JP3684785B2

JP3684785B2 - Vector control inverter device

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Publication number: JP3684785B2
Application number: JP28533997A
Authority: JP
Inventors: 隆洋林田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1997-10-17
Filing date: 1997-10-17
Publication date: 2005-08-17
Anticipated expiration: 2017-10-17
Also published as: JPH11122998A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機等の電動機をベクトル制御するベクトル制御インバータ装置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２９は電流制御形ベクトル制御による従来のベクトル制御インバータ装置の全体構成図、図３０は電流制御形ベクトル制御によるベクトル制御インバータ装置のベクトル制御演算回路のブロック図である。
【０００３】
図２９において、１は三相交流電源、２は三相交流電源１から直流電圧を得るダイオード等で構成される整流回路、３はコンデンサからなる直流電圧平滑用フィルタ、４はトランジスタ等のスイッチング素子で構成されたインバータ回路、５は負荷の誘導電動機、６は誘導電動機５の速度を検出するエンコーダ等の速度検出器、７は誘導電動機５に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流検出器、８は誘導電動機５の速度基準を与える速度指令回路、９は速度指令回路８の指令値ωｒ^*と速度検出器６の検出値ωｒ及び電流検出器７の検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力することにより誘導電動機５に与える１次電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を演算するベクトル制御演算回路、１０は上記１次電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^{* 、}Ｖｗ^*に基づいてインバータ回路４のスイッチング素子をオン／オフさせるための信号を発生するパルス幅変調制御回路、１１は誘導電動機５と機械の間に介在するギヤ比αのギヤまたはベルト等の誘導電動機伝達機構、１２は誘導電動機５によって駆動される負荷機械、１３は負荷機械１２の回転位置を検出するエンコーダ等からなる負荷側位置検出器で、誘導電動機５の速度を検出するエンコーダ等の速度検出器６と実質的に相違するものでない。１３ａはベクトル制御インバータの外部に設置され負荷側位置検出器１３の検出値θを入力して負荷機械１２の回転位置を監視する外部位置監視手段、１４は負荷機械１２と機械端の位置検出器１３の間に介在するギヤ比βのギヤまたはベルト等の伝達機構である。
【０００４】
次に、上記構成におけるベクトル制御演算回路９の内部構成を図３０のベクトル制御ブロック図に従って説明する。
１１Ａは速度指令回路８の指令値ωｒ^*と速度検出器６の検出値ωｒの偏差を増幅してトルク分電流指令値Ｉｑ^*を出力する速度演算増幅器、１２Ａは電流検出器７の交流三相検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを直流の二相電流Ｉｑ（トルク分電流検出値）及びＩｄ（励磁分電流検出値）に変換する三相−二相変換器、１３Ａは励磁分電流検出値Ｉｄから誘導電動機５の２次磁束検出値Ф2 を推定演算するための１次遅れ演算器、１４Ａは速度検出器６の検出値ωｒに応じて２次磁束指令値Ф2 ^*を発生する２次磁束指令発生器、１５Ａは２次磁束指令値Ф2 ^*と２次磁束検出値Ф2 の偏差を増幅して励磁分電流指令値Ｉｄ^*を出力する磁束演算増幅器、１６Ａは引算器、１７Ａａはトルク分電流指令値Ｉｑ^*とトルク分電流検出値Ｉｑの偏差を増幅してトルク分電圧指令値Ｖｑ^*を出力するトルク分電流増幅器、１７Ａｂは励磁分電流指令値Ｉｄ^*と励磁分電流検出値Ｉｄの偏差を増幅して励磁分電圧指令値Ｖｄ^*を出力する励磁分電流増幅器、１８Ａはトルク分電流指令値Ｉｑ^*を２磁束検出値Ф2 で除算してすべり指令ωｓ^*を算出する除算器、１９Ａは速度検出値ωｒにすべり指令ωｓ^*を加算して誘導電動機５への１次角周波数指令ω0 ^*を演算する加算器、２０Ａは１次角周波数指令ω0 ^*を積分してトルク偏角θ0 を演算する積分器、２１Ａは直流のトルク分電圧指令値Ｖｑ^*と励磁分電圧指令値Ｖｄ^*を交流三相の１次電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に変換する二相−三相変換器であり、これらによりベクトル制御演算回路９が構成されている。
なお、ここで電流検出器７の出力は必ずしも三相すべてが必要ではなく、いずれか二相を検出して、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係から残りの１相電流を求めてもよい。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来の誘導電動機５を駆動するベクトル制御インバータ装置では、ベクトル制御を行うために誘導電動機５の速度を検出する必要があり、必ず誘導電動機５に速度検出器６を搭載する必要がある。
これに対して、ベクトル制御を行わない汎用インバータ装置では、速度の検出は不要であり、誘導電動機５に速度検出器６を搭載する必要がない。
したがって、ベクトル制御インバータ装置では、汎用インバータ装置と比較して、駆動する誘導電動機５のコストが高くなる。また、誘導電動機５の外形が大きくなる等の問題点があった。
【０００６】
一方、従来の技術として、誘導電動機の駆動制御装置については、特開昭５９−８９５９１号公報に記載の技術がある。
この特開昭５９−８９５９１８公報の技術は、すべり周波数を一定にして速度制御するもので、電動機の出力軸に位置検出用として取付けられた位置検出器（レゾルバ）の位相変調信号を時間微分して速度検出信号として用い、従来速度検出用に取付けていたタコメータジェネレータを付設不要とするものである。
したがって、位置検出器の信号を時間微分して速度信号として用い、従来誘導電動機に取付けていた速度検出器を不要とすることができる。
この公報に掲載の技術は、レゾルバが誘導電動機軸と同一軸（即ち、ギヤ比１：１）で連結されてることが構成上の条件となる。したがって、工作機械等、位置検出器の取付け軸と誘導電動機軸とのギヤ比が１：１でない場合がほとんどである機械には適用できないことになり、使用できる対象機械が非常に限定されてしまう。
したがって、位置検出器と誘導電動機軸とのギヤ比は任意に設定でき、特に、工作機械は勿論、他の同様な構成を有する機械にも幅広く適用可能で、ギヤ比によらずローコスト化な装置が必要である。
【０００７】
そこで、この発明は、上記の問題点を解決するためになされたもので、誘導電動機の重複するエンコーダ等からなる速度検出器を省略でき、誘導電動機をベクトル制御で駆動する場合においても誘導電動機がコストアップせず、外形も大きくならないベクトル制御インバータ装置を提供することを目的とするものである。
【０００８】
【問題を解決するための手段】
請求項１にかかるベクトル制御インバータ装置は、インバータ回路によって駆動される誘導電動機の１次電流を検出する電流検出器と、前記誘導電動機に所定のギヤ比で連結された負荷側の位置を検出する負荷側位置検出器と、前記負荷側位置検出器によって検出した負荷側の位置の変化率により前記誘導電動機の速度を推定するようにした速度推定回路と、前記電流検出器による電流検出値と前記誘導電動機の速度指令値と前記速度推定回路の出力に基いて、前記インバータ回路をパルス幅変調するベクトル制御パルス幅変調回路とを具備するものである。
【０００９】
請求項２にかかるベクトル制御インバータ装置の前記速度推定回路は、所定の速度以下では前記誘導電動機の速度推定値の平均値を速度推定値として使用するものである。
【００１０】
請求項３にかかるベクトル制御インバータ装置の前記速度推定回路は、加速または減速に応じてギヤによるバックラッシュ補正を行うものである。
【００１１】
請求項４にかかるベクトル制御インバータ装置の前記速度推定回路は、トルク分電流検出値と誘導電動機のイナーシャ、その負荷イナーシャから算出した理論的な速度の符号が反転したときにギヤによるバックラッシュ補正を行うものである。
【００１２】
請求項５にかかるベクトル制御インバータ装置の前記速度推定回路は、前記負荷側位置検出器の断線検出を行うものである。
【００１３】
請求項６にかかるベクトル制御インバータ装置の前記速度推定回路は、前記負荷側位置検出器のパルス数の検出を行うものである。
【００１４】
請求項７にかかるベクトル制御インバータ装置の前記速度推定回路は、前記負荷側位置検出器の取付け方向の検出を行うものである。
【００１５】
請求項８にかかるベクトル制御インバータ装置の前記速度推定回路は、ギヤのバックラッシュ量の検出を行うものである。
【００１６】
請求項９にかかるベクトル制御インバータ装置の前記速度推定回路は、前記負荷側位置検出器が断線したときに、ベクトル制御運転からＶ／Ｆ運転に切替えるものである。
【００１７】
請求項１０にかかるベクトル制御インバータ装置の前記速度推定回路は、加減速時に速度制御系のゲインを大きくするものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図１乃至図２８を用いて説明する。
なお、図中、従来例と同一符号及び記号は従来例の構成部分と同一または相当する構成部分を示すものであり、また、各実施の形態の同一符号及び記号は各実施の形態の構成部分と同一または相当する構成部分を示すものである。
【００１９】
実施の形態１．
まず、本発明の第１の実施の形態について説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の全体構成図である。なお、ここでは従来例で使用した図３０のベクトル制御演算回路をそのまま使用することとする。
図１及び図３０において、１は三相交流電源、２は三相交流電源１から直流電圧を得るダイオード等で構成される整流回路、３はコンデンサからなる直流電圧平滑用フィルタ、４はトランジスタ等のスイッチング素子で構成されたインバータ回路、５は負荷の誘導電動機、７は誘導電動機５に流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流検出器、８は誘導電動機５の速度基準を与える速度指令回路、９は速度指令回路８の指令値ωｒ^*と速度検出器６の検出値ωｒ及び電流検出器７の検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力することにより誘導電動機５に与える１次電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を演算するベクトル制御演算回路、１０は上記１次電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^{* 、}Ｖｗ^*に基づいてインバータ回路４のスイッチング素子をオン／オフさせるための信号を発生するパルス幅変調制御回路、１１は誘導電動機５と機械の間に介在するギヤ比αのギヤまたはベルト等の誘導電動機伝達機構、１２は誘導電動機５によって駆動される負荷機械、１３は負荷機械１２の回転位置を検出するエンコーダ等からなる負荷側位置検出器、１３ａはベクトル制御インバータの外部に設置され負荷側位置検出器１３の検出値θを入力して負荷機械１２の回転位置を監視する外部位置監視手段、１４は負荷機械１２と機械端の位置検出器１３の間に介在するギヤ比βのギヤまたはベルト等の伝達機構である。
【００２０】
また、１５は負荷側位置検出器１３の検出出力θを入力して微分することにより負荷側位置検出器１３の回転速度ω0 を出力する微分回路、１６は微分回路１５の回転速度ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の誘導電動機推定速度値ωｒを演算するギヤ比乗算回路である。
ここで、本実施の形態の負荷側位置検出器１３によって検出した負荷側の位置の変化率により誘導電動機５の速度を推定するようにした負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の推定速度検出値ωｎを演算するギヤ比乗算回路１６は、速度推定回路１００Ａを構成している。また、本実施の形態の電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１００Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０は、ベクトル制御パルス幅変調回路１００Ｂを構成している。
【００２１】
更に、ベクトル制御演算回路９の内部構成は、本実施の形態で使用する回路は、従来例で説明した図３０のベクトル制御ブロック図と相違するものではないので、図３０のベクトル制御ブロック図を用いて説明する。
１１Ａは速度指令回路８の指令値ωｒ^*と速度検出器６の検出値ωｒの偏差を増幅してトルク分電流指令値Ｉｑ^*を出力する速度演算増幅器、１２Ａは電流検出器７の交流三相検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを直流の二相電流Ｉｑ（トルク分電流検出値）及びＩｄ（励磁分電流検出値）に変換する三相−二相変換器、１３Ａは励磁分電流検出値Ｉｄから誘導電動機５の２次磁束検出値Ф2 を推定演算するための１次遅れ演算器、１４Ａは速度検出器６の検出値ωｒに応じて２次磁束指令値Ф2 ^*を発生する２次磁束指令発生器、１５Ａは２次磁束指令値Ф2 ^*と２次磁束検出値Ф2 の偏差を増幅して励磁分電流指令値Ｉｄ^*を出力する磁束演算増幅器、１６Ａは引算器、１７Ａａはトルク分電流指令値Ｉｑ^*とトルク分電流検出値Ｉｑの偏差を増幅してトルク分電圧指令値Ｖｑ^*を出力するトルク分電流増幅器、１７Ａｂは励磁分電流指令値Ｉｄ^*と励磁分電流検出値Ｉｄの偏差を増幅して励磁分電圧指令値Ｖｄ^*を出力する励磁分電流増幅器、１８Ａはトルク分電流指令値Ｉｑ^*を２磁束検出値Ф2 で除算してすべり指令ωｓ^*を算出する除算器、１９Ａは速度検出値ωｒにすべり指令ωｓ^*を加算して誘導電動機５への１次角周波数指令ω0 ^*を演算する加算器、２０Ａは１次角周波数指令ω0 ^*を積分してトルク偏角θ0 を演算する積分器、２１Ａは直流のトルク分電圧指令値Ｖｑ^*と励磁分電圧指令値Ｖｄ^*を交流三相の１次電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に変換する二相−三相変換器であり、これらによりベクトル制御演算回路９が構成されている。
なお、本実施の形態の形態においても、電流検出器７の出力は必ずしも三相すべてが必要ではなく、いずれか二相を検出して、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係から残りの１相電流を求めてもよい。
【００２２】
次に、この実施の形態の動作原理を説明する。
まず、負荷側位置検出器１３の出力θを微分回路１５で微分した値は、負荷側位置検出器１３の回転速度に相当し、これを回転速度ω0 とする。しかし、この値をそのまま誘導電動機５の速度検出値、即ち、従来例でいう速度検出器６の検出値としては使用できない。したがって、誘導電動機５の速度相当に換算するために、ギヤ比乗算回路１６にて下記の演算を行う。
誘導電動機推定速度値＝ωｒ＝ω0 ×α×β
ただし、αは伝達機構１１のギヤ比、βは伝達機構１４のギヤ比である。
したがって、図２９に示す速度検出器６の誘導電動機推定速度値ωｒとして、ω0 ×α×βを使用することができる。
【００２３】
この実施の形態のベクトル制御インバータ装置は、インバータ回路４によって駆動される誘導電動機５の１次電流を検出する電流検出器７と、誘導電動機５に伝達機構１１のギヤ比α、伝達機構１４のギヤ比β等からなる所定のギヤ比で連結された負荷側の位置を検出する負荷側位置検出器１３と、負荷側位置検出器１３によって検出した負荷側の位置の変化率により誘導電動機５の速度を推定するようにした負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５及び微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の誘導電動機推定速度値ωｒを演算するギヤ比乗算回路１６からなる速度推定回路１００Ａと、電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路の誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０からなるベクトル制御パルス幅変調回路１００Ｂとを具備するものである。
したがって、速度検出器６の誘導電動機推定速度値ωｒとして、ω0 ×α×βを使用することができるから、誘導電動機５の速度検出器６を省略でき、誘導電動機５をベクトル制御で駆動する場合でも、コストアップせず、また、機械的な大きさも小さくなる。
【００２４】
ここで、念のため、従来例で説明した特開昭５９−８９５９１号公報に記載の技術との差異について述べる。
従来の公報に記載の技術は、すべり周波数を一定にして速度制御するもので、電動機の出力軸に位置検出用として取付けられたレゾルバの位相変調信号を時間微分して速度検出信号として用い、従来速度検出用に取付けていたタコメータジェネレータを付設不要とするものである。したがって、位置検出器の信号を時間微分して速度信号として用い、従来誘導電動機に取付けていた速度検出器を不要とすることができる。
しかし、レゾルバが誘導電動機軸と同一軸（即ち、ギヤ比１：１）で連結されており、ギヤ比が１：１でない場合には適用できないことになり、使用できる対象機械が非常に限定されてしまう。
これに対し、本実施の形態では、誘導電動機５と速度検出器６のギヤ比、誘導電動機５と機械の間に介在するギヤまたはベルト等の誘導電動機伝達機構１１のギヤ比α、負荷機械１２と機械端の負荷側位置検出器１３の間に介在するギヤまたはベルト等の伝達機構１４のギヤ比βは任意で良いため、工作機械はもちろん他の同様な構成を有する機械にも幅広く適用可能であり、ギヤ比によらずローコスト化を実現可能となる。特に、誘導電動機５の機械端に取付けられた負荷側位置検出器１３から演算により求めているので、誘導電動機５に速度検出器６を取付ける必要がないため、誘導電動機５のコストを高くすることなく、また、誘導電動機５の外形を大きくすることなく、高性能なベクトル制御を行うことが可能となる。
【００２５】
実施の形態２．
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
図２は本発明の第２の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図、図３は本発明の第２の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作説明を行う要部回路図、図４は本発明の第２の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
図２において、１７は第１の実施の形態のギヤ比乗算回路１６（図１参照）の出力（ここでは、最終処理した誘導電動機推定速度値ωｒとの違いを表現するため『ωｎ』とする。以下同種の実施の形態に共通して扱う）である誘導電動機推定速度値を入力して、その推定速度が所定の値以下であるかどうかを判別して速度の平均をとるかとらないかを切替える速度平均切替回路である。
ここで、本実施の形態の負荷側位置検出器１３によって検出した負荷側の位置の変化率により誘導電動機５の速度を推定するようにした負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の推定速度検出値ωｎを演算するギヤ比乗算回路１６、所定の速度以下では誘導電動機５の推定速度検出値ωｎの平均値を誘導電動機推定速度値ωｒとして使用する速度平均切替回路１７は、速度推定回路１１０Ａを構成している。また、本実施の形態の電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１１０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０は、ベクトル制御パルス幅変調回路１００Ｂを構成している。
【００２６】
次に、図３を用いてこの実施の形態の動作原理を説明する。
図３は速度平均切替回路１７の内部構成を示すもので、１７ａは速度判定回路、１７ｂは４回平均回路、１７ｃは平均切替スイッチである。
図３において、第１の実施の形態のギヤ比乗算回路１６の推定速度検出値ωｎが速度平均切替回路１７に入力されると、そのままの値が平均切替スイッチ１７ｃのｂ点に接続され、過去４回の平均値がａ点に接続される。そして、速度判定回路１７ａによって、ギヤ比乗算回路１６の推定速度検出値ωｎが所定の速度（例えば、５００ｒｐｍ）以下であれば、速度判定回路１７ａの出力Ｓ1 はＯＮとなり平均切替スイッチ１７ｂはａ側が選択され、ギヤ比乗算回路１６の推定速度検出値ωｎが所定の速度（例えば、５００ｒｐｍ）以上であれば速度判定回路１７ａの出力Ｓ1 はＯＦＦとなり平均切替スイッチ１７ｃはｂ側が選択される。
ここで、所定の速度以下でａ側を選択し、平均値を使用する必要性について説明する。
【００２７】
従来技術の如く誘導電動機５に速度検出器６が配設されていると速度検出値は、誘導電動機５の速度を正確に検出でき、低速から高速まで精度良く検出されることになり、平均化する必要性はない。
しかし、本発明の実施の形態では、誘導電動機５の端部に直接配設されているものではなく、機械端の速度検出器１３の検出値から誘導電動機５の速度を推定しているので、瞬間的な速度推定においては誘導電動機５と機械間のバックラッシュによる推定誤差が発生する可能性がある。しかも、その影響は低速域ほど大きくなる確率が高くなる（バックラッシュ量は速度によらず一定であるため）。したがって、低速域ではバックラッシュによる速度推定誤差を平均化するために４回の平均を行うから、バックラッシュによる速度推定誤差を少なくすることができる。但し、平均回数が大きすぎると、ベクトル制御の応答性が低下するため、本実施の形態では４回平均にとどめ、現実的には、２〜１０回平均が好適である。
【００２８】
次に、図４によって、速度平均切替回路１７にて行う動作を説明する。
まず、ステップＳ１０１にて推定速度検出値ωｎが５００ｒｐｍ以下かどうかを判定し、５００ｒｐｍ以下であれば、ステップＳ１０２にてスイッチ１７ｃでａ側を選択し、ステップＳ１０３にて過去４回の平均値を計算して、それをωｒとする。また、５００ｒｐｍ以上であれば、ステップＳ１０４にてスイッチ１７ｃをｂ側に選択し、ステップＳ１０５にて推定速度検出値ωｎをそのまま誘導電動機推定速度値ωｒとする。したがって、図２９に示す速度検出器６の誘導電動機推定速度値ωｒとして、その値の信頼性を高くすることができる。
【００２９】
この実施の形態のベクトル制御インバータ装置は、インバータ回路４によって駆動される誘導電動機５の１次電流を検出する電流検出器７と、誘導電動機５に伝達機構１１のギヤ比α、伝達機構１４のギヤ比β等からなる所定のギヤ比で連結された負荷側の位置を検出する負荷側位置検出器１３と、負荷側位置検出器１３によって検出した負荷側の位置の変化率により誘導電動機５の速度を推定するようにした負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５及び微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の推定速度検出値ωｎを演算するギヤ比乗算回路１６及び所定の速度以下では誘導電動機５の推定速度検出値ωｎの平均値を誘導電動機推定速度値ωｒとして使用する速度平均切替回路１７からなる速度推定回路１１０Ａと、電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１１０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０からなるベクトル制御パルス幅変調回路１００Ｂとを具備するものである。
したがって、速度検出器６の推定速度検出値ωｎとして、ω0 ×α×βを使用することができるから、誘導電動機５の速度検出器６を省略できるから、コストアップせず、また、機械的な大きさも小さくなる。更に、所定の速度以下では誘導電動機５の推定速度検出値ωｎの平均値を誘導電動機推定速度値ωｒとして使用する速度平均切替回路１７を具備しているから、特に、瞬間的な速度推定においては誘導電動機５と機械間のバックラッシュによる推定誤差が発生する可能性があり、その影響は低速域ほど大きくなる確率が高くなるが、低速域ではバックラッシュによる速度推定誤差を平均化するために、バックラッシュによる速度推定誤差を少なくすることができる。
故に、バックラッシュの影響が大きくなる低速域では推定速度の平均を行い、バックラッシュの影響が小さくなる高速域では推定速度をそのまま使用しているので、誘導電動機５の速度を直接検出せず機械端の負荷側位置検出器１３から間接的に誘導電動機速度を検出しても、低速域では安定性を向上させ、高速域では速度応答性を向上させる。
【００３０】
実施の形態３．
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。
図５は本発明の第３の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図、図６は本発明の第３の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の要部回路図、図７は本発明の第３の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
図５において、１８は速度指令回路８の出力である速度指令値ωｒ^*が変化したことを検出する速度指令変化検出回路、１９は第１の実施の形態のギヤ比乗算回路１６（図１参照）の推定速度出力（ここでは『ωｎ』とする）である誘導電動機推定速度値と、速度指令回路８の出力である速度指令値ωｒ^*及び速度指令変化検出回路１８の出力Ｓ2 を入力してバックラッシュ補正を行うバックラッシュ補正Ａ回路である。
速度指令変化検出回路１８は速度指令値ωｒ^*を入力し、出力Ｓ2 をバックラッシュ補正Ａ回路１９に入力する。バックラッシュ補正Ａ回路１９は速度指令値ωｒ^*を直接入力し、また、速度指令変化検出回路１８の出力Ｓ2 、ギヤ比乗算回路１６の出力である推定速度検出値ωｎを入力し、バックラッシュ補正Ａ回路１９の出力として速度指令値ωｒを得ている。
【００３１】
ここで、本実施の形態の負荷側位置検出器１３によって検出した負荷側の位置の変化率により誘導電動機５の速度を推定するようにした負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の推定速度検出値ωｎを演算するギヤ比乗算回路１６、速度指令回路８の出力である速度指令値ωｒ^*が変化したことを検出する速度指令変化検出回路１８、ギヤ比乗算回路１６の推定速度検出値ωｎである誘導電動機推定速度値と速度指令回路８の出力である速度指令値ωｒ^*及び速度指令変化検出回路１８の出力Ｓ2 を入力してバックラッシュ補正を行うバックラッシュ補正Ａ回路１９は、速度推定回路１２０Ａを構成している。
また、本実施の形態の電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１２０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０は、ベクトル制御パルス幅変調回路１００Ｂを構成している。
【００３２】
次に、図６を用いてこの実施の形態の動作原理を説明する。
図６は速度指令変化検出回路１８及びバックラッシュ補正Ａ回路１９の内部構成を示すもので、１９ａは推定速度変化検出回路、１９ｂはバックラッシュ補正Ａ部、１９ｃはバックラッシュ補正Ａの切替スイッチである。
図６において、速度指令変化検出回路１８に速度指令値ωｒ^*が入力されると、速度指令値ωｒ^*が変化したときのみＯＮとなる信号Ｓ2 をバックラッシュ補正Ａ回路１９に出力する。また、バックラッシュ補正Ａ回路１９の内部においては、推定速度変化検出回路１９ａにて推定速度が変化したときのみＯＮとなる信号Ｓ3 を出力する。そして、速度指令変化検出回路１８の出力Ｓ2 がＯＮで、かつ、推定速度変化検出回路１９ａの出力Ｓ3 がＯＦＦのとき、即ち、推定速度が変化していないときのみ、バックラッシュ補正Ａの切替スイッチ１９ｃはｂ側となり、バックラッシュ補正Ａ部１９ｂの出力を速度検出値ωｒとして使用する。
【００３３】
ここで、速度指令が変化して推定速度が変化していない期間のみバックラッシュ補正を行う必要性は、次の理由によるものである。
誘導電動機５に速度検出器６が配設されていれば、誘導電動機推定速度値ωｒは誘導電動機５の速度を正確に検出した値となり、低速から高速まで精度良く検出されており、バックラッシュ補正を行う必要性はなくなる。
しかし、本実施の形態によると、駆動側の誘導電動機５ではなく、負荷側となる負荷機械１２の回転位置を検出する負荷側位置検出器１３の検出値から誘導電動機速度を推定しており、誘導電動機５と機械間のバックラッシュによる速度推定誤差が介在することになる。但し、このバックラッシュの影響は、誘導電動機５の加速度が変化したとき、即ち、加減速の開始時に発生しやすく、一定速度で回転中においては影響が少ない。これは、実際に誘導電動機５は加速度が変化しているにも拘わらずバックラッシュの影響で負荷側位置検出器１３の加速度は変化していない期間があるためである。したがって、負荷側位置検出器１３による速度検出推定値が変化していなくても、速度指令が変化したときはバックラッシュ補正を行うことで、速度推定誤差を低減する。
【００３４】
次に、図７により、速度指令変化検出回路１８及びバックラッシュ補正Ａ回路１９で行う動作を説明する。
まず、ステップＳ２０１でバックラッシュ補正ＡフラグがＯＮしているかどうかを判別し、ＯＮしていなければステップＳ２０２で速度指令値ωｒ^*が変化したかどうかを判別する。変化していなければ、ステップＳ２０３にてスイッチ１９ｃはａ側を選択し、ステップＳ２０４にて推定速度検出値ωｎをそのまま誘導電動機推定速度値ωｒとする。
ステップＳ２０１でバックラッシュ補正ＡフラグがＯＮしていたとき、ステップＳ２０２にて、速度指令値ωｒ^*が変化したとき、ステップＳ２０５で推定速度検出値ωｎが変化したかどうかを判別する。変化していなければ、ステップＳ２０６でバックラッシュ補正ＡフラグをＯＮにしてステップＳ２０７でスイッチ１９ｃをｂ側とし、ステップＳ２０８でバックラッシュ補正Ａの誘導電動機推定速度値ωｒ＝ωｎ−Δωｒ^*を実行する。
また、ステップＳ２０５にて、推定速度検出値ωｎが変化したら、ステップＳ２０９にてバックラッシュ補正ＡフラグをＯＦＦとしステップＳ２０３からのルーチンの処理に入る。
【００３５】
この実施の形態のベクトル制御インバータ装置は、インバータ回路４によって駆動される誘導電動機５の１次電流を検出する電流検出器７と、誘導電動機５に伝達機構１１のギヤ比α、伝達機構１４のギヤ比β等からなる所定のギヤ比で連結された負荷側の位置を検出する負荷側位置検出器１３と、負荷側位置検出器１３によって検出した負荷側の位置の変化率により誘導電動機５の速度を推定するようにした負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の推定速度検出値ωｎを演算するギヤ比乗算回路１６、速度指令回路８の出力である速度指令値ωｒ^*が変化したことを検出する速度指令変化検出回路１８、ギヤ比乗算回路１６の推定速度検出値ωｎである誘導電動機推定速度値と速度指令回路８の出力である速度指令値ωｒ^*及び速度指令変化検出回路１８の出力Ｓ2 を入力してバックラッシュ補正を行うバックラッシュ補正Ａ回路１９からなる速度推定回路１２０Ａと、電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路の誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０からなるベクトル制御パルス幅変調回路１００Ｂとを具備するものである。
【００３６】
したがって、速度検出器６の推定速度検出値ωｎとして、ω0 ×α×βを使用することができるから、誘導電動機５の速度検出器６を省略でき、誘導電動機５をベクトル制御で駆動する場合でも誘導電動機５に速度検出器６が不要となり、それだけ廉価となり、また、機械的な大きさも小さくなる。更に、ギヤ比乗算回路１６の推定速度検出値ωｎである誘導電動機推定速度値と速度指令回路８の出力である速度指令値ωｒ^*及び速度指令値ωｒ^*が変化したことを検出する速度指令変化検出回路１８の出力Ｓ2 を入力してバックラッシュ補正を行うバックラッシュ補正Ａ回路１９により、バックラッシュの影響が大きくなる加減速の開始時においてバックラッシュ補正を行っているので、誘導電動機５の速度を直接検出せず機械端の負荷側位置検出値１３から間接的に誘導電動機速度を検出しても、加減速の振動発生や応答遅れを低減することができ、バックラッシュによる速度推定誤差を少なくすることができる。
【００３７】
実施の形態４．
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。
図８は本発明の第４の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図、図９は本発明の第４の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の要部回路図、図１０は本発明の第４の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
図８において、２０はベクトル制御演算回路９の演算結果であるトルク分電流検出値Ｉｑを入力し、モデル速度ωｒｍの作成及びそのモデル速度ωｒｍが変化したことを検出するモデル速度作成／変化検出回路、２１は第１の実施の形態のギヤ比乗算回路１６の推定速度検出値ωｎである誘導電動機推定速度値とモデル速度作成／変化検出回路２０の出力であるモデル速度ωｒｍ及び出力Ｓ3 を入力してバックラッシュ補正を行うバックラッシュ補正Ｂ回路である。
モデル速度作成／変化検出回路２０はベクトル制御演算回路９の演算結果であるトルク分電流検出値Ｉｑを入力し、モデル速度ωｒｍ及び出力Ｓ3 を生成し、それらモデル速度ωｒｍ及び出力Ｓ3 をバックラッシュ補正Ｂ回路２１に入力し、また、バックラッシュ補正Ｂ回路２１はギヤ比乗算回路１６の推定速度検出値ωｎを入力し、出力として誘導電動機推定速度値ωｒを得ている。
【００３８】
ここで、本実施の形態の負荷側位置検出器１３によって検出した負荷側の位置の変化率により誘導電動機５の速度を推定するようにした負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の推定速度検出値ωｎを演算するギヤ比乗算回路１６、ベクトル制御演算回路９の演算結果であるトルク分電流検出値Ｉｑを入力し、モデル速度ωｒｍの作成及びそのモデル速度ωｒｍが変化したことを検出するモデル速度作成／変化検出回路２０、ギヤ比乗算回路１６の推定速度検出値ωｎである誘導電動機推定速度値とモデル速度作成／変化検出回路２０の出力であるモデル速度ωｒｍ及び出力Ｓ3 を入力してバックラッシュ補正を行うバックラッシュ補正Ｂ回路２１は、速度推定回路１３０Ａを構成している。
また、本実施の形態の電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１３０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調し、その際の演算によってトルク分電流検出値Ｉｑを出力するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０は、ベクトル制御パルス幅変調回路１３０Ｂを構成している。
【００３９】
次に、図９を用いてこの実施の形態の動作原理を説明する。
図９はモデル速度作成／変化検出回路２０及びバックラッシュ補正Ｂ回路２１の内部構成を示すもので、２０ａは速度モデル演算回路、２０ｂは速度モデル変化検出回路で、モデル速度作成／変化検出回路２０は速度モデル演算回路２０ａ、速度モデル変化検出回路２０ｂから構成されている。また、２１ａはバックラッシュ補正Ｂ部、２１ｂはバックラッシュ補正Ｂの切替スイッチであり、バックラッシュ補正Ｂ回路２１はバックラッシュ補正Ｂ部２１ａ及びバックラッシュ補正Ｂの切替スイッチ２１ｂから構成されている。
図９において、モデル速度作成／変化検出回路２０にベクトル制御演算回路９の演算結果であるトルク分電流検出値Ｉｑが入力されると、速度モデル演算回路２０ａでは、誘導電動機５の出力トルクＴは誘導電動機５のイナーシャＪｍ、負荷イナーシャをＪｌとすれば、
Ｔ＝（Ｊｍ＋Ｊｌ）・ｄωｒ／ｄｔ
で求められるから、トルク分電流検出値ＩｑをトルクＴに置換え、モデル速度ωｒｍを演算すると、
ωｒｍ＝∫Ｉｑｄｔ／（Ｊｍ＋Ｊｌ）
となり、ＩｑとイナーシャＪｍ＋Ｊｌから理論的な速度が求まる。即ち、トルク分電流検出値Ｉｑと誘導電動機５のイナーシャＪｍ、負荷イナーシャＪｌから産出した理論的な速度をモデル速度ωｒｍとして、このモデル速度ωｒｍが変化したときのみＯＮとなる信号Ｓ4 及びモデル速度ωｒｍをバックラッシュ補正Ｂ回路２１に出力する。
【００４０】
また、バックラッシュ補正Ｂ回路２１内部においては、変化検出回路２０の出力Ｓ4 がＯＮで、かつ、推定速度指令変化検出回路１９ａの出力Ｓ3 がＯＦＦのときには、バックラッシュ補正Ｂの切替スイッチ２１ｂはｂ側となり、バックラッシュ補正Ｂ部２１ａの出力を誘導電動機推定速度値ωｒとして使用する。
ここで、モデル速度ωｒｍが変化して速度検出値が変化していない期間のみバックラッシュ補正を行う必要性は、次の理由によるものである。
誘導電動機５に速度検出器６が直接配設されていれば、誘導電動機推定速度値ωｒは誘導電動機５の速度を正確に検出した値であり、低速から高速まで精度良く検出されており、バックラッシュ補正を行う必要性はない。
しかし、本実施の形態によると、駆動側の誘導電動機５ではなく、負荷側となる負荷機械１２の回転位置を検出する負荷側位置検出器１３の検出値から誘導電動機速度を推定しており、誘導電動機５と機械間のバックラッシュによる速度推定誤差が介在することになる。但し、このバックラッシュの影響は、常に発生しているわけではなく、誘導電動機５の加速度が変化したときや誘導電動機回転方向の反転時等に発生しやすい。これは、実際に誘導電動機５は加速度が変化しているにも拘わらずバックラッシュの影響で負荷側位置検出器１３の加速度は変化していない期間があるためである。したがって、負荷側位置検出器１３による速度検出推定値が変化していなくても、モデル速度が変化したときはバックラッシュ補正を行うことで、速度推定誤差を低減する。
【００４１】
次に、図１０により、モデル速度作成／変化検出回路２０及びバックラッシュ補正Ｂ回路２１で行う動作を説明する。
まず、ステップＳ３０１でモデル速度ωｒｍを演算し、ステップＳ３０２でバックラッシュ補正ＢフラグがＯＮしているかどうかを判別し、ＯＮしていなければステップＳ３０３でモデル速度ωｒｍが変化したかどうかを判別する。モデル速度ωｒｍが変化していなければ、ステップＳ３０４で切替スイッチ２１ｂとしてａ側を選択し、ステップＳ３０５でギヤ比乗算回路１６の誘導電動機推定速度値である推定速度検出値ωｎをそのまま誘導電動機推定速度値ωｒとする。
ステップＳ３０２でバックラッシュ補正ＢフラグがＯＮしているとき、ステップＳ３０３でモデル速度ωｒｍが変化した場合、ステップＳ３０６でギヤ比乗算回路１６の推定速度検出値ωｎが変化したかどうかを判別する。変化していなければ、ステップＳ３０７でバックラッシュ補正ＢフラグをＯＮにしてステップＳ３０８で切替スイッチ２１ｂをｂ側とし、ステップＳ３０９でバックラッシュ補正Ｂについて誘導電動機推定速度値ωｒ＝ωｒｍを実行する。
ステップＳ３０６で、ギヤ比乗算回路１６の推定速度検出値ωｎが変化したら、ステップＳ３１０でバックラッシュ補正ＢフラグをＯＦＦし、ステップＳ３０４からのルーチンの処理に入る。
【００４２】
この実施の形態のベクトル制御インバータ装置は、インバータ回路４によって駆動される誘導電動機５の１次電流を検出する電流検出器７と、誘導電動機５に伝達機構１１のギヤ比α、伝達機構１４のギヤ比β等からなる所定のギヤ比で連結された負荷側の位置を検出する負荷側位置検出器１３と、負荷側位置検出器１３によって検出した負荷側の位置の変化率により誘導電動機５の速度を推定するようにした負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の推定速度検出値ωｎを演算するギヤ比乗算回路１６、ベクトル制御演算回路９の演算結果であるトルク分電流検出値Ｉｑを入力し、モデル速度ωｒｍを作成し、トルク分電流検出値Ｉｑと誘導電動機のイナーシャＪｍ、その負荷イナーシャＪｌから算出した理論的な速度の符号が反転したことを検出するモデル速度作成／変化検出回路２０、ギヤ比乗算回路１６の推定速度検出値ωｎである誘導電動機推定速度値とモデル速度作成／変化検出回路２０の出力であるモデル速度ωｒｍ及び出力Ｓ3 を入力してバックラッシュ補正Ｂを行うバックラッシュ補正Ｂ回路２１からなる速度推定回路１３０Ａと、電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１３０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調し、その際の演算によってトルク分電流検出値Ｉｑを出力するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０からなるベクトル制御パルス幅変調回路１３０Ｂとを具備するものである。
【００４３】
したがって、速度検出器６の推定速度検出値ωｎとして、ω0 ×α×βを使用することができるから、誘導電動機５の速度検出器６を省略でき、誘導電動機５をベクトル制御で駆動する場合でも誘導電動機５が速度検出器６を省略できるから、コストアップせず、また、機械的な大きさも小さくなる。更に、ベクトル制御演算回路９の演算結果であるトルク分電流検出値Ｉｑを入力し、モデル速度ωｒｍの作成及びそのモデル速度ωｒｍの符号が反転したことを検出するモデル速度作成／変化検出回路２０、ギヤ比乗算回路１６の推定速度検出値ωｎである誘導電動機推定速度値とモデル速度作成／変化検出回路２０の出力であるモデル速度ωｒｍ及び出力Ｓ3 を入力してバックラッシュ補正Ｂを行うバックラッシュ補正Ｂ回路２１により、バックラッシュの影響が大きくなる加減速の開始時においてバックラッシュ補正を行っているので、バックラッシュの影響が大きくなる可能性を負荷側位置検出器１３による推定速度値ωｎとモデル速度ωｒｍとの比較により自動的に検出し、バックラッシュ補正を行っているので、特に、速度推定回路１３０Ａは、モデル速度ωｒｍの符号が反転したときにギヤによるバックラッシュ補正を行うことができる。よって、誘導電動機５の速度を直接検出せず機械端の負荷側位置検出値１３から間接的に誘導電動機速度を検出しても、加減速の振動発生や応答遅れを低減することができ、バックラッシュによる速度推定誤差を少なくすることができる。
【００４４】
実施の形態５．
次に、本発明の第５の実施の形態について説明する。
図１１は本発明の第５の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図、図１２は本発明の第５の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置のタイミングチャート、図１３は本発明の第５の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
図１１において、２２は第１の実施の形態のギヤ比乗算回路１６の出力である誘導電動機推定速度値ωｒと、図示しない外部の制御装置からのテストモード信号を入力して速度指令回路８へＴＥＳＴ信号を、また、後述するＶ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力する断線検出回路、２３は速度指令ωｒ^*を入力して所定のＶ／Ｆパターンを発生するＶ／Ｆ発生回路、２４は信号Ｓ5 を入力してベクトル制御演算回路９の出力Ｖｕａ^*、Ｖｖａ^*、Ｖｗａ^*またはＶ／Ｆ発生回路２３の出力Ｖｕｂ^*、Ｖｖｂ^*、Ｖｗｂ^*の何れかを選択するＶ／Ｆ切替スイッチである。
ここで、本実施の形態の負荷側位置検出器１３によって検出した負荷側の位置の変化率により誘導電動機５の速度を推定するようにした負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の推定速度検出値ωｎを演算するギヤ比乗算回路１６、ギヤ比乗算回路１６の出力である誘導電動機推定速度値ωｒとテストモード信号を入力して速度指令回路８へＴＥＳＴ信号を、また、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力する断線検出回路２２、速度指令ωｒ^*を入力して所定のＶ／Ｆパターンを発生するＶ／Ｆ発生回路２３、信号Ｓ5 を入力してベクトル制御演算回路９の出力Ｖｕａ^*、Ｖｖａ^*、Ｖｗａ^*またはＶ／Ｆ発生回路２３の出力Ｖｕｂ^*、Ｖｖｂ^*、Ｖｗｂ^*の何れかを選択するＶ／Ｆ切替スイッチ２４は、速度推定回路１４０Ａを構成している。
また、本実施の形態の電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１４０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０は、ベクトル制御パルス幅変調回路１４０Ｂを構成している。
【００４５】
次に、図１２によりこの実施の形態の動作原理を説明する。
図１２は断線検出回路２２、Ｖ／Ｆ発生回路２３、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４で実施する動作のタイミングチャートを示すもので、（ａ）は外部装置より入力されるテストモード信号である。このテストモード信号に同期して断線検出回路２２からＴＥＳＴ信号及びＳ5 信号を出力するので、テストモード信号（ａ）はこれらの３信号を共用している。（ｂ）は速度指令回路８の出力である速度指令ωｒ^*、（ｃ）は断線検出回路２２から出力されるテストモード完了信号、（ｄ）はギヤ比乗算回路１６の出力の誘導電動機推定速度値ωｒ、（ｅ）はＶ／Ｆ切替スイッチ２４のスイッチのａ側またはｂ側の方向、（ｆ）は断線検出回路２２で検出する図示しない断線アラーム判別信号である。
図１２において、時刻ｔ0 でテストモード信号がＯＮになると、ＴＥＳＴ信号及びＶ／Ｆ切替スイッチ２４への切替信号Ｓ5 がＯＮする。それを受けて、速度指令回路８は予め記憶された「テストパターン１」に基づく速度指令を出力する。また、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４はｂ側に切替わり、Ｖ／Ｆ運転モードとなる。次に、時刻ｔ0 から期間Ｔsec 後の時刻ｔ1 で実際の誘導電動機推定速度値ωｒが変化したかどうかを確認し、変化した場合は、その出力が存在することを意味するから、負荷側位置検出器１３の配線が断線していないことの証左であるから、時刻ｔ1 で正常と判定している。時刻ｔ2 で、「テストパターン１」が終了した時点でテストモード完了信号を出力する。
時刻ｔ3 で、テストモード信号がＯＦＦされると、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４はａ側に切替わり、通常のベクトル制御運転モードになる。時刻ｔ4 からｔ7 はｔ0 からｔ3 と同様のタイミングチャートとなるが、実際に断線している事例を示したものである。即ち、時刻ｔ4 から期間Ｔsec 後の時刻ｔ5 において、誘導電動機推定速度値ωｒが出力されておらず、かつ、変化していないので、断線していると判定し、時刻ｔ5 で断線アラームを出力する。
【００４６】
次に、図１３を用いて線検出回路２２、Ｖ／Ｆ発生回路２３、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４で行う動作を説明する。
まず、ステップＳ４０１でテストモード信号がＯＮされているかどうかを判別し、ＯＮされていたらステップＳ４０２でＶ／Ｆ切替スイッチ２４をｂ側とし、ステップＳ４０３でＶ／Ｆモードを選定する。次に、ステップＳ４０４で「テストパターン１」のモードで運転を開始し、ステップＳ４０５で期間Ｔsec の経過を待ち、期間Ｔsec 後にステップＳ４０６で実際の誘導電動機推定速度値ωｒが変化したかどうかを確認する。変化していればステップＳ４０７で正常と判定し、変化していなければステップＳ４０８で異常と判断し、ステップＳ４０８で断線アラームを発生する。
また、ステップＳ４０１でテストモード信号がＯＮしていなければ、ステップＳ４０９でＶ／Ｆ切替スイッチ２４をａ側とし、ステップＳ４１０でベクトル制御モードを選定する。
【００４７】
この実施の形態のベクトル制御インバータ装置は、インバータ回路４によって駆動される誘導電動機５の１次電流を検出する電流検出器７と、誘導電動機５に伝達機構１１のギヤ比α、伝達機構１４のギヤ比β等からなる所定のギヤ比で連結された負荷側の位置を検出する負荷側位置検出器１３と、負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の誘導電動機推定速度値ωｒを演算するギヤ比乗算回路１６、ギヤ比乗算回路１６の出力である誘導電動機推定速度値ωｒとテストモード信号を入力して速度指令回路８へＴＥＳＴ信号を、また、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力する断線検出回路２２、速度指令ωｒ^*を入力して所定のＶ／Ｆパターンを発生するＶ／Ｆ発生回路２３、信号Ｓ5 を入力してベクトル制御演算回路９の出力Ｖｕａ^*、Ｖｖａ^*、Ｖｗａ^*またはＶ／Ｆ発生回路２３の出力Ｖｕｂ^*、Ｖｖｂ^*、Ｖｗｂ^*の何れかを選択するＶ／Ｆ切替スイッチ２４からなる速度推定回路１４０Ａと、電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１４０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０からなるベクトル制御パルス幅変調回路１４０Ｂとを具備するものである。
したがって、速度検出器６の誘導電動機推定速度値ωｒとして、ω0 ×α×βを使用することができるから、誘導電動機５の速度検出器６を省略でき、誘導電動機５をベクトル制御で駆動する場合でもコストアップせず、また、機械的な大きさも小さくなる。更に、負荷側位置検出器１３の配線の断線をテスト運転によるＶ／Ｆモード運転で検出しているので、譬え断線している状態であっても、テスト運転を行うことで、ベクトル制御運転を実施した場合の振動発生や暴走を未然に防止することができる。
【００４８】
実施の形態６．
次に、本発明の第６の実施の形態について説明する。
図１４は本発明の第６の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図、図１５は本発明の第６の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置のタイミングチャート、図１６は本発明の第６の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
図１４において、２５は第１の実施の形態のギヤ比乗算回路１６の出力である誘導電動機推定速度値ωｒと図示しない外部の制御装置からのテストモード信号を入力して速度指令回路８へＴＥＳＴ信号を、また、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力する位置検出器パルス数検出回路である。また、第５の実施の形態と同様、２３は速度指令ωｒ^*を入力して所定のＶ／Ｆパターンを発生するＶ／Ｆ発生回路、２４は信号Ｓ5 を入力してベクトル制御演算回路９の出力Ｖｕａ^*、Ｖｖａ^*、Ｖｗａ^*またはＶ／Ｆ発生回路２３の出力Ｖｕｂ^*、Ｖｖｂ^*、Ｖｗｂ^*の何れかを選択するＶ／Ｆ切替スイッチである。
ここで、本実施の形態の負荷側位置検出器１３によって検出した負荷側の位置の変化率により誘導電動機５の速度を推定するようにした負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の誘導電動機推定速度値ωｒを演算するギヤ比乗算回路１６、誘導電動機推定速度値ωｒと外部の制御装置からのテストモード信号を入力して速度指令回路８へＴＥＳＴ信号を、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力する位置検出器パルス数検出回路２５、速度指令ωｒ^*を入力して所定のＶ／Ｆパターンを発生するＶ／Ｆ発生回路２３、信号Ｓ5 を入力してベクトル制御演算回路９の出力Ｖｕａ^*、Ｖｖａ^*、Ｖｗａ^*またはＶ／Ｆ発生回路２３の出力Ｖｕｂ^*、Ｖｖｂ^*、Ｖｗｂ^*の何れかを選択するＶ／Ｆ切替スイッチ２４は、速度推定回路１５０Ａを構成している。
また、本実施の形態の電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１５０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０は、ベクトル制御パルス幅変調回路１５０Ｂを構成している。
【００４９】
次に、図１５によりこの実施の形態の動作原理を説明する。
図１５は位置検出器パルス数検出回路２５、Ｖ／Ｆ発生回路２３、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４で実施する動作を示すものである。
図１５において、（ａ）は外部装置より入力されるテストモード信号で、この信号に同期して位置検出器パルス数検出回路２５からＴＥＳＴ信号及びＶ／Ｆ切替スイッチ２４への切替信号Ｓ5 を出力するので、テストモード信号（ａ）はこれらの３信号を共用している。（ｂ）は速度指令回路８の出力である速度指令ωｒ^*、（ｃ）は位置検出器パルス数検出回路２５から出力されるテストモード完了信号、（ｄ）はギヤ比乗算回路１６の出力の誘導電動機推定速度値ωｒ、（ｅ）はＶ／Ｆ切替スイッチ２４のａ側またはｂ側の方向、（ｆ）は負荷側位置検出器１３から出力される１パルス／rev のＺ相信号、（ｇ）は検出対象となるパルスカウンタである。
まず、時刻ｔ0 でテストモード信号がＯＮになると、ＴＥＳＴ信号及びＶ／Ｆ切替スイッチ２４への切替信号Ｓ5 がＯＮする。それを受けて、速度指令回路８は予め記憶された「テストパターン２」に基づく速度指令を出力する。また、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４はｂ側に切替わり、Ｖ／Ｆ運転モードとなる。
次に、時刻ｔ0 後、最初のＺ相が入力された瞬間（＝時刻ｔ1 ）のパルスカウンタの値（＝Ｐ１）を記憶し、また、次のＺ相が入力された瞬間（＝時刻ｔ2 ）のパルスカウンタの値（＝Ｐ２）を記憶する。このパルスカウンタ値Ｐ１とパルスカウンタ値Ｐ２の差分が負荷側位置検出器１３のパルス数に相当する。次に、時刻ｔ3 で、「テストパターン２」が終了した時点でテストモード完了信号を出力する。時刻ｔ4 で、テストモード信号がＯＦＦされると、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４はａ側に切替わり、通常のベクトル制御運転モードに切替わる。
【００５０】
次に、図１６により、位置検出器パルス数検出回路２５、Ｖ／Ｆ発生回路２３、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４で行う動作を説明する。
まず、ステップＳ５０１でテストモード信号がＯＮされているかどうかを判別し、ＯＮされていたらステップＳ５０２でＶ／Ｆ切替スイッチ２４をｂ側とし、ステップＳ５０３でＶ／Ｆモードを選定する。ステップＳ５０４で「テストパターン２」のモードで運転を開始し、ステップＳ５０５でＺ相が２回通過するのを待ち、２回通過後にステップＳ５０６で２回通過時のパルスカウンタ値を記憶し（Ｐ１，Ｐ２）、ステップＳ５０７でＰＬＧパルス数（＝Ｐ２−Ｐ１）を求める。ステップＳ５０１でテストモード信号がＯＮしていなければ、ステップＳ５０８でＶ／Ｆ切替スイッチ２４をａ側とし、ステップＳ５０９でベクトル制御モードを選定する。
【００５１】
この実施の形態のベクトル制御インバータ装置は、インバータ回路４によって駆動される誘導電動機５の１次電流を検出する電流検出器７と、誘導電動機５に伝達機構１１のギヤ比α、伝達機構１４のギヤ比β等からなる所定のギヤ比で連結された負荷側の位置を検出する負荷側位置検出器１３と、負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の誘導電動機推定速度値ωｒを演算するギヤ比乗算回路１６、誘導電動機推定速度値ωｒと外部の制御装置からのテストモード信号を入力して速度指令回路８へＴＥＳＴ信号をＶ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力する位置検出器パルス数検出回路２５、速度指令ωｒ^*を入力して所定のＶ／Ｆパターンを発生するＶ／Ｆ発生回路２３、信号Ｓ5 を入力してベクトル制御演算回路９の出力Ｖｕａ^*、Ｖｖａ^*、Ｖｗａ^*またはＶ／Ｆ発生回路２３の出力Ｖｕｂ^*、Ｖｖｂ^*、Ｖｗｂ^*の何れかを選択するＶ／Ｆ切替スイッチ２４からなる速度推定回路１５０Ａと、電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１５０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０からなるベクトル制御パルス幅変調回路１５０Ｂとを具備するものである。
したがって、速度検出器６の誘導電動機推定速度値ωｒとして、ω0 ×α×βを使用することができるから、誘導電動機５の速度検出器６を省略でき、誘導電動機５をベクトル制御で駆動する場合でもコストアップせず、また、機械的な大きさも小さくなる。更に、負荷側位置検出器１３のパルス数をテスト運転によるＶ／Ｆモード運転で検出しているので、テスト運転を行うことで、喩え、負荷側位置検出器１３のパルス数が不明な状態でベクトル制御運転を実施した場合においても、振動発生や暴走を未然に防止することができる。
【００５２】
実施の形態７．
次に、本発明の第７の実施の形態について説明する。
図１７は本発明の第７の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図、図１８は本発明の第７の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置のタイミングチャート、図１９は本発明の第７の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
図１７において、２６は第１の実施の形態のギヤ比乗算回路１６の出力である推定速度検出値ωｎと、図示しない外部の制御装置からのテストモード信号を入力し、速度指令回路８にＴＥＳＴ信号を、また、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力する位置検出器方向検出回路、２７は推定速度検出値ωｎを「１」倍する正極性回路、２８は推定速度検出値ωｎを「−１」倍する負極性回路、２９は正極性回路２７の出力と負極性回路２８の出力の何れを選択するかを切替える極性切替スイッチである。
ここで、本実施の形態の負荷側位置検出器１３によって検出した負荷側の位置の変化率により誘導電動機５の速度を推定するようにした負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の誘導電動機推定速度値ωｒを演算するギヤ比乗算回路１６、速度指令ωｒ^*を入力して所定のＶ／Ｆパターンを発生するＶ／Ｆ発生回路２３、信号Ｓ5 を入力してベクトル制御演算回路９の出力Ｖｕａ^*、Ｖｖａ^*、Ｖｗａ^*またはＶ／Ｆ発生回路２３の出力Ｖｕｂ^*、Ｖｖｂ^*、Ｖｗｂ^*の何れかを選択するＶ／Ｆ切替スイッチ２４、推定速度検出値ωｎと外部の制御装置からのテストモード信号を入力し、速度指令回路８にＴＥＳＴ信号を、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力する位置検出器方向検出回路２６、推定速度検出値ωｎを「１」倍する正極性回路２７、推定速度検出値ωｎを「−１」倍する負極性回路２８、正極性回路２７の出力と負極性回路２８の出力の何れを選択するかを切替える極性切替スイッチ２９は、速度推定回路１６０Ａを構成している。
また、本実施の形態の電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１６０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０は、ベクトル制御パルス幅変調回路１６０Ｂを構成している。
【００５３】
次に、図１８を用いてこの実施の形態の動作原理を説明する。
図１８は位置検出器方向検出回路２６、正極性回路２７、負極性回路２８、極性切替スイッチ２９、Ｖ／Ｆ発生回路２３、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４で実施する動作のタイミングチャートを示すものである。
（ａ）は外部装置より入力されるテストモード信号で、（ｂ）は速度指令回路８の出力である速度指令ωｒ^*、（ｃ）は位置検出器方向検出回路２６から出力されるテストモード完了信号、（ｄ）はギヤ比乗算回路１６の出力の誘導電動機推定速度値ωｒ、（ｅ）はＶ／Ｆ切替スイッチ２４のスイッチの方向、（ｆ）は極性切替スイッチ２９の方向である。
まず、時刻ｔ0 でテストモード信号がＯＮになると、ＴＥＳＴ信号及びＶ／Ｆ切替スイッチ２４に対して切替信号である出力Ｓ5 のＯＮが出力される。それを受けて、速度指令回路８は予め記憶された「テストパターン３」に基づく速度指令を出力する。また、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４はｂ側に切替わりＶ／Ｆ運転モードとなる。次に、時刻ｔ0 後、時刻ｔ1 までは正転指令で運転し、時刻ｔ2 後、時刻ｔ3 までは逆転指令で運転する。そして、時刻ｔ3 で速度指令の方向と実際の速度の方向が逆である場合は、時刻ｔ3 で極性切替スイッチ２９をｂ側とする。時刻ｔ3 で「テストパターン３」が終了した時点でテストモード完了信号を出力する。次に、時刻ｔ4 でテストモード信号がＯＦＦされると、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４はａ側に切替わり、通常のベクトル制御運転モードに切替わる。
【００５４】
次に、図１９を用いて、位置検出器方向検出回路２６、正極性回路２７、負極性回路２８、極性切替スイッチ２９、Ｖ／Ｆ発生回路２３、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４で行う動作を説明する。
まず、ステップＳ６０１でテストモード信号がＯＮされているかどうかを判別し、ＯＮされていたらステップＳ６０２でＶ／Ｆ切替スイッチ２４をｂ側とし、ステップＳ６０３でＶ／Ｆモードを選定する。次に、ステップＳ６０４で「テストパターン３」のモードで運転を開始し、ステップＳ６０５で正転指令時に速度検出値が正であるかを判別する。正であれば、ステップＳ６０６で逆転指令時に速度検出値が負であるかを判別する。負であれば、ステップＳ６０７で極性切替スイッチ２９をａ側としてステップＳ６０８で正極性と判断する。
ステップＳ６０５で負であればステップＳ６０９で逆転指令時に速度検出値が正であるかを判別する。正であれば、ステップＳ６１０で極性切替スイッチ２９をｂ側としてステップＳ６１１で負極性と判断する。
ステップＳ６０６で正またはステップＳ６０９で負である場合には、異常と見なしステップＳ６１２でアラーム出力する。ステップＳ６０１でテストモード信号がＯＮしていなければ、ステップＳ６１３でＶ／Ｆ切替スイッチ２４をａ側とし、ステップＳ６１４でベクトル制御モードを選定する。
【００５５】
この実施の形態のベクトル制御インバータ装置は、インバータ回路４によって駆動される誘導電動機５の１次電流を検出する電流検出器７と、誘導電動機５に伝達機構１１のギヤ比α、伝達機構１４のギヤ比β等からなる所定のギヤ比で連結された負荷側の位置を検出する負荷側位置検出器１３と、負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の推定速度検出値ωｎを演算するギヤ比乗算回路１６、速度指令ωｒ^*を入力して所定のＶ／Ｆパターンを発生するＶ／Ｆ発生回路２３、信号Ｓ5 を入力してベクトル制御演算回路９の出力Ｖｕａ^*、Ｖｖａ^*、Ｖｗａ^*またはＶ／Ｆ発生回路２３の出力Ｖｕｂ^*、Ｖｖｂ^*、Ｖｗｂ^*の何れかを選択するＶ／Ｆ切替スイッチ２４、推定速度検出値ωｎと外部の制御装置からのテストモード信号を入力し、速度指令回路８にＴＥＳＴ信号を、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力する位置検出器方向検出回路２６、推定速度検出値ωｎを「１」倍する正極性回路２７、推定速度検出値ωｎを「−１」倍する負極性回路２８、正極性回路２７の出力と負極性回路２８の出力の何れを選択するかを切替える極性切替スイッチ２９からなる速度推定回路１６０Ａと、電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１６０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０からなるベクトル制御パルス幅変調回路１６０Ｂとを具備するものである。
したがって、速度検出器６の誘導電動機推定速度値ωｒとして、ω0 ×α×βを使用することができるから、誘導電動機５の速度検出器６を省略でき、誘導電動機５をベクトル制御で駆動する場合でも誘導電動機５に速度検出器６を配設する必要性がなくなり、コストアップせず、また、機械的な大きさも小さくなる。更に、負荷側位置検出器１３の方向をテスト運転を行うことで、喩え、負荷側位置検出器１３のの方向がわからない状態でベクトル制御運転を実施した場合においても、振動発生や暴走を未然に防止することができる。
【００５６】
実施の形態８．
次に、本発明の第８の実施の形態について説明する。
図２０は本発明の第８の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図、図２１は本発明の第８の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置のタイミングチャート、図２２は本発明の第８の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
なお、推定速度選択スイッチ回路３０Ａは、推定速度検出値ωｎを「１」倍する正極性回路２７、推定速度検出値ωｎを「−１」倍する負極性回路２８、正極性回路２７の出力と負極性回路２８の出力の何れを選択するかを切替える極性切替スイッチ２９で構成されているが、基本的には、上記第７の実施の形態と相違するものではないので、その説明を省略する。
図２０において、３０は第１の実施の形態のギヤ比乗算回路１６の出力である推定速度検出値ωｎと、図示しない外部の制御装置からのテストモード信号を入力して速度指令回路８にＴＥＳＴ信号を、また、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力するバックラッシュ検出回路である。
ここで、本実施の形態の負荷側位置検出器１３によって検出した負荷側の位置の変化率により誘導電動機５の速度を推定するようにした負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、及び微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の誘導電動機推定速度値ωｒを演算するギヤ比乗算回路１６、及び速度指令ωｒ^*を入力して所定のＶ／Ｆパターンを発生するＶ／Ｆ発生回路２３、及び切替信号の出力Ｓ5 を入力してベクトル制御演算回路９の出力Ｖｕａ^*、Ｖｖａ^*、Ｖｗａ^*またはＶ／Ｆ発生回路２３の出力Ｖｕｂ^*、Ｖｖｂ^*、Ｖｗｂ^*の何れかを選択するＶ／Ｆ切替スイッチ２４、及び推定速度検出値ωｎと外部の制御装置からのテストモード信号を入力して速度指令回路８にＴＥＳＴ信号を、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力するバックラッシュ検出回路３０、及び図１７に示した推定速度検出値ωｎを「１」倍する正極性回路２７、推定速度検出値ωｎを「−１」倍する負極性回路２８、正極性回路２７の出力と負極性回路２８の出力の何れを選択するかを切替える極性切替スイッチ２９は、速度推定回路１７０Ａを構成している。
また、本実施の形態の電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１７０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０は、ベクトル制御パルス幅変調回路１７０Ｂを構成している。
【００５７】
次に、図２１によりこの実施の形態の動作原理を説明する。
図２１はバックラッシュ検出回路３０、Ｖ／Ｆ発生回路２３、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４で実施する動作のタイミングチャートを示すもので、（ａ）は外部装置より入力されるテストモード信号、（ｂ）は速度指令回路８の出力である速度指令ωｒ^*、（ｃ）はバックラッシュ検出回路３０から出力されるテストモード完了信号、（ｄ）はギヤ比乗算回路１６の出力の誘導電動機推定速度値ωｒ、（ｅ）はＶ／Ｆ切替スイッチ２４のスイッチの方向である。
まず、時刻ｔ0 でテストモード信号がＯＮになると、ＴＥＳＴ信号及び切替信号Ｓ5 信号がＯＮする。それを受けて、速度指令回路８は予め記憶された「テストパターン４」に基づく速度指令を出力する。また、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４はｂ側に切替わり、Ｖ／Ｆ運転モードとなる。
次に、時刻ｔ0 から時刻ｔ1 までは正転指令で運転し、時刻ｔ2 から時刻ｔ4 までは逆転指令で運転する。そして、時刻ｔ2 から実際に速度が変化するまで、即ち、図示の例では時刻ｔ3 までの時間をＴ0 として記憶する。時刻ｔ5 から時刻ｔ7 までは正転指令で運転する。そして、時刻ｔ5 後に実際に速度が変化するまで、即ち、図示の例では時刻ｔ6 までの時間をＴ1 として記憶する。時刻ｔ7 で、「テストパターン４」が終了した時点でテストモード完了信号を出力する。時刻ｔ8 でテストモード信号がＯＦＦされると、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４はａ側に切替わり、通常のベクトル制御運転モードに切替る。
【００５８】
次に、図２２により、バックラッシュ検出回路３０、Ｖ／Ｆ発生回路２３、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４で行う動作を説明する。
まず、ステップＳ７０１でテストモード信号がＯＮされているかどうかを判別し、ＯＮされていたらステップＳ７０２でＶ／Ｆ切替スイッチ２４をｂ側とし、ステップＳ７０３でＶ／Ｆモードを選定する。ステップＳ７０４で「テストパターン４」のモードで運転を開始し、ステップＳ７０５で正転指令から逆転指令に反転したかどうかを判別する。反転したらステップＳ７０６で指令反転後の誘導電動機推定速度値ωｒが変化するまでの時間（＝Ｔ0 ）を記憶する。ステップＳ７０７で逆転指令から正転指令に反転したかどうかを判別する。反転したらステップＳ７０８で指令反転後、ギヤ比乗算回路１６の出力の誘導電動機推定速度値ωｒが変化するまでの時間（＝Ｔ1 ）を記憶する。次に、ステップＳ７０９でバックラッシュ推定値｛（Ｔ0 ＋Ｔ1 ）／２｝を求める。また、ステップＳ７０１でテストモード信号がＯＮしていなければ、ステップＳ７１０でＶ／Ｆ切替スイッチ２４をａ側とし、ステップＳ７１１でベクトル制御モードを選定する。
【００５９】
この実施の形態のベクトル制御インバータ装置は、インバータ回路４によって駆動される誘導電動機５の１次電流を検出する電流検出器７と、誘導電動機５に伝達機構１１のギヤ比α、伝達機構１４のギヤ比β等からなる所定のギヤ比で連結された負荷側の位置を検出する負荷側位置検出器１３と、負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、及び微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の推定速度検出値ωｎを演算するギヤ比乗算回路１６、及び速度指令ωｒ^*を入力して所定のＶ／Ｆパターンを発生するＶ／Ｆ発生回路２３、及び信号Ｓ5 を入力してベクトル制御演算回路９の出力Ｖｕａ^*、Ｖｖａ^*、Ｖｗａ^*またはＶ／Ｆ発生回路２３の出力Ｖｕｂ^*、Ｖｖｂ^*、Ｖｗｂ^*の何れかを選択するＶ／Ｆ切替スイッチ２４、及び推定速度検出値ωｎと外部の制御装置からのテストモード信号を入力し、速度指令回路８にＴＥＳＴ信号を、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力するバックラッシュ検出回路３０、推定速度検出値ωｎを「１」倍する正極性回路２７、推定速度検出値ωｎを「−１」倍する負極性回路２８、正極性回路２７の出力と負極性回路２８の出力の何れを選択するかを切替える極性切替スイッチ２９で構成される推定速度選択スイッチ回路３０Ａからなる速度推定回路１７０Ａと、電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１７０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０からなるベクトル制御パルス幅変調回路１７０Ｂとを具備するものである。
したがって、速度検出器６の誘導電動機推定速度値ωｒとして、ω0 ×α×βを使用することができるから、誘導電動機５の速度検出器６を省略でき、誘導電動機５をベクトル制御で駆動する場合においても誘導電動機５が速度検出器６を持たないからコストアップせず、また、機械的な大きさも小さくなる。更に、バックラッシュ量を検出しているので、全速度域で安定性及び速度応答性を向上できる。当然、振動発生や暴走を未然に防止することができる。
【００６０】
実施の形態９．
次に、本発明の第９の実施の形態について説明する。
図２３は本発明の第９の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図、図２４は本発明の第９の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置のタイミングチャート、図２５は本発明の第９の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
図２３において、３１は第１の実施の形態のギヤ比乗算回路１６の出力である誘導電動機推定速度値ωｒを入力してＶ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力する自動Ｖ／Ｆモード切替回路である。
ここで、本実施の形態の負荷側位置検出器１３によって検出した負荷側の位置の変化率により誘導電動機５の速度を推定するようにした負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の誘導電動機推定速度値ωｒを演算するギヤ比乗算回路１６、誘導電動機推定速度値ωｒを入力してＶ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力する自動Ｖ／Ｆモード切替回路３１は、速度推定回路１８０Ａを構成している。また、本実施の形態の電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１８０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０は、ベクトル制御パルス幅変調回路１８０Ｂを構成している。
【００６１】
次に、図２４によりこの実施の形態の動作原理を説明する。
図２４は自動Ｖ／Ｆモード切替回路３１、Ｖ／Ｆ発生回路２３、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４で実施する動作を示すもので、速度指令回路８の出力である速度指令ωｒ^*、（ｂ）はギヤ比乗算回路１６の誘導電動機推定速度値ωｒ、（ｃ）はＶ／Ｆ切替スイッチ２４のスイッチの方向である。
図において、まず、時刻ｔ0 で、速度指令回路８が速度指令を出力する。このとき誘導電動機推定速度値ωｒも変化すれば正常ということで通常のベクトル制御を行い、また、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４はａ側に切替わり、ベクトル制御運転モードとなる。時刻ｔ1 で速度指令が変化したにも拘わらず、誘導電動機推定速度値ωｒが変化しなかった場合、断線と見なして、Ｖ／Ｆモード運転に切替る。
【００６２】
次に、図２５により自動Ｖ／Ｆモード切替回路３１、Ｖ／Ｆ発生回路２３、Ｖ／Ｆ切替スイッチ２４で行う動作を説明する。
まず、ステップＳ８０１で速度指令ωｒ^*が「０」であるかどうかを判別し、「０」でなければ、ステップＳ８０２で誘導電動機推定速度値ωｒが「０」であるかどうかをチェックする。「０」であれば、ステップＳ８０５でＶ／Ｆ切替スイッチ２４をｂ側とし、ステップＳ８０６でＶ／Ｆモードを選定する。
ステップＳ８０２で誘導電動機推定速度値ωｒが「０」でなければ、ステップＳ８０３でＶ／Ｆ切替スイッチ２４をａ側とし、ステップＳ８０４でベクトル制御モードを選定する。また、ステップＳ８０１で速度指令ωｒ^*が「０」であった場合は、無処理とする。
【００６３】
この実施の形態のベクトル制御インバータ装置は、インバータ回路４によって駆動される誘導電動機５の１次電流を検出する電流検出器７と、誘導電動機５に伝達機構１１のギヤ比α、伝達機構１４のギヤ比β等からなる所定のギヤ比で連結された負荷側の位置を検出する負荷側位置検出器１３と、負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、及び微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の推定速度検出値ωｎを演算するギヤ比乗算回路１６、及び誘導電動機推定速度値ωｒを入力してＶ／Ｆ切替スイッチ２４へ切替信号Ｓ5 を出力する自動Ｖ／Ｆモード切替回路３１からなる速度推定回路１８０Ａと、電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１８０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０からなるベクトル制御パルス幅変調回路１８０Ｂとを具備するものである。
したがって、速度検出器６の誘導電動機推定速度値ωｒとして、ω0 ×α×βを使用することができるから、誘導電動機５の速度検出器６を省略でき、誘導電動機５をベクトル制御で駆動する場合においても誘導電動機５が速度検出器６を有していないからコストアップせず、また、機械的な大きさも小さくなる。更に、負荷側位置検出器１３の断線時は、振動発生や暴走を未然に防止することができる。
【００６４】
実施の形態１０．
次に、本発明の第１０の実施の形態について説明する。
図２６は本発明の第１０の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図、図２７は本発明の第１０の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置のタイミングチャート、図２８は本発明の第１０の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
図２６において、３２は誘導電動機推定速度値ωｒが変化中でないとき、速度ループゲインを小さくし、変化中のとき、速度ループゲインを大きくする加減速中判別回路である。
ここで、本実施の形態の負荷側位置検出器１３によって検出した負荷側の位置の変化率により誘導電動機５の速度を推定するようにした負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の誘導電動機推定速度値ωｒを演算するギヤ比乗算回路１６、誘導電動機推定速度値ωｒが変化中でないとき、速度ループゲインを小さくし、変化中のとき、速度ループゲインを大きくする加減速中判別回路３２は、速度推定回路１９０Ａを構成している。
また、本実施の形態の電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１９０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０は、ベクトル制御パルス幅変調回路１９０Ｂを構成している。
【００６５】
次に、図２７によりこの実施の形態の動作原理を説明する。
図２７は加減速中判別回路３２で実施する動作を示すもので、（ａ）は速度指令回路８の出力である速度指令ωｒ^*、（ｂ）はギヤ比乗算回路１６の出力の誘導電動機推定速度値ωｒ、（ｃ）は誘導電動機推定速度値ωｒの変化率である△ωｒ、（ｄ）は速度ループゲインの値である。
図において、まず、時刻ｔ0 で、速度指令回路８が速度指令を出力する。このとき誘導電動機推定速度値ωｒも変化するが、速度検出値が速度指令に到達すると誘導電動機推定速度値ωｒの変化率（＝△ωｒ）はほぼ「０」になる。これを利用して、変化率△ωｒが変化しているときは加減速中と判断して速度ループゲインを大きくする。
【００６６】
次に、図２８により、加減速中判別回路３２で行う動作を説明する。
まず、ステップＳ９０１で誘導電動機推定速度値ωｒが変化中であるかを判別し、変化中でなければステップＳ９０２で速度ループゲインを小さくする。変化中であれば、ステップＳ９０３で速度ループゲインを大きくする。
【００６７】
この実施の形態のベクトル制御インバータ装置は、インバータ回路４によって駆動される誘導電動機５の１次電流を検出する電流検出器７と、誘導電動機５に伝達機構１１のギヤ比α、伝達機構１４のギヤ比β等からなる所定のギヤ比で連結された負荷側の位置を検出する負荷側位置検出器１３と、負荷側位置検出器１３の検出出力を微分する微分回路１５、及び微分回路１５の出力ω0 にギヤ比を乗じて誘導電動機５の推定速度検出値ωｎを演算するギヤ比乗算回路１６、及び誘導電動機推定速度値ωｒが変化中でないとき、速度ループゲインを小さくし、変化中のとき、速度ループゲインを大きくする加減速中判別回路３２からなる速度推定回路１９０Ａと、電流検出器７による電流検出値と誘導電動機５の速度指令値ωｒ^*と速度推定回路１９０Ａの誘導電動機推定速度値ωｒに基いて、インバータ回路４をパルス幅変調するベクトル制御演算回路９及びパルス幅変調制御回路１０からなるベクトル制御パルス幅変調回路１９０Ｂとを具備するものである。
したがって、速度検出器６の誘導電動機推定速度値ωｒとして、ω0 ×α×βを使用することができるから、誘導電動機５の速度検出器６を省略でき、誘導電動機５をベクトル制御で駆動する場合においても誘導電動機５が速度検出器６を有していないからコストアップせず、また、機械的な大きさも小さくなる。更に、バックラッシュの影響の少ない加減速中においては速度ループゲインをあげるので、全速度域で振動の低減及び速度応答を向上できる。
なお、上記各実施の形態では、速度検出器６を省略することを前提に説明したが、同様に負荷側位置検出器１３を省略し、速度検出器６のみの検出とすることも可能である。
【００６８】
【発明の効果】
以上のように、請求項１のベクトル制御インバータ装置は、インバータ回路によって駆動される誘導電動機の１次電流を検出する電流検出器と、前記誘導電動機に所定のギヤ比で連結された負荷側の位置を検出する負荷側位置検出器と、前記負荷側位置検出器によって検出した負荷側の位置の変化率により前記誘導電動機の速度を推定するようにした速度推定回路と、前記電流検出器による電流検出値と前記誘導電動機の速度指令値と前記速度推定回路の出力に基いて、前記インバータ回路をパルス幅変調するベクトル制御パルス幅変調回路とを具備するものである。
したがって、速度検出器の誘導電動機推定速度値として、誘導電動機の速度指令値と前記速度推定回路の出力に基いて演算することができ、誘導電動機の速度検出器を省略でき、誘導電動機をベクトル制御で駆動する場合でも、装置がコストアップせず、また、機械的な大きさも小さくなる効果がある。
【００６９】
請求項２のベクトル制御インバータ装置は、請求項１に記載の前記速度推定回路を、所定の速度以下では前記誘導電動機の速度推定値の平均値を速度推定値として使用するものであるから、請求項１に記載の効果に加えて、所定の速度以下では誘導電動機の誘導電動機推定速度値の平均値を誘導電動機推定速度値として使用でき、特に、瞬間的な速度推定においては誘導電動機と機械間のバックラッシュによる推定誤差が発生しても、その影響は低速域ほど大きくなる確率が高くなるが、低速域でバックラッシュによる速度推定誤差を平均化するために、バックラッシュによる速度推定誤差を少なくすることができる。
したがって、バックラッシュの影響が大きくなる低速域では誘導電動機推定速度値の平均を行い、バックラッシュの影響が小さくなる高速域では誘導電動機推定速度値をそのまま使用しているので、誘導電動機の速度を直接検出せず機械端の負荷側位置検出器から間接的に誘導電動機速度を検出しても、低速域で安定性を向上させ、高速域では速度応答性を向上させる効果がある。
【００７０】
請求項３のベクトル制御インバータ装置は、請求項１に記載の前記速度推定回路を、加速または減速に応じてギヤによるバックラッシュ補正を行うものであるから、請求項１に記載の効果に加えて、推定速度検出値と速度指令値及び速度指令値が変化したことを検出する速度指令変化検出回路の出力を入力してバックラッシュ補正を行うバックラッシュ補正回路により、バックラッシュの影響が大きくなる加減速の開始時においてバックラッシュ補正を行っているので、誘導電動機の速度を直接検出せず機械端の負荷側位置検出器から間接的に誘導電動機速度を検出しても、加減速の振動発生や応答遅れを低減することができ、バックラッシュによる速度推定誤差を少なくすることができる効果がある。
【００７１】
請求項４のベクトル制御インバータ装置は、請求項１に記載の前記速度推定回路を、トルク分電流検出値と誘導電動機のイナーシャ、その負荷イナーシャから算出した理論的な速度の符号が反転したときにギヤによるバックラッシュ補正を行うものであるから、請求項１に記載の効果に加えて、誘導電動機の速度を直接検出せず機械端の負荷側位置検出器から間接的に誘導電動機速度を検出しても、加減速の振動発生や応答遅れを低減することができ、バックラッシュによる速度推定誤差を少なくすることができる効果がある。
【００７２】
請求項５のベクトル制御インバータ装置は、請求項１に記載の前記速度推定回路を、前記負荷側位置検出器の断線検出を行うものであるから、請求項１に記載の効果に加えて、負荷側位置検出器の配線の断線をテスト運転で検出しているので、喩え、断線している状態であっても、テスト運転を行うことで、ベクトル制御運転を実施した場合の振動発生や暴走を未然に防止することができる効果がある。
【００７３】
請求項６のベクトル制御インバータ装置は、請求項１に記載の前記速度推定回路を、前記負荷側位置検出器のパルス数の検出を行うものであるから、請求項１に記載の効果に加えて、負荷側位置検出器のパルス数をテスト運転で検出しているので、テスト運転を行うことで、喩え、前記負荷側位置検出器のパルス数が不明な状態でベクトル制御運転を実施した場合においても、振動発生や暴走を未然に防止することができる効果がある。
【００７４】
請求項７のベクトル制御インバータ装置は、請求項１に記載の前記速度推定回路を、前記負荷側位置検出器の取付け方向の検出を行うものであるから、請求項１に記載の効果に加えて、負荷側位置検出器の方向をテスト運転で検出しているので、テスト運転を行うことで、喩え、負荷側位置検出器の方向がわからない状態でベクトル制御運転を実施した場合においても、振動発生や暴走を未然に防止することができる。
【００７５】
請求項８のベクトル制御インバータ装置は、請求項１に記載の前記速度推定回路を、ギヤのバックラッシュ量の検出を行うものであるから、請求項１に記載の効果に加えて、バックラッシュ量をテスト運転で検出しているので、全速度域で安定性及び速度応答性を向上できる。当然、振動発生や暴走を未然に防止することができる効果がある。
【００７６】
請求項９のベクトル制御インバータ装置は、請求項１に記載の前記速度推定回路を、前記負荷側位置検出器が断線したときに、ベクトル制御運転からＶ／Ｆ運転に切替えるものであるから、請求項１に記載の効果に加えて、負荷側位置検出器の断線時はベクトル制御運転からＶ／Ｆ制御に切替るので、全速度域で安定性及び運転の持続性を向上でき、振動発生や暴走を未然に防止することができる効果がある。
【００７７】
請求項１０のベクトル制御インバータ装置は、請求項１に記載の前記速度推定回路を、加減速時に速度制御系のゲインを大きくするものであるから、請求項１に記載の効果に加えて、バックラッシュの影響の少ない加減速中においては速度ループゲインをあげるので、全速度域で振動の低減及び速度応答を向上できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明の第１の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の全体構成図である。
【図２】図２は本発明の第２の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図である。
【図３】図３は本発明の第２の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ回路の動作説明を行う要部回路図である。
【図４】図４は本発明の第２の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ回路の動作フローチャートである。
【図５】図５は本発明の第３の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図である。
【図６】図６は本発明の第３の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の要部回路図である。
【図７】図７は本発明の第３の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
【図８】図８は本発明の第４の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図である。
【図９】図９は本発明の第４の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の要部回路図である。
【図１０】図１０は本発明の第４の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図である。
【図１１】図１１は本発明の第５の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図である。
【図１２】図１２は本発明の第５の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置のタイミングチャートである。
【図１３】図１３は本発明の第５の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
【図１４】図１４は本発明の第６の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図である。
【図１５】図１５は本発明の第６の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置のタイミングチャートである。
【図１６】図１６は本発明の第６の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
【図１７】図１７は本発明の第７の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図である。
【図１８】図１８は本発明の第７の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置のタイミングチャートである。
【図１９】図１９は本発明の第７の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
【図２０】図２０は本発明の第８の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図である。
【図２１】図２１は本発明の第８の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置のタイミングチャートである。
【図２２】図２２は本発明の第８の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
【図２３】図２３は本発明の第９の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図である。
【図２４】図２４は本発明の第９の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置のタイミングチャートである。
【図２５】図２５は本発明の第９の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
【図２６】図２６は本発明の第１０の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の構成図である。
【図２７】図２７は本発明の第１０の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置のタイミングチャートである。
【図２８】図２８は本発明の第１０の実施の形態の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の動作フローチャートである。
【図２９】図２９は従来の誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置の要部構成図である。
【図３０】図３０は従来及び本発明の実施の形態で使用する誘導電動機を駆動するベクトル制御インバータ装置のベクトル制御演算回路のブロック図である。
【符号の説明】
４インバータ回路、５誘導電動機、６速度検出器、７電流検出器、８速度指令回路、９ベクトル制御演算回路、１０パルス幅変調制御回路、１１誘導電動機伝達機構、１３負荷側位置検出器、１４伝達機構、１５微分回路、１６ギヤ比乗算回路、１７速度平均切替回路、１８速度指令変化検出回路、１９バックラッシュ補正Ａ回路、２０モデル速度作成／変化検出回路、２１バックラッシュ補正Ｂ回路、２２断線検出回路、２３Ｖ／Ｆ発生回路、２４Ｖ／Ｆ切替スイッチ、２５位置検出器パルス数検出回路、２６位置検出器方向検出回路、２７正極性回路、２８負極性回路、２９極性切替スイッチ、３０バックラッシュ検出回路、３０Ａ推定速度選択スイッチ回路、３１自動Ｖ／Ｆモード切替回路、３２加減速中判別回路、１００Ａ，１１０Ａ，１２０Ａ，１３０Ａ，１４０Ａ，１５０Ａ，１６０Ａ，１７０Ａ，１８０Ａ，１９０Ａ速度推定回路、１００Ｂ，１３０Ｂ，１４０Ｂ，１５０Ｂ，１６０Ｂ，１７０Ｂ，１８０Ｂ，１９０Ｂベクトル制御パルス幅変調回路。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an improvement of a vector control inverter device that performs vector control of an electric motor such as an induction motor.
[0002]
[Prior art]
FIG. 29 is an overall configuration diagram of a conventional vector control inverter device based on current control type vector control, and FIG. 30 is a block diagram of a vector control arithmetic circuit of the vector control inverter device based on current control type vector control.
[0003]
In FIG. 29, 1 is a three-phase AC power source, 2 is a rectifier circuit constituted by a diode or the like for obtaining a DC voltage from the three-phase AC power source 1, 3 is a DC voltage smoothing filter comprising a capacitor, and 4 is a switching element such as a transistor. 5 is an induction motor of a load, 6 is a speed detector such as an encoder that detects the speed of the induction motor 5, and 7 is a current detector that detects currents Iu, Iv, and Iw flowing through the induction motor 5. , 8 is a speed command circuit for giving a speed reference of the induction motor 5, and 9 is a command value ωr of the speed command circuit 8. ^* And the detected value ωr of the speed detector 6 and the detected values Iu, Iv, Iw of the current detector 7 are input to the primary voltage command value Vu to be given to the induction motor 5. ^* , Vv ^* , Vw ^* Is a vector control arithmetic circuit for calculating the primary voltage command value Vu. ^* , Vv ^*, Vw ^* A pulse width modulation control circuit for generating a signal for turning on / off the switching element of the inverter circuit 4 based on the above, 11 is an induction motor transmission such as a gear or a belt of a gear ratio α interposed between the induction motor 5 and the machine A mechanism, 12 is a load machine driven by the induction motor 5, 13 is a load side position detector comprising an encoder or the like for detecting the rotational position of the load machine 12, and a speed detector such as an encoder for detecting the speed of the induction motor 5 6 is not substantially different. Reference numeral 13a denotes an external position monitoring unit which is installed outside the vector control inverter and inputs the detection value θ of the load side position detector 13 to monitor the rotational position of the load machine 12. Reference numeral 14 denotes a position detector of the load machine 12 and the machine end. 13 is a transmission mechanism such as a gear or a belt having a gear ratio β interposed between them.
[0004]
Next, the internal configuration of the vector control arithmetic circuit 9 in the above configuration will be described with reference to the vector control block diagram of FIG.
11A is a command value ωr of the speed command circuit 8 ^* And the difference between the detected value ωr of the speed detector 6 and the torque current command value Iq ^* 12A converts the AC three-phase detection values Iu, Iv, and Iw of the current detector 7 into DC two-phase currents Iq (torque component current detection value) and Id (excitation component current detection value). A three-phase to two-phase converter, 13A is a primary delay calculator for estimating and calculating the secondary magnetic flux detection value 検出 2 of the induction motor 5 from the excitation current detection value Id, and 14A is the detection value ωr of the speed detector 6. Depending on the secondary magnetic flux command value Ф2 ^* Is a secondary magnetic flux command generator, 15A is a secondary magnetic flux command value Ф2 ^* And the secondary magnetic flux detection value Ф2 are amplified so that the excitation current command value Id ^* 16A is a subtractor, 17Aa is a torque current command value Iq ^* And the torque component voltage command value Vq by amplifying the deviation between the torque component current detection value Iq ^* Is a torque-divided current amplifier 17A, and 17Ab is an exciting current command value Id ^* And the excitation divided current command value Vd ^* Excitation current amplifier 18A, 18A is a torque current command value Iq ^* Is divided by 2 magnetic flux detection value Ф2 and slip command ωs ^* A divider 19A calculates a slip command ωs to the speed detection value ωr. ^* Is added, and the primary angular frequency command ω0 to the induction motor 5 is added. ^* 20A is the primary angular frequency command ω0 ^* Is an integrator that calculates a torque deflection angle θ0, 21A is a direct current torque divided voltage command value Vq ^* And excitation voltage command value Vd ^* AC three-phase primary voltage command Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* These are two-phase to three-phase converters, and a vector control arithmetic circuit 9 is constituted by these.
Here, the output of the current detector 7 does not necessarily need all three phases, and any two phases may be detected and the remaining one-phase current may be obtained from the relationship of Iu + Iv + Iw = 0.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In the vector control inverter device for driving the conventional induction motor 5 as described above, it is necessary to detect the speed of the induction motor 5 in order to perform vector control, and it is necessary to always install the speed detector 6 in the induction motor 5. is there.
On the other hand, in a general-purpose inverter device that does not perform vector control, speed detection is unnecessary, and it is not necessary to mount the speed detector 6 on the induction motor 5.
Therefore, in the vector control inverter device, the cost of the induction motor 5 to be driven is higher than that of the general-purpose inverter device. Moreover, there existed problems, such as the external shape of the induction motor 5 becoming large.
[0006]
On the other hand, as a conventional technique, there is a technique described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 59-89591 for an induction motor drive control device.
The technique disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 59-895918 is for speed control with a constant slip frequency, and time-differentiates the phase modulation signal of a position detector (resolver) attached to the output shaft of the motor for position detection. It is used as a speed detection signal, and a tachometer generator that has been conventionally installed for speed detection is not required.
Therefore, the position detector signal is time-differentiated and used as a speed signal, so that the speed detector conventionally attached to the induction motor can be eliminated.
In the technology described in this publication, it is a structural condition that the resolver is connected with the same shaft as the induction motor shaft (that is, with a gear ratio of 1: 1). Therefore, it cannot be applied to a machine such as a machine tool in which the gear ratio between the mounting shaft of the position detector and the induction motor shaft is not 1: 1, and the target machines that can be used are very limited. .
Therefore, the gear ratio between the position detector and the induction motor shaft can be set arbitrarily. In particular, it can be widely applied not only to machine tools but also to other machines having the same configuration. is required.
[0007]
Therefore, the present invention has been made to solve the above-described problems, and it is possible to omit a speed detector composed of an encoder or the like that overlaps the induction motor, and the induction motor can be used even when the induction motor is driven by vector control. It is an object of the present invention to provide a vector control inverter device that does not increase the cost and does not increase the outer shape.
[0008]
[Means for solving problems]
A vector control inverter device according to claim 1 detects a current detector for detecting a primary current of an induction motor driven by an inverter circuit, and a position on a load side connected to the induction motor at a predetermined gear ratio. A load side position detector; a speed estimation circuit configured to estimate the speed of the induction motor based on a rate of change of a load side position detected by the load side position detector; a current detection value by the current detector; A vector control pulse width modulation circuit that performs pulse width modulation of the inverter circuit based on the speed command value of the induction motor and the output of the speed estimation circuit is provided.
[0009]
The speed estimation circuit of the vector control inverter device according to claim 2 uses an average value of the speed estimation values of the induction motor as a speed estimation value below a predetermined speed.
[0010]
The speed estimation circuit of the vector control inverter device according to claim 3 performs backlash correction by the gear according to acceleration or deceleration.
[0011]
The speed estimation circuit of the vector control inverter device according to claim 4 performs a backlash correction by a gear when the sign of the theoretical speed calculated from the detected torque current value, the inertia of the induction motor, and the load inertia is inverted. Is what you do.
[0012]
The speed estimation circuit of the vector control inverter device according to claim 5 detects disconnection of the load side position detector.
[0013]
The speed estimation circuit of the vector control inverter device according to claim 6 detects the number of pulses of the load side position detector.
[0014]
The speed estimation circuit of the vector control inverter device according to claim 7 detects the mounting direction of the load side position detector.
[0015]
The speed estimation circuit of the vector control inverter device according to claim 8 detects the backlash amount of the gear.
[0016]
The speed estimation circuit of the vector control inverter device according to claim 9 switches from the vector control operation to the V / F operation when the load side position detector is disconnected.
[0017]
The speed estimation circuit of the vector control inverter apparatus according to claim 10 increases the gain of the speed control system during acceleration / deceleration.
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to FIGS.
In the drawing, the same reference numerals and symbols as those of the conventional example indicate the same or corresponding constituent parts as those of the conventional example, and the same reference numerals and symbols of the respective embodiments indicate constituent parts of the respective embodiments. Are the same or corresponding components.
[0019]
Embodiment 1 FIG.
First, a first embodiment of the present invention will be described.
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a first embodiment of the present invention. Here, the vector control arithmetic circuit of FIG. 30 used in the conventional example is used as it is.
1 and 30, 1 is a three-phase AC power source, 2 is a rectifier circuit composed of a diode or the like for obtaining a DC voltage from the three-phase AC power source 1, 3 is a DC voltage smoothing filter composed of a capacitor, 4 is a transistor or the like 5 is an induction motor of a load, 7 is a current detector that detects currents Iu, Iv, and Iw flowing through the induction motor 5, and 8 is a speed command circuit that provides a speed reference for the induction motor 5. , 9 are command values ωr of the speed command circuit 8 ^* And the detected value ωr of the speed detector 6 and the detected values Iu, Iv, Iw of the current detector 7 are input to the primary voltage command value Vu to be given to the induction motor 5. ^* , Vv ^* , Vw ^* Is a vector control arithmetic circuit for calculating the primary voltage command value Vu. ^* , Vv ^*, Vw ^* A pulse width modulation control circuit for generating a signal for turning on / off the switching element of the inverter circuit 4 based on the above, 11 is a transmission of an induction motor such as a gear or belt having a gear ratio α interposed between the induction motor 5 and the machine The mechanism, 12 is a load machine driven by the induction motor 5, 13 is a load side position detector comprising an encoder or the like for detecting the rotational position of the load machine 12, and 13a is a load side position detector installed outside the vector control inverter. An external position monitoring means for monitoring the rotational position of the load machine 12 by inputting the detected value θ of 13, 14 is a gear or belt having a gear ratio β interposed between the load machine 12 and the position detector 13 at the machine end, etc. It is a transmission mechanism.
[0020]
Further, 15 is a differentiation circuit for outputting the rotation speed ω0 of the load side position detector 13 by inputting and differentiating the detection output θ of the load side position detector 13, and 16 is a gear ratio to the rotation speed ω0 of the differentiation circuit 15. Is a gear ratio multiplication circuit that calculates the induction motor estimated speed value ωr of the induction motor 5 by multiplying by.
Here, a differentiation circuit for differentiating the detection output of the load side position detector 13 which estimates the speed of the induction motor 5 based on the rate of change of the load side position detected by the load side position detector 13 of the present embodiment. 15. The gear ratio multiplication circuit 16 that calculates the estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 by multiplying the output ω0 of the differentiation circuit 15 by the gear ratio constitutes a speed estimation circuit 100A. Further, the current detection value by the current detector 7 of the present embodiment and the speed command value ωr of the induction motor 5 ^* Based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 100A, the vector control arithmetic circuit 9 and the pulse width modulation control circuit 10 that perform pulse width modulation on the inverter circuit 4 constitute a vector control pulse width modulation circuit 100B. .
[0021]
Furthermore, the internal configuration of the vector control arithmetic circuit 9 is not different from the vector control block diagram of FIG. 30 described in the prior art in the circuit used in this embodiment, so the vector control block diagram of FIG. It explains using.
11A is a command value ωr of the speed command circuit 8 ^* And the difference between the detected value ωr of the speed detector 6 and the torque current command value Iq ^* 12A converts the AC three-phase detection values Iu, Iv, and Iw of the current detector 7 into DC two-phase currents Iq (torque component current detection value) and Id (excitation component current detection value). A three-phase to two-phase converter, 13A is a primary delay calculator for estimating and calculating the secondary magnetic flux detection value 検出 2 of the induction motor 5 from the excitation current detection value Id, and 14A is the detection value ωr of the speed detector 6. Depending on the secondary magnetic flux command value Ф2 ^* Is a secondary magnetic flux command generator, 15A is a secondary magnetic flux command value Ф2 ^* And the secondary magnetic flux detection value Ф2 are amplified so that the excitation current command value Id ^* 16A is a subtractor, 17Aa is a torque current command value Iq ^* And the torque component voltage command value Vq by amplifying the deviation between the torque component current detection value Iq ^* Is a torque-divided current amplifier 17A, and 17Ab is an exciting current command value Id ^* And the excitation divided current command value Vd ^* Excitation current amplifier 18A, 18A is a torque current command value Iq ^* Is divided by 2 magnetic flux detection value Ф2 and slip command ωs ^* A divider 19A calculates a slip command ωs to the speed detection value ωr. ^* Is added, and the primary angular frequency command ω0 to the induction motor 5 is added. ^* 20A is the primary angular frequency command ω0 ^* Is an integrator that calculates a torque deflection angle θ0, 21A is a direct current torque divided voltage command value Vq ^* And excitation voltage command value Vd ^* AC three-phase primary voltage command Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* These are two-phase to three-phase converters, and a vector control arithmetic circuit 9 is constituted by these.
Also in the present embodiment, the output of the current detector 7 does not necessarily require all three phases, but any two phases are detected and the remaining one-phase current is obtained from the relationship of Iu + Iv + Iw = 0. Also good.
[0022]
Next, the operation principle of this embodiment will be described.
First, the value obtained by differentiating the output θ of the load side position detector 13 by the differentiating circuit 15 corresponds to the rotational speed of the load side position detector 13, and this is defined as the rotational speed ω0. However, this value cannot be used as it is as the speed detection value of the induction motor 5, that is, the detection value of the speed detector 6 in the conventional example. Therefore, the following calculation is performed by the gear ratio multiplication circuit 16 in order to convert it to the speed equivalent to the induction motor 5.
Induction motor estimated speed value = ωr = ω0 × α × β
Where α is the gear ratio of the transmission mechanism 11 and β is the gear ratio of the transmission mechanism 14.
Therefore, ω 0 × α × β can be used as the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed detector 6 shown in FIG.
[0023]
The vector control inverter device of this embodiment includes a current detector 7 that detects a primary current of the induction motor 5 driven by the inverter circuit 4, a gear ratio α of the transmission mechanism 11 to the induction motor 5, and a transmission mechanism 14. The load-side position detector 13 for detecting the load-side position connected at a predetermined gear ratio such as the gear ratio β and the rate of change of the load-side position detected by the load-side position detector 13 A differential circuit 15 for differentiating the detection output of the load side position detector 13 for estimating the speed, and a gear ratio for calculating the induction motor estimated speed value ωr of the induction motor 5 by multiplying the output ω0 of the differentiation circuit 15 by the gear ratio. A speed estimation circuit 100A composed of a multiplication circuit 16, a current detection value by the current detector 7, and a speed command value ωr of the induction motor 5 ^* And a vector control pulse width modulation circuit 100B composed of a pulse width modulation control circuit 10 and a vector control arithmetic circuit 9 for pulse width modulation of the inverter circuit 4 based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit. is there.
Therefore, since ω0 × α × β can be used as the estimated speed value ωr of the induction motor 6, the speed detector 6 of the induction motor 5 can be omitted, and the induction motor 5 is driven by vector control. However, the cost is not increased and the mechanical size is reduced.
[0024]
Here, as a precaution, the difference from the technique described in Japanese Patent Laid-Open No. 59-89591 described in the conventional example will be described.
The technology described in the conventional publication is to control the speed with a constant slip frequency. The phase modulation signal of the resolver attached to the output shaft of the motor for position detection is time-differentiated and used as a speed detection signal. This eliminates the need for a tachometer generator that was installed for speed detection. Therefore, the position detector signal is time-differentiated and used as a speed signal, so that the speed detector conventionally attached to the induction motor can be eliminated.
However, the resolver is connected with the same shaft as the induction motor shaft (that is, with a gear ratio of 1: 1) and cannot be applied when the gear ratio is not 1: 1, and the target machines that can be used are very limited. End up.
On the other hand, in this embodiment, the gear ratio between the induction motor 5 and the speed detector 6, the gear ratio α of the induction motor transmission mechanism 11 such as a gear or belt interposed between the induction motor 5 and the machine, the load machine 12 Since the gear ratio β of the transmission mechanism 14 such as a gear or belt interposed between the machine and the load side position detector 13 at the machine end may be arbitrary, it can be widely applied to machines having other similar configurations as well as machine tools. Therefore, low cost can be realized regardless of the gear ratio. In particular, since it is obtained by calculation from the load side position detector 13 attached to the machine end of the induction motor 5, it is not necessary to attach the speed detector 6 to the induction motor 5, so that the cost of the induction motor 5 is increased. In addition, high-performance vector control can be performed without increasing the outer shape of the induction motor 5.
[0025]
Embodiment 2. FIG.
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 2 is a block diagram of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the second embodiment of the present invention, and FIG. 3 is an operation of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the second embodiment of the present invention. FIG. 4 is an operation flowchart of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the second embodiment of the present invention.
In FIG. 2, reference numeral 17 denotes “ωn” in order to express a difference from the output of the gear ratio multiplication circuit 16 (see FIG. 1) of the first embodiment (here, the final estimated induction motor speed value ωr). Whether the estimated speed is input or not and whether the estimated speed is equal to or less than a predetermined value is taken to average the speed. It is a speed average switching circuit for switching between.
Here, a differentiation circuit for differentiating the detection output of the load side position detector 13 which estimates the speed of the induction motor 5 based on the rate of change of the load side position detected by the load side position detector 13 of the present embodiment. 15. A gear ratio multiplication circuit 16 that calculates the estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 by multiplying the output ω0 of the differentiation circuit 15 by the gear ratio, and below the predetermined speed, the average value of the estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 The speed average switching circuit 17 used as the induction motor estimated speed value ωr constitutes a speed estimation circuit 110A. Further, the current detection value by the current detector 7 of the present embodiment and the speed command value ωr of the induction motor 5 ^* Based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 110A, the vector control arithmetic circuit 9 and the pulse width modulation control circuit 10 that perform pulse width modulation on the inverter circuit 4 constitute a vector control pulse width modulation circuit 100B. .
[0026]
Next, the operation principle of this embodiment will be described with reference to FIG.
FIG. 3 shows the internal configuration of the speed average switching circuit 17, where 17a is a speed determination circuit, 17b is a four-time averaging circuit, and 17c is an average switching switch.
In FIG. 3, when the estimated speed detection value ωn of the gear ratio multiplication circuit 16 of the first embodiment is input to the speed average switching circuit 17, the value as it is is connected to the point b of the average switching switch 17c, and the past Four average values are connected to point a. If the estimated speed detection value ωn of the gear ratio multiplication circuit 16 is equal to or less than a predetermined speed (for example, 500 rpm) by the speed determination circuit 17a, the output S1 of the speed determination circuit 17a is turned ON and the average changeover switch 17b If the estimated speed detection value ωn of the gear ratio multiplication circuit 16 is selected and is equal to or higher than a predetermined speed (for example, 500 rpm), the output S1 of the speed determination circuit 17a is turned OFF and the average selector switch 17c is selected on the b side.
Here, the necessity of selecting the a side below a predetermined speed and using the average value will be described.
[0027]
When the speed detector 6 is disposed in the induction motor 5 as in the prior art, the speed detection value can accurately detect the speed of the induction motor 5 and is accurately detected from low speed to high speed, and is averaged. There is no need to do.
However, in the embodiment of the present invention, the speed of the induction motor 5 is estimated from the detection value of the speed detector 13 at the machine end instead of being directly arranged at the end of the induction motor 5. In the instantaneous speed estimation, an estimation error due to backlash between the induction motor 5 and the machine may occur. In addition, the probability that the effect becomes greater in the low speed range (because the backlash amount is constant regardless of the speed). Therefore, in order to average the speed estimation error due to backlash in the low speed range, four times of averaging is performed, so that the speed estimation error due to backlash can be reduced. However, if the average number is too large, the responsiveness of the vector control is lowered. Therefore, in this embodiment, the average is limited to four times, and in reality, the average of 2 to 10 times is preferable.
[0028]
Next, the operation performed by the speed average switching circuit 17 will be described with reference to FIG.
First, it is determined in step S101 whether the estimated speed detection value ωn is 500 rpm or less. If 500 rpm or less, the a side is selected by the switch 17c in step S102, and the average value of the past four times is obtained in step S103. Calculate it and let it be ωr. If it is 500 rpm or more, the switch 17c is selected to the b side in step S104, and the estimated speed detection value ωn is directly used as the induction motor estimated speed value ωr in step S105. Therefore, the reliability of the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed detector 6 shown in FIG. 29 can be increased.
[0029]
The vector control inverter device of this embodiment includes a current detector 7 that detects a primary current of the induction motor 5 driven by the inverter circuit 4, a gear ratio α of the transmission mechanism 11 to the induction motor 5, and a transmission mechanism 14. The load-side position detector 13 for detecting the load-side position connected at a predetermined gear ratio such as the gear ratio β and the rate of change of the load-side position detected by the load-side position detector 13 A differential circuit 15 for differentiating the detection output of the load side position detector 13 for estimating the speed, and a gear ratio multiplication for calculating the estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 by multiplying the output ω0 of the differentiation circuit 15 by the gear ratio. A speed estimation circuit 110 comprising a circuit 16 and a speed average switching circuit 17 that uses an average value of the estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 as the induction motor estimated speed value ωr below a predetermined speed. When the speed command value ωr of the induction motor 5 and the current value detected by the current detector 7 ^* And a vector control pulse width modulation circuit 100B composed of a pulse width modulation control circuit 10 and a vector control arithmetic circuit 9 for performing pulse width modulation on the inverter circuit 4 based on the induction motor estimated speed value ωr of the speed estimation circuit 110A. It is.
Therefore, since ω0 × α × β can be used as the estimated speed detection value ωn of the speed detector 6, the speed detector 6 of the induction motor 5 can be omitted. The size is also reduced. Further, since the speed average switching circuit 17 that uses the average value of the estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 as the induction motor estimated speed value ωr below the predetermined speed is provided, particularly in instantaneous speed estimation. There is a possibility that an estimation error due to backlash between the induction motor 5 and the machine may occur, and the effect is more likely to increase in the low speed range, but in order to average the speed estimation error due to backlash in the low speed range, Speed estimation error due to backlash can be reduced.
Therefore, since the estimated speed is averaged in the low speed range where the influence of backlash is large and the estimated speed is used as it is in the high speed area where the influence of backlash is small, the speed of the induction motor 5 is not detected directly. Even if the induction motor speed is detected indirectly from the load side position detector 13 at the end, the stability is improved in the low speed range and the speed responsiveness is improved in the high speed range.
[0030]
Embodiment 3 FIG.
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
FIG. 5 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a third embodiment of the present invention. FIG. 6 is a schematic diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a third embodiment of the present invention. FIG. 7 is an operation flowchart of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the third embodiment of the present invention.
In FIG. 5, reference numeral 18 denotes a speed command value ωr that is an output of the speed command circuit 8. ^* Is a speed command change detection circuit for detecting that the motor has changed, 19 is an estimated motor output which is an estimated speed output (here, “ωn”) of the gear ratio multiplication circuit 16 (see FIG. 1) of the first embodiment. Speed value and speed command value ωr which is the output of the speed command circuit 8 ^* And a backlash correction A circuit that inputs the output S2 of the speed command change detection circuit 18 and performs backlash correction.
The speed command change detection circuit 18 has a speed command value ωr. ^* And the output S2 is input to the backlash correction A circuit 19. The backlash correction A circuit 19 generates a speed command value ωr. ^* Is directly input, the output S2 of the speed command change detection circuit 18 and the estimated speed detection value ωn which is the output of the gear ratio multiplication circuit 16 are input, and the speed command value ωr is obtained as the output of the backlash correction A circuit 19. ing.
[0031]
Here, a differentiation circuit for differentiating the detection output of the load side position detector 13 which estimates the speed of the induction motor 5 based on the rate of change of the load side position detected by the load side position detector 13 of the present embodiment. 15, the gear ratio multiplication circuit 16 that calculates the estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 by multiplying the output ω 0 of the differentiation circuit 15 by the gear ratio, and the speed command value ωr that is the output of the speed command circuit 8. ^* The speed command change detection circuit 18 for detecting the change in the speed, the induction motor estimated speed value which is the estimated speed detection value ωn of the gear ratio multiplication circuit 16, and the speed command value ωr which is the output of the speed command circuit 8 ^* The backlash correction A circuit 19 that receives the output S2 of the speed command change detection circuit 18 and performs backlash correction constitutes a speed estimation circuit 120A.
Further, the current detection value by the current detector 7 of the present embodiment and the speed command value ωr of the induction motor 5 ^* Based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 120A, the vector control arithmetic circuit 9 and the pulse width modulation control circuit 10 that perform pulse width modulation on the inverter circuit 4 constitute a vector control pulse width modulation circuit 100B. .
[0032]
Next, the operation principle of this embodiment will be described with reference to FIG.
FIG. 6 shows the internal configuration of the speed command change detection circuit 18 and the backlash correction A circuit 19. 19a is an estimated speed change detection circuit, 19b is a backlash correction A section, and 19c is a backlash correction A changeover switch. is there.
In FIG. 6, the speed command value ωr is input to the speed command change detection circuit 18. ^* Is input, the speed command value ωr ^* A signal S2 which is turned ON only when the signal changes is output to the backlash correction A circuit 19. Further, in the backlash correction A circuit 19, a signal S3 which is turned on only when the estimated speed is changed by the estimated speed change detecting circuit 19a is output. The backlash correction A changeover switch is set only when the output S2 of the speed command change detection circuit 18 is ON and the output S3 of the estimated speed change detection circuit 19a is OFF, that is, when the estimated speed is not changing. 19c is on the b side, and the output of the backlash correction A section 19b is used as the speed detection value ωr.
[0033]
Here, the necessity of performing the backlash correction only during the period when the speed command is changed and the estimated speed is not changed is as follows.
If the speed detector 6 is provided in the induction motor 5, the estimated speed value ωr of the induction motor is a value obtained by accurately detecting the speed of the induction motor 5, and is accurately detected from a low speed to a high speed. The need to do is eliminated.
However, according to the present embodiment, the induction motor speed is estimated from the detection value of the load side position detector 13 that detects the rotational position of the load machine 12 on the load side, not the induction motor 5 on the drive side, A speed estimation error due to backlash between the induction motor 5 and the machine is interposed. However, the influence of this backlash is likely to occur when the acceleration of the induction motor 5 changes, that is, at the start of acceleration / deceleration, and has little influence during rotation at a constant speed. This is because the induction motor 5 actually has a period during which the acceleration of the load side position detector 13 does not change due to the influence of backlash, although the acceleration changes. Therefore, even if the speed detection estimated value by the load side position detector 13 does not change, the speed estimation error is reduced by performing backlash correction when the speed command changes.
[0034]
Next, operations performed by the speed command change detection circuit 18 and the backlash correction A circuit 19 will be described with reference to FIG.
First, it is determined whether or not the backlash correction A flag is ON in step S201. If not, the speed command value ωr is determined in step S202. ^* Determine whether has changed. If not changed, the switch 19c selects the a side in step S203, and the estimated speed detected value ωn is used as it is as the estimated induction motor estimated speed value ωr in step S204.
When the backlash correction A flag is ON in step S201, the speed command value ωr is determined in step S202. ^* Is changed, it is determined in step S205 whether or not the estimated speed detection value ωn has changed. If not changed, the backlash correction A flag is turned on in step S206, the switch 19c is set to the b side in step S207, and the induction motor estimated speed value ωr = ωn−Δωr of the backlash correction A in step S208. ^* Execute.
If the estimated speed detection value ωn changes in step S205, the backlash correction A flag is turned OFF in step S209, and the routine processing from step S203 starts.
[0035]
The vector control inverter device of this embodiment includes a current detector 7 that detects a primary current of the induction motor 5 driven by the inverter circuit 4, a gear ratio α of the transmission mechanism 11 to the induction motor 5, and a transmission mechanism 14. The load-side position detector 13 for detecting the load-side position connected at a predetermined gear ratio such as the gear ratio β and the rate of change of the load-side position detected by the load-side position detector 13 A differentiation circuit 15 for differentiating the detection output of the load side position detector 13 for estimating the speed, and a gear ratio multiplication for calculating the estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 by multiplying the output ω0 of the differentiation circuit 15 by the gear ratio. Speed command value ωr which is an output of the circuit 16 and the speed command circuit 8 ^* The speed command change detection circuit 18 for detecting the change in the speed, the induction motor estimated speed value which is the estimated speed detection value ωn of the gear ratio multiplication circuit 16, and the speed command value ωr which is the output of the speed command circuit 8 ^* And a speed estimation circuit 120A comprising a backlash correction A circuit 19 for performing backlash correction by inputting the output S2 of the speed command change detection circuit 18, a current detection value by the current detector 7, and a speed command value ωr of the induction motor 5. ^* And a vector control pulse width modulation circuit 100B composed of a pulse width modulation control circuit 10 and a vector control arithmetic circuit 9 for pulse width modulation of the inverter circuit 4 based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit. is there.
[0036]
Accordingly, since ω0 × α × β can be used as the estimated speed detection value ωn of the speed detector 6, the speed detector 6 of the induction motor 5 can be omitted, and even when the induction motor 5 is driven by vector control. The induction motor 5 does not require the speed detector 6, and the cost is reduced accordingly, and the mechanical size is also reduced. Furthermore, the estimated speed detection value ωn of the gear ratio multiplication circuit 16 and the estimated speed value ωr that is the output of the speed command circuit 8 are estimated. ^* And speed command value ωr ^* The backlash correction A circuit 19 that performs the backlash correction by inputting the output S2 of the speed command change detection circuit 18 that detects the change in the backlash is corrected at the start of acceleration / deceleration at which the influence of the backlash becomes large. Therefore, even if the induction motor speed is detected indirectly from the load side position detection value 13 at the machine end without directly detecting the speed of the induction motor 5, acceleration / deceleration vibration generation and response delay can be reduced. Speed estimation error due to backlash can be reduced.
[0037]
Embodiment 4 FIG.
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 8 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a fourth embodiment of the present invention. FIG. 9 is a schematic diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to the fourth embodiment of the present invention. FIG. 10 is an operation flowchart of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the fourth embodiment of the present invention.
In FIG. 8, reference numeral 20 denotes a model speed creation / change detection circuit that receives the torque component current detection value Iq, which is the computation result of the vector control computation circuit 9, and creates the model speed ωrm and detects that the model speed ωrm has changed. , 21 receives the induction motor estimated speed value that is the estimated speed detection value ωn of the gear ratio multiplication circuit 16 of the first embodiment, the model speed ωrm that is the output of the model speed creation / change detection circuit 20, and the output S3. This is a backlash correction B circuit that performs backlash correction.
The model speed creation / change detection circuit 20 receives the torque component current detection value Iq, which is the calculation result of the vector control calculation circuit 9, generates the model speed ωrm and the output S3, and backlash corrects the model speed ωrm and the output S3. The backlash correction B circuit 21 inputs the estimated speed detection value ωn of the gear ratio multiplication circuit 16 and obtains the induction motor estimated speed value ωr as an output.
[0038]
Here, a differentiation circuit for differentiating the detection output of the load side position detector 13 which estimates the speed of the induction motor 5 based on the rate of change of the load side position detected by the load side position detector 13 of the present embodiment. 15, the gear ratio multiplication circuit 16 that calculates the estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 by multiplying the output ω0 of the differentiation circuit 15 by the gear ratio, and the torque component current detection value Iq that is the calculation result of the vector control calculation circuit 9 Then, generation of the model speed ωrm, model speed generation / change detection circuit 20 that detects that the model speed ωrm has changed, and estimated speed detection value ωn of the gear ratio multiplication circuit 16 and induction motor estimated speed value and model speed generation The backlash correction B circuit 21 that performs the backlash correction by inputting the model speed ωrm that is the output of the change detection circuit 20 and the output S3 is a speed estimation circuit 130. A is configured.
Further, the current detection value by the current detector 7 of the present embodiment and the speed command value ωr of the induction motor 5 ^* And a pulse width modulation control circuit 9 and a pulse width modulation control circuit for modulating the pulse width of the inverter circuit 4 based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 130A and outputting the detected torque current value Iq by the calculation at that time 10 constitutes a vector control pulse width modulation circuit 130B.
[0039]
Next, the operation principle of this embodiment will be described with reference to FIG.
FIG. 9 shows the internal configuration of the model speed creation / change detection circuit 20 and the backlash correction B circuit 21, 20 a being a speed model calculation circuit, 20 b being a speed model change detection circuit, and model speed creation / change detection circuit 20. Consists of a speed model calculation circuit 20a and a speed model change detection circuit 20b. Reference numeral 21a denotes a backlash correction B section, 21b denotes a backlash correction B changeover switch, and the backlash correction B circuit 21 includes a backlash correction B section 21a and a backlash correction B changeover switch 21b.
In FIG. 9, when the torque component current detection value Iq, which is the calculation result of the vector control calculation circuit 9, is input to the model speed creation / change detection circuit 20, the output torque T of the induction motor 5 is calculated by the speed model calculation circuit 20a. If the inertia Jm and the load inertia of the induction motor 5 are Jl,
T = (Jm + Jl) · dωr / dt
Since the torque component current detection value Iq is replaced with the torque T and the model speed ωrm is calculated,
ωrm = ∫Iqdt / (Jm + Jl)
Thus, the theoretical speed is obtained from Iq and inertia Jm + Jl. That is, the theoretical speed generated from the torque component current detection value Iq, the inertia Jm of the induction motor 5 and the load inertia Jl is set as the model speed ωrm, and the signal S4 and the model speed ωrm which are turned ON only when the model speed ωrm changes. Is output to the backlash correction B circuit 21.
[0040]
In the backlash correction B circuit 21, when the output S4 of the change detection circuit 20 is ON and the output S3 of the estimated speed command change detection circuit 19a is OFF, the changeover switch 21b for the backlash correction B is b. And the output of the backlash correction B section 21a is used as the induction motor estimated speed value ωr.
Here, the necessity of performing the backlash correction only during the period when the model speed ωrm is changed and the detected speed value is not changed is as follows.
If the speed detector 6 is directly disposed in the induction motor 5, the induction motor estimated speed value ωr is a value obtained by accurately detecting the speed of the induction motor 5, and is accurately detected from low speed to high speed. There is no need to perform rush correction.
However, according to the present embodiment, the induction motor speed is estimated from the detection value of the load side position detector 13 that detects the rotational position of the load machine 12 on the load side, not the induction motor 5 on the drive side, A speed estimation error due to backlash between the induction motor 5 and the machine is interposed. However, the influence of this backlash does not always occur, and is likely to occur when the acceleration of the induction motor 5 changes or when the direction of rotation of the induction motor is reversed. This is because the induction motor 5 actually has a period during which the acceleration of the load side position detector 13 does not change due to the influence of backlash, although the acceleration changes. Therefore, even if the speed detection estimated value by the load side position detector 13 does not change, the speed estimation error is reduced by performing backlash correction when the model speed changes.
[0041]
Next, operations performed by the model speed creation / change detection circuit 20 and the backlash correction B circuit 21 will be described with reference to FIG.
First, in step S301, the model speed ωrm is calculated. In step S302, it is determined whether the backlash correction B flag is ON. If not, it is determined in step S303 whether the model speed ωrm has changed. If the model speed ωrm has not changed, the a side is selected as the changeover switch 21b in step S304, and the estimated speed detected value ωn that is the estimated speed of the induction motor of the gear ratio multiplication circuit 16 is directly used in step S305. Let it be the value ωr.
When the backlash correction B flag is ON in step S302, if the model speed ωrm has changed in step S303, it is determined in step S306 whether the estimated speed detection value ωn of the gear ratio multiplication circuit 16 has changed. If not changed, the backlash correction B flag is turned ON in step S307, the changeover switch 21b is set to b side in step S308, and the induction motor estimated speed value ωr = ωrm is executed for the backlash correction B in step S309.
If the estimated speed detection value ωn of the gear ratio multiplication circuit 16 changes in step S306, the backlash correction B flag is turned OFF in step S310, and the routine processing from step S304 is entered.
[0042]
The vector control inverter device of this embodiment includes a current detector 7 that detects a primary current of the induction motor 5 driven by the inverter circuit 4, a gear ratio α of the transmission mechanism 11 to the induction motor 5, and a transmission mechanism 14. The load-side position detector 13 for detecting the load-side position connected at a predetermined gear ratio such as the gear ratio β and the rate of change of the load-side position detected by the load-side position detector 13 A differentiation circuit 15 for differentiating the detection output of the load side position detector 13 for estimating the speed, and a gear ratio multiplication for calculating the estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 by multiplying the output ω0 of the differentiation circuit 15 by the gear ratio. The circuit 16 and the torque component current detection value Iq, which is the calculation result of the vector control arithmetic circuit 9, are input to create the model speed ωrm, and the torque component current detection value Iq and the induction motor inertia Jm, The estimated speed detection value ωn of the model speed creation / change detection circuit 20 and the gear ratio multiplication circuit 16 that detects that the sign of the theoretical speed calculated from the load inertia Jl is inverted, and the model speed. A speed estimation circuit 130A composed of a backlash correction B circuit 21 for performing a backlash correction B by inputting a model speed ωrm and an output S3, which are outputs of the creation / change detection circuit 20, and a current detection value and an induction by the current detector 7 Speed command value ωr of electric motor 5 ^* And a pulse width modulation control circuit 9 and a pulse width modulation control circuit for modulating the pulse width of the inverter circuit 4 based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 130A and outputting the detected torque current value Iq by the calculation at that time And 10 vector control pulse width modulation circuit 130B.
[0043]
Accordingly, since ω0 × α × β can be used as the estimated speed detection value ωn of the speed detector 6, the speed detector 6 of the induction motor 5 can be omitted, and even when the induction motor 5 is driven by vector control. Since the induction motor 5 can omit the speed detector 6, the cost is not increased and the mechanical size is reduced. Further, a torque component current detection value Iq that is a calculation result of the vector control arithmetic circuit 9 is inputted, and a model speed creation / change detection circuit 20 that detects the creation of the model speed ωrm and the sign of the model speed ωrm being inverted, Backlash correction for performing backlash correction B by inputting the estimated speed estimated value ωn of the gear ratio multiplication circuit 16 and the model speed ωrm and output S3 output from the model speed creation / change detection circuit 20 Since the B circuit 21 performs backlash correction at the start of acceleration / deceleration at which the influence of backlash becomes large, the possibility that the influence of backlash becomes large is estimated by the load side position detector 13 and the model. Since it is automatically detected by comparison with the speed ωrm and the backlash correction is performed, in particular, the speed estimation circuit 1 0A may be carried out backlash correction by the gear when the sign of the model velocity ωrm is inverted. Therefore, even if the induction motor speed is detected indirectly from the load side position detection value 13 at the machine end without directly detecting the speed of the induction motor 5, the occurrence of acceleration / deceleration vibration and response delay can be reduced. Speed estimation error due to rush can be reduced.
[0044]
Embodiment 5 FIG.
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 11 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to the fifth embodiment of the present invention. FIG. 12 is a timing diagram of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the fifth embodiment of the present invention. FIG. 13 is an operation flowchart of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the fifth embodiment of the present invention.
In FIG. 11, reference numeral 22 denotes an induction motor estimated speed value ωr, which is an output of the gear ratio multiplication circuit 16 of the first embodiment, and a test mode signal from an external control device (not shown) to the speed command circuit 8. A disconnection detection circuit 23 for outputting a TEST signal and a switching signal S5 to a V / F changeover switch 24 described later, 23 is a speed command ωr ^* V / F generating circuit for generating a predetermined V / F pattern by inputting the signal S5, and an output Vua of the vector control arithmetic circuit 9 by inputting the signal S5. ^* , Vva ^* , Vwa ^* Or the output Vub of the V / F generation circuit 23 ^* , Vvb ^* , Vwb ^* It is a V / F changeover switch which selects either.
Here, a differentiation circuit for differentiating the detection output of the load side position detector 13 which estimates the speed of the induction motor 5 based on the rate of change of the load side position detected by the load side position detector 13 of the present embodiment. 15. A gear ratio multiplication circuit 16 that calculates an estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 by multiplying the output ω0 of the differentiation circuit 15 by a gear ratio, an induction motor estimated speed value ωr that is an output of the gear ratio multiplication circuit 16, and a test mode A disconnection detection circuit 22 for inputting a signal and outputting a TEST signal to the speed command circuit 8 and a switching signal S5 to the V / F changeover switch 24, a speed command ωr ^* V / F generating circuit 23 for generating a predetermined V / F pattern by inputting the signal S5 and the output Vua of the vector control arithmetic circuit 9 by inputting the signal S5. ^* , Vva ^* , Vwa ^* Or the output Vub of the V / F generation circuit 23 ^* , Vvb ^* , Vwb ^* The V / F changeover switch 24 that selects any one of the above constitutes a speed estimation circuit 140A.
Further, the current detection value by the current detector 7 of the present embodiment and the speed command value ωr of the induction motor 5 ^* Based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 140A, the vector control arithmetic circuit 9 and the pulse width modulation control circuit 10 that perform pulse width modulation of the inverter circuit 4 constitute a vector control pulse width modulation circuit 140B. .
[0045]
Next, the operation principle of this embodiment will be described with reference to FIG.
FIG. 12 is a timing chart of operations performed by the disconnection detection circuit 22, the V / F generation circuit 23, and the V / F changeover switch 24. FIG. 12A shows a test mode signal input from an external device. Since the disconnection detection circuit 22 outputs the TEST signal and the S5 signal in synchronization with the test mode signal, the test mode signal (a) shares these three signals. (B) is a speed command ωr which is an output of the speed command circuit 8. ^* , (C) is a test mode completion signal output from the disconnection detection circuit 22, (d) is an induction motor estimated speed value ωr output from the gear ratio multiplication circuit 16, and (e) is a switch of the V / F changeover switch 24. A direction on the a side or b side, (f) is a disconnection alarm determination signal (not shown) detected by the disconnection detection circuit 22.
In FIG. 12, when the test mode signal is turned on at time t0, the TEST signal and the switching signal S5 to the V / F changeover switch 24 are turned on. In response to this, the speed command circuit 8 outputs a speed command based on “test pattern 1” stored in advance. Further, the V / F changeover switch 24 is switched to the b side, and the V / F operation mode is set. Next, it is confirmed whether or not the actual induction motor estimated speed value ωr has changed at time t1 after the period Tsec from time t0. If it has changed, it means that the output is present. Since it is proof that the wiring of the device 13 is not disconnected, it is determined to be normal at time t1. At time t2, when the “test pattern 1” is completed, a test mode completion signal is output.
When the test mode signal is turned off at time t3, the V / F changeover switch 24 is switched to the a side, and the normal vector control operation mode is set. From time t4 to t7, the timing chart is the same as that from t0 to t3, but the actual disconnection is shown. That is, at time t5 after a period Tsec from time t4, the induction motor estimated speed value ωr is not output and has not changed, so it is determined that it is disconnected, and a disconnection alarm is output at time t5. .
[0046]
Next, operations performed by the line detection circuit 22, the V / F generation circuit 23, and the V / F changeover switch 24 will be described with reference to FIG.
First, it is determined whether or not the test mode signal is turned on in step S401. If it is turned on, the V / F changeover switch 24 is set to the b side in step S402, and the V / F mode is selected in step S403. Next, the operation is started in the mode of “test pattern 1” in step S404, waits for the elapse of the period Tsec in step S405, and confirms whether the actual induction motor estimated speed value ωr has changed in step S406 after the period Tsec. To do. If it has changed, it is determined as normal in step S407, and if not changed, it is determined as abnormal in step S408, and a disconnection alarm is generated in step S408.
If the test mode signal is not ON in step S401, the V / F changeover switch 24 is set to the a side in step S409, and the vector control mode is selected in step S410.
[0047]
The vector control inverter device of this embodiment includes a current detector 7 that detects a primary current of the induction motor 5 driven by the inverter circuit 4, a gear ratio α of the transmission mechanism 11 to the induction motor 5, and a transmission mechanism 14. A load-side position detector 13 for detecting a load-side position connected at a predetermined gear ratio such as a gear ratio β, a differentiation circuit 15 for differentiating the detection output of the load-side position detector 13, and an output of the differentiation circuit 15 A gear ratio multiplication circuit 16 for calculating the induction motor estimated speed value ωr of the induction motor 5 by multiplying ω0 by the gear ratio, an induction motor estimated speed value ωr that is an output of the gear ratio multiplication circuit 16 and a test mode signal are input to the speed. Disconnection detection circuit 22 for outputting a TEST signal to the command circuit 8 and a switching signal S5 to the V / F changeover switch 24, a speed command ωr ^* V / F generating circuit 23 for generating a predetermined V / F pattern by inputting the signal S5 and the output Vua of the vector control arithmetic circuit 9 by inputting the signal S5. ^* , Vva ^* , Vwa ^* Or the output Vub of the V / F generation circuit 23 ^* , Vvb ^* , Vwb ^* A speed estimation circuit 140A comprising a V / F changeover switch 24 for selecting any one of the current detection value, the current detection value by the current detector 7, and the speed command value ωr of the induction motor 5. ^* And a vector control pulse width modulation circuit 140B composed of a pulse width modulation control circuit 10 and a vector control arithmetic circuit 9 for pulse width modulation of the inverter circuit 4 based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 140A. It is.
Therefore, since ω0 × α × β can be used as the estimated speed value ωr of the induction motor 6, the speed detector 6 of the induction motor 5 can be omitted, and the induction motor 5 is driven by vector control. However, the cost is not increased and the mechanical size is reduced. Furthermore, since the disconnection of the wiring of the load side position detector 13 is detected by the V / F mode operation by the test operation, the vector control operation can be performed by performing the test operation even in the state where the disconnection is made. It is possible to prevent the occurrence of vibration and runaway in the case of implementation.
[0048]
Embodiment 6 FIG.
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 14 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a sixth embodiment of the present invention. FIG. 15 is a timing diagram of the vector control inverter device for driving an induction motor according to the sixth embodiment of the present invention. FIG. 16 is an operation flowchart of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the sixth embodiment of the present invention.
In FIG. 14, reference numeral 25 denotes an induction motor estimated speed value ωr, which is the output of the gear ratio multiplication circuit 16 of the first embodiment, and a test mode signal from an external control device (not shown), and the TEST is input to the speed command circuit 8. This is a position detector pulse number detection circuit for outputting a signal and a switching signal S5 to the V / F changeover switch 24. Similarly to the fifth embodiment, reference numeral 23 denotes a speed command ωr. ^* V / F generating circuit for generating a predetermined V / F pattern by inputting the signal S5, and an output Vua of the vector control arithmetic circuit 9 by inputting the signal S5. ^* , Vva ^* , Vwa ^* Or the output Vub of the V / F generation circuit 23 ^* , Vvb ^* , Vwb ^* It is a V / F changeover switch which selects either.
Here, a differentiation circuit for differentiating the detection output of the load side position detector 13 which estimates the speed of the induction motor 5 based on the rate of change of the load side position detected by the load side position detector 13 of the present embodiment. 15. A gear ratio multiplication circuit 16 for calculating the induction motor estimated speed value ωr of the induction motor 5 by multiplying the output ω0 of the differentiation circuit 15 by the gear ratio, the induction motor estimated speed value ωr, and a test mode signal from an external control device The position detector pulse number detection circuit 25 for inputting and outputting the TEST signal to the speed command circuit 8 and the switching signal S5 to the V / F changeover switch 24, the speed command ωr ^* V / F generating circuit 23 for generating a predetermined V / F pattern by inputting the signal S5 and the output Vua of the vector control arithmetic circuit 9 by inputting the signal S5. ^* , Vva ^* , Vwa ^* Or the output Vub of the V / F generation circuit 23 ^* , Vvb ^* , Vwb ^* The V / F changeover switch 24 that selects any one of the above constitutes a speed estimation circuit 150A.
Further, the current detection value by the current detector 7 of the present embodiment and the speed command value ωr of the induction motor 5 ^* Based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 150A, the vector control arithmetic circuit 9 and the pulse width modulation control circuit 10 that perform pulse width modulation on the inverter circuit 4 constitute a vector control pulse width modulation circuit 150B. .
[0049]
Next, the operation principle of this embodiment will be described with reference to FIG.
FIG. 15 shows operations performed by the position detector pulse number detection circuit 25, the V / F generation circuit 23, and the V / F changeover switch 24.
In FIG. 15, (a) is a test mode signal input from an external device. In synchronization with this signal, the position detector pulse number detection circuit 25 outputs a TEST signal and a switching signal S5 to the V / F changeover switch 24. Therefore, the test mode signal (a) shares these three signals. (B) is a speed command ωr which is an output of the speed command circuit 8. ^* , (C) is a test mode completion signal output from the position detector pulse number detection circuit 25, (d) is an induction motor estimated speed value ωr output from the gear ratio multiplication circuit 16, and (e) is a V / F changeover switch. The direction of 24 a side or b side, (f) is a Z-phase signal of 1 pulse / rev output from the load side position detector 13, and (g) is a pulse counter to be detected.
First, when the test mode signal is turned on at time t0, the TEST signal and the switching signal S5 to the V / F changeover switch 24 are turned on. In response to this, the speed command circuit 8 outputs a speed command based on the previously stored “test pattern 2”. Further, the V / F changeover switch 24 is switched to the b side, and the V / F operation mode is set.
Next, after time t0, the value (= P1) of the pulse counter at the moment when the first Z phase is inputted (= time t1) is stored, and the moment when the next Z phase is inputted (= time t2). The value of the pulse counter (= P2) is stored. The difference between the pulse counter value P1 and the pulse counter value P2 corresponds to the number of pulses of the load side position detector 13. Next, a test mode completion signal is output when “test pattern 2” is completed at time t3. When the test mode signal is turned off at time t4, the V / F changeover switch 24 is switched to the a side, and is switched to the normal vector control operation mode.
[0050]
Next, operations performed by the position detector pulse number detection circuit 25, the V / F generation circuit 23, and the V / F changeover switch 24 will be described with reference to FIG.
First, it is determined whether or not the test mode signal is ON in step S501. If it is ON, the V / F changeover switch 24 is set to the b side in step S502, and the V / F mode is selected in step S503. In step S504, the operation is started in the mode of “test pattern 2”. In step S505, the Z phase is passed twice, and after the second passage, the pulse counter value at the second passage is stored in step S506 (P1). , P2), the number of PLG pulses (= P2-P1) is obtained in step S507. If the test mode signal is not ON in step S501, the V / F changeover switch 24 is set to the a side in step S508, and the vector control mode is selected in step S509.
[0051]
The vector control inverter device of this embodiment includes a current detector 7 that detects a primary current of the induction motor 5 driven by the inverter circuit 4, a gear ratio α of the transmission mechanism 11 to the induction motor 5, and a transmission mechanism 14. A load-side position detector 13 for detecting a load-side position connected at a predetermined gear ratio such as a gear ratio β, a differentiation circuit 15 for differentiating the detection output of the load-side position detector 13, and an output of the differentiation circuit 15 A gear ratio multiplication circuit 16 for calculating the induction motor estimated speed value ωr of the induction motor 5 by multiplying ω0 by the gear ratio, the induction motor estimated speed value ωr and a test mode signal from an external control device are inputted, and the speed command circuit 8 The position detector pulse number detection circuit 25 for outputting the switching signal S5 to the V / F changeover switch 24 and the speed command ωr ^* V / F generating circuit 23 for generating a predetermined V / F pattern by inputting the signal S5 and the output Vua of the vector control arithmetic circuit 9 by inputting the signal S5. ^* , Vva ^* , Vwa ^* Or the output Vub of the V / F generation circuit 23 ^* , Vvb ^* , Vwb ^* A speed estimation circuit 150A composed of a V / F changeover switch 24 for selecting any one of the above, a current detection value by the current detector 7, and a speed command value ωr of the induction motor ^* And a vector control pulse width modulation circuit 150B composed of a pulse width modulation control circuit 10 and a vector control arithmetic circuit 9 for pulse width modulating the inverter circuit 4 based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 150A. It is.
Therefore, since ω0 × α × β can be used as the estimated speed value ωr of the induction motor 6, the speed detector 6 of the induction motor 5 can be omitted, and the induction motor 5 is driven by vector control. However, the cost is not increased and the mechanical size is reduced. Furthermore, since the pulse number of the load side position detector 13 is detected by the V / F mode operation by the test operation, by performing the test operation, the pulse number of the load side position detector 13 is unknown. Even when the vector control operation is performed, it is possible to prevent vibrations and runaway.
[0052]
Embodiment 7 FIG.
Next, a seventh embodiment of the present invention will be described.
FIG. 17 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a seventh embodiment of the present invention. FIG. 18 is a timing diagram of the vector control inverter device for driving an induction motor according to the seventh embodiment of the present invention. FIG. 19 is an operation flowchart of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the seventh embodiment of the present invention.
In FIG. 17, reference numeral 26 denotes an estimated speed detection value ωn that is an output of the gear ratio multiplication circuit 16 of the first embodiment and a test mode signal from an external control device (not shown). The position detector direction detection circuit that outputs the signal and the switching signal S5 to the V / F changeover switch 24, 27 is a positive polarity circuit that multiplies the estimated speed detection value ωn by “1”, and 28 indicates the estimated speed detection value ωn. A negative polarity circuit 29 that multiplies “−1”, and 29 is a polarity changeover switch that switches between the output of the positive polarity circuit 27 and the output of the negative polarity circuit 28.
Here, a differentiation circuit for differentiating the detection output of the load side position detector 13 which estimates the speed of the induction motor 5 based on the rate of change of the load side position detected by the load side position detector 13 of the present embodiment. 15. A gear ratio multiplication circuit 16 for calculating the induction motor estimated speed value ωr of the induction motor 5 by multiplying the output ω0 of the differentiation circuit 15 by the gear ratio, and a speed command ωr ^* V / F generating circuit 23 for generating a predetermined V / F pattern by inputting the signal S5 and the output Vua of the vector control arithmetic circuit 9 by inputting the signal S5. ^* , Vva ^* , Vwa ^* Or the output Vub of the V / F generation circuit 23 ^* , Vvb ^* , Vwb ^* The V / F changeover switch 24 for selecting one of them, the estimated speed detection value ωn and the test mode signal from the external control device are input, the TEST signal is sent to the speed command circuit 8, and the changeover signal to the V / F changeover switch 24 The position detector direction detection circuit 26 that outputs S5, the positive polarity circuit 27 that multiplies the estimated speed detection value ωn by “1”, the negative polarity circuit 28 that multiplies the estimated speed detection value ωn by “−1”, and the positive polarity circuit 27. The polarity changeover switch 29 for switching between the output and the output of the negative polarity circuit 28 constitutes a speed estimation circuit 160A.
Further, the current detection value by the current detector 7 of the present embodiment and the speed command value ωr of the induction motor 5 ^* Based on the estimated speed value ωr of the induction motor 160A and the speed estimation circuit 160A, the vector control arithmetic circuit 9 and the pulse width modulation control circuit 10 that perform pulse width modulation on the inverter circuit 4 constitute a vector control pulse width modulation circuit 160B. .
[0053]
Next, the operation principle of this embodiment will be described with reference to FIG.
FIG. 18 is a timing chart of operations performed by the position detector direction detection circuit 26, the positive polarity circuit 27, the negative polarity circuit 28, the polarity changeover switch 29, the V / F generation circuit 23, and the V / F changeover switch 24. is there.
(A) is a test mode signal input from an external device, and (b) is a speed command ωr which is an output of the speed command circuit 8. ^* (C) is a test mode completion signal output from the position detector direction detection circuit 26, (d) is an induction motor estimated speed value ωr output from the gear ratio multiplication circuit 16, and (e) is a V / F changeover switch 24. (F) is the direction of the polarity changeover switch 29.
First, when the test mode signal is turned on at time t0, the output signal S5, which is a switching signal, is output to the TEST signal and the V / F changeover switch 24. In response to this, the speed command circuit 8 outputs a speed command based on the “test pattern 3” stored in advance. Further, the V / F changeover switch 24 is switched to the b side to enter the V / F operation mode. Next, after time t0, operation is performed with a normal rotation command until time t1, and after time t2, operation is performed with a reverse rotation command until time t3. If the speed command direction and the actual speed direction are opposite at time t3, the polarity changeover switch 29 is set to the b side at time t3. When the “test pattern 3” is completed at the time t3, a test mode completion signal is output. Next, when the test mode signal is turned OFF at time t4, the V / F changeover switch 24 is switched to the a side and switched to the normal vector control operation mode.
[0054]
Next, operations performed by the position detector direction detection circuit 26, the positive polarity circuit 27, the negative polarity circuit 28, the polarity changeover switch 29, the V / F generation circuit 23, and the V / F changeover switch 24 will be described with reference to FIG. To do.
First, it is determined whether or not the test mode signal is ON in step S601. If it is ON, the V / F changeover switch 24 is set to the b side in step S602, and the V / F mode is selected in step S603. Next, in step S604, the operation is started in the “test pattern 3” mode, and in step S605, it is determined whether the speed detection value is positive at the time of forward rotation command. If it is positive, it is determined in step S606 whether the speed detection value is negative when the reverse rotation command is issued. If negative, the polarity changeover switch 29 is set to the a side in step S607, and the positive polarity is determined in step S608.
If negative in step S605, it is determined in step S609 whether the speed detection value is positive when a reverse rotation command is issued. If positive, the polarity changeover switch 29 is set to the b side in step S610, and negative polarity is determined in step S611.
If it is positive in step S606 or negative in step S609, it is regarded as abnormal and an alarm is output in step S612. If the test mode signal is not ON in step S601, the V / F changeover switch 24 is set to the a side in step S613, and the vector control mode is selected in step S614.
[0055]
The vector control inverter device of this embodiment includes a current detector 7 that detects a primary current of the induction motor 5 driven by the inverter circuit 4, a gear ratio α of the transmission mechanism 11 to the induction motor 5, and a transmission mechanism 14. A load-side position detector 13 for detecting a load-side position connected at a predetermined gear ratio such as a gear ratio β, a differentiation circuit 15 for differentiating the detection output of the load-side position detector 13, and an output of the differentiation circuit 15 A gear ratio multiplication circuit 16 for calculating an estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 by multiplying ω0 by a gear ratio, and a speed command ωr ^* V / F generating circuit 23 for generating a predetermined V / F pattern by inputting the signal S5 and the output Vua of the vector control arithmetic circuit 9 by inputting the signal S5. ^* , Vva ^* , Vwa ^* Or the output Vub of the V / F generation circuit 23 ^* , Vvb ^* , Vwb ^* The V / F changeover switch 24 for selecting one of them, the estimated speed detection value ωn and the test mode signal from the external control device are input, the TEST signal is sent to the speed command circuit 8, and the changeover signal to the V / F changeover switch 24 The position detector direction detection circuit 26 that outputs S5, the positive polarity circuit 27 that multiplies the estimated speed detection value ωn by “1”, the negative polarity circuit 28 that multiplies the estimated speed detection value ωn by “−1”, and the positive polarity circuit 27. A speed estimation circuit 160A comprising a polarity changeover switch 29 for switching between output and output of the negative polarity circuit 28; a current detection value by the current detector 7; and a speed command value ωr of the induction motor 5. ^* And a vector control pulse width modulation circuit 160B composed of a pulse width modulation control circuit 10 and a vector control arithmetic circuit 9 for pulse width modulation of the inverter circuit 4 based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 160A. It is.
Therefore, since ω0 × α × β can be used as the estimated speed value ωr of the induction motor 6, the speed detector 6 of the induction motor 5 can be omitted, and the induction motor 5 is driven by vector control. However, there is no need to dispose the speed detector 6 in the induction motor 5, the cost is not increased, and the mechanical size is reduced. Further, by performing a test operation for the direction of the load side position detector 13, in the case of performing a vector control operation in a state where the direction of the load side position detector 13 is not known, vibrations and runaway are obviated. Can be prevented.
[0056]
Embodiment 8 FIG.
Next, an eighth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 20 is a block diagram of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the eighth embodiment of the present invention. FIG. 21 is the timing of the vector control inverter device for driving the induction motor of the eighth embodiment of the present invention. FIG. 22 is an operation flowchart of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the eighth embodiment of the present invention.
The estimated speed selection switch circuit 30A includes a positive polarity circuit 27 that multiplies the estimated speed detection value ωn by “1”, a negative polarity circuit 28 that multiplies the estimated speed detection value ωn by “−1”, and outputs from the positive polarity circuit 27. The polarity changeover switch 29 for switching which output of the negative polarity circuit 28 is selected is basically the same as the seventh embodiment, and the description thereof is omitted. .
In FIG. 20, reference numeral 30 denotes an estimated speed detection value ωn, which is an output of the gear ratio multiplication circuit 16 of the first embodiment, and a test mode signal from an external control device (not shown). The backlash detection circuit outputs a signal and a switching signal S5 to the V / F switch 24.
Here, a differentiation circuit for differentiating the detection output of the load side position detector 13 which estimates the speed of the induction motor 5 based on the rate of change of the load side position detected by the load side position detector 13 of the present embodiment. 15 and a gear ratio multiplication circuit 16 that multiplies the output ω0 of the differentiation circuit 15 by a gear ratio to calculate an induction motor estimated speed value ωr of the induction motor 5, and a speed command ωr. ^* And a V / F generation circuit 23 for generating a predetermined V / F pattern and an output S5 of the switching signal and an output Vua of the vector control arithmetic circuit 9 ^* , Vva ^* , Vwa ^* Or the output Vub of the V / F generation circuit 23 ^* , Vvb ^* , Vwb ^* The V / F changeover switch 24 for selecting any one of them, the estimated speed detection value ωn and the test mode signal from the external control device are inputted, and the TEST signal is switched to the speed command circuit 8 to the V / F changeover switch 24. A backlash detection circuit 30 for outputting the signal S5, a positive polarity circuit 27 for multiplying the estimated speed detection value ωn shown in FIG. 17 by “1”, a negative polarity circuit 28 for multiplying the estimated speed detection value ωn by “−1”, The polarity changeover switch 29 that switches between the output of the positive polarity circuit 27 and the output of the negative polarity circuit 28 constitutes a speed estimation circuit 170A.
Further, the current detection value by the current detector 7 of the present embodiment and the speed command value ωr of the induction motor 5 ^* Based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 170A, the vector control arithmetic circuit 9 and the pulse width modulation control circuit 10 that perform pulse width modulation on the inverter circuit 4 constitute a vector control pulse width modulation circuit 170B. .
[0057]
Next, the operation principle of this embodiment will be described with reference to FIG.
FIG. 21 is a timing chart of operations performed by the backlash detection circuit 30, the V / F generation circuit 23, and the V / F changeover switch 24. (a) is a test mode signal input from an external device, (b) ) Is a speed command ωr which is an output of the speed command circuit 8. ^* , (C) is a test mode completion signal output from the backlash detection circuit 30, (d) is an induction motor estimated speed value ωr output from the gear ratio multiplication circuit 16, and (e) is a switch of the V / F changeover switch 24. Direction.
First, when the test mode signal is turned on at time t0, the TEST signal and the switching signal S5 are turned on. In response to this, the speed command circuit 8 outputs a speed command based on the previously stored “test pattern 4”. Further, the V / F changeover switch 24 is switched to the b side, and the V / F operation mode is set.
Next, from time t0 to time t1, operation is performed with a forward rotation command, and from time t2 to time t4, operation is performed with a reverse rotation command. Then, the time from the time t2 until the speed actually changes, that is, the time until the time t3 in the illustrated example, is stored as T0. From time t5 to time t7, operation is performed with a forward rotation command. Until the speed actually changes after time t5, that is, in the example shown, the time up to time t6 is stored as T1. At time t7, when the “test pattern 4” is completed, a test mode completion signal is output. When the test mode signal is turned OFF at time t8, the V / F changeover switch 24 is switched to the a side and switched to the normal vector control operation mode.
[0058]
Next, operations performed by the backlash detection circuit 30, the V / F generation circuit 23, and the V / F changeover switch 24 will be described with reference to FIG.
First, it is determined whether or not the test mode signal is turned on in step S701. If it is turned on, the V / F changeover switch 24 is set to the b side in step S702, and the V / F mode is selected in step S703. In step S704, the operation is started in the “test pattern 4” mode, and in step S705, it is determined whether or not the normal rotation command is reversed to the reverse rotation command. After the reversal, in step S706, the time (= T0) until the induction motor estimated speed value ωr after the reversal of the command changes is stored. In step S707, it is determined whether or not the reverse rotation command is reversed to the normal rotation command. If reversed, in step S708, after the command is reversed, the time (= T1) until the estimated induction motor speed value ωr of the output of the gear ratio multiplication circuit 16 changes is stored. Next, in step S709, an estimated backlash {(T0 + T1) / 2} is obtained. If the test mode signal is not ON in step S701, the V / F changeover switch 24 is set to the a side in step S710, and the vector control mode is selected in step S711.
[0059]
The vector control inverter device of this embodiment includes a current detector 7 that detects a primary current of the induction motor 5 driven by the inverter circuit 4, a gear ratio α of the transmission mechanism 11 to the induction motor 5, and a transmission mechanism 14. A load-side position detector 13 for detecting a load-side position connected at a predetermined gear ratio such as a gear ratio β, a differentiating circuit 15 for differentiating the detection output of the load-side position detector 13, and a differentiating circuit 15 A gear ratio multiplication circuit 16 for calculating the estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 by multiplying the output ω0 by the gear ratio, and a speed command ωr ^* And a V / F generation circuit 23 for generating a predetermined V / F pattern, and an output Vua of the vector control arithmetic circuit 9 by inputting a signal S5. ^* , Vva ^* , Vwa ^* Or the output Vub of the V / F generation circuit 23 ^* , Vvb ^* , Vwb ^* The V / F changeover switch 24 for selecting any one of them, the estimated speed detection value ωn and a test mode signal from an external control device are input, and the TEST signal is switched to the V / F changeover switch 24 in the speed command circuit 8. The output of the backlash detection circuit 30 that outputs the signal S5, the positive polarity circuit 27 that multiplies the estimated speed detection value ωn by “1”, the negative polarity circuit 28 that multiplies the estimated speed detection value ωn by “−1”, and the positive polarity circuit 27. Speed estimation circuit 170A composed of an estimated speed selection switch circuit 30A composed of a polarity changeover switch 29 for switching between the output of the negative polarity circuit 28 and the output of the negative polarity circuit 28, the current detection value of the current detector 7 and the induction motor 5 Speed command value ωr ^* And a vector control pulse width modulation circuit 170B composed of a pulse width modulation control circuit 10 and a vector control arithmetic circuit 9 for pulse width modulating the inverter circuit 4 based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 170A. It is.
Therefore, since ω0 × α × β can be used as the estimated speed value ωr of the induction motor 6, the speed detector 6 of the induction motor 5 can be omitted, and the induction motor 5 is driven by vector control. However, since the induction motor 5 does not have the speed detector 6, the cost is not increased and the mechanical size is reduced. Furthermore, since the backlash amount is detected, stability and speed response can be improved in the entire speed range. Naturally, vibration and runaway can be prevented in advance.
[0060]
Embodiment 9 FIG.
Next, a ninth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 23 is a block diagram of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the ninth embodiment of the present invention. FIG. 24 is the timing of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the ninth embodiment of the present invention. FIG. 25 is an operation flowchart of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the ninth embodiment of the present invention.
In FIG. 23, 31 is an automatic V / F mode in which the induction motor estimated speed value ωr, which is the output of the gear ratio multiplication circuit 16 of the first embodiment, is inputted and the switching signal S5 is outputted to the V / F changeover switch 24. It is a switching circuit.
Here, a differentiation circuit for differentiating the detection output of the load side position detector 13 which estimates the speed of the induction motor 5 based on the rate of change of the load side position detected by the load side position detector 13 of the present embodiment. 15. Multiply the output ω0 of the differentiation circuit 15 by the gear ratio to calculate the estimated speed value ωr of the induction motor 5 and input the estimated speed value ωr of the induction motor 5 to the V / F changeover switch 24. The automatic V / F mode switching circuit 31 that outputs the switching signal S5 constitutes a speed estimation circuit 180A. Further, the current detection value by the current detector 7 of the present embodiment and the speed command value ωr of the induction motor 5 ^* Based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 180A, the vector control arithmetic circuit 9 and the pulse width modulation control circuit 10 that perform pulse width modulation on the inverter circuit 4 constitute a vector control pulse width modulation circuit 180B. .
[0061]
Next, the operation principle of this embodiment will be described with reference to FIG.
FIG. 24 shows operations performed by the automatic V / F mode switching circuit 31, the V / F generation circuit 23, and the V / F changeover switch 24. The speed command ωr, which is the output of the speed command circuit 8, is shown. ^* , (B) is the estimated speed value ωr of the induction motor of the gear ratio multiplication circuit 16, and (c) is the direction of the switch of the V / F changeover switch 24.
In the figure, first, at time t0, the speed command circuit 8 outputs a speed command. At this time, if the induction motor estimated speed value ωr also changes, normal vector control is performed because it is normal, and the V / F changeover switch 24 is switched to the a side to enter the vector control operation mode. If the estimated speed value ωr of the induction motor does not change despite the change of the speed command at time t1, it is regarded as a disconnection and the operation is switched to the V / F mode operation.
[0062]
Next, operations performed by the automatic V / F mode switching circuit 31, the V / F generation circuit 23, and the V / F changeover switch 24 will be described with reference to FIG.
First, in step S801, the speed command ωr ^* Is not “0”, and if it is not “0”, it is checked in step S802 whether the induction motor estimated speed value ωr is “0”. If “0”, the V / F changeover switch 24 is set to the b side in step S805, and the V / F mode is selected in step S806.
If the induction motor estimated speed value ωr is not “0” in step S802, the V / F changeover switch 24 is set to the a side in step S803, and the vector control mode is selected in step S804. In step S801, the speed command ωr ^* If “0” is “0”, no processing is performed.
[0063]
The vector control inverter device of this embodiment includes a current detector 7 that detects a primary current of the induction motor 5 driven by the inverter circuit 4, a gear ratio α of the transmission mechanism 11 to the induction motor 5, and a transmission mechanism 14. A load-side position detector 13 for detecting a load-side position connected at a predetermined gear ratio such as a gear ratio β, a differentiating circuit 15 for differentiating the detection output of the load-side position detector 13, and a differentiating circuit 15 The gear ratio multiplication circuit 16 for calculating the estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 by multiplying the output ω0 by the gear ratio, and the induction motor estimated speed value ωr are input, and the switching signal S5 is output to the V / F changeover switch 24. Speed estimation circuit 180A comprising automatic V / F mode switching circuit 31, current detection value by current detector 7 and speed command value ωr of induction motor 5 ^* And a vector control pulse width modulation circuit 180B composed of a pulse width modulation control circuit 10 and a vector control arithmetic circuit 9 for performing pulse width modulation on the inverter circuit 4 based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 180A. It is.
Therefore, since ω0 × α × β can be used as the estimated speed value ωr of the induction motor 6, the speed detector 6 of the induction motor 5 can be omitted, and the induction motor 5 is driven by vector control. However, since the induction motor 5 does not have the speed detector 6, the cost is not increased and the mechanical size is reduced. Furthermore, when the load side position detector 13 is disconnected, it is possible to prevent vibrations and runaway.
[0064]
Embodiment 10 FIG.
Next, a tenth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 26 is a block diagram of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the tenth embodiment of the present invention, and FIG. 27 is the timing of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the tenth embodiment of the present invention. FIG. 28 is an operation flowchart of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the tenth embodiment of the present invention.
In FIG. 26, 32 is an acceleration / deceleration discrimination circuit that decreases the speed loop gain when the induction motor estimated speed value ωr is not changing and increases the speed loop gain when the estimated speed value ωr is changing.
Here, a differentiation circuit for differentiating the detection output of the load side position detector 13 which estimates the speed of the induction motor 5 based on the rate of change of the load side position detected by the load side position detector 13 of the present embodiment. 15. A gear ratio multiplication circuit 16 that calculates the induction motor estimated speed value ωr of the induction motor 5 by multiplying the output ω0 of the differentiation circuit 15 by the gear ratio. When changing, the acceleration / deceleration discrimination circuit 32 that increases the speed loop gain constitutes a speed estimation circuit 190A.
Further, the current detection value by the current detector 7 of the present embodiment and the speed command value ωr of the induction motor 5 ^* The vector control arithmetic circuit 9 and the pulse width modulation control circuit 10 that perform pulse width modulation on the inverter circuit 4 based on the induction motor estimated speed value ωr of the speed estimation circuit 190A constitute a vector control pulse width modulation circuit 190B. .
[0065]
Next, the operation principle of this embodiment will be described with reference to FIG.
FIG. 27 shows an operation performed by the acceleration / deceleration determining circuit 32. FIG. 27A shows a speed command ωr which is an output of the speed command circuit 8. ^* (B) is the induction motor estimated speed value ωr of the output of the gear ratio multiplication circuit 16, (c) is the rate of change of the induction motor estimated speed value ωr, Δωr, and (d) is the value of the speed loop gain.
In the figure, first, at time t0, the speed command circuit 8 outputs a speed command. At this time, the induction motor estimated speed value ωr also changes, but when the speed detection value reaches the speed command, the rate of change of the induction motor estimated speed value ωr (= Δωr) becomes substantially “0”. Using this, when the rate of change Δωr changes, it is determined that acceleration / deceleration is in progress and the speed loop gain is increased.
[0066]
Next, the operation performed by the acceleration / deceleration determining circuit 32 will be described with reference to FIG.
First, it is determined in step S901 whether the induction motor estimated speed value ωr is changing. If not, the speed loop gain is decreased in step S902. If it is changing, the speed loop gain is increased in step S903.
[0067]
The vector control inverter device of this embodiment includes a current detector 7 that detects a primary current of the induction motor 5 driven by the inverter circuit 4, a gear ratio α of the transmission mechanism 11 to the induction motor 5, and a transmission mechanism 14. A load-side position detector 13 for detecting a load-side position connected at a predetermined gear ratio such as a gear ratio β, a differentiating circuit 15 for differentiating the detection output of the load-side position detector 13, and a differentiating circuit 15 When the gear ratio multiplication circuit 16 for calculating the estimated speed detection value ωn of the induction motor 5 by multiplying the output ω0 by the gear ratio, and when the induction motor estimated speed value ωr is not changing, the speed loop gain is reduced, and when it is changing The speed estimation circuit 190A including the acceleration / deceleration determining circuit 32 for increasing the speed loop gain, the current detection value by the current detector 7, and the speed command value ωr of the induction motor 5 ^* And a vector control arithmetic circuit 9 for performing pulse width modulation on the inverter circuit 4 and a vector control pulse width modulation circuit 190B comprising a pulse width modulation control circuit 10 based on the estimated speed value ωr of the induction motor of the speed estimation circuit 190A. It is.
Therefore, since ω0 × α × β can be used as the estimated speed value ωr of the induction motor 6, the speed detector 6 of the induction motor 5 can be omitted, and the induction motor 5 is driven by vector control. However, since the induction motor 5 does not have the speed detector 6, the cost is not increased and the mechanical size is reduced. Furthermore, since the speed loop gain is increased during acceleration / deceleration with little influence of backlash, vibration can be reduced and the speed response can be improved over the entire speed range.
In each of the above embodiments, the description has been made on the assumption that the speed detector 6 is omitted, but it is also possible to omit the load side position detector 13 and detect only the speed detector 6. .
[0068]
【The invention's effect】
As described above, the vector control inverter device according to claim 1 includes a current detector that detects a primary current of an induction motor driven by an inverter circuit, and a load side connected to the induction motor at a predetermined gear ratio. A load side position detector for detecting a position; a speed estimation circuit configured to estimate the speed of the induction motor based on a rate of change of the load side position detected by the load side position detector; and a current generated by the current detector. A vector control pulse width modulation circuit that performs pulse width modulation on the inverter circuit based on the detected value, the speed command value of the induction motor, and the output of the speed estimation circuit is provided.
Therefore, the induction motor estimated speed value of the speed detector can be calculated based on the speed command value of the induction motor and the output of the speed estimation circuit, the speed detector of the induction motor can be omitted, and the induction motor can be vector controlled. Even when driven by this, the cost of the apparatus is not increased, and the mechanical size is reduced.
[0069]
Since the vector control inverter apparatus according to claim 2 uses the average value of the estimated speed value of the induction motor as the estimated speed value for the speed estimation circuit according to claim 1 below a predetermined speed. In addition to the effect described in item 1, below the predetermined speed, an average value of the induction motor estimated speed value of the induction motor can be used as the induction motor estimated speed value. Even if an estimation error due to backlash occurs, the effect is likely to increase as the speed decreases.However, in order to average the speed estimation error due to backlash in the low speed range, the speed estimation error due to backlash is reduced. can do.
Therefore, the estimated speed of the induction motor is averaged in the low speed range where the effect of backlash is large, and the estimated speed value of the induction motor is used as it is in the high speed range where the effect of backlash is small. Even if the induction motor speed is detected indirectly from the load side position detector at the machine end without being detected directly, there is an effect of improving the stability in the low speed range and improving the speed responsiveness in the high speed range.
[0070]
Since the vector control inverter device according to claim 3 performs the backlash correction by the gear according to acceleration or deceleration, the speed estimation circuit according to claim 1 is added to the effect according to claim 1. The backlash correction circuit that performs backlash correction by inputting the estimated speed detection value, the speed command value, and the output of the speed command change detection circuit that detects that the speed command value has changed is added. Since the backlash correction is performed at the start of deceleration, the acceleration / deceleration vibration is not detected even if the induction motor speed is detected indirectly from the load side position detector at the machine end without directly detecting the speed of the induction motor. Response delay can be reduced, and speed estimation errors due to backlash can be reduced.
[0071]
According to a fourth aspect of the present invention, the speed estimation circuit according to the first aspect is obtained by reversing the sign of the theoretical speed calculated from the torque component current detection value, the induction motor inertia, and the load inertia. Since the backlash correction is performed by the gear, in addition to the effect of claim 1, the speed of the induction motor is not directly detected, but the speed of the induction motor is detected indirectly from the load side position detector at the machine end. However, acceleration / deceleration vibration and response delay can be reduced, and the speed estimation error due to backlash can be reduced.
[0072]
Since the vector control inverter device according to claim 5 detects the disconnection of the load side position detector in the speed estimation circuit according to claim 1, in addition to the effect according to claim 1, Since the disconnection of the wiring of the side position detector is detected by test operation, analogy, even if it is disconnected, performing test operation can cause vibration and runaway when performing vector control operation There is an effect that can be prevented beforehand.
[0073]
Since the vector control inverter device of claim 6 detects the number of pulses of the load side position detector in the speed estimation circuit of claim 1, in addition to the effect of claim 1, Since the number of pulses of the load side position detector is detected in the test operation, by performing the test operation, in a case where the vector control operation is performed in a state where the number of pulses of the load side position detector is unknown However, there is an effect that it is possible to prevent vibrations and runaway.
[0074]
Since the vector control inverter device according to claim 7 detects the mounting direction of the load side position detector from the speed estimation circuit according to claim 1, in addition to the effect according to claim 1, Since the direction of the load side position detector is detected by the test operation, vibration is generated even when the vector control operation is performed without knowing the direction of the load side position detector by performing the test operation. And runaway can be prevented.
[0075]
Since the vector control inverter device according to claim 8 detects the backlash amount of the gear by using the speed estimation circuit according to claim 1, the backlash amount is added to the effect according to claim 1. Is detected in the test operation, so that stability and speed response can be improved over the entire speed range. Naturally, there is an effect that it is possible to prevent vibrations and runaway.
[0076]
The vector control inverter device according to claim 9 switches the speed estimation circuit according to claim 1 from vector control operation to V / F operation when the load side position detector is disconnected. In addition to the effect described in item 1, since the load side position detector is disconnected from the vector control operation to the V / F control, the stability and the operation sustainability can be improved over the entire speed range, This has the effect of preventing runaway.
[0077]
Since the vector control inverter apparatus according to claim 10 increases the gain of the speed control system during acceleration / deceleration in the speed estimation circuit according to claim 1, in addition to the effect according to claim 1, Since the speed loop gain is increased during acceleration / deceleration with little influence of rush, there is an effect that the vibration can be reduced and the speed response can be improved in the entire speed range.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a main part circuit diagram for explaining the operation of a vector control inverter circuit for driving an induction motor according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an operation flowchart of a vector control inverter circuit for driving an induction motor according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a main part circuit diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an operation flowchart of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a main part circuit diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a timing chart of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is an operation flowchart of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a timing chart of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 16 is an operation flowchart of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a timing chart of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 19 is an operation flowchart of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a timing chart of a vector control inverter device for driving an induction motor according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 22 is an operation flowchart of a vector control inverter device for driving an induction motor according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 23 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 24 is a timing chart of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 25 is an operation flowchart of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the ninth embodiment of the present invention.
FIG. 26 is a block diagram of a vector control inverter device for driving an induction motor according to a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 27 is a timing chart of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the tenth embodiment of the present invention.
FIG. 28 is an operation flowchart of the vector control inverter device for driving the induction motor according to the tenth embodiment of the present invention.
FIG. 29 is a main part configuration diagram of a vector control inverter device for driving a conventional induction motor.
FIG. 30 is a block diagram of a vector control arithmetic circuit of a vector control inverter device for driving an induction motor used in the prior art and in the embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
4 inverter circuit, 5 induction motor, 6 speed detector, 7 current detector, 8 speed command circuit, 9 vector control arithmetic circuit, 10 pulse width modulation control circuit, 11 induction motor transmission mechanism, 13 load side position detector, 14 Transmission mechanism, 15 differentiation circuit, 16 gear ratio multiplication circuit, 17 speed average switching circuit, 18 speed command change detection circuit, 19 backlash correction A circuit, 20 model speed creation / change detection circuit, 21 backlash correction B circuit, 22 Disconnection detection circuit, 23 V / F generation circuit, 24 V / F changeover switch, 25 position detector pulse number detection circuit, 26 position detector direction detection circuit, 27 positive polarity circuit, 28 negative polarity circuit, 29 polarity changeover switch, 30 Backlash detection circuit, 30A Estimated speed selection switch circuit, 31 Automatic V / F mode switching circuit, 32 Acceleration / deceleration discrimination circuit 100A, 110A, 120A, 130A, 140A, 150A, 160A, 170A, 180A, 190A velocity estimation circuit, 100B, 130B, 140B, 150B, 160B, 170B, 180B, 190B vector control pulse width modulation circuit.

Claims

A current detector for detecting a primary current of an induction motor driven by an inverter circuit;
A load side position detector for detecting a load side position connected to the induction motor at a predetermined gear ratio;
A speed estimation circuit configured to estimate the speed of the induction motor based on the rate of change of the load side position detected by the load side position detector;
And a vector control pulse width modulation circuit that performs pulse width modulation on the inverter circuit based on a current detection value by the current detector, a speed command value of the induction motor, and an output of the speed estimation circuit. Vector control inverter device.

2. The vector control inverter device according to claim 1, wherein the speed estimation circuit uses an average value of speed estimation values of the induction motor as a speed estimation value below a predetermined speed. 3.

The vector control inverter device according to claim 1, wherein the speed estimation circuit performs backlash correction by a gear according to acceleration or deceleration.

The speed estimation circuit performs a backlash correction by a gear when a sign of a theoretical speed calculated from a detected current value of torque, an inertia of an induction motor, and a load inertia is inverted. The vector control inverter device described.

The vector control inverter device according to claim 1, wherein the speed estimation circuit detects disconnection of the load side position detector.

The vector control inverter device according to claim 1, wherein the speed estimation circuit detects the number of pulses of the load side position detector.

The vector control inverter device according to claim 1, wherein the speed estimation circuit detects an installation direction of the load side position detector.

The vector control inverter device according to claim 1, wherein the speed estimation circuit detects a backlash amount of a gear.

The vector control inverter device according to claim 1, wherein the speed estimation circuit switches from vector control operation to V / F operation when the load side position detector is disconnected.

The vector control inverter device according to claim 1, wherein the speed estimation circuit increases a gain of a speed control system during acceleration / deceleration.