JP3736551B2 - Induction motor speed control method - Google Patents

Description

ここに、ＴＯ：オブザーバ時定数
Ｌ₂ ^*、Ｍ^*：２次および励磁インダクタンス（基準値）
φ_2d ^*：２次磁束（基準値）
Ｒσ^*：１次および２次抵抗の和（基準値）
Ｌσ^*：１次および２次漏れインダクタンスの和（基準値）
ω₁ ^**：変換器出力周波数（指令値）
図２に速度推定器４の（数３）式に基づく演算内容を示す。４１は電動機モデルであり、電動機ｑ軸電圧Ｖ_q（＝Ｖ_q ^**）と誘導起電力ｅ_qおよび電流ｉ_qの関係を示す。推定原理は、ｅ_q を逆モデルにより推定し、基準磁束量で割算することにより速度推定値ω_r＾を演算するものである。
【００１８】
ω_r＾は速度制御器５へのフィードバック信号に用いると共に、ω₁ ^* の演算に用いられる。この演算式を（数４）式に示す。従来制御ではω₁ ^*がそのまま出力周波数指令値ω₁ ^**に使用され、変換器の出力周波数が制御される。
【００１９】
ω₁ ^*＝ω_r＾＋ω_s ^* …（数４）
一方、速度制御器５において、速度偏差ω_r ^*−ω_r＾に応じてｑ軸電流指令値ｉｑ^*が演算される。電動機トルクは基本的にはｉｑ^*に比例するため、ω_r＾がω_r ^*に一致するように速度制御が行われる。電動機トルクがｉｑ^*に正しく比例するためには、電動機電流ｉｑがｉｑ^* に一致し、また電動機磁束が基準値に保たれることが条件である。これには電動機電流ｉｄ、ｉｑを各指令値ｉｄ^**、ｉｑ^* に一致するように制御することが必要であり、このために、ｄ軸およびｑ軸電流制御器１２、６が設けてある。各運転条件における電動機電圧は（数５）式で示されるが、これに相当の電圧Ｖ_d ^*、Ｖ_q ^*はｉｄ^**、ｉｑ^*、ω₁ ^**および電動機定数に基づいて（数６）式を用い、予め演算により求めることができる。電圧演算器１３においてこの演算を行う。
【００２０】
Ｖ_d＝ｒ₁ｉｄ−ω₁Ｌσｉｑ
Ｖ_q＝ｒ₁ｉｑ＋ω₁Ｌσｉｄ＋ω₁（Ｍ／Ｌ₂）φ_2d …（数５）
ここに、ｒ₁：１次抵抗（実際値）
Ｌσ：１次および２次漏れインダクタンスの和（実際値）
Ｌ₂、Ｍ：２次および励磁インダクタンス（実際値）
φ_2d：２次磁束（実際値）
Ｖ_d ^*＝ｒ₁ ^*ｉｄ^**−ω₁ ^**Ｌσ^*ｉｑ^*
Ｖ_q ^*＝ｒ₁ ^*ｉｑ^*＋ω₁ ^**Ｌσ^*ｉｄ^**＋ω₁ ^**（Ｍ^*／Ｌ₂ ^*）φ_2d ^* …（数６）
ここに、＊および＊＊は、基準値／指令値を示す。
【００２１】
変換器出力電圧（電動機電圧）は、基本的にはこのＶ_d ^*およびＶ_q ^*に従い制御される。しかし、制御誤差があると、これだけでは実電流ｉｄ、ｉｑが各指令値に一致しないため、ｄ軸およびｑ軸電流制御器１２、６により電流偏差に応じた信号Δｄ、Δｑを求め、これにより出力電圧を修正し、ｉｄ、ｉｑを指令値に一致するように制御している。
【００２２】
以上が従来からのものと共通な動作であるが、次に本発明に直接関係する内容について述べる。
【００２３】
速度推定器４で求めたω_r＾ には推定誤差が含まれる。このため、前述のようにトルク不足の問題が発生する。推定誤差の原因には、１次および２次抵抗の温度変化並びに電動機の鉄心飽和による漏れインダクタンスの変動などがあるが、特に零速度域では種々の原因からトルク低下が生じ易い。
【００２４】
本発明は、零速度域のトルク低下の防止を目的に、零速度域では前述と異なる原理により速度制御を行う。以下、この内容について述べる。
【００２５】
トルク低下は前述のように速度推定誤差が原因であるが、さらにこれを分析すると次の２つに大別できる。
（１）速度推定値を基に周波数を制御することから、推定誤差により実すべり周波数が適正値から変動する。
（２）速度推定値を用いて速度制御するため、推定誤差によりトルク電流を適正値に制御できない。
【００２６】
そこで本発明においては、それぞれを次のようにして解決する。
【００２７】
「１」零速度域では、推定値ω_r＾に代えて速度指令値ω_r ^* を用い出力周波数指令値ω₁ ^** を演算する。すなわち、零速度域では、切り替え器９により通常時のω₁ ^*に代えてω_r ^*を選択し出力させ、変換器出力周波数を速度指令値ω_r ^*に応じて制御する。
【００２８】
「２」零速度域では、ｄ軸電流を通常時より大きめの所定値に制御する。すなわち、ｄ軸電流指令器１１において、通常時の基準値ｉｄ^* にΔｉｄを加算し、ｉｄを強め制御する。
【００２９】
「１」「２」を適用した場合の、電動機発生トルクτ_eと電流Ι₁の関係を（数７）式に示す。
【００３０】
τ_e＝ｋ（ω_sＴ₂）／（１＋（ω_sＴ₂）²）Ｉ₁ ² …（数７）
ここに、ｋ：比例定数
ω_s：すべり
Ｔ₂：２次時定数
Ｉ₁：電動機電流の大きさ
Ｉ₁が一定の場合、電動機トルクτｅは、ω_s・Ｔ₂＝±１において最大値をとるが、ω_s＝０からこの間は、τ_eはすべり周波数ω_sに応じて変化する。この場合、ω_sは、実速度ω_rが変換器出力周波数ω₁（＝ω_r ^*）に対して変動することにより受動的に発生する。すなわち、負荷トルクの増／減に応じてω_sが増／減することにより、τ_eは負荷トルクに追従して発生する。この結果、電動機速度ω_rはω_r ^*の近傍（すべり分だけ変動）に保たれる様になり、速度指令値に応じて速度制御が行われる。
【００３１】
ここで、電動機最大トルクは負荷最大トルク以上であることが必要なため、Ｉ₁ を負荷最大トルクに見合う値以上に予め制御する必要がある。このためにｉｄあるいはｉｑを所定値に制御する。この方法としては、ｉｑ ^*を速度偏差とは無関係に所定値に設定する方法もあるが、零速度域では負荷トルクの方向をω_r＾などから検知することが精度上、難しいので、ｉｑ^* の極性の設定が行えない。このため、極性の設定が不要なｉｄ^**を所定値に設定する方法を図１の実施例では適用している。このとき、前記「２」でも記述したように、電流指令値ｉｄ^**を、通常時の基準値ｉｄ^*にΔｉｄを加算した値とし、ｉｄ（＝Ｉ₁相当）を最大負荷トルクに見合う値に制御する。
【００３２】
零速度域においては、以上のように変換器の出力周波数と出力電流を制御するため、前記（１）（２）の問題が解決され、トルク不足も解消する。
【００３３】
出力周波数が数Ｈｚ以上の範囲では、切り替え器９の出力はω_r ^*からω₁ ^*に切り替えられ、従来方式と同様に速度推定値ω_r＾ を用いて周波数制御を行う。切り替えを円滑にするため、切り替えに伴うω₁ ^** の急激な変化を抑制するように、ω_r ^*とω₁ ^*を漸次切り替える。関数器９１、９３の出力Ｇａ１、Ｇａ２の漸増／漸減特性はこのために設けている。また、ｄ軸電流指令器１１においては、ｉｄの急変を抑えるため、遅れ回路１１３が設けてある。
【００３４】
また、ｉｄを強めた状態（零速度域）では、電動機電流Ｉ₁が定格値を超えないようにするため、ｉｑ^*を制限する必要があること、また、この期間では、ω_r＾の精度低下により、ｉｑ^*は適正値から離れるため、ｉｑ^*を所定値または略零に制限することが必要である。本実施例では、（数８）式に従いｉｄに応じてｉｑ^*の制限値ｉｑ_MAXを可変する方法を用いている。
【００３５】
ｉｑ_MAX＝√（Ｉ₁ ^*2−ｉｄ²） …（数８）
ここに、Ｉ₁ ^*：電動機電流設定値
図３は本発明の他の実施例を示す。速度推定値ω_r＾ をｑ軸電流制御器６′の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置への適用例である。図３において、１〜３、５、７、９〜１４、１６は図１のものと同一物である。６′はｉｑ^*とｉｑの偏差に応じてω_r＾を出力するｑ軸電流制御器、８′はω_r＾とω_s ^* を加算し、信号ω₁ ^*を出力する加算器であり、切り替え器９は前記実施例と同様にω_r ^*の大小に応じてω₁ ^*とω_r ^*を選択し出力する。切り替え器９よりω₁ ^*が出力される従来制御の状態では、電流制御器６′の出力がω_r＾ 相当となることを考慮すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００３６】
図４は本発明の他の実施例を示す。信号ω₁ ^*をｑ軸電流制御器６″の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置への適用例である。図４において、１〜３、５、７、９〜１４、１６は図１のものと同一物である。６″はｉｑ^* とｉｑの偏差に応じてω₁ ^*を出力するｑ軸電流制御器、８″はω₁ ^*からω_s ^*を減算し、速度推定値ω_r＾ を求め速度制御器５にフィードバックする減算器であり、切り替え器９は前記実施例と同様にω_r ^*の大小に応じてω₁ ^*とω_r ^*を選択し出力する。切り替え器９よりω₁ ^*が出力される従来制御の状態では、電流制御器６″の出力がω₁ ^*相当となることを考慮すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００３７】
前記実施例では、零速度域においてｉｄを所定値に強め制御しているが、零速度域でのトルクが正負両方向あり、一定していない場合はこの方法が適している。理由については先述した。一方、トルクが片方向のみの場合は、ｉｑ^* の極性はトルク方向に応じて設定すればよいので、前記実施例のようにｉｄを所定値に設定する代わりに、零速度域においてｉｑ^* を所定値（負荷最大トルクに見合う値）に設定する方法も可能である。
【００３８】
図５に、この実施例の構成を示す。図５において、構成要素の１〜１０、１２〜１６は図１のものと同一物であり、動作も同じである。１７は回転速度の大小に応じて速度制御器５の出力ｉｑ^* と設定電流値ｉｑ０を切り替えて出力する切替回路で、ω_r ^*に応じて零速度域において「１」、それ以外では「０」の信号を出力する関数器１７１、ｉｑ０と遅れ回路１７２の出力Ｇａ４（０≦Ｇａ４≦１）を乗算する乗算器１７３、Ｇａ４に対して相補の関係にある信号Ｇａ５（＝１−Ｇａ４、０≦Ｇａ５≦１）とｉｑ^* を乗算する乗算器１７４、および両乗算器の出力を加算し、ｑ軸電流制御器６の電流指令ｉｑ^**を出力する加算器１７５から構成される。
【００３９】
このものの動作は、以下の通りである。関数器１７１は、前述したように、零速度域においては「１」、それ以外では「０」の信号を出力する。遅れ回路１７２は切り替えを円滑に行わせるためのもので、前記信号に１次遅れで追従する信号Ｇａ４を出力する。
【００４０】
零速度域ではＧａ４は「１」、Ｇａ５は「０」のため、乗算器１７３、１７４および加算器１７５の動作に従い、ｑ軸電流指令器１７からはｉｑ０が出力される。したがって、零速度近傍ではｉｑ０に従いｉｑが制御されて十分なトルクが得られる（ｉｑ０は負荷最大トルクに見合う値に設定される）。なお、零速度域以外ではこれとは逆にｉｑ^*に従いｉｑが制御され、動作は従来のものと同一となる。
【００４１】
以上のようにして、零速度域では、ω_r ^*に応じて変換器出力周波数を、また、所定値ｉｑ０に従い電動機電流を制御することから、このものにおいても前記実施例と同様の効果が得られる。
【００４２】
前記実施例は、速度制御器５を備え、その出力信号ｉｑ^* に応じてトルクを制御する速度制御方式への適用例であったが、速度制御器を備えない方式にも本発明を適用し同様の効果が得られる。
【００４３】
図６はこの実施例の構成を示す。図６において、構成要素の１〜３、１０〜１４、１６は図１のものと同一物である。７′はｑ軸電流値ｉｑに基づいてすべり周波数基準値ω_s ^*を求めるすべり周波数演算器である。
【００４４】
次にシステム全体の動作について述べる。零速度域以外の状態ではω_r ^*＋ω_s ^*の周波数指令値ω₁ ^**が、また、ｄ軸電流指令器１１からは基準値ｉｄ^*が出力される。このとき全体の動作は従来の速度センサレスベクトル制御システムと同一となる。すなわち、略ω_r ^*に応じて変換器出力周波数を制御すると共に、電圧演算器１３においてｉｄ^*、ｉｑおよびω₁ ^**に基づいて所要の電動機電圧を演算し、これにより変換器出力電圧を制御する。
【００４５】
以上のようにして、変換器の出力電圧と周波数が制御されることから、Ｖ／ｆ制御に類似の動作が行われる。しかし、電圧演算器１３により、電動機の内部電圧降下を補償して誘導起電力（電動機磁束）が所定値となるように制御しているため、低速度域まで十分なトルクが得られるものである。
【００４６】
このものに本発明を適用した場合は、零速度域ではω_r ^*を出力し、またｄ軸電流指令器１１は、ｉｄ^*にΔｉｄを加算した指令値ｉｄ^** を出力し、ｉｄを強め制御する。これにより、前記実施例と同様に、速度指令値に応じて周波数を制御し、ｄ軸電流を通常時より大きめの所定値に制御することが行われるため、零速度域のトルク不足は解消される。
【００４７】
前記実施例までは、零速度域において、変換器出力周波数ω₁を速度指令値ω_r ^*で制御する方式であり、負荷トルクが作用すると、電動機の回転速度ω_rはすべり周波数ω_s分だけω_r ^*から低下する。この補償は、図１の実施例における、ｄ軸およびｑ軸の電流制御器出力Δｄ、Δｑを用いて、零速度域のすべり周波数を推定し、該すべり推定値を周波数指令値に加算することにより行うことができる。
【００４８】
図７はこの実施例の構成を示す。図１の速度センサレスベクトル制御装置に、零速度域のすべり補償を適用した例である。図７において、１〜１６は図１のものと同一物である。１８は、ｄ軸およびｑ軸の電流制御器出力Δｄ、Δｑと、出力周波数指令値ω₁ ^**を用いて零速度域のすべり周波数推定値ω_s＾を求めるすべり推定器であり、１９は、信号ω_r ^*と１８の出力値であるω_s＾の加算値ω₁ ^***を出力する加算器である。切り替え器９の出力ω₁ ^**は、零速度域では、ω_r ^*＋ω_s＾に、それ以外ではω_r ^*＋ω_s ^*に一致する。すべり推定器１８の構造を図８を用いて説明する。
【００４９】
すべり推定器１８に入力された信号ω₁ ^** は、電動機の速度起電力定数１８１が乗算され、その乗算値と信号Δｑが加算器１８２に入力される。更に、信号Δｄと加算器１８２の出力信号は、除算器１８３に入力される。除算器１８３の出力信号に電動機の２次時定数の逆数（１／Ｔ₂ ^*）を乗算し、信号ω_s^を出力する。
【００５０】
次に、本実施例の特徴的な構成であるすべり推定器１８のもたらす効果について説明する。電動機のｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖ_d ^**、Ｖ_q ^**、および、電動機のｄ軸およびｑ軸の電圧Ｖ_d、Ｖ_qは、それぞれ（数９）式、（数１０）式で示される。
【００５１】

零速度域では、（数９）式、（数１０）式において、ｑ軸電流ｉｑを０に制御していることから、ｉｑ・ｒ₁ ＝０、また同式の第２項は、第３項に比べて小さく、例え、Ｌσ^* ≠Ｌσであっても無視できる。ここで、（数９）式＝（数１０）式の関係より、ｄ軸およびｑ軸の電流制御器出力Δｄ、Δｑは（数１１）式で示される。
【００５２】
Δｄ＝（ｒ₁−ｒ₁ ^*）ｉｄ−ω₁（Ｍ／Ｌ₂）φ_2q
Δｑ＝ω₁（Ｍ／Ｌ₂）φ_2d−ω₁ ^**（Ｍ^*／Ｌ₂ ^*）φ_2d ^* …（数１１）
よって、ｄ軸電流制御器の出力Δｄには、ｑ軸磁束φ_2qによる速度起電力ｅ_q（＝ω₁（Ｍ／Ｌ₂）φ_2q）が現れる。一方、Δｑに速度起電力基準値［ω₁ ^**（Ｍ^*／Ｌ₂ ^*）φ_2d ^*］を加算すると、電動機のｄ軸磁束φ_2dに関係した速度起電力ｅ_d（＝ω₁（Ｍ／Ｌ₂）φ_2d）が得られる。
【００５３】
また、前述のように、ｉｄ：所定値、ｉｑ＝０に制御した場合、ｄ、ｑ軸の磁束φ_2d、φ_2qと電動機のすべり周波数ω_sの関係は（数１２）式で示される。
【００５４】

そこで、（数１３）式で示す演算を行うことにより、電動機のすべり周波数ω_s＾を演算することができる。
【００５５】
ω_s＾＝１／Ｔ₂ ^*{Δｄ／（Δｑ＋ω₁ ^**（Ｍ^*／Ｌ₂ ^*）φ_2d ^*）}…（数１３）
（数１３）式で求めた信号ω_s＾を速度指令値ω_r ^*に加算して、出力周波数指令値ω₁ ^**を制御すれば、負荷トルクによる回転速度の低下を補償でき、高精度な速度制御を行うことができる。
【００５６】
また、上記Δｄ、Δｑの代わりに、電圧指令値Ｖ_d ^**から抵抗基準値ｒ₁・ｉｄを差し引いてｅ_d＾（＝−ω₁（Ｍ／Ｌ₂）φ_2q）を求め、Ｖ_q ^**から非干渉基準値（ω₁ ^**Ｌσ^*ｉｄ^**）を差し引き、ω₁ ^**（Ｍ^*／Ｌ₂ ^*）φ_2d ^*を加算してｅ_q＾（＝ω₁（Ｍ／Ｌ₂）φ_2d）を求めて、（数１４）式で示す演算を行うことにより、ω_s＾を演算することもできる。
【００５７】
ω_s＾＝１／Ｔ₂ ^*{ｅ_d＾／ｅ_q＾} …（数１４）
すなわち、電圧指令値から２次磁束φ_2d、φ_2qに関係するｄ、ｑ軸の速度起電力（ｅ_d、ｅ_q）を検出して、その比に基づいてすべり周波数ω_s＾ を演算し、演算値ω_s＾を用いて周波数指令値を修正（ω₁ ^**＝ω_r ^*＋ω_s＾）することにより回転速度の低下を補償する。
【００５８】
図９は本発明の他の実施例を示す。本実施例は、速度推定値ω_r＾ をｑ軸電流制御器６′の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置に、零速度域のすべり補償を適用した例である。図９において、１〜３、５、７、９〜１４、１６、１９は図７のものと同一物である。６′はｉｑ^*とｉｑの偏差に応じてω_r＾を出力するｑ軸電流制御器、８′はω_r＾とω_s ^*を加算し、信号ω₁ ^* を出力する加算器、１８′はＶ_q ^*とΔｄによりω_s＾を出力するすべり推定器である。
【００５９】
本実施例では、ｑ軸電圧基準値＝ｑ軸電圧（Ｖ_q ^* ＝Ｖ_q）の関係から、（（数６）式の２行目）＝（（数１０）式の２行目）であり、零速度域では、ｑ軸電流ｉｑを０に制御していることから、ｉｑ・ｒ₁ ＝０、また同式の第２項は、第３項に比べて小さく、例え、Ｌσ^*≠Ｌσであっても無視できる。つまり、Ｖ_q ^*＝Ｅ_q（＝ω₁（Ｍ／Ｌ₂）φ_2d）となる。Δｄは、前実施例と同様なので、Ｖ_q ^*とΔｄの比によりすべり周波数推定値ω_s＾ を演算することができる。すなわち、図１０に示す構成でω_s＾を演算することができ、ω_s＾を用いて周波数指令値を修正（ω₁ ^**＝ω_r ^*＋ω_s＾）すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００６０】
図１１は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、信号ω₁ ^*をｑ軸電流制御器６″の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置に、零速度域のすべり補償を適用した例である。図１１において、１〜３、５、７、９〜１４、１６、１９は図７のものと同一物である。
【００６１】
６″はｉｑ^*とｉｑの偏差に応じてω₁ ^*を出力するｑ軸電流制御器、８″はω₁ ^*からω_s ^*を減算し、速度推定値ω_r＾を求め速度制御器５にフィードバックする減算器、１８′はＶ_q ^*とΔｄによりω_s＾ を出力するすべり推定器である。本実施例でも図９の実例と同様に、図１０に示す構成でω_s＾ を演算することができ、ω_s＾を用いて周波数指令値を修正（ω₁ ^**＝ω_r ^* ＋ω_s＾）すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００６２】
図１２は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、速度制御器を備えない速度センサレスベクトル制御装置に、零速度域のすべり補償を適用した例である。図１２において、構成要素の１〜３、１０〜１４、１６は図７のものと同一物である。７′はｑ軸電流値ｉｑに基づいてすべり周波数基準値ω_s ^*を求めるすべり周波数演算器、１８′はＶ_q ^*とΔｄによりω_s＾ を出力するすべり推定器である。本実施例でも図１１の実例と同様に、図１０に示す構成でω_s＾ を演算することができ、ω_s＾を用いて周波数指令値を修正（ω₁ ^**＝ω_r ^*＋ω_s＾）すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００６３】
前記実施例までは、零速度域において、ｄ軸電流値ｉｄを負荷トルクに関係なく一定に制御する方式であったが、軽負荷時には運転効率が低下する。そこで、演算したすべり推定値ω_s＾ によりｄ軸電流指令値ｉｄ^**を修正することにより、軽負荷時の運転効率を向上させる。
【００６４】
図１３は、この実施例の構成を示す。本実施例は、図７の速度センサレスベクトル制御装置に、ｄ軸電流指令値の修正補償を適用した例である。図１３において、１〜１０、１２〜１６、１８、１９は図７のものと同一物である。
【００６５】
すべり推定器１８の出力信号ω_s＾ はｄ軸電流指令器１１′において、関数発生器１１５に入力される。関数発生器１１５では、ω_s＾ を用いて、負荷トルクに見合うｄ軸電流指令修正ゲインを演算する。乗算器１１６では、ｄ軸電流指令基準ｉｄ^* と関数発生器１１５の出力信号が入力され、出力信号ｉｄ^**が演算される。
【００６６】
次に、本発明の特徴的な構成であるｄ軸電流指令器１１′のもたらす効果について説明する。零速度域では、ｉｄ：所定値、ｉｑ＝０に制御した場合、ｄ軸およびｑ軸の電流制御器出力Δｄ、Δｑの比に基づいて、負荷トルクに見合った電動機のすべり周波数ω_sを推定することができた。この推定値ω_s＾を用いて、（数１５）式で示す演算を行うことにより、負荷トルクに見合ったｄ軸電流指令値を演算することができる。
【００６７】
ｉｄ^**＝Ｆ（ω_s＾）ｉｄ^* …（数１５）
ただし、Ｆ（ω_s＾）は、ω_s＾＝０のとき、Ｆ（ω_s＾）＝１
_s＾＞０のとき、Ｆ（ω_s＾）＞１
となるような、任意の関数。
【００６８】
（数１５）式で求めたｄ軸電流指令値ｉｄ^**を用いれば、
無負荷（ω_s＾＝０）では、ｉｄ^**＝ｉｄ^*
負荷時（ω_s＾＞０）では、ｉｄ^**＞ｉｄ^*
となり、負荷トルク（すべり周波数推定値ω_s＾ ）に応じてｄ軸電流指令値が修正されるため、軽負荷時の運転効率を高くすることができる。
【００６９】
また、本実施例では、関数Ｆ（ω_s＾ ）により、ｉｄ^**を直接修正しているが、関数Ｆ（ω_s＾ ）に応じて、図７に示すΔｉｄを修正することを行ってもその効果は同様である。
【００７０】
図１４は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、速度推定値ω_r＾ をｑ軸電流制御器６′の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置に、ｄ軸電流指令値の修正補償を適用した例である。図１４において、１〜３、５、６′、７、８′、９、１０、１２〜１４、１６、１８′、１９は図９のものと同一物である。
【００７１】
１１′は信号ω_s＾ に応じて信号ｉｄ^**を修正するｄ軸電流指令器である。本実施例でも、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００７２】
図１５は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、信号ω₁ ^*をｑ軸電流制御器６″の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置にｄ軸電流指令値の修正補償を適用した例である。図１５において、１〜３、５、６″、７、８″、９、１０、１２〜１４,１６、１８′,１９は図１１のものと同一物である。１１′は信号ω_s＾に応じて信号ｉｄ^**を修正するｄ軸電流指令器である。本実施例でも、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００７３】
図１６は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、速度制御器を備えない速度センサレスベクトル制御装置に、ｄ軸電流指令値の修正補償を適用した例である。図１６において、構成要素の１〜３、７′、１０〜１４、１６、１８′は図６のものと同一物である。１１′は信号ω_s＾ に応じて信号ｉｄ^**を修正するｄ軸電流指令器である。本実施例でも、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００７４】
【発明の効果】
本発明によれば、零速度域においてもトルク不足を生じず、高精度、高効率な誘導電動機の速度制御方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す、導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図２】図１の装置における速度推定器の演算内容の説明図である。
【図３】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図４】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図５】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図６】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図７】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図８】図７の装置におけるすべり推定器の演算内容の説明図である。
【図９】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１０】図９の装置におけるすべり推定器の演算内容の説明図である。
【図１１】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１２】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１３】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１４】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１５】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１６】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【符号の説明】
１…誘導電動機、２…電力変換器、３…座標変換器、４…速度推定器、５…速度制御器、６…ｑ軸電流制御器、９…切り替え器、１１…ｄ軸電流指令器、１２…ｄ軸電流制御器、１３…電圧演算器、１６…座標変換器、１８…すべり推定器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a speed control method for an induction motor, and more particularly to a speed sensorless vector control method in which a motor-mounted speed sensor is unnecessary and high torque can be obtained from a zero speed range.
[0002]
[Prior art]
In the vector control of the induction motor, a method of controlling the output frequency of the converter in accordance with the added value of the rotational speed of the motor and the slip frequency reference value is generally used. On the other hand, in speed sensorless vector control, the output frequency is controlled using a speed estimated value instead of the actual rotational speed. However, since the speed estimation value includes an error, the actual slip frequency varies from the appropriate reference value. At this time, the motor magnetic flux fluctuates (decreases) according to the torque change, and as a result, the motor generated torque is not proportional to the torque current, and in the extreme case, the torque may be insufficient.
[0003]
Error causes of speed estimation include setting errors of motor constants (primary and secondary resistance) used for speed estimation calculation, and fluctuations in motor magnetic flux that is secondarily generated using this as a primary cause. Conventionally, there is no sufficient method for compensating for these fluctuations, and therefore, there is a case where torque shortage occurs particularly near zero speed. In addition, there exists a nonpatent literature 1 as related literature.
[0004]
[Non-Patent Document 1]
Okuyama, et al. “Effects and compensation of control constant setting errors in speed and voltage sensorless vector control”, D. 110, 447
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to provide a speed control method for an induction motor that is not affected by a speed estimation error due to fluctuations in motor constants and the like and does not cause a torque shortage even in a zero speed range.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In the present invention, when the speed command value is equal to or less than a predetermined value, the d-axis current is controlled to be equal to or higher than the normal value, and the frequency command value is calculated based on the speed command value instead of the estimated speed value. It is characterized by that.
[0007]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0008]
FIG. 1 shows a configuration example of a speed sensorless vector control apparatus according to an embodiment of the present invention. 1 is an induction motor, 2 is a voltage command value V₁ ^*Is a power converter that outputs an output voltage proportional to, and 3 is a coordinate converter that converts the converter output currents iu and iw to calculate d-axis and q-axis currents id and iq, and 4 is a q-axis voltage command value V_q ^** And the estimated speed value ω based on iq_rSpeed estimator for calculating ^, 5 is the speed command value ω_r ^*And estimated speed ω_rQ-axis current command value iq according to the deviation of^*Is a speed controller that outputs iq according to id^*It has a limiter to limit 6 is iq^* Q-axis current controller that outputs Δq according to iq, 7 is iq^* Slip frequency reference value ω based on_s ^*Is a slip frequency calculator, 8 is ω_r^ And ω_s ^* To add signal ω₁ ^*, 9 is ω₁ ^*And ω_r ^*Is a switcher that switches the output according to the rotation speed₁ ^*Is multiplied by the output Ga1 of the function unit 91, ω_r ^*And a multiplier 94 that multiplies the output Ga2 of the function unit 93 and an adder 95 that adds the outputs of both multipliers. 10 is an output frequency command value ω from the switching circuit 9₁ ^** 11 is a d-axis current command device, which multiplies the added current value Δid by the output Ga3 of the function unit 111, and a reference current value id.^* And the multiplier output, and the first-order lag value id^**Is constituted by a delay circuit 113 that outputs. 12 is id^**A d-axis current controller that outputs a signal Δd corresponding to the deviation between and id,^**, Iq^*, And ω₁ ^** D-axis and q-axis voltage reference value Vd based on^*, Vq^*Is a voltage calculator for calculating Vd.^*And Vd addition value Vd^**, 15 is Vq^*And Vq addition value Vq^**, 16 is Vd^**And Vq^**Is transformed, and the converter output voltage command value V1^*This is a coordinate converter that outputs (three phases).
[0009]
In the above, 9 and 11 are characteristic features of the present invention. The characteristics of the function units in 9, 11 are as follows. The output Ga1 of the function unit 91 is ω_r ^*Takes a value of 0 near zero, and a value of 1 when large, and the output Ga2 of the function unit 93 takes the opposite value. That is, Ga1 and Ga2 are complementary to each other and have a relation of the formula (1).
[0010]
Ga1 + Ga2 = 1 (Expression 1)
Therefore, the output ω of the switch 9₁ ^**Is given by equation (2). As a result, ω₁ ^**Is ω in the zero speed range_r ^*Otherwise, ω₁ ^*Matches. The gradual increase / decrease regions of Ga1 and Ga2 are for smooth switching, and in this region ω₁ ^**As ω₁ ^*And ω_r ^*The intermediate value of is output.
[0011]
ω₁ ^**= Ω₁ ^*Ga1 + ω_r ^*Ga2 (Expression 2)
The output Ga3 of the function unit 111 is ω_r ^*Takes a value of 1 near zero and 0 otherwise. This will cause the id^**And id are reference values id in the zero speed range^* Is strengthened by Δid.
[0012]
Next, the operation of the entire system will be described. Components 1 to 7, 10, 12, 13, and 14 to 16 are the same as those in the conventional speed sensorless vector control system, but an outline is first described.
[0013]
In the speed sensorless vector control, the rotational speed is estimated based on the converter output voltage and output current, and this is fed back to the speed controller 5 for speed control and the estimated speed value ω_r^ Slip frequency reference value ω_s ^* The output frequency of the converter is controlled according to the added value. The difference from the well-known vector control with a speed sensor is that a speed estimation value is used instead of a speed detection value from a speed sensor attached to the motor, but the basic operation is the same.
[0014]
Q-axis current command value iq from the speed controller 5^* D-axis current command id^**Therefore, in order to control the motor currents iq and id, it is necessary to supply the motor voltage necessary for this from the converter. Therefore, in the voltage calculator 13, the current command value id^**, Iq^*And frequency command ω₁ ^**D-axis and q-axis voltage reference value Vd based on^*, Vq^*Is used to control the converter output voltage. However, since the currents id and iq do not coincide with the command values due to the control error, the voltage Vq is determined by Δq and Δd from the q-axis and d-axis current controllers 6 and 12.^*, Vd^*And iq and id are controlled to match the command value. Thus, the slip frequency control type vector control operation is performed, and the motor torque is iq.^*Is controlled in proportion to
[0015]
Next, detailed operation of each component will be described.
[0016]
In the speed estimator 4, the estimated speed value ω according to the equation (3)_rCalculate ^.
[0017]

Where TO: Observer time constant
L₂ ^*, M^*: Secondary and exciting inductance (reference value)
φ_2d ^*: Secondary magnetic flux (reference value)
Rσ^*: Sum of primary and secondary resistance (reference value)
Lσ^*: Sum of primary and secondary leakage inductance (reference value)
ω₁ ^**: Converter output frequency (command value)
FIG. 2 shows the calculation contents based on the equation (3) of the speed estimator 4. 41 is a motor model, and the motor q-axis voltage V_q(= V_q ^**) And induced electromotive force e_qAnd current i_qThe relationship is shown. The estimation principle is e_q Is estimated by the inverse model, and divided by the reference magnetic flux amount, the speed estimate ω_r^ Is to calculate.
[0018]
ω_r^ Is used as a feedback signal to the speed controller 5 and ω₁ ^* Used in the calculation of This arithmetic expression is shown in (Expression 4). In conventional control, ω₁ ^*Is directly output frequency command value ω₁ ^**Used to control the output frequency of the transducer.
[0019]
ω₁ ^*= Ω_r^ + Ω_s ^*                                         ... (Equation 4)
On the other hand, in the speed controller 5, the speed deviation ω_r ^*−ω_rQ-axis current command value iq according to^*Is calculated. The motor torque is basically iq^*Is proportional to_r^ Is ω_r ^*The speed control is performed so as to coincide with. The motor torque is iq^*Motor current iq is equal to iq^* And the motor magnetic flux is maintained at a reference value. For this, the motor current id, iq is set to each command value id.^**, Iq^* Therefore, the d-axis and q-axis current controllers 12 and 6 are provided for this purpose. The motor voltage under each operating condition is expressed by the equation (5)._d ^*, V_q ^*Is id^**, Iq^*, Ω₁ ^**And based on the motor constant, the equation (6) can be used to obtain a calculation in advance. This calculation is performed in the voltage calculator 13.
[0020]
V_d= R₁id−ω₁Lσiq
V_q= R₁iq + ω₁Lσid + ω₁(M / L₂) Φ_2d             ... (Formula 5)
Where r₁: Primary resistance (actual value)
Lσ: Sum of primary and secondary leakage inductance (actual value)
L₂, M: secondary and exciting inductance (actual value)
φ_2d: Secondary magnetic flux (actual value)
V_d ^*= R₁ ^*id^**−ω₁ ^**Lσ^*iq^*
V_q ^*= R₁ ^*iq^*+ Ω₁ ^**Lσ^*id^**+ Ω₁ ^**(M^*/ L₂ ^*) Φ_2d ^*  ... (Equation 6)
Here, * and ** indicate a reference value / command value.
[0021]
The converter output voltage (motor voltage) is basically this V_d ^*And V_q ^*Controlled according to However, if there is a control error, the actual currents id and iq do not match the command values by themselves, so the signals Δd and Δq corresponding to the current deviation are obtained by the d-axis and q-axis current controllers 12 and 6, thereby The output voltage is corrected and id and iq are controlled to match the command value.
[0022]
The above is the operation common to the conventional one. Next, the contents directly related to the present invention will be described.
[0023]
Ω obtained by speed estimator 4_r^ Includes the estimation error. For this reason, the problem of insufficient torque occurs as described above. Causes of the estimation error include changes in temperature of the primary and secondary resistances and fluctuations in leakage inductance due to the saturation of the iron core of the motor. In particular, in the zero speed range, torque reduction is likely to occur due to various causes.
[0024]
In the present invention, speed control is performed in the zero speed range based on a principle different from that described above for the purpose of preventing a torque drop in the zero speed range. This will be described below.
[0025]
The torque drop is caused by the speed estimation error as described above, and can be roughly divided into the following two when this is further analyzed.
(1) Since the frequency is controlled based on the estimated speed value, the actual slip frequency varies from an appropriate value due to an estimation error.
(2) Since the speed is controlled using the estimated speed value, the torque current cannot be controlled to an appropriate value due to the estimation error.
[0026]
Therefore, in the present invention, each is solved as follows.
[0027]
“1” In the zero speed range, the estimated value ω_rSpeed command value ω instead of ^_r ^* Output frequency command value ω₁ ^** Is calculated. That is, in the zero speed range, the switch 9 is used for normal ω.₁ ^*Instead of ω_r ^*And output the converter output frequency to the speed command value ω._r ^*Control according to.
[0028]
In the “2” zero speed range, the d-axis current is controlled to a predetermined value that is larger than normal. That is, in the d-axis current command device 11, the normal reference value id^* Δid is added to, and id is strengthened and controlled.
[0029]
Electric motor generated torque τ when “1” and “2” are applied_eAnd current Ι₁The relationship is shown in Equation (7).
[0030]
τ_e= K (ω_sT₂) / (1+ (ω_sT₂)²) I₁ ²                ... (Equation 7)
Where k: proportionality constant
ω_s: Slip
T₂: Secondary time constant
I₁: Size of motor current
I₁Is constant, the motor torque τe is ω_s・ T₂= Maximum value at ± 1, but ω_s= 0 to this time τ_eSlip frequency ω_sIt changes according to. In this case, ω_sIs the actual speed ω_rIs the converter output frequency ω₁(= Ω_r ^*) To generate passively. That is, ω according to increase / decrease of load torque_sBy increasing / decreasing τ_eOccurs following the load torque. As a result, the motor speed ω_rIs ω_r ^*The velocity is controlled in accordance with the speed command value.
[0031]
Here, since the motor maximum torque needs to be equal to or greater than the load maximum torque,₁ Needs to be controlled in advance to a value that matches the maximum load torque. For this purpose, id or iq is controlled to a predetermined value. As this method, iq^*Can be set to a predetermined value regardless of the speed deviation, but in the zero speed range, the direction of the load torque is_rBecause it is difficult to detect from ^ etc. in accuracy, iq^* The polarity cannot be set. For this reason, id setting is not required^**1 is applied in the embodiment shown in FIG. At this time, as described in the above “2”, the current command value id^**Is the normal reference value id^*Is obtained by adding Δid to id (= I₁Equivalent) to a value corresponding to the maximum load torque.
[0032]
In the zero speed range, since the output frequency and output current of the converter are controlled as described above, the problems (1) and (2) are solved, and the torque shortage is also eliminated.
[0033]
In the range where the output frequency is several Hz or more, the output of the switch 9 is ω_r ^*To ω₁ ^*As in the conventional method, the estimated speed value ω_rPerform frequency control using ^. To facilitate switching, ω accompanying switching₁ ^** To suppress sudden changes in ω_r ^*And ω₁ ^*Switch gradually. The gradual increase / decrease characteristics of the outputs Ga1 and Ga2 of the function units 91 and 93 are provided for this purpose. The d-axis current command device 11 is provided with a delay circuit 113 in order to suppress a sudden change in id.
[0034]
In the state where id is strengthened (zero speed range), the motor current I₁In order not to exceed the rated value, iq^*, And in this period, ω_rDue to the decrease in accuracy of ^, iq^*Is far from the proper value, so iq^*Must be limited to a predetermined value or approximately zero. In the present embodiment, iq according to id according to the equation (8).^*Limit value iq of_MAXIs used.
[0035]
iq_MAX= √ (I₁ ^{* 2}−id²) ... (Equation 8)
Where I₁ ^*: Motor current setting value
FIG. 3 shows another embodiment of the present invention. Speed estimate ω_rThis is an example of application to a speed sensorless vector control device in which ^ is obtained from the output of the q-axis current controller 6 '. 3, 1-3, 5, 7, 9-14, and 16 are the same as those in FIG. 6 'is iq^*And ω depending on the deviation of_rQ-axis current controller that outputs ^, 8 'is ω_r^ And ω_s ^* And add the signal ω₁ ^*The switch 9 outputs ω as in the previous embodiment._r ^*Depending on the size of ω₁ ^*And ω_r ^*Select and output. From switch 9 ω₁ ^*Is output in the conventional control state, the output of the current controller 6 'is ω_rIn consideration of the fact that it is equivalent, it is clear that the operation is the same as in the above embodiment and the same effect can be obtained.
[0036]
FIG. 4 shows another embodiment of the present invention. Signal ω₁ ^*Is applied to a speed sensorless vector control apparatus of the type that obtains from the output of the q-axis current controller 6 ″. In FIG. 4, 1-3, 5, 7, 9-14, and 16 are the same as those in FIG. 6 ″ is iq^* And ω depending on the deviation of₁ ^*Q-axis current controller that outputs₁ ^*To ω_s ^*Is subtracted and the estimated speed value ω_r{Circumflex over ()} is a subtracter that feeds back to the speed controller 5._r ^*Depending on the size of ω₁ ^*And ω_r ^*Select and output. From switch 9 ω₁ ^*Is output in the conventional control state, the output of the current controller 6 ″ is ω₁ ^*Considering the fact that it is considerable, it is obvious that the operation is the same as the above embodiment and the same effect can be obtained.
[0037]
In the above embodiment, the id is controlled to be increased to a predetermined value in the zero speed range, but this method is suitable when the torque in the zero speed range is in both positive and negative directions and is not constant. The reason was mentioned earlier. On the other hand, if the torque is only in one direction, iq^* Is set in accordance with the torque direction. Instead of setting id to a predetermined value as in the above-described embodiment, iq is set in the zero speed range.^* It is also possible to set to a predetermined value (a value commensurate with the maximum load torque).
[0038]
FIG. 5 shows the configuration of this embodiment. In FIG. 5, components 1 to 10 and 12 to 16 are the same as those in FIG. 1, and the operation is also the same. 17 is an output iq of the speed controller 5 according to the magnitude of the rotational speed.^* And the set current value iq0 to switch and output the ω_r ^*Accordingly, a function unit 171, which outputs a signal of "1" in the zero speed range, and a signal of "0" otherwise, a multiplier 173, Ga4 which multiplies the output Ga4 (0≤Ga4≤1) of the delay circuit 172, Signals Ga5 (= 1−Ga4, 0 ≦ Ga5 ≦ 1) and iq are complementary to each other.^* Are multiplied by the outputs of both multipliers 174 and the current command iq of the q-axis current controller 6.^**Is added to the adder 175.
[0039]
The operation of this is as follows. As described above, the function unit 171 outputs a signal of “1” in the zero speed region and “0” in other cases. The delay circuit 172 is for smooth switching, and outputs a signal Ga4 that follows the signal with a first-order delay.
[0040]
Since Ga4 is “1” and Ga5 is “0” in the zero speed region, iq0 is output from the q-axis current commander 17 in accordance with the operations of the multipliers 173 and 174 and the adder 175. Therefore, in the vicinity of zero speed, iq is controlled according to iq0 and a sufficient torque is obtained (iq0 is set to a value commensurate with the maximum load torque). In contrast to this, except for the zero speed range, iq^*Thus, iq is controlled, and the operation is the same as the conventional one.
[0041]
As described above, in the zero speed range, ω_r ^*Since the converter output frequency and the motor current are controlled according to the predetermined value iq0, the same effect as in the above embodiment can be obtained.
[0042]
Said embodiment comprises a speed controller 5 whose output signal iq^* However, the present invention is also applied to a method that does not include a speed controller, and similar effects can be obtained.
[0043]
FIG. 6 shows the configuration of this embodiment. In FIG. 6, components 1-3, 10-14, and 16 are the same as those in FIG. 7 ′ is a slip frequency reference value ω based on the q-axis current value iq._s ^*Is a sliding frequency calculator.
[0044]
Next, the operation of the entire system will be described. Ω in states other than the zero speed range_r ^*+ Ω_s ^*Frequency command value ω₁ ^**However, from the d-axis current command device 11, the reference value id^*Is output. At this time, the entire operation is the same as that of the conventional speed sensorless vector control system. That is, approximately ω_r ^*The converter output frequency is controlled according to the^*, Iq and ω₁ ^**Based on the above, the required motor voltage is calculated, thereby controlling the converter output voltage.
[0045]
Since the output voltage and frequency of the converter are controlled as described above, an operation similar to V / f control is performed. However, since the voltage calculator 13 compensates for the internal voltage drop of the motor and controls the induced electromotive force (motor magnetic flux) to be a predetermined value, a sufficient torque can be obtained up to a low speed range. .
[0046]
When the present invention is applied to this, ω in the zero speed range_r ^*The d-axis current command device 11^*Command value id with Δid added to^** Is output, and id is strengthened and controlled. As a result, the frequency is controlled in accordance with the speed command value and the d-axis current is controlled to a predetermined value that is larger than the normal value, as in the above-described embodiment. The
[0047]
Up to the above embodiment, in the zero speed range, the converter output frequency ω₁The speed command value ω_r ^*When the load torque is applied, the motor rotation speed ω_rSlip frequency ω_sΩ for minutes_r ^*Decrease from This compensation is performed by estimating the slip frequency in the zero speed region using the d-axis and q-axis current controller outputs Δd and Δq in the embodiment of FIG. 1 and adding the estimated slip value to the frequency command value. Can be performed.
[0048]
FIG. 7 shows the configuration of this embodiment. This is an example in which slip compensation in the zero speed region is applied to the speed sensorless vector control device of FIG. In FIG. 7, reference numerals 1 to 16 are the same as those in FIG. 18 shows d-axis and q-axis current controller outputs Δd and Δq, and an output frequency command value ω.₁ ^**Estimated slip frequency ω in the zero speed region using_sIs a slip estimator for obtaining ^, and 19 is a signal ω_r ^*Is the output value of_s^ Addition value ω₁ ^***Is an adder. Output ω of switch 9₁ ^**Is ω in the zero speed range._r ^*+ Ω_s^, Otherwise ω_r ^*+ Ω_s ^*Matches. The structure of the slip estimator 18 will be described with reference to FIG.
[0049]
The signal ω input to the slip estimator 18₁ ^** Is multiplied by the speed electromotive force constant 181 of the motor, and the multiplication value and the signal Δq are input to the adder 182. Further, the signal Δd and the output signal of the adder 182 are input to the divider 183. The output signal of the divider 183 is the reciprocal of the secondary time constant of the motor (1 / T₂ ^*) And multiply the signal ω_sOutput ^.
[0050]
Next, the effect brought about by the slip estimator 18 which is a characteristic configuration of the present embodiment will be described. Voltage command value V for d-axis and q-axis of motor_d ^**, V_q ^**, And d-axis and q-axis voltage V of the motor_d, V_qAre respectively expressed by the formula (9) and the formula (10).
[0051]

In the zero speed range, since the q-axis current iq is controlled to 0 in the equations (9) and (10), iq · r₁ = 0, and the second term of the formula is smaller than the third term, for example, Lσ^* Even ≠ Lσ can be ignored. Here, from the relationship of (Equation 9) = (Equation 10), the current controller outputs Δd and Δq of the d-axis and the q-axis are expressed by Equation (11).
[0052]
Δd = (r₁-R₁ ^*) Id-ω₁(M / L₂) Φ_2q
Δq = ω₁(M / L₂) Φ_2d−ω₁ ^**(M^*/ L₂ ^*) Φ_2d ^*       ... (Equation 11)
Therefore, the output Δd of the d-axis current controller has a q-axis flux φ_2qSpeed electromotive force e_q(= Ω₁(M / L₂) Φ_2q) Appears. On the other hand, the speed electromotive force reference value [ω₁ ^**(M^*/ L₂ ^*) Φ_2d ^*], The d-axis magnetic flux φ of the motor_2dSpeed electromotive force related to e_d(= Ω₁(M / L₂) Φ_2d) Is obtained.
[0053]
Further, as described above, when id is controlled to a predetermined value and iq = 0, d and q-axis magnetic flux φ_2d, Φ_2qAnd motor slip frequency ω_sThe relationship is expressed by the equation (12).
[0054]

Therefore, the slip frequency ω of the motor is obtained by performing the calculation represented by the equation (13)._s^ Can be calculated.
[0055]
ω_s^ = 1 / T₂ ^*{Δd / (Δq + ω₁ ^**(M^*/ L₂ ^*) Φ_2d ^*)} ... (Equation 13)
Signal ω obtained by equation (13)_s^ Speed command value ω_r ^*Output frequency command value ω₁ ^**By controlling the above, it is possible to compensate for the decrease in the rotational speed due to the load torque and to perform highly accurate speed control.
[0056]
Further, instead of the above Δd and Δq, the voltage command value V_d ^**To resistance reference value r₁・ E subtract id_d^ (=-Ω₁(M / L₂) Φ_2q) And V_q ^**To non-interference reference value (ω₁ ^**Lσ^*id^**)₁ ^**(M^*/ L₂ ^*) Φ_2d ^*And add e_q^ (= Ω₁(M / L₂) Φ_2d) And performing the calculation shown in Equation (14),_s^ Can also be calculated.
[0057]
ω_s^ = 1 / T₂ ^*{e_d^ / E_q^} (Formula 14)
That is, the secondary magnetic flux φ from the voltage command value_2d, Φ_2qD, q-axis velocity electromotive force (e_d, E_q) And the slip frequency ω based on the ratio_s^ Is calculated, and the calculated value ω_sCorrect the frequency command value using ^ (ω₁ ^**= Ω_r ^*+ Ω_s^) To compensate for the decrease in rotational speed.
[0058]
FIG. 9 shows another embodiment of the present invention. In this embodiment, the estimated speed value ω_rThis is an example in which slip compensation in the zero speed region is applied to a speed sensorless vector control apparatus that obtains ^ from the output of the q-axis current controller 6 '. 9, 1-3, 5, 7, 9-14, 16, 19 are the same as those in FIG. 6 'is iq^*And ω depending on the deviation of_rQ-axis current controller that outputs ^, 8 'is ω_r^ And ω_s ^*And add the signal ω₁ ^* , 18 'is V_q ^*And Δd_sThis is a slip estimator that outputs ^.
[0059]
In this embodiment, q-axis voltage reference value = q-axis voltage (V_q ^* = V_q) (The second line of equation (6)) = (the second line of equation (10)), and in the zero speed range, the q-axis current iq is controlled to 0. iq ・ r₁ = 0, and the second term of the formula is smaller than the third term, for example, Lσ^*Even ≠ Lσ can be ignored. That is, V_q ^*= E_q(= Ω₁(M / L₂) Φ_2d) Since Δd is the same as in the previous embodiment, Vd_q ^*And the estimated slip frequency ω by the ratio of Δd_s^ Can be computed. That is, in the configuration shown in FIG._s^ Can be calculated, ω_sCorrect the frequency command value using ^ (ω₁ ^**= Ω_r ^*+ Ω_sThen, it is clear that the operation is the same as in the above embodiment and the same effect can be obtained.
[0060]
FIG. 11 shows another embodiment of the present invention. In this embodiment, the signal ω₁ ^*This is an example in which slip compensation in the zero speed region is applied to a speed sensorless vector control device that obtains the output from the output of the q-axis current controller 6 ″. 16 and 19 are the same as those in FIG.
[0061]
6 ″ is iq^*And ω depending on the deviation of₁ ^*Q-axis current controller that outputs₁ ^*To ω_s ^*Is subtracted and the estimated speed value ω_rA subtractor 18 for obtaining ^ and feeding back to the speed controller 5;_q ^*And Δd_sIt is a slip estimator that outputs ^. In the present embodiment, as in the example of FIG. 9, the configuration shown in FIG._s^ Can be computed and ω_sCorrect the frequency command value using ^ (ω₁ ^**= Ω_r ^* + Ω_sThen, it is clear that the operation is the same as in the above embodiment and the same effect can be obtained.
[0062]
FIG. 12 shows another embodiment of the present invention. The present embodiment is an example in which slip compensation in the zero speed region is applied to a speed sensorless vector control apparatus that does not include a speed controller. In FIG. 12, components 1-3, 10-14, and 16 are the same as those in FIG. 7 ′ is a slip frequency reference value ω based on the q-axis current value iq._s ^*Is the slip frequency calculator, 18 'is V_q ^*And Δd_sIt is a slip estimator that outputs ^. In this embodiment, as in the example of FIG. 11, the configuration shown in FIG._s^ Can be computed and ω_sCorrect the frequency command value using ^ (ω₁ ^**= Ω_r ^*+ Ω_sThen, it is clear that the operation is the same as in the above embodiment and the same effect can be obtained.
[0063]
Up to the above embodiment, the d-axis current value id is controlled to be constant regardless of the load torque in the zero speed range, but the operation efficiency is reduced at light loads. Therefore, the calculated slip estimated value ω_s^ D-axis current command value id^**To improve the driving efficiency at light load.
[0064]
FIG. 13 shows the configuration of this embodiment. In this embodiment, correction compensation for the d-axis current command value is applied to the speed sensorless vector control device of FIG. In FIG. 13, 1 to 10, 12 to 16, 18, and 19 are the same as those in FIG.
[0065]
Output signal ω of slip estimator 18_sIs input to the function generator 115 in the d-axis current command device 11 ′. In the function generator 115, ω_s^ Is used to calculate the d-axis current command correction gain that matches the load torque. In the multiplier 116, the d-axis current command reference id^* And the output signal of the function generator 115 are input, and the output signal id^**Is calculated.
[0066]
Next, the effects brought about by the d-axis current command device 11 'which is a characteristic configuration of the present invention will be described. In the zero speed range, when id: predetermined value and iq = 0, the motor slip frequency ω corresponding to the load torque is determined based on the ratio of the d-axis and q-axis current controller outputs Δd and Δq._sCould be estimated. This estimated value ω_sBy using the ^ and performing the calculation represented by the equation (15), a d-axis current command value commensurate with the load torque can be calculated.
[0067]
id^**= F (ω_s^) Id^*                                ... (Equation 15)
Where F (ω_s^) Is ω_sWhen ^ = 0, F (ω_s^) = 1
 _sWhen ^> 0, F (ω_s^)> 1
An arbitrary function such that
[0068]
D-axis current command value id obtained by equation (15)^**If you use
No load (ω_s^ = 0), id^**= Id^*
Under load (ω_s^> 0), id^**> Id^*
The load torque (slip frequency estimated value ω_sSince the d-axis current command value is corrected according to ^), the operation efficiency at light load can be increased.
[0069]
In this embodiment, the function F (ω_s^), Id^**Is directly corrected, but the function F (ω_sEven if Δid shown in FIG. 7 is corrected according to ^), the effect is the same.
[0070]
FIG. 14 shows another embodiment of the present invention. In this embodiment, the estimated speed value ω_rThis is an example in which correction compensation for the d-axis current command value is applied to a speed sensorless vector control device in which ^ is obtained from the output of the q-axis current controller 6 '. 14, 1-3, 5, 6 ', 7, 8', 9, 10, 12-14, 16, 18 ', 19 are the same as those in FIG.
[0071]
11 'is the signal ω_s^ Signal id depending on^**Is a d-axis current command device for correcting It is clear that this embodiment also operates in the same manner as the previous embodiment, and the same effect can be obtained.
[0072]
FIG. 15 shows another embodiment of the present invention. In this embodiment, the signal ω₁ ^*15 is an example in which correction compensation of a d-axis current command value is applied to a speed sensorless vector control device that obtains from the output of the q-axis current controller 6 ″. 8 ″, 9, 10, 12 to 14, 16, 18 ′, and 19 are the same as those in FIG. 11. 11 ′ represents the signal ω._s^ Signal id depending on^**Is a d-axis current command device for correcting It is clear that this embodiment also operates in the same manner as the previous embodiment, and the same effect can be obtained.
[0073]
FIG. 16 shows another embodiment of the present invention. The present embodiment is an example in which correction compensation for a d-axis current command value is applied to a speed sensorless vector control apparatus that does not include a speed controller. In FIG. 16, the components 1-3, 7 ', 10-14, 16, 18' are the same as those in FIG. 11 'is the signal ω_s^ Signal id depending on^**Is a d-axis current command device for correcting It is clear that this embodiment also operates in the same manner as the previous embodiment, and the same effect can be obtained.
[0074]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to provide a highly accurate and highly efficient speed control method for an induction motor without causing torque shortage even in a zero speed range.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a control circuit of a speed control device for a conductive motive according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of calculation contents of a speed estimator in the apparatus of FIG. 1;
FIG. 3 is a control circuit configuration diagram of an induction motor speed control device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a control circuit configuration diagram of an induction motor speed control device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a control circuit configuration diagram of an induction motor speed control device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a control circuit configuration diagram of an induction motor speed control device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a control circuit configuration diagram of an induction motor speed control device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 8 is an explanatory diagram of calculation contents of a slip estimator in the apparatus of FIG. 7;
FIG. 9 is a configuration diagram of a control circuit of an induction motor speed control device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 10 is an explanatory diagram of calculation contents of a slip estimator in the apparatus of FIG. 9;
FIG. 11 is a configuration diagram of a control circuit of an induction motor speed control device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a control circuit configuration diagram of an induction motor speed control device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a configuration diagram of a control circuit of an induction motor speed control device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a control circuit configuration diagram of an induction motor speed control device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a control circuit configuration diagram of an induction motor speed control device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a control circuit configuration diagram of an induction motor speed control device according to another embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Induction motor, 2 ... Power converter, 3 ... Coordinate converter, 4 ... Speed estimator, 5 ... Speed controller, 6 ... q-axis current controller, 9 ... Switch, 11 ... d-axis current command device, 12 ... d-axis current controller, 13 ... voltage calculator, 16 ... coordinate converter, 18 ... slip estimator.

Claims (6)

The output current of the power converter that drives the induction motor is controlled by a control device including a current controller that controls the d-axis current command value of the rotating magnetic field coordinate system and the q-axis current command value of the rotating magnetic field coordinate system. In the induction motor speed control method,
When the speed command value or the estimated speed value is less than the predetermined value, the calculation of the frequency command value is performed using the speed command value instead of the estimated speed value, and when the speed command value or the estimated speed value is less than the predetermined value The q-axis current command value is set to zero or a predetermined value close to zero, and the motor slip frequency estimated value calculated based on the output value of the current controller and the added value of the speed command value An induction motor speed control method, comprising: controlling an output frequency of the converter. A speed controller for outputting a q-axis current command value of the rotating magnetic field coordinate system in accordance with a deviation between the speed command value and the estimated speed value, and a d-axis of the rotating magnetic field coordinate system. In the speed control method for an induction motor controlled by a control device including a current controller controlled according to the current command value of the rotating magnetic field coordinate system and the q-axis current command value of the rotating magnetic field coordinate system,
When the speed command value or the estimated speed value is less than the predetermined value, the calculation of the frequency command value is performed using the speed command value instead of the estimated speed value, and when the speed command value or the estimated speed value is less than the predetermined value The q-axis current command value is set to zero or a predetermined value close to zero, and the motor slip frequency estimated value calculated based on the output value of the current controller and the added value of the speed command value An induction motor speed control method, comprising: controlling an output frequency of the converter. A current controller that controls the output current of the power converter that drives the induction motor according to the d-axis current command value of the rotating magnetic field coordinate system, and the detected current value or command value of the d-axis and the q-axis of the rotating magnetic field coordinate system; A voltage calculator that calculates an output voltage reference value of the power converter based on an output frequency command value of the power converter, and controls an output frequency of the power converter according to a speed command value In the speed control method of the induction motor by the control device,
Based on the output value of the current controller, an estimated slip frequency value of the motor is calculated, and the calculated slip frequency value calculated based on the estimated slip value and the detected q-axis current value is added to the speed command value, A speed control method for an induction motor, wherein an output frequency of the converter is controlled in accordance with the added value. The speed control method for an induction motor according to claim 1,
A speed control method for an induction motor, wherein a d-axis current command value is corrected according to the estimated slip frequency value. In the speed control method of the induction motor according to claim 2,
A speed control method for an induction motor, wherein a d-axis current command value is corrected according to the estimated slip frequency value. In the induction motor speed control method according to claim 3,
A speed control method for an induction motor, wherein a d-axis current command value is corrected according to the estimated slip frequency value.

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