JP3767899B2

JP3767899B2 - Interconnected inverter device

Info

Publication number: JP3767899B2
Application number: JP2004184210A
Authority: JP
Inventors: 正二羽田
Original assignee: 株式会社エヌ・ティ・ティ・データ・イー・エックス・テクノ
Priority date: 2004-06-22
Filing date: 2004-06-22
Publication date: 2006-04-19
Anticipated expiration: 2024-06-22
Also published as: JP2006014407A

Description

本発明は、連系インバータ装置に関するものであり、特に、簡易な構成の連系インバータ装置に関するものである。 The present invention relates to a connected inverter device, and more particularly to a connected inverter device having a simple configuration.

従来より、発電装置などの電力装置を商用電源などの系統側に連系させる場合には、電源周波数との同期や、単独運転防止等などの系統連系技術指針や、系統連系技術要件ガイドラインに適合させる必要があり、これらの処理は専ら所定の制御装置（ＣＰＵ）などが行っていた。 Conventionally, when connecting a power device such as a power generator to the grid side of a commercial power supply, etc., grid connection technical guidelines such as synchronization with the power frequency and prevention of isolated operation, and grid connection technical requirement guidelines These processes are performed exclusively by a predetermined control device (CPU) or the like.

例えば、シフトレジスタや、カウンタ、ＣＰＵなどが備えられ、適当な段数のシフトレジスタによる遅延処理によって、インバータの出力電流に対する位相シフト量、すなわちインバータの力率を高精度に制御する系統連系インバータの力率制御回路が開示されている（特許文献１）。この特許文献では、インバータの出力電流に対する位相シフト量を精度良く制御することにより、エネルギーの有効利用を図っている。 For example, a shift register, a counter, a CPU, and the like are provided, and a phase shift amount with respect to the output current of the inverter, that is, a power factor of the inverter is controlled with high accuracy by delay processing by a shift register having an appropriate number of stages. A power factor control circuit is disclosed (Patent Document 1). In this patent document, energy is effectively used by accurately controlling the phase shift amount with respect to the output current of the inverter.

特開平８−６６０４９号公報（図２など）JP-A-8-66049 (FIG. 2 etc.)

しかしながら、上記特許文献１に示される従来技術では、ＣＰＵを用いた制御を行うため、高精度な検出装置や、制御手段が必要となり、コスト増が避けられないという問題点があった。また、ＣＰＵ制御のため、処理時間に所定の遅延が生じ、この種の系統連系システムが増大するにしたがって系自体が不安定となり、電力供給を制限しなければならないという問題点もあった。 However, in the prior art disclosed in Patent Document 1, since control using a CPU is performed, a highly accurate detection device and control means are necessary, and there is a problem that an increase in cost cannot be avoided. Also, because of the CPU control, a predetermined delay occurs in the processing time, and as this type of grid interconnection system increases, the system itself becomes unstable, and power supply must be restricted.

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ＣＰＵなどの制御手段を用いずに簡易な制御手段にて系統連系を可能とする連系インバータ装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and it is an object of the present invention to provide an interconnection inverter device that enables system interconnection by simple control means without using control means such as a CPU.

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる連系インバータ装置は、負荷に交流電源を供給する伝送線路に並列に接続されかつ互いに直列接続された第１スイッチング素子および第２スイッチング素子と、前記伝送線路に並列に接続されかつ互いに直列接続された第３スイッチング素子、第１整流素子、第４スイッチング素子および第２整流素子と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点と、前記第３スイッチング素子と前記第１整流素子の直列回路と前記第４スイッチング素子と前記第２整流素子の直列回路との接続点と、の間に直列接続された直流電源およびインダクターと、前記伝送線路の電圧位相を検知する検出手段と、を有し、前記第１整流素子は、該第１整流素子の前記伝送線路の一方の側に接続されている端の電位が前記伝送線路の一方の線の電位より低い場合該第１整流素子に流れる電流を遮断し、前記第２整流素子は、該第２整流素子の前記伝送線路の他方の側に接続されている端の電位が前記伝送線路の他方の線の電位より低い場合該第２整流素子に流れる電流を遮断し、前記伝送線路の一方の線の電圧位相が正であることを前記検知手段が検知したとき、前記第２スイッチング素子をオン制御しかつ記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とを交互にオン／オフ制御することにより、前記伝送線路の一方の線に正の電位を出力し、前記伝送線路の一方の線の電圧位相が負であることを前記検知手段が検知したとき、前記第１スイッチング素子をオン制御しかつ前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とを交互にオン／オフ制御することにより、前記伝送線路の一方の線に負の電位を出力することを特徴とする。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, a connected inverter device according to the present invention includes a first switching element and a second switching element connected in parallel to each other and connected in series to a transmission line that supplies an AC power to a load. A switching element, a third switching element connected in parallel to the transmission line and connected in series with each other, a first rectifying element, a fourth switching element and a second rectifying element, the first switching element and the second switching element; A direct current power source connected in series between the connection point of the first switching rectifier and the connection point of the series circuit of the third switching element and the first rectifying element and the series circuit of the fourth switching element and the second rectifying element; An inductor and detection means for detecting a voltage phase of the transmission line, wherein the first rectifier element is one of the transmission lines of the first rectifier element. When the potential of the end connected to the side of the transmission line is lower than the potential of one line of the transmission line, the current flowing through the first rectifying element is cut off, and the second rectifying element is connected to the transmission of the second rectifying element. When the potential of the end connected to the other side of the line is lower than the potential of the other line of the transmission line, the current flowing through the second rectifying element is cut off, and the voltage phase of one line of the transmission line is positive. When the detecting means detects that the second switching element is turned on and the third switching element and the fourth switching element are alternately turned on / off, one of the transmission lines When the detection means detects that the voltage phase of one line of the transmission line is negative, the first switching element is turned on and the third switching element The 4th By controlling on / off and switching element alternately, and outputs a negative electric potential to one line of the transmission line.

つぎの発明にかかる連系インバータ装置は、負荷に交流電源を供給する伝送線路に並列に接続されかつ互いに直列接続された第１スイッチング素子および第２スイッチング素子と、前記伝送線路に並列に接続されかつ互いに直列接続された第３スイッチング素子、第１整流素子、第４スイッチング素子および第２整流素子と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点と、前記第３スイッチング素子と前記第１整流素子の直列回路と前記第４スイッチング素子と前記第２整流素子の直列回路との接続点、との間に直列接続された直流電源およびインダクターと、前記伝送線路の電圧位相および電圧値を検知する検出手段と、を有し、前記第１整流素子は、該第１整流素子の前記伝送線路の一方の側に接続されている端の電位が前記伝送線路の一方の線の電位より低い場合該第１整流素子に流れる電流を遮断し、前記第２整流素子は、該第２整流素子の前記伝送線路の他方の側に接続されている端の電位が前記伝送線路の他方の線の電位より低い場合該第２整流素子に流れる電流を遮断し、前記伝送線路の一方の線の電圧位相が正であることを前記検知手段が検知したときに、前記第３スイッチング素子をオン制御しかつ前記第４スイッチング素子をオン／オフ制御した上で、さらに前記伝送線路の一方の線の電圧値が規定値を満たすことを前記検知手段が検知したときに、前記第２スイッチング素子をオン制御することにより、前記伝送線路の一方の線に正の電位を出力し、前記伝送線路の一方の線の電圧位相が負であることを前記検知手段が検知したときに、前記第４スイッチング素子をオン制御しかつ前記第３スイッチング素子をオン／オフ制御した上で、さらに前記伝送線路の一方の線の電圧値が規定値を満たすことを前記検知手段が検知したときに、前記第１スイッチング素子をオン制御することにより、前記伝送線路の一方の線に負の電位を出力することを特徴とする。 The interconnected inverter device according to the next invention is connected in parallel to a transmission line for supplying AC power to a load and connected in series to each other, and connected in parallel to the transmission line. And a third switching element, a first rectifying element, a fourth switching element and a second rectifying element connected in series with each other, a connection point between the first switching element and the second switching element, the third switching element and the A DC power source and an inductor connected in series between a series circuit of a first rectifier element, a connection point of the fourth switching element and a series circuit of the second rectifier element, and a voltage phase and a voltage value of the transmission line Detecting means for detecting the first rectifying element, wherein the first rectifying element is connected to one side of the transmission line of the first rectifying element. When the position is lower than the potential of one line of the transmission line, the current flowing through the first rectifying element is cut off, and the second rectifying element is connected to the other side of the transmission line of the second rectifying element. When the potential at one end of the transmission line is lower than the potential of the other line of the transmission line, the current flowing through the second rectifying element is cut off, and the detection means detects that the voltage phase of one line of the transmission line is positive The detecting means controls that the third switching element is turned on and the fourth switching element is turned on / off, and that the voltage value of one line of the transmission line satisfies a specified value. When detected, by turning on the second switching element, a positive potential is output to one line of the transmission line, and the voltage phase of the one line of the transmission line is negative. When the means detects When the detection means detects that the voltage value of one line of the transmission line satisfies a specified value after the fourth switching element is turned on and the third switching element is turned on / off. The first switching element is turned on to output a negative potential to one of the transmission lines .

本発明にかかる連系インバータ装置によれば、ＣＰＵ等の制御部が不要であり、回路構成を単純にできるので、信頼性に優れ、安価に構成できるという効果を奏する。また、任意の電圧や周波数に対しても、それらに同期して送電できるので適用範囲が広いという効果を奏する。また、停電対応の単独運転防止機能については、受動的に行われるので系統への影響が全くないという効果を奏する。 According to the interconnected inverter device according to the present invention, a control unit such as a CPU is unnecessary, and the circuit configuration can be simplified. Therefore, there is an effect that the configuration is excellent in reliability and inexpensive. In addition, any voltage and frequency can be transmitted in synchronism with them, so that the application range is wide. In addition, the isolated operation prevention function corresponding to the power failure is passively performed, so that there is no effect on the system.

以下に、本発明にかかる連系インバータ装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。また、以下に示す回路構成は、その一例を示すものであり、本発明の技術的意義を逸脱しない範囲内で種々の変形が可能である。 Embodiments of a connected inverter device according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments. The circuit configuration shown below shows an example, and various modifications can be made without departing from the technical significance of the present invention.

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる連系インバータ装置の構成を示す回路図である。同図において、入力端子と出力端子と有した連系インバータ装置１０は、電源周波数に同期した制御を行う電源周波数同期制御回路１６と、電源周波数同期制御回路１６からの制御を受ける一対のスイッチング部１４，１５と、電源周波数よりも高い周波数のＰＷＭ制御を行うＰＷＭ制御回路１９と、ＰＷＭ制御回路１９からの制御を受ける一対のスイッチング部１７，１８と、一対のスイッチング部１７，１８の間に逆直列に接続される一対のダイオード３４，３６と、そして、一対のスイッチング部１４，１５，１７，１８およびダイオード３４，３６で構成される回路を上下に２分する形で挿入された直流出力発生部２０およびチョッパコイル２１の直列回路とを備えている。なお、連系インバータ装置１０の入力端子には商用電源１１が接続され、出力端子には負荷１２が接続されている。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a connected inverter device according to the present invention. In the figure, a connected inverter device 10 having an input terminal and an output terminal includes a power supply frequency synchronization control circuit 16 that performs control synchronized with a power supply frequency, and a pair of switching units that receive control from the power supply frequency synchronization control circuit 16. 14, 15, a PWM control circuit 19 that performs PWM control at a frequency higher than the power supply frequency, a pair of switching units 17 and 18 that receive control from the PWM control circuit 19, and a pair of switching units 17 and 18. A pair of diodes 34 and 36 connected in reverse series, and a DC output inserted in the form of dividing the circuit composed of the pair of switching units 14, 15, 17, 18 and diodes 34, 36 into two vertically. A generator 20 and a series circuit of a chopper coil 21 are provided. In addition, the commercial power supply 11 is connected to the input terminal of the interconnection inverter apparatus 10, and the load 12 is connected to the output terminal.

つぎに、図１に示したこの実施の形態の連系インバータ装置１０の回路構成について説明する。同図において、電源周波数同期制御回路１６およびＰＷＭ制御回路１９は、それぞれ連系インバータ装置１０内の電源ラインに接続される。一対のスイッチング部１４，１５は、電界効果トランジスタ（以下「ＦＥＴ」と呼称）などのスイッチング素子を具備してなり、スイッチング部１４の一端（ドレイン端子）が電源ラインの一方に接続され、スイッチング部１５の一端（ドレイン端子）が電源ラインの他方に接続される。また、一対のスイッチング部１４，１５の各他端（ソース端子）同士は接続される。一方、同様なスイッチング素子を具備してなる一対のスイッチング部１７，１８のうち、スイッチング部１７の一端（ソース端子）は電源ラインの一方に接続され、他端（ドレイン端子）はダイオード３４のカソード端子に接続される。同様に、スイッチング部１８の一端（ソース端子）は電源ラインの他方に接続され、他端（ドレイン端子）はダイオード３６のカソード端子に接続される。他方、ダイオード３４，３６の各アノード端子同士が接続され、この接続端にはチョッパコイル２１の一端が接続される。チョッパコイル２１の他端は、直流出力発生部２０の正極側に接続される。直流出力発生部２０の負極側は、一対のスイッチング部１４，１５の他端同士の接続点に接続される。なお、同図において、直列回路を構成する直流出力発生部２０およびチョッパコイル２１、スイッチング部１７およびダイオード３４、ならびにスイッチング部１８およびダイオード３６については、その接続順序を逆にしても差し支えない。 Next, the circuit configuration of the interconnection inverter device 10 of this embodiment shown in FIG. 1 will be described. In the figure, a power frequency synchronization control circuit 16 and a PWM control circuit 19 are each connected to a power line in the interconnection inverter device 10. The pair of switching units 14 and 15 includes a switching element such as a field effect transistor (hereinafter referred to as “FET”), and one end (drain terminal) of the switching unit 14 is connected to one of the power supply lines. One end (drain terminal) of 15 is connected to the other end of the power supply line. Further, the other ends (source terminals) of the pair of switching units 14 and 15 are connected to each other. On the other hand, of a pair of switching units 17 and 18 having similar switching elements, one end (source terminal) of the switching unit 17 is connected to one of the power supply lines, and the other end (drain terminal) is the cathode of the diode 34. Connected to the terminal. Similarly, one end (source terminal) of the switching unit 18 is connected to the other of the power supply lines, and the other end (drain terminal) is connected to the cathode terminal of the diode 36. On the other hand, the anode terminals of the diodes 34 and 36 are connected to each other, and one end of the chopper coil 21 is connected to this connection end. The other end of the chopper coil 21 is connected to the positive electrode side of the DC output generator 20. The negative electrode side of the DC output generator 20 is connected to the connection point between the other ends of the pair of switching units 14 and 15. In the figure, the DC output generating unit 20 and the chopper coil 21, the switching unit 17 and the diode 34, and the switching unit 18 and the diode 36 constituting the series circuit may be connected in reverse order.

つぎに、図１に示す連系インバータ装置１０の動作について説明する。同図において、電源周波数同期制御回路１６は商用電源１１から供給された出力波形（電圧または電流波形）の極性を判定し、その極性に基づいてスイッチング部１４，１５のオン／オフを制御する。なお、スイッチング部１４，１５が同時オンとなることはなく、これらのスイッチング部１４，１５を通じた貫通電流が防止される。したがって、電源周波数同期制御回路１６は出力波形の極性のみを判定すればよく、その電圧値を検出する必要はない。一方、ＰＷＭ制御回路１９は、商用電源１１が供給した出力波形の極性を判定し、その極性に基づいてスイッチング部１７，１８のオン／オフを制御（ＰＷＭ制御）する。ＰＷＭ制御回路１９が行うＰＷＭ制御は、電源周波数同期制御回路１６が行う制御に比べて高速な制御を行う。なお、これらの制御の詳細については後述する。 Next, the operation of the interconnection inverter device 10 shown in FIG. 1 will be described. In the figure, the power frequency synchronization control circuit 16 determines the polarity of the output waveform (voltage or current waveform) supplied from the commercial power supply 11 and controls the on / off of the switching units 14 and 15 based on the polarity. Note that the switching units 14 and 15 are not simultaneously turned on, and a through current through the switching units 14 and 15 is prevented. Therefore, the power supply frequency synchronization control circuit 16 need only determine the polarity of the output waveform, and does not need to detect the voltage value. On the other hand, the PWM control circuit 19 determines the polarity of the output waveform supplied from the commercial power supply 11, and controls on / off of the switching units 17 and 18 based on the polarity (PWM control). The PWM control performed by the PWM control circuit 19 performs higher-speed control than the control performed by the power supply frequency synchronization control circuit 16. Details of these controls will be described later.

ダイオード３４，３６の逆直列接続回路は、スイッチング部１７，１８の両者が同時にオンした場合に商用電源１１からこれらのスイッチング部１７，１８に流れ込む電流（貫通電流）を防止するために挿入されており、ダイオード３４が正の半サイクルに対して、ダイオード３６が負の半サイクルに対してその役目を担う。チョッパコイル２１には予め直流出力発生部２０からの直流電流が流されるが、この直流電流をオフさせるとチョッパコイル２１に逆起電力が発生する。この逆起電力に基づく電流が、負荷１２に対して供給される。このとき、スイッチング部１７，１８は、負荷１２に供給される電流の電流路を形成する役目を担う。なお、この逆起電力に基づく電流は、逆起電力の大きさに依存して商用電源１１側にも流れる場合がある。例えば、商用電源１１の電圧が１００Ｖのときに１０Ａの負荷電流が流れる場合に、チョッパコイル２１に１ｋＶＡ以上の逆起電力が発生するとすれば、負荷１２に対する供給電力以外の余剰電力が商用電源１１側にも逆流する。 The reverse series connection circuit of the diodes 34 and 36 is inserted in order to prevent a current (through current) flowing from the commercial power supply 11 to the switching units 17 and 18 when both the switching units 17 and 18 are simultaneously turned on. The diode 34 is responsible for the positive half cycle and the diode 36 is responsible for the negative half cycle. The chopper coil 21 is supplied with a direct current from the direct current output generator 20 in advance, but when this direct current is turned off, a back electromotive force is generated in the chopper coil 21. A current based on the counter electromotive force is supplied to the load 12. At this time, the switching units 17 and 18 play a role of forming a current path for the current supplied to the load 12. Note that the current based on the counter electromotive force may flow to the commercial power supply 11 side depending on the magnitude of the counter electromotive force. For example, when a load current of 10 A flows when the voltage of the commercial power supply 11 is 100 V, if a back electromotive force of 1 kVA or more is generated in the chopper coil 21, surplus power other than the power supplied to the load 12 is supplied to the commercial power supply 11. It also flows backward to the side.

つぎに、上述の動作をさらに詳細に説明する。図２は、商用電源１１の正の半サイクルにおいてチョッパコイル２１に電磁エネルギーを蓄積させる場合の電流の流れを図１に示す回路上に示した図であり、図３は、商用電源１１の正の半サイクルにおいてチョッパコイル２１に蓄積された電磁エネルギーを負荷に流す場合の電流の流れを図１に示す回路上に示した図である。なお、これらの図に図示した太線の部分が、回路に流れる電流を示している。まず、図２において、商用電源１１の正の半サイクル（すなわち、電源ラインの一端側が正の電圧値）において、商用電源１１は、負荷１２に対して所定の電流を供給する（回路電流は不図示）。この正の半サイクル時に、スイッチング部１４，１７がオフの状態に制御され、スイッチング部１５，１８がオンの状態に制御されると、直流出力発生部２０からの電流が、チョッパコイル２１→ダイオード３６→スイッチング部１８→スイッチング部１５のルートで流れ、チョッパコイル２１に電磁エネルギーが蓄積される。 Next, the above operation will be described in more detail. FIG. 2 is a diagram showing the flow of current on the circuit shown in FIG. 1 when electromagnetic energy is accumulated in the chopper coil 21 in the positive half cycle of the commercial power supply 11, and FIG. FIG. 2 is a diagram showing a current flow on the circuit shown in FIG. 1 when electromagnetic energy accumulated in a chopper coil 21 is supplied to a load in a half cycle of FIG. In addition, the thick line part shown in these figures has shown the electric current which flows into a circuit. First, in FIG. 2, in the positive half cycle of the commercial power supply 11 (that is, one end side of the power supply line has a positive voltage value), the commercial power supply 11 supplies a predetermined current to the load 12 (the circuit current is not high). (Illustrated). When the switching units 14 and 17 are controlled to be in an off state and the switching units 15 and 18 are controlled to be in an on state during this positive half cycle, the current from the DC output generator 20 is changed to the chopper coil 21 → diode. The electromagnetic energy is accumulated in the chopper coil 21 through the route of 36 → switching unit 18 → switching unit 15.

つぎに、同じく正の半サイクルにおいて、スイッチング部１４をオフの状態に保持し、スイッチング部１５をオンの状態に保持したまま、スイッチング部１８をオフの状態に制御し、スイッチング部１７をオンの状態に制御すると、図３に示すように、チョッパコイル２１からに蓄積された電磁エネルギーが、ダイオード３４→スイッチング部１７→負荷１２→スイッチング部１５のルートで流れる。すなわち、チョッパコイル２１に蓄積された電磁エネルギーが負荷１２に対して供給される。チョッパコイル２１に蓄積される電磁エネルギーの放出は、短時間で行われるため、ＰＷＭ制御回路１９は、スイッチング部１７，１８のオン／オフを商用電源１１の周期よりも短い周期で交互に繰り返すことにより、チョッパコイル２１に蓄積される電磁エネルギーの放出を効率的に行うことができる。また、商用電源１１の負の半サイクルにおいては、スイッチング部１４をオン、スイッチング部１５をオフの状態に制御し、スイッチング部１７，１８を上述のようなオン／オフ切替制御を行うことでチョッパコイル２１に蓄積された電磁エネルギーを負荷１２に供給することができる。 Next, in the same positive half cycle, the switching unit 14 is kept in the off state, the switching unit 15 is kept in the on state, the switching unit 18 is controlled in the off state, and the switching unit 17 is turned on. When the state is controlled, as shown in FIG. 3, the electromagnetic energy accumulated from the chopper coil 21 flows through the route of the diode 34 → the switching unit 17 → the load 12 → the switching unit 15. That is, the electromagnetic energy accumulated in the chopper coil 21 is supplied to the load 12. Since the electromagnetic energy stored in the chopper coil 21 is released in a short time, the PWM control circuit 19 alternately turns on / off the switching units 17 and 18 at a cycle shorter than the cycle of the commercial power supply 11. Thus, the electromagnetic energy accumulated in the chopper coil 21 can be efficiently released. Further, in the negative half cycle of the commercial power supply 11, the switching unit 14 is controlled to be turned on, the switching unit 15 is controlled to be turned off, and the switching units 17 and 18 are controlled to perform the on / off switching control as described above. The electromagnetic energy accumulated in the coil 21 can be supplied to the load 12.

図４は、図１に示した連系インバータ装置回路の各サイクルにおける各スイッチング部に対する制御信号を示すタイムチャートである。なお、同図のタイムチャートとでは、制御信号の振幅が出力されているときに当該スイッチング部がオンの状態に制御されるものとして示している。同図に示すように、商用電源１１の電源電圧（Ａ）が、正の半サイクル（ｔ＝０〜ｔ₁）では、上述のように、スイッチング部１４がオフの状態に制御され（Ｂ）、スイッチング部１５がオンの状態に制御される（Ｃ）。一方、スイッチング部１７，１８は、ＰＷＭ制御回路１９によって、例えば、同図のようにＰＷＭ制御される（Ｄ，Ｅ）。 FIG. 4 is a time chart showing control signals for each switching unit in each cycle of the interconnection inverter device circuit shown in FIG. In the time chart of the figure, the switching unit is controlled to be turned on when the amplitude of the control signal is output. As shown in the figure, when the power supply voltage (A) of the commercial power supply 11 is in the positive half cycle (t = 0 to t ₁ ), as described above, the switching unit 14 is controlled to be in the off state (B). The switching unit 15 is controlled to be on (C). On the other hand, the switching units 17 and 18 are PWM-controlled by the PWM control circuit 19 as shown in the figure (D, E), for example.

一方、商用電源１１の電源電圧（Ａ）が、負の半サイクル（ｔ＝ｔ₁〜ｔ₂）では、チョッパコイル２１に対する電磁エネルギーの蓄積は、直流出力発生部２０から、チョッパコイル２１→ダイオード３４→スイッチング部１７→スイッチング部１４のルートで流れる電流により行われ、また、チョッパコイル２１に蓄積された電磁エネルギーの放出は、チョッパコイル２１→ダイオード３６→スイッチング部１８→負荷１２→スイッチング部１４のルートで流れる電流により行われる。したがって、負の半サイクル時の各スイッチング部に対する制御信号は、正の半サイクルのときと全く逆の制御信号が出力される。なお、同図では、前段のサイクル（ｔ＝０〜ｔ₂）と、後段のサイクル（ｔ＝ｔ₂〜ｔ₄）では、スイッチング部１７，１８に対する制御パルス幅が異なっている。この相違は、負荷１２に供給する電流量を制御するためである。例えば、前段のサイクルよりも後段のサイクルの方が、電磁エネルギー蓄積時間と電磁エネルギー放出時間との合計に対する電磁エネルギー放出時間の比が大きいので、後段のサイクルの方が、より多くの電流を負荷１２に対して供給することができる。このように、スイッチング部１７，１８を制御する制御信号のパルス幅を可変制御することで、負荷１２に対する供給電流を制御することができる。 On the other hand, when the power supply voltage (A) of the commercial power supply 11 is negative half cycle (t = t _{1 to} t ₂ ), electromagnetic energy is stored in the chopper coil 21 from the DC output generator 20 to the chopper coil 21 → diode. The electromagnetic energy accumulated in the chopper coil 21 is released by the current flowing through the route 34 → switching unit 17 → switching unit 14, and the chopper coil 21 → diode 36 → switching unit 18 → load 12 → switching unit 14 This is done by the current flowing through the route. Therefore, the control signal for each switching unit in the negative half cycle is exactly the reverse of the control signal in the positive half cycle. In the figure, the control pulse widths for the switching units 17 and 18 are different between the preceding cycle (t = 0 to t ₂ ) and the succeeding cycle (t = t _{2 to} t ₄ ). This difference is for controlling the amount of current supplied to the load 12. For example, since the ratio of the electromagnetic energy release time to the sum of the electromagnetic energy storage time and the electromagnetic energy release time is larger in the latter cycle than in the previous cycle, the latter cycle loads more current. 12 can be supplied. Thus, the supply current to the load 12 can be controlled by variably controlling the pulse width of the control signal for controlling the switching units 17 and 18.

以上説明したように、この実施の形態の連系インバータ装置によれば、チョッパコイルに蓄積された電磁エネルギーを電源周波数に同期して負荷に供給するようにしているので、ＣＰＵ等の制御部が不要であり、回路構成を単純にできるので、信頼性に優れ、安価に構成できるという効果を奏する。また、任意の電圧や周波数に対しても、それらに同期して送電できるので、適用範囲が広いという効果を奏する。また、停電対応の単独運転防止機能を受動的に行われるので系統への影響が全くないという効果を奏する。 As described above, according to the interconnection inverter device of this embodiment, the electromagnetic energy accumulated in the chopper coil is supplied to the load in synchronization with the power supply frequency. Since it is not necessary and the circuit configuration can be simplified, there is an effect that it is excellent in reliability and can be configured at low cost. Further, since power can be transmitted in synchronism with any voltage or frequency, there is an effect that the application range is wide. Moreover, since the independent operation prevention function corresponding to a power failure is passively performed, there is an effect that there is no influence on the system.

なお、直流出力発生部２０としては、例えば、一次電池、二次電池、あるいは直流発電機などの任意の出力源を用いることができる。また、直流発電機では、電機子巻線や界磁巻線がインダクタとしての機能を有しているので、本発明のチョッパコイル２１の機能をこれらの巻線にて代用することができる。 In addition, as the direct-current output generation part 20, arbitrary output sources, such as a primary battery, a secondary battery, or a direct current generator, can be used, for example. In the DC generator, since the armature winding and the field winding have a function as an inductor, the function of the chopper coil 21 of the present invention can be substituted by these windings.

実施の形態２．
図５は、本発明の実施の形態２にかかる連系インバータ装置に備えられる電源周波数同期制御回路１６の構成例を示す回路図である。実施の形態１では、ＰＷＭ制御回路１９がＰＷＭ制御を行う場合には、スイッチング部１７，１８を交互にオン／オフさせるスイッチング制御を行っていたが、この実施の形態では、交流サイクルの各半サイクルにおいて、一方のスイッチング部のみをスイッチング制御し、他方のスイッチング部はスイッチング制御せずに常にオンの状態に保持しておくことで、実施の形態１と同等の機能を実現するものである。すなわち、この実施の形態の連系インバータ装置１０は、スイッチング制御の回数を削減することにより、電力消費効率を高めるように改善したものである。 Embodiment 2. FIG.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration example of the power frequency synchronization control circuit 16 provided in the interconnection inverter device according to the second embodiment of the present invention. In the first embodiment, when the PWM control circuit 19 performs PWM control, switching control for alternately turning on / off the switching units 17 and 18 is performed. However, in this embodiment, each half of the AC cycle is performed. In the cycle, only one switching unit is controlled to be switched, and the other switching unit is not subjected to switching control and is always kept in an on state, thereby realizing a function equivalent to that of the first embodiment. In other words, the interconnected inverter device 10 of this embodiment is improved so as to increase the power consumption efficiency by reducing the number of times of switching control.

図５において、トランス４１は、一次巻線４１₁および二次巻線４１₂を備えている。一次巻線４１₁は、連系インバータ装置１０内の電源ラインに接続される。また、二次巻線４１₂は、中間タップを有し、その一端は、電流制限抵抗４２ａと定電圧素子４３ａの直列接続回路を介してスイッチング部１４の制御端（ゲート端子）に接続され、その他端は、電流制限抵抗４２ｂと定電圧素子４３ｂの直列接続回路を介してスイッチング部１５の制御端（ゲート端子）に接続される。また、二次巻線４１₂の中間タップは、スイッチング部１４とスイッチング部１５の接続点に接続され、その接続点とスイッチング部１４，１５の各制御端との間には、それぞれバイアス抵抗４４ａ，４４ｂが接続される。 In FIG. 5, the transformer 41 includes a primary winding 41 ₁ and a secondary winding 41 ₂ . The primary winding 41 ₁ is connected to a power supply line in the interconnection inverter device 10. Further, the secondary winding 41 ₂ has an intermediate tap, and one end thereof is connected to the control end (gate terminal) of the switching unit 14 through a series connection circuit of the current limiting resistor 42a and the constant voltage element 43a. The other end is connected to the control end (gate terminal) of the switching unit 15 through a series connection circuit of the current limiting resistor 42b and the constant voltage element 43b. The intermediate tap of the secondary winding 41 ₂ is connected to a connection point between the switching unit 14 and the switching section 15, between the respective control terminals of the connection point and the switching units 14 and 15, respectively bias resistors 44a , 44b are connected.

つぎに、図５に示す電源周波数同期制御回路１６の動作について説明する。なお、説明の容易性を確保するため、前提事項として以下の事項を仮定する。まず、商用電源１１の電最大電圧を１００Ｖとし、直流出力発生部２０の出力電圧を１０Ｖとする。また、トランス４１の一次巻線４１₁と二次巻線４１₂の巻数比は１：１とし、定電圧素子４３ａ，４３ｂの定電圧設定値は各５Ｖとする。また、スイッチング部１４，１５は各制御端に０Ｖ以上の電圧が印加された場合にゲーティングされるものとする。 Next, the operation of the power supply frequency synchronization control circuit 16 shown in FIG. 5 will be described. In order to ensure ease of explanation, the following items are assumed as prerequisites. First, the maximum power voltage of the commercial power supply 11 is set to 100V, and the output voltage of the DC output generator 20 is set to 10V. Further, the turns ratio of the primary winding 41 ₁ and the secondary winding 41 ₂ of the transformer 41 is 1: 1, and the constant voltage setting values of the constant voltage elements 43a and 43b are 5V each. The switching units 14 and 15 are gated when a voltage of 0 V or more is applied to each control terminal.

図５において、正の半サイクルにおいて、商用電源１１の出力が最大値（＋１００Ｖ）のとき、トランス４１の二次巻線４１₂の他端（スイッチング部１５の制御端に接続される側）と中間タップとの間には＋５０Ｖ程度の出力が現れるので、この出力は５Ｖの定電圧素子４３ｂを通過してスイッチング部１５をゲーティングする。一方、商用電源１１の出力が＋１０Ｖ〜０Ｖのとき、トランス４１の二次巻線４１₂の他端と中間タップとの間に現れる出力電圧は５Ｖ以下となるので、スイッチング部１５はゲーティングされない。 5, in the positive half cycle, when the output of the commercial power source 11 is equal to the maximum value (+ 100 V), and the secondary winding 41 ₂ of the other end of the transformer 41 (the side connected to the control terminal of the switching portion 15) Since an output of about + 50V appears between the intermediate taps, this output passes through the 5V constant voltage element 43b and gates the switching unit 15. On the other hand, when the output of the commercial power source 11 is + 10V～0V, the output voltage appearing between the secondary winding 41 ₂ of the other end and the intermediate tap of the transformer 41 is as follows 5V, the switching unit 15 is not gated .

また、負の半サイクルでは、商用電源１１の出力が最小値（−１００Ｖ）のとき、トランス４１の二次巻線４１₂の一端（スイッチング部１４の制御端に接続される側）と中間タップとの間には＋５０Ｖ程度の出力が現れるので、この出力は５Ｖの定電圧素子４３ａ通過してスイッチング部１４をゲーティングする。一方、商用電源１１の出力が−１０Ｖ〜０Ｖのとき、トランス４１の二次巻線４１₂の一端と中間タップとの間に現れる出力電圧は５Ｖ以下となるので、スイッチング部１４はゲーティングされない。 Further, in the negative half cycle, when the output of the commercial power source 11 is the minimum value of (-100 V), an intermediate tap between the secondary winding 41 ₂ of the one end of the transformer 41 (the side connected to the control terminal of the switching portion 14) Since an output of about +50 V appears between and, the output passes through the 5 V constant voltage element 43 a and gates the switching unit 14. On the other hand, when the output of the commercial power source 11 is -10V～0V, the output voltage appearing between the secondary winding 41 ₂ of the one end and the center tap of the transformer 41 is as follows 5V, the switching unit 14 is not gated .

上述の内容を商用電源の交流信号波形上に示すと図６のようになる。すなわち、図６は、連系インバータ装置１０のスイッチング部１４，１５の制御範囲を交流信号波形上に示した図である。同図に示す“ＯＮ”の区間のうち、＋１０Ｖ〜＋１００Ｖの範囲は、スイッチング部１５がオンとなり、スイッチング部１４はオフの状態が保持され、−１００Ｖ〜−１０Ｖの範囲は、スイッチング部１４がオンとなり、スイッチング部１５はオフの状態が保持される。また、“ＯＦＦ”の区間である−１０Ｖ〜＋１０Ｖの範囲は、スイッチング部１４，１５ともにオフの状態が保持され、あるいはオフの状態に設定される。 FIG. 6 shows the above contents on the AC signal waveform of the commercial power supply. That is, FIG. 6 is a diagram showing the control range of the switching units 14 and 15 of the interconnection inverter device 10 on the AC signal waveform. In the range of “ON” shown in the figure, the switching unit 15 is turned on in the range of + 10V to + 100V, the switching unit 14 is kept in the off state, and the range of −100V to −10V is The switching unit 15 is turned on, and the switching unit 15 is kept off. In the range of −10V to + 10V, which is the “OFF” section, the switching units 14 and 15 are both kept off or set to the off state.

なお、ここで示した＋１０Ｖ、あるいは−１０Ｖという設定電圧は、定電圧素子４３ａ，４３ｂの設定定電圧値５Ｖの２倍であり、直流出力発生部２０の出力電圧値に適合させたものである。もし、図５の構成で、直流出力発生部２０の出力電圧値が２０Ｖであり、トランス４１の一次巻線４１₁と二次巻線４１₂の巻数比が１：１であれば、定電圧素子４３ａ，４３ｂの設定定電圧値をそれぞれ１０Ｖに設定すればよい。一方、定電圧素子４３ａ，４３ｂとして５Ｖの設定定電圧値のものを用いる場合には、トランス４１の一次巻線４１₁と二次巻線４１₂の巻数比を２：１とすればよく、図５に示す電源周波数同期制御回路１６と同等の回路構成となる。 The set voltage of + 10V or −10V shown here is twice the set constant voltage value 5V of the constant voltage elements 43a and 43b, and is adapted to the output voltage value of the DC output generator 20. . If the output voltage value of the DC output generator 20 is 20V and the turns ratio of the primary winding 41 ₁ and the secondary winding 41 ₂ of the transformer 41 is 1: 1 in the configuration of FIG. What is necessary is just to set the setting constant voltage value of element 43a, 43b to 10V, respectively. On the other hand, when the constant voltage elements 43a and 43b having a constant voltage value of 5V are used, the turns ratio of the primary winding 41 ₁ and the secondary winding 41 ₂ of the transformer 41 may be 2: 1. The circuit configuration is the same as that of the power frequency synchronization control circuit 16 shown in FIG.

図７は、図５に示す電源周波数同期制御回路１６を備えた連系インバータ装置回路の各サイクルにおける各スイッチング部に対する制御信号を示すタイムチャートである。なお、スイッチング部１４，１５の制御状態については、上述した内容と重複するので説明を省略する。 FIG. 7 is a time chart showing control signals for each switching unit in each cycle of the interconnected inverter device circuit including the power supply frequency synchronization control circuit 16 shown in FIG. In addition, about the control state of the switching parts 14 and 15, since it overlaps with the content mentioned above, description is abbreviate | omitted.

図１において、実施の形態１の制御態様の場合には、正の半サイクル時にスイッチング部１５がオンの状態に設定されているので、電源ラインの一端側の電圧値が直流出力発生部２０の出力電圧値よりも低いときに、チョッパコイル２１→ダイオード３４→スイッチング部１７→商用電源１１→スイッチング部１５→直流出力発生部２０のルートで流れる電流路が存在するため、スイッチング部１７をオンに設定する時間をチョッパコイル２１を通じて負荷に流す間に限定するようにしていた。しかしながら、この実施の形態では、図７に示すように、電源ラインの一端側の電圧値が直流出力発生部２０の出力電圧値よりも低いとき、すなわち、電源電圧値が０Ｖ〜＋１０Ｖの間において、スイッチング部１５がオフとなるように制御しているので、上述のような懸念は生じない。したがって、スイッチング部１７をオンに設定する時間を制限する必要はなく、正の半サイクルにおいて常時オンに設定することができる。このことは、負の半サイクルにおいても同様であり、電源ラインの他端側の電圧値が直流出力発生部２０の出力電圧値よりも低いとき、すなわち、電源電圧値が−１０Ｖ〜０Ｖの間において、スイッチング部１４がオフとなるように制御することで、スイッチング部１８が常時オンとなるように制御することができる。 In FIG. 1, in the case of the control mode of the first embodiment, the switching unit 15 is set to the on state during the positive half cycle, so that the voltage value at one end of the power supply line is When the output voltage value is lower than the output voltage value, there is a current path flowing through the route of the chopper coil 21 → the diode 34 → the switching unit 17 → the commercial power supply 11 → the switching unit 15 → the DC output generation unit 20. The time to be set is limited to flow through the chopper coil 21 to the load. However, in this embodiment, as shown in FIG. 7, when the voltage value at one end of the power supply line is lower than the output voltage value of the DC output generator 20, that is, when the power supply voltage value is between 0V and + 10V. Since the switching unit 15 is controlled to be turned off, the above-described concern does not occur. Therefore, it is not necessary to limit the time for setting the switching unit 17 to ON, and it can be always set to ON in the positive half cycle. This also applies to the negative half cycle, and when the voltage value on the other end side of the power supply line is lower than the output voltage value of the DC output generator 20, that is, the power supply voltage value is between -10V to 0V. In the above, by controlling the switching unit 14 to be turned off, the switching unit 18 can be controlled to be always turned on.

以上説明したように、この実施の形態の連系インバータ装置によれば、チョッパコイルに蓄積された電磁エネルギーを電源周波数に同期して負荷に供給するとともに、スイッチング制御回数を削減するようにしていうるで、実施の形態１の効果に加えて、電力消費効率が増大するという効果を奏する。 As described above, according to the interconnection inverter device of this embodiment, the electromagnetic energy accumulated in the chopper coil can be supplied to the load in synchronization with the power supply frequency, and the number of times of switching control can be reduced. Thus, in addition to the effect of the first embodiment, there is an effect that the power consumption efficiency is increased.

以上のように、本発明にかかる連系インバータ装置は、簡易な構成で系統連系できるインバータ装置として有用であり、また、系統連系システム全体の安定度を損なわない系統連系装置として大きく貢献できる。 As described above, the interconnection inverter device according to the present invention is useful as an inverter device capable of grid interconnection with a simple configuration, and greatly contributes as a grid interconnection device that does not impair the stability of the entire grid interconnection system. it can.

本発明にかかる連系インバータ装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the interconnection inverter apparatus concerning this invention. 商用電源１１の正の半サイクルにおいてチョッパコイル２１に電磁エネルギーを蓄積させる場合の電流の流れを図１に示す回路上に示した図である。FIG. 2 is a diagram showing the current flow on the circuit shown in FIG. 1 when electromagnetic energy is accumulated in the chopper coil 21 in the positive half cycle of the commercial power supply 11. 商用電源１１の正の半サイクルにおいてチョッパコイル２１に蓄積された電磁エネルギーを負荷に流す場合の電流の流れを図１に示す回路上に示した図である。It is the figure which showed the flow of the electric current in the case of flowing the electromagnetic energy accumulate | stored in the chopper coil 21 to the load in the positive half cycle of the commercial power supply 11 on the circuit shown in FIG. 図１に示した連系インバータ装置回路の各サイクルにおける各スイッチング部に対する制御信号を示すタイムチャートである。It is a time chart which shows the control signal with respect to each switching part in each cycle of the interconnection inverter apparatus circuit shown in FIG. 本発明の実施の形態２にかかる連系インバータ装置に備えられる電源周波数同期制御回路１６の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the power supply frequency synchronous control circuit 16 with which the interconnection inverter apparatus concerning Embodiment 2 of this invention is equipped. 連系インバータ装置１０のスイッチング部１４，１５の制御範囲を交流信号波形上に示した図である。It is the figure which showed the control range of the switching parts 14 and 15 of the interconnection inverter apparatus 10 on the alternating current signal waveform. 図５に示す電源周波数同期制御回路１６を備えた連系インバータ装置回路の各サイクルにおける各スイッチング部に対する制御信号を示すタイムチャートである。It is a time chart which shows the control signal with respect to each switching part in each cycle of the interconnection inverter circuit provided with the power supply frequency synchronous control circuit 16 shown in FIG.

Explanation of symbols

１０連系インバータ装置
１１商用電源
１２負荷
１４，１５，１７，１８スイッチング部
１６電源周波数同期制御回路
１９ＰＷＭ制御回路
２０直流出力発生部
２１チョッパコイル
３４，３６ダイオード
４１トランス
４１₁ 一次巻線
４１₂ 二次巻線
４２ａ，４２ｂ電流制限抵抗
４３ａ，４３ｂ定電圧素子
４４ａ，４４ｂバイアス抵抗 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Interconnection inverter apparatus 11 Commercial power supply 12 Load 14, 15, 17, 18 Switching part 16 Power supply frequency synchronous control circuit 19 PWM control circuit 20 DC output generation part 21 Chopper coil 34, 36 Diode 41 Transformer 41 ₁ Primary winding 41 ₂ Secondary winding 42a, 42b Current limiting resistor 43a, 43b Constant voltage element 44a, 44b Bias resistor

Claims

A first switching element and a second switching element connected in parallel to each other and connected in series to a transmission line for supplying an alternating current power to a load;
A third switching element connected in parallel to the transmission line and connected in series with each other, a first rectifying element, a fourth switching element and a second rectifying element;
A connection point of the first switching element and the second switching element, a connection point of a series circuit of the third switching element and the first rectifying element, and a series circuit of the fourth switching element and the second rectifying element; DC power supply and inductor connected in series between
Detecting means for detecting a voltage phase of the transmission line;
Have
The first rectifier element is configured to generate a current flowing through the first rectifier element when a potential of an end connected to one side of the transmission line of the first rectifier element is lower than a potential of one line of the transmission line. Shut off,
The second rectifying element has a current flowing through the second rectifying element when the potential of the end connected to the other side of the transmission line of the second rectifying element is lower than the potential of the other line of the transmission line. Shut off,
When the detection means detects that the voltage phase of one line of the transmission line is positive,
By turning on the second switching element and alternately turning on / off the third switching element and the fourth switching element, a positive potential is output to one line of the transmission line,
When the detection means detects that the voltage phase of one line of the transmission line is negative,
A negative potential is output to one line of the transmission line by turning on the first switching element and alternately turning on / off the third switching element and the fourth switching element. Connected inverter device.

A first switching element and a second switching element connected in parallel to each other and connected in series to a transmission line for supplying an alternating current power to a load;
A third switching element connected in parallel to the transmission line and connected in series with each other, a first rectifying element, a fourth switching element and a second rectifying element;
A connection point of the first switching element and the second switching element; a connection point of a series circuit of the third switching element and the first rectifying element; and a series circuit of the fourth switching element and the second rectifying element; DC power supply and inductor connected in series between
Detecting means for detecting a voltage phase and a voltage value of the transmission line;
Have
The first rectifier element is configured to generate a current flowing through the first rectifier element when a potential of an end connected to one side of the transmission line of the first rectifier element is lower than a potential of one line of the transmission line. Shut off,
The second rectifying element has a current flowing through the second rectifying element when the potential of the end connected to the other side of the transmission line of the second rectifying element is lower than the potential of the other line of the transmission line. Shut off,
When the detection means detects that the voltage phase of one line of the transmission line is positive, the third switching element is turned on and the fourth switching element is turned on / off. When the detection means detects that the voltage value of one line of the transmission line satisfies a specified value, a positive potential is applied to one line of the transmission line by turning on the second switching element. Output,
When the detection means detects that the voltage phase of one line of the transmission line is negative, the fourth switching element is on-controlled and the third switching element is on-off controlled, and When the detection means detects that the voltage value of one line of the transmission line satisfies a specified value, a negative potential is applied to the one line of the transmission line by turning on the first switching element. A connected inverter device that outputs .