JP3772455B2

JP3772455B2 - Discharge lamp lighting device

Info

Publication number: JP3772455B2
Application number: JP10221297A
Authority: JP
Inventors: 浩史野呂; 宏光水川; 章雄奥出
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-04-18
Filing date: 1997-04-18
Publication date: 2006-05-10
Anticipated expiration: 2017-04-18
Also published as: JPH10294188A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高圧ナトリウムランプ、メタルハライドランプ、高圧水銀ランプ等のＨＩＤランプを矩形波交流電力で点灯させるための放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＨＩＤランプ等を点灯させる点灯装置としては、従来、銅鉄型の安定器が主流であった。しかし、近年、安定器の軽量化・小型化・高機能化を目的として、多くの電子部品を用いた電子バラストなるものが主流となりつつある。この電子バラストについて、以下簡単に説明する。
【０００３】
図１４に電子バラストのブロック図を示す。交流電源１に整流回路を含む直流電源回路部２が接続されており、この出力端にランプ４への供給電力を調整・制御できるインバータ回路部３が接続されており、その出力端にランプ４が接続されている。
【０００４】
次に電子バラストの具体的な回路の一例を図１５に示す。直流電源回路部２は整流回路ＤＢとコンデンサＣ０からなり、交流電源１の交流電圧を直流電圧に整流・平滑する機能を有する。インバータ回路部３は、降圧チョッパ回路部２０と極性反転回路部２１、イグナイタ回路部２２及び制御回路５とからなっている。降圧チョッパ回路部２０は、スイッチング素子Ｑ５とダイオードＤ５とインダクタＬ１とコンデンサＣ１とからなり、スイッチング素子Ｑ５が高周波でオン・オフすることにより、入力電圧を降圧した電圧をコンデンサＣ１に発生させるものである。スイッチング素子Ｑ５がオンすると、直流電源回路部２からスイッチング素子Ｑ５、インダクタＬ１を介してコンデンサＣ１に電流が流れて、スイッチング素子Ｑ５がオフすると、インダクタＬ１の蓄積エネルギーによる電流がコンデンサＣ１、ダイオードＤ５を介して流れる。次に、極性反転回路部２１はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４からなり、フルブリッジ回路を構成している。この極性反転回路部２１は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が制御回路５により図１６に示すような動作を行い、無負荷時の周波数が点灯時の周波数より低い矩形波電圧をランプ４に供給している。次に、イグナイタ回路部２２はパルストランスＰＴとコンデンサＣ２とスイッチング素子Ｑ６（例えばサイダックのような電圧応答素子）と抵抗Ｒ１とからなっている。このイグナイタ回路部２２の動作について図１７を用いて簡単に説明する。前記極性反転回路部２１より生成された矩形波電圧Ｖａ−ｂを受け、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２の時定数により、コンデンサＣ２は徐々に充電されて行く。コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２がスイッチング素子Ｑ６のブレークオーバー電圧Ｖｂｏに達すると、スイッチング素子Ｑ６はＯＮし、コンデンサＣ２に蓄積された電荷をコンデンサＣ２、スイッチング素子Ｑ６、パルストランスＰＴの一次巻線を介して放電させる。このとき、パルストランスＰＴの一次巻線に発生したパルス電圧が昇圧され、パルストランスＰＴの二次巻線に高圧パルス電圧（数ｋＶ）が発生し、ランプ電圧Ｖｌａに重畳される。そして、この高圧パルス電圧によりランプ４が放電を開始し、点灯状態に移行する。
【０００５】
また、制御回路５はランプ４のランプ電圧Ｖｌａ（ランプ電流又はランプ電力でもよい）を検出し、その検出値に応じてスイッチング素子Ｑ５のＯＮ／ＯＦＦ制御を行い、ランプ４に供給する電力を調整している。このスイッチング素子Ｑ５のＯＮ／ＯＦＦに着目してみると、普通、ランプ点灯時は前述のようにランプ電圧Ｖｌａ（ランプ電流又はランプ電力でもよい）に応じて電力制御しているが、無負荷時は予め設定した一定の電力制御を行っている。今、例えばスイッチング素子Ｑ５が一定周波数のＰＷＭ制御にて制御されているとすると、このスイッチング素子Ｑ５のＯＮ幅（ＯＮデューティ：スイッチングの１周期に占めるオン期間の割合）は図１８のようになっている。つまり、無負荷時は一定のＯＮ幅：Ｔ１（ＯＮＤｕｔｙ：ｄ１）で制御されており、ランプ４が点灯するとランプ４の状態に応じたＯＮ幅（ＯＮＤｕｔｙ：ｄ）で制御されているわけである。なお、ここで定格ランプ電圧近傍でＯＮ幅がほぼ一定となっているのは、ランプ電圧のばらつきに対してランプ電力をほぼ一定にしようとするためである。また、無負荷時であるか否かはランプ電圧等で判別し、この場合、通常点灯時のランプ電圧より高いところにスレショルドレベルＶ１を設定し、ランプ電圧Ｖｌａ＞Ｖ１では無負荷状態と判別し、ＯＮ幅をＴ１で一定となるようにしている。
【０００６】
上述のような放電灯点灯装置においては、ランプ始動直後に点灯状態を検出すると、低周波の矩形波の周波数が急激に高周波（数十Ｈｚ→数百Ｈｚ）となり、また、スイッチング素子Ｑ５のＯＮ幅も急激に小さくなってしまう（Ｔ１→Ｔ０）ため、始動直後の放電が不安定な状態にあっては、放電が維持され難く、定常点灯にスムーズに移行できず、始動性能が悪くなってしまうという問題があった。
【０００７】
そこで、このような問題点を解消するために、特開昭６３−１５０８９５号が提案されている。この発明は、ランプの放電開始が検出された直後の極性反転周期を定常点灯時の一定周期よりも十分長くするようにしたものである（図１９参照）。しかし、この方法では、ランプの放電開始を検出した後、極性反転回路部２１の片側の一対のスイッチング素子Ｑ１とＱ４（Ｑ２とＱ３でもよい）をある一定時間ＯＮのままにしなければならず、その為の特別な制御回路を追加する必要があるため、制御回路が複雑化してしまうという問題があった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上述の点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、制御回路を複雑化せず、始動性能を改善できる放電灯点灯装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の放電灯点灯装置にあっては、上記の課題を解決するために、直流電源の直流電圧を高周波でスイッチングするスイッチング素子と、このスイッチングされた高周波電圧を平滑して直流の出力電圧に変換する平滑手段とを少なくとも含み、この出力電圧の極性を低周波で反転させることにより低周波の矩形波交流電圧を出力するように構成されたインバータ回路部と、このインバータ回路部の出力を受けて点灯する高圧放電灯と、前記高周波でスイッチングされるスイッチング素子のＯＮデューティを高圧放電灯のランプ電圧に応じて可変とし、無負荷時には一定のＯＮデューティとし、ランプ始動直後の低いランプ電圧においては無負荷時よりも小さいＯＮデューティとなるように制御する制御手段とを備える放電灯点灯装置において、始動時に高圧パルスを高圧放電灯に印加して高圧放電灯を始動させる高圧パルス発生手段を備え、該高圧パルス発生手段は、無負荷時のインバータ回路部の出力電圧が所定電圧よりも高いときに、高圧パルスを発生する電圧応答型のパルス発生手段であり、前記無負荷時の一定のＯＮデューティは、無負荷時のインバータ回路部の出力電圧が前記所定電圧よりも高くなるように設定されており、前記制御手段は、高圧放電灯の放電開始後の不安定な放電期間では、前記スイッチング素子のＯＮデューティをランプ電圧に関わらず、無負荷時のＯＮデューティのままとしたことを特徴とするものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１に第１実施例の要部構成を示す。点灯装置の主回路の構成は図１５と同じである。本実施例は点灯判別回路６によりランプ４の放電開始が検出されても、遅延回路７により約数秒間は信号を遅延させ、矩形波周波数をランプ点灯直後の数秒間は無負荷時の周波数のまま維持するようにしたものであり、請求項４に対応する実施例である。以下、本実施例の詳細について述べる。
【００１１】
図１は制御回路５の内部の一部（極性反転回路部の制御部分）を示したものである。点灯判別回路６はランプ電圧Ｖｌａと予め設定された点灯判別電圧Ｖ１とを比較し、Ｖｌａ＞Ｖ１（無負荷状態）の時に“Ｌｏｗ”レベル、Ｖｌａ≦Ｖ１（点灯状態）の時に“Ｈｉｇｈ”レベルの信号を出力するものである。遅延回路７は、点灯判別回路６からの信号が“Ｌｏｗ”レベルから“Ｈｉｇｈ”レベルに変わったときに約数秒間信号を遅延させて出力するものである。発振器８、９はそれぞれ無負荷時の矩形波の周波数（数十Ｈｚ）、点灯時の矩形波の周波数（数百Ｈｚ）の信号を発振するものである。周波数切替スイッチ１０は遅延回路７の信号により、“Ｌｏｗ”レベル（無負荷状態）の時は発振器８と接続し、“Ｈｉｇｈ”レベル（点灯状態）の時は発振器９と接続されるようになっている。低周波ドライブ回路１１は発振器８、９の信号を分周し、極性反転回路部２１内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を図１６のようにＯＮ／ＯＦＦさせる信号を生成するものである。以上の回路により、放電状態が不安定な点灯開始直後の数秒間は矩形波の周波数を無負荷時の数十Ｈｚに維持することにより、ランプの立ち消えを防止し、始動性能を改善することができる。図２に本実施例における点灯開始直後のランプ電圧波形の経過を示す。
【００１２】
（実施例２）
図３に第２実施例の要部構成を示す。点灯装置の主回路の構成は図１５と同じである。本実施例は無負荷時には極性反転を行わず、直流電力をランプ４に供給する請求項５に対応する実施例である。つまり、本実施例は点灯判別回路６によりランプの放電開始が検出されても、遅延回路７により約数秒間は検出信号を遅延させ、ランプ点灯直後の数秒間は無負荷時の直流電力のまま維持するようにしたものである。以下、本実施例の詳細について述べる。
【００１３】
図３は制御回路５の内部の一部（極性反転回路部の制御部分）を示したものである。１２は直流出力部であり、それ以外は図１と同じである。以上の回路により、放電状態が不安定な点灯開始直後の数秒間はランプに印加する電力を無負荷時の直流状態に維持することにより、ランプの立ち消えを防止し、始動性能を改善することができる。図４に本実施例における点灯開始直後のランプ電圧波形の経過を示す。
【００１４】
（実施例３）
図５に第３実施例の要部構成を示す。点灯装置の主回路の構成は図１５と同じである。本実施例は点灯判別回路６によりランプの放電開始が検出されても、遅延回路７により約数秒間は検出信号を遅延させ、スイッチング素子Ｑ５のＯＮ幅をランプ点灯直後の数秒間は無負荷時のＯＮ幅のまま維持するようにしたものであり、請求項１に対応する実施例である。以下、本実施例の詳細について述べる。
【００１５】
図５は制御回路５の内部の一部（降圧チョッパ回路部２０の高周波スイッチング素子Ｑ５の制御部分）を示したものである。ＯＮ幅設定回路１３、１４はそれぞれ無負荷時の一定ＯＮ幅の信号と、点灯時のランプ電圧に応じたＯＮ幅の信号を出力するものである（図１８参照）。ＯＮ幅切替スイッチ１５は遅延回路７の出力信号により、“Ｌｏｗ”レベルの時はＯＮ幅設定回路１３と接続し、“Ｈｉｇｈ”レベルの時はＯＮ幅設定回路１４と接続されるようになっている。高周波ドライブ回路１６はＯＮ幅設定回路１３、１４の信号を受け、内部に持つ数十ｋＨｚの発振信号をＰＷＭ制御（パルス幅変調）して、ランプの状態に応じたＯＮ／ＯＦＦ信号を生成するものである。以上の回路により、放電状態が不安定な点灯開始直後の数秒間はスイッチング素子Ｑ５のＯＮ幅を無負荷時の幅の広い状態のままに維持することにより、ランプの立ち消えを防止し、始動性能を改善することができる。図６に本実施例における点灯開始直後のランプ電圧波形の経過を示す。図中のＴ１は図１８に示した無負荷時のＯＮ幅であり、Ｔ０は図１８に示した点灯直後のランプ電圧に対応するＯＮ幅である。
【００１６】
なお、ここでスイッチング素子Ｑ５の制御手段として周波数固定のＰＷＭ制御を例としたが、これはＯＮ幅一定の周波数制御の回路でもよく、例えば、無負荷時の周波数が点灯直後の周波数よりも高いならば、点灯直後の数秒間は無負荷時の周波数のままで維持するようにすればよい。
【００１７】
（実施例４）
図７に第４実施例の構成を示す。本実施例は実施例１の降圧チョッパ回路部２０と極性反転回路部２１（図１５参照）を１つのフルブリッジ回路２３にて構成したものである。また、図８は図７の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦ動作及びランプ電流波形を示したものである。以下、この回路について説明する。スイッチング素子Ｑ１とＱ４、Ｑ２とＱ３はそれぞれ図８に示すように対になって高周波スイッチングを繰り返す。つまり、図１５の回路におけるスイッチング素子Ｑ５とＱ１〜Ｑ４を兼用して、極性反転動作と降圧チョッパ動作を同時に実現しているものである。また、スイッチング素子Ｑ１とＱ４が高周波スイッチングしているサイクルにおいては、ＯＦＦ時にインダクタＬ１のエネルギーはダイオードＤ２とＤ３を介して電源に帰還され、スイッチング素子Ｑ２とＱ３が高周波スイッチングしているサイクルにおいては、ＯＦＦ時にインダクタＬ１のエネルギーはダイオードＤ１とＤ４を介して電源に帰還される。つまり、ダイオードＤ１〜Ｄ４は図１５の回路におけるダイオードＤ５の機能を果たしているものである。
【００１８】
以上の動作により、実施例１と同様な矩形波交流電流をランプに与えることができ、実施例１と同様の制御を行うことができる。また、本実施例において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に例えばＦＥＴのようなダイオード内蔵型の素子を用いれば、ダイオードＤ１〜Ｄ４はこのダイオードで兼用することができ、スイッチング素子とダイオードの使用個数は４個となり、実施例１の６個に対して減らすことができ、コストダウン、小型化という面で有利である。
【００１９】
（実施例５）
図９に第５実施例を示す。本実施例は実施例１の降圧チョッパ回路部２０と極性反転回路部２１の機能をハーフブリッジ回路２４にて実現したものである。また、図１０は図中のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦ動作及びランプ電流波形を示したものである。以下、この回路について説明する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はそれぞれ図１０に示すような高周波スイッチングを繰り返す。つまり、図１５の回路におけるスイッチング素子Ｑ５とＱ１〜Ｑ４を兼用したものである。また、スイッチング素子Ｑ１が高周波スイッチングしているサイクルにおいては、ＯＦＦ時にインダクタＬ１のエネルギーはダイオードＤ２を介してコンデンサＣ４に帰還され、スイッチング素子Ｑ２が高周波スイッチングしているサイクルにおいては、ＯＦＦ時にインダクタＬ１のエネルギーはダイオードＤ１を介してコンデンサＣ３に帰還される。つまり、ダイオードＤ１、Ｄ２は図１５の回路におけるダイオードＤ５の機能を果たしているものである。
【００２０】
以上の動作により、実施例１と同様な交流電流をランプに与えることができ、実施例１と同様の制御を行うことができる。本実施例は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に例えばＦＥＴのようなダイオード内蔵型の素子を用いれば、ダイオードＤ１、Ｄ２はこのダイオードで兼用することができ、スイッチング素子とダイオードの使用個数は２個となり、実施例１の６個に対して減らすことができ、コストダウン、小型化という面で有利である。
【００２１】
以上の実施例においては、放電灯点灯装置の一部についてのみ言及し、全体の詳細回路図については触れなかったが、例えばこれを実際の放電灯点灯装置に当てはめてみると、以下のようになる。
【００２２】
（実施例６）
図１１〜図１３に本発明を製品として具体化した点灯装置を一例として示す。図１１は電源入力部、図１２は力率改善部、図１３は点灯回路部であり、各図は点Ｊ１〜Ｊ８において接続されている。
【００２３】
図１１に示す電源入力部では、端子ＴＭ１，ＴＭ２に接続された交流電源１から、ヒューズＦＳ、サーマルプロテクタＴＰ、低抵抗Ｒ４、並びフィルタ回路を介して整流回路ＤＢの交流入力端子に接続されており、整流回路ＤＢの直流出力端子には、コンデンサＣ９が接続されている。このコンデンサＣ９は小容量のものであり、実際の平滑動作は後段の力率改善部の昇圧チョッパ回路により行われる。フィルタ回路は、サージ電圧吸収用のＺＮＲ（酸化亜鉛非線形抵抗）、コイルＬ５、Ｌ６、及びコンデンサＣ５、Ｃ６、Ｃ８、Ｃ８１、Ｃ８２を含み、コンデンサＣ８１，Ｃ８２の直列回路の中点はコンデンサＣ８３を介して端子ＴＭ５に接続され、端子ＴＭ５は大地（アース）に接続されている。
【００２４】
図１２に示す力率改善部は、インダクタＬ７とスイッチング素子Ｑ７及びダイオードＤ７を含む昇圧チョッパ回路よりなり、点Ｊ１から整流回路ＤＢの全波整流出力を受けて、点Ｊ２に接続された電解コンデンサＣ０（図１３）に昇圧された平滑な直流電圧を得るものである。昇圧チョッパ回路のスイッチング素子Ｑ７は昇圧チョッパ制御回路６のドライブ出力から抵抗Ｒ７１，Ｒ７２を介して駆動され、その電流は抵抗Ｒ７３により検出される。また、インダクタＬ７に流れる電流は、２次巻線に接続された抵抗Ｒ７４を介して検出される。さらに、点Ｊ２に生じる出力電圧は抵抗Ｒ８，Ｒ９を介して検出され、点Ｊ１の入力電圧は抵抗Ｒ９１，Ｒ９２を介して検出される。昇圧チョッパ制御回路６の動作電源Ｖｃｃ１は、電源投入時には抵抗Ｒ９３，Ｒ９４を介して点Ｊ１から供給されるが、スイッチング素子Ｑ７のスイッチング動作が開始すると、インダクタＬ７の２次巻線出力をダイオードＤ７１，Ｄ７２で整流し、抵抗Ｒ７を介してコンデンサＣ７１に得られた直流電圧がダイオードＤ７３を介して供給される。このコンデンサＣ７１に得られる直流電圧は、三端子型の電圧レギュレータＩＣ１により定電圧化されて、点灯回路部制御回路７の動作電源Ｖｃｃとなる。点灯回路部制御回路７は、図１３に示す点灯回路部より点Ｊ３〜Ｊ５を介してゼロ電流検出、過電流検出、ランプ電圧検出を行うと共に、点Ｊ６〜Ｊ８を介して矩形波ドライブ及び降圧チョッパドライブ信号を出力している。
【００２５】
図１３に示す点灯回路部は、降圧チョッパ回路部２０を備え、電解コンデンサＣ０に得られた点Ｊ２の直流電圧をスイッチング素子Ｑ５とダイオードＤ５及びインダクタＬ１の作用により、任意の直流電圧に降圧して、コンデンサＣ１にランプ電圧を得ている。コンデンサＣ１に得られたランプ電圧は、抵抗Ｒ２，Ｒ３及び点Ｊ５を介して検出されている。また、インダクタＬ１に流れる電流は、抵抗Ｒ５、点Ｊ３を介して検出されており、降圧チョッパ回路部２０に流れる電流は、抵抗Ｒ５３の一端から点Ｊ４を介して検出されている。降圧チョッパ回路部２０のスイッチング素子Ｑ５は、点Ｊ８に供給されるドライブ信号により、トランスＴ５と抵抗Ｒ５１，Ｒ５２を介して駆動されている。
【００２６】
次に、極性反転回路部は、４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で構成されたフルブリッジ回路であり、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は汎用のドライバ回路ＩＣ２，ＩＣ３により、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２；Ｒ２１，Ｒ２２；Ｒ３１，Ｒ３２；Ｒ４１，Ｒ４２を介して駆動される。矩形波ドライブのための信号は、点Ｊ６，Ｊ７を介して供給されている。また、各ドライバ回路ＩＣ２，ＩＣ３の動作電源としては、上述の定電圧Ｖｃｃが供給されている。さらに、高電位側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３を駆動するためのコンデンサＣ１１，Ｃ１２；Ｃ３１，Ｃ３２は、抵抗Ｒ１３とダイオードＤ１１，Ｄ３１を介して定電圧Ｖｃｃから充電される。フルブリッジ回路の出力には、イグナイタ回路２２のパルストランスＰＴを介してランプ４が接続されている。ＴＭ３，ＴＭ４はランプ４を接続するための端子である。ランプ４は、例えば、ＡＮＳＩ規格のＭ９８（７０Ｗ）又はＭ１３０（３５Ｗ）であり、その発光管はセラミック発光管である。なお、イグナイタ回路２２のパルス発生はランプ４が放電を開始した後は停止する。
【００２７】
しかして、本発明にあっては、ドライバ回路ＩＣ２，ＩＣ３の２番ピンに点Ｊ６，Ｊ７を介して点灯回路部制御回路７から供給される矩形波ドライブ信号の周波数を無負荷時と放電開始直後の数秒間では低く設定しており、安定した点灯状態になれば高く設定するように切り替えている。また、放電状態が不安定な点灯開始直後の数秒間はスイッチング素子Ｑ５のＯＮ幅を無負荷時の幅の広い状態のままに維持することにより、ランプ４の立ち消えを防止し、始動性能を改善することができる。なお、ランプ４の放電開始はランプ電圧の低下によって検出できる。
【００２８】
【発明の効果】
本発明によれば、直流電源の直流電圧を高周波でスイッチングするスイッチング素子と、このスイッチングされた高周波電圧を平滑して直流の出力電圧に変換する平滑手段とを少なくとも含み、この出力電圧の極性を低周波で反転させることにより低周波の矩形波交流電圧を出力するように構成されたインバータ回路部と、このインバータ回路部の出力を受けて点灯する高圧放電灯と、前記高周波でスイッチングされるスイッチング素子のＯＮデューティを高圧放電灯のランプ電圧に応じて可変とし、無負荷時には一定のＯＮデューティとし、ランプ始動直後の低いランプ電圧においては無負荷時よりも小さいＯＮデューティとなるように制御する制御手段とを備える放電灯点灯装置において、始動時に高圧パルスを高圧放電灯に印加して高圧放電灯を始動させる高圧パルス発生手段を備え、該高圧パルス発生手段は、無負荷時のインバータ回路部の出力電圧が所定電圧よりも高いときに、高圧パルスを発生する電圧応答型のパルス発生手段であり、前記無負荷時の一定のＯＮデューティは、無負荷時のインバータ回路部の出力電圧が前記所定電圧よりも高くなるように設定されており、前記制御手段は、高圧放電灯の放電開始後の不安定な放電期間では、前記スイッチング素子のＯＮデューティをランプ電圧に関わらず、無負荷時のＯＮデューティのままとしたことにより、ランプに充分な電力を与え、簡単な回路で始動性能を改善することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項４に対応する実施例の要部構成を示す回路図である。
【図２】請求項４に対応する実施例の始動直後の動作を示す波形図である。
【図３】請求項５に対応する実施例の要部構成を示す回路図である。
【図４】請求項５に対応する実施例の始動直後の動作を示す波形図である。
【図５】請求項１に対応する実施例の要部構成を示す回路図である。
【図６】請求項１に対応する実施例の始動直後の動作を示す波形図である。
【図７】請求項７に対応する実施例の全体構成を示す回路図である。
【図８】請求項７に対応する実施例の動作波形図である。
【図９】請求項８に対応する実施例の全体構成を示す回路図である。
【図１０】請求項８に対応する実施例の動作波形図である。
【図１１】本発明を製品として具体化した点灯装置の電源入力部の回路図である。
【図１２】本発明を製品として具体化した点灯装置の力率改善部の回路図である。
【図１３】本発明を製品として具体化した点灯装置の点灯回路部の回路図である。
【図１４】従来の一般的な放電灯点灯装置のブロック回路図である。
【図１５】従来の放電灯点灯装置の具体的な回路図である。
【図１６】従来の放電灯点灯装置のインバータ回路部の動作波形図である。
【図１７】従来の放電灯点灯装置のイグナイタ回路部の動作波形図である。
【図１８】従来の放電灯点灯装置の降圧チョッパ回路部の動作説明図である。
【図１９】従来の放電灯点灯装置の始動直後の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１交流電源
２直流電源回路部
３インバータ回路部
４ランプ
５制御回路
６点灯判別回路
７遅延回路
８第１の低周波発振器（無負荷時）
９第２の低周波発振器（点灯時）
１０周波数切替スイッチ
１１低周波ドライブ回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device for lighting a HID lamp such as a high pressure sodium lamp, a metal halide lamp, and a high pressure mercury lamp with rectangular wave AC power.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, copper-iron type ballasts have been mainstream as lighting devices for lighting HID lamps and the like. However, in recent years, electronic ballasts using many electronic components are becoming mainstream in order to reduce the weight, size, and functionality of ballasts. This electronic ballast will be briefly described below.
[0003]
FIG. 14 shows a block diagram of the electronic ballast. A DC power supply circuit section 2 including a rectifier circuit is connected to the AC power supply 1, and an inverter circuit section 3 capable of adjusting and controlling the power supplied to the lamp 4 is connected to the output terminal, and the lamp 4 is connected to the output terminal. Is connected.
[0004]
Next, an example of a specific circuit of the electronic ballast is shown in FIG. The DC power supply circuit unit 2 includes a rectifier circuit DB and a capacitor C0, and has a function of rectifying and smoothing the AC voltage of the AC power supply 1 into a DC voltage. The inverter circuit unit 3 includes a step-down chopper circuit unit 20, a polarity inversion circuit unit 21, an igniter circuit unit 22, and a control circuit 5. The step-down chopper circuit unit 20 includes a switching element Q5, a diode D5, an inductor L1, and a capacitor C1. When the switching element Q5 is turned on / off at a high frequency, a voltage obtained by stepping down the input voltage is generated in the capacitor C1. is there. When the switching element Q5 is turned on, a current flows from the DC power supply circuit section 2 to the capacitor C1 via the switching element Q5 and the inductor L1, and when the switching element Q5 is turned off, the current due to the energy stored in the inductor L1 is the capacitor C1 and the diode D5. Flows through. Next, the polarity inversion circuit unit 21 includes switching elements Q1 to Q4, and constitutes a full bridge circuit. In the polarity inversion circuit unit 21, the switching elements Q1 to Q4 operate as shown in FIG. 16 by the control circuit 5, and supply a rectangular wave voltage whose frequency at no load is lower than the frequency at lighting to the lamp 4. ing. Next, the igniter circuit unit 22 includes a pulse transformer PT, a capacitor C2, a switching element Q6 (for example, a voltage response element such as Sidac), and a resistor R1. The operation of the igniter circuit unit 22 will be briefly described with reference to FIG. The rectangular wave voltage Va-b generated by the polarity inverting circuit unit 21 is received, and the capacitor C2 is gradually charged by the time constant of the resistor R1 and the capacitor C2. When the voltage Vc2 of the capacitor C2 reaches the breakover voltage Vbo of the switching element Q6, the switching element Q6 is turned ON, and the electric charge accumulated in the capacitor C2 is transferred via the primary winding of the capacitor C2, the switching element Q6, and the pulse transformer PT. Discharge. At this time, the pulse voltage generated in the primary winding of the pulse transformer PT is boosted, and a high voltage pulse voltage (several kV) is generated in the secondary winding of the pulse transformer PT and is superimposed on the lamp voltage Vla. The lamp 4 starts discharging by this high voltage pulse voltage and shifts to a lighting state.
[0005]
In addition, the control circuit 5 detects the lamp voltage Vla (which may be lamp current or lamp power) of the lamp 4, performs ON / OFF control of the switching element Q5 according to the detected value, and adjusts the power supplied to the lamp 4. is doing. Focusing on the ON / OFF of the switching element Q5, normally, when the lamp is lit, power control is performed according to the lamp voltage Vla (which may be lamp current or lamp power) as described above. Performs constant power control set in advance. Now, for example, assuming that the switching element Q5 is controlled by PWM control at a constant frequency, the ON width (ON duty: the ratio of the ON period in one switching period) of the switching element Q5 is as shown in FIG. ing. In other words, when there is no load, it is controlled with a constant ON width: T1 (ON Duty: d1), and when the lamp 4 is lit, it is controlled with an ON width (ON Duty: d) according to the state of the lamp 4 It is. Here, the reason why the ON width is substantially constant near the rated lamp voltage is to try to make the lamp power substantially constant with respect to variations in the lamp voltage. Whether or not there is no load is determined by a lamp voltage or the like. In this case, a threshold level V1 is set at a place higher than the lamp voltage at the time of normal lighting, and if the lamp voltage Vla> V1, it is determined that there is no load. The ON width is made constant at T1.
[0006]
In the discharge lamp lighting device as described above, when the lighting state is detected immediately after starting the lamp, the frequency of the low-frequency rectangular wave suddenly becomes high (several tens Hz to several hundreds Hz), and the switching element Q5 is turned on. Since the width also decreases rapidly (T1 → T0), if the discharge immediately after starting is unstable, it is difficult to maintain the discharge, and the transition to steady lighting cannot be made smoothly, and the starting performance deteriorates. There was a problem that.
[0007]
In order to solve such problems, Japanese Patent Laid-Open No. 63-150895 has been proposed. In the present invention, the polarity reversal period immediately after the start of discharge of the lamp is detected is made sufficiently longer than the constant period during steady lighting (see FIG. 19). However, in this method, after detecting the start of discharge of the lamp, the pair of switching elements Q1 and Q4 (which may be Q2 and Q3) on one side of the polarity inversion circuit unit 21 must be kept ON for a certain period of time. For this purpose, it is necessary to add a special control circuit, which causes a problem that the control circuit becomes complicated.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device that can improve starting performance without complicating a control circuit.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In the discharge lamp lighting device of the present invention, in order to solve the above-described problem, a switching element that switches a DC voltage of a DC power source at a high frequency, and the switched high-frequency voltage are smoothed to a DC output voltage. And an inverter circuit unit configured to output a rectangular AC voltage having a low frequency by inverting the polarity of the output voltage at a low frequency, and receiving an output of the inverter circuit unit. The ON duty of the high-pressure discharge lamp that is turned on and the switching element that is switched at the high frequency is variable according to the lamp voltage of the high-pressure discharge lamp, is constant at no load, and at a low lamp voltage immediately after starting the lamp. In a discharge lamp lighting device comprising control means for controlling the ON duty to be smaller than that at no load The high voltage pulse is applied to the high-pressure discharge lamp at startup with a high-voltage pulse generating means to start the high-pressure discharge lamp, the high-voltage pulse generating means, when the output voltage of the inverter circuit part of the no-load is higher than a predetermined voltage In addition, the voltage response type pulse generation means for generating a high voltage pulse, the constant ON duty at the time of no load is set so that the output voltage of the inverter circuit unit at the time of no load is higher than the predetermined voltage. The control means is characterized in that, during an unstable discharge period after the start of discharge of the high-pressure discharge lamp, the ON duty of the switching element remains at the no-load ON duty regardless of the lamp voltage. To do.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Example 1
FIG. 1 shows a main configuration of the first embodiment. The configuration of the main circuit of the lighting device is the same as that in FIG. In the present embodiment, even if the lighting discriminating circuit 6 detects the start of discharge of the lamp 4, the delay circuit 7 delays the signal for about several seconds, and the rectangular wave frequency is set to the frequency of no load for several seconds immediately after the lamp is lit. This is an embodiment corresponding to claim 4 . Details of the present embodiment will be described below.
[0011]
FIG. 1 shows a part of the inside of the control circuit 5 (control part of the polarity inversion circuit unit). The lighting determination circuit 6 compares the lamp voltage Vla with a preset lighting determination voltage V1, and when it is Vla> V1 (no load state), it is “Low” level, and when Vla ≦ V1 (lighting state), it is “High” level. This signal is output. The delay circuit 7 delays and outputs the signal for about several seconds when the signal from the lighting determination circuit 6 changes from the “Low” level to the “High” level. The oscillators 8 and 9 oscillate signals having a rectangular wave frequency (several tens of Hz) when no load is applied and a rectangular wave frequency (several hundreds Hz) when lighting. The frequency change-over switch 10 is connected to the oscillator 8 at the “Low” level (no load state) by the signal of the delay circuit 7 and is connected to the oscillator 9 at the “High” level (lighting state). ing. The low frequency drive circuit 11 divides the signals of the oscillators 8 and 9 and generates a signal for turning on / off the switching elements Q1 to Q4 in the polarity inversion circuit section 21 as shown in FIG. With the above circuit, it is possible to prevent the lamp from extinguishing and improve the starting performance by maintaining the frequency of the rectangular wave at several tens of Hz when there is no load for a few seconds immediately after the start of lighting when the discharge state is unstable. it can. FIG. 2 shows the course of the lamp voltage waveform immediately after the start of lighting in this embodiment.
[0012]
(Example 2)
FIG. 3 shows a main configuration of the second embodiment. The configuration of the main circuit of the lighting device is the same as that in FIG. This embodiment is an embodiment corresponding to claim 5 in which DC power is supplied to the lamp 4 without performing polarity reversal when there is no load. That is, in this embodiment, even if the start of discharge of the lamp is detected by the lighting determination circuit 6, the detection signal is delayed for about several seconds by the delay circuit 7, and the DC power at no load remains for a few seconds immediately after the lamp is lit. It is intended to be maintained. Details of the present embodiment will be described below.
[0013]
FIG. 3 shows a part of the inside of the control circuit 5 (control part of the polarity inversion circuit unit). Reference numeral 12 denotes a direct current output unit, and other than that is the same as FIG. With the above circuit, it is possible to prevent the lamp from extinguishing and improve the starting performance by maintaining the power applied to the lamp in the DC state at no load for several seconds immediately after the start of lighting with unstable discharge state. it can. FIG. 4 shows the course of the lamp voltage waveform immediately after the start of lighting in this embodiment.
[0014]
Example 3
FIG. 5 shows the main configuration of the third embodiment. The configuration of the main circuit of the lighting device is the same as that in FIG. In this embodiment, even if the start of discharge of the lamp is detected by the lighting discrimination circuit 6, the detection signal is delayed for about several seconds by the delay circuit 7, and the ON width of the switching element Q5 is not loaded for several seconds immediately after the lamp is lit. The ON width is maintained, and this is an embodiment corresponding to claim 1. Details of the present embodiment will be described below.
[0015]
FIG. 5 shows a part of the inside of the control circuit 5 (the control part of the high-frequency switching element Q5 of the step-down chopper circuit unit 20). The ON width setting circuits 13 and 14 each output a signal having a constant ON width when there is no load and a signal having an ON width corresponding to the lamp voltage when the lamp is lit (see FIG. 18). The ON width changeover switch 15 is connected to the ON width setting circuit 13 when it is “Low” level, and is connected to the ON width setting circuit 14 when it is “High” level, according to the output signal of the delay circuit 7. Yes. The high-frequency drive circuit 16 receives the signals of the ON width setting circuits 13 and 14 and performs PWM control (pulse width modulation) on the oscillation signal of several tens kHz inside to generate an ON / OFF signal corresponding to the lamp state. Is. With the above circuit, the switching element Q5 is maintained in a wide state at the time of no load for several seconds immediately after the start of lighting where the discharge state is unstable, thereby preventing the lamp from turning off and starting performance. Can be improved. FIG. 6 shows the course of the lamp voltage waveform immediately after the start of lighting in this example. T1 in the figure is the ON width at no load shown in FIG. 18, and T0 is the ON width corresponding to the lamp voltage immediately after lighting shown in FIG.
[0016]
Here, the fixed frequency PWM control is taken as an example of the control means of the switching element Q5, but this may be a frequency control circuit with a constant ON width, for example, the frequency at no load is higher than the frequency immediately after lighting. Then, it is sufficient to maintain the frequency at the time of no load for a few seconds immediately after lighting.
[0017]
(Example 4)
FIG. 7 shows the configuration of the fourth embodiment. In this embodiment, the step-down chopper circuit section 20 and the polarity inversion circuit section 21 (see FIG. 15) of the first embodiment are configured by one full bridge circuit 23. FIG. 8 shows the ON / OFF operation and the lamp current waveform of each of the switching elements Q1 to Q4 in FIG. Hereinafter, this circuit will be described. Switching elements Q1 and Q4 and Q2 and Q3 are paired as shown in FIG. 8 and repeat high-frequency switching. That is, the polarity inversion operation and the step-down chopper operation are realized simultaneously by using the switching elements Q5 and Q1 to Q4 in the circuit of FIG. In the cycle in which the switching elements Q1 and Q4 are switching at high frequency, the energy of the inductor L1 is fed back to the power source through the diodes D2 and D3 when OFF, and in the cycle in which the switching elements Q2 and Q3 are switching at high frequency. When OFF, the energy of the inductor L1 is fed back to the power supply via the diodes D1 and D4. That is, the diodes D1 to D4 fulfill the function of the diode D5 in the circuit of FIG.
[0018]
By the above operation, the same rectangular wave alternating current as in the first embodiment can be applied to the lamp, and the same control as in the first embodiment can be performed. Further, in this embodiment, if a diode built-in element such as an FET is used as the switching elements Q1 to Q4, the diodes D1 to D4 can be shared by this diode, and the number of switching elements and diodes used is four. This can be reduced from the six in the first embodiment, which is advantageous in terms of cost reduction and miniaturization.
[0019]
(Example 5)
FIG. 9 shows a fifth embodiment. In this embodiment, the functions of the step-down chopper circuit section 20 and the polarity inversion circuit section 21 of the first embodiment are realized by a half bridge circuit 24. FIG. 10 shows the ON / OFF operation and the lamp current waveform of the switching elements Q1 and Q2 in the figure. Hereinafter, this circuit will be described. The switching elements Q1 and Q2 repeat high-frequency switching as shown in FIG. That is, the switching elements Q5 and Q1 to Q4 in the circuit of FIG. In the cycle in which the switching element Q1 is high-frequency switched, the energy of the inductor L1 is fed back to the capacitor C4 through the diode D2 when OFF, and in the cycle in which the switching element Q2 is high-frequency switched, the inductor L1 Is fed back to the capacitor C3 through the diode D1. That is, the diodes D1 and D2 fulfill the function of the diode D5 in the circuit of FIG.
[0020]
With the above operation, an alternating current similar to that in the first embodiment can be applied to the lamp, and the same control as in the first embodiment can be performed. In this embodiment, if a diode built-in element such as an FET is used as the switching elements Q1 and Q2, the diodes D1 and D2 can be shared by the diode, and the number of switching elements and diodes used is two. This can be reduced from the six in the first embodiment, which is advantageous in terms of cost reduction and size reduction.
[0021]
In the above embodiment, only a part of the discharge lamp lighting device is mentioned, and the entire detailed circuit diagram is not touched. For example, when this is applied to an actual discharge lamp lighting device, it is as follows. Become.
[0022]
(Example 6)
FIGS. 11 to 13 show an example of a lighting device that embodies the present invention as a product. 11 is a power input unit, FIG. 12 is a power factor correction unit, and FIG. 13 is a lighting circuit unit, which are connected at points J1 to J8.
[0023]
In the power input unit shown in FIG. 11, the AC power source 1 connected to the terminals TM1 and TM2 is connected to the AC input terminal of the rectifier circuit DB via the fuse FS, the thermal protector TP, the low resistance R4, and the filter circuit. The capacitor C9 is connected to the DC output terminal of the rectifier circuit DB. The capacitor C9 has a small capacity, and the actual smoothing operation is performed by the boost chopper circuit of the power factor improving unit at the subsequent stage. The filter circuit includes a surge voltage absorbing ZNR (Zinc Oxide Nonlinear Resistance), coils L5 and L6, and capacitors C5, C6, C8, C81, and C82. The terminal TM5 is connected to the ground (earth).
[0024]
The power factor improving section shown in FIG. 12 is composed of a step-up chopper circuit including an inductor L7, a switching element Q7, and a diode D7. The electrolytic capacitor connected to the point J2 receives the full-wave rectified output of the rectifier circuit DB from the point J1. A smooth DC voltage boosted to C0 (FIG. 13) is obtained. The switching element Q7 of the boost chopper circuit is driven from the drive output of the boost chopper control circuit 6 through resistors R71 and R72, and the current is detected by the resistor R73. The current flowing through the inductor L7 is detected via a resistor R74 connected to the secondary winding. Further, the output voltage generated at the point J2 is detected via the resistors R8 and R9, and the input voltage at the point J1 is detected via the resistors R91 and R92. The operating power supply Vcc1 of the step-up chopper control circuit 6 is supplied from the point J1 through the resistors R93 and R94 when the power is turned on. , D72, and the DC voltage obtained through the resistor R7 to the capacitor C71 is supplied via the diode D73. The DC voltage obtained in the capacitor C71 is made constant by the three-terminal voltage regulator IC1 and becomes the operating power supply Vcc for the lighting circuit section control circuit 7. The lighting circuit unit control circuit 7 performs zero current detection, overcurrent detection, and lamp voltage detection via points J3 to J5 from the lighting circuit unit shown in FIG. 13, and also performs rectangular wave drive and step-down via points J6 to J8. The chopper drive signal is output.
[0025]
The lighting circuit unit shown in FIG. 13 includes a step-down chopper circuit unit 20, and steps down the DC voltage at the point J2 obtained in the electrolytic capacitor C0 to an arbitrary DC voltage by the action of the switching element Q5, the diode D5, and the inductor L1. Thus, the lamp voltage is obtained in the capacitor C1. The lamp voltage obtained at the capacitor C1 is detected via the resistors R2, R3 and the point J5. The current flowing through the inductor L1 is detected via the resistor R5 and the point J3, and the current flowing through the step-down chopper circuit unit 20 is detected from one end of the resistor R53 via the point J4. The switching element Q5 of the step-down chopper circuit unit 20 is driven through a transformer T5 and resistors R51 and R52 by a drive signal supplied to the point J8.
[0026]
Next, the polarity inversion circuit unit is a full bridge circuit composed of four switching elements Q1 to Q4, and each of the switching elements Q1 to Q4 is made up of resistors R11, R12; R21, It is driven via R22; R31, R32; R41, R42. The signal for the rectangular wave drive is supplied via points J6 and J7. The constant voltage Vcc described above is supplied as an operating power source for the driver circuits IC2 and IC3. Further, capacitors C11, C12; C31, C32 for driving the switching elements Q1, Q3 on the high potential side are charged from the constant voltage Vcc via the resistor R13 and the diodes D11, D31. The lamp 4 is connected to the output of the full bridge circuit via the pulse transformer PT of the igniter circuit 22. TM3 and TM4 are terminals for connecting the lamp 4. The lamp 4 is, for example, ANSI standard M98 (70 W) or M130 (35 W), and the arc tube is a ceramic arc tube. The pulse generation of the igniter circuit 22 is stopped after the lamp 4 starts discharging.
[0027]
Therefore, in the present invention, the frequency of the rectangular wave drive signal supplied from the lighting circuit unit control circuit 7 to the second pin of the driver circuits IC2 and IC3 via the points J6 and J7 is set at the time of no load and the start of discharge. It is set to be low for the next few seconds, and is switched to high when it becomes stable. In addition, for a few seconds immediately after the start of lighting when the discharge state is unstable, the ON width of the switching element Q5 is maintained in a wide state at the time of no load, thereby preventing the lamp 4 from turning off and improving the starting performance. can do. The start of discharge of the lamp 4 can be detected by a decrease in lamp voltage.
[0028]
【The invention's effect】
The present invention includes at least a switching element that switches a DC voltage of a DC power supply at a high frequency, and smoothing means that smoothes the switched high-frequency voltage and converts it to a DC output voltage. Inverter circuit unit configured to output a low-frequency rectangular wave AC voltage by being inverted at a low frequency, a high-pressure discharge lamp that is lit by receiving the output of the inverter circuit unit, and switching that is switched at the high frequency Control that makes the ON duty of the element variable according to the lamp voltage of the high-pressure discharge lamp, makes the constant ON duty when there is no load, and controls the ON duty to be smaller than when there is no load at the low lamp voltage immediately after starting the lamp in the discharge lamp lighting device and means, high by applying a high voltage pulse to the high pressure discharge lamp at startup High-voltage pulse generating means for starting a discharge lamp, and the high-pressure pulse generating means generates a high-voltage pulse when the output voltage of the inverter circuit unit at no load is higher than a predetermined voltage. The constant ON duty at the time of no load is set so that the output voltage of the inverter circuit unit at the time of no load is higher than the predetermined voltage, and the control means starts the discharge of the high pressure discharge lamp. In the later unstable discharge period, the ON duty of the switching element is kept at the ON duty at the time of no load regardless of the lamp voltage. There is an effect that it can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a main configuration of an embodiment corresponding to claim 4;
FIG. 2 is a waveform diagram showing an operation immediately after starting of an embodiment corresponding to claim 4;
FIG. 3 is a circuit diagram showing a main configuration of an embodiment corresponding to claim 5;
FIG. 4 is a waveform diagram showing an operation immediately after starting of an embodiment corresponding to claim 5;
FIG. 5 is a circuit diagram showing a main configuration of an embodiment corresponding to claim 1;
FIG. 6 is a waveform diagram showing an operation immediately after starting of an embodiment corresponding to claim 1;
FIG. 7 is a circuit diagram showing an overall configuration of an embodiment corresponding to claim 7 ;
FIG. 8 is an operation waveform diagram of an embodiment corresponding to claim 7 ;
9 is a circuit diagram showing an overall configuration of an embodiment corresponding to claim 8. FIG.
FIG. 10 is an operation waveform diagram of the embodiment corresponding to claim 8 ;
FIG. 11 is a circuit diagram of a power input unit of a lighting device that embodies the present invention as a product.
FIG. 12 is a circuit diagram of a power factor improvement unit of a lighting device that embodies the present invention as a product.
FIG. 13 is a circuit diagram of a lighting circuit portion of a lighting device that embodies the present invention as a product.
FIG. 14 is a block circuit diagram of a conventional general discharge lamp lighting device.
FIG. 15 is a specific circuit diagram of a conventional discharge lamp lighting device.
FIG. 16 is an operation waveform diagram of an inverter circuit section of a conventional discharge lamp lighting device.
FIG. 17 is an operation waveform diagram of an igniter circuit section of a conventional discharge lamp lighting device.
FIG. 18 is an operation explanatory diagram of a step-down chopper circuit unit of a conventional discharge lamp lighting device.
FIG. 19 is a waveform diagram showing an operation immediately after starting a conventional discharge lamp lighting device.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 2 DC power supply circuit part 3 Inverter circuit part 4 Lamp 5 Control circuit 6 Lighting discrimination circuit 7 Delay circuit 8 1st low frequency oscillator (at the time of no load)
9 Second low-frequency oscillator (when lit)
10 Frequency switch 11 Low frequency drive circuit

Claims

Including at least a switching element that switches a DC voltage of a DC power source at a high frequency and a smoothing means that smoothes the switched high-frequency voltage to convert it to a DC output voltage, and inverts the polarity of the output voltage at a low frequency An inverter circuit unit configured to output a low-frequency rectangular wave AC voltage,
A high-pressure discharge lamp that lights in response to the output of the inverter circuit section;
The ON duty of the switching element that is switched at high frequency is variable according to the lamp voltage of the high-pressure discharge lamp, is set to a constant ON duty when there is no load, and is smaller than that when there is no load at a low lamp voltage immediately after starting the lamp. In a discharge lamp lighting device comprising a control means for controlling so that
High-pressure pulse generating means for starting the high-pressure discharge lamp by applying a high-pressure pulse to the high-pressure discharge lamp at the time of starting, the high-pressure pulse generating means is used when the output voltage of the inverter circuit unit at no load is higher than a predetermined voltage The voltage response type pulse generating means for generating a high voltage pulse, and the constant ON duty at the time of no load is set so that the output voltage of the inverter circuit unit at the time of no load is higher than the predetermined voltage. And
In the unstable discharge period after the start of discharge of the high-pressure discharge lamp, the control means keeps the ON duty of the switching element at the no-load ON duty regardless of the lamp voltage. Lighting device.

Including at least a switching element that switches a DC voltage of a DC power source at a high frequency and a smoothing means that smoothes the switched high-frequency voltage to convert it to a DC output voltage, and inverts the polarity of the output voltage at a low frequency An inverter circuit unit configured to output a low-frequency rectangular wave AC voltage,
A high-pressure discharge lamp that lights in response to the output of the inverter circuit section;
The switching element that is switched at a high frequency has a constant frequency and an ON width that is variable according to the lamp voltage of the high-pressure discharge lamp, a constant ON width at no load, and a lower lamp voltage immediately after starting the lamp than at no load. In a discharge lamp lighting device comprising a control means for controlling to be a short ON width,
High-pressure pulse generating means for starting the high-pressure discharge lamp by applying a high-pressure pulse to the high-pressure discharge lamp at the time of starting, the high-pressure pulse generating means is used when the output voltage of the inverter circuit unit at no load is higher than a predetermined voltage The voltage response type pulse generating means for generating a high voltage pulse, and the constant ON width at the time of no load is set so that the output voltage of the inverter circuit unit at the time of no load is higher than the predetermined voltage. And
In the unstable discharge period after the discharge of the high-pressure discharge lamp, the control means keeps the ON width of the switching element at the no-load ON width regardless of the lamp voltage. Lighting device.

Including at least a switching element that switches a DC voltage of a DC power source at a high frequency and a smoothing means that smoothes the switched high-frequency voltage to convert it to a DC output voltage, and inverts the polarity of the output voltage at a low frequency An inverter circuit unit configured to output a low-frequency rectangular wave AC voltage,
A high-pressure discharge lamp that lights in response to the output of the inverter circuit section;
The switching element switched at high frequency has a constant ON width, the frequency is variable according to the lamp voltage of the high-pressure discharge lamp, is constant at no load, and is lower than that at no load at a low lamp voltage immediately after starting the lamp. In a discharge lamp lighting device comprising a control means for controlling to become a frequency,
High-pressure pulse generating means for starting the high-pressure discharge lamp by applying a high-pressure pulse to the high-pressure discharge lamp at the time of starting, the high-pressure pulse generating means is used when the output voltage of the inverter circuit unit at no load is higher than a predetermined voltage The voltage response type pulse generating means for generating a high voltage pulse, and the constant frequency at the time of no load is set so that the output voltage of the inverter circuit unit at the time of no load is higher than the predetermined voltage. ,
In the unstable discharge period after the start of discharge of the high-pressure discharge lamp, the control means keeps the frequency of the switching element at the no-load frequency regardless of the lamp voltage. .

4. The inverter circuit unit according to claim 1, wherein the rectangular wave frequency is lower than the rectangular wave frequency at the time of lighting when the high-pressure discharge lamp is unloaded and in an unstable discharge period after the start of discharge. The discharge lamp lighting device is controlled as described above.

4. The inverter circuit unit according to claim 1, wherein the inverter circuit unit is controlled to supply a direct-current output voltage to the high-pressure discharge lamp when the high-pressure discharge lamp is unloaded and during an unstable discharge period after the start of discharge. The discharge lamp lighting device characterized by the above-mentioned.

The inverter circuit unit includes a step-down chopper circuit unit that converts a voltage of a DC power supply, and a polarity inverting circuit unit having a full bridge configuration that converts the converted DC voltage into rectangular wave AC power. Item 6. A discharge lamp lighting device according to any one of Items 1 to 5.

The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 5, wherein the inverter circuit unit is configured by a full bridge circuit that converts a DC power source into rectangular wave AC power.

The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 5, wherein the inverter circuit unit is configured by a half bridge circuit that converts a DC power source into rectangular wave AC power.