JP3743948B2

JP3743948B2 - Commercial power supply synchronous charging circuit and charging method

Info

Publication number: JP3743948B2
Application number: JP23539299A
Authority: JP
Inventors: 薫染谷; 忍角
Original assignee: Casio Computer Co Ltd
Current assignee: Casio Computer Co Ltd
Priority date: 1999-08-23
Filing date: 1999-08-23
Publication date: 2006-02-08
Anticipated expiration: 2019-08-23
Also published as: JP2001061236A

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a charging circuit of a capacitor type storage battery, which can charge safely with a simply constituted power source circuit of a charging device by using a commercial AC power source, and can realize miniaturization and cost reduction. SOLUTION: A charging circuit is constituted, by installing a rectifier circuit 20 which performs half-wave rectification or full-wave rectification of an AC voltage supplied from a commercial power source 10 and forms a pulse current, having a voltage waveform of a specified period, a current limiter circuit 30, a switch circuit 40, a switch control circuit 50 which detects proper period corresponding to the pulse voltage formed by the rectifier circuit 20 and controls electric continuity of the switch circuit 40, and a reverse current blocking circuit 60. The rectifier circuit 20 is connected with the commercial power source 10, and the reverse current blocking circuit 60 is connected to a capacitor storage battery 70.

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、充電回路及び充電方法に関し、特に、コンデンサ型蓄電池を備えた充電回路及び充電方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、鉛蓄電池やアルカリ蓄電池等の二次電池の充電においては、定電流充電、あるいは、定電圧充電、定電圧パルス充電等の方法が用いられている。これらの充電方法により二次電池を充電した場合、充電による端子電圧の変化が微少であるため、充電の終了状態（終了時期）の検出に際し、微少な電圧変動を検出したり、電池の温度変化を検出する等の手法を採用する必要があった。そのため、充電状態を正確に検出して効率的に充電動作を行うためには、装置構成や制御が複雑となり、装置の大型化や製造コストの増大を招くという問題を有していた。
【０００３】
一方、近年、電気自動車等の駆動用電源として、電気二重層コンデンサ等のコンデンサ型蓄電池を備えた充電回路（装置）を適用することが研究されている。一般に、電気二重層コンデンサを含むコンデンサの両端電圧Ｖは、Ｑを電荷量、Ｃをコンデンサ容量とすると、次式のように表される。
Ｖ＝Ｑ／Ｃ ……（１１）
また、電荷量Ｑは、ＩＡをコンデンサに流れる電流（充電電流）、ｔを充電時間とすると、次式のように表される。
Ｑ＝ＩＡ・ｔ ……（１２）
【０００４】
したがって、電気二重層コンデンサに蓄積される電荷量Ｑは、充電時間ｔの経過に比例して上昇するので、蓄積電荷量Ｑに対応する充電電圧も充電時間ｔとともに上昇する特性を有するとともに、上述した鉛蓄電池やアルカリ蓄電池等の二次電池に比べて急速充電が可能であり、繰り返し充放電によるサイクル寿命も長い、という長所を有している。
このような電気二重層コンデンサにおいて、充電効率向上のため、一定電流を印加する充電方式を用いることが、例えば、特開平７−８７６６８号公報等に記載されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来技術においては、電気二重層コンデンサを一定の電流により充電する場合、商用電源（ＡＣ電源）による交流電圧をトランス等で降圧し、整流して定電流を生成し、充電用電源として用いていたため、充電装置の電源回路部分が大型化し、さらに、装置の製造コストを増大させるという問題を有していた。
【０００６】
そこで、本発明は、上記課題に鑑み、商用交流電源を用いつつ、充電装置の電源回路を簡単な構成で、かつ、安全に充電することができ、小型化及び低コスト化を実現することができるコンデンサ型蓄電池の充電回路及び充電方法を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の充電回路は、商用電源の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成、出力する電源手段と、該脈流の電圧周期毎の所定期間において充電電流の供給状態を制御する充電制御手段と、該充電制御手段から供給される前記充電電流に対応する電気エネルギーを蓄積するコンデンサ型蓄電池と、を備え、前記充電制御手段は、基準電圧を設定する基準電圧設定手段と、前記脈流による入力電圧と前記コンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分を検出し、該差分が前記基準電圧以内であるか否かを判定する電圧判定手段とを有し、該電圧判定手段による判定結果に基づいて前記充電電流の供給状態を制御することを特徴としている。
【０００８】
請求項２記載の充電回路は、請求項１記載の充電回路において、前記電源手段は、直流遮断回路及び全波整流回路からなる周波数倍増回路が直列にｎ段接続され、前記商用電源の交流電圧成分の電圧周期の２ⁿ倍の電圧周期を有する脈流を生成することを特徴としている。
【００１０】
請求項３記載の充電回路は、請求項１乃至２のいずれかに記載の充電回路において、前記充電制御手段は、前記電圧判定手段により前記差分が前記基準電圧以内にあると判定されたとき、前記充電電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給することを特徴としている。請求項４記載の充電回路は、請求項１乃至２のいずれかに記載の充電回路において、前記充電制御手段は、前記充電電流の供給経路上に電流制限手段と、スイッチ手段と、逆流阻止手段とを有し、前記充電制御手段は、前記電圧判定手段により前記差分が前記基準電圧以内にあると判定されたとき、前記スイッチ手段を導通させて、前記充電電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給することを特徴としている。
【００１１】
請求項５記載の充電方法は、商用電源の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成する手順と、該脈流の電圧周期毎の所定期間において、前記脈流による入力電圧とコンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分があらかじめ設定された基準電圧以内であるか否かを判定する手順と、充電電流の前記コンデンサ型蓄電池への供給状態を前記差分が前記基準電圧以内であるか否かの判定結果に基づいて制御する手順と、前記電圧周期毎に間欠的に供給される前記充電電流に対応する所定の電気エネルギーを前記コンデンサ型蓄電池に蓄積する手順と、を含むことを特徴としている。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る充電回路について、実施の形態を示して詳しく説明する。
まず、本発明に係る充電回路の全体構成について、図面を参照して説明する。
図１は、本発明に係る充電回路の全体構成を示すブロック図である。
図１に示すように、本発明に係る充電回路は、大別して、整流回路２０と、電流制限回路３０と、スイッチ回路４０と、スイッチ制御回路５０と、逆流阻止回路６０と、を有して構成され、整流回路２０には商用電源１０が接続され、逆流阻止回路６０にはコンデンサ型蓄電池７０が接続されている。ここで、整流回路２０は、本発明に係る電源手段を構成し、電流制限回路３０、スイッチ回路４０、スイッチ制御回路５０、及び、逆流阻止回路６０は、本発明に係る充電制御手段を構成する。
【００１３】
整流回路２０は、商用電源１０により供給される交流電圧を、正の電圧成分期間、又は、負の電圧成分期間のみ、あるいは、正負双方の電圧成分期間を抽出する半波整流、あるいは、全波整流（又は、両波整流とも言う）機能を有し、一定の周期で正の電圧波形を有する脈流を生成する。この脈流は、後述するスイッチ回路４０を介してコンデンサ型蓄電池７０に供給されるとともに、その供給タイミングを規定するスイッチ手段の導通制御に用いられる。詳しくは後述する。
電流制限回路３０は、後述するスイッチ回路４０が導通状態にある場合に流れる充電電流の最大電流値を、予め想定される脈流の電圧に応じて設定する。
スイッチ回路４０は、後述するスイッチ制御回路５０からの制御信号に基づいて、電流制限された充電電流の、コンデンサ型蓄電池７０への供給、遮断状態を制御する。
【００１４】
スイッチ制御回路５０は、整流回路２０により生成された脈流電圧（入力電圧）及び所定の基準電圧に基づいて、又は、該脈流電圧（入力電圧）及びコンデンサ型蓄電池７０への供給電圧（出力電圧）に基づいて、あるいは、コンデンサ型蓄電池７０の両端電圧（充電電圧）及び所定のしきい値電圧に基づいて、各々電圧を比較、判定して、該電圧に応じた適当な期間（制御周期）を検出して、スイッチ回路４０を導通制御する。
逆流阻止回路６０は、スイッチ制御回路５０の導通制御において、コンデンサ型蓄電池７０の充電電圧よりもスイッチ回路４０側の脈流の電圧が低いときに、コンデンサ型蓄電池７０に蓄積された電気エネルギーが逆流して低下することを阻止する。
【００１５】
このような構成を有する充電回路において、整流回路２０により商用電源１０の交流電圧成分が整流されて所定の電圧周期を有する脈流が生成され、該脈流による入力電圧、出力電圧、又は、コンデンサ型蓄電池７０における充電電圧に基づいて、スイッチ制御回路５０によりスイッチ回路４０の導通制御タイミングが設定される。
【００１６】
＜第１の実施形態＞
次に、本発明に係る充電回路の第１の実施形態について、図面を参照して説明する。
図２は、本発明に係る充電回路の第１の実施形態を示すブロック図である。
図２に示すように、本実施形態に係る充電回路は、整流回路２０Ａと、電流制限回路３０Ａと、入力電圧検出回路５０Ｂと、スイッチ回路４０Ａと、電圧判定回路５０Ａと、逆流阻止回路６０Ａと、を有して構成され、充電回路の入力端子Ｔinには、商用電源１０から交流電圧（例えば、ＡＣ１００Ｖ）が供給され、出力端子Ｔoutには、電気二重層コンデンサ７０Ａが接続されている。
【００１７】
ここで、整流回路２０Ａは、上述したように、商用電源１０の交流電圧成分を半波整流、あるいは、全波整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成し、電圧判定回路５０Ａは、入力電圧検出回路５０Ｂにより検出された上記脈流（入力電圧Ｖin）の電圧変化と、入力電圧Ｖinの判定用に予め設定された基準電圧Ｖzとを比較して、その大小関係に基づいて、スイッチ回路４０Ａの導通状態を制御する。
【００１８】
したがって、このような構成を有する充電回路によれば、入力電圧Ｖinの電圧変化が、電圧判定回路５０Ａにより規定される所定の電圧範囲内（例えば、基準電圧以下の電圧範囲）にある期間においてのみ、スイッチ回路４０Ａを導通状態として、整流回路２０Ａにより生成される充電電流が電気二重層コンデンサ７０Ａに供給される。
すなわち、充電動作時における最大電圧が一義的に決定され、かつ、充電電流の供給が周期的（間欠的）に行われる。
【００１９】
以下に、本実施形態に係る充電回路の具体的な回路構成例を示す。
図３は、本実施形態に係る充電回路の第１の具体例を示す回路構成図である。図３に示すように、第１の具体例は、充電回路１００Ａの一対の入力端子（電源端子）Ｔina、Ｔinb間に、日本国内において商用電源として供給されている１００Ｖ交流電源が接続され、充電回路１００Ａの一対の出力端子（充電端子）Ｔouta、Ｔoutb間に、電気二重層コンデンサ７０Ａが接続されている。
また、一方の入力端子Ｔinaと出力端子Ｔoutaの間には、半波整流用ダイオードＤ１１と、電流制限抵抗Ｒ１１と、スイッチング用電界効果トランジスタ（以下、単にスイッチという）Ｔｒ１１と、逆流阻止ダイオードＤ１２が直列に接続されている。
【００２０】
さらに、半波整流用ダイオードＤ１１と電流制限抵抗Ｒ１１との間の接点Ｎ１１とスイッチＴｒ１１のゲートとの間には電圧検出抵抗Ｒ１３が、また、接点Ｎ１１と他方の入出力端子間線（ＴinbとＴoutbとの信号線）との間には抵抗Ｒ１４が、各々設けられ、スイッチＴｒ１１のゲート及び他方の入出力端子間線に、各々コレクタ及びエミッタが接続されたスイッチ制御用トランジスタ（以下、単に制御スイッチという）Ｔｒ１２が設けられ、制御スイッチＴｒ１２のベースと接点Ｎ１１との間にはツェナーダイオードＤ１３及び分割抵抗Ｒ１５が設けられ、制御スイッチＴｒ１２のベースと他方の入出力端子間線との間には分割抵抗Ｒ１６が設けられている。ここで、電圧検出抵抗Ｒ１３は、電圧検出回路を構成し、ツェナーダイオードＤ１３、分割抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、制御スイッチＴｒ１２は、電圧判定回路を構成する。
【００２１】
次いで、本具体例に係る充電回路の動作について、図面を参照して説明する。図４は、本具体例に係る充電回路における動作を示す電圧／電流波形図である。
上述した回路構成において、図４（ａ）に示すように、商用電源電圧として、ＡＣ１００Ｖの正弦交流電圧が印加されている場合、半波整流用ダイオードＤ１１の整流作用により、図４（ｂ）に示すように、正の電圧成分期間のみが抽出されて、商用電源電圧と同等の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成される。
【００２２】
このとき、他方の入出力端子間線（ＴinbとＴoutbとの信号線）に印加されている電圧をＶsとし、接点Ｎ１１における瞬時電圧（入力電圧）がＶinであるとすると、入出力端子間線Ｖsを基準として、入力電圧ＶinがツェナーダイオードＤ１３のツェナー電圧Ｖzより小さい期間では、電圧検出抵抗Ｒ１３によりスイッチＴｒ１１のゲートにＶinの電圧が印加されて、スイッチＴｒ１１が導通（ＯＮ）状態となり、電流制限抵抗Ｒ１１、スイッチＴｒ１１及び逆流阻止ダイオードＤ１２を介して、電気二重層コンデンサ７０Ａに充電電流が供給されて、充電動作が行われる。
【００２３】
図４（ｂ）において、時間（ｔ）の経過に伴い、ツェナーダイオードＤ１３のツェナー電圧Ｖzより、入力電圧Ｖinの方が大きい期間になると、ツェナーダイオードＤ１３に電流が流れ、分割抵抗Ｒ１５、Ｒ１６で分圧される電圧（制御スイッチＴｒ１２のベース電圧）が、制御スイッチＴｒ１２のベース−エミッタ間電圧Ｖbeを超えたとき、制御スイッチＴｒ１２が導通状態となり、電圧検出抵抗Ｒ１３によりスイッチＴｒ１１に印加されている電圧（スイッチＴｒ１１のゲート電圧）がほぼ０Ｖに低下し、スイッチＴｒ１１が非導通（ＯＦＦ）状態となる。
【００２４】
これにより、接地電圧（ＧＮＤ）からツェナーダイオードＤ１３のツェナー電圧Ｖz程度に至るまでの電圧範囲にある（一定の周期の）所定の短期間のみ、スイッチＴｒ１１を導通状態にして、スイッチＴｒ１１及び逆流阻止ダイオードＤ１２を介して、電気二重層コンデンサ７０Ａに最大電圧値が規定された大きな充電電流が供給され、それ以外の電圧範囲（電圧期間）では、スイッチＴｒ１１は非導通（ＯＦＦ）状態となり、電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給が遮断される。なお、電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流は、電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧をＶｃとしたとき、電気二重層コンデンサ７０Ａへの印加電圧とＶｃとの電位差によって流れ、このＶｃは充電の進行に伴って上昇していくため、充電の進行に伴って前記充電電流は減少し、Ｖｃが前記ツェナー電圧Ｖz程度となったところで充電電流は概ね零となる。
この場合の電流波形を図４（ｃ）に示す。すなわち、図４（ｃ）に示すように、図４（ｂ）に示した電圧波形の立ち上がり期間（ｔ11〜ｔ12）、及び、立ち下がり期間（ｔ13〜ｔ14）の短い時間のみ、最大電圧値が制限された大電流が流れる。
【００２５】
したがって、本実施形態に係る充電回路によれば、商用電源により供給される交流電圧から、半波整流ダイオードＤ１により脈流を生成し、この脈流に基づいて、充電電流の供給が周期的（間欠的）に行われるとともに、最大電圧が制限された大きな充電電流が短時間に供給され、さらに、従来技術に示したように、商用電源による交流電圧をトランス等で降圧する必要がないので、充電回路の回路構成を簡易にするとともに、回路素子からの発熱を抑制して、大幅な小型軽量化、低コスト化を図ることができる。また、充電電流の供給を、商用電源により供給される交流電圧に基づいて制御しているので、インバータのような発振回路や制御用の別電源を必要とせず、回路構成を簡易にしつつ、回路動作の安定性を向上させることができる。
【００２６】
図５は、本実施形態に係る充電回路の第２の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した具体例と同等の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。
図５に示すように、第２の具体例は、図３に示した回路構成において、充電電流の供給制御を行うスイッチＴｒ１１として、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）に替えて、ＦＥＴと同様に動作速度が速く、かつ、動作効率が高く、小型軽量、長寿命等の特性を有するサイリスタＴｒ１１′を適用したことを特徴としている。
このような構成によっても、上述した第１の具体例と同等の作用効果を得ることができる。
【００２７】
図６は、本実施形態に係る充電回路の第３の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した具体例と同等の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。
図６に示すように、第３の具体例は、図３に示した回路構成において、半波整流ダイオードＤ１１に替えて、ダイオードＤ１１ａ〜Ｄ１１ｄから構成される全波整流回路２０Ｂを適用したことを特徴としている。
【００２８】
全波整流回路２０Ｂは、具体的には、入力端子Ｔinaと接点Ｎ１１ａとの間に設けられたダイオードＤ１１ａと、入力端子Ｔinbと接点Ｎ１１ｂとの間に設けられたダイオードＤ１１ｂと、入力端子Ｔinaと接点Ｎ１１ｂとの間に設けられたダイオードＤ１１ｃと、入力端子Ｔinｂと接点Ｎ１１ａとの間に設けられたダイオードＤ１１ｄと、を有して構成され、ダイオードＤ１１ａ及びＤ１１ｂ、Ｄ１１ｃ及びＤ１１ｄは、各々逆方向に接続され、接点Ｎ１１ａにおいて、商用電源により供給される交流電圧における正の電圧成分期間、及び、負の電圧成分期間のいずれもが抽出されて、商用電源の２倍の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成されるように構成されている。
【００２９】
次いで、本具体例に係る充電回路の動作について、図面を参照して説明する。図７は、本具体例に係る充電回路における電圧／電流波形を示す回路構成図である。
上述した回路構成において、図７（ａ）に示すように、商用電源電圧として、ＡＣ１００Ｖの正弦交流電圧が印加されている場合、全波整流回路２０Ｂの整流作用により、図７（ｂ）に示すように、正負双方の電圧成分期間が抽出されて、商用電源電圧の２倍の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成される。例えば、商用電源電圧の周波数が５０Ｈｚの場合、全波整流作用により、１００Ｈｚの周波数を有する脈流が生成される。
【００３０】
そして、図７（ｂ）において、時間（ｔ）の経過に伴い、ツェナーダイオードＤ１３のツェナー電圧Ｖzで規定される電圧と電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧Ｖcの和より、瞬時電圧Ｖinの方が小さい期間においては、スイッチＴｒ１１が導通状態となって、電気二重層コンデンサ７０Ａに所定の充電電流が供給され、瞬時電圧Ｖinが大きくなると、制御スイッチＴｒ１２が非導通状態となり、電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給が遮断される。
この場合の電流波形を図７（ｃ）に示す。すなわち、図７（ｃ）に示すように、図７（ｂ）に示した電圧波形の立ち上がり期間（ｔ21〜ｔ22）、及び、立ち下がり期間（ｔ23〜ｔ24）の非常に短い時間のみ、瞬時的に最大電圧値が制限された充電電流が流れる。
【００３１】
したがって、本実施形態に係る充電回路によれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波整流回路２０Ｂにより２倍の周期の脈流を生成し、この脈流に基づいて、充電電流の供給が２倍の周期で行われるので、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給量（蓄積されるエネルギー量）が２倍になり、充電時間を一定として充電動作を行う場合には、各周期毎の瞬時電流の電流値（平均電流値）を半減することができるとともに、回路的には電流制限抵抗Ｒ１１を大きくできるので、スイッチＴｒ１１、Ｔｒ１２に用いるトランジスタ等の素子として小電力の部品を適用することができ、一層の小型軽量化を図ることができる。また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
【００３２】
＜第２の実施形態＞
次に、本発明に係る充電回路の第２の実施形態について、図面を参照して説明する。
図８は、本発明に係る充電回路の第２の実施形態を示すブロック図である。ここで、上述した実施形態と同等の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。
図８に示すように、本実施形態に係る充電回路は、整流回路２０Ａと、電流制限回路３０Ａと、入力電圧検出回路５０Ｂと、スイッチ回路４０Ａと、電圧判定回路５０Ａと、出力電圧検出回路５０Ｃと、逆流阻止回路６０Ａと、を有して構成され、充電回路の入力端子Ｔinには、商用電源１０から交流電圧が供給され、出力端子Ｔoutには、電気二重層コンデンサ７０Ａが接続されている。
【００３３】
ここで、整流回路２０Ａは、上述した実施形態と同様に、商用電源１０の交流電圧成分を半波整流、あるいは、全波整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成し、電圧判定回路５０Ａは、入力電圧検出回路５０Ｂにより検出された上記脈流（入力電圧Ｖin）の電圧変化と、出力電圧検出回路５０Ｃにより検出されたスイッチ回路４０Ａの出力電圧Ｖoutとを比較して、その大小関係に基づいて、スイッチ回路４０Ａの導通状態を制御する。
【００３４】
したがって、このような構成を有する充電回路によれば、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの電圧差が、電圧判定回路５０Ａにより規定される所定の電圧範囲内（例えば、予め設定された基準電圧程度の電圧範囲）にある期間においてのみ、スイッチ回路４０Ａを導通状態として、整流回路２０Ａにより生成される充電電流が電気二重層コンデンサ７０Ａに供給される。
すなわち、電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給状態に応じて、スイッチ回路４０Ａの導通制御が行われ、適切な充電電流の供給が周期的（間欠的）に行われる。
【００３５】
以下に、本実施形態に係る充電回路の具体的な回路構成例を示す。
図９は、本実施形態に係る充電回路の第１の具体例を示す回路構成図である。図９に示すように、第１の具体例は、充電回路１００Ｂの一対の入力端子Ｔina、Ｔinb間に、商用電源として供給されている１００Ｖ交流電源が接続され、充電回路１００Ｂの一対の出力端子Ｔouta、Ｔoutb間に、電気二重層コンデンサ７０Ａが接続されている。
また、一方の入力端子Ｔinaと出力端子Ｔoutaの間には、半波整流用ダイオードＤ２１と、電流制限抵抗Ｒ２１と、スイッチＴｒ２１と、逆流阻止ダイオードＤ２２が直列に接続されている。
【００３６】
さらに、半波整流用ダイオードＤ２１と電流制限抵抗Ｒ２１との間の接点Ｎ２１と、スイッチＴｒ２１のゲートとの間には電圧検出抵抗Ｒ２３が、また、接点Ｎ２１と他方の入出力端子間線（ＴinbとＴoutbとの信号線）との間には抵抗Ｒ２４が、各々設けられ、スイッチＴｒ２１と逆流阻止ダイオードＤ２２との間の接点Ｎ２２及びスイッチＴｒ２１のゲートに、各々エミッタ及びコレクタが接続された制御スイッチＴｒ２２が設けられ、制御スイッチＴｒ２２のベースと接点Ｎ２１との間には、ツェナーダイオードＤ２３及び分割抵抗Ｒ２５が設けられ、制御スイッチＴｒ２２のベースと接点Ｎ２２との間には、分割抵抗Ｒ２６が設けられている。ここで、電圧検出抵抗Ｒ２３は、電圧検出回路を構成し、ツェナーダイオードＤ２３、分割抵抗Ｒ２５、Ｒ２６、制御スイッチＴｒ２２は、電圧判定回路及び出力電圧検出回路を構成する。
【００３７】
次いで、本具体例に係る充電回路の動作について、図面を参照して説明する。
図１０は、本具体例に係る充電回路における動作を示す電圧／電流波形図である。
上述した回路構成において、図１０（ａ）に示すように、商用電源電圧として、ＡＣ１００Ｖの正弦交流電圧が印加されている場合、半波整流用ダイオードＤ２１の整流作用により、図１０（ｂ）に示すように、正の電圧成分期間のみが抽出されて、商用電源電圧と同等の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成される。
【００３８】
このとき、電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧としてＶcに相当する電気エネルギーが蓄積され、接点Ｎ２１における瞬時電圧（図１０（ｂ）に相当）がＶinであるとすると、電圧検出抵抗Ｒ２３によりスイッチＴｒ２１のゲートにＶinの電圧が印加されているので、次式の条件が成立するとき、スイッチＴｒ２１が導通状態となり、電流制限抵抗Ｒ２１、スイッチＴｒ２１及び逆流阻止ダイオードＤ２２を介して、電気二重層コンデンサ７０Ａに充電電流が供給されて、充電動作が行われる。
Ｖin−Ｖc＞０ ……（１）
このとき、スイッチＴｒ２１、逆流阻止ダイオードＤ２２が理想素子であるとすると、充電電流の電圧降下は、電流制限抵抗Ｒ１によってのみ規定されるため、その充電電流値は、次式で表される。
Ｉ＝（Ｖin−Ｖc）／Ｒ２１ ……（２）
【００３９】
図１０（ｂ）において、時間（ｔ）の経過に伴い、ツェナーダイオードＤ２３のツェナー電圧Ｖzで規定される電圧と電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧Ｖcの和より、瞬時電圧Ｖinの方が大きい期間になると、ツェナーダイオードＤ２３に電流が流れ、分割抵抗Ｒ２５、Ｒ２６で分圧される電圧（制御スイッチＴｒ２２のベース電圧）が、制御スイッチＴｒ２２のベース−エミッタ間電圧Ｖbeを超えたとき、制御スイッチＴｒ２２が導通状態となり、電圧検出抵抗Ｒ２３によりスイッチＴｒ２１に印加されている電圧（スイッチＴｒ２１のゲート電圧）がほぼ０Ｖに低下する。
【００４０】
これにより、瞬時電圧Ｖinが概ね電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧ＶcからツェナーダイオードＤ２３のツェナー電圧Ｖzを加えたＶc＋Ｖzに至るまでの電圧期間だけ電流が流れ、それ以外の電圧期間では、スイッチＴｒ２１は非導通状態となり、電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給が遮断される。この場合の電流波形を図１０（ｃ）に示す。すなわち、図１０（ｃ）に示すように、図１０（ｂ）に示した電圧波形の立ち上がり期間、及び、立ち下がり期間のうちの、短い時間（ｔ31〜ｔ32、ｔ33〜ｔ34）のみ、最大電圧値が制限された大電流が流れる。
【００４１】
すなわち、本具体例に係る充電回路においては、制御スイッチＴｒ２２により、入力電圧Ｖinが、ツェナー電圧Ｖz程度の狭い電圧範囲（Ｖc〜Ｖc＋Ｖz）にある所定の短期間のみ、スイッチＴｒ２１を導通状態にして、スイッチＴｒ２１及び逆流阻止ダイオードＤ２２を介して、電気二重層コンデンサ７０Ａに最大電圧値が規定された大きな充電電流が供給される。
【００４２】
したがって、本実施形態に係る充電回路によれば、商用電源により供給される交流電圧から、半波整流ダイオードＤ２１により脈流を生成し、この脈流に基づいて、充電電流の供給が周期的（間欠的）に行われるとともに、最大電圧が制限された大きな充電電流が供給されるので、上述した実施形態と同様に、充電回路の回路構成を簡易にして、大幅な小型軽量化、低コスト化を図しつつ、動作安定性を高めることができるとともに、電気二重層コンデンサ７０Ａの充電状態、すなわち、充電の進み具合による電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧Ｖｃの上昇に応じて、電気二重層コンデンサ７０Ａへの印加電圧を増加させて充電電流が概ね一定となるように制御され、一層効率的な充電動作を行うことができる。
【００４３】
また、本実施形態における充電電流の平均値は、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧Ｖcの変動が十分小さいとすると、次式により表される。
Ｉ＝（２／Ｔ）∫ｆ(t)dt ……（３）
一方、この場合の消費電力は、次式により表される。
Ｐ＝Ｉ²×（Ｒ１＋Ｒ_D1＋Ｒ_D2＋Ｒ_Ｔｒ ₁） ……（４）
なお、上記（３）、（４）式において、積分期間をｔ21〜ｔ22とし、ｆ(t)は商用電圧、Ｔは充電電流の供給周期、Ｒ_D1は半波整流用ダイオードＤ２１の順方向抵抗値、Ｒ_D2は逆流阻止ダイオードＤ２２の順方向抵抗値、Ｒ_Ｔｒ ₁はスイッチＴｒ２１の導通抵抗値である。
【００４４】
したがって、従来と同等の充電電流を供給する、という定電流の観点から本実施形態を検討すると、充電電流の供給期間（時間）の減少分だけ、該供給期間における電流値が増大することになるが、それに応じて回路素子の抵抗値が減ることになり、その総計は定電流ロスと一致する。よって、回路放熱設計時においても、平均定電流を考慮して簡易に設計作業を行うことができる。
【００４５】
図１１は、本実施形態に係る充電回路の第２の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した具体例と同等の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。
図１１に示すように、第２の具体例は、図９に示した回路構成において、半波整流ダイオードＤ２１に替えて、図６に示した回路構成と同様に、ダイオードＤ２１ａ〜Ｄ２１ｄから構成される全波整流回路２０Ｂを適用したことを特徴としている。
【００４６】
全波整流回路２０Ｂは、具体的には、入力端子Ｔinaと接点Ｎ２１ａとの間に設けられたダイオードＤ２１ａと、入力端子Ｔinbと接点Ｎ２１ｂとの間に設けられたダイオードＤ２１ｂと、入力端子Ｔinaと接点Ｎ２１ｂとの間に設けられたダイオードＤ２１ｃと、入力端子Ｔinｂと接点Ｎ２１ａとの間に設けられたダイオードＤ２１ｄと、を有して構成され、ダイオードＤ２１ａ及びＤ２１ｂ、Ｄ２１ｃ及びＤ２１ｄは、各々逆方向に接続され、接点Ｎ２１ａにおいて、商用電源により供給される交流電圧における正の電圧成分期間、及び、負の電圧成分期間のいずれもが抽出されて、商用電源の２倍の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成されるように構成されている。なお、全波整流回路２０Ｂにおける全波整流作用は、上述した実施形態と同等であるので、詳しい説明を省略する。
【００４７】
したがって、本実施形態に係る充電回路によれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波整流回路２０Ｂにより２倍の周期の脈流を生成し、この脈流に基づいて、充電電流の供給が２倍の周期で行われるので、充電時間を一定として充電動作を行う場合には、充電電流の電流値を低減することができるとともに、スイッチＴｒ２１、Ｔｒ２２に用いるトランジスタを小電力化して、一層の小型軽量化を図ることができる。また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
【００４８】
＜第３の実施形態＞
次に、本発明に係る充電回路の第３の実施形態について、図面を参照して説明する。
本実施形態に係る充電回路は、上述した第１乃至第２の実施形態において、整流回路２０Ａ、２０Ｂにより生成される脈流の電圧周期を大幅に高めて、電気二重層コンデンサ７０Ａへの単位時間当たりの充電電流の供給量（蓄積エネルギー量）を増大させたことを特徴としている。
【００４９】
図１２は、本実施形態に係る充電回路の第１の具体例を示す回路構成図である。
図１２に示すように、本実施形態に適用される整流回路２０Ｃ（本発明における周波数倍増回路）は、商用電源として供給されている１００Ｖ交流電源が接続された一対の入力端子Ｔina、Ｔinbと、後段の電流制限回路（図示を省略）側の接点Ｎ４１ａ、Ｎ４１ｂとの間に、第１段目の全波整流回路２１及び第２段の全波整流回路２２が順次接続された構成を有している。
【００５０】
全波整流回路２１は、具体的には、入力端子Ｔinaと接点Ｎ１ａとの間に設けられたダイオードＤ４１ａと、入力端子Ｔinbと接点Ｎ１ｂとの間に設けられたダイオードＤ４１ｂと、入力端子Ｔinaと接点Ｎ１ｂとの間に設けられたダイオードＤ４１ｃと、入力端子Ｔinｂと接点Ｎ１ａとの間に設けられたダイオードＤ４１ｄと、を有して構成され、ダイオードＤ４１ａ及びＤ４１ｂ、Ｄ４１ｃ及びＤ４１ｄは、各々逆方向に接続され、接点Ｎ１ａにおいて、商用電源により供給される交流電圧における正の電圧成分期間、及び、負の電圧成分期間のいずれもが抽出されて、商用電源の２倍の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成されるように構成されている。
【００５１】
また、全波整流回路２２は、接点Ｎ１ａに直流カット用のコンデンサ（本発明における直流遮断回路）Ｃａを介して設けられた接点Ｎ２ａと接点Ｎ４１ａとの間に設けられたダイオードＤ４２ａと、接点Ｎ１ｂと接点Ｎ４１ｂとの間に設けられたダイオードＤ４２ｂと、接点Ｎ２ａと接点Ｎ４１ｂとの間に設けられたダイオードＤ４２ｃと、接点Ｎ１ｂと接点Ｎ４１ａとの間に設けられたダイオードＤ４２ｄと、を有して構成され、ダイオードＤ４２ａ及びＤ４２ｂ、Ｄ４２ｃ及びＤ４２ｄは、各々逆方向に接続され、接点Ｎ２ａにおいて、接点Ｎ１ａにおける脈流の直流成分をカットした電圧波形が生成され、さらに、接点Ｎ４１ａにおいて、接点Ｎ２ａにおける電圧波形の正の電圧成分期間、及び、負の電圧成分期間のいずれもが抽出されて、接点Ｎ１ａにおける脈流の２倍の周期を有する正の電圧波形が生成されるように構成されている。
【００５２】
次いで、本具体例に係る整流回路の動作について、図面を参照して説明する。図１３は、本具体例に係る整流回路における動作を示す電圧／電流波形図である。
本実施形態に係る充電回路の第１の具体例を示す回路構成図である。
上述した回路構成において、図１３（ａ）に示すように、商用電源電圧として、例えば、ＡＣ１００Ｖ、５０Ｈｚの正弦交流電圧が印加されている場合、まず、全波整流回路２１の整流作用により、接点Ｎ１ａには、図１３（ｂ）に示すように、交流電圧波形の正負双方の電圧成分期間が抽出されて、商用電源電圧の２倍の１００Ｈｚの周期を有する正の電圧波形からなる脈流が生成される。
【００５３】
次いで、コンデンサＣａにより所定の直流電圧成分をカットすることにより、接点Ｎ２ａには、図１３（ｃ）に示すように、図１３（ｂ）の電圧波形から所定の直流電圧分が降圧された電圧波形が生成される。
さらに、全波整流回路２２の整流作用により、接点Ｎ４１ａには、図１３（ｄ）に示すように、図１３（ｃ）の電圧波形の正負双方の電圧成分期間が抽出されて、商用電源電圧の概ね２²＝４倍の２００Ｈｚの周期を有する正の電圧波形が生成される。
そして、このような周期を有する脈流に基づいて、上述した各実施形態に示したように、後段のスイッチ回路、電圧比較回路等により、コンデンサ型蓄電池への充電動作が制御される。
【００５４】
したがって、本実施形態に係る充電回路によれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波整流回路２０Ｃにより４倍の周期の脈流を生成し、この脈流に基づいて、充電電流の供給が概ね４倍の周期で行われるので、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給が概ね４倍になり、充電時間を一定として充電動作を行う場合には、各周期毎の充電電流の電流値を低減することができ、また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
なお、本実施形態においては、全波整流回路２０Ｃにより生成される脈流の周期が、図１３（ｄ）に示すように、脈流の電圧波形が不均一となるため、商用電源の交流電圧周期の正確に４倍になる訳ではなく、一定の周期で充電電流が供給されるものではないが、単位時間当たりの充電電流の供給タイミングは４倍に増加するので、上記充電電流の電流値の低減、又は、充電時間の短縮を実現することができる。
【００５５】
図１４は、本実施形態に係る充電回路の第２の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した具体例と同等の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。
図１４に示すように、本実施形態に適用される整流回路２０Ｄは、商用電源として供給されている１００Ｖ交流電源が接続された一対の入力端子Ｔina、Ｔinbと、後段の電流制限回路（図示を省略）側の接点Ｎ４１ａ、Ｎ４１ｂとの間に、第ｎ段の全波整流回路２１、２２、２３、…が順次接続された構成を有している。
【００５６】
各全波整流回路２１、２２、２３、…は、上述した具体例と同様に、各々４個のダイオードをたすき掛け状に接続し、各全波整流回路２１、２２、２３、…間に直流カット用のコンデンサＣａ、Ｃｂ、Ｃｃ、…を設けた構成を有し、各全波整流回路２１、２２、２３、…における接続接点Ｎ１ａ、Ｎ２ａ、Ｎ３ａ、…において、商用電源により供給される電圧周期の２¹、２²、２³、…倍の周期を有する電圧波形が生成され、後段の電流制限回路（図示を省略）側の接点Ｎ４１ａ、Ｎ４１ｂにおいて、商用電源電圧の概ね２ⁿ倍の周期を有する正の電圧波形が生成される。なお、各波整流回路２１、２２、２３、…における全波整流作用は、上述した実施形態と同等であるので、詳しい説明を省略する。
【００５７】
したがって、本実施形態に係る充電回路によれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波整流回路２０Ｄにより２ⁿ倍の周期の脈流を生成し、この脈流に基づいて、充電電流の供給が概ね２ⁿ倍の周期で行われるので、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給が概ね２ⁿ倍になり、充電時間を一定として充電動作を行う場合には、各周期毎の充電電流の電流値を大幅に低減することができ、また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
【００５８】
なお、上述した場合と同様に、本実施形態においては、全波整流回路２０Ｄにより生成される脈流の周期は、脈流の電圧波形が均一とならないため、商用電源の交流電圧周期の正確に２ⁿ倍になる訳ではなく、一定の周期で充電電流が供給されるものではない。しかしながら、単位時間当たりの充電電流の供給タイミングを２ⁿ倍に増加させることができるので、上記充電電流の電流値の大幅な低減、又は、充電時間の大幅な短縮を実現することができる。
【００５９】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、商用電源の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成、出力する電源手段と、脈流の電圧周期毎の所定期間においてコンデンサ型蓄電池への充電電流の供給状態を制御する充電制御手段と、を備え、該充電制御手段は、基準電圧を設定する基準電圧設定手段と、脈流による入力電圧と前記コンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分を検出し、該差分が前記基準電圧以内であるか否かを判定する電圧判定手段とを有し、該電圧判定手段による判定結果に基づいて充電電流の供給状態を制御するので、商用電源による交流電圧を降圧するためのトランスや、インバータのような発振回路等の構成を必要とせず、充電回路の回路構成を簡易にして、大幅な小型軽量化を図りつつ、回路動作の安定性を向上させることができる。
【００６０】
請求項２記載の発明によれば、電源手段として直流遮断回路及び全波整流回路からなる周波数倍増回路が直列にｎ段接続されて、前記商用電源の交流電圧成分の電圧周期の２n倍の電圧周期を有する脈流を生成するように構成しているので、単位時間当たりの充電電流の供給量（蓄積エネルギー量）が概ね２ⁿ倍になり、充電時間を一定として充電動作を行う場合には、充電電流の電流値を大幅に低減することができ、また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
【００６２】
請求項３記載の発明によれば、充電制御手段は、電圧判定手段により前記差分が前記基準電圧以内にあると判定されたときに、充電電流を供給するように構成されているので、入力電圧と出力電圧との電圧差が、所定の関係にある期間においてのみ、コンデンサ型蓄電池への充電電流の供給状態に応じて、適切な電圧で充電電流を間欠的に供給することができ、回路装置の小型化を図りつつ、安全かつ適切な充電動作を実現することができる。
【００６３】
請求項４記載の発明によれば、充電制御手段が、充電電流の供給経路上に電流制限手段と、スイッチ手段と、逆流阻止手段とを有し、電圧判定手段により前記差分が前記基準電圧以内にあると判定されたときに、スイッチ手段を導通させて、充電電流を供給制御する構成を有しているので、充電動作時における最大電圧が一義的に決定されるとともに、入力電圧の変化に対してコンデンサ型蓄電池に充電されたエネルギーが逆流することがなく、安全かつ適切に充電動作を実現することができる。
【００６４】
請求項５記載の発明によれば、商用電源の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成し、該脈流の電圧周期毎の所定期間において、脈流による入力電圧とコンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分があらかじめ設定された基準電圧以内であるか否かを判定し、充電電流のコンデンサ型蓄電池への供給状態を前記差分が前記基準電圧以内であるか否かの判定結果に基づいて制御して、電圧周期毎に間欠的に供給される充電電流に対応する所定の電気エネルギーをコンデンサ型蓄電池に蓄積する手順を含んでいるので、脈流に基づく入力電圧、出力電圧、コンデンサ型蓄電池の充電電圧に応じて、所定の電圧期間においてのみ、適切な電圧で充電電流をコンデンサ型蓄電池に間欠的に供給することができ、安全かつ良好な充電動作を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る充電回路の全体構成を示すブロック図である。
【図２】本発明に係る充電回路の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図３】第１の実施形態に係る充電回路の第１の具体例を示す回路構成図である。
【図４】第１の具体例に係る充電回路における動作を示す電圧／電流波形図である。
【図５】第１の実施形態に係る充電回路の第２の具体例を示す回路構成図である。
【図６】第１の実施形態に係る充電回路の第３の具体例を示す回路構成図である。
【図７】第３の具体例に係る充電回路における動作を示す電圧／電流波形図である。
【図８】本発明に係る充電回路の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図９】第２の実施形態に係る充電回路の第１の具体例を示す回路構成図である。
【図１０】第１の具体例に係る充電回路における動作を示す電圧／電流波形図である。
【図１１】第２の実施形態に係る充電回路の第２の具体例を示す回路構成図である。
【図１２】本発明に係る充電回路の第３の実施形態における第１の具体例を示す回路構成図である。
【図１３】第３の実施形態に係る充電回路における動作を示す電圧波形図である。
【図１４】第３の実施形態に係る充電回路の第２の具体例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
１０商用電源
２０、２０Ａ〜２０Ｄ整流回路
３０、３０Ａ電流制限回路
４０、４０Ａスイッチ回路
５０スイッチ制御回路
５０Ａ電圧判定回路
５０Ｂ入力電圧検出回路
５０Ｃ出力電圧検出回路
６０、６０Ａ逆流阻止回路
７０コンデンサ型蓄電池
７０Ａ電気二重層コンデンサ
１００Ａ、１００Ｂ充電回路
Ｒ１１、Ｒ２１電流制限抵抗
Ｒ１３、Ｒ２３電圧検出抵抗
Ｔｒ１１、Ｔｒ２１スイッチ
Ｔｒ１２、Ｔｒ２２制御スイッチ
Ｄ１１、Ｄ２１半波整流用ダイオード
Ｄ１２、Ｄ２２逆流阻止抵抗
Ｄ１３、Ｄ２３ツェナーダイオード[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a charging circuit and a charging method, and more particularly to a charging circuit and a charging method provided with a capacitor-type storage battery.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, methods such as constant current charging, constant voltage charging, constant voltage pulse charging, and the like are used for charging secondary batteries such as lead storage batteries and alkaline storage batteries. When a secondary battery is charged by these charging methods, the change in terminal voltage due to charging is very small. Therefore, when detecting the end state (end time) of charging, a minute voltage fluctuation is detected, or the battery temperature changes It was necessary to adopt a technique such as detecting the above. Therefore, in order to accurately detect the charging state and perform the charging operation efficiently, the configuration and control of the apparatus are complicated, and there is a problem that the apparatus is enlarged and the manufacturing cost is increased.
[0003]
On the other hand, in recent years, application of a charging circuit (apparatus) including a capacitor type storage battery such as an electric double layer capacitor as a driving power source for an electric vehicle or the like has been studied. In general, a voltage V across a capacitor including an electric double layer capacitor is represented by the following equation, where Q is a charge amount and C is a capacitor capacity.
V = Q / C (11)
The charge amount Q is expressed by the following equation, where IA is a current flowing through the capacitor (charging current) and t is a charging time.
Q = IA · t (12)
[0004]
Therefore, since the charge amount Q stored in the electric double layer capacitor increases in proportion to the lapse of the charging time t, the charge voltage corresponding to the stored charge amount Q has a characteristic of increasing with the charging time t. Compared to secondary batteries such as lead storage batteries and alkaline storage batteries, the battery can be rapidly charged and has the advantage of a long cycle life due to repeated charge and discharge.
In such an electric double layer capacitor, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-87668 discloses that a charging method for applying a constant current is used to improve charging efficiency.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described prior art, when the electric double layer capacitor is charged with a constant current, the AC voltage generated by the commercial power supply (AC power supply) is stepped down by a transformer or the like, rectified to generate a constant current, and the charging power supply Therefore, there is a problem that the power supply circuit portion of the charging device is enlarged and the manufacturing cost of the device is increased.
[0006]
Therefore, in view of the above problems, the present invention is capable of safely charging a power supply circuit of a charging device with a simple configuration while using a commercial AC power supply, and realizing downsizing and cost reduction. An object of the present invention is to provide a charging circuit and a charging method for a capacitor-type storage battery that can be used.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
  The charging circuit according to claim 1 is a power supply means for rectifying an AC voltage component of a commercial power supply to generate and output a pulsating current having a predetermined voltage period; and a charging current in a predetermined period for each voltage period of the pulsating current. A charge control means for controlling a supply state; and a capacitor-type storage battery for storing electrical energy corresponding to the charge current supplied from the charge control means, wherein the charge control means is a reference voltage for setting a reference voltage. Setting means and input voltage by the pulsating flowAnd the difference between the output voltage to the capacitor-type storage battery and whether or not the difference is within the reference voltage.Voltage determining means for determining, and the supply state of the charging current is controlled based on a determination result by the voltage determining means.
[0008]
  The charging circuit according to claim 2 is the charging circuit according to claim 1, wherein the power supply means is a frequency doubling circuit comprising a DC cutoff circuit and a full-wave rectifier circuit.Is in seriesn stagesConnected, 2 of the voltage cycle of the AC voltage component of the commercial power supplyⁿIt is characterized by generating a pulsating flow having a double voltage cycle.
[0010]
  Claim3The charging circuit according to claim 1 is the charging circuit according to claim 1.LeaveThe charging control means supplies the charging current to the capacitor-type storage battery when the voltage determination means determines that the difference is within the reference voltage. Claim4The charging circuit according to any one of claims 1 to 2, wherein the charging control means includes a current limiting means, a switching means, and a backflow prevention means on the charging current supply path.HaveThe charging control means is characterized in that when the difference is determined to be within the reference voltage by the voltage determination means, the switch means is turned on to supply the charging current to the capacitor-type storage battery. .
[0011]
  Claim5The charging method described includes a procedure for rectifying an AC voltage component of a commercial power supply to generate a pulsating current having a predetermined voltage cycle, and an input voltage due to the pulsating current in a predetermined period for each voltage cycle of the pulsating current.And the difference between the output voltage to the capacitor type storage batteryPre-set reference voltageWhether or notJudgment procedure and charging currentSaidThe supply status to the capacitor-type storage batteryThe difference is within the reference voltageA procedure for controlling based on a determination result of whether or not there is a predetermined electrical energy corresponding to the charging current intermittently supplied every voltage cycle;SaidAnd a procedure for storing in a capacitor-type storage battery.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a charging circuit according to the present invention will be described in detail with reference to embodiments.
First, the overall configuration of the charging circuit according to the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of a charging circuit according to the present invention.
As shown in FIG. 1, the charging circuit according to the present invention roughly includes a rectifier circuit 20, a current limiting circuit 30, a switch circuit 40, a switch control circuit 50, and a backflow prevention circuit 60. The commercial power supply 10 is connected to the rectifier circuit 20, and the capacitor-type storage battery 70 is connected to the backflow prevention circuit 60. Here, the rectifier circuit 20 constitutes a power supply means according to the present invention, and the current limiting circuit 30, the switch circuit 40, the switch control circuit 50, and the backflow prevention circuit 60 constitute a charge control means according to the present invention. .
[0013]
The rectifier circuit 20 converts the AC voltage supplied from the commercial power supply 10 into a positive voltage component period, only a negative voltage component period, or half-wave rectification that extracts both positive and negative voltage component periods, or full wave. It has a function of rectification (also referred to as double-wave rectification), and generates a pulsating flow having a positive voltage waveform at a constant period. This pulsating flow is supplied to the capacitor-type storage battery 70 via a switch circuit 40 described later, and is used for continuity control of the switch means for defining the supply timing. Details will be described later.
The current limiting circuit 30 sets a maximum current value of a charging current that flows when a switch circuit 40 (described later) is in a conductive state, according to a voltage of a pulsating current assumed in advance.
The switch circuit 40 controls the supply and cutoff states of the current-limited charging current to the capacitor-type storage battery 70 based on a control signal from the switch control circuit 50 described later.
[0014]
The switch control circuit 50 is based on the pulsating voltage (input voltage) generated by the rectifier circuit 20 and a predetermined reference voltage, or the pulsating voltage (input voltage) and the supply voltage (output) to the capacitor-type storage battery 70. Voltage), or based on a voltage across both ends of the capacitor-type storage battery 70 (charging voltage) and a predetermined threshold voltage, each voltage is compared and determined, and an appropriate period (control cycle) corresponding to the voltage is determined. ) And the conduction of the switch circuit 40 is controlled.
In the conduction control of the switch control circuit 50, the backflow prevention circuit 60 reverses the electrical energy accumulated in the capacitor type storage battery 70 when the voltage of the pulsating flow on the switch circuit 40 side is lower than the charging voltage of the capacitor type storage battery 70. To prevent the decline.
[0015]
In the charging circuit having such a configuration, the AC voltage component of the commercial power supply 10 is rectified by the rectifier circuit 20 to generate a pulsating current having a predetermined voltage period, and an input voltage, an output voltage, or a capacitor due to the pulsating current is generated. Based on the charging voltage in the type storage battery 70, the switch control circuit 50 sets the conduction control timing of the switch circuit 40.
[0016]
<First Embodiment>
Next, a first embodiment of a charging circuit according to the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 2 is a block diagram showing a first embodiment of the charging circuit according to the present invention.
As shown in FIG. 2, the charging circuit according to the present embodiment includes a rectifier circuit 20A, a current limiting circuit 30A, an input voltage detection circuit 50B, a switch circuit 40A, a voltage determination circuit 50A, and a backflow prevention circuit 60A. The AC voltage (for example, AC 100V) is supplied from the commercial power supply 10 to the input terminal Tin of the charging circuit, and the electric double layer capacitor 70A is connected to the output terminal Tout.
[0017]
Here, as described above, the rectifier circuit 20A generates a pulsating current having a predetermined voltage period by half-wave rectifying or full-wave rectifying the AC voltage component of the commercial power supply 10, and the voltage determination circuit 50A The voltage change of the pulsating flow (input voltage Vin) detected by the input voltage detection circuit 50B is compared with a reference voltage Vz preset for determination of the input voltage Vin, and the switch is determined based on the magnitude relationship. The conduction state of the circuit 40A is controlled.
[0018]
Therefore, according to the charging circuit having such a configuration, the voltage change of the input voltage Vin is only in a period within a predetermined voltage range (for example, a voltage range equal to or lower than the reference voltage) defined by the voltage determination circuit 50A. Then, the switch circuit 40A is turned on, and the charging current generated by the rectifier circuit 20A is supplied to the electric double layer capacitor 70A.
That is, the maximum voltage during the charging operation is uniquely determined, and the charging current is supplied periodically (intermittently).
[0019]
Below, the specific circuit structural example of the charging circuit which concerns on this embodiment is shown.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing a first specific example of the charging circuit according to the present embodiment. As shown in FIG. 3, in the first specific example, a 100V AC power source, which is supplied as a commercial power source in Japan, is connected between a pair of input terminals (power source terminals) Tina and Tinb of the charging circuit 100A. An electric double layer capacitor 70A is connected between a pair of output terminals (charging terminals) Touta and Tooutb of the circuit 100A.
Between one input terminal Tina and the output terminal Touta, there is a half-wave rectifying diode D11, a current limiting resistor R11, a switching field effect transistor (hereinafter simply referred to as a switch) Tr11, and a backflow prevention diode D12. Connected in series.
[0020]
Further, a voltage detection resistor R13 is provided between the contact N11 between the half-wave rectifying diode D11 and the current limiting resistor R11 and the gate of the switch Tr11, and a line between the contact N11 and the other input / output terminal (Tinb) A resistor R14 is provided between each of them and a signal line to Toutb, and a switch control transistor (hereinafter simply referred to as control) having a collector and an emitter connected to the gate and the other input / output terminal line of the switch Tr11, respectively. Tr12 is provided, a Zener diode D13 and a dividing resistor R15 are provided between the base of the control switch Tr12 and the contact N11, and between the base of the control switch Tr12 and the other input / output terminal line. A dividing resistor R16 is provided. Here, the voltage detection resistor R13 constitutes a voltage detection circuit, and the Zener diode D13, the division resistors R15 and R16, and the control switch Tr12 constitute a voltage determination circuit.
[0021]
Next, the operation of the charging circuit according to this example will be described with reference to the drawings. FIG. 4 is a voltage / current waveform diagram showing the operation of the charging circuit according to this example.
In the circuit configuration described above, as shown in FIG. 4A, when a sine AC voltage of AC 100V is applied as the commercial power supply voltage, the rectifying action of the half-wave rectifying diode D11 causes the circuit shown in FIG. As shown, only the positive voltage component period is extracted, and a pulsating flow having a positive voltage waveform is generated with a period equivalent to the commercial power supply voltage.
[0022]
At this time, if the voltage applied to the other input / output terminal line (the signal line between Tinb and Toutb) is Vs and the instantaneous voltage (input voltage) at the contact N11 is Vin, the input / output terminal line In a period when the input voltage Vin is smaller than the Zener voltage Vz of the Zener diode D13 with respect to Vs, the voltage of Vin is applied to the gate of the switch Tr11 by the voltage detection resistor R13, and the switch Tr11 becomes conductive (ON), and the current A charging current is supplied to the electric double layer capacitor 70A through the limiting resistor R11, the switch Tr11, and the backflow prevention diode D12, and a charging operation is performed.
[0023]
In FIG. 4B, as time (t) elapses, when the input voltage Vin becomes larger than the Zener voltage Vz of the Zener diode D13, a current flows through the Zener diode D13, and the divided resistors R15 and R16 When the divided voltage (base voltage of the control switch Tr12) exceeds the base-emitter voltage Vbe of the control switch Tr12, the control switch Tr12 becomes conductive and is applied to the switch Tr11 by the voltage detection resistor R13. The voltage (gate voltage of the switch Tr11) drops to almost 0V, and the switch Tr11 enters a non-conduction (OFF) state.
[0024]
As a result, the switch Tr11 is made conductive only for a predetermined short period (with a constant period) in the voltage range from the ground voltage (GND) to the Zener voltage Vz of the Zener diode D13, and the switch Tr11 and the backflow prevention A large charging current having a maximum voltage value is supplied to the electric double layer capacitor 70A via the diode D12. In the other voltage range (voltage period), the switch Tr11 is in a non-conductive (OFF) state, Supply of the charging current to the multilayer capacitor 70A is cut off. The charging current to the electric double layer capacitor 70A flows due to the potential difference between the voltage applied to the electric double layer capacitor 70A and Vc when the voltage across the electric double layer capacitor 70A is Vc. Therefore, the charging current decreases with the progress of charging, and the charging current becomes substantially zero when Vc becomes about the Zener voltage Vz.
The current waveform in this case is shown in FIG. That is, as shown in FIG. 4C, the maximum voltage value is obtained only during the short period of the rising period (t11 to t12) and the falling period (t13 to t14) of the voltage waveform shown in FIG. A limited large current flows.
[0025]
Therefore, according to the charging circuit according to the present embodiment, a pulsating flow is generated by the half-wave rectifier diode D1 from the AC voltage supplied from the commercial power source, and the charging current is periodically supplied based on the pulsating flow ( Intermittently) and a large charging current with a limited maximum voltage is supplied in a short time. Furthermore, as shown in the prior art, it is not necessary to step down the AC voltage from the commercial power source with a transformer or the like. While simplifying the circuit configuration of the charging circuit and suppressing heat generation from the circuit elements, a significant reduction in size and weight and cost can be achieved. In addition, since the supply of the charging current is controlled based on the AC voltage supplied from the commercial power supply, an oscillation circuit such as an inverter and a separate power supply for control are not required, and the circuit configuration is simplified while the circuit is simplified. The stability of the operation can be improved.
[0026]
FIG. 5 is a circuit configuration diagram showing a second specific example of the charging circuit according to the present embodiment. Here, about the structure equivalent to the specific example mentioned above, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted.
As shown in FIG. 5, in the second specific example, in the circuit configuration shown in FIG. 3, the switch Tr11 that controls the supply of charging current is replaced with a field effect transistor (FET). Is characterized in that the thyristor Tr11 ′ is applied that has high speed, high operational efficiency, small size, light weight, long life, and the like.
Even with such a configuration, it is possible to obtain the same operational effects as those of the first specific example described above.
[0027]
FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing a third specific example of the charging circuit according to the present embodiment. Here, about the structure equivalent to the specific example mentioned above, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted.
As shown in FIG. 6, the third specific example is that the full-wave rectifier circuit 20B composed of diodes D11a to D11d is applied in place of the half-wave rectifier diode D11 in the circuit configuration shown in FIG. It is a feature.
[0028]
Specifically, the full-wave rectifier circuit 20B includes a diode D11a provided between the input terminal Tina and the contact N11a, a diode D11b provided between the input terminal Tinb and the contact N11b, and an input terminal Tina. The diode D11c provided between the contact N11b and the diode D11d provided between the input terminal Tinb and the contact N11a. The diodes D11a and D11b, D11c and D11d are respectively in the reverse direction. In the contact N11a, both the positive voltage component period and the negative voltage component period in the AC voltage supplied by the commercial power supply are extracted, and the positive voltage waveform is twice as long as the commercial power supply. A pulsating flow having the following is generated.
[0029]
Next, the operation of the charging circuit according to this example will be described with reference to the drawings. FIG. 7 is a circuit configuration diagram showing voltage / current waveforms in the charging circuit according to this example.
In the circuit configuration described above, as shown in FIG. 7A, when a sine AC voltage of AC 100 V is applied as the commercial power supply voltage, the rectifying action of the full-wave rectifier circuit 20B shows that the voltage shown in FIG. In this manner, both positive and negative voltage component periods are extracted, and a pulsating flow having a positive voltage waveform is generated with a cycle twice that of the commercial power supply voltage. For example, when the frequency of the commercial power supply voltage is 50 Hz, a pulsating flow having a frequency of 100 Hz is generated by the full-wave rectification action.
[0030]
In FIG. 7B, with the passage of time (t), the instantaneous voltage Vin is greater than the sum of the voltage defined by the Zener voltage Vz of the Zener diode D13 and the voltage Vc across the electric double layer capacitor 70A. In a small period, the switch Tr11 is in a conducting state, a predetermined charging current is supplied to the electric double layer capacitor 70A, and when the instantaneous voltage Vin increases, the control switch Tr12 is in a non-conducting state and enters the electric double layer capacitor 70A. The charging current supply is interrupted.
The current waveform in this case is shown in FIG. That is, as shown in FIG. 7 (c), the voltage waveform shown in FIG. 7 (b) is instantaneous only during a very short period of the rising period (t21 to t22) and the falling period (t23 to t24). The charging current with the maximum voltage value is limited.
[0031]
Therefore, according to the charging circuit according to the present embodiment, the full-wave rectifier circuit 20B generates a pulsating current having a double cycle from the AC voltage supplied from the commercial power supply. Since the supply is performed at a double cycle, the supply amount (accumulated energy amount) of the charging current to the electric double layer capacitor 70A per unit time is doubled, and the charging operation is performed with the charging time constant. Since the current value (average current value) of the instantaneous current for each cycle can be halved and the current limiting resistance R11 can be increased in terms of circuit, it is small as an element such as a transistor used for the switches Tr11 and Tr12. Power components can be applied, and further reduction in size and weight can be achieved. In addition, when the charging operation is performed with a constant instantaneous current value, the charging time can be greatly shortened.
[0032]
<Second Embodiment>
Next, a second embodiment of the charging circuit according to the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 8 is a block diagram showing a second embodiment of the charging circuit according to the present invention. Here, about the structure equivalent to embodiment mentioned above, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted.
As shown in FIG. 8, the charging circuit according to the present embodiment includes a rectifier circuit 20A, a current limiting circuit 30A, an input voltage detection circuit 50B, a switch circuit 40A, a voltage determination circuit 50A, and an output voltage detection circuit 50C. And a backflow prevention circuit 60A. An AC voltage is supplied from the commercial power supply 10 to the input terminal Tin of the charging circuit, and an electric double layer capacitor 70A is connected to the output terminal Tout. .
[0033]
Here, the rectifier circuit 20A generates a pulsating current having a predetermined voltage period by half-wave rectifying or full-wave rectifying the AC voltage component of the commercial power supply 10 in the same manner as the above-described embodiment, thereby generating a voltage determination circuit. 50A compares the voltage change of the pulsating current (input voltage Vin) detected by the input voltage detection circuit 50B with the output voltage Vout of the switch circuit 40A detected by the output voltage detection circuit 50C, and the magnitude relationship thereof. Based on the above, the conduction state of the switch circuit 40A is controlled.
[0034]
Therefore, according to the charging circuit having such a configuration, the voltage difference between the input voltage Vin and the output voltage Vout is within a predetermined voltage range defined by the voltage determination circuit 50A (for example, about a preset reference voltage). Only in a period within the voltage range of (1), the switch circuit 40A is made conductive, and the charging current generated by the rectifier circuit 20A is supplied to the electric double layer capacitor 70A.
That is, according to the supply state of the charging current to the electric double layer capacitor 70A, the conduction control of the switch circuit 40A is performed, and the appropriate charging current is periodically (intermittently) supplied.
[0035]
Below, the specific circuit structural example of the charging circuit which concerns on this embodiment is shown.
FIG. 9 is a circuit configuration diagram showing a first specific example of the charging circuit according to the present embodiment. As shown in FIG. 9, in the first specific example, a 100V AC power source supplied as a commercial power source is connected between a pair of input terminals Tina and Tinb of the charging circuit 100B, and a pair of output terminals of the charging circuit 100B. An electric double layer capacitor 70A is connected between Touta and Toutb.
A half-wave rectifying diode D21, a current limiting resistor R21, a switch Tr21, and a backflow blocking diode D22 are connected in series between one input terminal Tina and the output terminal Touta.
[0036]
Further, a voltage detection resistor R23 is provided between the contact N21 between the half-wave rectifying diode D21 and the current limiting resistor R21 and the gate of the switch Tr21, and a line between the contact N21 and the other input / output terminal (Tinb And Rout (signal lines) are respectively provided with resistors R24, and a control switch in which an emitter and a collector are connected to a contact N22 between the switch Tr21 and the backflow prevention diode D22 and a gate of the switch Tr21, respectively. Tr22 is provided, a Zener diode D23 and a dividing resistor R25 are provided between the base of the control switch Tr22 and the contact N21, and a dividing resistor R26 is provided between the base of the control switch Tr22 and the contact N22. ing. Here, the voltage detection resistor R23 constitutes a voltage detection circuit, and the Zener diode D23, the division resistors R25 and R26, and the control switch Tr22 constitute a voltage determination circuit and an output voltage detection circuit.
[0037]
Next, the operation of the charging circuit according to this example will be described with reference to the drawings.
FIG. 10 is a voltage / current waveform diagram showing the operation of the charging circuit according to this example.
In the circuit configuration described above, as shown in FIG. 10A, when a sine AC voltage of AC 100 V is applied as the commercial power supply voltage, the rectifying action of the half-wave rectifying diode D21 causes the circuit shown in FIG. As shown, only the positive voltage component period is extracted, and a pulsating flow having a positive voltage waveform is generated with a period equivalent to the commercial power supply voltage.
[0038]
At this time, if the electric energy corresponding to Vc is accumulated as the voltage across the electric double layer capacitor 70A and the instantaneous voltage at the contact N21 (corresponding to FIG. 10B) is Vin, the voltage detection resistor R23 causes the switch Tr21. Since the voltage of Vin is applied to the gate of the capacitor, the switch Tr21 becomes conductive when the following condition is satisfied, and the electric double layer capacitor 70A is connected via the current limiting resistor R21, the switch Tr21 and the reverse current blocking diode D22. Is supplied with a charging current, and a charging operation is performed.
Vin−Vc> 0 (1)
At this time, assuming that the switch Tr21 and the backflow blocking diode D22 are ideal elements, the voltage drop of the charging current is defined only by the current limiting resistor R1, and therefore the charging current value is expressed by the following equation.
I = (Vin−Vc) / R21 (2)
[0039]
In FIG. 10B, as time (t) elapses, the instantaneous voltage Vin is larger than the sum of the voltage defined by the Zener voltage Vz of the Zener diode D23 and the voltage Vc across the electric double layer capacitor 70A. When the current flows through the Zener diode D23 and the voltage divided by the dividing resistors R25 and R26 (base voltage of the control switch Tr22) exceeds the base-emitter voltage Vbe of the control switch Tr22, the control switch Tr22 Becomes conductive, and the voltage (gate voltage of the switch Tr21) applied to the switch Tr21 by the voltage detection resistor R23 drops to almost 0V.
[0040]
As a result, current flows only during the voltage period from the voltage Vc across the electric double layer capacitor 70A to the voltage Vc + Vz obtained by adding the zener voltage Vz of the zener diode D23. In other voltage periods, the switch Tr21 The non-conduction state is established, and the supply of the charging current to the electric double layer capacitor 70A is interrupted. The current waveform in this case is shown in FIG. That is, as shown in FIG. 10C, the maximum voltage is applied only during a short time (t31 to t32, t33 to t34) in the rising period and falling period of the voltage waveform shown in FIG. A large current with a limited value flows.
[0041]
That is, in the charging circuit according to this specific example, the control switch Tr22 causes the switch Tr21 to be in a conductive state only for a predetermined short period in which the input voltage Vin is in a narrow voltage range (Vc to Vc + Vz) about the Zener voltage Vz. A large charging current having a maximum voltage value is supplied to the electric double layer capacitor 70A via the switch Tr21 and the reverse current blocking diode D22.
[0042]
Therefore, according to the charging circuit according to the present embodiment, a pulsating flow is generated by the half-wave rectifier diode D21 from the AC voltage supplied from the commercial power source, and the charging current is periodically supplied based on the pulsating flow ( Since a large charging current with a limited maximum voltage is supplied, the circuit configuration of the charging circuit is simplified, and the size and weight are significantly reduced and the cost is reduced. The electric stability of the electric double layer capacitor 70A can be improved while the electric double layer capacitor 70A is charged according to the state of charge of the electric double layer capacitor 70A. The charging current is controlled to be substantially constant by increasing the voltage applied to 70A, and a more efficient charging operation can be performed.
[0043]
Further, the average value of the charging current in the present embodiment is expressed by the following equation, assuming that the fluctuation of the voltage Vc across the electric double layer capacitor 70A per unit time is sufficiently small.
I = (2 / T) ∫f (t) dt (3)
On the other hand, the power consumption in this case is expressed by the following equation.
P = I²× (R1 + R_D1+ R_D2+ R_Tr ₁) (4)
In the above equations (3) and (4), the integration period is t21 to t22, f (t) is the commercial voltage, T is the charging current supply cycle, R_D1Is the forward resistance value of the half-wave rectifier diode D21, R_D2Is the forward resistance value of the reverse current blocking diode D22, R_Tr ₁Is a conduction resistance value of the switch Tr21.
[0044]
Therefore, when this embodiment is studied from the viewpoint of a constant current that supplies a charging current equivalent to the conventional one, the current value in the supply period increases by a decrease in the supply period (time) of the charge current. However, the resistance value of the circuit element is reduced accordingly, and the total amount corresponds to the constant current loss. Therefore, design work can be easily performed in consideration of the average constant current even during circuit heat radiation design.
[0045]
FIG. 11 is a circuit configuration diagram showing a second specific example of the charging circuit according to the present embodiment. Here, about the structure equivalent to the specific example mentioned above, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted.
As shown in FIG. 11, the second specific example includes diodes D21a to D21d in the circuit configuration shown in FIG. 9 instead of the half-wave rectifier diode D21, as in the circuit configuration shown in FIG. A full-wave rectifier circuit 20B is applied.
[0046]
Specifically, the full-wave rectifier circuit 20B includes a diode D21a provided between the input terminal Tina and the contact N21a, a diode D21b provided between the input terminal Tinb and the contact N21b, and an input terminal Tina. The diode D21c provided between the contact N21b and the diode D21d provided between the input terminal Tinb and the contact N21a are configured, and the diodes D21a and D21b, D21c and D21d are respectively in the reverse directions. In the contact N21a, both the positive voltage component period and the negative voltage component period in the AC voltage supplied by the commercial power source are extracted, and the positive voltage waveform is twice as long as the commercial power source. A pulsating flow having the following is generated. Note that the full-wave rectification action in the full-wave rectifier circuit 20B is the same as that in the above-described embodiment, and thus detailed description thereof is omitted.
[0047]
Therefore, according to the charging circuit according to the present embodiment, the full-wave rectifier circuit 20B generates a pulsating current having a double cycle from the AC voltage supplied from the commercial power supply. Since the supply is performed at twice the cycle, when performing the charging operation with a constant charging time, the current value of the charging current can be reduced, and the transistors used for the switches Tr21 and Tr22 can be reduced in power, A further reduction in size and weight can be achieved. In addition, when the charging operation is performed with a constant instantaneous current value, the charging time can be greatly shortened.
[0048]
<Third Embodiment>
Next, a third embodiment of the charging circuit according to the present invention will be described with reference to the drawings.
In the charging circuit according to the present embodiment, the voltage period of the pulsating current generated by the rectifier circuits 20A and 20B is significantly increased in the first and second embodiments described above, and the unit time to the electric double layer capacitor 70A is increased. It is characterized in that the supply amount (accumulated energy amount) of the charging current per unit is increased.
[0049]
FIG. 12 is a circuit configuration diagram showing a first specific example of the charging circuit according to the present embodiment.
As shown in FIG. 12, a rectifier circuit 20C (frequency doubling circuit in the present invention) applied to the present embodiment includes a pair of input terminals Tina and Tinb to which a 100V AC power source supplied as a commercial power source is connected, A first-stage full-wave rectifier circuit 21 and a second-stage full-wave rectifier circuit 22 are sequentially connected between contacts N41a and N41b on the current-limiting circuit (not shown) side of the subsequent stage. ing.
[0050]
Specifically, the full-wave rectifier circuit 21 includes a diode D41a provided between the input terminal Tina and the contact N1a, a diode D41b provided between the input terminal Tinb and the contact N1b, and an input terminal Tina. The diode D41c provided between the contact N1b and the diode D41d provided between the input terminal Tinb and the contact N1a are configured, and the diodes D41a and D41b, D41c and D41d are respectively in the reverse directions. In the contact N1a, both the positive voltage component period and the negative voltage component period in the AC voltage supplied by the commercial power supply are extracted, and the positive voltage waveform is twice the cycle of the commercial power supply. A pulsating flow having the following is generated.
[0051]
Further, the full-wave rectifier circuit 22 includes a diode D42a provided between the contact N2a and the contact N41a provided at the contact N1a via a DC cut capacitor (DC cutoff circuit in the present invention) Ca, and a contact N1b. A diode D42b provided between the contact N41b, a diode D42c provided between the contact N2a and the contact N41b, and a diode D42d provided between the contact N1b and the contact N41a. The diodes D42a and D42b, D42c and D42d are connected in opposite directions, and a voltage waveform is generated at the contact N2a by cutting the DC component of the pulsating flow at the contact N1a. Both the positive voltage component period and negative voltage component period of the voltage waveform are extracted. Te, the positive voltage waveform having twice the period of the pulsating flow at the contact point N1a is configured to be generated.
[0052]
Next, the operation of the rectifier circuit according to this example will be described with reference to the drawings. FIG. 13 is a voltage / current waveform diagram showing the operation of the rectifier circuit according to this example.
It is a circuit block diagram which shows the 1st specific example of the charging circuit which concerns on this embodiment.
In the circuit configuration described above, as shown in FIG. 13A, when a sine AC voltage of, for example, AC 100 V and 50 Hz is applied as the commercial power supply voltage, first, the contact is made by the rectifying action of the full-wave rectifying circuit 21. In N1a, as shown in FIG. 13B, both positive and negative voltage component periods of the AC voltage waveform are extracted, and a pulsating current consisting of a positive voltage waveform having a period of 100 Hz that is twice the commercial power supply voltage is generated. Generated.
[0053]
Next, by cutting a predetermined DC voltage component by the capacitor Ca, a voltage obtained by stepping down a predetermined DC voltage from the voltage waveform of FIG. 13B is applied to the contact N2a as shown in FIG. 13C. A waveform is generated.
Further, due to the rectifying action of the full-wave rectifier circuit 22, as shown in FIG. 13D, both positive and negative voltage component periods of the voltage waveform in FIG. 2 of²= 4 times a positive voltage waveform with a period of 200 Hz is generated.
And based on the pulsating flow which has such a period, as shown in each embodiment mentioned above, the charge operation to a capacitor type storage battery is controlled by the switch circuit of a back | latter stage, a voltage comparison circuit, etc.
[0054]
Therefore, according to the charging circuit according to the present embodiment, the full-wave rectifier circuit 20C generates a pulsating current having a fourfold period from the AC voltage supplied from the commercial power source, and the charging current is calculated based on the pulsating current. Since the supply is performed at a cycle of approximately four times, the supply of the charging current to the electric double layer capacitor 70A per unit time is approximately four times, and when the charging operation is performed with a constant charging time, each cycle is performed. In the case where the charging operation is performed with the instantaneous current value being constant, the charging time can be greatly shortened.
In the present embodiment, the pulsating flow generated by the full-wave rectifier circuit 20C has a non-uniform pulsating voltage waveform as shown in FIG. Although the charging current is not exactly four times the period and the charging current is not supplied at a constant period, the charging current supply timing per unit time increases to four times. Can be reduced, or the charging time can be shortened.
[0055]
FIG. 14 is a circuit configuration diagram showing a second specific example of the charging circuit according to the present embodiment. Here, about the structure equivalent to the specific example mentioned above, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted.
As shown in FIG. 14, the rectifier circuit 20D applied to the present embodiment includes a pair of input terminals Tina and Tinb to which a 100V AC power source supplied as a commercial power source is connected, and a subsequent current limiting circuit (not shown). The n-th full-wave rectifier circuits 21, 22, 23,... Are sequentially connected between the (omitted) side contacts N41a and N41b.
[0056]
Each of the full-wave rectifier circuits 21, 22, 23,... Is connected to each other by four diodes, and a direct current is connected between the full-wave rectifier circuits 21, 22, 23,. .. Are provided with cutting capacitors Ca, Cb, Cc,..., And are supplied from commercial power at the connection contacts N1a, N2a, N3a,... In each of the full-wave rectifier circuits 21, 22, 23,. 2 of period¹2²2^ThreeA voltage waveform having a double cycle is generated, and the commercial power supply voltage is approximately 2 at the contacts N41a and N41b on the subsequent current limiting circuit (not shown) side.ⁿA positive voltage waveform having a double period is generated. Note that the full-wave rectification action in each of the wave rectification circuits 21, 22, 23,...
[0057]
Therefore, according to the charging circuit according to the present embodiment, the full-wave rectifier circuit 20D 2ⁿA pulsating current having a double cycle is generated, and based on this pulsating current, the supply of the charging current is approximately 2ⁿSince the cycle is twice as long, the charging current supply to the electric double layer capacitor 70A per unit time is approximately 2ⁿWhen the charging operation is performed with the charging time being constant, the charging current value for each cycle can be greatly reduced, and the charging operation is performed with the instantaneous current value being constant. The charging time can be greatly shortened.
[0058]
As in the case described above, in the present embodiment, the period of the pulsating flow generated by the full-wave rectifier circuit 20D is not uniform in the voltage waveform of the pulsating flow. 2ⁿThe charging current is not supplied at a constant cycle. However, the charging current supply timing per unit time is 2ⁿSince it can be doubled, the current value of the charging current can be significantly reduced or the charging time can be greatly shortened.
[0059]
【The invention's effect】
  According to the first aspect of the present invention, the power source means for rectifying the AC voltage component of the commercial power source to generate and output a pulsating current having a predetermined voltage period, and the capacitor-type storage battery in a predetermined period for each voltage period of the pulsating current Charging control means for controlling the supply state of the charging current to the reference voltage, the charging control means comprises a reference voltage setting means for setting a reference voltage, and an input voltage due to pulsating currentAnd the difference between the output voltage to the capacitor-type storage battery and whether or not the difference is within the reference voltage.Voltage determining means for determining, and the supply state of the charging current is controlled based on the determination result by the voltage determining means, so that a transformer for reducing the AC voltage from the commercial power source, an oscillation circuit such as an inverter, etc. Therefore, it is possible to improve the stability of the circuit operation while simplifying the circuit configuration of the charging circuit and greatly reducing the size and weight.
[0060]
  According to the second aspect of the present invention, a frequency doubling circuit comprising a DC cutoff circuit and a full-wave rectifier circuit as power supply means.Is in seriesn stagesConnectedSince the pulsating flow having a voltage period 2n times the voltage period of the AC voltage component of the commercial power supply is generated, the supply amount (accumulated energy amount) of charging current per unit time is approximately 2ⁿIf the charging operation is performed at a constant charge time, the current value of the charging current can be greatly reduced, and if the charging operation is performed with the instantaneous current value kept constant, Time can be significantly reduced.
[0062]
  Claim3According to the described invention,The charging control unit is configured to supply a charging current when the voltage determining unit determines that the difference is within the reference voltage, so that a voltage difference between the input voltage and the output voltage is a predetermined value. The charging current can be intermittently supplied at an appropriate voltage according to the supply state of the charging current to the capacitor-type storage battery only during the period having the relationship of Charging operation can be realized.
[0063]
  Claim4According to the described invention,The charge control means has a current limiting means, a switch means, and a backflow prevention means on the charging current supply path, and when the voltage determination means determines that the difference is within the reference voltage, the switch Since the charging current is controlled by conducting the means, the maximum voltage during the charging operation is uniquely determined, and the energy charged in the capacitor-type storage battery with respect to the change in the input voltage Therefore, the charging operation can be realized safely and appropriately.
[0064]
  Claim5According to the described invention, the AC voltage component of the commercial power supply is rectified to generate a pulsating current having a predetermined voltage period, and the input voltage due to the pulsating current is generated in a predetermined period for each voltage period of the pulsating current.And the difference between the output voltage to the capacitor type storage batteryPre-set reference voltageWhether or notDetermine the supply status of the charging current to the capacitor-type storage batteryThe difference is within the reference voltageSince it includes a procedure for controlling based on the determination result of whether or not to store a predetermined electric energy corresponding to the charging current intermittently supplied every voltage cycle in the capacitor-type storage battery, Depending on the input voltage, output voltage, and charging voltage of the capacitor-type storage battery, charging current can be intermittently supplied to the capacitor-type storage battery at an appropriate voltage only during a predetermined voltage period. Can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of a charging circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a first embodiment of a charging circuit according to the present invention.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing a first specific example of the charging circuit according to the first embodiment.
FIG. 4 is a voltage / current waveform diagram showing the operation of the charging circuit according to the first specific example;
FIG. 5 is a circuit configuration diagram showing a second specific example of the charging circuit according to the first embodiment.
FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing a third specific example of the charging circuit according to the first embodiment.
FIG. 7 is a voltage / current waveform diagram showing an operation in a charging circuit according to a third specific example;
FIG. 8 is a block diagram showing a second embodiment of the charging circuit according to the present invention.
FIG. 9 is a circuit configuration diagram showing a first specific example of a charging circuit according to a second embodiment.
FIG. 10 is a voltage / current waveform diagram showing an operation in the charging circuit according to the first specific example;
FIG. 11 is a circuit configuration diagram showing a second specific example of the charging circuit according to the second embodiment.
FIG. 12 is a circuit configuration diagram showing a first specific example of the charging circuit according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a voltage waveform diagram showing an operation in the charging circuit according to the third embodiment.
FIG. 14 is a circuit configuration diagram showing a second specific example of the charging circuit according to the third embodiment.
[Explanation of symbols]
10 Commercial power supply
20, 20A-20D Rectifier circuit
30, 30A current limiting circuit
40, 40A switch circuit
50 Switch control circuit
50A voltage judgment circuit
50B Input voltage detection circuit
50C output voltage detection circuit
60, 60A Backflow prevention circuit
70 Capacitor-type storage battery
70A electric double layer capacitor
100A, 100B charging circuit
R11, R21 Current limiting resistor
R13, R23 Voltage detection resistor
Tr11, Tr21 switch
Tr12, Tr22 control switch
D11, D21 Half-wave rectifier diode
D12, D22 Backflow prevention resistance
D13, D23 Zener diode

Claims

Power supply means for rectifying the AC voltage component of the commercial power supply to generate and output a pulsating current having a predetermined voltage period; and
Charging control means for controlling a supply state of charging current in a predetermined period for each voltage cycle of the pulsating flow;
A capacitor-type storage battery that stores electrical energy corresponding to the charging current supplied from the charging control means,
The charging control means detects a difference between a reference voltage setting means for setting a reference voltage, an input voltage due to the pulsating current and an output voltage to the capacitor-type storage battery, and whether or not the difference is within the reference voltage. And a voltage determination unit that determines whether the charging current is supplied based on a determination result of the voltage determination unit.

In the power supply means, a frequency doubling circuit composed of a DC cutoff circuit and a full-wave rectifier circuit is connected in n stages in series, and generates a pulsating current having a voltage cycle 2 ⁿ times the voltage cycle of the AC voltage component of the commercial power supply. The charging circuit according to claim 1.

The charge control means supplies the charging current to the capacitor-type storage battery when the voltage determination means determines that the difference is within the reference voltage. The charging circuit according to.

The charge control means has a current limiting means, a switch means, and a backflow prevention means on the charging current supply path ,
3. The switch according to claim 1, wherein when the voltage determination unit determines that the difference is within the reference voltage, the switch unit is turned on to supply the charging current to the capacitor type storage battery. The charging circuit in any one.

A procedure for rectifying an AC voltage component of a commercial power source to generate a pulsating current having a predetermined voltage cycle;
A procedure for determining whether the difference between the input voltage due to the pulsating flow and the output voltage to the capacitor-type storage battery is within a preset reference voltage in a predetermined period for each voltage cycle of the pulsating flow;
A step of controlling based on the supply condition to the capacitive storage battery charging current to the difference of whether or not within the reference voltage determination result,
Charging method which comprises the the steps of storing a predetermined electrical energy corresponding to the charging current is intermittently supplied to each of the voltage cycle in the capacitor type storage battery.