JP3840783B2

JP3840783B2 - Sensor device

Info

Publication number: JP3840783B2
Application number: JP03581398A
Authority: JP
Inventors: 敏雄生田; 昇遠藤
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1998-02-18
Filing date: 1998-02-18
Publication date: 2006-11-01
Anticipated expiration: 2018-02-18
Also published as: JPH11230843A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、センサ回路からのアナログ量の検出信号をＡ／Ｄ変換回路を通じてデジタルデータに変換する構成としたセンサ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、圧力センサ装置において、検出圧力に応じた電圧レベルの検出信号を発生するセンサ回路と、このセンサ回路からの検出信号を増幅する増幅回路と、この増幅回路により増幅された検出信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換回路とを組み合わせて構成されたものが提供されている。このような装置では、Ａ／Ｄ変換回路による変換速度を高めること、並びに小型化が要求されており、このような要求を満たすために、例えば特開平５−２５９９０７号公報に見られるようなリングゲート遅延回路を含んで構成されたＡ／Ｄ変換回路を利用することが考えられている。具体的には、このＡ／Ｄ変換回路は、反転動作時間が電源電圧に応じて変化する複数個の反転回路（ＮＡＮＤゲート及びインバータ）をリング状に連結して成るリングゲート遅延回路を含んで構成されており、変換対象の電圧信号が上記リングゲート遅延回路に電源電圧として与えられた各状態で当該リングゲート遅延回路にパルス信号が入力されたときのパルス信号周回数に基づいて、上記電圧信号をデジタルデータに変換するようになっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
リングゲート遅延回路を利用したＡ／Ｄ変換回路にあっては、非常に高速で分解能が高いという利点があるが、そのリングゲート遅延回路自体は、熱などの外乱要因に敏感であるという事情、具体的には、これを構成する回路素子が冷えている状態では、パルス信号が入力されたときのパルス信号周回速度が相対的に速くなるという事情がある。このため、上記のようなＡ／Ｄ変換回路の動作開始当初、つまりリングゲート遅延回路が熱的に安定していない期間には、Ａ／Ｄ変換値が不正確になるという不具合がある。特に、電池駆動とする場合のように、Ａ／Ｄ変換動作を間欠的に行うことによって省電力化を図る構成が採用されたときには、そのＡ／Ｄ変換動作のインターバル時間が変化する場合や、雰囲気温度が異なる場合などにおいて、変換動作開始時点でのリングゲート遅延回路の温度が変動することになるため、動作開始当初のＡ／Ｄ変換値と、リングゲート遅延回路が熱的に安定した状態でのＡ／Ｄ変換値とが大きく異なることになり、結果的に、Ａ／Ｄ変換特性が不安定になって検出精度が低下するという問題点が出てくる。
【０００４】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、センサ回路による検出信号をデジタルデータに変換するためのＡ／Ｄ変換回路を設ける場合において、その変換速度の向上並びに小型化を図るためにリングゲート遅延回路を利用する構成のものでありながら、安定したＡ／Ｄ変換特性を得ることができて検出精度の向上を実現できるセンサ装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１記載の手段を採用できる。この手段によれば、センサ回路から出力される検出信号、つまり被検出物理量に応じた電圧レベルの検出信号は、増幅手段により増幅された後に、Ａ／Ｄ変換回路内のリングゲート遅延回路に電源電圧として与えられる。Ａ／Ｄ変換回路は、このように電源電圧が与えられた状態でリングゲート遅延回路にパルス信号が入力されたときのパルス信号周回数に基づいて、上記検出信号を被検出物理量を示すデジタルデータに変換する動作を行う。但し、上記のようなＡ／Ｄ変換回路による変換動作の開始前には、制御手段が、リングゲート遅延回路に電源電圧を与えた状態で当該リングゲート遅延回路にパルス信号を前記リングゲート遅延回路が熱的に安定するまでの所定時間だけ継続して与えるというアイドリング動作を行わせるようになる。
【０００６】
このため、上記アイドリング動作期間中において、リングゲート遅延回路が熱的に安定した状態を呈するようになるから、その後に行われる前記変換動作により得られるデジタルデータが従来構成のように不正確になる恐れがなくなるものであり、従って、このように安定したＡ／Ｄ変換特性が得られる結果、物理量の検出精度が向上することになる。また、リングゲート遅延回路を利用したＡ／Ｄ変換回路にあっては、その変換速度の大幅な向上並びに小型化を実現できるものである。
【０００７】
請求項２記載の手段によれば、アナログマルチプレクサが、センサ回路からの検出信号、基準電圧発生回路からの基準信号、検出回路からの温度信号を選択的に通過させるようになる。増幅手段は、アナログマルチプレクサから順次出力される信号を増幅するようになり、ここで増幅された検出信号、温度信号及び基準信号は、Ａ／Ｄ変換回路内のリングゲート遅延回路に電源電圧として与えられ、これに応じて当該Ａ／Ｄ変換回路によりデジタルデータに変換される。尚、この変換動作前には、前述したアイドリング動作が同様に行われるため、そのデジタルデータが正確なものとなる。信号処理手段は、Ａ／Ｄ変換回路により変換されたデジタルデータに基づいた演算処理を行うことにより、前記検出信号に応じた物理量検出値を前記温度信号及び基準信号により補正した状態で算出するようになる。
【０００８】
つまり、検出信号、温度信号及び基準信号をアナログマルチプレクサを通じて時分割処理すると共に、それらの信号に対応した複数種類のデジタルデータを同一の増幅手段及びＡ／Ｄ変換回路を用いて採取し、斯様に採取したデジタルデータに基づいた補正演算（デジタル演算）により、感度などに対する温度補償を施した精度が高い物理量検出値が得られるようになる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を半導体圧力センサ装置に適用した一実施例について図面を参照しながら説明する。
全体の電気的構成を示す図１において、本実施例による半導体圧力センサ装置は、圧力検出用のセンサ部１と、このセンサ部１からの出力を処理するための信号処理部２とを備えた構成となっており、これらセンサ部１及び信号処理部２は、異なる半導体チップ上に分離した状態で形成されている。
【００１０】
センサ部１は、ピエゾ抵抗係数が大きな半導体チップ（例えばシリコン単結晶基板）を利用して形成されたもので、圧力検出用ブリッジ回路３（本発明でいうセンサ回路に相当）と、この圧力検出用ブリッジ回路３の温度を検出するための温度検出用ブリッジ回路４（本発明でいう温度検出回路に相当）とにより構成されている。
【００１１】
これらのうち、圧力検出用ブリッジ回路３は、半導体チップに設けたダイヤフラム上に拡散抵抗により形成した抵抗素子Ｒd1、Ｒd2、Ｒd3、Ｒd4を図示のようにフルブリッジ接続して成るもので、印加圧力の増大に応じて各抵抗素子Ｒd1、Ｒd2、Ｒd3、Ｒd4の抵抗値が図１に矢印で示す態様（上向きの矢印は抵抗値が増加することを示し、下向きの矢印は抵抗値が減少することを示す）で変化する構成となっている。また、圧力検出用ブリッジ回路３の入力端子Ｐ１及びＰ２間には、定電圧電源端子＋Ｖccから一定電圧が印加されるようになっている。
【００１２】
従って、圧力検出用ブリッジ回路３の一方の出力端子Ｑ１（抵抗素子Ｒd1及びＲd2の共通接続点）の電位は印加圧力の増大に応じて上昇し、また、他方の出力端子Ｑ２（抵抗素子Ｒd3及びＲd4の共通接続点）の電位は印加圧力の増大に応じて低下するものであり、出力端子Ｑ１及びＱ２間からは、印加圧力に応じた電圧レベルの検出信号Ｓｄが出力されることになる。尚、上記検出信号Ｓｄは、圧力検出用ブリッジ回路３の温度にも依存して変動するものであり、斯様な温度ドリフト除去用のデータを得るために前記温度検出用ブリッジ回路４が設けられている。
【００１３】
この温度検出用ブリッジ回路４は、拡散抵抗（温度係数は１５００〜１７００ppm/℃程度）により形成された感温抵抗素子Ｒt1、Ｒt2と、温度係数が零に近い材料である例えばＣｒＳｉにより形成された抵抗素子Ｒc1、Ｒc2とを図示のようにフルブリッジ接続することにより構成されている。また、温度検出用ブリッジ回路４の入力端子Ｐ３及びＰ４間にも、定電圧電源端子＋Ｖccから一定電圧が印加されるようになっている。
【００１４】
従って、温度検出用ブリッジ回路４の一方の出力端子Ｑ３（感温抵抗素子Ｒt1及び抵抗素子Ｒc1の共通接続点）の電位は検出温度の上昇に応じて上昇し、また、他方の出力端子Ｑ４（感温抵抗素子Ｒt2及び抵抗素子Ｒc2の共通接続点）の電位は検出温度の低下に応じて低下するものであり、出力端子Ｑ３及びＱ４間からは、圧力検出用ブリッジ回路３の温度に応じた電圧レベルの温度信号Ｓｔが出力されることになる。
【００１５】
一方、前記信号処理部２は、半導体チップ上に以下に述べるような各回路要素を形成した構成となっている。
基準電圧発生回路５は、拡散抵抗により形成した抵抗素子Ｒa1及びＲa2を備えたもので、それら抵抗素子Ｒa1及びＲa2の直列回路を定電圧電源端子＋Ｖcc及びグランド端子間に接続した構成となっている。この場合、抵抗素子Ｒa1及びＲa2の温度係数は厳密に一致するものであり、従って、基準電圧発生回路５の出力端子Ｑ５（抵抗素子Ｒa1及びＲa2の共通接続点）からは、前記圧力検出用ブリッジ回路３に作用する圧力（被検出圧力）及び当該ブリッジ回路３の温度と無関係に一定の電圧レベルとなる基準信号Ｓａが出力されることになる。尚、この基準電圧発生回路５は、前記センサ部１側の半導体チップ上に形成することも可能である。
【００１６】
アナログマルチプレクサ６は、上記圧力検出用ブリッジ回路３からの検出信号Ｓｄ、温度検出用ブリッジ回路４からの温度信号Ｓｔ、基準電圧発生回路５からの基準信号Ｓａを、後述する制御ブロック７（本発明でいう制御手段に相当）から与えられるセレクト信号に基づいて選択出力するためのものである。
【００１７】
高入力インピーダンス差動増幅回路８（本発明でいう増幅手段に相当）は、オペアンプ８ａ、８ｂ及び抵抗８ｃ、８ｄ、８ｅを組み合わせて成る周知構成のもので、前記アナログマルチプレクサ６から順次出力される信号を増幅してＡ／Ｄ変換回路９に与えるようになっている。この場合、差動増幅回路８には、その増幅出力電圧を持ち上げるための定電圧電源８ｆ及び抵抗８ｇが付随して設けられている。尚、差動増幅回路８の電源は、前記定電圧電源端子＋Ｖccから与えられるようになっている。
【００１８】
上記Ａ／Ｄ変換回路９は、基本的には、例えば特開平５−２５９９０７号公報に記載されたＡ／Ｄ変換回路と同様構成のものであり、詳細には図示しないが、反転動作時間が電源電圧に応じて変化するＮＡＮＤゲート１０ａ（本発明でいう反転回路に相当）と、同じく反転動作時間が電源電圧に応じて変化する偶数個のインバータ１０ｂ（同じく本発明でいう反転回路に相当）とをリング状に連結して成るリングゲート遅延回路１０（以下の説明では、リングゲート遅延回路をＲＧＤ（Ring Gate Delay ）と略称する）、このＲＧＤ１０内でのパルス信号の周回数をカウントするための周回数カウンタ１１、この周回数カウンタ１１の計数値を上位ビットとし、且つＲＧＤ１０内の各インバータ１０ｂの出力を下位ビットとして格納するためのスタックメモリ１２などを含んで構成されている。
【００１９】
このような構成のＡ／Ｄ変換回路９による変換原理の大略は以下の通りである。即ち、ＲＧＤ１０内のＮＡＮＤゲート１０ａに対し、図２に示すようなパルス信号ＰＡを与えると、ＮＡＮＤゲート１０ａ及び各インバータ１０ｂがその電源電圧に応じた速度で逐次的に反転動作を開始して、そのパルス信号ＰＡの入力期間中は信号周回動作が継続して行われるものであり、斯様なパルス信号周回数を示す二進数のデジタルデータが、スタックメモリ１２に対しリアルタイムで与えられることになる。この後、図２に示すように、一定のサンプリング周期Δｔ（例えば〜１００μ秒）を得るためのパルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメモリ１２をラッチすれば、そのスタックメモリ１２内の各ラッチデータの差に基づいて、ＮＡＮＤゲート１０ａ及びインバータ１０ｂに与えられている電源電圧を二進数のデジタルデータに変換した値が得られるようになる。
【００２０】
この場合、ＲＧＤ１０内のＮＡＮＤゲート１０ａ及びインバータ１０ｂには、前記差動増幅回路８から電源電圧が与えられる構成となっている。従って、Ａ／Ｄ変換回路９にあっては、差動増幅回路８からの出力信号、つまり、アナログマルチプレクサ６を通じて選択出力される検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓａをデジタルデータに変換することになる。
【００２１】
尚、以下においては、Ａ／Ｄ変換回路９による変換データのうち、検出信号Ｓｄに対応したデジタルデータを圧力情報Ｄ、温度信号Ｓｔに対応したデジタルデータを温度情報Ｔ、基準信号Ｓａに対応したデジタルデータを基準情報Ａと呼ぶことにする。
【００２２】
ここで、圧力情報Ｄと圧力検出用ブリッジ回路３に対する印加圧力Ｐとの間には次式▲１▼のような関係がある。
Ｄ＝｛（ｃｔ＋ｄ）×Ｐ＋ｅｔ＋ｆ｝×β（ｔ） ……▲１▼
但し、ｔ：圧力検出用ブリッジ回路３の温度
ｃ：圧力検出用ブリッジ回路３の感度の温度係数
ｄ：圧力検出用ブリッジ回路３の室温感度
ｅ：圧力検出値のオフセットの温度係数
ｆ：圧力検出値の室温オフセット値
また、β（ｔ）は、差動増幅回路８の温度特性やＲＧＤ１０の遅延時間の温度特性などに依存した非線形項であり、これが圧力検出値の精度劣化の要因となるものである。
【００２３】
上記▲１▼式からＰの解を得るためには、ｔが必要であり、また、非線形の係数であるβ（ｔ）を除去する必要がある。このため、温度検出用ブリッジ回路４を通じて温度情報Ｔを得ると共に、基準電圧発生回路５を通じて基準情報Ａを得るようにしている。
【００２４】
この場合、温度情報Ｔと圧力検出用ブリッジ回路３の温度ｔとの間には次式▲２▼のような関係が存在するものである。
Ｔ＝（ａｔ＋ｂ）×β（ｔ） ……▲２▼
但し、ａ：温度検出値の温度係数
ｂ：温度検出値の室温オフセット値
【００２５】
また、基準情報Ａは、圧力検出用ブリッジ回路３に作用する圧力及び温度と無関係に一定の電圧レベルとなる基準信号Ｓａを、差動増幅回路８により増幅し且つＡ／Ｄ変換回路９によりデジタル変換したデータであるから、次式▲３▼が成立することになる。
Ａ＝β（ｔ） ……▲３▼
【００２６】
上記▲２▼、▲３▼の式を用いてＰについて解くと、非線形項β（ｔ）が削除された状態の次式▲４▼が得られる。

ＥＰＲＯＭ１３には、▲４▼式に基づいた圧力Ｐの演算に必要な係数ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆが補正係数として予め記憶されている。
【００２７】
補正演算回路１４（本発明でいう信号処理手段に相当）は、上記▲４▼式を利用した圧力Ｐの演算を、制御ブロック７からの指令を受けて行うものであり、その演算時には、スタックメモリ１２から読み出した圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａ、並びにＥＰＲＯＭ１３から読み出した補正係数（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を使用する構成となっている。そして、補正演算回路１４による演算結果は、センサ部１による検出圧力を示す圧力データとしてＩ／Ｏブロック１５から出力される。
【００２８】
さて、図３には、制御ブロック７による制御内容が概略的に示されており、以下これについて関連した作用と共に説明する。
即ち、制御ブロック７は、まず、アナログマルチプレクサ６に対して、基準電圧発生回路５からの基準信号Ｓａを選択するためのセレクト信号を出力する（ステップＳ１）。すると、差動増幅回路８から上記基準信号Ｓａを増幅した電圧信号が出力されるようになり、この電圧信号がＡ／Ｄ変換回路９内のＲＧＤ１０に対しＡ／Ｄ変換対象信号として印加されるようになる。
【００２９】
この後、制御ブロック７は、パルス信号ＰＡを出力した状態で、所定のアイドリング時間である例えば０．５秒だけ待機する（ステップＳ１、Ｓ２）。つまり、図２に示す時刻ｔ０から０．５秒が経過した時刻ｔ１までの期間は、ＲＧＤ１０に対し、前記基準信号Ｓａを増幅した電圧信号を電源電圧として与えた状態で、当該ＲＧＤ１０にパルス信号ＰＡを所定時間（０．５秒）だけ継続して与えるというアイドリング動作が行われることになる。
【００３０】
このようなアイドリング動作が終了したとき（パルス信号ＰＡの出力開始後に０．５秒が経過した時刻ｔ１に至ったとき）には、パルス信号ＰＡ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ４を実行する。このルーチンＳ４では、図２に示す時刻ｔ１〜ｔ２の期間中においてパルス信号ＰＡを引き続き出力すると共に、その時刻ｔ１後においてパルス信号ＰＢを図２に示すようなタイミング（具体的には、時刻ｔ１〜ｔ２の期間において４回立ち上がる状態）で出力する。
【００３１】
これにより、パルス信号ＰＡの出力期間中において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行われると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメモリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータの差（例えば３回目の立ち上がりと４回目の立ち上がりにおける各ラッチデータの差）に基づいて、差動増幅回路８からの電圧信号（基準信号Ｓａを増幅した電圧信号）に応じたデジタルデータが基準情報Ａとして得られるようになる。
【００３２】
制御ブロック７は、上記出力制御ルーチンＳ４の実行に応じて基準情報Ａを取り込んだ後には、アナログマルチプレクサ６に対して、基準電圧発生回路５からの温度信号Ｓｔを選択するためのセレクト信号を出力する（ステップＳ５）。すると、差動増幅回路８から上記温度信号Ｓｔを増幅した電圧信号が出力されるようになり、この電圧信号が、Ａ／Ｄ変換回路９内のＲＧＤ１０に対しＡ／Ｄ変換対象信号として印加されるようになる。
【００３３】
この後、制御ブロック７は、パルス信号ＰＡ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ６を実行する。このルーチンＳ６では、図２に示す時刻ｔ３〜ｔ４の期間中においてパルス信号ＰＡを出力すると共に、その時刻ｔ３後においてパルス信号ＰＢを図２に示すようなタイミングで出力する。
【００３４】
これにより、パルス信号ＰＡの出力期間中において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行われると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメモリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータの差に基づいて、差動増幅回路８からの電圧信号（温度信号Ｓｔを増幅した電圧信号）に応じたデジタルデータが温度情報Ｔとして得られるようになる。
【００３５】
制御ブロック７は、上記出力制御ルーチンＳ６の実行に応じて温度情報Ｔを取り込んだ後には、アナログマルチプレクサ６に対して、基準電圧発生回路５からの検出信号Ｓｄを選択するためのセレクト信号を出力する（ステップＳ７）。すると、差動増幅回路８から上記検出信号Ｓｄを増幅した電圧信号が出力されるようになり、この電圧信号が、Ａ／Ｄ変換回路９内のＲＧＤ１０に対しＡ／Ｄ変換対象信号として印加されるようになる。
【００３６】
この後、制御ブロック７は、パルス信号ＰＡ及びＰＢの出力制御ルーチンＳ８を実行する。このルーチンＳ８では、図２に示す時刻ｔ５〜ｔ６の期間中においてパルス信号ＰＡを出力すると共に、その時刻ｔ５後においてパルス信号ＰＢを図２に示すようなタイミングで出力する。
【００３７】
これにより、パルス信号ＰＡの出力期間中において、ＲＧＤ１０内で信号周回動作が継続して行われると共に、パルス信号ＰＢの立上がり毎にスタックメモリ１２がラッチされるものであり、そのラッチデータの差に基づいて、差動増幅回路８からの電圧信号（検出信号Ｓｄを増幅した電圧信号）に応じたデジタルデータが圧力情報Ｄとして得られるようになる。
【００３８】
尚、本実施例の場合、上述した出力制御ルーチンＳ４、Ｓ６、Ｓ８の実行時において、スタックメモリ１２からラッチデータの差に基づいたデジタルデータを３回取り込むことができるから、それらを平均化した値をデジタルデータ（基準情報Ａ、温度情報Ｔ及び圧力情報Ｄ）として得る構成とすることもできる。
【００３９】
制御ブロック７は、上記出力制御ルーチンＳ８の実行後には、補正演算回路１４に対して演算指令を出力する（ステップＳ９）。すると、補正演算回路１４にあっては、スタックメモリ１２から読み出した圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａ、並びにＥＰＲＯＭ１３から読み出した補正係数（ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅ、ｆ）を使用して、前記▲４▼式の演算を行うものであり、その演算結果を、センサ部１による検出圧力を示す圧力データとしてＩ／Ｏブロック１５から出力するようになる。
【００４０】
この後、制御ブロック７は、所定の待機時間が経過するまで待機し（ステップＳ１０）、当該待機時間が経過したときにステップＳ１へ戻るようになる。従って、一連の圧力検出動作（Ｓ１〜Ｓ９）は、上記待機時間が経過する毎に周期的に行われることになる。
【００４１】
要するに上記した本実施例によれば、検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓａをアナログマルチプレクサ６を通じて時分割処理すると共に、それらの信号Ｓｄ、Ｓｔ及びＳａに対応した各デジタルデータ（圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ、基準情報Ａ）を同一の差動増幅回路８及びＡ／Ｄ変換回路９を用いて採取し、斯様に採取したデジタルデータを利用した▲４▼式の補正演算（デジタル演算）を行う構成としており、これによって、感度やオフセットなどに対する温度補償を施した精度の高い圧力検出値を得ることができるものである。
【００４２】
特に、本実施例によれば、上記のようなＡ／Ｄ変換回路９による基準信号Ｓａ、温度信号Ｓｔ及び検出信号Ｓｄの変換動作の開始前には、制御ブロック７が、ＲＧＤ１０に対し基準信号Ｓａを電源電圧として与えた状態で当該ＲＧＤ１０にパルス信号ＰＡを所定時間（０．５秒）だけ継続して与えるというアイドリング動作を行わせる構成となっている。このため、上記アイドリング動作期間中において、ＲＧＤ１０が熱的に安定した状態を呈するようになるから、その後に行われる前記Ａ／Ｄ変換動作により得られるデジタルデータが従来構成のように不正確になる恐れがなくなるものであり、以て安定したＡ／Ｄ変換特性が得られるようになる。この結果、最終的に得られる圧力検出値の精度をさらに高め得るようになる。
【００４３】
因みに、ＲＧＤ１０を構成する回路素子の温度は、その動作に応じて図４に示すように変化すると考えられる。つまり、上記回路素子の温度は、ＲＧＤ１０の動作開始時において当該回路素子が発熱源となって急激な温度上昇を来たすが、その動作停止後には自然冷却により徐々に温度低下すると考えられる。このため、Ａ／Ｄ変換回路９によるＡ／Ｄ変換動作の待機時間が変化する場合や、雰囲気温度が異なる場合などにおいて、変換動作開始時点でのＲＧＤ１０の温度が変動することになるため、Ａ／Ｄ変換動作の開始当初におけるデジタルデータと、ＲＧＤ１０が熱的に安定した状態でのデジタルデータとが大きく異なることになるが、上述したようなアイドリング動作を行うようにした本実施例によれば、このような事態を招くことがないものである。
【００４４】
また、図５には、本実施例によるＡ／Ｄ変換回路９を初期状態から動作（コールドスタート）させた場合において、そのＡ／Ｄ変換値（デジタルデータ）が時間の経過に応じてどのように変化するかを測定した結果が示されている。この図５からは、アイドリング時間を５００μ秒（０．５秒）以上に設定すれば、Ａ／Ｄ変換回路９により得られるＡ／Ｄ変換値が安定した状態になっていることが分かる。
【００４５】
さらに、本実施例のように、ＲＧＤ１０を利用したＡ／Ｄ変換回路９にあっては、変換速度の大幅な向上（つまりサンプリング時間の大幅な短縮）を実現できると共に、その小型化ひいては装置全体の小型化を実現できるようになる。
【００４６】
加えて、圧力検出値の算出に利用される前記▲４▼式からは、Ｔ／Ａ及びＤ／Ａの値を一定に保持できれば所謂耐久変動による影響を無視できるということが理解できる。この場合、本実施例では、▲４▼式の演算に供するために最終的に圧力情報Ｄ、温度情報Ｔ及び基準情報Ａに変換される検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓａは、全て同じアナログ回路（アナログマルチプレクサ６、差動増幅回路８、Ａ／Ｄ変換回路９）を通過する構成であるから、その信号伝送系統での回路定数の変動に起因した各信号のドリフト成分が互いにキャンセルされることになって、上記Ｔ／Ａ及びＤ／Ａが経時変化することがなくなる。この結果、耐久変動による影響を除去できるようになって、圧力検出値の精度を長期間に渡って良好な状態に維持できるようになる。
【００４７】
また、圧力検出値の精度のさらなる向上を実現するためには、差動増幅回路８として増幅能力が高い大型のものを使用することになるが、当該差動増幅回路８は、検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ及び基準信号Ｓａの増幅用に兼用する構成となっているから、多数の差動増幅回路を設ける必要がなくなるものであり、この面からも全体の小型化を実現できるようになる。
【００４８】
尚、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
半導体圧力センサ装置に適用した例を説明したが、加速度、磁束、湿度などの他の物理量を検出するためのセンサ装置に広く適用することができる。Ａ／Ｄ変換回路９内のＲＧＤ１０は、基本的な構成例を示したものであり、これと異なる構成のＲＧＤを設けることもできる。ＲＧＤ１０のアイドリング動作時には、当該ＲＧＤ１０に対して、基準信号Ｓａを電源電圧として与える構成としたが、他の信号（検出信号Ｓｄ、温度信号Ｓｔ）或いは当該アイドリング動作のための専用の電圧信号を電源電圧として与える構成とすることも可能である。また、アイドリング動作の継続時間は、実際の回路状態に応じて適宜に変更設定できるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す全体の電気的構成図
【図２】作用説明用のタイミングチャート
【図３】制御ブロックによる制御内容を示すフローチャート
【図４】リングゲート遅延回路内の回路素子の温度変化特性図
【図５】Ａ／Ｄ変換値の時間変化特性図
【符号の説明】
１はセンサ部、２は信号処理部、３は圧力検出用ブリッジ回路（センサ回路）、４は温度検出用ブリッジ回路（温度検出回路）、５は基準電圧発生回路、６はアナログマルチプレクサ、７は制御ブロック（制御手段）、８は差動増幅回路（増幅手段）、９はＡ／Ｄ変換回路、１０はリングゲート遅延回路、１０ａはＮＡＮＤゲート（反転回路）、１０ｂはインバータ（反転回路）、１１は周回数カウンタ、１２はスタックメモリ、１４は補正演算回路（信号処理手段）を示す。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a sensor device configured to convert an analog amount detection signal from a sensor circuit into digital data through an A / D conversion circuit.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in a pressure sensor device, a sensor circuit that generates a detection signal having a voltage level corresponding to a detected pressure, an amplification circuit that amplifies the detection signal from the sensor circuit, and a detection signal amplified by the amplification circuit are digitally converted. A combination of an A / D conversion circuit for converting data is provided. In such an apparatus, it is required to increase the conversion speed by the A / D conversion circuit and to reduce the size. In order to satisfy such a demand, for example, a ring as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-259907 is disclosed. It is considered to use an A / D conversion circuit configured to include a gate delay circuit. Specifically, the A / D conversion circuit includes a ring gate delay circuit formed by connecting a plurality of inversion circuits (NAND gates and inverters) whose inversion operation time changes according to the power supply voltage in a ring shape. The voltage signal to be converted based on the frequency of the pulse signal when the pulse signal is input to the ring gate delay circuit in each state where the voltage signal to be converted is supplied to the ring gate delay circuit as a power supply voltage. The signal is converted into digital data.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
An A / D conversion circuit using a ring gate delay circuit has the advantage of being very fast and high in resolution, but the ring gate delay circuit itself is sensitive to disturbance factors such as heat, Specifically, in a state where the circuit elements constituting this are cooled, there is a circumstance that the pulse signal circulation speed when a pulse signal is input becomes relatively high. For this reason, there is a problem that the A / D conversion value becomes inaccurate at the beginning of the operation of the A / D conversion circuit as described above, that is, in a period when the ring gate delay circuit is not thermally stable. In particular, when a configuration that saves power by intermittently performing an A / D conversion operation, such as battery driving, when the interval time of the A / D conversion operation changes, When the ambient temperature is different, the temperature of the ring gate delay circuit at the start of the conversion operation will fluctuate, so the A / D conversion value at the beginning of the operation and the ring gate delay circuit are thermally stable As a result, there is a problem that the A / D conversion characteristic becomes unstable and the detection accuracy is lowered.
[0004]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to improve the conversion speed and reduce the size when providing an A / D conversion circuit for converting a detection signal from a sensor circuit into digital data. To provide a sensor device that can obtain a stable A / D conversion characteristic and improve detection accuracy even though it uses a ring gate delay circuit for the purpose.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the means described in claim 1 can be adopted. According to this means, the detection signal output from the sensor circuit, that is, the detection signal having a voltage level corresponding to the detected physical quantity is amplified by the amplifying means and then supplied to the ring gate delay circuit in the A / D conversion circuit. Given as voltage. The A / D conversion circuit converts the detection signal into digital data indicating a detected physical quantity based on the pulse signal frequency when the pulse signal is input to the ring gate delay circuit in a state where the power supply voltage is applied as described above. Perform the operation to convert to. However, before the start of the conversion operation by the A / D conversion circuit as described above, the control means outputs a pulse signal to the ring gate delay circuit in a state where the power supply voltage is applied to the ring gate delay circuit. Until the ring gate delay circuit is thermally stabilized An idling operation of continuously giving for a predetermined time is performed.
[0006]
For this reason, the ring gate delay circuit is in a thermally stable state during the idling operation period, so that digital data obtained by the subsequent conversion operation is inaccurate as in the conventional configuration. Therefore, the stable detection of the physical quantity is improved as a result of obtaining such a stable A / D conversion characteristic. In addition, in an A / D conversion circuit using a ring gate delay circuit, the conversion speed can be greatly improved and the size can be reduced.
[0007]
According to the second aspect, the analog multiplexer selectively passes the detection signal from the sensor circuit, the reference signal from the reference voltage generation circuit, and the temperature signal from the detection circuit. The amplifying means amplifies signals sequentially output from the analog multiplexer, and the amplified detection signal, temperature signal and reference signal are supplied as a power supply voltage to the ring gate delay circuit in the A / D conversion circuit. In response to this, it is converted into digital data by the A / D conversion circuit. Prior to this conversion operation, the above-described idling operation is performed in the same manner, so that the digital data becomes accurate. The signal processing means performs calculation processing based on the digital data converted by the A / D conversion circuit, thereby calculating the physical quantity detection value corresponding to the detection signal in a state corrected by the temperature signal and the reference signal. become.
[0008]
That is, the detection signal, the temperature signal, and the reference signal are time-divided through an analog multiplexer, and a plurality of types of digital data corresponding to these signals are collected using the same amplification means and A / D conversion circuit. By the correction calculation (digital calculation) based on the collected digital data, a physical quantity detection value with high accuracy obtained by performing temperature compensation for sensitivity or the like can be obtained.
[0009]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment in which the present invention is applied to a semiconductor pressure sensor device will be described with reference to the drawings.
In FIG. 1 showing the entire electrical configuration, the semiconductor pressure sensor device according to the present embodiment includes a sensor unit 1 for pressure detection and a signal processing unit 2 for processing an output from the sensor unit 1. The sensor unit 1 and the signal processing unit 2 are formed on different semiconductor chips in a separated state.
[0010]
The sensor unit 1 is formed using a semiconductor chip (for example, a silicon single crystal substrate) having a large piezoresistance coefficient, and includes a pressure detection bridge circuit 3 (corresponding to a sensor circuit in the present invention) and the pressure detection. And a temperature detection bridge circuit 4 (corresponding to a temperature detection circuit in the present invention) for detecting the temperature of the bridge circuit 3.
[0011]
Among these, the pressure detection bridge circuit 3 is formed by connecting the resistance elements Rd1, Rd2, Rd3, and Rd4 formed by diffusion resistance on the diaphragm provided on the semiconductor chip as shown in FIG. The resistance values of the resistance elements Rd1, Rd2, Rd3, and Rd4 are shown by arrows in FIG. 1 in accordance with the increase (upward arrow indicates that the resistance value increases, and downward arrow indicates that the resistance value decreases. It is a configuration that changes in A constant voltage is applied between the input terminals P1 and P2 of the pressure detection bridge circuit 3 from the constant voltage power supply terminal + Vcc.
[0012]
Therefore, the potential of one output terminal Q1 (the common connection point of the resistance elements Rd1 and Rd2) of the pressure detection bridge circuit 3 rises as the applied pressure increases, and the other output terminal Q2 (the resistance elements Rd3 and Rd3). The potential at the common connection point (Rd4) decreases as the applied pressure increases, and a voltage level detection signal Sd corresponding to the applied pressure is output between the output terminals Q1 and Q2. The detection signal Sd varies depending on the temperature of the pressure detection bridge circuit 3, and the temperature detection bridge circuit 4 is provided in order to obtain such data for temperature drift removal. ing.
[0013]
The temperature detection bridge circuit 4 is formed of temperature-sensitive resistance elements Rt1 and Rt2 formed by diffusion resistors (temperature coefficient is about 1500 to 1700 ppm / ° C.) and, for example, CrSi which is a material having a temperature coefficient close to zero. The resistor elements Rc1 and Rc2 are configured by full bridge connection as shown in the figure. A constant voltage is also applied between the input terminals P3 and P4 of the temperature detection bridge circuit 4 from the constant voltage power supply terminal + Vcc.
[0014]
Therefore, the potential of one output terminal Q3 of the temperature detection bridge circuit 4 (the common connection point of the temperature-sensitive resistance element Rt1 and the resistance element Rc1) increases as the detected temperature increases, and the other output terminal Q4 ( The potential of the temperature-sensitive resistance element Rt2 and the resistance element Rc2 is reduced according to a decrease in the detection temperature, and the potential between the output terminals Q3 and Q4 is determined according to the temperature of the pressure detection bridge circuit 3. The voltage level temperature signal St is output.
[0015]
On the other hand, the signal processing unit 2 has a configuration in which each circuit element described below is formed on a semiconductor chip.
The reference voltage generation circuit 5 includes resistance elements Ra1 and Ra2 formed by diffused resistors, and has a configuration in which a series circuit of the resistance elements Ra1 and Ra2 is connected between the constant voltage power supply terminal + Vcc and the ground terminal. . In this case, the temperature coefficients of the resistance elements Ra1 and Ra2 are exactly the same. Therefore, the pressure detection bridge is connected from the output terminal Q5 of the reference voltage generation circuit 5 (the common connection point of the resistance elements Ra1 and Ra2). The reference signal Sa having a constant voltage level is output regardless of the pressure (detected pressure) acting on the circuit 3 and the temperature of the bridge circuit 3. The reference voltage generation circuit 5 can be formed on the semiconductor chip on the sensor unit 1 side.
[0016]
The analog multiplexer 6 receives a detection signal Sd from the pressure detection bridge circuit 3, a temperature signal St from the temperature detection bridge circuit 4, and a reference signal Sa from the reference voltage generation circuit 5, as will be described later. This is for selecting and outputting based on a select signal given from the control means.
[0017]
The high input impedance differential amplifier circuit 8 (corresponding to the amplifying means in the present invention) has a well-known configuration in which operational amplifiers 8a and 8b and

resistors

8c, 8d and 8e are combined, and is sequentially output from the analog multiplexer 6. The signal is amplified and supplied to the A / D conversion circuit 9. In this case, the differential amplifier circuit 8 is provided with a constant voltage power supply 8f and a resistor 8g for raising the amplified output voltage. The power supply of the differential amplifier circuit 8 is supplied from the constant voltage power supply terminal + Vcc.
[0018]
The A / D conversion circuit 9 basically has the same configuration as the A / D conversion circuit described in, for example, JP-A-5-259907, and although not shown in detail, the inversion operation time is not shown. NAND gate 10a that changes in accordance with the power supply voltage (corresponding to the inverting circuit in the present invention) and an even number of inverters 10b in which the inverting operation time also changes in accordance with the power supply voltage (also corresponds to the inverting circuit in the present invention) And a ring gate delay circuit 10 connected in a ring shape (in the following description, the ring gate delay circuit is abbreviated as RGD (Ring Gate Delay)), and for counting the number of rounds of the pulse signal in the RGD 10 Lap counter 11, and the count value of this lap counter 11 is used as the upper bit and the output of each inverter 10b in the RGD 10 is stored as the lower bit. Including a memory 12 and the like.
[0019]
The outline of the conversion principle by the A / D conversion circuit 9 having such a configuration is as follows. That is, when a pulse signal PA as shown in FIG. 2 is given to the NAND gate 10a in the RGD 10, the NAND gate 10a and each inverter 10b sequentially start inverting operations at a speed corresponding to the power supply voltage, The signal circulation operation is continuously performed during the input period of the pulse signal PA, and binary digital data indicating such a pulse signal circulation number is given to the stack memory 12 in real time. . Thereafter, as shown in FIG. 2, if the stack memory 12 is latched at every rising edge of the pulse signal PB for obtaining a constant sampling period Δt (for example, ˜100 μsec), each latch data in the stack memory 12 is stored. Based on the difference, a value obtained by converting the power supply voltage applied to the NAND gate 10a and the inverter 10b into binary digital data can be obtained.
[0020]
In this case, the power supply voltage is applied from the differential amplifier circuit 8 to the NAND gate 10a and the inverter 10b in the RGD 10. Therefore, the A / D conversion circuit 9 converts the output signal from the differential amplifier circuit 8, that is, the detection signal Sd, the temperature signal St, and the reference signal Sa selected and output through the analog multiplexer 6 into digital data. It will be.
[0021]
In the following, of the converted data by the A / D converter circuit 9, the digital data corresponding to the detection signal Sd corresponds to the pressure information D, the digital data corresponding to the temperature signal St corresponds to the temperature information T, and the reference signal Sa. The digital data will be referred to as reference information A.
[0022]
Here, the relationship between the pressure information D and the pressure P applied to the pressure detection bridge circuit 3 is represented by the following equation (1).
D = {(ct + d) × P + et + f} × β (t) (1)
Where t: temperature of the bridge circuit 3 for pressure detection
c: Temperature coefficient of sensitivity of the pressure detection bridge circuit 3
d: Room temperature sensitivity of pressure detection bridge circuit 3
e: Temperature coefficient of offset of detected pressure value
f: Room temperature offset value of pressure detection value
Β (t) is a non-linear term that depends on the temperature characteristics of the differential amplifier circuit 8, the temperature characteristics of the delay time of the RGD 10, and the like, and this causes deterioration in accuracy of the pressure detection value.
[0023]
In order to obtain the solution of P from the above equation (1), t is necessary and β (t), which is a nonlinear coefficient, needs to be removed. Therefore, the temperature information T is obtained through the temperature detection bridge circuit 4 and the reference information A is obtained through the reference voltage generation circuit 5.
[0024]
In this case, the relationship represented by the following equation (2) exists between the temperature information T and the temperature t of the pressure detection bridge circuit 3.
T = (at + b) × β (t) (2)
Where a: temperature coefficient of the temperature detection value
b: Room temperature offset value of the temperature detection value
[0025]
The reference information A is obtained by amplifying a reference signal Sa having a constant voltage level regardless of the pressure and temperature acting on the pressure detection bridge circuit 3 by the differential amplifier circuit 8 and digitally by the A / D conversion circuit 9. Since it is the converted data, the following equation (3) is established.
A = β (t) …… (3)
[0026]
Solving for P using the above equations (2) and (3), the following equation (4) in which the nonlinear term β (t) is deleted is obtained.

In the EPROM 13, coefficients a, b, c, d, e, and f necessary for calculating the pressure P based on the equation (4) are stored in advance as correction coefficients.
[0027]
The correction calculation circuit 14 (corresponding to the signal processing means in the present invention) performs the calculation of the pressure P using the above equation (4) in response to a command from the control block 7, and at the time of the calculation, the stack The pressure information D, temperature information T and reference information A read from the memory 12 and correction coefficients (a, b, c, d, e, f) read from the EPROM 13 are used. The calculation result by the correction calculation circuit 14 is output from the I / O block 15 as pressure data indicating the pressure detected by the sensor unit 1.
[0028]
FIG. 3 schematically shows the contents of control by the control block 7, which will be described below together with related operations.
That is, the control block 7 first outputs a select signal for selecting the reference signal Sa from the reference voltage generation circuit 5 to the analog multiplexer 6 (step S1). Then, a voltage signal obtained by amplifying the reference signal Sa is output from the differential amplifier circuit 8, and this voltage signal is applied as an A / D conversion target signal to the RGD 10 in the A / D conversion circuit 9. It becomes like this.
[0029]
Thereafter, the control block 7 waits for a predetermined idling time, for example, 0.5 seconds in a state where the pulse signal PA is output (steps S1 and S2). That is, during the period from time t0 to time t1 when 0.5 seconds have elapsed as shown in FIG. 2, a pulse signal is sent to the RGD 10 in a state where a voltage signal obtained by amplifying the reference signal Sa is supplied to the RGD 10 as a power supply voltage. An idling operation of continuously giving PA for a predetermined time (0.5 seconds) is performed.
[0030]
When such an idling operation is completed (when time t1 when 0.5 seconds have elapsed after the start of output of the pulse signal PA is reached), an output control routine S4 for the pulse signals PA and PB is executed. In this routine S4, the pulse signal PA is continuously output during the period from the time t1 to the time t2 shown in FIG. 2, and the pulse signal PB is outputted at the timing shown in FIG. 2 (specifically, the time t1 after the time t1). In a state of rising four times during the period of t2.
[0031]
As a result, during the output period of the pulse signal PA, the signal circulating operation is continuously performed in the RGD 10, and the stack memory 12 is latched every time the pulse signal PB rises. For example, digital data corresponding to a voltage signal (a voltage signal obtained by amplifying the reference signal Sa) from the differential amplifier circuit 8 is used as the reference information A based on the difference between the latch data at the third rise and the fourth rise). It will be obtained.
[0032]
After fetching the reference information A in accordance with the execution of the output control routine S4, the control block 7 outputs a select signal for selecting the temperature signal St from the reference voltage generation circuit 5 to the analog multiplexer 6. (Step S5). Then, a voltage signal obtained by amplifying the temperature signal St is output from the differential amplifier circuit 8, and this voltage signal is applied as an A / D conversion target signal to the RGD 10 in the A / D conversion circuit 9. Become so.
[0033]
Thereafter, the control block 7 executes an output control routine S6 for the pulse signals PA and PB. In this routine S6, the pulse signal PA is output during the period from time t3 to t4 shown in FIG. 2, and the pulse signal PB is output at the timing shown in FIG. 2 after time t3.
[0034]
As a result, during the output period of the pulse signal PA, the signal circulating operation is continuously performed in the RGD 10, and the stack memory 12 is latched every time the pulse signal PB rises. Based on this, digital data corresponding to the voltage signal (voltage signal obtained by amplifying the temperature signal St) from the differential amplifier circuit 8 is obtained as the temperature information T.
[0035]
After fetching the temperature information T according to the execution of the output control routine S6, the control block 7 outputs a select signal for selecting the detection signal Sd from the reference voltage generation circuit 5 to the analog multiplexer 6. (Step S7). Then, a voltage signal obtained by amplifying the detection signal Sd is output from the differential amplifier circuit 8, and this voltage signal is applied as an A / D conversion target signal to the RGD 10 in the A / D conversion circuit 9. Become so.
[0036]
Thereafter, the control block 7 executes an output control routine S8 for the pulse signals PA and PB. In this routine S8, the pulse signal PA is output during the period of time t5 to t6 shown in FIG. 2, and the pulse signal PB is output at the timing shown in FIG. 2 after time t5.
[0037]
As a result, during the output period of the pulse signal PA, the signal circulating operation is continuously performed in the RGD 10, and the stack memory 12 is latched every time the pulse signal PB rises. Based on this, digital data corresponding to the voltage signal (voltage signal obtained by amplifying the detection signal Sd) from the differential amplifier circuit 8 is obtained as the pressure information D.
[0038]
In the case of this embodiment, when the output control routines S4, S6, and S8 described above are executed, the digital data based on the difference of the latch data can be fetched from the stack memory 12 three times. It can also be set as the structure which acquires a value as digital data (reference | standard information A, temperature information T, and pressure information D).
[0039]
After executing the output control routine S8, the control block 7 outputs a calculation command to the correction calculation circuit 14 (step S9). Then, in the correction arithmetic circuit 14, the pressure information D, temperature information T and reference information A read from the stack memory 12, and the correction coefficients (a, b, c, d, e, f) read from the EPROM 13 are used. The calculation of the above equation (4) is performed, and the calculation result is output from the I / O block 15 as pressure data indicating the pressure detected by the sensor unit 1.
[0040]
Thereafter, the control block 7 waits until a predetermined waiting time elapses (step S10), and returns to step S1 when the waiting time elapses. Therefore, a series of pressure detection operations (S1 to S9) are periodically performed every time the standby time elapses.
[0041]
In short, according to the above-described embodiment, the detection signal Sd, the temperature signal St, and the reference signal Sa are time-divided through the analog multiplexer 6 and each digital data (pressure information D) corresponding to the signals Sd, St, and Sa is used. , Temperature information T and reference information A) are collected using the same differential amplifier circuit 8 and A / D converter circuit 9, and the correction calculation (digital calculation) using the digital data thus collected (4) This makes it possible to obtain a highly accurate pressure detection value that has been subjected to temperature compensation for sensitivity, offset, and the like.
[0042]
In particular, according to this embodiment, before the conversion operation of the reference signal Sa, the temperature signal St, and the detection signal Sd by the A / D conversion circuit 9 as described above is started, the control block 7 controls the RGD 10. Standard A configuration in which an idling operation is performed in which the pulse signal PA is continuously supplied to the RGD 10 for a predetermined time (0.5 seconds) in a state where the signal Sa is supplied as a power supply voltage. With It has become. For this reason, during the idling operation period, the RGD 10 exhibits a thermally stable state, so that digital data obtained by the A / D conversion operation performed thereafter becomes inaccurate as in the conventional configuration. There is no fear, and stable A / D conversion characteristics can be obtained. As a result, the accuracy of the pressure detection value finally obtained can be further increased.
[0043]
Incidentally, the temperature of the circuit elements constituting the RGD 10 is considered to change as shown in FIG. 4 according to the operation. In other words, the temperature of the circuit element is considered to gradually increase due to natural cooling after the operation is stopped, although the circuit element becomes a heat source at the start of the operation of the RGD 10 to cause a rapid temperature increase. For this reason, when the standby time of the A / D conversion operation by the A / D conversion circuit 9 changes or when the ambient temperature is different, the temperature of the RGD 10 at the time of starting the conversion operation varies. At the beginning of the / D conversion operation De The digital data and the digital data in a state where the RGD 10 is thermally stable are greatly different. However, according to the present embodiment in which the idling operation as described above is performed, such a situation is caused. There is no.
[0044]
FIG. 5 shows how the A / D conversion value (digital data) changes with time when the A / D conversion circuit 9 according to this embodiment is operated (cold start) from the initial state. The result of measuring whether it changes to is shown. FIG. 5 shows that the A / D conversion value obtained by the A / D conversion circuit 9 is stable when the idling time is set to 500 μsec (0.5 seconds) or more.
[0045]
Furthermore, as in the present embodiment, the A / D conversion circuit 9 using the RGD 10 can achieve a significant improvement in conversion speed (that is, a significant reduction in sampling time), and its downsizing and thus the entire apparatus. The size can be reduced.
[0046]
In addition, from the equation (4) used for calculating the pressure detection value, it can be understood that if the values of T / A and D / A can be kept constant, the influence of so-called durability fluctuation can be ignored. In this case, in this embodiment, all of the detection signal Sd, the temperature signal St, and the reference signal Sa that are finally converted to the pressure information D, the temperature information T, and the reference information A for use in the calculation of equation (4) are Since it is configured to pass through the same analog circuit (analog multiplexer 6, differential amplifier circuit 8, A / D converter circuit 9), drift components of each signal due to fluctuations in circuit constants in the signal transmission system cancel each other. As a result, the T / A and D / A do not change with time. As a result, it becomes possible to remove the influence due to the endurance fluctuation, and the accuracy of the pressure detection value can be maintained in a good state for a long period of time.
[0047]
In order to realize further improvement in the accuracy of the pressure detection value, a large-sized differential amplifier circuit 8 having a high amplification capability is used. The differential amplifier circuit 8 includes the detection signal Sd, Since the temperature signal St and the reference signal Sa are both used for amplification, it is not necessary to provide a large number of differential amplifier circuits. From this aspect as well, the entire size can be reduced.
[0048]
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and the following modifications or expansions are possible.
Although the example applied to the semiconductor pressure sensor device has been described, it can be widely applied to a sensor device for detecting other physical quantities such as acceleration, magnetic flux, and humidity. The RGD 10 in the A / D conversion circuit 9 shows a basic configuration example, and an RGD having a different configuration can be provided. In the idling operation of the RGD 10, the reference signal Sa is supplied as a power supply voltage to the RGD 10. However, another signal (detection signal Sd, temperature signal St) or a dedicated voltage signal for the idling operation is used as the power supply. A configuration in which the voltage is given is also possible. The duration of the idling operation can be changed and set as appropriate according to the actual circuit state.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an overall electrical configuration diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation.
FIG. 3 is a flowchart showing the contents of control by a control block.
FIG. 4 is a temperature change characteristic diagram of circuit elements in a ring gate delay circuit.
FIG. 5 is a time change characteristic diagram of an A / D conversion value.
[Explanation of symbols]
1 is a sensor unit, 2 is a signal processing unit, 3 is a pressure detection bridge circuit (sensor circuit), 4 is a temperature detection bridge circuit (temperature detection circuit), 5 is a reference voltage generation circuit, 6 is an analog multiplexer, and 7 is Control block (control means), 8 is a differential amplifier circuit (amplifier means), 9 is an A / D converter circuit, 10 is a ring gate delay circuit, 10a is a NAND gate (invert circuit), 10b is an inverter (invert circuit), Reference numeral 11 denotes a circulation number counter, 12 denotes a stack memory, and 14 denotes a correction arithmetic circuit (signal processing means).

Claims

A sensor circuit that generates a detection signal at a voltage level corresponding to the detected physical quantity;
Amplifying means for amplifying the detection signal from the sensor circuit;
The ring gate delay circuit includes a ring gate delay circuit formed by connecting a plurality of inversion circuits whose inversion operation time changes according to the power supply voltage in a ring shape, and the detection signal amplified by the amplifying means is supplied to the ring gate delay circuit. An A / D conversion circuit that converts the detection signal into digital data based on the number of pulse signal cycles when the pulse signal is input to the ring gate delay circuit in a state of being supplied as a power supply voltage;
Before starting the conversion operation by the A / D conversion circuit, a pulse signal is supplied to the ring gate delay circuit while the power supply voltage is applied to the ring gate delay circuit until the ring gate delay circuit is thermally stabilized. And a control means for performing an idling operation continuously given for a time.

A temperature detection circuit for generating a temperature signal of a voltage level corresponding to the temperature of the sensor circuit;
A reference voltage generating circuit for generating a reference signal having a constant voltage level irrespective of the detected physical quantity and the temperature of the sensor circuit;
With an analog multiplexer that selectively outputs the detection signal from the sensor circuit, and the temperature signal and the reference signal,
The amplification means is configured to amplify signals sequentially output from the analog multiplexer,
In the A / D converter circuit, a pulse signal is input to the ring gate delay circuit in each state where the detection signal, the temperature signal, and the reference signal amplified by the amplifying means are supplied to the ring gate delay circuit as a power supply voltage. The detection signal, the temperature signal, and the reference signal are configured to be converted into digital data based on the number of times of the pulse signal when the
Signal processing means for calculating a physical quantity detection value corresponding to the detection signal in a state corrected by the temperature signal and a reference signal by arithmetic processing based on digital data from the A / D conversion circuit; The sensor device according to claim 1.

The sensor device according to claim 1, wherein the physical quantity to be detected by the sensor circuit is a pressure.

4. The sensor device according to claim 1, wherein the time for which the pulse signal is continuously applied is 0.5 [second] or more until the inversion circuit is thermally stabilized.