JP2004007993A - Speed control method for induction motor - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a speed control method for an induction motor that does not cause the shortage of torque even in a zero-speed range without receiving an influence of a speed estimation error due to a change or the like in motor constant. <P>SOLUTION: When a speed command value or a speed estimation value is less than or equal to a prescribed value, the speed control method of the induction motor uses the speed command value for operating a frequency command value instead of the speed estimation value. Also, when the speed command value or the speed estimation value is less than or equal to the prescribed value, the method controls a slide frequency estimation value of the motor operated based on the output value of the current control unit, and an output frequency of a power transformer corresponding to the additional value of the speed command value. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

ここに、ＴＯ：オブザーバ時定数
Ｌ_２ ^＊、Ｍ^＊：２次および励磁インダクタンス（基準値）
φ_２ｄ ^＊：２次磁束（基準値）
Ｒσ^＊：１次および２次抵抗の和（基準値）
Ｌσ^＊：１次および２次漏れインダクタンスの和（基準値）
ω_１ ^＊＊：変換器出力周波数（指令値）
図２に速度推定器４の（数３）式に基づく演算内容を示す。４１は電動機モデルであり、電動機ｑ軸電圧Ｖ_ｑ（＝Ｖ_ｑ ^＊＊）と誘導起電力ｅ_ｑおよび電流ｉ_ｑの関係を示す。推定原理は、ｅ_ｑを逆モデルにより推定し、基準磁束量で割算することにより速度推定値ω_ｒ＾を演算するものである。
【００１８】
ω_ｒ＾は速度制御器５へのフィードバック信号に用いると共に、ω_１ ^＊の演算に用いられる。この演算式を（数４）式に示す。従来制御ではω_１ ^＊がそのまま出力周波数指令値ω_１ ^＊＊に使用され、変換器の出力周波数が制御される。
【００１９】
ω_１ ^＊＝ω_ｒ＾＋ω_ｓ ^＊　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（数４）
一方、速度制御器５において、速度偏差ω_ｒ ^＊−ω_ｒ＾に応じてｑ軸電流指令値ｉｑ^＊が演算される。電動機トルクは基本的にはｉｑ^＊に比例するため、ω_ｒ＾がω_ｒ ^＊に一致するように速度制御が行われる。電動機トルクがｉｑ^＊に正しく比例するためには、電動機電流ｉｑがｉｑ^＊に一致し、また電動機磁束が基準値に保たれることが条件である。これには電動機電流ｉｄ、ｉｑを各指令値ｉｄ^＊＊、ｉｑ^＊に一致するように制御することが必要であり、このために、ｄ軸およびｑ軸電流制御器１２、６が設けてある。各運転条件における電動機電圧は（数５）式で示されるが、これに相当の電圧Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊はｉｄ^＊＊、ｉｑ^＊、ω_１ ^＊＊および電動機定数に基づいて（数６）式を用い、予め演算により求めることができる。電圧演算器１３においてこの演算を行う。
【００２０】
Ｖ_ｄ＝ｒ_１ｉｄ−ω_１Ｌσｉｑ
Ｖ_ｑ＝ｒ_１ｉｑ＋ω_１Ｌσｉｄ＋ω_１（Ｍ／Ｌ_２）φ_２ｄ　　　　　　…（数５）
ここに、ｒ_１：１次抵抗（実際値）
Ｌσ：１次および２次漏れインダクタンスの和（実際値）
Ｌ_２、Ｍ：２次および励磁インダクタンス（実際値）
φ_２ｄ：２次磁束（実際値）
Ｖ_ｄ ^＊＝ｒ_１ ^＊ｉｄ^＊＊−ω_１ ^＊＊Ｌσ^＊ｉｑ^＊
Ｖ_ｑ ^＊＝ｒ_１ ^＊ｉｑ^＊＋ω_１ ^＊＊Ｌσ^＊ｉｄ^＊＊＋ω_１ ^＊＊（Ｍ^＊／Ｌ_２ ^＊）φ_２ｄ ^＊　…（数６）
ここに、＊および＊＊は、基準値／指令値を示す。
【００２１】
変換器出力電圧（電動機電圧）は、基本的にはこのＶ_ｄ ^＊およびＶ_ｑ ^＊に従い制御される。しかし、制御誤差があると、これだけでは実電流ｉｄ、ｉｑが各指令値に一致しないため、ｄ軸およびｑ軸電流制御器１２、６により電流偏差に応じた信号Δｄ、Δｑを求め、これにより出力電圧を修正し、ｉｄ、ｉｑを指令値に一致するように制御している。
【００２２】
以上が従来からのものと共通な動作であるが、次に本発明に直接関係する内容について述べる。
【００２３】
速度推定器４で求めたω_ｒ＾には推定誤差が含まれる。このため、前述のようにトルク不足の問題が発生する。推定誤差の原因には、１次および２次抵抗の温度変化並びに電動機の鉄心飽和による漏れインダクタンスの変動などがあるが、特に零速度域では種々の原因からトルク低下が生じ易い。
【００２４】
本発明は、零速度域のトルク低下の防止を目的に、零速度域では前述と異なる原理により速度制御を行う。以下、この内容について述べる。
【００２５】
トルク低下は前述のように速度推定誤差が原因であるが、さらにこれを分析すると次の２つに大別できる。
（１）速度推定値を基に周波数を制御することから、推定誤差により実すべり周波数が適正値から変動する。
（２）速度推定値を用いて速度制御するため、推定誤差によりトルク電流を適正値に制御できない。
【００２６】
そこで本発明においては、それぞれを次のようにして解決する。
【００２７】
「１」零速度域では、推定値ω_ｒ＾に代えて速度指令値ω_ｒ ^＊を用い出力周波数指令値ω_１ ^＊＊を演算する。すなわち、零速度域では、切り替え器９により通常時のω_１ ^＊に代えてω_ｒ ^＊を選択し出力させ、変換器出力周波数を速度指令値ω_ｒ ^＊に応じて制御する。
【００２８】
「２」零速度域では、ｄ軸電流を通常時より大きめの所定値に制御する。すなわち、ｄ軸電流指令器１１において、通常時の基準値ｉｄ^＊にΔｉｄを加算し、ｉｄを強め制御する。
【００２９】
「１」「２」を適用した場合の、電動機発生トルクτ_ｅと電流Ι_１の関係を（数７）式に示す。
【００３０】
τ_ｅ＝ｋ（ω_ｓＴ_２）／（１＋（ω_ｓＴ_２）^２）Ｉ_１ ^２　　　　　　　　…（数７）
ここに、ｋ：比例定数
ω_ｓ：すべり
Ｔ_２：２次時定数
Ｉ_１：電動機電流の大きさ
Ｉ_１が一定の場合、電動機トルクτｅは、ω_ｓ・Ｔ_２＝±１において最大値をとるが、ω_ｓ＝０からこの間は、τ_ｅはすべり周波数ω_ｓに応じて変化する。この場合、ω_ｓは、実速度ω_ｒが変換器出力周波数ω_１（＝ω_ｒ ^＊）に対して変動することにより受動的に発生する。すなわち、負荷トルクの増／減に応じてω_ｓが増／減することにより、τ_ｅは負荷トルクに追従して発生する。この結果、電動機速度ω_ｒはω_ｒ ^＊の近傍（すべり分だけ変動）に保たれる様になり、速度指令値に応じて速度制御が行われる。
【００３１】
ここで、電動機最大トルクは負荷最大トルク以上であることが必要なため、Ｉ_１を負荷最大トルクに見合う値以上に予め制御する必要がある。このためにｉｄあるいはｉｑを所定値に制御する。この方法としては、ｉｑ　^＊を速度偏差とは無関係に所定値に設定する方法もあるが、零速度域では負荷トルクの方向をω_ｒ＾などから検知することが精度上、難しいので、ｉｑ^＊の極性の設定が行えない。このため、極性の設定が不要なｉｄ^＊＊を所定値に設定する方法を図１の実施例では適用している。このとき、前記「２」でも記述したように、電流指令値ｉｄ^＊＊を、通常時の基準値ｉｄ^＊にΔｉｄを加算した値とし、ｉｄ（＝Ｉ_１相当）を最大負荷トルクに見合う値に制御する。
【００３２】
零速度域においては、以上のように変換器の出力周波数と出力電流を制御するため、前記（１）（２）の問題が解決され、トルク不足も解消する。
【００３３】
出力周波数が数Ｈｚ以上の範囲では、切り替え器９の出力はω_ｒ ^＊からω_１ ^＊に切り替えられ、従来方式と同様に速度推定値ω_ｒ＾を用いて周波数制御を行う。切り替えを円滑にするため、切り替えに伴うω_１ ^＊＊の急激な変化を抑制するように、ω_ｒ ^＊とω_１ ^＊を漸次切り替える。関数器９１、９３の出力Ｇａ１、Ｇａ２の漸増／漸減特性はこのために設けている。また、ｄ軸電流指令器１１においては、ｉｄの急変を抑えるため、遅れ回路１１３が設けてある。
【００３４】
また、ｉｄを強めた状態（零速度域）では、電動機電流Ｉ_１が定格値を超えないようにするため、ｉｑ^＊を制限する必要があること、また、この期間では、ω_ｒ＾の精度低下により、ｉｑ^＊は適正値から離れるため、ｉｑ^＊を所定値または略零に制限することが必要である。本実施例では、（数８）式に従いｉｄに応じてｉｑ^＊の制限値ｉｑ_ＭＡＸを可変する方法を用いている。
【００３５】
ｉｑ_ＭＡＸ＝√（Ｉ_１ ^＊２−ｉｄ^２）　　　　　　　　　　　　　　　…（数８）
ここに、Ｉ_１ ^＊：電動機電流設定値
図３は本発明の他の実施例を示す。速度推定値ω_ｒ＾をｑ軸電流制御器６′の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置への適用例である。図３において、１〜３、５、７、９〜１４、１６は図１のものと同一物である。６′はｉｑ^＊とｉｑの偏差に応じてω_ｒ＾を出力するｑ軸電流制御器、８′はω_ｒ＾とω_ｓ ^＊を加算し、信号ω_１ ^＊を出力する加算器であり、切り替え器９は前記実施例と同様にω_ｒ ^＊の大小に応じてω_１ ^＊とω_ｒ ^＊を選択し出力する。切り替え器９よりω_１ ^＊が出力される従来制御の状態では、電流制御器６′の出力がω_ｒ＾相当となることを考慮すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００３６】
図４は本発明の他の実施例を示す。信号ω_１ ^＊をｑ軸電流制御器６″の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置への適用例である。図４において、１〜３、５、７、９〜１４、１６は図１のものと同一物である。６″はｉｑ^＊とｉｑの偏差に応じてω_１ ^＊を出力するｑ軸電流制御器、８″はω_１ ^＊からω_ｓ ^＊を減算し、速度推定値ω_ｒ＾を求め速度制御器５にフィードバックする減算器であり、切り替え器９は前記実施例と同様にω_ｒ ^＊の大小に応じてω_１ ^＊とω_ｒ ^＊を選択し出力する。切り替え器９よりω_１ ^＊が出力される従来制御の状態では、電流制御器６″の出力がω_１ ^＊相当となることを考慮すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００３７】
前記実施例では、零速度域においてｉｄを所定値に強め制御しているが、零速度域でのトルクが正負両方向あり、一定していない場合はこの方法が適している。理由については先述した。一方、トルクが片方向のみの場合は、ｉｑ^＊の極性はトルク方向に応じて設定すればよいので、前記実施例のようにｉｄを所定値に設定する代わりに、零速度域においてｉｑ^＊を所定値（負荷最大トルクに見合う値）に設定する方法も可能である。
【００３８】
図５に、この実施例の構成を示す。図５において、構成要素の１〜１０、１２〜１６は図１のものと同一物であり、動作も同じである。１７は回転速度の大小に応じて速度制御器５の出力ｉｑ^＊と設定電流値ｉｑ０を切り替えて出力する切替回路で、ω_ｒ ^＊に応じて零速度域において「１」、それ以外では「０」の信号を出力する関数器１７１、ｉｑ０と遅れ回路１７２の出力Ｇａ４（０≦Ｇａ４≦１）を乗算する乗算器１７３、Ｇａ４に対して相補の関係にある信号Ｇａ５（＝１−Ｇａ４、０≦Ｇａ５≦１）とｉｑ^＊を乗算する乗算器１７４、および両乗算器の出力を加算し、ｑ軸電流制御器６の電流指令ｉｑ^＊＊を出力する加算器１７５から構成される。
【００３９】
このものの動作は、以下の通りである。関数器１７１は、前述したように、零速度域においては「１」、それ以外では「０」の信号を出力する。遅れ回路１７２は切り替えを円滑に行わせるためのもので、前記信号に１次遅れで追従する信号Ｇａ４を出力する。
【００４０】
零速度域ではＧａ４は「１」、Ｇａ５は「０」のため、乗算器１７３、１７４および加算器１７５の動作に従い、ｑ軸電流指令器１７からはｉｑ０が出力される。したがって、零速度近傍ではｉｑ０に従いｉｑが制御されて十分なトルクが得られる（ｉｑ０は負荷最大トルクに見合う値に設定される）。なお、零速度域以外ではこれとは逆にｉｑ^＊に従いｉｑが制御され、動作は従来のものと同一となる。
【００４１】
以上のようにして、零速度域では、ω_ｒ ^＊に応じて変換器出力周波数を、また、所定値ｉｑ０に従い電動機電流を制御することから、このものにおいても前記実施例と同様の効果が得られる。
【００４２】
前記実施例は、速度制御器５を備え、その出力信号ｉｑ^＊に応じてトルクを制御する速度制御方式への適用例であったが、速度制御器を備えない方式にも本発明を適用し同様の効果が得られる。
【００４３】
図６はこの実施例の構成を示す。図６において、構成要素の１〜３、１０〜１４、１６は図１のものと同一物である。７′はｑ軸電流値ｉｑに基づいてすべり周波数基準値ω_ｓ ^＊を求めるすべり周波数演算器である。
【００４４】
次にシステム全体の動作について述べる。零速度域以外の状態ではω_ｒ ^＊＋ω_ｓ ^＊の周波数指令値ω_１ ^＊＊が、また、ｄ軸電流指令器１１からは基準値ｉｄ^＊が出力される。このとき全体の動作は従来の速度センサレスベクトル制御システムと同一となる。すなわち、略ω_ｒ ^＊に応じて変換器出力周波数を制御すると共に、電圧演算器１３においてｉｄ^＊、ｉｑおよびω_１ ^＊＊に基づいて所要の電動機電圧を演算し、これにより変換器出力電圧を制御する。
【００４５】
以上のようにして、変換器の出力電圧と周波数が制御されることから、Ｖ／ｆ制御に類似の動作が行われる。しかし、電圧演算器１３により、電動機の内部電圧降下を補償して誘導起電力（電動機磁束）が所定値となるように制御しているため、低速度域まで十分なトルクが得られるものである。
【００４６】
このものに本発明を適用した場合は、零速度域ではω_ｒ ^＊を出力し、またｄ軸電流指令器１１は、ｉｄ^＊にΔｉｄを加算した指令値ｉｄ^＊＊を出力し、ｉｄを強め制御する。これにより、前記実施例と同様に、速度指令値に応じて周波数を制御し、ｄ軸電流を通常時より大きめの所定値に制御することが行われるため、零速度域のトルク不足は解消される。
【００４７】
前記実施例までは、零速度域において、変換器出力周波数ω_１を速度指令値ω_ｒ ^＊で制御する方式であり、負荷トルクが作用すると、電動機の回転速度ω_ｒはすべり周波数ω_ｓ分だけω_ｒ ^＊から低下する。この補償は、図１の実施例における、ｄ軸およびｑ軸の電流制御器出力Δｄ、Δｑを用いて、零速度域のすべり周波数を推定し、該すべり推定値を周波数指令値に加算することにより行うことができる。
【００４８】
図７はこの実施例の構成を示す。図１の速度センサレスベクトル制御装置に、零速度域のすべり補償を適用した例である。図７において、１〜１６は図１のものと同一物である。１８は、ｄ軸およびｑ軸の電流制御器出力Δｄ、Δｑと、出力周波数指令値ω_１ ^＊＊を用いて零速度域のすべり周波数推定値ω_ｓ＾を求めるすべり推定器であり、１９は、信号ω_ｒ ^＊と１８の出力値であるω_ｓ＾の加算値ω_１ ^＊＊＊を出力する加算器である。切り替え器９の出力ω_１ ^＊＊は、零速度域では、ω_ｒ ^＊＋ω_ｓ＾に、それ以外ではω_ｒ ^＊＋ω_ｓ ^＊に一致する。すべり推定器１８の構造を図８を用いて説明する。
【００４９】
すべり推定器１８に入力された信号ω_１ ^＊＊は、電動機の速度起電力定数１８１が乗算され、その乗算値と信号Δｑが加算器１８２に入力される。更に、信号Δｄと加算器１８２の出力信号は、除算器１８３に入力される。除算器１８３の出力信号に電動機の２次時定数の逆数（１／Ｔ_２ ^＊）を乗算し、信号ω_ｓ＾を出力する。
【００５０】
次に、本実施例の特徴的な構成であるすべり推定器１８のもたらす効果について説明する。電動機のｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊＊、Ｖ_ｑ ^＊＊、および、電動機のｄ軸およびｑ軸の電圧Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑは、それぞれ（数９）式、（数１０）式で示される。
【００５１】
Ｖ_ｄ ^＊＊＝ｒ_１ ^＊ｉｄ^＊＊−ω_１ ^＊＊Ｌσ^＊ｉｑ^＊＋Δｄ
Ｖ_ｑ ^＊＊＝ｒ_１ ^＊ｉｑ^＊＋ω_１ ^＊＊Ｌσ^＊ｉｄ^＊＊
＋ω_１ ^＊＊（Ｍ^＊／Ｌ_２ ^＊）φ_２ｄ ^＊＋Δｑ　　　　　　　　　…（数９）
Ｖ_ｄ＝ｒ_１ｉｄ−ω_１Ｌσｉｑ−ω_１（Ｍ／Ｌ_２）φ_２ｑ
Ｖ_ｑ＝ｒ_１ｉｑ＋ω_１Ｌσｉｄ＋ω_１（Ｍ／Ｌ_２）φ_２ｑ　　　　　…（数１０）
零速度域では、（数９）式、（数１０）式において、ｑ軸電流ｉｑを０に制御していることから、ｉｑ・ｒ_１＝０、また同式の第２項は、第３項に比べて小さく、例え、Ｌσ^＊≠Ｌσであっても無視できる。ここで、（数９）式＝（数１０）式の関係より、ｄ軸およびｑ軸の電流制御器出力Δｄ、Δｑは（数１１）式で示される。
【００５２】
Δｄ＝（ｒ_１−ｒ_１ ^＊）ｉｄ−ω_１（Ｍ／Ｌ_２）φ_２ｑ
Δｑ＝ω_１（Ｍ／Ｌ_２）φ_２ｄ−ω_１ ^＊＊（Ｍ^＊／Ｌ_２ ^＊）φ_２ｄ ^＊　　　…（数１１）
よって、ｄ軸電流制御器の出力Δｄには、ｑ軸磁束φ_２ｑによる速度起電力ｅ_ｑ（＝ω_１（Ｍ／Ｌ_２）φ_２ｑ）が現れる。一方、Δｑに速度起電力基準値［ω_１ ^＊＊（Ｍ^＊／Ｌ_２ ^＊）φ_２ｄ ^＊］を加算すると、電動機のｄ軸磁束φ_２ｄに関係した速度起電力ｅ_ｄ（＝ω_１（Ｍ／Ｌ_２）φ_２ｄ）が得られる。
【００５３】
また、前述のように、ｉｄ：所定値、ｉｑ＝０に制御した場合、ｄ、ｑ軸の磁束φ_２ｄ、φ_２ｑと電動機のすべり周波数ω_ｓの関係は（数１２）式で示される。
【００５４】
ω_ｓ＝１／Ｔ_２ ^＊（−φ_２ｑ／φ_２ｄ）
＝１／Ｔ_２ ^＊（ｅ_ｄ／ｅ_ｑ）　　　　　　　　　　　　　　　…（数１２）
そこで、（数１３）式で示す演算を行うことにより、電動機のすべり周波数ω_ｓ＾を演算することができる。
【００５５】
ω_ｓ＾＝１／Ｔ_２ ^＊｛Δｄ／（Δｑ＋ω_１ ^＊＊（Ｍ^＊／Ｌ_２ ^＊）φ_２ｄ ^＊）｝…（数１３）
（数１３）式で求めた信号ω_ｓ＾を速度指令値ω_ｒ ^＊に加算して、出力周波数指令値ω_１ ^＊＊を制御すれば、負荷トルクによる回転速度の低下を補償でき、高精度な速度制御を行うことができる。
【００５６】
また、上記Δｄ、Δｑの代わりに、電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊＊から抵抗基準値ｒ_１・ｉｄを差し引いてｅ_ｄ＾（＝−ω_１（Ｍ／Ｌ_２）φ_２ｑ）を求め、Ｖ_ｑ ^＊＊から非干渉基準値（ω_１ ^＊＊Ｌσ^＊ｉｄ^＊＊）を差し引き、ω_１ ^＊＊（Ｍ^＊／Ｌ_２ ^＊）φ_２ｄ ^＊を加算してｅ_ｑ＾（＝ω_１（Ｍ／Ｌ_２）φ_２ｄ）を求めて、（数１４）式で示す演算を行うことにより、ω_ｓ＾を演算することもできる。
【００５７】
ω_ｓ＾＝１／Ｔ_２ ^＊｛ｅ_ｄ＾／ｅ_ｑ＾｝　　　　　　　　　　　　　…（数１４）
すなわち、電圧指令値から２次磁束φ_２ｄ、φ_２ｑに関係するｄ、ｑ軸の速度起電力（ｅ_ｄ、ｅ_ｑ）を検出して、その比に基づいてすべり周波数ω_ｓ＾を演算し、演算値ω_ｓ＾を用いて周波数指令値を修正（ω_１ ^＊＊＝ω_ｒ ^＊＋ω_ｓ＾）することにより回転速度の低下を補償する。
【００５８】
図９は本発明の他の実施例を示す。本実施例は、速度推定値ω_ｒ＾をｑ軸電流制御器６′の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置に、零速度域のすべり補償を適用した例である。図９において、１〜３、５、７、９〜１４、１６、１９は図７のものと同一物である。６′はｉｑ^＊とｉｑの偏差に応じてω_ｒ＾を出力するｑ軸電流制御器、８′はω_ｒ＾とω_ｓ ^＊を加算し、信号ω_１ ^＊を出力する加算器、１８′はＶ_ｑ ^＊とΔｄによりω_ｓ＾を出力するすべり推定器である。
【００５９】
本実施例では、ｑ軸電圧基準値＝ｑ軸電圧（Ｖ_ｑ ^＊＝Ｖ_ｑ）の関係から、（（数６）式の２行目）＝（（数１０）式の２行目）であり、零速度域では、ｑ軸電流ｉｑを０に制御していることから、ｉｑ・ｒ_１＝０、また同式の第２項は、第３項に比べて小さく、例え、Ｌσ^＊≠Ｌσであっても無視できる。つまり、Ｖ_ｑ ^＊＝Ｅ_ｑ（＝ω_１（Ｍ／Ｌ_２）φ_２ｄ）となる。Δｄは、前実施例と同様なので、Ｖ_ｑ ^＊とΔｄの比によりすべり周波数推定値ω_ｓ＾を演算することができる。すなわち、図１０に示す構成でω_ｓ＾を演算することができ、ω_ｓ＾を用いて周波数指令値を修正（ω_１ ^＊＊＝ω_ｒ ^＊＋ω_ｓ＾）すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００６０】
図１１は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、信号ω_１ ^＊をｑ軸電流制御器６″の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置に、零速度域のすべり補償を適用した例である。図１１において、１〜３、５、７、９〜１４、１６、１９は図７のものと同一物である。
【００６１】
６″はｉｑ^＊とｉｑの偏差に応じてω_１ ^＊を出力するｑ軸電流制御器、８″はω_１ ^＊からω_ｓ ^＊を減算し、速度推定値ω_ｒ＾を求め速度制御器５にフィードバックする減算器、１８′はＶ_ｑ ^＊とΔｄによりω_ｓ＾を出力するすべり推定器である。本実施例でも図９の実例と同様に、図１０に示す構成でω_ｓ＾を演算することができ、ω_ｓ＾を用いて周波数指令値を修正（ω_１ ^＊＊＝ω_ｒ ^＊＋ω_ｓ＾）すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００６２】
図１２は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、速度制御器を備えない速度センサレスベクトル制御装置に、零速度域のすべり補償を適用した例である。図１２において、構成要素の１〜３、１０〜１４、１６は図７のものと同一物である。７′はｑ軸電流値ｉｑに基づいてすべり周波数基準値ω_ｓ ^＊を求めるすべり周波数演算器、１８′はＶ_ｑ ^＊とΔｄによりω_ｓ＾を出力するすべり推定器である。本実施例でも図１１の実例と同様に、図１０に示す構成でω_ｓ＾を演算することができ、ω_ｓ＾を用いて周波数指令値を修正（ω_１ ^＊＊＝ω_ｒ ^＊＋ω_ｓ＾）すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００６３】
前記実施例までは、零速度域において、ｄ軸電流値ｉｄを負荷トルクに関係なく一定に制御する方式であったが、軽負荷時には運転効率が低下する。そこで、演算したすべり推定値ω_ｓ＾によりｄ軸電流指令値ｉｄ^＊＊を修正することにより、軽負荷時の運転効率を向上させる。
【００６４】
図１３は、この実施例の構成を示す。本実施例は、図７の速度センサレスベクトル制御装置に、ｄ軸電流指令値の修正補償を適用した例である。図１３において、１〜１０、１２〜１６、１８、１９は図７のものと同一物である。
【００６５】
すべり推定器１８の出力信号ω_ｓ＾はｄ軸電流指令器１１′において、関数発生器１１５に入力される。関数発生器１１５では、ω_ｓ＾を用いて、負荷トルクに見合うｄ軸電流指令修正ゲインを演算する。乗算器１１６では、ｄ軸電流指令基準ｉｄ^＊と関数発生器１１５の出力信号が入力され、出力信号ｉｄ^＊＊が演算される。
【００６６】
次に、本発明の特徴的な構成であるｄ軸電流指令器１１′のもたらす効果について説明する。零速度域では、ｉｄ：所定値、ｉｑ＝０に制御した場合、ｄ軸およびｑ軸の電流制御器出力Δｄ、Δｑの比に基づいて、負荷トルクに見合った電動機のすべり周波数ω_ｓを推定することができた。この推定値ω_ｓ＾を用いて、（数１５）式で示す演算を行うことにより、負荷トルクに見合ったｄ軸電流指令値を演算することができる。
【００６７】
ｉｄ^＊＊＝Ｆ（ω_ｓ＾）ｉｄ^＊　　　　　　　　　　　　　　　　…（数１５）
ただし、Ｆ（ω_ｓ＾）は、ω_ｓ＾＝０のとき、Ｆ（ω_ｓ＾）＝１
_ｓ＾＞０のとき、Ｆ（ω_ｓ＾）＞１
となるような、任意の関数。
【００６８】
（数１５）式で求めたｄ軸電流指令値ｉｄ^＊＊を用いれば、
無負荷（ω_ｓ＾＝０）では、ｉｄ^＊＊＝ｉｄ^＊
負荷時（ω_ｓ＾＞０）では、ｉｄ^＊＊＞ｉｄ^＊
となり、負荷トルク（すべり周波数推定値ω_ｓ＾）に応じてｄ軸電流指令値が修正されるため、軽負荷時の運転効率を高くすることができる。
【００６９】
また、本実施例では、関数Ｆ（ω_ｓ＾）により、ｉｄ^＊＊を直接修正しているが、関数Ｆ（ω_ｓ＾）に応じて、図７に示すΔｉｄを修正することを行ってもその効果は同様である。
【００７０】
図１４は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、速度推定値ω_ｒ＾をｑ軸電流制御器６′の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置に、ｄ軸電流指令値の修正補償を適用した例である。図１４において、１〜３、５、６′、７、８′、９、１０、１２〜１４、１６、１８′、１９は図９のものと同一物である。
【００７１】
１１′は信号ω_ｓ＾に応じて信号ｉｄ^＊＊を修正するｄ軸電流指令器である。本実施例でも、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００７２】
図１５は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、信号ω_１ ^＊をｑ軸電流制御器６″の出力より得る方式の速度センサレスベクトル制御装置にｄ軸電流指令値の修正補償を適用した例である。図１５において、１〜３、５、６″、７、８″、９、１０、１２〜１４，１６、１８′，１９は図１１のものと同一物である。１１′は信号ω_ｓ＾に応じて信号ｉｄ^＊＊を修正するｄ軸電流指令器である。本実施例でも、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００７３】
図１６は、本発明の他の実施例を示す。本実施例は、速度制御器を備えない速度センサレスベクトル制御装置に、ｄ軸電流指令値の修正補償を適用した例である。図１６において、構成要素の１〜３、７′、１０〜１４、１６、１８′は図６のものと同一物である。１１′は信号ω_ｓ＾に応じて信号ｉｄ^＊＊を修正するｄ軸電流指令器である。本実施例でも、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００７４】
【発明の効果】
本発明によれば、零速度域においてもトルク不足を生じず、高精度、高効率な誘導電動機の速度制御方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す、導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図２】図１の装置における速度推定器の演算内容の説明図である。
【図３】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図４】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図５】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図６】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図７】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図８】図７の装置におけるすべり推定器の演算内容の説明図である。
【図９】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１０】図９の装置におけるすべり推定器の演算内容の説明図である。
【図１１】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１２】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１３】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１４】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１５】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【図１６】本発明の他の実施例を示す、誘導電動機の速度制御装置の制御回路構成図である。
【符号の説明】
１…誘導電動機、２…電力変換器、３…座標変換器、４…速度推定器、５…速度制御器、６…ｑ軸電流制御器、９…切り替え器、１１…ｄ軸電流指令器、１２…ｄ軸電流制御器、１３…電圧演算器、１６…座標変換器、１８…すべり推定器。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a speed control method for an induction motor, and more particularly to a speed sensorless vector control method capable of obtaining a high torque from a zero speed region without requiring a speed sensor attached to the motor.
[0002]
[Prior art]
In vector control of an induction motor, a method of controlling an output frequency of a converter according to an added value of a rotation speed of the motor and a slip frequency reference value is generally used. On the other hand, in the speed sensorless vector control, the output frequency is controlled using a speed estimation value instead of the actual rotation speed. However, since the estimated speed value includes an error, the actual slip frequency fluctuates from the appropriate reference value. At this time, the motor magnetic flux fluctuates (decreases) according to the torque change. As a result, the motor generated torque is not proportional to the torque current, and in an extreme case, the torque may be insufficient.
[0003]
The causes of the error in the speed estimation include a setting error of the motor constants (primary and secondary resistances) used in the speed estimation calculation, and a fluctuation of the motor magnetic flux which is generated secondarily due to the primary error. Heretofore, there has been no sufficient method for compensating for these fluctuations, and this may cause a torque shortage especially near zero speed. Note that there is Non-Patent Document 1 as a related document.
[0004]
[Non-patent document 1]
Okuyama, et al. "Effect of Control Constant Setting Error in Speed and Voltage Sensorless Vector Control and Its Compensation"
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to provide a speed control method for an induction motor that is not affected by a speed estimation error due to a change in a motor constant or the like and does not cause torque shortage even in a zero speed region.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, when the speed command value is equal to or less than a predetermined value, the d-axis current is controlled to be equal to or greater than a normal value, and the frequency command value is calculated based on the speed command value instead of the estimated speed value. It is characterized by the following.
[0007]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0008]
FIG. 1 shows a configuration example of a speed sensorless vector control device according to an embodiment of the present invention. 1 is an induction motor, 2 is a voltage command value V₁ ^*Is a power converter that outputs an output voltage proportional to the above, 3 is a coordinate converter that converts the converter output currents iu and iw and calculates d-axis and q-axis currents id and iq, and 4 is a q-axis voltage command value V_q ^**Velocity ω based on_rA speed estimator that calculates ＾, 5 is a speed command value ω_r ^*And speed estimate ω_rIn accordance with the deviation of ＾, q-axis current command value iq^*Is a speed controller that outputs iq according to id.^*A limiter that limits the 6 is iq^*Q-axis current controller that outputs Δq in accordance with^*Frequency reference value ω based on_s ^*, And 8 is ω_r＾ and ω_s ^*And the signal ω₁ ^*, And 9 is ω₁ ^*And ω_r ^*Is switched according to the magnitude of the rotation speed and output.₁ ^*, Ω multiplied by the output Ga1 of the function unit 91_r ^*And a multiplier 94 for multiplying the output Ga2 of the function unit 93 and an adder 95 for adding the outputs of both multipliers. 10 is an output frequency command value ω from the switching circuit 9₁ ^**A d-axis current commander, a multiplier 112 for multiplying the added current value Δid by the output Ga3 of the function unit 111, and a reference current value id^*And the multiplier output, and the first-order lag value id^**Is output from the delay circuit 113. 12 is the id^**D-axis current controller that outputs a signal Δd corresponding to the deviation between^**, Iq^*, And ω₁ ^**D-axis and q-axis voltage reference values Vd based on^*, Vq^*, And 14 is Vd^*Value Vd of Δd and Δd^**, And 15 is Vq^*And Vq added value Vq^**, And 16 is Vd^**And Vq^**Is converted to a coordinate, and the converter output voltage command value V1^*This is a coordinate converter that outputs (3 phases).
[0009]
In the above, 9 and 11 are characteristic features of the present invention. The characteristics of the function units in 9 and 11 are as follows. The output Ga1 of the function unit 91 is ω_r ^*Takes a value of 0 near zero and a value of 1 when large, and the output Ga2 of the function unit 93 takes the opposite value. That is, Ga1 and Ga2 are complementary to each other and have a relationship of (Equation 1).
[0010]
Ga1 + Ga2 = 1 (Equation 1)
Therefore, the output ω of the switch 9₁ ^**Is given by equation (2). This gives ω₁ ^**Is ω at zero speed_r ^*And ω otherwise₁ ^*Matches. The gradually increasing / decreasing region of Ga1 and Ga2 is for smooth switching, and in this region, ω₁ ^**As ω₁ ^*And ω_r ^*Is output.
[0011]
ω₁ ^**= Ω₁ ^*Ga1 + ω_r ^*Ga2 (Equation 2)
The output Ga3 of the function unit 111 is ω_r ^*Takes a value of 1 near zero and a value of 0 otherwise. This gives the id^**And id are reference values id in the zero speed range.^*Is increased by Δid.
[0012]
Next, the operation of the entire system will be described. The components 1 to 7, 10, 12, 13, and 14 to 16 are the same as those of the conventional speed sensorless vector control system.
[0013]
In the speed sensorless vector control, the rotation speed is estimated based on the converter output voltage and the output current, and this is fed back to the speed controller 5 to perform the speed control, and the speed estimation value ω_r＾ and slip frequency reference value ω_s ^*The converter output frequency is controlled according to the added value of. The difference from the known vector control with a speed sensor is that a speed estimation value is used instead of a speed detection value from a speed sensor attached to a motor, but the basic operation is the same.
[0014]
Q-axis current command value iq from speed controller 5^*And d-axis current command id^**In order to control the motor currents iq and id according to the above, it is necessary to supply the necessary motor voltage for this purpose from the converter. Therefore, in the voltage calculator 13, the current command value id^**, Iq^*And frequency command ω₁ ^**D-axis and q-axis voltage reference values Vd based on^*, Vq^*Is used to control the converter output voltage. However, since the currents id and iq do not match the respective command values due to the control error alone, the voltage Vq is determined by Δq and Δd from the q-axis and d-axis current controllers 6 and 12.^*, Vd^*Is corrected, and iq and id are controlled so as to match the command value. In this manner, the operation of the slip frequency control type vector control is performed, and the motor torque becomes iq^*Is controlled in proportion to
[0015]
Next, a detailed operation of each component will be described.
[0016]
In the speed estimator 4, the estimated speed value ω is calculated according to the equation (3)._rCalculate ＾.
[0017]

Where TO: Observer time constant
L₂ ^*, M^*: Secondary and exciting inductance (reference value)
φ_2d ^*: Secondary magnetic flux (reference value)
Rσ^*: Sum of primary and secondary resistance (reference value)
Lσ^*: Sum of primary and secondary leakage inductances (reference value)
ω₁ ^**: Converter output frequency (command value)
FIG. 2 shows the operation of the speed estimator 4 based on the expression (3). 41 is a motor model, and the motor q-axis voltage V_q(= V_q ^**) And induced electromotive force e_qAnd current i_qShows the relationship. The estimation principle is e_qIs estimated by the inverse model, and divided by the reference magnetic flux amount to obtain the estimated speed ω_r演算 is calculated.
[0018]
ω_r用 い る is used as a feedback signal to the speed controller 5 and ω₁ ^*Is used for the calculation of This arithmetic expression is shown in Expression (4). With conventional control, ω₁ ^*Is the output frequency command value ω₁ ^**To control the output frequency of the converter.
[0019]
ω₁ ^*= Ω_r＾ + ω_s ^*… (Equation 4)
On the other hand, in the speed controller 5, the speed deviation ω_r ^*−ω_rQ-axis current command value iq according to ＾^*Is calculated. The motor torque is basically iq^*Is proportional to_r＾ is ω_r ^*The speed control is performed so as to coincide with. Motor torque is iq^*Is correctly proportional to the motor current iq is iq^*And the magnetic flux of the motor is kept at a reference value. For this, the motor currents id and iq are set to the respective command values id.^**, Iq^*Therefore, it is necessary to perform control so as to coincide with the following equation. For this purpose, d-axis and q-axis current controllers 12 and 6 are provided. The motor voltage under each operating condition is expressed by the following equation (5)._d ^*, V_q ^*Is id^**, Iq^*, Ω₁ ^**And Equation (6) based on the motor constant and can be obtained in advance by calculation. This calculation is performed in the voltage calculator 13.
[0020]
V_d= R₁id-ω₁Lσiq
V_q= R₁iq + ω₁Lσid + ω₁(M / L₂) Φ_2d… (Equation 5)
Where r₁: Primary resistance (actual value)
Lσ: Sum of primary and secondary leakage inductances (actual value)
L₂, M: secondary and exciting inductances (actual values)
φ_2d: Secondary magnetic flux (actual value)
V_d ^*= R₁ ^*id^**−ω₁ ^**Lσ^*iq^*
V_q ^*= R₁ ^*iq^*+ Ω₁ ^**Lσ^*id^**+ Ω₁ ^**(M^*/ L₂ ^*) Φ_2d ^*… (Equation 6)
Here, * and ** indicate a reference value / command value.
[0021]
The converter output voltage (motor voltage) is basically_d ^*And V_q ^*Is controlled in accordance with However, if there is a control error, the actual currents id and iq do not match the respective command values by themselves, so that the signals Δd and Δq corresponding to the current deviation are obtained by the d-axis and q-axis current controllers 12 and 6, and The output voltage is corrected, and id and iq are controlled to match the command value.
[0022]
The above is the operation common to the conventional one. Next, the contents directly related to the present invention will be described.
[0023]
Ω obtained by the speed estimator 4_r＾ includes the estimation error. Therefore, the problem of insufficient torque occurs as described above. Causes of the estimation error include a temperature change of the primary and secondary resistances and a change in leakage inductance due to saturation of the iron core of the electric motor. In particular, in the zero speed region, the torque tends to decrease due to various causes.
[0024]
According to the present invention, speed control is performed in the zero speed range according to a principle different from that described above in order to prevent a torque reduction in the zero speed range. Hereinafter, this content will be described.
[0025]
As described above, the decrease in torque is caused by a speed estimation error. If this is further analyzed, it can be roughly classified into the following two.
(1) Since the frequency is controlled based on the estimated speed value, the actual slip frequency varies from an appropriate value due to an estimation error.
(2) Since the speed is controlled using the estimated speed, the torque current cannot be controlled to an appropriate value due to an estimation error.
[0026]
Therefore, in the present invention, each is solved as follows.
[0027]
In the “1” zero speed range, the estimated value ω_rSpeed command value ω instead of ＾_r ^*Output frequency command value ω₁ ^**Is calculated. That is, in the zero speed region, the switch 9 sets the normal ω₁ ^*Instead of ω_r ^*And output the output frequency of the converter._r ^*Control according to.
[0028]
In the "2" zero speed range, the d-axis current is controlled to a predetermined value which is larger than usual. That is, in the d-axis current commander 11, the reference value id in the normal state is used.^*Is added to and the id is strengthened and controlled.
[0029]
Motor generated torque τ when “1” and “2” are applied_eAnd current Ι₁Is shown in equation (7).
[0030]
τ_e= K (ω_sT₂) / (1+ (ω_sT₂)²) I₁ ²… (Equation 7)
Where k: proportionality constant
ω_s： Slip
T₂： Secondary time constant
I₁： Motor current magnitude
I₁Is constant, the motor torque τe becomes ω_s・ T₂= Maximum at ± 1 but ω_s= 0 to τ_eSliding frequency ω_sIt changes according to. In this case, ω_sIs the actual speed ω_rIs the converter output frequency ω₁(= Ω_r ^*) Is passively generated by fluctuations. That is, according to the increase / decrease of the load torque,_sIncrease / decrease, τ_eIs generated following the load torque. As a result, the motor speed ω_rIs ω_r ^*(Variation by slip) is maintained, and speed control is performed according to the speed command value.
[0031]
Here, since the motor maximum torque needs to be equal to or more than the load maximum torque,₁Must be controlled in advance to a value corresponding to the maximum load torque. For this purpose, id or iq is controlled to a predetermined value. As this method, iq^*May be set to a predetermined value irrespective of the speed deviation._rSince it is difficult to detect from ＾ etc. due to accuracy, iq^*Polarity cannot be set. For this reason, it is unnecessary to set the polarity.^**Is set to a predetermined value in the embodiment of FIG. At this time, as described in the above “2”, the current command value id^**Is the reference value id at the normal time.^*And a value obtained by adding Δid to id (= I₁Equivalent) is controlled to a value commensurate with the maximum load torque.
[0032]
In the zero speed range, the output frequency and output current of the converter are controlled as described above, so that the problems (1) and (2) are solved, and the torque shortage is also solved.
[0033]
In the range where the output frequency is several Hz or more, the output of the switch 9 is ω_r ^*From ω₁ ^*And the speed estimation value ω_rPerform frequency control using ＾. For smooth switching, ω accompanying switching₁ ^**Ω so as to suppress the sudden change of_r ^*And ω₁ ^*Is switched gradually. The gradual increase / decrease characteristics of the outputs Ga1 and Ga2 of the function units 91 and 93 are provided for this purpose. In the d-axis current commander 11, a delay circuit 113 is provided to suppress a sudden change in id.
[0034]
In the state where id is strengthened (zero speed range), the motor current I₁Iq^*Must be limited, and in this period, ω_rIq^*Deviates from the proper value, so iq^*Must be limited to a predetermined value or substantially zero. In this embodiment, according to the equation (8), iq is determined according to id.^*Limit value iq of_MAXIs varied.
[0035]
iq_MAX= √ (I₁ ^{* 2}-Id²)… (Equation 8)
Where I₁ ^*: Motor current set value
FIG. 3 shows another embodiment of the present invention. Speed estimate ω_rThis is an example of application to a speed sensorless vector control device in which 得 る is obtained from the output of a q-axis current controller 6 ′. 3, 1 to 3, 5, 7, 9 to 14, and 16 are the same as those in FIG. 6 'is iq^*And ω according to the deviation of iq_rA q-axis current controller that outputs ＾, 8 ′ is ω_r＾ and ω_s ^*And the signal ω₁ ^*And the switcher 9 outputs ω in the same manner as in the previous embodiment._r ^*Ω depending on the size of₁ ^*And ω_r ^*Select and output. Ω from switcher 9₁ ^*Is output, the output of the current controller 6 'is ω_rConsidering that ＾, the operation is the same as that of the above embodiment, and it is clear that the same effect can be obtained.
[0036]
FIG. 4 shows another embodiment of the present invention. Signal ω₁ ^*Is an example of application to a speed sensorless vector control device of the type that obtains from the output of a q-axis current controller 6 ″. In FIG. 4, 1-3, 5, 7, 9-14, and 16 are the same as those in FIG. 6 ″ is iq^*And ω according to the deviation of iq₁ ^*The q-axis current controller that outputs₁ ^*From ω_s ^*Is subtracted, and the speed estimate ω_r減 算 is a subtractor that obtains ＾ and feeds it back to the speed controller 5._r ^*Ω depending on the size of₁ ^*And ω_r ^*Select and output. Ω from switcher 9₁ ^*Is output, the output of the current controller 6 ″ becomes ω₁ ^*Considering the fact that it is considerable, it is clear that the operation is the same as that of the above-described embodiment and the same effect is obtained.
[0037]
In the above-described embodiment, id is controlled to a predetermined value in the zero speed range. However, this method is suitable when the torque in the zero speed range is in both positive and negative directions and is not constant. The reason has been described above. On the other hand, if the torque is only in one direction, iq^*Can be set according to the torque direction. Instead of setting id to a predetermined value as in the above-described embodiment, iq in the zero speed region is used.^*Can be set to a predetermined value (a value corresponding to the maximum load torque).
[0038]
FIG. 5 shows the configuration of this embodiment. 5, components 1 to 10 and 12 to 16 are the same as those in FIG. 1, and the operation is the same. Reference numeral 17 denotes an output iq of the speed controller 5 according to the magnitude of the rotation speed.^*And a set current value iq0 for switching and outputting._r ^*The multipliers 173 and Ga4 that multiply the function units 171 and iq0 that output a signal of “1” in the zero speed region and “0” in other cases and the output Ga4 (0 ≦ Ga4 ≦ 1) of the delay circuit 172 according to Signal Ga5 (= 1−Ga4, 0 ≦ Ga5 ≦ 1) and iq that are complementary to each other^*174 and the outputs of both multipliers are added, and the current command iq of the q-axis current controller 6 is added.^**Is output from the adder 175.
[0039]
The operation of this is as follows. As described above, the function unit 171 outputs a signal of “1” in the zero speed region, and outputs a signal of “0” in other cases. The delay circuit 172 is for smooth switching, and outputs a signal Ga4 that follows the signal with a first-order delay.
[0040]
Since Ga4 is “1” and Ga5 is “0” in the zero speed range, the q-axis current commander 17 outputs iq0 according to the operations of the multipliers 173 and 174 and the adder 175. Therefore, in the vicinity of zero speed, iq is controlled in accordance with iq0, and sufficient torque is obtained (iq0 is set to a value corresponding to the load maximum torque). It should be noted that, except for the zero-speed range, on the contrary, iq^*Iq is controlled in accordance with the above, and the operation becomes the same as that of the conventional one.
[0041]
As described above, in the zero speed range, ω_r ^*, And the motor current is controlled in accordance with the predetermined value iq0, so that the same effect as in the above embodiment can be obtained in this case as well.
[0042]
Said embodiment comprises a speed controller 5 whose output signal iq^*However, the present invention can be applied to a system without a speed controller to achieve the same effect.
[0043]
FIG. 6 shows the configuration of this embodiment. 6, constituent elements 1 to 3, 10 to 14, and 16 are the same as those in FIG. 7 ′ is a slip frequency reference value ω based on the q-axis current value iq._s ^*Is a slip frequency calculator.
[0044]
Next, the operation of the entire system will be described. In states other than the zero speed range, ω_r ^*+ Ω_s ^*Frequency command value ω₁ ^**However, from the d-axis current commander 11, the reference value id^*Is output. At this time, the entire operation is the same as that of the conventional speed sensorless vector control system. That is, approximately ω_r ^*, The converter output frequency is controlled in accordance with^*, Iq and ω₁ ^**Is used to calculate the required motor voltage, thereby controlling the converter output voltage.
[0045]
Since the output voltage and the frequency of the converter are controlled as described above, an operation similar to the V / f control is performed. However, the voltage calculator 13 controls the induced electromotive force (motor magnetic flux) to a predetermined value by compensating for the internal voltage drop of the motor, so that sufficient torque can be obtained up to a low speed region. .
[0046]
When the present invention is applied to this, ω in the zero speed region_r ^*And the d-axis current commander 11 outputs id^*Command value id obtained by adding Δid to^**Is output, and id is strengthened and controlled. As a result, similarly to the above-described embodiment, the frequency is controlled in accordance with the speed command value, and the d-axis current is controlled to a predetermined value which is larger than the normal time. You.
[0047]
Up to the above embodiment, in the zero speed range, the converter output frequency ω₁Is the speed command value ω_r ^*When load torque acts, the rotation speed ω of the motor_rSliding frequency ω_sΩ for the minute_r ^*From. This compensation is performed by estimating the slip frequency in the zero speed range using the current controller outputs Δd and Δq of the d-axis and the q-axis in the embodiment of FIG. 1 and adding the estimated slip value to the frequency command value. Can be performed.
[0048]
FIG. 7 shows the configuration of this embodiment. This is an example in which slip compensation in the zero speed region is applied to the speed sensorless vector control device of FIG. 7, reference numerals 1 to 16 are the same as those in FIG. 18 is the d-axis and q-axis current controller outputs Δd and Δq, and the output frequency command value ω₁ ^**Is used to estimate the slip frequency ω in the zero speed range._s１９ is a slip estimator, and 19 is a signal ω_r ^*And the output value of 18_s値 added value ω₁ ^***Is an adder. Output ω of switch 9₁ ^**Is ω at zero speed_r ^*+ Ω_s＾, otherwise ω_r ^*+ Ω_s ^*Matches. The structure of the slip estimator 18 will be described with reference to FIG.
[0049]
The signal ω input to the slip estimator 18₁ ^**Is multiplied by the speed electromotive force constant 181 of the motor, and the multiplied value and the signal Δq are input to the adder 182. Further, the signal Δd and the output signal of the adder 182 are input to the divider 183. The output signal of the divider 183 is added to the reciprocal (1 / T) of the secondary time constant of the motor.₂ ^*) And the signal ω_sOutput ＾.
[0050]
Next, an effect provided by the slip estimator 18 which is a characteristic configuration of the present embodiment will be described. Voltage command value V for d-axis and q-axis of motor_d ^**, V_q ^**, And the voltage V on the d-axis and q-axis of the motor_d, V_qAre represented by the following (Equation 9) and (Equation 10).
[0051]
V_d ^**= R₁ ^*id^**−ω₁ ^**Lσ^*iq^*+ Δd
V_q ^**= R₁ ^*iq^*+ Ω₁ ^**Lσ^*id^**
+ Ω₁ ^**(M^*/ L₂ ^*) Φ_2d ^*+ Δq (Equation 9)
V_d= R₁id-ω₁Lσiq−ω₁(M / L₂) Φ_2q
V_q= R₁iq + ω₁Lσid + ω₁(M / L₂) Φ_2q… (Equation 10)
In the zero speed region, since the q-axis current iq is controlled to 0 in the equations (9) and (10), iq · r₁= 0, and the second term of the equation is smaller than the third term, for example, Lσ^*Even ≠ Lσ can be ignored. Here, from the relationship of Expression (9) = Expression (10), the d-axis and q-axis current controller outputs Δd and Δq are expressed by Expression (11).
[0052]
Δd = (r₁-R₁ ^*) Id-ω₁(M / L₂) Φ_2q
Δq = ω₁(M / L₂) Φ_2d−ω₁ ^**(M^*/ L₂ ^*) Φ_2d ^*(Equation 11)
Therefore, the output Δd of the d-axis current controller includes the q-axis magnetic flux φ_2qSpeed electromotive force e_q(= Ω₁(M / L₂) Φ_2q) Appears. On the other hand, the speed electromotive force reference value [ω₁ ^**(M^*/ L₂ ^*) Φ_2d ^*], The d-axis magnetic flux φ of the motor_2dSpeed electromotive force e related to_d(= Ω₁(M / L₂) Φ_2d) Is obtained.
[0053]
Also, as described above, when id is controlled to a predetermined value and iq = 0, the magnetic flux φ of the d and q axes_2d, Φ_2qAnd motor slip frequency ω_sIs expressed by equation (12).
[0054]
ω_s= 1 / T₂ ^*(-Φ_2q/ Φ_2d)
= 1 / T₂ ^*(E_d/ E_q) ... (Equation 12)
Therefore, the slip frequency ω of the electric motor is calculated by performing the calculation represented by Expression (13)._s＾ can be calculated.
[0055]
ω_s＾ = 1 / T₂ ^*｛Δd / (Δq + ω₁ ^**(M^*/ L₂ ^*) Φ_2d ^*)｝ ... (Equation 13)
The signal ω obtained by Expression (13)_s＾ is the speed command value ω_r ^*To the output frequency command value ω₁ ^**, It is possible to compensate for a decrease in the rotation speed due to the load torque, and to perform high-accuracy speed control.
[0056]
Also, instead of the above Δd and Δq, a voltage command value V_d ^**From the resistance reference value r₁-Subtract id and e_d＾ (= − ω₁(M / L₂) Φ_2q) And V_q ^**From the non-interference reference value (ω₁ ^**Lσ^*id^**) Minus ω₁ ^**(M^*/ L₂ ^*) Φ_2d ^*And add e_q＾ (= ω₁(M / L₂) Φ_2d) Is obtained, and the calculation represented by Expression (14) is performed to obtain ω_s＾ can also be calculated.
[0057]
ω_s＾ = 1 / T₂ ^*｛E_d＾ / e_q＾｝… (Equation 14)
That is, from the voltage command value, the secondary magnetic flux φ_2d, Φ_2qD- and q-axis velocity electromotive force (e_d, E_q), And based on the ratio, the slip frequency ω_s＾ is calculated and the calculated value ω_sCorrect the frequency command value using （(ω₁ ^**= Ω_r ^*+ Ω_s＾) to compensate for the decrease in rotation speed.
[0058]
FIG. 9 shows another embodiment of the present invention. In the present embodiment, the speed estimation value ω_rThis is an example in which slip compensation in the zero speed region is applied to a speed sensorless vector control device in which ＾ is obtained from the output of the q-axis current controller 6 ′. 9, 1 to 3, 5, 7, 9 to 14, 16, and 19 are the same as those in FIG. 6 'is iq^*And ω according to the deviation of iq_rA q-axis current controller that outputs ＾, 8 ′ is ω_r＾ and ω_s ^*And the signal ω₁ ^*And an adder 18 'outputs V_q ^*And Δd give ω_sThis is a slip estimator that outputs ＾.
[0059]
In this embodiment, the q-axis voltage reference value = q-axis voltage (V_q ^*= V_qFrom the relationship (), (the second line of the expression (6)) = (the second line of the expression (10)), and since the q-axis current iq is controlled to 0 in the zero speed region, iq · r₁= 0, and the second term of the equation is smaller than the third term, for example, Lσ^*Even ≠ Lσ can be ignored. That is, V_q ^*= E_q(= Ω₁(M / L₂) Φ_2d). Since Δd is the same as in the previous embodiment, Vd_q ^*Slip frequency estimated value ω by the ratio of_s＾ can be calculated. That is, in the configuration shown in FIG._s＾ can be calculated, and ω_sCorrect the frequency command value using （(ω₁ ^**= Ω_r ^*+ Ω_s＾) Then, it is apparent that the same operation as in the above embodiment is performed and the same effect is obtained.
[0060]
FIG. 11 shows another embodiment of the present invention. In this embodiment, the signal ω₁ ^*Is applied to the speed sensorless vector control device of the type that obtains the following from the output of the q-axis current controller 6 ″. In FIG. 16 and 19 are the same as those in FIG.
[0061]
6 ″ is iq^*And ω according to the deviation of iq₁ ^*The q-axis current controller that outputs₁ ^*From ω_s ^*Is subtracted, and the speed estimate ω_r減 算 is obtained by a subtractor for feeding back to the speed controller 5, and 18 ′ is V_q ^*And Δd give ω_sThis is a slip estimator that outputs ＾. In the present embodiment, similarly to the actual example of FIG. 9, the configuration shown in FIG._s＾ can be calculated, and ω_sCorrect the frequency command value using （(ω₁ ^**= Ω_r ^*+ Ω_s＾) Then, it is apparent that the same operation as in the above embodiment is performed and the same effect is obtained.
[0062]
FIG. 12 shows another embodiment of the present invention. The present embodiment is an example in which a slip compensation in a zero speed region is applied to a speed sensorless vector control device having no speed controller. 12, the components 1-3, 10-14, and 16 are the same as those in FIG. 7 ′ is a slip frequency reference value ω based on the q-axis current value iq._s ^*, The slip frequency calculator for calculating the_q ^*And Δd give ω_sThis is a slip estimator that outputs ＾. In the present embodiment, similarly to the actual example in FIG. 11, the configuration shown in FIG._s＾ can be calculated, and ω_sCorrect the frequency command value using （(ω₁ ^**= Ω_r ^*+ Ω_s＾) Then, it is apparent that the same operation as in the above embodiment is performed and the same effect is obtained.
[0063]
Up to the above-described embodiment, the d-axis current value id is controlled to be constant irrespective of the load torque in the zero speed range. However, at light load, the operation efficiency decreases. Therefore, the calculated slip estimated value ω_sＤ is the d-axis current command value id^**To improve the operating efficiency at light load.
[0064]
FIG. 13 shows the configuration of this embodiment. This embodiment is an example in which the correction compensation of the d-axis current command value is applied to the speed sensorless vector control device of FIG. 13, reference numerals 1 to 10, 12 to 16, 18, and 19 are the same as those in FIG.
[0065]
Output signal ω of slip estimator 18_s＾ is input to the function generator 115 in the d-axis current commander 11 ′. In the function generator 115, ω_sUsing d, a d-axis current command correction gain corresponding to the load torque is calculated. In the multiplier 116, the d-axis current command reference id^*And the output signal of the function generator 115 are input, and the output signal id^**Is calculated.
[0066]
Next, the effect provided by the d-axis current commander 11 'which is a characteristic configuration of the present invention will be described. In the zero speed range, id: a predetermined value, and when controlled to iq = 0, the slip frequency ω of the motor corresponding to the load torque based on the ratio of the current controller outputs Δd, Δq on the d-axis and the q-axis._sCould be estimated. This estimate ω_sBy using 演算 to perform the calculation represented by Expression 15, it is possible to calculate the d-axis current command value corresponding to the load torque.
[0067]
id^**= F (ω_s＾) id^*… (Equation 15)
Where F (ω_s＾) is ω_sWhen ＾ = 0, F (ω_s＾) = 1
_sWhen ＾> 0, F (ω_s＾)> 1
Any function such that
[0068]
D-axis current command value id obtained by equation (15)^**If you use
No load (ω_s＾ = 0), id^**= Id^*
Under load (ω_s＾> 0), id^**> Id^*
And the load torque (slip frequency estimated value ω_sSince the d-axis current command value is corrected in accordance with ＾), the operation efficiency at light load can be increased.
[0069]
In this embodiment, the function F (ω_s＾) gives the id^**Is directly corrected, but the function F (ω_sEven if Δid shown in FIG. 7 is modified according to ＾), the effect is the same.
[0070]
FIG. 14 shows another embodiment of the present invention. In the present embodiment, the speed estimation value ω_rThis is an example in which correction compensation for a d-axis current command value is applied to a speed sensorless vector control device of a system that obtains ＾ from the output of a q-axis current controller 6 ′. 14, 1 to 3, 5, 6 ', 7, 8', 9, 10, 12 to 14, 16, 18 'and 19 are the same as those in FIG.
[0071]
11 'is the signal ω_sSignal id according to ＾^**Is a d-axis current commander that corrects. It is apparent that the present embodiment also operates in the same manner as the above-described embodiment and achieves the same effects.
[0072]
FIG. 15 shows another embodiment of the present invention. In this embodiment, the signal ω₁ ^*15 is applied to a speed sensorless vector control device of a type that obtains from the output of a q-axis current controller 6 ″. In FIG. 8 ", 9, 10, 12-14, 16, 18 'and 19 are the same as those in Fig. 11. 11' is the signal ω._sSignal id according to ＾^**Is a d-axis current commander that corrects. It is apparent that the present embodiment also operates in the same manner as the above-described embodiment and achieves the same effects.
[0073]
FIG. 16 shows another embodiment of the present invention. The present embodiment is an example in which a correction compensation of a d-axis current command value is applied to a speed sensorless vector control device having no speed controller. In FIG. 16, the components 1-3, 7 ', 10-14, 16, 18' are the same as those in FIG. 11 'is the signal ω_sSignal id according to ＾^**Is a d-axis current commander that corrects. It is apparent that the present embodiment also operates in the same manner as the above-described embodiment and achieves the same effects.
[0074]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to provide a high-precision and high-efficiency speed control method for an induction motor that does not cause torque shortage even in a zero speed range.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a control circuit configuration diagram of a speed control device for a conductive motive, showing one embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of calculation contents of a speed estimator in the apparatus of FIG. 1;
FIG. 3 is a control circuit configuration diagram of an induction motor speed control device, showing another embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a control circuit configuration diagram of an induction motor speed control device, showing another embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a control circuit configuration diagram of a speed control device for an induction motor, showing another embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a control circuit configuration diagram of a speed control device for an induction motor, showing another embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a control circuit configuration diagram of a speed control device for an induction motor, showing another embodiment of the present invention.
FIG. 8 is an explanatory diagram of calculation contents of a slip estimator in the apparatus of FIG. 7;
FIG. 9 is a control circuit configuration diagram of an induction motor speed control device, showing another embodiment of the present invention.
FIG. 10 is an explanatory diagram of calculation contents of a slip estimator in the apparatus of FIG. 9;
FIG. 11 is a control circuit configuration diagram of a speed control device for an induction motor, showing another embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a control circuit configuration diagram of a speed control device for an induction motor, showing another embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a control circuit configuration diagram of a speed control device for an induction motor, showing another embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a control circuit configuration diagram of a speed control device for an induction motor, showing another embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a control circuit configuration diagram of a speed control device for an induction motor, showing another embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a control circuit configuration diagram of an induction motor speed control device, showing another embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Induction motor, 2 ... Power converter, 3 ... Coordinate converter, 4 ... Speed estimator, 5 ... Speed controller, 6 ... q-axis current controller, 9 ... Switching device, 11 ... d-axis current commander, 12: d-axis current controller, 13: voltage calculator, 16: coordinate converter, 18: slip estimator.

Claims (6)

The output current of the power converter that drives the induction motor is controlled by a control device including a current controller that controls the d-axis current command value of the rotating magnetic field coordinate system and the q-axis current command value of the rotating magnetic field coordinate system. In the speed control method of the induction motor to be performed,
When the speed command value or the estimated speed value is equal to or less than the predetermined value, the calculation of the frequency command value is performed using the speed command value instead of the speed estimated value, and when the speed command value or the estimated speed value is equal to or less than the predetermined value. Controlling an output frequency of the converter in accordance with an estimated value of a slip frequency of the motor calculated based on an output value of the current controller and an added value of the speed command value. Control method. A speed controller that outputs an output current of a power converter that drives an induction motor, a q-axis current command value in a rotating magnetic field coordinate system according to a deviation between a speed command value and a speed estimated value, and a d-axis in a rotating magnetic field coordinate system Speed control method of an induction motor controlled by a control device including a current controller for controlling according to a current command value of the current and a current command value of the q-axis of the rotating magnetic field coordinate system,
When the speed command value or the estimated speed value is equal to or less than the predetermined value, the calculation of the frequency command value is performed using the speed command value instead of the speed estimated value, and when the speed command value or the estimated speed value is equal to or less than the predetermined value. Controlling an output frequency of the converter in accordance with an estimated value of a slip frequency of the motor calculated based on an output value of the current controller and an added value of the speed command value. Control method. A current controller that controls an output current of a power converter that drives the induction motor in accordance with a current command value of a d-axis of a rotating magnetic field coordinate system; and a current detection value or a command value of the q-axis of the d-axis and the rotating magnetic field coordinate system. A voltage calculator that calculates an output voltage reference value of the power converter based on an output frequency command value of the power converter, and controls an output frequency of the power converter according to a speed command value. In the speed control method of the induction motor by the control device,
Based on the output value of the current controller, calculate the slip frequency estimated value of the motor, add the slip frequency calculated value based on the slip estimated value and the q-axis current detection value to the speed command value, A speed control method for an induction motor, comprising: controlling an output frequency of the converter according to the added value. The speed control method for an induction motor according to claim 1,
A speed control method for an induction motor, wherein a d-axis current command value is corrected according to the slip frequency estimated value. The speed control method for an induction motor according to claim 2,
A speed control method for an induction motor, wherein a d-axis current command value is corrected according to the slip frequency estimated value. The speed control method for an induction motor according to claim 3,
A speed control method for an induction motor, wherein a d-axis current command value is corrected according to the slip frequency estimated value.

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