[0033]
The
[0034]
Next, the operation will be described.
[0035]
A modulated signal transmitted by a carrier having a predetermined frequency via a predetermined transmission path is received by the RF block 2 via the
[0036]
The unique word detection circuit 4 detects a known data pattern arranged as a frame synchronization signal at the head of each frame, that is, a so-called unique word as a frame synchronization signal. When a unique word is detected, the detection signal is detected as a TMCC correlation value. The data is output to the AND
[0037]
The TMCC signal is transmission control information, and its contents are not often changed. In most cases, the same contents are repeatedly transmitted. The TMCC correlation
[0038]
This principle will be described in detail with reference to FIG.
[0039]
In the correlation value calculation unit 40, a signal that is a modulation signal that is currently input and a signal that is a modulation signal delayed by one block (one frame) from the signals from the output terminals 43-1 to 43-N of the
[0040]
The current modulation signal S1 (t) supplied from the
S1 (t) = Acos (wt + θs1 + θ1)
The modulated signal S2 (t) delayed by one block (one frame) supplied from the shift resist 42 under the first multiplication condition is
S2 (t) = Acos (wt + θs2 + θ1 + θe)
It is expressed. In the above equation, A is the amplitude of the signal, w is the carrier angular frequency, t is the time, θs1 and θs2 are the signal phase, θ1 is the initial phase of the carrier, and θe is the frequency drift (frequency deviation) by the
[0041]
Multiplying the above two signals (corresponding to the processing in the multiplication circuit 44),
S1 (t) × S2 (t) = (Acos (wt + θs1 + θ1)) × (Acos (wt + θs2 + θ1 + θe))
= (A 2/2) × (cos (2wt + θs1 + θs2 + θ1 + θ1 + θe) + cos (θs1 over? S2 + .theta.1 over .theta.1 over .theta.e))
Furthermore, if the 2wt component that can be removed with a low-pass filter (not shown) is deleted,
S1 (t) × S2 (t ) = (A 2/2) × cos (θs1 over θs2 + θe) - (1)
It becomes. This corresponds to the result of multiplying 1 byte.
[0042]
Here, in the equation (1), when the TMCC signal is input, θs2 becomes the same value as θs1, so the multiplication result of 1 byte in the
Multiplication result of 1 byte when TMCC signal of modulation signal is input
= (A 2/2) × cos ( over .theta.e)
= (A 2/2) × cos (θe)
It becomes the maximum value of the multiplication value of 1 byte. Next, the addition result in the
Addition result in the adder circuit 45 = (A 2/2) × cos (θe) × N - (2)
This is also the maximum value of the addition value in the
[0043]
As described above, when the TMCC signal is input, the addition result in the
[0044]
As described above, when the
[0045]
When the TMCC signal is detected, the unique word detection circuit 4 should have detected a unique word (frame synchronization signal). The AND
[0046]
As described above, the TMCC signal is detected. Next, the phase difference of the TMCC signal is calculated to obtain the frequency deviation. In the correlation value calculation unit 40, a signal from the output terminals 43-1 to 43-N of the
[0047]
The currently input modulation signal S1 (t) supplied from the
S1 (t) = Acos (wt + θs1 + θ1)
The modulated signal S3 (t) delayed by one block (one frame) supplied from the
S3 (t) = Asin (wt + θs2 + θ1 + θe)
It is expressed. In the above equation, A is the amplitude of the signal, w is the angular frequency of the carrier, t is the time, θs1 and θs2 are the signal phase, θ1 is the initial phase of the carrier, and θe is the frequency drift (frequency deviation) by the
[0048]
Multiplying the above two signals (corresponding to the processing in the multiplication circuit 44),
S1 (t) × S3 (t) = (Acos (wt + θs1 + θ1)) × (Asin (wt + θs2 + θ1 + θe))
= (A 2/2) × (sin (2wt + θs1 + θs2 + θ1 + θ1 + θe) -sin (θs1 over? S2 + .theta.1 over .theta.1 over .theta.e))
Furthermore, if the 2wt component that can be removed with a low-pass filter (not shown) is deleted,
S1 (t) × S3 (t ) = (A 2/2) × sin (θs1 over? S2 + .theta.e)
It becomes. This is a result of multiplication of 1 byte, and the
[0049]
The frequency conversion circuit 51 calculates the frequency knitting number Δf by the following equation based on the signal (Δθ) from the
Δf = (Δθ / (cycle of TMCC signal)) × (1 / 2π)
Since the TMCC signal is received at the timing when the AND
[0050]
The
[0051]
Based on such a principle, the TMCC correlation
[0052]
The PSK demodulation circuit 6 determines the carrier frequency based on the frequency deviation Δf output from the TMCC correlation
[0053]
The TMCC decoder 7 decodes the TMCC signal from the signal input from the Viterbi decoding circuit 8 and extracts transmission control information such as a modulation method and a coding rate. The extracted result is the PSK demodulating circuit 6 and the Viterbi decoding circuit. 8 is output. Thereafter, the PSK demodulating circuit 6 and the Viterbi decoding circuit 8 process the input main signal in accordance with the transmission control information from the TMCC decoder 7.
[0054]
Next, the signal from the PSK demodulating circuit 6 is Viterbi decoded by the Viterbi decoding circuit 8. The Viterbi decoding circuit 8 performs a convolution decoding process corresponding to the transmission control signal output from the TMCC decoder 7 and the frame sync signal output from the TMCC correlation
[0055]
The above operation has been described based on an example in which the frequency deviation Δf is calculated using the entire TMCC signal. For example, TMCC signal 3-1 (the first byte of the third packet) and 4- The frequency deviation Δf can be calculated by combining signals of 1 (the first byte of the fourth packet), or the frequency deviation Δf can be calculated for each byte. Also, the frequency deviation can be weighted by the magnitude of the correlation value, that is, the control amount can be adaptively adjusted by the S / N ratio.
[0056]
As a transmission medium for transmitting a computer program for performing the above processing to a user, a communication medium such as a network or a satellite can be used in addition to a recording medium such as a magnetic disk, a CD-ROM, or a solid memory. .
[0057]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to generate a carrier having an accurate frequency and perform accurate demodulation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiving apparatus to which the present invention is applied.
2 is a block diagram showing a configuration example of a TMCC correlation
FIG. 3 is a diagram illustrating a data structure of a transmission frame.
FIG. 4 is a diagram illustrating a bit stream of a frame signal.
FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration example of a conventional receiving apparatus.
[Explanation of symbols]
1 antenna, 2 RF block, 3 A / D converter, 4 unique word detection circuit, 5 TMCC correlation value detection circuit, 6 PSK demodulation circuit, 7 TMCC decoder, 8 Viterbi decoding circuit, 9 deinterleave circuit, 10 Reed-Solomon decoding Circuit, 11 MPEG decoder, 12 D / A converter, 20 threshold comparison unit, 21 threshold generation circuit, 22 comparison circuit, 30 frame sync output unit, 31 AND circuit, 40 correlation value calculation unit, 41 delay circuit, 42 shift register , 43 shift register, 44 multiplication circuit, 45 addition circuit, 50 frequency conversion unit, 51 frequency conversion circuit, 61 frame synchronization detection circuit, 62 PSK demodulation circuit, 63 phase detection circuit, 64 Viterbi decoding circuit, 65 TMCC decoder, 66 data Interleave circuit, 67 Reed-Solomon decoding circuit, 68 MPEG decoder
Claims (4)
前記送出された変調信号を受信する受信手段と、
前記受信手段により受信された変調信号の相関値を算出する相関値算出手段と、
前記受信手段により受信された変調信号の周波数偏差を算出する周波数偏差算出手段と、
前記周波数偏差算出手段により算出された周波数偏差に基づいて、前記受信手段により受信された変調信号を復調するためのキャリアの周波数を決定する周波数決定手段と
を備え、
前記周波数決定手段は、
前記相関値が所定の閾値より大きくなった変調信号の周波数偏差に基づいて、受信された変調信号を復調するためのキャリアの周波数を決定する
ことを特徴とする受信装置。A plurality of packets including the main signal are encoded, two-dimensionally arranged to form a frame, and the carrier is modulated with a signal obtained by replacing the synchronization signal of the packet with a frame synchronization signal or another signal and transmitted. In a receiving device that receives a modulated signal,
Receiving means for receiving the transmitted modulated signal;
Correlation value calculating means for calculating a correlation value of the modulated signal received by the receiving means;
Frequency deviation calculating means for calculating the frequency deviation of the modulation signal received by the receiving means;
Frequency determining means for determining a frequency of a carrier for demodulating the modulated signal received by the receiving means based on the frequency deviation calculated by the frequency deviation calculating means;
With
The frequency determining means includes
A carrier frequency for demodulating the received modulated signal is determined based on a frequency deviation of the modulated signal whose correlation value is greater than a predetermined threshold.
A receiving apparatus.
請求項1に記載の受信装置。 The receiving device according to claim 1.
前記送出された変調信号を受信する受信ステップと、 A receiving step for receiving the transmitted modulated signal;
前記受信ステップの処理で受信された変調信号の相関値を算出する相関値算出ステップと、 A correlation value calculating step of calculating a correlation value of the modulated signal received in the processing of the receiving step;
前記受信ステップの処理で受信された変調信号の周波数偏差を算出する周波数偏差算出ステップと、 A frequency deviation calculating step of calculating a frequency deviation of the modulated signal received in the processing of the receiving step;
前記周波数偏差算出ステップの処理で算出された周波数偏差に基づいて、前記受信ステップの処理で受信された変調信号を復調するためのキャリアの周波数を決定する周波数決定ステップと A frequency determining step for determining a frequency of a carrier for demodulating the modulation signal received in the processing in the receiving step based on the frequency deviation calculated in the processing in the frequency deviation calculating step;
を含み、 Including
前記周波数決定ステップは、 The frequency determination step includes
前記相関値が所定の閾値より大きくなった変調信号の周波数偏差に基づいて、受信された変調信号を復調するためのキャリアの周波数を決定する A carrier frequency for demodulating the received modulated signal is determined based on a frequency deviation of the modulated signal whose correlation value is greater than a predetermined threshold.
ことを特徴とする受信方法。 And a receiving method.
前記送出された変調信号を受信する受信ステップと、 A receiving step for receiving the transmitted modulated signal;
前記受信ステップの処理で受信された変調信号の相関値を算出する相関値算出ステップと、 A correlation value calculating step of calculating a correlation value of the modulated signal received in the processing of the receiving step;
前記受信ステップの処理で受信された変調信号の周波数偏差を算出する周波数偏差算出ステップと、 A frequency deviation calculating step of calculating a frequency deviation of the modulated signal received in the processing of the receiving step;
前記周波数偏差算出ステップの処理で算出された周波数偏差に基づいて、前記受信ステップの処理で受信された変調信号を復調するためのキャリアの周波数を決定する周波数決定ステップと A frequency determining step for determining a frequency of a carrier for demodulating the modulation signal received in the processing in the receiving step based on the frequency deviation calculated in the processing in the frequency deviation calculating step;
を含み、 Including
前記周波数決定ステップは、 The frequency determination step includes
前記相関値が所定の閾値より大きくなった変調信号の周波数偏差に基づいて、受信された変調信号を復調するためのキャリアの周波数を決定する A carrier frequency for demodulating the received modulated signal is determined based on a frequency deviation of the modulated signal whose correlation value is greater than a predetermined threshold.
受信処理をコンピュータに実行させるプログラムを伝送することを特徴とする伝送媒体。 A transmission medium for transmitting a program for causing a computer to execute reception processing.
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