JP3686992B2 - PWM motor drive device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばVTRのキャプスタンモータ等のブラシレスDCモータをPWM方式で回転数を制御した上で駆動するPWMモータ駆動装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
モータ駆動装置の出力段の構成例を図7に示す。同図において、TUU、TVU、TWU、TUL、TVL、TWLはNPN型のパワートランジスタである。LU、LV、LWはそれぞれモータのU相、V相、W相のコイルであり、Y結線されている。トランジスタTUU、TVU、TWUのコレクタにはモータの駆動電圧VMが印加されており、トランジスタTUL、TVL、TWLのエミッタはグランドに接続されている。トランジスタTUUのエミッタとトランジスタTULのコレクタとがモータのU相のコイルLUに、トランジスタTVUのエミッタとトランジスタTVLのコレクタとがモータのV相のコイルLVに、トランジスタTWUのエミッタとトランジスタTWLのコレクタとがモータのW相のコイルLWに、それぞれ接続されている。
【0003】
例えば、図7に矢印Y1で示すように、モータのU相のコイルLUからV相のコイルLVに電流を流すときには、上側出力トランジスタTUUと下側出力トランジスタTVLとをONさせるが、PWM駆動方式では、これらのトランジスタのどちらか一方または両方のON/OFFをスイッチングさせる。そして、このON/OFFのデューティ比によって、モータへ供給する電力量、すなわち、モータの回転数を制御する。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、PWM駆動方式では、上述したようにモータの各コイルをパルスで駆動するため、モータの回転効率は良いが、その反面、モータの各コイルに流れる電流の波形として正弦波を得ることができず、モータを滑らかに回転させることができなかった。
【0005】
そこで、本発明は、モータの回転リップルをより減らすようにしたPWMモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明では、モータの各相をパルスで駆動し、このパルスのデューティ比によってモータへ供給する電力量を制御するPWMモータ駆動装置において、モータの回転位置を示す信号に基づいて、トルクが最小となるタイミングで最大となる三角波状の信号であるリップルキャンセル信号を生成する信号生成手段を設け、モータの実際の回転数と設定回転数との誤差に応じた信号と前記リップルキャンセル信号とを加算した信号で前記パルスのデューティ比を制御するようにしている。
【0007】
この構成により、トルクが最小となるタイミングで最大となる三角波状の信号に応じてPWM信号のデューティ比が制御されるので、トルクが弱いタイミングでより多くの電流を流すようにすることができる。
【0008】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。本発明の一実施形態であるPWMモータ駆動装置のブロック図を図1に示す。モータの回転部分であるロータの周辺に取り付けられたホール素子HU、HV、HWからそれぞれ出力されるホール信号H1、H2、H3は、ホールアンプ1で増幅されて信号A1、A2、A3となった後、三相合成回路2に入力される。尚、3つのホール信号H1、H2、及び、H3はモータの回転位置を示すものである。
【0009】
出力アンプ3は、NPN型のパワートランジスタTUU、TVU、TWU、TUL、TVL、及び、TWLで構成されている。上側出力トランジスタTUU、TVU、及び、TWUのコレクタにはモータの駆動電圧VMが印加されており、下側出力トランジスタTUL、TVL、TWLのエミッタは共通の抵抗Rを介してグランドに接続されている。上側出力トランジスタTUUのエミッタと下側出力トランジスタTULのコレクタとがモータのU相のコイルLUに、上側出力トランジスタTVUのエミッタと下側出力トランジスタTVLのコレクタとがモータのV相のコイルLVに、上側出力トランジスタTWUのエミッタと下側出力トランジスタTWLのコレクタとがW相のコイルLWに、それぞれ接続されている。出力トランジスタTUU、TVU、TWU、TUL、TVL、TWLのベースにはそれぞれ三相合成回路2から出力される電流UU、VU、WU、UL、VL、WLが供給される。
【0010】
制御アンプ4の反転入力端子(−)には基準電圧VREFが入力されており、一方、その非反転入力端子(+)には電圧信号であるトルクコントロール信号TCTLが入力されている。そして、制御アンプ4は、反転入力端子(−)に入力される電圧と非反転入力端子(+)に入力される電圧との電圧差に応じた電流ICTLを出力する。具体的には、トルクコントロール信号TCTLの電圧が基準電圧VREFよりも高くなるほど、制御アンプ4から出力される電流ICTLは大きくなる。電流供給回路11は、制御アンプ4から出力される電流ICTLを抵抗5及びリップルキャンセル回路13に供給する。
【0011】
尚、トルクコントロール信号TCTLは、モータの回転数を検出し、検出した回転数と設定回転数とを比較する不図示の回路から出力される信号であり、その電圧値は、モータの実際の回転数が設定回転数よりも低いほど高くなり、設定回転数よりも高いほど低くなる。したがって、制御アンプ4から出力される電流ICTLは、モータの実際の回転数と設定回転数との誤差に応じた信号である。
【0012】
電流帰還アンプ6の非反転入力端子(+)には、制御アンプ4から出力される電流ICTLと後述するリップルキャンセル回路13から出力される電流ICANとを加算した電流が抵抗5で電圧に変換されて入力されており、一方、反転入力端子(−)には、抵抗Rの両端の電圧、すなわち、モータの駆動電流に応じた電圧が入力されている。
【0013】
そして、電流帰還アンプ6は、非反転入力端子(+)に入力される電圧と反転入力端子(−)に入力される電圧との電圧差に応じた電流IFSを出力する。具体的には、制御アンプ4から出力される電流ICTLとリップルキャンセル回路13から出力される電流ICANとを加算した電流が大きくなるほど、また、モータの駆動電流が小さくなるほど、電流帰還アンプ6から出力される電流IFSは大きくなる。
【0014】
PWMコンパレータ9の非反転入力端子(+)には電流帰還アンプ6から出力される電流IFSが抵抗8によって電圧に変換されて入力されており、一方、反転入力端子(−)には三角波発生回路10から出力される高周波な三角波が入力されている。
【0015】
以上から、PWMコンパレータ7からは高周波な2値信号(以下、「PWM信号」と称する)SPWMが出力されるが、このPWM信号SPWMの1周期に対するハイレベルのデューティ比は、トルクコントロール信号TCTL及びモータの駆動電流に加えて、リップルキャンセル回路13から出力される電流ICANに応じて制御されることになる。具体的には、トルクコントロール信号TCTLの電圧値が高くなるほど、また、リップルキャンセル回路13から出力される電流ICANの電流値が大きくなるほど、また、モータの駆動電流が小さくなるほど、PWM信号SPWMの1周期に対するハイレベルのデューティ比は大きくなる。
【0016】
さて、図3に示すように、ホール素子HU、HV、HWからそれぞれ出力される、互いに120゜ずつ位相がずれた正弦波状のホール信号H1、H2、H3は、ホールアンプ1でそれぞれ位相が30゜進角された後、増幅されて信号A1、A2、A3となる。
【0017】
三相合成回路2の内部構成を図2に示す。対数変換回路21は、図3に示すように、信号A1、A2、A3の正の部分を取り出してそれぞれ得られる切り替え信号B1、B2、B3、及び、信号A1、A2、A3のそれぞれの負の部分を取り出して得られる切り替え信号B4、B5、B6を生成する。
【0018】
また、対数変換回路21は、図3に示すように、信号A1、A2、A3のそれぞれの絶対値をとって得られる絶対値信号Z1、Z2、Z3を生成する。これらの絶対値信号Z1、Z2、及び、Z3はリップルキャンセル回路13に入力される。
【0019】
三差動回路22の構成を図4に示す。PNP型のトランジスタ2201及び2202はカレントミラー回路を構成している。入力側のトランジスタ2201のコレクタには一端がグランドに接続された定電流回路2215に流れ込む定電流が流れている。一方、出力側のトランジスタ2202のコレクタには、NPN型のトランジスタ2203のコレクタが接続されている。
【0020】
NPN型のトランジスタ2203及び2204はカレントミラー回路を構成している。トランジスタ2203のコレクタには、前述したように、トランジスタ2202のコレクタが接続されている。トランジスタ2204のコレクタには、NPN型のトランジスタ2205、2206、及び、2207のエミッタが接続されている。
【0021】
NPN型のトランジスタ2208及び2209はカレントミラー回路を構成している。入力側のトランジスタ2208のコレクタには一端が電源に接続された定電流回路2216から流れ出す定電流が流れている。一方、出力側のトランジスタ2209のコレクタには、PNP型のトランジスタ2210のコレクタが接続されている。
【0022】
PNP型のトランジスタ2210及び2211はカレントミラー回路を構成している。入力側のトランジスタ2210のコレクタには、前述したように、トランジスタ2209のコレクタが接続されている。出力側のトランジスタ2211のコレクタには、PNP型のトランジスタ2212、2213、及び、2214のエミッタが接続されている。
【0023】
トランジスタ2205のベースには切り替え信号B1が、トランジスタ2206のベースには切り替え信号B2が、トランジスタ2207のベースには切り替え信号B3が、トランジスタ2212のベースには切り替え信号B4が、トランジスタ2213のベースには切り替え信号B5が、トランジスタ2214のベースには切り替え信号B6が、それぞれ入力されている。
【0024】
そして、トランジスタ2205、2212、2206、2213、2207、2214のそれぞれのコレクタに流れる電流I1、I2、I3、I4、I5、I6が三差動回路22から出力される。三差動回路22から出力される電流I1、I2、I3、I4、I5、I6はプリアンプ23で増幅されてそれぞれ電流UU、UL、VU、VL、WU、WLとなった後、後述する出力アンプ3の出力トランジスタTUU、TUL、TVU、TVL、TWU、TWLのベースに入力される。
【0025】
尚、三差動回路22から出力される電流のうち、上側出力トランジスタのベースに入力される電流に係わる電流I1、I3、I5はそれぞれスイッチ24、25、26を介してプリアンプ23に入力される。そして、各スイッチ24、25、26はPWM信号SPWMがハイレベルであるときにON、ローレベルであるときにOFFするようになっている。したがって、出力アンプ3の上側出力トランジスタのON/OFFがPWM信号SPWMと同じ周波数及び同じデューティ比でスイッチングされることになる。
【0026】
以上の構成により、モータの回転位置に応じて、駆動されるコイルが適切なタイミングで切り替えられ、モータが回転する。そして、PWM信号SPWMのローレベルに対するハイレベルのデューティ比が大きくなるほど、出力アンプ3の上側出力トランジスタがONする時間が長くなるので、コイルへ供給される電力量(言い換えれば、コイルの駆動電流)が大きくなり、モータの負荷が一定であるとすれば、モータの回転数が高くなる。
【0027】
トルクリップルキャンセル回路13の内部構成を図5に示す。NPN型のトランジスタ1301及び1302はカレントミラー回路を構成している。トランジスタ1301、1302のエミッタはそれぞれ抵抗1303、1304を介して接地されている。入力側のトランジスタ1301のコレクタには制御アンプ4の出力電流ICTLが入力されている。出力側のトランジスタ1302のコレクタにはPNP型のトランジスタ1305のコレクタが接続されている。尚、トランジスタ1302のエミッタと抵抗1304との接続点には、抵抗を接続してリップルキャンセル率を調節することができるように端子が設けられている。
【0028】
PNP型のトランジスタ1305及び1306はカレントミラー回路を構成している。トランジスタ1305、1306のエミッタはそれぞれ抵抗1307、1308を介して電源電圧VCCに接続されている。入力側のトランジスタ1305のコレクタは前述したようにトランジスタ1302のコレクタに接続されている。出力側のトランジスタ1306のコレクタには、PNP型のトランジスタ1307、1308、1309、及び、1310のエミッタが共通に接続されている。
【0029】
トランジスタ1308、1309、1310のベースにはそれぞれ三相合成回路2で生成される絶対値信号Z1、Z2、Z3が入力される。また、トランジスタ1308、1309、1310のベースにはそれぞれ抵抗1312、1313、1314の一端が接続されており、これらの抵抗1312、1313、及び、1314の他端は共通に接続されている。トランジスタ1307のベースは、抵抗1312、1313、及び、1314の共通の接続点に抵抗1311を介して接続されている。抵抗1311、1312、1313、及び、1314の共通の接続点はバイアスされている。
【0030】
NPN型のトランジスタ1315及び1316はカレントミラー回路を構成している。トランジスタ1315、1316のエミッタはそれぞれ抵抗1317、1318を介して接地されている。入力側のトランジスタ1315のコレクタには、トランジスタ1308、1309、及び、1310のコレクタが共通に接続されている。出力側のトランジスタ1316のコレクタにはトランジスタ1317のコレクタが接続されている。そして、トランジスタ1307のコレクタ電流とトランジスタ1316のコレクタ電流との差電流ICANがリップルキャンセル回路13から出力され、抵抗5に供給される。
【0031】
このリップルキャンセル回路13の構成により、リップルキャンセル回路13から出力される電流ICANは、図6にそのタイミングチャートを示すように、三相合成回路2で生成される絶対値信号Z1、Z2、及び、Z3の最小値がとる波形に相似な波形となる。これにより、リップルキャンセル回路13から出力される電流ICANは、各ホール信号H1、H2、H3の振幅が0となるタイミング、すなわち、トルクが最小となるタイミングで最大となる三角波状の信号となる。
【0032】
したがって、リップルキャンセル回路13から出力される電流ICANが大きくなると、PWM信号SPWMの1周期に対するハイレベルのデューティ比が大きくなることから、トルクが弱い部分ほど、上側出力トランジスタがONする時間が長くなる。その結果、トルクの弱い部分をキャンセルすることができるので、モータをより滑らかに回転させることができる。
【0033】
尚、上側出力トランジスタのON/OFFをスイッチングさせる場合には、モータの駆動電流を検出するための抵抗Rは、上記実施形態のように、グランドGND側に接続しておくことが望ましい。というのは、図7に示すように、例えば上側出力トランジスタTUUのON/OFFをスイッチングさせる場合には、上側出力トランジスタTUUがONからOFFに切り替わった後も、コイルLUの逆起電圧により矢印Y2で示すように、下側出力トランジスタTULに寄生するダイオードDを介して電流が流れるが、モータの駆動電圧VM側に抵抗Rを接続していると、この電流を検出することができないからである。
【0034】
同様の理由から、下側出力トランジスタのON/OFFをスイッチングさせる場合には、モータの駆動電流を検出するための抵抗をモータの駆動電圧側に接続しておいた方が、モータの駆動電流をより正確に検出できるので、制御性が向上する。
【0035】
また、上記実施形態では、モータの駆動電流を帰還させているが、これは行わなくてもよい。モータの駆動電流の帰還を行わない場合には、制御アンプ4の出力電流ICTLとリップルキャンセル回路13の出力電流ICANとを加算した電流を抵抗5で電圧に変換してPWMコンパレータ9の非反転入力端子(+)に入力するようにすればよい。但し、モータの駆動電流を帰還させた方が制御性が向上する。
【0036】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のPWMモータ駆動装置によれば、トルクが最小となるタイミングで最大となる三角波状の信号に応じてPWM信号のデューティ比が制御されるので、トルクが弱いタイミングでより多くの電流を流すようにすることができる。これにより、モータをより滑らかに回転させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の一実施形態であるPWMモータ駆動装置のブロック図である。
【図2】 三相合成回路の内部構成を示す図である。
【図3】 各信号のタイミングチャートである。
【図4】 三差動回路の回路図である。
【図5】 リップルキャンセル回路の回路図である。
【図6】 各信号のタイミングチャートである。
【図7】 モータ駆動装置の出力段の回路図である。
【符号の説明】
1 ホールアンプ
2 三相合成回路
3 出力アンプ
4 制御アンプ
5 抵抗
6 電流帰還アンプ
8 抵抗
9 PWMコンパレータ
10 三角波発生回路
11 電流供給回路
13 リップルキャンセル回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a PWM motor driving apparatus that drives a brushless DC motor such as a VTR capstan motor while controlling the number of rotations by a PWM method.
[0002]
[Prior art]
A configuration example of the output stage of the motor driving device is shown in FIG. In the figure, T UU , T VU , T WU , T UL , T VL , and T WL are NPN type power transistors. L U , L V , and L W are U-phase, V-phase, and W-phase coils of the motor, respectively, and are Y-connected. Transistor T UU, T VU, the collector of T WU are applied drive voltage V M of the motor is, the emitter of the transistor T UL, T VL, T WL is connected to the ground. The coil L U collector and the motor of the U-phase of the emitter and the transistor T UL transistor T UU, and the collector of the emitter and the transistor T VL of the transistor T VU is the coil L V of the V-phase of the motor, the transistor T WU The emitter and the collector of the transistor T WL are connected to the W phase coil L W of the motor, respectively.
[0003]
For example, as indicated by an arrow Y 1 in FIG. 7, when the current flows from the coil L U of the motor of the U-phase to the coil L V of the V-phase, makes ON the upper output transistor T UU and lower output transistor T VL However, in the PWM drive system, one or both of these transistors are switched ON / OFF. The amount of electric power supplied to the motor, that is, the rotational speed of the motor is controlled by the ON / OFF duty ratio.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
Here, in the PWM drive method, since each coil of the motor is driven with pulses as described above, the rotation efficiency of the motor is good, but on the other hand, a sine wave can be obtained as the waveform of the current flowing through each coil of the motor. The motor could not be rotated smoothly.
[0005]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a PWM motor driving apparatus that further reduces the rotational ripple of a motor.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, in the present invention, in a PWM motor driving apparatus that drives each phase of a motor with a pulse and controls the amount of power supplied to the motor by the duty ratio of this pulse, a signal indicating the rotational position of the motor Is provided with a signal generating means for generating a ripple cancel signal that is a triangular wave signal that is maximized at a timing when the torque is minimized, and a signal corresponding to an error between the actual rotational speed of the motor and the set rotational speed, and The duty ratio of the pulse is controlled by a signal obtained by adding the ripple cancel signal.
[0007]
With this configuration, since the duty ratio of the PWM signal is controlled in accordance with the triangular wave signal that is maximized at the timing when the torque is minimized, it is possible to flow more current at a timing when the torque is weak.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a block diagram of a PWM motor driving apparatus according to an embodiment of the present invention. Hall signals H1, H2, and H3 respectively output from Hall elements HU, HV, and HW attached to the periphery of the rotor, which is a rotating portion of the motor, are amplified by the
[0009]
The
[0010]
The reference voltage V REF is input to the inverting input terminal (−) of the control amplifier 4, while the torque control signal T CTL that is a voltage signal is input to the non-inverting input terminal (+). The control amplifier 4 outputs a current I CTL corresponding to the voltage difference between the voltage input to the inverting input terminal (−) and the voltage input to the non-inverting input terminal (+). Specifically, the current I CTL output from the control amplifier 4 increases as the voltage of the torque control signal T CTL becomes higher than the reference voltage V REF . The
[0011]
The torque control signal T CTL is a signal output from a circuit (not shown) that detects the number of rotations of the motor and compares the detected number of rotations with the set number of rotations. The lower the rotation speed is, the higher the rotation speed is. The higher the rotation speed is, the lower the rotation speed. Therefore, the current I CTL output from the control amplifier 4 is a signal corresponding to an error between the actual rotational speed of the motor and the set rotational speed.
[0012]
At the non-inverting input terminal (+) of the current feedback amplifier 6, a current obtained by adding a current I CTL output from the control amplifier 4 and a current I CAN output from a
[0013]
The current feedback amplifier 6 outputs a current I FS corresponding to the voltage difference between the voltage input to the non-inverting input terminal (+) and the voltage input to the inverting input terminal (−). Specifically, the larger the current obtained by adding the current I CAN output from the current I CTL and
[0014]
The current I FS output from the current feedback amplifier 6 is converted into a voltage by the
[0015]
From the above, the PWM comparator 7 outputs a high-frequency binary signal (hereinafter referred to as “PWM signal”) S PWM . The high-level duty ratio for one cycle of the PWM signal S PWM is the torque control signal. In addition to the T CTL and the motor drive current, control is performed according to the current I CAN output from the ripple cancel
[0016]
As shown in FIG. 3, sinusoidal Hall signals H1, H2, and H3, which are output from the Hall elements HU, HV, and HW and are shifted in phase by 120 ° from each other, have phases of 30 by the
[0017]
The internal configuration of the three-
[0018]
Further, as shown in FIG. 3, the
[0019]
The configuration of the three
[0020]
[0021]
[0022]
[0023]
The base of the
[0024]
Then, currents I 1, I 2, I 3, I 4, I 5, and I 6 flowing through the collectors of the
[0025]
Of the current output from the three
[0026]
With the above configuration, the driven coil is switched at an appropriate timing according to the rotational position of the motor, and the motor rotates. As the duty ratio of the high level with respect to the low level of the PWM signal S PWM increases, the time during which the upper output transistor of the
[0027]
The internal configuration of the torque ripple cancel
[0028]
The
[0029]
Absolute value signals Z1, Z2, and Z3 generated by the three-
[0030]
[0031]
Due to the configuration of the ripple cancel
[0032]
Therefore, when the current I CAN output from the ripple cancel
[0033]
When switching ON / OFF of the upper output transistor, it is desirable that the resistor R for detecting the drive current of the motor is connected to the ground GND side as in the above embodiment. Because, as shown in FIG. 7, for example, in case of switching the ON / OFF of the upper output transistor T UU, even after the upper output transistor T UU is switched to OFF from ON, the counter electromotive voltage of the coil L U as shown by the arrow Y 2, the current flows through the diode D parasitic to the lower output transistor T UL, when connecting the resistor R to the driving voltage V M side of the motor, detecting the current Because you can't.
[0034]
For the same reason, when switching the ON / OFF of the lower output transistor, it is better to connect a resistor for detecting the motor drive current to the motor drive voltage side. Since it can detect more correctly, controllability improves.
[0035]
Moreover, in the said embodiment, although the drive current of a motor is fed back, this does not need to be performed. When feedback of the motor drive current is not performed, a current obtained by adding the output current I CTL of the control amplifier 4 and the output current I CAN of the ripple cancel
[0036]
【The invention's effect】
As described above, according to the PWM motor drive device of the present invention, the duty ratio of the PWM signal is controlled according to the triangular wave signal that is maximized at the timing at which the torque is minimized. More current can be passed. Thereby, a motor can be rotated more smoothly.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a PWM motor driving apparatus according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing an internal configuration of a three-phase synthesis circuit.
FIG. 3 is a timing chart of each signal.
FIG. 4 is a circuit diagram of a three-differential circuit.
FIG. 5 is a circuit diagram of a ripple cancel circuit.
FIG. 6 is a timing chart of each signal.
FIG. 7 is a circuit diagram of an output stage of the motor driving device.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (3)
前記モータが回転する際の各相の位置を示す信号に基づいて生成されるとともに、前記各相のトルクが最小となるタイミングでそれぞれ最大値となる三角波状のリップルキャンセル信号と、モータの実際の回転数と設定回転数との誤差に応じたトルクコントロール信号とを加算した入力信号をPWMコンパレータに入力させて、前記デューティ比をこのPWMコンパレータの出力で制御するようにしたことを特徴とするPWMモータ駆動装置。In the PWM motor drive device that drives each phase of the motor with a pulse and controls the amount of power supplied to each phase of the motor by the duty ratio of this pulse,
It is generated based on a signal indicating the position of each phase when the motor rotates, and a ripple cancellation signal having a triangular waveform having a maximum value at the timing when the torque of each phase is minimum, and the actual motor A PWM characterized in that an input signal obtained by adding a torque control signal corresponding to an error between the rotational speed and a set rotational speed is input to a PWM comparator, and the duty ratio is controlled by the output of the PWM comparator. Motor drive device.
前記モータの各相の回転位置を示す信号に基づいて、前記各相のトルクが最小となるタイミングでそれぞれ最大値となる三角波状のリップルキャンセル信号を生成する手段と、Based on a signal indicating the rotational position of each phase of the motor, means for generating a triangular wave ripple cancel signal having a maximum value at a timing at which the torque of each phase is minimum,
前記モータの実際の回転数と設定回転数との誤差に応じたトルクコントロール信号と前記リップルキャンセル信号とを加算した信号が入力信号として入力されて、該入力信号のレベルに基づいたデューティ比のPWM信号を出力するPWMコンパレータと、A signal obtained by adding a torque control signal corresponding to an error between the actual rotational speed of the motor and the set rotational speed and the ripple cancellation signal is input as an input signal, and PWM having a duty ratio based on the level of the input signal A PWM comparator that outputs a signal;
電源の高電圧側と前記モータとの間に接続された上側出力トランジスタと、An upper output transistor connected between the high voltage side of the power supply and the motor;
前記電源の低電圧側と前記モータとの間に接続された下側出力トランジスタと、A lower output transistor connected between the low voltage side of the power supply and the motor;
前記モータの各相の回転位置を示す信号に応じて前記上側出力トランジスタおよび前記側出力トランジスタのON/OFFをスイッチングさせるスイッチング手段とを備え、Switching means for switching ON / OFF of the upper output transistor and the side output transistor according to a signal indicating a rotational position of each phase of the motor;
前記上側出力トランジスタと前記下側出力トランジスタのどちらか一方または両方のON/OFFのデューティ比を前記PWM信号で制御することにより、前記電力量を制御することを特徴とするPWMモータ駆動装置。A PWM motor driving apparatus that controls the amount of electric power by controlling the duty ratio of ON / OFF of one or both of the upper output transistor and the lower output transistor with the PWM signal.
Priority Applications (3)
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