JP3654035B2 - Power supply - Google Patents

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【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置に関するものであり、更にくわしくは入力力率が高く、入力電流波形歪改善機能を有する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の電源装置としては、図１４に示す回路構成の電源装置がある（特開平９−１２１５５０号参照）。
【０００３】
この従来例（以下第１の従来例と言う）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とが交互にオンオフを繰り返すことにより負荷である放電灯Ｌａ１を高周波点灯させるハーフブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶを備えたものであり、交流電源ＥにコンデンサＣ２１、チョークＬ２１，Ｌ２２からなるフィルター回路Ｆを介してダイオードブリッジからなる整流器ＤＢを接続し、この整流器ＤＢの直流出力端にインバータ回路ＩＮＶを接続している。インバータ回路ＩＮＶは整流器ＤＢの対の直流出力端間にコンデンサＣ１を接続するとともに、ＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を、ダイオードＤ１と、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２からなる並列回路（入力力率改善回路）との直列回路を介して接続し、ダイオードＤ１とダイオードＤ２との接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に共振用チョークＬ１と蛍光灯のような予熱型放電灯Ｌａ１及び共振用コンデンサＣ２１の並列回路とからなる共振回路を直流阻止用のコンデンサＣ４を介して接続して構成される。
【０００４】
スイッチング素子Ｑ１には、降圧チョッパを構成する補助電源回路ＰＯＷの降圧チョッパ用チョークＬ２、平滑コンデンサＣ３の直列回路をダイオードＤ３を介して並列接続してある。またスイッチング素子Ｑ２には、ダイオードＤ３を介してダイオードＤ４を逆並列接続してあり、このダイオードＤ４が平滑コンデンサＣ３の放電用ダイオードを構成する。そして降圧チョッパ用チョークＬ２、コンデンサＣ３、ダイオードＤ４の直列回路には小容量のコンデンサＣ５を並列接続してある。
【０００５】
この回路ではスイッチング素子Ｑ１が制御回路１から出力される駆動信号ｏｕｔ１によりオン駆動されると、コンデンサＣ５の放電電流がコンデンサＣ５→スイッチング素子Ｑ１→共振用チョークＬ１→放電灯Ｌａ１及び共振用コンデンサＣ２１の並列回路→コンデンサＣ４→コンデンサＣ２→コンデンサＣ５の経路で流れ、コンデンサＣ２を充電する。
【０００６】
このコンデンサＣ２の両端電圧と、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５と整流器ＤＢの出力電圧ＶＢとの差とが略等しくなると、続いて入力電流Ｉ１が交流電源Ｅ→フィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→共振用チョークＬ１→放電灯Ｌａ１及びコンデンサ２１の並列回路→コンデンサＣ４→ダイオードＤ１→整流器ＤＢ→フィルター回路Ｆ→交流電源Ｅの経路で流れる。
【０００７】
そしてスイッチング素子Ｑ２が制御回路１から出力される駆動信号ｏｕｔ２によりオン駆動されると、交流電源ＥからコンデンサＣ５への充電電流が、交流電源Ｅ→フィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→コンデンサＣ５→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→共振用チョークＬ１→放電灯Ｌａ１及び共振用コンデンサＣ２１の並列回路→コンデンサＣ４→ダイオードＤ１→整流器ＤＢ→フィルター回路Ｆ→交流電源Ｅの経路で流れる。
【０００８】
やがて共振電流が反転すると、共振用チョークＬ１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ２→コンデンサＣ４→放電灯Ｌａ１及び共振用コンデンサＣ２１の並列回路→共振用チョークＬ１の経路で電流が流れ、この時コンデンサＣ２の電荷を放出する。
【０００９】
続いて、スイッチング素子Ｑ１がオン駆動されると、回線電流が共振用チョークＬ１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ５→ダイオードＤ２→コンデンサＣ４→放電灯Ｌａ１及び共振用コンデンサＣ２１の並列回路→共振用チョークＬ１の経路で流れ、やがて共振電流が反転して、上述のようにコンデンサＣ５の放電電流がコンデンサＣ５→スイッチング素子Ｑ１→共振用チョークＬ１→放電灯Ｌａ１及び共振用コンデンサＣ２１の並列回路→コンデンサＣ４→コンデンサＣ２→コンデンサＣ５の経路で電流が流れる。
【００１０】
このような動作を繰り返すことにより、放電灯Ｌａ１に高周波の電力を供給して安定点灯させるのである。
【００１１】
ここで平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３がコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５より低いとき、つまり交流電源Ｅ電圧のピーク付近において、スイッチング素子Ｑ２がオンの時にコンデンサＣ５→降圧チョッパ用チョークＬ２→平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ３→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５の経路によりコンデンサＣ５から放電電流が流れ、この時のコンデンサＣ５の放電電流によりスイッチング素子Ｑ２を介して平滑コンデンサＣ３が充電される。続いてスイッチング素子Ｑ１がオン駆動されると、回生電流が降圧チョッパ用チョークＬ２→平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ３→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→降圧チョッパ用チョークＬ２の経路で流れる。
【００１２】
また平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３がコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５よりも高いとき、つまり交流電源Ｅ電圧のゼロクロス付近において、平滑コンデンサＣ３→降圧チョッパ用チョークＬ２→コンデンサＣ５→ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣ３の経路で平滑コンデンサＣ３が放電する。従って平滑コンデンサＣ３の電荷は一度コンデンサＣ５に蓄えられ、コンデンサＣ５から負荷回路へ供給されることになる。
【００１３】
ところで、図１４の従来例では、軽負荷時にスイッチング素子Ｑ１よりもスイッチング素子Ｑ２のオン時間が長くなるようなアンバランス制御と、交流電源Ｅの電圧と追従した谷埋め電圧（脈流波形の山部間の電圧）を検出して交流電源Ｅ電圧の山部と谷部でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数が山部のほうが高くなるような周波数変調制御とを組合わせることにより、放電灯Ｌａ１への予熱電流を確保し、平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３の昇圧を抑制するようになっている。
【００１４】
しかし検出回路を設け周波数変調制御を行っているため制御回路１の構成が複雑で高価になるという問題があった。
【００１５】
また、周波数変調なしで予熱時にスイッチング素子Ｑ１よりもスイッチング素子Ｑ２のオン時間が長くなるようなアンバランス制御した場合、放電灯Ｌａ１の両端電圧（出力電圧）の波形は図２（ｇ）に示すように交流電源Ｅの電圧のゼロクロス付近でピークをもつ波形となり、そのため低周波リップルが大きく実効値電圧に対してピーク値電圧が高くなるため、予熱電流を確保した場合に放電灯Ｌａ１が点灯してしまう場合がある。すなわちコールドスタートによりフィラメントの断線、黒化しやすくなることから、ランプ寿命が短くなるという問題もあった。
【００１６】
別の従来例（以下第２の従来例と言う）として、図１５に示す回路構成の装置がある（特開平９−２９８０９６号参照）。
【００１７】
この第２の従来例は、図示するように交流電源Ｅをフィルター回路Ｆを介して整流器ＤＢに接続し、整流器ＤＢの対の直流出力端間にはコンデンサＣ２とダイオードＤ４の並列回路を介してインバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点と整流器ＤＢとダイオードＤ２の接続点との間に放電灯Ｌａ１及び共振用コンデンサＣ２１の並列回路と共振用チョークＬ１との直列回路を直流阻止用コンデンサＣ４を介して接続してある。そしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に平滑コンデンサＣ３を並列接続してある。
【００１８】
この従来例回路の動作について簡単に説明する。まず脈流電圧がゼロ近傍、つまり谷部に於ける動作を説明する。インバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ２がオンの時、平滑コンデンサＣ３を電源として、共振電流が平滑コンデンサＣ３→コンデンサＣ２→放電灯Ｌａ及び共振用コンデンサＣ２１の並列回路→共振用チョークＬ１→コンデンサＣ４→スイッチング素子Ｑ２→平滑コンデンサＣ３の経路で流れ、コンデンサＣ２が充電されると共に、共振用チョークＬ１にエネルギーが蓄積される。コンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２が平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３と略等しくなると、コンデンサＣ２に流れていた共振電流は停止し、整流器ＤＢから電流が流れ込みインバータ回路ＩＮＶはインバータ動作を継続しようとする。スイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ１がオンした瞬間は共振用チョークＬ１に蓄積されたエネルギーによる回生電流がスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードを介して流れる。この時流れる電流が整流器ＤＢからの平滑コンデンサＣ３への充電電流となって平滑コンデンサＣ３を充電する。やがてインタクタＬ1に蓄境されたエネルギーがなくなると、共振動作が反転して、コンデンサＣ４を電荷とするインバータ動作により、コンデンサＣ４→共振用チョークＬ１→放電灯Ｌａ１及び共振用コンデンサＣ２１の並列回路→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ４の経路で共振電流が流れ、コンデンサＣ２に充電されていた電荷を放電する。そしてその電荷がなくなると共振電流はダイオードＤ２を介して流れるようになる。
【００１９】
以上は谷部での説明であるが、ゼロ近傍でなくとも、平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３が入力電圧とコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２と略等しくなると、上述の様に平滑コンデンサＣ３を電源として動作するインバータ動作はなくなるが、整流器ＤＢから電流が流れ込みインバータ動作を継続しようとする。この様にしてインバータ回路ＩＮＶは共振動作を繰り返し、またコンデンサＣ２は充放電を繰り返す。入力電流が流れこむ期間は、スイッチング素子Ｑ２がオンして平滑コンデンサＣ３がＶｃ２＋入力電圧に充電された後、整流器ＤＢから電流が流れ込む期間である。尚制御回路１はスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングを制御する。
【００２０】
ところでこの第２の従来例では予熱時に所定の予熱電流を流し、このとき放電灯Ｌａが点灯しないように第１の振動系（共振用コンデンサＣ２１，共振用チョークＬ１）及び第２の振動系（共振用コンデンサＣ２１、共振用チョークＬ１、コンデンサＣ２）から放電灯Ｌａ１に供給される出力の差を減少させる（図２(ｇ)に示す）ことによりコールドスタートを防ぎ、始動時は所定の始動電圧が印加できるように第１及び第２の振動系から放電灯Ｌａ１に供給される出力の差を増大させる（図２（ｈ）に示す）ことにより始動を容易にさせるというものである。
【００２１】
この第２の従来例の制御回路１は第１の従来例と同様に周波数制御、デュティ制御、及び検出回路を用いた周波数変調制御、デュティ変調制御などにより第１、第２の振動系による出力の差を調節している。言い換えれば出力電圧の低周波リップルを任意に調節しているものと思われる。
【００２２】
さて上述した第１の従来例と、第２の従来例の回路の主な違いは、第１の従来例が降圧チョッパからなる補助電源回路ＰＯＷにより平滑電圧が谷埋め電圧であるのに対し、第２の従来例は完全平滑であるところが大きく異なる点である。入力力率改善動作を比較すると、第１の従来例は降圧チョッパ動作と入力力率改善回路の動作との組合せにより入力力率改善のための入力電流を取り込んでいるのに対し、第２の従来例は入力力率改善回路の動作のみにより入力電流を取り込んでいる。従って第２の従来例は第１の従来例に比べ、入力力率改善回路の動作により取り込まれる入力電流が大きいことがわかる。また、入力力率改善回路の動作により力率改善のために取り込まれる入力電流の大きさは、インバータ動作による共振電流の一部として入力電流が流れることから共振電流の大きさに比例していることが知られており、第２の従来例は第１の従来例に比べ入力歪改善するためには共振電流を大きく流す必要がある。よって、第２の従来例はスイッチング損失の増加、回路素子の温度上昇などの問題があった。このため、第１の従来例のように、インバータ回路ＩＮＶの高周波出力の一部を帰還し整流器ＤＢに交流電源Ｅの略全域に亘って高周波的に電流を流し入力歪を改善する、いわゆるチャージポンプ方式と呼ばれる入力歪改善回路と降圧チョッパとを複合させた放電灯点灯装置（電源装置）がいくつか提案されている。
【００２３】
次に、第１の従来例と、第２の従来例について出力電圧波形を比較する。例えば、負荷としてＦＨＦ３２Ｗ蛍光灯を２灯直列点灯させたとき、周波数変調制御、及びデューティー制御（変調も含む）を行わない場合、定格点灯時における第１の従来例の平滑電圧波形は図２（ｃ）に示すように部分平滑的な谷埋め電圧波形となり、出力電圧波形は図２（ｇ）に示すように電源電圧のピーク付近及びゼロクロス付近で各々ピークをもつ波形となる。一方、第２の従来例の平滑電圧波形は図２（ｄ）に示すように完全平滑波形となり、出力電圧波形は図２（ｈ）に示すように交流電源のゼロクロス付近でピークをもつ波形となる。
【００２４】
即ち、第１の従来例と、第２の従来例とで、回路構成の違い、つまり平滑電圧の違いにより出力される電圧波形の包絡波形が異なっていることがわかる。ＬＣ共振系の設計の仕方によっても包絡波形に違いが生じるが、入力歪の改善と定格出力の確保の両方を満足するためのＬＣ共振系の設計ポイントは自ずと決まってくるため、包絡波形に違いが生じるのは平滑電圧の違いによるところが大きいと言える。つまり、図２（ｃ）に示すように平滑電圧波形が谷埋め波形の方が出力電圧の低周波リップルが小さく、図２（ｄ）に示すように平滑電圧波形が完全平滑波形の方が出力電圧の低周波リップルが大きい。
【００２５】
実際は、ランプ電流のクレストファクタの改善、あるいは出力電圧波形の低周波リップルを任意に調節するために、検出回路を用い、周波数変調、あるいはデュティ変調、または両者の組合せを用いている。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
さて上述した第１の従来例は、コールドスタートによりフィラメントの断線、黒化しやすくなることから、ランプ寿命が短くなるという問題があった。
【００２７】
また第２の従来例は、制御回路１の構成が複雑で高価になるという問題があった。
【００２８】
本発明は上述の問題点に鑑みて為されたものであり、請求項１の発明の目的とするところは、複雑で高価な制御手段を用いることなく比較的簡単な制御手段により軽負荷時の出力電圧の低周波リップルを押させることができる電源装置を提供することにある。
【００２９】
請求項２乃至１１の発明の目的とするところは前記目的に加え、負荷である予熱型の放電灯の予熱時のコールドスタートを防止し、始動性を向上させることが可能な電源装置を提供することにある。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、請求項１の発明では、交流電源電圧を整流する整流器と、前記整流器の出力電圧をスイッチング素子のスイッチング動作により充電し平滑する平滑コンデンサを備えた部分平滑回路と、前記整流器あるいは前記平滑コンデンサからの出力電圧を前記スイッチング素子のスイッチング動作により高周波に変換して負荷に電力を供給するインバータ回路と、前記整流器の直流出力端にインピーダンス素子を介して前記インバータ回路の高周波出力の一部を帰還し前記整流器に前記交流電源の略全域に亘って高周波的に電流を流す入力力率改善回路と、を備えた電源装置において、前記負荷が軽負荷時に前記平滑コンデンサを充電するループ内のスイッチング素子のオンデュティを定格負荷時よりも小さくなるよう動作させる制御手段を具備して成ることを特徴とする。
【００３１】
請求項２の発明では、交流電源電圧を整流する整流器と、前記整流器の出力電圧をスイッチング素子のスイッチング動作により充電し平滑する平滑コンデンサを備えた部分平滑回路と、前記整流器あるいは前記平滑コンデンサからの出力電圧を前記スイッチング素子のスイッチング動作により高周波に変換して負荷に電力を供給するインバータ回路と、前記整流器の直流出力端にインピーダンス素子を介して前記インバータ回路の高周波出力の一部を帰還し前記整流器に前記交流電源の略全域に亘って高周波的に電流を流す入力力率改善回路と、を備えた電源装置において、前記負荷が放電灯であり、予熱時は前記平滑コンデンサを充電するループ内のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さく、始動時は前記平滑コンデンサを充電するループ内のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大きくなるよう動作させる制御手段を具備して成ることを特徴とする。
【００３２】
請求項３の発明では、請求項１又は２の発明において、 前記入力力率改善回路を、前記整流器の直流出力端に接続される第１のダイオードと第１のコンデンサの並列回路から構成し、前記インバータ回路を、第１、第２のスイッチング素子の直列回路との直列回路と、前記整流器の出力側の一端と前記第１のダイオードとの接続点と前記第１、第２のスイッチング素子の中点との間に接続される直流阻止用コンデンサとリーケージトランスの１次巻線との直列回路と、前記リーケージトランスの２次巻線間に接続される放電灯と、前記放電灯の非電源側に接続される共振用コンデンサとで構成し、前記補助電源回路を、前記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される降圧チョッパ用チョークと平滑コンデンサと平滑コンデンサを放電する方向に接続される放電用ダイオードとの直列回路と、前記平滑コンデンサと放電用ダイオードの直列回路の中点と前記第１、第２のスイッチング素子の中点との間に前記平滑コンデンサを充電する方向に接続される充電用ダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される小容量のコンデンサとで構成したことを特徴とする。
【００３３】
請求項４の発明では、請求項１又は２の発明において、 前記入力力率改善回路を、前記整流器の直流出力端に接続される第１のダイオードと第１のコンデンサの並列回路から構成し、前記インバータ回路を、第１、第２のスイッチング素子の直列回路との直列回路と、前記整流器の出力側の一端と前記第１のダイオードとの接続点と前記第１、第２のスイッチング素子の中点との間に、前記第１、第２のスイッチング素子の中点側にリーケージトランスの１次巻線がつながるように接続された直流阻止用コンデンサと前記リーケージトランスの１次巻線との直列回路と、前記リーケージトランスの２次巻線間に接続される放電灯と、前記放電灯の非電源側に接続される共振用コンデンサとで構成し、前記補助電源回路を、前記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される平滑コンデンサと平滑コンデンサを放電する方向に接続される放電用ダイオードとの直列回路と、前記平滑コンデンサと放電用ダイオードの直列回路の中点と前記直流阻止用コンデンサと前記リーケージトランスの１次巻線との中点との間に前記平滑コンデンサを充電する方向に接続される充電用ダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される小容量のコンデンサとで構成したことを特徴とする。
【００３４】
請求項５の発明では、請求項３又は４の発明において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コンデンサを介して前記充電用ダイオードに電流が流れるように接続され、前記負荷が放電灯であり、前記制御手段において、予熱時は第２のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さく、始動時は第２のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大きくなるよう動作することを特徴とする。
【００３５】
請求項６の発明では、請求項３又は４の発明において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダイオードを介して前記平滑コンデンサに電流が流れるように接続され、前記負荷が放電灯であり、前記制御手段において、予熱時は第１のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さく、始動時は第１のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大きくなるよう動作することを特徴とする。
【００３６】
請求項７の発明では、請求項１乃至６の何れかの発明において、前記制御手段が自励式であり、スイッチング素子のオンデュティを調節可能である第１の予熱始動回路を具備したことを特徴とする。
【００３７】
請求項８の発明では、請求項７の発明において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コンデンサを介して前記充電用ダイオードに電流が流れるように接続され、前記第１の予熱始動回路が第２のスイッチング素子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、軽負荷時に前記第２のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作させることを特徴とする。
【００３８】
請求項９の発明では、請求項７の発明において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダイオードを介して前記平滑コンデンサに電流が流れるように接続され、前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング素子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、軽負荷時に前記第１のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作させることを特徴とする。
【００３９】
請求項１０の発明では、請求項７の発明において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コンデンサを介して前記充電用ダイオードに電流が流れるように接続され、前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング素子側に、第２の予熱始動回路が第２のスイッチング素子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、予熱時に前記第２のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第２の予熱始動回路を動作し、始動時に前記第１のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作させることを特徴とする。
【００４０】
請求項１１の発明では、請求項７の発明において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダイオードを介して前記平滑コンデンサに電流が流れるように接続され、前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング素子側に、第２の予熱始動回路が第２のスイッチング素子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、予熱時に前記第１のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作し、始動時に前記第２のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第２の予熱始動回路を動作させることを特徴とする。
【００４１】
【発明の実施の形態】
以下本発明を実施形態により説明する。
【００４２】
（実施形態１）
本実施形態の回路図を図１に、各部の動作時の波形図を図２に示す。基本回路構成は図１４に示す第１の従来例とほぼ同じであるが、図示するようにダイオードＤ１とＤ２の接続点とスイッチング素子Ｑ１とＱ２との接続点との間にリーケージトランスＴ１の１次巻線と直流阻止用のコンデンサＣ４との直列回路を接続し、このリーケージトランスＴ１の２次巻線に蛍光灯からなる放電灯Ｌａ１を負荷として並列に接続し、放電灯Ｌａ１の両側のフィラメントの非電源側端間に共振用のコンデンサＣ２１を接続し、共振用コンデンサＣ２１及び放電灯Ｌａ１の並列回路とリーケージトランスＴ１のインダクタンス成分（従来例の共振用チョークＬ１に相当）とで共振回路を接続してある。
【００４３】
尚その他の構成は図１４の第１の従来例と同じであるので、同一の構成には同一番号、符号を付して詳細な回路動作説明は省略する。
【００４４】
本実施形態と図１４の第１の従来例との違いは軽負荷時に出力電圧の低周波リップルを調整するための制御回路１が異なっており、平滑コンデンサＣ３を充電するループ内にあるスイッチング素子Ｑ２のオンデュティをスイッチング素子Ｑ１のオンデュティよりも小さくなるようにアンバランス制御することを特徴とする。
【００４５】
まず、定格点灯時には交流電源Ｅの電圧のピーク付近では補助電源回路ＰＯＷの平滑コンデンサＣ３，降圧チョッパ用チョークＬ２，ダイオードＤ３，Ｄ４，スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からなる降圧チョッパ動作が支配的であり、ゼロクロス付近ではコンデンサＣ２、ダイオードＤ２からなる入力力率改善回路（入力歪改善回路）による動作が支配的となる。
【００４６】
よって、小容量のコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５は、図２（ｃ）のように交流電源Ｅ電圧のピーク付近では整流器ＤＢの出力電圧に比例した波形となり、ゼロクロス付近では平滑コンデンサＣ３の両端電圧による谷埋め電圧波形となる。
【００４７】
ところが、予熱、始動時のような軽負荷時には、共振用コンデンサＣ２１を介して予熱電流を流すコンデンサ予熱の構成となっているため、定格点灯時に比べ共振電流が増大し、入力電流も多く流れ、そのため平滑コンデンサＣ３，コンデンサＣ５への充電電流は増加する。一方負荷での消費電力は小さいため、平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３、コンデンサＣ５の電圧Ｖｃ５は定格点灯時に比べ、共に昇圧することになる。このため軽負荷時の回路動作は定格点灯時と異なり、入力力率改善回路は交流電源Ｅの略全周期において動作する。以下、簡単に動作説明する。
【００４８】
まずスイッチング素子Ｑ１がオン時には、コンデンサＣ５の放電電流はコンデンサＣ５→スイッチング素子Ｑ１→リーケージトランスＴ１→コンデンサＣ４→コンデンサＣ２→コンデンサＣ５のループ（Ａ）で流れ、このときコンデンサＣ２を充電する。
【００４９】
コンデンサＣ２の両端電圧が、コンデンサＣ５の電圧Ｖｃ５と整流器ＤＢの出力電圧ＶＤＢの差電圧と略等し＜なると、続いて入力電流が交流電源Ｅ→フイルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→リーケージトランスＴ１→直流阻止用コンデンサＣ４→ダイオードＤ１→整流器ＤＢ→フィルター回路Ｆ→交流電源Ｅのループ（Ｂ）で流れる。
【００５０】
スイッチング素子Ｑ２がオンすると、交流電源ＥからコンデンサＣ５への充電電流が交流電源Ｅ→フィルター回路Ｆ→整流器ＤＢ→コンデンサＣ５→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→リーケージトランスＴ１→コンデンサＣ４→Ｄ１→フィルター回路Ｆ→交流電源Ｅのループ（C）で流れる。
【００５１】
やがて共振電流が反転しリーケージトランスＴ１→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ２→コンデンサＣ４→リーケージトランスＴ１のループ（Ｄ）で流れ、このときコンデンサＣ２は電荷を放出する。
【００５２】
続いてスイッチング素子Ｑ１がオンすると、回生電流がリーケージトランスＴ１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→コンデンサＣ５→ダイオードＤ２→コンデンサＣ４→リーケージトランスＴ１のループ（Ｅ）で流れ、やがて共振電流は反転してループ（Ａ）で流れ、以上の動作を繰り返す。
【００５３】
ところで平滑コンデンサＣ３の充電は、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３＜コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５のとき、つまり交流電源Ｅの電圧のピーク付近においてスイッチング素子Ｑ２のオン時に、コンデンサＣ５→降圧チョッパ用チョークＬ２→平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ３→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサＣ５のループ（Ｆ）で流れ、このときコンデンサＣ５の放電によりスイッチング素子Ｑ２を介して平滑コンデンサＣ３が充電される。続いてスイッチング素子Ｑ１がオンすると、回生電流が降圧チョッパ用チョークＬ２→平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ３→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→降圧チョッパ用チョークＬ２のループ（Ｇ）で流れる。
【００５４】
またコンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３＞コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５のとき、つまり交流電源Ｅのゼロクロス付近において平滑コンデンサＣ３→降圧チョッパ用チョークＬ２→コンデンサＣ５→ダイオードＤ４→平滑コンデンサＣ３のループ（Ｈ）で平滑コンデンサＣ３は放電する。よって平滑コンデンサＣ３の電荷は一度コンデンサＣ５に蓄えられ、コンデンサＣ５から負荷へ供給される（ループＡ）ことになる。
【００５５】
以上の動作からループ（Ｆ）においてコンデンサＣ５の放電によりスイッチング素子Ｑ２を介して平滑コンデンサＣ３が充電されるため、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティをスイッチング素子Ｑ１よりも大きくすると、図２（ｆ）の様に電圧Ｖｃ３の昇圧は大きく、電圧Ｖｃ５の昇圧は小さくなるためＶｃ５とＶｃ３の差は小さくなる。また、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティをスイッチング素子Ｑ１よりも小さくすると図２（ｅ）の様に電圧Ｖｃ３の昇圧は小さく、電圧Ｖｃ５の昇圧は大きくなるため電圧Ｖｃ５と電圧Ｖｃ３の差は大きくなる。また、交流電源Ｅの電圧のピーク付近においては共振用チョークＬ１，共振用コンデンサＣ２１による共振系が支配的であり、交流電源Ｅのゼロクロス付近においては共振用チョークＬ１，共振用コンデンサＣ２１に入力力率改善回路のコンデンサＣ２が加わった共振系が支配的である。よって、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティを制御することで、インバータ回路ＩＮＶの電源となる直流出力電圧Ｖｃ５の出力リップルが変わり、放電灯Ｌａ１の両端に現れる出力電圧Ｖｌａ２の低周波リップルを変えることができる。
【００５６】
ここでデュティ制御の動作について説明する。高周波の１周期をＴ1、スイッチング素子Ｑ２のオン時間をＴon2、スイッチング素子Ｑ１のオン時間をＴon1とすると、デュティが５０％のときのオン時間はＴ1／２となる。スイッチング素子Ｑ２のオンデュティを小さくした場合は図２（ａ）に示すようにＴon2＜Ｔ1／２，Ｔon1＞Ｔ1／２となる。スイッチング素子Ｑ２のオンデュティを大きくした場合は図２（ｂ）に示すようにＴon2＞Ｔ1／２，Ｔon1＜Ｔ1／２となる。
【００５７】
次に軽負荷時の本実施形態と上述した第１の従来例との制御方法の違いについて比較する。
【００５８】
第１の従来例はスイッチング素子スイッチング素子Ｑ１よりもスイッチング素子スイッチング素子Ｑ２のオン時間が長くなるようなアンバランス制御と、交流電源Ｅと追従した谷埋め電圧を検出して交流電源Ｅの山部と谷部でスイッチング素子Ｑ１，スイッチング素子Ｑ２の動作周波数が山部のほうが高くなるような周波数変調制御とを組合わせることにより、放電灯Ｌａ１への予熱電流を確保し、平滑コンデンサＣ３の両端電圧Ｖ平滑コンデンサＣ３の昇圧を抑制させている。
【００５９】
図１の回路において第１の従来例と同様に予熱時に平滑コンデンサＣ３を充電するループ内に配置されているスイッチング素子Ｑ２のオンデュティをスイッチング素子Ｑ１よりも大きくなるようにアンバランス制御した場合について説明する。
【００６０】
インバータ回路ＩＮＶの電源となるコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５の波形は図２（ｆ）のように交流電源Ｅの電圧のピーク付近とゼロクロス付近の差が比較的小さい、完全平滑と同様な波形となっている。これにより出力電圧の波形は図２（ｈ）のように交流電源Ｅのゼロクロス付近でピークをもつ波形となる。よって予熱時に先行予熱に十分な電流を確保した場合コールドスタートが起こりやすくなる。
【００６１】
一方、予熱時に平滑コンデンサＣ３を充電するループ内に配置されているスイッチング素子Ｑ２のオンデュティをスイッチング素子Ｑ１よりも小さくなるようにアンバランス制御することにより、電圧Ｖｃ５の波形は図２（ｅ）のように交流電源Ｅの電圧のピーク付近（Ｖｃ５に相当する）とゼロクロス付近（Ｖｃ３に相当する）の平滑電圧のピーク値の差が大きい谷埋め電圧波形となっており、出力電圧の波形は図２（ｇ）のように交流電源Ｅのゼロクロス付近とピーク付近で各々ピークをもつ波形となるが、各々のピーク値はほぼ等しく比較的低周波リップルが小さいため、放電灯Ｌａ１の始動には不十分なピーク電圧に抑制された電圧波形である。よって周波数変調制御を用いず、周波数制御、及びデュティ制御のみで、予熱時にコールドスタートの発生を抑制することができることになる。
【００６２】
本実施形態と図１５の第２の従来例との違いは、上述した第１の従来例と第２の従来例との違いと基本的に同じであるため省略する。
【００６３】
予熱時の本実施形態と第２の従来例とは、共に出力電圧の低周波リップルを小さくする点は同じであるが、その制御方法の違いについて説明する。
【００６４】
第２の従来例の回路において本実施形態と同じくスイッチング素子Ｑ２のオンデュティをスイッチング素子Ｑ１よりも小さくなるようにアンバランス制御をした場合、平滑電圧は図２（ｆ）に示すような波形となり、これにより出力電圧波形は図２（ｈ）のように交流電源Ｅ電圧のゼロクロス付近でピークをもつ波形となる。
【００６５】
また、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティをスイッチング素子Ｑ１よりも大きくなるようにアンバランス制御をした場合、平滑電圧は図２（ｆ）に示すような波形となり、これにより出力電圧波形は図２（ｈ）のように交流電源Ｅ電圧のゼロクロス付近でピークをもつ波形となる。
【００６６】
よって、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティを大きくした場合と、小さくした場合を比べると、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティを大きくした方がコンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ３（図１５の場合）の昇圧レベルは大きくなり、所定の先行予熱電流を得るにはスイッチング素子Ｑ２のオンデュティを大きくしたほうが動作周波数が高くなるが、平滑電圧波形は両者とも同様な完全平滑的な波形となる。したがって、出力電圧の波形は図２（ｈ）のような両者とも同様な交流電源Ｅの電圧のゼロクロス付近でピークをもつ波形となる。
【００６７】
要するに、図１５の回路においてデュティ制御を行っても出力電圧波形の低周波リップルはかわらない。これによって本実施形態の制御方法は降圧チョッパ方式を用いた回路特有の制御方法である。
【００６８】
而して本実施形態によれば、軽負荷時に、出力電圧の低周波リップルを小さくできることから、負荷が放電灯である場合比較的簡単な制御により予熱時にコールドスタートの発生を抑制することができることになる。また始動時については例えばＦＣＬ３０Ｗなど比較的始動電圧が低く容易に点灯し易い蛍光灯の場合、出力電圧の低周波リップルを小さくすることで予熱に用いる共振用コンデンサＣ２１の耐圧を低くできるという効果もある。
【００６９】
（実施形態２）
本実施形態に実施形態の回路を図３に示す。本実施形態の回路構成は図１に示す実施形態１と比べて、リーケージトランスＴ１、放電灯Ｌａ１、共振用コンデンサＣ２１、直流阻止用のコンデンサＣ４からなる負荷回路、ダイオードＤ２，コンデンサＣ２からなる入力力率改善回路等の接続箇所が異なるが、基本的な回路動作は略同じであるため同一の構成には同一符号を付して説明は省略する。
【００７０】
図３に示す本実施形態の場合、実施形態１と同様に、予熱時に平滑コンデンサＣ３を充電するループ内に配置されているスイッチング素子Ｑ２のオンデュティをスイッチング素子Ｑ１よりも小さくなるように制御回路１でアンバランス制御することにより、平滑電圧Ｖｃ５の波形が図２（ｅ）のようになり、出力電圧の波形の低周波リップルを小さくすることができる。
【００７１】
始動時は、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティをスイッチング素子Ｑ１よりも大きくなるようにアンバランス制御することにより、平滑電圧Ｖｃ５の波形が図２（ｆ）のようになり、出力電圧の波形の低周波リップルを大きくすることができる。負荷回路及び入力力率改善回路の接続箇所は整流器ＤＢの直流出力端の＋極側でも、−極側でもほぼ同等である。
【００７２】
よって、本実施形態の構成においても図１の実施形態１の構成の場合と同様の制御方法で同様な効果を得ることができる。
【００７３】
尚図４に示すように、図１の回路の構成において、降圧チョッパ用チョークＬ２と平滑コンデンサＣ３の直列回路をスイッチング素子Ｑ２にダイオードＤ３を介して接続し、ダイオードＤ４をダイオードＤ３を介してスイッチング素子Ｑ３に逆並列接続しても良く、また図５に示すように、図３の回路の構成において、降圧チョッパ用チョークＬ２と平滑コンデンサＣ３の直列回路をスイッチング素子Ｑ２にダイオードＤ３を介して接続し、ダイオードＤ４をダイオードＤ３を介してスイッチング素子Ｑ１に逆並列接続しても良い。
【００７４】
これらの図４、図５に示す回路構成においては、予熱時に平滑コンデンサＣ３を充電するループ内に配置されているスイッチング素子Ｑ１のオンデュティをスイッチング素子Ｑ２よりも小さくなるようにアンバランス制御することにより、平滑電圧ＶコンデンサＣ５の波形が図２（ｅ）のようになり、出力電圧の波形の低周波リップルを小さくすることができる。始動時は、スイッチング素子Ｑ１のオンデュティをスイッチング素子Ｑ２よりも小さくなるようにアンバランス制御することにより、平滑電圧Ｖｃ５の波形が図２(ｆ）のようになり、出力電圧の波形の低周波リップルを大きくすることができる。
【００７５】
このように本実施形態によると、予熱時に、出力電圧の低周波リップルを小さくできることから、比較的簡単な制御回路１により予熱時にコールドスタートの発生を抑制することができることになり、出力電圧の波形の低周波リップルを大きくできることから、比較的簡単な制御により始動性を向上できるという効果を有する。
【００７６】
（実施形態３）
本実施形態の回路図を図６に示す。本実施形態と図１の実施形態１の回路と異なる点は、降圧チョッパ用チョークと共振用チョークとをリーケージトランスＴ１のインダクタンス成分により兼用したことにより低コスト化を図っている点である。そして平滑コンデンサＣ３の充電は、平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ３→リーケージトランスＴ１→スイッチング素子Ｑ２の経路で行われる。
【００７７】
尚実施形態２の図３乃至図５の回路構成において、降圧チョッパ用チョークと共振用チョークとをリーケージトランスＴ１のインダクタンス成分により兼用しても勿論良い。図７乃至図９はそれらの回路を示す。
【００７８】
図７の回路では図６の回路と同様に平滑コンデンサＣ３の充電は、平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ３→リーケージトランスＴ１→スイッチング素子Ｑ２の経路で行われる。
【００７９】
また図８，図９の回路では、平滑コンデンサＣ３の充電は、スイッチング素子Ｑ１→リーケージトランスＴ１→ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ３の経路で行われる。
【００８０】
而して本実施形態の図６乃至図９の何れの回路においても、その他の基本的な回路動作は、第１の従来例と同様であり、また予熱時、始動時の制御方法は実施形態１及び実施形態２と同様の制御を行うため同様の結果となる。図６乃至図９において、上述の実施形態の回路構成と同一の構成には同一の番号及び符号を付して説明は省略する。
【００８１】
而して本実施形態によれば、実施形態１，実施形態２の作用効果を、降圧チョッパ用チョークと共振用チョークとを兼用したことにより低コスト化を図った回路構成においても得ることができる。
【００８２】
（実施形態４）
本実施形態の回路図を図１０に示す。本実施形態の回路構成は実施形態１の回路の制御回路１の代わりに自励式の回路を用いた点が大きく異なる。
【００８３】
具体的には自励用の駆動回路２と、駆動回路２を起動するための起動回路３と、予熱始動時に放電灯Ｌａ１に適切な予熱電流を流し且つ始動電圧を印加するための予熱始動回路４とを備えている。
【００８４】
駆動回路２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、リーケージトランスＴ１の１次巻線との間に１次巻線を挿入し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲートとソース間にゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２を夫々介して２次巻線を接続した駆動トランスＴ２と、各出力巻線とゲート抵抗Ｒ１，Ｒ２との直列回路に並列に違いに逆直列接続した対のツエナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２及びＺＤ３，ＺＤ４とで構成される。
【００８５】
また起動回路３は、コンデンサＣ５に並列に接続した抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，コンデンサＣ６の直列回路と、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ６の接続点とスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点との間に接続したダイオードＤ５と、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ６の接続点とスイッチング素子Ｑ２のゲートとの間に接続した２端子サイリスタの様なトリガ素子Ｑ３とで構成される。
【００８６】
予熱始動回路４は、スイッチング素子Ｑ２のゲートとソース間に、抵抗Ｒｓ１と、逆方向のダイオードＤｓ２，Ｄｓ３との直列回路を接続するとともに、ダイオードＤｓ４とトランジスタからなるスイッチング素子Ｑｓ１との直列回路を接続し、ダイオードＤｓ２にはダイオードＤｓ１と、抵抗Ｒｓ２と、コンデンサＣｓ１及び抵抗Ｒｓ３の並列回路との直列回路を並列接続し、ダイオードＤｓ３にはコンデンサＣｓ２を並列接続し、コンデンサＣｓ２には抵抗Ｒｓ４を介してスイッチング素子Ｑｓ１のベース・エミッタ間を接続して構成される。
【００８７】
尚予熱始動回路４はグランドラインを安定にさせるためスイッチング素子Ｑ２側に接続されている。
【００８８】
而して交流電源Ｅが投入されると、起動回路３では抵抗Ｒ３，Ｒ４、Ｒ５を介してコンデンサＣ６が充電され、その両端電圧が所定の電圧になるとトリガ素子Ｑ３がブレークオーバーしてオンし、該トリガ素子Ｑ３を介してコンデンサＣ６の充電電圧がインバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ２のゲートに起動信号として印加され、スイッチング素子Ｑ２はオンする。このオンと同時にコンデンサＣ６はダイオードＤ５からスイッチング素子Ｑ２を介して電荷を放出する。スイッチング素子Ｑ２がオンすると駆動トランスＴ２の１次巻線に電流が流れ、続いてスイッチング素子Ｑ２側の出力巻線とは逆極性に巻かれたスイッチング素子Ｑ１側の出力巻線によりゲート電圧が発生してスイッチング素子Ｑ１がオンする。以後スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが高周波で交互オン、オフを繰り返しインバータ動作を行う。
【００８９】
予熱時はスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間にゲート電圧が発生すると同時に、予熱始動回路４の抵抗Ｒｓ１→ダイオードＤｓ１→抵抗Ｒｓ２→コンデンサＣｓ１→コンデンサＣｓ２の経路でコンデンサＣｓ２が充電され、その電圧がスイッチング素子Ｑｓ１の閾値を越えると、スイッチング素子Ｑｓ１がオンして、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号を引き抜き、そのためスイッチング素子Ｑ２はオフする。スイッチング素子Ｑｓ１がオンするとコンデンサＣｓ２は、コンデンサＣｓ２→ダイオードＤｓ２→抵抗Ｒｓ１→ダイオードＤｓ４→スイッチング素子Ｑｓ１→コンデンサＣｓ２の経路で電荷を放出する。以上の動作によりスイッチング素子Ｑ２のオンデュティが決定される。オンデュティは抵抗Ｒｓ１，Ｒｓ２，コンデンサＣｓ２の時定数によって調整が可能である。このときコンデンサＣｓ１は、電解コンデンサを用いてタイマーコンデンサとして働いており、インバータ回路ＩＮＶのスイッチングに応じてコンデンサＣｓ１は徐々に充電されるため、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティは最初はスイッチング素子Ｑ１のオンデュティより小さいところから徐々に５０％に近づいていく。一方、スイッチング素子Ｑ１側は何も制御されることなく自励動作によりゲート信号が発生するため、スイッチング素子Ｑ２のオンデュティが５０％に近づいていくのに応じて動作周波数も低くなる方向に変化して、出力電圧は増加していき、放電灯Ｌａ１は始動する。
【００９０】
予熱始動回路４はデュティを５０％より大きいところから５０％に近づける制御ができないため、予熱、始動時に平滑コンデンサＣ３を充電するループ内に配置されているスイッチング素子のオンデュティを他方のスイッチング素子の音デュティよりも小さくなるようにアンバランス制御することにより、出力電圧の波形の低周波リップルを小さくするには図１０のように予熱始動回路４の配置に合わせて平滑コンデンサＣ３を配置するとよい。また、図１０の回路においてダイオードＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ２、Ｃ４の一端を図３のように整流器ＤＢの出力端子の正極側に接続した場合も同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００９１】
而して予熱始動回路４を用いた自励制御による本実施形態の回路構成においても実施形態１と同様の効果が得られる。また、主回路が実施形態３に示した構成であっても同様の効果を有することは言うまでもない。
【００９２】
（実施形態５）
本実施形態の回路図を図１１に示す。
【００９３】
本実施形態は、図５で示す回路の主回路と同じ主回路に実施形態４と同様に駆動回路２を付設するとともに、予熱始動回路４及び起動回路３を付設したもので、本実施形態の回路構成が実施形態４の回路構成と異なる点は予熱始動回路４がスイッチング素子Ｑ１側に接続されているところである。
【００９４】
つまり本実施形態の起動回路３は、抵抗Ｒ３、コンデンサＣ６、抵抗Ｒ４，Ｒ５の直列回路をコンデンサＣ５に並列接続するとともにダイオードＤ５を抵抗Ｒ３に並列接続し、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ６の接続点とスイッチング素子Ｑ１のゲートとの間にトリガ素子Ｑ３を接続し、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ４との接続点をスイッチング素子Ｑ２のソースに接続して構成され、予熱始動回路４２具体回路は実施形態４の予熱始動回路４と同じ構成であって、グランドラインをスイッチング素子Ｑ１のソースに接続し、入力をスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続して構成される。
【００９５】
本実施形態の起動回路３は、交流電源Ｅが投入され、コンデンサＣ６の両端電圧が所定の電圧に上昇すると、トリガ素子Ｑ３がブレークオーバーして、インバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間にコンデンサＣ６の電圧を起動信号として印加し、スイッチング素子Ｑ１をオンさせる。このオンによりコンデンサＣ６の電荷をダイオードＤ５とスイッチング素子Ｑ１を介して放出させる。以後実施形態３と同様に駆動回路２の働きにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波で交互にオン、オフを繰り返す。
【００９６】
一方スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間にゲート電圧が発生すると同時に、予熱始動回路４は実施形態３の予熱始動回路４と同様に動作するが、ゲート信号を引き抜く対象がスイッチング素子Ｑ１で、このスイッチング素子Ｑ１のオンデュティを決定し、インバータ回路ＩＮＶのスイッチングに応じてコンデンサＣｓ１は徐々に充電されるため、スイッチング素子Ｑ１のオンデュティが最初はスイッチング素子Ｑ１のオンデュティより小さいところから徐々に５０％に近づいていく。この場合、予熱、始動時にスイッチング素子Ｑ１のオンデュティが５０％より小さいため、図１１のように平滑コンデンサＣ３を配置することにより、予熱、始動時に平滑コンデンサＣ３を充電するループ内に配置されているスイッチング素子のオンデュティを他方のスイッチング素子よりも小さくなるようにアンバランス制御することで、出力電圧の低周波リップルを小さくすることができる。また、図１１の回路においてＤ１，Ｄ２、コンデンサＣ２，Ｃ４の一端を図１のように整流器ＤＢの直流出力端子の負極側に接続した場合も同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００９７】
而して本実施形態によると、実施形態４と同様に、予熱始動回路４を用いた自励制御による回路構成においても実施形態１と同様の効果を得ることができる。また、主回路が実施形態３に示した構成であっても同様の効果を有することは言うまでもない。
【００９８】
（実施形態６）
本実施形態の回路図を図１２、図１３に示す。本実施形態の回路構成が実施形態４，５の回路構成と異なる点は、スイッチング素子Ｑ１，スイッチング素子Ｑ２の夫々に予熱始動回路４ａ、４ｂを接続した点にある。
【００９９】
図１２の回路の場合、平滑コンデンサＣ３がスイッチング素子Ｑ１側に接続されているので、予熱時はスイッチＳＷ２をオンさせて予熱始動回路４ｂを動作させ、他方の予熱始動回路４ａはスイッチＳＷ１をオフにして切離しておく。始動時はスイッチＳＷ１をオンして予熱始動回路１を動作させ、予熱始動回路２はスイッチＳＷ２をオフにして切離す。
【０１００】
この場合、予熱時は平滑コンデンサＣ３を充電するループ内に配置されているスイッチング素子Ｑ２のオンデュティが５０％より小さくなるようにアンバランス制御されることになり、出力電圧の波形の低周波リップルを小さくすることができる。始動時にはスイッチング素子Ｑ１のオンデュティが５０％より小さく、すなわちスイッチング素子Ｑ２のオンデュティが５０％より大きくなり、出力電圧の波形の低周波リップルを大きくすることができる。
【０１０１】
また図１３のようにスイッチング素子Ｑ１側に予熱始動回路４ａ，スイッチング素子Ｑ２側に予熱始動回路４ｂ，平滑コンデンサＣ３を配置した場合も、図１２の回路の場合と同様に、予熱時はスイッチＳＷ１をオンして予熱始動回路４ａを動作させ、平滑コンデンサＣ３を充電するループ内に配置されているスイッチング素子Ｑ１のオンデュティをスイッチング素子Ｑ２よりも小さくなるようにアンバランス制御することにより、出力電圧の低周波リップルを小さくすることができ、始動時はスイッチＳＷ２をオンして予熱始動回路４ｂを動作させ、スイッチング素子Ｑ１のオンデュティをスイッチング素子Ｑ２よりも大きくなるようにアンバランス制御することにより、出力電圧の低周波リップルを大きくすることができる。
【０１０２】
本実施形態によると、予熱始動回路を用いた自励制御による回路構成においても実施形態２と同様の効果を有する。また、主回路が実施形態３に示した構成であっても同様の効果が得られることは言うまでもない。
【０１０３】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源電圧を整流する整流器と、前記整流器の出力電圧をスイッチング素子のスイッチング動作により充電し平滑する平滑コンデンサを備えた部分平滑回路と、前記整流器あるいは前記平滑コンデンサからの出力電圧を前記スイッチング素子のスイッチング動作により高周波に変換して負荷に電力を供給するインバータ回路と、前記整流器の直流出力端にインピーダンス素子を介して前記インバータ回路の高周波出力の一部を帰還し前記整流器に前記交流電源の略全域に亘って高周波的に電流を流す入力力率改善回路と、を備えた電源装置において、前記負荷が軽負荷時に前記平滑コンデンサを充電するループ内のスイッチング素子のオンデュティを定格負荷時よりも小さくなるよう動作させる制御手段を具備してあるので、複雑で高価な制御手段を用いることなく、比較的簡単な制御手段により軽負荷時に出力電圧の低周波リップルを小さくすることができるという効果がある。
【０１０４】
請求項２の発明は、交流電源電圧を整流する整流器と、前記整流器の出力電圧をスイッチング素子のスイッチング動作により充電し平滑する平滑コンデンサを備えた部分平滑回路と、前記整流器あるいは前記平滑コンデンサからの出力電圧を前記スイッチング素子のスイッチング動作により高周波に変換して負荷に電力を供給するインバータ回路と、前記整流器の直流出力端にインピーダンス素子を介して前記インバータ回路の高周波出力の一部を帰還し前記整流器に前記交流電源の略全域に亘って高周波的に電流を流す入力力率改善回路と、を備えた電源装置において、前記負荷が放電灯であり、予熱時は前記平滑コンデンサを充電するループ内のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さく、始動時は前記平滑コンデンサを充電するループ内のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大きくなるよう動作させる制御手段を具備してあるので、複雑で高価な制御手段を用いることなく、比較的簡単な制御手段により軽負荷時に出力電圧の低周波リップルを小さくすることができるものであって、負荷である予熱型放電灯の予熱時にコールドスタートの発生を抑制できるという効果がある。
【０１０５】
請求項３の発明は、請求項１又は２の発明において、前記入力力率改善回路を、前記整流器の直流出力端に接続される第１のダイオードと第１のコンデンサの並列回路から構成し、前記インバータ回路を、第１、第２のスイッチング素子の直列回路との直列回路と、前記整流器の出力側の一端と前記第１のダイオードとの接続点と前記第１、第２のスイッチング素子の中点との間に接続される直流阻止用コンデンサとリーケージトランスの１次巻線との直列回路と、前記リーケージトランスの２次巻線間に接続される放電灯と、前記放電灯の非電源側に接続される共振用コンデンサとで構成し、前記補助電源回路を、前記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される降圧チョッパ用チョークと平滑コンデンサと平滑コンデンサを放電する方向に接続される放電用ダイオードとの直列回路と、前記平滑コンデンサと放電用ダイオードの直列回路の中点と前記第１、第２のスイッチング素子の中点との間に前記平滑コンデンサを充電する方向に接続される充電用ダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される小容量のコンデンサとで構成したので、前記請求項１又は２の発明の効果に加えて、始動電圧が低く容易に点灯し易い放電灯を用いた場合に予熱コンデンサである共振用コンデンサの耐圧を低くすることができるという効果がある。
【０１０６】
請求項４の発明は、請求項１又は２の発明において、前記入力力率改善回路を、前記整流器の直流出力端に接続される第１のダイオードと第１のコンデンサの並列回路から構成し、前記インバータ回路を、第１、第２のスイッチング素子の直列回路との直列回路と、前記整流器の出力側の一端と前記第１のダイオードとの接続点と前記第１、第２のスイッチング素子の中点との間に、前記第１、第２のスイッチング素子の中点側にリーケージトランスの１次巻線がつながるように接続された直流阻止用コンデンサと前記リーケージトランスの１次巻線との直列回路と、前記リーケージトランスの２次巻線間に接続される放電灯と、前記放電灯の非電源側に接続される共振用コンデンサとで構成し、前記補助電源回路を、前記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される平滑コンデンサと平滑コンデンサを放電する方向に接続される放電用ダイオードとの直列回路と、前記平滑コンデンサと放電用ダイオードの直列回路の中点と前記直流阻止用コンデンサと前記リーケージトランスの１次巻線との中点との間に前記平滑コンデンサを充電する方向に接続される充電用ダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される小容量のコンデンサとで構成したので、請求項１又は２の発明の効果に加えて、始動電圧が低く容易に点灯し易い放電灯を用いた場合に予熱コンデンサである共振用コンデンサの耐圧を低くすることができ、しかも降圧チョッパ用チョークと共振用チョークとをリーケージトランスが兼ねるため、コストを低減できるという効果がある。
【０１０７】
請求項５の発明は、請求項３又は４の発明において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コンデンサを介して前記充電用ダイオードに電流が流れるように接続され、前記負荷が放電灯であり、前記制御手段において、予熱時は第２のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さく、始動時は第２のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大きくなるよう動作するので、特に予熱時には出力電圧の低周波リップルを小さくすることができるから比較的簡単な制御手段により予熱時にコールドスタートの発生を抑制でき、また始動時には出力電圧の低周波リップルを大きくすることができるから比較的簡単な制御により始動性を向上できるという効果がある。
【０１０８】
請求項６の発明は、請求項３又は４の発明において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダイオードを介して前記平滑コンデンサに電流が流れるように接続され、前記負荷が放電灯であり、前記制御手段において、予熱時は第１のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さく、始動時は第１のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大きくなるよう動作するので、特に予熱時には出力電圧の低周波リップルを小さくすることができるから比較的簡単な制御手段により予熱時にコールドスタートの発生を抑制でき、また始動時には出力電圧の低周波リップルを大きくすることができるから比較的簡単な制御により始動性を向上できるという効果がある。
【０１０９】
請求項７の発明は、請求項１乃至６の何れかの発明において、前記制御手段が自励式であり、スイッチング素子のオンデュティを調節可能である第１の予熱始動回路を具備したので、自励式の制御を採用しても請求項１乃至６の何れかの発明の効果と同じ効果が得られる。
【０１１０】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コンデンサを介して前記充電用ダイオードに電流が流れるように接続され、前記第１の予熱始動回路が第２のスイッチング素子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、軽負荷時に前記第２のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作させるので、請求項７と同様な効果がある。
【０１１１】
請求項９の発明は、請求項７の発明において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダイオードを介して前記平滑コンデンサに電流が流れるように接続され、前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング素子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、軽負荷時に前記第１のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作させるので、請求項７と同様な効果がある。
【０１１２】
請求項１０の発明は、請求項７の発明において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コンデンサを介して前記充電用ダイオードに電流が流れるように接続され、前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング素子側に、第２の予熱始動回路が第２のスイッチング素子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、予熱時に前記第２のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第２の予熱始動回路を動作し、始動時に前記第１のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作させるので、特に予熱時には出力電圧の低周波リップルを小さくして、予熱時のコールドスタートの発生を抑制することができ、また始動時には、出力電圧の低周波リップルを大きくして始動性を向上できるという効果がある。
【０１１３】
請求項１１の発明は、請求項７の発明において、前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダイオードを介して前記平滑コンデンサに電流が流れるように接続され、前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング素子側に、第２の予熱始動回路が第２のスイッチング素子側に接続され、前記負荷が放電灯であり、予熱時に前記第１のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作し、始動時に前記第２のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第２の予熱始動回路を動作させるので、特に予熱時には出力電圧の低周波リップルを小さくして、予熱時のコールドスタートの発生を抑制することができ、また始動時には、出力電圧の低周波リップルを大きくして始動性を向上できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施形態の実施形態１の回路図である。
【図２】同上及び従来例の動作説明用波形図である。
【図３】本実施形態の実施形態２の回路図である。
【図４】本実施形態の実施形態３の回路図である。
【図５】本実施形態の実施形態４の回路図である。
【図６】本実施形態の実施形態５の回路図である。
【図７】本実施形態の実施形態６の回路図である。
【図８】本実施形態の実施形態７の回路図である。
【図９】本実施形態の実施形態８の回路図である。
【図１０】本実施形態の実施形態９の回路図である。
【図１１】本実施形態の実施形態１０の回路図である。
【図１２】本実施形態の実施形態１１の回路図である。
【図１３】本実施形態の実施形態１２の回路図である。
【図１４】第１の従来例の回路図である。
【図１５】第２の従来例の回路図である。
【符号の説明】
ＩＮＶ インバータ回路
ＰＯＷ 補助電源回路
１ 制御回路
Ｅ 交流電源
Ｆ フィルター回路
ＤＢ 整流器
Ｌａ１ 放電灯
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ５ コンデンサ
Ｃ３ 平滑コンデンサ
Ｃ４ 直流阻止用コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｌ２ 降圧チョッパ用チョーク
Ｌ１ 共振用チョーク
Ｃ２１ 共振用コンデンサ
Ｔ１ リーケージトランス
Ｖｃ３ 電圧
Ｖｃ５ 電圧[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply device, and more particularly to a power supply device having a high input power factor and a function of improving input current waveform distortion.
[0002]
[Prior art]
As this type of power supply device, there is a power supply device having a circuit configuration shown in FIG. 14 (see Japanese Patent Laid-Open No. 9-121550).
[0003]
This conventional example (hereinafter referred to as a first conventional example) includes a half-bridge inverter circuit INV that turns on a discharge lamp La1 as a load at a high frequency by alternately switching on and off the switching elements Q1 and Q2. A rectifier DB comprising a diode bridge is connected to the AC power source E via a filter circuit F comprising a capacitor C21 and chokes L21 and L22, and an inverter circuit INV is connected to the DC output terminal of the rectifier DB. The inverter circuit INV connects a capacitor C1 between the pair of DC output terminals of the rectifier DB, and also connects a series circuit of switching elements Q1 and Q2 made of FETs to a parallel circuit (input power of a diode D1, a diode D2 and a capacitor C2). And a preheating type discharge lamp such as a fluorescent choke L1 between a connection point between the diode D1 and the diode D2 and a connection point between the switching elements Q1 and Q2. A resonance circuit composed of a parallel circuit of La1 and a resonance capacitor C21 is connected via a DC blocking capacitor C4.
[0004]
A series circuit of a step-down chopper choke L2 and a smoothing capacitor C3 of an auxiliary power circuit POW constituting the step-down chopper is connected in parallel to the switching element Q1 via a diode D3. Further, a diode D4 is connected in reverse parallel to the switching element Q2 via a diode D3, and this diode D4 constitutes a discharging diode of the smoothing capacitor C3. A small-capacitance capacitor C5 is connected in parallel to the series circuit of the choke L2, step-down chopper L2, capacitor C3, and diode D4.
[0005]
In this circuit, when the switching element Q1 is turned on by the drive signal out1 output from the control circuit 1, the discharge current of the capacitor C5 is changed from the capacitor C5 → the switching element Q1 → the resonance choke L1 → the discharge lamp La1 and the resonance capacitor C21. The parallel circuit → capacitor C4 → capacitor C2 → capacitor C5 flows to charge the capacitor C2.
[0006]
When the voltage across the capacitor C2 and the difference between the voltage Vc5 across the capacitor C5 and the output voltage VB of the rectifier DB become substantially equal, the input current I1 is subsequently changed to the AC power source E → filter circuit F → rectifier DB → switching element Q1. → Resonance choke L1 → Parallel circuit of discharge lamp La1 and capacitor 21 → Capacitor C4 → Diode D1 → Rectifier DB → Filter circuit F → AC power source E
[0007]
When the switching element Q2 is turned on by the drive signal out2 output from the control circuit 1, the charging current from the AC power supply E to the capacitor C5 is changed to the AC power supply E → filter circuit F → rectifier DB → capacitor C5 → switching element. It flows in the path of the parasitic diode of Q2, the resonance choke L1, the parallel circuit of the discharge lamp La1 and the resonance capacitor C21, the capacitor C4, the diode D1, the rectifier DB, the filter circuit F, and the AC power source E.
[0008]
When the resonance current is eventually reversed, a current flows through the path of the resonance choke L1, the switching element Q2, the capacitor C2, the capacitor C4, the parallel circuit of the discharge lamp La1 and the resonance capacitor C21, and the resonance choke L1. Releases charge.
[0009]
Subsequently, when the switching element Q1 is turned on, the line current is changed from the resonance choke L1 to the parasitic diode of the switching element Q1 to the capacitor C5 to the diode D2 to the capacitor C4 to the parallel circuit of the discharge lamp La1 and the resonance capacitor C21 to resonance. As a result, the resonance current is reversed and the discharge current of the capacitor C5 is discharged from the capacitor C5 → the switching element Q1 → the resonance choke L1 → the parallel circuit of the discharge lamp La1 and the resonance capacitor C21 as described above → A current flows through the path of the capacitor C4 → the capacitor C2 → the capacitor C5.
[0010]
By repeating such an operation, high-frequency power is supplied to the discharge lamp La1 to stably light it.
[0011]
Here, when the voltage Vc3 across the smoothing capacitor C3 is lower than the voltage Vc5 across the capacitor C5, that is, near the peak of the AC power supply E voltage, when the switching element Q2 is on, the capacitor C5 → the step-down chopper choke L2 → the smoothing capacitor C3 → A discharge current flows from the capacitor C5 through a path of the diode D3 → the switching element Q2 → the capacitor C5, and the smoothing capacitor C3 is charged through the switching element Q2 by the discharge current of the capacitor C5 at this time. Subsequently, when the switching element Q1 is turned on, the regenerative current flows through the path of the step-down chopper choke L2, the smoothing capacitor C3, the diode D3, the parasitic diode of the switching element Q1, and the step-down chopper choke L2.
[0012]
When the voltage Vc3 across the smoothing capacitor C3 is higher than the voltage Vc5 across the capacitor C5, that is, near the zero cross of the AC power supply E voltage, the smoothing capacitor C3 → the step-down chopper choke L2 → the capacitor C5 → the diode D4 → the smoothing capacitor C3. The smoothing capacitor C3 is discharged along the path. Therefore, the electric charge of the smoothing capacitor C3 is once stored in the capacitor C5 and supplied from the capacitor C5 to the load circuit.
[0013]
By the way, in the conventional example of FIG. 14, the imbalance control in which the ON time of the switching element Q2 becomes longer than the switching element Q1 at the time of light load, and the valley filling voltage (the peak of the pulsating current waveform) following the voltage of the AC power source E. And the frequency modulation control in which the operating frequency of the switching elements Q1 and Q2 is higher at the peaks at the peaks and valleys of the AC power supply E voltage is combined with the discharge lamp La1. A preheating current is secured, and boosting of the voltage Vc3 across the smoothing capacitor C3 is suppressed.
[0014]
However, since the detection circuit is provided and the frequency modulation control is performed, the configuration of the control circuit 1 is complicated and expensive.
[0015]
In addition, when imbalance control is performed so that the on-time of the switching element Q2 is longer than that of the switching element Q1 during preheating without frequency modulation, the waveform of the voltage (output voltage) across the discharge lamp La1 is shown in FIG. Thus, the waveform has a peak near the zero crossing of the voltage of the AC power supply E, so that the low frequency ripple is large and the peak value voltage is higher than the effective value voltage. Therefore, when the preheating current is secured, the discharge lamp La1 is turned on. May end up. That is, there is a problem that the lamp life is shortened because the filament is easily broken and blackened by cold start.
[0016]
As another conventional example (hereinafter referred to as a second conventional example), there is an apparatus having a circuit configuration shown in FIG. 15 (see Japanese Patent Laid-Open No. 9-298096).
[0017]
In this second conventional example, an AC power source E is connected to a rectifier DB via a filter circuit F as shown in the figure, and a pair of DC output terminals of the rectifier DB is connected via a parallel circuit of a capacitor C2 and a diode D4. A series circuit of switching elements Q1 and Q2 of the inverter circuit INV is connected, and the parallel circuit of the discharge lamp La1 and the resonance capacitor C21 resonates between the connection point of the switching elements Q1 and Q2 and the connection point of the rectifier DB and the diode D2. A series circuit with the choke L1 is connected via a DC blocking capacitor C4. A smoothing capacitor C3 is connected in parallel to the series circuit of the switching elements Q1 and Q2.
[0018]
The operation of this conventional circuit will be briefly described. First, the operation when the pulsating voltage is near zero, that is, in the valleys will be described. When the switching element Q2 of the inverter circuit INV is on, the smoothing capacitor C3 is used as a power source, and the resonance current is the smoothing capacitor C3 → the capacitor C2 → the parallel circuit of the discharge lamp La and the resonance capacitor C21 → the resonance choke L1 → the capacitor C4 → switching. The current flows along the path from the element Q2 to the smoothing capacitor C3, the capacitor C2 is charged, and energy is stored in the resonance choke L1. When the charging voltage Vc2 of the capacitor C2 becomes substantially equal to the voltage Vc3 across the smoothing capacitor C3, the resonance current flowing in the capacitor C2 stops, and the current flows from the rectifier DB, and the inverter circuit INV tries to continue the inverter operation. At the moment when the switching element Q2 is turned off and the switching element Q1 is turned on, a regenerative current due to the energy accumulated in the resonance choke L1 flows through the parasitic diode of the switching element Q1. The current flowing at this time becomes the charging current from the rectifier DB to the smoothing capacitor C3, and charges the smoothing capacitor C3. Eventually, when the energy stored in the inactor L1 disappears, the resonance operation is reversed, and an inverter operation using the capacitor C4 as an electric charge causes the capacitor C4 → the resonance choke L1 → the parallel circuit of the discharge lamp La1 and the resonance capacitor C21 → A resonance current flows through the path of the capacitor C2 → the switching element Q1 → the capacitor C4, and the charge charged in the capacitor C2 is discharged. When the charge disappears, the resonance current flows through the diode D2.
[0019]
The above is the explanation at the valley, but even if it is not near zero, when the voltage Vc3 across the smoothing capacitor C3 becomes substantially equal to the input voltage and the voltage Vc2 of the capacitor C2, the smoothing capacitor C3 operates as described above. Although the inverter operation disappears, the current flows from the rectifier DB and tries to continue the inverter operation. In this way, the inverter circuit INV repeats the resonance operation, and the capacitor C2 repeatedly charges and discharges. The period in which the input current flows is a period in which current flows from the rectifier DB after the switching element Q2 is turned on and the smoothing capacitor C3 is charged to Vc2 + input voltage. The control circuit 1 controls switching of the switch elements Q1 and Q2.
[0020]
By the way, in this second conventional example, a predetermined preheating current is passed during preheating, and at this time, the first vibration system (resonance capacitor C21, resonance choke L1) and the second vibration system ( The cold start is prevented by reducing the difference between the outputs supplied to the discharge lamp La1 from the resonance capacitor C21, the resonance choke L1, and the capacitor C2) (shown in FIG. 2 (g)). Is increased by increasing the difference between the outputs supplied to the discharge lamp La1 from the first and second vibration systems (shown in FIG. 2 (h)).
[0021]
The control circuit 1 of the second conventional example is output by the first and second vibration systems by frequency modulation control, duty modulation control using the frequency control, duty control, and detection circuit, as in the first conventional example. The difference is adjusted. In other words, it seems that the low-frequency ripple of the output voltage is arbitrarily adjusted.
[0022]
The main difference between the circuit of the first conventional example and the second conventional example is that the smoothing voltage is a valley filling voltage by the auxiliary power circuit POW composed of the step-down chopper in the first conventional example. The second conventional example is greatly different in that it is completely smooth. Comparing the input power factor improvement operation, the first conventional example incorporates the input current for improving the input power factor by the combination of the step-down chopper operation and the operation of the input power factor improvement circuit. The conventional example takes in the input current only by the operation of the input power factor correction circuit. Therefore, it can be seen that the second conventional example has a larger input current taken in by the operation of the input power factor correction circuit than the first conventional example. Also, the magnitude of the input current that is captured for power factor improvement by the operation of the input power factor correction circuit is proportional to the magnitude of the resonance current because the input current flows as part of the resonance current due to the inverter operation. It is known that the second conventional example requires a large resonance current to flow in order to improve the input distortion as compared with the first conventional example. Therefore, the second conventional example has problems such as an increase in switching loss and a temperature rise in circuit elements. For this reason, as in the first conventional example, a part of the high-frequency output of the inverter circuit INV is fed back, and a current is passed through the rectifier DB over a substantially entire area of the AC power supply E to improve the input distortion. Several discharge lamp lighting devices (power supply devices) that combine an input distortion improvement circuit called a pump system and a step-down chopper have been proposed.
[0023]
Next, the output voltage waveforms of the first conventional example and the second conventional example are compared. For example, when two FHF32W fluorescent lamps are lit in series as a load and frequency modulation control and duty control (including modulation) are not performed, the smoothing voltage waveform of the first conventional example during rated lighting is shown in FIG. As shown in FIG. 2C, a partially smooth valley filling voltage waveform is obtained, and the output voltage waveform is a waveform having peaks near the peak of the power supply voltage and near the zero cross as shown in FIG. On the other hand, the smoothing voltage waveform of the second conventional example is a completely smoothing waveform as shown in FIG. 2D, and the output voltage waveform is a waveform having a peak near the zero cross of the AC power source as shown in FIG. Become.
[0024]
That is, it can be seen that the envelope waveform of the output voltage waveform is different between the first conventional example and the second conventional example due to the difference in circuit configuration, that is, the difference in smoothing voltage. The envelope waveform may differ depending on the design of the LC resonance system, but the design point of the LC resonance system to satisfy both the improvement of the input distortion and the securing of the rated output is naturally determined. It can be said that this occurs largely due to the difference in smoothing voltage. That is, the low voltage ripple of the output voltage is smaller when the smooth voltage waveform is a valley fill waveform as shown in FIG. 2C, and the smooth voltage waveform is output when the smooth voltage waveform is a completely smooth waveform as shown in FIG. Large voltage low-frequency ripple.
[0025]
Actually, in order to improve the crest factor of the lamp current or to arbitrarily adjust the low frequency ripple of the output voltage waveform, a detection circuit is used, and frequency modulation, duty modulation, or a combination of both is used.
[0026]
[Problems to be solved by the invention]
The first conventional example described above has a problem in that the lamp life is shortened because the filament is easily disconnected and blackened due to cold start.
[0027]
Further, the second conventional example has a problem that the configuration of the control circuit 1 is complicated and expensive.
[0028]
The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and an object of the invention of claim 1 is to use a relatively simple control means without a complicated and expensive control means at a light load. An object of the present invention is to provide a power supply device that can suppress a low frequency ripple of an output voltage.
[0029]
In addition to the above object, a power source apparatus capable of preventing cold start during preheating of a preheating type discharge lamp as a load and improving startability is provided. There is.
[0030]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, in the invention of claim 1, a partial smoothing circuit including a rectifier that rectifies an AC power supply voltage, and a smoothing capacitor that charges and smoothes the output voltage of the rectifier by a switching operation of a switching element; An inverter circuit that converts an output voltage from the rectifier or the smoothing capacitor into a high frequency by a switching operation of the switching element and supplies power to a load; and a high frequency of the inverter circuit via an impedance element at a DC output terminal of the rectifier An input power factor improvement circuit that feeds back a part of the output and causes the rectifier to pass a current at a high frequency over substantially the entire area of the AC power supply, and charging the smoothing capacitor when the load is light Operates so that the on-duty of the switching element in the loop is smaller than the rated load Characterized by comprising comprises a control means for causing.
[0031]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a rectifier that rectifies an AC power supply voltage, a partial smoothing circuit that includes a smoothing capacitor that charges and smoothes the output voltage of the rectifier by a switching operation of a switching element, and the rectifier or the smoothing capacitor An inverter circuit that converts the output voltage into a high frequency by the switching operation of the switching element and supplies power to the load, and a part of the high frequency output of the inverter circuit is fed back to the DC output terminal of the rectifier via an impedance element An input power factor correction circuit that causes a current to flow at a high frequency over substantially the entire area of the AC power source to the rectifier, wherein the load is a discharge lamp, and in a loop that charges the smoothing capacitor during preheating The on-duty of the switching element is smaller than that at the rated lighting, and the smoothing capacitor is Characterized by comprising the Ondeyuti of switching elements in the loop for charging comprises a control means for operating so as to be larger than that during rated lighting a.
[0032]
In invention of Claim 3, in invention of Claim 1 or 2, the said input power factor improvement circuit is comprised from the parallel circuit of the 1st diode and 1st capacitor | condenser connected to the DC output terminal of the said rectifier, The inverter circuit includes a series circuit of a series circuit of first and second switching elements, a connection point between one end on the output side of the rectifier and the first diode, and the first and second switching elements. A series circuit of a DC blocking capacitor connected to the middle point and a primary winding of a leakage transformer, a discharge lamp connected between the secondary windings of the leakage transformer, and a non-power source of the discharge lamp The auxiliary power supply circuit includes a step-down chopper choke, a smoothing capacitor, and a smoothing capacitor connected between both ends of the first and second switching elements. A smoothing capacitor between a series circuit of a discharge diode connected in the direction of electricity, a midpoint of the series circuit of the smoothing capacitor and the discharge diode, and a midpoint of the first and second switching elements; It is characterized by comprising a charging diode connected in the charging direction and a small-capacitance capacitor connected between both ends of the first and second switching elements.
[0033]
According to a fourth aspect of the present invention, in the first or second aspect of the invention, the input power factor correction circuit is configured by a parallel circuit of a first diode and a first capacitor connected to a DC output terminal of the rectifier, The inverter circuit includes a series circuit of a series circuit of first and second switching elements, a connection point between one end on the output side of the rectifier and the first diode, and the first and second switching elements. A DC blocking capacitor connected so that a primary winding of the leakage transformer is connected to a middle point of the first and second switching elements between the intermediate point and a primary winding of the leakage transformer; A series circuit; a discharge lamp connected between secondary windings of the leakage transformer; and a resonance capacitor connected to a non-power supply side of the discharge lamp. Second Su A series circuit of a smoothing capacitor connected between both ends of the switching element and a discharging diode connected in a direction for discharging the smoothing capacitor, a midpoint of the series circuit of the smoothing capacitor and the discharging diode, and the DC blocking capacitor And a charging diode connected in the direction of charging the smoothing capacitor between a middle point of the primary winding of the leakage transformer and a small diode connected between both ends of the first and second switching elements. It is characterized by comprising a capacitor with a capacity.
[0034]
According to a fifth aspect of the present invention, in the third or fourth aspect of the invention, the first switching element is connected to the positive side of the DC output terminal of the rectifier, and the smoothing circuit is connected to the smoothing circuit. A capacitor is connected to the positive electrode side of the DC output end of the rectifier, and is connected so that a current flows to the charging diode via the smoothing capacitor, and the load is a discharge lamp. The second switching element operates so that the on-duty of the second switching element is smaller than that at the time of rated lighting and the on-duty of the second switching element is larger than that at the time of rated lighting.
[0035]
According to a sixth aspect of the present invention, in the third or fourth aspect of the invention, the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier in the series circuit of the first and second switching elements. A capacitor is connected to the negative electrode side of the DC output terminal of the rectifier, and is connected so that a current flows to the smoothing capacitor via the charging diode, and the load is a discharge lamp. Is characterized in that the on-duty of the first switching element is smaller than that at the time of rated lighting, and the on-duty of the first switching element is larger at the time of starting than that at the time of rated lighting.
[0036]
The invention of claim 7 is characterized in that, in the invention of any one of claims 1 to 6, the control means is self-excited and includes a first preheating start circuit capable of adjusting the on-duty of the switching element. To do.
[0037]
According to an eighth aspect of the present invention, in the seventh aspect of the present invention, in the series circuit of the first and second switching elements, the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier, and the smoothing capacitor is Connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier and connected so that a current flows to the charging diode via the smoothing capacitor, and the first preheating start circuit is connected to the second switching element side. The load is a discharge lamp, and the first preheating start circuit is operated so that the on-duty of the second switching element is smaller than that during rated lighting when the load is light.
[0038]
The invention according to claim 9 is the invention according to claim 7, wherein the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier, and the smoothing capacitor is connected to the series circuit of the first and second switching elements. Connected to the negative electrode side of the DC output terminal of the rectifier and connected so that current flows through the smoothing capacitor via the charging diode, and the first preheating start circuit is connected to the first switching element side. The load is a discharge lamp, and the first preheating start circuit is operated so that the on-duty of the first switching element is smaller than that during rated lighting when the load is light.
[0039]
In a tenth aspect of the present invention, in the seventh aspect of the present invention, the first switching element is connected to the positive side of the DC output terminal of the rectifier, and the smoothing capacitor is connected to the series circuit of the first and second switching elements. Connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier and connected so that a current flows to the charging diode via the smoothing capacitor, the first preheating start circuit is connected to the first switching element side, The second preheating start circuit is connected to the second switching element side, the load is a discharge lamp, and the second preheating start circuit is configured so that the on-duty of the second switching element is smaller than that during rated lighting during preheating. And the first preheating start circuit is operated so that the on-duty of the first switching element is smaller than that during rated lighting at the time of starting. To.
[0040]
In the invention of claim 11, in the invention of claim 7, the series circuit of the first and second switching elements is such that the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier, and the smoothing capacitor is It is connected to the negative electrode side of the DC output terminal of the rectifier and is connected so that a current flows through the smoothing capacitor via the charging diode, and the first preheating start circuit is connected to the first switching element side. The first preheating start circuit is connected to the second switching element side, the load is a discharge lamp, and the onduty of the first switching element is smaller during rated heating than during rated lighting. And the second preheating start circuit is operated so that the on-duty of the second switching element becomes smaller at the time of start-up than at the time of rated lighting. To.
[0041]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below.
[0042]
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a circuit diagram of this embodiment, and FIG. 2 shows a waveform diagram during operation of each part. The basic circuit configuration is almost the same as that of the first conventional example shown in FIG. 14, but as shown in the figure, the leakage transformer T1 is connected between the connection point of the diodes D1 and D2 and the connection point of the switching elements Q1 and Q2. A series circuit of a secondary winding and a DC blocking capacitor C4 is connected, and a secondary winding of the leakage transformer T1 is connected in parallel with a discharge lamp La1 made of a fluorescent lamp as a load. Filaments on both sides of the discharge lamp La1 A resonance capacitor C21 is connected between the non-power supply side ends of the resonance circuit, and a resonance circuit is formed by a parallel circuit of the resonance capacitor C21 and the discharge lamp La1 and an inductance component of the leakage transformer T1 (corresponding to the resonance choke L1 of the conventional example). Connected.
[0043]
Since the other configuration is the same as that of the first conventional example of FIG. 14, the same number is assigned to the same configuration, and detailed circuit operation description is omitted.
[0044]
The difference between this embodiment and the first conventional example in FIG. 14 is that the control circuit 1 for adjusting the low frequency ripple of the output voltage at light load is different, and the switching element in the loop for charging the smoothing capacitor C3. The unbalance control is performed so that the on-duty of Q2 becomes smaller than the on-duty of the switching element Q1.
[0045]
First, the step-down chopper operation comprising the smoothing capacitor C3 of the auxiliary power supply circuit POW, the choke L2 for the step-down chopper, the diodes D3 and D4, and the switching elements Q1 and Q2 is dominant near the peak of the voltage of the AC power supply E at the rated lighting. Near the zero cross, the operation by the input power factor correction circuit (input distortion improvement circuit) composed of the capacitor C2 and the diode D2 becomes dominant.
[0046]
Therefore, the voltage Vc5 at both ends of the small-capacitance capacitor C5 has a waveform proportional to the output voltage of the rectifier DB near the peak of the AC power supply E voltage as shown in FIG. 2C, and depends on the voltage across the smoothing capacitor C3 near the zero cross. It becomes a valley filling voltage waveform.
[0047]
However, at the time of a light load such as preheating and starting, the capacitor preheating configuration is such that a preheating current flows through the resonance capacitor C21, so that the resonance current increases and the input current also flows more than when rated lighting, Therefore, the charging current to the smoothing capacitor C3 and the capacitor C5 increases. On the other hand, since the power consumption at the load is small, both the voltage Vc3 across the smoothing capacitor C3 and the voltage Vc5 across the capacitor C5 are boosted as compared with the rated lighting. For this reason, the circuit operation at light load is different from that at rated lighting, and the input power factor correction circuit operates in substantially the entire cycle of the AC power source E. The operation will be briefly described below.
[0048]
First, when the switching element Q1 is turned on, the discharge current of the capacitor C5 flows through a loop (A) of the capacitor C5 → the switching element Q1 → the leakage transformer T1 → the capacitor C4 → the capacitor C2 → the capacitor C5, and at this time, the capacitor C2 is charged.
[0049]
When the voltage across the capacitor C2 is substantially equal to the difference voltage between the voltage Vc5 of the capacitor C5 and the output voltage VDB of the rectifier DB, the input current is subsequently changed to the AC power supply E → filter circuit F → rectifier DB → switching element Q1 → leakage. It flows in a loop (B) of transformer T1 → DC blocking capacitor C4 → diode D1 → rectifier DB → filter circuit F → AC power supply E.
[0050]
When switching element Q2 is turned on, the charging current from AC power supply E to capacitor C5 is changed to AC power supply E → filter circuit F → rectifier DB → capacitor C5 → parasitic diode of switching element Q2 → leakage transformer T1 → capacitor C4 → D1 → filter circuit. It flows in the loop (C) of F → AC power supply E.
[0051]
Eventually, the resonance current is inverted and flows in the loop (D) of the leakage transformer T1, the switching element Q2, the capacitor C2, the capacitor C4, and the leakage transformer T1, and at this time, the capacitor C2 releases the electric charge.
[0052]
Subsequently, when the switching element Q1 is turned on, the regenerative current flows in the loop (E) of the leakage transformer T1, the parasitic diode of the switching element Q1, the capacitor C5, the diode D2, the capacitor C4, and the leakage transformer T1, and the resonance current is eventually reversed. Flow in loop (A) and repeat the above operation.
[0053]
The smoothing capacitor C3 is charged when the voltage Vc3 across the capacitor C <the voltage Vc5 across the capacitor C5, that is, when the switching element Q2 is turned on in the vicinity of the voltage peak of the AC power supply E, the capacitor C5 → the step-down chopper choke L2 → The smoothing capacitor C3 → the diode D3 → the switching element Q2 → the capacitor C5 flows through the loop (F). At this time, the discharging of the capacitor C5 charges the smoothing capacitor C3 via the switching element Q2. Subsequently, when the switching element Q1 is turned on, a regenerative current flows through the loop (G) of the step-down chopper choke L2, the smoothing capacitor C3, the diode D3, the parasitic diode of the switching element Q1, and the step-down chopper choke L2.
[0054]
When the voltage Vc3 across the capacitor C3> the voltage Vc5 across the capacitor C5, that is, in the vicinity of the zero cross of the AC power supply E, the smoothing capacitor C3 → the step-down chopper choke L2 → the capacitor C5 → the diode D4 → the smoothing capacitor C3 loop (H). The smoothing capacitor C3 is discharged. Therefore, the electric charge of the smoothing capacitor C3 is once stored in the capacitor C5 and supplied from the capacitor C5 to the load (loop A).
[0055]
From the above operation, since the smoothing capacitor C3 is charged through the switching element Q2 by discharging the capacitor C5 in the loop (F), if the on-duty of the switching element Q2 is made larger than that of the switching element Q1, as shown in FIG. On the other hand, the voltage Vc3 has a large boost and the voltage Vc5 has a small boost, so the difference between Vc5 and Vc3 is small. Further, when the on-duty of the switching element Q2 is made smaller than that of the switching element Q1, the voltage Vc3 is increased as shown in FIG. 2E, and the voltage Vc5 is increased, so that the difference between the voltage Vc5 and the voltage Vc3 is increased. The resonance system by the resonance choke L1 and the resonance capacitor C21 is dominant near the voltage peak of the AC power supply E, and the input force to the resonance choke L1 and the resonance capacitor C21 is near the zero cross of the AC power supply E. The resonance system to which the capacitor C2 of the rate improvement circuit is added is dominant. Therefore, by controlling the on-duty of the switching element Q2, the output ripple of the DC output voltage Vc5 serving as the power source of the inverter circuit INV changes, and the low frequency ripple of the output voltage Vla2 appearing at both ends of the discharge lamp La1 can be changed.
[0056]
Here, the operation of duty control will be described. One period of high frequency is T 1 , The on-time of the switching element Q2 is T on2 , The on-time of the switching element Q1 is T on1 Then, the on time when the duty is 50% is T 1 / 2. When the on-duty of the switching element Q2 is reduced, as shown in FIG. on2 <T 1 / 2, T on1 > T 1 / 2. When the on-duty of the switching element Q2 is increased, as shown in FIG. on2 > T 1 / 2, T on1 <T 1 / 2.
[0057]
Next, the difference in the control method between the present embodiment at the time of light load and the above-described first conventional example will be compared.
[0058]
In the first conventional example, the imbalance control in which the ON time of the switching element switching element Q2 becomes longer than the switching element switching element Q1, and the peak portion of the AC power supply E by detecting the valley filling voltage following the AC power supply E And a frequency modulation control in which the operating frequency of the switching element Q1 and the switching element Q2 is higher in the peak portion in the valley portion, a preheating current to the discharge lamp La1 is secured, and the voltage across the smoothing capacitor C3 is secured. Boosting of the V smoothing capacitor C3 is suppressed.
[0059]
In the circuit of FIG. 1, the case where the unbalance control is performed so that the on-duty of the switching element Q2 arranged in the loop for charging the smoothing capacitor C3 during preheating becomes larger than the switching element Q1 as in the first conventional example will be described. To do.
[0060]
The waveform of the voltage Vc5 across the capacitor C5 serving as the power supply for the inverter circuit INV is similar to that of complete smoothing, with a relatively small difference between the voltage peak of the AC power supply E and the zero crossing as shown in FIG. ing. As a result, the waveform of the output voltage becomes a waveform having a peak near the zero cross of the AC power supply E as shown in FIG. Therefore, a cold start is likely to occur when a sufficient current is secured for pre-heating during pre-heating.
[0061]
On the other hand, by performing unbalance control so that the on-duty of the switching element Q2 disposed in the loop for charging the smoothing capacitor C3 during preheating is smaller than the switching element Q1, the waveform of the voltage Vc5 is as shown in FIG. As shown in the figure, the valley voltage waveform has a large difference between the peak values of the smoothing voltage near the peak of the voltage of the AC power supply E (corresponding to Vc5) and the zero crossing (corresponding to Vc3). As shown in FIG. 2 (g), the waveform has a peak near the zero cross and near the peak of the AC power supply E. However, since each peak value is almost equal and relatively low frequency ripple is small, it is not suitable for starting the discharge lamp La1. The voltage waveform is suppressed to a sufficient peak voltage. Therefore, it is possible to suppress the occurrence of cold start during preheating only by frequency control and duty control without using frequency modulation control.
[0062]
The difference between the present embodiment and the second conventional example in FIG. 15 is basically the same as the difference between the first conventional example and the second conventional example described above, and will be omitted.
[0063]
The present embodiment at the time of preheating and the second conventional example are the same in that the low frequency ripple of the output voltage is reduced, but the difference in the control method will be described.
[0064]
When the imbalance control is performed so that the on-duty of the switching element Q2 becomes smaller than the switching element Q1 in the circuit of the second conventional example, the smoothing voltage has a waveform as shown in FIG. As a result, the output voltage waveform becomes a waveform having a peak near the zero cross of the AC power supply E voltage as shown in FIG.
[0065]
In addition, when the unbalance control is performed so that the on-duty of the switching element Q2 is larger than that of the switching element Q1, the smoothing voltage has a waveform as shown in FIG. 2 (f), and thus the output voltage waveform is as shown in FIG. 2 (h). Thus, the waveform has a peak near the zero cross of the AC power supply E voltage.
[0066]
Therefore, comparing the case where the on-duty of the switching element Q2 is made larger and the case where the on-duty is made smaller, the step-up level of the voltage Vc3 across the capacitor C3 (in the case of FIG. 15) becomes larger when the on-duty of the switching element Q2 is made larger. In order to obtain the preceding preheating current, the operating frequency becomes higher when the on-duty of the switching element Q2 is increased, but the smoothing voltage waveforms are the same completely smooth waveform. Accordingly, the waveform of the output voltage is a waveform having a peak in the vicinity of the zero cross of the voltage of the AC power supply E as shown in FIG.
[0067]
In short, even if duty control is performed in the circuit of FIG. 15, the low frequency ripple of the output voltage waveform does not change. Thus, the control method of this embodiment is a circuit-specific control method using a step-down chopper method.
[0068]
Thus, according to the present embodiment, since the low frequency ripple of the output voltage can be reduced at light load, it is possible to suppress the occurrence of cold start during preheating by relatively simple control when the load is a discharge lamp. become. In addition, in the case of a fluorescent lamp with a relatively low starting voltage, such as FCL30W, which can be easily turned on at the time of starting, the withstand voltage of the resonance capacitor C21 used for preheating can be lowered by reducing the low frequency ripple of the output voltage. is there.
[0069]
(Embodiment 2)
FIG. 3 shows a circuit of this embodiment. Compared with the first embodiment shown in FIG. 1, the circuit configuration of the present embodiment is a load circuit comprising a leakage transformer T1, a discharge lamp La1, a resonance capacitor C21, a DC blocking capacitor C4, and an input comprising a diode D2 and a capacitor C2. Although the connection locations of the power factor correction circuit and the like are different, the basic circuit operation is substantially the same, so the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
[0070]
In the case of the present embodiment shown in FIG. 3, as in the first embodiment, the control circuit 1 is configured so that the on-duty of the switching element Q2 disposed in the loop that charges the smoothing capacitor C3 during preheating is smaller than the switching element Q1. By performing the unbalanced control, the waveform of the smoothing voltage Vc5 becomes as shown in FIG. 2E, and the low frequency ripple of the waveform of the output voltage can be reduced.
[0071]
At start-up, the on-duty of the switching element Q2 is controlled to be unbalanced so as to be larger than that of the switching element Q1, so that the waveform of the smoothing voltage Vc5 becomes as shown in FIG. Can be increased. The connection points of the load circuit and the input power factor correction circuit are substantially the same on the positive electrode side and the negative electrode side of the DC output terminal of the rectifier DB.
[0072]
Therefore, also in the configuration of the present embodiment, the same effect can be obtained by the same control method as in the configuration of the first embodiment of FIG.
[0073]
As shown in FIG. 4, in the circuit configuration of FIG. 1, a series circuit of a step-down chopper choke L2 and a smoothing capacitor C3 is connected to a switching element Q2 via a diode D3, and the diode D4 is switched via a diode D3. The element Q3 may be connected in antiparallel, and as shown in FIG. 5, in the circuit configuration of FIG. 3, the series circuit of the step-down chopper choke L2 and the smoothing capacitor C3 is connected to the switching element Q2 via the diode D3. The diode D4 may be connected in antiparallel to the switching element Q1 via the diode D3.
[0074]
In the circuit configurations shown in FIGS. 4 and 5, the on-duty of the switching element Q1 disposed in the loop for charging the smoothing capacitor C3 during preheating is controlled to be unbalanced so as to be smaller than the switching element Q2. The waveform of the smoothing voltage V capacitor C5 is as shown in FIG. 2E, and the low frequency ripple of the waveform of the output voltage can be reduced. At start-up, the on-duty of the switching element Q1 is controlled to be unbalanced so as to be smaller than that of the switching element Q2, so that the waveform of the smoothing voltage Vc5 becomes as shown in FIG. Can be increased.
[0075]
As described above, according to the present embodiment, since the low frequency ripple of the output voltage can be reduced during preheating, the occurrence of cold start during preheating can be suppressed by the relatively simple control circuit 1, and the waveform of the output voltage can be reduced. Since the low frequency ripple can be increased, the startability can be improved by relatively simple control.
[0076]
(Embodiment 3)
A circuit diagram of this embodiment is shown in FIG. The difference between the present embodiment and the circuit of the first embodiment shown in FIG. 1 is that the step-down chopper choke and the resonance choke are shared by the inductance component of the leakage transformer T1, thereby reducing the cost. The smoothing capacitor C3 is charged through a path of the smoothing capacitor C3 → the diode D3 → the leakage transformer T1 → the switching element Q2.
[0077]
In the circuit configurations of FIGS. 3 to 5 of the second embodiment, the step-down chopper choke and the resonance choke may of course be combined with the inductance component of the leakage transformer T1. 7 to 9 show these circuits.
[0078]
In the circuit of FIG. 7, as in the circuit of FIG. 6, the smoothing capacitor C3 is charged through a path of the smoothing capacitor C3 → the diode D3 → the leakage transformer T1 → the switching element Q2.
[0079]
In the circuits shown in FIGS. 8 and 9, the smoothing capacitor C3 is charged through the path of the switching element Q1, the leakage transformer T1, the diode D3, and the smoothing capacitor C3.
[0080]
Thus, in any of the circuits of FIGS. 6 to 9 of the present embodiment, the other basic circuit operations are the same as those of the first conventional example, and the control method at the time of preheating and starting is the embodiment. Since the same control as that of the first and second embodiments is performed, the same result is obtained. 6 to 9, the same reference numerals and symbols are assigned to the same components as those of the above-described embodiment, and the description thereof is omitted.
[0081]
Thus, according to the present embodiment, the operational effects of the first and second embodiments can be obtained even in a circuit configuration in which the cost is reduced by combining the choke for the step-down chopper and the choke for resonance. .
[0082]
(Embodiment 4)
A circuit diagram of this embodiment is shown in FIG. The circuit configuration of the present embodiment is greatly different in that a self-excited circuit is used instead of the control circuit 1 of the circuit of the first embodiment.
[0083]
Specifically, a self-excited drive circuit 2, a start circuit 3 for starting the drive circuit 2, and a preheat start circuit for supplying an appropriate preheat current to the discharge lamp La1 and applying a start voltage at the time of preheat start 4 is provided.
[0084]
The drive circuit 2 inserts a primary winding between the connection point of the switching elements Q1 and Q2 and the primary winding of the leakage transformer T1, and a gate resistance R1 between each gate and source of the switching elements Q1 and Q2. , R2 and a pair of Zener diodes ZD1, ZD2, and ZD3 connected in reverse series to each other in parallel to the series circuit of the output winding and the gate resistors R1 and R2, respectively. , ZD4.
[0085]
The starting circuit 3 is connected between a series circuit of resistors R3, R4, R5, and a capacitor C6 connected in parallel to the capacitor C5, and a connection point between the resistor R5 and the capacitor C6 and a connection point between the switching elements Q1 and Q2. The diode D5 includes a trigger element Q3 such as a two-terminal thyristor connected between a connection point of the resistor R5 and the capacitor C6 and the gate of the switching element Q2.
[0086]
The preheating start circuit 4 connects a resistor Rs1 and a series circuit of diodes Ds2 and Ds3 in the reverse direction between the gate and source of the switching element Q2, and a series circuit of the diode Ds4 and the switching element Qs1 including a transistor. A series circuit of a diode Ds1, a resistor Rs2, and a parallel circuit of a capacitor Cs1 and a resistor Rs3 is connected in parallel to the diode Ds2, a capacitor Cs2 is connected in parallel to the diode Ds3, and a resistor Rs4 is connected to the capacitor Cs2. And the base and the emitter of the switching element Qs1 are connected to each other.
[0087]
The preheating start circuit 4 is connected to the switching element Q2 side in order to stabilize the ground line.
[0088]
Thus, when the AC power source E is turned on, the starter circuit 3 charges the capacitor C6 via the resistors R3, R4, and R5, and when the voltage across both ends reaches a predetermined voltage, the trigger element Q3 breaks over and turns on. The charging voltage of the capacitor C6 is applied as a start signal to the gate of the switching element Q2 of the inverter circuit INV via the trigger element Q3, and the switching element Q2 is turned on. Simultaneously with this turning on, the capacitor C6 discharges electric charge from the diode D5 via the switching element Q2. When the switching element Q2 is turned on, a current flows through the primary winding of the drive transformer T2, and then a gate voltage is generated by the output winding on the switching element Q1 side wound in the opposite polarity to the output winding on the switching element Q2 side. The switching element Q1 is turned on. Thereafter, the switching element Q1 and the switching element Q2 are alternately turned on and off at high frequencies to perform inverter operation.
[0089]
At the time of preheating, a gate voltage is generated between the gate and source of the switching element Q2, and at the same time, the capacitor Cs2 is charged through the path of the resistor Rs1, the diode Ds1, the resistor Rs2, the capacitor Cs1, and the capacitor Cs2 of the preheating start circuit 4. When the threshold value of the switching element Qs1 is exceeded, the switching element Qs1 is turned on, the gate signal of the switching element Q2 is extracted, and therefore the switching element Q2 is turned off. When the switching element Qs1 is turned on, the capacitor Cs2 discharges electric charges through a path of the capacitor Cs2, the diode Ds2, the resistor Rs1, the diode Ds4, the switching element Qs1, and the capacitor Cs2. The on-duty of the switching element Q2 is determined by the above operation. The on-duty can be adjusted by the time constants of the resistors Rs1, Rs2, and the capacitor Cs2. At this time, the capacitor Cs1 functions as a timer capacitor using an electrolytic capacitor, and the capacitor Cs1 is gradually charged in accordance with switching of the inverter circuit INV. Therefore, the on-duty of the switching element Q2 is initially higher than the on-duty of the switching element Q1. It gradually approaches 50% from a small place. On the other hand, since the gate signal is generated by the self-excited operation without being controlled on the side of the switching element Q1, the operating frequency also changes in a direction of decreasing as the on-duty of the switching element Q2 approaches 50%. Then, the output voltage increases and the discharge lamp La1 starts.
[0090]
Since the preheating start circuit 4 cannot control the duty to be close to 50% from a value larger than 50%, the onduty of the switching element arranged in the loop for charging the smoothing capacitor C3 at the time of preheating and starting is determined by the sound of the other switching element. In order to reduce the low frequency ripple of the waveform of the output voltage by performing unbalance control so as to be smaller than the duty, the smoothing capacitor C3 may be arranged in accordance with the arrangement of the preheating start circuit 4 as shown in FIG. In addition, it goes without saying that the same effect can be obtained when one end of the diodes D1 and D2 and the capacitors C2 and C4 is connected to the positive side of the output terminal of the rectifier DB as shown in FIG. 3 in the circuit of FIG.
[0091]
Thus, the same effect as that of the first embodiment can be obtained in the circuit configuration of the present embodiment by self-excitation control using the preheating start circuit 4. It goes without saying that the same effect can be obtained even if the main circuit has the configuration shown in the third embodiment.
[0092]
(Embodiment 5)
A circuit diagram of this embodiment is shown in FIG.
[0093]
In the present embodiment, the drive circuit 2 is added to the same main circuit as the main circuit of the circuit shown in FIG. 5 similarly to the fourth embodiment, and the preheating start circuit 4 and the start circuit 3 are added. The circuit configuration is different from the circuit configuration of the fourth embodiment in that the preheating start circuit 4 is connected to the switching element Q1 side.
[0094]
That is, the start-up circuit 3 of the present embodiment has a series circuit of a resistor R3, a capacitor C6, and resistors R4 and R5 connected in parallel to the capacitor C5 and a diode D5 connected in parallel to the resistor R3, and a connection point between the resistor R3 and the capacitor C6. The trigger element Q3 is connected between the gate of the switching element Q1 and the connection point between the capacitor C6 and the resistor R4 is connected to the source of the switching element Q2, and the preheating start circuit 42 specific circuit is the preheating of the fourth embodiment. The configuration is the same as that of the starter circuit 4 and is configured by connecting the ground line to the source of the switching element Q1 and connecting the input to the gate of the switching element Q1.
[0095]
In the start-up circuit 3 of the present embodiment, when the AC power source E is turned on and the voltage across the capacitor C6 rises to a predetermined voltage, the trigger element Q3 breaks over and the gate-source between the switching element Q1 of the inverter circuit INV The voltage of the capacitor C6 is applied as a start signal to turn on the switching element Q1. With this turning on, the electric charge of the capacitor C6 is discharged through the diode D5 and the switching element Q1. Thereafter, similarly to the third embodiment, the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off at a high frequency by the operation of the drive circuit 2.
[0096]
On the other hand, simultaneously with the generation of the gate voltage between the gate and the source of the switching element Q1, the preheating start circuit 4 operates in the same manner as the preheating start circuit 4 of the third embodiment, but the switching element Q1 is the target for extracting the gate signal. Since the on-duty of the element Q1 is determined and the capacitor Cs1 is gradually charged in accordance with the switching of the inverter circuit INV, the on-duty of the switching element Q1 gradually approaches 50% from where it is initially smaller than the on-duty of the switching element Q1. Go. In this case, since the on-duty of the switching element Q1 is smaller than 50% at the time of preheating and starting, the smoothing capacitor C3 is arranged as shown in FIG. 11 so that it is arranged in a loop for charging the smoothing capacitor C3 at the time of preheating and starting. By controlling the unbalance so that the on-duty of the switching element is smaller than that of the other switching element, the low frequency ripple of the output voltage can be reduced. In addition, it goes without saying that the same effect can be obtained when one end of D1, D2 and capacitors C2, C4 is connected to the negative electrode side of the DC output terminal of the rectifier DB as shown in FIG. 1 in the circuit of FIG.
[0097]
Thus, according to the present embodiment, similar to the fourth embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained even in the circuit configuration by the self-excitation control using the preheating start circuit 4. It goes without saying that the same effect can be obtained even if the main circuit has the configuration shown in the third embodiment.
[0098]
(Embodiment 6)
The circuit diagrams of this embodiment are shown in FIGS. The circuit configuration of the present embodiment is different from the circuit configurations of the fourth and fifth embodiments in that preheating start circuits 4a and 4b are connected to the switching elements Q1 and Q2, respectively.
[0099]
In the case of the circuit of FIG. 12, since the smoothing capacitor C3 is connected to the switching element Q1, the preheat starting circuit 4b is operated by turning on the switch SW2 during preheating, and the other preheating starting circuit 4a is turned off. And keep it separated. At the time of starting, the switch SW1 is turned on to operate the preheating starting circuit 1, and the preheating starting circuit 2 turns off the switch SW2 and disconnects it.
[0100]
In this case, at the time of preheating, unbalance control is performed so that the on-duty of the switching element Q2 disposed in the loop for charging the smoothing capacitor C3 becomes smaller than 50%, and the low frequency ripple of the waveform of the output voltage is reduced. Can be small. At the time of starting, the on-duty of the switching element Q1 is smaller than 50%, that is, the on-duty of the switching element Q2 is larger than 50%, and the low frequency ripple of the waveform of the output voltage can be increased.
[0101]
As shown in FIG. 13, when the preheating start circuit 4a is arranged on the switching element Q1 side and the preheating starting circuit 4b and the smoothing capacitor C3 are arranged on the switching element Q2 side, the switch SW1 is used during preheating as in the case of the circuit of FIG. Is turned on to operate the preheating start circuit 4a, and the on-duty of the switching element Q1 arranged in the loop for charging the smoothing capacitor C3 is unbalanced so as to be smaller than the switching element Q2. The low-frequency ripple can be reduced, and at the time of start-up, the switch SW2 is turned on to operate the preheating start circuit 4b, and the on-duty of the switching element Q1 is controlled to be larger than that of the switching element Q2. The low frequency ripple of the voltage can be increased.
[0102]
According to the present embodiment, the same effect as that of the second embodiment is obtained even in the circuit configuration by self-excitation control using the preheating start circuit. It goes without saying that the same effect can be obtained even if the main circuit has the configuration shown in the third embodiment.
[0103]
【The invention's effect】
The invention of claim 1 includes a rectifier that rectifies an AC power supply voltage, a partial smoothing circuit that includes a smoothing capacitor that charges and smoothes the output voltage of the rectifier by a switching operation of a switching element, and the rectifier or the smoothing capacitor An inverter circuit that converts the output voltage into a high frequency by the switching operation of the switching element and supplies power to the load, and a part of the high frequency output of the inverter circuit is fed back to the DC output terminal of the rectifier via an impedance element And an input power factor correction circuit for supplying a current to the rectifier at a high frequency over substantially the entire area of the AC power supply. An on-duty of a switching element in a loop that charges the smoothing capacitor when the load is light load. Is equipped with a control means that operates to become smaller than the rated load In an effect that complicated and without using an expensive control means, by a relatively simple control means can be reduced low frequency ripple of the output voltage at light loads.
[0104]
According to a second aspect of the present invention, there is provided a rectifier that rectifies an AC power supply voltage, a partial smoothing circuit that includes a smoothing capacitor that charges and smoothes the output voltage of the rectifier by a switching operation of a switching element, and the rectifier or the smoothing capacitor An inverter circuit that converts the output voltage into a high frequency by the switching operation of the switching element and supplies power to the load, and a part of the high frequency output of the inverter circuit is fed back to the DC output terminal of the rectifier via an impedance element An input power factor correction circuit that causes a current to flow at a high frequency over substantially the entire area of the AC power source to the rectifier, wherein the load is a discharge lamp, and in a loop that charges the smoothing capacitor during preheating The on-duty of the switching element is smaller than the rated lighting, and the smoothing capacitor Since the control means for operating the on-duty of the switching element in the charging loop to be larger than the rated lighting is provided, it is possible to use a relatively simple control means at a light load without using complicated and expensive control means. The low-frequency ripple of the output voltage can be reduced, and there is an effect that it is possible to suppress the occurrence of cold start during preheating of the preheating type discharge lamp as a load.
[0105]
The invention of claim 3 is the invention of claim 1 or 2, wherein the input power factor correction circuit comprises a parallel circuit of a first diode and a first capacitor connected to a DC output terminal of the rectifier, The inverter circuit includes a series circuit of a series circuit of first and second switching elements, a connection point between one end on the output side of the rectifier and the first diode, and the first and second switching elements. A series circuit of a DC blocking capacitor connected to the middle point and a primary winding of a leakage transformer, a discharge lamp connected between the secondary windings of the leakage transformer, and a non-power source of the discharge lamp The auxiliary power supply circuit is configured to discharge a step-down chopper choke, a smoothing capacitor, and a smoothing capacitor connected between both ends of the first and second switching elements. Charging the smoothing capacitor between a series circuit of discharge diodes connected in a direction, a midpoint of the series circuit of the smoothing capacitor and discharge diode, and a midpoint of the first and second switching elements. In addition to the effect of the invention of claim 1 or 2, since the charging diode is connected in the direction to be connected and the small-capacitance capacitor is connected between both ends of the first and second switching elements. When a discharge lamp having a low starting voltage and easily lit is used, there is an effect that the withstand voltage of the resonance capacitor which is a preheating capacitor can be lowered.
[0106]
The invention of claim 4 is the invention of claim 1 or 2, wherein the input power factor correction circuit is constituted by a parallel circuit of a first diode and a first capacitor connected to a DC output terminal of the rectifier, The inverter circuit includes a series circuit of a series circuit of first and second switching elements, a connection point between one end on the output side of the rectifier and the first diode, and the first and second switching elements. A DC blocking capacitor connected so that a primary winding of the leakage transformer is connected to a middle point of the first and second switching elements between the intermediate point and a primary winding of the leakage transformer; A series circuit; a discharge lamp connected between secondary windings of the leakage transformer; and a resonance capacitor connected to a non-power supply side of the discharge lamp. Second Sui A series circuit of a smoothing capacitor connected between both ends of the chucking element and a discharging diode connected in a direction of discharging the smoothing capacitor, a midpoint of the series circuit of the smoothing capacitor and the discharging diode, and the DC blocking capacitor And a charging diode connected in the direction of charging the smoothing capacitor between a middle point of the primary winding of the leakage transformer and a small diode connected between both ends of the first and second switching elements. In addition to the effect of the invention of claim 1 or 2, in addition to the effect of the invention of claim 1 or 2, when using a discharge lamp having a low starting voltage and easily lit, the withstand voltage of the resonance capacitor which is a preheating capacitor is lowered. In addition, since the leakage transformer serves as the choke for the step-down chopper and the choke for resonance, the cost can be reduced.
[0107]
According to a fifth aspect of the present invention, in the third or fourth aspect of the invention, the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier in the series circuit of the first and second switching elements. A capacitor is connected to the positive electrode side of the DC output end of the rectifier, and is connected so that a current flows to the charging diode via the smoothing capacitor, and the load is a discharge lamp. Operates so that the on-duty of the second switching element is smaller than that at the rated lighting and the on-duty of the second switching element is larger at the time of starting than that at the rated lighting. Therefore, it is possible to suppress the occurrence of cold start during preheating by a relatively simple control means, and the output voltage is reduced during starting. There is an effect that can be improved startability by a relatively simple control can be made large waves ripple.
[0108]
According to a sixth aspect of the present invention, in the invention of the third or fourth aspect, the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier in the series circuit of the first and second switching elements. A capacitor is connected to the negative electrode side of the DC output terminal of the rectifier, and is connected so that a current flows to the smoothing capacitor via the charging diode, and the load is a discharge lamp. Operates so that the on-duty of the first switching element is smaller than that at the rated lighting and the on-duty of the first switching element is larger at the time of starting than at the rated lighting, so the low frequency ripple of the output voltage is reduced especially during preheating. Therefore, it is possible to suppress the occurrence of cold start during preheating by a relatively simple control means, and the output voltage is reduced during starting. There is an effect that can be improved startability by a relatively simple control can be made large waves ripple.
[0109]
The invention of claim 7 is the self-excited type according to any one of claims 1 to 6, wherein the control means is self-excited and includes a first preheating start circuit capable of adjusting the on-duty of the switching element. Even if this control is adopted, the same effect as that of any one of claims 1 to 6 can be obtained.
[0110]
The invention according to claim 8 is the invention according to claim 7, wherein the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier, and the smoothing capacitor is connected to the series circuit of the first and second switching elements. Connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier and connected so that a current flows to the charging diode via the smoothing capacitor, and the first preheating start circuit is connected to the second switching element side. The load is a discharge lamp, and the first preheating start circuit is operated so that the on-duty of the second switching element is smaller than that during rated lighting when the load is light. .
[0111]
The invention according to claim 9 is the invention according to claim 7, wherein the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier, and the smoothing capacitor is connected to the series circuit of the first and second switching elements. Connected to the negative electrode side of the DC output terminal of the rectifier and connected so that current flows through the smoothing capacitor via the charging diode, and the first preheating start circuit is connected to the first switching element side. The load is a discharge lamp, and the first preheating start circuit is operated so that the on-duty of the first switching element is smaller than that during rated lighting when the load is light. .
[0112]
According to a tenth aspect of the present invention, in the seventh aspect of the invention, in the series circuit of the first and second switching elements, the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier, and the smoothing capacitor is It is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier and connected so that a current flows to the charging diode via the smoothing capacitor, and the first preheating start circuit is connected to the first switching element side. The second preheating start circuit is connected to the second switching element side, the load is a discharge lamp, and the second preheating start circuit is configured such that the on-duty of the second switching element is smaller than that during rated lighting during preheating. And the first preheating start circuit is operated so that the on-duty of the first switching element becomes smaller at the time of starting than that at the rated lighting. Sometimes to reduce the low frequency ripple of the output voltage, it is possible to suppress the occurrence of cold start during preheating, also at the time of startup, there is an effect that increase the low frequency ripple in the output voltage can be improved startability.
[0113]
According to an eleventh aspect of the present invention, in the seventh aspect of the invention, in the series circuit of the first and second switching elements, the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier, and the smoothing capacitor is It is connected to the negative electrode side of the DC output terminal of the rectifier and is connected so that a current flows through the smoothing capacitor via the charging diode, and the first preheating start circuit is connected to the first switching element side. The first preheating start circuit is connected to the second switching element side, the load is a discharge lamp, and the onduty of the first switching element is smaller than that during rated lighting during preheating. And the second preheating start circuit is operated so that the on-duty of the second switching element becomes smaller at the time of starting than that at the rated lighting. Sometimes to reduce the low frequency ripple of the output voltage, it is possible to suppress the occurrence of cold start during preheating, also at the time of startup, there is an effect that increase the low frequency ripple in the output voltage can be improved startability.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram for explaining operations of the above and conventional examples.
FIG. 3 is a circuit diagram of Embodiment 2 of the present embodiment.
FIG. 4 is a circuit diagram of Embodiment 3 of the present embodiment.
FIG. 5 is a circuit diagram of Embodiment 4 of the present embodiment.
FIG. 6 is a circuit diagram of Embodiment 5 of the present embodiment.
FIG. 7 is a circuit diagram of Embodiment 6 of the present embodiment.
FIG. 8 is a circuit diagram of Embodiment 7 of the present embodiment.
FIG. 9 is a circuit diagram according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a circuit diagram of Embodiment 9 of the present embodiment.
FIG. 11 is a circuit diagram of Embodiment 10 of the present embodiment.
FIG. 12 is a circuit diagram of Embodiment 11 of the present embodiment.
FIG. 13 is a circuit diagram of Embodiment 12 of the present embodiment.
FIG. 14 is a circuit diagram of a first conventional example.
FIG. 15 is a circuit diagram of a second conventional example.
[Explanation of symbols]
INV inverter circuit
POW auxiliary power circuit
1 Control circuit
E AC power supply
F Filter circuit
DB rectifier
La1 discharge lamp
Q1, Q2 switching element
C1, C2, C5 capacitors
C3 smoothing capacitor
C4 DC blocking capacitor
D1-D4 diode
L2 choke for step-down chopper
L1 Resonant choke
C21 Resonant capacitor
T1 leakage transformer
Vc3 voltage
Vc5 voltage

Claims (11)

交流電源電圧を整流する整流器と、
前記整流器の出力電圧をスイッチング素子のスイッチング動作により充電し平滑する平滑コンデンサを備えた部分平滑回路からなる補助電源回路と、
前記整流器あるいは前記平滑コンデンサからの出力電圧を前記スイッチング素子のスイッチング動作により高周波に変換して負荷に電力を供給するインバータ回路と、
前記整流器の直流出力端にインピーダンス素子を介して前記インバータ回路の高周波出力の一部を帰還し前記整流器に前記交流電源の略全域に亘って高周波的に電流を流す入力力率改善回路と、
を備えた電源装置において、
前記負荷が軽負荷時に前記平滑コンデンサを充電するループ内のスイッチング素子のオンデュティを定格負荷時よりも小さくなるよう動作させる制御手段を具備して成ることを特徴とする電源装置。A rectifier for rectifying the AC power supply voltage;
An auxiliary power supply circuit comprising a partial smoothing circuit including a smoothing capacitor that charges and smoothes the output voltage of the rectifier by a switching operation of a switching element;
An inverter circuit for converting the output voltage from the rectifier or the smoothing capacitor into a high frequency by a switching operation of the switching element and supplying power to a load;
An input power factor correction circuit that feeds back a part of the high-frequency output of the inverter circuit to the DC output terminal of the rectifier through an impedance element and causes a current to flow through the rectifier over a substantially entire area of the AC power source,
In a power supply device with
A power supply apparatus comprising control means for operating an on-duty of a switching element in a loop for charging the smoothing capacitor when the load is light, so as to be smaller than that at a rated load. 交流電源電圧を整流する整流器と、
前記整流器の出力電圧をスイッチング素子のスイッチング動作により充電し平滑する平滑コンデンサを備えた部分平滑回路からなる補助電源回路と、
前記整流器あるいは前記平滑コンデンサからの出力電圧を前記スイッチング素子のスイッチング動作により高周波に変換して負荷に電力を供給するインバータ回路と、
前記整流器の直流出力端にインピーダンス素子を介して前記インバータ回路の高周波出力の一部を帰還し前記整流器に前記交流電源の略全域に亘って高周波的に電流を流す入力力率改善回路と、
を備えた電源装置において、
前記負荷が放電灯であり、予熱時は前記平滑コンデンサを充電するループ内のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さく、
始動時は前記平滑コンデンサを充電するループ内のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大きくなるよう動作させる制御手段を具備して成ることを特徴とする電源装置。A rectifier for rectifying the AC power supply voltage;
An auxiliary power supply circuit comprising a partial smoothing circuit including a smoothing capacitor that charges and smoothes the output voltage of the rectifier by a switching operation of a switching element;
An inverter circuit for converting the output voltage from the rectifier or the smoothing capacitor into a high frequency by a switching operation of the switching element and supplying power to a load;
An input power factor correction circuit that feeds back a part of the high-frequency output of the inverter circuit to the DC output terminal of the rectifier through an impedance element and causes a current to flow through the rectifier over a substantially entire area of the AC power source,
In a power supply device with
The load is a discharge lamp, and at the time of preheating, the on-duty of the switching element in the loop that charges the smoothing capacitor is smaller than that at the time of rated lighting,
A power supply apparatus comprising: control means for operating the switching element in a loop for charging the smoothing capacitor so that the on-duty of the smoothing capacitor is larger than that during rated lighting at the time of starting. 前記入力力率改善回路を、前記整流器の直流出力端に接続される第１のダイオードと第１のコンデンサの並列回路から構成し、
前記インバータ回路を、第１、第２のスイッチング素子の直列回路との直列回路と、前記整流器の出力側の一端と前記第１のダイオードとの接続点と前記第１、第２のスイッチング素子の中点との間に接続される直流阻止用コンデンサとリーケージトランスの１次巻線との直列回路と、前記リーケージトランスの２次巻線間に接続される放電灯と、前記放電灯の非電源側に接続される共振用コンデンサとで構成し、
前記補助電源回路を、前記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される降圧チョッパ用チョークと平滑コンデンサと平滑コンデンサを放電する方向に接続される放電用ダイオードとの直列回路と、前記平滑コンデンサと放電用ダイオードの直列回路の中点と前記第１、第２のスイッチング素子の中点との間に前記平滑コンデンサを充電する方向に接続される充電用ダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される小容量のコンデンサとで構成したことを特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。The input power factor correction circuit is composed of a parallel circuit of a first diode and a first capacitor connected to the DC output terminal of the rectifier,
The inverter circuit includes a series circuit of a series circuit of first and second switching elements, a connection point between one end on the output side of the rectifier and the first diode, and the first and second switching elements. A series circuit of a DC blocking capacitor connected to the middle point and a primary winding of a leakage transformer, a discharge lamp connected between the secondary windings of the leakage transformer, and a non-power source of the discharge lamp With a capacitor for resonance connected to the side,
A series circuit of a step-down chopper choke connected between both ends of the first and second switching elements, a smoothing capacitor, and a discharging diode connected in a direction of discharging the smoothing capacitor; A charging diode connected in a direction to charge the smoothing capacitor between a middle point of a series circuit of a smoothing capacitor and a discharging diode and a middle point of the first and second switching elements; 3. The power supply device according to claim 1 or 2, comprising a small-capacitance capacitor connected between both ends of the two switching elements. 前記入力力率改善回路を、前記整流器の直流出力端に接続される第１のダイオードと第１のコンデンサの並列回路から構成し、
前記インバータ回路を、第１、第２のスイッチング素子の直列回路との直列回路と、前記整流器の出力側の一端と前記第１のダイオードとの接続点と前記第１、第２のスイッチング素子の中点との間に、前記第１、第２のスイッチング素子の中点側にリーケージトランスの１次巻線がつながるように接続された直流阻止用コンデンサと前記リーケージトランスの１次巻線との直列回路と、前記リーケージトランスの２次巻線間に接続される放電灯と、前記放電灯の非電源側に接続される共振用コンデンサとで構成し、
前記補助電源回路を、前記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される平滑コンデンサと平滑コンデンサを放電する方向に接続される放電用ダイオードとの直列回路と、前記平滑コンデンサと放電用ダイオードの直列回路の中点と前記直流阻止用コンデンサと前記リーケージトランスの１次巻線との中点との間に前記平滑コンデンサを充電する方向に接続される充電用ダイオードと、前記第１、第２のスイッチング素子の両端間に接続される小容量のコンデンサとで構成したことを特徴とする請求項１又は２記載の電源装置。The input power factor correction circuit is composed of a parallel circuit of a first diode and a first capacitor connected to the DC output terminal of the rectifier,
The inverter circuit includes a series circuit of a series circuit of first and second switching elements, a connection point between one end on the output side of the rectifier and the first diode, and the first and second switching elements. A DC blocking capacitor connected so that a primary winding of the leakage transformer is connected to a middle point of the first and second switching elements between the intermediate point and a primary winding of the leakage transformer; A series circuit; a discharge lamp connected between secondary windings of the leakage transformer; and a resonance capacitor connected to the non-power supply side of the discharge lamp;
The auxiliary power supply circuit includes a series circuit of a smoothing capacitor connected between both ends of the first and second switching elements and a discharging diode connected in a direction of discharging the smoothing capacitor, and the smoothing capacitor and the discharging A charging diode connected in a direction to charge the smoothing capacitor between a midpoint of a series circuit of diodes and a midpoint of the DC blocking capacitor and the primary winding of the leakage transformer; The power supply apparatus according to claim 1 or 2, comprising a small-capacitance capacitor connected between both ends of the second switching element. 前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、
前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コンデンサを介して前記充電用ダイオードに電流が流れるように接続され、前記負荷が放電灯であり、前記制御手段において、予熱時は第２のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さく、始動時は第２のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大きくなるよう動作することを特徴とする請求項３又４記載の電源装置。In the series circuit of the first and second switching elements, the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier,
The smoothing capacitor is connected to the positive electrode side of the DC output end of the rectifier, and is connected so that a current flows to the charging diode through the smoothing capacitor, the load is a discharge lamp, and in the control means, 5. The on-duty of the second switching element during preheating is smaller than that during rated lighting, and the on-duty of the second switching element is larger during starting than when during rated lighting. Power supply. 前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、
前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダイオードを介して前記平滑コンデンサに電流が流れるように接続され、前記負荷が放電灯であり、前記制御手段において、予熱時は第１のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さく、始動時は第１のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも大きくなるよう動作することを特徴とする請求項３又は４記載の電源装置。In the series circuit of the first and second switching elements, the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier,
The smoothing capacitor is connected to the negative electrode side of the DC output end of the rectifier, and is connected so that a current flows to the smoothing capacitor via the charging diode, the load is a discharge lamp, and in the control means, 5. The on-duty of the first switching element during preheating is smaller than that during rated lighting, and the on-duty of the first switching element is larger during starting than when during rated lighting. Power supply. 前記制御手段が自励式であり、スイッチング素子のオンデュティを調節可能である第１の予熱始動回路を具備したことを特徴とする請求項２乃至６の何れかに記載の電源装置。The power supply apparatus according to any one of claims 2 to 6, further comprising a first preheating start circuit capable of adjusting the on-duty of the switching element. 前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、
前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コンデンサを介して前記充電用ダイオードに電流が流れるように接続され、
前記第１の予熱始動回路が第２のスイッチング素子側に接続され、
前記負荷が放電灯であり、軽負荷時に前記第２のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作させることを特徴とする請求項７記載の電源装置。In the series circuit of the first and second switching elements, the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier,
The smoothing capacitor is connected to the positive electrode side of the DC output end of the rectifier, and is connected so that a current flows to the charging diode through the smoothing capacitor,
The first preheating start circuit is connected to the second switching element side;
8. The power supply apparatus according to claim 7, wherein the load is a discharge lamp, and the first preheating start circuit is operated so that an on-duty of the second switching element is smaller than that during rated lighting when the load is light. . 前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、
前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダイオードを介して前記平滑コンデンサに電流が流れるように接続され、
前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング素子側に接続され、
前記負荷が放電灯であり、軽負荷時に前記第１のスイッチング素子のオンデュティを定格点灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作させることを特徴とする請求項７記載の電源装置。In the series circuit of the first and second switching elements, the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier,
The smoothing capacitor is connected to the negative electrode side of the DC output end of the rectifier, and connected so that a current flows to the smoothing capacitor via the charging diode,
The first preheating start circuit is connected to the first switching element side;
8. The power supply device according to claim 7, wherein the load is a discharge lamp, and the first preheating start circuit is operated so that an on-duty of the first switching element is smaller than that during rated lighting when the load is light. . 前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、
前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の正極側に接続され、かつ前記平滑コンデンサを介して前記充電用ダイオードに電流が流れるように接続され、前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング素子側に、第２の予熱始動回路が第２のスイッチング素子側に接続され、
前記負荷が放電灯であり、予熱時に前記第２のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第２の予熱始動回路を動作し、始動時に前記第１のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作させることを特徴とする請求項７記載の電源装置。In the series circuit of the first and second switching elements, the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier,
The smoothing capacitor is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier, and is connected so that a current flows to the charging diode via the smoothing capacitor, and the first preheating start circuit is a first switching element. A second preheating start circuit is connected to the second switching element side,
The load is a discharge lamp, the second preheating start circuit is operated so that the onduty of the second switching element is smaller than that at the rated lighting during preheating, and the onduty of the first switching element is rated at the start 8. The power supply apparatus according to claim 7, wherein the first preheating start circuit is operated so as to be smaller than when the lamp is lit. 前記第１、第２のスイッチング素子の直列回路は第１のスイッチング素子が前 記整流器の直流出力端の正極側に接続され、
前記平滑コンデンサが前記整流器の直流出力端の負極側に接続され、かつ前記充電用ダイオードを介して前記平滑コンデンサに電流が流れるように接続され、前記第１の予熱始動回路が第１のスイッチング素子側に、第２の予熱始動回路が第２のスイッチング素子側に接続され、
前記負荷が放電灯であり、予熱時に前記第１のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第１の予熱始動回路を動作し、始動時に前記第２のスイッチング素子のオンデュティが定格点灯時よりも小さくなるよう前記第２の予熱始動回路を動作させることを特徴とする請求項７記載の電源装置。In the series circuit of the first and second switching elements, the first switching element is connected to the positive electrode side of the DC output terminal of the rectifier,
The smoothing capacitor is connected to the negative electrode side of the DC output end of the rectifier and connected so that a current flows through the smoothing capacitor via the charging diode, and the first preheating start circuit is a first switching element. A second preheating start circuit is connected to the second switching element side,
The load is a discharge lamp, the first preheating start circuit is operated so that the onduty of the first switching element is smaller than that during rated lighting during preheating, and the onduty of the second switching element is rated during startup 8. The power supply device according to claim 7, wherein the second preheating start circuit is operated so as to be smaller than that during lighting.
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