JP3796556B2

JP3796556B2 - Method and apparatus for controlling magnet-embedded synchronous motor

Info

Publication number: JP3796556B2
Application number: JP14398897A
Authority: JP
Inventors: 利明出光; 尚武柴田
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 1997-06-02
Filing date: 1997-06-02
Publication date: 2006-07-12
Anticipated expiration: 2017-06-02
Also published as: JPH10337100A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転子内部に永久磁石が埋め込まれた構造（例えば、実開平４−２８７４５号公報、実開平３−９７３５４号公報参照）を有する同期電動機である磁石埋込型同期電動機の速度とトルクの制御に関し、特に軽負荷時の制御の改善に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図３は従来の磁石埋込型同期電動機の制御装置のブロック図である。図３のような構成において、先ずｄｑ軸電流制御部５１１に、回転検出器５０３によって検出された磁石埋込型同期電動機５０２の回転信号がケーブル５０９を介して入力され、回転信号から回転位置信号演算器５１６により磁極の回転角度θが演算され、演算結果が座標変換器Ａ５１５及び座標変換器Ｂ５１２へ供給される。
【０００３】
座標変換器Ａ５１５では回転位置信号演算器５１６からの磁極の回転角度θを用いて、電流検出器５０６により検出した磁石埋込型同期電動機５０２に流れる３相の電流のうちｕ相及びｖ相に流れる電流ｉ_u、ｉ_vが２相ｄｑ軸座標の信号Ｉ_d、Ｉ_qに変換される。
【０００４】
次に、アプリケーション制御部５２１ではｑ軸電流指令演算器５２６及びｄ軸電流指令演算器５２７で演算されたｑ軸電流指令Ｉ_q ^*及びｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*に対し、座標変換器Ａ５１５から出力されたｑ軸電流Ｉ_q及びｄ軸電流Ｉ_dを帰還することによって得られるｑ軸電流制御偏差信号がｑ軸電流制御器５１３にｄ軸電流制御偏差信号がｄ軸電流制御器５１４に夫々入力される。
【０００５】
さらに、速度検出信号演算器５１７により、回転検出器５０３からの回転信号に基づいて電動機回転速度ω_rを得、電動機回転速度ω_r、ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*及びｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*をフィードフォード補償器５１８に入力することにより、ｄｑ軸電流制御の外乱となっている誘起電圧を打ち消すための外乱補償信号が演算される。
【０００６】
次に、比例積分演算器を備えたｄ軸電流制御器５１４において、ｄ軸電流制御の偏差信号を増幅した信号に外乱補償信号を加え、その信号がｄ軸電圧指令Ｖ_d ^*として座標変換器Ｂ５１２に入力される。同様にして、比例積分演算器を備えたｑ軸電流制御器５１３において、ｑ軸電流制御の偏差信号を増幅した信号に外乱信号補償信号を加え、その信号がｑ軸電圧指令Ｖ_q ^*として座標変換器Ｂ５１２に入力される。
【０００７】
座標変換器Ｂ５１２では、ｑ軸電圧指令Ｖ_q ^*及びｄ軸電圧指令Ｖ_d ^*のｄｑ軸２相電圧指令がＶ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*の３相の電圧指令に変換され、ＰＷＭ制御器５０８に入力される。ＰＷＭ制御器５０８では、３相指令Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*に対応して電力変換器５０７が作動し、磁石埋込型同期電動機５０２の駆動制御に必要な周波数で電圧が制御されて、磁石埋込型同期電動機５０２の各相にｉ_u、ｉ_v、ｉ_wの電流が供給される。
【０００８】
次に、アプリケーション制御部５２１の動作について説明する。
速度検出信号演算器５１７より得られた電動機速度信号ω_rが速度指令信号ω_r ^*に対して帰還され、その偏差信号が比例積分器を備えた速度制御器５２２で増幅され、この信号がｑ軸電流指令演算器５２６及びｄ軸電流指令演算器５２７に供給される。ここで、ｄ軸電流指令演算器５２７に与えられたトルク指令Ｔ^*に対して、以下の式９によって最大トルク効率となるｄ電流指令値Ｉ_d ^*を算出する。
【０００９】
【数９】

【００１０】
但し、Ｉ₁₁＝φ₁／［（Ｌ_d−Ｌ_q）Ｉ_1r］
（φ₁：回転子永久磁石の１次鎖交磁束の最大値、Ｌ_q：ｑ軸インダクタンス、Ｌ_d：ｄ軸インダクタンス、Ｉ_1r：電動機定格電流）とする。
【００１１】
上記式９を用いて得られたｄ軸電流指令Ｉ_d ^*及びトルク指令Ｔ^*に基づいて式１０からｑ軸電流指令Ｉ_q ^*を得、ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*及びｄ軸電流指令Ｉ_d ^*によりｑ軸及びｄ軸の電流を制御する。
【００１２】
【数１０】

【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したよう従来の磁石埋込型同期電動機の制御では、以下に示す問題点がある。すなわち、最大トルク効率制御は負荷率に関係なく適用されているので、負荷率が小さいとき、特に無負荷の場合には、トルク指令Ｔ^*が小さく、それに応じて式４及び式５で決まるｄ軸電流指令Ｉ_d ^*及びｑ軸電流指令Ｉ_q ^*も小さくなり、電動機電流としても小さな値となる。このように電動機電流が小さい場合には、電流検出器５０６のオフセットや分解能の影響を受けやすくなる。特に、オフセット分は電動機の脈動トルクを発生する要因となり、その脈動トルクが回転リップルの増加につながる。
【００１４】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであって、軽負荷時でも安定した良好な出力を得ることができる磁石埋込型同期電動機の制御方法および制御装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
以下に、上記目的を達成するための手段について述べる。
磁石埋込型同期電動機の制御において、最大トルク効率制御ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*を得る場合、トルク指令Ｔ^*に基づく最大トルク効率とするためのｄ軸電流指令Ｉ_d1 ^*（式１１）に、さらにトルク指令Ｔ^*が小さい場合に電動機電流の下限値Ｉ_d00 が設定されたｄ軸電流指令Ｉ_d0 ^*（式１２）を加算してｄ軸電流制御指令Ｉ_d ^*（式１３）を得る。
【００１６】
【数１１】

【００１７】
【数１２】

【００１８】
【数１３】

【００１９】
このようにして、ｄ軸電流制御指令Ｉ_d ^*を得ることにより、トルク指令Ｔ^*が小さいときは、ｄ軸電流指令Ｉ_d1 ^*に電動機電流の下限値Ｉ_d00 が設定されたｄ軸電流指令Ｉ_d0 ^*が加算されるので、軽負荷時でも下限値Ｉ_d00 以上のｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*により制御される。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本発明の実施の形態に係る磁石埋込型同期電動機の制御装置のブロック図である。
図１に示されるように、負荷１０４に接続された磁石埋込型同期電動機１０２と、磁石埋込型同期電動機１０２の回転を検出する回転検出器１０３と、制御信号を磁石埋込型同期電動機１０２を駆動するための電力に変換する電力変換部１０１と、磁石埋込型同期電動機１０２の電機子に流れる電流及び回転磁界を制御するｄｑ軸電流制御部１１１と、磁石埋込型同期電動機１０２の速度及びトルクを制御する速度制御器１２２、ｄ軸電流指令演算器（１）１２７とｑ軸電流指令演算器１２６とから成る最大トルク効率制御部、軽負荷時にｄ軸電流指令演算器（１）１２７の出力に補正値を加算するｄ軸電流指令演算器（２）１２８で構成するアプリケーション制御部１２１と、磁石埋込型同期電動機１０２とｄｑ軸電流制御部１１１とを接続する信号ケーブル１０９と、磁石埋込型同期電動機１０２と電力変換部１０１とを接続する電動機回路ケーブル１０５とで構成されている。
【００２１】
以下に、上記のように構成された磁石埋込型同期電動機の制御装置による磁石埋込型同期電動機の駆動方法について説明する。
先ず、速度検出信号演算器１１７で得られる電動機回転速度ω_rと回転検出器１０３により検出した信号に基づいて演算された電動機速度信号ω_r ^*との偏差信号が比例積分器を備えた速度制御器１２２に入力されて増幅された後、電動機トルク指令Ｔ^*として出力される。
【００２２】
次段の最大トルク効率制御部を構成するｄ軸電流指令演算器（１）１２７では、電動機トルク指令Ｔ^*に基づき、先の式１１からｄ軸電流指令演算値Ｉ_d1 ^*が算出される。
ｄ軸電流指令演算器（２）１２８では、電動機トルク指令Ｔ^*に基づき、先の式１２からｄ軸電流指令Ｉ_d0 ^*が算出される。
【００２３】
その後、加算器１２９においてｄ軸電流指令Ｉ_d1 ^*及びＩ_d0 ^*を先の式１３に基づき加算して最大トルク効率ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*を得る。
ｑ軸電流指令演算器１２６では、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*及びトルク指令Ｔ^*に基づき、先の式１０からｑ軸電流指令Ｉ_q ^*を算出する。
【００２４】
以下、図２を参照してｄ軸電流指令Ｉ_d1 ^*及びＩ_d0 ^*並びに最大トルク効率ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*の関係を説明する。図２において、縦軸は最大トルク効率ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*、横軸はトルク指令Ｔ^*を示している。
図２に示されるように、ｄ軸電流指令Ｉ_d0 ^*には下限値Ｉ_d00が設定されているので、最大トルク効率ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*は、トルク指令Ｔ^*が０（無負荷）のときに下限値Ｉ_d00となる。その後、最大トルク効率ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*は、トルク指令Ｔ^*の増加に伴い、ｄ軸電流指令Ｉ_d1 ^*にｄ軸電流指令Ｉ_d0 ^*が加算されて底上げされる。従って、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は、トルク指令Ｔ^*が小さいとき、つまり軽負荷時でも下限値Ｉ_d00 以上となるように補正され、これにより、磁石埋込型同期電動機１０２の電流が下限値以上に設定され、電流検出器１０６のオフセットや分解能の影響を受け難くなる。
【００２５】
上述のようにして得られたｄ軸電流指令Ｉ_d ^*及びｑ軸電流指令Ｉ_q ^*が次段のｄｑ軸電流制御部１１１へ供給される。
以下、ｄｑ軸電流制御部１１１について説明する。
先ず、回転検出器１０３により検出した磁石埋込型同期電動機１０２の回転信号が、信号ケーブル１０９を介してｄｑ軸電流制御部１１１を構成する回転位置信号演算器１１６に供給されて、磁石埋込型同期電動機１０２の磁極の回転角度θが算出され、該回転角度θは座標変換器Ａ１１５及び座標変換器Ｂ１１２へ供給される。
【００２６】
座標変換器Ａ１１５は、電力変換器１０１を構成する電流検出器１０６で検出した３相電流の中のｕ相及びｖ相に流れる電流ｉ_u、ｉ_vを２相ｄｑ軸座標の信号Ｉ_d、Ｉ_qに変換して出力する。
信号Ｉ_d、Ｉ_qは、それぞれアプリケーション制御部１２１で得られたｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*及びｑ軸電流指令Ｉ_q ^*に対して帰還され、これにより得られるｄ軸電流制御偏差信号及びｑ軸電流制御偏差信号が、比例積分器を備えたｄ軸電流制御器１１４及びｑ軸電流制御器１１３に入力されて増幅される。
【００２７】
また、磁石埋込型同期電動機１０２の回転信号は速度検出信号演算器１１７にも供給される、速度検出信号演算器１１７で得られる電動機回転速度ω_rと、アプリケーション制御部１２１で得られたｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*及びｑ軸電流指令Ｉ_q ^*とがフィードフォワード補償器１１８へ供給される。フィードフォワード補償器１１８は、ｄｑ軸電流制御の外乱となっている誘起電圧を打ち消すための外乱補償信号を算出する。
【００２８】
フィードフォワード補償器１１８で得られた外乱補償信号は、ｄ軸電流制御器１１４からの出力信号に加算され、ｄ軸電圧指令Ｖ_d ^*として座標変換器Ｂ１１２へ供給される。同様にして、外乱補償信号はｑ軸電流制御器１１３からの出力信号に加算され、ｑ軸電圧指令Ｖ_q ^*として座標変換器Ｂ１１２に供給される。座標変換器Ｂ１１２は、ｄ軸電圧指令Ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令Ｖ_q ^*の２相電圧指令をＶ_U ^*、Ｖ_V ^*、Ｖ_W ^*の３相の電圧指令に変換する。変換された３相電圧指令Ｖ_U ^*、Ｖ_V ^*、Ｖ_W ^*はＰＷＭ制御器１０８へ供給され、対応して電力変換器１０７が作動し、磁石埋込型同期電動機１０２の駆動制御に必要な周波数で電圧が制御されて、磁石埋込型同期電動機１０２の各相にｉ_U、ｉ_V、ｉ_Wの電流が供給される。
【００２９】
以上説明したように、定常状態では、ｄ軸とｑ軸の電流を制御することによって、電動機トルクに対して１次電流が最小となるように制御され、電動機トルクが速度制御器１２２より出力されるトルク指令Ｔ^*に比例するように、線形制御されると同時に、軽負荷時にはＩ_d0 ^*によって補正されたｄ軸電流指令Ｉ_d ^*により制御されるので、電流検出器１０６のオフセットや分解能の影響が軽減される。
【００３０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、軽負荷時のｄ軸電流指令の下限値が設定された補正用のｄ軸電流指令を加算して、最大トルク効率ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*を得ているので、従来、軽負荷時に発生していた電流検出器のオフセット等による電動機の脈動トルクの発生を抑えることができるので、軽負荷時でも安定した良好な出力を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る磁石埋込型同期電動機の制御装置のブロック図である。
【図２】図１に示すアプリケーション制御部における制御関数の関係を示す図である。
【図３】従来の磁石埋込型同期電動機の制御装置のブロック図である。
【符号の説明】
１０１電力変換部
１０２磁石埋込型同期電動機
１０３回転検出器
１０４負荷
１０５電動機回路ケーブル
１０６電流検出器
１０７電力変換器
１０８ＰＷＭ制御器
１０９信号ケーブル
１１１ｄｑ軸電流制御部
１１２座標変換器Ｂ
１１３ｑ軸電流制御器
１１４ｄ軸電流制御器
１１５座標変換器Ａ
１１６回転位置信号演算器
１１７速度検出信号演算器
１１８ＦＦ補償器
１２１アプリケーション制御部
１２２速度制御器
１２６ｑ軸電流指令演算器
１２７ｄ軸電流指令演算器（１）
１２８ｄ軸電流指令演算器（２）
１２９加算器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to the speed of a magnet-embedded synchronous motor that is a synchronous motor having a structure in which a permanent magnet is embedded in a rotor (see, for example, Japanese Utility Model Laid-Open Nos. 4-28745 and 3-97354). The present invention relates to torque control, and particularly to improvement of control at light load.
[0002]
[Prior art]
FIG. 3 is a block diagram of a conventional control apparatus for an embedded magnet synchronous motor. In the configuration shown in FIG. 3, first, the rotation signal of the embedded magnet synchronous motor 502 detected by the rotation detector 503 is input to the dq axis current control unit 511 via the cable 509, and the rotation position signal is obtained from the rotation signal. The rotation angle θ of the magnetic pole is calculated by the calculator 516, and the calculation result is supplied to the coordinate converter A515 and the coordinate converter B512.
[0003]
The coordinate converter A515 uses the rotation angle θ of the magnetic pole from the rotation position signal calculator 516 to convert the u-phase and v-phase out of the three-phase currents flowing through the embedded magnet synchronous motor 502 detected by the current detector 506. current flows i _u, i _v signal I _d of the two-phase dq-axis coordinate is converted to I _q.
[0004]
Next, the application control unit 521 uses the coordinate converter A515 for the q-axis current command I _q ^* and the d-axis current command value I _d ^* calculated by the q-axis current command calculator 526 and the d-axis current command calculator 527. The q-axis current control deviation signal obtained by feeding back the q-axis current I _q and the d-axis current I _d output from the q-axis current controller 513 and the d-axis current control deviation signal to the d-axis current controller 514, respectively. Each is entered.
[0005]
Further, the speed detection signal calculator 517 obtains the motor rotation speed ω _r based on the rotation signal from the rotation detector 503, and the motor rotation speed ω _r , the q-axis current command I _q ^* and the d-axis current command value I _d. By inputting ^* to the Feedford compensator 518, a disturbance compensation signal for canceling the induced voltage which is a disturbance of the dq axis current control is calculated.
[0006]
Next, in a d-axis current controller 514 provided with a proportional integration calculator, a disturbance compensation signal is added to the signal obtained by amplifying the deviation signal of the d-axis current control, and the signal is converted into a coordinate converter as a d-axis voltage command V _d ^* . Input to B512. Similarly, in a q-axis current controller 513 provided with a proportional integration calculator, a disturbance signal compensation signal is added to a signal obtained by amplifying the deviation signal of the q-axis current control, and the signal is coordinated as a q-axis voltage command V _q ^*. Input to converter B512.
[0007]
The coordinate converter B512 converts the dq-axis two-phase voltage command of the q-axis voltage command V _q ^* and the d-axis voltage command V _d ^* into a three-phase voltage command of V _u ^* , V _v ^* , V _w ^* , Input to the PWM controller 508. In the PWM controller 508, the power converter 507 operates in response to the three-phase commands V _u ^* , V _v ^* , and V _w ^* , and the voltage is controlled at a frequency necessary for drive control of the embedded magnet synchronous motor 502. Thus, currents i _u , i _v , and i _w are supplied to the phases of the embedded magnet synchronous motor 502.
[0008]
Next, the operation of the application control unit 521 will be described.
The motor speed signal ω _r obtained from the speed detection signal calculator 517 is fed back to the speed command signal ω _r ^* , and the deviation signal is amplified by a speed controller 522 provided with a proportional integrator, and this signal is q This is supplied to the shaft current command calculator 526 and the d-axis current command calculator 527. Here, with respect to the torque command T ^* given to the d-axis current command calculator 527, the d current command value I _d ^* that gives the maximum torque efficiency is calculated by the following equation 9.
[0009]
[Equation 9]

[0010]
However, I ₁₁ = φ ₁ / [(L _d −L _q ) I _1r ]
(Φ ₁ : maximum value of primary interlinkage magnetic flux of the rotor permanent magnet, L _q : q-axis inductance, L _d : d-axis inductance, I _1r : motor rated current).
[0011]
Based on the d-axis current command I _d ^* and the torque command T ^* obtained by using the above equation 9, the q-axis current command I _q ^* is obtained from the equation 10, and the q-axis current command I _q ^* and the d-axis current command I The current of q axis and d axis is controlled by _d ^* .
[0012]
[Expression 10]

[0013]
[Problems to be solved by the invention]
However, as described above, the conventional embedded magnet synchronous motor control has the following problems. That is, since the maximum torque efficiency control is applied regardless of the load factor, the torque command T ^* is small when the load factor is small, particularly when there is no load, and is determined by Equations 4 and 5 accordingly. The shaft current command I _d ^* and the q-axis current command I _q ^* are also small, and the motor current is also small. Thus, when the electric motor current is small, the current detector 506 is easily affected by the offset and resolution. In particular, the offset amount becomes a factor that generates pulsation torque of the electric motor, and the pulsation torque leads to an increase in rotational ripple.
[0014]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a control method and a control device for an embedded magnet synchronous motor that can obtain a stable and stable output even at a light load. .
[0015]
[Means for Solving the Problems]
The means for achieving the above object will be described below.
When obtaining the maximum torque efficiency control d-axis current command I _d ^* in the control of the embedded magnet synchronous motor, the d-axis current command I _d1 ^* (Formula 11) is used to obtain the maximum torque efficiency based on the torque command T ^*. Further, when the torque command T ^* is smaller, the d-axis current control command I _d ^* (Equation 13) is obtained by adding the d-axis current command I _d0 ^* (Equation 12) in which the lower limit value I _d00 of the motor current is set. .
[0016]
[Expression 11]

[0017]
[Expression 12]

[0018]
[Formula 13]

[0019]
By obtaining the d-axis current control command I _d ^* in this way, when the torque command T ^* is small, the d-axis current command in which the lower limit value I _d00 of the motor current is set in the d-axis current command I _d1 ^*. Since I _d0 ^* is added, control is performed with a d-axis current command value I _d ^* equal to or greater than the lower limit value I _d00 even at light loads.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram of a controller for an embedded magnet synchronous motor according to an embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 1, an embedded magnet synchronous motor 102 connected to a load 104, a rotation detector 103 that detects the rotation of the embedded magnet synchronous motor 102, and a control signal as an embedded magnet synchronous motor. A power conversion unit 101 that converts power to drive the motor 102, a dq-axis current control unit 111 that controls a current and a rotating magnetic field that flows through the armature of the magnet-embedded synchronous motor 102, and a magnet-embedded synchronous motor 102 A speed controller 122 for controlling the speed and torque of the motor, a maximum torque efficiency control unit comprising a d-axis current command calculator (1) 127 and a q-axis current command calculator 126, a d-axis current command calculator (1 ) The application control unit 121 configured by the d-axis current command calculator (2) 128 that adds the correction value to the output of 127, the magnet-embedded synchronous motor 102, and the dq-axis current control unit 111 are connected. A signal cable 109 to, and a motor circuit cable 105 that connects the magnet-embedded synchronous motor 102 and the power conversion unit 101.
[0021]
Hereinafter, a method of driving the embedded magnet synchronous motor by the embedded magnet synchronous motor control apparatus configured as described above will be described.
First, the deviation signal between the motor rotation speed ω _r obtained by the speed detection signal calculator 117 and the motor speed signal ω _r ^* calculated based on the signal detected by the rotation detector 103 is a speed control provided with a proportional integrator. After being input to the amplifier 122 and amplified, it is output as a motor torque command T ^* .
[0022]
In the d-axis current command calculator (1) 127 constituting the maximum torque efficiency control unit in the next stage, the d-axis current command calculation value I _d1 ^* is calculated from the previous equation 11 based on the motor torque command T ^* .
In the d-axis current command calculator (2) 128, the d-axis current command I _d0 ^* is calculated from the previous equation 12 based on the motor torque command T ^* .
[0023]
Thereafter, the adder 129 adds the d-axis current commands I _d1 ^* and I _d0 ^* based on Equation 13 above to obtain the maximum torque efficiency d-axis current command I _d ^* .
The q-axis current command calculator 126 calculates the q-axis current command I _q ^* from the previous equation 10 based on the d-axis current command I _d ^* and the torque command T ^* .
[0024]
The relationship between the d-axis current commands I _d1 ^* and I _d0 ^{* and the} maximum torque efficiency d-axis current command I _d ^* will be described below with reference to FIG. In FIG. 2, the vertical axis represents the maximum torque efficiency d-axis current command I _d ^* , and the horizontal axis represents the torque command T ^* .
As shown in FIG. 2, since the lower limit value I _d00 is set in the d-axis current command I _d0 ^* , the maximum torque efficiency d-axis current command I _d ^* has a torque command T ^* of 0 (no load). In this case, the lower limit value _Id00 is obtained. Thereafter, the maximum torque efficiency d-axis current command I _d ^* is raised by adding the d-axis current command I _d0 ^* to the d-axis current command I _d1 ^* as the torque command T ^* increases. Therefore, the d-axis current command value I _d ^* is corrected so as to be _{equal to} or greater than the lower limit value I _d00 even when the torque command T ^* is small, that is, at light load, and thereby the current of the embedded magnet synchronous motor 102 is increased. It is set to be equal to or higher than the lower limit value, and is not easily affected by the offset and resolution of the current detector 106.
[0025]
The d-axis current command I _d ^* and the q-axis current command I _q ^* obtained as described above are supplied to the dq-axis current control unit 111 in the next stage.
Hereinafter, the dq axis current control unit 111 will be described.
First, the rotation signal of the embedded magnet synchronous motor 102 detected by the rotation detector 103 is supplied to the rotation position signal calculator 116 constituting the dq axis current control unit 111 via the signal cable 109, and the magnet embedded The rotation angle θ of the magnetic pole of the type synchronous motor 102 is calculated, and the rotation angle θ is supplied to the coordinate converter A115 and the coordinate converter B112.
[0026]
Coordinate converter A115, the current i _u flowing through the u-phase and v-phase of the three-phase current detected by the current detector 106 which constitutes a power converter 101, i _v signal of the two-phase dq-axis coordinate of I _d, Convert to I _q and output.
The signals I _d and I _q are _{fed back} to the d-axis current command value I _d ^* and the q-axis current command I _q ^* obtained by the application control unit 121, respectively, and a d-axis current control deviation signal obtained thereby and The q-axis current control deviation signal is input to the d-axis current controller 114 and the q-axis current controller 113 having a proportional integrator and amplified.
[0027]
Further, the rotation signal of the magnet-embedded synchronous motor 102 is also supplied to the speed detection signal calculator 117, the motor rotation speed ω _r obtained by the speed detection signal calculator 117, and d obtained by the application control unit 121. The shaft current command value I _d ^* and the q-axis current command I _q ^* are supplied to the feedforward compensator 118. The feedforward compensator 118 calculates a disturbance compensation signal for canceling the induced voltage that is a disturbance of the dq axis current control.
[0028]
The disturbance compensation signal obtained by the feedforward compensator 118 is added to the output signal from the d-axis current controller 114 and supplied to the coordinate converter B112 as a d-axis voltage command V _d ^* . Similarly, the disturbance compensation signal is added to the output signal from the q-axis current controller 113 and supplied to the coordinate converter B112 as the q-axis voltage command V _q ^* . The coordinate converter B112 converts the two-phase voltage command of the d-axis voltage command V _d ^* and the q-axis voltage command V _q ^* into a three-phase voltage command of V _U ^* , V _V ^* , and V _W ^* . The converted three-phase voltage commands V _U ^* , V _V ^* , and V _W ^* are supplied to the PWM controller 108, and the power converter 107 is operated correspondingly, and is necessary for drive control of the embedded magnet synchronous motor 102. The voltage is controlled at an appropriate frequency, and i _U , i _V , and i _W currents are supplied to the phases of the embedded magnet synchronous motor 102.
[0029]
As described above, in the steady state, the d-axis and q-axis currents are controlled so that the primary current is minimized with respect to the motor torque, and the motor torque is output from the speed controller 122. The linear control is performed in proportion to the torque command T ^* , and at the same time, it is controlled by the d-axis current command I _d ^* corrected by I _d0 ^* at a light load. Impact is reduced.
[0030]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the maximum torque efficiency d-axis current command I _d ^* is obtained by adding the correction d-axis current command in which the lower limit value of the d-axis current command at light load is set. Therefore, since it is possible to suppress the generation of pulsation torque of the motor due to the offset of the current detector, which has been conventionally generated at light load, stable and good output can be obtained even at light load.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a control device for an embedded magnet synchronous motor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a relationship of control functions in the application control unit shown in FIG.
FIG. 3 is a block diagram of a controller for a conventional embedded magnet synchronous motor.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 101 Power converter 102 Embedded magnet synchronous motor 103 Rotation detector 104 Load 105 Motor circuit cable 106 Current detector 107 Power converter 108 PWM controller 109 Signal cable 111 dq axis current controller 112 Coordinate converter B
113 q-axis current controller 114 d-axis current controller 115 coordinate converter A
116 Rotation position signal calculator 117 Speed detection signal calculator 118 FF compensator 121 Application controller 122 Speed controller 126 q-axis current command calculator 127 d-axis current command calculator (1)
128 d-axis current command calculator (2)
129 Adder

Claims

By controlling the d-axis current I _d and the q-axis current I _q of a magnet-embedded synchronous motor that is a synchronous motor having a structure in which a permanent magnet is embedded in the rotor, the speed of the magnet-embedded synchronous motor is controlled. In a control method for a magnet-embedded synchronous motor that controls torque using periodic calculation, the maximum value of the motor primary linkage flux is φ ₁ , the q-axis inductance is L _q , the d-axis inductance is L _d, and the motor rated current _Is I _1r , I ₁₁ = φ ₁ / [(L _q −L _d ) I _1r ], and the motor torque command obtained by the period calculation is T ^* ,
Based on the motor torque command T ^* ,

A first d-axis current command I _d1 ^* for obtaining a maximum torque efficiency d-axis current command I _d ^* for controlling the d-axis current I _d from the motor torque command T ^* and the d-axis current Based on the command I _d ^*

Wherein calculating a q-axis current I _q controls the q-axis current command I _q ^*, Further, based on the motor torque command T ^* from

To calculate a second d-axis current command value I _d0 ^{* in} which a lower limit value I _{d00 of the} d-axis current command I _d ^* is set in accordance with the motor torque command T ^*, and the first d-axis current command Based on I _d1 ^* and the second d-axis current command value I _d0 ^* ,

The d-axis current command I _d ^* is calculated from the control method for the embedded magnet synchronous motor.

It is connected to a magnet-embedded synchronous motor that is a synchronous motor having a structure in which a permanent magnet is embedded in the rotor, and controls the d-axis current I _d and the q-axis current I _q of the magnet-embedded synchronous motor. In the control device for an embedded magnet synchronous motor that controls the speed and torque of the embedded magnet synchronous motor using periodic calculation, the maximum value of the primary linkage flux of the motor is φ ₁ , and the q-axis inductance is L _q When the d-axis inductance is L _d and the motor rated current is I _1r , I ₁₁ = φ ₁ / [(L _q −L _d ) I _1r ],
A speed controller for obtaining a motor torque command T ^* by the cycle calculation;
Based on the motor torque command T ^* ,

A maximum torque efficiency control d-axis current command calculator for calculating a first d-axis current command I _d1 ^* for obtaining a maximum torque efficiency d-axis current command I _d ^* for controlling the d-axis current I _d from
Based on the motor torque command T ^* and the d-axis current command I _d ^* ,

And a q-axis current command calculator for calculating a q-axis current command I _q ^* for controlling the q-axis current I _q from
Further, based on the motor torque command T ^* ,

A d-axis current command calculator for calculating a second d-axis current command value I _d0 ^{* in} which a lower limit value I _{d00 of the} d-axis current command I _d ^* is set according to the motor torque command T ^* ,
Based on the first d-axis current command I _d1 ^* and the second d-axis current command value I _d0 ^* ,

An adder for calculating the d-axis current command I _d ^* from
A control apparatus for a magnet-embedded synchronous motor, comprising: