JP3704051B2

JP3704051B2 - Input / output isolated power regeneration device

Info

Publication number: JP3704051B2
Application number: JP2001066293A
Authority: JP
Inventors: 庸菅原
Original assignee: Chiyoda Corp
Current assignee: Chiyoda Corp
Priority date: 2001-03-09
Filing date: 2001-03-09
Publication date: 2005-10-05
Anticipated expiration: 2021-03-09
Also published as: JP2002272121A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この出願の発明は、入出力絶縁型電力回生装置に関するものである。さらに詳しくは、この出願の発明は、交流電源を用いて電池に充電した電力を放電時に交流電源側に回生させる電力回生装置として有用な、回生効率に優れた、新しい入出力絶縁型電力回生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、交流電源を用いて電池を充電すると共に、放電時に電池の放電電力を交流電源側に回生させて電力の有効利用を図るようにした電力回生装置が知られている。図１０はこの種の従来の電力回生装置の概略構成を例示した回路図であり、図１０（ａ）はサイリスタＱ１１を用いて同期整流回路を構成したサイリスタ型の電力回生装置、図１０（ｂ）は電力用トランジスタＱ１２等を用いて同期整流回路を構成したトランジスタ型の電力回生装置である。
【０００３】
図１０（ａ）のサイリスタ型の電力回生装置は、二次電池である電池（ア）と、電池（ア）の充電時に交流電源（図示していない）からの入力交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータとして動作し、電池（ア）の放電時に放電電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣインバータとして動作する充電器兼インバータ（イ）と、電池（ア）の充電電力を強制的に放電させる放電回路（ウ）と、充電器兼インバータ（イ）および電池（ア）との間に接続された切替スイッチ（エ）とを有している。
【０００４】
その動作は、充電時には、切替スイッチ（エ）を位置ａに切り替えてサイリスタＱ１１等を位相角制御し、図示の右向き矢印の経路を通って電池（ア）への充電を行い、放電時には、切替スイッチ（エ）を位置ｂに切り替えて電池（ア）を電源とするインバータ動作を行い、放電電力を図示の左向きや矢印の経路を通って交流電源へ回生させる。
【０００５】
しかしながら、この図１０（ａ）のサイリスタ型の電力回生装置では、電池（ア）の充電電圧を商用の入力交流電圧の最大値（√２×実効値）以上の電圧にまで引き上げることができないため、電池（ア）の放電電圧は商用の入力交流電圧よりも低くなり、電力の回生を行う場合には別途、昇圧用の変圧器が必要となるといった問題がある。また、その充電器兼インバータ（イ）は電池（ア）に充電されたエネルギーの一部しか回生できないため、残りのエネルギーは電池（ア）に並列接続された放電回路（ウ）により熱として消費され、電力回生効率が低下してしまう。またさらに、サイリスタ型の充電器兼インバータ（イ）では高調波を多く含むため、大きなフィルタが必要となる。
【０００６】
これに対して、図１０（ｂ）のトランジスタ型の電力回生装置では、入力交流電圧よりも高い直流電圧を出力できるため、電池（ア）の電圧を入力交流電圧よりも高い電圧に設定できる。また、入力交流電圧の変動が広範囲に変化しても安定した直流電圧を出力することができ、また交流側に影響を及ぼす高調波電流も低減できる。またさらに、放電時には電池（ア）の放電電圧が充電器兼インバータ（オ）の最低動作電圧に達するまでは、電力の回生を行うことができる。また、図１０（ａ）のサイリスタ型の電力回生装置に設けられていた切替スイッチ（エ）も不要である。
【０００７】
このため、現在では図１０（ｂ）に示すトランジスタ型の電力回生装置が主流となっている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１０（ｂ）に示す従来のトランジスタ型の電力回生装置にも以下の問題がある。
【０００９】
すなわち、装置内部に昇圧型の充電器兼インバータ（オ）（ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータとも呼ばれる）を有するため、電池（ア）の電圧を入力交流電圧よりも低くするには降圧型コンバータを用いて電圧変換を行わなければならないのである。
【００１０】
また、電池（ア）の放電電圧を充電器兼インバータ（オ）の最低動作電圧以下にするには、図１０（ａ）の装置と同様に、放電電圧に外部から昇圧用の補助電圧Ｅ_Dを加えて放電させなければならず、放電を行うにも外部からの電力エネルギーが必要となり、回生効率が低下してしまう。
【００１１】
この出願の発明は、以上のとおりの事情に鑑みてなされたものであり、従来技術の問題点を解消し、回生効率に優れ、且つ、小型化、軽量化、高効率化、経済化を図ることのできる、新しい入出力絶縁型電力回生装置を提供することを課題としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この出願の発明は、上記の課題を解決するものとして、電池充電時にはＡＣ−ＤＣコンバータとして動作し、電池放電時にはＤＣ−ＡＣインバータとして動作するＡＣ−ＤＣ双方向コンバータを備えた電力回生装置であって、電池充電時にはＡＣ−ＤＣ双方向コンバータの直流出力電力を絶縁して電池を充電し、電池放電時には放電電力を絶縁してＡＣ−ＤＣ双方向コンバータを介して交流電源側へ回生させる入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器を備え、この入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器は、一次巻線、二次巻線および三次巻線を持つ高周波変圧器と、ブリッジ接続された４つの単方向スイッチより構成され、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータの直流出力電圧を矩形波交流電圧に変換して高周波変圧器の一次巻線へ供給する一次側スイッチ群と、ブリッジ接続された４つの単方向スイッチより構成され、高周波変圧器の二次巻線に発生する交流電力を同期整流して高周波変圧器の一次巻線回路とは絶縁された直流電圧を発生する二次側スイッチ群と、２つの双方向スイッチより構成され、一方の双方向スイッチの一端が高周波変圧器の三次巻線の一端に接続されるとともに、他方の双方向スイッチの一端が高周波変圧器の三次巻線の他端に接続され、且つ両方の双方向スイッチの他端同士が共通接続され、高周波変圧器の一次巻線とは絶縁された三次側交流スイッチ群と、一端が共通接続された両方の双方向スイッチの他端に接続されるとともに、他端が高周波変圧器の三次巻線の中性点と接続され、一次側スイッチ群およびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群との切替タイミングの位相差に応じた直流電圧が両端に印加されるキャパシタとを有しており、二次側スイッチ群の直流出力電圧に前記キャパシタの両端電圧を加えた合成電圧により、電池を充電することを特徴とする入出力絶縁型電力回生装置（請求項１）を提供する。
【００１３】
また、この出願の発明は、上記の電力回生装置において、一次側スイッチ群およびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群とをオン・オフ制御するスイッチ制御回路を備え、このスイッチ制御回路は、二次巻線回路の出力電圧よりも高い電圧から略０Ｖまでの範囲内の電圧で電池を充電できるように、電池の充電電圧に応じて一次側スイッチ群および二次側スイッチ群と三次側交流スイッチ群との切替タイミングの位相差を調整することを特徴とする入出力絶縁型電力回生装置（請求項１）、スイッチ制御回路は一次側スイッチ群およびこれに同期する二次側スイッチ群と三次側交流スイッチとの切替タイミングの位相差を略０度から略１８０度までの範囲内で任意に設定することを特徴とする入出力絶縁型電力回生装置（請求項３）、一次側スイッチ群および二次側スイッチ群のスイッチのオン・オフ期間の時比率と三次側交流スイッチ群のオン・オフ期間の時比率とを共に略５０％に設定したことを特徴とする入出力絶縁型電力回生装置（請求項４）をも提供する。
【００１４】
【発明の実施の形態】
この出願の発明は、以上のとおりの特徴を有するものであるが、以下に、添付した図面に沿って実施例を示し、さらに詳しくこの出願の発明の実施の形態について説明する。
【００１５】
【実施例】
図１は、この出願の発明の入出力絶縁型電力回生装置の一実施例を示した回路図である。
【００１６】
たとえばこの図１に例示したように、この出願の発明の入出力絶縁型電力回生装置は、図１０に示した従来の電力回生装置のような放電回路（ウ）が不要で、交流入力回路および電池側とが入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）内の高周波変圧器Ｔの一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および三次巻線Ｎ３＋Ｎ４との間で絶縁されており、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）の直流電圧Ｅ０と電池（３）の電圧Ｅ１±Ｅ２との最適電圧比が一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および三次巻線Ｎ３＋Ｎ４により自由に選定でき、しかも、電池（３）の充電電圧を所定の電圧から０Ｖ付近までの広範囲にわたって可変制御できるようになっている。
【００１７】
この場合さらに説明すると、図１に例示した入出力絶縁型電力回生装置は、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）と、入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）と、二次電池である電池（３）とを備えている。
【００１８】
ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）は、電池（３）の充電時にはＡＣ−ＤＣコンバータとして動作し、電池（３）の放電による電力回生時にはＤＣ−ＡＣインバータとして動作する。
【００１９】
このＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）には、充電時に三相交流電圧を同期整流する交流スイッチＳ１１〜Ｓ１６と、交流スイッチＳ１１〜Ｓ１６を通過した電圧を平滑化するコンデンサＣ１と、交流スイッチＳ１１〜Ｓ１６のオン・オフを制御するスイッチ制御回路（４）と、三相交流ラインのノイズを吸収するコイルＬ１〜Ｌ６およびコンデンサＣ２〜Ｃ４とが設けられている。他方、放電時には、電池（３）から入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）を経由してコンデンサＣ１へ蓄えられた電力をエネルギー源として、通常公知の技術により交流電源側への電力回生が行われる。
【００２０】
入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）は、充電時には電池（３）の充電電圧を調整する制御を行い、回生時には電池（３）の放電電力を変圧器により絶縁してＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）側へ回生させる制御を行う。
【００２１】
この入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）には、高周波変圧器としての一次巻線Ｎ１、二次巻線Ｎ２および三次巻線Ｎ３＋Ｎ４を持つ３巻線トランスＴと、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）から出力された直流電圧を矩形波交流電圧に変換してトランスＴの１次巻線Ｎ１へ供給する単方向スイッチＳ１〜Ｓ４（一次側スイッチ群）と、トランスＴの二次巻線Ｎ２に接続され、トランスＴの二次巻線Ｎ２に発生する交流電力を同期整流して一次巻線Ｎ１とは絶縁された直流電圧Ｅ１を発生する、具体的には単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と同期して巻き数比Ｎ１：Ｎ２に比例した直流電圧Ｅ１を一次巻線回路とは絶縁して発生する単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４（二次側スイッチ群）と、トランスＴの三次巻線Ｎ３＋Ｎ４に接続された双方向スイッチＳ５，Ｓ６（三次側スイッチ群）と、トランスＴの三次巻線Ｎ３側に設けられ、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４およびこれに同期する単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６との切替タイミングの位相差に応じた直流電圧が両端に印加されるコンデンサＣ５とが設けられている。
【００２２】
また、図１の例では、トランスＴの１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、三次巻線Ｎ３＋Ｎ４に生じるスパイク電圧を抑制するためのコンデンサＣ８および抵抗Ｒ１、コンデンサＣ９および抵抗Ｒ３、コンデンサＣ６および抵抗Ｒ２と、トランスＴの三次巻線Ｎ３＋Ｎ４の中間点から発生するパルス電圧の平滑用コイルＬ７も設けられている。
【００２３】
そしてまた、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４およびこれに同期する単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と、双方向スイッチＳ５，Ｓ６とをオン・オフ制御する、具体的にはオン・オフの切替えによりたとえば後述の図４に例示したような位相制御を行うスイッチ制御回路（５）が設けられており、図１における入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）では、このスイッチ制御回路（５）により各スイッチの切替タイミングの位相差が調整されて、上記コンデンサＣ５の両端電圧が可変制御されるようになっている。このときの電池（３）の充電電圧は、二次巻線回路の出力電圧Ｅ１にコンデンサＣ５の両端電圧＝±Ｅ２を加えた電圧になる。
【００２４】
図２は、双方向スイッチＳ５，Ｓ６に流れる電流の方向を説明する図である。この図２に例示したように、双方向スイッチＳ５，Ｓ６はいずれも、２個のトランジスタＱ１、Ｑ２と２個のダイオードＤ１、Ｄ２とからなり、スイッチ制御回路（５）によりトランジスタＱ１がオン、トランジスタＱ２がオフとされた場合には、図示の実線矢印Ａに沿って電流が流れ、トランジスタＱ１がオフ、トランジスタＱ２がオンとされた場合には、図示の点線矢印Ｂに沿って電流が流れる。
【００２５】
図３は、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフとトランスＴの一次巻線Ｎ１の両端電圧との関係を例示した図である。この図３に例示したように、スイッチ制御回路（５）によって単方向スイッチＳ１，Ｓ３と単方向スイッチＳ２，Ｓ４は交互にオン・オフされ、これらのオン・オフに応じて、トランスＴの一次巻線Ｎ１には矩形波電圧が供給される。すなわち、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４は、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）から出力された直流電圧を矩形波状の交流電圧に変換する。
【００２６】
なお、図３に例示したように、単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４は、スイッチ制御回路（５）によって単方向スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフと同期するように制御される。
【００２７】
図４は、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４ならびに双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相差と入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）の出力電圧（図中（Ａ−Ｂ）と略示）との関係を例示した図であり、図４（ａ）は位相差が４５度の場合、図４（ｂ）は位相差が９０度の場合、図４（ｃ）は位相差が１３５度の場合を例示している。
【００２８】
また、図５は、位相差が４５度の場合の各スイッチＳ１〜Ｓ６の切替タイミング波形を拡大して示した図である。この図５に示したように、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４ならびに双方向スイッチＳ５，Ｓ６のオン期間の長さはみな略同一であり、オフ期間の長さもみな略同一であり、単方向スイッチの一方の組みがオフしてから単方向スイッチの他方の組みがオンするまでの間と、双方向スイッチの一方がオフしてから双方向スイッチの他方がオンするまでの間には、それぞれ休止期間が設けられている。各スイッチＳ１〜Ｓ６を構成するトランジスタはオン状態からオフ状態となるのに時間がかかるので、完全にトランジスタをオフとするために、このような休止期間を設けている。
【００２９】
まず、たとえば単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４（これらは単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と同期している）と双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相差が０度の場合には、コンデンサＣ５の充電電圧は最大値Ｅ２になり、この充電電圧に二次巻線回路の出力電圧Ｅ１を加えた電圧＝Ｅ１＋Ｅ２が電池（３）の充電電圧ＥＢとなる。
【００３０】
一方、位相差が４５度の場合には、三次巻線回路のＡ−Ｂ間（図１参照）の出力電圧波形は図４（ａ）に例示したようになる（図中（Ａ−Ｂ）と略示。以下同じ）。すなわち、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３と双方向スイッチＳ５がともにハイレベルの期間▲１▼、または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４と双方向スイッチＳ６がともにハイレベルの期間▲３▼におけるＡ−Ｂ間の電圧はピーク値になる。この場合のＡ−Ｂ間の平均電圧Ｅ４５はＥ４５＝Ｅ１＋Ｅ２／２であり、コンデンサＣ５の両端電圧はＥ２／２になる。また、電池（３）の充電電圧ＥＢはＥＢ＝Ｅ１＋Ｅ２／２となる。
【００３１】
一方、位相差が９０度の場合、三次巻線回路のＡ−Ｂ間の出力電圧波形は図４（ｂ）のようになる。この場合、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３と双方向スイッチＳ５がともにハイレベルの期間▲１▼または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４と双方向スイッチＳ６がともにハイレベルの期間▲３▼と、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３がハイレベルで双方向スイッチＳ５がローレベルになる期間▲２▼または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４がハイレベルで双方向スイッチＳ６がローレベルになる期間▲４▼とが略等しくなり、Ａ−Ｂ間の出力電圧波形は時比率が略５０％の矩形波になる。したがって、Ａ−Ｂ間の平均電圧Ｅ９０は二次巻線回路の出力電圧Ｅ１に略等しくなり、コンデンサＣ５の両端電圧は略０Ｖになる。また、電池（３）の充電電圧ＥＢはＥＢ＝Ｅ１となる。
【００３２】
一方、位相差が１３５度の場合、三次巻線回路のＡ−Ｂ間の出力電圧波形は図４（ｃ）のようになる。この場合、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３と双方向スイッチＳ５がともにハイレベルになる期間▲１▼または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４と双方向スイッチＳ６がともにハイレベルになる期間▲３▼よりも、単方向スイッチＳ’１，Ｓ’３がハイレベルで双方向スイッチＳ５がローレベルになる期間▲２▼または単方向スイッチＳ’２，Ｓ’４がハイレベルで双方向スイッチＳ６がローレベルになる期間▲４▼の方が長いため、Ａ−Ｂ間の出力電圧波形は時比率が略２５％の矩形波になる。したがって、Ａ−Ｂ間の平均電圧Ｅ１３５はＥ１３５＝Ｅ１−Ｅ２／２になり、コンデンサＣ５の両端電圧は−Ｅ２／２になる。また、電池（３）の充電電圧ＥＢはＥＢ＝Ｅ１−Ｅ２／２となる。
【００３３】
一方、位相差が１８０度の場合には、単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６の切替タイミングの位相差は互いに反転するため、三次巻線回路のＡ−Ｂ間電圧は略一定の−Ｅ２になり、コンデンサＣ５の両端電圧も−Ｅ２になる。このとき、電池３の充電電圧ＥＢはＥＢ＝Ｅ１−Ｅ２となる。
【００３４】
このように、この出願の発明は、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と、双方向スイッチＳ５，Ｓ６との切替タイミングの位相差をスイッチング制御回路（５）により任意に調整できるようにしたため、コンデンサＣ５の両端電圧を任意に変更でき、結果として、電池（３）の充電電圧ＥＢを二次巻線回路の出力電圧よりも高い電圧から略０Ｖ（ちょうど０Ｖを含む）までの広範囲にわたって可変制御することができる。
【００３５】
一般に、電池の用途は電気自動車や深夜電力貯蔵用のような大容量、高電圧（直列接続数の多いもの）用途から携帯電話向のような小容量、低電圧用途まで、幅広い電圧、電流レンジの製造設備が必要である。したがって、電力回生装置の可変電圧範囲も用途に応じて０〜５Ｖないし０〜４００Ｖ程度の可変範囲を持つ必要がある。一方、量産を前提とするこれら各種電池の放電回生電圧と一般に我国で標準的なＡＣ２００Ｖ回生用の直流電圧３５０Ｖ前後の電圧差の整合を採るためには、入出力の絶縁の他に直流電圧間の変換が必要となる。
【００３６】
そのため、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）の出力側にＤＣ−ＤＣコンバータを挿入して電圧比の整合をとることも考えられる。しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータの挿入は、充電、放電共に損失の増加による効率の低下、物量の増加によるコストアップ、大型化、重量増など負の要因のみが加わることになる。
【００３７】
そこで、上述したこの出願の発明は、広い可変電圧範囲を実現しつつ、電圧比の整合を可能とすべく、入出力間の絶縁およびＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）と入出力絶縁型正逆双方向昇降圧変圧器（２）との間の電圧整合機能を、３巻線の高周波変圧器によって実現し、入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）と一体化したところに大きな特徴がある。これにより、充放電損失が増加して効率低下が生じるといったこともなく、回生効率に優れているのはもちろんのこと、小型化、軽量化、高効率化、経済化をも図られるのである。
【００３８】
図６は、入出力絶縁型性逆方向昇降圧調整器（２）とは異なる入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）を用いた場合において、その充電時出力電圧を下げたときの電流の流れを示したものであり、コンデンサＣ５の両端電圧を−Ｅ２に下げた例を示している。
【００３９】
ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（図示していない）の出力電圧は一定の電圧Ｅ０であるため、入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の出力電圧はＥ０−Ｅ２になる。
【００４０】
このとき、電池（３）に流れる充電電流をＩ２とすると、電圧降下分の電力＝−Ｅ２・Ｉ２を電力源とした双方向スイッチＳ５，Ｓ６および巻線Ｎ３，Ｎ４によるプッシュ・プル型のインバータにより矩形波交流が発生され、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および巻線Ｎ１とで構成される全波ブリッジ回路によりさらに直流に変換される。すなわち、この場合には、双方向スイッチＳ５，Ｓ６側が１次駆動側、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４側が２次出力側のＤＣ−ＤＣコンバータとなり、電力エネルギーの流れは右側から左側への矢印の方向に伝達される。
【００４１】
このときの逆極性電圧−Ｅ２と回生電圧Ｅ０との間には、図４に示したのと同じ原理で、Ｓ５，Ｓ６回路とＳ１〜Ｓ４回路との駆動位相差とＮ１：Ｎ３：Ｎ４の巻数比に対応した回生電圧がＥ０として発生する。
【００４２】
この回生電圧によって流れる回生電流をＩ’２とすると、Ｉ’２は図６中の矢印で示した方向に流れるので、結局ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータから電池（３）側に供給される電力はＥ０・Ｉ１であり、これに回生電流Ｉ’２が加わって電池（３）の充電電流Ｉ２が流れるので、Ｉ１，Ｉ’２およびＩ２の間には、
Ｉ２＝Ｉ１＋Ｉ´２ …（１）
の関係が成立する。
【００４３】
よって、入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の損失が仮想的に零の場合には入力エネルギー＝Ｅ０・Ｉ１と、電池（３）の充電電力＝（Ｅ０−Ｅ２）Ｉ２は等しくなければならないから、変換損失零の理想的状態では、
Ｅ０・Ｉ１＝（Ｅ０−Ｅ２）Ｉ２ …（２）
となる。
【００４４】
Ｉ２に（１）式の関係を入れて整理すると、Ｅ０・Ｉ１＝（Ｅ０−Ｅ２）（Ｉ１＋Ｉ´２）の関係が成立するから、この式を整理してＥ０・Ｉ１を消去すると、
Ｅ０・Ｉ１＝Ｅ０・Ｉ１＋Ｅ０・Ｉ’２−Ｅ２・Ｉ１−Ｅ２・Ｉ’２より
Ｅ２（Ｉ１＋Ｉ’２）＝Ｅ０・Ｉ’２＝Ｅ２・Ｉ２ …（３）
となる。
【００４５】
すなわち、（３）式より入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の降圧時電力＝Ｅ２・Ｉ２は、変換損失が零の理想状態においては逆方向コンバータとしてＥ０・Ｉ’２として回生されている。
【００４６】
一方、入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の出力電圧がＥ０＋Ｅ２の昇圧時には、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および巻線Ｎ１によるブリッジインバータによって矩形波交流が発生され、巻線Ｎ３，Ｎ４および双方向スイッチＳ５，Ｓ６によってさらに２相半波整流される。この場合では、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４側が一次駆動側、双方向スイッチＳ５，Ｓ６側が２次出力側となり、電力エネルギーは図６中の矢印とは逆に左側から右側に、すなわち通常の方向に流れるため、Ｉ’２の矢印も図６中の方向とは逆になる。
【００４７】
このときはもちろん
Ｉ１＝Ｉ’２＋Ｉ２ …（４）
となり、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータから供給される電力はＥ０・Ｉ１＝Ｅ０（Ｉ’２＋Ｉ２）であり、電池（３）に供給される電力は入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の損失が零の理想状態においては（Ｅ０＋Ｅ２）Ｉ２であるから、次の関係が成立する。
Ｅ０・Ｉ１＝Ｅ０（Ｉ’２＋Ｉ２）＝（Ｅ０＋Ｅ２）Ｉ２ …（５）
（５）式よりＥ０・Ｉ２を消去すると、
Ｅ０Ｉ´２＝Ｅ２Ｉ２ …（６）
が得られる。
【００４８】
（６）式は昇圧時、（３）式は降圧時の入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器（４）の入、出力電力が等しく、電圧比が駆動位相差に応じて自由に変えられることを意味している。
【００４９】
図７は、この出願の発明における入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）の充電時出力電圧を下げたときの電流の流れを示したものであり、図６と同様にコンデンサＣ５の両端電圧を−Ｅ２に下げた例を示している。
【００５０】
この図７に例示した入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）は、図６における単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と一次巻線Ｎ１を、単方向スイッチＳ１〜Ｓ４と一次巻線Ｎ１、および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と二次巻線Ｎ２の２組に分け、三次巻線Ｎ３，Ｎ４と双方向スイッチＳ５，Ｓ６は同一とした構成となっている。
【００５１】
なおここでは、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（図示していない）の直流電圧Ｅ０と二次巻線回路の直流電圧Ｅ１とは等しいものとする。実用上は、たとえば、Ｅ０は通常ＡＣ２００Ｖの充放電に整合をとるために３５０Ｖ前後に選ばれ、二次巻線回路の直流電圧Ｅ１は充放電電池の電圧によって決まる任意の電圧に選ばれるのであるが、一次巻線回路（交流電源）側と二次巻線回路（電池）側との絶縁時の動作を簡潔に説明するために、巻線Ｎ１と巻線Ｎ２およびＥ０とＥ１が等しい場合とした。
【００５２】
また、昇圧時と降圧時で三次巻線回路の電力エネルギーの流れの方向が変る点は図６の入出力非絶縁型のものと同じであるから、図７では入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）の降圧時の例のみを示している。
【００５３】
この場合、図６と同一の降圧動作を行うと、前述の条件によりＥ０＝Ｅ１であり、電池電圧はＥ１−Ｅ２＝Ｅ０−Ｅ２となる。そして、（３）式の関係が成立するので、Ｅ０・Ｉ’２＝Ｅ１・Ｉ’２＝Ｅ２・Ｉ２となる。
【００５４】
したがって、図６の１次回路を１次回路と２次回路に絶縁分離し、１次回路側のみにＡＣ−ＤＣ双方向コンバータを接続することで、充電電力Ｅ０・Ｉ１を入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）を経由して電池（３）に供給し、その一方で、二次巻線回路出力Ｅ１と三次巻線回路の出力電圧Ｅ２を前述（図４参照）の位相差制御によりＥ１±Ｅ２として広範囲の電圧調整を行うことができる。
【００５５】
以上のように、図７の回路においては、図６の回路の前段に絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを挿入したものと全く同一の機能を、二次巻線回路である単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４と巻線Ｎ２の追加のみで実現でき、従って、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを別途挿入した場合に比べ、高周波変圧器はひとつで兼用でき、スイッチング素子も半分の追加で済み、さらに全体の損失も少なく、小型、軽量、経済化にも役立つのである。
【００５６】
図８は、図１におけるスイッチ制御回路（５）の内部構成を例示したブロック図である。たとえばこの図８に例示したスイッチ制御回路（５）は、クロック発生器（１１）と、コンパレータ（１２）と、ワンショットマルチ（１３）（１４）と、フリップフロップ（１５）（１６）と、ＮＡＮＤゲート（１７）〜（２０）とインバータ（２１）とを備えている。
【００５７】
クロック発生器（１１）は三角波信号をコンパレータ（１２）へ出力し、コンパレータ（１２）はＰＷＭ信号を出力する。そのＰＷＭ信号のパルス幅は任意に可変制御できるようになっており、その制御により、ＮＡＮＤゲート（１７）（１８）から出力される信号とＮＡＮＤゲート（１９）（２０）から出力される信号の位相を任意の量だけずらすことができる。
【００５８】
以上の本実施例における入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）を用いて電池（３）の充放電を行うと、回路素子の発熱以外には電力消費がなく、従来は必須であった放電回路が不要なため、回路構成を簡略化できると共に、消費電力の低減を図れるのである。
【００５９】
また、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）に供給される入力交流電圧の変動や電池（３）の充電電圧にかなりの差があっても、入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器（２）の電圧調整範囲が極めて広いため、入力交流電圧と電池の動作電圧に対する制約がなくなり、実用性が高くなる。
【００６０】
なお、図１および図７の例は、トランスＴの１次巻線Ｎ１側および二次巻線Ｎ２側それぞれにフルブリッジ回路が接続されている、つまり単方向スイッチＳ１〜Ｓ４および単方向スイッチＳ’１〜Ｓ’４により１次側フルブリッジ回路および２次側フルブリッジ回路が構成されている場合のものであるが、このフルブリッジ回路の代わりに、たとえば図９（ａ）に例示したハーフブリッジ回路や図９（ｃ）に例示したプッシュプル回路としてもよい。また、トランスＴの３次巻線Ｎ３側にはプッシュプル回路が接続されている、つまり双方向スイッチＳ５，Ｓ６によりプッシュプル回路が構成されているが、図９（ａ）のハーフブリッジ回路や図９（ｂ）に例示したフルブリッジ回路としてもよい。
【００６１】
また、図１では、ＡＣ−ＤＣ双方向コンバータ（１）に三相の交流電源が接続されているが、この出願の発明が単相の交流電源を接続する場合にも同様に適用できることは言うまでもない。
【００６２】
もちろん、この発明は以上の例に限定されるものではなく、細部については様々な態様が可能である。
【００６３】
【発明の効果】
以上詳しく説明した通り、この出願の発明によって、回生効率に優れ、且つ、小型化、軽量化、経済化を図ることのできる、新しい入出力絶縁型電力回生装置が提供される。
【図面の簡単な説明】
【図１】この出願の発明の入出力絶縁型電力回生装置の一実施例を示した回路図である。
【図２】双方向スイッチに流れる電流の方向を説明する図である。
【図３】単方向スイッチのオン・オフとトランスＴの一次巻線の両端電圧との関係を示した図である。
【図４】単方向スイッチと双方向スイッチの切替タイミングの位相差と入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器の出力電圧との関係を示した図である。
【図５】位相ずれが45度の場合の各スイッチの切替タイミング波形を拡大して示した図である。
【図６】入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器の出力電圧を下げた場合の電流の流れを示した図である。
【図７】入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器の出力電圧を下げた場合の電流の流れを示す図である。
【図８】スイッチ制御回路の内部構成を例示したブロック図である。
【図９】（ａ）（ｂ）（ｃ）は、各々、ハーフブリッジ回路、フルブリッジ回路、プッシュプル回路を例示したブロック図である。
【図１０】（ａ）（ｂ）は、各々、従来の電力回生装置の概略構成を例示した回路図である。
【符号の説明】
１ＡＣ‐ＤＣ双方向コンバータ
２入出力絶縁型正逆方向昇降圧調整器
３電池
４入出力非絶縁型正逆方向昇降圧調整器
１１クロック発生器
１２コンパレータ
１３，１４ワンショットマルチ
１５，１６フリップフロップ
１７，１８，１９，２０ＮＡＮＤゲート
２１インバータ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The invention of this application relates to an input / output insulated power regeneration device. More specifically, the invention of this application relates to a new input / output insulation type power regeneration device that is useful as a power regeneration device that regenerates power charged in a battery using an alternating current power source to the alternating current power source side at the time of discharge, and has excellent regeneration efficiency. It is about.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, there has been known a power regeneration device that charges a battery using an AC power source and regenerates the discharged power of the battery to the AC power source side during discharge to effectively use the power. FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration of a conventional power regeneration device of this type. FIG. 10A is a thyristor type power regeneration device in which a synchronous rectifier circuit is configured using a thyristor Q11. ) Is a transistor type power regeneration device in which a synchronous rectifier circuit is configured using the power transistor Q12 and the like.
[0003]
The thyristor type power regeneration device of FIG. 10 (a) converts the input AC power from the AC power source (not shown) into DC power when the battery (A) is charged and the battery (A) is charged. The charger / inverter (A) that operates as a DC-AC inverter that operates as an AC-DC converter that converts discharge power into AC power when the battery (A) is discharged, and the battery (A) is forced to charge power And a changeover switch (D) connected between the charger / inverter (A) and the battery (A).
[0004]
When charging, the changeover switch (d) is switched to the position a to control the phase angle of the thyristor Q11, etc., and the battery (A) is charged through the path of the arrow pointing to the right in the figure. The switch (d) is switched to the position b to perform an inverter operation using the battery (a) as a power source, and the discharge power is regenerated to the AC power source through the leftward or arrowed path shown in the figure.
[0005]
However, in the thyristor type power regeneration device of FIG. 10A, the charging voltage of the battery (A) cannot be raised to a voltage equal to or higher than the maximum value (√2 × effective value) of the commercial input AC voltage. The discharge voltage of the battery (A) is lower than the commercial input AC voltage, and there is a problem that a separate step-up transformer is required for power regeneration. Moreover, since the charger / inverter (b) can regenerate only a part of the energy charged in the battery (a), the remaining energy is consumed as heat by the discharge circuit (c) connected in parallel to the battery (a). As a result, the power regeneration efficiency decreases. Furthermore, since the thyristor type charger / inverter (a) contains many harmonics, a large filter is required.
[0006]
On the other hand, in the transistor type power regeneration device of FIG. 10B, since a DC voltage higher than the input AC voltage can be output, the voltage of the battery (A) can be set to a voltage higher than the input AC voltage. Further, a stable DC voltage can be output even if the fluctuation of the input AC voltage changes over a wide range, and the harmonic current that affects the AC side can also be reduced. Furthermore, at the time of discharging, it is possible to regenerate power until the discharging voltage of the battery (A) reaches the minimum operating voltage of the charger / inverter (E). Further, the changeover switch (d) provided in the thyristor type power regeneration device of FIG.
[0007]
For this reason, at present, the transistor type power regeneration device shown in FIG.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional transistor type power regeneration device shown in FIG.
[0009]
In other words, since the device has a step-up charger / inverter (e) (also called an AC-DC bidirectional converter), a step-down converter is used to make the voltage of the battery (a) lower than the input AC voltage. Therefore, voltage conversion must be performed.
[0010]
Further, in order to make the discharge voltage of the battery (a) below the minimum operating voltage of the charger / inverter (e), as with the apparatus of FIG. _D In order to perform the discharge, electric energy from the outside is required, and the regeneration efficiency is lowered.
[0011]
The invention of this application has been made in view of the circumstances as described above, solves the problems of the prior art, has excellent regenerative efficiency, and achieves downsizing, weight reduction, high efficiency, and economy. It is an object of the present invention to provide a new input / output insulated power regeneration device that can be used.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The invention of this application is an electric power regeneration device including an AC-DC bidirectional converter that operates as an AC-DC converter when a battery is charged and operates as a DC-AC inverter when the battery is discharged. When charging the battery, the DC output power of the AC-DC bidirectional converter is insulated to charge the battery, and when the battery is discharged, the discharge power is insulated and regenerated to the AC power supply side via the AC-DC bidirectional converter Insulated forward / reverse direction buck-boost regulator, this input / output insulated forward / reverse direction buck-boost regulator is a high-frequency transformer having a primary winding, a secondary winding and a tertiary winding, Consists of four unidirectional switches connected by bridge, A primary side switch group for converting the DC output voltage of the AC-DC bidirectional converter into a rectangular wave AC voltage and supplying the converted voltage to the primary winding of the high frequency transformer; Consists of four unidirectional switches connected by bridge, A secondary side switch group that synchronously rectifies AC power generated in the secondary winding of the high-frequency transformer and generates a DC voltage insulated from the primary winding circuit of the high-frequency transformer; It consists of two bidirectional switches, and one end of one bidirectional switch Tertiary winding of high frequency transformer One end of Connected to At the same time, one end of the other bidirectional switch is connected to the other end of the tertiary winding of the high-frequency transformer, and the other ends of both bidirectional switches are connected in common and insulated from the primary winding of the high-frequency transformer. Was Tertiary AC switch group, One end is connected to the other end of both bidirectional switches connected in common, and the other end is connected to the neutral point of the tertiary winding of the high-frequency transformer, A primary side switch group and a capacitor to which a DC voltage corresponding to a phase difference in switching timing between the secondary side switch group and the tertiary side AC switch group synchronized with the primary side switch group is applied to both ends. Group DC output voltage Said Provided is an input / output insulated power regeneration device (claim 1) characterized in that a battery is charged by a combined voltage obtained by adding a voltage across a capacitor.
[0013]
The invention of this application further includes a switch control circuit for controlling on / off of the primary side switch group, the secondary side switch group synchronized with the primary side switch group, and the tertiary side AC switch group in the above power regeneration device. The control circuit is configured such that the primary side switch group and the secondary side switch group correspond to the charging voltage of the battery so that the battery can be charged with a voltage in a range from a voltage higher than the output voltage of the secondary winding circuit to approximately 0V. The input / output insulation type power regeneration device (Claim 1), wherein the switch control circuit includes a primary side switch group and a secondary side synchronized with the primary side switch group. Input / output insulation type power regeneration device characterized in that the phase difference of the switching timing between the switch group and the tertiary AC switch is arbitrarily set within a range from about 0 degrees to about 180 degrees ( Motomeko 3), Primary side The input / output isolation type characterized in that both the time ratio of the on / off period of the switch group and the secondary side switch group and the time ratio of the on / off period of the tertiary side AC switch group are set to about 50% An electric power regeneration device (Claim 4) is also provided.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The invention of this application has the features as described above. Hereinafter, embodiments will be described with reference to the accompanying drawings, and the embodiments of the invention of this application will be described in more detail.
[0015]
【Example】
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of an input / output insulated power regeneration device of the invention of this application.
[0016]
For example, as illustrated in FIG. 1, the input / output insulation type power regeneration device of the invention of this application does not require a discharge circuit (c) like the conventional power regeneration device shown in FIG. The battery side is insulated from the primary winding N1, the secondary winding N2, and the tertiary winding N3 + N4 of the high-frequency transformer T in the input / output insulation type forward / reverse direction buck-boost regulator (2). -The optimum voltage ratio between the DC voltage E0 of the DC bidirectional converter (1) and the voltage E1 ± E2 of the battery (3) can be freely selected by the primary winding N1, the secondary winding N2, and the tertiary winding N3 + N4. The charging voltage of the battery (3) can be variably controlled over a wide range from a predetermined voltage to around 0V.
[0017]
Further explaining in this case, the input / output insulated power regeneration device illustrated in FIG. 1 includes an AC-DC bidirectional converter (1), an input / output insulated forward / reverse boost / buck regulator (2), and a secondary battery. A battery (3).
[0018]
The AC-DC bidirectional converter (1) operates as an AC-DC converter when the battery (3) is charged, and operates as a DC-AC inverter during power regeneration by discharging the battery (3).
[0019]
The AC-DC bidirectional converter (1) includes AC switches S11 to S16 that synchronously rectify a three-phase AC voltage during charging, a capacitor C1 that smoothes the voltage that has passed through the AC switches S11 to S16, and an AC switch S11. A switch control circuit (4) for controlling on / off of S16, coils L1 to L6 and capacitors C2 to C4 for absorbing noise of the three-phase AC line are provided. On the other hand, at the time of discharging, the electric power stored in the capacitor C1 from the battery (3) via the input / output insulation type forward / backward step-up / down regulator (2) is used as an energy source, and is normally supplied to the AC power source side by a known technique. Power regeneration is performed.
[0020]
The input / output insulation type forward / reverse voltage regulator (2) performs control to adjust the charging voltage of the battery (3) during charging, and in the regeneration, the discharge power of the battery (3) is insulated by a transformer and AC− Regenerative control is performed to the DC bidirectional converter (1) side.
[0021]
The input / output insulation type forward / reverse direction buck-boost regulator (2) includes a three-winding transformer T having a primary winding N1, a secondary winding N2, and a tertiary winding N3 + N4 as a high-frequency transformer, and an AC-DC Unidirectional switches S1 to S4 (primary side switch group) for converting the DC voltage output from the bidirectional converter (1) into a rectangular wave AC voltage and supplying it to the primary winding N1 of the transformer T; Connected to the secondary winding N2, and synchronously rectifies the AC power generated in the secondary winding N2 of the transformer T to generate a DC voltage E1 insulated from the primary winding N1, more specifically, a unidirectional switch S1 To unidirectional switches S′1 to S′4 (secondary side switch group) that generate DC voltage E1 proportional to the winding ratio N1: N2 in synchronism with the primary winding circuit in synchronization with S4; A bidirectional switch connected to the tertiary winding N3 + N4 of T Switches S5 and S6 (tertiary side switch group), unidirectional switches S1 to S4 and unidirectional switches S′1 to S′4 and bidirectional switches provided on the tertiary winding N3 side of the transformer T A capacitor C5 to which a DC voltage corresponding to the phase difference in switching timing with S5 and S6 is applied to both ends is provided.
[0022]
In the example of FIG. 1, the capacitor C8 and the resistor R1, the capacitor C9 and the resistor R3, and the capacitor C6 for suppressing spike voltages generated in the primary winding N1, the secondary winding N2, and the tertiary winding N3 + N4 of the transformer T are used. A smoothing coil L7 for a pulse voltage generated from the intermediate point of the resistor R2 and the tertiary winding N3 + N4 of the transformer T is also provided.
[0023]
In addition, the unidirectional switches S1 to S4, the unidirectional switches S′1 to S′4 synchronized with the unidirectional switches S1 to S′4, and the bidirectional switches S5 and S6 are controlled to be turned on / off. For example, a switch control circuit (5) for performing phase control as illustrated in FIG. 4 to be described later is provided. In the input / output insulation type forward / reverse voltage step-up / down regulator (2) in FIG. According to 5), the phase difference of the switching timing of each switch is adjusted, and the voltage across the capacitor C5 is variably controlled. The charging voltage of the battery (3) at this time is a voltage obtained by adding the voltage across the capacitor C5 = ± E2 to the output voltage E1 of the secondary winding circuit.
[0024]
FIG. 2 is a diagram for explaining the direction of current flowing through the bidirectional switches S5 and S6. As illustrated in FIG. 2, each of the bidirectional switches S5 and S6 includes two transistors Q1 and Q2 and two diodes D1 and D2. The transistor Q1 is turned on by the switch control circuit (5). When the transistor Q2 is turned off, current flows along the solid line arrow A shown in the figure, and when the transistor Q1 is turned off and the transistor Q2 is turned on, current flows along the dotted line arrow B shown in the figure. .
[0025]
FIG. 3 is a diagram illustrating the relationship between on / off of the unidirectional switches S1 to S4 and the voltage across the primary winding N1 of the transformer T. As illustrated in FIG. 3, the unidirectional switches S1 and S3 and the unidirectional switches S2 and S4 are alternately turned on and off by the switch control circuit (5). A rectangular wave voltage is supplied to the winding N1. That is, the unidirectional switches S1 to S4 convert the DC voltage output from the AC-DC bidirectional converter (1) into a rectangular wave AC voltage.
[0026]
As illustrated in FIG. 3, the unidirectional switches S′1 to S′4 are controlled by the switch control circuit (5) so as to be synchronized with the on / off of the unidirectional switches S1 to S4.
[0027]
FIG. 4 shows the phase difference between the switching timings of the unidirectional switches S1 to S4, the unidirectional switches S′1 to S′4, and the bidirectional switches S5 and S6, and the input / output insulated forward / reverse direction boost / buck regulator (2). It is the figure which illustrated the relationship with an output voltage (It abbreviates (AB) in a figure), and when FIG. 4 (a) has a phase difference of 45 degree | times, FIG.4 (b) has a phase difference of 90 degree | times. In this case, FIG. 4C illustrates a case where the phase difference is 135 degrees.
[0028]
FIG. 5 is an enlarged view showing switching timing waveforms of the switches S1 to S6 when the phase difference is 45 degrees. As shown in FIG. 5, the unidirectional switches S1 to S4, the unidirectional switches S′1 to S′4, and the bidirectional switches S5 and S6 all have substantially the same on period, and the off period is long. It is almost the same, from when one set of unidirectional switches is turned off until the other set of unidirectional switches is turned on, from when one of the bidirectional switches is turned off to the other of the bidirectional switches. A pause period is provided until the device is turned on. Since it takes time for the transistors constituting each of the switches S1 to S6 to change from the on state to the off state, such a pause period is provided in order to completely turn off the transistors.
[0029]
First, for example, when the phase difference between the switching timings of the unidirectional switches S′1 to S′4 (which are synchronized with the unidirectional switches S1 to S4) and the bidirectional switches S5 and S6 is 0 degree, the capacitor The charging voltage of C5 becomes the maximum value E2, and a voltage obtained by adding the output voltage E1 of the secondary winding circuit to the charging voltage = E1 + E2 becomes the charging voltage EB of the battery (3).
[0030]
On the other hand, when the phase difference is 45 degrees, the output voltage waveform between A and B (see FIG. 1) of the tertiary winding circuit is as illustrated in FIG. 4A (A to B in the figure). Abbreviated and the same shall apply hereinafter). That is, a period (1) in which both the unidirectional switches S′1, S′3 and the bidirectional switch S5 are at a high level, or a period in which both the unidirectional switches S′2, S′4 and the bidirectional switch S6 are in a high level (1). The voltage between A and B in 3 ▼ has a peak value. In this case, the average voltage E45 between A and B is E45 = E1 + E2 / 2, and the voltage across the capacitor C5 is E2 / 2. The charging voltage EB of the battery (3) is EB = E1 + E2 / 2.
[0031]
On the other hand, when the phase difference is 90 degrees, the output voltage waveform between A and B of the tertiary winding circuit is as shown in FIG. In this case, the period during which both the unidirectional switches S′1, S′3 and the bidirectional switch S5 are at the high level (1) or the period during which both the unidirectional switches S′2, S′4 and the bidirectional switch S6 are at the high level. 3 and a period {circle around (2)} when the unidirectional switches S′1 and S′3 are at the high level and the bidirectional switch S5 is at the low level, or the unidirectional switches S′2 and S′4 are at the high level and the bidirectional switch S6. Is substantially equal to the period (4) in which the low level becomes low, and the output voltage waveform between A and B is a rectangular wave with a time ratio of approximately 50%. Therefore, the average voltage E90 between A and B is substantially equal to the output voltage E1 of the secondary winding circuit, and the voltage across the capacitor C5 is substantially 0V. Further, the charging voltage EB of the battery (3) is EB = E1.
[0032]
On the other hand, when the phase difference is 135 degrees, the output voltage waveform between A and B of the tertiary winding circuit is as shown in FIG. In this case, period (1) in which both the unidirectional switches S′1, S′3 and the bidirectional switch S5 are at the high level, or both the unidirectional switches S′2, S′4 and the bidirectional switch S6 are at the high level. During period {circle around (3)}, both unidirectional switches S′1, S′3 are at high level and bidirectional switch S5 is at low level (2), or unidirectional switches S′2, S′4 are at high level. Since the period (4) in which the direction switch S6 is at the low level is longer, the output voltage waveform between A and B is a rectangular wave with a time ratio of approximately 25%. Therefore, the average voltage E135 between A and B is E135 = E1−E2 / 2, and the voltage across the capacitor C5 is −E2 / 2. Further, the charging voltage EB of the battery (3) is EB = E1−E2 / 2.
[0033]
On the other hand, when the phase difference is 180 degrees, the phase difference between the switching timings of the unidirectional switches S′1 to S′4 and the bidirectional switches S5 and S6 is inverted. The voltage is substantially constant -E2, and the voltage across the capacitor C5 is also -E2. At this time, the charging voltage EB of the battery 3 is EB = E1-E2.
[0034]
Thus, in the invention of this application, the phase difference of the switching timings of the unidirectional switches S1 to S4 and the unidirectional switches S′1 to S′4 and the bidirectional switches S5 and S6 is determined by the switching control circuit (5). Since the voltage can be arbitrarily adjusted, the voltage across the capacitor C5 can be arbitrarily changed. As a result, the charging voltage EB of the battery (3) is set to approximately 0V (exactly 0V) from the voltage higher than the output voltage of the secondary winding circuit. Variable control over a wide range up to (including).
[0035]
In general, batteries are used in a wide range of voltages and currents, ranging from large capacity, high voltage (with many serial connections) applications such as electric vehicles and midnight power storage to small capacity, low voltage applications such as those for mobile phones. Manufacturing facilities are required. Therefore, the variable voltage range of the power regeneration device also needs to have a variable range of about 0 to 5 V to 0 to 400 V depending on the application. On the other hand, in order to match the voltage difference between the discharge regenerative voltage of these various batteries, which are assumed to be mass-produced, and the standard DC voltage for AC200V regeneration, which is generally standard in Japan, 350V, in addition to the input / output insulation, Conversion is required.
[0036]
For this reason, it is conceivable to insert a DC-DC converter on the output side of the AC-DC bidirectional converter (1) to achieve voltage ratio matching. However, the insertion of the DC-DC converter only adds negative factors such as a decrease in efficiency due to an increase in loss for both charging and discharging, an increase in cost due to an increase in quantity, an increase in size, and an increase in weight.
[0037]
Therefore, the above-described invention of this application realizes a wide variable voltage range and enables matching of the voltage ratio, and insulation between the input and output, and the AC-DC bidirectional converter (1) and the input / output insulation type positive polarity. The voltage matching function with the reverse bidirectional buck-boost transformer (2) is realized by a three-winding high-frequency transformer, and integrated with the input / output insulation type forward / backward boost regulator (2). There is a big feature. As a result, charging / discharging loss does not increase and efficiency reduction does not occur, and not only the regenerative efficiency is excellent, but also miniaturization, weight reduction, high efficiency, and economy can be achieved.
[0038]
FIG. 6 shows that when the input / output non-isolated forward / reverse boost regulator (4) different from the input / output insulated reverse boost / boost regulator (2) is used, the output voltage during charging is lowered. The flow of current is shown, and an example in which the voltage across the capacitor C5 is lowered to -E2 is shown.
[0039]
Since the output voltage of the AC-DC bidirectional converter (not shown) is a constant voltage E0, the output voltage of the input / output non-insulated forward / reverse voltage regulator (4) is E0-E2.
[0040]
At this time, assuming that the charging current flowing through the battery (3) is I2, the push-pull inverter using the bidirectional switches S5 and S6 and the windings N3 and N4 using the power corresponding to the voltage drop = −E2 · I2 as the power source The rectangular wave alternating current is generated by this, and is further converted into direct current by a full wave bridge circuit composed of the unidirectional switches S1 to S4 and the winding N1. That is, in this case, the bidirectional switches S5 and S6 are primary drive sides, and the unidirectional switches S1 to S4 are secondary output DC-DC converters, and the flow of power energy is in the direction of the arrow from the right side to the left side. Is transmitted to.
[0041]
Between the reverse polarity voltage -E2 and the regenerative voltage E0 at this time, the drive phase difference between the S5, S6 circuit and the S1-S4 circuit and N1: N3: N4 are the same as shown in FIG. A regenerative voltage corresponding to the turns ratio is generated as E0.
[0042]
Assuming that the regenerative current flowing by this regenerative voltage is I′2, I′2 flows in the direction indicated by the arrow in FIG. 6, so that the power supplied from the AC-DC bidirectional converter to the battery (3) side is eventually E0 · I1 and the regenerative current I′2 is added to this, and the charging current I2 of the battery (3) flows. Therefore, between I1, I′2 and I2,
I2 = I1 + I′2 (1)
The relationship is established.
[0043]
Therefore, when the loss of the input / output non-insulated forward / reverse voltage regulator (4) is virtually zero, the input energy = E0 · I1 and the charging power of the battery (3) = (E0−E2) I2. In the ideal state with zero conversion loss,
E0 · I1 = (E0−E2) I2 (2)
It becomes.
[0044]
If the relationship of the formula (1) is put into I2 and rearranged, the relationship of E0 · I1 = (E0−E2) (I1 + I′2) is established. Therefore, if this formula is rearranged and E0 · I1 is deleted,
E0 ・ I1 = E0 ・ I1 + E0 ・ I'2-E2 ・ I1-E2 ・ I'2
E2 (I1 + I′2) = E0 · I′2 = E2 · I2 (3)
It becomes.
[0045]
That is, according to the equation (3), the step-down power of the input / output non-insulated forward / reverse voltage regulator (4) = E2 · I2 is E0 · I′2 as a reverse converter in an ideal state where the conversion loss is zero. Has been regenerated as.
[0046]
On the other hand, when the output voltage of the input / output non-insulated forward / reverse voltage regulator (4) is increased to E0 + E2, a rectangular wave AC is generated by the bridge inverter by the unidirectional switches S1 to S4 and the winding N1, and the winding N3 , N4 and bi-directional switches S5, S6 further rectify the two-phase half-waves. In this case, the unidirectional switches S1 to S4 are the primary drive side, and the bidirectional switches S5 and S6 are the secondary output side, and the power energy is from the left to the right, that is, in the normal direction, contrary to the arrows in FIG. Since it flows, the arrow I′2 is also opposite to the direction in FIG.
[0047]
Of course this time
I1 = I′2 + I2 (4)
Thus, the power supplied from the AC-DC bidirectional converter is E0 · I1 = E0 (I′2 + I2), and the power supplied to the battery (3) is an input / output non-isolated forward / reverse voltage regulator ( In the ideal state where the loss of 4) is zero, it is (E0 + E2) I2, so the following relationship is established.
E0 · I1 = E0 (I′2 + I2) = (E0 + E2) I2 (5)
If E0 · I2 is deleted from the equation (5),
E0I′2 = E2I2 (6)
Is obtained.
[0048]
(6) is for boosting, and (3) is for input / output non-insulated forward / reverse direction buck-boost regulator (4) at the time of step-down. The input and output power are equal, and the voltage ratio can be freely set according to the drive phase difference. It means that it can be changed.
[0049]
FIG. 7 shows the flow of current when the output voltage during charging of the input / output insulation type forward / reverse direction buck-boost regulator (2) in the invention of this application is lowered. Similarly to FIG. 6, the capacitor C5 The example which reduced the both-ends voltage of-to -E2 is shown.
[0050]
The input / output insulation type forward / reverse voltage step-up / down regulator (2) illustrated in FIG. 7 includes the unidirectional switches S1 to S4 and the primary winding N1 in FIG. 6, the unidirectional switches S1 to S4 and the primary winding N1, The unidirectional switches S′1 to S′4 and the secondary winding N2 are divided into two sets, and the tertiary windings N3 and N4 and the bidirectional switches S5 and S6 have the same configuration.
[0051]
Here, it is assumed that the DC voltage E0 of the AC-DC bidirectional converter (not shown) is equal to the DC voltage E1 of the secondary winding circuit. In practice, for example, E0 is usually selected around 350V to match the charging / discharging of AC200V, and the DC voltage E1 of the secondary winding circuit is selected as an arbitrary voltage determined by the voltage of the charging / discharging battery. However, in order to briefly explain the operation at the time of insulation between the primary winding circuit (AC power supply) side and the secondary winding circuit (battery) side, the winding N1 and the winding N2 and E0 and E1 are equal to did.
[0052]
In addition, since the direction of the flow of power energy in the tertiary winding circuit changes at the time of step-up and step-down, it is the same as that of the input / output non-insulated type in FIG. Only an example when the pressure regulator (2) is lowered is shown.
[0053]
In this case, when the same step-down operation as in FIG. 6 is performed, E0 = E1 and the battery voltage E1-E2 = E0-E2 due to the above-described conditions. Since the relationship of the expression (3) is established, E0 · I′2 = E1 · I′2 = E2 · I2.
[0054]
Therefore, the primary circuit in FIG. 6 is insulated and separated into a primary circuit and a secondary circuit, and an AC-DC bidirectional converter is connected only to the primary circuit side, so that the charging power E0 • I1 is input / output insulated forward / reverse. The voltage is supplied to the battery (3) via the direction step-up / down regulator (2), while the secondary winding circuit output E1 and the output voltage E2 of the tertiary winding circuit are set to the phase difference described above (see FIG. 4). A wide range of voltage adjustments can be performed as E1 ± E2 by the control.
[0055]
As described above, in the circuit of FIG. 7, the unidirectional switch S ′, which is a secondary winding circuit, has the same function as that obtained by inserting an insulated bidirectional DC-DC converter in the previous stage of the circuit of FIG. 1 to S'4 and winding N2 can only be added. Therefore, compared to the case where an isolated bidirectional DC-DC converter is inserted separately, a single high-frequency transformer can be used, and switching elements can be added in half. In addition, the overall loss is small, and it is also useful for miniaturization, light weight and economy.
[0056]
FIG. 8 is a block diagram illustrating the internal configuration of the switch control circuit (5) in FIG. For example, the switch control circuit (5) illustrated in FIG. 8 includes a clock generator (11), a comparator (12), a one-shot multi (13) (14), flip-flops (15) (16), NAND gates (17) to (20) and an inverter (21) are provided.
[0057]
The clock generator (11) outputs a triangular wave signal to the comparator (12), and the comparator (12) outputs a PWM signal. The pulse width of the PWM signal can be arbitrarily variably controlled. With this control, the signals output from the NAND gates (17) and (18) and the signals output from the NAND gates (19) and (20) can be controlled. The phase can be shifted by an arbitrary amount.
[0058]
When the battery (3) is charged / discharged using the input / output insulation type forward / reverse direction buck-boost regulator (2) in the present embodiment as described above, there is no power consumption other than the heat generation of the circuit elements, which is essential in the past. Therefore, the circuit configuration can be simplified and the power consumption can be reduced.
[0059]
Further, even if there is a considerable difference in the fluctuation of the input AC voltage supplied to the AC-DC bidirectional converter (1) and the charging voltage of the battery (3), the input / output insulation type forward / reverse direction buck-boost regulator (2 ) Has a very wide voltage adjustment range, so there are no restrictions on the input AC voltage and the battery operating voltage, and the practicality increases.
[0060]
In the example of FIGS. 1 and 7, a full bridge circuit is connected to the primary winding N1 side and the secondary winding N2 side of the transformer T, that is, the unidirectional switches S1 to S4 and the unidirectional switch S. This is a case where the primary side full bridge circuit and the secondary side full bridge circuit are configured by '1 to S'4. Instead of this full bridge circuit, for example, the half shown in FIG. A bridge circuit or a push-pull circuit illustrated in FIG. Further, a push-pull circuit is connected to the tertiary winding N3 side of the transformer T, that is, the push-pull circuit is configured by the bidirectional switches S5 and S6, but the half-bridge circuit shown in FIG. A full bridge circuit illustrated in FIG.
[0061]
In FIG. 1, a three-phase AC power source is connected to the AC-DC bidirectional converter (1). However, it goes without saying that the invention of this application is also applicable to a case where a single-phase AC power source is connected. Yes.
[0062]
Of course, the present invention is not limited to the above examples, and various modes are possible for details.
[0063]
【The invention's effect】
As described above in detail, the invention of this application provides a new input / output insulated power regeneration device that is excellent in regeneration efficiency and can be reduced in size, weight, and economy.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of an input / output insulated power regeneration device of the invention of this application.
FIG. 2 is a diagram illustrating the direction of current flowing in a bidirectional switch.
FIG. 3 is a diagram showing a relationship between ON / OFF of a unidirectional switch and a voltage across a primary winding of a transformer T.
FIG. 4 is a diagram showing a relationship between a phase difference between switching timings of a unidirectional switch and a bidirectional switch and an output voltage of an input / output non-insulated forward / reverse direction buck-boost regulator.
FIG. 5 is an enlarged view showing the switching timing waveform of each switch when the phase shift is 45 degrees.
FIG. 6 is a diagram showing a flow of current when the output voltage of the input / output non-insulated forward / reverse direction buck-boost regulator is lowered.
FIG. 7 is a diagram showing a current flow when the output voltage of the input / output insulation type forward / reverse direction buck-boost regulator is lowered.
FIG. 8 is a block diagram illustrating an internal configuration of a switch control circuit.
9A, 9B, and 9C are block diagrams illustrating a half bridge circuit, a full bridge circuit, and a push-pull circuit, respectively.
FIGS. 10A and 10B are circuit diagrams illustrating schematic configurations of conventional power regeneration devices, respectively.
[Explanation of symbols]
1 AC-DC bidirectional converter
2 I / O insulated forward / backward boost / buck
3 batteries
4 Input / output non-insulated forward / reverse direction buck-boost regulator
11 Clock generator
12 Comparator
13,14 One-shot multi
15,16 flip-flop
17, 18, 19, 20 NAND gate
21 Inverter

Claims

A power regeneration device including an AC-DC bidirectional converter that operates as an AC-DC converter during battery charging and operates as a DC-AC inverter during battery discharging,
Input / output insulation type that insulates the DC output power of the AC-DC bidirectional converter when charging the battery and charges the battery, and insulates the discharge power and regenerates to the AC power supply side via the AC-DC bidirectional converter when discharging the battery It has a forward / reverse direction buck-boost adjuster,
This input / output insulation type forward / reverse direction buck-boost regulator
A high-frequency transformer having a primary winding, a secondary winding and a tertiary winding; and
A primary-side switch group that includes four unidirectional switches connected in a bridge, converts the DC output voltage of the AC-DC bidirectional converter into a rectangular wave AC voltage, and supplies it to the primary winding of the high-frequency transformer;
It is composed of four unidirectional switches connected in a bridge, and synchronously rectifies the AC power generated in the secondary winding of the high-frequency transformer to generate a DC voltage that is insulated from the primary winding circuit of the high-frequency transformer. A secondary switch group;
Consists of two bidirectional switches, the other end of the one end of the bidirectional switch is connected to one end of the tertiary winding of the high-frequency transformer Rutotomoni, other end of the bidirectional switch is a high-frequency transformer tertiary winding And the other ends of both bidirectional switches are connected in common, and a tertiary AC switch group that is insulated from the primary winding of the high-frequency transformer ,
One end is connected to the other end of both bidirectionally connected switches, and the other end is connected to the neutral point of the tertiary winding of the high-frequency transformer. A capacitor to which a DC voltage corresponding to the phase difference of the switching timing between the switch group and the tertiary AC switch group is applied to both ends;
An input / output insulated power regeneration device, wherein a battery is charged by a combined voltage obtained by adding a voltage across the capacitor to a DC output voltage of a secondary side switch group.

A switch control circuit for controlling on / off of the primary side switch group and the secondary side switch group synchronized with the primary side switch group and the tertiary side AC switch group is provided, and this switch control circuit is higher than the output voltage of the secondary winding circuit Adjust the phase difference in the switching timing of the primary side switch group and the secondary side switch group and the tertiary side AC switch group according to the battery charging voltage so that the battery can be charged with a voltage in the range from the voltage to approximately 0V The input / output insulated power regeneration device according to claim 1.

The switch control circuit arbitrarily sets the phase difference of the switching timing between the primary side switch group and the secondary side switch group synchronized with the primary side switch group and the tertiary side AC switch within a range from about 0 degrees to about 180 degrees. The input / output insulation type power regeneration device according to claim 1 or 2

The time ratio of the ON / OFF period of the switch of the primary side switch group and the secondary side switch group and the time ratio of the ON / OFF period of the tertiary side AC switch group are both set to about 50%. The input / output insulated power regeneration device according to any one of 1 to 3.