JP3800714B2

JP3800714B2 - Discharge lamp lighting device

Info

Publication number: JP3800714B2
Application number: JP10221497A
Authority: JP
Inventors: 浩史野呂; 直樹小松
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-04-18
Filing date: 1997-04-18
Publication date: 2006-07-26
Anticipated expiration: 2017-04-18
Also published as: JPH10294186A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプ、水銀ランプ等の始動時に高圧パルスを印加する必要のある高輝度高圧放電灯（ＨＩＤランプ）を点灯するための放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１４にＨＩＤランプ等を点灯させる放電灯点灯装置の一従来例を示す。図中、１は交流電源、Ｌ０はインダクタ、２は始動時に高圧パルスの印加を必要とする放電灯であり、交流電源１とインダクタＬ０と放電灯２とにより主点灯回路が構成されている。この放電灯点灯装置は、放電灯２を点灯させるための放電灯始動回路２２を有しており、Ｒ６は抵抗、Ｃ６はコンデンサであり、交流電源１から抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣ６に電荷が供給される。Ｑ６は電圧応答性の例えばサイダックのようなスイッチング素子であり、コンデンサＣ６の充電電圧がスイッチング素子Ｑ６のブレークオーバー電圧に達すると導通するようになっている。ＰＴは低圧側巻線Ｎ１と高圧側巻線Ｎ２を有するパルストランスであり、コンデンサＣ６とスイッチング素子Ｑ６と低圧側巻線Ｎ１とにより振動回路が構成されており、コンデンサＣ６に充電された電荷がスイッチング素子Ｑ６の導通によりパルストランスＰＴの低圧側巻線Ｎ１を介してパルス状の電流として放出されるようになっている。つまり、抵抗Ｒ６を介して交流電源１からコンデンサＣ６に充電された電圧がスイッチング素子Ｑ６のブレークオーバー電圧に達すると、スイッチング素子Ｑ６がブレークオーバーして導通し、コンデンサＣ６に充電されていた電荷は、パルストランスＰＴの低圧側巻線Ｎ１を介してパルス状の電流として放出され、このパルス状の電流により低圧側巻線Ｎ１に発生した電圧は高圧側巻線Ｎ２に昇圧され、高圧パルスが発生し、この高圧パルスがコンデンサＣ２を介して交流電源１の電圧に重畳されて放電灯２に印加され、その結果、放電灯２は始動し、点灯状態に入る。放電灯２は点灯状態に入ると、電圧が低下し、主点灯回路により点灯状態を保持される。
【０００３】
図１４の電気回路における主要波形を図１５に示す。同図（ａ）は交流電源１の電圧波形であって正弦波形を示している。同図（ｂ）はコンデンサＣ６の両端電圧Ｖｃ６であって交流電源１のゼロ点から時間ｔ１後にスイッチング素子Ｑ６のブレークオーバー電圧に達してスイッチング素子Ｑ６が導通することを表している。同図（ｃ）はスイッチング素子Ｑ６が導通した後にスイッチング素子Ｑ６に流れるパルス電流Ｉ１を示しており、この波形は振動回路のコンデンサＣ６と低圧側巻線Ｎ１の定数でほぼ決定される共振周波数の減衰振動波形となっている。同図（ｄ）はパルストランスＰＴの高圧側巻線Ｎ２に発生する電圧Ｖｎ２であり、低圧側巻線Ｎ１に発生した電圧が電磁誘導により高圧側巻線Ｎ２に昇圧されるので、高圧側巻線Ｎ２に発生する電圧Ｖｎ２としては減衰振動状の高圧パルスとなるのである。
【０００４】
次に、主安定器が前述の銅鉄型の安定器ではなく、電子バラストである場合の一従来例を図１６に示す。なお、同一の素子には同一の符号を付してある。これは交流電源１に接続された整流用のダイオードブリッジＤＢと、その整流出力を平滑する電解コンデンサＣ０とから成る直流電源部１０により直流電源を生成し、この直流電源を用いて放電灯２を点灯させようとするものである。この電子回路においては、直流電源とスイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１とコンデンサＣ２とスイッチング素子Ｑ４とにより一方のチョッパ回路が構成され、直流電源とスイッチング素子Ｑ３とコンデンサＣ２とインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ２とにより他方のチョッパ回路が構成されており、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ３が高周波スイッチング動作を行うものである。また、ダイオードＤ１〜Ｄ４は回生用ダイオードである。ここで、スイッチング素子Ｑ４がＯＮで且つスイッチング素子Ｑ２がＯＦＦであると、スイッチング素子Ｑ１の高周波スイッチングによりコンデンサＣ２の両端には略直流電圧が発生し、逆にスイッチング素子Ｑ２がＯＮで且つスイッチング素子Ｑ４がＯＦＦであると、スイッチング素子Ｑ３の高周波スイッチングによりコンデンサＣ２の両端には前記の場合とは逆極性の略直流電圧が発生する。従って、スイッチング素子Ｑ２とＱ４とを一定の周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦさせることにより、コンデンサＣ２の両端には、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦの周波数と同じ周波数の矩形波交流電圧が発生する。そして、この矩形波交流電圧を放電灯始動回路２２に供給しているので、放電灯２が安定に点灯されるのである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べてきた放電灯始動回路２２の回路方式では、パルストランスＰＴの低圧側巻線Ｎ１に印加される電圧はコンデンサＣ６に蓄積された電圧であり、かつスイッチング素子Ｑ６のブレークオーバー電圧以下にしか設定できない。これは放電灯始動回路２２に印加される矩形波交流電圧以下であることを意味する。ところが放電灯２が始動するのに必要とされる高圧パルス電圧が非常に高い場合、上記回路方式では高圧パルストランスＰＴの低圧側巻線Ｎ１に印加される電圧には制限があるため、高圧側巻線Ｎ２の巻数を増やさなければならず、高圧パルストランスＰＴの大型化につながってしまう。また、低圧側巻線Ｎ１に印加される電圧を上げるには放電灯始動回路２２の入力電圧、つまり矩形波交流電圧を高くしなければならず、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４及びダイオードＤ１〜Ｄ４として耐圧の高い素子を必要とし、これらの素子の大型化そしてコスト上昇につながってしまう。
【０００６】
本発明は上述の点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、放電灯始動回路を大型化せず、回路内の部品のストレスを低減し、且つ放電灯を確実に始動できる放電灯点灯装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、少なくとも始動時に高圧パルスの印加を必要とする放電灯２と、高圧パルス発生用の変圧器ＰＴの高圧側巻線Ｎ２とが閉回路内に存在し、直流電源１０と少なくとも１つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４とダイオードＤ１〜Ｄ４と第１のインダクタＬ１と第１のコンデンサＣ２を含み、放電灯２に矩形波交流電力を供給するインバータ回路部を具備し、始動時に高圧パルスを発生する放電灯始動回路２２を具備する放電灯点灯装置において、前記インバータ回路部は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路とが直流電源に並列接続され、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にはダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列接続され、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点の間に、第１のインダクタＬ１と第１のコンデンサＣ２の直列回路が接続されて、第１のコンデンサＣ２の両端がインバータ回路部の出力端となり、この出力端に放電灯２と高圧パルス発生用の変圧器ＰＴの高圧側巻線の直列回路が接続され、前記放電灯始動回路２２は少なくとも１つの電圧応答型スイッチング素子Ｑ６と第２のインダクタＬ２と第２のコンデンサＣ６と高圧パルス発生用の変圧器ＰＴの低圧側巻線Ｎ１とで構成される直列回路がインバータ回路部の出力端に接続され、前記電圧応答型スイッチング素子Ｑ６には抵抗Ｒ６が並列に接続されており、出力極性の反転時に第１及び第２のコンデンサＣ２，Ｃ６の充電電圧の和により、電圧応答型スイッチング素子Ｑ６をＯＮさせて放電灯２に高圧パルスを印加することを特徴とするものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１に第１の実施例を示す。本実施例は放電灯始動回路２２においてコンデンサＣ６とＣ２の充電電圧の和でスイッチング素子Ｑ６をＯＮさせ、高圧パルストランスＰＴの低圧側巻線Ｎ１に従来のほぼ２倍の電圧を印加できるようにしたものである。
【０００９】
以下、この回路方式の動作について、図２の波形図を用いて説明する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、図のように対角方向に並ぶ素子Ｑ１とＱ４及びＱ２とＱ３がペアとなって低周波動作と共に高周波でスイッチングしている。これにより放電灯始動回路２２に入力される矩形波交流電圧は図中で示したようになる。ここで、コンデンサＣ２は放電灯始動回路２２の入力端に並列に接続されているので、コンデンサＣ２に印加される電圧Ｖｃ２は矩形波交流電圧と同じである。一方、コンデンサＣ６は高圧パルストランスＰＴの低圧側巻線Ｎ１、抵抗Ｒ６、インダクタＬ２を介して充放電を繰返し、図中のＶｃ６のような波形となる。次に、スイッチング素子Ｑ６に印加される電圧は、コンデンサＣ６とＣ２の電圧の和となるが、矩形波の安定時にはコンデンサＣ６とＣ２の極性が逆であるため｜Ｖｃ２｜−｜Ｖｃ６｜となり、スイッチング素子Ｑ６のブレ−クオーバー電圧には達せず、スイッチング素子Ｑ６はＯＮしない。ところが、矩形波電圧の極性が反転すると、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２もほぼ同時に反転するため、このときスイッチング素子Ｑ６には図のような｜Ｖｃ２｜＋｜Ｖｃ６｜の電圧Ｖｓが印加され、スイッチング素子Ｑ６のブレークオーバー電圧に達してスイッチング素子Ｑ６をＯＮさせる。これにより高圧パルストランスＰＴの低圧側巻線Ｎ１にはパルス電流が流れ、高圧側巻線Ｎ２に図のように高圧パルス電圧を発生させることができる。以上述べたような回路方式では、矩形波電圧のほぼ２倍の電圧を高圧パルストランスＰＴの低圧側巻線Ｎ１に印加することが出来るので、前述の回路方式に比べて高圧パルストランスＰＴを小型化できる。
【００１０】
尚、本実施例においては、点灯部をフルブリッジ回路で構成したが、この点灯部を実施例２で述べるような降圧チョッパ回路部と極性反転回路部で構成してもよい。また同様に、実施例３で述べるようなハーフブリッジ回路で構成してもよい。
【００１１】
（実施例２）
図３に第２の実施例を示す。本実施例は実施例１のフルブリッジ回路を降圧チョッパ回路部２０と極性反転回路部２１に分けて構成したものである。図４に各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５の動作及びランプ電流波形を示す。以下、この回路の動作について簡単に説明する。
【００１２】
点灯部は降圧チョッパ回路部２０と極性反転回路部２１と放電灯始動回路２２とからなっている。降圧チョッパ回路部２０はスイッチング素子Ｑ５とダイオードＤ５とインダクタＬ１とコンデンサＣ１とからなり、スイッチング素子Ｑ５のＯＮ時には、コンデンサＣ０からインダクタＬ１を介してコンデンサＣ１に電流を流し、スイッチング素子Ｑ５のＯＦＦ時には、ダイオードＤ５を介してインダクタＬ１の蓄積エネルギーをコンデンサＣ１に放出するように構成している。スイッチング素子Ｑ５のパルス幅あるいはスイッチング周波数を制御することにより、コンデンサＣ１の電圧、つまり、ランプ電圧を制御することができる。
【００１３】
次に、極性反転回路部２１はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４からなり、フルブリッジ回路を構成している。この極性反転回路部２１は各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が図４に示すような動作を行い、放電灯２に図示の矩形波交流電力を供給している。以上の構成により、本実施例においても実施例１と同様の効果を得ることが出来る。
【００１４】
（実施例３）
図５に第３の実施例を示す。本実施例は点灯部を図示したようなハーフブリッジ回路にて構成したものである。また、図６は図中のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦ動作及びランプ電流波形を示したものである。以下、この回路について説明する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はそれぞれ図６に示すような高周波スイッチングを繰り返す。つまり、図３の回路におけるスイッチング素子Ｑ５とＱ１〜Ｑ４を兼用したものである。また、スイッチング素子Ｑ１が高周波スイッチングしているサイクルにおいては、ＯＦＦ時にインダクタＬ１のエネルギーはダイオードＤ２を介してコンデンサＣ４に帰還され、スイッチング素子Ｑ２が高周波スイッチングしているサイクルにおいては、ＯＦＦ時にインダクタＬ１のエネルギーはダイオードＤ１を介してコンデンサＣ３に帰還される。つまり、ダイオードＤ１、Ｄ２は図３の回路におけるダイオードＤ５の機能を果たしているものである。
【００１５】
本実施例は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に例えばＦＥＴのようなダイオード内蔵型の素子を用いれば、ダイオードＤ１、Ｄ２はこのダイオードで兼用することができ、スイッチング素子とダイオードの使用個数は２個となり、コストダウン、小型化という面で有利である。
【００１６】
（実施例４）
図７に第４の実施例を示す。前述の実施例１には次のような問題が存在する。それは極性反転する際に対角方向に並ぶペアのスイッチング素子のうち、まず高電位側のスイッチング素子Ｑ１やＱ３が先にＯＦＦして、その後、その低電位側のスイッチング素子Ｑ２やＱ４がＯＮして、その後、反対側の低電位側のスイッチング素子Ｑ４やＱ２がＯＦＦして、その後、その高電位側のスイッチング素子Ｑ３やＱ１がＯＮするような動作をする場合に発生する。今、例えばスイッチング素子Ｑ１とＱ４がＯＮしていたとする。次に、極性反転のためにスイッチング素子Ｑ１がＯＦＦし、スイッチング素子Ｑ２がＯＮしたとすると、このとき、低電位側のスイッチング素子Ｑ２とＱ４が両方共ＯＮしているため、ブリッジ回路の低電位側に閉ループが形成される。この閉ループ内においてコンデンサＣ６、インダクタＬ２及びインダクタＬ２に含まれる浮遊容量、スイッチング素子Ｑ６の寄生容量、高圧パルストランスＰＴの低圧側巻線Ｎ１、インダクタＬ１によるＬＣの共振振動により、スイッチング素子Ｑ６の両端に図８に示すようなリンギング電圧が印加されてしまう。通常、この回路方式においては、スイッチング素子Ｑ６のブレークオーバー電圧Ｖｂｏを、
｜Ｖｃ６｜＜Ｖｂｏ＜｜Ｖｃ２｜＋｜Ｖｃ６｜
となるように設定し、矩形波電圧が極性反転したときにだけスイッチング素子Ｑ６がＯＮするようにしている。ところが、図８のようなリンギング電圧がスイッチング素子Ｑ６に印加されてしまうと、この時点でスイッチング素子Ｑ６がＯＮしてしまい、コンデンサＣ６の電荷が放電されてしまう。これでは高圧パルストランスＰＴの低圧側巻線Ｎ１に印加される電圧はＶｃ２だけであり、本来の｜Ｖｃ２｜＋｜Ｖｃ６｜よりも低く、高圧パルス電圧のピーク値を減少させてしまう。
【００１７】
そこで、本実施例ではインダクタＬ２と並列にコンデンサＣ７を接続することにより、極性反転時に低電位側のスイッチング素子が同時にＯＮしてもスイッチング素子Ｑ６の両端に異常なリンギング電圧が印加されるのを防止し、所定の高圧パルス電圧を発生できるようにしたものである。これはリンギング電圧の共振周波数の一部にインダクタＬ２の浮遊容量が含まれていることに着目し、インダクタＬ２と並列にコンデンサＣ７を接続して共振周波数を低減したものである（図９参照）。
【００１８】
なお、本実施例では点灯部をフルブリッジ回路で説明したが、図１０のような降圧チョッパ回路部２０と極性反転回路部２１を組み合わせた構成でも同じ効果を得ることができる。
【００１９】
以上の実施例においては、放電灯点灯装置の一部についてのみ言及し、全体の詳細回路図については触れなかったが、例えばこれを実際の放電灯点灯装置に当てはめると、以下のようになる。
【００２０】
（実施例５）
図１１〜図１３に本発明を製品として具体化した点灯装置を一例として示す。図１１は電源入力部、図１２は力率改善部、図１３は点灯回路部であり、各図は点Ｊ１〜Ｊ８において接続されている。
【００２１】
図１１に示す電源入力部では、端子ＴＭ１，ＴＭ２に接続された交流電源１から、ヒューズＦＳ、サーマルプロテクタＴＰ、低抵抗Ｒ４、並びフィルタ回路を介して整流回路ＤＢの交流入力端子に接続されており、整流回路ＤＢの直流出力端子には、コンデンサＣ９が接続されている。このコンデンサＣ９は小容量のものであり、実際の平滑動作は後段の力率改善部の昇圧チョッパ回路により行われる。フィルタ回路は、サージ電圧吸収用のＺＮＲ（酸化亜鉛非線形抵抗）、コイルＬ５、Ｌ６、及びコンデンサＣｘ、Ｃｙ、Ｃ８、Ｃ８１、Ｃ８２を含み、コンデンサＣ８１，Ｃ８２の直列回路の中点はコンデンサＣ８３を介して端子ＴＭ５に接続され、端子ＴＭ５は大地（アース）に接続されている。
【００２２】
図１２に示す力率改善部は、インダクタＬ７とスイッチング素子Ｑ７及びダイオードＤ７を含む昇圧チョッパ回路よりなり、点Ｊ１から整流回路ＤＢの全波整流出力を受けて、点Ｊ２に接続された電解コンデンサＣ０（図１３）に昇圧された平滑な直流電圧を得るものである。昇圧チョッパ回路のスイッチング素子Ｑ７は昇圧チョッパ制御回路４のドライブ出力から抵抗Ｒ７１，Ｒ７２を介して駆動され、その電流は抵抗Ｒ７３により検出される。また、インダクタＬ７に流れる電流は、２次巻線に接続された抵抗Ｒ７４を介して検出される。さらに、点Ｊ２に生じる出力電圧は抵抗Ｒ８，Ｒ９を介して検出され、点Ｊ１の入力電圧は抵抗Ｒ９１，Ｒ９２を介して検出される。昇圧チョッパ制御回路４の動作電源Ｖｃｃ１は、電源投入時には抵抗Ｒ９３，Ｒ９４を介して点Ｊ１から供給されるが、スイッチング素子Ｑ７のスイッチング動作が開始すると、インダクタＬ７の２次巻線出力をダイオードＤ７１，Ｄ７２で整流し、抵抗Ｒ７を介してコンデンサＣ７１に得られた直流電圧がダイオードＤ７３を介して供給される。このコンデンサＣ７１に得られる直流電圧は、三端子型の電圧レギュレータＩＣ１により定電圧化されて、点灯回路部制御回路５の動作電源Ｖｃｃとなる。点灯回路部制御回路５は、図１３に示す点灯回路部より点Ｊ３〜Ｊ５を介してゼロ電流検出、過電流検出、ランプ電圧検出を行うと共に、点Ｊ６〜Ｊ８を介して矩形波ドライブ及び降圧チョッパドライブ信号を出力している。
【００２３】
図１３に示す点灯回路部は、降圧チョッパ回路部２０を備え、電解コンデンサＣ０に得られた点Ｊ２の直流電圧をスイッチング素子Ｑ５とダイオードＤ５及びインダクタＬ１の作用により、任意の直流電圧に降圧して、コンデンサＣ１にランプ電圧を得ている。コンデンサＣ１に得られたランプ電圧は、抵抗Ｒ２，Ｒ３及び点Ｊ５を介して検出されている。また、インダクタＬ１に流れる電流は、抵抗Ｒ５、点Ｊ３を介して検出されており、降圧チョッパ回路部２０に流れる電流は、抵抗Ｒ５３、点Ｊ４を介して検出されている。降圧チョッパ回路部２０のスイッチング素子Ｑ５は、点Ｊ８に供給されるドライブ信号により、トランスＴ５と抵抗Ｒ５１，Ｒ５２を介して駆動されている。
【００２４】
次に、極性反転回路部は、４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で構成されたフルブリッジ回路であり、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は汎用のドライバ回路ＩＣ２，ＩＣ３により、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２；Ｒ２１，Ｒ２２；Ｒ３１，Ｒ３２；Ｒ４１，Ｒ４２を介して駆動される。矩形波ドライブのための信号は、点Ｊ６，Ｊ７を介して供給されている。また、各ドライバ回路ＩＣ２，ＩＣ３の動作電源としては、上述の定電圧Ｖｃｃが供給されている。さらに、高電位側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を駆動するためのコンデンサＣ１１，Ｃ１２；Ｃ３１，Ｃ３２は、抵抗Ｒ１３とダイオードＤ１１，Ｄ３１を介して定電圧Ｖｃｃから充電される。フルブリッジ回路の出力には、イグナイタ回路２２のパルストランスＰＴを介して放電灯２が接続されている。放電灯２は、例えば、ＡＮＳＩ規格のＭ９８（７０Ｗ）又はＭ１３０（３５Ｗ）であり、その発光管はセラミック発光管である。ＴＭ３，ＴＭ４は放電灯２を接続するための端子である。なお、コンデンサＣ２は図示していないが、パルストランスＰＴの両端間に存在する容量あるいはランプ電圧を規定するコンデンサＣ１がパルス印加のための閉回路を構成する。もちろん、個別部品としてコンデンサＣ２を接続しても良いことは言うまでも無い。
【００２５】
【発明の効果】
本発明によれば、少なくとも始動時に高圧パルスを必要とする放電灯と高圧パルス発生用の変圧器の高圧側巻線とが閉回路内に存在する放電灯始動回路を含む放電灯点灯装置において、放電灯の始動に必要な高圧パルスのピーク値を維持でき、且つ放電灯始動回路内の各電子部品のストレスを低減した、簡単で小型な放電灯点灯装置を提供することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の動作波形図である。
【図３】本発明の第２実施例の回路図である。
【図４】本発明の第２実施例の動作波形図である。
【図５】本発明の第３実施例の回路図である。
【図６】本発明の第３実施例の動作波形図である。
【図７】本発明の第４実施例の回路図である。
【図８】本発明の第４実施例が解決しようとする課題を説明するための動作波形図である。
【図９】本発明の第４実施例の動作波形図である。
【図１０】本発明の第４実施例の一変形例を示す回路図である。
【図１１】本発明を製品として具体化した点灯装置の電源入力部の回路図である。
【図１２】本発明を製品として具体化した点灯装置の力率改善部の回路図である。
【図１３】本発明を製品として具体化した点灯装置の点灯回路部の回路図である。
【図１４】第１の従来例の回路図である。
【図１５】第１の従来例の動作波形図である。
【図１６】第２の従来例の回路図である。
【符号の説明】
２高圧放電灯
２２放電灯始動回路
Ｃ２コンデンサ
Ｃ６コンデンサ
Ｒ６抵抗
Ｑ６スイッチング素子
Ｌ２インダクタ
ＰＴパルストランス[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device for lighting a high-intensity high-pressure discharge lamp (HID lamp) that requires application of a high-pressure pulse at the time of starting, such as a metal halide lamp, a high-pressure sodium lamp, or a mercury lamp.
[0002]
[Prior art]
FIG. 14 shows a conventional example of a discharge lamp lighting device for lighting a HID lamp or the like. In the figure, 1 is an AC power source, L0 is an inductor, 2 is a discharge lamp that requires application of a high-pressure pulse at the time of starting, and the AC power source 1, inductor L0 and discharge lamp 2 constitute a main lighting circuit. This discharge lamp lighting device has a discharge lamp starting circuit 22 for lighting the discharge lamp 2, R6 is a resistor, C6 is a capacitor, and the capacitor C6 is charged from the AC power source 1 through the resistor R6. Supplied. Q6 is a voltage-responsive switching element such as Sidac, and is turned on when the charging voltage of the capacitor C6 reaches the breakover voltage of the switching element Q6. PT is a pulse transformer having a low-voltage side winding N1 and a high-voltage side winding N2. A capacitor C6, a switching element Q6, and a low-voltage side winding N1 constitute an oscillation circuit. Due to the conduction of the switching element Q6, it is discharged as a pulsed current through the low-voltage side winding N1 of the pulse transformer PT. That is, when the voltage charged in the capacitor C6 from the AC power supply 1 via the resistor R6 reaches the breakover voltage of the switching element Q6, the switching element Q6 breaks over and becomes conductive, and the charge charged in the capacitor C6 is The pulsed current is discharged as a pulsed current through the low voltage side winding N1 of the pulse transformer PT, and the voltage generated in the low voltage side winding N1 by this pulsed current is boosted to the high voltage side winding N2 to generate a high voltage pulse. Then, this high-voltage pulse is superimposed on the voltage of the AC power supply 1 via the capacitor C2 and applied to the discharge lamp 2, and as a result, the discharge lamp 2 starts and enters a lighting state. When the discharge lamp 2 enters the lighting state, the voltage decreases, and the lighting state is maintained by the main lighting circuit.
[0003]
The main wave in the electric circuit of Fig. 14 shown in FIG. 15. FIG. 2A shows a voltage waveform of the AC power source 1 and a sine waveform. FIG. 6B shows the voltage Vc6 across the capacitor C6, which reaches the breakover voltage of the switching element Q6 after time t1 from the zero point of the AC power supply 1 and makes the switching element Q6 conductive. FIG. 4C shows the pulse current I1 flowing through the switching element Q6 after the switching element Q6 is turned on. This waveform has a resonance frequency substantially determined by the constants of the capacitor C6 and the low-voltage side winding N1 of the oscillation circuit. It is a damped vibration waveform. FIG. 4D shows the voltage Vn2 generated in the high voltage side winding N2 of the pulse transformer PT, and the voltage generated in the low voltage side winding N1 is boosted to the high voltage side winding N2 by electromagnetic induction. The voltage Vn2 generated on the line N2 is a damped oscillation high voltage pulse.
[0004]
Next, FIG. 16 shows a conventional example in which the main ballast is not the copper-iron type ballast described above but an electronic ballast. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same element. A DC power source is generated by a DC power source unit 10 comprising a rectifying diode bridge DB connected to the AC power source 1 and an electrolytic capacitor C0 for smoothing the rectified output, and the discharge lamp 2 is constructed using the DC power source. It is intended to light up. In this electronic circuit, a DC power source, a switching element Q1, an inductor L1, a capacitor C2, and a switching element Q4 constitute one chopper circuit, and the DC power source, the switching element Q3, the capacitor C2, the inductor L1, and the switching element Q2 are included. The other chopper circuit is configured, and the switching element Q1 and the switching element Q3 perform high-frequency switching operation. Diodes D1 to D4 are regenerative diodes. Here, when the switching element Q4 is ON and the switching element Q2 is OFF, a substantially DC voltage is generated at both ends of the capacitor C2 by high-frequency switching of the switching element Q1, and conversely, the switching element Q2 is ON and the switching element When Q4 is OFF, a substantially DC voltage having a polarity opposite to that described above is generated at both ends of the capacitor C2 by high-frequency switching of the switching element Q3. Therefore, by alternately turning ON / OFF switching elements Q2 and Q4 at a constant frequency, a rectangular wave AC voltage having the same frequency as the ON / OFF frequency of switching elements Q2 and Q4 is generated at both ends of capacitor C2. To do. And since this rectangular wave alternating voltage is supplied to the discharge lamp starting circuit 22, the discharge lamp 2 is lighted stably.
[00 05 ]
[Problems to be solved by the invention]
In the circuit system of the discharge lamp starting circuit 22 described above, the voltage applied to the low-voltage side winding N1 of the pulse transformer PT is the voltage accumulated in the capacitor C6, and only below the breakover voltage of the switching element Q6. Cannot be set. This means that it is equal to or lower than the rectangular wave AC voltage applied to the discharge lamp starting circuit 22. However, when the high-voltage pulse voltage required for starting the discharge lamp 2 is very high, the voltage applied to the low-voltage side winding N1 of the high-voltage pulse transformer PT is limited in the above circuit system, so the high-voltage side The number of turns of the winding N2 must be increased, leading to an increase in the size of the high-voltage pulse transformer PT. Further, in order to increase the voltage applied to the low-voltage side winding N1, the input voltage of the discharge lamp starting circuit 22, that is, the rectangular wave AC voltage must be increased, and the withstand voltage as the switching elements Q1 to Q4 and the diodes D1 to D4. High elements are required, leading to an increase in size and cost of these elements.
[00 06 ]
The present invention has been made in view of the above-mentioned points, and the object of the present invention is to reduce the stress of components in the circuit without increasing the size of the discharge lamp starting circuit and to reliably start the discharge lamp. An object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device.
[00 07 ]
[Means for Solving the Problems]
In the present invention, in order to solve the above-described problem, as shown in FIG. 1 , at least the discharge lamp 2 that requires the application of a high-pressure pulse at the time of starting, and the high-pressure side of the transformer PT for generating the high-pressure pulse Winding N2 is present in a closed circuit and includes a DC power supply 10, at least one switching element Q1-Q4, diodes D1-D4, a first inductor L1, and a first capacitor C2. In the discharge lamp lighting device including the discharge lamp starting circuit 22 that includes an inverter circuit section that supplies AC power and generates a high-pressure pulse at the time of starting, the inverter circuit section includes the first and second switching elements Q1, Q2. And a series circuit of the third and fourth switching elements Q3 and Q4 are connected in parallel to the DC power supply, and diodes D1 to D4 are connected to the switching elements Q1 to Q4, respectively. The first inductor L1 and the first capacitor C2 are connected in reverse parallel between the connection point of the first and second switching elements Q1 and Q2 and the connection point of the third and fourth switching elements Q3 and Q4. A series circuit is connected, and both ends of the first capacitor C2 serve as output terminals of the inverter circuit unit. A series circuit of the discharge lamp 2 and the high voltage side winding of the transformer PT for generating high voltage pulses is connected to the output terminal. The discharge lamp starting circuit 22 is composed of at least one voltage-responsive switching element Q6, a second inductor L2, a second capacitor C6, and a low-voltage side winding N1 of a transformer PT for generating a high-voltage pulse. circuit is connected to the output terminal of the inverter circuit portion, wherein the resistor R6 to the voltage responsive switching element Q6 are connected in parallel, first and second capacitors when reversing the output polarity By the sum of the charging voltage of 2, C6, is characterized in applying a high voltage pulse to the discharge lamp 2 by ON voltage response type switching element Q6.
[00 08 ]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(Example 1 )
Figure 1 shows a first embodiment. In the present embodiment, the switching element Q6 is turned on by the sum of the charging voltages of the capacitors C6 and C2 in the discharge lamp starting circuit 22 so that a voltage almost twice that of the conventional voltage can be applied to the low-voltage side winding N1 of the high-voltage pulse transformer PT. It is a thing.
[00 09 ]
The operation of this circuit system will be described with reference to the waveform diagram of FIG. In the switching elements Q1 to Q4, elements Q1 and Q4 and Q2 and Q3 arranged in a diagonal direction as a pair are switched at a high frequency together with a low frequency operation as shown in the figure. Thus, the rectangular wave AC voltage input to the discharge lamp starting circuit 22 is as shown in the figure. Here, since the capacitor C2 is connected in parallel to the input end of the discharge lamp starting circuit 22, the voltage Vc2 applied to the capacitor C2 is the same as the rectangular wave AC voltage. On the other hand, the capacitor C6 is repeatedly charged and discharged through the low-voltage side winding N1, the resistor R6, and the inductor L2 of the high-voltage pulse transformer PT, and has a waveform like Vc6 in the figure. Next, the voltage applied to the switching element Q6 is the sum of the voltages of the capacitors C6 and C2. However, when the rectangular wave is stable, the polarities of the capacitors C6 and C2 are reversed, so that | Vc2 | − | Vc6 | The breakover voltage of the switching element Q6 is not reached, and the switching element Q6 is not turned ON. However, when the polarity of the rectangular wave voltage is inverted, the voltage Vc2 of the capacitor C2 is also inverted almost simultaneously. At this time, the voltage Vs of | Vc2 | + | Vc6 | as shown in FIG. When the breakover voltage of Q6 is reached, switching element Q6 is turned on. As a result, a pulse current flows through the low voltage side winding N1 of the high voltage pulse transformer PT, and a high voltage pulse voltage can be generated in the high voltage side winding N2 as shown in the figure. In the circuit system as described above, since a voltage almost twice the rectangular wave voltage can be applied to the low-voltage side winding N1 of the high-voltage pulse transformer PT, the high-voltage pulse transformer PT is smaller than the above-described circuit system. Can be
[00 10 ]
In the present embodiment, the lighting unit was constructed in a full bridge circuit may be constituted by a polarity inverting circuit part step-down chopper circuit portion as we describe the lighting unit in the second embodiment. Similarly, it may be a half bridge circuit as we describe in Example 3.
[00 1 1]
(Example 2 )
FIG. 3 shows a second embodiment. In this embodiment, the full bridge circuit of the first embodiment is divided into a step-down chopper circuit section 20 and a polarity inversion circuit section 21. FIG. 4 shows the operation of each of the switching elements Q1 to Q5 and the lamp current waveform. The operation of this circuit will be briefly described below.
[00 1 2]
The lighting unit includes a step-down chopper circuit unit 20, a polarity inversion circuit unit 21, and a discharge lamp starting circuit 22. The step-down chopper circuit unit 20 includes a switching element Q5, a diode D5, an inductor L1, and a capacitor C1. When the switching element Q5 is ON, a current flows from the capacitor C0 to the capacitor C1 via the inductor L1, and when the switching element Q5 is OFF. The energy stored in the inductor L1 is discharged to the capacitor C1 through the diode D5. By controlling the pulse width or switching frequency of the switching element Q5, the voltage of the capacitor C1, that is, the lamp voltage can be controlled.
[00 1 3]
Next, the polarity inversion circuit unit 21 includes switching elements Q1 to Q4, and constitutes a full bridge circuit. In the polarity inversion circuit unit 21, the switching elements Q <b> 1 to Q <b> 4 operate as shown in FIG. 4 , and supplies the illustrated rectangular wave AC power to the discharge lamp 2. With the above configuration, the same effects as in the first embodiment can be obtained in this embodiment.
[00 1 4]
(Example 3 )
FIG. 5 shows a third embodiment. In this embodiment, the lighting unit is constituted by a half bridge circuit as shown in the figure. FIG. 6 shows the ON / OFF operation and the lamp current waveform of the switching elements Q1 and Q2 in the figure. Hereinafter, this circuit will be described. Switching elements Q1, Q2 are repeated high-frequency switching as shown in FIG. 6, respectively. That is, the switching elements Q5 and Q1 to Q4 in the circuit of FIG. 3 are combined. In the cycle in which the switching element Q1 is high-frequency switched, the energy of the inductor L1 is fed back to the capacitor C4 through the diode D2 when OFF, and in the cycle in which the switching element Q2 is high-frequency switched, the inductor L1 Is fed back to the capacitor C3 through the diode D1. That is, diodes D1, D2 are those serve diode D5 in the circuit of FIG.
[00 1 5]
In this embodiment, if a diode built-in element such as an FET is used as the switching elements Q1 and Q2, the diodes D1 and D2 can be shared by the diode, and the number of switching elements and diodes used is two. This is advantageous in terms of cost reduction and downsizing.
[00 16 ]
(Example 4 )
FIG. 7 shows a fourth embodiment. The above-described first embodiment has the following problems. Among the pair of switching elements arranged in the diagonal direction when polarity is reversed, the high-potential side switching elements Q1 and Q3 are first turned off first, and then the low-potential side switching elements Q2 and Q4 are turned on. Then, this occurs when the switching element Q4 or Q2 on the opposite low potential side is turned off and then the switching element Q3 or Q1 on the higher potential side is turned on. For example, assume that the switching elements Q1 and Q4 are ON. Next, assuming that the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on for polarity inversion, the low potential side switching elements Q2 and Q4 are both turned on at this time. A closed loop is formed on the side. In this closed loop, the capacitor C6, the inductor L2, the stray capacitance included in the inductor L2, the parasitic capacitance of the switching element Q6, the low-voltage side winding N1 of the high-voltage pulse transformer PT, and the resonance resonance of the LC by the inductor L1, both ends of the switching element Q6. Then, a ringing voltage as shown in FIG. 8 is applied. Normally, in this circuit system, the breakover voltage Vbo of the switching element Q6 is
| Vc6 | <Vbo <| Vc2 | + | Vc6 |
The switching element Q6 is turned ON only when the polarity of the rectangular wave voltage is reversed. However, if a ringing voltage as shown in FIG. 8 is applied to the switching element Q6, the switching element Q6 is turned on at this time, and the capacitor C6 is discharged. In this case, the voltage applied to the low-voltage side winding N1 of the high-voltage pulse transformer PT is only Vc2, which is lower than the original | Vc2 | + | Vc6 | and reduces the peak value of the high-voltage pulse voltage.
[00 17 ]
Therefore, in this embodiment, the capacitor C7 is connected in parallel with the inductor L2, so that an abnormal ringing voltage is applied to both ends of the switching element Q6 even when the switching element on the low potential side is simultaneously turned on at the time of polarity reversal. In this way, a predetermined high voltage pulse voltage can be generated. Focusing on the fact that the stray capacitance of the inductor L2 is included in a part of the resonance frequency of the ringing voltage, the capacitor C7 is connected in parallel with the inductor L2 to reduce the resonance frequency (see FIG. 9 ). .
[00 18 ]
In the present embodiment it has been described a lighting unit in a full-bridge circuit can also achieve the same effect in construction that combines the step-down chopper circuit 20 and polarity inverting circuit 21 as shown in FIG. 10.
[00 19 ]
In the above embodiment, only a part of the discharge lamp lighting device is mentioned and the entire detailed circuit diagram is not touched. However, for example, when this is applied to an actual discharge lamp lighting device, the following is obtained.
[00 20 ]
(Example 5 )
11 to 13 show an example of a lighting device in which the present invention is embodied as a product. 11 is a power input unit, FIG. 12 is a power factor correction unit, and FIG. 13 is a lighting circuit unit, which are connected at points J1 to J8.
[00 21 ]
In the power input unit shown in FIG. 11 , the AC power source 1 connected to the terminals TM1 and TM2 is connected to the AC input terminal of the rectifier circuit DB via the fuse FS, the thermal protector TP, the low resistance R4, and the filter circuit. The capacitor C9 is connected to the DC output terminal of the rectifier circuit DB. The capacitor C9 has a small capacity, and the actual smoothing operation is performed by the boost chopper circuit of the power factor improving unit at the subsequent stage. The filter circuit includes ZNR (zinc oxide nonlinear resistance) for absorbing surge voltage, coils L5 and L6, and capacitors Cx, Cy, C8, C81, and C82, and the middle point of the series circuit of the capacitors C81 and C82 includes the capacitor C83. The terminal TM5 is connected to the ground (earth).
[00 22 ]
The power factor improving section shown in FIG. 12 is composed of a step-up chopper circuit including an inductor L7, a switching element Q7, and a diode D7. The electrolytic capacitor connected to the point J2 receives the full-wave rectified output of the rectifier circuit DB from the point J1. A smooth DC voltage boosted to C0 (FIG. 13 ) is obtained. The switching element Q7 of the step-up chopper circuit is driven from the drive output of the step-up chopper control circuit 4 via resistors R71 and R72, and the current is detected by the resistor R73. The current flowing through the inductor L7 is detected via a resistor R74 connected to the secondary winding. Further, the output voltage generated at the point J2 is detected via the resistors R8 and R9, and the input voltage at the point J1 is detected via the resistors R91 and R92. The operating power supply Vcc1 of the step-up chopper control circuit 4 is supplied from the point J1 via the resistors R93 and R94 when the power is turned on, but when the switching operation of the switching element Q7 starts, the secondary winding output of the inductor L7 is connected to the diode D71. , D72, and the DC voltage obtained through the resistor R7 to the capacitor C71 is supplied via the diode D73. The DC voltage obtained at the capacitor C71 is made constant by the three-terminal voltage regulator IC1 and becomes the operating power supply Vcc for the lighting circuit section control circuit 5. The lighting circuit unit control circuit 5 performs zero current detection, overcurrent detection, and lamp voltage detection via points J3 to J5 from the lighting circuit unit shown in FIG. 13 , and also performs rectangular wave drive and step-down via points J6 to J8. The chopper drive signal is output.
[00 23 ]
The lighting circuit unit shown in FIG. 13 includes a step-down chopper circuit unit 20, and steps down the DC voltage at the point J2 obtained in the electrolytic capacitor C0 to an arbitrary DC voltage by the action of the switching element Q5, the diode D5, and the inductor L1. Thus, the lamp voltage is obtained in the capacitor C1. The lamp voltage obtained at the capacitor C1 is detected via the resistors R2, R3 and the point J5. The current flowing through the inductor L1 is detected via the resistor R5 and the point J3, and the current flowing through the step-down chopper circuit unit 20 is detected via the resistor R53 and the point J4. The switching element Q5 of the step-down chopper circuit unit 20 is driven through a transformer T5 and resistors R51 and R52 by a drive signal supplied to the point J8.
[00 24 ]
Next, the polarity inversion circuit unit is a full bridge circuit composed of four switching elements Q1 to Q4, and each of the switching elements Q1 to Q4 is made up of resistors R11, R12; R21, It is driven via R22; R31, R32; R41, R42. The signal for the rectangular wave drive is supplied via points J6 and J7. The constant voltage Vcc described above is supplied as an operating power source for the driver circuits IC2 and IC3. Further, capacitors C11, C12; C31, C32 for driving the switching elements Q1, Q3 on the high potential side are charged from the constant voltage Vcc via the resistor R13 and the diodes D11, D31. The discharge lamp 2 is connected to the output of the full bridge circuit via the pulse transformer PT of the igniter circuit 22. The discharge lamp 2 is, for example, ANSI standard M98 (70 W) or M130 (35 W), and the arc tube is a ceramic arc tube. TM3 and TM4 are terminals for connecting the discharge lamp 2. Although the capacitor C2 is not shown, the capacitor C1 defining the capacitance or the lamp voltage existing between both ends of the pulse transformer PT constitutes a closed circuit for applying a pulse. Of course, it goes without saying that the capacitor C2 may be connected as an individual component.
[00 25 ]
【The invention's effect】
According to the present invention, in a discharge lamp lighting device including a discharge lamp starting circuit in which a discharge lamp that requires a high-pressure pulse at the time of starting and a high-voltage side winding of a transformer for generating a high-pressure pulse are present in a closed circuit, There is an effect that it is possible to provide a simple and small discharge lamp lighting device that can maintain the peak value of the high-pressure pulse necessary for starting the discharge lamp and reduce the stress of each electronic component in the discharge lamp starting circuit. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation waveform diagram of the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an operation waveform diagram of the second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is an operation waveform diagram of the third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is an operation waveform diagram for explaining a problem to be solved by a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is an operation waveform diagram of the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a circuit diagram showing a modification of the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a circuit diagram of a power input unit of a lighting device that embodies the present invention as a product.
FIG. 12 is a circuit diagram of a power factor improvement unit of a lighting device that embodies the present invention as a product.
FIG. 13 is a circuit diagram of a lighting circuit portion of a lighting device that embodies the present invention as a product.
FIG. 14 is a circuit diagram of a first conventional example.
FIG. 15 is an operation waveform diagram of the first conventional example.
FIG. 16 is a circuit diagram of a second conventional example.
[Explanation of symbols]
2 High pressure discharge lamp 22 Discharge lamp starting circuit C2 Capacitor
C6 capacitor R6 resistor Q6 switching element L2 inductor PT pulse transformer

Claims

A discharge lamp that requires the application of a high-pressure pulse at least at the time of starting, and a high-voltage side winding of a transformer for generating a high-voltage pulse are present in a closed circuit, and a DC power source, at least one switching element, a diode, and a first includes an inductor and a first capacitor, the discharge lamp a rectangular wave AC power comprises an inverter circuit section for supplying, in the discharge lamp lighting device having a discharge lamp starting circuit for generating a high voltage pulse during startup, the inverter circuit unit The series circuit of the first and second switching elements and the series circuit of the third and fourth switching elements are connected in parallel to the DC power source, and a diode is connected in antiparallel to each switching element, A series circuit of the first inductor and the first capacitor is connected between the connection point of the second switching element and the connection point of the third and fourth switching elements. Is, across the first capacitor becomes an output end of the inverter circuit, the series circuit of the high-voltage side winding of the discharge lamp and a transformer for high-voltage pulse generated in the output terminal is connected, the discharge lamp starter circuit at least one voltage response type switching element and the second inductor and the series circuit composed of the low-voltage side winding of the second capacitor and the transformer for high-voltage pulse generating is connected to the output terminal of the inverter circuit section, the A resistor is connected in parallel to the voltage-responsive switching element, and when the output polarity is reversed, the voltage-responsive switching element is turned on by the sum of the charging voltages of the first and second capacitors, and a high-pressure pulse is applied to the discharge lamp. The discharge lamp lighting device characterized by applying.

The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the third and fourth switching elements are replaced with third and fourth capacitors, respectively .

A discharge lamp that requires the application of a high-pressure pulse at least at the time of starting, and a high-voltage side winding of a transformer for generating a high-voltage pulse are present in a closed circuit, and a DC power source, at least one switching element, a diode, and a first includes an inductor and a first capacitor, the discharge lamp a rectangular wave AC power comprises an inverter circuit section for supplying, in the discharge lamp lighting device having a discharge lamp starting circuit for generating a high voltage pulse during startup, the inverter circuit unit The first switching element, the first inductor and the first capacitor in a series circuit are connected to a DC power supply, and the regenerative diode is connected to the first inductor and the first capacitor in a series circuit. The step-down chopper circuit converts the voltage of the DC power source into a voltage required by the discharge lamp by charging the switching element and charges the first capacitor. And a polarity inversion circuit unit configured to invert the polarity of the voltage of the first capacitor and output a rectangular wave AC voltage. The output terminal of the polarity inversion circuit unit is connected to the inverter circuit unit. A series circuit of a discharge lamp and a high voltage side winding of a transformer for generating a high voltage pulse is connected to the output terminal, and the discharge lamp starting circuit includes at least one voltage responsive switching element, a second inductor, A series circuit composed of a second capacitor and a low voltage side winding of a transformer for generating a high voltage pulse is connected to the output terminal of the inverter circuit unit, and a resistor is connected in parallel to the voltage response type switching element. cage, characterized by the sum of the charging voltages of the first and second capacitors when reversing the output polarity, applying a high voltage pulse to the discharge lamp by turning oN the voltage responsive switching element Discharge lamp lighting device that.

4. The discharge lamp lighting device according to claim 3 , wherein two switching elements on the low potential side of the polarity reversing circuit unit are simultaneously turned on at the time of polarity reversal, and in parallel with the second inductor in the discharge lamp starting circuit. A discharge lamp lighting device having a third capacitor connected thereto.

The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 4 , wherein the discharge lamp is a high-pressure discharge lamp.

6. The discharge lamp lighting device according to claim 5, wherein the high pressure discharge lamp is a metal halide lamp.

6. The discharge lamp lighting device according to claim 5, wherein the high-pressure discharge lamp is ANSI standard M98 (70 W) or M130 (35 W).

The discharge lamp lighting device according to claim 7 , wherein the arc tube of the high-pressure discharge lamp is a ceramic arc tube.