JP3792363B2 - A / D converter - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アナログ信号をデジタル信号に変換するA/D変換器に関するものである。
【0002】
近年の半導体集積回路装置は、益々高集積化及び高速化が進められている。そして、該装置にはA/D変換器を搭載するものがある。このようなA/D変換器としては、並列型に対して回路面積を小さくすることができる直並列型のものがあり、そのA/D変換器においても、変換速度を向上させることが要求されている。
【0003】
【従来の技術】
従来の4ビットの直並列型のA/D変換器は、上位側変換部及び下位側変換部を備えている。上位側変換部は、サンプルホールド回路(以下、S/H回路という)及び上位2ビット用の並列型のA/D変換回路から構成されている。下位側変換部は、S/H回路及び下位2ビット用の並列型のA/D変換回路から構成されている。
【0004】
上位側及び下位側変換部の両S/H回路には、制御部から同一のサンプリングパルス信号が入力される。すると、両S/H回路は、図8に示すように、該サンプリングパルス信号に基づいたサンプリング時間で同時にアナログ入力信号の瞬時値をサンプリングする。従って、両S/H回路は、同一の瞬時値をホールドする。
【0005】
両S/H回路がホールド状態となると、上位2ビット用のA/D変換回路が動作し、上位2ビットの粗判定(上位側判定)を行なう。即ち、上位側変換部はS/H回路がホールドした瞬時値と比較基準電圧を4等分した3段階の電位とをそれぞれ比較し、その比較結果に基づく信号を出力部及び下位側変換部に出力する。
【0006】
下位側変換部は、上位側変換部の比較結果に基づく信号が入力されると、その信号に基づいて比較基準電圧を設定し、下位2ビット用のA/D変換回路にて下位2ビットの密判定(下位側判定)を行なう。即ち、下位側変換部はS/H回路がホールドした瞬時値と、上位側変換部の比較結果に基づいて設定した比較基準電圧を4等分した3段階の電位とをそれぞれ比較し、その比較結果に基づく信号を出力部に出力する。
【0007】
出力部は、上位側変換部の比較結果に基づく信号と下位側変換部の比較結果に基づく信号が入力されると、両信号を合成し4ビットのデジタル信号を生成して出力する。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
前記A/D変換器において、変換速度を高速化するためにはサンプリング時間を短くすることが効果的である。
【0009】
しかしながら、S/H回路で必要とするサンプリング時間は、アナログ信号を出力する外部回路の出力インピーダンスと、S/H回路の入力インピーダンスとの値に応じて決まる。従って、外部回路の出力インピーダンスが高い場合にサンプリング時間を短くすると、S/H回路のコンデンサにサンプリングされる電圧がアナログ信号の瞬時値に達する前にサンプリング動作が終了され、正確な瞬時値をサンプリングできなくなる。この場合、A/D変換器の変換速度を維持させるためには、外部回路にドライバー回路を付加する必要があり、外部回路の面積が増大してしまうとともに、コストが増加するという問題がある。
【0010】
又、前記A/D変換器では、外部回路にドライバー回路を付加しサンプリング時間を短くして変換速度を向上させても、上位側変換部の上位2ビット用のA/D変換回路が動作中は、下位側変換部の動作が停止しているため、変換速度に限界がある。
【0011】
この発明の目的は、A/D変換器の回路構成を変更することなく、入力インピーダンスを実質的に上昇させることにより、アナログ信号出力回路の回路面積の縮少、あるいはサンプリング時間の短縮によるA/D変換速度の向上を図り得るA/D変換器を提供することにある。
【0012】
【課題を解決するための手段】
図1は請求項1に記載した発明の原理説明図である。すなわち、A/D変換器は上位側の変換部1と下位側の(精密)変換部2と出力部3を備える。上位側の変換部1は、アナログ入力信号をサンプリングし、上位ビット側のデジタル信号を生成する。
【0013】
下位側の(精密)変換部2は、上位側の変換部1がサンプリングを終了するまでの間にサンプリングを開始し、かつ上位側の変換部1のデジタル信号を生成する動作中にサンプリングを終了する。そして、そのサンプリングしたアナログ入力信号と上位側の変換部の処理結果に基づいて下位ビット側のデジタル信号を生成する。出力部3は、両変換部1,2が生成したデジタル信号を合成しデジタル出力信号を生成する。
【0014】
請求項2では、アナログ入力信号をサンプリングし、サンプリングしたアナログ入力信号と基準電圧とを比較判定して上位ビット側のデジタル信号を生成する上位側の変換部と、アナログ入力信号をサンプリングし、前記上位側の変換部の比較判定結果に基づいて下位側基準電圧を設定し、サンプリングしたアナログ入力信号と該下位側基準電圧とを比較判定して下位ビット側のデジタル信号を生成する下位側の変換部と、前記各変換部が生成したデジタル信号を合成しアナログ入力信号をデジタル出力信号とする出力部とを備えたA/D変換器であって、前記下位側の変換部は、前記上位側の変換部がサンプリングを終了するまでの間にサンプリングを開始し、かつ前記上位側の変換部の比較判定動作中にサンプリングを終了することを要旨としている。
【0015】
請求項3では、アナログ入力信号をサンプリングし、サンプリングしたアナログ入力信号と基準電圧とを比較判定して上位ビット側のデジタル信号を生成する上位側の変換部と、アナログ入力信号をサンプリングし、サンプリングしたアナログ入力信号と前記上位ビット側のデジタル信号を再びアナログ信号にした値と前記上位側の変換部の比較判定結果とに基づいて、下位ビット側のデジタル信号を生成する下位側の変換部と、前記各変換部が生成したデジタル信号を合成しアナログ入力信号をデジタル出力信号とする出力部とを備えたA/D変換器であって、前記下位側の変換部は、前記上位側の変換部がサンプリングを終了するまでの間にサンプリングを開始し、かつ前記上位側の変換部の比較判定動作中にサンプリングを終了することを要旨としている。
【0016】
請求項4では、前記下位側の変換部は、前記上位ビット側のデジタル信号が示す電位の範囲を拡大した範囲から下位ビット側のデジタル信号を生成することを要旨としている。
【0017】
請求項5では、前記下位側の変換部は、前記上位ビット側のデジタル信号が示す電位を拡大した値を前記下位側基準電圧として設定することを要旨としている。
【0018】
請求項1に記載の発明によれば、上位側の変換部1では、アナログ入力信号がサンプリングされ、上位ビット側のデジタル信号が生成される。下位側の(精密)変換部2では、上位側の変換部1のデジタル信号を生成する動作中にサンプリングする動作が行なわれ、アナログ入力信号がサンプリングされる。そして、そのサンプリングしたアナログ入力信号と上位側の変換部の処理結果に基づいて下位ビット側のデジタル信号が生成される。出力部3では、両変換部1,2が生成したデジタル信号が合成されデジタル出力信号が生成される。
【0019】
請求項2に記載の発明によれば、上位側の変換部では、アナログ入力信号がサンプリングされ、サンプリングしたアナログ入力信号と基準電圧とが比較判定されて上位ビット側のデジタル信号が生成される。下位側の変換部では、上位側の変換部の比較判定動作中にサンプリングする動作が行なわれ、アナログ入力信号がサンプリングされる。又、上位側の変換部の比較判定結果に基づいて下位側基準電圧が設定される。そして、サンプリングしたアナログ入力信号と下位側基準電圧とが比較判定されて下位ビット側のデジタル信号が生成される。出力部では、両変換部が生成したデジタル信号が合成されデジタル出力信号が生成される。
【0020】
請求項3に記載の発明によれば、上位側の変換部では、アナログ入力信号がサンプリングされ、サンプリングしたアナログ入力信号と基準電圧とが比較判定されて上位ビット側のデジタル信号が生成される。下位側の変換部では、上位側の変換部の比較判定動作中にサンプリングする動作が継続され、アナログ入力信号がサンプリングされる。又、そのサンプリングしたアナログ入力信号と前記上位ビット側のデジタル信号を再びアナログ信号にした値と前記上位側の変換部の比較判定結果とに基づいて、下位ビット側のデジタル信号が生成される。出力部では、両変換部が生成したデジタル信号が合成されデジタル出力信号が生成される。
【0021】
請求項4に記載の発明によれば、前記下位側の変換部では、前記上位ビット側のデジタル信号が示す電位の範囲を拡大した範囲から下位ビット側のデジタル信号が生成される。
【0022】
請求項5に記載の発明によれば、前記下位側の変換部では、前記上位ビット側のデジタル信号が示す電位を拡大した値が前記下位側基準電圧として設定される。
【0023】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を4ビットのA/D変換器に具体化した一実施の形態を図2〜図6に従って説明する。
【0024】
図2は、A/D変換器のブロック図を示す。A/D変換器は、上位側変換部1、精密変換部としての下位側変換部2、制御部3及び出力部4から構成されている。
【0025】
上位側変換部1は、図3に示すように、抵抗ラダーを構成する直列に接続された4つの抵抗R1〜R4を備えている。抵抗R1〜R4は同一抵抗値である。抵抗R1側の端部には高電位側の基準電圧Vref1が供給され、抵抗R4側の端部には低電位側の基準電圧Vref2が供給される。
【0026】
従って、前記抵抗R1〜R4間の各ノードN1〜N3では、基準電圧Vref1と同Vref2の電位差を4等分した電位が生成される。
上位側サンプルホールド回路(以下、上位側S/H回路という)5には、アナログ入力信号Vinが入力される。上位側S/H回路5は、制御部3から出力されるサンプリングパルス信号S1に基づいてアナログ入力信号Vinの瞬時値をサンプリングする。詳述すると、サンプリングパルス信号S1の立ち上がりに基づいて上位側S/H回路5に備えられるコンデンサの充電又は放電動作を開始し、同パルス信号S1のパルス幅に基づいた時間だけ充電又は放電動作を行なう。
【0027】
上位側S/H回路5はサンプリングパルス信号S1が立ち下がると、前記サンプリングした瞬時値をホールドする。
従って、3個の比較器6a〜6cの一方の入力端子には上位側S/H回路5がサンプリングした瞬時値が入力される。
【0028】
前記比較器6aの他方の入力端子はノードN1に接続され、前記比較器6bの他方の入力端子はノードN2に接続され、前記比較器6cの他方の入力端子はノードN3に接続されている。
【0029】
従って、比較器6a〜6cはアナログ入力信号Vinをサンプリングした瞬時値と基準電圧Vref1と同Vref2の電位差を4等分した電位とをそれぞれ比較して、その比較結果信号を上位側エンコーダ部7に出力する。
【0030】
上位側エンコーダ部7は比較器6a〜6cの比較結果信号に基づいて、上位側2ビットのデジタル信号Da4,Da3を出力部4に出力する。又、上位側データ出力回路は比較器6a〜6cの比較結果信号に基づいて、下位側変換部2の比較基準電圧を設定するための基準電圧設定信号Cを下位側変換部2に出力する。
【0031】
下位側変換部2は、図4に示すように、抵抗ラダーを構成する直列に接続された8つの抵抗R5〜R12を備えている。抵抗R5〜R12は同一抵抗値である。
【0032】
抵抗R5側の端部には上位側変換部1の基準電圧設定信号Cに基づいて設定される高電位側の基準電圧Vref3が供給され、抵抗R12側の端部には同様に設定される低電位側の基準電圧Vref4が供給される。
【0033】
従って、前記抵抗R5〜R12間の各ノードN4〜N10では、基準電圧Vref3と同Vref4の電位差を8等分した電位が生成される。
基準電圧Vref3,Vref4は、例えば図5に示すように、上位側変換部1のデジタル信号Da4,Da3が「10」となる場合、ノードN1とノードN2の電位差を高電位側及び低電位側に1.5倍ずつ拡大した値に設定される。
【0034】
下位側サンプルホールド回路(以下、下位側S/H回路という)8には、アナログ入力信号Vinが入力される。下位側S/H回路8は、制御部3から出力されるサンプリングパルス信号S2に基づいてアナログ入力信号Vinの瞬時値をサンプリングする。詳述すると、サンプリングパルス信号S2の立ち上がりに基づいて下位側S/H回路8に備えられるコンデンサの充電又は放電動作を開始し、同パルス信号S2のパルス幅に基づいた時間だけ充電又は放電動作を行なう。
【0035】
下位側S/H回路8はサンプリングパルス信号S2が立ち下がると、前記サンプリングした瞬時値をホールドする。
従って、7個の比較器9a〜9gの一方の入力端子には下位側S/H回路8がサンプリングした瞬時値が入力される。
【0036】
前記比較器9a〜9gの他方の入力端子はそれぞれ前記ノードN4〜N10に接続されている。
従って、比較器9a〜9gはアナログ入力信号Vinをサンプリングした瞬時値と基準電圧Vref3と同Vref4の電位差を8等分した電位とをそれぞれ比較して、その比較結果信号を下位側エンコーダ部10に出力する。
【0037】
下位側エンコーダ部10は比較器9a〜9gの比較結果信号に基づいて、下位側3ビットのデジタル信号Db3〜Db1を出力部4に出力する。
出力部4は、上位側変換部1のデジタル信号Da4,Da3及び、下位側変換部2のデジタル信号Db3〜Db1が入力されると、両デジタル信号Da4,Da3,Db3〜Db1を加算して4ビットのデータを求める。尚、この場合、最上位ビットから2番目のデジタル信号Da3及びデジタル信号Db3のみオーバーラップしている数値なので、その最上位ビットから2番目のビット以上の数値について2進数の加算を行えばよいことになる。
【0038】
ここで、基準電圧Vref4は、デジタル信号Da4,Da3が示す電位の範囲を低電位側に1.5倍ずつ拡大した値に設定されるため、下位側変換部2から出力されるデジタル信号Db3〜Db1は、上位側2ビットのデジタル信号Da4,Da3から「0010」を減算した値が基準値「000」となる数値である。従って、デジタル信号Da4,Da3,Db3〜Db1を加算した4ビットのデータは、デジタル出力信号D4〜D1に「0010」を余分に加算した値となる。
【0039】
従って、出力部4は、前記求めた4ビットのデータから「0010」を減算して4ビットのデジタル出力信号D4〜D1を生成し出力する。
次に、上記のようなA/D変換器の動作を図6に従って説明する。
【0040】
上位側及び下位側変換部1,2の両S/H回路5,8には、制御部3から同時に立ち上がるサンプリングパルス信号が入力される。上位側変換部1のS/H回路5は、従来と同様のサンプリング時間でアナログ入力信号Vinの瞬時値をサンプリングし、ホールドする。すると、上位側変換部1は、上位側2ビットのデジタル信号Da4,Da3の粗判定(上位側判定)を行なう。
【0041】
下位側変換部2のS/H回路8は、上位側変換部1の上位側判定中もサンプリング動作を継続し、従来より長いサンプリング時間でアナログ入力信号Vinの瞬時値をサンプリングし、ホールドする。詳述すると、制御部3から出力されるサンプリングパルス信号S2は上位側判定の終了時に立ち下がり、S/H回路8は上位側判定の終了時までサンプリング動作を行なう。
【0042】
すると、下位側変換部2は、下位側3ビットのデジタル信号Db3〜Db1の密判定(下位側判定)を行なう。
ここで、下位側変換部2のS/H回路8は、上位側判定の終了時までサンプリング動作を行なっているため、アナログ入力信号Vinの瞬時値を精密にサンプリングする。従って、下位側変換部2は密判定(下位側判定)を精度良く行なうことができる。
【0043】
出力部4はデジタル信号Da4,Da3,Db3〜Db1が入力されると、4ビットのデジタル出力信号D4〜D1を生成し出力する。
上記のように構成されたA/D変換器では、次に示す作用効果を得ることができる。
【0044】
(1)本実施の形態では、上位側変換部1のS/H回路5は従来と同様のサンプリング時間でアナログ入力信号Vinの瞬時値をサンプリングし、下位側変換部2のS/H回路8は上位側変換部1が上位側判定を行なっているときもサンプリング動作を継続するようにした。従って、アナログ入力信号Vinを出力する外部回路の出力インピーダンスが高い場合等でも、下位側変換部2のS/H回路8はアナログ入力信号Vinの瞬時値を精密にサンプリングすることができる。従って、下位側変換部2は密判定(下位側判定)を精度良く行なうことができる。その結果、このA/D変換器では、入力インピーダンスを実質的に高くすることができるので、アナログ入力信号Vinを出力する外部回路の出力インピーダンスが高い場合等に、外部回路にドライバー回路を付加しなくても、変換速度を低下させることなく、変換精度を向上させることができる。
【0045】
(2)本実施の形態では、基準電圧Vref3,Vref4は、デジタル信号Da4,Da3が示す電位の範囲を高電位側及び低電位側に1.5倍に拡大した値に設定した。従って、下位側変換部2のデジタル信号Db3〜Db1は、上位側2ビットのデジタル信号Da4,Da3から「0010」を減算した値から、上位側2ビットのデジタル信号Da4,Da3から「0010」を加算した値までの範囲の密判定結果を示す信号となる。その結果、デジタル信号Da4,Da3の補正をしながら正確な4ビットのデジタル出力信号D4〜D1を生成することができる。
【0046】
上記実施の形態は以下のように変更して実施してもよい。
○図7に示すように、上位側変換部1のS/H回路5は、従来より短いサンプリング時間でサンプリングし、下位側変換部2のS/H回路8は、上位側変換部1の上位側判定中もサンプリング動作を継続し、従来と同様のサンプリング時間でサンプリングするようにしてもよい。そして、アナログ入力信号Vinを出力する外部回路の出力インピーダンスが高い場合等には、外部回路にドライバー回路を付加する。このようにすると、下位側変換部2のS/H回路8はアナログ入力信号Vinの瞬時値を精密にサンプリングすることができる。従って、下位側変換部2は密判定(下位側判定)を精度良く行なうことができる。そして、上位側変換部1のサンプリング時間を従来より短くしたため、上位側判定及び下位側判定も従来より速く終了し、4ビットのデジタル出力信号D4〜D1を従来より速く生成することができる。
【0047】
○上記実施の形態では、S/H回路8は上位側判定の終了時までサンプリング動作を行なうとしたが、アナログ入力信号Vinの瞬時値を精密にサンプリングすることができるまでサンプリング動作を行なえば、上位側判定の終了時までサンプリング動作を行なわなくてもよい。
【0048】
○上記実施の形態では、上位側及び下位側変換部1,2の2つの変換部を備えたものとしたが、例えば上位側、中位側及び下位側変換部の3つの変換部を備えたもの等、いくつの変換部を備えたものであってもよい。この場合、例えば、最上位側の変換部のみサンプリング時間を短くし、下位側の変換部は最上位側の比較判定動作時にもサンプリング動作を継続する等、少なくとも1つの下位側の変換部が上位側の変換部の比較判定動作時もサンプリングするようにすればよい。
【0049】
○基準電圧Vref3,Vref4は、デジタル信号Da4,Da3が示す電位の範囲を高電位側及び低電位側に1.25倍に拡大した値、高電位側にのみ1.5倍拡大した値等、上位側のデジタルデータ信号Da4,Da3の補正を必要とする方向に必要な値まで拡大して変更してもよい。また、拡大しなくてもよい。
【0050】
○上記実施の形態では、上位側変換部1の比較判定結果に基づいて基準電圧Vref3,Vref4を設定し、下位側判定を行なうA/D変換器としたが、変換部を2つ以上もつ他の種のA/D変換器に実施してもよい。
【0051】
例えば、下位側変換部は、上位側変換部で生成されたデジタル信号を再びアナログ化し、下位側S/H回路がサンプリングしたアナログ信号の瞬時値から再びアナログ化した信号を比較器にて減算し、その減算したアナログ信号を基準電圧と比較し下位側のデジタル信号とするA/D変換器に実施してもよい。この場合も上記実施の形態と同様に、上位側変換部の上位側判定時に下位側S/H回路のサンプリング動作を継続させるようにすれば、上記実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【0052】
○上記実施の形態では、4ビットのA/D変換器に具体化したが、例えば8ビット、16ビット等、何ビットのA/D変換器に具体化してもよい。
【0053】
【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、A/D変換器の回路構成を変更することなく、入力インピーダンスを実質的に上昇させることにより、アナログ信号出力回路の回路面積の縮少、あるいはサンプリング時間の短縮によるA/D変換速度の向上を図り得るA/D変換器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の原理説明図。
【図2】本実施の形態のA/D変換器のブロック図。
【図3】本実施の形態における上位側変換部を示す回路図。
【図4】本実施の形態における下位側変換部を示す回路図。
【図5】下位側変換部における基準電圧を説明するための説明図。
【図6】本実施の形態の動作タイミングを説明するためのタイミング図。
【図7】別例の動作タイミングを説明するためのタイミング図。
【図8】従来の動作タイミングを説明するためのタイミング図。
【符号の説明】
1 上位側の変換部(上位側変換部)
2 下位側の精密変換部(下位側変換部)
3 出力部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an A / D converter that converts an analog signal into a digital signal.
[0002]
In recent years, higher integration and higher speed of semiconductor integrated circuit devices have been promoted. Some of the devices are equipped with an A / D converter. As such an A / D converter, there is a series-parallel type that can reduce the circuit area as compared with the parallel type, and the A / D converter is also required to improve the conversion speed. ing.
[0003]
[Prior art]
A conventional 4-bit series-parallel A / D converter includes an upper conversion unit and a lower conversion unit. The higher-order conversion unit includes a sample-and-hold circuit (hereinafter referred to as an S / H circuit) and a parallel A / D conversion circuit for upper 2 bits. The lower-order conversion unit is composed of an S / H circuit and a parallel A / D conversion circuit for lower-
[0004]
The same sampling pulse signal is input from the control unit to both the upper and lower S / H circuits. Then, as shown in FIG. 8, both S / H circuits simultaneously sample the instantaneous value of the analog input signal at the sampling time based on the sampling pulse signal. Therefore, both S / H circuits hold the same instantaneous value.
[0005]
When both S / H circuits are in the hold state, the A / D conversion circuit for the upper 2 bits operates to perform rough determination (upper side determination) of the upper 2 bits. That is, the high-order conversion unit compares the instantaneous value held by the S / H circuit with the three-stage potentials obtained by dividing the comparison reference voltage into four equal parts, and signals based on the comparison result are output to the output unit and the low-order conversion unit. Output.
[0006]
When a signal based on the comparison result of the higher-order converter is input, the lower-order converter sets a comparison reference voltage based on the signal, and the lower-order 2-bit A / D converter circuit sets the lower-
[0007]
When a signal based on the comparison result of the higher-order conversion unit and a signal based on the comparison result of the lower-order conversion unit are input, the output unit combines both signals to generate and output a 4-bit digital signal.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
In the A / D converter, in order to increase the conversion speed, it is effective to shorten the sampling time.
[0009]
However, the sampling time required for the S / H circuit is determined according to the values of the output impedance of the external circuit that outputs an analog signal and the input impedance of the S / H circuit. Therefore, if the sampling time is shortened when the output impedance of the external circuit is high, the sampling operation is terminated before the voltage sampled by the capacitor of the S / H circuit reaches the instantaneous value of the analog signal, and an accurate instantaneous value is sampled. become unable. In this case, in order to maintain the conversion speed of the A / D converter, it is necessary to add a driver circuit to the external circuit, which increases the area of the external circuit and increases the cost.
[0010]
In the A / D converter, even if a driver circuit is added to the external circuit to shorten the sampling time and improve the conversion speed, the A / D conversion circuit for the upper 2 bits of the upper conversion unit is still operating. Since the operation of the lower-order conversion unit is stopped, the conversion speed is limited.
[0011]
An object of the present invention is to reduce the circuit area of the analog signal output circuit or reduce the sampling time by substantially increasing the input impedance without changing the circuit configuration of the A / D converter. An object of the present invention is to provide an A / D converter capable of improving the D conversion speed.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
FIG. 1 is a diagram for explaining the principle of the present invention. That is, the A / D converter includes an
[0013]
The lower (precise)
[0014]
In
[0015]
According to a third aspect of the present invention, the analog input signal is sampled, the sampled analog input signal and the reference voltage are compared and determined to generate the upper bit side digital signal, and the analog input signal is sampled and sampled. A lower-order conversion unit that generates a lower-bit-side digital signal based on the analog input signal, the value obtained by converting the upper-bit-side digital signal into an analog signal again, and the comparison determination result of the higher-order conversion unit; An A / D converter comprising an output unit that synthesizes the digital signals generated by the conversion units and uses an analog input signal as a digital output signal, wherein the lower-level conversion unit converts the higher-level conversion this the part starts sampling until the stop sampling, and ends the sampling during the comparison determination operation of the conversion unit of the upper It is the gist.
[0016]
The gist of the present invention is that the lower-order conversion unit generates the lower-bit-side digital signal from a range in which the potential range indicated by the upper-bit-side digital signal is expanded.
[0017]
The gist of the present invention is that the lower-order conversion unit sets a value obtained by enlarging the potential indicated by the upper-bit-side digital signal as the lower-order reference voltage .
[0018]
According to the invention described in
[0019]
According to invention of
[0020]
According to the invention described in
[0021]
According to the fourth aspect of the present invention, the lower-order conversion unit generates the lower-bit digital signal from a range obtained by expanding the potential range indicated by the upper-bit digital signal.
[0022]
According to the fifth aspect of the present invention, in the lower conversion unit , a value obtained by enlarging the potential indicated by the digital signal on the upper bit side is set as the lower reference voltage .
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment in which the present invention is embodied in a 4-bit A / D converter will be described with reference to FIGS.
[0024]
FIG. 2 shows a block diagram of the A / D converter. The A / D converter includes a high-
[0025]
As shown in FIG. 3, the higher-
[0026]
Accordingly, at each of the nodes N1 to N3 between the resistors R1 to R4, a potential is generated by dividing the potential difference between the reference voltage Vref1 and the same Vref2 into four equal parts.
An analog input signal Vin is input to an upper sample hold circuit (hereinafter referred to as an upper S / H circuit) 5. The upper S /
[0027]
When the sampling pulse signal S1 falls, the upper S /
Therefore, an instantaneous value sampled by the higher-order S /
[0028]
The other input terminal of the
[0029]
Accordingly, the
[0030]
The higher-order encoder unit 7 outputs higher-order 2-bit digital signals Da4 and Da3 to the
[0031]
As shown in FIG. 4, the lower-
[0032]
A high-potential-side reference voltage Vref3 that is set based on the reference voltage setting signal C of the higher-
[0033]
Accordingly, at each of the nodes N4 to N10 between the resistors R5 to R12, a potential is generated by dividing the potential difference between the reference voltage Vref3 and the same Vref4 into eight equal parts.
As shown in FIG. 5, for example, when the digital signals Da4 and Da3 of the higher-
[0034]
An analog input signal Vin is input to the lower sample hold circuit (hereinafter referred to as the lower S / H circuit) 8. The lower S /
[0035]
The lower S /
Therefore, the instantaneous value sampled by the lower S /
[0036]
The other input terminals of the comparators 9a to 9g are connected to the nodes N4 to N10, respectively.
Therefore, the comparators 9a to 9g respectively compare the instantaneous value obtained by sampling the analog input signal Vin with the potential obtained by dividing the potential difference between the reference voltage Vref3 and the reference voltage Vref4 into eight equal parts, and send the comparison result signal to the
[0037]
The lower-
When the
[0038]
Here, since the reference voltage Vref4 is set to a value obtained by expanding the potential range indicated by the digital signals Da4 and Da3 by 1.5 times to the low potential side, the digital signal Db3 output from the low-
[0039]
Therefore, the
Next, the operation of the A / D converter as described above will be described with reference to FIG.
[0040]
A sampling pulse signal that rises simultaneously from the
[0041]
The S /
[0042]
Then, the lower-
Here, since the S /
[0043]
When the digital signals Da4, Da3, Db3 to Db1 are input, the
With the A / D converter configured as described above, the following operational effects can be obtained.
[0044]
(1) In this embodiment, the S /
[0045]
(2) In this embodiment, the reference voltages Vref3 and Vref4 are set to values obtained by expanding the potential range indicated by the digital signals Da4 and Da3 by 1.5 times on the high potential side and the low potential side. Therefore, the digital signals Db3 to Db1 of the lower-
[0046]
The above embodiment may be modified as follows.
As shown in FIG. 7, the S /
[0047]
In the above embodiment, the S /
[0048]
In the above embodiment, the upper and
[0049]
The reference voltages Vref3 and Vref4 are values obtained by expanding the potential range indicated by the digital signals Da4 and Da3 by 1.25 times on the high potential side and the low potential side, values obtained by expanding 1.5 times only on the high potential side, etc. The upper digital data signals Da4 and Da3 may be enlarged and changed to necessary values in the direction that requires correction. Moreover, it is not necessary to enlarge.
[0050]
In the above embodiment, the A / D converter is configured to set the reference voltages Vref3 and Vref4 based on the comparison determination result of the higher-
[0051]
For example, the lower-order converter converts the digital signal generated by the upper-order converter again to analog, and subtracts the analog signal again from the instantaneous value of the analog signal sampled by the lower-side S / H circuit using a comparator. The analog signal obtained by the subtraction may be compared with a reference voltage and used in an A / D converter that forms a lower-order digital signal. In this case as well, as in the above embodiment, if the sampling operation of the low-order S / H circuit is continued during the high-order determination of the high-order conversion unit, the same effect as in the above-described embodiment can be obtained. .
[0052]
In the above embodiment, the invention is embodied in a 4-bit A / D converter. However, the present invention may be embodied in any number of A / D converters such as 8 bits and 16 bits.
[0053]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the present invention, the input impedance is substantially increased without changing the circuit configuration of the A / D converter, thereby reducing the circuit area of the analog signal output circuit or sampling. An A / D converter capable of improving the A / D conversion speed by shortening the time can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of an A / D converter according to this embodiment.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a higher-order conversion unit in the present embodiment.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a lower-order conversion unit in the present embodiment.
FIG. 5 is an explanatory diagram for explaining a reference voltage in a lower-order conversion unit.
FIG. 6 is a timing chart for explaining the operation timing of this embodiment.
FIG. 7 is a timing chart for explaining the operation timing of another example.
FIG. 8 is a timing chart for explaining conventional operation timing.
[Explanation of symbols]
1 High-order conversion unit (high-order conversion unit)
2 Precision conversion part on the lower side (lower side conversion part)
3 Output section
Claims (5)
アナログ入力信号をサンプリングし、前記上位側の変換部の処理結果に基づいて下位ビット側のデジタル信号を生成する下位側の変換部と、
前記各変換部が生成したデジタル信号を合成しアナログ入力信号をデジタル出力信号とする出力部と
を備えたA/D変換器であって、
前記下位側の変換部は前記上位側の変換部がサンプリングを終了するまでの間にサンプリングを開始し、かつ前記上位側の変換部のデジタル信号を生成する動作中にサンプリングを終了することを特徴とするA/D変換器。A higher-order conversion unit that samples an analog input signal and generates a higher-bit digital signal;
A lower conversion unit that samples an analog input signal and generates a lower bit digital signal based on the processing result of the upper conversion unit;
An A / D converter comprising: an output unit that synthesizes the digital signals generated by the respective conversion units and uses an analog input signal as a digital output signal;
The conversion portion of the lower side to terminate the sampling during operation converting section of the upper side starts sampling until the stop sampling, and to generate a digital signal of the conversion unit of the upper A feature A / D converter.
アナログ入力信号をサンプリングし、前記上位側の変換部の比較判定結果に基づいて下位側基準電圧を設定し、サンプリングしたアナログ入力信号と該下位側基準電圧とを比較判定して下位ビット側のデジタル信号を生成する下位側の変換部と、
前記各変換部が生成したデジタル信号を合成しアナログ入力信号をデジタル出力信号とする出力部と
を備えたA/D変換器であって、
前記下位側の変換部は、前記上位側の変換部がサンプリングを終了するまでの間にサンプリングを開始し、かつ前記上位側の変換部の比較判定動作中にサンプリングを終了することを特徴とするA/D変換器。A high-order conversion unit that samples the analog input signal, compares and determines the sampled analog input signal and the reference voltage, and generates a digital signal on the high-order bit side;
The analog input signal is sampled, the lower reference voltage is set based on the comparison determination result of the upper conversion unit, the sampled analog input signal and the lower reference voltage are compared and determined, and the lower bit digital A low-order conversion unit that generates a signal;
An A / D converter comprising: an output unit that synthesizes the digital signals generated by the respective conversion units and uses an analog input signal as a digital output signal;
Conversion unit of the lower side, and wherein the conversion unit of the upper side starts sampling until the stop sampling, and ends the sampling during the comparison determination operation of the conversion unit of the upper A / D converter.
アナログ入力信号をサンプリングし、サンプリングしたアナログ入力信号と前記上位ビット側のデジタル信号を再びアナログ信号にした値と前記上位側の変換部の比較判定結果とに基づいて、下位ビット側のデジタル信号を生成する下位側の変換部と、
前記各変換部が生成したデジタル信号を合成しアナログ入力信号をデジタル出力信号とする出力部と
を備えたA/D変換器であって、
前記下位側の変換部は、前記上位側の変換部がサンプリングを終了するまでの間にサンプリングを開始し、かつ前記上位側の変換部の比較判定動作中にサンプリングを終了することを特徴とするA/D変換器。A high-order conversion unit that samples the analog input signal, compares and determines the sampled analog input signal and the reference voltage, and generates a digital signal on the high-order bit side;
The analog input signal is sampled, and based on the sampled analog input signal, the value obtained by converting the upper bit side digital signal to an analog signal again, and the comparison determination result of the upper side conversion unit, the lower bit side digital signal is A lower-level conversion unit to be generated;
An A / D converter comprising: an output unit that synthesizes the digital signals generated by the respective conversion units and uses an analog input signal as a digital output signal;
Conversion unit of the lower side, and wherein the conversion unit of the upper side starts sampling until the stop sampling, and ends the sampling during the comparison determination operation of the conversion unit of the upper A / D converter.
前記上位ビット側のデジタル信号が示す電位の範囲を拡大した範囲から下位ビット側のデジタル信号を生成することを特徴とする請求項1又は請求項3のいずれか1項に記載のA/D変換器。The lower conversion unit is:
A / D conversion according to any one of claims 1 or claim 3, characterized in that to produce a digital signal of lower bits from the scope of the enlarged range of potential indicating digital signal of the upper bit side vessel.
前記上位ビット側のデジタル信号が示す電位を拡大した値を前記下位側基準電圧として設定することを特徴とする請求項2に記載のA/D変換器。The lower conversion unit is:
3. The A / D converter according to claim 2, wherein a value obtained by enlarging a potential indicated by the digital signal on the upper bit side is set as the lower reference voltage .
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