JP3842761B2 - Transceiver - Google Patents

Description

と表される。ここで、ｊは虚数単位（−１）^1/2 、ωは印加電圧の角周波数を表している。
【００１１】
ＡＣ電源を利用する場合には、浮遊容量４３（Ｃ_g）を無限大とみなすことができるので、式（１）からも明らかなようにＶ_b＝Ｖ_sとなり、信号は減衰することなく生体８に印加される。他方、ＡＣ電源を利用しない場合には、式（１）よりＶ_b＜Ｖ_sとなるため、生体８に印加される信号の印加電圧が減少するという問題があった。
【００１２】
図１０は、このような従来技術の問題点を解決し得るトランシーバの一構成例を示すブロック図である。同図においては、トランシーバ６から生体８を介してデータを送信するときの状態を示しており、送信回路６０２と送受信電極６０５との間に、インダクタやコンデンサ等の複数の回路素子から構成され、リアクタンスの値が可変である可変リアクタンス部６１１が挿入されている。
【００１３】
また、トランシーバ６には、振幅モニタ部６２１と制御信号発生部６３１を用いて負帰還回路が構成されている。このとき、振幅モニタ部６２１では、送信回路６０２から出力される基準信号と信号処理回路６０８から出力される信号との差分を抽出し、その抽出結果を制御信号発生部６３１へ送信する。制御信号発生部６３１では、振幅モニタ部６２１からの出力信号に基づいて、リアクタンス部６１１のリアクタンスを制御するための制御信号を発生する。
【００１４】
このトランシーバ６に対して、ウェアラブルコンピュータ７から送信され、Ｉ／Ｏ回路６０１から出力されたデータは、発振器６０３から発生する交流信号を搬送波として変調回路６０４で変調された後、リアクタンス部６１１から送受信電極６０５に達し、絶縁体６０６を介して生体８に誘起される電界を介して伝達される。
【００１５】
図１１に示すように、可変リアクタンス部６１１、浮遊容量４３（Ｃ_g）、および生体と大地グランド間に生じる浮遊容量５３（Ｃ_b）は変調回路６０４から見て直列に接続されているので、生体８に印加される電圧Ｖ_bは、
【数２】

と表される。ここでＸは、可変リアクタンス部６１１が有するインピーダンスの虚数成分であるリアクタンス値である。この式（２）より、リアクタンスＸが、
【数３】

を満たすときにＶ_b＝Ｖ_sとなり、生体８に印加される電圧Ｖ_bは減衰しないで済むことがわかる。ここで、ｆは発振器６０３の発振周波数を、πは円周率をそれぞれ表している。
【００１６】
このように、トランシーバ６では、式（３）のリアクタンスＸを可変とすることにより、リアクタンス部６１１と浮遊容量４３が直列共振を生じるように適宜制御を行い、生体８に印加される電圧Ｖ_bの減少を防止して通信品質の向上を図ることが可能となる。
【００１７】
しかしながら、トランシーバ６においては、送信回路６０２から出力される基準信号と信号処理回路６０８の出力信号の位相が一致していることが前提とされているため、電界検出光学部６０７や信号処理回路６０８で生じる遅延が搬送波の周期に対して無視できない場合には、両者の位相に差が生じてしまう恐れがあった。実際、搬送波の周波数が高くなる場合などでは、この位相差の問題が顕著になり、無視できない影響を及ぼす可能性があった。
【００１８】
本発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、高周波数を有する搬送波を用いる場合に、電界伝達媒体に印加する電圧の減少を防止し、良好な通信状態を維持することのできるトランシーバを提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１記載の発明は、送信すべき情報に基づく電界を電界伝達媒体に誘起し、この誘起した電界を用いて情報の送信を行う一方で、前記電界伝達媒体に誘起された受信すべき情報に基づく電界を受信することによって情報の受信を行うトランシーバであって、所定の周波数を有する交流信号を出力して前記送信すべき情報を変調し、この変調した前記送信すべき情報に係る変調信号を送信する送信手段と、前記送信すべき情報に基づく電界の誘起および前記受信すべき情報に基づく電界の受信を行う送受信電極と、前記送信手段のグランドと大地グランドの間に生じる浮遊容量と直列共振を起こすために前記送信手段および前記送受信電極と直列に接続される共振手段と、前記受信すべき情報に基づく電界を検出し、この検出した電界を電気信号に変換する電界検出手段と、この電界検出手段で変換した電気信号および前記変調信号に基づく基準信号のいずれか一方の信号の位相を調整して他方の信号の位相に一致させる位相調整手段と、この位相調整手段で位相が一致した前記電気信号および前記基準信号を用いて前記共振手段が有する特性を制御する制御信号を出力する制御手段と、前記電界検出手段で変換した電気信号を復調する復調手段とを備えたことを要旨とする。
【００２０】
請求項２記載の発明は、送信すべき情報に基づく電界を電界伝達媒体に誘起し、この誘起した電界を用いて情報の送信を行う一方で、前記電界伝達媒体に誘起された受信すべき情報に基づく電界を受信することによって情報の受信を行うトランシーバであって、所定の周波数を有する交流信号を出力して前記送信すべき情報を変調し、この変調した前記送信すべき情報に係る変調信号を送信する送信手段と、前記送信すべき情報に基づく電界の誘起および前記受信すべき情報に基づく電界の受信を行う送受信電極と、前記送信手段のグランドと大地グランドの間に生じる浮遊容量と直列共振を起こすために前記送信手段および前記送受信電極と直列に接続される共振手段と、前記受信すべき情報に基づく電界を前記送受信電極を介して検出し、この検出した電界を電気信号に変換する電界検出手段と、この電界検出手段で変換した電気信号および前記変調信号に基づく基準信号のいずれか一方の信号の位相を調整して他方の信号の位相に一致させる位相調整手段と、この位相調整手段で位相が一致した前記電気信号および前記基準信号を用いて前記送信手段が出力する交流信号の周波数を制御する制御信号を出力する制御手段と、前記電界検出手段で変換した電気信号を復調する復調手段とを備えたことを要旨とする。
【００２１】
請求項３記載の発明は、前記位相調整手段は、前記電界検出手段で変換した電気信号および前記変調信号に基づく基準信号の位相を比較した結果、前記電気信号と前記基準信号に位相差がある場合に当該位相差を調整する調整信号を発生する位相比較器と、この位相比較器で発生された調整信号を受信して、前記電気信号および前記基準信号のいずれか一方の信号の位相を調整する移相器とを有することを要旨とする。
【００２２】
請求項４記載の発明は、前記制御手段は、前記電気信号を増幅する増幅器と、この増幅器の出力信号と前記基準信号の差を求め、この差を増幅する差動増幅器と、この差動増幅器の出力信号と前記基準信号の積を求める乗算器と、この乗算器で求めた前記差動増幅器の出力信号と前記基準信号の積を与える信号の高調波成分を除去するフィルタと、このフィルタからの出力信号を積分した結果に基づいて前記制御信号を発生する積分器とを有することを要旨とする。
【００２３】
請求項５記載の発明は、前記電界伝達媒体に電界を誘起して情報の送信を行うときには前記送信手段と前記共振手段を接続する一方で、前記送受信電極を介して前記電界伝達媒体に誘起された電界の受信を行うときには前記送信手段と前記共振手段の接続を切断する第１の接続手段と、前記情報の送信を行うときには前記電界検出手段と前記位相調整手段または前記制御手段とを接続する一方で、前記電界伝達媒体に誘起された電界の受信を行うときには前記電界検出手段と前記復調手段を接続する第２の接続手段とを備えたことを要旨とする。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【００２５】
なお、以後の説明においては、ウェアラブルコンピュータがトランシーバを介して生体に電界を誘起してデータを送信する場合を「データ送信時」とし、生体に誘起された電界から検出されるデータを、トランシーバを介してウェアラブルコンピュータが受信する場合を「データ受信時」とする。
【００２６】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るトランシーバのデータ送信時の構成を示すブロック図である。同図に示すトランシーバ１は、ウェアラブルコンピュータ７から受信するデータ（情報）を出力するとともに、電界伝達媒体である生体８を介して受信した信号を受け取るＩ／Ｏ回路１０１、Ｉ／Ｏ回路１０１から出力されたデータ（情報）を変調して送信する送信回路１０２、電界伝達媒体である生体８に電界を誘起するために導電性部材からなる送受信電極１０５、および生体８に電流が流れるのを防止するとともに送受信電極１０５による生体８の金属アレルギの危険性を除去するために送受信電極１０５と生体８の間に配置される絶縁体１０６を有する。このうち、送信手段としての送信回路１０２は、所定の周波数の交流信号を発生する発振器１０３と、発振器１０３で発生した交流信号を搬送波としてＩ／Ｏ回路１０１からの信号（データ）を変調する変調回路１０４とから構成される。
【００２７】
送信回路１０２と送受信電極１０５との間には、共振手段である可変リアクタンス部１１１が設けられている。この可変リアクタンス部１１１は、インダクタ（コイル）やコンデンサ等の複数の回路素子を接続して構成される回路網であり、浮遊容量Ｃ_gが変化しても発振周波数ｆにおいて浮遊容量Ｃ_gとリアクタンスＸの直列共振状態を保つようにしている。
【００２８】
可変リアクタンス部１１１と送信回路１０２の間には、スイッチＳＷ１（第１の接続手段）が設けられており、データ送信時とデータ受信時で、端子間の接続形態が変わる。具体的には、図１に示すデータ送信時では、二つの端子１ａ−１ｂ間が接続される一方、データ受信時には、生体８から送られてくる信号が送信回路１０２に混入するのを防止するために端子間の接続を切断する。
【００２９】
なお、送受信電極１０５を、送信用電極および受信用電極に分割して設けることも勿論可能である。その場合には、絶縁体もそれぞれの電極に対応して二つ設けられる。
【００３０】
トランシーバ１は、以上の構成に加えて、絶縁体１０６および送受信電極１０５を介して生体８から受信する電界を光学的に検出し、電気信号に変換する電界検出光学部１０７と、低雑音増幅、雑音除去、および波形整形等の処理を行う信号処理回路１０８とを有し、これらが電界検出手段を構成している。なお、電界検出手段が、少なくとも電界検出光学部と信号処理回路を用いて構成されている点は、後述する実施形態においても同様である。
【００３１】
電界検出光学部１０７は、例えばレーザ光と電気光学結晶を用いた電気光学的手法により電界を検出するものが想定される。この場合、電界検出光学部１０７は、レーザ光源を構成するレーザダイオード、ＬｉＮｂＯ₃やＬｉＴａＯ₃等の電気光学結晶（ＥＯ結晶：Electro Optic 結晶）から構成され、受信した電界強度に応じて複屈折率が変化する電気光学素子、この電気光学素子を通過して偏光状態が変化したレーザ光の偏光状態を調整する波長板、および波長板を通過したレーザ光の強度を電気信号に変換するフォトダイオードを少なくとも用いることによって構成される。
【００３２】
信号処理回路１０８は、電界検出光学部１０７と接続される一方で、スイッチＳＷ２（第２の接続手段）に接続される。このスイッチＳＷ２は、データ受信時には、端子２ｂと端子２ｃが接続される（図示せず）。このとき、信号処理回路１０８から出力される信号は、復調回路１０９（復調手段）で復調され、波形整形回路１１０で波形の整形が行われてＩ／Ｏ回路１０１に達し、ウェアラブルコンピュータ７にデータが送られる。これに対して、データ送信時、スイッチＳＷ２では、図１に示すように端子２ａ−２ｃ間が接続される。
【００３３】
本実施形態におけるトランシーバ１は、以上説明した構成に加えて、データ送信時に、送信回路１０２から出力される基準信号と信号処理回路１０８から出力される信号の位相を比較して、この二つの信号の位相差を調整する位相調整部１５１と、位相調整部１５１を介して位相差が揃えられた二つの信号（送信回路１０２から出力される基準信号と信号処理回路１０８から出力される信号）の差分を抽出する振幅モニタ部１２１と、振幅モニタ部１２１からの出力信号に基づいて、可変リアクタンス部１１１のリアクタンスＸを制御するための制御信号を発生する制御信号発生部としての積分器１３１とを有する。
【００３４】
このうち位相調整部１５１は、送信回路１０２から発信される基準信号と振幅モニタ部１２１から出力される位相比較用信号を入力して両者の位相の比較を行い、この二つの信号の位相が異なる場合（位相差がある場合）には、位相を揃えるための調整信号を発生する位相比較器１５２と、位相比較器１５２からの調整信号に基づいて、基準信号の位相を実際に調整して位相比較用信号の位相に揃え、振幅モニタ部１２１に出力する移相器１５３とを有する。
【００３５】
振幅モニタ部１２１は、信号処理回路１０８からの信号を増幅する増幅器１２２、送信回路１０２から位相調整部１５１を介して入力される基準信号と増幅器１２２で増幅した出力信号の差分を取り、この差分を増幅する差動増幅器１２３、差動増幅器の出力信号と基準信号との乗算をとる乗算器１２４、乗算器１２４の出力信号の高調波成分を除去し、平滑化するフィルタ１２５から構成される。
【００３６】
増幅器１２２の増幅率（利得）は、生体８に印加される電圧が送信回路１０２の出力電圧に等しいときに、増幅器１２２の出力が送信回路１０２の出力電圧に等しくなるように予め調整されているものとする。
【００３７】
積分器１３１は、振幅モニタ部１２１のフィルタ１２５からの出力信号を積分することにより、可変リアクタンス部１１１のリアクタンスＸを制御する制御信号を発生する。より具体的には、送信回路のグランド４１と大地グランド５１の間に発生する浮遊容量４３（Ｃ_g）の変化に伴って変化した分を可変リアクタンス部１１１への制御信号によって補償することにより、発振周波数ｆで送信回路のグランド４１と大地グランド５１の間に発生する浮遊容量４３（Ｃ_g）とリアクタンスＸの直列共振状態を保持できる。
【００３８】
これらの振幅モニタ部１２１と積分器１３１が、データ送信時に負帰還回路を構成することにより、可変リアクタンス部１１１（共振手段）が有する特性であるリアクタンスＸの値を制御する制御手段をなしている。
【００３９】
なお、上述した振幅モニタ部１２１および位相調整部１５１の詳細な構成はあくまでも一例であり、本発明を逸脱しない範囲内での設計変更が適宜可能であることはいうまでもない。
【００４０】
ところで、スイッチＳＷ１およびＳＷ２の各々の端子間の接続は連動して切り替わる。図１では、この切替を制御する切替制御手段として制御回路１４１をＩ／Ｏ回路１０１に接続することにより、制御信号を各スイッチに出力する構成を取る場合を示している。同図において、Ａの丸印で記載されている箇所同士は配線によって接続していることを示している。制御回路１４１から発せられるスイッチ切替のための制御信号は、ウェアラブルコンピュータ７から送信するようにしてもよいし、トランシーバ１に入力手段を設けてこの入力手段から送信するようにしてもよいが、接続切替手段としての各スイッチおよび制御回路の構成がここで説明したものに限られるわけでないことは勿論である。
【００４１】
以上の構成を有するトランシーバ１の作用について説明する。
【００４２】
＜位相差の調整＞
まず、位相調整部１５１で行われる位相差の調整処理について説明する。ここでは、位相差を調整する処理を説明することが主眼のため、生体８への印加電圧Ｖ_bには変化がないものと仮定する。
【００４３】
送信回路１０２から出力される信号と増幅器１２２から出力される信号は、ともに位相比較器１５２に入力され、それら二つの信号の位相が比較される。この比較の結果、両者に位相差がある場合には、その位相差をなくして位相を揃えるための調整信号が移相器１５３に出力される。
【００４４】
移相器１５３では、調整信号に基づいて送信回路１０２からの出力信号の位相を増幅器１２２の出力信号の位相と揃え、この位相調整済みの信号を基準信号ととして振幅モニタ部１２１に出力する。
【００４５】
なお、以上説明した位相差の調整処理は、常時行われている。
【００４６】
図５（ａ）は、位相調整が行われた場合に、振幅モニタ部１２１の各構成ユニットおよび積分器１３１から出力される出力信号の波形を示す図である。同図においても、生体８に印加されている電圧が送信回路１０２の出力電圧と同じであること（Ｖ_b＝Ｖ_s）を仮定している。
【００４７】
この場合、増幅器１２２の出力信号６１と基準信号６３は位相が揃っているため、差動増幅器１２３からの出力信号６５はゼロとなる。したがって、この出力信号６５に基準信号６３を乗算し、その結果を平滑化して得られるフィルタの出力信号６７もゼロとなる。よって、積分器１３１からは一定値の出力信号６９のみが発生し、リアクタンスＸを変化させる制御信号は発生しない。
【００４８】
これに対して、図５（ｂ）は、位相調整を行わない場合の振幅モニタ部１２１の各構成ユニットおよび積分器１３１から出力される出力信号の波形を示す図である。この場合、増幅器１２２の出力信号７１と基準信号７３との間の位相差が解消されず、差動増幅器１２３の出力信号７５はゼロとはならないため、この出力信号７５と基準信号７３の乗算結果を平滑化して得られるフィルタ出力信号７７もゼロとはならない。したがって、積分器１３１からの出力信号７９もゼロとはならず、リアクタンスＸを変化させる制御信号が出力されることになる。この結果、位相調整を行わない場合には、浮遊容量４３の変化がないような場合にも制御を行う必要が生じてしまう。
【００４９】
以上の説明から明らかなように、本実施形態においては、トランシーバ１に設けられる位相調整部１５１で位相の調整を行っているので、生体８に印加されている電圧が送信回路１０２の出力電圧と同じであれば、可変リアクタンス部１１１のリアクタンスＸは一定となり、正常な制御を実現することができる。
【００５０】
＜生体への印加電圧変化時の制御＞
次に、トランシーバ１において、生体への印加電圧Ｖ_sが変化するときの振幅モニタ部１２１および積分器１３１の制御について説明する。ここでは、差動増幅器１２３および乗算器１２４に入力する基準信号は、位相調整部１５１における位相差の調整処理よって位相が調整され（上記処理内容を参照）、増幅器１２２の出力信号と位相が揃っているものとする。
【００５１】
図６は、データ送信時の制御信号発生までの振幅モニタ部１２１の各構成ユニットおよび積分器１３１の各々から出力される信号波形の例を示す説明図である。
【００５２】
このうち図６（ａ）は送信回路と大地グランド間の浮遊容量４３が減少したときの信号波形の変化を示すものである。この場合、式（２）より生体８に印加される電圧Ｖ_bも減少するため、差動増幅器１２３の出力信号８１は、送信回路１０２から出力される基準信号８３と同位相になる。このため、両者を乗算することによって得られる乗算器１２４の出力信号８５は正方向のみの変位を有する波形になる。この出力信号８５の高調波成分をフィルタ１２５によって除去したものが信号８７である。フィルタ１２５から出力される信号８７は、積分器１３１で積分された結果、Ｖ_b＝Ｖ_sとするために可変リアクタンス部１１１のリアクタンスＸを増加させる制御信号８９として積分器１３１から可変リアクタンス部１１１に出力され、この結果、Ｖ_b＝Ｖ_sの状態が保持される。
【００５３】
図６（ｂ）は、浮遊容量４３が増加したときの信号波形の変化を示す説明図である。この場合には浮遊容量４３の増加に伴って生体８に印加される電圧Ｖ_b も増加するので、差動増幅器１２３の出力信号９１は基準信号９３と逆相になる。このため、両者を乗算して得られる乗算器１２４の出力信号９５は負方向のみの変位を有し、この出力信号９５の高調波成分をフィルタ１２５によって除去した信号９７を積分器１３１で積分した結果、Ｖ_b＝Ｖ_sとするために可変リアクタンス部１１１のリアクタンスＸを減少させる制御信号９９が積分器１３１から可変リアクタンス部１１１に出力されることになる。
【００５４】
このような制御を行うことにより、浮遊容量４３の変化による生体８への印加電圧Ｖ_bの減衰を防止することが可能となる。
【００５５】
以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、位相の調整を行うことにより、電界検出光学部や信号処理回路での遅延が搬送波の周期に対して無視できない場合に生じる位相差を調整し、高周波の搬送波を用いた場合でも生体に強い電界を誘起することができ、良好な通信状態を維持することが可能となる。
【００５６】
ちなみに、本実施形態における位相差調整機能が特に顕著な効果を奏すると想定される高周波数帯域は、１００ＭＨｚ（メガヘルツ）程度よりも大きな周波数帯域である（１ＭＨｚ＝１０⁶ Ｈｚ）。この点は、本発明の全ての実施形態に共通する事項である。
【００５７】
また、本実施形態に係るトランシーバの具体的な利用形態として、図８に示した従来技術と同様の利用形態が想定されることはいうまでもない。この点についても、本発明の全ての実施形態に共通である。
【００５８】
（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態に係るトランシーバは、信号処理回路から出力される信号の位相を調整して、信号処理回路の出力信号と基準信号の位相を一致させることを特徴とするものである。
【００５９】
図２は、本実施形態に係るトランシーバのデータ送信時の構成を示すブロック図である。同図に示すトランシーバ２では、位相調整部２５１が、スイッチＳＷ２（第２の接続手段）と振幅モニタ部２２１の間に設けられる。
【００６０】
この場合には、位相比較器２５２からの調整信号が信号処理回路２０８の出力信号の位相を調整する移相器２５３に出力され、この出力信号の位相が送信回路２０２から出力される基準信号の位相と一致するように調整される。すなわち、上記第１の実施形態とは異なり、基準信号の方は位相の調整を受けない。
【００６１】
移相器２５３の出力信号は、振幅モニタ部２２１の増幅器２２２に出力される。増幅器２２２から出力される信号は、差動増幅器２２３へ送られるとともに、位相比較用信号として位相比較器２５２に出力される。
【００６２】
差動増幅器２２３には、増幅器２２２の出力信号に加えて送信回路２０２から送られる基準信号が入力され、この両者の差分が抽出された後、この差分の抽出結果と基準信号との乗算を乗算器２２４でとり、フィルタ２２５で平滑化して積分器２３１に出力する。この積分器２３１は可変リアクタンス部２１１のリアクタンスＸを制御する制御信号を発生する。この意味で、積分器２３１と振幅モニタ部２２１が、第１の実施形態と同様に制御手段をなす。
【００６３】
上述した以外のトランシーバ２の部位の構成および作用は、第１の実施形態と同じである。このため、図２では、トランシーバ２が具備する部位に対応する部位の符号については、下２桁を図１の符号と揃えて記載してある。また、二つのスイッチＳＷ１（第１の接続手段）およびＳＷ２については、第１の実施形態と同じ符号を用いている。
【００６４】
制御手段の各構成ユニットから出力される信号波形についても、図５（ａ）（浮遊容量４３の変化に伴う生体８への印加電圧の変化がない場合）および図６（位相調整済みの場合の印加電圧変化時の制御信号の発生）に示したものと同様になる。
【００６５】
このような本発明の第２の実施形態が、上記第１の実施形態と同じ効果を奏することはいうまでもない。
【００６６】
（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態に係るトランシーバは、送信回路と送受信電極の間に設けられるリアクタンス部のリアクタンスＸを一定とし、その代わりに、発振器の発振周波数ｆを可変として、生体８に印加される電圧の変化を防止するものである。
【００６７】
上述した式（２）からも明らかなように、浮遊容量４３（Ｃ_g）の変化に応じて変化する生体８への印加電圧Ｖ_bを送信回路からの出力電圧Ｖ_sに等しくするには、前述した二つの実施形態のようにリアクタンス部が有するリアクタンスを可変とする代わりに、発振器から発生する交流信号の周波数ｆを変化させることによっても実現することができる。
【００６８】
図３は、以上の特徴を備えた本実施形態に係るトランシーバの構成（データ通信時）を示すブロック図である。同図に示すトランシーバ３では、一定のリアクタンスＸを有するリアクタンス部３１１が、送信回路３０２と送受信電極３０５の間に設けられる一方で、出力する交流信号の周波数ｆを変更可能な周波数可変発振器３０３が、変調回路３０４に接続して設けられる。
【００６９】
これに応じて、振幅モニタ部３２１から出力される信号に基づいて制御信号を発生する積分器３３１が、周波数可変発振器３０３に接続される。すなわち、本実施形態における制御信号は、周波数可変発振器３０３の周波数を制御するためのものである。
【００７０】
信号処理回路３０８から出力される信号が、振幅モニタ部３２１を介して積分器３３１に出力され、この信号に基づいた制御信号が周波数可変発振器３０３に送られ、生体８への印加電圧Ｖ_bが送信回路３０２の出力電圧Ｖ_sと等しくなるように制御される。データ送信時の具体的なスイッチの接続状態は、スイッチＳＷ１（第１の接続手段）が端子１ａ−１ｂ間、スイッチＳＷ２（第２の接続手段）が端子２ａ−２ｃ間の接続となる。
【００７１】
データ受信時については図示しないが、スイッチＳＷ１の端子１ａ−１ｂ間の接続が切断される一方で、スイッチＳＷ２の接続が端子２ｂ−２ｃ間の接続に切り替わる。これら二つのスイッチの切替が、制御回路３４１からの切替制御信号を通じて行われる点については、上記各実施形態と同じである。
【００７２】
位相調整部３５１および振幅モニタ部３２１の詳細な構成も、図１に示す位相調整部１５１および振幅モニタ部１２１の構成とそれぞれ同じものが想定されるが、必ずしもそのような構成に限れられるわけでないのは勿論である。
【００７３】
以上の構成に基づく位相調整時の位相調整部３５１および振幅モニタ部３２１の作用は、第１の実施形態と同じである。すなわち、信号処理回路３０８からの出力信号は、振幅モニタ部３２１内に設けられる増幅器３２２に出力された後、増幅されて差動増幅器３２３に送られるとともに、位相調整部３５１内の位相比較器３５２に送られる。
【００７４】
位相比較器３５２では、増幅器３２２から受信する信号と変調回路３０４から受信する信号の位相を比較して、両者の位相を揃えるための調整信号を移相器３５３に出力する。移相器３５３では、変調回路３０４から受信する信号の位相を調整して振幅モニタ部３２１に出力する。
【００７５】
振幅モニタ部３２１では、位相調整部３５１から受信する位相調整済みの信号を基準信号として、第１の実施形態と同様の処理を行い、積分器３３１へ信号を出力する。ちなみに、本実施形態でも、振幅モニタ部３２１内に設けられる増幅器３２２の増幅率は、予め調整されているものとする。
【００７６】
積分器３３１では、振幅モニタ部３２１の出力信号を積分することにより、搬送波となる交流信号の周波数を制御する制御信号を周波数可変発振器３０３に対して発生する。
【００７７】
以上の結果、全体で制御手段をなす振幅モニタ部３２１の構成ユニットと積分器３３１から出力される信号波形についても、図５（ａ）（浮遊容量４３の変化に伴う生体８への印加電圧の変化がない場合）および図６（位相調整済みの場合の印加電圧変化時の制御信号の発生）に示したものと同様になる。ただし本実施形態においては、積分器３３１で発生する制御信号が周波数可変発振器３０３に出力され、リアクタンス部３１１と直列共振を起こす周波数ｆに変更されることはいうまでもない（式（３）を参照）。
【００７８】
なお、上述した以外のトランシーバ３の構成および作用は、上記二つの実施形態で説明したトランシーバと同様なので、各部位の符号は、トランシーバ１または２の対応部位と下２桁が同じになるように付与している。
【００７９】
以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、リアクタンス部のリアクタンスを一定とする一方で、発振器から出力される交流信号の周波数を可変とすることによって、第１の実施形態と同じ効果を得ることができる。
【００８０】
（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態に係るトランシーバは、周波数可変発振器に対する制御を行うために、信号処理回路の出力信号の位相を調整する構成にしたものである。
【００８１】
図４は、本実施形態に係るトランシーバのデータ送信時の構成を示すブロック図である。同図に示すトランシーバ４では、位相調整部４５１がスイッチＳＷ２（第２の接続手段）と振幅モニタ部４２１の間に設けられており、上記第２の実施形態（図２を参照）と同様に、振幅モニタ部４２１内に設けられる増幅器４２２への出力信号の位相を、変調回路４０４から発生される基準信号の位相に揃えており、基準信号は位相の調整を受けない。
【００８２】
差動増幅器４２３には、増幅器４２２からの出力と基準信号とが入力され、両者の差分が抽出された後、この差分の結果と基準信号との乗算を乗算器４２４でとり、フィルタ４２５で平滑化して積分器４３１に出力する。
【００８３】
積分器４３１は、周波数可変発振器４０３に対して周波数ｆがリアクタンス部４１１と共振を生じるように制御する制御信号を出力する。
【００８４】
本実施形態においても、全体で制御手段をなす振幅モニタ部４２１の構成ユニットと積分器４３１から出力される信号波形が、図５（ａ）（浮遊容量４３の変化に伴う生体８への印加電圧の変化がない場合）および図６（位相調整済みの場合の印加電圧変化時の制御信号の発生）で示されることは勿論である。このうち、制御信号が周波数可変発振器４０３の発振周波数ｆを制御することは、第３の実施形態と同じである。
【００８５】
また、データ受信時のスイッチＳＷ１（第１の接続手段）およびスイッチＳＷ２の接続形態も、上記３つの実施形態と全く同じである（図示せず）。さらに、これら二つのスイッチの切替が、制御回路４４１からの切替制御信号を通じて行われる点についても上記第１の実施形態で説明した通りである。
【００８６】
上述した以外のトランシーバ４の構成および作用は、第３の実施形態と同じである。このため、トランシーバ４が具備する部位に対応する部位の符号については、下２桁を図３のトランシーバ３の符号と揃えて記載してある。
【００８７】
このような本発明の第４の実施形態が、上述した各実施形態と同じ効果を奏するものであることはいうまでもない。
【００８８】
（その他の実施形態）
以上説明した各実施形態では、トランシーバに設けられる増幅器の増幅率（利得）が既に調整されているものとして説明したが、この増幅器の増幅率を可変とし、増幅率を自動的に調整する機能を付加することも可能である。
【００８９】
また、本発明のトランシーバに具備される電界検出光学部を、導線で短絡された２枚の電極板とレーザ光と磁気光学結晶とを用いて構成することも可能である。
【００９０】
さらに、上述した実施の形態では、電界伝達媒体として生体を例に取り説明を行ったが、本発明に係るトランシーバの送受信時にデータに基づく電界を生じて伝達する電界伝達媒体は、必ずしも生体に限定されるわけではない。
【００９１】
このように、本発明は上記実施形態と同様の効果を奏する様々な実施の形態等を含みうるものである。
【００９２】
【発明の効果】
以上の説明からも明らかなように、本発明によれば、高周波数を有する搬送波を用いる場合に、電界伝達媒体に印加する電圧の減少を防止し、良好な通信状態を維持することのできるトランシーバを提供することができる。
【００９３】
これにより、ウェアラブルコンピュータがさらに実現性の高いものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るトランシーバにおけるデータ送信時の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係るトランシーバにおけるデータ送信時の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に係るトランシーバにおけるデータ送信時の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第４の実施形態に係るトランシーバにおけるデータ送信時の構成を示すブロック図である。
【図５】振幅モニタ部の各構成ユニットから出力される信号波形について、従来法との差異を説明する図である。
【図６】データ送信時に振幅モニタ部の各構成ユニットおよび積分器からそれぞれ出力される信号波形を示す説明図である。
【図７】従来法によるトランシーバの構成を示すブロック図である。
【図８】トランシーバを介してウェアラブルコンピュータを人間に装着して使用するときの例を示す説明図である。
【図９】図７のトランシーバにおいて生体に印加される電圧を概念的に示す図である。
【図１０】可変リアクタンス部を加えたトランシーバのデータ送信時の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０のトランシーバにおいて生体に印加される電圧を概念的に示す図である。
【符号の説明】
１、２、３、４、５、６ トランシーバ
７ ウェアラブルコンピュータ
８ 生体
４１ 送信回路のグランド
４３、５３ 浮遊容量
５１ 大地グランド
１０２、２０２、３０２、４０２、５０２、６０２ 送信回路（送信手段）
１０３、２０３、５０３、６０３ 発振器
１１１、２１１、６１１ 可変リアクタンス部（共振手段）
１２１、２２１、３２１、４２１、６２１ 振幅モニタ部（制御手段の一部）
１２２、２２２、３２２、４２２ 増幅器
１２３、２２３、３２３，４２３ 差動増幅器
１２４、２２４、３２４、４２４ 乗算器
１２５、２２５、３２５、４２５ フィルタ
１３１、２３１、３３１、４３１ 積分器（制御手段の一部）
１５１、２５１、３５１、４５１ 位相調整部（位相調整手段）
１５２、２５２、３５２、４５２ 位相比較器
１５３、２５３、３５３、４５３ 移相器
３０３、４０３ 周波数可変発振器
３１１、４１１ リアクタンス部（共振手段）
ＳＷ１、ＳＷ２ スイッチ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a transceiver that transmits and receives information using an electric field induced in an electric field transmission medium that transmits an electric field, and more specifically, is used in data communication using a wearable computer that can be worn on a human body. Related to transceivers.
[0002]
[Prior art]
Due to the miniaturization and high performance of portable terminals, wearable computers that can be attached to living bodies have been attracting attention.
[0003]
Conventionally, as a data communication between such wearable computers, a method of transmitting and receiving data by connecting a transceiver to a computer and transmitting an electric field induced by the transceiver through a living body as an electric field transmission medium has been proposed. (For example, refer to Patent Document 1).
[0004]
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional transceiver. The transceiver 5 shown in the figure is connected to the wearable computer 7 via an I / O circuit 501 for inputting and outputting signals, and a transmission / reception electrode 505 is provided close to the living body 8 via an insulator 506. Yes. Information (data) transmitted from wearable computer 7 is modulated by modulation circuit 504 in transmission circuit 502 using an AC signal generated by oscillator 503 as a carrier wave. The modulated modulation signal induces an electric field from the transmission / reception electrode 505 to the living body 8 via the insulator 506, and the electric field is transmitted through the living body 8 so that the transceiver 5 is provided at another part of the living body 8. Information transmitted from the wearable computer 7 is transmitted to the transceiver 5 that is electrically connected by contact from the living body 8.
[0005]
When another transceiver 5 receives the electric field transmitted through the transceiver 5, the electric field received by the transmission / reception electrode 505 through the insulator 506 is converted into an electric signal by the electric field detection optical unit 507, and signal processing is performed. Supply to circuit 508. The signal processing circuit 508 performs signal processing such as filtering and amplification on the electric signal from the electric field detection optical unit 507. After the signal processing, data demodulation and waveform shaping are further performed by the demodulation circuit 509 and the waveform shaping circuit 510, respectively, and the signal subjected to the series of processing is wearable from the I / O circuit 501 as received data of the wearable computer 7. It is transmitted to the computer 7.
[0006]
As described above, the transceiver 5 used for data communication between the wearable computers 7 induces an electric field based on information to be transmitted to the living body 8 which is an electric field transmission medium, and transmits information using the induced electric field. On the other hand, when receiving information, the transceiver 5 receives a signal using an electric field induced in the living body 8.
[0007]
FIG. 8 is an explanatory diagram showing an example when the wearable computer 7 is worn and used by a human being as the living body 8. The wearable computers 7-1, 7-2, and 7-3 shown in the figure are connected to the arms and shoulders of the living body 8 via the transceivers 5-1, 5-2, and 5-3 that are connected correspondingly. It is attached to the fuselage etc. and transmits / receives data to / from each other. Furthermore, when the tips of the limbs of the living body 8 come into contact with the transceivers 5′-1 and 5′-2 connected to the external terminal 10 which is an external device via the cable 20, the wearable computers 7-1 and 7 -2 and 7-3 and the external terminal 10 can transmit and receive data.
[0008]
[Patent Document 1]
JP 2001-352298 A
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
In the transceiver 5 described above, the transmission circuit 502 that is driven without using the AC power supply is separated from the ground ground 51 as shown in FIG. 9, and a stray capacitance 43 is generated between the ground 41 and the ground ground 51 of the transmission circuit. To do. A stray capacitance 53 also exists between the living body 8 and the ground 51, and these two stray capacitances (a virtual capacitor having the stray capacitance) are apparently connected in series as viewed from the modulation circuit 504.
[0010]
Therefore, the voltage V between the transmission circuit 502 and the ground 41 of the transmission circuit _s Is divided and applied to two stray capacitances 43 and 53. Therefore, the voltage V applied to the living body 8 _b Is the value of stray capacitance 43 and 53 respectively _g And C _b After all,
[Expression 1]

It is expressed. Where j is an imaginary unit (-1) ^1/2 Ω represents the angular frequency of the applied voltage.
[0011]
When an AC power source is used, the stray capacitance 43 (C _g ) Can be regarded as infinite, and as is clear from equation (1), V _b = V _s Thus, the signal is applied to the living body 8 without being attenuated. On the other hand, when AC power is not used, V is _b <V _s Therefore, there is a problem that the applied voltage of the signal applied to the living body 8 decreases.
[0012]
FIG. 10 is a block diagram showing an example of the configuration of a transceiver that can solve such problems of the prior art. In the figure, a state when data is transmitted from the transceiver 6 via the living body 8 is shown, and it is composed of a plurality of circuit elements such as inductors and capacitors between the transmission circuit 602 and the transmission / reception electrode 605, A variable reactance unit 611 having a variable reactance value is inserted.
[0013]
The transceiver 6 includes a negative feedback circuit using an amplitude monitor 621 and a control signal generator 631. At this time, the amplitude monitor unit 621 extracts the difference between the reference signal output from the transmission circuit 602 and the signal output from the signal processing circuit 608, and transmits the extraction result to the control signal generation unit 631. The control signal generator 631 generates a control signal for controlling the reactance of the reactance unit 611 based on the output signal from the amplitude monitor 621.
[0014]
Data transmitted from the wearable computer 7 to the transceiver 6 and output from the I / O circuit 601 is modulated by the modulation circuit 604 using an AC signal generated from the oscillator 603 as a carrier wave, and then transmitted and received from the reactance unit 611. It reaches the electrode 605 and is transmitted via an electric field induced in the living body 8 through the insulator 606.
[0015]
As shown in FIG. 11, the variable reactance unit 611 and the stray capacitance 43 (C _g ), And stray capacitance 53 (C _b ) Are connected in series as viewed from the modulation circuit 604, the voltage V applied to the living body 8. _b Is
[Expression 2]

It is expressed. Here, X is a reactance value that is an imaginary component of the impedance of the variable reactance unit 611. From this equation (2), the reactance X is
[Equation 3]

V when satisfying _b = V _s The voltage V applied to the living body 8 _b It can be seen that does not need to be attenuated. Here, f represents the oscillation frequency of the oscillator 603, and π represents the circular ratio.
[0016]
As described above, the transceiver 6 appropriately controls the reactance unit 611 and the stray capacitance 43 so as to cause series resonance by changing the reactance X in the expression (3), and the voltage V applied to the living body 8. _b Thus, it is possible to improve the communication quality by preventing the decrease.
[0017]
However, in the transceiver 6, since it is premised that the phase of the reference signal output from the transmission circuit 602 and the output signal of the signal processing circuit 608 match, the electric field detection optical unit 607 and the signal processing circuit 608 are assumed. In the case where the delay caused by 1 is not negligible with respect to the period of the carrier wave, there is a risk that a difference occurs between the two phases. Actually, when the frequency of the carrier wave becomes high, the problem of the phase difference becomes remarkable, and there is a possibility that the influence cannot be ignored.
[0018]
The present invention has been made in view of the above-described circumstances, and an object thereof is to prevent a decrease in voltage applied to an electric field transmission medium and maintain a good communication state when using a carrier wave having a high frequency. It is to provide a transceiver capable of performing the above.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 induces an electric field based on information to be transmitted in an electric field transmission medium, and transmits the information using the induced electric field, while the electric field transmission medium A transceiver for receiving information by receiving an electric field based on information to be received induced by the transmitter, wherein an AC signal having a predetermined frequency is output to modulate the information to be transmitted, and the modulated Transmitting means for transmitting a modulated signal related to information to be transmitted, transmission / reception electrodes for inducing an electric field based on the information to be transmitted and receiving an electric field based on the information to be received, and ground and ground ground of the transmitting means In order to cause series resonance with the stray capacitance generated between the transmitting means and the transmitting / receiving electrode, the resonant means connected in series and the electric field based on the information to be received are detected. Then, the phase of one of the electric field detecting means for converting the detected electric field into an electric signal, the electric signal converted by the electric field detecting means and the reference signal based on the modulation signal is adjusted to adjust the other signal. Phase adjusting means for matching the phase, control means for outputting a control signal for controlling characteristics of the resonance means using the electrical signal and the reference signal whose phases are matched by the phase adjusting means, and the electric field detecting means And a demodulating means for demodulating the electric signal converted in (1).
[0020]
According to the second aspect of the present invention, an electric field based on information to be transmitted is induced in the electric field transmission medium, and information is transmitted using the induced electric field, while information to be received induced in the electric field transmission medium is transmitted. A transceiver that receives information by receiving an electric field based on the signal, outputs an alternating current signal having a predetermined frequency, modulates the information to be transmitted, and modulates the modulated signal related to the information to be transmitted A transmission means for transmitting the signal, a transmission / reception electrode for inducing an electric field based on the information to be transmitted and receiving an electric field based on the information to be received, and a stray capacitance generated between the ground and the ground of the transmission means in series Resonance means connected in series with the transmission means and the transmission / reception electrode to cause resonance, and an electric field based on the information to be received is detected via the transmission / reception electrode. The electric field detecting means for converting the detected electric field into an electric signal, and the phase of one of the electric signal converted by the electric field detecting means and the reference signal based on the modulation signal is adjusted to the phase of the other signal. A phase adjusting means for matching, a control means for outputting a control signal for controlling a frequency of an AC signal output from the transmitting means using the electrical signal and the reference signal whose phases are matched by the phase adjusting means, and the electric field The gist of the invention is that it comprises demodulation means for demodulating the electrical signal converted by the detection means.
[0021]
According to a third aspect of the present invention, there is a phase difference between the electrical signal and the reference signal as a result of comparing the phase of the electrical signal converted by the electric field detection unit and the phase of the reference signal based on the modulation signal. A phase comparator that generates an adjustment signal for adjusting the phase difference in the case, and an adjustment signal generated by the phase comparator is received to adjust the phase of one of the electrical signal and the reference signal And a phase shifter.
[0022]
According to a fourth aspect of the present invention, the control means amplifies the electric signal, obtains a difference between the output signal of the amplifier and the reference signal, amplifies the difference, and the differential amplifier A multiplier for obtaining a product of the output signal of the reference signal and the reference signal, a filter for removing a harmonic component of the signal giving the product of the output signal of the differential amplifier and the reference signal obtained by the multiplier, and the filter And an integrator for generating the control signal based on the result of integrating the output signal.
[0023]
According to a fifth aspect of the present invention, when transmitting information by inducing an electric field in the electric field transmission medium, the transmission means and the resonance means are connected to each other, while being induced in the electric field transmission medium via the transmission / reception electrode. A first connection means for disconnecting the transmission means and the resonance means when receiving the received electric field, and a connection between the electric field detection means and the phase adjusting means or the control means when transmitting the information. On the other hand, when the electric field induced in the electric field transmission medium is received, the gist is provided with a second connecting means for connecting the electric field detecting means and the demodulating means.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
[0025]
In the following description, the case where the wearable computer transmits data by inducing an electric field in the living body via the transceiver is referred to as “data transmission”, and the data detected from the electric field induced in the living body is transmitted to the transceiver. The case where the wearable computer receives the data via “data reception”.
[0026]
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration at the time of data transmission of the transceiver according to the first embodiment of the present invention. The transceiver 1 shown in FIG. 1 outputs data (information) received from the wearable computer 7 and from the I / O circuit 101 and the I / O circuit 101 that receive a signal received via the living body 8 that is an electric field transmission medium. A transmission circuit 102 that modulates and transmits output data (information), a transmission / reception electrode 105 made of a conductive member for inducing an electric field in the living body 8 that is an electric field transmission medium, and a current from flowing through the living body 8 In addition, an insulator 106 disposed between the transmitting / receiving electrode 105 and the living body 8 is provided in order to remove the danger of the metal allergy of the living body 8 caused by the transmitting / receiving electrode 105. Among these, the transmission circuit 102 as a transmission means includes an oscillator 103 that generates an AC signal having a predetermined frequency, and a modulation that modulates a signal (data) from the I / O circuit 101 using the AC signal generated by the oscillator 103 as a carrier wave. Circuit 104.
[0027]
A variable reactance unit 111 serving as a resonance unit is provided between the transmission circuit 102 and the transmission / reception electrode 105. The variable reactance unit 111 is a circuit network configured by connecting a plurality of circuit elements such as inductors (coils) and capacitors, and has a stray capacitance C _g Stray capacitance C at the oscillation frequency f _g And a series resonance state of reactance X are maintained.
[0028]
A switch SW1 (first connection means) is provided between the variable reactance unit 111 and the transmission circuit 102, and the connection form between the terminals changes depending on data transmission and data reception. Specifically, during data transmission shown in FIG. 1, the two terminals 1a-1b are connected, while during data reception, a signal transmitted from the living body 8 is prevented from being mixed into the transmission circuit 102. Disconnect the connection between the terminals.
[0029]
Of course, the transmission / reception electrode 105 may be divided into a transmission electrode and a reception electrode. In that case, two insulators are also provided corresponding to each electrode.
[0030]
In addition to the above configuration, the transceiver 1 optically detects an electric field received from the living body 8 via the insulator 106 and the transmission / reception electrode 105 and converts the electric field into an electric signal, and a low-noise amplification. And a signal processing circuit 108 that performs processing such as noise removal and waveform shaping, and these constitute electric field detection means. The point that the electric field detection means is configured using at least an electric field detection optical unit and a signal processing circuit is the same in the embodiments described later.
[0031]
The electric field detection optical unit 107 is assumed to detect an electric field by an electro-optic technique using, for example, laser light and an electro-optic crystal. In this case, the electric field detection optical unit 107 includes a laser diode, LiNbO constituting a laser light source. _Three And LiTaO _Three Of an electro-optic crystal (EO crystal: Electro Optic crystal) whose birefringence changes according to the received electric field strength, and a laser beam whose polarization state has changed through the electro-optic element. It is configured by using at least a wave plate that adjusts the polarization state and a photodiode that converts the intensity of laser light that has passed through the wave plate into an electric signal.
[0032]
The signal processing circuit 108 is connected to the electric field detection optical unit 107 and is connected to the switch SW2 (second connection means). The switch SW2 is connected to a terminal 2b and a terminal 2c (not shown) when receiving data. At this time, the signal output from the signal processing circuit 108 is demodulated by the demodulation circuit 109 (demodulation means), shaped by the waveform shaping circuit 110, reaches the I / O circuit 101, and receives data from the wearable computer 7 Will be sent. In contrast, at the time of data transmission, the switch SW2 connects the terminals 2a to 2c as shown in FIG.
[0033]
In addition to the configuration described above, the transceiver 1 in the present embodiment compares the phase of the reference signal output from the transmission circuit 102 and the signal output from the signal processing circuit 108 at the time of data transmission. A phase adjustment unit 151 that adjusts the phase difference between them, and two signals (a reference signal that is output from the transmission circuit 102 and a signal that is output from the signal processing circuit 108) whose phase differences are aligned via the phase adjustment unit 151 An amplitude monitor unit 121 that extracts a difference, and an integrator 131 as a control signal generation unit that generates a control signal for controlling the reactance X of the variable reactance unit 111 based on an output signal from the amplitude monitor unit 121. Have.
[0034]
Of these, the phase adjustment unit 151 receives the reference signal transmitted from the transmission circuit 102 and the phase comparison signal output from the amplitude monitor unit 121, compares the phases of the two, and the two signals have different phases. In the case (when there is a phase difference), the phase comparator 152 that generates an adjustment signal for aligning the phases, and the phase of the reference signal is actually adjusted based on the adjustment signal from the phase comparator 152. And a phase shifter 153 that outputs to the amplitude monitor unit 121 in accordance with the phase of the comparison signal.
[0035]
The amplitude monitor unit 121 calculates the difference between the amplifier 122 that amplifies the signal from the signal processing circuit 108 and the reference signal that is input from the transmission circuit 102 via the phase adjustment unit 151 and the output signal that is amplified by the amplifier 122. Is constituted by a differential amplifier 123 that multiplies the output signal of the differential amplifier by a reference signal, and a filter 125 that removes and smoothes the harmonic components of the output signal of the multiplier 124.
[0036]
The amplification factor (gain) of the amplifier 122 is adjusted in advance so that the output of the amplifier 122 is equal to the output voltage of the transmission circuit 102 when the voltage applied to the living body 8 is equal to the output voltage of the transmission circuit 102. Shall.
[0037]
The integrator 131 generates a control signal for controlling the reactance X of the variable reactance unit 111 by integrating the output signal from the filter 125 of the amplitude monitor unit 121. More specifically, the stray capacitance 43 (C) generated between the ground 41 and the ground 51 of the transmission circuit. _g ) Is compensated for by the control signal to the variable reactance unit 111, so that the stray capacitance 43 (C) generated between the ground 41 of the transmission circuit and the ground 51 at the oscillation frequency f. _g ) And reactance X in series resonance state.
[0038]
The amplitude monitor unit 121 and the integrator 131 constitute a negative feedback circuit at the time of data transmission, thereby forming a control unit that controls the value of the reactance X that is a characteristic of the variable reactance unit 111 (resonance unit). .
[0039]
Note that the detailed configurations of the amplitude monitor unit 121 and the phase adjustment unit 151 described above are merely examples, and it is needless to say that design changes can be made as appropriate without departing from the present invention.
[0040]
By the way, the connection between the respective terminals of the switches SW1 and SW2 is switched in conjunction. FIG. 1 shows a case where a control circuit 141 is connected to the I / O circuit 101 as a switching control means for controlling the switching so that a control signal is output to each switch. In the figure, the portions indicated by the circles A are connected by wiring. The control signal for switching the switch generated from the control circuit 141 may be transmitted from the wearable computer 7 or may be transmitted from the input unit provided in the transceiver 1. Of course, the configuration of each switch and control circuit as the switching means is not limited to that described here.
[0041]
The operation of the transceiver 1 having the above configuration will be described.
[0042]
<Adjusting the phase difference>
First, the phase difference adjustment process performed by the phase adjustment unit 151 will be described. Here, since the main purpose is to explain the process of adjusting the phase difference, the applied voltage V to the living body 8 _b Is assumed to be unchanged.
[0043]
Both the signal output from the transmission circuit 102 and the signal output from the amplifier 122 are input to the phase comparator 152, and the phases of these two signals are compared. If there is a phase difference between the two as a result of this comparison, an adjustment signal for eliminating the phase difference and aligning the phases is output to the phase shifter 153.
[0044]
The phase shifter 153 aligns the phase of the output signal from the transmission circuit 102 with the phase of the output signal of the amplifier 122 based on the adjustment signal, and outputs the phase-adjusted signal to the amplitude monitor unit 121 as a reference signal.
[0045]
The phase difference adjustment process described above is always performed.
[0046]
FIG. 5A is a diagram illustrating a waveform of an output signal output from each component unit of the amplitude monitor unit 121 and the integrator 131 when phase adjustment is performed. Also in this figure, the voltage applied to the living body 8 is the same as the output voltage of the transmission circuit 102 (V _b = V _s ) Is assumed.
[0047]
In this case, since the output signal 61 of the amplifier 122 and the reference signal 63 are in phase, the output signal 65 from the differential amplifier 123 is zero. Therefore, the output signal 67 of the filter obtained by multiplying the output signal 65 by the reference signal 63 and smoothing the result becomes zero. Therefore, only a constant value output signal 69 is generated from the integrator 131, and no control signal for changing the reactance X is generated.
[0048]
On the other hand, FIG. 5B is a diagram illustrating waveforms of output signals output from each component unit of the amplitude monitor unit 121 and the integrator 131 when phase adjustment is not performed. In this case, the phase difference between the output signal 71 of the amplifier 122 and the reference signal 73 is not eliminated, and the output signal 75 of the differential amplifier 123 does not become zero. The filter output signal 77 obtained by smoothing is not zero. Therefore, the output signal 79 from the integrator 131 does not become zero, and a control signal for changing the reactance X is output. As a result, when phase adjustment is not performed, it is necessary to perform control even when there is no change in the stray capacitance 43.
[0049]
As is clear from the above description, in this embodiment, the phase is adjusted by the phase adjustment unit 151 provided in the transceiver 1, so that the voltage applied to the living body 8 is the output voltage of the transmission circuit 102. If they are the same, the reactance X of the variable reactance unit 111 is constant, and normal control can be realized.
[0050]
<Control when the applied voltage changes to the living body>
Next, in the transceiver 1, the applied voltage V to the living body _s The control of the amplitude monitor unit 121 and the integrator 131 when the value changes will be described. Here, the phase of the reference signal input to the differential amplifier 123 and the multiplier 124 is adjusted by the phase difference adjustment process in the phase adjustment unit 151 (see the above processing content), and the phase of the reference signal is aligned with the output signal of the amplifier 122. It shall be.
[0051]
FIG. 6 is an explanatory diagram illustrating an example of signal waveforms output from each component unit of the amplitude monitor unit 121 and each of the integrators 131 until generation of a control signal during data transmission.
[0052]
Among these, FIG. 6A shows the change of the signal waveform when the stray capacitance 43 between the transmission circuit and the ground is decreased. In this case, the voltage V applied to the living body 8 from the equation (2). _b Therefore, the output signal 81 of the differential amplifier 123 has the same phase as the reference signal 83 output from the transmission circuit 102. Therefore, the output signal 85 of the multiplier 124 obtained by multiplying both has a waveform having a displacement only in the positive direction. A signal 87 is obtained by removing the harmonic component of the output signal 85 by the filter 125. The signal 87 output from the filter 125 is integrated by the integrator 131, resulting in V _b = V _s Therefore, the control signal 89 for increasing the reactance X of the variable reactance unit 111 is output from the integrator 131 to the variable reactance unit 111 as a result. _b = V _s This state is maintained.
[0053]
FIG. 6B is an explanatory diagram showing changes in the signal waveform when the stray capacitance 43 increases. In this case, the voltage V applied to the living body 8 as the stray capacitance 43 increases. _b Therefore, the output signal 91 of the differential amplifier 123 is out of phase with the reference signal 93. For this reason, the output signal 95 of the multiplier 124 obtained by multiplying both has a displacement only in the negative direction, and a signal 97 obtained by removing the harmonic component of the output signal 95 by the filter 125 is integrated by the integrator 131. Result, V _b = V _s Therefore, the control signal 99 for reducing the reactance X of the variable reactance unit 111 is output from the integrator 131 to the variable reactance unit 111.
[0054]
By performing such control, the applied voltage V to the living body 8 due to the change of the stray capacitance 43 is changed. _b It is possible to prevent the attenuation of the noise.
[0055]
According to the first embodiment of the present invention described above, the phase difference is adjusted to adjust the phase difference that occurs when the delay in the electric field detection optical unit and the signal processing circuit cannot be ignored with respect to the period of the carrier wave. Even when a high-frequency carrier wave is used, a strong electric field can be induced in the living body, and a good communication state can be maintained.
[0056]
Incidentally, the high frequency band in which the phase difference adjustment function in the present embodiment is assumed to have a particularly remarkable effect is a frequency band larger than about 100 MHz (megahertz) (1 MHz = 10). ⁶ Hz). This point is common to all embodiments of the present invention.
[0057]
Needless to say, the specific usage pattern of the transceiver according to the present embodiment is assumed to be the same usage pattern as that of the prior art shown in FIG. This point is also common to all the embodiments of the present invention.
[0058]
(Second Embodiment)
The transceiver according to the second embodiment of the present invention is characterized in that the phase of the signal output from the signal processing circuit is adjusted to match the phase of the output signal of the signal processing circuit and the reference signal. .
[0059]
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration at the time of data transmission of the transceiver according to the present embodiment. In the transceiver 2 shown in the figure, the phase adjustment unit 251 is provided between the switch SW2 (second connection means) and the amplitude monitor unit 221.
[0060]
In this case, the adjustment signal from the phase comparator 252 is output to the phase shifter 253 that adjusts the phase of the output signal of the signal processing circuit 208, and the phase of this output signal is the reference signal output from the transmission circuit 202. It is adjusted to match the phase. That is, unlike the first embodiment, the reference signal is not subjected to phase adjustment.
[0061]
The output signal of the phase shifter 253 is output to the amplifier 222 of the amplitude monitor unit 221. The signal output from the amplifier 222 is sent to the differential amplifier 223 and also output to the phase comparator 252 as a phase comparison signal.
[0062]
The differential amplifier 223 receives the reference signal sent from the transmission circuit 202 in addition to the output signal of the amplifier 222, extracts the difference between the two, and multiplies the difference extraction result by the reference signal. The data is taken by the unit 224, smoothed by the filter 225, and output to the integrator 231. The integrator 231 generates a control signal for controlling the reactance X of the variable reactance unit 211. In this sense, the integrator 231 and the amplitude monitor unit 221 form a control unit as in the first embodiment.
[0063]
The configuration and operation of the transceiver 2 other than those described above are the same as those in the first embodiment. For this reason, in FIG. 2, the reference numerals of the parts corresponding to the parts included in the transceiver 2 are shown with the last two digits aligned with the reference numerals in FIG. Further, the same reference numerals as those in the first embodiment are used for the two switches SW1 (first connecting means) and SW2.
[0064]
Signal waveforms output from each component unit of the control means are also shown in FIG. 5A (when there is no change in the applied voltage to the living body 8 due to the change in the stray capacitance 43) and FIG. 6 (when the phase is adjusted). This is the same as that shown in (Generation of control signal when applied voltage changes).
[0065]
It goes without saying that the second embodiment of the present invention has the same effect as the first embodiment.
[0066]
(Third embodiment)
In the transceiver according to the third embodiment of the present invention, the reactance X of the reactance unit provided between the transmission circuit and the transmission / reception electrodes is made constant, and instead, the oscillation frequency f of the oscillator is made variable and applied to the living body 8. This prevents changes in voltage.
[0067]
As apparent from the above equation (2), the stray capacitance 43 (C _g ) The applied voltage V to the living body 8 changes in accordance with the change of _b Output voltage V from the transmission circuit _s The equality can be realized by changing the frequency f of the AC signal generated from the oscillator instead of making the reactance of the reactance unit variable as in the two embodiments described above.
[0068]
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration (during data communication) of the transceiver according to the present embodiment having the above features. In the transceiver 3 shown in the figure, a reactance unit 311 having a certain reactance X is provided between the transmission circuit 302 and the transmission / reception electrode 305, while a frequency variable oscillator 303 capable of changing the frequency f of the output AC signal is provided. , Connected to the modulation circuit 304.
[0069]
In response to this, an integrator 331 that generates a control signal based on a signal output from the amplitude monitor 321 is connected to the frequency variable oscillator 303. That is, the control signal in this embodiment is for controlling the frequency of the frequency variable oscillator 303.
[0070]
A signal output from the signal processing circuit 308 is output to the integrator 331 via the amplitude monitor unit 321, and a control signal based on this signal is sent to the frequency variable oscillator 303 to apply the voltage V applied to the living body 8. _b Is the output voltage V of the transmission circuit 302. _s Is controlled to be equal to The specific switch connection state during data transmission is that the switch SW1 (first connection means) is connected between the terminals 1a and 1b, and the switch SW2 (second connection means) is connected between the terminals 2a and 2c.
[0071]
Although not shown at the time of data reception, the connection between the terminals 1a and 1b of the switch SW1 is cut, while the connection of the switch SW2 is switched to a connection between the terminals 2b and 2c. The point that the switching of these two switches is performed through a switching control signal from the control circuit 341 is the same as in each of the above embodiments.
[0072]
The detailed configurations of the phase adjustment unit 351 and the amplitude monitor unit 321 are also assumed to be the same as the configurations of the phase adjustment unit 151 and the amplitude monitor unit 121 shown in FIG. 1, respectively, but are not necessarily limited to such configurations. Of course.
[0073]
The operations of the phase adjustment unit 351 and the amplitude monitor unit 321 during phase adjustment based on the above configuration are the same as those in the first embodiment. In other words, the output signal from the signal processing circuit 308 is output to the amplifier 322 provided in the amplitude monitor unit 321, is amplified and sent to the differential amplifier 323, and the phase comparator 352 in the phase adjustment unit 351. Sent to.
[0074]
The phase comparator 352 compares the phase of the signal received from the amplifier 322 and the signal received from the modulation circuit 304, and outputs an adjustment signal for aligning both phases to the phase shifter 353. The phase shifter 353 adjusts the phase of the signal received from the modulation circuit 304 and outputs it to the amplitude monitor unit 321.
[0075]
The amplitude monitor unit 321 performs the same processing as in the first embodiment using the phase-adjusted signal received from the phase adjustment unit 351 as a reference signal, and outputs a signal to the integrator 331. Incidentally, also in this embodiment, it is assumed that the amplification factor of the amplifier 322 provided in the amplitude monitor unit 321 is adjusted in advance.
[0076]
The integrator 331 generates a control signal for controlling the frequency of the AC signal serving as a carrier wave for the frequency variable oscillator 303 by integrating the output signal of the amplitude monitor unit 321.
[0077]
As a result of the above, the signal waveforms output from the constituent unit of the amplitude monitor unit 321 and the integrator 331 as a whole as a control means are also shown in FIG. This is the same as that shown in FIG. 6 (when there is no change) and FIG. 6 (generation of a control signal when the applied voltage changes when the phase is adjusted). However, in this embodiment, it goes without saying that the control signal generated by the integrator 331 is output to the frequency variable oscillator 303 and is changed to the frequency f that causes series resonance with the reactance unit 311 (equation (3)). reference).
[0078]
Since the configuration and operation of the transceiver 3 other than those described above are the same as those of the transceiver described in the above two embodiments, the symbols of each part are the same as the corresponding parts of the transceiver 1 or 2 in the last two digits. Has been granted.
[0079]
According to the third embodiment of the present invention described above, the same effect as that of the first embodiment can be obtained by making the reactance of the reactance unit constant while making the frequency of the AC signal output from the oscillator variable. Can be obtained.
[0080]
(Fourth embodiment)
The transceiver according to the fourth embodiment of the present invention is configured to adjust the phase of the output signal of the signal processing circuit in order to control the variable frequency oscillator.
[0081]
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration at the time of data transmission of the transceiver according to the present embodiment. In the transceiver 4 shown in the figure, a phase adjustment unit 451 is provided between the switch SW2 (second connection means) and the amplitude monitor unit 421, and is the same as in the second embodiment (see FIG. 2). The phase of the output signal to the amplifier 422 provided in the amplitude monitor unit 421 is aligned with the phase of the reference signal generated from the modulation circuit 404, and the reference signal is not subjected to phase adjustment.
[0082]
The differential amplifier 423 receives the output from the amplifier 422 and the reference signal, and after extracting the difference between the two, the multiplier 424 multiplies the result of the difference and the reference signal, and the filter 425 smoothes the difference. And output to the integrator 431.
[0083]
The integrator 431 outputs a control signal for controlling the frequency f to resonate with the reactance unit 411 with respect to the frequency variable oscillator 403.
[0084]
Also in this embodiment, the signal waveform output from the structural unit of the amplitude monitor unit 421 and the integrator 431 that constitute the control means as a whole is shown in FIG. Of course, it is shown in FIG. 6 (in the case where there is no change in) and in FIG. Among these, the control signal controls the oscillation frequency f of the variable frequency oscillator 403 as in the third embodiment.
[0085]
Further, the connection form of the switch SW1 (first connection means) and the switch SW2 at the time of data reception is exactly the same as the above-described three embodiments (not shown). Further, as described in the first embodiment, the switching of these two switches is performed through a switching control signal from the control circuit 441.
[0086]
The configuration and operation of the transceiver 4 other than those described above are the same as those in the third embodiment. For this reason, about the code | symbol of the site | part corresponding to the site | part which the transceiver 4 comprises, the last 2 digits are described in alignment with the code | symbol of the transceiver 3 of FIG.
[0087]
Needless to say, the fourth embodiment of the present invention has the same effects as the above-described embodiments.
[0088]
(Other embodiments)
In each of the embodiments described above, it has been described that the amplification factor (gain) of the amplifier provided in the transceiver has already been adjusted, but the function of making the amplification factor of this amplifier variable and automatically adjusting the amplification factor is provided. It is also possible to add.
[0089]
In addition, the electric field detection optical unit included in the transceiver of the present invention can be configured using two electrode plates, laser light, and a magneto-optical crystal that are short-circuited by a conducting wire.
[0090]
Furthermore, in the above-described embodiment, the living body is taken as an example of the electric field transmission medium. However, the electric field transmission medium that generates and transmits an electric field based on data during transmission and reception of the transceiver according to the present invention is not necessarily limited to the living body. It is not done.
[0091]
As described above, the present invention can include various embodiments and the like that have the same effects as the above-described embodiment.
[0092]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, according to the present invention, when a carrier wave having a high frequency is used, a transceiver capable of preventing a decrease in voltage applied to the electric field transmission medium and maintaining a good communication state can be maintained. Can be provided.
[0093]
This makes the wearable computer even more feasible.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration during data transmission in a transceiver according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration at the time of data transmission in a transceiver according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration at the time of data transmission in a transceiver according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration during data transmission in a transceiver according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram for explaining a difference from a conventional method with respect to a signal waveform output from each component unit of an amplitude monitor unit;
FIG. 6 is an explanatory diagram showing signal waveforms output from each component unit and integrator of the amplitude monitor unit during data transmission;
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a transceiver according to a conventional method.
FIG. 8 is an explanatory diagram showing an example when a wearable computer is worn and used by a person via a transceiver.
9 is a diagram conceptually illustrating a voltage applied to a living body in the transceiver of FIG.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration at the time of data transmission of a transceiver to which a variable reactance unit is added.
11 is a diagram conceptually illustrating a voltage applied to a living body in the transceiver of FIG.
[Explanation of symbols]
1, 2, 3, 4, 5, 6 transceiver
7 Wearable computers
8 living body
41 Transmitter ground
43, 53 stray capacitance
51 Earth Ground
102, 202, 302, 402, 502, 602 Transmission circuit (transmission means)
103, 203, 503, 603 Oscillator
111, 211, 611 Variable reactance part (resonance means)
121, 221, 321, 421, 621 Amplitude monitor (part of control means)
122, 222, 322, 422 amplifiers
123, 223, 323, 423 differential amplifier
124, 224, 324, 424 multiplier
125, 225, 325, 425 filters
131, 231, 331, 431 Integrator (part of control means)
151,251,351,451 Phase adjustment unit (phase adjustment means)
152, 252, 352, 452 Phase comparator
153, 253, 353, 453 Phase shifter
303, 403 Frequency variable oscillator
311 and 411 reactance part (resonance means)
SW1, SW2 switch

Claims (5)

By inducing an electric field based on information to be transmitted in the electric field transmission medium and transmitting information using the induced electric field, while receiving an electric field based on the information to be received induced in the electric field transmission medium. A transceiver for receiving information,
Transmitting means for outputting an AC signal having a predetermined frequency to modulate the information to be transmitted, and transmitting a modulated signal related to the modulated information to be transmitted;
Transmitting and receiving electrodes for inducing an electric field based on the information to be transmitted and receiving an electric field based on the information to be received;
Resonance means connected in series with the transmission means and the transmitting / receiving electrode to cause series resonance with stray capacitance generated between the ground of the transmission means and the ground, and detecting an electric field based on the information to be received, An electric field detecting means for converting the detected electric field into an electric signal;
Phase adjusting means for adjusting the phase of one of the electric signal converted by the electric field detecting means and the reference signal based on the modulation signal to match the phase of the other signal;
Control means for outputting a control signal for controlling characteristics of the resonance means using the electrical signal and the reference signal whose phases are matched by the phase adjustment means;
A transceiver comprising: demodulating means for demodulating the electric signal converted by the electric field detecting means. By inducing an electric field based on information to be transmitted in the electric field transmission medium and transmitting information using the induced electric field, while receiving an electric field based on the information to be received induced in the electric field transmission medium. A transceiver for receiving information,
Transmitting means for outputting an AC signal having a predetermined frequency to modulate the information to be transmitted, and transmitting a modulated signal related to the modulated information to be transmitted;
Transmitting and receiving electrodes for inducing an electric field based on the information to be transmitted and receiving an electric field based on the information to be received;
Resonance means connected in series with the transmission means and the transmitting and receiving electrodes to cause series resonance with stray capacitance generated between the ground of the transmission means and the ground;
An electric field detecting means for detecting an electric field based on the information to be received through the transmission / reception electrode and converting the detected electric field into an electric signal;
Phase adjusting means for adjusting the phase of one of the electric signal converted by the electric field detecting means and the reference signal based on the modulation signal to match the phase of the other signal;
Control means for outputting a control signal for controlling the frequency of the AC signal output by the transmitting means using the electrical signal and the reference signal whose phases are matched by the phase adjusting means;
A transceiver comprising: demodulating means for demodulating the electric signal converted by the electric field detecting means. The phase adjusting means is
A phase for generating an adjustment signal for adjusting the phase difference when there is a phase difference between the electrical signal and the reference signal as a result of comparing the phase of the electrical signal converted by the electric field detection means and the phase of the reference signal based on the modulation signal A comparator;
3. A phase shifter that receives an adjustment signal generated by the phase comparator and adjusts a phase of one of the electric signal and the reference signal. Transceiver. The control means includes
An amplifier for amplifying the electrical signal;
Obtaining a difference between the output signal of the amplifier and the reference signal, and amplifying the difference; and
A multiplier for obtaining a product of the output signal of the differential amplifier and the reference signal;
A filter that removes harmonic components of the signal that gives the product of the output signal of the differential amplifier and the reference signal obtained by the multiplier;
4. The transceiver according to claim 1, further comprising an integrator that generates the control signal based on a result obtained by integrating an output signal from the filter. When transmitting information by inducing an electric field in the electric field transmission medium, the transmitting means and the resonance means are connected, while receiving the electric field induced in the electric field transmission medium via the transmission / reception electrode. First connection means for disconnecting connection between the transmission means and the resonance means;
When transmitting the information, the electric field detecting means is connected to the phase adjusting means or the control means, while when receiving the electric field induced in the electric field transmission medium, the electric field detecting means and the demodulating means are connected. The transceiver according to any one of claims 1 to 4, further comprising second connection means for connection.

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