JP3813137B2

JP3813137B2 - OSCILLATOR CIRCUIT, INFORMATION RECORDING / REPRODUCING DEVICE USING SAME, AND WIRELESS TRANSMITTER

Info

Publication number: JP3813137B2
Application number: JP2003123668A
Authority: JP
Inventors: 孝生垣内; 剛脇井; 渉丸山
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2003-04-28
Filing date: 2003-04-28
Publication date: 2006-08-23
Anticipated expiration: 2023-04-28
Also published as: JP2004328600A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は発振回路に関する。特に発振周波数の変更が可能な発振回路およびそれを利用した情報記録再生装置、無線送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電圧制御型の発振回路は、例えば、光ピックアップやＰＬＬ（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）に使用され、一般に印加される制御電圧に応じて発振周波数を変化させて設定し、当該発振周波数の信号を発振出力する。従来技術における電圧制御発振器の一例は、反転アンプ、第１の充放電回路、第２の充放電回路を一巡するように接続している。この構成において、反転アンプからの反転電圧信号の位相は、第１の充放電回路と第２の充放電回路で段階的に遅れ、さらに、第２の充放電回路の出力が再び反転アンプに入力される。一巡した反転電圧信号の位相は当初の位相と再び同一になるため、電圧制御発振器は以上の処理の繰返しによって継続して発振可能となる。なお、電圧制御発振器の発振周波数は、主に第１の充放電回路と第２の充放電回路における充放電電流の大きさに応じて決定され、さらに充放電電流の大きさは、充放電電流よりも大きな電流値レベルであって、かつ制御が容易な制御電流によって制御される（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平６−３７５９９号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の技術においては、充放電電流が非常に小さくても、制御は制御電流によってなされるため、制御のための電流値レベルの安定化によって、低い発振周波数においても安定して発振可能である。一方、一般的に高い発振周波数においては、さらに以下の課題の検討が必要である。高い発振周波数の発振信号を発振し、さらに当該発振信号を電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄｅｆｆｅｃｔｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）によって増幅する場合（以下、このＦＥＴを「増幅用ＦＥＴ」という）、増幅用ＦＥＴに流す電流が小さければ、増幅用ＦＥＴの動作速度が遅くなるため、その結果、発振信号は十分に増幅されなくなる。しかし、高い発振周波数の発振信号を十分に増幅するために、増幅用ＦＥＴに流す電流を大きくすれば、高い発振周波数のかわりに低い発振周波数の発振信号を増幅させる場合において、必要以上の電力が消費される。
【０００５】
一方、発振回路をＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ‐ＳｃａｌｅＩｎｔｅｇｒａｔｅｄｃｉｒｃｕｉｔ）等に内蔵して提供する提供者にとっては、量産効果を得るために、当該ＬＳＩは汎用的に使用できる方が望ましい。また、ＬＳＩを装置等に組み込む使用者は、装置の中で設定する発振周波数において、十分な振幅の信号出力を必要とし、低い消費電力での動作を望む。そのために発振回路には、広い発振周波数の範囲で信号出力や消費電力などの特性を適正にすることが望まれる。特に、使用者が発振回路を所定の装置内に適用し、当該装置の使用中に、所定の設定に応じて発振周波数が変化する場合、それぞれの発振周波数に対して信号出力や消費電力についての所定の要件を満たす必要がある。
【０００６】
本発明者はこうした状況を認識して、本発明をなしたものであり、その目的は発振周波数に応じて、発振信号の特性を良好にし、消費電力を低くした発振回路およびそれを利用した情報記録再生装置、無線送信装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明のある態様は、発振回路である。この発振回路は、発振信号の発振周波数を設定可能であり、発振周波数が設定された発振信号を差動信号として出力する差動型の発振信号生成回路と、差動信号として出力した発振信号を差動増幅する差動増幅器と、差動増幅した発振信号の電圧を電流に変換して増幅する変換増幅回路と、差動型の発振信号生成回路の設定内容に応じて、差動増幅器の動作特性を調整する周波数依存型調整回路とを含む。
【０００８】
「差動増幅器」における増幅率は、回路に応じて適宜設定されればよく、例えば、増幅率が「１」より大きい場合、増幅率が「１」の場合、増幅率が「１」より小さい場合も含むものとする。
「設定内容」は、発振周波数に関する設定を示すが、当該設定は、電流値や電圧値あるいはその他の信号にもとづいてなされるものとする。
【０００９】
差動型の発振信号生成回路において、発振信号の発振周波数を高く設定した場合、周波数依存型調整回路は、差動増幅器の動作速度を高めてもよい。
「高く設定」は、電圧値や電流値の大きさ、あるいは所定の信号に応じてなされるが、最終的に発振周波数が高くなればよいものとする。
【００１０】
以上の発振回路により、発振信号の発振周波数に応じて差動増幅器の動作特性を調整可能であるため、発振周波数が高くなれば差動増幅器はより高速に動作して、高い発振周波数の発振信号を出力可能になる。さらに、差動型の信号を処理しているため、高い発振周波数においても信号のひずみ成分が相殺され、信号のひずみ成分が低減される。
差動型の発振信号生成回路は、差動型のリング発振器と、差動型のリング発振器に対して、設定内容に従った駆動電流を流す駆動回路を含み、周波数依存型調整回路は、駆動電流に応じた電流を差動増幅器に流して、差動増幅器を動作させてもよい。
【００１１】
本発明の別の態様も、発振回路である。この発振回路は、所定の発振信号を差動信号として出力する差動型の発振信号生成回路と、差動信号として出力した発振信号を差動増幅する差動増幅器と、差動増幅した発振信号の電圧を電流に変換して増幅する変換増幅回路と、変換増幅回路の変換特性を設定する設定回路と、設定回路の設定内容に応じて、差動増幅器の動作特性を調整する出力依存型調整回路とを含む。
【００１２】
設定回路において、発振信号の電圧を電流に変換するための電流を大きく設定した場合、出力依存型調整回路は、差動増幅器の動作速度を高めてもよい。
以上の発振回路により、発振信号の電圧を電流に変換するための設定に応じて、差動増幅器の動作特性を調整可能であるため、例えば、差動増幅器の高速動作によって、発振信号の電流を大きくして出力可能である。
【００１３】
【発明の実施の形態】
（実施の形態１）
実施の形態１は、製造者が汎用性を目的として、広い範囲の発振周波数の発振信号を発振できるように製造し、また使用者が所定の発振周波数に設定して所定の装置に組み込むことを前提にした高周波発振回路に関する。本実施の形態における高周波発振回路は、印加された制御電圧に応じて発振信号の発振周波数を変化させる。例えば制御電圧が高ければ発振周波数を高くし、制御電圧が低ければ発振周波数を低くする。また、発振信号の電圧の振幅は増幅用ＦＥＴによって十分に増幅され、さらに増幅された発振信号の電圧は電流に変換される。特に本実施の形態における高周波発振回路は、制御電圧を高く設定すれば、増幅用ＦＥＴに流す電流を増加させるため、発振周波数が高い場合に増幅用ＦＥＴを高速動作できる。一方、発振周波数が低い場合には、増幅用ＦＥＴに流す電流を少なくできるため、消費電力を低減できる。
【００１４】
図１は、実施の形態１に係る高周波発振回路１００を示す。高周波発振回路１００は、電圧制御型発振回路５０、差動増幅器５２、変換増幅回路５４、加算器５６を含み、電圧制御型発振回路５０は、電圧制御型電流源５８、信号発振回路６０を含み、変換増幅回路５４は、第１スイッチ回路６２、第２スイッチ回路６４、第１電流値変換増幅回路６６、第２電流値変換増幅回路６８、定電流源７０を含む。また信号として、制御電圧３０６、発振器駆動電流３０８、第１源発振信号３１０、第２源発振信号３１２、第１増幅発振信号３１４、第２増幅発振信号３１６、変換用定電流３１８、第１電流発振信号３２０、第２電流発振信号３２２、差動増幅器駆動電流３２４、発振器等価電流３２６、変換用等価電流３２８を含む。
【００１５】
電圧制御型電流源５８は、制御電圧３０６を印加し、制御電圧３０６の大きさに応じた発振器駆動電流３０８と発振器等価電流３２６を流す。ここでは、発振器駆動電流３０８と発振器等価電流３２６の大きさは比例関係を有し、両者は制御電圧３０６の増加に従って大きくなる。
【００１６】
信号発振回路６０は、発振器駆動電流３０８の大きさに応じた発振周波数の第１源発振信号３１０と第２源発振信号３１２を出力する。具体的には、発振器駆動電流３０８が大きくなれば、発振周波数が高く設定される。第１源発振信号３１０や第２源発振信号３１２は、例えば、正弦波のように最大値と最小値を一定期間で繰返し出現させるが、後述する差動増幅器５２での差動増幅処理を可能にするために、バランス信号を構成する。なお、「バランス信号」は差動信号を示し、一方、「アンバランス信号」はグランド等を基準にした通常の信号を示すものとする。
【００１７】
差動増幅器５２は、第１源発振信号３１０と第２源発振信号３１２をそれぞれ差動増幅処理し、第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６を出力する。なお、差動増幅処理は、後述の第１スイッチ回路６２や第２スイッチ回路６４におけるドライブ能力の増加を目的として実行される。第１増幅発振信号３１４や第２増幅発振信号３１６は、第１源発振信号３１０や第２源発振信号３１２と同様の波形を有し、バランス信号を構成する。なお、前述の増幅用ＦＥＴは差動増幅器５２に含まれる。
【００１８】
定電流源７０は、第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６の電圧を電流に変換するための変換用定電流３１８を供給する。ここで変換用定電流３１８は一定値に規定されており、さらに変換用定電流３１８と比例関係を有する変換用等価電流３２８も出力される。
【００１９】
第１スイッチ回路６２は、第１増幅発振信号３１４を第１電流発振信号３２０に変換する。ここでは、第１増幅発振信号３１４の値が大きければ第１電流発振信号３２０の値が変換用定電流３１８の値に近くなり、また第１増幅発振信号３１４の値が小さければ第１電流発振信号３２０の値がより小さくなる。第２スイッチ回路６４も第１スイッチ回路６２と同様に動作し、第２増幅発振信号３１６を第２電流発振信号３２２に変換する。
【００２０】
第１電流値変換増幅回路６６は、第１電流発振信号３２０の値を変換し、第２電流値変換増幅回路６８は、第２電流発振信号３２２の値を変換する。ここでは、変換された第１電流発振信号３２０がソース電流に、変換された第２電流発振信号３２２の値がシンク電流に対応し、第１スイッチ回路６２と第２スイッチ回路６４における切替にもとづいて、シンク電流とソース電流が切替えられた出力電流になる。ここで、「出力電流」は、「シンク電流」と「ソース電流」を含むものとする。
【００２１】
加算器５６は、発振器等価電流３２６と変換用等価電流３２８を加えた差動増幅器駆動電流３２４を差動増幅器５２に流す。差動増幅器駆動電流３２４が大きくなれば、差動増幅器５２の動作が高速になる。すなわち、第１源発振信号３１０と第２源発振信号３１２がより高い発振周波数で変動しても、差動増幅器駆動電流３２４が大きくなるため、差動増幅器５２の動作もより高い発振周波数に追従でき、第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６の振幅がより大きくなる。
【００２２】
さらに、詳細については実施の形態２において後述するが、差動増幅器駆動電流３２４には変換用等価電流３２８も加えられているため、さらに第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６の振幅が大きくなっても、変換用定電流３１８の値にかかわらず、第１電流発振信号３２０と第２電流発振信号３２２の振幅も大きくなる。
【００２３】
図２は、差動増幅器５２の出力信号として、第１増幅発振信号３１４の時間変化を示す。図中の実線は、差動増幅器駆動電流３２４が十分大きい場合を示し、図中の点線は、差動増幅器駆動電流３２４が小さい場合を示す。差動増幅器駆動電流３２４が大きければ、差動増幅器５２の動作は高い発振周波数の第１源発振信号３１０の変動に十分追従できるため、第１増幅発振信号３１４の振幅も大きくなる。一方、差動増幅器駆動電流３２４が小さければ、差動増幅器５２の動作が第１源発振信号３１０の変動に十分追従できないため、第１増幅発振信号３１４の振幅がより小さくなる。なお、第２増幅発振信号３１６についても同様である。
【００２４】
図３は、変換増幅回路５４で電圧から変換された出力電流を示す。図中の実線は、第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６の振幅が大きい場合を示し、図中の点線は、第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６の振幅が小さい場合を示す。第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６の振幅が小さい場合とは、例えば、差動増幅器駆動電流３２４に変換用等価電流３２８を加算していない場合を想定する。第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６の振幅が大きければ、第１スイッチ回路６２と第２スイッチ回路６４のスイッチングが高速になり、十分に第１電流発振信号３２０と第２電流発振信号３２２に変換できるため、結果として、変換増幅回路５４で変換される出力電流の振幅も大きくなる。一方、第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６の振幅が小さければ、十分に第１電流発振信号３２０と第２電流発振信号３２２に変換できないため、結果として、変換増幅回路５４で変換される出力電流の振幅が小さくなる。
【００２５】
ここで、「出力電流の振幅」は、例えば、シンク電流とソース電流の大きさの最大値の和、シンク電流の大きさの最大値、ソース電流の大きさの最大値などによって規定されるが、ここではこれらを明示的に区別しないものとする。
【００２６】
本実施の形態による高周波発振回路１００の構成において、電圧制御型発振回路５０、差動増幅器５２は差動処理にもとづき電圧のバランス信号を伝送し、当該バランス信号を最終的に変換増幅回路５４で電流のアンバランス信号に変換している。このような構成によるバランス信号間においては、信号のひずみ成分も相殺されるため、信号のひずみ成分が低減され、その結果、電磁妨害（ＥＭＩ：ＥｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の高調波成分が低減される。そのため、高周波発振回路１００は、高調波成分が不要に含まれない信号を出力できる。
【００２７】
以上の構成による高周波発振回路１００の動作は、以下のとおりである。制御電圧３０６を大きくすると、電圧制御型電流源５８が流す発振器駆動電流３０８と発振器等価電流３２６も大きくなる。信号発振回路６０は、発振器駆動電流３０８が大きくなればより高い発振周波数の第１源発振信号３１０と第２源発振信号３１２を出力する。また、発振器等価電流３２６が大きくなれば、加算器５６から流れる差動増幅器駆動電流３２４も大きくなる。差動増幅器駆動電流３２４が大きくなれば、差動増幅器５２はより高い発振周波数の第１源発振信号３１０と第２源発振信号３１２を十分大きい振幅の第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６にそれぞれ増幅する。
【００２８】
第１スイッチ回路６２と第２スイッチ回路６４は、定電流源７０からの変換用定電流３１８をもとに第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６をそれぞれ第１電流発振信号３２０と第２電流発振信号３２２に変換する。第１電流値変換増幅回路６６と第２電流値変換増幅回路６８は、第１電流発振信号３２０と第２電流発振信号３２２の値をそれぞれ変換し、さらに第１スイッチ回路６２と第２スイッチ回路６４の切替のよって最終的な出力電流になる。なお、制御電圧３０６の大きさに関係なく、定電流源７０からの変換用等価電流３２８が差動増幅器駆動電流３２４に加えられて差動増幅器５２に流されているため、第１スイッチ回路６２と第２スイッチ回路６４において変換された第１電流発振信号３２０と第２電流発振信号３２２の振幅がより変換用定電流３１８の値に近くなる。
【００２９】
本実施の形態によれば、発振信号の発振周波数に応じた電流を増幅器に流すため、発振周波数が高い場合には、出力電流の振幅を大きくでき、また発振周波数が低い場合には、低消費電力の動作を実現できる。これに加えて、発振信号の電圧を電流に変換するために使用する電流に比例した電流を増幅器に流すため、増幅器におけるスイッチング特性がより高速になり、発振信号をより大きい振幅の電圧に増幅できるため、出力電流の振幅を大きくできる。
【００３０】
（実施の形態２）
実施の形態２は、実施の形態１と同様の高周波発振回路であるが、実施の形態１では高周波発振回路を機能ブロックによって説明したが、実施の形態２では、高周波発振回路をＦＥＴ等の回路配置によって説明する。
【００３１】
図４は、実施の形態２に係る高周波発振回路１００を示す。なお、図中において、図１における機能ブロックおよび信号と同一のものは、同一の符号で示す。
可変電流源７２は、制御電圧３０６に応じて変化する電流を流す。トランジスタＴｒ１からトランジスタＴｒ３はカレントミラー回路を構成しており、トランジスタＴｒ２とトランジスタＴｒ３から発振器等価電流３２６と発振器駆動電流３０８をそれぞれ流す。前述のとおり、発振器駆動電流３０８、発振器等価電流３２６、可変電流源７２からの電流は互いに比例関係を有している。
【００３２】
トランジスタＴｒ４からトランジスタＴｒ９はカレントミラー回路を構成しており、さらにトランジスタＴｒ１０からトランジスタＴｒ１４もカレントミラー回路を構成している。これらのカレントミラー回路によって発振器駆動電流３０８に応じた電流が、それぞれ第１インバータ７４、第２インバータ７６、第３インバータ７８、第４インバータ８０によって構成された差動出力型のリング発振器に流される。つまり、発振器駆動電流３０８が大きくなれば、リング発振器に流される電流が大きくなるため、リング発振器から出力される第１源発振信号３１０と第２源発振信号３１２の発振周波数が高くなる。
【００３３】
トランジスタＴｒ１５からトランジスタＴｒ１８、トランジスタＴｒ２３、トランジスタＴｒ２４は差動増幅器５２を構成しており、第１源発振信号３１０と第２源発振信号３１２がトランジスタＴｒ２３とトランジスタＴｒ２４のゲート端子にそれぞれ印加されて、差動増幅処理される。この差動増幅処理は、実施の形態１と同様に、後述のトランジスタＴｒ３２やトランジスタＴｒ３３におけるドライブ能力を高めることを目的とする。また、トランジスタＴｒ１９からトランジスタＴｒ２２、トランジスタＴｒ２５、トランジスタＴｒ２６も差動増幅器５２を構成しているため、第１源発振信号３１０と第２源発振信号３１２は２段階で増幅され、それぞれ第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６として出力される。また、差動増幅器５２に流される差動増幅器駆動電流３２４については後述する。
【００３４】
トランジスタＴｒ４１とトランジスタＴｒ４０は、カレントミラー回路を構成しており、可変電流源８２からの一定値の変換用定電流３１８、および変換用定電流３１８と比例関係を有する変換用等価電流３２８を流す。
【００３５】
トランジスタＴｒ３２は、ゲート端子に印加される第１増幅発振信号３１４を第１電流発振信号３２０に変換する。ここで、トランジスタＴｒ３２はｎチャネル型であるため、第１増幅発振信号３１４の値が大きくなれば、第１電流発振信号３２０の値も変換用定電流３１８の値に近くなる。トランジスタＴｒ３３は、トランジスタＴｒ３２と同一の動作を行い、第２電流発振信号３２２に変換する。トランジスタＴｒ３４とトランジスタＴｒ３５はカレントミラー回路を構成しており、第１電流発振信号３２０と比例関係を有する第１の出力電流に変換する。また、トランジスタＴｒ３６とトランジスタＴｒ３７、およびトランジスタＴｒ３８とトランジスタＴｒ３９はそれぞれカレントミラー回路を構成しており、第２電流発振信号３２２と比例関係を有する第２の出力電流に変換する。さらに、第１の出力電流と第２の出力電流は、トランジスタＴｒ３２とトランジスタＴｒ３３の切替によって、最終的な出力電流になる。
【００３６】
トランジスタＴｒ２７、トランジスタＴｒ２８、トランジスタＴｒ３０はカレントミラー回路を構成しており、発振器等価電流３２６と比例関係を有する差動増幅器駆動電流３２４がトランジスタＴｒ２８とトランジスタＴｒ３０から流される。前述のとおり、発振器等価電流３２６が大きくなれば、それに応じて差動増幅器駆動電流３２４も大きくなる。
【００３７】
変換用等価電流３２８に比例した電流を差動増幅器駆動電流３２４に加えている理由は、以下の通りである。最終的な出力電流の振幅を大きくするためには、変換用定電流３１８を大きくする必要がある。しかし、トランジスタＴｒ３２およびトランジスタＴｒ３３のゲート−ソース間電圧が低くければ、トランジスタＴｒ３２とトランジスタＴｒ３３のスイッチング動作が遅くなるため、第１電流発振信号３２０と第２電流発振信号３２２の振幅に変換用定電流３１８を効率よく伝えられない。そこで、変換用定電流３１８と一定の関係を有する変換用等価電流３２８を流し、トランジスタＴｒ４１、トランジスタＴｒ３１、トランジスタＴｒ２９で構成されるカレントミラー回路から流される電流を差動増幅器駆動電流３２４に加える。
【００３８】
それによって、差動増幅器５２に流される差動増幅器駆動電流３２４がさらに大きくなるため、差動増幅器５２の動作特性がより高速になる。そのため、第１源発振信号３１０と第２源発振信号３１２の変動に追従できて、第１増幅発振信号３１４の第２増幅発振信号３１６の振幅が十分に大きくなる。その結果、トランジスタＴｒ３２およびトランジスタＴｒ３３のゲート−ソース間電圧の最大値が大きくなるため、トランジスタＴｒ３２とトランジスタＴｒ３３のスイッチング動作が速くなり、最終的な出力電流の振幅に変換用定電流３１８を効率よく伝えられる。
【００３９】
図２は、差動増幅器５２の出力信号として、第１増幅発振信号３１４あるいは第２増幅発振信号３１６の時間変化を示し、図３は、変換増幅回路５４で電圧から変換された出力電流を示すが、実施の形態１と同一であるため、ここではこれらの説明を省略する。
【００４０】
以上の構成による高周波発振回路１００の動作は、以下のとおりである。制御電圧３０６を大きくすると、カレントミラー回路におけるトランジスタＴｒ２が流す発振器等価電流３２６とトランジスタＴｒ３が流す発振器駆動電流３０８が大きくなる。発振器駆動電流３０８が大きくなれば、第１インバータ７４、第２インバータ７６、第３インバータ７８、第４インバータ８０から出力される第１源発振信号３１０と第２源発振信号３１２の発振周波数が高くなる。また、発振器等価電流３２６が大きくなれば、カレントミラー回路におけるトランジスタＴｒ２８とトランジスタＴｒ３０が流す差動増幅器駆動電流３２４も大きくなる。差動増幅器駆動電流３２４が大きくなれば、差動増幅器５２において、より高い発振周波数の第１源発振信号３１０と第２源発振信号３１２を十分大きい振幅の第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６にそれぞれ増幅する。
【００４１】
トランジスタＴｒ３２とトランジスタＴｒ３３は、カレントミラー回路におけるトランジスタＴｒ４０からの変換用定電流３１８をもとに第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６を第１電流発振信号３２０と第２電流発振信号３２２にそれぞれ変換する。カレントミラー回路におけるトランジスタＴｒ３５は第１電流発振信号３２０の値を変換し、また別のカレントミラー回路におけるトランジスタＴｒ３９は第２電流発振信号３２２の値を変換する。変換された電流はトランジスタＴｒ３２とトランジスタＴｒ３３の切替に応じて、最終的な出力電流となる。なお、制御電圧３０６の大きさに関係なく、トランジスタＴｒ３１とトランジスタＴｒ２９によって変換用等価電流３２８が差動増幅器駆動電流３２４に加えられて流されているため、トランジスタＴｒ３２とトランジスタＴｒ３３のゲート−ソース間電圧も高くなり、その結果、第１電流発振信号３２０と第２電流発振信号３２２の振幅が変換用定電流３１８の値により近くなる。
【００４２】
本実施の形態によれば、制御電圧を高くすると、発振信号の発振周波数が高くなると共に、差動増幅器におけるトランジスタが高速に動作するため、出力電流の振幅を大きくでき、一方、発振周波数が低い場合には、トランジスタを低消費電力で動作できる。また、発振信号の電圧を電流に変換するためのトランジスタに使用する電流に比例した電流が、差動増幅器におけるトランジスタに流されるため、差動増幅器におけるトランジスタが高速に動作し、発振信号の増幅が大きくなるため、発振信号の電圧を電流に効率よく変換できる。
【００４３】
（実施の形態３）
実施の形態３は、実施の形態１や２における高周波発振回路を適用した装置あるいはＬＳＩの構成について説明する。
図５（ａ）は、実施の形態３に係る高周波発振回路１００の適用例のうち、光ピックアップ２００の構成を示す。光ピックアップ２００は、高周波発振回路１００、半導体レーザチップ１０２、モニタ用フォトダイオード１０４、受光用フォトダイオード１０８を含む。光ピックアップ２００は、光ディスク装置あるいは光磁気ディスク装置などの情報記録再生装置において、記録媒体であるディスクに対して信号の読み出しあるいは書き込みを行う。
【００４４】
半導体レーザチップ１０２は、後述の高周波発振回路１００から供給される電流に応じてレーザビームを出射する。高周波発振回路１００は、後述のＡＰＣ（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＰｏｗｅｒＣｏｎｔｒｏｌ）回路１０６からの電圧で示された制御信号にもとづいて半導体レーザチップ１０２に電流を供給する。
【００４５】
光学系１１０は、半導体レーザチップ１０２から出射されるレーザビームを図示しない記録媒体のディスクに光スポットとして照射し、また、ディスクからの反射光を後述の受光用フォトダイオード１０８へ導く。
【００４６】
受光用フォトダイオード１０８は、反射光を電流信号に変換する。さらに当該電流信号は電圧信号に変換される。モニタ用フォトダイオード１０４は、半導体レーザチップ１０２から出射されるレーザビームの一部を電流信号に変換する。なお、ここでレーザビームの一部とは、半導体レーザチップ１０２の光学系１１０が存在しない側から出射されるレーザビームをいう。
【００４７】
ＡＰＣ回路１０６は、モニタ用フォトダイオード１０４が出力する電流信号にもとづいて、半導体レーザチップ１０２からレーザビームが常に一定のパワーで出力されるように、高周波発振回路１００へ制御信号を出力する、すなわち、半導体レーザチップ１０２のフィードバック制御を行う。ここで、ＡＰＣ回路１０６は、以下の理由のために備えられる。光ピックアップ２００が出力する電圧信号レベルを所定のレベルに保つ必要があるが、半導体レーザチップ１０２が出力するレーザビームのパワーは個体差があるとともに温度変化に対して敏感に反応するので、半導体レーザチップ１０２に対して同一の制御を行うだけではレーザビームのパワーが一定にならず、したがって、電圧信号の出力レベルを一定に保つことができない。
【００４８】
一方、高周波発振回路１００は、実施の形態１や２で記載したとおり、高い発振周波数においても出力電流の振幅を大きくできるため、半導体レーザチップ１０２は、安定してレーザビームを出射可能である。
【００４９】
図５（ｂ）は、実施の形態３に係る高周波発振回路１００の適用例のうち、周波数変換回路２０２の構成を示す。周波数変換回路２０２は、高周波発振回路１００、乗算回路１２２、ＢＰＦ（ＢａｎｄｐａｓｓＦｉｌｔｅｒ）１２４、増幅器１２６を含む。周波数変換回路２０２は、通信装置において、送信すべき信号を伝送するための信号に変換する。より具体的には、無線送信装置において、送信すべきベースバンド信号または当該ベースバンド信号を周波数変換した中間周波数信号を無線周波数信号に周波数変換する。
【００５０】
信号生成部１２０は、送信すべき信号をベースバンド信号として生成し、当該ベースバンド信号を中間周波数に周波数変換する。
高周波発振回路１００は、送信に使用する無線周波数に応じた電圧を入力し、無線周波数の信号を出力する。
【００５１】
乗算回路１２２は、中間周波数の信号を無線周波数の信号によって周波数変換する。さらに、ＢＰＦ１２４は周波数変換によって発生した高調波の影響を低減する。
【００５２】
増幅器１２６は、ＢＰＦ１２４の出力信号を無線伝搬路において送信するために、所定の電力まで増幅する。
ここで、高周波発振回路１００は、実施の形態１や２で記載したとおり、高い発振周波数においても大きい値の電流を出力可能なため、半導体レーザチップ１０２は、無線周波数の信号を安定して出力可能である。
【００５３】
図５（ｃ）は、実施の形態３に係る高周波発振回路１００の適用例のうち、ＰＬＬ２０４の構成を示す。ＰＬＬ２０４は、高周波発振回路１００、位相比較器１５０、ループフィルタ１５２、分周器１５４を含む。
【００５４】
位相比較器１５０は、外部から入力される基準クロック信号と分周器１５４から入力される参照クロック信号との位相および周波数を比較して、その差に比例した直流信号を出力する。ループフィルタ１５２は、入力される信号の高周波成分を除去し、制御電圧を出力する。高周波発振回路１００は、入力される制御電圧に応じた周波数のクロック信号を出力する。ここでは、基準クロック信号の周波数のＮ倍の周波数を有するクロック信号を出力する。出力されたクロック信号は、分周器１５４において１／Ｎに分周され、参照クロック信号として、位相比較器１５０に入力される。
【００５５】
本実施の形態によれば、高い発振周波数においても出力電流の振幅を大きくでき、かつ低い発振周波数において低消費電力の動作を実現できる高周波発振回路をさまざまな装置やＬＳＩにおいて適用可能である。
【００５６】
なお、本発明と実施の形態に係る構成の対応を例示する。「差動型の発振信号生成回路」は、電圧制御型電流源５８の可変電流源７２とカレントミラー回路におけるトランジスタＴｒ１、トランジスタＴｒ３と信号発振回路６０に対応する。「差動増幅器」は、差動増幅器５２に対応する。「変換増幅回路」は、変換増幅回路５４に対応する。「周波数依存型調整回路」は、電圧制御型電流源５８のカレントミラー回路におけるトランジスタＴｒ１、トランジスタＴｒ２と加算器５６のカレントミラー回路におけるトランジスタＴｒ２７、トランジスタＴｒ２８、トランジスタＴｒ３０に対応する。「差動型のリング発振器」は、信号発振回路６０における第１インバータ７４、第２インバータ７６、第３インバータ７８、第４インバータ８０に対応する。「駆動回路」は、信号発振回路６０のふたつのカレントミラー回路におけるトランジスタＴｒ４からトランジスタＴｒ１４に対応する。
【００５７】
また、「差動型の発振信号生成回路」は、電圧制御型電流源５８の可変電流源７２とカレントミラー回路におけるトランジスタＴｒ１、トランジスタＴｒ３と信号発振回路６０に対応する。「差動増幅器」は、差動増幅器５２に対応する。「変換増幅回路」は、変換増幅回路５４に対応する。「設定回路」は、定電流源７０に対応する。「出力依存型調整回路」は、定電流源７０と加算器５６のカレントミラー回路におけるトランジスタＴｒ４１、トランジスタＴｒ３１、トランジスタＴｒ２９に対応する。
【００５８】
以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００５９】
実施の形態２において、差動増幅器５２はふたつの差動増幅器によって構成されている。しかし、これに限らず例えば、ひとつの差動増幅器や３個以上の差動増幅器によって構成されてもよい。この変形例によれば、第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６の振幅を変更できる。つまり、差動増幅器５２から出力される第１増幅発振信号３１４と第２増幅発振信号３１６に要求される値に応じた数の差動増幅器が設けられればよい。
【００６０】
【発明の効果】
本発明によれば、発振周波数に応じて、発振信号の特性を良好にし、消費電力を低くできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１に係る高周波発振回路を示す図である。
【図２】図１の増幅器の出力信号を示す図である。
【図３】図１の変換増幅回路で電圧から変換された出力電流を示す図である。
【図４】実施の形態２に係る高周波発振回路を示す図である。
【図５】図５（ａ）−（ｃ）は、実施の形態３に係る高周波発振回路の適用例を示す図である。
【符号の説明】
５０電圧制御型発振回路、５２差動増幅器、５４変換増幅回路、５６加算器、５８電圧制御型電流源、６０信号発振回路、６２第１スイッチ回路、６４第２スイッチ回路、６６第１電流値変換増幅回路、６８第２電流値変換増幅回路、７０定電流源、７２可変電流源、７４第１インバータ、７６第２インバータ、７８第３インバータ、８０第４インバータ、８２可変電流源、１００高周波発振回路、３０６制御電圧、３０８発振器駆動電流、３１０第１源発振信号、３１２第２源発振信号、３１４第１増幅発振信号、３１６第２増幅発振信号、３１８変換用定電流、３２０第１電流発振信号、３２２第２電流発振信号、３２４差動増幅器駆動電流、３２６発振器等価電流、３２８変換用等価電流、Ｔｒ１〜Ｔｒ４１トランジスタ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an oscillation circuit. In particular, the present invention relates to an oscillation circuit capable of changing an oscillation frequency, an information recording / reproducing apparatus using the oscillation circuit, and a wireless transmission apparatus .
[0002]
[Prior art]
A voltage-controlled oscillation circuit is used, for example, in an optical pickup or a PLL (Phase Locked Loop), and is generally set by changing an oscillation frequency according to an applied control voltage and oscillating and outputting a signal of the oscillation frequency. . An example of a voltage controlled oscillator in the prior art is connected so as to make a circuit of an inverting amplifier, a first charge / discharge circuit, and a second charge / discharge circuit. In this configuration, the phase of the inverted voltage signal from the inverting amplifier is delayed in stages by the first charging / discharging circuit and the second charging / discharging circuit, and the output of the second charging / discharging circuit is input to the inverting amplifier again. Is done. Since the phase of the inverted voltage signal that has made one round becomes the same as the initial phase again, the voltage-controlled oscillator can continuously oscillate by repeating the above processing. The oscillation frequency of the voltage controlled oscillator is mainly determined according to the magnitude of the charge / discharge current in the first charge / discharge circuit and the second charge / discharge circuit, and the magnitude of the charge / discharge current is further determined by the charge / discharge current. It is controlled by a control current having a larger current value level and easy control (see, for example, Patent Document 1).
[0003]
[Patent Document 1]
JP-A-6-37599 [0004]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional technique, even if the charge / discharge current is very small, control is performed by the control current. Therefore, stable oscillation can be achieved even at a low oscillation frequency by stabilizing the current value level for control. On the other hand, in general, at the high oscillation frequency, further examination of the following problems is necessary. When an oscillation signal having a high oscillation frequency is oscillated and the oscillation signal is further amplified by a field effect transistor (FET) (hereinafter, this FET is referred to as an “amplification FET”), the current flowing through the amplification FET is If it is small, the operating speed of the amplifying FET becomes slow, and as a result, the oscillation signal is not sufficiently amplified. However, if the current passed through the amplifying FET is increased in order to sufficiently amplify the oscillation signal with a high oscillation frequency, more power than necessary is required when amplifying an oscillation signal with a low oscillation frequency instead of a high oscillation frequency. Is consumed.
[0005]
On the other hand, for a provider who provides an oscillation circuit incorporated in an LSI (Large-Scale Integrated circuit) or the like, it is desirable that the LSI can be used for general purposes in order to obtain a mass production effect. In addition, a user who incorporates an LSI into a device or the like needs a signal output with sufficient amplitude at an oscillation frequency set in the device, and desires an operation with low power consumption. Therefore, it is desired that the oscillation circuit has proper characteristics such as signal output and power consumption in a wide oscillation frequency range. In particular, when a user applies an oscillation circuit in a predetermined device and the oscillation frequency changes according to a predetermined setting during use of the device, the signal output and power consumption for each oscillation frequency Must meet certain requirements.
[0006]
The present inventor has recognized the above situation and made the present invention. The purpose of the present invention is to improve the characteristics of the oscillation signal and reduce the power consumption according to the oscillation frequency, and information using the oscillation circuit. It is to provide a recording / reproducing apparatus and a wireless transmission apparatus .
[0007]
[Means for Solving the Problems]
One embodiment of the present invention is an oscillation circuit. This oscillation circuit can set the oscillation frequency of the oscillation signal. A differential oscillation signal generation circuit that outputs an oscillation signal with the oscillation frequency set as a differential signal and an oscillation signal output as the differential signal Operation of the differential amplifier according to the setting contents of the differential amplifier for differential amplification, the conversion amplifier circuit for converting the voltage of the differentially amplified oscillation signal into current, and the differential oscillation signal generation circuit And a frequency dependent adjustment circuit for adjusting the characteristics.
[0008]
The amplification factor in the “differential amplifier” may be set as appropriate according to the circuit. For example, when the amplification factor is larger than “1”, when the amplification factor is “1”, the amplification factor is smaller than “1”. Including cases.
“Setting content” indicates a setting related to the oscillation frequency, and the setting is made based on a current value, a voltage value, or other signals.
[0009]
In the differential oscillation signal generation circuit, when the oscillation frequency of the oscillation signal is set high, the frequency dependent adjustment circuit may increase the operation speed of the differential amplifier.
“High setting” is performed according to the magnitude of the voltage value or current value, or a predetermined signal, but it is only necessary that the oscillation frequency finally increase.
[0010]
With the above oscillation circuit, the operating characteristics of the differential amplifier can be adjusted according to the oscillation frequency of the oscillation signal. Can be output. Further, since the differential type signal is processed, the distortion component of the signal is canceled even at a high oscillation frequency, and the distortion component of the signal is reduced.
The differential oscillation signal generation circuit includes a differential ring oscillator and a drive circuit that supplies a drive current to the differential ring oscillator according to the set contents, and the frequency-dependent adjustment circuit drives A current corresponding to the current may be passed through the differential amplifier to operate the differential amplifier.
[0011]
Another embodiment of the present invention is also an oscillation circuit. This oscillation circuit includes a differential oscillation signal generation circuit that outputs a predetermined oscillation signal as a differential signal, a differential amplifier that differentially amplifies the oscillation signal output as a differential signal, and a differentially amplified oscillation signal Conversion amplifier circuit that converts the voltage of the current into current and amplifies it, a setting circuit that sets the conversion characteristics of the conversion amplifier circuit, and an output-dependent adjustment that adjusts the operating characteristics of the differential amplifier according to the settings of the setting circuit Circuit.
[0012]
When the current for converting the voltage of the oscillation signal into a current is set large in the setting circuit, the output dependent adjustment circuit may increase the operation speed of the differential amplifier.
With the above oscillation circuit, the operating characteristics of the differential amplifier can be adjusted according to the setting for converting the voltage of the oscillation signal into a current. The output can be increased.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(Embodiment 1)
In the first embodiment, for the purpose of versatility, the manufacture is performed so that an oscillation signal having a wide range of oscillation frequencies can be oscillated, and the user sets a predetermined oscillation frequency and incorporates it into a predetermined device. The present invention relates to a presupposed high frequency oscillation circuit. The high-frequency oscillation circuit in the present embodiment changes the oscillation frequency of the oscillation signal in accordance with the applied control voltage. For example, if the control voltage is high, the oscillation frequency is increased, and if the control voltage is low, the oscillation frequency is decreased. In addition, the amplitude of the oscillation signal voltage is sufficiently amplified by the amplification FET, and the amplified oscillation signal voltage is converted into a current. In particular, the high-frequency oscillation circuit according to the present embodiment increases the current flowing through the amplification FET when the control voltage is set high, and therefore can operate the amplification FET at high speed when the oscillation frequency is high. On the other hand, when the oscillation frequency is low, the current flowing through the amplifying FET can be reduced, so that power consumption can be reduced.
[0014]
FIG. 1 shows a high-frequency oscillation circuit 100 according to the first embodiment. The high-frequency oscillation circuit 100 includes a voltage-controlled oscillation circuit 50, a differential amplifier 52, a conversion amplification circuit 54, and an adder 56. The voltage-controlled oscillation circuit 50 includes a voltage-controlled current source 58 and a signal oscillation circuit 60. The conversion amplifier circuit 54 includes a first switch circuit 62, a second switch circuit 64, a first current value conversion amplifier circuit 66, a second current value conversion amplifier circuit 68, and a constant current source 70. As signals, a control voltage 306, an oscillator drive current 308, a first source oscillation signal 310, a second source oscillation signal 312, a first amplified oscillation signal 314, a second amplified oscillation signal 316, a conversion constant current 318, a first current. An oscillation signal 320, a second current oscillation signal 322, a differential amplifier drive current 324, an oscillator equivalent current 326, and a conversion equivalent current 328 are included.
[0015]
The voltage control type current source 58 applies a control voltage 306 and causes an oscillator driving current 308 and an oscillator equivalent current 326 to flow according to the magnitude of the control voltage 306. Here, the magnitudes of the oscillator driving current 308 and the oscillator equivalent current 326 have a proportional relationship, and both increase as the control voltage 306 increases.
[0016]
The signal oscillation circuit 60 outputs a first source oscillation signal 310 and a second source oscillation signal 312 having an oscillation frequency corresponding to the magnitude of the oscillator drive current 308. Specifically, when the oscillator driving current 308 is increased, the oscillation frequency is set higher. For example, the first source oscillation signal 310 and the second source oscillation signal 312 repeatedly appear with a maximum value and a minimum value in a certain period like a sine wave, but can be differentially amplified by the differential amplifier 52 described later. To achieve this, a balanced signal is constructed. It should be noted that “balance signal” indicates a differential signal, while “unbalance signal” indicates a normal signal based on ground or the like.
[0017]
The differential amplifier 52 differentially amplifies the first source oscillation signal 310 and the second source oscillation signal 312, respectively, and outputs a first amplification oscillation signal 314 and a second amplification oscillation signal 316. The differential amplification process is executed for the purpose of increasing the drive capability in the first switch circuit 62 and the second switch circuit 64 described later. The first amplified oscillation signal 314 and the second amplified oscillation signal 316 have the same waveform as the first source oscillation signal 310 and the second source oscillation signal 312 and constitute a balance signal. The amplifying FET described above is included in the differential amplifier 52.
[0018]
The constant current source 70 supplies a conversion constant current 318 for converting the voltage of the first amplified oscillation signal 314 and the second amplified oscillation signal 316 into a current. Here, the conversion constant current 318 is regulated to a constant value, and a conversion equivalent current 328 having a proportional relationship with the conversion constant current 318 is also output.
[0019]
The first switch circuit 62 converts the first amplified oscillation signal 314 into the first current oscillation signal 320. Here, if the value of the first amplified oscillation signal 314 is large, the value of the first current oscillation signal 320 is close to the value of the constant current for conversion 318, and if the value of the first amplified oscillation signal 314 is small, the first current oscillation signal 314 is close. The value of signal 320 is smaller. The second switch circuit 64 operates in the same manner as the first switch circuit 62, and converts the second amplified oscillation signal 316 into the second current oscillation signal 322.
[0020]
The first current value conversion amplification circuit 66 converts the value of the first current oscillation signal 320, and the second current value conversion amplification circuit 68 converts the value of the second current oscillation signal 322. Here, the converted first current oscillation signal 320 corresponds to the source current, and the value of the converted second current oscillation signal 322 corresponds to the sink current, and is based on switching in the first switch circuit 62 and the second switch circuit 64. Thus, the output current is switched between the sink current and the source current. Here, “output current” includes “sink current” and “source current”.
[0021]
The adder 56 causes the differential amplifier drive current 324, which is obtained by adding the oscillator equivalent current 326 and the conversion equivalent current 328, to flow through the differential amplifier 52. When the differential amplifier drive current 324 increases, the operation of the differential amplifier 52 becomes faster. That is, even if the first source oscillation signal 310 and the second source oscillation signal 312 fluctuate at a higher oscillation frequency, the differential amplifier drive current 324 increases, so that the operation of the differential amplifier 52 follows the higher oscillation frequency. Thus, the amplitudes of the first amplified oscillation signal 314 and the second amplified oscillation signal 316 become larger.
[0022]
Further, although details will be described later in the second embodiment, since the conversion equivalent current 328 is also added to the differential amplifier drive current 324, the amplitudes of the first amplified oscillation signal 314 and the second amplified oscillation signal 316 are further increased. Even if becomes larger, the amplitudes of the first current oscillation signal 320 and the second current oscillation signal 322 also become larger regardless of the value of the constant current for conversion 318.
[0023]
FIG. 2 shows a time change of the first amplified oscillation signal 314 as an output signal of the differential amplifier 52. A solid line in the figure indicates a case where the differential amplifier driving current 324 is sufficiently large, and a dotted line in the figure indicates a case where the differential amplifier driving current 324 is small. If the differential amplifier drive current 324 is large, the operation of the differential amplifier 52 can sufficiently follow the fluctuation of the first source oscillation signal 310 having a high oscillation frequency, and the amplitude of the first amplified oscillation signal 314 also increases. On the other hand, if the differential amplifier drive current 324 is small, the operation of the differential amplifier 52 cannot sufficiently follow the fluctuation of the first source oscillation signal 310, and therefore the amplitude of the first amplified oscillation signal 314 becomes smaller. The same applies to the second amplified oscillation signal 316.
[0024]
FIG. 3 shows the output current converted from the voltage by the conversion amplifier circuit 54. A solid line in the figure indicates a case where the amplitudes of the first amplified oscillation signal 314 and the second amplified oscillation signal 316 are large, and a dotted line in the figure indicates that the amplitudes of the first amplified oscillation signal 314 and the second amplified oscillation signal 316 are small. Show the case. The case where the amplitudes of the first amplified oscillation signal 314 and the second amplified oscillation signal 316 are small assumes, for example, a case where the conversion equivalent current 328 is not added to the differential amplifier drive current 324. If the amplitudes of the first amplified oscillation signal 314 and the second amplified oscillation signal 316 are large, the switching of the first switch circuit 62 and the second switch circuit 64 becomes fast, and the first current oscillation signal 320 and the second current oscillation are sufficiently obtained. Since the signal 322 can be converted, as a result, the amplitude of the output current converted by the conversion amplifier circuit 54 also increases. On the other hand, if the amplitudes of the first amplified oscillation signal 314 and the second amplified oscillation signal 316 are small, they cannot be sufficiently converted into the first current oscillation signal 320 and the second current oscillation signal 322. As a result, the conversion amplification circuit 54 converts the amplitude. The output current amplitude is reduced.
[0025]
Here, the “amplitude of the output current” is defined by, for example, the sum of the maximum values of the sink current and the source current, the maximum value of the sink current, and the maximum value of the source current. These are not explicitly distinguished here.
[0026]
In the configuration of the high-frequency oscillation circuit 100 according to the present embodiment, the voltage-controlled oscillation circuit 50 and the differential amplifier 52 transmit voltage balance signals based on differential processing, and the balance signals are finally converted by the conversion amplification circuit 54. It is converted into a current unbalanced signal. Since the distortion component of the signal is also canceled between the balanced signals having such a configuration, the distortion component of the signal is reduced, and as a result, the harmonic component of electromagnetic interference (EMI) is reduced. Therefore, the high-frequency oscillation circuit 100 can output a signal that does not contain a harmonic component unnecessarily.
[0027]
The operation of the high-frequency oscillation circuit 100 configured as described above is as follows. When the control voltage 306 is increased, the oscillator driving current 308 and the oscillator equivalent current 326 that the voltage controlled current source 58 flows are also increased. The signal oscillation circuit 60 outputs the first source oscillation signal 310 and the second source oscillation signal 312 having higher oscillation frequencies when the oscillator driving current 308 increases. Further, when the oscillator equivalent current 326 increases, the differential amplifier drive current 324 flowing from the adder 56 also increases. When the differential amplifier drive current 324 increases, the differential amplifier 52 converts the first source oscillation signal 310 and the second source oscillation signal 312 having higher oscillation frequencies into the first amplified oscillation signal 314 and the second amplified oscillation having sufficiently large amplitude. Each is amplified to a signal 316.
[0028]
The first switch circuit 62 and the second switch circuit 64 convert the first amplified oscillation signal 314 and the second amplified oscillation signal 316 to the first current oscillation signal 320 based on the conversion constant current 318 from the constant current source 70, respectively. The second current oscillation signal 322 is converted. The first current value conversion amplification circuit 66 and the second current value conversion amplification circuit 68 convert the values of the first current oscillation signal 320 and the second current oscillation signal 322, respectively, and further, the first switch circuit 62 and the second switch circuit The final output current is obtained by switching 64. Regardless of the magnitude of the control voltage 306, the conversion equivalent current 328 from the constant current source 70 is added to the differential amplifier drive current 324 and flows to the differential amplifier 52. The amplitudes of the first current oscillation signal 320 and the second current oscillation signal 322 converted by the second switch circuit 64 become closer to the value of the conversion constant current 318.
[0029]
According to the present embodiment, since the current corresponding to the oscillation frequency of the oscillation signal flows through the amplifier, the amplitude of the output current can be increased when the oscillation frequency is high, and the power consumption is low when the oscillation frequency is low. Power operation can be realized. In addition, since the current proportional to the current used to convert the voltage of the oscillation signal into current flows through the amplifier, the switching characteristics of the amplifier become faster, and the oscillation signal can be amplified to a larger amplitude voltage. Therefore, the amplitude of the output current can be increased.
[0030]
(Embodiment 2)
The second embodiment is a high-frequency oscillation circuit similar to that of the first embodiment. However, in the first embodiment, the high-frequency oscillation circuit has been described using functional blocks, but in the second embodiment, the high-frequency oscillation circuit is a circuit such as an FET. This will be explained according to the arrangement.
[0031]
FIG. 4 shows a high-frequency oscillation circuit 100 according to the second embodiment. In the figure, the same functional blocks and signals as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.
The variable current source 72 passes a current that changes according to the control voltage 306. The transistors Tr1 to Tr3 form a current mirror circuit, and an oscillator equivalent current 326 and an oscillator drive current 308 are supplied from the transistors Tr2 and Tr3, respectively. As described above, the oscillator driving current 308, the oscillator equivalent current 326, and the current from the variable current source 72 are in a proportional relationship with each other.
[0032]
Transistors Tr4 to Tr9 form a current mirror circuit, and transistors Tr10 to Tr14 also form a current mirror circuit. By these current mirror circuits, a current corresponding to the oscillator driving current 308 is supplied to the differential output type ring oscillator constituted by the first inverter 74, the second inverter 76, the third inverter 78, and the fourth inverter 80, respectively. . That is, as the oscillator drive current 308 increases, the current flowing through the ring oscillator increases, and the oscillation frequency of the first source oscillation signal 310 and the second source oscillation signal 312 output from the ring oscillator increases.
[0033]
The transistor Tr15 to the transistor Tr18, the transistor Tr23, and the transistor Tr24 constitute a differential amplifier 52, and the first source oscillation signal 310 and the second source oscillation signal 312 are applied to the gate terminals of the transistor Tr23 and the transistor Tr24, respectively. Differential amplification processing is performed. The purpose of this differential amplification processing is to increase the drive capability of transistors Tr32 and Tr33, which will be described later, as in the first embodiment. Since the transistor Tr19 to the transistor Tr22, the transistor Tr25, and the transistor Tr26 also constitute the differential amplifier 52, the first source oscillation signal 310 and the second source oscillation signal 312 are amplified in two stages, and the first amplification oscillation is performed. The signal 314 and the second amplified oscillation signal 316 are output. Further, the differential amplifier drive current 324 that flows through the differential amplifier 52 will be described later.
[0034]
The transistor Tr41 and the transistor Tr40 constitute a current mirror circuit, and the constant current for conversion 318 from the variable current source 82 and the equivalent current for conversion 328 having a proportional relationship with the constant current for conversion 318 flow therethrough.
[0035]
The transistor Tr32 converts the first amplified oscillation signal 314 applied to the gate terminal into the first current oscillation signal 320. Here, since the transistor Tr32 is an n-channel type, when the value of the first amplified oscillation signal 314 increases, the value of the first current oscillation signal 320 also approaches the value of the conversion constant current 318. The transistor Tr33 performs the same operation as the transistor Tr32 and converts it into the second current oscillation signal 322. The transistor Tr34 and the transistor Tr35 form a current mirror circuit and convert the first output current having a proportional relationship with the first current oscillation signal 320. Further, the transistor Tr36 and the transistor Tr37, and the transistor Tr38 and the transistor Tr39 respectively constitute a current mirror circuit, and convert it into a second output current having a proportional relationship with the second current oscillation signal 322. Further, the first output current and the second output current become final output currents by switching between the transistor Tr32 and the transistor Tr33.
[0036]
The transistor Tr27, the transistor Tr28, and the transistor Tr30 form a current mirror circuit, and a differential amplifier drive current 324 that is proportional to the oscillator equivalent current 326 is supplied from the transistor Tr28 and the transistor Tr30. As described above, if the oscillator equivalent current 326 increases, the differential amplifier drive current 324 also increases accordingly.
[0037]
The reason why a current proportional to the conversion equivalent current 328 is added to the differential amplifier drive current 324 is as follows. In order to increase the amplitude of the final output current, it is necessary to increase the conversion constant current 318. However, if the gate-source voltage of the transistor Tr32 and the transistor Tr33 is low, the switching operation of the transistor Tr32 and the transistor Tr33 is delayed, so that the amplitude of the first current oscillation signal 320 and the second current oscillation signal 322 is converted into a constant. The current 318 cannot be transmitted efficiently. Therefore, a conversion equivalent current 328 having a fixed relationship with the conversion constant current 318 is supplied, and a current supplied from a current mirror circuit including the transistor Tr41, the transistor Tr31, and the transistor Tr29 is added to the differential amplifier drive current 324.
[0038]
As a result, the differential amplifier drive current 324 flowing through the differential amplifier 52 is further increased, so that the operating characteristics of the differential amplifier 52 become faster. Therefore, it is possible to follow fluctuations in the first source oscillation signal 310 and the second source oscillation signal 312, and the amplitude of the second amplified oscillation signal 316 of the first amplified oscillation signal 314 becomes sufficiently large. As a result, the maximum value of the gate-source voltage of the transistor Tr32 and the transistor Tr33 is increased, so that the switching operation of the transistor Tr32 and the transistor Tr33 is fast, and the conversion constant current 318 is efficiently converted into the final output current amplitude. Reportedly.
[0039]
2 shows a time change of the first amplified oscillation signal 314 or the second amplified oscillation signal 316 as an output signal of the differential amplifier 52. FIG. 3 shows an output current converted from a voltage by the conversion amplification circuit 54. However, since they are the same as those in the first embodiment, their description is omitted here.
[0040]
The operation of the high-frequency oscillation circuit 100 configured as described above is as follows. When the control voltage 306 is increased, the oscillator equivalent current 326 supplied by the transistor Tr2 and the oscillator drive current 308 supplied by the transistor Tr3 in the current mirror circuit are increased. If the oscillator drive current 308 increases, the oscillation frequency of the first source oscillation signal 310 and the second source oscillation signal 312 output from the first inverter 74, the second inverter 76, the third inverter 78, and the fourth inverter 80 increases. Become. In addition, when the oscillator equivalent current 326 increases, the differential amplifier drive current 324 flowing through the transistor Tr28 and the transistor Tr30 in the current mirror circuit also increases. When the differential amplifier drive current 324 increases, the differential amplifier 52 causes the first source oscillation signal 310 and the second source oscillation signal 312 having a higher oscillation frequency to be the first amplified oscillation signal 314 and the second amplification with sufficiently large amplitude. Each is amplified to an oscillation signal 316.
[0041]
The transistors Tr32 and Tr33 are configured to convert the first amplified oscillation signal 314 and the second amplified oscillation signal 316 into the first current oscillation signal 320 and the second current oscillation signal based on the constant current 318 for conversion from the transistor Tr40 in the current mirror circuit. Convert to 322 respectively. The transistor Tr35 in the current mirror circuit converts the value of the first current oscillation signal 320, and the transistor Tr39 in another current mirror circuit converts the value of the second current oscillation signal 322. The converted current becomes a final output current in accordance with switching between the transistor Tr32 and the transistor Tr33. Note that, regardless of the magnitude of the control voltage 306, the conversion equivalent current 328 is added to the differential amplifier drive current 324 by the transistors Tr31 and Tr29, and therefore flows between the gate and source of the transistors Tr32 and Tr33. As a result, the amplitude of the first current oscillation signal 320 and the second current oscillation signal 322 becomes closer to the value of the conversion constant current 318.
[0042]
According to the present embodiment, when the control voltage is increased, the oscillation frequency of the oscillation signal is increased and the transistor in the differential amplifier operates at high speed, so that the amplitude of the output current can be increased, while the oscillation frequency is low. In some cases, the transistor can be operated with low power consumption. In addition, since a current proportional to the current used for the transistor for converting the voltage of the oscillation signal into a current is passed through the transistor in the differential amplifier, the transistor in the differential amplifier operates at high speed, and the oscillation signal is amplified. Therefore, the voltage of the oscillation signal can be efficiently converted into a current.
[0043]
(Embodiment 3)
In the third embodiment, a configuration of an apparatus or LSI to which the high-frequency oscillation circuit in the first or second embodiment is applied will be described.
FIG. 5A shows the configuration of the optical pickup 200 in the application example of the high-frequency oscillation circuit 100 according to the third embodiment. The optical pickup 200 includes a high-frequency oscillation circuit 100, a semiconductor laser chip 102, a monitoring photodiode 104, and a light receiving photodiode 108. The optical pickup 200 reads / writes a signal from / to a disk as a recording medium in an information recording / reproducing apparatus such as an optical disk apparatus or a magneto-optical disk apparatus.
[0044]
The semiconductor laser chip 102 emits a laser beam in accordance with a current supplied from a high-frequency oscillation circuit 100 described later. The high-frequency oscillation circuit 100 supplies a current to the semiconductor laser chip 102 based on a control signal indicated by a voltage from an APC (Automatic Power Control) circuit 106 described later.
[0045]
The optical system 110 irradiates a disk of a recording medium (not shown) as a light spot with a laser beam emitted from the semiconductor laser chip 102, and guides reflected light from the disk to a light receiving photodiode 108 described later.
[0046]
The light receiving photodiode 108 converts the reflected light into a current signal. Further, the current signal is converted into a voltage signal. The monitoring photodiode 104 converts a part of the laser beam emitted from the semiconductor laser chip 102 into a current signal. Here, part of the laser beam refers to a laser beam emitted from the side of the semiconductor laser chip 102 where the optical system 110 is not present.
[0047]
The APC circuit 106 outputs a control signal to the high-frequency oscillation circuit 100 based on the current signal output from the monitoring photodiode 104 so that the laser beam is always output from the semiconductor laser chip 102 at a constant power. Then, feedback control of the semiconductor laser chip 102 is performed. Here, the APC circuit 106 is provided for the following reason. Although it is necessary to keep the voltage signal level output from the optical pickup 200 at a predetermined level, the power of the laser beam output from the semiconductor laser chip 102 has individual differences and responds sensitively to temperature changes. Simply performing the same control on the chip 102 does not make the power of the laser beam constant, and therefore the output level of the voltage signal cannot be kept constant.
[0048]
On the other hand, since the high-frequency oscillation circuit 100 can increase the amplitude of the output current even at a high oscillation frequency as described in the first and second embodiments, the semiconductor laser chip 102 can stably emit a laser beam.
[0049]
FIG. 5B shows a configuration of the frequency conversion circuit 202 in the application example of the high-frequency oscillation circuit 100 according to the third embodiment. The frequency conversion circuit 202 includes a high-frequency oscillation circuit 100, a multiplication circuit 122, a BPF (Bandpass Filter) 124, and an amplifier 126. The frequency conversion circuit 202 converts a signal to be transmitted into a signal for transmission in the communication device. More specifically, in the wireless transmission device, a baseband signal to be transmitted or an intermediate frequency signal obtained by frequency-converting the baseband signal is frequency-converted into a radio frequency signal.
[0050]
The signal generation unit 120 generates a signal to be transmitted as a baseband signal, and frequency-converts the baseband signal to an intermediate frequency.
The high-frequency oscillation circuit 100 inputs a voltage corresponding to a radio frequency used for transmission, and outputs a radio frequency signal.
[0051]
The multiplier circuit 122 converts the frequency of the intermediate frequency signal with the radio frequency signal. Further, the BPF 124 reduces the influence of harmonics generated by frequency conversion.
[0052]
The amplifier 126 amplifies the output signal of the BPF 124 to a predetermined power in order to transmit it in the wireless propagation path.
Here, as described in the first and second embodiments, the high-frequency oscillation circuit 100 can output a large value of current even at a high oscillation frequency, so that the semiconductor laser chip 102 stably outputs a radio frequency signal. Is possible.
[0053]
FIG. 5C shows the configuration of the PLL 204 in the application example of the high-frequency oscillation circuit 100 according to the third embodiment. The PLL 204 includes a high-frequency oscillation circuit 100, a phase comparator 150, a loop filter 152, and a frequency divider 154.
[0054]
The phase comparator 150 compares the phase and frequency of a reference clock signal input from the outside and a reference clock signal input from the frequency divider 154, and outputs a DC signal proportional to the difference. The loop filter 152 removes the high frequency component of the input signal and outputs a control voltage. The high-frequency oscillation circuit 100 outputs a clock signal having a frequency corresponding to the input control voltage. Here, a clock signal having a frequency N times the frequency of the reference clock signal is output. The output clock signal is frequency-divided by 1 / N by the frequency divider 154 and input to the phase comparator 150 as a reference clock signal.
[0055]
According to the present embodiment, the high-frequency oscillation circuit that can increase the amplitude of the output current even at a high oscillation frequency and can realize an operation with low power consumption at a low oscillation frequency can be applied to various devices and LSIs.
[0056]
The correspondence between the present invention and the configuration according to the embodiment is illustrated. The “differential oscillation signal generation circuit” corresponds to the variable current source 72 of the voltage control type current source 58, the transistor Tr1, the transistor Tr3, and the signal oscillation circuit 60 in the current mirror circuit. The “differential amplifier” corresponds to the differential amplifier 52. The “conversion amplification circuit” corresponds to the conversion amplification circuit 54. The “frequency-dependent adjustment circuit” corresponds to the transistors Tr1 and Tr2 in the current mirror circuit of the voltage controlled current source 58 and the transistors Tr27, Tr28, and Tr30 in the current mirror circuit of the adder 56. The “differential ring oscillator” corresponds to the first inverter 74, the second inverter 76, the third inverter 78, and the fourth inverter 80 in the signal oscillation circuit 60. The “drive circuit” corresponds to the transistors Tr4 to Tr14 in the two current mirror circuits of the signal oscillation circuit 60.
[0057]
The “differential oscillation signal generation circuit” corresponds to the variable current source 72 of the voltage control type current source 58, the transistor Tr1, the transistor Tr3, and the signal oscillation circuit 60 in the current mirror circuit. The “differential amplifier” corresponds to the differential amplifier 52. The “conversion amplification circuit” corresponds to the conversion amplification circuit 54. The “setting circuit” corresponds to the constant current source 70. The “output-dependent adjustment circuit” corresponds to the transistor Tr41, the transistor Tr31, and the transistor Tr29 in the current mirror circuit of the constant current source 70 and the adder 56.
[0058]
The present invention has been described based on the embodiments. This embodiment is an exemplification, and it will be understood by those skilled in the art that various modifications can be made to combinations of the respective constituent elements and processing processes, and such modifications are also within the scope of the present invention. is there.
[0059]
In the second embodiment, the differential amplifier 52 is composed of two differential amplifiers. However, the present invention is not limited to this. For example, it may be configured by one differential amplifier or three or more differential amplifiers. According to this modification, the amplitudes of the first amplified oscillation signal 314 and the second amplified oscillation signal 316 can be changed. That is, the number of differential amplifiers corresponding to the values required for the first amplified oscillation signal 314 and the second amplified oscillation signal 316 output from the differential amplifier 52 may be provided.
[0060]
【The invention's effect】
According to the present invention, the characteristics of the oscillation signal can be improved and the power consumption can be reduced according to the oscillation frequency.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating a high-frequency oscillation circuit according to a first embodiment.
FIG. 2 is a diagram showing an output signal of the amplifier of FIG.
FIG. 3 is a diagram showing an output current converted from a voltage by the conversion amplifier circuit of FIG. 1;
FIG. 4 is a diagram showing a high-frequency oscillation circuit according to a second embodiment.
FIGS. 5A to 5C are diagrams illustrating application examples of the high-frequency oscillation circuit according to the third embodiment.
[Explanation of symbols]
50 voltage controlled oscillation circuit, 52 differential amplifier, 54 conversion amplification circuit, 56 adder, 58 voltage controlled current source, 60 signal oscillation circuit, 62 first switch circuit, 64 second switch circuit, 66 first current value Conversion amplifier circuit, 68 second current value conversion amplifier circuit, 70 constant current source, 72 variable current source, 74 first inverter, 76 second inverter, 78 third inverter, 80 fourth inverter, 82 variable current source, 100 high frequency Oscillating circuit, 306 control voltage, 308 oscillator drive current, 310 first source oscillation signal, 312 second source oscillation signal, 314 first amplified oscillation signal, 316 second amplified oscillation signal, 318 constant current for conversion, 320 first current Oscillation signal, 322 second current oscillation signal, 324 differential amplifier drive current, 326 oscillator equivalent current, 328 equivalent current for conversion, T 1~Tr41 transistor.

Claims

An oscillation frequency of the oscillation signal can be set, and a differential oscillation signal generation circuit that outputs the oscillation signal with the oscillation frequency set as a differential signal;
A differential amplifier for differentially amplifying the oscillation signal output as the differential signal;
A conversion amplifier circuit that converts the voltage of the differentially amplified oscillation signal into a current and amplifies the current;
In the differential oscillation signal generation circuit, when the oscillation frequency of the oscillation signal is set high, a frequency dependency that increases the operating speed of the differential amplifier by flowing a drive current that increases in accordance with the increased oscillation frequency. Mold adjustment circuit;
An oscillation circuit comprising:

The differential oscillation signal generation circuit includes:
A differential ring oscillator,
For the differential ring oscillator , including a drive circuit for passing a drive current according to the setting content ,
2. The oscillation circuit according to claim 1, wherein the frequency-dependent adjustment circuit operates the differential amplifier by causing a current corresponding to the drive current to flow through the differential amplifier.

An information recording / reproducing apparatus comprising the oscillation circuit according to claim 1.

A wireless transmission device comprising the oscillation circuit according to claim 1.