JP3842586B2

JP3842586B2 - アナログ信号をデジタル形式に変換する方法およびアナログ／デジタルコンバータ（ａ／ｄ）システム

Info

Publication number: JP3842586B2
Application number: JP2001188029A
Authority: JP
Inventors: コルスラッドアーリッド
Original assignee: ルーセントテクノロジーズインコーポレーテッド
Priority date: 2000-07-14
Filing date: 2001-06-21
Publication date: 2006-11-08
Anticipated expiration: 2021-06-21
Also published as: US6542101B1; EP1172935B1; JP2002057580A; DE60100646T2; EP1172935A1; DE60100646D1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アナログ／デジタルコンバータに係り、特に、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータのデジタル出力を訂正するためのアナログ／デジタルコンバータシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
多くの物理デバイスは、アナログ即ち連続的に変化する出力信号を生成する。今日、信号処理は、しばしば、デジタル手法を使用してなされる。多くのアプリケーションにおいて、アナログ信号を、デジタルシステムにより処理するために適したデジタル形式に変換することが必要とされる。アナログデバイスとデジタルシステムとの間でインタフェースとして働く多くのタイプのコンバータが存在する。これらのコンバータは、試験、測定、処理制御および通信を含む多様なアプリケーションにおいて使用される。
【０００３】
アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータは、アナログ入力からデジタル出力を生成する。アナログ信号のデジタル形式への変換において、アナログ信号は、典型的には、サンプルされかつ量子化される。Ａ／Ｄコンバータへのアナログ入力信号が、Ａ／Ｄコンバータの最大デジタル出力値を生じるフルスケール電圧レベルを超えると、Ａ／Ｄコンバータは、飽和または過負荷となる。Ａ／Ｄコンバータが飽和すると、デジタル出力は、Ａ／Ｄコンバータの出力において利用可能なビット数により制限される最大デジタル出力値を超えることができない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
アナログ入力信号がフルスケール電圧レベルを超えて増加するとき、デジタル出力パターンにおける突然のクリッピングが、大きなスプリアス応答または望ましくない歪みを生じ、これは、デジタルドメインにおいて、振幅の突然のクリッピングを伴うアナログ入力信号から生じたデジタル出力信号のフーリエ変換がなされるとき、不連続性と呼ばれ得る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、少なくとも１つの過去信号サンプルを使用してアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータの訂正された出力を生成するアナログ／デジタル変換（Ａ／Ｄ）システムについてのものである。例えば、Ａ／Ｄシステムは、少なくとも１つの過去サンプルに対して、基準振幅のような基準値または基準点を推定する。Ａ／Ｄコンバータが飽和したという表示に応答して、Ａ／Ｄシステムは、それから訂正されたデジタルサンプル値が飽和したサンプルを置き換えるために生成される次の振幅値のような次の基準値を予測するために基準値を使用する。
【０００６】
【発明の実施の形態】
メインＡ／Ｄコンバータのフルスケール入力レンジを超えるアナログ入力信号によりＡ／Ｄコンバータの飽和に関連する問題を低減するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータシステムの例示的な実施形態を以下に説明する。図１において、受信機システム１０は、少なくとも１つのアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１４によりデジタル形式に変換されるべきアナログ信号を受信するＡ／Ｄコンバータシステム１２を含む。
【０００７】
Ａ／Ｄコンバータシステム１２は、Ａ／Ｄコンバータ１４がアナログ入力信号により飽和しまたは過負荷となっていることの表示により、訂正されたデジタルサンプル値を生成するために、信号の先行するサンプルを使用する。例えば、Ａ／Ｄコンバータシステム１２は、サンプリング周波数および信号周波数を関連づけることにより、サンプルされた信号に対する過去の信号サンプル、例えば包絡線振幅のような基準振幅に対する基準値または基準点を決定するために、少なくとも１つの過去の信号サンプルを使用することができる。
【０００８】
基準値を使用して、Ａ／Ｄシステム１２は、たとえば、飽和したサンプルに対する現在の基準値を予測し、かつ訂正されたデジタルサンプル値を得るために、基準値を調節することにより、飽和したサンプルに応答して、訂正されたデジタルサンプル値を推定しかつ／または予測することができる。所定の実施形態において、次の基準値は、基準値のスロープ、傾斜（勾配）または軌道を得るために過去のサンプルに対する複数の過去の基準値を使用して予測され得る。
【０００９】
この実施形態において、無線周波数（ＲＦ）アナログ信号は、アンテナ１８により受信され、バンドパスフィルタのようなフロントエンドフィルタ２０が、ＲＦアナログ信号を、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２に提供される前にフィルタする。ＬＮＡ２２は、アナログ信号を増幅し、そのアナログ信号をアナログ受信機回路２４へ提供する。Ａ／Ｄコンバータシステム１２は、デジタル的に変換されるべきアナログ信号をアナログ受信機回路２４から受信する。
【００１０】
いくつかの実施形態において、Ａ／Ｄコンバータ１４が過負荷でない場合、例えば、過負荷またはオーバーレンジライン３０またはＡ／Ｄコンバータ１４の出力により示されたように、過負荷訂正または処理回路３２は、第１のＡ／Ｄコンバータ１４からデジタル出力値を受信し、第１のＡ／Ｄコンバータ１４からのデジタル出力値を、最下位ビットとしてバス３６へ提供する。過負荷訂正回路３０は、バススイッチを使用して具現化され得る。
【００１１】
Ａ／Ｄコンバータ１４が過負荷である場合、例えば過負荷ライン３２によりまたはＡ／Ｄコンバータ１４の出力ビットパターンの検査により示されているように、過負荷訂正回路または処理回路３０は、信号の少なくとも１つの過去のサンプルを使用して計算されまたは推定されたデジタル出力値を選択し、訂正されたデジタル出力をバス３６へ出力する。バス３６は、デジタル化された信号を、デジタル無線回路３８、例えば関連するデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）４２ａ−ｉに接続されたデジタルダウンコンバータ（ＤＤＣ）４０ａ−ｉに提供する。
【００１２】
この実施形態において、バス３６は、メインＡ／Ｄ１４により提供されたＮビットよりも多くのビットを有する。例えば、バス３６は、Ｎ＋Ｘ／６ビットを有することができ、Ｘは、このアプリケーションにおいて、デジタルドメインにおける１ビットは、アナログドメインにおける６ｄＢにほぼ対応するので、Ａ／Ｄ１４と入力信号の可能性のあるピーク値との間の相対的オフセットまたは電力検出レベルである。他の実施形態において、アナログドメインにおける振幅値とデジタルドメインにおけるビットとの間に異なる対応が存在し得る。
【００１３】
Ａ／Ｄ１４が過負荷または飽和していない場合、Ａ／Ｄ１４のＮビット出力は、バス３６において、バス３６のＮ個の最下位ビットとして生成され得る。Ａ／Ｄ１４が飽和している場合、処理回路３２は、バス３６上のより上位のビットまたは最上位ビットを使用して、少なくとも１つの過去のサンプルに基づいて、訂正されたデジタルサンプル値を生成し得る。処理回路３２は、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラまたはプログラマブルロジックデバイス（例えば、プログラマブルゲートアレイ）として具現化され得る。
【００１４】
処理回路３２は、Ａ／Ｄ１４の出力を監視または追跡し、少なくとも１つの過去の信号サンプルに対する包絡線振幅またはピーク値を推定または決定する。この信号は、包絡線により囲まれ、包絡線振幅値は、信号サンプルに対するピーク値に対応する信号の包絡線上の値であり得る。処理回路３２が、Ａ／Ｄ１４が、例えば過負荷ライン３０上で過負荷信号を受信することにより飽和しているという表示を受信した場合、処理回路３２は、Ｎビットの振幅よりも大きいデジタル値を生成するために包絡線振幅値を使用する。ここで、Ｎは、Ａ／Ｄコンバータ１４からのビット出力の数である。
【００１５】
Ａ／Ｄ１４が飽和している場合、処理回路３２は、飽和したサンプルを計算されまたは推定されたデジタルサンプル値と置き換えることにより、またはデジタル出力を推定されたピークオフセット値で調節することにより、訂正されたデジタルサンプル値を生成するために、少なくとも１つの先行するデジタルサンプルに対する包絡線振幅値を使用する。所定の実施形態において、処理回路３２は、包絡線振幅値を推定および／または予測するために、複数の信号サンプルを使用し、処理回路は、Ａ／Ｄ１４が飽和しているという表示により、訂正されたデジタルサンプル値を生成するために、複数の包絡線振幅値を使用する。
【００１６】
サンプリング周波数と呼ぶことができるＡ／Ｄコンバータ１４が入力信号をサンプルするレートが、より高い周波数キャリア信号に変調される元になる情報信号の帯域幅より遙かに大きいので、包絡線振幅の推定が可能である。情報信号の帯域幅は、音声、ビデオ、テキストおよび／または他のデータのような情報信号が生成されるレートに直接的に関連し、情報信号は、空中を介する伝送のためにより高い周波数キャリア信号に変調される。
【００１７】
そして、入力信号の振幅の変化は、情報信号周波数より遙かに高いが、キャリア周波数よりも遙かに高くはないサンプリングレートにおいて、情報信号で変調されるキャリア信号をサンプリングすることにより追跡され得る。また、包絡線は、フェージング、ドップラー効果および複数のキャリア信号の和により変化するが、これらの変化は、サンプリング周波数に比べても低い。振幅包絡線値を使用して、包絡線振幅値は、予測されることができ、飽和したサンプルを置き換えるために、予測された包絡線振幅値からデジタルサンプル値が決定され得る。
【００１８】
例えば、説明のために、図２は、周期Ｔ_cおよび周波数ｆ_c（Ｔ_c＝１／ｆ_c）と共に、キャリア信号７０を時間について示している。キャリア信号７０はサンプリング周波数ｆ_samplingでサンプルされており、矢印７２ａ−ｉはサンプルを示している。しきい値レベル７４は、アナログキャリア信号の振幅がＡ／Ｄ１４の振幅なしにＮビットデジタル値により表され得るように、Ａ／Ｄ１４のフルスケール能力を表す。アナログキャリア信号の振幅がしきい値レベル７４の中にあるとき、処理回路３２は、バス３６のＮ個の最下位ビットとしてバス３６にＡ／Ｄ１４のＮビット出力を生成する。残りの最上位ビットはローに設定されている。
【００１９】
キャリア信号の振幅の変化は、飽和ピークの周波数および期間より遅いと信じられているので、キャリア信号の振幅は、アナログキャリア信号の振幅がしきい値７４を超えるまで徐々に増大し、サンプル７２ｇおよび７２ｉは、フルスケールまたはフルレンジにあるが、アナログキャリア信号の真の振幅はクリップされる。本発明の原理によれば、処理回路３２は、信号サンプルの振幅を追跡する。処理回路３２は、Ａ／Ｄ１４を飽和させる可能性のあるピークをサーチし、検出しかつ訂正することを試みることができる。
【００２０】
例えば、処理回路３２は、過負荷ライン３０を検査することにより、Ａ／Ｄコンバータ１４が飽和していることを検出することができる。サンプリング周波数およびキャリア周波数を関連づけることにより、以前の信号サンプルの包絡線振幅またはピーク値が決定され得る。以前の信号サンプルに対して複数の包絡線振幅値が与えられると、処理回路は、以前の包絡線振幅値により確立された包絡線勾配、スロープまたは軌道を使用して、飽和しているサンプルの包絡線振幅値またはピーク値を予測することができる。
【００２１】
例えば、説明のために、以前のサンプル７２ａ，７２ｂ，７２ｅ，７２ｆおよび７２ｈは、対応する振幅包絡線値または基準値７３ａ，７３ｂ，７３ｅ，７３ｆおよび７３ｈを有する。振幅包絡線値７３ｆおよび７３ｈおよび／または異なる振幅包絡線値が、それから予測された包絡線振幅値７３ｉが予測され得る包絡線勾配、スロープまたは軌道７５を確立するために使用され得る。予測された包絡線振幅値７３ｉから処理回路３２は、バス３６上に訂正されたデジタルサンプル値を生成するために、予測された包絡線振幅値を調節することができる。
【００２２】
飽和しているサンプル値７２ｉは、推定されたピークオフセット値により調節されることができ、または訂正されたデジタルサンプル値として、予測された包絡線振幅値により置き換えられ得る。訂正されたデジタルサンプル値は、過去の包絡線振幅値から計算されたものの勾配または軌道を使用して次の振幅包絡線値を予測するために、推定されたおよび／または予測された振幅包絡線値を単純に使用することにより計算され得る。
【００２３】
代替的に、基準振幅７７ａ，７７ｂ，７７ｅ，７７ｆおよび７７ｈのような他の基準値が、それから訂正されたデジタルサンプル値７６が決定される基準値７７ｉを予測するために使用され得る。ピーク中の信号情報データ（位相のような）は、多分失われることになるが、キャリア信号包絡線の保存が少なくとも部分的になされる。これにより、キャリア信号の包絡線は、再形成され、かつスペクトル再成長（regrowth）およびスプリアス応答が低減され得る。サンプル値の飽和が生じるときに１つのサンプルにおける情報を失うことは、ビットエラーレート（ＢＥＲ）を実質的に影響を与えない。
【００２４】
実施形態によって、フルスケールしきい値７４と調節されたサンプル値７６との間の推定されたピークオフセット値は、バス３６（図１）中のどのビットが使用されるかを決定することができる。例えば、しきい値７４が１２ビットＡ／Ｄのレンジを表し、オフセット値が１２ｄＢである場合、１４ビットバス３６は、バス３６の最上位ビットを使用するデジタル値を受信するかも知れない。オフセットが６ｄＢである場合、バス３６は、ローにセットされるであろう最上位ビットを使用することはないであろう。
【００２５】
図３−図５は、Ａ／Ｄ調節スキームの例示的実施形態が、Ａ／Ｄ１４が、飽和しているとき、どのように訂正されたＡ／Ｄ出力を提供するように動作し得るかを示すフローチャートである。この実施形態において、Ａ／Ｄ１４により変換されるべき信号の予測された包絡線振幅が、以前の推定された包絡線振幅に基づいて決定される。信号周波数が既知でない場合、推定された包絡線振幅は、信号の複数の以前のサンプルを使用して、信号周波数、例えばキャリア周波数ｆ_c の推定に基づいて決定される。
【００２６】
図３のブロック７８において、インデックスカウンタｊは、推定された包絡線振幅の数をカウントするために、１に初期化される。ここで、複数の推定された包絡線振幅が、予測された包絡線振幅値を作るために使用される。ブロック８０において、カウンタｉが、推定された包絡線振幅値を得るために使用される信号周期の数をカウントするために０に初期化され、信号周波数ｆ_c を決定するために包絡線振幅推定サイクルについて周波数平均を実行するためのカウンタｆ_tot を０に初期化し、包絡線振幅推定サイクルの間に捉えるサンプルの総数を決定するためのｃ_tot を０に初期化する。ブロック８２において、処理回路６４は、Ａ／Ｄ１４から信号サンプルＳ（ｔ_n）を受信する。
【００２７】
処理回路３２は、ブロック８４において、Ａ／Ｄ１４が飽和しているかどうかを決定する。ブロック８４において、Ａ／Ｄ１４が飽和していない場合、例えば過負荷ライン３２により示されているように、処理回路３２は、サンプル値から信号包絡線振幅を推定することができる信号周波数推定の実行へ直接的に進む。例えば、Ａ／Ｄサンプル出力（個別の数値）が、以下の式により指定され得る。
【数１】

ここで、ｔｎは次式で与えられる。
【００２８】
【数２】

ｎは、個別の増加時間変数で、ｎ＝｛１，２，…｝であり、ｔは絶対時間インクリメントである。Ｓ（ｔ_n）は、Ａ／Ｄサンプル出力（個別数値）である。Ｓ（ｔ_n）およびｔ_n は既知であるが、包絡線Ａ₀（ｔ）および信号周波数ｆＣ、例えばキャリア周波数は、推定され得る。Ｓ（ｔ_n）は、包絡線Ａ₀（ｔ）により境界を形成されており、ここでＡ₀（ｔ）は、フェージング、ドップラー効果および複数のキャリア（弱いおよび強い）の和に依存する。
【００２９】
例えば、Ａ／Ｄ１４がブロック８４において、飽和していない場合、処理回路３２はブロック８６へ進み、例えば、信号サンプルの符号により示された信号のゼロクロッシングを検査することにより、信号が新しいピリオドを始めているかどうかを処理回路が決定する。新しいピリオドは、負から正へのクロッシングにより示されている。信号が新しいピリオドにない場合、処理回路はブロック８８へ進む。サンプルが正である場合、信号ピリオド中の正のサンプルの数についてのカウンタが１だけインクリメントされる。サンプルが負である場合、信号ピリオド中の負のサンプルの数についてのカウンタｂが１だけインクリメントされる。また、信号ピリオド中のサンプルの総数についてのカウンタＣが、１だけインクリメントされる。
【００３０】
そうでない場合、ブロック８６において新しい信号ピリオドがスタートする場合、ブロック９０において、処理回路３２はそのピリオドについての信号周波数ｆ_c を推定し、そのピリオドについての信号周波数ｆ_cをトータルのｆ_totに加え、信号周波数を推定するために使用される各ピリオドについての周波数の和を得て、ｃ_tot をインクリメントし、正についてのカウンタをリセットし（ａ＝１）、負についてのカウンタをリセットし（ｂ＝０）、ピリオド中のトータルの信号サンプルについてのカウンタをリセットする（Ｃ＝１）。ブロック９０から、処理回路は、ブロック９２に進み、信号周波数、例えばアナログキャリア周波数を推定するために使用されている信号ピリオドの数についてのカウンタｉをインクリメントする。
【００３１】
例えば、アナログキャリア周波数は、次式を使用することにより推定され得る。
【数３】

ここで、Ｎは、我々が行うことを望む平均の数であり、δ_1iはピリオドｉ中の連続的な正の符号ビットの数であり、δ₂ はピリオドｉにおける連続的な負の符号ビットの数であり、λ_i はピリオドｉにおけるサンプルの総数である。Ｔ_sampleは、２つの連続的なサンプル間の時間である。
【００３２】
ブロック８８および９２から、処理回路３２は、ブロック９４において、キャリア周波数ｆ_c が決定されることについてＮ個のピリオドが経過したかどうかを決定する。カウンタｉがＮと等しくない場合、処理回路３２はブロック８２へ進み、次のサンプルを得る。その他の場合、処理回路３２は図４のブロック９６へ進み、信号すなわちキャリア周波数が、各信号ピリオドについて計算された周波数の平均、例えばｆ_c＝ｆ_tot／Ｎとして決定される。推定された信号周波数ｆ_c で、処理回路３２は、ブロック９８において、信号サンプルについての包絡線振幅またはピーク値を推定することができ、推定された包絡線振幅を決定するための包絡線振幅推定サイクルにおいて使用されるサンプルの総数が、変数ｄに記憶される。
【００３３】
式（１）を再構成し、かつ式（２）および（３）中の情報を使用して、この実施形態における処理回路３２は、信号サンプルの包絡線振幅またはピークを以下のように推定することができる。
Ａ₀（ｔ）＝Ｓ（ｔ_n）／ｓｉｎ（２πｆ_cｔ_n）＝Ｍ（ｊ）
【００３４】
ブロック９９において、処理回路３２は、包絡線振幅またはピークの予測サイクルにおいて推定されるべき次の包絡線振幅についてのインデックスｊをインクリメントする。処理回路３２は、ブロック１００において、インデックスｊが所望の値ｍより大きいかどうかを決定することにより、現在のピークまたは包絡線振幅予測サイクルについて所望の数の推定された振幅が決定されたかどうかを決定する。ブロック１００において、推定された振幅のインデックスｊが所望の値ｍより大きい場合、処理回路３２はブロック１０２へ進み、信号サンプルについての予測された包絡線振幅またはピークを推定し、推定された振幅インデックスｊを１にリセットする。
【００３５】
この実施形態において、ブロック１０２において、振幅予測サイクルがどのようにうまく働くかを決定するために適応形訂正ファクタλ＝Ｍ１／Ｐを使用して、処理回路３２は、Ｐ＝λ（（Ｍ_j-1−Ｍ_j-2）／ｃ_tot）＋Ｍ_j-1に従って、包絡線振幅またはピークＰを予測することができる。その後、処理回路３２は、ブロック８０において、包絡線振幅予測サイクルの初めに戻る。その他の場合、ブロック１００においてｊ＜＝ｍである場合、処理回路３２は、予測された包絡線振幅を決定することなしに、ブロック８０において包絡線振幅推定サイクルの初めに進む。
【００３６】
ブロック８４において、Ａ／Ｄ１４が飽和している場合、処理回路３２はブロック１０６に進み、飽和が包絡線振幅予測サイクルの間のどこで起きたかを決定する。インデックスｊ＝１である場合、処理回路は、予測された包絡線振幅および推定された包絡線振幅を使用してサンプルの包絡線振幅を予測するために、ブロック１０８において後ろ向き（backward）訂正を実行する。ここで、予測された包絡線振幅は、Ｐ_adj＝（Ｐ−Ｍ_m）（（ｃ_tot−ｃ）／ｄ）＋Ｍ_mである。
【００３７】
予測された包絡線振幅で、処理回路３２はブロック１１０へ進み、次式で示される予測された包絡線振幅を調節することにより調節されたまたは訂正されたデジタルサンプル値を生成する。Ｓ（ｔ）＝Ｐ_adjｓｉｎ（２πｆ_c［ｃ_tot＋ｃ］）訂正されたサンプル値がブロック１１０において生成された後、処理回路３２は、ブロック８６（図３）に戻り、包絡線振幅推定サイクルに入る。
【００３８】
ブロック１０６において、インデックスｊが１に等しくない場合、処理回路３２はブロック１１２へ進み、包絡線振幅予測サイクルにおいてどこで飽和が起きたかを絞る。インデックスｊ＝２である場合、処理回路３２は、ブロック１１４において前向き（forward ）訂正を実行し、以前の推定された包絡線振幅を使用してサンプルの包絡線振幅を予測する。ここで、予測された包絡線振幅は、Ｐ_adj＝（Ｍ₁−Ｍ_m）（（ｃ_tot＋ｃ）／ｄ）＋Ｍ₁である。
【００３９】
予測された包絡線振幅で、処理回路３２はブロック１１０へ進み、次式で示される予測された振幅値を調節することにより、調節されたまたは訂正されたデジタルサンプル値を生成する。Ｓ（ｔ）＝Ｐ_adj ｓｉｎ（２πｆ_c［ｃ_tot＋ｃ］）訂正されたサンプル値がブロック１１０において生成された後、処理回路３２はブロック８６（図３）に戻り、包絡線振幅推定サイクルに入る。
【００４０】
ブロック１１２において、インデックスｊが２より大きい場合、処理回路３２は、以前の推定された包絡線振幅を使用して、サンプルの包絡線振幅を予測するために、ブロック１１６における平均化訂正を実行する。ここで、予測された包絡線振幅は、
【数４】

である。予測された包絡線振幅で、処理回路３２は、ブロック１１０に進み、調節されたサンプル値Ｓ（ｔ）＝Ｐ_adj ｓｉｎ（２πｆ_c［ｃ_tot＋ｃ」）を生成する。予測された包絡線振幅がブロック１１０において生成された後、処理回路３２は、ブロック８６（図３）に戻り、包絡線振幅推定サイクルに入る。
【００４１】
そして、上述したＡ／Ｄシステムの実施形態は、信号包絡線振幅値を推定するために、包絡線振幅推定サイクルにおいて、以前の信号サンプルを使用することができる。複数の信号包絡線振幅値が与えられると、処理回路は、信号包絡線振幅を予測することができる。少なくとも２つの推定された信号包絡線振幅または少なくとも１つの推定された信号包絡線振幅および予測された包絡線振幅が与えられると、処理回路３２は、Ａ／Ｄ１４により変換される信号サンプルの包絡線振幅またはピークのスロープ、軌道または勾配に対して、Ａ／Ｄ１４の飽和における信号サンプルを調節することができる。
【００４２】
信号周波数が既知である場合、単一の以前の信号サンプルが、包絡線振幅値を推定するために使用され得る。いくつかの実施形態において、単一の以前のサンプル値が、訂正されたサンプル値を予測するために使用され得る。例えば、信号の過去サンプルが、訂正されたサンプル値を予測するために使用され得る包絡線振幅値を推定または決定するために使用され得る。ここで、以前のサンプルＳ₁（ｔ）＝Ａ₀（ｔ）ｓｉｎ（２πｆ_cｔ）であり、訂正されたサンプルは、Ｓ₂（ｔ）＝Ａ₀（ｔ）δｓｉｎ（２πｆ_cｔ＋Δｔ⁰）であり、Δｔ⁰＝ｆ_s／ｆ_c ^*３６０⁰であり、δは信頼区間（confidence interval）に基づく包絡線振幅増加である。
【００４３】
ｆ_cについてのレンジが既知である場合、ｆ_cの値は、式Ｓ（ｔ）＝Ａ₀（ｔ）δｓｉｎ（２πｆ_cｔ＋Δｔ⁰）に入れられることができ、実際のサンプル値Ｓ（ｔ）をＡ₀（ｔ）δｓｉｎ（２πｆ_cｔ＋Δｔ⁰）に等しくするように上記のＳ₂（ｔ）についての包絡線振幅値および／またはキャリア周波数を調節することにより、ｆ_cおよび／またはＡ₀（ｔ）についての値が、訂正されたデジタルサンプル値を予測するために使用され得る。
【００４４】
図３−図５のＡ／Ｄシステム１２の実施形態は、少なくとも最後の２つの信号包絡線振幅または少なくとも１つの推定されたまたは決定された信号包絡線振幅および予測された信号包絡線振幅が、Ａ／Ｄ１４が飽和しているときに信号サンプルを生成するために使用される一次訂正を実行する。代替的に、より高い次数の式が信号サンプルを予測するために信号包絡線振幅の軌道を生成するために使用されることができ、または包絡線振幅または予測された包絡線振幅を特徴づける式の次数は、信号包絡線振幅および／またはサンプル振幅が飽和により調節されたサンプル振幅を使用して推定されるかどうかに依存して変化し得る。
【００４５】
図３−図５の実施形態において、振幅推定サイクルは、Ａ／Ｄ１４により変換されるべき信号の推定された包絡線振幅を提供するために使用される。図６は、図３−図５のフローチャートを使用して変換されるべき信号１２２において実行される包絡線振幅推定サイクル１２０を示す。この包絡線振幅推定サイクルは、信号１２２のＮ個のピリオド１２４ａ−ｎにおいて実行される。振幅推定サイクル１２０は、信号１２２の周波数が、サンプル値から包絡線振幅値を推定するために推定されなければならないので、Ｎ個のピリオドにおいて実行される。
【００４６】
この実施形態において、各信号ピリオド１２４ａ−ｎの間に、信号の周波数が、正のサンプル１２６ａ−ｃの数を（“ａ”）および負のサンプル１２８ａ−ｄの数（“ｂ”）をカウントすることにより推定され、サンプリング周波数またはサンプルＴ_s とそのピリオド（“ｃ”）における全てのサンプルとの間の時間インターバルが与えられると、そのピリオドについての周波数が推定され得る。信号のＮ個のピリオドの後、各ピリオドについて計算された周波数の平均ｆ_c＝ｆ_tot／Ｎが、信号包絡線振幅を推定するために使用される。
【００４７】
所望の正確さによって、包絡線振幅推定サイクルが実行されるピリオドの数Ｎが変化し得る。信号周波数および信号振幅の推定または計算の代替的な方法が可能である。例えば、各ピリオドの後、信号振幅が、ピリオド周波数およびＮ個のピリオドについて平均化された信号振幅に基づいて推定され得る。また、信号周波数が決定された後、振幅を決定することに使用されたサンプル値が変化し得る。周波数ｆ_c が既知であるかまたは容易に利用可能である場合、上述した包絡線振幅推定サイクルは、信号包絡線振幅を得るために、サンプル値と共に現在の信号周波数を単純に検索または使用することと置き換え得る。
【００４８】
図７に示されているように、振幅推定サイクル１２２ａ−ｍから得られた複数の包絡線振幅値１３０ａ−ｍは、振幅予測サイクル１３３の間に計算された推定された包絡線振幅値１３０ａ−ｍの勾配またはスロープを使用して、予測された包絡線振幅値１３２を予測するために使用される。振幅推定サイクル１３４の後、推定された振幅は、何れかのサンプル値訂正における予測された包絡線振幅値１３４を置き換えることができる。
【００４９】
勾配またはスロープが、一次式を使用して決定され、振幅予測サイクルの始まりにおいて、しかし第１の推定された振幅１３０ａが決定される前にＡ／Ｄが飽和する場合、処理回路３２は、以前の予測された包絡線振幅Ｐ_prevおよび以前の振幅包絡線推定サイクルの最後の推定された包絡線振幅Ｍ_m に基づくスロープを使用して、現在のサンプル値を予測することができる。Ａ／Ｄが第１の包絡線振幅推定サイクル１２０ａの後に飽和する場合、処理回路３２は、推定された包絡線振幅Ｍ₁および以前の振幅推定サイクルの最後の推定された包絡線振幅Ｍ_mに基づくスロープを使用して、現在のサンプル値を調節することができる。
【００５０】
Ａ／Ｄが第２の包絡線振幅推定サイクル１２０ｂの後に飽和する場合、処理回路３２は、推定された包絡線振幅Ｍ_j-1および最後の推定された包絡線振幅Ｍ_j-2に基づくスロープを使用して、現在のサンプル値を予測することができる。ここで、ｊ−１≦ｍおよびｍ≧２である。そして、Ａ／Ｄコンバータが飽和する場合、飽和しているサンプル値は、飽和している信号サンプルについての訂正された信号サンプルを生成するために調節されるべき予測された包絡線振幅を決定するために、予測されたおよび／または推定された包絡線振幅値を使用して、処理回路３２によりバス３６上で調節されまたは置き換えられる。
【００５１】
この実施形態において、処理回路３２は、以前の推定されたおよび／または予測された包絡線振幅値に基づいて、スロープ、軌道または勾配を決定することにより、予測された次の包絡線振幅を決定する。例えば、スロープを決定するために、我々は、一次近似ｙ（ｘ）＝ａｘ＋ｂを使用することができるが、よりよい正確さのために、二次近似ａｘ²＋ｂｘ＋ｃのようなより高次の近似を使用することができる。この実施形態において、我々はスロープにのみに興味があるので、オフセットパラメータｂは無視され得る。そして、
【数５】

ここで、ｙは振幅を示し、ｘは振幅間の相対時間差を示す。
【００５２】
設計パラメータによって、設計の頑丈さおよび特定のアプリケーション、異なる構成部品が、使用することができ、またはこの設計から構成部品が除去され得る。上述した実施形態に加えて、本発明の原理によるＡ／Ｄシステムの代替的な構成が可能であり、それは、上述したシステムの構成部品の除去および／または追加、および／または変形または一部を使用することである。例えば、現在の信号周波数が利用可能である場合、包絡線振幅推定サイクルは、上述したように実行される必要はない。これは、１つのピリオド中の各サンプルにおいて、サンプルの包絡線振幅が決定され得るからである。
【００５３】
代替的に、信号サンプルまたは信号サンプルから計算された信号ピークが与えられると、予測された包絡線振幅値が、例えば、ルックアップテーブルまたはサンプル値の並列シフトレジスタを使用して得られる。また、Ａ／Ｄシステムは、飽和しているサンプルについての包絡線振幅を予測するために使用される包絡線振幅を決定または推定するために少なくとも１つのサンプルを使用することにより、訂正されたデジタルサンプル値を提供するために使用するものとして、そして予測された包絡線振幅が訂正されたデジタルサンプル値を決定するために調節されることが示されている。
【００５４】
他の実施形態は、基準点が飽和したサンプルについての訂正されたデジタルサンプル値を予測するために使用され得るように、信号サンプルについての同じ基準位置（ピークまたは包絡線の位置のような）に対して正規化されたまたは作られた信号サンプルに対して、包絡線振幅のような基準点を決定するために、信号周波数ｆ_cとサンプリング周波数ｆ_sとの間の関係を使用することができる。例えば、次の基準点は、以前の基準点から予測することができ、飽和したサンプルについての正しいデジタルサンプル値は、予測された基準点から決定される。
【００５５】
当業者により理解されるように、Ａ／Ｄシステムを構成する様々な構成部品およびそれらの各々の動作パラメータおよび特性は、Ａ／Ｄシステムの設計において適切に考慮されなければならない。Ａ／Ｄシステムは、アナログ信号をデジタル形式に変換し、アナログ信号またはそのレベルまたは振幅は、電圧、電流、エネルギ、電力または強度のような異なる方法で測定または表現することができるが、説明のために、デジタルドメインにおけるアナログ信号の振幅は、デジタル信号が表す大きさを指すことができる。アナログ周波数ドメインにおいて、アナログ信号の振幅は、電力レベルと呼ぶことができ、アナログ時間ドメインにおいて、振幅は電圧レベルと呼ぶことができる。
【００５６】
また、Ａ／Ｄシステムは、Ａ／Ｄコンバータを備えた処理回路の特定の動作を使用して説明されたが、Ａ／Ｄシステムおよびその一部が、特定用途向け集積回路、ソフトウェア駆動処理回路、ファームウェア、プログラマブルロジックデバイス、ハードウェアまたは他の個別構成部品の配置において具現化することが、当業者により理解されるように、この開示の利点を備えて具現化され得る。
【００５７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、アナログ入力信号がフルスケール電圧レベルを超えて増加するときのＡ／Ｄコンバータの飽和に関連する問題を低減することができる。
【００５８】
特許請求の範囲の発明の要件の後に括弧で記載した番号がある場合は本発明の一実施例の態様関係を示すものであって、本発明の範囲を限定するものと解釈してはならない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理によるＡ／Ｄシステムの一実施形態を示す概略ブロック図。
【図２】本発明の原理による一実施形態がどのようにキャリア信号のデジタル出力値を訂正するかを説明するために使用される図。
【図３】本発明の原理による一実施形態を示すフローチャート。
【図４】本発明の原理による一実施形態を示すフローチャート。
【図５】本発明の原理による一実施形態を示すフローチャート。
【図６】本発明の一実施形態に対してどのように振幅推定が実行されるかを示す図。
【図７】本発明の一実施形態においてどのように予測されたピーク推定が実行されるかを示す図。
【符号の説明】
１０受信機システム
１２Ａ／Ｄコンバータシステム
１４Ａ／Ｄコンバータ
１８アンテナ
２０フロントエンドフィルタ
２２低雑音増幅器
２４受信回路
３０過負荷ライン
３２処理回路
３８デジタル無線回路

Claims

アナログ信号をデジタル形式に変換する方法であって、
アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータにより前記アナログ信号をデジタルサンプル値に変換するステップと、
前記デジタルサンプル値の１またはそれ以上に基づいて、前記アナログ信号の包絡線勾配を決定するステップと、
前記包絡線勾配と前記Ａ／Ｄコンバータから受信した１またはそれ以上の信号との少なくとも一部に基づいて、訂正されたデジタルサンプル値を生成するステップとを含むことを特徴とする方法。
前記包絡線勾配を決定するステップは、
前記デジタルサンプル値の振幅を決定するステップと、
前記振幅を使用して前記包絡線勾配を生成するステップとを含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
前記包絡線勾配を決定するステップは、
振幅推定サイクルにおいて、前記デジタルサンプル値から信号周波数を決定するステップと、
前記デジタルサンプル値と前記信号周波数とから振幅を決定するステップとを含むことを特徴とする請求項２記載の方法。
前記訂正されたデジタルサンプル値を生成するステップは、
前記Ａ／Ｄコンバータが飽和したことに応動して、前記訂正されたデジタルサンプル値を生成するステップを含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
アナログ入力信号をデジタル形式に変換するアナログ／デジタルコンバータ（Ａ／Ｄ）システムであって、
前記アナログ入力信号を受信し、デジタルサンプル値を生成するＡ／Ｄコンバータと、
包絡線勾配に基づいて、訂正されたデジタルサンプル値を生成するように構成された処理回路とを有し、前記包絡線勾配は、前記Ａ／Ｄコンバータから受信した１またはそれ以上の信号に基づいて前記処理回路により生成されたものであることを特徴とするシステム。
前記処理回路は、前記デジタルサンプル値から振幅を決定し、そして前記振幅を使用して前記訂正されたデジタルサンプル値を生成するように構成されていることを特徴とする請求項５記載のシステム。
前記処理回路は、振幅推定サイクルにおいて前記デジタルサンプル値から信号周波数を決定し、そして前記デジタルサンプル値と前記信号周波数とから振幅を決定することを特徴とする請求項６記載のシステム。
前記処理回路は、複数の振幅推定サイクルにおいて前記振幅を決定することを特徴とする請求項７記載のシステム。
前記処理回路は、複数の振幅推定サイクルの後に振幅値を予測し、そして予測された前記振幅値を使用して前記訂正されたデジタルサンプルを生成することを特徴とする請求項８記載のシステム。
前記処理回路は、前記Ａ／Ｄコンバータが飽和したことに応動して、前記訂正されたデジタルサンプル値を生成するように構成されていることを特徴とする請求項５記載のシステム。