JP3780481B2

JP3780481B2 - Motor control device

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Publication number: JP3780481B2
Application number: JP2002046309A
Authority: JP
Inventors: 尚礼鈴木; 保夫能登原; 常博遠藤; 雄八高倉
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2002-02-22
Filing date: 2002-02-22
Publication date: 2006-05-31
Anticipated expiration: 2022-02-22
Also published as: JP2003250298A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ制御装置に係り、特に、入力電力を直流電力に変換する電力変換回路と直流電力を交流電力に変換する電力変換回路を用いて交流モータを制御するに好適なモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流モータを制御するためのモータ制御装置として、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、コンバータの出力電力を交流電力に変換するインバータと、コンバータの電力変換動作を制御する制御回路と、インバータの電力変換動作を制御する制御回路とを備えたものが知られている。この種のモータ制御装置においては、コンバータとインバータをマイコン（マイクロコンピュータ）を用いて制御する手法が採用されている。例えば、特開昭６２−１６３５７９号公報に記載されているように、ワンチップマイコンに内蔵されて高速にパルスパターンを出力するポートを用いて、コンバータとインバータのＰＷＭ制御をそれぞれ独立に効率良く行うようにしたもの提案されている。
【０００３】
この従来技術では、コンバータとインバータのＰＷＭ制御をそれぞれ１つずつのワンチップマイコンで構成された制御回路で行っている。そのため、例えば、インバータを制御するマイコンからコンバータを制御するマイコンに対して直流電圧の指令値を転送するような場合には、インバータを制御するマイコンのメモリに直流電圧の指令値を一旦保存し、保存した指令値をシリアルコミュニケーションインターフェイスなどの外部通信手段を介して、コンバータを制御するマイコンに通信する必要がある。コンバータとインバータを制御するに際して２つのマイコンを用い、マイコン間で通信手段を介してデータの授受を行う方法では、マイコンに内蔵されたメモリのデータを参照する方法に比べて、通信手段の転送速度の影響を受けてマイコン間のデータ転送の速度が遅くなる。
【０００４】
そこで、コンバータとインバータを１つのマイコンを用いて制御するようにしたものとして、例えば、特許第３，０３４，８９５号に記載されているように、２組の電力変換器を一括してパルス幅制御するようにした電力変換器システムが提案されているとともに、特開平５−３００７９３号公報に記載されているように、空気調和機の力率を向上させて高調波電流を低減するようにしたものが提案されている。しかし、これら従来技術では、２つの電力変換器を１つのマイコンを用いて制御しているが、電力変換器の動作に制限がある。
【０００５】
具体的には、前者のものでは、コンバータとインバータを独立して制御するために、コンバータとインバータにそれぞれ出力するＰＷＭパルス信号のパルス幅を決定するパルス幅制御部と、このパルス幅制御部によって生成されるＰＷＭパルス信号を外部に出力する出力ポート部とを備えて構成されているが、コンバータとインバータにそれぞれＰＷＭパルス信号を出力するのに同期させることが必要である。
【０００６】
一方、後者のものでは、１つのマイコンによってインバータとコンバータを制御し、入力電力の力率の改善と、高調波電流の低減を図るようにしているが、マイコンには入力交流電流のゼロクロス信号と入力電流の瞬時値のみが入力されており、コンバータの制御に注目した構成となっている。すなわち、モータの回転速度に関する情報は入力されておらず、インバータとコンバータとを協調して制御することについては配慮されていない。
【０００７】
なお、この種の技術に関連するものとして、特開２００１−３０９６６６号公報に記載されているものが挙げられるが、この従来技術においては、コンバータとインバータとを１つのマイコンを用いて制御したり、コンバータとインバータとを１つのマイコンを用いて協調制御することについては何ら配慮されていない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術においては、コンバータとインバータを１つのマイコンを用いて制御するに際して、インバータとコンバータを独立に制御するとともにインバータとコンバータとを協調制御することについては十分に配慮されていない。
【０００９】
すなわち、電源の高調波ノイズを抑制するためには、コンバータのキャリア周波数は速く（高く）することが望ましく、スイッチング損失を減らすためには、インバータのキャリア周波数としては必要以上に高くしないことが望ましい。さらに、モータを低速回転から高速回転まで制御する場合、低速回転時にはコンバータの出力を一定にし、インバータの出力を徐々に高くし、インバータの出力が設定値に達した後はコンバータの出力を可変にするといった協調制御が必要となる。
【００１０】
ところが、前記従来技術のように、ワンチップマイコンに、タイマ、連想メモリ、比較部、出力ポートを設け、タイマによる時刻と連想メモリ内の設定時刻とを比較し、両者が一致したときに比較部から出力ポートにトリガを出力し、出力ポートから各電力変換装置にパルスパターンを出力する構成では、タイマが１つしか存在しないため、コンバータとインバータを駆動するためのＰＷＭパルス信号の周波数を同一周波数にすることが余儀なくされる。
【００１１】
コンバータとインバータを独立に制御するとともにコンバータとインバータを協調制御するためには、コンバータとインバータを制御するのに必要な電圧や電流に関する情報を独立に取り込むとともに、コンバータとインバータに対して独立にＰＷＭパルス信号を出力できることなどが必要である。
【００１２】
本発明の課題は、単一の制御回路を用いて２組の電力変換回路をそれぞれ独立に制御するとともに協調制御することができるモータ制御装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、本発明は、スイッチング素子を用いて交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、前記第１の電力変換回路の出力に接続され前記第１の電力変換回路の出力である直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子を有する第２の電力変換回路と、前記第１及び第２の電力変換回路のスイッチング素子を制御するパルス信号を出力する制御回路とを有するモータ制御装置を対象とする。特に、前記制御回路は、前記第１の電力変換回路から制御に必要な値を受付ける第１の入力手段と、前記第２の電力変換回路から制御に必要な値を受付ける第２の入力手段と、前記第１の電力変換回路を制御する第１のパルス信号を出力する第１の出力手段と、前記第２の電力変換回路を制御する第２のパルス信号を出力する第２の出力手段と、前記第１の入力手段での受付けるタイミングと、前記第１の出力手段でのパルス信号を出力するタイミングとを決定する第１のタイマと、前記第２の入力手段での受付けるタイミングと、前記第２の出力手段でのパルス信号を出力するタイミングとを決定する第２のタイマと、前記第１の入力手段で受付けた値から第１の電力変換回路のスイッチング素子のオンオフの比率を算出する第１の制御手段と、前記第２の入力手段で受付けた値から第２の電力変換回路の出力電圧指令値を算出する第２の制御手段とを有し、前記制御回路は、単一の半導体集積回路からなることを特徴とする。
【００１４】
前記第１の入力手段は、第１の電力変換回路に流れる入力電流と第１の電力変換回路の出力直流電圧と第 1 の電力変換回路に入力される電源電圧とのうちの少なくとも一つの値を受付け、前記第 2 の入力手段は、第 2 の電力変換回路から出力される交流電力の出力交流電流もしくは第 2 の電力変換回路に供給される直流電流の値を受付けるものとすることができる。
【００１５】
また、前記第１の入力手段は、第１の電力変換回路に流れる入力電流と第１の電力変換回路の出力直流電圧を受付け、前記第 2 の入力手段は、第 2 の電力変換回路から出力される交流電力の出力交流電流もしくは第 2 の電力変換回路に供給される直流電流の値を受付けるものとすることができる。
【００１６】
また、前記第１のタイマ及び前記第２のタイマは、第１のパルス信号及び第２のパルス信号の周波数を制御するとともに、それぞれ独立に任意のタイミングで第１のパルス信号及び第２のパルス信号の周波数を変更できるようにすることが好ましい。
【００１７】
また、第１のパルス信号は、第２のパルス信号よりも速い周波数であることが好ましい。
【００１８】
また、前記第１のタイマは前記第１のパルスを出力し、前記第２のタイマは前記第２のパルスを出力するものである。
【００１９】
また、前記第１の入力手段及び第２の入力手段は、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータとすることができる。
【００２０】
また、前記第１の制御手段は、第１の電力変換回路のスイッチング素子のオンオフの比率を前記第１の入力手段から入力される入力値を基に算出し、前記オンオフの比率を持つ第１のパルス信号を第１のタイマによって作成し、第１の電力変換回路はこの第１のパルス信号にしたがってスイッチングすることで、第１の電力変換回路に流れる入力交流電流が第１の電力変換回路に入力される電源電圧の位相に同期した波形に整形することを特徴とする。
【００２１】
また、第２の電力変換回路の出力電圧指令値をメモリを介して第１の電力変換回路の出力直流電圧の指令値とすることができる。
【００２２】
また、第１の電力変換回路、第２の電力変換回路及び制御回路は１つのパッケージに収納して構成することができる。
【００３０】
前記した手段によれば、第１の電力変換回路を第１の制御手段によって制御し、第２の電力変換回路を第２の制御手段によって制御しているため、各電力変換回路を独立に制御することができる。また、記憶手段を介して第１の制御手段と第２の制御手段との間で情報の授受を行えば、第１の電力変換回路と第２の電力変換回路を第１の制御手段と第２の制御手段によって協調制御することができる。
【００３１】
また、第１の出力手段と第２の出力手段から独立に任意のタイミングでパルス信号を出力することができるため、２つの電力変換回路のスイッチング周波数を任意の周波数に設定することができる。さらに、第１の出力手段と第２の出力手段はそれぞれ独立のタイマを備えており、各タイマの周波数を任意に設定したり、各タイマを個別に起動・停止することが可能である。
【００３２】
また、第１の制御手段と第２の制御手段は記憶手段とともに単一の半導体集積回路で構成され、メモリを共有しているため、データの転送、情報の交換を容易に行うことができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は本発明に係るモータ制御装置の基本構成図である。図１において、モータ制御装置はワンチップマイコン（マイクロコンピュータ）で構成された制御回路１と、交流電力または直流電力を直流電力に変換するコンバータ回路２と、コンバータ回路２の出力による直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を制御対象としてのモータに出力するインバータ回路３を備えて構成されている。
【００３４】
制御回路１、コンバータ回路２、インバータ回路３は、図２に示すように、１つのパッケージ４内に収納されてモジュー化されている。パッケージ４内にはアルミ基板５が配置されており、アルミ基板５上には、コンバータ回路２のスイッチング素子、インバータ回路３のスイッチング素子や整流素子が実装されているとともに、サブ基板５ａが実装されており、サブ基板５ａには制御回路１を構成するワンチップマイコン１ａが実装されている。すなわち、アルミ基板５上に、スイッチング素子などを有するパワー系と、ワンチップマイコン１ａからなる制御系とを分離して配置し、制御系がパワー系から発生するノイズの影響を受けないようにしている。
【００３５】
なお、アルミ基板５上のスイッチング素子としては、パッケージ品に限らず、ベアチップを実装することも可能である。また、パワー系のスイッチング素子と制御系のワンチップマイコン１ａとの間にシールド板などを配置することで、単一のアルミ基板上にパワー系のスイッチング素子などとともに、制御系のワンチップマイコン１ａを実装することも可能である。
【００３６】
次に、本発明に係るモータ制御装置の第１実施形態を図３にしたがって説明する。
【００３７】
コンバータ回路２は、第１の電力変換回路として整流回路２１、昇圧チョッパー回路２２、ドライバ回路２３、リアクトル２４、ダイオード２５、第１のスイッチング素子としてのＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）２６、平滑コンデンサ２７、入力電流検出器４１、出力電圧検出器４２を備えて構成されており、整流回路２１の交流入力側が交流電源７１に接続されている。このコンバータ回路２においては、交流電源７１からの交流電圧を整流し、整流された電圧を昇圧チョッパー回路２２によって昇圧し、昇圧された電圧を平滑コンデンサ２７で平滑化してインバータ回路３に出力するようになっている。この場合、第１のパルス信号としてのＰＷＭパルス信号４５がドライバ回路２３で増幅されてＩＧＢＴ２６がオンになったときに、リアクトル２４を介してＩＧＢＴ２６に電流を流してリアクトル２４にエネルギーを蓄積し、そのあとＩＧＢＴ２６がオフしたときに、入力電流を強制的にダイオード２５を介して流すことで、直流電圧を昇圧するとともに入力電流の波形整形を行うようになっている。ＩＧＢＴ２６のオン時間およびオフ時間は、昇圧チョッパー回路２６に入力される入力電流および平滑コンデンサ２７両端の電圧を基にコンバータ制御回路１１０で決定されるようになっている。
【００３８】
インバータ回路３は、第２の電力変換回路として、複数のＩＧＢＴ３１、３２、複数のダイオード３１ａ、３２ａ、ドライバ回路３３、モータ電流検出器５１を備えて構成されており、ＩＧＢＴ３１、３２のエミッタ・コレクタ間にダイオード３１ａ、３２ａが逆並列接続されている。各ＩＧＢＴ３１、３２は、第２のスイッチング素子として構成されているとともに、各ＩＧＢＴ３１はそれぞれＷ相、Ｖ相、Ｕ相の上側アームを構成し、各ＩＧＢＴ３２はＷ相、Ｖ相、Ｕ相の下側アームを構成するようになっている。そして各ＩＧＢＴ３１と各ＩＧＢＴ３２との接続点がそれぞれ永久磁石モータ７２に接続されている。
【００３９】
この永久磁石モータ７２は、例えば、ロータが永久磁石で構成され、このロータの周囲に交流磁界を形成するための巻線が複数個配置され、各巻線がＩＧＢＴ３１とＩＧＢＴ３２との接続点に接続されている。
【００４０】
インバータ回路３は、第２のパルス信号としてのＰＷＭパルス信号５８をドライバ回路３３で増幅し、増幅されたＰＷＭパルス信号を各ＩＧＢＴ３１、３２に印加し、各ＩＧＢＴ３１、３２がスイッチング動作することに伴って、コンバータ回路２の出力電力を、指定の電圧および周波数の交流電力に変換し、変換した交流電力を永久磁石モータ７２に印加するように構成されている。この場合、直流回路に流れる電流をシャント抵抗によるモータ電流検出器５１によって検出し、検出した直流電流をモータ電流として制御回路１に出力するようになっている。
【００４１】
制御回路１は、入力電流検出器４１の検出電流と出力電圧検出器４２の検出電圧および永久磁石モータ７２を制御するための指令を基にＰＷＭパルス信号４５を生成し、生成したＰＭＷパルス信号４５にしたがってＩＧＢＴ２６をスイッチング制御するためのコンバータ制御回路１１０と、モータ電流検出器５１の検出電流および永久磁石モータ７２を制御するための指令を基にＰＷＭパルス信号５８を生成し、生成したパルス信号５８にしたがってＩＧＢＴ３１、３２のスイッチング動作を制御するためのインバータ制御回路１２０と、ＰＷＭパルス信号４５、ＰＷＭパルス信号５８の生成に関連する情報を記憶するとともにモータを制御するための指令、例えば、回転数指令や直流電圧指令値などを記憶する記憶手段としてのメモリ１１とを備え、単一の半導体集積回路（ワンチップマイコン）で構成されている。
【００４２】
コンバータ制御回路１１０は、Ａ／Ｄ変換器ユニット１１１、コンバータ演算回路１１２、ＰＷＭタイマユニット１１３を備えて構成されている。Ａ／Ｄ変換器ユニット１１１には、交流電源７１の電圧の位相または波形を検出する検出器の検出出力の代わりに、昇圧チョッパー回路２２に入力される入力電流を検出する入力電流検出器４１の検出電流Ｉｓが入力されているとともに、出力電圧検出器４２の検出電圧Ｅｄがそれぞれ入力されている。すなわち、Ａ／Ｄ変換器ユニット１１は、ＩＧＢＴ２６のスイッチング動作によって影響される電気信号として、コンバータ回路２から、入力電流検出器４１の検出電流Ｉｓと出力電圧検出器４２の検出電圧Ｅｄを入力する第１の入力手段として構成されている。この入力タイミングはＰＷＭタイマユニット１１３からの割り込み指令で指定されるようになっている。すなわち、Ａ／Ｄ変換器ユニット１１１は、ＰＷＭタイマユニット１１３から出力されるＰＷＭパルス信号４５に同期して任意の時間に起動し、入力したアナログ信号を（入力電流検出器４１の検出電流Ｉｓと出力電圧検出器４２の検出電圧Ｅｄ）をそれぞれデジタル信号に変換してコンバータ演算回路１１２に出力するようになっている。
【００４３】
コンバータ演算回路１１２は、Ａ／Ｄ変換器ユニット１１１から入力された入力電流、直流電圧、メモリ１１に記憶された情報、例えば、直流電圧指令値を基にＰＷＭパルス信号４５のパルス幅に関連する第１の指令値としての通流率ｄを演算する第１の演算手段として構成されており、通流率ｄに関する演算値をＰＷＭタイマユニット１１３に出力するようになっている。
【００４４】
具体的には、コンバータ演算回路１１２は、図４に示すように、メモリ１１に記憶された直流電圧指令値Ｅｄ＊と出力電圧検出器４２の検出電圧Ｅｄとの偏差ｅを算出する演算器２０１と、偏差ｅを０に抑制するための比例積分演算を行って電流制御ゲインＫｐを算出する比例積分補償器（ＰＩ補償器）２０２と、入力電流検出器４１の検出電流Ｉｓと電流制御ゲインＫｐとを乗算する乗算器２０３と、最大通流率（１＝１００％）から乗算器２０３の出力を減算して通流率ｄを算出する減算器２０４とから構成されている。
【００４５】
すなわち、コンバータ演算回路１１２においては、次の（１）式にしたがって通流率ｄを算出するようになっている。
【００４６】
ここで、ＰＷＭパルス信号４５のパルス幅を決定する通流率ｄは、ＩＧＢＴ２６のオン時間の比率として、電流制御ゲインＫｐ、入力電流Ｉｓを用いて、次の（１）式で表される。
【００４７】
【数１】

電流制御ゲインＫｐおよび通流率ｄに対する条件は、Ｋｐ＞０、０≦ｄ≦１である。このように、通流率ｄを定義すると、コンバータ回路２に流入する入力電流は、次の（２）式で表される。
【００４８】
【数２】

ここで、Ｅｄは直流電圧、Ｖｍは交流電源７１の振幅、ωは交流電源７１の角周波数である。
【００４９】
（２）式から、入力電流Ｉｓは、交流電源に比例しているので、交流電源に同期した正弦波波形になることが分かる。さらに、電流制御ゲインＫｐを変化させることで、入力電流Ｉｓの大きさを変えることができる。入力電流Ｉｓの大きさが決まれば、それに応じてコンバータ回路２の出力電流が決定される。このことから直流電圧指令値Ｅｄ＊と直流電圧Ｅｄとの偏差ｅにしたがって電流制御ゲインＫｐを算出すれば、直流電圧Ｅｄを制御することができる。
【００５０】
ＰＷＭタイマユニット１１３は、ＰＷＭパルス信号４５のパルス幅に関連する第１の指令値としての通流率ｄと第１の基準値としての基準三角波信号（キャリア信号）とを比較し、この比較結果に応じたパルス幅のＰＷＭパルス信号４５を生成する第１のパルス信号生成手段として構成されている。この場合、ＰＷＭタイマユニット１１３は第１のタイマを備え、このタイマの起動によりＰＷＭパルス信号４５を出力するとともに、ＰＷＭパルス信号４５の出力に同期して、例えば、基準三角波信号の頂点のタイミングに同期して割込み指令をＡ／Ｄ変換器ユニット１１１に出力するようになっている。また、ＰＷＭタイマユニット１１３においてＰＷＭパルス信号４５を生成するに際しては、基準三角波信号と通流率ｄとを比較する際に、比較する基準を逆にすることにより、最大通流率より乗算器２０３の出力を減じる減算器２０４を省略することもできる。
【００５１】
本実施形態におけるコンバータ回路２を、コンバータ制御回路１１０を用いて制御するに際しては、基準となる正弦波波形（正弦波信号）を使用することなく、言いかえれば、交流電源７１の電圧の位相または波形を検出器で検出する代わりに、入力電流検出器４１で電源電圧に同期した入力電流Ｉｓを検出し、検出した入力電流Ｉｓを基に通流率ｄを求めているため、電源電圧に同期した正弦波になるようにＩＧＢＴ２６を制御し、力率の改善を図ることができる。すなわち、入力電流を、電源電圧と同期した電流であって、電源電圧と同位相の正弦波状としているため、電源の高調波を低減することができるとともに力率を約１に制御することができる。
【００５２】
ここで、入力電流の波形を正弦波状として力率を約１とする制御だけでなく、入力交流電流の通電角を広げることで、力率を１に近づける制御を行うこともできる。すなわち、ＩＧＢＴ２６をオンオフ制御しないときには、コンバータ回路２の出力電流の通電角（電流が実際に流れている期間）は狭くなるが、ＩＧＢＴ２６をオンすることで、通電角を広げることができ、通電角を広げることで、コンバータ回路２の出力が正弦波状に近づき、力率を１に近づけることができる。
【００５３】
なお、入力電流検出器４１を用いる代わりに、電源電圧の位相もしくは波形を検出する検出器を用いることも可能であるが、この検出器を用いた場合、基準波形生成回路と、電流制御ループを付加する必要があるため、全てをデジタル化するときにマイコンへの負担が大きくなり、より高速の制御素子が必要となる。さらに、電源電圧の変動やノイズが直接電流指令値となるためにノイズに弱くなる。
【００５４】
このため、本実施形態においては、交流電源の電圧の位相または波形を検出する検出器の代わりに、入力電流検出器４１を用いているため、電流制御ループがない簡単な回路で構成することができる。これにより、ワンチップマイコンによりデジタル制御化が容易となり、モータ制御との同一処理が可能となる。さらに、単一の半導体集積回路内で演算を行うので、ノイズによる影響を低減できる。
【００５５】
一方、インバータ制御回路１２０は、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１、インバータ演算回路１２２、ＰＷＭタイマユニット１２３を備えて構成されている。
【００５６】
Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１は、ＩＧＢＴ３１、３２のスイッチング動作によって影響される電気信号として、インバータ回路３からモータ電流検出器５１の検出電流を入力する第２の入力手段として構成されている。すなわち、本実施形態においては、モータ電流を直接検出する代わりに、直流電流からモータ電流を再現するために、モータ電流検出器５１の検出による直流電流がＡ／Ｄ変換器ユニット１２１に入力されており、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１に入力されたアナログ信号（モータ電流検出器５１の検出電流）はデジタル信号に変換されてインバータ演算回路１２２に入力されるようになっている。この場合、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１においては、ＰＷＭタイマユニット１２３からの割込み指令に応答して順次直流電流を入力してデジタル信号に変換するようになっている。
【００５７】
インバータ演算回路１２２は、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１の出力信号とメモリ１１に記憶された指令（指令値）などの情報を基にＰＷＭパルス信号５８のパルス幅の生成に関連する第２の指令値としての３相の電圧指令値を演算する第２の演算手段として構成されている。本実施形態におけるインバータ演算回路１２２においては、直流電流からモータ電流を再現する演算と再現されたモータ電流を用いたベクトル制御演算を行って３相の電圧指令値を求めるようになっている。このベクトル制御演算は永久磁石モータ７２に流れる電流を界磁成分とトルク成分とに分離して演算し、永久磁石モータ７２の正弦波駆動を実現している。
【００５８】
また、本実施形態では、シャント抵抗で構成されたモータ電流検出器５１の検出による直流電流からモータ電流を再現し、ベクトル制御演算を行うことで、永久磁石モータ７２の磁極位置を検出することなく、永久磁石モータ７２を正弦波駆動することとしている。
【００５９】
具体的には、インバータ演算回路１２２は、図５に示すように、モータ電流検出器５１の検出による直流電流をＡ／Ｄ変換して得られたデジタル信号５５からモータ電流を再現するモータ電流再現演算ブロック３００と、３相軸からｄ／ｑ軸へ座標変換する３φ／ｄｑ変換ブロック３０１と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０２と、電圧指令演算ブロック３０３と、ｄ／ｑ軸から３相軸へ座標変換するｄｑ／３φ変換ブロック３０４と、磁極位置推定ブロック３０５と、磁極位置推定ブロック３０５の推定による誤差Δθｃと指令値０との偏差を求める減算器３０６と、減算器３０６の出力による偏差に対して比例積分演算を行って角速度誤差Δωｃを求めるＰＩ補償器３０７と、ＰＩ補償器３０７の出力による角速度誤差Δωｃと回転角速度指令値ω＊とを加算する加算器３０８と、加算器３０８の出力を積分して磁極位置θｃを算出する積分器３０９とを備えて構成されている。このインバータ演算回路１２２は、３相のモータ電流を再現するモータ電流再現部と、永久磁石モータ７２の磁極位置を推定する磁極位置推定部と、ベクトル演算を行うベクトル演算部に大別することができ、以下各部について説明する。
【００６０】
まず、モータ電流再現部としてのモータ電流再現演算ブロック３００は、モータ電流検出器５１の検出による直流電源をＡ／Ｄ変換して得られたデジタル信号５５を基に３相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現するに際して、図６に示すように、モータ電流検出器５１の検出による直流電流Ｉｄｃのうち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれかの相の上アームＩＧＢＴ３１と他の相の下アームＩＧＢＴ３２がオンしている期間の電流を観測し、観測した電流を基に３相のモータ電流を再現できるように構成されている。なお、図６には、基準三角波、各相（Ｖ相、Ｗ相、Ｕ相）の電圧指令信号５６、各相のインバータ駆動信号（ＰＷＭパルス信号）、モータ電流検出器５１の検出による直流電流Ｉｄｃの関係を示している。同図では、インバータ駆動信号はＨｉｇｈレベルで上アームがオンになり、Ｌｏｗレベルで下アームがオンになることを表わしている。ＩＧＢＴ３１および３２に対する駆動信号（ＰＷＭパルス信号５８を増幅して得られた信号）にしたがってＩＧＢＴ３１、３２を順次駆動すると、インバータ回路３には直流電流Ｉｄｃが流れる。この場合、Ｗ相のみの下アームがオンとなっていて、Ｕ相とＶ相の上アームがオンしている区間ＡおよびＤにおいて、逆極性のＷ相モータ電流を観測することができる。また、Ｖ相とＷ相の下アームがオンしていて、Ｕ相のみの上アームがオンしている区間ＢおよびＣにおいては、同極性のＵ相のモータ電流を観測することができる。このように、それぞれの区間の直流電流Ｉｄｃを観測し、各区間の直流電流を組合わせることで、３相のモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現することができる。再現したモータ電流は磁極位置の推定やベクトル演算に用いられる。
【００６１】
再現されたモータ電流は、３φ／ｄｑ変換ブロック３０１に入力される。３φ／ｄｑ変換ブロック３０１は、モータ電流として再現された３相の交流電流を磁極位置θｃにしたがってｄ軸電流およびｑ軸電流に座標変換し、座標変換されたｄ軸電流Ｉｄｃおよびｑ軸電流Ｉｑｃをそれぞれ磁極位置推定ブロック３０５に出力するとともに、ｑ軸電流Ｉｑｃをローパスフィルタ３０２に出力する。ローパスフィルタ３０２はｑ軸電流Ｉｑｃの高周波成分を取り除いてｑ軸電流指令値Ｉｑｃ＊として電圧指令演算ブロック３０３に出力する。電圧指令演算ブロック３０３は、ローパスフィルタ３０２の出力によるｑ軸電流指令値Ｉｑｃ＊と、上位制御系から得られるｄ軸電流指令値Ｉｄｃ＊と回転角速度指令値ω＊を基に、次の（３）式にしたがってベクトル演算を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊を算出し、算出したｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊をそれぞれ磁極位置推定ブロック３０５とｄｑ／３φ変換ブロック３０４に出力する。
【００６２】
【数３】

ここで、Ｒ１は、永久磁石モータ７２の一次巻線抵抗値、Ｌｄはｄ軸のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸のインダクタンスである。
【００６３】
ｄｑ／３φ変換ブロック３０４においては、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊とを入力し、各入力した指令値を基に３相の電圧指令値（正弦波の電圧指令値）を第２の指令値としてＰＷＭタイマユニット１２３に出力する。
【００６４】
次に、永久磁石モータ７２の磁極位置推定部について説明する。磁極位置推定ブロック３０５は、３φ／ｄｑ変換ブロック３０１の出力によるｄ軸電流Ｉｄｃ、ｑ軸電流Ｉｑｃ、電圧指令演算ブロック３０３の出力によるｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊を用いて、永久磁石モータ７２の回転子の回転角度位置θと制御系が有する回転角度位置θｃとの誤差Δθｃをｄ軸からのずれ分として算出する。誤差Δθｃは、減算器３０６において、予め設定された指令値０から減算され、この減算値（差分）がＰＩ補償器３０７によって比例積分演算されることで、角速度誤差Δωｃが得られる。さらにＰＩ補償器３０７の出力による角速度誤差Δωｃと回転角速度指令値ω＊との和を加算器３０８で求め、加算器３０８の出力を積分器３０９で積分することで、永久磁石モータ７２の磁極位置θｃを推定することができる。この推定による磁極位置θｃは３φ／ｄｑ変換ブロック３０１とｄｑ／３φ変換ブロック３０４に入力され、各ブロックの演算に用いられる。
【００６５】
すなわち、本実施形態におけるインバータ演算回路１２２においては、永久磁石モータ７２の回転子の回転角度位置と制御系が有する回転角度位置との誤差Δθｃを算出し、算出した誤差Δθｃが零になるように、言い替えれば、制御系の回転角度位置が回転子の回転角度位置と同一になるように、回転角速度指令値ω＊をＰＬＬ法を用いて補正し、磁極位置θｃを推定することとしている。なお、この補正は、回転角速度指令値ω＊に角速度誤差Δωｃを加算することで行っている。
【００６６】
ＰＷＭタイマユニット１２３は、３相の電圧指令値５６と基準三角波（基準値としての三角波信号）とを比較して第２のパルス信号としてのＰＷＭパルス信号５８を生成する第２のパルス信号生成手段として構成されている。このＰＷＭタイマユニット１２３は、ＰＷＭタイマユニット１１３とは独立の第２のタイマを備え、タイマの起動によりＰＷＭパルス信号５８を出力するとともに、ＰＷＭパルス信号５８の出力に同期して、例えば、三角波信号の頂点のタイミングに同期して、あるいは、ＰＷＭパルス信号５８の立上りおよび立ち下がりに同期して割込み指令をＡ／Ｄ変換器ユニット１２１に出力するようになっている。
【００６７】
上記構成によるモータ制御装置を用いて永久磁石モータ７２の回転速度を制御するに際しては、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０との間でメモリ１１に記憶された情報の授受を行いながらコンバータ回路２とインバータ回路３に対する協調制御を行うことができる。
【００６８】
例えば、図７に示すように、低回転速度域では、インバータ回路３によるＰＷＭ制御を行い、高回転速度領域ではインバータ回路３により出力周波数を制御し、コンバータ回路２により直流電圧を制御して永久磁石モータ７２の回転数を制御するＰＡＭ制御を行うことができる。
【００６９】
なお、図７の横軸は、モータの回転数、縦軸はコンバータ回路２から出力される直流電圧と各ＩＧＢＴ３１、３２に対する電圧指令値の振幅である。この電圧指令値の振幅は、インバータ回路３に入力される電圧の大きさを１００％として、永久磁石モータ７２に印加される電圧の大きさのピーク値を示したものである。
【００７０】
次に、永久磁石モータ７２の速度制御にＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を適応したときの作用を図７に従って説明する。
【００７１】
制御回路１を用いてコンバータ回路２とインバータ回路３を協調制御するに際しては、図８に示すように、通流比ｄに関するデータをメモリ１１に格納するとともに、インバータ回路３の出力に関する情報として、３相の電圧指令振幅１４０に関するデータをメモリ１１に格納する。そしてＰＷＭパルス信号４５として、例えば、２０ｋＨｚのＰＷＭ周波数によるＰＷＭパルス信号を用い、ＰＷＭパルス信号５８として、３ｋＨｚのＰＷＭ周波数によるＰＷＭパルス信号を用いてＩＧＢＴ２６、３１、３２に対するスイッチング動作を行う。この場合、低回転速度域においては、インバータ演算回路１２２では、電圧指令演算ブロック３０３で算出された電圧指令値にしたがってＰＷＭ制御を行う。このとき、ｄｑ／３φ変換ブロック３０４からメモリ１１に転送される電圧指令振幅１４０は、コンバータ回路２が制御できる最低の電圧値となっており、コンバータ演算回路１１２は、メモリ１１を参照して直流電圧指令値Ｅｄ＊を入力し、直流電圧指令値Ｅｄ＊にしたがってＩＧＢＴ２６に対するスイッチング動作を行って入力電流を正弦波状に波形整形して力率改善を行う。
【００７２】
例えば、交流電源７１の電圧を１００Ｖとした場合、昇圧チョッパー回路２２には１４４Ｖの電圧が入力され、ＩＧＢＴ２６のスイッチング動作に伴って、ＰＷＭパルス信号４５のパルス幅を順次広げることで、昇圧チョッパ回路２２の出力電圧は１５０Ｖ〜３９０Ｖに変化するが、低回転速度域においては、インバータ回路３の出力にしたがって永久磁石モータ７２が回転するため、コンバータ回路２の出力を一定とし、すなわち、コンバータ回路２の出力電圧は１５０Ｖ以下に下げることはできないので、コンバータ回路２の出力電圧を最低の電圧に維持した状態で、インバータ回路３の出力電圧を徐々に高めて永久磁石モータ７２の回転速度を徐々に高めるＰＷＭ制御を行う。
【００７３】
ＰＷＭ制御が行われている過程で、インバータ回路３の出力電圧指令値の振幅が昇圧チョッパ回路２２の出力電圧の振幅よりも大きくなると、それ以上の電圧を永久磁石モータ７２に印加することができなくなる。このときには、直流電圧指令値Ｅｄ＊を高くし、高くした直流電圧指令値Ｅｄ＊をメモリ１１に格納し、この直流電圧指令値Ｅｄ＊にしたがってＰＡＭ制御に切り替える。すなわち、ＰＷＭパルス信号５８のパルス幅を一定とし、ＰＷＭパルス信号４５のパルス幅を徐々に広げて昇圧チョッパ回路２２の出力電圧を徐々に高めるＰＡＭ制御を実行する。言いかえれば、永久磁石モータ７２の回転速度が回転速度指令値（回転数指令）通りになるように、直流電圧指令値Ｅｄ＊を調整する。
【００７４】
このように、メモリ１１を介してコンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０との間で情報の授受を行うことで、コンバータ回路２とインバータ回路３に対する協調制御を行うことができる。
【００７５】
本実施形態においては、コンバータ制御回路１１０のＡ／Ｄ変換器ユニット１１１とインバータ制御回路１２０のＡ／Ｄ変換器ユニット１２１はそれぞれ独立に起動し、Ａ／Ｄ変換を行うことができるので、電流、電圧のアナログ値をそれぞれ独立に任意のタイミングで検出することができる。またコンバータ制御回路１１０のＰＷＭタイマユニット１１３とインバータ制御回路１２０のＰＷＭタイマユニット１２３はそれぞれ独立のタイマを備えており、各タイマの周波数を任意に設定したり、各タイマを個別に起動・停止することが可能である。このため、いずれかのキャリア周期（基準三角波の周期）を他方のタイマユニットのキャリア周期よりも速くすることも可能である。
【００７６】
また、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０はメモリ１１とともに単一の半導体集積回路で構成され、メモリ１１を共有しているため、データの転送、情報の交換を容易に行うことができる。例えば、インバータ制御回路１２０の演算によって得られた直流電圧指令値を、コンバータ制御回路１１０が直接参照して直流電圧を制御することができる。
【００７７】
なお、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０をそれぞれ別個の２つのマイコンで実現することも可能であるが、その場合には、他方のマイコンの演算結果を参照するためには、一旦一方のマイコンの情報を外部に出力し、シリアルコミュニケーションインターフェイスなどのデータ伝送手段を用いて転送し、転送した情報を他方のマイコンに入力する必要があるため、余分な動作を行う必要が生じ、高速化の妨げとなる。
【００７８】
本実施形態におけるコンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０はメモリ１１とともに１つのワンチップマイコンで構成されているため、アルミ基板５に実装するときでも実装面積を減らすことができる。またコンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０がメモリ１１を共有しているので、データの授受を行うには、シリアルコミュニケーションインターフェイスなどのデータ転送手段を用いるときよりもデータの転送速度を速くすることができる。さらにデータ転送中にノイズの影響を受けるのを抑制することができる。このため、ＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を併用し、コンバータ回路２とインバータ回路３を協調制御して永久磁石モータ７２の回転速度を制御する場合などに特に有効である。
【００７９】
また、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０を単一の半導体集積回路に実装しているため、コンバータ回路２とインバータ回路３が異なる周波数のＰＷＭパルス信号で駆動していても、緊急時の緊急遮断信号をコンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０に対して同じタイミングで送ることができる。
【００８０】
本実施形態においては、シャント抵抗によるモータ電流検出器５１を流れる直流電流からモータ電流を再現する方法を採用しているが、この方法以外にも、モータ７２に流れる電流をカレントトランス（ＣＴ）などを用いて直接モータ電流を検出してベクトル制御することも可能である。
【００８１】
次に、本発明に係るモータ制御装置の第２実施形態を図９にしたがって説明する。本実施形態は、コンバータ回路２の代わりに、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０を用い、モータ電流検出器５１の検出による直流電流からモータ電流を再現する代わりに、電流検出器５２、５３により、３相のモータ電流のうち２相のモータ電流を直接検出するようにしたものであり、他の構成は図３のものと同様である。
【００８２】
本実施形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０は直流電源７３の出力電力を直流電力に変換する第１の変換回路として構成されており、直流電源７３の出力による直流電力を入力電圧とは電圧のレベルが異なる直流電力に変換することができるため、整流回路２１が不要になる。
【００８３】
本実施形態によれば、第１実施形態と同様な効果を奏することができるとともに、電流検出器５２、５３を用いてモータ電流を直接検出しているため、モータ電流再現演算ブロック３００が不要になる。
【００８４】
次に、本発明の第３実施形態を図１０にしたがって説明する。本実施形態は、モータ電流検出器５１の代わりに、永久磁石モータ７２の磁極位置を検出する磁極位置検出器５４を設け、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１の代わりに、デジタルＩ／Ｏポート１２４を設け、磁極位置θに関する情報をインバータ演算回路１２２に出力するようにしたものであり、他の構成は図３のものと同様である。
【００８５】
本実施形態におけるインバータ演算回路１２２は、図１１に示すように、速度制御ブロック３１０、電圧指令演算ブロック３１１、ｄｑ／３φ変換ブロック３０４、積分器３１２、速度演算ブロック３０９、減算器３１３を備えて構成されており、速度演算ブロック３０９にデジタルＩ／Ｏポート１２４から磁極位置に関する情報が入力されている。
【００８６】
磁極位置検出器５４は、例えば、ホールＩＣやロータリーエンコーダを用いて構成されており、永久磁石モータ７２に取付られて回転子の磁極位置θｃを検出するようになっている。この場合、磁極位置検出器５４は、電気角で１２０°の位相差を有する３相のパルス信号を出力するようになっている。この３相のパルス信号は速度演算ブロック３０９に入力され、速度演算ブロック３０９において、次の（４）式にしたがって回転角速度ωｃが求められるようになっている。
【００８７】
【数４】

ここで、Ｔｎは各相のパルス信号のエッジの間隔である。
【００８８】
速度演算ブロック３０９で回転角速度ωｃが求められると、この回転角速度ωｃは予め設定された回転角速度指令値ω＊と減算器３１３で比較され、減算器３１３により偏差Δωｃが求められる。そして偏差Δωｃにしたがって速度制御ブロック３１０によりｑ軸電流指令値Ｉｑｃ＊が求められる。このｑ軸電流指令値Ｉｑｃ＊は回転角速度指令値ω＊とｄ軸電流指令値Ｉｄｃ＊とともに電圧指令演算ブロック３１１に入力されてベクトル演算に用いられ、このベクトル演算によってｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊が求められる。これらの指令値がｄｑ／３φ変換ブロック３０４に入力されと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊は回転角速度ωｃを積分器３１２で積分して得られた値を基に３相の電圧指令値５６に変換される。
【００８９】
本実施形態においても、第１実施形態と同様な効果を奏することができるとともに、モータ７２の磁極位置を実際に検出しているので、モータ７２の電流を検出する必要がなくなる。
【００９０】
次に、本発明の第４実施形態を図１２にしたがって説明する。本実施形態は、永久磁石モータ７２の磁極位置を実際に検出する磁極位置検出器５４を設け、Ａ／Ｄ変換器としての機能を有するＩ／Ｏポート１２４に、磁極位置検出器５４の検出信号を入力するとともにモータ電流検出器５１の検出電流を入力し、Ｉ／Ｏポート１２４の出力をインバータ演算回路１２２に入力するようにしたものであり、他の構成は図３のものと同様である。
【００９１】
本実施形態によれば、第１実施形態と同様な効果を奏するとともに、モータ電流検出器５１の検出電流によってモータ電流を再現しているため、再現した電流を基に磁極位置検出器５４の検出値を補正することができ、磁極位置検出器５４の検出精度を高めることができる。
【００９２】
前記各実施形態においては、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０をメモリ１１とともに単一の半導体集積回路で構成するようにしたため、メモリ１１を共有することで、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０を協調制御することができるとともに、各ＰＷタイマユニット１１３、１２３から独立に任意のタイミングでＰＷＭパルス信号を出力することができるため、２つの電力変換回路のＰＷＭ周波数を任意の周波数に設定することができる。
【００９３】
また、単一の半導体集積回路に、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０およびメモリ１１を実装するに際しては、各ＩＧＢＴ２６、３１、３２に過電流が流れるときに、この過電流から各ＩＧＢＴ２６、３１、３２などを保護するための保護回路や、制御回路１、ドライバ回路２３、３３を駆動するための電源、あるいは制御回路１から外部に通信するための通信手段としての通信回路を１つのパッケージに納めることも可能である。
【００９４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、第１の電力変換回路を第１の制御手段によって制御し、第２の電力変換回路を第２の制御手段によって制御しているため、各電力変換回路を独立に制御することができ、また、記憶手段を介して第１の制御手段と第２の制御手段との間で情報の授受を行っているため、第１の電力変換回路と第２の電力変換回路を第１の制御手段と第２の制御手段によって協調制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るモータ制御装置の基本構成図である。
【図２】図１に示す装置をパッケージに収納したときの斜視図である。
【図３】本発明の第１実施形態を示すモータ制御装置のブロック構成図である。
【図４】コンバータ制御回路のブロック構成図である。
【図５】インバータ制御回路のブロック構成図である。
【図６】直流電流からモータ電流を再現する方法を説明するための波形図である。
【図７】ＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を説明するための波形図である。
【図８】ＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を行うときの指令値の伝送方法を説明するための要部ブロック図である。
【図９】本発明の第２実施形態を示すブロック構成である。
【図１０】本発明の第３実施形態を示すブロック構成図である。
【図１１】本発明の第３実施形態に用いられるインバータ演算回路のブロック構成図である。
【図１２】本発明の第４実施形態を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
１制御回路
２コンバータ回路
３インバータ回路
１１メモリ
２１整流回路
２２昇圧チョッパ回路
２６、３１、３２ＩＧＢＴ
１１０コンバータ制御回路
１２０インバータ制御回路
１１１Ａ／Ｄ変換器ユニット
１１２コンバータ演算回路
１１３ＰＷＭタイマユニット
１２１Ａ／Ｄ変換器ユニット
１２２インバータ演算回路
１２３ＰＷＭタイマユニット
７２永久磁石モータ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device, and more particularly, to a motor control device suitable for controlling an AC motor using a power conversion circuit that converts input power to DC power and a power conversion circuit that converts DC power to AC power. .
[0002]
[Prior art]
As a motor control device for controlling an AC motor, a converter that converts AC power into DC power, an inverter that converts output power of the converter into AC power, a control circuit that controls the power conversion operation of the converter, and an inverter What is provided with the control circuit which controls electric power conversion operation | movement is known. In this type of motor control device, a method of controlling a converter and an inverter using a microcomputer is employed. For example, as described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-163579, PWM control of a converter and an inverter is performed independently and efficiently using a port that is built in a one-chip microcomputer and outputs a pulse pattern at high speed. Something like that has been proposed.
[0003]
In this prior art, PWM control of the converter and the inverter is performed by a control circuit constituted by one one-chip microcomputer. Therefore, for example, when a DC voltage command value is transferred from a microcomputer that controls the inverter to a microcomputer that controls the converter, the DC voltage command value is temporarily stored in the memory of the microcomputer that controls the inverter. It is necessary to communicate the stored command value to a microcomputer that controls the converter via an external communication means such as a serial communication interface. In the method of using two microcomputers to control the converter and the inverter and transferring data between the microcomputers via the communication means, the transfer speed of the communication means compared to the method of referring to the data in the memory built in the microcomputer. As a result, the data transfer speed between microcomputers becomes slower.
[0004]
Therefore, assuming that the converter and the inverter are controlled using a single microcomputer, for example, as described in Japanese Patent No. 3,034,895, two sets of power converters are integrated into a pulse width. A power converter system designed to be controlled has been proposed, and as described in JP-A-5-300793, the power factor of the air conditioner is improved to reduce the harmonic current. Things have been proposed. However, in these prior arts, two power converters are controlled using one microcomputer, but there are limitations on the operation of the power converters.
[0005]
Specifically, in the former, in order to control the converter and the inverter independently, a pulse width control unit that determines the pulse width of the PWM pulse signal output to the converter and the inverter, respectively, and the pulse width control unit The output port unit that outputs the generated PWM pulse signal to the outside is configured, but it is necessary to synchronize the PWM pulse signal to be output to the converter and the inverter, respectively.
[0006]
On the other hand, in the latter, the inverter and converter are controlled by one microcomputer to improve the power factor of input power and reduce the harmonic current. Only the instantaneous value of the input current is input, and the configuration focuses on the control of the converter. That is, the information regarding the rotational speed of the motor is not input, and consideration is not given to controlling the inverter and the converter in a coordinated manner.
[0007]
In addition, as a thing relevant to this kind of technique, what is described in Unexamined-Japanese-Patent No. 2001-309666 is mentioned, However, In this prior art, a converter and an inverter are controlled using one microcomputer. No consideration is given to cooperative control of the converter and the inverter using a single microcomputer.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
In the prior art, when the converter and the inverter are controlled using a single microcomputer, the inverter and the converter are independently controlled and the inverter and the converter are not coordinated.
[0009]
That is, in order to suppress the harmonic noise of the power supply, it is desirable that the carrier frequency of the converter be fast (high), and in order to reduce the switching loss, it is desirable that the carrier frequency of the inverter is not higher than necessary. . Furthermore, when controlling the motor from low speed to high speed, the converter output is kept constant during low speed rotation, the inverter output is gradually increased, and after the inverter output reaches the set value, the converter output is variable. Cooperative control is required.
[0010]
However, as in the prior art, a one-chip microcomputer is provided with a timer, an associative memory, a comparison unit, and an output port, and the time by the timer is compared with the set time in the associative memory. In the configuration where the trigger is output from the output port to the output port and the pulse pattern is output from the output port to each power converter, there is only one timer, so the frequency of the PWM pulse signal for driving the converter and the inverter is the same frequency. Forced to do.
[0011]
In order to control the converter and the inverter independently, and to coordinately control the converter and the inverter, information on the voltage and current necessary for controlling the converter and the inverter is taken in independently, and PWM is independently applied to the converter and the inverter. It is necessary to be able to output a pulse signal.
[0012]
An object of the present invention is to provide a motor control device capable of independently controlling two sets of power conversion circuits using a single control circuit and controlling them in a coordinated manner.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
  In order to solve the above problems, the present invention provides:A first power conversion circuit that converts AC power into DC power using a switching element, and DC power that is connected to the output of the first power conversion circuit and that is the output of the first power conversion circuit is converted to AC power. The present invention is directed to a motor control device including a second power conversion circuit having a switching element for conversion and a control circuit for outputting a pulse signal for controlling the switching elements of the first and second power conversion circuits. In particular, the control circuit includes first input means for receiving a value required for control from the first power conversion circuit, and second input means for receiving a value required for control from the second power conversion circuit. First output means for outputting a first pulse signal for controlling the first power conversion circuit; and second output means for outputting a second pulse signal for controlling the second power conversion circuit; A first timer for determining a timing to be received by the first input means and a timing to output a pulse signal from the first output means; a timing to be received by the second input means; The second timer for determining the timing of outputting the pulse signal from the second output means, and the on / off ratio of the switching element of the first power conversion circuit is calculated from the value received by the first input means. First control hand And second control means for calculating the output voltage command value of the second power conversion circuit from the value received by the second input means, and the control circuit comprises a single semiconductor integrated circuit. It is characterized by.
[0014]
  The first input means includes an input current flowing through the first power conversion circuit, an output DC voltage of the first power conversion circuit, and a first 1 Receiving at least one value of the power supply voltage input to the power conversion circuit 2 The input means 2 AC power output from the power converter circuit 2 The value of the direct current supplied to the power conversion circuit can be received.
[0015]
  The first input means receives an input current flowing through the first power conversion circuit and an output DC voltage of the first power conversion circuit, and 2 The input means 2 AC power output from the power converter circuit 2 The value of the direct current supplied to the power conversion circuit can be received.
[0016]
  The first timer and the second timer control the frequencies of the first pulse signal and the second pulse signal, respectively, and independently of the first pulse signal and the second pulse at arbitrary timings, respectively. It is preferable to be able to change the frequency of the signal.
[0017]
  The first pulse signal preferably has a faster frequency than the second pulse signal.
[0018]
  The first timer outputs the first pulse, and the second timer outputs the second pulse.
[0019]
  Further, the first input means and the second input means can be A / D converters for converting an analog signal into a digital signal..
[0020]
  In addition, the first control means calculates an on / off ratio of the switching element of the first power conversion circuit based on an input value input from the first input means, and has a first on / off ratio. And the first power conversion circuit is switched in accordance with the first pulse signal, so that the input AC current flowing through the first power conversion circuit is the first power conversion circuit. It is shaped into a waveform synchronized with the phase of the power supply voltage input to.
[0021]
  Further, the output voltage command value of the second power conversion circuit can be used as the command value of the output DC voltage of the first power conversion circuit via the memory.
[0022]
  The first power conversion circuit, the second power conversion circuit, and the control circuit can be housed in a single package.
[0030]
  According to the above-described means, since the first power conversion circuit is controlled by the first control means and the second power conversion circuit is controlled by the second control means, each power conversion circuit is controlled independently. CanTheIn addition, information is exchanged between the first control means and the second control means via the storage means.For example,The first power conversion circuit and the second power conversion circuit can be cooperatively controlled by the first control means and the second control means.
[0031]
  Also, the firstOutput meansAnd secondOutput meansIndependent of any timingInBecause it is possible to output a pulse signal, two power conversion circuitsSwitchingThe frequency can be set to an arbitrary frequency. In addition, the firstOutput meansAnd secondOutput meansEach has an independent timer, and each timer frequency can be arbitrarily set, and each timer can be started and stopped individually.
[0032]
  Further, the first control means and the second control means are constituted by a single semiconductor integrated circuit together with the storage means,memoryTherefore, data transfer and information exchange can be easily performed.
[0033]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a basic configuration diagram of a motor control device according to the present invention. In FIG. 1, the motor control device includes a control circuit 1 constituted by a one-chip microcomputer (microcomputer), a converter circuit 2 that converts alternating current power or direct current power into direct current power, and direct current power generated by the converter circuit 2 by alternating current. The inverter circuit 3 is configured to convert the power into electric power and output the converted AC power to a motor as a control target.
[0034]
As shown in FIG. 2, the control circuit 1, the converter circuit 2, and the inverter circuit 3 are housed in one package 4 and modularized. An aluminum substrate 5 is disposed in the package 4. On the aluminum substrate 5, switching elements of the converter circuit 2, switching elements and rectifier elements of the inverter circuit 3 are mounted, and a sub-board 5 a is mounted. The one-chip microcomputer 1a constituting the control circuit 1 is mounted on the sub board 5a. That is, a power system having a switching element and the like and a control system including the one-chip microcomputer 1a are separately arranged on the aluminum substrate 5 so that the control system is not affected by noise generated from the power system. Yes.
[0035]
The switching element on the aluminum substrate 5 is not limited to a package product, and a bare chip can be mounted. Further, by arranging a shield plate or the like between the power system switching element and the control system one-chip microcomputer 1a, the power system switching element and the control system one-chip microcomputer 1a are arranged on a single aluminum substrate. Can also be implemented.
[0036]
Next, a first embodiment of the motor control device according to the present invention will be described with reference to FIG.
[0037]
The converter circuit 2 includes a rectifier circuit 21, a boost chopper circuit 22, a driver circuit 23, a reactor 24, a diode 25, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 26 as a first switching element, and a smoothing capacitor 27. The input current detector 41 and the output voltage detector 42 are provided, and the AC input side of the rectifier circuit 21 is connected to the AC power source 71. In this converter circuit 2, the AC voltage from the AC power supply 71 is rectified, the rectified voltage is boosted by the boost chopper circuit 22, and the boosted voltage is smoothed by the smoothing capacitor 27 and output to the inverter circuit 3. It has become. In this case, when the PWM pulse signal 45 as the first pulse signal is amplified by the driver circuit 23 and the IGBT 26 is turned on, a current is passed through the IGBT 26 via the reactor 24 to accumulate energy in the reactor 24. After that, when the IGBT 26 is turned off, the input current is forced to flow through the diode 25, thereby boosting the DC voltage and shaping the waveform of the input current. The on-time and off-time of the IGBT 26 are determined by the converter control circuit 110 based on the input current input to the step-up chopper circuit 26 and the voltage across the smoothing capacitor 27.
[0038]
The inverter circuit 3 includes a plurality of

IGBTs

31 and 32, a plurality of diodes 31a and 32a, a driver circuit 33, and a motor current detector 51 as a second power conversion circuit, and the emitter and collector of the

IGBTs

31 and 32. Diodes 31a and 32a are connected in reverse parallel. Each

IGBT

31 and 32 is configured as a second switching element, and each IGBT 31 configures an upper arm of a W phase, a V phase, and a U phase, and each IGBT 32 is below the W phase, the V phase, and the U phase. A side arm is configured. A connection point between each IGBT 31 and each IGBT 32 is connected to a permanent magnet motor 72.
[0039]
In the permanent magnet motor 72, for example, the rotor is composed of a permanent magnet, a plurality of windings for forming an AC magnetic field are arranged around the rotor, and each winding is connected to a connection point between the IGBT 31 and the IGBT 32. ing.
[0040]
The inverter circuit 3 amplifies the PWM pulse signal 58 as the second pulse signal by the driver circuit 33, applies the amplified PWM pulse signal to the

IGBTs

31 and 32, and the

IGBTs

31 and 32 perform switching operations. Thus, the output power of the converter circuit 2 is converted into AC power having a specified voltage and frequency, and the converted AC power is applied to the permanent magnet motor 72. In this case, a current flowing through the DC circuit is detected by a motor current detector 51 using a shunt resistor, and the detected DC current is output to the control circuit 1 as a motor current.
[0041]
The control circuit 1 generates the PWM pulse signal 45 based on the detected current of the input current detector 41, the detected voltage of the output voltage detector 42, and a command for controlling the permanent magnet motor 72, and the generated PMW pulse signal 45 The PWM pulse signal 58 is generated on the basis of the converter control circuit 110 for switching control of the IGBT 26 in accordance with the command, the command for controlling the detected current of the motor current detector 51 and the permanent magnet motor 72, and the generated pulse signal 58 In accordance with the inverter control circuit 120 for controlling the switching operation of the

IGBTs

31 and 32, and the information for generating the PWM pulse signal 45 and the PWM pulse signal 58 and the command for controlling the motor, for example, the rotational speed Memory 11 as storage means for storing commands, DC voltage command values, etc. And it is configured in a single semiconductor integrated circuit (one-chip microcomputer).
[0042]
The converter control circuit 110 includes an A / D converter unit 111, a converter arithmetic circuit 112, and a PWM timer unit 113. The A / D converter unit 111 includes an input current detector 41 that detects an input current input to the step-up chopper circuit 22 instead of the detection output of the detector that detects the phase or waveform of the voltage of the AC power supply 71. The detection current Is is input, and the detection voltage Ed of the output voltage detector 42 is input. That is, the A / D converter unit 11 inputs the detection current Is of the input current detector 41 and the detection voltage Ed of the output voltage detector 42 from the converter circuit 2 as electrical signals affected by the switching operation of the IGBT 26. It is comprised as a 1st input means. This input timing is designated by an interrupt command from the PWM timer unit 113. That is, the A / D converter unit 111 is activated at an arbitrary time in synchronization with the PWM pulse signal 45 output from the PWM timer unit 113, and the input analog signal (the detected current Is of the input current detector 41 and the detected current Is). The detection voltage Ed) of the output voltage detector 42 is converted into a digital signal and output to the converter arithmetic circuit 112.
[0043]
The converter arithmetic circuit 112 relates to the pulse width of the PWM pulse signal 45 based on the input current input from the A / D converter unit 111, the DC voltage, information stored in the memory 11, for example, a DC voltage command value. It is configured as a first calculating means for calculating a conduction rate d as a first command value, and an operation value related to the conduction rate d is output to the PWM timer unit 113.
[0044]
Specifically, as shown in FIG. 4, the converter operation circuit 112 calculates an error 201 between the DC voltage command value Ed * stored in the memory 11 and the detection voltage Ed of the output voltage detector 42. And a proportional-integral compensator (PI compensator) 202 for calculating a current control gain Kp by performing a proportional-integral calculation for suppressing the deviation e to 0, a detection current Is of the input current detector 41, and a current control gain Kp. And a subtracter 204 for subtracting the output of the multiplier 203 from the maximum conduction ratio (1 = 100%) and calculating the conduction ratio d.
[0045]
That is, the converter arithmetic circuit 112 calculates the conduction ratio d according to the following equation (1).
[0046]
Here, the duty ratio d for determining the pulse width of the PWM pulse signal 45 is expressed by the following equation (1) using the current control gain Kp and the input current Is as the on-time ratio of the IGBT 26.
[0047]
[Expression 1]

Conditions for the current control gain Kp and the conduction ratio d are Kp> 0 and 0 ≦ d ≦ 1. As described above, when the conduction ratio d is defined, the input current flowing into the converter circuit 2 is expressed by the following equation (2).
[0048]
[Expression 2]

Here, Ed is a DC voltage, Vm is the amplitude of the AC power supply 71, and ω is the angular frequency of the AC power supply 71.
[0049]
From equation (2), it can be seen that the input current Is is proportional to the AC power supply, and therefore has a sine wave waveform synchronized with the AC power supply. Furthermore, the magnitude of the input current Is can be changed by changing the current control gain Kp. If the magnitude of the input current Is is determined, the output current of the converter circuit 2 is determined accordingly. From this, the DC voltage Ed can be controlled by calculating the current control gain Kp according to the deviation e between the DC voltage command value Ed * and the DC voltage Ed.
[0050]
The PWM timer unit 113 compares the duty ratio d as the first command value related to the pulse width of the PWM pulse signal 45 with the reference triangular wave signal (carrier signal) as the first reference value, and the comparison result Is configured as a first pulse signal generating means for generating a PWM pulse signal 45 having a pulse width corresponding to. In this case, the PWM timer unit 113 includes a first timer, and outputs a PWM pulse signal 45 when the timer is started. In synchronization with the output of the PWM pulse signal 45, for example, at the timing of the apex of the reference triangular wave signal. The interrupt command is output to the A / D converter unit 111 in synchronization. Further, when generating the PWM pulse signal 45 in the PWM timer unit 113, when the reference triangular wave signal is compared with the conduction rate d, the multiplier 203 is obtained from the maximum conduction rate by reversing the reference to be compared. The subtracter 204 for reducing the output of the signal can be omitted.
[0051]
When controlling the converter circuit 2 in the present embodiment using the converter control circuit 110, without using a reference sine wave waveform (sine wave signal), in other words, the phase of the voltage of the AC power supply 71 or Instead of detecting the waveform with a detector, the input current detector 41 detects the input current Is synchronized with the power supply voltage, and obtains the conduction ratio d based on the detected input current Is. The power factor can be improved by controlling the IGBT 26 so as to be a sine wave. That is, since the input current is a current synchronized with the power supply voltage and is in the form of a sine wave in phase with the power supply voltage, the harmonics of the power supply can be reduced and the power factor can be controlled to about 1. .
[0052]
Here, not only the control of making the waveform of the input current a sine wave and the power factor being about 1, but also the control of making the power factor close to 1 by widening the conduction angle of the input AC current can be performed. That is, when the IGBT 26 is not controlled to be turned on / off, the conduction angle of the output current of the converter circuit 2 (a period during which the current is actually flowing) becomes narrow. However, by turning on the IGBT 26, the conduction angle can be widened. , The output of the converter circuit 2 approaches a sine wave, and the power factor can be made close to 1.
[0053]
Instead of using the input current detector 41, it is possible to use a detector that detects the phase or waveform of the power supply voltage, but when this detector is used, a reference waveform generation circuit and a current control loop are provided. Since it is necessary to add them, the burden on the microcomputer becomes large when all of them are digitized, and a higher-speed control element is required. Further, since fluctuations in power supply voltage and noise directly become current command values, they are vulnerable to noise.
[0054]
For this reason, in this embodiment, since the input current detector 41 is used instead of the detector that detects the phase or waveform of the voltage of the AC power supply, it can be configured with a simple circuit without a current control loop. it can. This facilitates digital control by a one-chip microcomputer and enables the same processing as motor control. Further, since the calculation is performed in a single semiconductor integrated circuit, the influence of noise can be reduced.
[0055]
On the other hand, the inverter control circuit 120 includes an A / D converter unit 121, an inverter arithmetic circuit 122, and a PWM timer unit 123.
[0056]
The A / D converter unit 121 is configured as second input means for inputting the detection current of the motor current detector 51 from the inverter circuit 3 as an electrical signal affected by the switching operation of the

IGBTs

31 and 32. That is, in this embodiment, instead of directly detecting the motor current, the DC current detected by the motor current detector 51 is input to the A / D converter unit 121 in order to reproduce the motor current from the DC current. The analog signal (detected current of the motor current detector 51) input to the A / D converter unit 121 is converted into a digital signal and input to the inverter arithmetic circuit 122. In this case, in the A / D converter unit 121, in response to an interrupt command from the PWM timer unit 123, a direct current is sequentially input and converted into a digital signal.
[0057]
The inverter arithmetic circuit 122 generates a second command related to the generation of the pulse width of the PWM pulse signal 58 based on the output signal of the A / D converter unit 121 and information such as a command (command value) stored in the memory 11. It is configured as a second calculation means for calculating a three-phase voltage command value as a value. In the inverter arithmetic circuit 122 in the present embodiment, a three-phase voltage command value is obtained by performing an operation for reproducing a motor current from a direct current and a vector control operation using the reproduced motor current. In this vector control calculation, the current flowing through the permanent magnet motor 72 is calculated by separating the current component into a field component and a torque component, and a sine wave drive of the permanent magnet motor 72 is realized.
[0058]
Further, in the present embodiment, the motor current is reproduced from the DC current detected by the motor current detector 51 constituted by the shunt resistor, and the vector control calculation is performed, so that the magnetic pole position of the permanent magnet motor 72 is not detected. The permanent magnet motor 72 is driven by a sine wave.
[0059]
Specifically, the inverter arithmetic circuit 122 reproduces the motor current from the digital signal 55 obtained by A / D converting the direct current detected by the motor current detector 51, as shown in FIG. Calculation block 300, 3φ / dq conversion block 301 that converts coordinates from the three-phase axis to the d / q axis, low-pass filter (LPF) 302, voltage command calculation block 303, and coordinates from the d / q axis to the three-phase axis A dq / 3φ conversion block 304 to be converted, a magnetic pole position estimation block 305, a subtractor 306 for obtaining a deviation between the error Δθc estimated by the magnetic pole position estimation block 305 and the command value 0, and a deviation by an output of the subtractor 306 A PI compensator 307 for obtaining an angular velocity error Δωc by performing proportional integral calculation, an angular velocity error Δωc based on the output of the PI compensator 307, and a rotational angular velocity command. An adder 308 for adding the value ω *, and an integrator 309 for calculating the magnetic pole position θc by integrating the output of the adder 308 are provided. The inverter calculation circuit 122 can be broadly divided into a motor current reproduction unit that reproduces the three-phase motor current, a magnetic pole position estimation unit that estimates the magnetic pole position of the permanent magnet motor 72, and a vector calculation unit that performs vector calculation. Each part will be described below.
[0060]
First, a motor current reproduction calculation block 300 as a motor current reproduction unit is configured to generate three-phase AC currents Iu and Iv based on a digital signal 55 obtained by A / D conversion of a DC power source detected by the motor current detector 51. , Iw is reproduced, as shown in FIG. 6, of the DC current Idc detected by the motor current detector 51, the upper arm IGBT 31 of any one of the U phase, the V phase, and the W phase and the other phases The current during the period when the lower arm IGBT 32 is on is observed, and the three-phase motor current can be reproduced based on the observed current. 6 shows a reference triangular wave, a voltage command signal 56 for each phase (V phase, W phase, U phase), an inverter drive signal (PWM pulse signal) for each phase, and a DC current detected by the motor current detector 51. The relationship of Idc is shown. In the figure, the inverter drive signal indicates that the upper arm is turned on at the high level and the lower arm is turned on at the low level. When the

IGBTs

31 and 32 are sequentially driven according to the drive signals (signals obtained by amplifying the PWM pulse signal 58) for the

IGBTs

31 and 32, a DC current Idc flows through the inverter circuit 3. In this case, in the sections A and D in which only the lower arm of the W phase is on and the upper arms of the U phase and the V phase are on, it is possible to observe the W phase motor current having the opposite polarity. Further, in the sections B and C in which the lower arms of the V phase and the W phase are on and the upper arm of only the U phase is on, the U-phase motor current of the same polarity can be observed. As described above, the three-phase motor currents Iu, Iv, and Iw can be reproduced by observing the DC current Idc in each section and combining the DC currents in each section. The reproduced motor current is used for magnetic pole position estimation and vector calculation.
[0061]
The reproduced motor current is input to the 3φ / dq conversion block 301. The 3φ / dq conversion block 301 converts the three-phase AC current reproduced as the motor current into a d-axis current and a q-axis current according to the magnetic pole position θc, and the coordinate-converted d-axis current Idc and q-axis current Iqc. Are output to the magnetic pole position estimation block 305, and the q-axis current Iqc is output to the low-pass filter 302. The low-pass filter 302 removes the high-frequency component of the q-axis current Iqc and outputs the q-axis current command value Iqc * to the voltage command calculation block 303. Based on the q-axis current command value Iqc * output from the low-pass filter 302, the d-axis current command value Idc * and the rotational angular velocity command value ω * obtained from the host control system, the voltage command calculation block 303 ) To calculate the d-axis voltage command value Vdc * and the q-axis voltage command value Vqc *, and the calculated d-axis voltage command value Vdc * and q-axis voltage command value Vqc * are estimated for the magnetic pole position. Output to block 305 and dq / 3φ conversion block 304.
[0062]
[Equation 3]

Here, R1 is the primary winding resistance value of the permanent magnet motor 72, Ld is the d-axis inductance, and Lq is the q-axis inductance.
[0063]
In the dq / 3φ conversion block 304, a d-axis voltage command value Vdc * and a q-axis voltage command value Vqc * are input, and a three-phase voltage command value (sine wave voltage command value) is input based on each input command value. ) To the PWM timer unit 123 as a second command value.
[0064]
Next, the magnetic pole position estimation unit of the permanent magnet motor 72 will be described. The magnetic pole position estimation block 305 generates the d-axis current Idc and q-axis current Iqc from the output of the 3φ / dq conversion block 301, the d-axis voltage command value Vdc * and the q-axis voltage command value Vqc * from the output of the voltage command calculation block 303. The error Δθc between the rotation angle position θ of the rotor of the permanent magnet motor 72 and the rotation angle position θc of the control system is calculated as a deviation from the d axis. The error Δθc is subtracted from the preset command value 0 in the subtractor 306, and this subtraction value (difference) is proportionally integrated by the PI compensator 307, thereby obtaining an angular velocity error Δωc. Further, the sum of the angular velocity error Δωc due to the output of the PI compensator 307 and the rotational angular velocity command value ω * is obtained by the adder 308, and the output of the adder 308 is integrated by the integrator 309, whereby the magnetic pole position of the permanent magnet motor 72 is obtained. θc can be estimated. The magnetic pole position θc based on this estimation is input to the 3φ / dq conversion block 301 and the dq / 3φ conversion block 304, and is used for calculation of each block.
[0065]
That is, in the inverter arithmetic circuit 122 in the present embodiment, the error Δθc between the rotation angle position of the rotor of the permanent magnet motor 72 and the rotation angle position of the control system is calculated, and the calculated error Δθc is zero. In other words, the rotational angular velocity command value ω * is corrected using the PLL method so that the rotational angular position of the control system is the same as the rotational angular position of the rotor, and the magnetic pole position θc is estimated. This correction is performed by adding the angular velocity error Δωc to the rotational angular velocity command value ω *.
[0066]
The PWM timer unit 123 compares the three-phase voltage command value 56 with a reference triangular wave (a triangular wave signal as a reference value) to generate a PWM pulse signal 58 as a second pulse signal. It is configured as. The PWM timer unit 123 includes a second timer that is independent of the PWM timer unit 113, and outputs a PWM pulse signal 58 when the timer is started. For example, a triangular wave signal is synchronized with the output of the PWM pulse signal 58. An interrupt command is output to the A / D converter unit 121 in synchronism with the timing of the top of the PWM pulse signal or in synchronism with the rise and fall of the PWM pulse signal 58.
[0067]
When the rotational speed of the permanent magnet motor 72 is controlled using the motor control device having the above-described configuration, the converter circuit 2 is exchanged with the information stored in the memory 11 between the converter control circuit 110 and the inverter control circuit 120. And cooperative control for the inverter circuit 3 can be performed.
[0068]
For example, as shown in FIG. 7, PWM control by the inverter circuit 3 is performed in the low rotation speed region, the output frequency is controlled by the inverter circuit 3 in the high rotation speed region, and the DC voltage is controlled by the converter circuit 2 to be permanent. PAM control for controlling the rotation speed of the magnet motor 72 can be performed.
[0069]
In FIG. 7, the horizontal axis represents the number of rotations of the motor, and the vertical axis represents the DC voltage output from the converter circuit 2 and the amplitude of the voltage command value for each of the

IGBTs

31 and 32. The amplitude of the voltage command value indicates the peak value of the voltage applied to the permanent magnet motor 72, with the voltage input to the inverter circuit 3 being 100%.
[0070]
Next, the operation when PAM control and PWM control are applied to the speed control of the permanent magnet motor 72 will be described with reference to FIG.
[0071]
When cooperative control of the converter circuit 2 and the inverter circuit 3 using the control circuit 1 is performed, as shown in FIG. 8, data relating to the conduction ratio d is stored in the memory 11 and information relating to the output of the inverter circuit 3 is used. Data relating to the three-phase voltage command amplitude 140 is stored in the memory 11. Then, for example, a PWM pulse signal with a PWM frequency of 20 kHz is used as the PWM pulse signal 45, and a switching operation for the

IGBTs

26, 31, 32 is performed using a PWM pulse signal with a PWM frequency of 3 kHz as the PWM pulse signal 58. In this case, in the low rotation speed region, the inverter arithmetic circuit 122 performs PWM control according to the voltage command value calculated by the voltage command arithmetic block 303. At this time, the voltage command amplitude 140 transferred from the dq / 3φ conversion block 304 to the memory 11 is the lowest voltage value that can be controlled by the converter circuit 2. The voltage command value Ed * is input, the switching operation for the IGBT 26 is performed according to the DC voltage command value Ed *, and the input current is shaped into a sine wave to improve the power factor.
[0072]
For example, when the voltage of the AC power supply 71 is set to 100 V, a voltage of 144 V is input to the boost chopper circuit 22, and the pulse width of the PWM pulse signal 45 is sequentially increased in accordance with the switching operation of the IGBT 26, whereby the boost chopper circuit Although the output voltage of 22 changes from 150 V to 390 V, the permanent magnet motor 72 rotates in accordance with the output of the inverter circuit 3 in the low rotation speed range, so that the output of the converter circuit 2 is constant, that is, the converter circuit 2 Therefore, the output voltage of the inverter circuit 3 is gradually increased and the rotational speed of the permanent magnet motor 72 is gradually increased with the output voltage of the converter circuit 2 maintained at the lowest voltage. PWM control to increase is performed.
[0073]
When the amplitude of the output voltage command value of the inverter circuit 3 becomes larger than the amplitude of the output voltage of the boost chopper circuit 22 during the PWM control, a voltage higher than that can be applied to the permanent magnet motor 72. Disappear. At this time, the DC voltage command value Ed * is increased, the increased DC voltage command value Ed * is stored in the memory 11, and the PAM control is switched according to the DC voltage command value Ed *. That is, PAM control is executed in which the pulse width of the PWM pulse signal 58 is constant, the pulse width of the PWM pulse signal 45 is gradually increased, and the output voltage of the boost chopper circuit 22 is gradually increased. In other words, the DC voltage command value Ed * is adjusted so that the rotation speed of the permanent magnet motor 72 is in accordance with the rotation speed command value (rotation speed command).
[0074]
As described above, by performing exchange of information between the converter control circuit 110 and the inverter control circuit 120 via the memory 11, cooperative control on the converter circuit 2 and the inverter circuit 3 can be performed.
[0075]
In the present embodiment, the A / D converter unit 111 of the converter control circuit 110 and the A / D converter unit 121 of the inverter control circuit 120 are activated independently and can perform A / D conversion. The analog value of the voltage can be detected independently at an arbitrary timing. Further, the PWM timer unit 113 of the converter control circuit 110 and the PWM timer unit 123 of the inverter control circuit 120 are each provided with an independent timer, and each timer frequency is arbitrarily set, and each timer is started and stopped individually. It is possible. For this reason, it is possible to make one of the carrier cycles (the cycle of the reference triangular wave) faster than the carrier cycle of the other timer unit.
[0076]
Further, the converter control circuit 110 and the inverter control circuit 120 are configured by a single semiconductor integrated circuit together with the memory 11, and since the memory 11 is shared, data transfer and information exchange can be easily performed. For example, the DC voltage command value obtained by the calculation of the inverter control circuit 120 can be directly referred to by the converter control circuit 110 to control the DC voltage.
[0077]
The converter control circuit 110 and the inverter control circuit 120 can be realized by two separate microcomputers. In that case, in order to refer to the calculation result of the other microcomputer, one microcomputer is temporarily used. Information is output to the outside, transferred using a data transmission means such as a serial communication interface, and the transferred information needs to be input to the other microcomputer. It becomes.
[0078]
Since the converter control circuit 110 and the inverter control circuit 120 in the present embodiment are configured by one one-chip microcomputer together with the memory 11, the mounting area can be reduced even when mounted on the aluminum substrate 5. Further, since the converter control circuit 110 and the inverter control circuit 120 share the memory 11, in order to exchange data, it is necessary to increase the data transfer rate as compared with the case where data transfer means such as a serial communication interface is used. it can. Furthermore, it is possible to suppress the influence of noise during data transfer. For this reason, it is particularly effective when the rotational speed of the permanent magnet motor 72 is controlled by using both the PAM control and the PWM control and cooperatively controlling the converter circuit 2 and the inverter circuit 3.
[0079]
Since converter control circuit 110 and inverter control circuit 120 are mounted on a single semiconductor integrated circuit, even if converter circuit 2 and inverter circuit 3 are driven by PWM pulse signals having different frequencies, The cutoff signal can be sent to the converter control circuit 110 and the inverter control circuit 120 at the same timing.
[0080]
In the present embodiment, a method of reproducing the motor current from the direct current flowing through the motor current detector 51 due to the shunt resistor is adopted. It is also possible to detect the motor current directly using and to perform vector control.
[0081]
Next, a second embodiment of the motor control device according to the present invention will be described with reference to FIG. In the present embodiment, a DC-DC converter circuit 20 is used instead of the converter circuit 2, and instead of reproducing the motor current from the direct current detected by the motor current detector 51,

current detectors

52 and 53 are used for three-phase. Among these motor currents, the two-phase motor current is directly detected, and the other configuration is the same as that of FIG.
[0082]
In the present embodiment, the DC-DC converter circuit 20 is configured as a first conversion circuit that converts the output power of the DC power source 73 into DC power, and the DC power generated by the output of the DC power source 73 is a voltage. Therefore, the rectifier circuit 21 is not necessary.
[0083]
According to the present embodiment, the same effects as those of the first embodiment can be obtained, and the motor current is directly detected using the

current detectors

52 and 53, so that the motor current reproduction calculation block 300 is unnecessary. Become.
[0084]
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In this embodiment, a magnetic pole position detector 54 that detects the magnetic pole position of the permanent magnet motor 72 is provided instead of the motor current detector 51, and a digital I / O port 124 is provided instead of the A / D converter unit 121. The information regarding the magnetic pole position θ is output to the inverter arithmetic circuit 122, and other configurations are the same as those in FIG.
[0085]
As shown in FIG. 11, the inverter arithmetic circuit 122 in this embodiment includes a speed control block 310, a voltage command arithmetic block 311, a dq / 3φ conversion block 304, an integrator 312, a speed arithmetic block 309, and a subtractor 313. The information on the magnetic pole position is input from the digital I / O port 124 to the speed calculation block 309.
[0086]
The magnetic pole position detector 54 is configured using, for example, a Hall IC or a rotary encoder, and is attached to the permanent magnet motor 72 to detect the magnetic pole position θc of the rotor. In this case, the magnetic pole position detector 54 outputs a three-phase pulse signal having a phase difference of 120 ° in electrical angle. The three-phase pulse signals are input to the speed calculation block 309, and the rotation angular speed ωc is obtained in the speed calculation block 309 according to the following equation (4).
[0087]
[Expression 4]

Here, Tn is the edge interval of the pulse signal of each phase.
[0088]
When the rotational angular velocity ωc is obtained in the speed calculation block 309, the rotational angular velocity ωc is compared with a preset rotational angular velocity command value ω * by the subtractor 313, and the deviation Δωc is obtained by the subtractor 313. Then, the q-axis current command value Iqc * is obtained by the speed control block 310 according to the deviation Δωc. The q-axis current command value Iqc * is input to the voltage command calculation block 311 together with the rotation angular velocity command value ω * and the d-axis current command value Idc * and used for vector calculation. By this vector calculation, the d-axis voltage command value Vdc * And q-axis voltage command value Vqc * is obtained. When these command values are input to the dq / 3φ conversion block 304, the d-axis voltage command value Vdc * and the q-axis voltage command value Vqc * are based on values obtained by integrating the rotational angular velocity ωc with the integrator 312. It is converted into a three-phase voltage command value 56.
[0089]
In this embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained, and the magnetic pole position of the motor 72 is actually detected, so that it is not necessary to detect the current of the motor 72.
[0090]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the present embodiment, a magnetic pole position detector 54 that actually detects the magnetic pole position of the permanent magnet motor 72 is provided, and a detection signal of the magnetic pole position detector 54 is connected to an I / O port 124 that functions as an A / D converter. , The detection current of the motor current detector 51 is input, and the output of the I / O port 124 is input to the inverter arithmetic circuit 122. Other configurations are the same as those in FIG. .
[0091]
According to the present embodiment, the same effect as that of the first embodiment is obtained, and the motor current is reproduced by the detected current of the motor current detector 51. Therefore, the detection of the magnetic pole position detector 54 based on the reproduced current. The value can be corrected, and the detection accuracy of the magnetic pole position detector 54 can be increased.
[0092]
In each of the above-described embodiments, the converter control circuit 110 and the inverter control circuit 120 are configured by a single semiconductor integrated circuit together with the memory 11. Therefore, by sharing the memory 11, the converter control circuit 110 and the inverter control circuit 120 are shared. Since the PWM pulse signal can be output independently from each

PW timer unit

113 and 123 at any timing, the PWM frequency of the two power conversion circuits can be set to any frequency. Can do.
[0093]
When the converter control circuit 110, the inverter control circuit 120, and the memory 11 are mounted on a single semiconductor integrated circuit, when an overcurrent flows through each

IGBT

26, 31, 32, the

IGBT

26, 31 , 32 and the like, a power supply for driving the control circuit 1 and the

driver circuits

23 and 33, or a communication circuit as a communication means for communicating from the control circuit 1 to the outside in one package. It is also possible to pay.
[0094]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the first power conversion circuit is controlled by the first control means, and the second power conversion circuit is controlled by the second control means. Since the circuit can be controlled independently, and information is exchanged between the first control means and the second control means via the storage means, the first power conversion circuit and the second power conversion circuit These power conversion circuits can be cooperatively controlled by the first control means and the second control means.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a basic configuration diagram of a motor control device according to the present invention.
FIG. 2 is a perspective view when the apparatus shown in FIG. 1 is housed in a package.
FIG. 3 is a block configuration diagram of the motor control device according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block configuration diagram of a converter control circuit.
FIG. 5 is a block diagram of an inverter control circuit.
FIG. 6 is a waveform diagram for explaining a method of reproducing a motor current from a direct current.
FIG. 7 is a waveform diagram for explaining PAM control and PWM control.
FIG. 8 is a principal block diagram for explaining a command value transmission method when performing PAM control and PWM control;
FIG. 9 is a block configuration showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block configuration diagram of an inverter arithmetic circuit used in a third embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1 Control circuit
2 Converter circuit
3 Inverter circuit
11 memory
21 Rectifier circuit
22 Boost chopper circuit
26, 31, 32 IGBT
110 Converter control circuit
120 Inverter control circuit
111 A / D converter unit
112 Converter arithmetic circuit
113 PWM timer unit
121 A / D converter unit
122 Inverter arithmetic circuit
123 PWM timer unit
72 Permanent magnet motor

Claims

A first power conversion circuit that converts AC power into DC power using a switching element, and DC power that is connected to the output of the first power conversion circuit and that is the output of the first power conversion circuit is converted to AC power. In a motor control device comprising: a second power conversion circuit having a switching element for conversion; and a control circuit for outputting a pulse signal for controlling the switching elements of the first and second power conversion circuits.
The control circuit includes:
First input means for receiving a value required for control from the first power conversion circuit;
Second input means for receiving a value necessary for control from the second power conversion circuit;
First output means for outputting a first pulse signal for controlling the first power conversion circuit;
Second output means for outputting a second pulse signal for controlling the second power conversion circuit;
A first timer for determining a timing to be received by the first input means and a timing to output a pulse signal from the first output means;
A second timer for determining a timing to be received by the second input means and a timing for outputting a pulse signal from the second output means;
First control means for calculating an on / off ratio of a switching element of the first power conversion circuit from a value received by the first input means;
Second control means for calculating an output voltage command value of the second power conversion circuit from a value received by the second input means;
The motor control device , wherein the control circuit is composed of a single semiconductor integrated circuit .

In claim 1,
The first input means has at least one value of an input current flowing through the first power conversion circuit, an output DC voltage of the first power conversion circuit, and a power supply voltage input to the first power conversion circuit. Accept
The motor control apparatus according to claim 2 , wherein the second input means receives an output AC current of AC power output from the second power conversion circuit or a value of a DC current supplied to the second power conversion circuit .

In any one of Claim 1 or 2,
The first input means receives an input current flowing in the first power conversion circuit and an output DC voltage of the first power conversion circuit,
The motor control apparatus according to claim 2 , wherein the second input means receives an output AC current of AC power output from the second power conversion circuit or a value of a DC current supplied to the second power conversion circuit .

In any one of Claims 1 thru | or 3,
The first timer and the second timer control the frequencies of the first pulse signal and the second pulse signal, respectively, and independently of the first pulse signal and the second pulse signal at arbitrary timings, respectively. A motor control device capable of changing a frequency .

In any one of Claims 1 thru | or 4,
The motor control device characterized in that the first pulse signal has a faster frequency than the second pulse signal .

In any one of Claims 1 thru | or 5,
The first timer outputs the first pulse;
The motor controller according to claim 2, wherein the second timer outputs the second pulse .

In any one of Claims 1 thru | or 6,
The motor control apparatus according to claim 1, wherein the first input means and the second input means are A / D converters for converting an analog signal into a digital signal .

In any one of Claims 1 thru | or 7,
The first control unit calculates an on / off ratio of the switching element of the first power conversion circuit based on an input value input from the first input unit,
Creating a first pulse signal with said on / off ratio by a first timer;
The first power conversion circuit is switched according to the first pulse signal, so that the input AC current flowing through the first power conversion circuit is synchronized with the phase of the power supply voltage input to the first power conversion circuit. A motor control device that is shaped into a shape .

In any one of Claims 1 to 8,
A motor control device characterized in that an output voltage command value of the second power conversion circuit is used as a command value of an output DC voltage of the first power conversion circuit via a memory .

In any one of Claims 1 thru | or 9,
A motor control device characterized in that the first power conversion circuit, the second power conversion circuit, and the control circuit are housed in one package .