JP3818529B2 - 直交周波数分割多重信号受信装置及び直交周波数分割多重信号の受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重 Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号の受信に係り、特にディジタル移動通信に好適なＯＦＤＭ信号の受信を行なう直交周波数分割多重信号受信装置及び直交周波数分割多重信号の受信方法に関する。

図５と共に、従来のＯＦＤＭ信号送信装置について説明する。
まず、ディジタル情報データ信号が、入力端子を介して直並列変換回路７０に供給され、必要に応じて誤り訂正符号の付与がなされる。
この回路７０の出力信号は、ＩＦＦＴ回路７１に供給され、その出力信号は、マルチパス歪を軽減させるためのガードインターバル回路７２を介して、Ｄ／Ａ変換器７３に供給される。
ここでアナログ信号に変換され、次のＬＰＦ７４により必要な周波数帯域の成分のみが通過させられる。
アナログ値のリアル、イマジナリパートの出力信号は、直交変調器７５に供給され、ＯＦＤＭ信号が出力される。

このＯＦＤＭ信号は、伝送すべき周波数帯に周波数変換器７６により周波数変換されて、次の送信部７７に供給され、これを構成しているリニア増幅器と送信アンテナとを介して、送信される。
中間周波数発生回路７８の出力信号と９０°シフト回路７８Ａを介した信号とが直交変調器７５に夫々供給される。
また、この回路７８の出力信号は、クロック信号発生回路７９に供給される。
回路７９の出力クロック信号は、直並列変換回路７０、ＩＦＦＴ回路７１、ガードインターバル回路７２、Ｄ／Ａ変換器７３に夫々供給される。

次に、図６と共に従来のＯＦＤＭ信号受信装置について説明する。
受信部８０は、これを構成している受信アンテナにより得た前記送信部７７からの信号を高周波増幅器により増幅し、搬送波周波数を中間周波数に変換する周波数変換器８１を介して、中間周波増幅回路８２に供給され、更に、直交復調器８３に供給される。
回路８２の出力信号はキャリア検出回路９０を介して中間周波数発生回路８９に供給される。
回路８９の出力信号と９０°シフト回路８９Ａを介した信号とが、直交復調器８３に夫々供給されて、リアル、イマジナリパートの出力信号が復号される。
直交復調器８３の出力信号は、ＬＰＦ８４を介してＡ／Ｄ変換器８５に供給され、ディジタル信号に変換されると共に、直交復調器８３の出力信号は、同期信号発生回路９１にも供給される。

Ａ／Ｄ変換器８５の出力は次のガードインターバル回路８６を介して、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路８７に供給される。
このＦＦＴ、ＱＡＭ復号回路８７は供給される同期信号発生回路９１の同期信号を基にして、複素フーリエ演算を行ない、入力信号の各周波数毎の実数部、虚数部信号（リアルパート、イマジナリパート）のレベルを求め、ディジタル情報伝送用キャリアで伝送される量子化されたディジタル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号される。
ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路８７の出力信号は、並直列変換回路８８を介して出力される。
ここで、送信装置の中間周波数と受信装置の中間周波数とが完全に一致しておれば変調成分のみが得られ、問題はないが、中間周波数発生回路、周波数変換器の局部発振器（図示せず）に周波数安定度が高くないものを使用したり、両出力信号間に位相誤差があったりすると、それ以降の復調動作に影響を与え、シンボルエラーの発生確率が増大する。

送信されたＯＦＤＭ信号を受信する受信装置においては、受信されるすべての搬送波の位相を時間軸の変動成分を有することなく、完全に再生することは、大変困難であり、更に、マルチパス歪みを軽減するために、送信側でガードインターバル回路が設定されているので、このような条件の送信信号を受信する場合は、有効シンボル期間部分とガードインターバル部分とで、伝送信号の位相を送信側と完全に同一状態で再生することは、一層困難であるという問題があった。
本発明は上記の点に着目してなされたものであり、ＯＦＤＭの特定キャリアをパイロット信号用キャリアとして設定し、これにより、受信側での同期関係を一定に保持出来るようにした直交周波数分割多重信号受信装置及び直交周波数分割多重信号の受信方法を提供することを目的とする。

本発明は、以下の１）〜４）項に記載の手段よりなる。
すなわち、
１） パイロット信号と共に直交周波数分割多重され、ガードインターバルが付加されて伝送される多値ＱＡＭ変調されたディジタル情報信号を受信する直交周波数分割多重信号受信装置であって、
前記ガードインターバルに頭部では不連続な波形として存在すると共に、４逓倍した場合に単一周波数の信号となり、隣接する有効シンボル区間において互いに同相に保持される高次周波数であり、且つ振幅が一定な信号として伝送される前記パイロット信号を復調して前記得られる実数部及び虚数部の復調出力を得るパイロット信号復調手段と、前記パイロット信号復調出力を参照し、前記多値ＱＡＭ変調信号を前記ディジタル情報信号に変換するＦＦＴ手段と、
を具備して構成することを特徴とする直交周波数分割多重信号受信装置。
２） パイロット信号と共に直交周波数分割多重され、ガードインターバルが付加されて伝送される多値ＱＡＭ変調されたディジタル情報信号を受信する直交周波数分割多重信号受信装置であって、
前記ガードインターバルに頭部では不連続な波形として存在すると共に、４逓倍した場合に単一周波数の信号となり、隣接する有効シンボル区間において互いに同相に保持される高次周波数であり、且つ振幅が一定な信号として伝送される前記パイロット信号を位相復調するパイロット信号復調手段と、前記パイロット信号復調手段により復調して得られたパイロット信号の位相情報を用いて、前記多値ＱＡＭ変調信号を前記ディジタル情報信号に変換する復調手段と、
を具備して構成することを特徴とする直交周波数分割多重信号受信装置。
３） パイロット信号と共に直交周波数分割多重され、ガードインターバルが付加されて伝送される多値ＱＡＭ変調されたディジタル情報信号を受信する直交周波数分割多重信号の受信方法であって、
前記ガードインターバルに頭部では不連続な波形として存在すると共に、４逓倍した場合に単一周波数の信号となり、隣接する有効シンボル区間において互いに同相に保持される高次周波数であり、且つ振幅が一定な信号として伝送される前記パイロット信号を復調して得られる実数部及び虚数部の復調出力を得るステップと、
前記ステップにより得られたパイロット信号復調出力を参照し、前記多値ＱＡＭ変調信号を前記ディジタル情報信号に変換するステップと、
を有したことを特徴とする直交周波数分割多重信号の受信方法。
４） パイロット信号と共に直交周波数分割多重され、ガードインターバルが付加されて伝送される多値ＱＡＭ変調されたディジタル情報信号を受信する直交周波数分割多重信号の受信方法であって、
前記ガードインターバルに頭部では不連続な波形として存在すると共に、４逓倍した場合に単一周波数の信号となり、隣接する有効シンボル区間において互いに同相に保持される高次周波数であり、且つ振幅が一定な信号として伝送される前記パイロット信号を復調してパイロット信号の位相情報を得るステップと、
前記ステップにより得られたパイロット信号の位相情報を用いて、前記多値ＱＡＭ変調信号を前記ディジタル情報信号に変換するステップと、
を有したことを特徴とする直交周波数分割多重信号の受信方法。

本発明のＯＦＤＭ信号受信装置及びＯＦＤＭ信号の受信方法では、ガードインターバルに頭部では不連続な波形として存在すると共に、４逓倍した場合に単一周波数の信号となり、隣接する有効シンボル区間において互いに同相に保持される高次周波数のパイロット信号を復調して得られる実数部及び虚数部の復調出力を参照することにより、送信装置内で動作するＩＦＦＴ回路と受信装置内で動作するＦＦＴ回路の時間関係を同一に設定することが容易になり、ＩＦＦＴ動作を行なった信号に近い形でのＦＦＴ動作を行なうことが出来、より正確な情報の受信が可能となる。
また、ガードインターバルに頭部では不連続な波形として存在すると共に、４逓倍した場合に単一周波数の信号となり、隣接する有効シンボル区間において互いに同相に保持される高次周波数のパイロット信号の位相復調を行ってパイロット信号の位相情報を得、得られた位相情報を用いて多値ＱＡＭ変調信号をディジタル情報信号に変換する受信は、送信装置内で動作するＩＦＦＴ回路と受信装置内で動作するＦＦＴ回路の位相関係を同一に設定することが容易になり、ＩＦＦＴ動作を行なった信号に近い形でのＦＦＴ動作を行なうことが出来、より正確な情報の受信が可能となる。

本発明の直交周波数分割多重信号受信装置及び直交周波数分割多重信号の受信方法に適応されるＯＦＤＭ信号送受信装置の実施例について、添付の図１乃至図４を参照して、以下に説明する。
図１は、本発明に適用されるＯＦＤＭ信号送信装置の実施例であり、ここで伝送されるディジタルデータは、圧縮されたオーディオ、ビデオ信号等である。
ＯＦＤＭ信号送信装置は、多数のキャリアを直交して配置し、夫々のキャリアで独立したディジタル情報を伝送するもので、キャリアが直交しているので、隣接するキャリアのスペクトラムは当該キャリアの周波数位置で零になる。
この直交するキャリアを作るためＩＦＦＴ回路技術が使用される。ＩＦＦＴにおける窓区間である時間間隔Ｔの間にＮ個の複素数による逆ＤＦＴ（離散フーリエ変換）を実行すれば、ＯＦＤＭ信号を生成でき、逆ＤＦＴの各点が変調信号出力に相当する。前記Ｎは、ＩＦＦＴやＦＦＴの周期とも呼ばれ、詳細は、コロナ社発行（発行日：１９９３年５月２０日）の「テレビジョン学会編 今井 聖著 信号処理工学」の第７４〜７５ページなどで説明されている。

図１及び図２に示す本実施例に係る装置の基本的な仕様は、下記に示す通りである。
(a) 中心キヤリア周波数…１００ＭＨｚ (b) 伝送用キャリア数…２４８波
(c) 変調方式…２５６ＱＡＭ ＯＦＤＭ (d) 使用キャリア数…２５７波
(e) 伝送帯域幅…１００ｋＨｚ， 使用帯域幅…９９ｋＨｚ
(f) 転送レート…７５０kbps (g) ガードインターバル…６０．６μｓｅｃ
図１に示すように、例えば、ＭＰＥＧ等の符号化方式により情報信号が圧縮されたオーディオ、ビデオ信号であるディジタル情報信号が、入力端子１を介して直並列変換回路２に供給され、必要に応じ誤り訂正符号の付与がなされる。
この回路２で、入力信号は、２５６ＱＡＭ変調用信号として配列され、出力される。
この２５６ＱＡＭ変調は、情報を伝送すべき各キャリアに対して、振幅方向に１６レベル、角度方向に１６レベルを定義し、１６×１６の２５６の値を特定して伝送する方式である。
本実施例では、２５７波のキャリアの内、２４８波を用いて情報を伝送するようにして、残りの９波は、キャリブレーション用、その他の補助信号の伝送用として使用される。

直並列変換回路２では、１シンボル期間中に２４８バイトのディジタルデータ、即ち、１シンボル期間中に４ビットずつの並列データ２４８組を出力するように構成する。
直並列変換回路２の出力信号は、ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路３に供給される。この回路３は、クロック信号発生回路１０から出力されるクロック信号により動作し、２４８波のキャリアに対し、２５６ＱＡＭ変調を行ない、各出力信号をリアル、イマジナリ成分として出力する。
また、ＩＦＦＴ、パイロット信号生成回路３では周期ＮのＩＦＦＴ回路が用いられており、このＩＦＦＴ回路で設定される各有効シンボル期間におけるＮ個の離散周波数点（サンプル点）に対応した離散周波数点情報が、前記ＩＦＦＴ、パイロット信号生成回路３から出力される。
ナイキスト周波数は、前記周期ＮのＩＦＦＴにおけるサンプルクロック周波数の１／２に相当し、パイロット信号は、前記ナイキスト周波数が持つ情報即ちナイキスト周波数情報として伝送される。このナイキスト周波数は前記サンプルクロック周波数の１／２であるため、受信装置で前記ナイキスト周波数情報を復号、逓倍し、ＦＦＴ回路を動作させるための標本化位置信号（サンプルクロック信号）をつくることができる。
このナイキスト周波数情報は、ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路３のＩＦＦＴの実数部入力端子Ｒ(虚数部入力端子Ｉ)におけるＮ／２番目の周波数の端子に一定レベルの信号を印加することにより得られる。

これらのＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路３の出力信号は、次のＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）４Ａを有するガードインターバル設定回路４に供給され、このガードインターバル設定回路４により、伝送路におけるマルチパス歪を軽減させるための所定区間のガードインターバルｇｉが図３に示されるように設定される。
ガードインターバル設定回路４は、クロック信号発生回路１０から出力されるクロック信号により動作し、ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路３より得られる窓区間（有効シンボル期間ts）内の最後の部分を、窓区間の直前にも配置する。
前記ガードインターバルを設定する為に、前記ガードインターバル設定回路４は、これが有するＲＡＭ（４Ａ）に取り込んだ、ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路３よりの信号を読み出すときに、有効シンボル期間の最後の期間（ｇｉに等しくこの期間を設定する。
）から読み出しては、有効シンボル期間の最初に戻り、有効シンボル期間ｔｓのデータを読み出して、シンボル期間ｔａの信号を送出するようにしている。
前記ナイキスト周波数情報（パイロット信号）は、ガードインターバル内でも伝送されるが、前後のＩＦＦＴ窓区間信号との連続性を保持させるため、ガードインターバル内で、伝送されるパイロット信号が整数波長存在するようにさせる。

尚、パイロット信号として、ナイキスト周波数を用いる場合について述べたが、サンプルクロック信号と簡単な整数比の関係にあれば、必ずしもナイキスト周波数である必要はなく、伝送される周波数の中の高いものを用いてもよい。
周期ＭのＩＦＦＴを考えるとき、ナイキスト周波数の１／２の位置に、即ちＭ／４番目の周波数にパイロット信号を配置し、ＯＦＤＭで送出するキャリアは、ＩＦＦＴにおける第１番目より第Ｍ／４番目まで、及び、第３Ｍ／４番目より第Ｍ番目までとして出力される信号を用いる。
このように周期Ｍ＝２ＮのＩＦＦＴを用いても、周期ＮのＩＦＦＴを用いた時と等価なＩＦＦＴの出力信号を得ることができる。従って、ガードインターバルも含めて連続したパイロット信号を伝送出来ると共に、このパイロット信号を復号し、４逓倍することにより、サンプルクロック信号を得ることが出来る。
ＦＦＴの窓区間信号情報を別途復号できれば、本実施例により得られたサンプルクロック信号と組み合わせて、ＯＦＤＭ信号のＦＦＴ演算が出来、ＯＦＤＭ信号の復号を行なうことが出来る。

次に、図３と共にガードインターバル設定回路４で設定されるシンボル期間について述べる。
まず、使用帯域幅９９ｋＨｚ、ＩＦＦＴの周期をＮ＝２５６とするとき、有効シンボル周波数ｆｓと有効シンボル期間ｔｓは夫々次のようになる。
ｆｓ＝９９，０００／２５６＝３８７Ｈｚ
ｔｓ＝１／ｆｓ＝２５８６μｓｅｃ
これに、マルチパス歪除去用区間であるガードインターバル期間ｇｉをパイロット信号３波長分に決定すると、ｇｉは下記のように設定される。
ｇｉ＝（１／４９，５００）×３＝６０．６μｓｅｃ
このときのシンボル期間ｔａとシンボル周波数ｆａは夫々次のようになる。
ｔａ＝ｔｓ＋ｇｉ＝２５８６＋６０．６＝２６４６．６μｓｅｃ
ｆａ＝１／ｔａ＝３７８Ｈｚ

これらのガードインターバル設定回路４の出力信号は、Ｄ／Ａ変換器５に供給され、ここでアナログ信号に変換され、次のＬＰＦ６により必要な周波数帯域の成分のみが通過させられる。
アナログ値のリアル、イマジナリ出力信号は、次の直交変調器７に供給され、また、この変調器７には、１０．７ＭＨｚ中間周波発生回路９の出力信号と９０°シフト回路８を介した信号とが夫々供給され、ＯＦＤＭ信号が出力される。
このＯＦＤＭ信号は、伝送すべき周波数帯に周波数変換器１１により周波数変換されて、次の送信部１２に供給され、これを構成しているリニア増幅器と送信アンテナを介して、送信される。
また、１０．７ＭＨｚ中間周波数発生回路９の出力信号は、クロック信号発生回路１０にも供給されている。前記クロック信号発生回路１０では、前記ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路３を駆動するクロック信号とガードインターバル設定回路４を駆動するクロック信号とが、前記中間周波数発生回路９から供給される共通のクロック信号を基に生成される。
尚、２４８組の４＋４ビットの並列データは、２４８波のキャリアにより伝送されるため、本装置の伝送速度は１シンボル期間当り２４８バイトである。従って、１秒当りの伝送速度は略７５０Ｋビットである。

次にガードインターバル、シンボル期間と同期信号（パイロット信号）の位相関係について図と共に以下に夫々説明する。
参考例として示した図７において、各シンボル期間に同一位相の同期信号（パイロット信号）が発生され、ガードインターバルに整数波長の同期信号が存在する場合について説明する。（極性を反転させずに連続した同期信号を発生させる第１の例である。）
図７に示すＩＦＦＴは有効シンボル期間及びＩＦＦＴ期間と同義であり、ＩＦＦＴ期間の終わりの部分（右部）の１サイクルが、そのままＩＦＦＴ期間の手前（左部）のガードインターバルＧの信号とされる。
この例では、ＩＦＦＴ期間毎に同位相の同期信号（パイロット信号）が発生させられており、ガードインターバル区間も同期信号（パイロット信号）が整数波存在するので、複数のシンボル期間に亘りパイロット信号は連続的に発生させられている。
既に述べた図３の場合は図７の場合と同じであり、ガードインターバル区間も同期信号（パイロット信号）が整数波存在するので、複数のシンボル期間に亘りパイロット信号は連続的に発生させられている。

参考例として示した図８において、一つ置きのシンボル期間に同一位相の同期信号（パイロット信号）が発生され、ガードインターバルに半波長の奇数倍の同期信号が存在する場合について説明する。（極性を反転させずに連続した同期信号を発生させる第２の例である。）
ＩＦＦＴは有効シンボル期間及びＩＦＦＴ期間と同義であり、ＩＦＦＴ期間の終わりの部分（右部）の１／２サイクルがそのままＩＦＦＴ期間の手前の（左部）のガードインターバルの信号とされる。
この例では、ＩＦＦＴ期間毎に逆極性の同期信号（パイロット信号）が発生させられており、ガードインターバル区間も半波長の奇数倍の同期信号が存在するので、複数のシンボル区間（シンボル期間）に亘りパイロット信号は連続的に発生させられている。

本発明の実施例に係る図９において、ガードインターバルＧに同期信号が半波長の奇数倍存在する場合について説明する。（極性を反転した同期信号を発生させる第１の例である。）
この場合は、ガードインターバルの開始点でパイロット信号の極性が反転されており、シンボル期間毎のパイロット信号の位相は同相である。
即ち、周波数分割多重信号を発生させるＩＦＦＴの同期信号を発生させる周波数に対応する端子電圧はシンボル毎に一定とし、常に同位相の同期信号を発生させている。
従って、ガードインターバルが半波長の奇数倍のときは、受信装置側でシンボル期間１つ置き毎に同期信号の極性を反転させると同期信号は連続信号となる。
この場合は、図１１に示すような位相同期回路でＰＬＬ回路を用いて同期信号の検出を行うことが出来る。

参考例として示した図１０において、ガードインターバルに同期信号（パイロット信号）が半波長の偶数倍存在する場合について説明する。（極性を反転した同期信号を発生させる第２の例である。）
図１０に示されるように、ガードインターバルに存在する同期信号（パイロット信号）が整数波（半波長の偶数倍）のときであっても、同期信号を図９の場合と同様に、シンボル期間１つ置きに反転して出力するとシンボル毎に極性が反転する同期出力が得られる。
この場合も、図１１に示すようなＰＬＬ回路を用いて同期信号の検出を行うことが出来る。

図１１は、シンボル期間１つ置き毎に反転される同期信号を検出する本発明に適応される位相同期回路である。
この位相同期回路は、位相比較器ＰＤ２（１１２）、Ａｍｐ（増幅器 １１３）、ＬＰＦ（１１４）、ＶＣＯ回路（１１５）で構成されるＰＬＬ回路のＶＣＯ出力にイクスクルーシブＯＲで構成される信号切換器１１６が挿入されている構成である。
位相比較器ＰＤ１（１１１）は、前記位相同期回路のＶＣＯ出力を入力とする同期検波回路を構成している。入力端子１１０に印加された同期信号を含む周波数多重分割信号は位相同期回路と同期検波回路ＰＤ１（１１１）の両者に入力される。この位相同期回路は位相比較器ＰＤ２（１１２）、増幅器（１１３）、ＬＰＦ（１１４）、ＶＣＯ（１１５）、信号切換器（１１６）で構成されるＰＬＬよりなる。
同期検波されたＰＤ１（１１１）の出力に応じて信号切換器（１１６）でＰＬＬのＶＣＯ回路１１５の出力を反転するように構成しているが、シンボル毎に極性反転される同期信号は前記同期検波回路により検出され、ＰＬＬを構成する位相比較器ＰＤ２（１１２）には極性反転されたＶＣＯ出力が供給されるため極性反転された同期信号に対しても連続的にロック動作を行う。

図１２は図１１における端子Ｂと、Ａの出力波形である。出力Ａは同期信号出力波形で、出力Ｂはシンボル周期（シンボル期間）毎に極性反転されて伝送されるシンボル同期信号である。
図１３は図１１に対する別の回路例で、信号切換器１３６は位相比較器ＰＤ２（１３２）とアンプ１３３の間に挿入されている。
同期信号が反転されると同時にそれを検出して誤差信号の極性を反転するもので、動作の様態は図１１と同様に行われる。いずれの場合も同期信号がシンボル周期（シンボル期間）１つ置きに反転していてもそれを検出してＰＬＬのループの特性を反転するため、ＶＣＯは反転されること無く連続した動作を継続する。従って同期信号の復号を正常に行うことが出来ている。

次に、本発明に適応されるＯＦＤＭ信号受信装置の実施例について、図２及び図４と共に説明する。
受信装置の各構成は前記送信装置と逆に動作する回路により構成される。
受信部２０は、これを構成している受信アンテナにより得た前記送信部１２からの信号を高周波増幅器により増幅し、周波数変換器２１に供給する。
この出力信号は中間周波増幅回路２２に供給され、前記中間周波増幅回路２２から所定レベルの受信信号として出力される。
中間周波増幅回路２２の出力信号は、直交復調器２３とキャリア検出（キャリア抽出）回路２９とに夫々供給される。
キャリア検出回路２９は、図４に例示する位相比較器（乗算器）４１、ＬＰＦ４２、ＶＣＯ回路４３、１／４分周回路４５で構成されるＰＬＬ回路を有しており、この出力信号が供給される中間周波数発振回路３１は、中心キャリアを位相誤差少なく抽出する回路である。

本実施例では、情報を伝送するキャリアは、シンボル周波数である３７８Ｈｚ毎に隣接、配置され、ＯＦＤＭ信号を構成している。中心キャリアに隣接する情報キャリアも３７８Ｈｚ離れているのみで、中心キャリアは隣接情報キャリアの影響を受けずに情報の伝送を行なう必要があり、選択度の高い回路が使用されている。
本実施例では、ＰＬＬ回路を用いて中心キャリアの抽出を行なうが、隣接するキャリア周波数間隔の略１／２である±２００Ｈｚ程度で発振する水晶発振子（ＶＣＸＯ）を電圧制御発振器（ＶＣＯ）４３として用い、回路を動作させる。ＰＬＬ回路中に用いられるＬＰＦも３７８Ｈｚに対して十分に低いカットオフ周波数のものを用いている。
この中間周波数発生回路３１の出力信号と９０°シフト回路３０を介した信号とが乗算器４０、４１を有する直交復調器２３に夫々供給されて、リアル、イマジナリパート（実数部、虚数部）の出力信号が復号される。
この実数部、虚数部出力信号は、ＬＰＦ２４に供給され、ＯＦＤＭ信号情報として伝送された、必要な周波数帯域の信号を通過させ、入力されるアナログ信号のサンプリングを行ない、出力信号をＡ／Ｄ変換器（サンプリング回路）２５に供給し、ディジタル信号に変換する。

本発明に適応されるサンプル同期信号発生回路３２では、周波数逓倍される前のサンプルクロック信号がパイロット信号に位相同期するＰＬＬ回路により発生され、この回路には直交復調器２３のアナログ出力信号が供給される。ガードインターバルの期間を含む、各シンボル区間で連続信号として伝送されるパイロット信号にＰＬＬが位相同期し、復調されたパイロット信号が得られる。
前記送信装置において、パイロット信号は、サンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定されており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ない、サンプルクロック信号を得る。
ガードインターバル処理回路２６は、伝送された信号より、シンボル期間ta内の任意のタイミングで期間ｔｓの有効シンボル期間信号を得られ、その中からマルチパス歪の影響が少ない方の有効シンボル期間信号を得て、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２７に出力信号を供給する。

前記シンボル期間を検出するためのシンボル同期信号発生回路３３は、前記シンボル期間を検出する。
次のＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２７は、前記得られたクロック同期信号とシンボル同期信号とが供給されて、複素フーリエ演算を行ない、入力信号の各周波数毎の実数部、虚数部信号（リアルパート、イマジナリパート）のレベルを求める。
このようにして得られた各周波数毎の実数部、虚数部信号レベルと、伝送される各キャリアの実数部、虚数部の基準値を伝送するための参照用キャリアの復調出力とを比較し、ディジタル情報伝送用キャリアで伝送される量子化されたディジタル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号される。
この回路２７の出力信号は、並直列変換回路２８を介して出力される。

次に、図４と共にキャリア検出回路２９、及び、サンプル同期（サンプルクロック）信号発生回路３２について以下に述べる。
本回路は一定レベルで伝送されるパイロット信号を抽出し、これを基に正確なサンプル同期（サンプルクロック）信号を生成することを目的としている。
まず、キャリア検出回路２９を構成するＶＣＯ回路４３を中間周波数１０．７ＭＨｚの４倍である４２．８ＭＨｚの周波数で発振させる。ＶＣＯ回路４３の出力信号は、夫々１／４分周回路４４、４５を介して、乗算器４０、４１に供給される。
片方の乗算器４１よりの出力信号はＬＰＦ４２に供給され、シンボル周波数以下の成分が取り出され、その出力信号はＶＣＯ回路４３を制御する。
乗算器４１、ＬＰＦ４２、ＶＣＯ回路４３、分周回路４５によるループはＰＬＬ回路を構成している。

乗算器４０、４１の入力端子には中間周波増幅された信号が印加され、本回路により直交復号がなされ、実数部と虚数部の出力信号が得られる。
サンプル同期信号発生回路３２は、直交復調器２３よりの実数部出力信号が供給され、パイロット信号として送信されるナイキスト周波数成分を検出する。
分周比可変回路（ＶＣＯ回路）５０には、ＶＣＯ回路４３の出力信号が供給され、分周比は１／４２６から１／４３８までに設定されるように構成する。サンプル同期信号発生回路３２における乗算器５２は、直交復調器２３よりの出力信号と、ＶＣＯ回路の信号を１／２分周回路５１を介した信号とが供給され、位相比較器としての動作を行なう。

乗算器５２の出力信号はＬＰＦ回路５３により周波数制御に係わる誤差信号のみを通過させる。遅延回路５４と加算回路５５は、隣接するキャリア成分を減衰させるための回路で、シンボル周波数である３８７Ｈｚにディップを持たせる特性としている。
ＶＣＯ回路(分周比可変回路)５０、乗算器５２、ＬＰＦ５３より構成されるＰＬＬ回路では、キャリア抽出部の直交復調器２３の実数部出力信号中に含まれる連続するパイロット信号に同期したＶＣＯ出力信号が発振され、９９ｋＨｚのサンプルクロック出力信号として出力される。
上記実施例では、２５７波のキャリアを発生させるために周期が２５６のＩＦＦＴを用いる場合について述べたが、本発明に適応される実施例として、周期が５１２のＩＦＦＴを用いる例について以下に述べる。
この周期が５１２のＩＦＦＴを用いる実施例では、パイロット周波数として、ナイキスト周波数が用いられるのではなく、このサンプルクロック信号と簡単な整数比の関係にある次数の高い周波数を用いて行なう。

即ち、周期ＭのＩＦＦＴを考えるとき、ナイキスト周波数の１／２の位置に、即ちＭ／４番目の周波数にパイロット信号を配置し、ＯＦＤＭで送出するキャリアは、ＩＦＦＴにおける第１番目より第Ｍ／４番目まで、及び、第３Ｍ／４番目より第Ｍ番目までとして出力される信号を用いる。
このように周期Ｍ＝２ＮのＩＦＦＴを用いても、周期ＮのＩＦＦＴを用いた時と等価なＩＦＦＴの出力信号を得ることができる。従って、ガードインターバルも含めて連続したパイロット信号を伝送出来ると共に、このパイロット信号を復号し、４逓倍することにより、サンプルクロック信号を得ることが出来る。

このときに用いられるサンプル同期信号発生回路では、パイロット信号の周波数は上記の周期Ｎを２５６とした実施例と同じであるが、図２に示すＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２７を駆動するサンプルクロック周波数は周期Ｎを２５６とした場合の２倍となる。それに従って、２倍の１９８ｋＨｚのサンプルクロック信号を出力する。
よって、このサンプル同期信号発生回路は、上記の実施例とは分周比可変回路５０の分周比が１／２１３〜１／２１９、及び、１／２分周回路５１の分周比が１／４になっている点が異なっており、それ以外の構成は図４と同じであり、その説明は省略する。

本発明に適用されるＯＦＤＭ信号送信装置の実施例のブロック図である。 本発明に適用されるＯＦＤＭ信号受信装置の実施例のブロック図である。 本発明の実施例に係るＯＦＤＭ信号のシンボル期間とガードインターバルの関係を例示した図である。 本発明の実施例に係るＯＦＤＭ信号受信装置のキャリア抽出部及びサンプル同期信号発生部のブロック図である。 従来のＯＦＤＭ信号送信装置のブロック図である。 従来のＯＦＤＭ信号受信装置のブロック図である。 参考例として示した同期信号とシンボル期間との関係を示した図である。 参考例として示した同期信号とシンボル期間との関係を示した図である。 本発明に適応される同期信号とシンボル期間との関係を示した図である。 参考例として示した同期信号とシンボル期間との関係を示した図である。 本発明に適応される位相同期回路の例を示した図である。 本発明に適応される位相同期回路の出力波形図である。 本発明に適応される位相同期回路の別の例を示した図である。

符号の説明

２ 直並列変換回路
３ ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路
４ ガードインターバル設定回路
４Ａ ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）
５ Ｄ／Ａ変喚器
６，２４，４２，５３，１１４，１３４ ＬＰＦ
７ 直交変調器
８，３０ ９０°シフト回路
９，３１ 中間周波数発生回路
１０ クロック信号発生回路
１１，２１ 周波数変換器
１２ 送信部
２０ 受信部
２３ 直交復調器
２５ Ａ／Ｄ変換器（サンプリング回路）
２６ ガードインターバル処理回路
２７ ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路
２８ 並直列変換回路
２９ キャリア検出回路
３２ サンプル同期信号発生回路
３３ シンボル同期信号発生回路
４０，４１，５２ 乗算器（位相比較器）
４３，５０，１１５，１３５ ＶＣＯ回路
４４，４５ １／４分周回路
５１ １／２分周回路
１１１，１１２，１３１，１３２ 位相比較器（ＰＤ）
１１６，１３６ 信号切換器

Claims (4)

1. パイロット信号と共に直交周波数分割多重され、ガードインターバルが付加されて伝送される多値ＱＡＭ変調されたディジタル情報信号を受信する直交周波数分割多重信号受信装置であって、
   前記ガードインターバルに頭部では不連続な波形として存在すると共に、４逓倍した場合に単一周波数の信号となり、隣接する有効シンボル区間において互いに同相に保持される高次周波数であり、且つ振幅が一定な信号として伝送される前記パイロット信号を復調して前記得られる実数部及び虚数部の復調出力を得るパイロット信号復調手段と、前記パイロット信号復調出力を参照し、前記多値ＱＡＭ変調信号を前記ディジタル情報信号に変換するＦＦＴ手段と、
   を具備して構成することを特徴とする直交周波数分割多重信号受信装置。
2. パイロット信号と共に直交周波数分割多重され、ガードインターバルが付加されて伝送される多値ＱＡＭ変調されたディジタル情報信号を受信する直交周波数分割多重信号受信装置であって、
   前記ガードインターバルに頭部では不連続な波形として存在すると共に、４逓倍した場合に単一周波数の信号となり、隣接する有効シンボル区間において互いに同相に保持される高次周波数であり、且つ振幅が一定な信号として伝送される前記パイロット信号を位相復調するパイロット信号復調手段と、前記パイロット信号復調手段により復調して得られたパイロット信号の位相情報を用いて、前記多値ＱＡＭ変調信号を前記ディジタル情報信号に変換する復調手段と、
   を具備して構成することを特徴とする直交周波数分割多重信号受信装置。
3. パイロット信号と共に直交周波数分割多重され、ガードインターバルが付加されて伝送される多値ＱＡＭ変調されたディジタル情報信号を受信する直交周波数分割多重信号の受信方法であって、
   前記ガードインターバルに頭部では不連続な波形として存在すると共に、４逓倍した場合に単一周波数の信号となり、隣接する有効シンボル区間において互いに同相に保持される高次周波数であり、且つ振幅が一定な信号として伝送される前記パイロット信号を復調して得られる実数部及び虚数部の復調出力を得るステップと、
   前記ステップにより得られたパイロット信号復調出力を参照し、前記多値ＱＡＭ変調信号を前記ディジタル情報信号に変換するステップと、
   を有したことを特徴とする直交周波数分割多重信号の受信方法。
4. パイロット信号と共に直交周波数分割多重され、ガードインターバルが付加されて伝送される多値ＱＡＭ変調されたディジタル情報信号を受信する直交周波数分割多重信号の受信方法であって、
   前記ガードインターバルに頭部では不連続な波形として存在すると共に、４逓倍した場合に単一周波数の信号となり、隣接する有効シンボル区間において互いに同相に保持される高次周波数であり、且つ振幅が一定な信号として伝送される前記パイロット信号を復調してパイロット信号の位相情報を得るステップと、
   前記ステップにより得られたパイロット信号の位相情報を用いて、前記多値ＱＡＭ変調信号を前記ディジタル情報信号に変換するステップと、
   を有したことを特徴とする直交周波数分割多重信号の受信方法。
   
   

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