JP3760191B2 - Sphere sensor - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、完全な球体又は半球体若しくは部分球体あるいはその他の曲面形状の外形を有し、外部から加えられた運動を転がり運動又は揺れ運動に転換して、又は傾きとして受け、該外部から加えられた運動の検知を行うようにした、新規な球体センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来知られた位置センサは、直線位置を検出するリニアセンサ、回転位置を検出する回転センサなどである。検出方式としては、電磁誘導式や光学式などいくつかの方式があるが、光学式には検出分解能に限度がある。例えば、パーソナルコンピュータのカーソル指示装置としてマウスが知られているが、従来のマウスは、全方向回転子の回転運動をＸ軸とＹ軸の成分に分離し、Ｘ軸とＹ軸に夫々光学式のインクリメンタルパルスエンコーダを取付けて構成されている。しかし、光学式のインクリメンタルパルスエンコーダの検出分解能には限度があるため、移動距離に対する発生パルス数を多くとることができず、長い距離のカーソル移動操作が面倒であった。これに対して、電磁誘導式のセンサにおいては、位相差カウント等の回路処理を用いることにより、電気処理的に検出分解能を精密にすることができる。しかし、従来の誘導式回転センサにおいては、装置の小型化が不十分であったため、これをＸ，Ｙの２軸設けて装置を構成するとなると、大型となってしまい、とても、マウスのようなコンパクトな指示装置を構成することができなかった。
【０００３】
ところで、従来知られた誘導型位置検出装置には、直線位置検出装置としては差動トランスがあり、回転位置検出装置としてはレゾルバがある。差動トランスは、１つの１次巻線を１相で励磁し、差動接続された２つの２次巻線の各配置位置において検出対象位置に連動する鉄心コアの直線位置に応じて差動的に変化するリラクタンスを生ぜしめ、その結果として得られる１相の誘導出力交流信号の電圧振幅レベルが鉄心コアの直線位置を示すようにしたものである。レゾルバは、複数の１次巻線を１相で励磁し、サイン相取り出し用の２次巻線からサイン相の振幅関数特性を示す出力交流信号を取り出し、コサイン相取り出し用の２次巻線からコサイン相の振幅関数特性を示す出力交流信号を取り出すようにしたものである。この２相のレゾルバ出力は公知のＲ／Ｄコンバータといわれる変換回路を用いて処理し、検出した回転位置に対応する位相値をディジタル的に測定することができる。
また、サイン相とコサイン相のような複数相の交流信号によって複数の１次巻線を夫々励磁し、検出対象直線位置又は回転位置に応じて該交流信号を電気的に位相シフトした出力交流信号を出力し、この出力交流信号の電気的位相シフト量を測定することにより、検出対象直線位置又は回転位置をディジタル的に測定する技術も知られている（例えば、特開昭４９−１０７７５８号、特開昭５３−１０６０６５号、特開昭５５−１３８９１号、実公平１−２５２８６号など）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来知られた誘導型位置検出装置は、すべて、所定のガイド又は軸に沿う直線位置または回転位置を測定するものであり、外部から加わる任意のフリーな動きを検知することはできなかった。
一般に、誘導型位置検出装置は、構造的に非接触であり、また、コイルと鉄片等の簡単な構成により、簡便かつ安価に製造することができるので、これを、外部から加わる任意のフリーな動きを検知する装置として構成することができれば、広い応用・用途が見込まれる。例えば、１つの操作子のＸ−Ｙ方向の２軸的動きを検出する装置として構成することができれば、マウスのような既存の２軸操作子に代替し得る簡易な構成の操作子を提供することができるし、その他従来はなかった応用・用途が考えられる。
本発明は上述の点に鑑みてなされたもので、外部から加わる任意のフリーな動きを検知し得るようにした、誘導型の新規な球体センサを提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る球体センサは、曲面形状の下面を少なくとも有する非磁性体からなる球体又は部分球体形状のケースと、該ケース内において重力に従って移動自在に収納された磁気応答部材と、前記ケースの少なくとも前記下面において所定の配置で設置され、前記磁気応答部材の相対的位置に応答した誘導出力信号を生じるコイル部とを備え、前記ケースに外部より加えられる動きに応じて該ケースを転動又は揺動又は傾斜させ、このケースの動きに応じて前記磁気応答部材が該ケース内で相対的に変位し、この変位に応じて前記コイル部に生じる誘導出力信号が変化し、前記外部より加えられる動きに応じた前記ケースの変位を検知することを特徴とする球体センサであって、前記コイル部は、第１の方向に沿って配置された複数の極を構成する第１のコイルグループと、前記第１の方向に直交する第２の方向に沿って配置された複数の極を構成する第２のコイルグループとで構成され、前記第１のコイルグループは、前記第１の方向に沿う前記磁気応答部材の相対的位置に関してサイン相、コサイン相、マイナスサイン相及びマイナスコサイン相の特性を示す４極のコイルで構成され、サイン相とマイナスサイン相の出力を差動合成してサイン相の位置検出信号を生成し、コサイン相とマイナスコサイン相の出力を差動合成してコサイン相の位置検出信号を生成し、更に、これらのサイン相及びコサイン相の位置検出信号に基づき前記磁気応答部材の相対的位置に応じたＸ軸成分位置検出信号を生成する回路を該第１のコイルグループに対応して具備し、前記第２のコイルグループは、前記第２の方向に沿う前記磁気応答部材の相対的位置に関してサイン相、コサイン相、マイナスサイン相及びマイナスコサイン相の特性を示す４極のコイルで構成され、サイン相とマイナスサイン相の出力を差動合成してサイン相の位置検出信号を生成し、コサイン相とマイナスコサイン相の出力を差動合成してコサイン相の位置検出信号を生成し、更に、これらのサイン相及びコサイン相の位置検出信号に基づき前記磁気応答部材の相対的位置に応じたＹ軸成分位置検出信号を生成する回路を該第２のコイルグループに対応して具備することを特徴とする。
【０００６】
少なくともケースの下面が曲面形状を成しており、少なくともこの下面においてコイル部が所定の配置で設置されており、ケースと共に動く。ケースに外部より加えられる動きに応じて該ケースが転動又は揺動又は傾斜し、外部から加わる任意のフリーな動きに応答して前記コイル部配置面が該ケースの動きと共に転動又は揺動又は傾斜する。このケースの内部には重力に従って移動自在に磁気応答部材が収納されており、該磁気応答部材は常に重力方向を指向するので、ケースの動きに応じて該磁気応答部材が、該ケース内で相対的に動き、該ケース下面に配置されたコイル部に対して相対的に変位することになる。この磁気応答部材とコイル部との位置関係の変化に応じてコイル部に生じる誘導出力信号が変化し、外部より加えられる動きに応じた前記ケースの変位が検知される。
【０００７】
本発明の球体センサに対する外力の与え方は、使用目的に応じて、任意に設定してよい。例えば、テーブル等の任意の水平面の上に、この球体センサを、前記ケースの下面を下にして、置く。この場合、人の手等によってケースに対して直接外力を加えて、該ケースを転動又は揺動させる。これによって、人の手による操作量を検知するための新規な装置として、本発明の球体センサを利用することができる。あるいは、この球体センサを振り子状に吊るして、振動検知等の目的で応用するようにしてもよい。あるいは、この球体センサを対象物に固定して設置し、該対象物の傾きに応じて前記ケースが傾くことに基づき、傾斜検知の目的で応用するようにしてもよい。また、一瞬の振動又は傾斜の振れ幅は、加速度に対応しているので、車両等に搭載して傾斜計及び／又は加速度計として応用できる。
【０００８】
前記ケースは全体が完全な球体からなっていてもよいし、あるいは、半球体若しくは部分球体からなっていてもよい。また、完全な球に限らず、楕円球等であってもよく、また、部分的に（すなわち少なくとも下面において）曲面を形成していればよい。
前記磁気応答部材は、固形状の球体からなるものであってよい。あるいは、磁性流体からなるものであってもよい。あるいは、磁性粉体からなるものであってもよい。あるいは、固体の磁気応答部材と磁性流体又は磁性粉体の両方を含むものであってもよい。
【０００９】
本発明によれば、前記コイル部は、第１の方向に沿って配置された複数の極を構成する第１のコイルグループと、前記第１の方向に直交する第２の方向に沿って配置された複数の極を構成する第２のコイルグループとで構成され、前記第１のコイルグループは、前記第１の方向に沿う前記磁気応答部材の相対的位置に関してサイン相、コサイン相、マイナスサイン相及びマイナスコサイン相の特性を示す４極のコイルで構成され、サイン相とマイナスサイン相の出力を差動合成してサイン相の位置検出信号を生成し、コサイン相とマイナスコサイン相の出力を差動合成してコサイン相の位置検出信号を生成し、更に、これらのサイン相及びコサイン相の位置検出信号に基づき前記磁気応答部材の相対的位置に応じたＸ軸成分位置検出信号を生成する回路を該第１のコイルグループに対応して具備し、前記第２のコイルグループは、前記第２の方向に沿う前記磁気応答部材の相対的位置に関してサイン相、コサイン相、マイナスサイン相及びマイナスコサイン相の特性を示す４極のコイルで構成され、サイン相とマイナスサイン相の出力を差動合成してサイン相の位置検出信号を生成し、コサイン相とマイナスコサイン相の出力を差動合成してコサイン相の位置検出信号を生成し、更に、これらのサイン相及びコサイン相の位置検出信号に基づき前記磁気応答部材の相対的位置に応じたＹ軸成分位置検出信号を生成する回路を該第２のコイルグループに対応して具備することを特徴とする。これにより、ケースの転動又は揺動をＸ軸成分とＹ軸成分に分解して検出することができるので、本発明に係る１つの球体センサによって、全方向に関する（ただし垂直方向は除く）外部から加わる任意のフリーな動きを検知することができる。
また、このような球体センサを使用して、該球体センサから出力される前記Ｘ軸成分位置検出信号とＹ軸成分位置検出信号とに基づきカーソルＸ軸駆動信号とカーソルＹ軸駆動信号を形成する回路を具備すれば、新規なマウスを提供することができる。このような球体又は部分球体形状の下面を持つマウスを使用することにより、テーブル等の任意の平面を持つ場所で、手軽に手で転がして、カーソル操作を行うことができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照してこの発明の実施の形態を詳細に説明しよう。
図１の（ａ）は本発明に係る球体センサの一例を示す外観斜視図、（ｂ）はその内部に収納される磁気応答部材３の一例を示す外観斜視図、（ｃ）はケース１の下面に配置されるコイル部２のコイル（極）配置の一例を示す展開図、である。
図１において、ケース１は、外形が完全な球体形状を成しており、また、その内部空間も完全な球状のスペースを有しており、プラスチック又はステンレスのような非磁性体からなる。このケース１内においては、磁気応答部材３として、（ｂ）に示すような鉄等の磁性体からなる鋼球３ａが収納されており、該鋼球３ａは、重力に従ってケース１内で移動自在である。
【００１１】
ケース１の外側の下面には１又は複数のコイルからなるコイル部２が取り付けられる。コイル部２の各コイルは、巻き軸方向がケース１の面に直交する方向であり、かつ、ケース１の転動を妨げないような薄型のものである。勿論、コイル部２は、薄型のコイルをケース１の外側に貼り付けて、更にその上から非磁性物質でモールド等して、表面が滑らかになるようにして、ケース１の滑らかな転動を確保し得るように、適宜、製造・加工してよいものである。しかし、その点は設計事項であるから特に説明しない。なお、コイル部２は、ケース１の外側ではなく、内側に貼り付けてもよい。その場合も、その上から非磁性物質でモールド等して、表面が滑らかになるようにして、鋼球３ａの滑らかな転動を確保するようにするものとする。なお、ケース１は完全な球体であっても、半分割等ができるようになっていて、内部への磁気応答部材３（鋼球３ａ）の収納等の製造作業に便ならしめるようにすることは、設計上適宜なされる。
【００１２】
コイル部２における個別コイル配置及び接続並びに励磁の態様は、採用しようとする検出原理に従って、適宜、設計してよい。
図１（ｃ）に示すコイル部２のコイル配置は、レゾルバタイプの位置検出原理に従って構成した例を示す。
図１（ｃ）において、コイル部２は、第１の方向（便宜的にＸ軸方向という）に沿って配置された複数の極を含んでいて、各極は１次及び２次コイルによる電磁誘導結合部を有している第１の検出コイル部２Ｘと、前記第１の方向に直交する第２の方向（便宜的にＹ軸方向という）に沿って配置された複数の極を含んでいて、各極は１次及び２次コイルによる電磁誘導結合を有している第２の検出コイル部２Ｙとを具備している。
【００１３】
第１の検出コイル部２Ｘは、Ｘ軸方向に等間隔で配置された４つの極を含み、各極は少なくとも２次コイル２１，２２，２３，２４を有している。すなわち、ケース１の曲面に沿ってＸ軸方向に等間隔で配置された４つの少なくとも２次コイル２１，２２，２３，２４と図示していない１次コイルとによって第１の検出コイル部２Ｘが構成される。同様に、第２の検出コイル部２Ｙは、Ｙ軸方向に等間隔で配置された４つの極を含み、各極は少なくとも２次コイル２５，２６，２７，２８を有しており、かつ、図示していない１次コイルを含んでいる。第１の検出コイル部２Ｘの極配列（２次コイル２１〜２４の配列）と第２の検出コイル部２Ｙの極配列（２次コイル２５〜２８の配列）とは、ケース１の曲面上において図示のように交差している。
【００１４】
なお、１次コイルの配置については特に図示しないが、該１次コイルによって励起した磁界を対応する各２次コイルに及ぼすことができるような配置であれば適宜の配置であってよい。例えば、個々の２次コイルに対応して同じ位置に重複して個別の１次コイルをそれぞれ設けるようにしてもよいし、あるいは、ケース１の適宜の範囲ですべての２次コイルを包囲するように１個の１次コイルを設けてもよいし、あるいは、いくつかのグループに分けて複数の２次コイルを包囲するように複数の１次コイルを設けてもよい。いずれの場合においても、レゾルバタイプの位置検出原理に従う場合、あるいは後述の差動変圧器原理に従う場合、すべての１次コイルが同相（１相）の交流信号で励磁される。
【００１５】
ケース１内に収納された磁気応答部材３は、各検出コイル部２Ｘ，２Ｙにおけるそれぞれの各２次コイルに対する近接位置関係に応じて、該２次コイルと対応する１次コイルとの間の磁気結合（すなわち電磁誘導結合）を変化させる。その近接位置関係に応じた出力信号が各検出コイル部２Ｘ，２Ｙからそれぞれ出力される。従って、各検出コイル部２Ｘ，２Ｙの出力に基づき、磁気応答部材３の相対的位置に応じたＸ軸成分位置検出信号とＹ軸成分位置検出信号とを得ることができる。なお、磁気応答部材３としての鋼球３ａのサイズ（直径）は、各２次コイルの配置間隔と同様に、レゾルバタイプの位置検出原理に従って適切に設計してよい。例えば図示の例では、磁気応答部材３すなわち鋼球３ａは、隣合う２つの２次コイル２１，２２の配置範囲にほぼ対応する直径を有するように描かれているが、これに限らず、直径寸法の適量の減少又は増加が設計上可能である。
【００１６】
レゾルバタイプの位置検出原理について、第１の検出コイル部２Ｘを例にして説明すると、鋼球３ａの各２次コイル２１〜２４に対する対応位置が変化することにより、１次コイルと各２次コイル２１〜２４間の磁気結合が該Ｘ軸成分位置に応じて変化され、これにより、該Ｘ軸成分位置に応じて振幅変調された誘導出力交流信号が、各２次コイル２１〜２４の配置のずれに応じて異なる振幅関数特性で、各２次コイル２１〜２４に誘起される。各２次コイル２１〜２４に誘起される各誘導出力交流信号は、１次コイルが１相の交流信号によって共通に励磁されるが故に、その電気的位相が同相であり、その振幅関数が鋼球３ａの各２次コイルに対する接近または遠ざかりに従ってそれぞれ変化する。
【００１７】
レゾルバ原理を採用する場合は、検出コイル部２Ｘにおける４つの２次コイル２１〜２４に生じる誘導出力交流信号の振幅関数が、サイン関数（図でｓを付記する）、コサイン関数（図でｃを付記する）、マイナス・サイン関数（図で／ｓ（ｓバー）を付記する）、マイナス・コサイン関数（図で／ｃ（ｃバー）を付記する）、にそれぞれ相当するものとなるように、各２次コイル２１〜２４の配置間隔と磁気応答部材３（すなわち鋼球３ａ）のサイズを、設定する。種々の条件によって、各コイルの配置は微妙に変わり得るし、磁気応答部材３（鋼球３ａ）のサイズも変わりうるので、希望の関数特性が得られるように各コイル配置を適宜調整したり、あるいは２次出力レベルを電気的増幅によって調整することにより、希望の振幅関数特性が最終的に得られるようにすることができる。従って、各２次コイル２１〜２４の配置と磁気応答部材３（鋼球３ａ）のサイズは重要ではあるが、絶対的精度を要求されるわけではなく、設計上適宜に設定若しくは変更できる。
第２の検出コイル部２Ｙについても同様であり、４つの２次コイル２５〜２８に生じる誘導出力交流信号の振幅関数が、サイン関数（ｓ）、コサイン関数（ｃ）、マイナス・サイン関数（／ｓ）、マイナス・コサイン関数（／ｃ）、にそれぞれ相当するものとなるように、配置されている。
なお、明細書中では、表記の都合上、反転を示すバー記号は「／（スラッシュ）」で記載するが、これは、図中のバー記号に対応している。
【００１８】
図２は、第１の検出コイル部２Ｘにおける１次及び２次コイルの回路図であり、１次コイルには共通の励磁交流信号（説明の便宜上、sinωｔで示す）が印加される。この１次コイルの励磁に応じて、鋼球３ａのＸ軸成分位置に応じた振幅値を持つ交流信号が各２次コイル２１〜２４に誘導される。夫々の誘導電圧レベルは該Ｘ軸成分位置に対応して２相の関数特性sinθ，cosθ及びその逆相の関数特性−sinθ，−cosθを示す。すなわち、各２次コイル２１〜２４の誘導出力信号は、該Ｘ軸成分位置に対応して２相の関数特性sinθ，cosθ及びその逆相の関数特性−sinθ，−cosθで振幅変調された状態で夫々出力される。なお、θは該Ｘ軸成分位置に比例しており、例えば、θ＝２π（ｘ／ｐ）のような関係である。ここで、ｘはＸ軸成分位置、ｐは上記関数の１周期に相当する長さである。説明の便宜上、コイルの巻数等、その他の条件に従う係数は省略し、２次コイル２１をサイン相として、その出力信号を「sinθ・sinωｔ」で示し、２次コイル２２をコサイン相として、その出力信号を「cosθ・sinωｔ」で示す。また、２次コイル２３をマイナス・サイン相として、その出力信号を「−sinθ・sinωｔ」で示し、２次コイル２４をマイナス・コサイン相として、その出力信号を「−cosθ・sinωｔ」で示す。サイン相とマイナス・サイン相の誘導出力を差動的に合成することによりサイン関数の振幅関数を持つ第１の出力交流信号Ａ（＝２sinθ・sinωｔ）が得られる。また、コサイン相とマイナス・コサイン相の誘導出力を差動的に合成することによりコサイン関数の振幅関数を持つ第２の出力交流信号Ｂ（＝２cosθ・sinωｔ）が得られる。なお、表現の簡略化のために、係数「２」を省略して、以下では、第１の出力交流信号Ａを「sinθ・sinωｔ」で表わし、第２の出力交流信号Ｂを「cosθ・sinωｔ」で表わす。
【００１９】
こうして、Ｘ軸成分位置ｘに対応する第１の関数値sinθを振幅値として持つ第１の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔと、同じＸ軸成分位置ｘに対応する第２の関数値cosθを振幅値として持つ第２の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが出力される。このような巻線構成によれば、回転型位置検出装置として従来知られたレゾルバにおいて得られるのと同様の、同相交流であって２相の振幅関数を持つ２つの出力交流信号Ａ，Ｂ（サイン出力とコサイン出力）を第１の検出コイル部２Ｘにおいて得ることができることが理解できる。
この第１の検出コイル部２Ｘから出力される２相の出力交流信号（Ａ＝sinθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔ）は、従来知られたレゾルバの出力と同様の使い方をすることができる。例えば、図２に示すように、検出コイル部２Ｘの出力交流信号Ａ，Ｂを適切なディジタル位相検出回路４０に入力し、前記サイン関数sinθとコサイン関数cosθの位相値θをディジタル位相検出方式によって検出し、Ｘ軸成分位置ｘのディジタルデータＤｘを得るようにすることができる。ディジタル位相検出回路４０で採用するディジタル位相検出方式としては、公知のＲ−Ｄ（レゾルバ−ディジタル）コンバータを適用してもよいし、本発明者らによって開発済の新方式を採用してもよい。
【００２０】
第２の検出コイル部２Ｙについても、図２と同様に１次及び２次コイル回路を構成し、Ｙ軸成分位置を示すレゾルバタイプの２相出力交流信号を出力するようにすることができる。そして、上記と同様に、ディジタル位相検出方式を採用することにより、Ｙ軸成分位置を示すディジタルデータＤｙを得るようにすることができる。こうして、第１の検出コイル部２Ｘと第２の検出コイル部２Ｙからそれぞれ得られるＸ軸成分位置とＹ軸成分位置のデータＤｘ，Ｄｙの組合せにより、ケース１に対して外部から加えられた運動の変位量を全方向について検知する（ただし垂直方向は除く）データを得ることができる。
【００２１】
コイル部２のコイル配置は、上記例に限らず、適宜に変形可能である。
例えば、図３（ａ）は、第１及び第２の検出コイル部２Ｘ，２Ｙの各極毎の２次コイル２１’〜２４’及び２５’〜２８’を扇状に配置した例を示す。ダッシュ符号を付した各２次コイル２１’〜２４’及び２５’〜２８’は、図１（ｃ）におけるダッシュ符号を付していない同一符号の２次コイル２１〜２４及び２５〜２８に対応しており、同様の技術的意義を持っている。図１（ｃ）の配置と異なる点は、各２次コイル２１’〜２４’及び２５’〜２８’が図示のような扇状の配置からなっている点である。このような各極の扇状の配置は、例えば２次コイル２１’の極（第１の検出コイル部２Ｘのサイン極）について示すと、図３（ｂ）に示すように１つの２次コイルを所定の扇状に巻回して構成してもよいし、図３（ｃ）に示すように複数の２次コイルを所定の扇状に並べて構成してもよい。図３（ｃ）のように複数の２次コイルによって１つの極を構成する場合は、前述と同様に、これらの同相の２次コイルを直列接続して当該極についての１つの出力信号を生じるようにする。
図４は、第１及び第２の検出コイル部２Ｘ，２Ｙの各極毎の２次コイル２１'’〜２４'’及び２５'’〜２８'’を半円状に配置し、第１及び第２の検出コイル部２Ｘ，２Ｙを２層に積み重ねた例を示す。
【００２２】
また、コイル部２における１次及び２次コイルの数並びに相数（又は極数）も図示のものに限らず、公知の誘導型位置検出装置の構成に準じて適宜に設計変更可能である。例えば、サイン相とコサイン相のレゾルバタイプ出力を生じる構成に限らず、１２０度づつ位相のずれた３相のシンクロタイプ出力を生じるような構成、あるいはその田適宜の構成であってよい。
なお、コイル部２のコイル配置は、ケース１の下面に限らず、全面にわたって設けるようにしてもよい。その場合、例えば、球体のケース１の１つの半球を上記のような１組の第１及び第２の検出コイル部２Ｘ，２Ｙによって分担し、もう１つの半球を上記のような別の１組の第１及び第２の検出コイル部２Ｘ，２Ｙによって分担する、というような配置が可能である。勿論、その他の配置も適宜設計上可能である。そのように、完全な球からなるケース１の全面にわたって適宜の配置でコイル部２を設けるようにすれば、ケース１をコロコロと１回転以上転動させるような使い方の場合でも、全回転にわたって検出出力を得ることができる。これに対して、図示の各例に示すようにケース１の下面に対応してコイル部２を配置した場合は、磁気応答部材３（鋼球３ａ）がコイル部２に対応する範囲から外れると検出不能になるので、検出可能範囲が限られてくる。その場合は、ケース１を所定範囲内で揺動させるような運動の検出あるいは傾斜の検出に、本発明の球体状センサを使用することができる。
【００２３】
また、ケース１の形状は、完全な球体に限らず、図５に示すような半球体形状又はその他の部分球体形状であってもよい。勿論、半球体形状等のケース１においては適宜の蓋でカバーするものとする。ケース１の形状は、その他、楕円球体若しくは部分的に曲面を有する形状等であってよい。
【００２４】
また、磁気応答部材３の形状は、上記実施例のような球体３ａに限らず、図６（ａ）に示すような部分球（又は部分円）３ｂであってもよい。また、その材質も、鉄等の磁性体に限らず、銅のような良導電体であってもよい。良導電体を磁気応答部材３として使用した場合は渦電流損によって磁気抵抗変化が得られ、１次及び２次コイル間の結合係数が変化されることは既に知られている。また、磁性体と良導電体の組合せによって、相補的に磁気結合係数の変化率を高めて検出感度を向上させることも知られているので、これを採用してもよい。
また、磁気応答部材３としては、固定形状の物体に限らず、非固定形状の物体（流体又は粉体）であってもよい。図６（ｂ）は、磁気応答部材３として適量の磁性流体３ｃを収納した例を示す。図６（ｃ）は、磁気応答部材３として適量の磁性粉体３ｄを収納した例を示す。この場合、細かな粉体３ｄに限らず、砂鉄のような粒体であってもよい。図６（ｄ）は、磁気応答部材３として、鋼球３ａと適量の磁性流体３ｃ（又は粉体又は粒体）の組み合わせを使用する例を示す。図６（ｄ）のようなハイブリッドタイプは、検出出力信号のＳ／Ｎ比を向上させることができると共に、出力信号変化を滑らかにすることができる。別の例として、ケース１内を非磁性の粘性流体で満たし、その中に鋼球２ａを収納して、急激な動きに対して緩衝作用をもたせるようにしてもよい。
【００２５】
本発明の球体状センサに対する外力の与え方は、使用目的に応じて、任意に設定してよい。図７はいくつかの使用例を略示するもので、（ａ）は、テーブル等の任意の水平面１１の上に、この球体状センサを、ケース１の下面（つまりコイル部２を配置した面）を下にして、置く。この場合、人の手等によってケース１に対して直接外力を加えて、該ケース１を転動又は揺動させる。これによって、人の手による操作量を検知するための新規な装置として、本発明の球体状センサを利用することができる。（ｂ）は、この球体状センサを振り子状に吊るして、振動検知等の目的で応用するようにした例を示す。（ｃ）は、この球体状センサを対象物１２に固定して設置し、該対象物１２の傾きに応じてケース１が傾くことに基づき、傾斜検知の目的で応用するようにした例を示す。また、一瞬の振動又は傾斜の振れ幅は、加速度に対応しているので、対象物１２として車両等に搭載して傾斜計及び／又は加速度計としても応用できる。
【００２６】
ケース１が図１のような全球型からなるもの、あるいは図５のような半球（又は部分球）型からなるもの、などいずれのタイプのものを使用する場合でも、上記実施例に示したような第１及び第２の検出コイル部２Ｘ，２Ｙを設けて２方向位置検出可能とすれば、球体状マウスとして使用することができる。すなわち、ケース１をテーブル上に置いて、手で任意の方向に転動させる。これに応じて第１及び第２の検出コイル部２Ｘ，２ＹからＸ軸位置成分及びＹ軸位置成分の移動量に対応する出力信号が夫々得られ、この出力信号を前述のディジタル位相検出回路４０で処理することにより、Ｘ軸位置成分及びＹ軸位置成分の位置データＤｘ，Ｄｙが得られる。この位置データＤｘ，Ｄｙは複数ビットのアブソリュート値であるため、これを例えば図８に示すような変位検出／インクリメンタルパルス形成回路８１，８２で処理し、一定の変位毎にインクリメンタルパルスＰｘ，Ｐｙを発生するようにすればよい。このインクリメンタルパルスＰｘ，Ｐｙを、カーソルのＸ，Ｙ移動を指示する信号として使用する。時間的に変化するアブソリュート位置データの入力に基づきインクリメンタルパルスを形成する回路は公知であるため、各回路８１，８２の詳細は省略する。
【００２７】
図９は、ディジタル位相検出回路４０として、公知のＲ−Ｄ（レゾルバ−ディジタル）コンバータを適用した例を示す。コイル部２の２次コイル２１〜２４から出力されるレゾルバタイプの２相の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔが、それぞれアナログ乗算器３０，３１に入力される。順次位相発生回路３２では位相角φのディジタルデータを発生し、サイン・コサイン発生回路３３から該位相角φに対応するサイン値sinφとコサイン値cosφのアナログ信号を発生する。乗算器３０では、サイン相の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔに対してサイン・コサイン発生回路３３からのコサイン値cosφを乗算し、「cosφ・sinθ・sinωｔ」を得る。もう一方の乗算器３１では、コサイン相の出力交流信号Ｂ＝cosθ・sinωｔに対してサイン・コサイン発生回路３３からのサイン値sinφを乗算し、「sinφ・cosθ・sinωｔ」を得る。引算器３４で、両乗算器３０，３１の出力信号の差を求め、この引算器３４の出力によって順次位相発生回路３２の位相発生動作を次のように制御する。すなわち、順次位相発生回路３２の発生位相角φを最初は０にリセットし、以後順次増加していき、引算器３４の出力が０になったとき増加を停止する。引算器３４の出力が０になるのは、「cosφ・sinθ・sinωｔ」＝「sinφ・cosθ・sinωｔ」が成立したときであり、すなわち、φ＝θが成立し、順次位相発生回路３２から位相角φのディジタルデータが出力交流信号Ａ，Ｂの振幅関数の位相角θのディジタル値に一致している。従って、任意のタイミングで周期的にリセットトリガを与えて順次位相発生回路３２の発生位相角φを０にリセットして、該位相角φのインクリメントを開始し、引算器３４の出力が０になったとき、該インクリメントを停止し、位相角θのディジタルデータを得る。
なお、順次位相発生回路３２をアップダウンカウンタ及びＶＣＯを含んで構成し、引算器３４の出力によってＶＣＯを駆動してアップダウンカウンタのアップ／ダウンカウント動作を制御するようにすることが知られており、その場合は、周期的なリセットトリガは不要である。
【００２８】
温度変化等によってコイル部２の１次及び２次コイルのインピーダンスが変化することにより２次出力交流信号における電気的交流位相ωｔに誤差が生じるが、上記のような位相検出回路においては、sinωｔの位相誤差は自動的に相殺されるので、好都合である。これに対して、従来知られた２相交流信号（例えばsinωｔとcosωｔ）で励磁することにより１相の出力交流信号に電気的位相シフトが生じるようにした方式では、そのような温度変化等に基づく出力位相誤差を除去することができない。
ところで、上記のような従来のＲ−Ｄコンバータからなる位相検出回路は、追従比較方式であるため、φを追従カウントするときのクロック遅れが生じ、応答性が悪い、という問題がある。
そこで、本発明者等は、以下に述べるような新規な位相検出回路を開発したので、これを使用すると好都合である。
【００２９】
図１０は、本発明に係る球体状センサにおける１軸分の検出コイル部２Ｘ（又は２Ｙ）に適用可能な新規なディジタル位相検出回路４０の一実施形態を示している。
図１０において、検出回路部４１では、カウンタ４２で所定の高速クロックパルスＣＫをカウントし、そのカウント値に基づき励磁信号発生回路４３から励磁用の交流信号（例えばｓｉｎωｔ）を発生し、コイル部２の１次コイルに与える。カウンタ４２のモジュロ数は、励磁用の交流信号の１周期に対応しており、説明の便宜上、そのカウント値の０は、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対応しているものとする。コイル部２の２次コイル２１〜２４から出力される２相の出力交流信号Ａ＝sinθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔは、検出回路部４１に入力される。
【００３０】
検出回路部４１において、第１の交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔが位相シフト回路４４に入力され、その電気的位相が所定量位相シフトされ、例えば９０度進められて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、検出回路部４１においては加算回路４５と減算回路４６とが設けられており、加算回路４５では、位相シフト回路４４から出力される上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔとコイル部１０の２次コイル２１〜２４から出力され第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが加算され、その加算出力として、Ｂ＋Ａ’＝cosθ・sinωｔ＋sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ＋θ）なる略式で表わせる第１の電気的交流信号Ｙ１が得られる。減算回路４６では、上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる第２の電気的交流信号Ｙ２が得られる。このようにして、検出対象位置（ｘ）に対応して正方向にシフトされた電気的位相角（＋θ）を持つ第１の電気的交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と、同じ前記検出対象位置（ｘ）に対応して負方向にシフトされた電気的位相角（−θ）を持つ第２の電気的交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）とが、電気的処理によって夫々得られる。
【００３１】
加算回路４５及び減算回路４６の出力信号Ｙ１，Ｙ２は、夫々ゼロクロス検出回路４７，４８に入力され、それぞれのゼロクロスが検出される。ゼロクロスの検出の仕方としては、例えば、各信号Ｙ１，Ｙ２の振幅値が負から正に変化するゼロクロスつまり０位相を検出する。各回路４７，４８で検出したゼロクロス検出パルスつまり０位相検出パルスは、ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２として、ラッチ回路４９，５０に入力される。ラッチ回路４９，５０では、カウンタ４２のカウント値を夫々のラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２のタイミングでラッチする。前述のように、カウンタ４２のモジュロ数は励磁用の交流信号の１周期に対応しており、そのカウント値の０は基準のサイン信号sinωｔの０位相に対応しているものとしたので、各ラッチ回路４９，５０にラッチしたデータＤ１，Ｄ２は、それぞれ、基準のサイン信号sinωｔに対する各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ずれに対応している。各ラッチ回路４９，５０の出力は誤差計算回路５１に入力されて、「（Ｄ１＋Ｄ２）／２」の計算が行なわれる。なお、この計算は、実際は、「Ｄ１＋Ｄ２」のバイナリデータの加算結果を１ビット下位にシフトすることで行われるようになっていてよい。
【００３２】
ここで、コイル部２と検出回路部４１間の配線ケーブル長の長短による影響や、コイル部２の各１次及び２次コイルにおいて温度変化等によるインピーダンス変化が生じていることを考慮して、その出力信号の位相変動誤差を「±ｄ」で示すと、検出回路部４１における上記各信号は次のように表わされる。
Ａ＝sinθ・sin（ωｔ±ｄ）
Ａ’＝sinθ・cos（ωｔ±ｄ）
Ｂ＝cosθ・sin（ωｔ±ｄ）
Ｙ１＝sin（ωｔ±ｄ＋θ）
Ｙ２＝sin（ωｔ±ｄ−θ）
Ｄ１＝±ｄ＋θ
Ｄ２＝±ｄ−θ
【００３３】
すなわち、各位相ずれ測定データＤ１，Ｄ２は、基準のサイン信号sinωｔを基準位相に使用して位相ずれカウントを行なうので、上記のように位相変動誤差「±ｄ」を含む値が得られてしまう。そこで、誤差計算回路５１において、「（Ｄ１＋Ｄ２）／２」の計算を行なうことにより、

Figure 0003760191
により、位相変動誤差「±ｄ」を算出することができる。
【００３４】
誤差計算回路５１で求められた位相変動誤差「±ｄ」のデータは、減算回路５２に与えられ、一方の位相ずれ測定データＤ１から減算される。すなわち、減算回路５２では、「Ｄ１−（±ｄ）」の減算が行なわれるので、
Ｄ１−（±ｄ）＝±ｄ＋θ−（±ｄ）＝θ
となり、位相変動誤差「±ｄ」を除去した正しい検出位相差θを示すディジタルデータが得られる。このように、本発明によれば、位相変動誤差「±ｄ」が相殺されて、検出対象位置ｘに対応する正しい位相差θのみが抽出されることが理解できる。
【００３５】
この点を図１１を用いて更に説明する。図１１においては、位相測定の基準となるサイン信号sinωｔと前記第１及び第２の交流信号Ｙ１，Ｙ２の０位相付近の波形を示しており、同図（ａ）は位相変動誤差がプラス（＋ｄ）の場合、（ｂ）はマイナスの場合（−ｄ）を示す。同図（ａ）の場合、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第１の信号Ｙ１の０位相は「θ＋ｄ」だけ進んでおり、これに対応する位相差検出データＤ１は「θ＋ｄ」に相当する位相差を示す。また、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第２の信号Ｙ２の０位相は「−θ＋ｄ」だけ遅れており、これに対応する位相差検出データＤ２は「−θ＋ｄ」に相当する位相差を示す。この場合、誤差計算回路５１では、
Figure 0003760191
により、位相変動誤差「＋ｄ」を算出する。そして、減算回路５２により、
Ｄ１−（＋ｄ）＝＋ｄ＋θ−（＋ｄ）＝θ
が計算され、正しい位相差θが抽出される。
【００３６】
図１１（ｂ）の場合、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第１の信号Ｙ１の０位相は「θ−ｄ」だけ進んでおり、これに対応する位相差検出データＤ１は「θ−ｄ」に相当する位相差を示す。また、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第２の信号Ｙ２の０位相は「−θ−ｄ」だけ遅れており、これに対応する位相差検出データＤ２は「−θ−ｄ」に相当する位相差を示す。この場合、誤差計算回路５１では、
Figure 0003760191
により、位相変動誤差「−ｄ」を算出する。そして、減算回路５２により、
Ｄ１−（−ｄ）＝−ｄ＋θ−（−ｄ）＝θ
が計算され、正しい位相差θが抽出される。
なお、減算回路５２では。「Ｄ２−（±ｄ）」の減算を行なうようにしてもよく、原理的には上記と同様に正しい位相差θを反映するデータ（−θ）が得られることが理解できるであろう。
【００３７】
また、図１１からも理解できるように、第１の信号Ｙ１と第２の信号Ｙ２との間の電気的位相差は２θであり、常に、両者における位相変動誤差「±ｄ」を相殺した正確な位相差θの２倍値を示していることになる。従って、図１０におけるラッチ回路４９，５０及び誤差計算回路５１及び減算回路５２等を含む回路部分の構成を、信号Ｙ１，Ｙ２の電気的位相差２θをダイレクトに求めるための構成に適宜変更するようにしてもよい。例えば、ゼロクロス検出回路４７から出力される第１の信号Ｙ１の０位相に対応するパルスＬＰ１の発生時点から、ゼロクロス検出回路４８から出力される第２の信号Ｙ２の０位相に対応するパルスＬＰ２の発生時点までの間を適宜の手段でゲートし、このゲート期間をカウントすることにより、位相変動誤差「±ｄ」を相殺した、電気的位相差（２θ）に対応するディジタルデータを得ることができ、これを１ビット下位にシフトすれば、θに対応するデータが得られる。
【００３８】
ところで、上記実施例では、＋θをラッチするためのラッチ回路４９と、−θをラッチするためのラッチ回路５０とでは、同じカウンタ４２の出力をラッチするようにしており、ラッチしたデータの正負符号については特に言及していない。しかし、データの正負符号については、本発明の趣旨に沿うように、適宜の設計的処理を施せばよい。例えば、カウンタ４２のモジュロ数が４０９６（１０進数表示）であるとすると、そのディジタルカウント０〜４０９５を０度〜３６０度の位相角度に対応させて適宜に演算処理を行なうようにすればよい。最も単純な設計例は、カウンタ４２のカウント出力の最上位ビットを符号ビットとし、ディジタルカウント０〜２０４７を＋０度〜＋１８０度に対応させ、ディジタルカウント２０４８〜４０９５を−１８０度〜−０度に対応させて、演算処理を行なうようにしてもよい。あるいは、別の例として、ラッチ回路５０の入力データ又は出力データを２の補数に変換することにより、ディジタルカウント４０９５〜０を−３６０度〜−０度の負の角度データ表現に対応させるようにしてもよい。
【００３９】
ところで、ケース１が静止状態のときは特に問題ないのであるが、時間的に変化するときは、それに対応する位相角θも時間的に変動することになる。その場合、加算回路４５及び減算回路４６の各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ずれ量θが一定値ではなく、移動速度に対応して時間的に変化する動特性を示すものとなり、これをθ(t)で示すと、各出力信号Ｙ１，Ｙ２は、
Ｙ１＝sin｛ωｔ±ｄ＋θ(t)｝
Ｙ２＝sin｛ωｔ±ｄ−θ(t)｝
となる。すなわち、基準信号sinωｔの周波数に対して、進相の出力信号Ｙ１は＋θ(t)に応じて周波数が高くなる方向に周波数遷移し、遅相の出力信号Ｙ２は−θ(t)に応じて周波数が低くなる方向に周波数遷移する。このような動特性の下においては、基準信号sinωｔの１周期毎に各信号Ｙ１，Ｙ２の周期が互いに逆方向に次々に遷移していくので、各ラッチ回路４９，５０における各ラッチデータＤ１，Ｄ２の計測時間基準が異なってくることになり、両データＤ１，Ｄ２を単純に回路５１，５２で演算するだけでは、正確な位相変動誤差「±ｄ」を得ることができない。
【００４０】
検出対象が時間的に変化している最中であっても時々刻々の該検出対象の位置に対応する位相差θを正確に検出できるようにすることが望ましい。そこで、上記のような問題点を解決するために、検出対象位置が時間的に変化している最中であっても時々刻々の該検出対象位置に対応する位相差θを検出できるようにした改善策について図１２を参照して説明する。
【００４１】
図１２は、図１０の検出回路部４１における誤差計算回路５１と減算回路５２の部分の変更例を抽出して示しており、他の図示していない部分の構成は図１０と同様であってよい。検出対象位置が時間的に変化している場合における該位置に対応する位相差θを、＋θ（ｔ）および−θ（ｔ）で表わすと、各出力信号Ｙ１，Ｙ２は前記のように表わせる。そして、夫々に対応してラッチ回路４９，５０で得られる位相ずれ測定値データＤ１，Ｄ２は、
Ｄ１＝±ｄ＋θ(t)
Ｄ２＝±ｄ−θ(t)
となる。
この場合、±ｄ＋θ(t) は、θの時間的変化に応じて、プラス方向に０度から３６０度の範囲で繰り返し時間的に変化してゆく。また、±ｄ−θ(t) は、θの時間的変化に応じて、マイナス方向に３６０度から０度の範囲で繰り返し時間的に変化してゆく。従って、±ｄ＋θ(t) ≠ ±ｄ−θ(t) のときもあるが、両者の変化が交差するときもあり、そのときは±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t) が成立する。このように、±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t) が成立するときは、各出力信号Ｙ１，Ｙ２の電気的位相が一致しており、かつ、夫々のゼロクロス検出タイミングに対応するラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミングが一致していることになる。
【００４２】
図１２において、一致検出回路５３は、各出力信号Ｙ１，Ｙ２ののゼロクロス検出タイミングに対応するラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミングが、一致したことを検出し、この検出に応答して一致検出パルスＥＱＰを発生する。一方、時変動判定回路５４では、適宜の手段により（例えば一方の位相差測定データＤ１の値の時間的変化の有無を検出する等の手段により）、検出対象傾斜角θが時間的に変化するモードであることを判定し、この判定に応じて時変動モード信号ＴＭを出力する。
誤差計算回路５１と減算回路５２との間にセレクタ５５が設けられており、上記時変動モード信号ＴＭが発生されていないとき、つまりＴＭ＝“０”すなわち検出対象傾斜角θが時間的に変化していないとき、セレクタ入力Ｂに加わる誤差計算回路５１の出力を選択して減算回路５２に入力する。このようにセレクタ５５の入力Ｂが選択されているときの図１２の回路は、図１０の回路と等価的に動作する。すなわち、検出対象直線位置ｘが静止しているときは、誤差計算回路５１の出力データがセレクタ５５の入力Ｂを介して減算回路５２に直接的に与えられ、図１０の回路と同様に動作する。
【００４３】
一方、上記時変動モード信号ＴＭが発生されているとき、つまりＴＭ＝“１”すなわち検出対象位置が時間的に変化しているときは、セレクタ５５の入力Ａに加わるラッチ回路５６の出力を選択して減算回路５２に入力する。上記時変動モード信号ＴＭが“１”で、かつ前記一致検出パルスＥＱＰが発生されたとき、アンドゲート５７の条件が成立して、該一致検出パルスＥＱＰに応答するパルスがアンドゲート５７から出力され、ラッチ回路５６に対してラッチ命令を与える。ラッチ回路５６は、このラッチ命令に応じてカウンタ４２の出力カウントデータをラッチする。ここで、一致検出パルスＥＱＰが生じるときは、カウンタ４２の出力をラッチ回路４９，５０に同時にラッチすることになるので、Ｄ１＝Ｄ２であり、ラッチ回路５６にラッチするデータは、Ｄ１又はＤ２（ただしＤ１＝Ｄ２）に相当している。
【００４４】
また、一致検出パルスＥＱＰは、各出力信号Ｙ１，Ｙ２のゼロクロス検出タイミングが一致したとき、すなわち「±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t)」が成立したとき、発生されるので、これに応答してラッチ回路５６にラッチされるデータは、Ｄ１又はＤ２（ただしＤ１＝Ｄ２）に相当しているが故に、
（Ｄ１＋Ｄ２）／２
と等価である。このことは、
Figure 0003760191
であることを意味し、ラッチ回路５６にラッチされたデータは、位相変動誤差「±ｄ」を正確に示しているものであることを意味する。
【００４５】
こうして、検出対象位置が時間的に変動しているときは、位相変動誤差「±ｄ」を正確に示すデータが一致検出パルスＥＱＰに応じてラッチ回路５６にラッチされ、このラッチ回路５６の出力データがセレクタ５５の入力Ａを介して減算回路５２に与えられる。従って、減算回路５２では、位相変動誤差「±ｄ」を除去した検出対象位置のみに正確に応答するデータθ（時間的に変動する場合はθ(t) ）を得ることができる。
なお、図１２において、アンドゲート５７を省略して、一致検出パルスＥＱＰを直接的にラッチ回路５６のラッチ制御入力に与えるようにしてもよい。
また、ラッチ回路５６には、カウンタ４２の出力カウントデータに限らず、図１１で破線で示すように誤差計算回路５１の出力データ「±ｄ」をラッチするようにしてもよい。その場合は、一致検出パルスＥＱＰの発生タイミングに対して、それに対応する誤差計算回路５１の出力データの出力タイミングが、ラッチ回路４９，５０及び誤差計算回路５１の回路動作遅れの故に、幾分遅れるので、適宜の時間遅れ調整を行なった上で、誤差計算回路５１の出力をラッチ回路５６にラッチするようにするとよい。
また、動特性のみを考慮して検出回路部４１を構成する場合は、図１２の回路５１及びセレクタ５５と図１の一方のラッチ回路４９又は５０を省略してもよいことが、理解できるであろう。
【００４６】
図１３は、位相変動誤差「±ｄ」を相殺することができる位相差検出演算法についての別の実施例を示す。
コイル部２の２次コイル２１〜２４から出力されるレゾルバタイプの前記第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂは、検出回路部６０に入力され、図１０の例と同様に、第１の交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔが位相シフト回路４４に入力され、その電気的位相が所定量位相シフトされて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、減算回路４６では、上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる電気的交流信号Ｙ２が得られる。減算回路４６の出力信号Ｙ２はゼロクロス検出回路４８に入力され、ゼロクロス検出に応じてラッチパルスＬＰ２が出力され、ラッチ回路５０に入力される。
【００４７】
図１３の実施例が図１０の実施例と異なる点は、検出対象位置に対応する電気的位相ずれを含む交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）から、その位相ずれ量θを測定する際の基準位相が相違している点である。図１０の例では、位相ずれ量θを測定する際の基準位相は、基準のサイン信号sinωｔの０位相であり、これは、コイル部２に入力されるものではないので、温度変化等によるコイルインピーダンス変化やその他の各種要因に基づく位相変動誤差「±ｄ」を含んでいないものである。そのために、図１０の例では、２つの交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）及びＹ２＝sin（ωｔ−θ）を形成し、その電気的位相差を求めることにより、位相変動誤差「±ｄ」を相殺するようにしている。これに対して、図１３の実施例では、コイル部２から出力される第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂを基にして、位相ずれ量θを測定する際の基準位相を形成し、該基準位相そのものが上記位相変動誤差「±ｄ」を含むようにすることにより、上記位相変動誤差「±ｄ」を排除するようにしている。
【００４８】
すなわち、検出回路部６０において、コイル部２から出力された前記第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂがゼロクロス検出回路６１，６２に夫々入力され、それぞれのゼロクロスが検出される。なお、ゼロクロス検出回路６１，６２は、入力信号Ａ，Ｂの振幅値が負から正に変化するゼロクロス（いわば０位相）と正から負に変化するゼロクロス（いわば１８０度位相）のどちらにでも応答してゼロクロス検出パルスを出力するものとする。これは信号Ａ，Ｂの振幅の正負極性を決定するsinθとcosθがθの値に応じて任意に正又は負となるため、両者の合成に基づき３６０度毎のゼロクロスを検出するためには、まず１８０度毎のゼロクロスを検出する必要があるためである。両ゼロクロス検出回路６１，６２から出力されるゼロクロス検出パルスがオア回路６３でオア合成され、該オア回路６３の出力が適宜の１／２分周パルス回路６４（例えばＴ−フリップフロップのような１／２分周回路とパルス出力用アンドゲートを含む）に入力されて、１つおきに該ゼロクロス検出パルスが取り出され、３６０度毎のゼロクロスすなわち０位相のみに対応するゼロクロス検出パルスが基準位相信号パルスＲＰとして出力される。この基準位相信号パルスＲＰは、カウンタ６５のリセット入力に与えられる。カウンタ６５は所定のクロックパルスＣＫを絶えずカウントするものであるが、そのカウント値が、前記基準位相信号パルスＲＰに応じて繰返し０にリセットされる。このカウンタ６５の出力がラッチ回路５０に入力され、前記ラッチパルスＬＰ２の発生タイミングで、該カウント値が該ラッチ回路５０にラッチされる。ラッチ回路５０にラッチしたデータＤが、検出対象位置ｘに対応した位相差θの測定データとして出力される。
【００４９】
コイル部２から出力される第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂは、それぞれ、Ａ＝sinθ・sinωｔ、Ｂ＝cosθ・sinωｔ、であり、電気的位相は同相である。従って、同じタイミングでゼロクロスが検出されるはずであるが、振幅係数がサイン関数sinθ及びコサイン関数cosθで変動するので、どちらかの振幅レベルが０か又は０に近くなる場合があり、そのような場合は、一方については、事実上、ゼロクロスを検出することができない。そこで、この実施例では、２つの交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔ、Ｂ＝cosθ・sinωｔのそれぞれについてゼロクロス検出処理を行ない、両者のゼロクロス検出出力をオア合成することにより、どちらか一方が振幅レベル小によってゼロクロス検出不能であっても、他方の振幅レベル大の方のゼロクロス検出出力信号を利用できるようにしたことを特徴としている。
【００５０】
図１３の例の場合、コイル部２のコイルインピーダンス変化等による位相変動誤差が、例えば「−ｄ」であるとすると、減算回路４６から出力される交流信号Ｙ２は、図１４の（ａ）に示すように、Ｙ２＝sin（ωｔ−ｄ−θ）となる。この場合、コイル部２の出力信号Ａ，Ｂは、θに応じた振幅値sinθ及びcosθを夫々持ち、図１４の（ｂ）に例示するように、Ａ＝sinθ・sin（ωｔ−ｄ）、Ｂ＝cosθ・sin（ωｔ−ｄ）、というように位相変動誤差分を含んでいる。従って、このゼロクロス検出に基づいて図１４の（ｃ）のようなタイミングで得られる基準位相信号パルスＲＰは、本来の基準のサイン信号sinωｔの０位相から位相変動誤差−ｄだけずれたものである。従って、この基準位相信号パルスＲＰを基準として、減算回路４６の出力交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−ｄ−θ）の位相ずれ量を測定すれば、位相変動誤差−ｄを除去した正確な値θが得られることになる。
【００５１】
なお、コイル部２の配線長等の装置条件が定まると、そのインピーダンス変化は主に温度に依存することになる。そうすると、上記位相変動誤差±ｄは、この球体状センサが配備された周辺環境の温度を示すデータに相当する。従って、図１０の実施例のような位相変動誤差±ｄを演算する回路５１を有するものにおいては、そこで求めた位相変動誤差±ｄのデータを温度検出データとして適宜出力することができる。従って、そのような本発明の構成によれば、１つの球体状センサによって位置を検出することができるのみならず、該センサの周辺環境の温度を示すデータをも得ることができる、という優れた効果を有するものである。勿論、温度変化等によるセンサ側のインピーダンス変化や配線ケーブル長の長短の影響を受けることなく、検出対象位置に応答した高精度の検出が可能となる、という優れた効果をも奏するものである。また、図１０や図１３の例は、交流信号における位相差を測定する方式であるため、図９のような検出法に比べて、高速応答性にも優れた検出を行なうことができる、という優れた効果を奏する。
【００５２】
上記のようなディジタル位相検出回路４０は、各検出コイル部２Ｘ，２Ｙ毎に設けられ、夫々の出力信号に対応するＸ軸成分位置データＤｘ及びＹ軸成分位置データＤｙを生成するようにする。その場合、ディジタル位相検出回路４０の共通のハードウェア装置を、複数の検出コイル部２Ｘ，２Ｙ毎の位相差データθの算出のために時分割共用するようにするとよい。
なお、各検出コイル部２Ｘ，２Ｙの出力信号に含まれる位相成分θの測定は、上述のようなディジタルアブソリュート値の演算によるものに限らず、その他の設計変更が可能である。例えば、位相成分θに対応するアナログ信号（電圧又は電流）を出力するようにしてもよい。また、図８のように、位相成分θの増加（変位）に応じてインクリメンタルパルスＰｘ，Ｐｙを発生するようにしてもよい。また、位相値θを周波数変換して、該位相値θに対応する周波数のクロックパルスを繰り返し発生するようにしてもよい。あるいは、位相成分θを求める演算を行わずに、出力信号Ａ又はＢの振幅値ｓｉｎθ又はｃｏｓθをそのまま位置検出情報として使用してもよい。あるいは、該出力信号Ａ又はＢの振幅値ｓｉｎθ又はｃｏｓθを、電圧−周波数変換して、該振幅値ｓｉｎθ又はｃｏｓθに対応する周波数のクロックパルスを繰り返し発生するようにしてもよい。要するに、本発明の球体センサの出力信号の処理の仕方は、ティジタル／アナログを問わず、どのようなものであってもよい。
【００５３】
なお、上記各実施例において、コイル部２と磁気応答部材３による検出原理を、公知の位相シフトタイプ位置検出原理によって構成してもよい。例えば、図２に示されたコイル部において、１次コイルと２次コイルの関係を逆にして、サイン相のコイル２１とマイナス・サイン相のコイル２３を互いに逆相のサイン信号ｓｉｎωｔ，−ｓｉｎωｔによって励磁し、コサイン相のコイル２２とマイナス・コサイン相のコイル２４を互いに逆相のコサイン信号ｃｏｓωｔ，−ｃｏｓωｔによって励磁し、出力用コイルから検出対象傾斜θに応じた電気的位相シフトθを含む出力信号ｓｉｎ（ωｔ−θ）を得るようにしてもよい。
あるいは、コイル部２と磁気応答部材３による検出原理を、公知の差動トランス型の位置検出原理に基づいてアナログ検出出力を得るように構成してもよい。
【００５４】
あるいは、上記各実施例において、コイル部２の構成として、１次コイルと２次コイルの対を含むように構成せずに、１つのコイルのみによって構成し、該１つのコイルを所定の交流信号によって定電圧駆動し、該コイルへの磁性体（磁気応答部材３）の侵入量に応じて生じるインダクタンス変化に基づく電流変化を計測することにより、操作量に対応する検出データを得るようにしてもよい。その場合、該電流変化に応答する出力信号の振幅変化を測定する方法、あるいは該電流変化に応答するコイル各端部での出力信号間の位相変化を測定する方法などによって所要の測定を行うことができる。
その他、コイル部２と磁気応答部材３による検出手段の構成は任意の変形が可能である。
そのほか、上記実施例で示した新規かつ有意義な構成の一部を選択的に採用して球体状センサを構成してもよい。
【００５５】
【発明の効果】
以上の通り、本発明によれば、少なくともケースの下面が曲面形状を成しており、少なくともこの下面においてコイル部が所定の配置で設置されており、ケースと共に動くようになっており、該ケースに外部より加えられる動きに応じて該ケースが転動又は揺動又は傾斜し、外部から加わる任意のフリーな動きに応答して前記コイル部配置面が該ケースの動きと共に転動又は揺動又は傾斜する。そして、このケースの内部には重力に従って移動自在に磁気応答部材が収納されており、該磁気応答部材は常に重力方向を指向するので、ケースの動きに応じて該磁気応答部材が、該ケース内で相対的に動き、該ケース下面に配置されたコイル部に対して相対的に変位することになる。この磁気応答部材とコイル部との位置関係の変化に応じてコイル部に生じる誘導出力信号が変化し、外部より加えられる動きに応じた前記ケースの変位を検知することができる。
従って、誘導型の検出装置を使用して、構造的に非接触であり、かつ簡単な構成によって簡便かつ安価に、外部から加わる任意のフリーな動きを検知することができる新規なセンサを提供することができ、広い応用・用途が見込まれる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る球体センサの一実施例を示す図であって、（ａ）は外観略図、（ｂ）は磁気応答部材の一例を示す図、（ｃ）はコイル部のコイル配置の一例を示す展開図。
【図２】 コイル部を構成する２つの検出コイル部の１つの回路構成例を示す回路図。
【図３】 コイル部のコイル配置の別の例を示す展開図。
【図４】 コイル部のコイル配置の更に別の例を示す展開図。
【図５】 本発明に係る球体センサの別の実施例を示す外観略図。
【図６】 図１における磁気応答部材の変更例を示す図。
【図７】 本発明に係る球体センサの使用例を示す図。
【図８】 コイル部を構成する２つの検出コイル部から得られるＸ軸位置成分データとＹ軸位置成分データとに基づきインクリメンタルパルスを夫々発生する構成例を示すブロック図。
【図９】 本発明に係る球体センサに適用可能な位相検出タイプの測定回路の一例を示すブロック図。
【図１０】 本発明に係る球体センサに適用可能な位相検出タイプの測定回路の別の例を示すブロック図。
【図１１】 図１０の動作説明図。
【図１２】 図１０の回路に付加される変更例を示すブロック図。
【図１３】 本発明に係る球体センサに適用可能な位相検出タイプの測定回路の更に別の例を示すブロック図。
【図１４】 図１３の動作説明図。
【符号の説明】
１ ケース
２ コイル部
２Ｘ，２Ｙ 所定方向に沿う検出コイル部
２１〜２４ ２次コイル
３ 磁気応答部材
３ａ 鋼球
４０ ディジタル位相検出回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention has a perfect sphere, hemisphere, partial sphere, or other curved outer shape, and converts an externally applied motion into a rolling motion or a swaying motion or receives it as an inclination, and adds it from the outside. The present invention relates to a novel sphere sensor capable of detecting a given motion.
[0002]
[Prior art]
Conventionally known position sensors are a linear sensor that detects a linear position, a rotation sensor that detects a rotational position, and the like. There are several detection methods such as an electromagnetic induction method and an optical method, but the optical method has a limit in detection resolution. For example, a mouse is known as a cursor indicating device for a personal computer. A conventional mouse, however, separates the rotational movement of an omnidirectional rotor into X-axis and Y-axis components, and is optical on the X-axis and Y-axis, respectively. The incremental pulse encoder is attached. However, since the detection resolution of the optical incremental pulse encoder is limited, it is impossible to increase the number of generated pulses with respect to the moving distance, and the cursor moving operation for a long distance is troublesome. On the other hand, in an electromagnetic induction type sensor, the detection resolution can be refined in terms of electrical processing by using circuit processing such as phase difference counting. However, in the conventional inductive rotation sensor, since the device has not been miniaturized sufficiently, when the device is configured by providing two axes of X and Y, the size becomes large, like a mouse. A compact pointing device could not be constructed.
[0003]
By the way, conventionally known inductive position detection devices include a differential transformer as a linear position detection device and a resolver as a rotation position detection device. The differential transformer excites one primary winding in one phase, and differentially varies according to the linear position of the iron core that is linked to the detection target position at each of the two secondary windings that are differentially connected. The reluctance which changes continuously is produced, and the voltage amplitude level of the one-phase induction output AC signal obtained as a result indicates the linear position of the iron core. The resolver excites a plurality of primary windings in one phase, extracts an output AC signal indicating the amplitude function characteristics of the sine phase from the secondary winding for extracting the sine phase, and extracts from the secondary winding for extracting the cosine phase. An output AC signal indicating the amplitude function characteristic of the cosine phase is extracted. The two-phase resolver output is processed using a conversion circuit called a known R / D converter, and the phase value corresponding to the detected rotational position can be measured digitally.
Also, an output AC signal obtained by exciting a plurality of primary windings by a plurality of phases of AC signals such as a sine phase and a cosine phase, and electrically shifting the AC signal in accordance with a detection target linear position or rotation position. Is also known, which measures the linear position or rotational position of the detection object digitally by measuring the electrical phase shift amount of the output AC signal (for example, Japanese Patent Laid-Open No. 49-107758, JP-A-53-106065, JP-A-55-13891, JP-A-1-25286, etc.).
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, all of the conventionally known inductive position detection devices measure a linear position or a rotational position along a predetermined guide or axis, and cannot detect any free movement applied from the outside. .
In general, the inductive position detection device is structurally non-contact and can be easily and inexpensively manufactured with a simple configuration such as a coil and an iron piece. If it can be configured as a device for detecting movement, it can be expected to have a wide range of applications and uses. For example, if it can be configured as a device that detects biaxial movement in the X and Y directions of one operating element, an operating element with a simple configuration that can replace an existing biaxial operating element such as a mouse is provided. In addition, there are other applications and uses that were not possible in the past.
The present invention has been made in view of the above-described points, and an object of the present invention is to provide an inductive new spherical sensor capable of detecting any free movement applied from the outside.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
The spherical sensor according to the present invention is made of a nonmagnetic material having at least a curved lower surface. Spherical or partially spherical A case, a magnetic response member housed in a movable manner in accordance with gravity in the case, and a predetermined arrangement on at least the lower surface of the case to generate a guidance output signal in response to the relative position of the magnetic response member A coil portion, and the case is rolled, rocked or inclined according to a movement applied to the case from the outside, and the magnetic response member is relatively displaced in the case according to the movement of the case. The induction output signal generated in the coil section is changed according to the displacement, and the displacement of the case is detected according to the movement applied from the outside. A spherical sensor, wherein the coil portion is arranged along a first coil group constituting a plurality of poles arranged along a first direction and a second direction orthogonal to the first direction. And a second coil group constituting a plurality of poles, wherein the first coil group is a sine phase, a cosine phase, a minus sign with respect to a relative position of the magnetic response member along the first direction. It consists of a four-pole coil that shows the characteristics of the phase and the minus cosine phase, generates a position detection signal of the sine phase by differentially combining the outputs of the sine phase and the minus sine phase, and outputs the cosine phase and the minus cosine phase. A differential detection is performed to generate a position detection signal for the cosine phase, and further, an X-axis component position detection signal corresponding to the relative position of the magnetic response member based on the position detection signals for the sine phase and the cosine phase. A circuit to be generated is provided corresponding to the first coil group, and the second coil group includes a sine phase, a cosine phase, and a minus sine phase with respect to a relative position of the magnetic response member along the second direction. It consists of a four-pole coil that exhibits the characteristics of the minus cosine phase and generates a position detection signal for the sine phase by differentially synthesizing the outputs of the sine and minus sine phases, and the difference between the outputs of the cosine and minus cosine phases A circuit that generates a position detection signal of the cosine phase by dynamic synthesis, and further generates a Y axis component position detection signal corresponding to the relative position of the magnetic response member based on the position detection signals of the sine phase and the cosine phase. Corresponding to the second coil group. .
[0006]
At least the lower surface of the case has a curved shape, and at least the lower surface of the coil portion is installed in a predetermined arrangement and moves together with the case. The case rolls, swings or tilts according to the movement applied to the case from the outside, and the coil portion placement surface rolls or swings with the movement of the case in response to any free movement applied from the outside. Or tilt. A magnetic response member is accommodated in the case so as to be movable according to gravity. Since the magnetic response member is always oriented in the direction of gravity, the magnetic response member is relatively moved in the case according to the movement of the case. Will move relative to the coil portion disposed on the lower surface of the case. In response to the change in the positional relationship between the magnetic response member and the coil portion, the induction output signal generated in the coil portion changes, and the displacement of the case according to the movement applied from the outside is detected.
[0007]
The method of applying an external force to the spherical sensor of the present invention may be arbitrarily set according to the purpose of use. For example, the spherical sensor is placed on an arbitrary horizontal surface such as a table with the lower surface of the case facing down. In this case, an external force is directly applied to the case by a human hand or the like to roll or swing the case. As a result, the spherical sensor of the present invention can be used as a novel device for detecting the amount of operation by a human hand. Alternatively, this spherical sensor may be hung in a pendulum shape and applied for purposes such as vibration detection. Alternatively, the spherical sensor may be fixed to an object and applied for the purpose of inclination detection based on the inclination of the case according to the inclination of the object. Moreover, since the instantaneous vibration or tilt amplitude corresponds to the acceleration, it can be applied to an inclinometer and / or an accelerometer by being mounted on a vehicle or the like.
[0008]
The case may consist entirely of spheres, or may consist of hemispheres or partial spheres. Further, it is not limited to a perfect sphere, and may be an elliptical sphere or the like, and it is only necessary to form a curved surface partially (that is, at least on the lower surface).
The magnetic response member may be a solid sphere. Alternatively, it may be made of a magnetic fluid. Alternatively, it may be made of magnetic powder. Alternatively, it may include both a solid magnetic response member and a magnetic fluid or magnetic powder.
[0009]
According to the present invention The coil portion has a plurality of poles arranged along the first direction. Constitute First Coil group And a plurality of poles arranged along a second direction orthogonal to the first direction. Constitute Second The first coil group is a quadrupole that exhibits characteristics of a sine phase, a cosine phase, a minus sine phase, and a minus cosine phase with respect to the relative position of the magnetic response member along the first direction. The position detection signal of the sine phase is generated by differentially synthesizing the output of the sine phase and the minus sine phase, and the position detection signal of the cosine phase is differentially synthesized by the output of the cosine phase and the minus cosine phase. Furthermore, a circuit for generating an X-axis component position detection signal corresponding to the relative position of the magnetic response member based on the position detection signals of the sine phase and the cosine phase corresponds to the first coil group. The second coil group includes a sine phase, a cosine phase, a minus sine phase, and a relative position of the magnetic response member along the second direction; Consists of a four-pole coil that exhibits the characteristics of the Inascosine phase, generates a position detection signal for the sine phase by differentially combining the outputs of the sine and negative sine phases, and differentially outputs the cosine and negative cosine phases. A circuit that generates a position detection signal for the cosine phase by combining the signals, and further generates a position detection signal for the Y-axis component corresponding to the relative position of the magnetic response member based on the position detection signals for the sine phase and the cosine phase. It is provided corresponding to the second coil group. . As a result, the rolling or swinging of the case can be detected by decomposing it into an X-axis component and a Y-axis component, so that one sphere sensor according to the present invention can be used for all directions (excluding the vertical direction). It is possible to detect any free movement added from the.
Also like this Sphere If a circuit is used to form a cursor X-axis drive signal and a cursor Y-axis drive signal based on the X-axis component position detection signal and the Y-axis component position detection signal output from the spherical sensor using a body sensor New mouse Can be provided. like this Has a spherical or partial spherical bottom surface By using the mouse, it is possible to perform a cursor operation by easily rolling it in a place having an arbitrary plane such as a table.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
1A is an external perspective view showing an example of a spherical sensor according to the present invention, FIG. 1B is an external perspective view showing an example of a magnetic response member 3 housed therein, and FIG. It is an expanded view which shows an example of coil (pole) arrangement | positioning of the coil part 2 arrange | positioned at a lower surface.
In FIG. 1, the case 1 has a perfect spherical shape in its outer shape, and its inner space also has a perfect spherical space, and is made of a nonmagnetic material such as plastic or stainless steel. In the case 1, a steel ball 3 a made of a magnetic material such as iron as shown in FIG. 5B is housed as the magnetic response member 3, and the steel ball 3 a is movable in the case 1 according to gravity. It is.
[0011]
A coil portion 2 composed of one or a plurality of coils is attached to the lower surface of the outer side of the case 1. Each coil of the coil portion 2 is thin so that the winding axis direction is perpendicular to the surface of the case 1 and does not hinder rolling of the case 1. Of course, the coil part 2 has a thin coil attached to the outside of the case 1 and then molded with a non-magnetic material from above to make the surface smooth so that the case 1 can smoothly roll. It may be appropriately manufactured and processed so as to be secured. However, this point is a design matter and will not be described in particular. In addition, the coil part 2 may be affixed not inside the case 1 but inside. Also in that case, the surface of the steel ball 3a is smoothed by molding with a non-magnetic substance from above to ensure smooth rolling of the steel ball 3a. In addition, even if the case 1 is a perfect sphere, it can be divided in half, etc. so that it can be used for manufacturing operations such as storage of the magnetic response member 3 (steel ball 3a) inside. Is appropriately made in design.
[0012]
The arrangement and connection of individual coils and the mode of excitation in the coil unit 2 may be appropriately designed according to the detection principle to be adopted.
The coil arrangement | positioning of the coil part 2 shown in FIG.1 (c) shows the example comprised according to the resolver type position detection principle.
In FIG.1 (c), the coil part 2 contains the some pole arrange | positioned along the 1st direction (it is called X-axis direction for convenience), and each pole is electromagnetic by primary and a secondary coil. Including a first detection coil portion 2X having an inductive coupling portion and a plurality of poles arranged along a second direction (referred to as Y-axis direction for convenience) orthogonal to the first direction. Each pole includes a second detection coil unit 2Y having electromagnetic inductive coupling by primary and secondary coils.
[0013]
The first detection coil unit 2X includes four poles arranged at equal intervals in the X-axis direction, and each pole has at least secondary coils 21, 22, 23, and 24. That is, the first detection coil portion 2X is constituted by four at least secondary coils 21, 22, 23, and 24 arranged at equal intervals in the X-axis direction along the curved surface of the case 1 and primary coils (not shown). Composed. Similarly, the second detection coil unit 2Y includes four poles arranged at equal intervals in the Y-axis direction, each pole has at least secondary coils 25, 26, 27, and 28, and A primary coil (not shown) is included. The pole arrangement of the first detection coil section 2X (the arrangement of the secondary coils 21 to 24) and the pole arrangement of the second detection coil section 2Y (the arrangement of the secondary coils 25 to 28) are on the curved surface of the case 1. It intersects as shown.
[0014]
The arrangement of the primary coils is not particularly shown, but any arrangement may be used as long as the magnetic field excited by the primary coils can be applied to the corresponding secondary coils. For example, individual primary coils may be provided overlapping each other at the same position corresponding to each secondary coil, or all secondary coils may be surrounded within an appropriate range of case 1. One primary coil may be provided, or a plurality of primary coils may be provided so as to surround a plurality of secondary coils in several groups. In any case, when following the resolver type position detection principle or when following the differential transformer principle described later, all the primary coils are excited with an in-phase (one-phase) AC signal.
[0015]
The magnetic response member 3 housed in the case 1 has a magnetism between the secondary coil and the corresponding primary coil in accordance with the close positional relationship with respect to each secondary coil in each of the detection coil portions 2X and 2Y. The coupling (ie, electromagnetic induction coupling) is changed. Output signals corresponding to the proximity positional relationship are output from the detection coil units 2X and 2Y, respectively. Therefore, an X-axis component position detection signal and a Y-axis component position detection signal corresponding to the relative position of the magnetic response member 3 can be obtained based on the outputs of the detection coil portions 2X and 2Y. Note that the size (diameter) of the steel ball 3a as the magnetic response member 3 may be appropriately designed according to the resolver type position detection principle, similarly to the arrangement interval of the secondary coils. For example, in the illustrated example, the magnetic response member 3, that is, the steel ball 3 a is drawn so as to have a diameter that substantially corresponds to the arrangement range of the two adjacent secondary coils 21 and 22. It is possible to reduce or increase the appropriate amount of dimensions by design.
[0016]
The resolver type position detection principle will be described by taking the first detection coil portion 2X as an example. The corresponding positions of the steel balls 3a with respect to the secondary coils 21 to 24 change to change the primary coil and each secondary coil. The magnetic coupling between 21 to 24 is changed in accordance with the X-axis component position, so that the inductive output AC signal that is amplitude-modulated in accordance with the X-axis component position has the arrangement of the secondary coils 21 to 24. It is induced in each of the secondary coils 21 to 24 with different amplitude function characteristics depending on the deviation. Each induction output AC signal induced in each secondary coil 21 to 24 has the same electrical phase because the primary coil is commonly excited by a one-phase AC signal, and its amplitude function is steel. It changes according to the approach or distance from each secondary coil of the sphere 3a.
[0017]
When the resolver principle is adopted, the amplitude function of the induction output AC signal generated in the four secondary coils 21 to 24 in the detection coil unit 2X is represented by a sine function (s is added in the figure), a cosine function (c in the figure). To the negative sine function (indicated by / s (s bar) in the figure) and the negative cosine function (indicated by / c (c bar) in the figure), respectively. The arrangement | positioning space | interval of each secondary coil 21-24 and the size of the magnetic response member 3 (namely, steel ball 3a) are set. Depending on various conditions, the arrangement of each coil can change slightly, and the size of the magnetic response member 3 (steel ball 3a) can also change, so that the arrangement of each coil can be adjusted as appropriate to obtain the desired functional characteristics, Alternatively, the desired amplitude function characteristic can be finally obtained by adjusting the secondary output level by electrical amplification. Therefore, although the arrangement of the secondary coils 21 to 24 and the size of the magnetic response member 3 (steel ball 3a) are important, absolute accuracy is not required and can be set or changed as appropriate in design.
The same applies to the second detection coil unit 2Y, and the amplitude functions of the inductive output AC signals generated in the four secondary coils 25 to 28 are represented by a sine function (s), a cosine function (c), a minus sine function (/ s) and the minus cosine function (/ c).
In the specification, for convenience of description, a bar symbol indicating inversion is described as “/ (slash)”, which corresponds to the bar symbol in the figure.
[0018]
FIG. 2 is a circuit diagram of the primary and secondary coils in the first detection coil unit 2X, and a common excitation AC signal (indicated by sinωt for convenience of explanation) is applied to the primary coils. In response to the excitation of the primary coil, an AC signal having an amplitude value corresponding to the X-axis component position of the steel ball 3a is induced in each secondary coil 21-24. The respective induced voltage levels indicate two-phase function characteristics sin θ and cos θ and opposite phase function characteristics −sin θ and −cos θ corresponding to the X-axis component position. That is, the induction output signals of the secondary coils 21 to 24 are amplitude-modulated with the two-phase function characteristics sinθ and cosθ and the opposite-phase function characteristics −sinθ and −cosθ corresponding to the X-axis component position. Respectively. Note that θ is proportional to the position of the X-axis component and has a relationship such as θ = 2π (x / p), for example. Here, x is the X-axis component position, and p is a length corresponding to one cycle of the above function. For convenience of explanation, coefficients according to other conditions such as the number of turns of the coil are omitted, the secondary coil 21 is set as a sine phase, the output signal is indicated as “sinθ · sinωt”, and the secondary coil 22 is set as a cosine phase. The signal is indicated by “cos θ · sin ωt”. The output signal is indicated by “−sin θ · sin ωt” with the secondary coil 23 as a negative sine phase, and the output signal is indicated with “−cos θ · sin ωt” with the secondary coil 24 as a negative cosine phase. A first output AC signal A (= 2sinθ · sinωt) having an amplitude function of a sine function is obtained by differentially combining the induction outputs of the sine phase and the minus sine phase. Further, a second output AC signal B (= 2 cos θ · sin ωt) having an amplitude function of a cosine function is obtained by differentially combining the induction outputs of the cosine phase and the minus cosine phase. In order to simplify the expression, the coefficient “2” is omitted, and in the following, the first output AC signal A is represented by “sinθ · sinωt”, and the second output AC signal B is represented by “cosθ · sinωt”. ".
[0019]
Thus, the first output AC signal A = sinθ · sinωt having the first function value sinθ corresponding to the X-axis component position x as the amplitude value and the second function value cosθ corresponding to the same X-axis component position x are obtained. A second output AC signal B = cos θ · sin ωt having an amplitude value is output. According to such a winding configuration, two output AC signals A and B (in-phase AC and having a two-phase amplitude function, which are the same as those obtained in a resolver conventionally known as a rotary position detector, are provided. It can be understood that a sine output and a cosine output can be obtained in the first detection coil section 2X.
The two-phase output AC signals (A = sin θ · sin ωt and B = cos θ · sin ωt) output from the first detection coil unit 2X can be used in the same manner as the output of a conventionally known resolver. For example, as shown in FIG. 2, the output AC signals A and B of the detection coil unit 2X are input to an appropriate digital phase detection circuit 40, and the phase value θ of the sine function sin θ and the cosine function cos θ is obtained by a digital phase detection method. It is possible to detect and obtain digital data Dx of the X-axis component position x. As the digital phase detection method employed in the digital phase detection circuit 40, a known RD (resolver-digital) converter may be applied, or a new method developed by the present inventors may be employed. .
[0020]
Similarly to FIG. 2, the second detection coil unit 2Y can also be configured with primary and secondary coil circuits to output a resolver type two-phase output AC signal indicating the Y-axis component position. Similarly to the above, by adopting the digital phase detection method, digital data Dy indicating the Y-axis component position can be obtained. Thus, the motion applied from the outside to the case 1 by the combination of the X-axis component position data and the Y-axis component position data Dx and Dy obtained from the first detection coil unit 2X and the second detection coil unit 2Y, respectively. It is possible to obtain data for detecting the displacement amount in all directions (excluding the vertical direction).
[0021]
The coil arrangement of the coil unit 2 is not limited to the above example, and can be appropriately modified.
For example, FIG. 3A shows an example in which the secondary coils 21 ′ to 24 ′ and 25 ′ to 28 ′ for each pole of the first and second detection coil units 2X and 2Y are arranged in a fan shape. Each secondary coil 21'-24 'and 25'-28' which attached the dash code respond | corresponds to the secondary coils 21-24 and 25-28 of the same code | symbol which have not attached the dash code in FIG.1 (c). And has the same technical significance. A difference from the arrangement in FIG. 1C is that each of the secondary coils 21 ′ to 24 ′ and 25 ′ to 28 ′ has a fan-like arrangement as shown in the figure. Such a fan-shaped arrangement of the poles is, for example, shown with respect to the pole of the secondary coil 21 ′ (the sine pole of the first detection coil portion 2X), as shown in FIG. 3B. It may be configured to be wound in a predetermined fan shape, or a plurality of secondary coils may be arranged in a predetermined fan shape as shown in FIG. When one pole is constituted by a plurality of secondary coils as shown in FIG. 3C, similar to the above, these in-phase secondary coils are connected in series to generate one output signal for the pole. Like that.
FIG. 4 shows that the secondary coils 21 ″ to 24 ″ and 25 ″ to 28 ″ for each pole of the first and second detection coil portions 2X and 2Y are arranged in a semicircular shape. An example in which the second detection coil portions 2X and 2Y are stacked in two layers is shown.
[0022]
In addition, the number of primary and secondary coils and the number of phases (or the number of poles) in the coil unit 2 are not limited to those shown in the drawings, and can be appropriately changed in design according to the configuration of a known inductive position detection device. For example, the configuration is not limited to a configuration that generates a resolver type output of a sine phase and a cosine phase, but may be a configuration that generates a three-phase synchro-type output that is shifted in phase by 120 degrees, or an appropriate configuration.
The coil arrangement of the coil portion 2 is not limited to the lower surface of the case 1 and may be provided over the entire surface. In that case, for example, one hemisphere of the spherical case 1 is shared by one set of the first and second detection coil portions 2X and 2Y as described above, and the other hemisphere is set as another set as described above. The first and second detection coil portions 2X and 2Y share the arrangement. Of course, other arrangements can be appropriately designed. In this way, if the coil portion 2 is provided in an appropriate arrangement over the entire surface of the case 1 made of a perfect sphere, even when the case 1 is used for rolling more than one rotation with the roller, it is detected over the entire rotation. Output can be obtained. On the other hand, when the coil part 2 is arranged corresponding to the lower surface of the case 1 as shown in the illustrated examples, the magnetic response member 3 (steel ball 3a) is out of the range corresponding to the coil part 2. Since detection becomes impossible, the detectable range is limited. In that case, the spherical sensor of the present invention can be used for detection of motion or tilting that swings the case 1 within a predetermined range.
[0023]
Further, the shape of the case 1 is not limited to a perfect sphere, and may be a hemispherical shape as shown in FIG. 5 or other partial sphere shapes. Of course, the case 1 having a hemispherical shape or the like is covered with an appropriate lid. In addition, the shape of the case 1 may be an elliptic sphere or a shape having a partially curved surface.
[0024]
Further, the shape of the magnetic response member 3 is not limited to the sphere 3a as in the above embodiment, but may be a partial sphere (or partial circle) 3b as shown in FIG. The material is not limited to a magnetic material such as iron, but may be a good conductor such as copper. It is already known that when a good conductor is used as the magnetic response member 3, the magnetoresistance change is obtained by eddy current loss, and the coupling coefficient between the primary and secondary coils is changed. In addition, it is also known to improve the detection sensitivity by complementarily increasing the rate of change of the magnetic coupling coefficient by a combination of a magnetic material and a good conductor, and this may be adopted.
Further, the magnetic response member 3 is not limited to an object having a fixed shape, but may be an object having a non-fixed shape (fluid or powder). FIG. 6B shows an example in which an appropriate amount of magnetic fluid 3 c is stored as the magnetic response member 3. FIG. 6C shows an example in which an appropriate amount of magnetic powder 3 d is stored as the magnetic response member 3. In this case, it is not limited to the fine powder 3d, and may be a granule such as iron sand. FIG. 6D shows an example in which a combination of a steel ball 3 a and an appropriate amount of magnetic fluid 3 c (or powder or granules) is used as the magnetic response member 3. The hybrid type as shown in FIG. 6D can improve the S / N ratio of the detection output signal and can smooth the change in the output signal. As another example, the inside of the case 1 may be filled with a non-magnetic viscous fluid, and the steel ball 2a may be housed therein so as to have a buffering action against a sudden movement.
[0025]
The method of applying an external force to the spherical sensor of the present invention may be arbitrarily set according to the purpose of use. FIG. 7 schematically shows some usage examples. FIG. 7A shows a spherical sensor placed on the lower surface of the case 1 (that is, the surface on which the coil portion 2 is arranged) on an arbitrary horizontal surface 11 such as a table. ) Down. In this case, an external force is directly applied to the case 1 by a human hand or the like to cause the case 1 to roll or swing. As a result, the spherical sensor of the present invention can be used as a novel device for detecting the amount of operation by a human hand. (B) shows an example in which this spherical sensor is suspended in a pendulum shape and applied for purposes such as vibration detection. (C) shows an example in which the spherical sensor is fixedly installed on the object 12 and applied for the purpose of inclination detection based on the case 1 being inclined according to the inclination of the object 12. . Moreover, since the instantaneous vibration or tilt amplitude corresponds to the acceleration, the object 12 can be mounted on a vehicle or the like and applied as an inclinometer and / or an accelerometer.
[0026]
As shown in the above embodiment, the case 1 is of any type, such as a case of the entire spherical type as shown in FIG. 1 or a case of the hemispherical (or partial sphere) type as shown in FIG. If the first and second detection coil portions 2X and 2Y are provided so that the position in the two directions can be detected, it can be used as a spherical mouse. That is, the case 1 is placed on a table and rolled in an arbitrary direction by hand. In response to this, output signals corresponding to the amounts of movement of the X-axis position component and the Y-axis position component are obtained from the first and second detection coil sections 2X and 2Y, respectively, and this output signal is used as the digital phase detection circuit 40 described above. In this way, position data Dx and Dy of the X-axis position component and the Y-axis position component are obtained. Since the position data Dx and Dy are absolute values of a plurality of bits, they are processed by, for example, displacement detection / incremental pulse forming circuits 81 and 82 as shown in FIG. It only has to be generated. The incremental pulses Px and Py are used as signals for instructing the X and Y movement of the cursor. Since a circuit that forms an incremental pulse based on input of absolute position data that changes with time is known, details of the circuits 81 and 82 are omitted.
[0027]
FIG. 9 shows an example in which a known RD (resolver-digital) converter is applied as the digital phase detection circuit 40. Resolver type two-phase output AC signals A = sin θ · sin ωt and B = cos θ · sin ωt output from the secondary coils 21 to 24 of the coil unit 2 are input to the analog multipliers 30 and 31, respectively. The sequential phase generation circuit 32 generates digital data having a phase angle φ, and the sine / cosine generation circuit 33 generates analog signals having a sine value sinφ and a cosine value cosφ corresponding to the phase angle φ. The multiplier 30 multiplies the sine-phase output AC signal A = sinθ · sinωt by the cosine value cosφ from the sine / cosine generation circuit 33 to obtain “cosφ · sinθ · sinωt”. The other multiplier 31 multiplies the output AC signal B = cosθ · sinωt of the cosine phase by the sine value sinφ from the sine / cosine generation circuit 33 to obtain “sinφ · cosθ · sinωt”. The subtractor 34 obtains the difference between the output signals of the multipliers 30 and 31 and sequentially controls the phase generation operation of the phase generation circuit 32 by the output of the subtractor 34 as follows. That is, the generated phase angle φ of the sequential phase generation circuit 32 is first reset to 0, and then increases sequentially, and stops increasing when the output of the subtractor 34 becomes 0. The output of the subtractor 34 becomes zero when “cosφ · sinθ · sinωt” = “sinφ · cosθ · sinωt” is satisfied, that is, φ = θ is satisfied, and the phase generation circuit 32 sequentially The digital data of the phase angle φ coincides with the digital value of the phase angle θ of the amplitude function of the output AC signals A and B. Accordingly, a reset trigger is periodically applied at an arbitrary timing to sequentially reset the generated phase angle φ of the phase generation circuit 32 to 0, and the increment of the phase angle φ is started, and the output of the subtractor 34 is set to 0. Then, the increment is stopped and digital data of the phase angle θ is obtained.
It is known that the sequential phase generating circuit 32 includes an up / down counter and a VCO, and the VCO is driven by the output of the subtractor 34 to control the up / down counting operation of the up / down counter. In that case, a periodic reset trigger is not necessary.
[0028]
An error occurs in the electrical AC phase ωt in the secondary output AC signal due to changes in the impedance of the primary and secondary coils of the coil unit 2 due to temperature change or the like. In the phase detection circuit as described above, sinωt Convenient because the phase error is automatically canceled out. On the other hand, in a system in which an electrical phase shift is generated in a one-phase output AC signal by exciting with a conventionally known two-phase AC signal (for example, sinωt and cosωt), such a temperature change is caused. The output phase error based on it cannot be removed.
By the way, since the phase detection circuit composed of the conventional RD converter as described above is a follow-up comparison method, there is a problem that a clock delay occurs when φ is followed up and the response is poor.
Therefore, the present inventors have developed a novel phase detection circuit as described below, and it is convenient to use it.
[0029]
FIG. 10 shows an embodiment of a novel digital phase detection circuit 40 applicable to the detection coil section 2X (or 2Y) for one axis in the spherical sensor according to the present invention.
In FIG. 10, in the detection circuit unit 41, a counter 42 counts a predetermined high-speed clock pulse CK, and based on the count value, an excitation AC signal (for example, sin ωt) is generated from the excitation signal generation circuit 43, and the coil unit 2 To the primary coil. The modulo number of the counter 42 corresponds to one cycle of the excitation AC signal. For convenience of explanation, it is assumed that 0 of the count value corresponds to 0 phase of the reference sine signal sinωt. Two-phase output AC signals A = sin θ · sin ωt and B = cos θ · sin ωt output from the secondary coils 21 to 24 of the coil unit 2 are input to the detection circuit unit 41.
[0030]
In the detection circuit unit 41, the first AC output signal A = sin θ · sin ωt is input to the phase shift circuit 44, and its electrical phase is phase-shifted by a predetermined amount, for example, advanced by 90 degrees, and phase-shifted AC signal A ′ = sin θ · cos ωt is obtained. In addition, the detection circuit unit 41 is provided with an addition circuit 45 and a subtraction circuit 46. In the addition circuit 45, the phase-shifted AC signal A ′ = sinθ · cosωt output from the phase shift circuit 44 and the coil The second AC output signal B = cos θ · sin ωt output from the secondary coils 21 to 24 of the unit 10 is added, and the added output is expressed by an abbreviated expression B + A ′ = cos θ · sin ωt + sin θ · cos ωt = sin (ωt + θ). A first electrical AC signal Y1 is obtained. In the subtracting circuit 46, the phase-shifted AC signal A ′ = sin θ · cos ωt and the second AC output signal B = cos θ · sin ωt are subtracted, and as a subtraction output, B−A ′ = cos θ · sin ωt− A second electrical AC signal Y2 that can be expressed by the following equation is obtained: sinθ · cosωt = sin (ωt−θ). In this way, the same detection target position as the first electrical AC signal Y1 = sin (ωt + θ) having the electrical phase angle (+ θ) shifted in the positive direction corresponding to the detection target position (x). A second electrical AC signal Y2 = sin (ωt−θ) having an electrical phase angle (−θ) shifted in the negative direction corresponding to (x) is obtained by electrical processing.
[0031]
The output signals Y1 and Y2 of the adder circuit 45 and the subtractor circuit 46 are input to zero cross detection circuits 47 and 48, respectively, and the respective zero crosses are detected. As a method of detecting the zero cross, for example, a zero cross in which the amplitude values of the signals Y1 and Y2 change from negative to positive, that is, zero phase is detected. Zero-cross detection pulses detected by the circuits 47 and 48, that is, zero phase detection pulses are input to the latch circuits 49 and 50 as latch pulses LP1 and LP2. The latch circuits 49 and 50 latch the count value of the counter 42 at the timing of the respective latch pulses LP1 and LP2. As described above, the modulo number of the counter 42 corresponds to one cycle of the excitation AC signal, and the count value 0 corresponds to the 0 phase of the reference sine signal sinωt. The data D1 and D2 latched in the latch circuits 49 and 50 correspond to the phase shifts of the output signals Y1 and Y2 with respect to the reference sine signal sinωt, respectively. The outputs of the latch circuits 49 and 50 are input to the error calculation circuit 51 to calculate “(D1 + D2) / 2”. Note that this calculation may actually be performed by shifting the addition result of the binary data “D1 + D2” one bit lower.
[0032]
Here, in consideration of the influence of the length of the wiring cable between the coil unit 2 and the detection circuit unit 41 and the impedance change caused by the temperature change or the like in each primary and secondary coil of the coil unit 2, When the phase fluctuation error of the output signal is indicated by “± d”, the above signals in the detection circuit unit 41 are expressed as follows.
A = sin θ · sin (ωt ± d)
A ′ = sin θ · cos (ωt ± d)
B = cos θ · sin (ωt ± d)
Y1 = sin (ωt ± d + θ)
Y2 = sin (ωt ± d−θ)
D1 = ± d + θ
D2 = ± d−θ
[0033]
That is, since each phase shift measurement data D1, D2 performs phase shift count using the reference sine signal sinωt as a reference phase, a value including the phase variation error “± d” is obtained as described above. . Therefore, by calculating “(D1 + D2) / 2” in the error calculation circuit 51,
Figure 0003760191
Thus, the phase variation error “± d” can be calculated.
[0034]
The data of the phase fluctuation error “± d” obtained by the error calculation circuit 51 is given to the subtraction circuit 52, and is subtracted from one phase shift measurement data D1. That is, in the subtraction circuit 52, “D1− (± d)” is subtracted.
D1− (± d) = ± d + θ− (± d) = θ
Thus, digital data indicating the correct detected phase difference θ from which the phase fluctuation error “± d” has been removed is obtained. Thus, according to the present invention, it can be understood that the phase variation error “± d” is canceled out and only the correct phase difference θ corresponding to the detection target position x is extracted.
[0035]
This point will be further described with reference to FIG. FIG. 11 shows a waveform near the zero phase of the sine signal sinωt, which is a reference for phase measurement, and the first and second AC signals Y1, Y2, and FIG. 11A shows a positive phase fluctuation error ( In the case of + d), (b) shows the case of minus (-d). In the case of FIG. 5A, the zero phase of the first signal Y1 advances by “θ + d” with respect to the zero phase of the reference sine signal sinωt, and the corresponding phase difference detection data D1 becomes “θ + d”. The corresponding phase difference is shown. Further, the zero phase of the second signal Y2 is delayed by “−θ + d” with respect to the zero phase of the reference sine signal sinωt, and the corresponding phase difference detection data D2 is a phase difference corresponding to “−θ + d”. Indicates. In this case, the error calculation circuit 51
Figure 0003760191
Thus, the phase fluctuation error “+ d” is calculated. Then, by the subtraction circuit 52,
D1 − (+ d) = + d + θ − (+ d) = θ
Is calculated, and the correct phase difference θ is extracted.
[0036]
In the case of FIG. 11B, the zero phase of the first signal Y1 is advanced by “θ-d” with respect to the zero phase of the reference sine signal sinωt, and the corresponding phase difference detection data D1 is “θ -D "represents the phase difference. Further, the 0 phase of the second signal Y2 is delayed by “−θ−d” with respect to the 0 phase of the reference sine signal sinωt, and the corresponding phase difference detection data D2 becomes “−θ−d”. The corresponding phase difference is shown. In this case, the error calculation circuit 51
Figure 0003760191
Thus, the phase fluctuation error “−d” is calculated. Then, by the subtraction circuit 52,
D1 − (− d) = − d + θ − (− d) = θ
Is calculated, and the correct phase difference θ is extracted.
In the subtracting circuit 52. It will be understood that “D2− (± d)” may be subtracted, and in principle, data (−θ) reflecting the correct phase difference θ can be obtained in the same manner as described above.
[0037]
In addition, as can be understood from FIG. 11, the electrical phase difference between the first signal Y1 and the second signal Y2 is 2θ, and it is always accurate to cancel the phase fluctuation error “± d” between the two. This indicates a double value of the phase difference θ. Accordingly, the configuration of the circuit portion including the latch circuits 49 and 50, the error calculation circuit 51, the subtraction circuit 52, and the like in FIG. 10 is appropriately changed to a configuration for directly obtaining the electrical phase difference 2θ of the signals Y1 and Y2. It may be. For example, from the generation time point of the pulse LP1 corresponding to the 0 phase of the first signal Y1 output from the zero cross detection circuit 47, the pulse LP2 corresponding to the 0 phase of the second signal Y2 output from the zero cross detection circuit 48 is generated. Digital data corresponding to the electrical phase difference (2θ) that offsets the phase fluctuation error “± d” can be obtained by gating the period up to the point of occurrence by appropriate means and counting the gate period. If this is shifted down by 1 bit, data corresponding to θ can be obtained.
[0038]
In the above embodiment, the latch circuit 49 for latching + θ and the latch circuit 50 for latching −θ latch the output of the same counter 42, and the sign of the latched data is positive or negative. Is not specifically mentioned. However, an appropriate design process may be applied to the positive and negative signs of the data in accordance with the spirit of the present invention. For example, assuming that the modulo number of the counter 42 is 4096 (decimal number display), the digital counts 0 to 4095 may be appropriately processed according to the phase angle of 0 degrees to 360 degrees. In the simplest design example, the most significant bit of the count output of the counter 42 is a sign bit, the digital counts 0 to 2047 correspond to +0 degrees to +180 degrees, and the digital counts 2048 to 4095 are set to −180 degrees to −0 degrees. Correspondingly, arithmetic processing may be performed. Alternatively, as another example, by converting the input data or output data of the latch circuit 50 into a two's complement, the digital count 4095-0 can correspond to a negative angle data expression of -360 degrees to -0 degrees. May be.
[0039]
By the way, there is no particular problem when the case 1 is in a stationary state, but when it changes over time, the corresponding phase angle θ also changes over time. In that case, the phase shift amount θ of each of the output signals Y1 and Y2 of the adder circuit 45 and the subtractor circuit 46 is not a constant value but shows a dynamic characteristic that changes with time according to the moving speed, and this is expressed as θ ( t), each output signal Y1, Y2 is
Y1 = sin {ωt ± d + θ (t)}
Y2 = sin {ωt ± d−θ (t)}
It becomes. That is, with respect to the frequency of the reference signal sinωt, the fast-phase output signal Y1 transitions in a frequency increasing direction according to + θ (t), and the slow-phase output signal Y2 according to −θ (t). The frequency transitions in the direction of decreasing frequency. Under such dynamic characteristics, the period of each signal Y1, Y2 transitions in the opposite direction one after another for each period of the reference signal sin ωt, so that each latch data D1, The measurement time reference for D2 is different, and an accurate phase variation error “± d” cannot be obtained by simply calculating both data D1 and D2 by the circuits 51 and 52.
[0040]
It is desirable to be able to accurately detect the phase difference θ corresponding to the position of the detection target every moment even when the detection target is changing in time. Therefore, in order to solve the above problems, the phase difference θ corresponding to the detection target position can be detected every moment even when the detection target position is changing in time. An improvement measure will be described with reference to FIG.
[0041]
FIG. 12 shows an example of modification of the error calculation circuit 51 and the subtraction circuit 52 in the detection circuit unit 41 of FIG. 10, and the configuration of other parts not shown is the same as that of FIG. Good. When the phase difference θ corresponding to the position where the detection target position changes with time is expressed by + θ (t) and −θ (t), the output signals Y1 and Y2 can be expressed as described above. . The phase shift measured value data D1 and D2 obtained by the latch circuits 49 and 50 corresponding to the
D1 = ± d + θ (t)
D2 = ± d−θ (t)
It becomes.
In this case, ± d + θ (t) repeatedly changes in time in the plus direction in the range of 0 ° to 360 ° in accordance with the time change of θ. Further, ± d−θ (t) repeatedly changes in time in the minus direction in the range of 360 degrees to 0 degrees in accordance with the time change of θ. Therefore, there are cases where ± d + θ (t) ≠ ± d−θ (t), but there are also cases where the changes of both intersect, and in this case, ± d + θ (t) = ± d−θ (t) holds. . As described above, when ± d + θ (t) = ± d−θ (t) is satisfied, the electrical phases of the output signals Y1 and Y2 coincide with each other, and the latch corresponding to the respective zero-cross detection timings. The generation timings of the pulses LP1 and LP2 are the same.
[0042]
In FIG. 12, the coincidence detection circuit 53 detects that the generation timings of the latch pulses LP1 and LP2 corresponding to the zero cross detection timings of the output signals Y1 and Y2 coincide, and responds to this detection by detecting the coincidence detection pulse. Generate an EQP. On the other hand, in the time variation determination circuit 54, the detection target inclination angle θ changes with time by an appropriate means (for example, by detecting the presence or absence of temporal change in the value of one phase difference measurement data D1). It is determined that the mode is selected, and the time variation mode signal TM is output in accordance with this determination.
A selector 55 is provided between the error calculation circuit 51 and the subtraction circuit 52, and when the time variation mode signal TM is not generated, that is, TM = “0”, that is, the detection target inclination angle θ changes with time. If not, the output of the error calculation circuit 51 applied to the selector input B is selected and input to the subtraction circuit 52. Thus, the circuit of FIG. 12 when the input B of the selector 55 is selected operates equivalently to the circuit of FIG. That is, when the detection target linear position x is stationary, the output data of the error calculation circuit 51 is directly given to the subtraction circuit 52 via the input B of the selector 55, and operates in the same manner as the circuit of FIG. .
[0043]
On the other hand, when the time variation mode signal TM is generated, that is, when TM = “1”, that is, when the detection target position is temporally changing, the output of the latch circuit 56 applied to the input A of the selector 55 is selected. And input to the subtraction circuit 52. When the time variation mode signal TM is “1” and the coincidence detection pulse EQP is generated, the condition of the AND gate 57 is satisfied, and a pulse responding to the coincidence detection pulse EQP is output from the AND gate 57. A latch instruction is given to the latch circuit 56. The latch circuit 56 latches the output count data of the counter 42 in response to the latch instruction. Here, when the coincidence detection pulse EQP is generated, the output of the counter 42 is simultaneously latched in the latch circuits 49 and 50, so that D1 = D2, and the data latched in the latch circuit 56 is D1 or D2 ( However, this corresponds to D1 = D2).
[0044]
The coincidence detection pulse EQP is generated when the zero cross detection timings of the output signals Y1 and Y2 coincide, that is, when “± d + θ (t) = ± d−θ (t)” is established. Since the data latched in the latch circuit 56 in response to D1 corresponds to D1 or D2 (where D1 = D2),
(D1 + D2) / 2
Is equivalent to This means
Figure 0003760191
This means that the data latched by the latch circuit 56 accurately indicates the phase fluctuation error “± d”.
[0045]
Thus, when the detection target position fluctuates in time, data accurately indicating the phase fluctuation error “± d” is latched by the latch circuit 56 in accordance with the coincidence detection pulse EQP, and the output data of the latch circuit 56 Is supplied to the subtraction circuit 52 via the input A of the selector 55. Therefore, the subtracting circuit 52 can obtain data θ (or θ (t) in the case of temporal variation) that accurately responds only to the detection target position from which the phase variation error “± d” has been removed.
In FIG. 12, the AND gate 57 may be omitted, and the coincidence detection pulse EQP may be directly applied to the latch control input of the latch circuit 56.
In addition, the latch circuit 56 may latch not only the output count data of the counter 42 but also the output data “± d” of the error calculation circuit 51 as indicated by a broken line in FIG. In this case, the output timing of the output data of the error calculation circuit 51 corresponding to the generation timing of the coincidence detection pulse EQP is somewhat delayed because of the circuit operation delay of the latch circuits 49 and 50 and the error calculation circuit 51. Therefore, it is preferable to latch the output of the error calculation circuit 51 in the latch circuit 56 after performing an appropriate time delay adjustment.
Further, it can be understood that when the detection circuit unit 41 is configured in consideration of only dynamic characteristics, the circuit 51 and selector 55 in FIG. 12 and one of the latch circuits 49 or 50 in FIG. 1 may be omitted. I will.
[0046]
FIG. 13 shows another embodiment of the phase difference detection calculation method that can cancel the phase fluctuation error “± d”.
The first and second AC output signals A and B of the resolver type output from the secondary coils 21 to 24 of the coil unit 2 are input to the detection circuit unit 60, and in the same manner as in the example of FIG. The AC output signal A = sin θ · sin ωt is input to the phase shift circuit 44, and the electrical phase is phase-shifted by a predetermined amount to obtain the phase-shifted AC signal A ′ = sin θ · cos ωt. The subtracting circuit 46 subtracts the phase-shifted AC signal A ′ = sin θ · cos ωt and the second AC output signal B = cos θ · sin ωt, and outputs B−A ′ = cos θ · An electrical AC signal Y2 can be obtained that can be expressed by the following equation: sinωt−sinθ · cosωt = sin (ωt−θ). The output signal Y2 of the subtraction circuit 46 is input to the zero cross detection circuit 48, and the latch pulse LP2 is output in response to the zero cross detection and input to the latch circuit 50.
[0047]
The embodiment of FIG. 13 differs from the embodiment of FIG. 10 in that the phase shift amount θ is measured from the AC signal Y2 = sin (ωt−θ) including the electrical phase shift corresponding to the detection target position. The reference phase is different. In the example of FIG. 10, the reference phase when measuring the phase shift amount θ is the zero phase of the reference sine signal sinωt, which is not input to the coil unit 2. This does not include the phase variation error “± d” based on impedance changes and other various factors. For this purpose, in the example of FIG. 10, two AC signals Y1 = sin (ωt + θ) and Y2 = sin (ωt−θ) are formed, and the electric phase difference is obtained, thereby obtaining the phase variation error “± d”. I try to offset it. On the other hand, in the embodiment of FIG. 13, a reference phase for measuring the phase shift amount θ is formed based on the first and second AC output signals A and B output from the coil unit 2. The phase fluctuation error “± d” is eliminated by making the reference phase itself include the phase fluctuation error “± d”.
[0048]
That is, in the detection circuit unit 60, the first and second AC output signals A and B output from the coil unit 2 are input to the zero cross detection circuits 61 and 62, respectively, and each zero cross is detected. Note that the zero cross detection circuits 61 and 62 respond to both the zero cross (so-called 0 phase) in which the amplitude values of the input signals A and B change from negative to positive and the zero cross (so-called 180 degree phase) in which the amplitude changes from positive to negative. A zero cross detection pulse is output. This is because sin θ and cos θ that determine the positive / negative polarity of the amplitudes of the signals A and B are arbitrarily positive or negative depending on the value of θ, and in order to detect a zero cross every 360 degrees based on the combination of both, This is because it is necessary to detect a zero cross every 180 degrees. The zero-cross detection pulses output from both the zero-cross detection circuits 61 and 62 are OR-combined by an OR circuit 63, and the output of the OR circuit 63 is an appropriate ½ frequency-dividing pulse circuit 64 (for example, 1 such as a T-flip-flop). / 2 frequency dividing circuit and pulse output AND gate), and every other zero cross detection pulse is taken out, and zero cross every 360 degrees, that is, zero cross detection pulse corresponding to only 0 phase is a reference phase signal. Output as a pulse RP. This reference phase signal pulse RP is given to the reset input of the counter 65. The counter 65 continuously counts a predetermined clock pulse CK, and the count value is repeatedly reset to 0 in response to the reference phase signal pulse RP. The output of the counter 65 is input to the latch circuit 50, and the count value is latched in the latch circuit 50 at the generation timing of the latch pulse LP2. Data D latched in the latch circuit 50 is output as measurement data of the phase difference θ corresponding to the detection target position x.
[0049]
The first and second AC output signals A and B output from the coil unit 2 are A = sin θ · sin ωt and B = cos θ · sin ωt, respectively, and the electrical phases are the same. Therefore, the zero crossing should be detected at the same timing, but since the amplitude coefficient varies with the sine function sinθ and the cosine function cosθ, either amplitude level may be 0 or close to 0. If on the other hand, virtually no zero cross can be detected. Therefore, in this embodiment, zero cross detection processing is performed for each of the two AC output signals A = sin θ · sin ωt and B = cos θ · sin ωt, and one of the zero cross detection outputs is OR-synthesized, so that one of the amplitude levels is amplitude level. Even if the zero cross detection is impossible due to the small size, the zero cross detection output signal having the larger amplitude level on the other side can be used.
[0050]
In the case of the example in FIG. 13, assuming that the phase fluctuation error due to the coil impedance change or the like of the coil unit 2 is “−d”, for example, the AC signal Y2 output from the subtraction circuit 46 is as shown in FIG. As shown, Y2 = sin (ωt−d−θ). In this case, the output signals A and B of the coil unit 2 have amplitude values sinθ and cosθ corresponding to θ, respectively, and A = sinθ · sin (ωt−d), as illustrated in FIG. B = cos θ · sin (ωt−d), which includes a phase fluctuation error. Therefore, the reference phase signal pulse RP obtained at the timing as shown in FIG. 14C based on this zero cross detection is shifted from the 0 phase of the original reference sine signal sinωt by the phase variation error −d. . Accordingly, if the phase shift amount of the output AC signal Y2 = sin (ωt−d−θ) of the subtracting circuit 46 is measured using the reference phase signal pulse RP as a reference, an accurate value θ with the phase fluctuation error −d removed. Will be obtained.
[0051]
In addition, if apparatus conditions, such as the wiring length of the coil part 2, are determined, the impedance change will depend mainly on temperature. Then, the phase variation error ± d corresponds to data indicating the temperature of the surrounding environment where the spherical sensor is provided. Therefore, in the circuit having the circuit 51 for calculating the phase fluctuation error ± d as in the embodiment of FIG. 10, the data of the phase fluctuation error ± d obtained there can be appropriately outputted as temperature detection data. Therefore, according to such a configuration of the present invention, not only the position can be detected by one spherical sensor, but also data indicating the temperature of the surrounding environment of the sensor can be obtained. It has an effect. Of course, there is also an excellent effect that high-accuracy detection in response to the detection target position is possible without being affected by the impedance change on the sensor side due to temperature change or the length of the wiring cable. In addition, since the examples of FIGS. 10 and 13 are methods for measuring a phase difference in an AC signal, it is possible to perform detection with excellent high-speed response compared to the detection method as shown in FIG. Excellent effect.
[0052]
The digital phase detection circuit 40 as described above is provided for each of the detection coil units 2X and 2Y, and generates X-axis component position data Dx and Y-axis component position data Dy corresponding to each output signal. In that case, a common hardware device of the digital phase detection circuit 40 may be shared in time division for calculation of the phase difference data θ for each of the plurality of detection coil units 2X and 2Y.
Note that the measurement of the phase component θ included in the output signals of the detection coil units 2X and 2Y is not limited to the calculation of the digital absolute value as described above, and other design changes can be made. For example, an analog signal (voltage or current) corresponding to the phase component θ may be output. Further, as shown in FIG. 8, the incremental pulses Px and Py may be generated according to the increase (displacement) of the phase component θ. Alternatively, the phase value θ may be frequency-converted to repeatedly generate clock pulses having a frequency corresponding to the phase value θ. Alternatively, the amplitude value sin θ or cos θ of the output signal A or B may be used as position detection information without performing the calculation for obtaining the phase component θ. Alternatively, the amplitude value sinθ or cosθ of the output signal A or B may be subjected to voltage-frequency conversion, and a clock pulse having a frequency corresponding to the amplitude value sinθ or cosθ may be repeatedly generated. In short, the method of processing the output signal of the sphere sensor of the present invention may be any method regardless of the digital / analog.
[0053]
In each of the above embodiments, the detection principle by the coil unit 2 and the magnetic response member 3 may be configured by a known phase shift type position detection principle. For example, in the coil section shown in FIG. 2, the relationship between the primary coil and the secondary coil is reversed, and the sine phase coil 21 and the minus sine phase coil 23 are connected to the sine signals sin ωt, −sin ωt of opposite phases. The cosine phase coil 22 and the minus cosine phase coil 24 are excited by cosine signals cos ωt and -cos ωt having opposite phases, and include an electrical phase shift θ corresponding to the detection target inclination θ from the output coil. An output signal sin (ωt−θ) may be obtained.
Alternatively, the detection principle by the coil unit 2 and the magnetic response member 3 may be configured to obtain an analog detection output based on a known differential transformer type position detection principle.
[0054]
Alternatively, in each of the above embodiments, the configuration of the coil unit 2 is not configured to include a pair of a primary coil and a secondary coil, but is configured by only one coil, and the one coil is a predetermined AC signal. The detection data corresponding to the operation amount can be obtained by measuring the current change based on the inductance change generated according to the amount of penetration of the magnetic body (magnetic response member 3) into the coil. Good. In that case, the required measurement is performed by a method of measuring the amplitude change of the output signal in response to the current change or a method of measuring the phase change between the output signals at each end of the coil in response to the current change. Can do.
In addition, the structure of the detection means by the coil part 2 and the magnetic response member 3 can be arbitrarily modified.
In addition, a spherical sensor may be configured by selectively adopting a part of the new and meaningful configuration shown in the above embodiment.
[0055]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, at least the lower surface of the case has a curved shape, and at least the coil portion is installed in a predetermined arrangement on the lower surface, and moves with the case. The case rolls, swings, or tilts according to a movement applied from the outside to the coil portion, and the coil portion placement surface rolls, swings, or swings along with the movement of the case in response to any free movement applied from the outside. Tilt. A magnetic response member is housed in the case so as to be movable according to gravity. Since the magnetic response member is always oriented in the direction of gravity, the magnetic response member is moved in the case according to the movement of the case. It moves relatively, and is displaced relatively with respect to the coil part arrange | positioned on this case lower surface. The induction output signal generated in the coil portion changes in accordance with the change in the positional relationship between the magnetic response member and the coil portion, and the displacement of the case according to the movement applied from the outside can be detected.
Therefore, the present invention provides a novel sensor that can detect any free movement applied from the outside simply and inexpensively with a simple configuration by using an inductive detection device. It can be used for a wide range of applications and uses.
[Brief description of the drawings]
1A and 1B are diagrams showing an embodiment of a spherical sensor according to the present invention, in which FIG. 1A is a schematic external view, FIG. 1B is a diagram showing an example of a magnetic response member, and FIG. FIG.
FIG. 2 is a circuit diagram showing one circuit configuration example of two detection coil units constituting the coil unit.
FIG. 3 is a development view showing another example of the coil arrangement of the coil section.
FIG. 4 is a development view showing still another example of the coil arrangement of the coil portion.
FIG. 5 is a schematic external view showing another embodiment of the spherical sensor according to the present invention.
6 is a view showing a modification example of the magnetic response member in FIG. 1; FIG.
FIG. 7 is a diagram showing a usage example of a spherical sensor according to the present invention.
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example in which incremental pulses are generated based on X-axis position component data and Y-axis position component data obtained from two detection coil units constituting the coil unit.
FIG. 9 is a block diagram showing an example of a phase detection type measurement circuit applicable to the spherical sensor according to the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing another example of a phase detection type measurement circuit applicable to the spherical sensor according to the present invention.
FIG. 11 is an operation explanatory diagram of FIG. 10;
12 is a block diagram showing a modification example added to the circuit of FIG. 10;
FIG. 13 is a block diagram showing still another example of a phase detection type measurement circuit applicable to the spherical sensor according to the present invention.
14 is an operation explanatory diagram of FIG. 13. FIG.
[Explanation of symbols]
1 case
2 Coil part
2X, 2Y Detection coil along the predetermined direction
21-24 Secondary coil
3 Magnetic response member
3a steel ball
40 Digital phase detection circuit

Claims (6)

曲面形状の下面を少なくとも有する非磁性体からなる球体又は部分球体形状のケースと、
該ケース内において重力に従って移動自在に収納された磁気応答部材と、
前記ケースの少なくとも前記下面において所定の配置で設置され、前記磁気応答部材の相対的位置に応答した誘導出力信号を生じるコイル部と
を備え、前記ケースに外部より加えられる動きに応じて該ケースを転動又は揺動又は傾斜させ、このケースの動きに応じて前記磁気応答部材が該ケース内で相対的に変位し、この変位に応じて前記コイル部に生じる誘導出力信号が変化し、前記外部より加えられる動きに応じた前記ケースの変位を検知することを特徴とする球体センサであって、
前記コイル部は、第１の方向に沿って配置された複数の極を構成する第１のコイルグループと、前記第１の方向に直交する第２の方向に沿って配置された複数の極を構成する第２のコイルグループとで構成され、
前記第１のコイルグループは、前記第１の方向に沿う前記磁気応答部材の相対的位置に関してサイン相、コサイン相、マイナスサイン相及びマイナスコサイン相の特性を示す４極のコイルで構成され、サイン相とマイナスサイン相の出力を差動合成してサイン相の位置検出信号を生成し、コサイン相とマイナスコサイン相の出力を差動合成してコサイン相の位置検出信号を生成し、更に、これらのサイン相及びコサイン相の位置検出信号に基づき前記磁気応答部材の相対的位置に応じたＸ軸成分位置検出信号を生成する回路を該第１のコイルグループに対応して具備し、
前記第２のコイルグループは、前記第２の方向に沿う前記磁気応答部材の相対的位置に関してサイン相、コサイン相、マイナスサイン相及びマイナスコサイン相の特性を示す４極のコイルで構成され、サイン相とマイナスサイン相の出力を差動合成してサイン相の位置検出信号を生成し、コサイン相とマイナスコサイン相の出力を差動合成してコサイン相の位置検出信号を生成し、更に、これらのサイン相及びコサイン相の位置検出信号に基づき前記磁気応答部材の相対的位置に応じたＹ軸成分位置検出信号を生成する回路を該第２のコイルグループに対応して具備することを特徴とする球体センサ。A spherical or partial spherical case made of a non-magnetic material having at least a curved lower surface;
A magnetic response member housed movably in accordance with gravity in the case;
A coil portion that is installed in a predetermined arrangement on at least the lower surface of the case and generates an induction output signal in response to a relative position of the magnetic response member, and the case is moved according to a movement applied to the case from the outside. The magnetic response member is relatively displaced in the case in accordance with the movement of the case, and the induced output signal generated in the coil portion is changed in response to the displacement. A spherical sensor characterized by detecting the displacement of the case according to a more applied movement ,
The coil section includes a first coil group constituting a plurality of poles arranged along a first direction, and a plurality of poles arranged along a second direction orthogonal to the first direction. A second coil group to be configured,
The first coil group is composed of a four-pole coil having characteristics of a sine phase, a cosine phase, a minus sine phase, and a minus cosine phase with respect to a relative position of the magnetic response member along the first direction. Differentially combining the output of the phase and the minus sine phase to generate a position detection signal of the sine phase, and differentially combining the output of the cosine phase and the minus cosine phase to generate a position detection signal of the cosine phase. A circuit for generating an X-axis component position detection signal corresponding to the relative position of the magnetic response member based on the position detection signals of the sine phase and cosine phase of the first coil group,
The second coil group is composed of four-pole coils exhibiting characteristics of a sine phase, a cosine phase, a minus sine phase, and a minus cosine phase with respect to the relative position of the magnetic response member along the second direction. Differentially combining the output of the phase and the minus sine phase to generate a position detection signal of the sine phase, and differentially combining the output of the cosine phase and the minus cosine phase to generate a position detection signal of the cosine phase. And a circuit for generating a Y-axis component position detection signal corresponding to the relative position of the magnetic response member based on the position detection signals of the sine phase and the cosine phase of the second coil group. Sphere sensor . 前記磁気応答部材は、球体からなるものである請求項１に記載の球体センサ。The sphere sensor according to claim 1 , wherein the magnetic response member is made of a sphere. 前記磁気応答部材は、磁性流体からなるものである請求項１に記載の球体センサ。The spherical sensor according to claim 1 , wherein the magnetic response member is made of a magnetic fluid. 前記磁気応答部材は、磁性粉体からなるものである請求項１に記載の球体センサ。The spherical sensor according to claim 1 , wherein the magnetic response member is made of magnetic powder. 前記磁気応答部材は、固体の磁気応答部材と磁性流体又は磁性粉体を含むものである請求項１に記載の球体センサ。The spherical sensor according to claim 1 , wherein the magnetic response member includes a solid magnetic response member and a magnetic fluid or magnetic powder. 請求項１乃至５のいずれかに記載された前記球体センサと、
該球体センサから出力される前記Ｘ軸成分位置検出信号とＹ軸成分位置検出信号とに基づきカーソルＸ軸駆動信号とカーソルＹ軸駆動信号を形成する回路と
を具えたマウス。The sphere sensor according to any one of claims 1 to 5 ,
A mouse comprising a circuit for forming a cursor X-axis drive signal and a cursor Y-axis drive signal based on the X-axis component position detection signal and the Y-axis component position detection signal output from the spherical sensor.
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