JP3812406B2

JP3812406B2 - Control method for PWM power converter

Info

Publication number: JP3812406B2
Application number: JP2001328643A
Authority: JP
Inventors: 博篠原; 康哉吉岡
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2001-10-26
Filing date: 2001-10-26
Publication date: 2006-08-23
Anticipated expiration: 2021-10-26
Also published as: JP2003134843A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、信号波と搬送波との比較によって制御されるＰＷＭ（パルス幅変調）電力変換装置の制御方法に関する。ここで、ＰＷＭ電力変換装置とは、信号波と搬送波との比較によって生成されるＰＷＭパルスにより半導体スイッチング素子をオン・オフ制御し、直流−交流変換、交流−直流変換等を行う半導体電力変換装置をいう。
【０００２】
【従来の技術】
図８は従来のＰＷＭ電力変換装置の制御ブロック図である。図において、ＰＷＭ電力変換装置３は、変圧器２を介した電力系統１との間で直流電力Ｐ_ｄｃと交流電力Ｐ_ａｃとを相互に変換するものであり、例えばＰＷＭインバータ等が該当する。
この電力変換装置３は、図９（ａ）のように、ＧＴＯサイリスタ等の自己消弧形半導体スイッチング素子（以下、単に半導体素子という）１１ａ〜１１ｆと、これらに逆並列接続されたダイオード１２ａ〜１２ｆと、直流入力端子間に接続されたコンデンサ１３とから構成されている。図９（ｂ）は電力変換装置３の１相分を取り出したもので、Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ半導体素子であり、図９（ａ）の１１ａ〜１１ｆに相当する。
【０００３】
電力変換装置３が有効電力を出力する場合、図１０（ａ）のように、前記変圧器２をリアクトルＸとして表すことができる。いま、図１０（ｂ）に示すごとく、電力変換装置３の出力電圧ベクトルＶ_ｉｎｖの位相を系統電圧ベクトルＶ_ｓに対して変えることで、両者の差電圧ベクトルＶ_ｘがリアクトルＸに印加され、有効電流ｉが流れることになる。
【０００４】
電力変換装置３を制御するに当たっては、図８において出力電圧指令ｉ^＊と出力電流ｉ_Ｓとの偏差を加算器６により求めて電流調節器７に入力し、その出力を電圧検出器５により検出した系統電圧Ｖ_Ｓに加算器８にて加算することで、電力変換装置３に対する交流電圧指令Ｖ^＊（信号波）を演算する。そして、図１１に示すように、交流電圧指令Ｖ^＊と搬送波発生器１０により演算された三角波などの搬送波ＣＡとを比較器９により比較し、半導体素子Ｑ１，Ｑ２（１１ａ〜１１ｆ）に対するＰＷＭパルスを生成してスイッチングタイミングを決定する。
このような一連の制御方法が、一般的なＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御方法である。
【０００５】
ＰＷＭ制御は、図９（ｂ）の電力変換装置３の１相分だけを考えると、正弦波変調の場合には、図１１に示したように正弦波の電圧指令Ｖ^＊と搬送波ＣＡとの比較を行い、Ｖ^＊＞ＣＡの場合は上アームの半導体素子Ｑ１をオンさせ、下アームの半導体素子Ｑ２をオフさせる。また、Ｖ^＊＜ＣＡの場合は半導体素子Ｑ１をオフさせ、半導体素子Ｑ２をオンさせる制御である。
ここで、電力変換装置３の出力電圧Ｖ_ｉｎｖは、コンデンサ１３の直流電圧をＥ_ｄとすると、数式１のようになる。
【０００６】
【数１】
Ｖ_ｉｎｖ＝｛（√３／２）×（１／√２）｝Ｅ_ｄ×Ｖ^＊
（Ｖ_ｉｎｖ：線間電圧実効値）
【０００７】
数式１から、コンデンサ１３の電圧Ｅ_ｄが一定の場合、電力変換装置３の出力電圧Ｖ_ｉｎｖを大きくするためには、電圧指令Ｖ^＊を大きくすれば良いことが分かる。しかし、電圧指令Ｖ^＊は、以下のような理由によって所定の値よりも大きくすることができない。
【０００８】
すなわち、図１２（ａ）は半導体素子Ｑ１，Ｑ２を過電圧から保護するためにスナバ回路Ｓを付加した回路構成図であり、Ｃ_ｓはスナバコンデンサである。例えば下アームの半導体素子Ｑ２に過電圧が印加されて充電されたスナバコンデンサＣ_Ｓの電荷は、半導体素子Ｑ２のオン時に図１２（ａ）の破線矢印の経路で放電する。図１２（ｂ）に示すように、このスナバコンデンサＣ_ｓの放電時間ｔ_ｃや半導体素子Ｑ１，Ｑ２の短絡を回避するためのオン遅延時間ｔ_ｄを確保する必要があるので、搬送波ＣＡの周波数をｆ_ｓとした場合、電圧指令Ｖ^＊は数式２に示す最大値Ｖ^＊ _ｍａｘを超えることができない。
【０００９】
【数２】
Ｖ^＊ _ｍａｘ＝１−２×ｆ_ｓ×（ｔ_ｃ＋ｔ_ｄ）
【００１０】
例えば、ｔ_ｃ＝１００［μｓ］、ｔ_ｄ＝［μｓ］、ｆ_ｓ＝４５０［Ｈｚ］とするとすると、数式２からＶ^＊ _ｍａｘ＝０．８６５となる。従って、数式１によれば、電力変換装置３の出力電圧の最大値（√２×Ｖ_ｉｎｖ）は直流電圧Ｅ_ｄの０．７４５倍（つまり、√２×Ｖ_ｉｎｖ＝（√３／２）×Ｅ_ｄ×０．８６５＝０．７４５×Ｅ_ｄ）が限度となるため、直流電圧Ｅ_ｄを十分に利用していないことにほかならない。
このように、直流電圧利用率が低い場合には電力変換装置３の出力電圧が低くなり、装置容量が小さくなるという問題を生じる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
従来、直流電圧利用率を上げる場合は、図１３に示すように、系統電圧Ｖ_ｓを基準とした３倍調波発生器２３を電圧検出器５の二次側に接続し、この３倍調波発生器２３により演算した３倍調波Ｖ_３ｆ（系統電圧Ｖ_ｓと同位相）を加算器１４において電圧指令Ｖ^＊に加算することにより、搬送波ＣＡと比較するべき電圧指令Ｖ^＊＊を得ている。なお、図１３において、図８と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
【００１２】
上記３倍調波Ｖ_３ｆの振幅をＶ^＊ _ｍａｘに対して約１３％にすると、前出の例では、電圧指令Ｖ^＊と３倍調波Ｖ_３ｆとを加算したＶ^＊＊（加算器１４の出力信号）の最大値は約０．７５５となる（０．８６５・sinθ＋０．８６５×０．１３・sin３θの最大値が約０．７５５となる）。
つまり、Ｖ^＊ _ｍａｘの値を０．７５５にしても、（√３／２）×Ｅ_ｄ×０．８６５という出力電圧Ｖ_ｉｎｖの最大値（√２×Ｖ_ｉｎｖ）が得られることになり、この場合の電圧利用率（直流電圧をどのくらい交流電圧に変換できるかを示す比率）は（√２×Ｖ_ｉｎｖ）／Ｅ_ｄ＝（√３／２）×０．８６５となる。
これに対し、３倍調波Ｖ_３ｆを電圧指令Ｖ^＊に加算しない時には、√２×Ｖ_ｉｎｖ＝（√３／２）×Ｅ_ｄ×０．７５５となり、電圧利用率は（√２×Ｖ_ｉｎｖ）／Ｅ_ｄ＝（√３／２）×０．７５５となる。
従って、３倍調波Ｖ_３ｆを電圧指令Ｖ^＊に加算すれば、電圧利用率は約１４．６％（０．８６５／０．７５５≒１．１４６）上がることになる。このことから、３倍調波Ｖ_３ｆを加算すれば、Ｖ^＊ _ｍａｘを超えない範囲で直流電圧の利用率を上げることが可能である。
【００１３】
図１４はもとの電圧指令Ｖ^＊と３倍調波Ｖ_３ｆ及びこれらの加算結果である電圧指令Ｖ^＊＊の波形を示しており、もとの電圧指令Ｖ^＊がＶ^＊ _ｍａｘを超える場合でも、３倍調波Ｖ_３ｆを加算すれば電圧指令Ｖ^＊＊がＶ^＊ _ｍａｘ以下になることがわかる。
【００１４】
しかし、この方法によると、電流調節器７の出力に応じて系統電圧Ｖ_Ｓに対する電圧指令Ｖ^＊の位相が変化し、この位相が大きくずれた時には、図１５に示すように３倍調波Ｖ_３ｆと電圧指令Ｖ^＊との位相が大きくずれてしまい、その結果、電圧指令Ｖ^＊＊が電圧指令Ｖ^＊よりも大きくなってＶ^＊ _ｍａｘを超えることになり、直流電圧利用率の向上が達成できない場合があった。
そこで本発明は、もとの交流電圧指令に基づいて演算した同位相の３倍調波をもとの交流電圧指令に加算することにより、交流電圧指令の位相に関わらず、しかも制限値を超えない状態で直流電圧利用率を高めるようにしたＰＷＭ変換装置の制御方法を提供しようとするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、
前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相変換し、更にベクトル変換して互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信号と振幅信号とに分離演算し、前記交流波形信号の周波数を３倍にしてもとの交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成し、前記振幅信号に所定値を乗算した信号と前記３倍調波信号とを乗算して得た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成するものである。
【００１６】
請求項２記載の発明は、信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、
前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相変換し、更にベクトル変換して互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信号と振幅信号とに分離演算し、前記交流波形信号の周波数を３倍にしてもとの交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成し、この３倍調波信号に所定値を乗算して得た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成するものである。
【００１７】
請求項３記載の発明は、信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより電力変換するＰＷＭ電力変換装置において、前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相変換して交流電圧指令の周波数を基準とした第１、第２の回転座標軸成分と振幅信号とに分離演算し、前記回転座標軸成分を用いて交流電圧指令の３倍周波数を基準として交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成するとともに、前記振幅信号に所定値を乗算した信号と前記３倍調波信号とを乗算して得た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成するものである。
【００１８】
請求項４記載の発明は、信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相変換して交流電圧指令の周波数を基準とした第１、第２の回転座標軸成分と振幅信号とに分離演算し、前記回転座標軸成分を用いて交流電圧指令の３倍周波数を基準として交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成するとともに、この３倍調波信号に所定値を乗算して得た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成するものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１は第１実施形態を示す制御ブロック図であり、ＰＷＭ変換装置３に与える３相各相の交流電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊は、３相２相変換回路１５により２相量Ｖα，Ｖβに変換される。ここで、交流電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊は、図８における加算器８の出力信号に相当する信号であり、数式３によって表されるものとする。なお、数式３においてＶ_ｍは振幅、ωは角周波数、φは位相角である。
【００２０】
【数３】

【００２１】
３相２相変換回路１５では、数式４の演算により、数式５に示す２相量Ｖα，Ｖβを得る。
【００２２】
【数４】

【００２３】
【数５】

【００２４】
２相量Ｖα，Ｖβはベクトル変換回路１６に入力され、数式６の演算により、数式７に示す余弦波Ｖ_１Ｃ及び正弦波Ｖ_１Ｓと、電圧指令の振幅Ｖ_ｍを出力する。
【００２５】
【数６】

【００２６】
【数７】

【００２７】
ベクトル変換回路１６から出力された余弦波Ｖ_１Ｃは３倍調波発生器１７ａに入力される。この３倍調波発生器１７ａでは、３倍角の公式に基づく数式８の演算、具体的には、数式９の演算を行ってＶ_１Ｃの周波数を３倍にした３倍調波Ｖ_３ｆ’を出力する。
【００２８】
【数８】
Ｖ_３ｆ’＝４×Ｖ_１Ｃ ^３−３×Ｖ_１Ｃ
【００２９】
【数９】

【００３０】
一方、振幅Ｖ_ｍに所定値のゲイン２２（例えば−０．１３）を乗算し、その結果と数式９の３倍調波Ｖ_３ｆ’とを乗算器１８により乗算して、数式１０に示す３倍調波Ｖ_３ｆを得る。
この３倍調波Ｖ_３ｆは、加算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃにおいてもとの電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊と加算されることにより、最終的な３相各相の電圧指令Ｖ_ａ ^＊＊，Ｖ_ｂ ^＊＊，Ｖ_ｃ ^＊＊が出力され、これらの電圧指令が信号波として搬送波と比較されてＰＷＭパルスが生成されることになる。
【００３１】
【数１０】
Ｖ_３ｆ＝−０．１３・Ｖ_ｍ・ｃｏｓ｛３（ωｔ−φ）｝
【００３２】
図２は、この実施形態における電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊、２相量Ｖα，Ｖβ、余弦波Ｖ_１Ｃ、正弦波Ｖ_１Ｓ、振幅Ｖ_ｍ、３倍調波Ｖ_３ｆ，Ｖ_３ｆ’、最終的な電圧指令Ｖ_ａ ^＊＊，Ｖ_ｂ ^＊＊，Ｖ_ｃ ^＊＊の波形を示している。
この図から明らかなように、本実施形態によれば、３倍調波Ｖ_３ｆはもとの電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊に対して常に同位相となる。すなわち、３倍調波Ｖ_３ｆのゼロクロス点は電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊のゼロクロス点と一致している。このように、交流電圧指令を振幅Ｖ_ｍと交流波形（余弦波Ｖ_１Ｃ及び正弦波Ｖ_１Ｓ）とに分離演算するとともに、振幅Ｖ_ｍに所定値を乗算した値と交流波形（余弦波Ｖ_１Ｃ）の周波数を３倍にした３倍調波Ｖ_３ｆ’とを乗算して交流電圧指令と同位相の３倍調波Ｖ_３ｆとを得ることができ、この３倍調波Ｖ_３ｆを各相の電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊にそれぞれ加算すれば、もとの電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊以下であって制限値Ｖ^＊ _ｍａｘを超えない電圧指令Ｖ_ａ ^＊＊，Ｖ_ｂ ^＊＊，Ｖ_ｃ ^＊＊を得ることができる。
このため、電圧指令の位相に関わらず、制限値Ｖ^＊ _ｍａｘを超えない範囲で電力変換装置３の出力電圧を大きくし、直流電圧利用率を上げることができる。
【００３３】
図３は、この実施形態において、もとの電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊の振幅に応じて３倍調波Ｖ_３ｆの振幅が変化する様子を示している。このことは、前述の数式１０や、図１において、振幅Ｖ_ｍにゲイン２２を乗じた値を乗算器１８により３倍調波Ｖ_３ｆに乗じていることからも理解される。なお、この図３は、次の第２実施形態の説明においても比較参照する。
【００３４】
次に、本発明の第２実施形態を説明する。
図４は本実施形態の制御ブロック図であり、図１と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。この実施形態では、３倍調波発生器１７ａから出力される３倍調波Ｖ_３ｆ’に所定値のゲイン１９（例えば−０．１３）が乗算されて電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊の大きさに依存しない振幅一定の３倍調波Ｖ_３ｆが出力される。この３倍調波Ｖ_３ｆは前述した数式１０の右辺におけるＶ_ｍを除去した（１とした）値である。
【００３５】
上記の３倍調波Ｖ_３ｆは、図１と同様に加算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃにおいて各相の電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊にそれぞれ加算されることで、もとの電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊以下であって制限値Ｖ^＊ _ｍａｘを超えない電圧指令Ｖ_ａ ^＊＊，Ｖ_ｂ ^＊＊，Ｖ_ｃ ^＊＊が得られる。
本実施形態においても、電圧指令の位相に関わらず制限値Ｖ^＊ _ｍａｘを超えない範囲で電力変換装置３の出力電圧を大きくし、直流電圧利用率を上げることができる。
【００３６】
第１実施形態では、前述の図３のように３倍調波Ｖ_３ｆの振幅は電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊の振幅に応じて変化することになるが、この第２実施形態では、図５に示すように電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊の振幅に関わらず３倍調波Ｖ_３ｆの振幅が一定となる。
この実施形態によれば、第１実施形態に比べて乗算器１８が不要になり、回路構成が簡略化されるという利点がある。
【００３７】
次に、本発明の第３実施形態を図６に従って説明する。なお、図１，図４と同一の構成要素には同一の参照符号を付してある。
図６において、各相の電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊は３相２相変換回路１５に入力され、２相量Ｖα，Ｖβに変換される。ここで、電圧指令Ｖ_ａ ^＊,Ｖ_ｂ ^＊,Ｖ_ｃ ^＊は前記数式３によって表されるものとし、３相２相変換回路１５から出力される２相量Ｖα，Ｖβは数式５のとおりである。
【００３８】
３０は電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊と同じ周波数を持つ正弦波ｓｉｎωｔ及び余弦波ｃｏｓωｔを出力する正弦波・余弦波発生器であり、前記正弦波ｓｉｎωｔ及び余弦波ｃｏｓωｔは回転座標軸変換回路２０に入力される。
回転座標軸変換回路２０では、数式１１により、２相量Ｖα，Ｖβから正弦波ｓｉｎωｔ及び余弦波ｃｏｓωｔ（電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊）の周波数を基準とした回転座標軸成分Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑを演算する。すなわち、数式１１を演算し、加法定理を適用して数式１２を得る。こうして求められた回転座標軸成分Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑは、フィルタ回路２４ｄ，２４ｑによって電圧指令に含まれる高調波成分や逆相成分が除去される。
【００３９】
【数１１】

【００４０】
【数１２】

【００４１】
回転座標軸成分Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑはベクトル変換回路１６に入力され、数式１３の演算により余弦波Ｖ_１ＣＡ及び正弦波Ｖ_１ＳＡが求められる。また、ベクトル変換回路１６は電圧指令の振幅Ｖ_ｍを出力する。
【００４２】
【数１３】

【００４３】
３倍調波発生器１７ｂでは、３倍角の公式に従って数式１４の演算を行い、Ｖ_１ＣＡ，Ｖ_１ＳＡの周波数を３倍にしたＶ_２ＣＡ，Ｖ_２ＳＡを求めて静止座標変換回路２１に出力する。
【００４４】
【数１４】

【００４５】
３１は電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊の３倍周波数を持つ正弦波ｓｉｎ３ωｔ及び余弦波ｃｏｓ３ωｔを出力する正弦波・余弦波発生器であり、これらの正弦波ｓｉｎ３ωｔ及び余弦波ｃｏｓ３ωｔは前記Ｖ_２ＣＡ，Ｖ_２ＳＡとともに静止座標変換回路２１に入力される。
静止座標変換回路２１では、数式１５、詳しくは数式１６の演算を行い、加法定理を適用して各相電圧指令の３倍周波数を持つ３倍調波Ｖ_３ｆｄ及びＶ_３ｆｑを出力する。
【００４６】
【数１５】

【００４７】
【数１６】

【００４８】
一方、振幅Ｖ_ｍに所定値のゲイン２２（例えば−０．１３）を乗算し、その結果と前記３倍調波Ｖ_３ｆｄとを乗算器１８により乗算して、数式１０と同様に数式１７に示す３倍調波Ｖ_３ｆを得る。
この３倍調波Ｖ_３ｆは、加算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃにおいてもとの電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊と加算されることにより、最終的な３相各相の電圧指令Ｖ_ａ ^＊＊，Ｖ_ｂ ^＊＊，Ｖ_ｃ ^＊＊となり、搬送波との比較に用いられる。
【００４９】
【数１７】
Ｖ_３ｆ＝−０．１３・Ｖ_ｍ・ｃｏｓ｛３（ωｔ−φ）｝
【００５０】
本実施形態によれば、３倍調波Ｖ_３ｆはもとの電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊に対して常に同位相となる。このように、交流の電圧指令を振幅Ｖ_ｍと電圧指令の周波数を基準とした回転座標軸成分Ｖ_１ＣＡ，Ｖ_１ＳＡとに分離演算し、振幅Ｖ_ｍに所定値を乗算した値と電圧指令の３倍周波数を基準として演算した３倍調波Ｖ_３ｆｄとを乗算して電圧指令と同位相の３倍調波Ｖ_３ｆを得ることができ、この３倍調波Ｖ_３ｆを各相の電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊にそれぞれ加算すれば、もとの電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊以下であって制限値Ｖ^＊ _ｍａｘを超えない電圧指令Ｖ_ａ ^＊＊，Ｖ_ｂ ^＊＊，Ｖ_ｃ ^＊＊を得ることができる。
従って本実施形態でも、電圧指令の位相に関わらず、制限値Ｖ^＊ _ｍａｘを超えない範囲で電力変換装置３の出力電圧を大きくし、直流電圧利用率を上げることができる。
【００５１】
最後に、本発明の第４実施形態を図７に従って説明する。この実施形態において、３相２相変換回路１５から静止座標変換回路２１までの動作は第３実施形態と同様である。
この実施形態では、静止座標変換回路２１から出力される３倍調波Ｖ_３ｆｄに所定値のゲイン１９（例えば−０．１３）が乗算される。これにより、第３実施形態と異なって電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊の大きさに依存しない振幅一定の３倍調波Ｖ_３ｆが出力される。この３倍調波Ｖ_３ｆは数式１７の右辺におけるＶ_ｍを除去した（１とした）値である。
【００５２】
上記３倍調波Ｖ_３ｆは、加算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃにおいて各相の電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊にそれぞれ加算され、もとの電圧指令Ｖ_ａ ^＊，Ｖ_ｂ ^＊，Ｖ_ｃ ^＊以下であって制限値Ｖ^＊ _ｍａｘを超えない電圧指令Ｖ_ａ ^＊＊，Ｖ_ｂ ^＊＊，Ｖ_ｃ ^＊＊が得られる。
これにより、本実施形態でも電圧指令の位相に関わらず制限値Ｖ^＊ _ｍａｘを超えない範囲で電力変換装置３の出力電圧を大きくし、直流電圧利用率を上げることができる。
この実施形態によれば、第２実施形態と同様に図６における乗算器１８が不要になるので、回路構成が簡略化される。
【００５３】
なお、上記各実施形態では各相の電圧指令の分離演算により得た余弦波を利用して３倍調波を作成しているが、正弦波を用いて３倍調波を作成することも可能である。
【００５４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、もとの電圧指令に基づいてこれと同位相の３倍調波を生成し、この３倍調波をもとの電圧指令に加算して最終的な電圧指令を得るようにしたので、系統電圧に対して電圧指令の位相が変化した場合にも、常に適切な３倍調波を得ることができ、電圧指令の制限値を超えない範囲で電力変換値の直流電圧利用率を上げることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】第１実施形態の動作を示す電圧波形図である。
【図３】第１実施形態において、電圧指令の大きさが異なる場合の電圧波形図である。
【図４】本発明の第２実施形態を示す制御ブロック図である。
【図５】第２実施形態において、電圧指令の大きさが異なる場合の電圧波形図である。
【図６】本発明の第３実施形態を示す制御ブロック図である。
【図７】本発明の第４実施形態を示す制御ブロック図である。
【図８】従来技術を示す制御ブロック図である。
【図９】電力変換装置の主回路構成図である。
【図１０】電力変換装置の動作説明図である。
【図１１】電力変換装置のＰＷＭ制御原理を説明する波形図である。
【図１２】電力変換装置におけるスナバ回路と放電時間及びオン遅延時間の説明図である。
【図１３】直流電圧利用率を上げるための従来技術を示す制御ブロック図である。
【図１４】電圧指令等の波形図である。
【図１５】発明の解決課題を説明するための電圧指令等の波形図である。
【符号の説明】
１・・・電力系統
２・・・変圧器
３・・・ＰＷＭ電力変換装置
４・・・電流検出器
５・・・電圧検出器
６・・・減算器
７・・・電流調節器
８・・・加算器
９・・・比較器
１０・・・搬送波発生器
１１ａ〜１１ｆ・・・自己消弧形半導体スイッチング素子
１２ａ〜１２ｆ・・・ダイオード
１３・・・コンデンサ
１４ａ，１４ｂ，１４ｃ・・・加算器
１５・・・３相２相変換回路
１６・・・ベクトル変換回路
１７ａ，１７ｂ，２３・・・３倍調波発生器
１８・・・乗算器
１９，２２・・・ゲイン
２０・・・回転座標変換回路
２１・・・静止座標変換回路
２４ｄ，２４ｑ・・・フィルタ回路
３０，３１・・・正弦波・余弦波発生器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method for controlling a PWM (pulse width modulation) power converter controlled by comparison between a signal wave and a carrier wave. Here, the PWM power conversion device is a semiconductor power conversion device that performs on-off control of a semiconductor switching element by a PWM pulse generated by comparing a signal wave and a carrier wave, and performs DC-AC conversion, AC-DC conversion, and the like. Say.
[0002]
[Prior art]
FIG. 8 is a control block diagram of a conventional PWM power converter. In the figure, the PWM power conversion device 3 converts DC power P _dc and AC power P _ac between the power system 1 via the transformer 2 and corresponds to, for example, a PWM inverter.
As shown in FIG. 9A, the power conversion device 3 includes self-extinguishing semiconductor switching elements (hereinafter simply referred to as semiconductor elements) 11a to 11f such as GTO thyristors, and diodes 12a to 12c connected in reverse parallel thereto. 12f and a capacitor 13 connected between the DC input terminals. FIG. 9B shows one phase of the power conversion device 3, and Q1 and Q2 are semiconductor elements, and correspond to 11a to 11f in FIG. 9A.
[0003]
When the power converter 3 outputs active power, the transformer 2 can be expressed as a reactor X as shown in FIG. Now, as shown in FIG. 10B, by changing the phase of the output voltage vector V _inv of the power converter 3 with respect to the system voltage vector V _s , the difference voltage vector V _x between them is applied to the reactor X, The effective current i flows.
[0004]
In controlling the power converter 3, the deviation between the output voltage command i ^* and the output current i _S in FIG. 8 is obtained by the adder 6 and input to the current regulator 7, and the output is detected by the voltage detector 5. The AC voltage command V ^* (signal wave) for the power converter 3 is calculated by adding the added system voltage V _S to the system voltage V _S using the adder 8. Then, as shown in FIG. 11, an AC voltage command V ^* and a carrier wave CA such as a triangular wave calculated by the carrier wave generator 10 are compared by a comparator 9, and PWM pulses for the semiconductor elements Q1, Q2 (11a to 11f) are compared. To determine the switching timing.
Such a series of control methods is a general PWM (Pulse Width Modulation) control method.
[0005]
Considering only one phase of the power conversion device 3 in FIG. 9B, the PWM control is performed between the sinusoidal voltage command V ^* and the carrier wave CA as shown in FIG. 11 in the case of sinusoidal modulation. When V ^* > CA, the upper arm semiconductor element Q1 is turned on and the lower arm semiconductor element Q2 is turned off. If V ^* <CA, the semiconductor element Q1 is turned off and the semiconductor element Q2 is turned on.
Here, the output voltage V _inv of the power conversion device 3 is expressed by Equation 1 where the direct current voltage of the capacitor 13 is E _d .
[0006]
[Expression 1]
V _inv = {(√3 / 2) × (1 / √2)} E _d × V ^*
(V _inv : Line voltage effective value)
[0007]
From Equation 1, if the voltage E _d of the capacitor 13 is constant, in order to increase the output voltage V _inv of the power converter 3, it can be seen that it is sufficient to increase the voltage command V ^*. However, the voltage command V ^* cannot be made larger than a predetermined value for the following reason.
[0008]
That is, FIG. 12 (a) is a circuit diagram obtained by adding a snubber circuit S in order to protect the semiconductor elements Q1, Q2 from overvoltage, C _s is a snubber capacitor. For example the charge of snubber capacitor C _S overvoltage in the semiconductor device Q2 of the lower arm is charged is applied, the discharge path of the dashed arrows shown in FIG. 12 (a) during on of the semiconductor element Q2. As shown in FIG. 12 (b), it is necessary to ensure the on-delay time t _d to avoid shorting of the discharge time t _c and the semiconductor elements Q1, Q2 of the snubber capacitor C _s, the frequency of the carrier wave CA If the set to _{f s,} ^* the voltage command ^V can not exceed the maximum value ^V _{* max} shown in formula 2.
[0009]
[Expression 2]
^{_{_{V * max = 1-2 × f s}}} × (t c + t d)
[0010]
For example, when t _c = 100 [μs], t _d = [μs], and f _s = 450 [Hz], V ^* _max = 0.865 from Equation 2. Therefore, according to Equation 1, 0.745 times the maximum value of the output voltage of the power converter 3 (√2 × _{V inv)} is the DC voltage _{E d} _{(i.e., √2 × V inv = (√3} / 2) * E _d * 0.865 = 0.745 * E _d ) is the limit, and this is nothing but the DC voltage E _d is not fully utilized.
As described above, when the DC voltage utilization rate is low, the output voltage of the power conversion device 3 becomes low, resulting in a problem that the device capacity becomes small.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
Conventionally, in order to increase the DC voltage utilization rate, as shown in FIG. 13, a triple harmonic generator 23 based on the system voltage V _s is connected to the secondary side of the voltage detector 5 and this triple harmonic is obtained. A voltage command V ^** to be compared with the carrier wave CA is obtained by adding the third harmonic V _3f (in phase with the system voltage V _s ) calculated by the wave generator 23 to the voltage command V ^* in the adder 14. ing. In FIG. 13, the same components as those in FIG. 8 are denoted by the same reference numerals.
[0012]
When the amplitude of the third harmonic V _3f is about 13% of V ^* _max , in the above example, V ^** (adder 14) obtained by adding the voltage command V ^* and the third harmonic V _3f. Output signal) is approximately 0.755 (the maximum value of 0.865 · sin θ + 0.865 × 0.13 · sin 3θ is approximately 0.755).
That is, even if the value of V ^* _max is 0.755, the maximum value (√2 × V _inv ) of the output voltage V _inv of (√3 / 2) × E _d × 0.865 is obtained. In this case, the voltage utilization rate (ratio indicating how much the DC voltage can be converted into the AC voltage) is (√2 × V _inv ) / E _d = (√3 / 2) × 0.865.
On the other hand, when the third harmonic V _3f is not added to the voltage command V ^* , √2 × V _inv = (√3 / 2) × E _d × 0.755 and the voltage utilization rate is (√2 × V _inv ) / E _d = (√3 / 2) × 0.755.
Therefore, if the third harmonic V _3f is added to the voltage command V ^* , the voltage utilization rate increases by about 14.6% (0.865 / 0.755≈1.146). From this, it is possible to increase the utilization rate of the DC voltage within a range not exceeding V ^* _max by adding the third harmonic V _3f .
[0013]
FIG. 14 shows waveforms of the original voltage command V ^* , the third harmonic V _3f, and the voltage command V ^** that is the result of adding them, and the original voltage command V ^* exceeds V ^* _max. However, it can be seen that if the third harmonic V _3f is added, the voltage command V ^** becomes V ^* _max or less.
[0014]
However, according to this method, the phase of the voltage command V ^* with respect to the system voltage V _S changes according to the output of the current regulator 7, and when this phase deviates greatly, as shown in FIG. _3f and the voltage command V ^* are greatly out of phase. As a result, the voltage command V ^** becomes larger than the voltage command V ^* and exceeds V ^* _max , and the DC voltage utilization rate is improved. There were cases where it was not possible.
Therefore, the present invention adds a third harmonic of the same phase calculated based on the original AC voltage command to the original AC voltage command, and exceeds the limit value regardless of the phase of the AC voltage command. It is an object of the present invention to provide a control method for a PWM converter that increases the DC voltage utilization rate in the absence of the voltage.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
To solve the above problems, the invention of claim 1 Symbol placement generates a PWM pulse by comparing the signal waves and the carrier wave, power conversion by turning on and off control of the semiconductor switching element with the PWM pulse In the PWM power converter that performs
The three-phase AC voltage command to be supplied to the power conversion device is three-phase to two-phase converted , further vector-converted and separated into first and second AC waveform signals and amplitude signals having the same frequency, and the AC waveform A triple harmonic signal having the same phase as that of the AC voltage command even when the signal frequency is tripled is generated, and the signal obtained by multiplying the amplitude signal by a predetermined value is multiplied by the triple harmonic signal. This signal is added to the original AC voltage command to generate a final AC voltage command.
[0016]
The invention according to claim 2 is a PWM power converter that performs power conversion by comparing a signal wave and a carrier wave to generate a PWM pulse, and performing on / off control of the semiconductor switching element using the PWM pulse.
The three-phase AC voltage command to be supplied to the power conversion device is three-phase to two-phase converted , further vector-converted and separated into first and second AC waveform signals and amplitude signals having the same frequency, and the AC waveform A triple harmonic signal having the same phase as the AC voltage command is generated even if the frequency of the signal is tripled, and a signal obtained by multiplying the triple harmonic signal by a predetermined value is used as the original AC voltage command. To generate a final AC voltage command.
[0017]
According to a third aspect of the present invention, there is provided a PWM power conversion device that performs a power conversion by generating a PWM pulse by comparing a signal wave and a carrier wave, and performing on / off control of a semiconductor switching element using the PWM pulse. A three-phase AC voltage command applied to the power converter is converted into a first and second rotational coordinate axis component and an amplitude signal based on the frequency of the AC voltage command by three-phase to two-phase conversion, and the rotational coordinate axis component Is used to generate a third harmonic signal having the same phase as that of the AC voltage command based on the third frequency of the AC voltage command, and the signal obtained by multiplying the amplitude signal by a predetermined value is multiplied by the third harmonic signal. The final AC voltage command is generated by adding the obtained signal to the original AC voltage command.
[0018]
The invention according to claim 4 is a PWM power converter that performs power conversion by comparing a signal wave and a carrier wave to generate a PWM pulse, and performing on / off control of the semiconductor switching element using the PWM pulse. The three-phase AC voltage command given to the power converter is converted into a first and second rotational coordinate axis component and an amplitude signal based on the frequency of the AC voltage command by three-phase to two-phase conversion, and the rotational coordinate axis Based on the signal obtained by generating a third harmonic signal having the same phase as that of the AC voltage command by using a component as a reference with a frequency three times that of the AC voltage command, and multiplying the third harmonic signal by a predetermined value. The final AC voltage command is generated by adding to the AC voltage command.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a control block diagram showing the first embodiment, and three-phase AC voltage commands V _a ^* , V _b ^* , and V _c ^* given to the PWM converter 3 are generated by a three-phase two-phase conversion circuit 15. It is converted into two-phase quantities Vα and Vβ. Here, the AC voltage commands V _a ^* , V _b ^* , and V _c ^* are signals corresponding to the output signal of the adder 8 in FIG. In Equation 3, V _m is the amplitude, ω is the angular frequency, and φ is the phase angle.
[0020]
[Equation 3]

[0021]
The three-phase to two-phase conversion circuit 15 obtains the two-phase quantities Vα and Vβ shown in Equation 5 by the calculation of Equation 4.
[0022]
[Expression 4]

[0023]
[Equation 5]

[0024]
The two-phase quantities Vα and Vβ are input to the vector conversion circuit 16, and the cosine wave V _1C and sine wave V _1S shown in Expression 7 and the amplitude V _{m of the} voltage command are output by the calculation of Expression 6.
[0025]
[Formula 6]

[0026]
[Expression 7]

[0027]
The cosine wave V _1C output from the vector conversion circuit 16 is input to the triple harmonic generator 17a. In this triple harmonic generator 17a, the calculation of Formula 8 based on the triple angle formula, specifically, the calculation of Formula 9, and the triple harmonic V _3f ′ obtained by triple the frequency of V _1C is obtained. Output.
[0028]
[Equation 8]
V _3f '= 4 × V _1C ³ -3 × V _1C
[0029]
[Equation 9]

[0030]
On the other hand, the amplitude V _m is multiplied by a gain 22 (for example, −0.13) having a predetermined value, and the result is multiplied by the third harmonic V _3f ′ of Expression 9 by the multiplier 18 to obtain 3 shown in Expression 10. A harmonic wave V _3f is obtained.
The triple harmonic V _3f is added to the original voltage commands V _a ^* , V _b ^* , and V _c ^* in the adders 14a, 14b, and 14c, whereby a final voltage command for each of the three phases is obtained. V _a ^** , V _b ^** , and V _c ^** are output, and these voltage commands are compared with a carrier wave as a signal wave to generate a PWM pulse.
[0031]
[Expression 10]
V _3f = −0.13 · V _m · cos {3 (ωt−φ)}
[0032]
FIG. 2 shows voltage commands V _a ^* , V _b ^* , V _c ^* , two-phase quantities Vα, Vβ, cosine wave V _1C , sine wave V _1S , amplitude V _m , and triple harmonic V _3f , in this embodiment. The waveforms of V _3f ′, final voltage commands V _a ^** , V _b ^** , and V _c ^** are shown.
As is apparent from this figure, according to the present embodiment, the third harmonic V _3f is always in phase with the original voltage commands V _a ^* , V _b ^* , V _c ^* . That is, the zero cross point of the third harmonic V _3f coincides with the zero cross points of the voltage commands V _a ^* , V _b ^* , and V _c ^* . As described above, the AC voltage command is separated and calculated into the amplitude V _m and the AC waveform (cosine wave V _1C and sine wave V _1S ), and the value obtained by multiplying the amplitude V _m by a predetermined value and the AC waveform (cosine wave V _1C). ) frequency can be obtained and a 3-fold harmonic V _3f triple harmonic V _{3f 'and} multiplied to the AC voltage command having the same phase which was three times, each phase of the triple harmonic V _3f Voltage command V _a ^* , V _b ^* , V _c ^* and voltage command V _a ^* , V _b ^* , V _c ^* or less, and not exceeding the limit value V ^* _max V _a ^** , V _b ^** , and V _c ^** can be obtained.
For this reason, regardless of the phase of the voltage command, the output voltage of the power converter 3 can be increased within a range not exceeding the limit value V ^* _max , and the DC voltage utilization rate can be increased.
[0033]
FIG. 3 shows how the amplitude of the third harmonic V _3f changes in accordance with the amplitude of the original voltage commands V _a ^* , V _b ^* , and V _c ^* in this embodiment. This can be understood from Equation 10 described above and the fact that the multiplier V 18 multiplies the third harmonic wave V _3f by a value obtained by multiplying the amplitude V _m by the gain 22 in FIG. Note that FIG. 3 is also compared and referred to in the following description of the second embodiment.
[0034]
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 4 is a control block diagram of this embodiment, and the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In this embodiment, the third harmonic V _3f ′ output from the third harmonic generator 17a is multiplied by a predetermined gain 19 (for example, −0.13) to obtain voltage commands V _a ^* , V _b ^* , A third harmonic wave V _3f having a constant amplitude that does not depend on the magnitude of V _c ^* is output. This triple harmonic wave V _3f is a value obtained by removing V _m on the right side of Equation 10 described above (assuming 1).
[0035]
The above third harmonic V _3f is added to the voltage commands V _a ^* , V _b ^* , V _c ^* of the respective phases in the adders 14a, 14b, 14c in the same manner as in FIG. * the voltage command _^V ^_{_a,} _V b _*, the voltage command does not exceed the limit value ^V _{* max} be at _V ^{c *} below _{^{_{^{_{V a **, V b **,}}}}} V c ** is obtained.
Also in the present embodiment, the output voltage of the power conversion device 3 can be increased within a range not exceeding the limit value V ^* _max regardless of the phase of the voltage command, and the DC voltage utilization rate can be increased.
[0036]
In the first embodiment, the amplitude of the third harmonic V _3f changes according to the amplitude of the voltage commands V _a ^* , V _b ^* , V _c ^* as shown in FIG. In the embodiment, as shown in FIG. 5, the amplitude of the third harmonic V _3f is constant regardless of the amplitudes of the voltage commands V _a ^* , V _b ^* , and V _c ^* .
According to this embodiment, compared with the first embodiment, there is an advantage that the multiplier 18 is not necessary and the circuit configuration is simplified.
[0037]
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. Components identical to those in FIGS. 1 and 4 are given the same reference numerals.
In FIG. 6, voltage commands V _a ^* , V _b ^* , and V _c ^* for each phase are input to a three-phase two-phase conversion circuit 15 and converted into two-phase quantities Vα and Vβ. Here, the voltage commands V _a ^* , V _b ^* , and V _c ^* are expressed by the above Equation 3, and the two-phase amounts Vα and Vβ output from the three-phase to two-phase conversion circuit 15 are as shown in Equation 5. is there.
[0038]
A sine wave / cosine wave generator 30 outputs a sine wave sin ωt and a cosine wave cos ωt having the same frequency as the voltage commands V _a ^* , V _b ^* and V _c ^* , and the sine wave sin ωt and the cosine wave cos ωt rotate. Input to the coordinate axis conversion circuit 20.
In the rotational coordinate axis conversion circuit 20, the rotational coordinate axis component V based on the frequency of the sine wave sin ωt and the cosine wave cos ωt (voltage commands V _a ^* , V _b ^* , V _c ^* ) from the two-phase quantities Vα, Vβ by Equation 11. _d and _Vq are calculated. That is, Formula 11 is calculated and Formula 12 is obtained by applying the addition theorem. The rotation coordinate axis components V _d and V _q thus obtained are removed by the

filter circuits

24d and 24q from the harmonic component and the reverse phase component included in the voltage command.
[0039]
[Expression 11]

[0040]
[Expression 12]

[0041]
The rotational coordinate axis components V _d and V _q are input to the vector conversion circuit 16, and the cosine wave V _1CA and the sine wave V _1SA are obtained by the calculation of Equation 13. Further, the vector conversion circuit 16 outputs the amplitude V _m of the voltage command.
[0042]
[Formula 13]

[0043]
In the triple harmonic generator 17b, the calculation of Expression 14 is performed according to the triple angle formula to obtain V _2CA and V _{2SA in} which the frequencies of V _1CA and V _1SA are tripled and output to the stationary coordinate conversion circuit 21.
[0044]
[Expression 14]

[0045]
A sine wave / cosine wave generator 31 outputs a sine wave sin3ωt and a cosine wave cos3ωt having a frequency three times that of the voltage commands V _a ^* , V _b ^* , V _c ^* , and these sine wave sin3ωt and cosine wave cos3ωt. _Are input to the stationary coordinate conversion circuit 21 together with the V _2CA and V _2SA .
The static coordinate conversion circuit 21 calculates Formula 15, more specifically, Formula 16, and applies the addition theorem to output triple harmonics V _3fd and V _3fq having the triple frequency of each phase voltage command.
[0046]
[Expression 15]

[0047]
[Expression 16]

[0048]
On the other hand, the amplitude V _m is multiplied by a gain 22 (for example, −0.13) having a predetermined value, and the result is multiplied by the third harmonic V _3fd by the multiplier 18, and the equation 17 is obtained similarly to the equation 10. The third harmonic V _{3f shown} is obtained.
The triple harmonic V _3f is added to the original voltage commands V _a ^* , V _b ^* , and V _c ^* in the adders 14a, 14b, and 14c, whereby a final voltage command for each of the three phases is obtained. V _a ^** , V _b ^** , and V _c ^** are used for comparison with the carrier wave.
[0049]
[Expression 17]
V _3f = −0.13 · V _m · cos {3 (ωt−φ)}
[0050]
According to the present embodiment, the third harmonic V _3f is always in phase with the original voltage commands V _a ^* , V _b ^* , V _c ^* . In this way, the alternating voltage command is separated into the rotation coordinate axis components V _1CA and V _1SA based on the amplitude V _m and the frequency of the voltage command, and the value obtained by multiplying the amplitude V _m by a predetermined value and the voltage command 3 double frequency can be obtained three times harmonic V _3f triple harmonic V _3fd multiplies the in voltage command having the same phase which is calculated as a reference, the voltage command V of each phase of the triple harmonic V _3f _a ^_*, _V ^b ^*, if the addition respectively _V ^{c *,} based on voltage command _^V ^a _{_*,} _V b _*, the voltage command _V ^{a **} to be at _V ^{c *} below does not exceed the limit value ^V _{* max} , V _b ^** , V _c ^** can be obtained.
Therefore, also in this embodiment, regardless of the phase of the voltage command, the output voltage of the power converter 3 can be increased within a range not exceeding the limit value V ^* _max , and the DC voltage utilization rate can be increased.
[0051]
Finally, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In this embodiment, the operations from the three-phase two-phase conversion circuit 15 to the stationary coordinate conversion circuit 21 are the same as those in the third embodiment.
In this embodiment, the third harmonic V _3fd output from the stationary coordinate conversion circuit 21 is multiplied by a gain 19 (for example, −0.13) having a predetermined value. Thereby, unlike the third embodiment, the third harmonic V _3f having a constant amplitude independent of the magnitudes of the voltage commands V _a ^* , V _b ^* , and V _c ^* is output. This triple harmonic wave V _3f is a value obtained by removing V _m on the right side of Equation 17 (assuming 1).
[0052]
The triple harmonic _{V 3f} are adders 14a, 14b, of each phase in 14c voltage command _{^{_{^{_{V a *, V b *,}}}}} V c * to be respectively added, based on the voltage command _{_V} ^a _^*, _V ^b * , V _c ^* or less, and voltage commands V _a ^** , V _b ^** , and V _c ^** not exceeding the limit value V ^* _max are obtained.
Thereby, also in this embodiment, the output voltage of the power converter 3 can be increased within a range not exceeding the limit value V ^* _max regardless of the phase of the voltage command, and the DC voltage utilization rate can be increased.
According to this embodiment, the multiplier 18 in FIG. 6 is not required as in the second embodiment, so that the circuit configuration is simplified.
[0053]
In each of the above embodiments, the third harmonic is generated using a cosine wave obtained by the separation calculation of the voltage command of each phase, but it is also possible to generate the third harmonic using a sine wave. It is.
[0054]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a triple harmonic having the same phase as that of the original voltage command is generated, and this final harmonic is added to the original voltage command. Since the command is obtained, even when the phase of the voltage command changes with respect to the system voltage, an appropriate triple harmonic can always be obtained, and the power conversion value within a range not exceeding the limit value of the voltage command The DC voltage utilization rate can be increased.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a control block diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a voltage waveform diagram showing the operation of the first embodiment.
FIG. 3 is a voltage waveform diagram when the magnitudes of voltage commands are different in the first embodiment.
FIG. 4 is a control block diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a voltage waveform diagram when the magnitudes of voltage commands are different in the second embodiment.
FIG. 6 is a control block diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a control block diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a control block diagram showing a conventional technique.
FIG. 9 is a main circuit configuration diagram of the power converter.
FIG. 10 is an operation explanatory diagram of the power converter.
FIG. 11 is a waveform diagram for explaining the PWM control principle of the power converter.
FIG. 12 is an explanatory diagram of a snubber circuit, a discharge time, and an on-delay time in the power conversion device.
FIG. 13 is a control block diagram showing a conventional technique for increasing a DC voltage utilization rate.
FIG. 14 is a waveform diagram of a voltage command and the like.
FIG. 15 is a waveform diagram of a voltage command or the like for explaining a problem to be solved by the invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Electric power system 2 ... Transformer 3 ... PWM power converter 4 ... Current detector 5 ... Voltage detector 6 ... Subtractor 7 ... Current regulator 8 ... Adder 9 ... Comparator 10 ... Carrier generators 11a-11f ... Self-extinguishing semiconductor switching elements 12a-12f ... Diode 13 ... Capacitors 14a, 14b, 14c ... Addition 15 ... 3-phase 2-phase conversion circuit 16 ... vector conversion circuits 17a, 17b, 23 ... 3 harmonic generator 18 ...

multipliers

19, 22 ... gain 20 ... rotation Coordinate transformation circuit 21 ... stationary coordinate

transformation circuits

24d, 24q ... filter

circuits

30, 31 ... sine wave / cosine wave generator

Claims

In a PWM power conversion device that performs a power conversion by generating a PWM pulse by comparing a signal wave and a carrier wave, and performing on / off control of a semiconductor switching element using the PWM pulse,
The three-phase AC voltage command to be supplied to the power conversion device is three-phase to two-phase converted , further vector-converted and separated into first and second AC waveform signals and amplitude signals having the same frequency, and the AC waveform A triple harmonic signal having the same phase as that of the AC voltage command even when the signal frequency is tripled is generated, and the signal obtained by multiplying the amplitude signal by a predetermined value is multiplied by the triple harmonic signal. A control method for a PWM power converter, wherein a final AC voltage command is generated by adding the received signal to the original AC voltage command.

In a PWM power conversion device that performs a power conversion by generating a PWM pulse by comparing a signal wave and a carrier wave, and performing on / off control of a semiconductor switching element using the PWM pulse,
The three-phase AC voltage command to be supplied to the power conversion device is three-phase to two-phase converted , further vector-converted and separated into first and second AC waveform signals and amplitude signals having the same frequency, and the AC waveform A triple harmonic signal having the same phase as the AC voltage command is generated even if the frequency of the signal is tripled, and a signal obtained by multiplying the triple harmonic signal by a predetermined value is used as the original AC voltage command. And a final AC voltage command is generated by adding to the control method.

In a PWM power conversion device that performs a power conversion by generating a PWM pulse by comparing a signal wave and a carrier wave, and performing on / off control of a semiconductor switching element using the PWM pulse,
The three-phase AC voltage command given to the power converter is converted into a first and second rotational coordinate axis component and an amplitude signal based on the frequency of the AC voltage command by three-phase to two-phase conversion, and the rotational coordinate axis A component is used to generate a third harmonic signal having the same phase as the AC voltage command with reference to the third frequency of the AC voltage command, and a signal obtained by multiplying the amplitude signal by a predetermined value and the third harmonic signal. A method for controlling a PWM power converter, comprising: adding a signal obtained by multiplication to an original AC voltage command to generate a final AC voltage command.

In a PWM power conversion device that performs a power conversion by generating a PWM pulse by comparing a signal wave and a carrier wave, and performing on / off control of a semiconductor switching element using the PWM pulse,
The three-phase AC voltage command given to the power converter is converted into a first and second rotational coordinate axis component and an amplitude signal based on the frequency of the AC voltage command by three-phase to two-phase conversion, and the rotational coordinate axis Based on the signal obtained by generating a third harmonic signal having the same phase as that of the AC voltage command by using a component as a reference with a frequency three times that of the AC voltage command, and multiplying the third harmonic signal by a predetermined value. A control method for a PWM power converter, wherein a final AC voltage command is generated by adding to the AC voltage command.