JP3728090B2

JP3728090B2 - Image forming apparatus

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Publication number: JP3728090B2
Application number: JP4333998A
Authority: JP
Inventors: 昌伸大村; 素明川崎
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 1998-02-25
Filing date: 1998-02-25
Publication date: 2005-12-21
Anticipated expiration: 2018-02-25
Also published as: JPH11240198A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は画像形成装置に関し、特に、レーザー光源からのレーザー光を検知した検知信号に基づいてレーザー光源を駆動して感光体を露光し、感光面に潜像を形成する複写機、プリンタ、ファクシミリ装置などの画像形成装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル光通信や電子写真の画像形成装置などで、電気パルス信号を光パルスに変換するために発光素子としてレーザーダイオードが用いられており、その発光量は素子の動作温度が変化しても所望の光量が得られることが要求されている。しかしながら、レーザーダイオードの発光特性は、動作温度に大きく依存しており、動作温度の変化に伴い所望の光量を得るためには、発光素子駆動回路によりレーザーダイオード駆動電流を制御する必要がある。
【０００３】
図９は、第１の従来例として、カソード駆動タイプレーザーのパルス電流制御によるレーザーダイオード駆動回路の構成を示す。
【０００４】
図９において、１０１はコンパレータ、１０２、１０６は基準電圧源、１０３はサンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ）、１０４はホールドコンデンサ（ＣＨ）、１０５は電流増幅回路、１０８は基準電流源（Ｉ０）、１０７はスイッチング回路（ＳＷ）、１１１はレーザーダイオード（ＬＤ）、１１２はフォトダイオード（ＰＤ）、１１０はモニタ抵抗（ＲＭ）である。
【０００５】
図９の従来例において、サンプルホールド回路１０３がサンプリング状態にある期間中（以下、ＡＰＣ：（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＰｏｗｏｒＣｏｎｔｒｏｌ）動作中という）は、スイッチング回路１０７はオン状態にあり、また、入力データ（ＤＡＴＡ）はレーザーダイオード１１１が全面発光状態になるように設定されている。レーザーダイオード１１１の発光量が所望の光量になるよう、フォトダイオード１１２でレーザーダイオード１１１からの光量をモニタし、フォトダイオード１１２に発生するモニタ電流ＩＭをモニタ抵抗１１０に流すことにより、モニタ抵抗端１１０にはモニタ電圧ＶＭが発生する。モニタ電圧ＶＭが一定（すなわち発光量が一定）になるように、電流増幅回路１０５が基準電流源１０８を基にレーザーダイオード駆動電流を制御する。
【０００６】
また、サンプルホールド回路１０３がホールド期間中は、入力データに応じスイッチング回路１０７がレーザーダイオード駆動電流をオン／オフさせることで、レーザーダイオード１１１にパルス変調信号を与える。
【０００７】
しかしながら、図９の構成では、光パルス変調の動作周波数が高くなるとレーザーダイオード特有の発光遅延が問題となり、変調された光パルスの過渡特性が悪くなる。
【０００８】
図１０は、第１の従来例の問題点を解決する手法の１つである第２の従来例を示す。第２の従来例は、レーザーダイオードの発光遅延による光パルスの過渡特性を改善するために、レーザーダイオード駆動電流に直流のバイアス電流を加えたものである。基本的な構成は図９の第１の従来例と同じなので、詳細な説明は省略する。１０９はバイアス電流を与える電流源（ＩＢ）、１１５は基準パルス電流源（ＩＰ０）である。
【０００９】
図１０の従来例でも、ＡＰＣ動作中はスイッチング回路１０７はオン状態にあり、また入力データはレーザーダイオード１１１が全面発光状態になるように設定されている。全面発光状態でレーザーダイオード１１１の発光量が一定になるよう、フォトダイオード１１２とモニタ抵抗１１０の構成によって得られるモニタ電圧ＶＭを基に、基準パルス電流ＩＰ０から電流増幅回路１０５でパルス電流ＩＰを制御し、パルス電流ＩＰとバイアス電流ＩＢを重畳することでレーザーダイオード駆動電流ＩＬＤを決定している。
【００１０】
また、ホールド期間中は、入力データに応じてスイッチング回路１０７がパルス電流ＩＰをオン／オフさせることで、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤパルパルス変調信号を与えている。
【００１１】
図１０の従来例では、バイアス電流ＩＢをレーザーダイオード１１１が発光するしきい値電流付近まで加えなければ、レーザーダイオード１１１の発光遅延を効果的に減少させることができない。
【００１２】
しかし、図１０の従来例では、レーザーダイオード１１１の発振しきい値電流は先に述べたように動作温度により変化し、また、個々の素子によっても変化するため、光パルスが完全にオフせず、十分な消光比を取ることができなくなる可能性が高い。したがって、実際の使用上は、しきい値電流付近にバイアス電流を固定値で設定することは困難である。
【００１３】
図１１は第３の従来例を示す。第３の従来例は、第２の従来例と同様に駆動電流にバイアス電流を加えたものであるが、制御する電流の対象がバイアス電流になっており、パルス電流は固定としている。図９の参照番号と同じものに関しては詳細な説明を省く。１１３はバイアス電流ＩＢを決定する基準バイアス電流源（ＩＢ０）、１１４はパルス電流ＩＰを与えるパルス電流源（ＩＰ）である。
【００１４】
図１１の従来例でも、ＡＰＣ動作中は、スイッチング回路１０７はオン状態にあり、また、入力データはレーザーダイオード１１１が発光状態になるように設定されている。発光状態でレーザーダイオード１１１の発光量が所望の値になるよう、フォトダイオード１１２とモニタ抵抗１１０の構成によって得られるモニタ電圧ＶＭと所望の光量に相当する基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差電圧を基に、基準バイアス電流ＩＢ０を電流増幅回路１０５にてバイアス電流ＩＢを制御し、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤを制御している。また、ホールド期間中は入力データに応じてパルス電流ＩＰをスイッチング回路１０７にてオン／オフさせることで、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤにパルスデータを与え光パルス変調を行なっている。
【００１５】
しかし、図１１の従来例では、レーザーダイオード１１１の低温動作時等、レーザーダイオード駆動電流が少なくてよいときに、バイアス電流が不用となり制壇咐能状態に陥る可能性がある。
【００１６】
以下、制御不能な状態に陥る場合について更に詳しく説明する。
【００１７】
図１２は、一般的なレーザーダイオードの動作温度変化によるレーザー駆動ダイオード電流と光出力の関係を示す。
【００１８】
動作温度が上昇するとしきい値電流は高くなり、レーザーダイオード駆動電流ＩＤＬが増加する。この場合は、先に述べたような問題は起こらない。反対に、動作温度が低下するとしきい値電流は低くなり、レーザーダイオード駆動電流ＩＤＬは少なくてすむので、レーザーダイオードからの光出力ｐを所望の値にするためにバイアス電流ＩＢを減少させる。しかし、バイアス電流ＩＢが不要で、さらに、パルス電流ＩＰの設定値よりも少ない値で所望の光出力が得られるようなところでは、光量を一定にする制御ができなくなってしまう。これは、固定値であるパルス電流ＩＰを設定値以下にすることができないからである。
【００１９】
また、レーザーダイオードの温度特性にはもう一つ特有の現象がある。特有の現象は、レーザー発振領域でのスロープ効率（微分効率ともいう）が低下するというものである。したがって、光パルス変調を行なう上で、動作温度の上昇等によりレーザーダイオード駆動電流が増加し、スロープ効率が低下した場合、パルス電流を大きくしなければレーザーダイオードの消光比を十分に確保することができない。
【００２０】
図１３は、温度変化に対するレーザ駆動電流ＩＬＤの変化とパルス電流およびバイアス電流の割合の関係を示している。
【００２１】
動作温度Ｔａが高温から低温に低下すると、レーザー駆動電流ＩＬＤは減少する。さらに動作温度が低下し、バイアス電流ＩＢがＩＢ＝０のところまでは、レーザーダイオードからの発光量を一定にする制御が可能であるが、バイアス電流ＩＢが不要なところになると、制御ができなくなってしまう。すなわち、図１３中の領域Ａではパルス電流ＩＰを減少させる電流が必要となるため、所望の光量にする制御を行えない。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように従来の技術では、レーザーダイオードの発光動作の高速性を確保するために、通常、発振しきい値電流に近い直流電流をバイアス電流として供給しておき、入力データに応じたパルス電流をバイアス電流に重畳してレーザーダイオードに電流を供給している。レーザーダイオードの発光動作の駆動方法としては、パルス電流制御とバイアス電流制御があり、それぞれ一長一短がある。
【００２３】
バイアス電流制御においては、光パルス変調において高速性を確保できるが、レーザーダイオードの動作温度変化などによって、発振しきい値電流やスロープ効率の変化により、レーザー光の消光比を十分に取れない可能性が高く、また、バイアス電流がゼロ以下のとこでは、所望の光量にする制御を行えない。一方、パルス電流制御においては、いかなる動作温度においてもバイアス電流をしきい値電流を超えない程度に設定することにより、レーザー光の消光比を十分確保できるが、周波数の高い光パルス変調を行なったときに光パルスの過渡特性が悪くなってしまう。
【００２４】
そこで、本発明は上記の課題に鑑みて成されたものであって、その目的は、上記の課題を解決した画像形成装置を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために請求項１の本発明の装置は、光源が所望の光量の光ビームを発生するための駆動電流値を決定する決定手段と、前記決定手段により決定される駆動電流値に基づいて、入力信号に応じて変調されるパルス電流を前記光源へ供給する手段とを有し、所望の光量の変調光ビームを光源より発生させて画像を形成する画像形成装置において、前記パルス電流の振幅が所定の制限値を超えない様に該パルス電流を該制限値に制限する制限手段を設け、前記制限手段により制限されたパルス電流の振幅値と前記決定手段により決定された駆動電流値との差分が前記入力信号にかかわらず前記光源へ供給される様構成したことを特徴とする。
【００２６】
また、請求項２の本発明の装置は、前記光源から発生される光ビームの光量をモニタするモニタ手段を有し、前記決定手段が、前記モニタ手段によりモニタされた光量に基いて、前記駆動電流の値を決定する手段を有することを特徴とする。
【００２７】
また、請求項３の本発明の装置は、前記決定手段が、電流増幅器を含むことを特徴とする。
【００２８】
また、請求項４の本発明の装置は、前記光源が半導体レーザであることを特徴とする。
【００２９】
また、請求項５の本発明の装置は、前記決定手段により決定された駆動電流から、前記制限されるパルス電流の振幅分を減算する電流減算手段と、前記電流減算手段の出力と、前記制限手段により制限されたパルス電流とを加算する電流加算手段とを有し、前記電流加算手段の出力を前記半導体レーザのカソードへ供給することを特徴とする。
【００３０】
また、請求項６の本発明の装置は、前記決定手段により決定された駆動電流から、前記制限手段により制限されたパルス電流を減算する電流減算手段を有し、前記電流減算手段の出力を、前記半導体レーザのアノードに供給することを特徴とする。
また、請求項７の本発明の装置は、前記制限手段が前記駆動電流の値に基いて前記パルス電流の振幅を制限することを特徴とする。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００３２】
（実施の形態１）
図１は本発明を適用した画像形成装置の実施の形態１を示す側面透視図である。
【００３３】
図１が示す複写機１は画像形成装置の一種であり、原稿給紙装置２上に積載された原稿が１枚づつ順次原稿台ガラス面３上に搬送される。原稿が原稿台ガラス面嘘代に搬送されると、スキャナーユニット４内のランプ５が点灯すると共に、スキャナーユニット４が図中Ｘ方向に移動して原稿面全体を照射する。
【００３４】
原稿からの反射光はミラー６ａ，６ｂ，６ｃを介した後にレンズ系７を通り、図中Ｚ方向に延在するリニアイメージセンサ８の撮像面に、原稿に記載された画像を結像する。リニアイメージセンサ８は結像した画像を光電変換し、画像信号を出力する。この画像信号は、信号処理回路（図示せず）によって相関二重サンプリング、波形整形等の処理を施された後、例えばＤＲＡＭで構成される画像メモリ（図示せず）に一旦格納され、再び読み出される。読み出された画像信号は、露光制御部９に入力される。
【００３５】
露光制御部９は光源に相当する半導体レーザを含んでおり、この半導体レーザは画像メモリから読み出された画像信号に応じて発光タイミングを制御される。半導体レーザからのレーザビームは、回転多面鏡１０に照射される。円筒状の感光ドラム１１は図中時計回り方向（ＣＷ）に回転しており、帯電器１２によって感光面を一様に帯電されている。回転多面鏡１０からの反射光はミラー６ｄで反射された後に感光ドラム１１の感光面に照射されて帯電した電荷の一部を除去し、感光面に静電潜像を形成する。半導体レーザに代えて、たとえばガスレーザを光源として使用することも考えられるが、この場合には高速で光変調する光変調装置が必要になる。
【００３６】
ここで、図２は図１中の要部の構成を示す図である。図２において、図１の構成要素と同一構成要素には同一の符号を付してあり、ミラー６ａは省略してある。
【００３７】
半導体レーザ２０からのレーザビームＬは、コリメータレンズ２１および絞り２２によりほぼ平行光にされて、所定のビーム経で回転多面鏡１０に入射する。回転多面鏡１０は、図中反時計回り方向（ＣＣＷ）に等角速度で回転している。この回転により、回転多面鏡１０に入射したレーザビームＬは連続的に反射角度を変える偏向ビームＬｄとなって反射される。
【００３８】
円弧走査光である偏向ビームＬｄはｆ−θレンズ２３により集光作用を受け、感光ドラム１１の感光面上の直線に焦点を結ばせる。同時に、ｆ−θレンズ２３が走査の時間的な直線性を保証するような歪曲収差の補正を行うので、偏向ビームＬｄは感光ドラム１１の感光面を図中矢印方向に等速で走査する。感光ドラム１１への静電潜像の形成は、半導体レーザ２０の発光タイミングを前記した画像メモリからの画像信号に応じて可変制御することによって行われる。
【００３９】
ビームディテクタ２４は回転多面鏡１０からの偏向ビームＬｄを検知し、距離ｄに応じた一定時間後に画像信号に基づいてレーザビームＬの変調を開始するように半導体レーザ２０の駆動タイミングが制御される。これにより、感光ドラム１１の感光面上での画像の記録開始位置を一定にすることができる。
【００４０】
図１に戻って説明するに、偏向ビームＬｄによって感光面上の電荷を画像信号に応じて除去されて露光されることで、感光ドラム１１に静電潜像が形成される。この静電潜像は、現像器１３によってトナーを塗布されることで現像される。感光ドラム１１に形成された静電潜像が現像されるタイミングに合わせて、被転写紙が被転写紙積載部１４ａまたは１４ｂから搬送機構によって感光ドラム１１近傍位置まで搬送されてくる。
【００４１】
そして、被転写紙が感光ドラム１１の下方に配設された転写器１５と感光ドラム１１の間を通ることで、現像された画像が被転写紙に転写される。その後、被転写紙上の画像は定着器１６によって加熱され、被転写紙に定着される。画像を定着されて印刷が終了した被転写紙は、排紙ローラ１７によってマルチトレイ装置１８の所定のトレイに排紙される。
【００４２】
図３は、本発明を適用した画像形成装置に用いられるカソード駆動タイプレーザーダイオードを駆動する発光素子駆動回路の実施の形態１を示すものである。
【００４３】
図３において、３１はコンパレータ、３２はサンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ）、３３はホールドコンデンサ（ＣＨ）、３４は可変ｇｍアンプ、３５は電流制限回路（ＬＩＭ）、３６はスイッチング回路（ＳＷ）、３７、３８は電流バッファ、３９は電流減算回路、４０は電流加算回路、４１はレーザーダイオード（ＬＤ）、４２はフォトダイオード（ＰＤ）、４３は電流電圧変換回路（Ｉ／Ｖ）を示す。
【００４４】
まず、本実施の形態で使用する可変ｇｍアンプ３４の定義について説明する。可変ｇｍアンプ３４は２つの電圧と１つの基準電流Ｉｉｎを入力とする電流増幅器であり、出力電流が基準電流Ｉｉｎに対してある関数を持っている。可変ｇｍアンプ３４の出力電流Ｉｏｕｔは、２つの入力電圧の電位差を△ｖｉとすると、以下の式で表される。なおここでは、説明を簡単にするために、可変ｇｍアンプ３４のゲインは１とする。
【００４５】
【数１】
Ｉｏｕｔ＝ｆ（△ｖｉ）・Ｉｉｎ＝ｋ・Ｉｉｎ
ただし、ｋ＝ｆ（△ｖｉ）
ここで、ｋは０≦ｋ≦１の値をとり、以下、制御関数ｋと呼ぶことにする。
【００４６】
入力電位差△ｖｉが−１〜＋１間において変化した時、制御関数ｋ、出力電流Ｉｏｕｔは、以下のように変化するものとする。なお、上記変化範囲では、制御関数ｋ、出力電流Ｉｏｕｔは線形に変化しているものとする。
【００４７】
【数２】
△ｖｉ＝−１〜０〜＋１
ｋ＝０〜０．５〜１
Ｉｏｕｔ＝０〜Ｉｉｎ／２〜Ｉｉｎ
図３において、フォトダイオード４２の出力のモニタ電流ＩＭは電流電圧変換回路４３に入力され、電流電圧変換回路４３の出力電圧ＶＭはコンパレータ３１の負入力端子に入力されている。コンパレータ３１の正入力端子には、所望の光量に相当する基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力され、コンパレータ３１の出力はサンプルホールド回路３２に入力されている。サンプルホールド回路３２には、ホールドコンデンサ３３が接続されている。サンプルホールド回路３２の出力電圧Ｖｅｒｒは、可変ｇｍアンプ３４の正入力端子に入力されている。
【００４８】
可変ｇｍアンプ３４の負入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ２が入力され、基準電流としてＩ０が入力されており、２つの入力電圧Ｖｅｒｒ、Ｖｒｅｆ２の電位差に応じて出力される電流が発光量を決定するレーザーダイオード駆動電流ＩＬＤ（＝ｋ・Ｉ０）となる。レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤは、電流制限回路３５と電流バッファ３７に入力されている。電流制限回路３５には電流制限値として基準パルス電流ＩＰ０が入力されており、電流制限回路３５の出力をレーザーダイオード４１の出力光に光パルス変調信号の振幅レベルを与える電流としている。
【００４９】
電流制限回路３５の出力電流は、スイッチング回路３６と電流バッファ３８に入力されている。電流バッファ３７の出力電流と電流バッファ３８の出力電流は電流減算回路３９にて電流減算され、減算された電流をパルス変調時のローレベルの電流とし、バイアス電流ＩＢと呼ぶことにする。スイッチング回路３６の出力電流ＩＰ（これをパルス電流とする）とバイアス電流ＩＢは、電流加算回路４０にて電流加算される。加算された電流はレーザーダイオード４１のカソードに供給される。
【００５０】
ここで、電流制限回路３５の入出力特性は、出力電流ＩＰの最大値が図４の（ａ）の曲線に示すように入力のレーザーダイオード駆動電流ＩＬＤの増大に対して一定の電流制限値（ｋ２・ＩＰＯ＝ＩＰ０）に制限されるものとする。
【００５１】
次に、本実施の形態においてレーザーダイオード駆動電流ＩＬＤを決定する動作について説明する。
【００５２】
ＡＰＣ動作中は、スイッチング回路３６はオン状態で、画像信号に基づいた入力データ（ＤＡＴＡ）はレーザーダイオード４１が全面発光状態になるように設定されているものとする。スイッチング回路３６がオンの状態で、レーザーダイオード４１の光出力をフォトダイオード４２でモニタすることにより、電流電圧変換回路４３にモニタ電流ＩＭが流れ、電流電圧変換回路４３の出力にはモニタ電圧ＶＭが発生する。
【００５３】
コンパレータ３１はモニタ電圧ＶＭと所望の光量に相当する基準電圧Ｖｒｅｆ１を比較し、その結果をサンプルホールド回路３２を介して誤差電圧Ｖｅｒｒとして可変ｇｍアンプ３４に出力する。可変ｇｍアンプ３４は、誤差電圧Ｖｅｒｒと基準電圧Ｖｒｅｆ２の電位差を基に制御関数ｋを決定し、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤを制御する。
【００５４】
制御関数ｋが０から１まで線形に変化したとき、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤも線形に変化しており、その時のパルス電流ＩＰとバイアス電流ＩＢは、以下のように決定される。なお、下記で使用している変数ｋ１は電流制御が働きはじめるときの制御関数値であり、変数ｋ２は電流制御が完全に働いているときの制御関数値である。
【００５５】
▲１▼制御関数ｋが０≦ｋ≦ｋ１の範囲では、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤが基準パルス電流ＩＰ０より小さいので電流制限回路３５が動作せず、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤがパルス電流ＩＰとなる。すなわち、０≦ｋ≦ｋ１の領域では、レーザーダイオード４１はパルス電流制御によって発光動作を制御されている。
【００５６】
▲２▼制御関数ｋがｋ１≦ｋ≦ｋ２の範囲では、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤが基準パルス電流ＩＰ０に近づくため、電流制限回路３５が徐々に動作し始め、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤとパルス電流ＩＰに差が生じる。電流ＩＬＤと電流ＩＰの差分がバイアス電流ＩＢとなり、制御関数ｋがさらに増加するとバイアス電流ＩＢも徐々に増加していく。つまり、ｋ１≦ｋ≦ｋ２の領域はパルス電流制御からバイアス電流制御へ移行している領域であり、レーザーダイオード４１はパルス電流制御とバイアス電流制御が混在した状態で発光動作を制御されている。
【００５７】
▲３▼制御関数ｋが、ｋ２≦ｋ≦１の範囲では、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤが基準パルス電流ＩＰ０よりも大きいので電流制御回路３５が十分に動作しており、パルス電流ＩＰは電流制限値である基準パルス電流ＩＰ０となり、バイアス電流ＩＢは線形に増加していく。すなわち、ｋ２≦ｋ≦１の領域では、レーザーダイオード４１はバイアス電流制御によって発光動作を制御されている。
【００５８】
図５は上記説明を図示したものであり、本実施の形態のレーザーダイオード駆動回路は、パルス電流制御からバイアス電流制御への移行を連続的に行なえる。また、移行途中では両者が混在する状態での制御を行なえる。本実施の形態のレーザーダイオード駆動回路はさらに、バイアス電流制御からパルス電流制御への、上記説明とは逆方向の移行も連続的に行なえる。
【００５９】
また、サンプルホールド回路３２がホールド状態にある時は、ホールドコンデンサ３３にホールドされた誤差電圧Ｖｅｒｒにより制御関数ｋが決まり、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤが決定され、パルス電流ＩＰとバイアス電流ＩＢも決定される。
【００６０】
なお、入力データに応じた光パルス変調を行なうためには、スイッチング回路３６を入力データに応じてオン／オフさせる。
【００６１】
図６は動作温度が変化したときの本実施の形態におけるレーザーダイオード駆動電流示す図であり、図１３に対応している。
【００６２】
縦軸のレーザーダイオード駆動電流ＩＬＤを構成するパルス電流ＩＰおよびバイアス電流ＩＢの割合は、横軸の動作温度Ｔａに対して図示の関係となっている。図６と図１３を比較すると分かるように、本実施の形態を用いると、従来の技術で制御不能だった領域（図１３に示した領域Ａに相当する領域）でも制御できる。すなわち、動作温度Ｔａが高いときはパルス電流が一定となってバイアス電流制御、動作温度Ｔａが低いときはパルス電流制御により制御範囲を従来よりも広くすることができる。
【００６３】
また、本実施の形態の更なる特徴は、電流制限回路３５の電流制限値である基準パルス電流ＩＰ０の値を変えることで、パルス電流制御からバイアス電流制御への制御の移行点、あるいは、バイアス電流制御からパルス電流制御への制御の移行点を自由に変えることができる点である。極論するならば、基準パルスＩＰ０を最大レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤ以上に設定すると、レーザーダイオード４１の発光動作はパルス電流制御によって行われる。
【００６４】
さらに、バイアス電流ＩＢはレーザ駆動電流ＩＬＤとパルス電流ＩＰの差から決定しているので、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤは、制御の移行点に関係なくコンパレータ３１が出力する誤差電圧Ｖｅｒｒによってのみ決定される。
【００６５】
以上説明したように本実施の形態では、可変ｇｍアンプ３４により所望の光量が得られるよう制御されたレーザーダイオード駆動電流ＩＤＬから、電流制限回路３５とスイッチング回路３６を用いてパルス電流ＩＰを決定し、また、レーザーダイオード駆動電流ＩＤＬとパルス電流ＩＰとの差分を電流減算回路３９により求めてバイアス電流ＩＢとし、パルス電流ＩＰとバイアス電流ＩＢを電流減加算回路４０により重畳したものをレーザーダイオード４１のカソードに供給している。
【００６６】
これにより、レーザーダイオード駆動電流ＩＤＬが少なくてすむ低温動作時には、レーザーダイオード駆動電流ＩＤＬが電流制限回路３５の制限値以下であり、レーザーダイオード駆動電流ＩＤＬのすべてがパルス電流ＩＰでパルス電流ＩＰのみで制御可能となる。したがって、完全にパルス電流制御によってのみレーザーダイオード駆動電流ＩＤＬを制御することでレーザーダイオード４１の発光動作が制御される。
【００６７】
レーザーダイオード駆動電流ＩＤＬが電流制限回路３５の制限値（基準パルス電流値）に近づき、パルス電流ＩＰの増加量が徐々に減少し、レーザダイオード駆動電流ＩＤＬが少なくて済みバイアス電流ＩＢが不要となりつつある場合には、レーザーダイオード駆動電流ＩＤＬとパルス電流ＩＰとの差分がバイアス電流ＩＢとして発生する。つまりこの時は、パルス制御とバイアス制御が混在した状態でレーザーダイオード駆動電流ＩＤＬを制御することでレーザーダイオード４１の発光動作が制御される。
【００６８】
さらに、レーザーダイオード４１の動作温度変化等によりレーザーダイオード駆動電流ＩＤＬを多く必要とする高温動作時には、レーザーダイオード駆動電流ＩＤＬが電流制限回路３５の制限値以上であり、パルス電流ＩＰは電流制限回路３５の制限値となり、バイアス電流ＩＢはレーザーダイオード駆動電流ＩＤＬとパルス電流ＩＰの差になる。したがって、バイアス電流制御によってのみレーザーダイオード駆動電流ＩＤＬを制御することでレーザーダイオード４１の発光動作が制御される。
【００６９】
上記の制御の移行、つまり、バイアス電流制御からパルス電流制御への移行、あるいは、パルス電流からバイアス電流への移行は、自動的且つ連続的に行なうことができる。また、電流制限値を決定する基準パルス電流は任意に設定することができるので、制御の移行点を自由に変えることもできる。
【００７０】
（実施の形態２）
図７は、実施の形態２として、アノード駆動タイプのレーザーダイオード駆動回路を示すものである。図７中で使用している参照番号は実施の形態１と同じなので、図中の構成要素についての説明は省略する。
【００７１】
図７において、フォトダイオード４２の出力のモニタ電流ＩＭは電流電圧変換回路４３に入力され、電流電圧変換回路４３の出力電圧ＶＭはコンパレータ３１の負入力端子に入力されている。コンパレータ３１の正入力端子には所望の光量に相当する基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力され、コンパレータ３１の出力はサンプルホールド回路３２に入力されている。サンプルホールド回路３２には、ホールドコンデンサ３３が接続されている。サンプルホールド回路３２の出力電圧Ｖｅｒｒは、可変ｇｍアンプ３４の正入力端子に入力されている。
【００７２】
可変ｇｍアンプ３４には基準電流としてＩ０が入力されており、その負入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ２が入力され、２つの入力電圧Ｖｅｒｒ、Ｖｒｅｆ２の電位差に応じて出力される電流が発光量を決定するレーザー駆動電流ＩＬＤ（＝ｋ・Ｉ０）となる。レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤは、電流制限回路３５と電流バッファ３７に入力されており、電流制限回路３５の出力をレーザーダイオード４１の出力光に光パルス変調信号の振幅レベルを与える電流とし、電流制限回路３５には電流制限値として基準パルス電流ＩＰ０が入力されている。
【００７３】
電流制限回路３５の出力電流はスイッチング回路３６に入力され、電流バッファ３７の出力電流とスイッチング回路３６の出力電流（この電流をパルス電流ＩＰとする）は電流減算回路３９にて電流減算され、減算した電流をレーザーダイオード４１のアノードに供給する。ここで、電流制限回路３５の特性は、実施の形態１と同じように、制御関数ｋの変化に対して図４の（ａ）の曲線に示すような特性を持つものとする。
【００７４】
次に、本実施の形態の動作について説明する。なお、ＡＰＣ動作中は、スイッチング回路３６はオフ状態であるとする。スイッチング回路３６がオフの状態で、レーザーダイオード４１からの出力光をフォトダイオード４２で検出することで、フォトダイオード４２にはモニタ電流ＩＭが流れる。モニタ電流ＩＭを電流電圧変換回路４３を用いてモニタ電圧ＶＭに変換し、モニタ電圧ＶＭと所望の光量に相当する基準電圧Ｖｒｅｆ１とをコンパレータ３１で比較し、その結果をサンプルホールド回路３２を介して誤差電圧Ｖｅｒｒとして可変ｇｍアンプ３４に出力する。可変ｇｍアンプ３４では、誤差電圧Ｖｅｒｒと基準電圧Ｖｒｅｆ２との電位差により制御関数ｋが決定され、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤ（＝ｋ・Ｉ０）が制御される。
【００７５】
サンプルホールド回路３２がホールド状態の時は、電流制限回路３５から出される電流が、光パルス変調時にレーザーダイオード駆動信号ＩＤＬに変調信号を与える電流となり、スイッチング回路３６に入力される。レーザーダイオード４１にパルス変調を与えるには、スイッチング回路３６を入力データに応じオン／オフさせる。スイッチング回路３６の出力電流（この電流をパルス電流ＩＰとする）と電流バッファ３７の出力電流は電流減算回路３９に入力され、電流バッファ３７の出力電流からパルス電流ＩＰを減算された電流がレーザーダイオード４１のアノードに供給される。
【００７６】
このとき、電流バッファ３７の出力電流からパルス電流ＩＰを減算した電流が、光パルス変調におけるローレベルを決める電流となり、この電流がバイアス電流ＩＢとなる。
【００７７】
また、本実施の形態においても、基準パルス電流ＩＰ０の値を変えることで、パルス電流制御からバイアス電流制御への制御移行点、あるいは、バイアス電流制御からパルス電流制御への制御移行点を自由に変えることができる。さらに、バイアス電流ＩＢは、レーザー駆動電流ＩＬＤとパルス電流ＩＰの差から決定しているので、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤは、制御の移行点に関係なくコンパレータ３１が出力する誤差電圧Ｖｅｒｒによってのみ決定される。
【００７８】
以上説明したとおり本実施の形態によれば、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤからパルス電流ＩＰを減じた電流をレーザーダイオード４１のアノードに供給することで、実施の形態１と同様に、温度変化に応じたレーザーダイオード駆動電流ＩＬＤの値によりパルス電流制御とバイアス電流制御の両方またはいずれかを選択的に行ってレーザーダイオードの発光動作を制御して同様の効果を得ることができる。
【００７９】
（実施の形態３）
一般的に、レーザーダイオードの温度特性は、図１２に示したように、動作温度が上昇するとしきい値が増大し、所望の光量を得るためには、レーザーダイオード駆動電流を大きくする必要があることはこれまで述べてきた。しかし、レーザーダイオードの温度特性にはもう一つ特有の現象がある。この現象は、レーザー発振領域でのスロープ効率（微分効率ともいう）が低下するというものである。
【００８０】
したがって、光パルス変調を行なう上でレーザーダイオードの消光比を十分に確保するためには、スロープ効率の低下に伴いパルス電流を大きくしなければならない。
【００８１】
本発明を適用した画像形成装置に用いられる発光素子駆動回路では、実施の形態１、２の構成において電流制限回路の電流制限能力を有限なものにすることで、この問題点に対応することができる。
【００８２】
すなわち、例えば図４の（ｂ）の曲線のように、本発明を適用した画像形成装置に用いられる発光素子駆動回路におけるバイアス電流制御領域で、レーザーダイオード駆動電流の増加に伴いパルス電流もわずかに増加させるような電流制限能力を持たせればよい。曲線（ｂ）が示す特性を電流制限回路に持たせることは簡単なことであり、その実施例の構成例を図８に示す。
【００８３】
電流制限回路８０の電流制限値を与える基準パルス電流ＩＰ０は、ダイオード８１のアノードとオペアンプ８５の正入力端子に供給されており、ダイオード８１のカソードは抵抗Ｒ８１の上端に接続されている。抵抗Ｒ８１の他端は接地されている。オペアンプ８５の出力は、トランジスタＱ２のベースに接続されている。トランジスタＱ２のコレタタは電源電圧Ｖｃｃに接続されており、トランジスタＱ２のエミッタは、抵抗Ｒ８２の一端と定電流源Ｉ１とオペアンプ８５の負入力端子に接続されている。
【００８４】
一方、電流制限回路８０の入力であるレーザーダイオード駆動電流ＩＬＤは、ダイオード８９のアノードと可変ｇｍアンプ８７の出力に供給されている。ダイオード８９のカソードは、トランジスタＱ６のコレクタおよびベースと、トランジスタＱ８のベースと、オペアンプ８６の正入力端子に接続されている。トランジスタＱ４のコレクタは可変ｇｍアンプ８７の基準電流入力端子に接続されており、オペアンプ８６の出力はトランジスタＱ４のベースに接続されている。トランジスタＱ４のエミッタは、抵抗Ｒ８２の他端とオペアンプ８６の負入力端子に接続されている。
【００８５】
トランジスタＱ６のエミッタは抵抗Ｒ８３の上端に接続され、トラシジスタＱ８のエミッタは抵抗Ｒ８４の上端に接続されている。抵抗Ｒ８３および抵抗Ｒ８４の他端は接地されている。出力電流ＩＰは、トランジスタＱ８のコレクタより取り出すことができる。なお、抵抗Ｒ８２の抵抗値をＲ１，抵抗Ｒ８１，Ｒ８３，Ｒ８３の抵抗値をＲ２とし、可変ｇｍアンプ８７には制御関数αを決定する電位差Ｖｃが入力され、電流ゲインを１とする。
【００８６】
次に、上記構成の電流制限回路８０の動作について説明する。まず、基本動作を簡単に説明するために、可変ｇｍアンプ８７の制御関数αは、α＝１とする。
【００８７】
入力電流（レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤ）が基準パルス電流ＩＰ０以下のときは抵抗Ｒ８２に電流は流れず、出力電流ＩＰとして入力電流ＩＬＤがそのまま出力される。
【００８８】
入力電流ＩＬＤが基準パルス電流ＩＰ０以上になったとき、抵抗Ｒ８２の両端で電位差が発生して電流が流れ、電流制限動作が行われる。この時の出力電流ＩＰは、以下の式で与えられる。ただし、トランジスタＱ２、Ｑ４の各エミッタ電圧をＶｌＥ、Ｖ２Ｅ、トランジスタＱ６のベースエミッタ間電圧をＶＢＥ、ダイオード８１の順方向電圧をＶＦとする。
【００８９】
【数３】

ここで、ＶＦ＝ＶＢＥとすると、
【００９０】
【数４】

ゆえに、（２）式を（１）式に代入して、
【００９１】
【数５】

ここで、係数ａが非常に大きな値となるように抵抗比を選ぶと、図８の構成の電流制限回路８０の制限能力を非常に強力なものとすることができ、出力電流ＩＰは、ほぼＩＰ＝ＩＰ０となる。反対に係数ａが小さな値となるように抵抗比を選ぶと、電流制限回路８０の電流制限能力を弱くすることができ、出力電流ＩＰは（３）式で与えられる電流値になる。
【００９２】
したがって、抵抗比を選択して（３）式における係数ａの値をスロープ効率の温度変化に合った適切な値にすることで、本発明を適用した画像形成装置に用いられる発光素子駆動回路におけるバイアス制御領域でのパルス電流の増加分を制御することができる。これにより、レーザーダイオード駆動電流が増加し、スロープ効率が低下しても、十分な消光比を確保することができる。
【００９３】
さらに、上記の説明において可変ｇｍアンプ８７の制御係数αを１としていたが、可変ｇｍアンプ８７に入力される電位差Ｖｃを制御することで制御関数αを変化させ、これにより見掛け上の係数ａを可変することもできる。したがって、一度設定した抵抗Ｒ８１〜Ｒ８４の値を変えることなく、本発明を適用した画像形成装置に用いられる発光素子駆動回路におけるバイアス制御領域でのパルス電流の増加分を制御することができ、スロープ効率の温度特性が異なるレーザーダイオードにも対応することができる。
【００９４】
以上説明したとおり本実施の形態によれば、スロープ効率の温度特性を考慮し、レーザーダイオード駆動電流ＩＬＤが基準パルス電流以上で増加したとき、電流制限回路の出力電流がある関数で増加するように電流制限能力を有限なものすることで、バイアス電流制御領域でパルス電流が徐々に増加していくので、レーザーダイオード駆動電流が増加しレーザ発振領域のスロープ効率が低下しても、消光比を十分に確保することができる。また、入力する電位差を可変して可変ｇｍアンプの制御関数を制御することで、一度設定した抵抗値を変えることなく電流制御能力を制御することもできる。
【００９５】
【発明の効果】
以上説明した様に本発明によれば、パルス電流に上限を設定すべく、パルス電流が所定レベルを超えないように該パルス電流を所定レベルに制限する制限手段を設け、この制限による駆動電流の不足分をバイアス電流として供給する様に構成し、これにより、必要とされる駆動電流が比較的大きい条件（高温）においては、変調電流のみで駆動電流を達成するのではなく、入力信号に対するレーザ発光の応答性が損なわれない様、補助的にバイアス電流を付加することでバイアス電流を調整し、一方、必要とされる駆動電流が比較的小さい条件（低温）においては、バイアス電流を供給することなく、パルス電流のみで駆動電流を達成してパルス電流を調整するため、従来方式に比べ広い動作温度範囲内で、良好な画像形成を行えるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した画像形成装置の実施の形態１を示す側面透視図である。
【図２】図１中の要部の構成を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態１におけるレーザーダイオード駆動回路の構成図である。
【図４】本発明で使用する電流制限回路の特性図である。
【図５】本発明の実施の形態におけるレーザーダイオード駆動回路の制御関数ｋに対するパルス電流とバイアス電流の関係を示す特性図である。
【図６】本発明の実施の形態における動作温度の変化に対するパルス電流とバイアス電流の関係を示す特性図である。
【図７】本発明の実施の形態２におけるレーザーダイオード駆動回路の構成図である。
【図８】本発明の実施の形態３における電流制限回路の構成図である。
【図９】従来の画像形成装置におけるレーザーダイオード駆動回路の回路図である。
【図１０】従来の画像形成装置におけるパルス電流制御によるレーザーダイオード駆動回路の回路図である。
【図１１】従来の画像形成装置におけるバイアス電流制御によるレーザーダイオード駆動回路の回路図である。
【図１２】レーザーダイオードの温度変化に対する駆動電流の関係を示す特性図である。
【図１３】従来の画像形成装置における駆動回路の動作温度の変化に対するパルス電流とバイアス電流の関係を示す特性図である。
【符号の説明】
３１，１０１コンパレータ
３２，１０３サンプルホールド回路
３３，１０４ホールドコンデンサ
３４，８７可変ｇｍアンプ
３５電流制限回路
３６，１０７スイッチング回路
３７，３８電流バッファ
３９電流減算回路
４０電流加算回路
４１，１１１レーザーダイオード
４２，１１２フォトダイオード
４３電流電圧変換回路
８１，８９ダイオード
１０２，１０６基準電圧源
１０５電流増幅回路
１０８基準電流源
１０９バイアス電流源
１１０モニタ抵抗
１１３基準バイアス電流源
１１４パルス電流源
１１５基準パルス電流源
Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８トランジスタ
Ｒ８１〜Ｒ８４抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an image forming apparatus, and more particularly, a copying machine, a printer, and a facsimile machine that drives a laser light source based on a detection signal obtained by detecting laser light from a laser light source to expose a photoconductor to form a latent image on a photosensitive surface. The present invention relates to an image forming apparatus such as an apparatus.
[0002]
[Prior art]
Laser diodes are used as light-emitting elements to convert electrical pulse signals into optical pulses in digital optical communication and electrophotographic image forming apparatuses, and the amount of light emitted can be as desired even if the operating temperature of the elements changes. It is required that the amount of light be obtained. However, the light emission characteristics of the laser diode are largely dependent on the operating temperature, and it is necessary to control the laser diode driving current by the light emitting element driving circuit in order to obtain a desired light amount as the operating temperature changes.
[0003]
FIG. 9 shows a configuration of a laser diode driving circuit based on pulse current control of a cathode driving type laser as a first conventional example.
[0004]
In FIG. 9, 101 is a comparator, 102 and 106 are reference voltage sources, 103 is a sample hold circuit (S / H), 104 is a hold capacitor (CH), 105 is a current amplifier circuit, 108 is a reference current source (I0), 107 is a switching circuit (SW), 111 is a laser diode (LD), 112 is a photodiode (PD), and 110 is a monitor resistor (RM).
[0005]
In the conventional example of FIG. 9, the switching circuit 107 is in an ON state during the period in which the sample hold circuit 103 is in the sampling state (hereinafter referred to as APC: (Automatic Power Control) operation), and the input data (DATA) Is set so that the laser diode 111 emits light entirely. By monitoring the light amount from the laser diode 111 with the photodiode 112 so that the light emission amount of the laser diode 111 becomes a desired light amount, and passing the monitor current IM generated in the photodiode 112 to the monitor resistor 110, the monitor resistor terminal 110. Generates a monitor voltage VM. The current amplification circuit 105 controls the laser diode drive current based on the reference current source 108 so that the monitor voltage VM is constant (that is, the light emission amount is constant).
[0006]
During the hold period of the sample hold circuit 103, the switching circuit 107 turns on / off the laser diode drive current according to the input data, thereby giving a pulse modulation signal to the laser diode 111.
[0007]
However, in the configuration of FIG. 9, when the operating frequency of optical pulse modulation increases, the light emission delay peculiar to the laser diode becomes a problem, and the transient characteristics of the modulated optical pulse deteriorate.
[0008]
FIG. 10 shows a second conventional example which is one of the techniques for solving the problems of the first conventional example. In the second conventional example, a direct current bias current is added to the laser diode driving current in order to improve the transient characteristics of the optical pulse due to the light emission delay of the laser diode. Since the basic configuration is the same as that of the first conventional example of FIG. 9, detailed description thereof is omitted. Reference numeral 109 denotes a current source (IB) that provides a bias current, and reference numeral 115 denotes a reference pulse current source (IP0).
[0009]
Also in the conventional example of FIG. 10, the switching circuit 107 is in the ON state during the APC operation, and the input data is set so that the laser diode 111 is in a full emission state. Based on the monitor voltage VM obtained by the configuration of the photodiode 112 and the monitor resistor 110, the pulse current IP is controlled by the current amplification circuit 105 from the reference pulse current IP0 so that the light emission amount of the laser diode 111 becomes constant in the entire light emission state. Then, the laser diode drive current ILD is determined by superimposing the pulse current IP and the bias current IB.
[0010]
Further, during the hold period, the switching circuit 107 turns on / off the pulse current IP according to the input data, thereby giving the laser diode drive current ILD pulse pulse modulation signal.
[0011]
In the conventional example of FIG. 10, the light emission delay of the laser diode 111 cannot be effectively reduced unless the bias current IB is applied to the vicinity of the threshold current at which the laser diode 111 emits light.
[0012]
However, in the conventional example of FIG. 10, the oscillation threshold current of the laser diode 111 changes with the operating temperature as described above, and also changes with individual elements, so that the light pulse is not completely turned off. There is a high possibility that a sufficient extinction ratio cannot be obtained. Therefore, in actual use, it is difficult to set the bias current at a fixed value near the threshold current.
[0013]
FIG. 11 shows a third conventional example. The third conventional example is obtained by adding a bias current to the drive current as in the second conventional example. However, the target of the current to be controlled is the bias current, and the pulse current is fixed. Detailed descriptions of the same reference numerals as those in FIG. 9 are omitted. Reference numeral 113 is a reference bias current source (IB0) that determines the bias current IB, and 114 is a pulse current source (IP) that provides a pulse current IP.
[0014]
Also in the conventional example of FIG. 11, during the APC operation, the switching circuit 107 is in an on state, and the input data is set so that the laser diode 111 is in a light emitting state. Based on the error voltage between the monitor voltage VM obtained by the configuration of the photodiode 112 and the monitor resistor 110 and the reference voltage Vref1 corresponding to the desired light amount so that the light emission amount of the laser diode 111 becomes a desired value in the light emission state. The reference bias current IB0 is controlled by the current amplification circuit 105 to control the bias current IB, and the laser diode drive current ILD is controlled. Further, during the hold period, the pulse current IP is turned on / off by the switching circuit 107 in accordance with the input data, whereby pulse data is given to the laser diode drive current ILD to perform optical pulse modulation.
[0015]
However, in the conventional example of FIG. 11, when the laser diode drive current may be small, such as when the laser diode 111 is operated at a low temperature, there is a possibility that the bias current becomes unnecessary and falls into the platform functioning state.
[0016]
Hereinafter, the case of falling into an uncontrollable state will be described in more detail.
[0017]
FIG. 12 shows the relationship between the laser drive diode current and the light output due to the change in the operating temperature of a general laser diode.
[0018]
As the operating temperature rises, the threshold current increases and the laser diode drive current IDL increases. In this case, the problem described above does not occur. On the contrary, when the operating temperature is lowered, the threshold current is lowered and the laser diode driving current IDL is reduced, so that the bias current IB is decreased in order to set the optical output p from the laser diode to a desired value. However, when the bias current IB is unnecessary and a desired light output can be obtained with a value smaller than the set value of the pulse current IP, it becomes impossible to control the light amount to be constant. This is because the pulse current IP, which is a fixed value, cannot be set below the set value.
[0019]
In addition, there is another characteristic phenomenon in the temperature characteristics of laser diodes. A unique phenomenon is that the slope efficiency (also referred to as differential efficiency) in the laser oscillation region decreases. Therefore, when optical pulse modulation is performed, if the laser diode drive current increases due to an increase in operating temperature, etc., and the slope efficiency decreases, a sufficient extinction ratio of the laser diode can be secured unless the pulse current is increased. Can not.
[0020]
FIG. 13 shows the relationship between the change in the laser drive current ILD with respect to the temperature change and the ratio of the pulse current and the bias current.
[0021]
When the operating temperature Ta decreases from a high temperature to a low temperature, the laser drive current ILD decreases. Furthermore, it is possible to control the amount of light emitted from the laser diode to be constant until the operating temperature is lowered and the bias current IB is IB = 0. However, if the bias current IB is unnecessary, the control cannot be performed. End up. That is, in region A in FIG. 13, a current that decreases the pulse current IP is required, and thus it is not possible to perform control to obtain a desired light amount.
[0022]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the conventional technique, in order to ensure the high speed of the light emitting operation of the laser diode, a direct current close to the oscillation threshold current is usually supplied as a bias current, and a pulse current corresponding to the input data is supplied. Is superimposed on the bias current to supply current to the laser diode. As a driving method of the light emitting operation of the laser diode, there are a pulse current control and a bias current control, each having advantages and disadvantages.
[0023]
In bias current control, high speed can be secured in optical pulse modulation, but there is a possibility that the laser light extinction ratio cannot be sufficiently obtained due to changes in the oscillation threshold current and slope efficiency due to changes in the operating temperature of the laser diode. If the bias current is high and the bias current is less than or equal to zero, it is impossible to control the light quantity to a desired level. On the other hand, in the pulse current control, by setting the bias current so as not to exceed the threshold current at any operating temperature, a sufficient extinction ratio of the laser beam can be ensured, but optical pulse modulation with a high frequency was performed. Sometimes the transient characteristics of the light pulse become worse.
[0024]
Accordingly, the present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to provide an image forming apparatus that solves the above problems.
[0025]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, the apparatus of the present invention according to claim 1 includes a determining means for determining a driving current value for the light source to generate a light beam having a desired light amount, and a driving current determined by the determining means. Means for supplying a pulsed current modulated in accordance with an input signal to the light source based on the value, and generating an image by generating a modulated light beam having a desired light amount from the light source. Limiting means for limiting the pulse current to the limit value is provided so that the amplitude of the pulse current does not exceed a predetermined limit value, and the amplitude value of the pulse current limited by the limit means and the drive determined by the determination means A difference from the current value is configured to be supplied to the light source regardless of the input signal.
[0026]
The apparatus of the present invention according to claim 2 further comprises monitor means for monitoring the light quantity of the light beam generated from the light source, and the determining means is configured to drive the drive based on the light quantity monitored by the monitor means. It has a means to determine the value of electric current, It is characterized by the above-mentioned.
[0027]
According to a third aspect of the present invention, the determining means includes a current amplifier.
[0028]
According to a fourth aspect of the present invention, the light source is a semiconductor laser.
[0029]
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided an apparatus according to the present invention, wherein a current subtracting means for subtracting an amplitude of the limited pulse current from the drive current determined by the determining means, an output of the current subtracting means, and the limiting Current adding means for adding the pulse current limited by the means, and supplying the output of the current adding means to the cathode of the semiconductor laser.
[0030]
The apparatus of the present invention of claim 6 further comprises current subtracting means for subtracting the pulse current limited by the limiting means from the drive current determined by the determining means, and the output of the current subtracting means is The semiconductor laser is supplied to the anode of the semiconductor laser.
The apparatus of the present invention according to claim 7 is characterized in that the limiting means limits the amplitude of the pulse current based on the value of the driving current.
[0031]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0032]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a side perspective view showing Embodiment 1 of an image forming apparatus to which the present invention is applied.
[0033]
The copying machine 1 shown in FIG. 1 is a kind of image forming apparatus, and the originals stacked on the original feeder 2 are sequentially conveyed onto the original table glass surface 3 one by one. When the document is conveyed on the platen glass surface, the lamp 5 in the scanner unit 4 is turned on, and the scanner unit 4 moves in the X direction in the drawing to irradiate the entire document surface.
[0034]
The reflected light from the original passes through the lens system 7 after passing through the

mirrors

6a, 6b, 6c, and forms an image described on the original on the imaging surface of the linear image sensor 8 extending in the Z direction in the figure. The linear image sensor 8 photoelectrically converts the formed image and outputs an image signal. This image signal is subjected to processing such as correlated double sampling and waveform shaping by a signal processing circuit (not shown), and then temporarily stored in an image memory (not shown) composed of, for example, a DRAM and read again. It is. The read image signal is input to the exposure control unit 9.
[0035]
The exposure control unit 9 includes a semiconductor laser corresponding to a light source, and the semiconductor laser is controlled in light emission timing according to an image signal read from the image memory. A laser beam from the semiconductor laser is applied to the rotary polygon mirror 10. The cylindrical photosensitive drum 11 rotates in the clockwise direction (CW) in the figure, and the photosensitive surface is uniformly charged by the charger 12. The reflected light from the rotary polygon mirror 10 is reflected by the mirror 6d and then is irradiated onto the photosensitive surface of the photosensitive drum 11 to remove a part of the charged electric charge, thereby forming an electrostatic latent image on the photosensitive surface. For example, a gas laser may be used as a light source instead of the semiconductor laser. In this case, however, a light modulation device that performs light modulation at high speed is required.
[0036]
Here, FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a main part in FIG. In FIG. 2, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the mirror 6a is omitted.
[0037]
The laser beam L from the semiconductor laser 20 is made into substantially parallel light by the collimator lens 21 and the diaphragm 22 and enters the rotary polygon mirror 10 through a predetermined beam. The rotary polygon mirror 10 rotates at a constant angular speed in the counterclockwise direction (CCW) in the figure. By this rotation, the laser beam L incident on the rotary polygon mirror 10 is reflected as a deflected beam Ld that continuously changes the reflection angle.
[0038]
The deflected beam Ld, which is arc scanning light, is focused by the f-θ lens 23 and focused on a straight line on the photosensitive surface of the photosensitive drum 11. At the same time, since the f-θ lens 23 corrects the distortion so as to guarantee the temporal linearity of scanning, the deflection beam Ld scans the photosensitive surface of the photosensitive drum 11 at a constant speed in the direction of the arrow in the figure. The formation of the electrostatic latent image on the photosensitive drum 11 is performed by variably controlling the light emission timing of the semiconductor laser 20 according to the image signal from the image memory.
[0039]
The beam detector 24 detects the deflected beam Ld from the rotary polygon mirror 10, and the drive timing of the semiconductor laser 20 is controlled so that the modulation of the laser beam L is started based on the image signal after a predetermined time corresponding to the distance d. . Thereby, the recording start position of the image on the photosensitive surface of the photosensitive drum 11 can be made constant.
[0040]
Returning to FIG. 1, the electrostatic latent image is formed on the photosensitive drum 11 by exposing the photosensitive surface by removing the electric charge on the photosensitive surface in accordance with the image signal by the deflection beam Ld. The electrostatic latent image is developed by applying toner by the developing device 13. In accordance with the timing at which the electrostatic latent image formed on the photosensitive drum 11 is developed, the transfer paper is conveyed from the transfer

paper stacking portion

14a or 14b to a position near the photosensitive drum 11 by the conveyance mechanism.
[0041]
Then, the developed image is transferred to the transfer paper by the transfer paper passing between the transfer device 15 disposed below the photosensitive drum 11 and the photosensitive drum 11. Thereafter, the image on the transfer paper is heated by the fixing device 16 and fixed on the transfer paper. The transferred paper on which the image has been fixed and printing has been completed is discharged onto a predetermined tray of the multi-tray apparatus 18 by a discharge roller 17.
[0042]
FIG. 3 shows a first embodiment of a light emitting element driving circuit for driving a cathode driving type laser diode used in an image forming apparatus to which the present invention is applied.
[0043]
In FIG. 3, 31 is a comparator, 32 is a sample hold circuit (S / H), 33 is a hold capacitor (CH), 34 is a variable gm amplifier, 35 is a current limiting circuit (LIM), 36 is a switching circuit (SW),

Reference numerals

37 and 38 denote current buffers, 39 denotes a current subtraction circuit, 40 denotes a current addition circuit, 41 denotes a laser diode (LD), 42 denotes a photodiode (PD), and 43 denotes a current-voltage conversion circuit (I / V).
[0044]
First, the definition of the variable gm amplifier 34 used in the present embodiment will be described. The variable gm amplifier 34 is a current amplifier that receives two voltages and one reference current Iin, and has an output current that has a function with respect to the reference current Iin. The output current Iout of the variable gm amplifier 34 is expressed by the following equation where the potential difference between the two input voltages is Δvi. Here, the gain of the variable gm amplifier 34 is assumed to be 1 in order to simplify the description.
[0045]
[Expression 1]
Iout = f (Δvi) · Iin = k · Iin
However, k = f (Δvi)
Here, k takes a value of 0 ≦ k ≦ 1, and is hereinafter referred to as a control function k.
[0046]
When the input potential difference Δvi changes between −1 and +1, the control function k and the output current Iout are assumed to change as follows. In the change range, it is assumed that the control function k and the output current Iout change linearly.
[0047]
[Expression 2]
Δvi = −1 to 0 to +1
k = 0 to 0.5 to 1
Iout = 0-Iin / 2-Iin
In FIG. 3, the monitor current IM output from the photodiode 42 is input to the current-voltage conversion circuit 43, and the output voltage VM of the current-voltage conversion circuit 43 is input to the negative input terminal of the comparator 31. A reference voltage Vref 1 corresponding to a desired light amount is input to the positive input terminal of the comparator 31, and an output of the comparator 31 is input to the sample hold circuit 32. A hold capacitor 33 is connected to the sample hold circuit 32. The output voltage Verr of the sample hold circuit 32 is input to the positive input terminal of the variable gm amplifier 34.
[0048]
The reference voltage Vref2 is input to the negative input terminal of the variable gm amplifier 34, and I0 is input as the reference current. The laser output current determines the amount of light emission according to the potential difference between the two input voltages Verr and Vref2. The diode driving current ILD (= k · I0) is obtained. The laser diode drive current ILD is input to the current limiting circuit 35 and the current buffer 37. A reference pulse current IP0 is input to the current limiting circuit 35 as a current limiting value, and the output of the current limiting circuit 35 is a current that gives the output light of the laser diode 41 the amplitude level of the optical pulse modulation signal.
[0049]
The output current of the current limiting circuit 35 is input to the switching circuit 36 and the current buffer 38. The output current of the current buffer 37 and the output current of the current buffer 38 are subtracted by a current subtracting circuit 39, and the subtracted current is defined as a low-level current at the time of pulse modulation and is referred to as a bias current IB. The output current IP (which is referred to as a pulse current) of the switching circuit 36 and the bias current IB are added by the current adding circuit 40. The added current is supplied to the cathode of the laser diode 41.
[0050]
Here, the input / output characteristics of the current limiting circuit 35 are such that the maximum value of the output current IP is constant with respect to the increase of the input laser diode driving current ILD as shown by the curve in FIG. k2 · IPO = IP0).
[0051]
Next, an operation for determining the laser diode drive current ILD in the present embodiment will be described.
[0052]
During the APC operation, it is assumed that the switching circuit 36 is in an ON state, and input data (DATA) based on the image signal is set so that the laser diode 41 is in a full emission state. By monitoring the optical output of the laser diode 41 with the photodiode 42 while the switching circuit 36 is on, the monitor current IM flows to the current-voltage conversion circuit 43, and the monitor voltage VM is output to the output of the current-voltage conversion circuit 43. appear.
[0053]
The comparator 31 compares the monitor voltage VM with a reference voltage Vref1 corresponding to a desired light quantity, and outputs the result to the variable gm amplifier 34 as an error voltage Verr via the sample hold circuit 32. The variable gm amplifier 34 determines the control function k based on the potential difference between the error voltage Verr and the reference voltage Vref2, and controls the laser diode drive current ILD.
[0054]
When the control function k changes linearly from 0 to 1, the laser diode drive current ILD also changes linearly, and the pulse current IP and bias current IB at that time are determined as follows. Note that the variable k1 used below is a control function value when the current control starts working, and the variable k2 is a control function value when the current control works completely.
[0055]
(1) When the control function k is in the range of 0 ≦ k ≦ k1, since the laser diode driving current ILD is smaller than the reference pulse current IP0, the current limiting circuit 35 does not operate and the laser diode driving current ILD becomes the pulse current IP. That is, in the region of 0 ≦ k ≦ k1, the laser diode 41 is controlled in light emission operation by pulse current control.
[0056]
(2) When the control function k is in the range of k1 ≦ k ≦ k2, the laser diode driving current ILD approaches the reference pulse current IP0. There will be a difference. The difference between the current ILD and the current IP becomes the bias current IB, and the bias current IB gradually increases as the control function k further increases. That is, the region of k1 ≦ k ≦ k2 is a region where the pulse current control is shifted to the bias current control, and the laser diode 41 is controlled to emit light in a state where the pulse current control and the bias current control are mixed.
[0057]
(3) When the control function k is in the range of k2 ≦ k ≦ 1, since the laser diode drive current ILD is larger than the reference pulse current IP0, the current control circuit 35 operates sufficiently, and the pulse current IP is a current limit value. And the bias current IB increases linearly. That is, in the region of k2 ≦ k ≦ 1, the laser diode 41 is controlled in light emission operation by bias current control.
[0058]
FIG. 5 illustrates the above description, and the laser diode driving circuit of the present embodiment can continuously shift from pulse current control to bias current control. Also, control can be performed in a state where both are mixed during the transition. Further, the laser diode drive circuit of the present embodiment can continuously perform a shift from the bias current control to the pulse current control in the direction opposite to the above description.
[0059]
When the sample hold circuit 32 is in the hold state, the control function k is determined by the error voltage Verr held by the hold capacitor 33, the laser diode drive current ILD is determined, and the pulse current IP and the bias current IB are also determined. The
[0060]
In order to perform optical pulse modulation according to the input data, the switching circuit 36 is turned on / off according to the input data.
[0061]
FIG. 6 is a diagram showing the laser diode drive current in the present embodiment when the operating temperature changes, and corresponds to FIG.
[0062]
The ratio of the pulse current IP and the bias current IB constituting the laser diode drive current ILD on the vertical axis has the relationship shown in the figure with respect to the operating temperature Ta on the horizontal axis. As can be seen from a comparison between FIG. 6 and FIG. 13, when this embodiment is used, it is possible to control even an area that cannot be controlled by the conventional technique (an area corresponding to the area A shown in FIG. 13). That is, when the operating temperature Ta is high, the pulse current is constant and the bias current control can be performed. When the operating temperature Ta is low, the control range can be widened by the pulse current control.
[0063]
Further, a further feature of the present embodiment is that by changing the value of the reference pulse current IP0 that is the current limit value of the current limit circuit 35, the transition point of the control from the pulse current control to the bias current control, or the bias This is the point at which the control transition point from the current control to the pulse current control can be freely changed. In other words, when the reference pulse IP0 is set to be equal to or greater than the maximum laser diode driving current ILD, the light emitting operation of the laser diode 41 is performed by pulse current control.
[0064]
Further, since the bias current IB is determined from the difference between the laser drive current ILD and the pulse current IP, the laser diode drive current ILD is determined only by the error voltage Verr output from the comparator 31 regardless of the control transition point. .
[0065]
As described above, in the present embodiment, the pulse current IP is determined from the laser diode drive current IDL controlled so as to obtain a desired light amount by the variable gm amplifier 34 using the current limiting circuit 35 and the switching circuit 36. Further, the difference between the laser diode driving current IDL and the pulse current IP is obtained by the current subtracting circuit 39 to obtain the bias current IB, and the pulse current IP and the bias current IB superimposed by the current decrementing and adding circuit 40 are used for the laser diode 41. Supplying to the cathode.
[0066]
As a result, during low temperature operation where the laser diode drive current IDL is small, the laser diode drive current IDL is less than or equal to the limit value of the current limit circuit 35, and all of the laser diode drive current IDL is only the pulse current IP and the pulse current IP. Control becomes possible. Therefore, the light emitting operation of the laser diode 41 is controlled by controlling the laser diode drive current IDL only by pulse current control.
[0067]
The laser diode driving current IDL approaches the limit value (reference pulse current value) of the current limiting circuit 35, the increase amount of the pulse current IP gradually decreases, the laser diode driving current IDL is small, and the bias current IB is unnecessary. In some cases, the difference between the laser diode drive current IDL and the pulse current IP is generated as the bias current IB. That is, at this time, the light emission operation of the laser diode 41 is controlled by controlling the laser diode drive current IDL in a state where pulse control and bias control are mixed.
[0068]
Further, during high temperature operation that requires a large amount of laser diode drive current IDL due to changes in the operating temperature of the laser diode 41, the laser diode drive current IDL is greater than or equal to the limit value of the current limit circuit 35, and the pulse current IP is the current limit circuit 35. The bias current IB is the difference between the laser diode drive current IDL and the pulse current IP. Therefore, the light emitting operation of the laser diode 41 is controlled by controlling the laser diode drive current IDL only by bias current control.
[0069]
The transition of the control, that is, the transition from the bias current control to the pulse current control, or the transition from the pulse current to the bias current can be performed automatically and continuously. Further, since the reference pulse current for determining the current limit value can be set arbitrarily, the transition point of control can be freely changed.
[0070]
(Embodiment 2)
FIG. 7 shows an anode drive type laser diode drive circuit as a second embodiment. Since the reference numbers used in FIG. 7 are the same as those in the first embodiment, description of components in the figure is omitted.
[0071]
In FIG. 7, the monitor current IM output from the photodiode 42 is input to the current-voltage conversion circuit 43, and the output voltage VM of the current-voltage conversion circuit 43 is input to the negative input terminal of the comparator 31. A reference voltage Vref 1 corresponding to a desired light amount is input to the positive input terminal of the comparator 31, and the output of the comparator 31 is input to the sample hold circuit 32. A hold capacitor 33 is connected to the sample hold circuit 32. The output voltage Verr of the sample hold circuit 32 is input to the positive input terminal of the variable gm amplifier 34.
[0072]
The variable gm amplifier 34 is input with I0 as a reference current, the negative input terminal thereof is supplied with the reference voltage Vref2, and the current output according to the potential difference between the two input voltages Verr and Vref2 determines the light emission amount. Laser drive current ILD (= k · I0). The laser diode driving current ILD is input to the current limiting circuit 35 and the current buffer 37, and the output of the current limiting circuit 35 is set to a current that gives the output light of the laser diode 41 the amplitude level of the optical pulse modulation signal. A reference pulse current IP0 is input to 35 as a current limit value.
[0073]
The output current of the current limiting circuit 35 is input to the switching circuit 36. The output current of the current buffer 37 and the output current of the switching circuit 36 (this current is referred to as a pulse current IP) are subtracted by the current subtracting circuit 39 and subtracted. The supplied current is supplied to the anode of the laser diode 41. Here, the characteristic of the current limiting circuit 35 is assumed to have the characteristic shown by the curve in FIG. 4A with respect to the change of the control function k, as in the first embodiment.
[0074]
Next, the operation of the present embodiment will be described. It is assumed that the switching circuit 36 is off during the APC operation. The monitor current IM flows through the photodiode 42 by detecting the output light from the laser diode 41 with the photodiode 42 in a state where the switching circuit 36 is OFF. The monitor current IM is converted into the monitor voltage VM using the current-voltage conversion circuit 43, the monitor voltage VM is compared with the reference voltage Vref1 corresponding to the desired light quantity by the comparator 31, and the result is passed through the sample hold circuit 32. The error voltage Verr is output to the variable gm amplifier 34. In the variable gm amplifier 34, the control function k is determined by the potential difference between the error voltage Verr and the reference voltage Vref2, and the laser diode drive current ILD (= k · I0) is controlled.
[0075]
When the sample hold circuit 32 is in the hold state, the current output from the current limiting circuit 35 becomes a current that gives a modulation signal to the laser diode drive signal IDL during optical pulse modulation, and is input to the switching circuit 36. In order to apply pulse modulation to the laser diode 41, the switching circuit 36 is turned on / off according to input data. The output current of the switching circuit 36 (this current is referred to as a pulse current IP) and the output current of the current buffer 37 are input to the current subtraction circuit 39, and the current obtained by subtracting the pulse current IP from the output current of the current buffer 37 is a laser diode. 41 is supplied to the anode.
[0076]
At this time, the current obtained by subtracting the pulse current IP from the output current of the current buffer 37 becomes a current that determines the low level in the optical pulse modulation, and this current becomes the bias current IB.
[0077]
Also in the present embodiment, the control transition point from the pulse current control to the bias current control or the control transition point from the bias current control to the pulse current control can be freely changed by changing the value of the reference pulse current IP0. Can be changed. Further, since the bias current IB is determined from the difference between the laser drive current ILD and the pulse current IP, the laser diode drive current ILD is determined only by the error voltage Verr output from the comparator 31 regardless of the control transition point. The
[0078]
As described above, according to the present embodiment, by supplying a current obtained by subtracting the pulse current IP from the laser diode drive current ILD to the anode of the laser diode 41, the temperature is changed according to the temperature change as in the first embodiment. A similar effect can be obtained by selectively performing pulse current control and / or bias current control according to the value of the laser diode drive current ILD to control the light emitting operation of the laser diode.
[0079]
(Embodiment 3)
In general, as shown in FIG. 12, the temperature characteristic of a laser diode increases as the operating temperature rises, and the threshold value increases. In order to obtain a desired light amount, it is necessary to increase the laser diode drive current. That has been said so far. However, there is another characteristic phenomenon in the temperature characteristics of laser diodes. This phenomenon is that the slope efficiency (also referred to as differential efficiency) in the laser oscillation region decreases.
[0080]
Therefore, in order to ensure a sufficient extinction ratio of the laser diode in performing optical pulse modulation, it is necessary to increase the pulse current as the slope efficiency decreases.
[0081]
In the light emitting element driving circuit used in the image forming apparatus to which the present invention is applied, the current limiting capability of the current limiting circuit in the configurations of the first and second embodiments can be limited to cope with this problem. it can.
[0082]
That is, for example, as shown in the curve of FIG. 4B, in the bias current control region in the light emitting element driving circuit used in the image forming apparatus to which the present invention is applied, the pulse current slightly increases as the laser diode driving current increases. What is necessary is just to give the current limiting capability to increase. It is easy to give the current limiting circuit the characteristics shown by the curve (b), and FIG. 8 shows a configuration example of this embodiment.
[0083]
The reference pulse current IP0 that gives the current limit value of the current limit circuit 80 is supplied to the anode of the diode 81 and the positive input terminal of the operational amplifier 85, and the cathode of the diode 81 is connected to the upper end of the resistor R81. The other end of the resistor R81 is grounded. The output of the operational amplifier 85 is connected to the base of the transistor Q2. The collector of the transistor Q2 is connected to the power supply voltage Vcc, and the emitter of the transistor Q2 is connected to one end of the resistor R82, the constant current source I1, and the negative input terminal of the operational amplifier 85.
[0084]
On the other hand, the laser diode drive current ILD that is the input of the current limiting circuit 80 is supplied to the anode of the diode 89 and the output of the variable gm amplifier 87. The cathode of the diode 89 is connected to the collector and base of the transistor Q6, the base of the transistor Q8, and the positive input terminal of the operational amplifier 86. The collector of the transistor Q4 is connected to the reference current input terminal of the variable gm amplifier 87, and the output of the operational amplifier 86 is connected to the base of the transistor Q4. The emitter of the transistor Q4 is connected to the other end of the resistor R82 and the negative input terminal of the operational amplifier 86.
[0085]
The emitter of the transistor Q6 is connected to the upper end of the resistor R83, and the emitter of the transistor Q8 is connected to the upper end of the resistor R84. The other ends of the resistor R83 and the resistor R84 are grounded. The output current IP can be taken from the collector of the transistor Q8. Note that the resistance value of the resistor R82 is R1, the resistance values of the resistors R81, R83, and R83 are R2, the potential difference Vc that determines the control function α is input to the variable gm amplifier 87, and the current gain is 1.
[0086]
Next, the operation of the current limiting circuit 80 configured as described above will be described. First, in order to briefly explain the basic operation, the control function α of the variable gm amplifier 87 is assumed to be α = 1.
[0087]
When the input current (laser diode drive current ILD) is equal to or less than the reference pulse current IP0, no current flows through the resistor R82, and the input current ILD is output as it is as the output current IP.
[0088]
When the input current ILD becomes equal to or higher than the reference pulse current IP0, a potential difference occurs between both ends of the resistor R82, current flows, and a current limiting operation is performed. The output current IP at this time is given by the following equation. However, the emitter voltages of the transistors Q2 and Q4 are VlE and V2E, the base-emitter voltage of the transistor Q6 is VBE, and the forward voltage of the diode 81 is VF.
[0089]
[Equation 3]

Here, if VF = VBE,
[0090]
[Expression 4]

Therefore, substituting equation (2) into equation (1),
[0091]
[Equation 5]

Here, if the resistance ratio is selected so that the coefficient a becomes a very large value, the limiting capability of the current limiting circuit 80 having the configuration of FIG. 8 can be made very strong, and the output current IP is almost equal to IP = IP0. On the contrary, when the resistance ratio is selected so that the coefficient a becomes a small value, the current limiting capability of the current limiting circuit 80 can be weakened, and the output current IP becomes a current value given by the equation (3).
[0092]
Therefore, in the light emitting element driving circuit used in the image forming apparatus to which the present invention is applied, by selecting the resistance ratio and setting the value of the coefficient a in the equation (3) to an appropriate value that matches the temperature change of the slope efficiency. The increase in pulse current in the bias control region can be controlled. Thereby, even if the laser diode drive current increases and the slope efficiency decreases, a sufficient extinction ratio can be ensured.
[0093]
Furthermore, in the above description, the control coefficient α of the variable gm amplifier 87 is set to 1. However, the control function α is changed by controlling the potential difference Vc input to the variable gm amplifier 87, whereby the apparent coefficient a is set. It can also be varied. Therefore, an increase in the pulse current in the bias control region in the light emitting element driving circuit used in the image forming apparatus to which the present invention is applied can be controlled without changing the values of the resistors R81 to R84 set once. Laser diodes with different efficiency temperature characteristics can also be handled.
[0094]
As described above, according to the present embodiment, in consideration of the temperature characteristics of the slope efficiency, when the laser diode drive current ILD increases above the reference pulse current, the output current of the current limiting circuit increases as a function. By limiting the current limiting capability, the pulse current gradually increases in the bias current control region, so even if the laser diode drive current increases and the slope efficiency of the laser oscillation region decreases, the extinction ratio is sufficient. Can be secured. Further, by controlling the control function of the variable gm amplifier by changing the input potential difference, the current control capability can be controlled without changing the resistance value once set.
[0095]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, there is provided limiting means for limiting the pulse current to a predetermined level so that the pulse current does not exceed a predetermined level in order to set an upper limit to the pulse current, The configuration is such that the shortage is supplied as a bias current, so that in a condition where the required drive current is relatively large (high temperature), the drive current is not achieved only by the modulation current, but the laser for the input signal The bias current is adjusted by adding a supplementary bias current so that the response of light emission is not impaired. On the other hand, the bias current is supplied in a condition where the required drive current is relatively small (low temperature). Without adjusting the pulse current by achieving the drive current only with the pulse current, Within a wider operating temperature range than conventional methods, There is an effect that a good image can be formed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a side perspective view showing Embodiment 1 of an image forming apparatus to which the present invention is applied.
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a main part in FIG. 1;
FIG. 3 is a configuration diagram of a laser diode drive circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a characteristic diagram of a current limiting circuit used in the present invention.
FIG. 5 is a characteristic diagram showing a relationship between a pulse current and a bias current with respect to a control function k of the laser diode driving circuit in the embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a characteristic diagram showing a relationship between a pulse current and a bias current with respect to a change in operating temperature in the embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a configuration diagram of a laser diode drive circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a configuration diagram of a current limiting circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram of a laser diode driving circuit in a conventional image forming apparatus.
FIG. 10 is a circuit diagram of a laser diode driving circuit based on pulse current control in a conventional image forming apparatus.
FIG. 11 is a circuit diagram of a laser diode driving circuit based on bias current control in a conventional image forming apparatus.
FIG. 12 is a characteristic diagram showing a relationship of a drive current with respect to a temperature change of a laser diode.
FIG. 13 is a characteristic diagram illustrating a relationship between a pulse current and a bias current with respect to a change in operating temperature of a driving circuit in a conventional image forming apparatus.
[Explanation of symbols]
31,101 Comparator
32,103 Sample hold circuit
33,104 Hold capacitor
34,87 Variable gm amplifier
35 Current limit circuit
36,107 switching circuit
37,38 Current buffer
39 Current subtraction circuit
40 Current adder circuit
41,111 Laser diode
42,112 photodiode
43 Current-voltage converter
81,89 diode
102, 106 Reference voltage source
105 Current amplifier circuit
108 Reference current source
109 Bias current source
110 Monitor resistance
113 Reference bias current source
114 Pulse current source
115 Reference pulse current source
Q2, Q4, Q6, Q8 transistors
R81-R84 resistors

Claims

Determining means for determining a drive current value for the light source to generate a light beam having a desired light amount;
Means for supplying, to the light source, a pulse current that is modulated in accordance with an input signal based on a drive current value determined by the determining means
In an image forming apparatus that forms an image by generating a modulated light beam of a desired light amount from a light source,
Providing a limiting means for limiting the pulse current to the limit value so that the amplitude of the pulse current does not exceed a predetermined limit value;
An image forming apparatus characterized in that the difference between the amplitude value of the pulse current limited by the limiting means and the drive current value determined by the determining means is supplied to the light source regardless of the input signal. .

Monitoring means for monitoring the amount of light beam generated from the light source;
The image forming apparatus according to claim 1, wherein the determining unit includes a unit that determines a value of the driving current based on a light amount monitored by the monitoring unit.

The image forming apparatus according to claim 1, wherein the determination unit includes a current amplifier.

The image forming apparatus according to claim 1, wherein the light source is a semiconductor laser.

Current subtracting means for subtracting the amplitude of the limited pulse current from the drive current determined by the determining means;
Current adding means for adding the output of the current subtracting means and the pulse current limited by the limiting means;
The image forming apparatus according to claim 4, wherein an output of the current adding unit is supplied to a cathode of the semiconductor laser.

Current subtracting means for subtracting the pulse current limited by the limiting means from the drive current determined by the determining means;
5. An image forming apparatus according to claim 4, wherein an output of said current subtracting means is supplied to an anode of said semiconductor laser.

The image forming apparatus according to claim 1, wherein the limiting unit limits the amplitude of the pulse current based on the value of the driving current.