JP3683501B2 - 経路指向復号器による符号化または非符号化変調の終了 - Google Patents
経路指向復号器による符号化または非符号化変調の終了 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3683501B2 JP3683501B2 JP2000599186A JP2000599186A JP3683501B2 JP 3683501 B2 JP3683501 B2 JP 3683501B2 JP 2000599186 A JP2000599186 A JP 2000599186A JP 2000599186 A JP2000599186 A JP 2000599186A JP 3683501 B2 JP3683501 B2 JP 3683501B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- signal point
- constellation
- signal points
- points
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 41
- 230000036039 immunity Effects 0.000 claims description 21
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 10
- 230000011664 signaling Effects 0.000 claims description 6
- 230000002787 reinforcement Effects 0.000 claims 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 33
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 19
- 230000008901 benefit Effects 0.000 abstract description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 31
- 230000006870 function Effects 0.000 description 16
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 16
- 230000008569 process Effects 0.000 description 8
- 238000000638 solvent extraction Methods 0.000 description 6
- 238000005192 partition Methods 0.000 description 3
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 2
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 2
- 230000004083 survival effect Effects 0.000 description 2
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000005291 magnetic effect Effects 0.000 description 1
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000009897 systematic effect Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/007—Unequal error protection
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
- H04L1/0002—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate
- H04L1/0003—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate by switching between different modulation schemes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0059—Convolutional codes
- H04L1/006—Trellis-coded modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03203—Trellis search techniques
- H04L25/03235—Trellis search techniques with state-reduction using feedback filtering
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
- H04L27/3427—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation
- H04L27/3438—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation using an underlying generalised cross constellation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/12—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel
- H04L1/16—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel in which the return channel carries supervisory signals, e.g. repetition request signals
- H04L1/18—Automatic repetition systems, e.g. Van Duuren systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Artificial Intelligence (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Description
【０００１】
［発明の背景］
本発明は、データ通信に関し、特定の実施形態において、符号間干渉を呈する、チャネルを介するデータの通信に関する。
【０００２】
符号間干渉（ＩＳＩ）チャネルは、チャネルにおける歪みの結果として、１信号期間に送信される信号点の信号エネルギーが、多数の隣接する信号期間に亘って分散されるようになったものである。分散されたエネルギーは、隣接の期間に送信される信号点と結合し、これにより、これらの他の期間においてノイズ源を形成する。ＩＳＩのレベルが小さい場合、いわゆる線形等化器がこれを軽減するのに有効である。しかしながら、ＩＳＩが深刻であると、他のより強力な技術を活用しなければならない。通常、これらの技術は、判定帰還等化器（ＤＦＥ）を利用する。ＤＦＥは、所与の受信された信号点におけるＩＳＩの量を推定し、そこからＩＳＩ推定値を差し引くことでＩＳＩが補償された信号点に到達し、そこから、送信された信号点の同一性について決定を行う。
【０００３】
かかる１つの技術は、本発明者による同時係属の、１９９８年３月２７日付けで出願された「改良受信機トレリス線図を用いた経路指向復号器(Path-Oriented Decoder Using Refined Receiver Trellis Diagram)」と題する米国特許出願第０９／０４９２６８号に教示される。ＩＳＩ現象は、１信号期間において送信される信号点のエネルギーの一部が、隣接する信号期間に分散されるという点で表される。上記特許出願に記載される技術は、いわゆる経路指向復号器／ＤＦＥ共有器を改良受信機トレリス線図とともに使用することで、それぞれの信号点に、他の信号期間に分散されたその信号エネルギーの少なくとも一部を実質的に戻す。これにより、「変換利得」と呼ばれるエラーイミュニティの改良を行う。
【０００４】
［発明の概要］
上記の変換利得は、いずれか所与の送信の最後のいくつかの信号点について完全に達成されない。その理由は、これら最後の信号点の分散された信号エネルギーがここから集められ、それぞれの信号点に戻されることができる後続する信号期間の数が少なくなったことによる。実際、このより少ない数は、まさに最後の信号点に対してゼロとなる場合もある。したがって、これらの終結信号点の復号は、変換利得が保証された信号点のものより信頼性に欠ける。この問題は、ダミー信号点の送信により追加の信号期間を人為的に作り出すことによって克服可能であり、これにより、上述したように集められる実際データの信号点の分散エネルギーの機会が与えられる。
【０００５】
この上記記載の技術は、結果として生じる帯域幅効率の低下（１信号期間当たりの有効データビットの平均数）が無視できるため、何百万ものビット列を送信可能な連続送信環境において非常に実用的である。しかしながら、比較的小さい数（典型的には、数百のオーダ）の信号点をそれぞれ含む離散パケットにおいて、信号点が送信されるパケット送信において、ダミー信号点の導入は、帯域幅効率に望ましくない大きな影響をかなり及ぼすことがある。一方、ダミー信号点を送信しないことは、最後のいくつかの信号点の復号が先行の信号点より確実ではないことを意味する。これは、その信号点の１つだけの復号がエラーであっても通常パケット全体がエラーであるとフラグを付けられるとすると、他の信号点に対する終結信号点の性能が全体のエラー性能を支配することになるため、パケット送信環境においてかなり都合が悪い。
【０００６】
本発明は、上述したように、信号点列における信号点の一部が特定の形式のエラーイミュニティ強化、たとえば、上述の変換利得から利益を得る一方、他の信号点は、そこから利益を全く受けないことを含むそれほど利益を受けないデータ送信環境において使用される技術に関する。本発明の原理によれば、エラーイミュニティ強化からそれほど利益を受けない信号点列における所定の位置に現れる信号点は、その耐エラー性が、それからより多くの利益を得る信号点と少なくとも同程度となるように送信される。これにより、本発明は、たとえば、終結信号点がパケット送信信号方式の全体的なエラーレート性能を支配するという上記の問題をなくす。
【０００７】
本発明の開示された例示のパケット送信実施形態において、パケットの終結信号点は、これらに先行するものに使用されるより少ない信号点を有する信号点コンステレーションを用いて送信され、これにより終結信号点は信号空間において互いに遠く離れることが可能である。その結果、より多くのノイズが許容可能となり、終結信号点の全体的なエラー性能を他の信号点のものと同程度とすることができる。したがって、（ａ）パケットにおいて早く発生した信号点が変換利得から利益を得る、かつ（ｂ）別の形式の強化されたエラーイミュニティが、変換利得から利益を受けない終結信号点に与えられるため、連続送信において達成されるものとほぼ同一の全体的なパケットエラーレートがパケット送信において達成できる。さらに、本発明は、上述したダミー信号点の使用によって引き起こされる帯域幅効率の低下を大幅に改善する。
【０００８】
本発明は、畳み込み符号化等の符号化変調を利用する信号方式において使用され得る。かかる符号化がパケット送信環境（または、その他、逐次的なばらばらの通信においてデータが送信される環境）において使用される場合、コードを終端させることは有利である。これは、送信機の符号器が所定の終端状態となり、受信機における大幅な復号遅延を回避するとともに、コードにより与えられるエラーイミュニティをパケットにおける信号点すべてについて保持することを意味する。しかしながら、コード終了単体は、必ずしも上記記載の変換利得に具えるものではない。したがって、本発明を具体化する符号化変調送信システムの好ましい実施において、まずコードが終端され、次に多数の終結信号点が上述のように本発明の原理に従って送信される。
【０００９】
また、本発明の原理は、連続送信環境においても使用され、特に、経路指向復号器／ＤＦＥ共有器が、比較的大きなコンステレーション（たとえば、１６−ＱＡＭまたは３２−ＱＡＭより大きい）を使用する変調方式とともに使用されるような構成において適用可能である。かかる構成において、ＩＳＩ成分はコンステレーションがより少ない信号点を有する場合に比べ、より一層強力であり、その結果、復号エラーが生じると、エラー伝播は一層深刻である。したがって、エラー伝播を制限するために、連続送信をパケットに分割し、次いで本発明の原理をそれぞれのパケットに適用することが望ましい。
【００１０】
［詳細な説明］
本発明をよりよく理解するために、まず、符号間干渉（「ＩＳＩ」）チャネルの改良された復号信頼性を提供する、本発明者の上記の同時係属出願に開示された方法を説明することが役立つ。
【００１１】
上記方法ならびに本発明が例示として使用される通信システムが図１に図示される。情報源１００（ＰＣまたはコンピュータ端末等）から生成された一連のビットは、送信用モデム１０１に入力され、かつ特にそのスクランブラ１０２に入力され、従来の方法で上記ビットをランダム化する。スクランブラ１０２から出力されたシリアルビット列は、シリアル・パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器１０４に供給される。変換器１０４の出力にパラレルで供給されたビットは、トレリス符号器１０６に印加され、後述するようにこれらを処理し、多数のトレリス符号化された出力ビットをコンステレーションマッパ１０８に供給する。（さらに詳細を後述するように、変調が非符号化される構成において、トレリス符号器１０６は使用されない。）
【００１２】
さらに詳細を後述するように、コンステレーションマッパ１０８は、Ｔ秒間のｎ番目のいわゆる信号期間においてチャネル信号点Ｐｎを変調器１１０に供給する。信号点の所定のコンステレーション、例示として図３のコンステレーションから信号点を選択することによってこれを行う。選択された信号点は、従来のパルス形状フィルタ（図示せず）、さらに変調器１１０に供給される。変調器１１０は、選択された信号点のシーケンスを変調し、モデム出力信号を通信チャネル１１２に供給する。
【００１３】
チャネル１１２において、送信信号は符号間干渉、すなわちＩＳＩおよびいわゆる付加ガウスノイズを施される。得られたノイズおよびＩＳＩにより損なわれた信号が最終的に受信用モデム２００に供給される。
【００１４】
【外１】
【００１５】
図２は、Ｎ＝８としたときのＮ状態トレリス符号器１０６の例示の実施を示す。Ｓ／Ｐ変換器１０４からトレリス符号器１０６への入力は、信号期間ｎにおいて受信された４個のデータビットＩ１ｎ〜Ｉ４ｎからなる。トレリス符号器１０６は例示として体系化した符号器であり、その入力データビットのそれぞれがそのまま符号器を通過してその出力ビットの１つになることを意味する。トレリス符号器１０６は、いわゆる冗長ビットである１つの追加出力ビットＹ０ｎを有する。特に、符号器１０６は、符号器状態Ｗ１ｎＷ２ｎＷ３ｎがその３個のＴ秒遅延要素に現在記憶されているビット値により規定される有限状態機器である。本図からわかるように、ビットＹ０ｎの値は、現在の符号器状態の関数である。
【００１６】
より詳細には、３個のＴ秒遅延要素は、図示のように２個の排他的論理和ゲートを介して相互接続される。３個の遅延要素のそれぞれが、任意の時点でバイナリ“０”または“１”を含むことができるので、トレリス符号器は、Ｎ＝２３＝８のいわゆる状態を有し、実際に８状態符号器と呼ばれる。Ｉ１ｎおよびＩ２ｎの値の新たなセットそれぞれがそれぞれ新たな信号期間で到達すると、遅延要素に記憶されるビット値が更新され、これにより符号器は新たな状態Ｗ１ｎ＋１Ｗ２ｎ＋１Ｗ３ｎ＋１に移行、すなわち遷移する。本プロセスは連続する信号期間で繰り返され、符号器は一連の状態を通して遷移する。
【００１７】
コンステレーションマッパ１０８は、ビットＹ０ｎないしＹ４ｎの値を用いて、所定の３２信号点コンステレーションのどの信号点が信号点Ｐｎとして送信されるかを決定する。このコンステレーションは図３に示されるものである。コンステレーションは、それぞれが図示のように順次４個の信号点から構成される信号点の８個の送信機サブセットＡないしＨで構成される。ビットＹ０ｎないしＹ２ｎの値は、８個の送信機サブセット信号点Ｐｎのどれから信号点が取られるかを識別する。ビットＹ３ｎおよびＹ４ｎの値は、識別された送信機サブセットにおける４個の信号点の特定の１つをＰｎとして選択する。符号器１０６の構造は、状態のシーケンスすべてが実際に発生可能となるのではないようなものである。その結果、３ビットの組み合わせＹ２ｎＹ１ｎＹ０ｎのシーケンスすべてが実際に発生可能となるのではない。全体的な結果は、図３のコンステレーションの信号点が送信機サブセットのあるシーケンスからのみ取られるようにしている。この制約は、トレリス符号化されたシステムにおいて受信信号点を、向上したイミュニティをノイズおよび他のチャネル欠陥に提示するように復号させることである。
【００１８】
図４の８状態トレリス線図は、別の曲面からのトレリス符号器１０６の動作を説明する。トレリス符号器１０６の８状態は、０ないし７で表される。図４における２本の垂直線の点は、それぞれ可能な現在および次の符号化状態を表す。トレリス線図は、符号器が次のどの状態に遷移されるかをそれぞれ現在の符号器状態で規定する。様々な対の状態を結ぶ線、すなわち枝は許容される状態遷移を示す。たとえば、符号器は、現行状態０から次の状態０、１、２または３のいずれか１つに遷移可能であるが、それ以外の状態には遷移できない。
【００１９】
図４のどの枝も、生成中の信号点が送信機サブセットＡないしＨのどれから来るかを示すラベルを担持する。状態０について、ラベルは、対応する枝に隣接して図示されるが、図面の簡単のために、他の状態から生じる枝のラベルはトレリスの左側の列に図示されるにすぎない。したがって、たとえば、状態１を状態４、５、６および７に結ぶ枝はそれぞれＥ、Ｇ、ＦおよびＨがラベルされる。
【００２０】
符号器の現行状態を０とし、新たな一対の入力ビットＹ１ｎおよびＹ２ｎを受信した後、符号器が状態１となるとする。これは、左列の状態０を右列の状態１に結ぶ線がＣとラベルされるので、出力される次の信号点が、送信機サブセットＣから来ることを意味する。ここで符号器が状態１（新たな現行符号器状態）にあるとき、符号器は、状態４、５、６または７のいずれかに遷移することが可能であり、これにより次の信号点は、これらの状態のどれに符号器が遷移したかによって、送信機サブセットＥ、Ｇ、ＦまたはＨの１つから来るように制限される。
【００２１】
特定のトレリスコードと関連づけられるトレリス線図の一連の連結は、トレリスを構成する。たとえば、図５は、図４のトレリス線図に対応するトレリスを示す。特に、図５は、トレリス符号器の可能な連続状態遷移を表す。任意の一連の相互接続された枝から選択された一連の信号点は、トレリスを経由するいわゆる経路である。
【００２２】
トレリス符号化信号の従来のビタビ復号は、送信機に使用された同一のサブセット分割およびトレリス線図を使用する。また、本発明の原理を具体化する構成における復号も、本発明者の同時係属中の、１９９８年２月１２日付けで出願された「信号依存ノイズのための経路指向復号器(Path-Oriented Decoder for Signal-Dependent Noise)」と題する米国特許出願第０９／０２３０６３号に記載されるように、送信機において使用された同一のサブセット分割およびトレリス線図を使用する。かかる構成は、変換利得の所定の基準を提供する。しかしながら、図１のシステムは、例示として本発明者の上記引用の‘２６８同時係属出願に教示されるより高度な方法に従う。その方法において、受信されたトレリス符号化信号点は、送信機において受信機サブセットと呼ばれる実際より細かい符号化サブセットに分割されたかのように、改良受信機トレリス線図を用いて復号される。従来技術の方法の代わりに改良受信機トレリスを使用することで、どの信号点が実際に送信されたかについてより優れた推定を行い、詳細を後述する経路指向方法との併用により、さらに高いレベルの変換利得の実現がなされる。変換利得が達成される様子は、図６、７および８を参照すればわかる。
【００２３】
図６に示すように、図３の８個の送信機サブセットＡないしＨのそれぞれは、例示として２個の受信機サブセットＡ１およびＡ２、Ｂ１およびＢ２等にさらに分割される。この分割は、任意の受信機サブセットにおける信号点間の最小距離が任意の送信機サブセットの信号点間の最小距離より大きくなるように実行される。それぞれの受信機サブセットにおいて同数の信号点を有する必要はない。したがって、たとえば、受信機サブセットＡ１およびＡ２は、１個と３個の信号点をそれぞれ有する。一方、受信機サブセットＢ１およびＢ２は、それぞれ２個の信号点を有する。送信機サブセットが分割される受信機サブセットの数は、所望であればチャネル状態に適合させることができる。
【００２４】
上述した改良受信機トレリス線図が図７に図示される。改良受信機トレリス線図は、送信機トレリス線図の状態遷移に対応する状態遷移を有しており、それぞれの状態遷移について２本の枝を有すること、それぞれの枝が状態遷移と関連づけられた送信機サブセットの一部であるより細かい受信機サブセットの１つと関連づけられていることを除いて、図４の送信機トレリス線図と同一である。したがって、たとえば、現行状態０を次の状態１に結ぶサブセットＣと関連づけられた図４の状態遷移は、図７のトレリス線図において、受信機サブセットＣ１およびＣ２とそれぞれ関連づけられる２本の並行枝により置き換えられる。
【００２５】
【外２】
【００２６】
【外３】
【００２７】
【外４】
【００２８】
ＤＦＥＳ８２０のそれぞれは、生き残り経路＃１ないし＃１６の特定の１つと関連づけられる。特に、それぞれのＤＦＥは、その上述したそれぞれ推定されたＩＳＩ成分、すなわち、ＩＳＩ推定値を、関連する生き残り経路に沿っている仮信号点判定の関数として生成する。このとき、それぞれの生き残り経路に沿った仮信号点判定一式が、加算器８１０に適用されるＩＳＩ推定値の生成の準備として、関連するＤＦＥに適用される。特に、周知のように、ＤＦＥは、これに入力されている判定の結合（例示として、線形結合）を、通常その値が適応して更新される係数一式を用いて形成することによってそのＩＳＩ推定値を形成する。したがって、等化信号ｘｎ （経路１）ないしｘｎ （経路１６）のそれぞれは、その等価信号を形成するために使用されたＩＳＩ推定値が関連の生き残り経路の関数として生成されたという点で、特定の生き残り経路と関連づけられる。
【００２９】
上述したように、現行の等化信号ｘｎ （経路１）ないしｘｎ （経路１６）を使用して、更新された経路メトリックを有する新たな生き残り経路を決定するプロセスは、復号器８３０内部の更新器８３１により実行される。いわゆる枝メトリックは、図７の受信機トレリス線図（簡単のために、かかる枝のいくつかのみを図８に示す）にしたがって、Ｍ＝１６生き残り経路から生じる現在〜次の状態１２８本の枝ごとに計算される。各枝についての枝メトリックは、等化信号ｘｎ （経路１）ないしｘｎ （経路１６）の１つと、その枝と関連づけられた受信機サブセットにおける最も近い信号点との間の二乗ユークリッド距離により得られる。枝メトリックのいずれか所与の１つを計算するために使用される等化信号ｘｎ （経路１）ないしｘｎ （経路１６）の特定の１つは、その枝が生じる生き残り経路と関連づけられた等化信号である。この点において、１６個の生き残り経路のそれぞれから８個がリードする１２８個の候補経路がある。それぞれの候補経路は、対応する生き残り経路の現行経路メトリックと対応経路の枝メトリックとの合計により得られる関連のメトリックを有する。
【００３０】
ビタビ復号器において使用される従来の状態指向方法では、状態に入る１つの経路のみが生き残り経路と宣言できる。しかしながら、ＤＦＥ／復号器共有器２０２は、上記の本発明者の同時係属中の‘２６８号および‘０６３号特許出願において教示される「経路指向」方法を利用する。すなわち、生き残り経路として保持される経路は、これが、同一の次の符号器状態にリードする２個の候補経路が保持されるという意味であっても、最も小さい更新された経路メトリックを有するようなＭ個の候補経路である。上述したように、各ＤＦＥにより生成されるＩＳＩ推定値は、トレリスを経由するそれぞれの生き残り経路の関数である。その結果、ＩＳＩ補償された信号ｘｎ （経路１）ないしｘｎ （経路１６）のそれぞれも何らかの生き残り経路の関数である。そして、枝メトリックは、ＩＳＩ補償された信号の関数である。最終的に、いずれか所与の経路から延びる枝の枝メトリックは、それ自体が経路そのものの関数である。したがって、ある特定の時点において最も小さいメトリックを有する経路は、各枝の枝メトリックは同一状態から延びたとしても経路依存であり、したがって異なるため、最終的には、いったん延びた最も小さい経路メトリックを有さない場合もある。
【００３１】
【外５】
【００３２】
上述した復号プロセスは、非常に多くの信号点が送信されるいわゆる連続送信環境における適用によく適合する。かかる適用において、最後のいくつかの受信信号点を除いて、より早い受信信号点に後続する信号点があり、より早い受信信号点の信号エネルギーをそこから集めて復号プロセスにより提供される変換利得を実現することができる。さらに、多数のダミー信号点をデータ信号点の送信に続いて送信することで、多数の有用なデータ信号点が送信されるとしたとき、比較的僅かなオーバーヘッドで、終結する有用なデータ信号点のＩＳＩ成分の収集が可能となり、ひいては、これらに相対する変換利得を提供する。
【００３３】
上述した復号プロセスは、信号点が、それぞれが比較的少数（典型的には、数百のオーダ）の信号点を有する逐次的なばらばらのパケットまたは通信で送信されるパケット送信環境においても使用可能である。しかしながら、パケット送信環境において、この復号プロセスの利点は、十分に実現されない。特に、送信された信号点からの分散されたＩＳＩエネルギーがここから集められ、パケットにおける最後のいくつかの信号点が送信された個々の信号期間に戻されることができる後続する信号期間の数が少なくなった。さらに、データ信号点に続くダミー信号点の送信は、比較的少ない数の信号点がパケットに含まれているとしたとき、帯域幅効率（１信号期間当たりの有効データビットの平均数）をかなり不利な程度まで低下させる。その結果、変換利得は、少なくともこれらの「終結」信号点について実現されず、これにより、終結信号点の復号信頼性は、変換利得が補償された信号点のものより信頼性が低い。他の信号点に対して終結信号点が信頼できないことは、いくつかの適用においては、パケットにおける１つの信号点のみがエラーとなってもパケット全体がエラーであるとフラグを付けられ、再送信されなければならないため、全体的な性能を支配するので不利である。
【００３４】
上記の問題は、特定形式のエラーイミュニティ向上から利益を受けにくい信号点列における所定の位置に現れる信号点を、そのエラー耐性がその特定形式のエラーイミュニティ強化から利益をより多く得る信号点のものと少なくとも同程度にするように送信させることによって、本発明の原理により克服される。すなわち、特定形式のエラーイミュニティ強化から利益を受けにくい信号点を誤って復号する可能性は、他の信号点を誤って復号する可能性と実質的に同じである。したがって、本発明により、終結信号点が、たとえばパケット送信信号方式の全体的なエラーレート性能を支配するという上記の問題がなくなる。
【００３５】
本発明の開示される例示のパケット送信の実施形態において、パケットの終結信号点は、これらに先行するものに使用されるより少ない信号点を有する信号点コンステレーションを用いて送信されるため、終結信号点は信号空間において互いに遠く離れることが可能である。その結果、より多くのノイズが許容可能となり、終結信号点の全体的なエラー性能を他の信号点のものと同程度とすることができる。したがって、（ａ）パケットにおいて早く発生した信号点が変換利得から利益を得る、かつ（ｂ）別の形式の強化されたエラーイミュニティが、変換利得から利益を受けない終結信号点に与えられるため、連続送信において達成されるものとほぼ同一の全体的なパケットエラーレートがパケット送信において達成できる。さらに、本発明は、上述したダミー信号点の使用によって引き起こされる帯域幅効率の低下を大幅に改善する。
【００３６】
したがって、例示の実施形態において、送信機１０１は、図９の送信機トレリスにより示すように、Ｑ＝（Ｊ＋Ｋ＋Ｌ）個の信号点のパケットをＱ個の信号期間に亘って生成する。特に、トレリス符号器１０６の「開始状態」から「終了状態」への連続状態遷移は、最初のＪ＋Ｋ個の信号期間で表され、符号器１０６の状態は、上述したように、状態変数Ｗ１ｎ、Ｗ２ｎおよびＷ３ｎと呼ばれるその３個のＴ秒遅延要素に記憶されるビット値によって規定される。図９において、符号器開始状態は、例示としてゼロ状態である（すなわち、状態変数の初期値がゼロである）。最初のＪ個の信号期間の１つずつについて、図２に示されるように、４個のデータビットがトレリス符号器１０６に与えられ、上述のように処理される。
【００３７】
トレリス符号化のない場合の本発明を使用するシステムにおいて、本発明の原理に従って、上述した終結信号点の送信を、これに先行する信号点に使用されるより小さい信号点コンステレーションを用いて実施することは簡単なことである。しかしながら、本実施形態では符号化がある。このため、符号化された信号点が復号深さをカバーするのに十分なダミー信号点の送信の要件なく精確に復号されるためには、トレリスコードを既知の状態にするか、あるいは既知の状態で終了させなければならない。本発明は、その後、終了時に使用されたものに後続する信号点に適用される。
【００３８】
より詳細には、コード終了は、典型的には、受信機にとって既知の所定の状態で符号器を終了させるように符号器に入力される最後のいくつかのデータビットに添付または混合される所定の入力ビットを提供することによって達成される。（終了する符号器の状態を知ることにより、その状態で終了しない生き残り経路を考慮から外すことができるため、受信機は、信号点についての決定がなされるまさに最善の生き残り経路を直ちに判定することができる。したがって、信号点の決定は、そのまさに最善の生き残り経路に沿ってトレースバックすることによって直ちに行うことが可能である。）図９から分かるように、符号器は、（Ｊ＋Ｋ）番目の信号期間の終了時に、その開始状態からその終了状態、例示としてゼロ状態に遷移している。（開始および終了状態は、ゼロ状態である必要はなく、実際には同一状態である必要はない。しかしながら、開始および終了状態は、復号器にとって既知でなければならない。）符号器をその終了状態、すなわちコードを終了する状態にすることは、Ｋ個の信号期間に亘って達成され、Ｋは例示として２に等しい。これは、（ａ）（Ｊ＋１）番目の信号期間において、３個のデータビット、すなわちＩ２ｎからＩ４ｎのみをトレリス符号器１０６に供給し（Ｉ１ｎはＷ２ｎの値に等しく設定される）、（ｂ）次の（Ｊ＋Ｋ）番目の信号期間、すなわち（Ｊ＋２）番目の信号期間において、２個のデータビット、すなわちＩ３ｎおよびＩ４ｎのみをトレリス符号器１０６に供給する（Ｉ１ｎおよびＩ２ｎはそれぞれＷ２ｎおよびＷ１ｎの値に等しく設定される）ことによって実行される。
【００３９】
最初の（Ｊ＋Ｋ）番目の信号期間のそれぞれにおいて、５個の符号器出力ビットＹ０ｎ〜Ｙ４ｎがコンステレーションマッパ１０８に提供され、上述したようにこれらを用いて図３の例示のコンステレーションのどの信号点が信号点Ｐｎとして送信されるかを判定する。最初のＪ個の信号期間において生成される信号点を本明細書において主データ信号点と呼ぶ。コード終了プロセスの一部として次のＫ＝２以降の信号期間に亘って生成される信号点をコード終了信号点と呼ぶ。
【００４０】
次のＬ個の信号期間におけるデータビットは、本発明の原理に従って処理される。特に、本例示の実施形態において、変換利得から利益を受けにくい、これらの信号期間において送信される信号点は、その耐エラー性がそこから利益を得やすい（Ｊ＋Ｋ）個の前の信号点のものと少なくとも同程度になるように送信される。より詳細には、本明細書において経路終端信号点と呼ばれるこれらの信号点は、前の信号期間に使用されるものより小さい、すなわち信号点が少ないコンステレーションから例示として選択される。この小さいコンステレーションは、例示として図１１の２−ＱＡＭコンステレーションである。好ましい実施形態において、この所定の小さいコンステレーションは、詳細を後述する所定の設計規則に従う。図１１のコンステレーションは、２つの信号点ｒ１およびｒ２で構成され、１つの送信機サブセットＲを構成する。
【００４１】
（Ｊ＋Ｋ＋Ｌ）ないしＱ番目の信号期間のそれぞれにおいて、１つのデータビットがコンステレーションマッパ１０８により使用され、２つの信号点の一方を選択する。符号器は終了状態のままであり、対応する送信機トレリス線図は、図１２に示すように、１本の枝が１つの現行状態と１つの次の状態とを結んだ状態で、各信号期間において１つのノードを構成する。この枝はＲとラベルされ、送信されるそれぞれの信号点がサブセットＲの一要素であることを示している。したがって、図９に示すように、（Ｊ＋Ｋ＋Ｌ）ないしＱ番目の信号期間から延びたトレリスは、図１２の単一枝のトレリス線図の連結である。このため、経路終端信号点のそれぞれは、１つのサブセットＲから選択される。
【００４２】
要約すると、次に、Ｑ個の信号点のパケットが送信される。パケットは、主データ信号点と、コード終了信号点と、経路終端信号点とを含み、これらのすべてがデータ担持(data-bearing)である。（非符号化の適用において、さらに詳細を後述するように、コード終了信号点の必要はなく、このため、経路終端信号点は、主データ信号点の直後にある。）信号点のノイズおよびＩＳＩにより損なわれた部分は、受信機２００、特に、送信信号点を回復するように動作するＭ経路ＤＦＥ／復号器共有器２０２により受信される。
【００４３】
図１０は、送信された信号点のパケットの復号に使用される受信機トレリスを示す。経路終端信号点において、１つの状態のみ、および現在から次の状態への枝が１つしかない点で、受信機トレリスは送信機トレリスに対応していることがわかる。主データおよびコード終了信号点において、受信機トレリスは、例示として、図７の改良受信機トレリス線図の一連の連結で構成される。すなわち、これらの信号点において、送信機トレリスはコンステレーションの８サブセット分割に基づいているが、ＤＦＥ／復号器共有器により使用される受信機トレリスは、１６サブセット分割に基づく。
【００４４】
先に記載したように、受信された主データおよびコード終了信号点に応答して、改良受信トレリスを経由するＭ個の生き残り信号点経路の連続セットは、個々の送信機信号点のシーケンスに対応する２個以上の経路が生き残り経路のものとして認識できるように認識される。そして、（Ｊ＋Ｋ）番目の信号期間においてコード終了状態（たとえば、状態０）において終端するＭ個の生き残り経路は、損なわれた経路終端信号点が受信される際に、ＩＳＩ成分が生き残り経路の関数となる上記と同一方法で伸長される。経路終端信号点があることで、先行する信号点のすべてが経路指向復号器／ＤＦＥ共有器により提供される変換利得の十分な利益を享受する。
【００４５】
送信された信号点は、受信機トレリスを経由するまさに最善の生き残り経路に沿ってトレースバックすることによって従来のように回復される。特に、Ｄが復号深さである場合のＤ番目の信号期間後の信号期間（Ｑ番目の信号期間以外）において、ＤＦＥ／復号器共有器は、Ｄ個の信号期間早く受信された信号点について最終判定を提供する。Ｑ番目の信号期間において、最後の信号点が受信された後、まだ判定がなされていない信号点について、決定が残されていた点に対してそのＱ番目の信号期間の信号状態において終端するＭ個の生き残り経路のまさに最善経路に沿ってトレースバックすることによって最終判定がなされる。パケット送信適用の中には、パケットにおける最後の信号点が受信されるまでいずれの判定も延長させるものもある。このとき、パケットの最初に対してまさに最善の経路に沿ってトレースバックを行うことによって得られる信号点が、送信される信号点であることを一括して宣言される。
【００４６】
上述のように、好ましい実施形態において、経路終端信号点の送信において使用される比較的小さいコンステレーションは、所定の設計規則に従う。まず、この小さいコンステレーションの平均パワーは、そうでなければ送信全体の平均パワーが増大してしまうので、主データおよびデータ終端信号点の送信に使用される比較的大きいコンステレーションの平均パワー以下でなければならない。しかしながら、この規則を破ることは、それ自体、本発明の利点を損なうことではない。
【００４７】
第二に、小さい方のコンステレーションの信号点間の最小距離は、大きい方のコンステレーションの、受信機サブセット（たとえば、Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２等）それぞれの信号点間の最小距離、すなわち、受信機サブセットのサブセット内最小距離ほどでなければならない。この後者の要件が満たされない場合、経路終端信号点の復号の精度は、他の信号点のものより信頼性がなく、これにより、本発明によって達成される目的の１つを損なう。
【００４８】
上記に記載した要件を満たすいずれのコンステレーションも、経路終端信号点の小さい方のコンステレーションとして使用可能である。小さい方のコンステレーションを構成する信号点の数は、たとえば、チャネル条件ならびに主データおよびコード終了信号点に使用される大きい方のコンステレーションのサイズ等多くの要因の関数である。この後者のコンステレーションのサイズが大きくなると、小さい方のコンステレーションとして使用されるコンステレーションのサイズも大きくなる。たとえば、大きい方のコンステレーションが符号化６４−ＱＡＭである場合、小さい方のコンステレーションは４−ＱＡＭコンステレーションとすることができる。さらに、本実施形態における小さい方のコンステレーションは、たとえば、Ｂ２等、１つの特定の受信機サブセットにおける信号点で構成されていることが可能であるが、こうすることによって、通常望ましくない直流成分を導入してしまっている。しかしながら、必要ではないが、大きい方のコンステレーションから選択された信号点を小さい方のコンステレーションの信号点として選択することは、実施の観点から好都合である。
【００４９】
上述のように、本発明は、符号化変調を実施する構成（Ｎ状態の送信機が使用される、ただし、Ｎは１より大きい）のみならず、非符号化変調を使用する構成（Ｎが１である）にも適用可能である。後者の構成において、送信機トレリス線図は、Ｎ＝１状態のみを有し、１つの状態遷移のみを有する。図１３〜１６はこの方法を例示する。
【００５０】
非符号化変調システムにおける本発明の一実施において、送信機１０１は、Ｑ’個の信号点のパケットをＱ’個の信号期間において生成し、Ｑ’個の信号点は、Ｊ個の主データ信号点とＬ個の経路終端信号点で構成される、すなわち、Ｑ’＝（Ｊ＋Ｌ）である。（これは非符号化システムであるため、終了されるべきコードがないのでコード終了信号点を有する必要はない。）特に、変換器１０４の出力においてパラレルに提供されるビットは、コンステレーションマッパ１０８に提供され、次いで、これらのビットを使用してチャネル信号点を選択する（非符号化変調システムにおいてトレリス符号器は存在しない）。
【００５１】
より具体的には、Ｊ個の主データ信号点の１つずつについて、変換器出力ビットの４個がコンステレーションマッパ１０８により使用され、所定のコンステレーションの信号点から、例示として図１３の１６−ＱＡＭコンステレーションからの信号点を主データ信号点として選択する。本システムは非符号化であるため、トレリス符号化の意味においてコンステレーションサブセットはない。しかしながら、コンステレーションの１６個の信号点は、すべて単一サブセットＴを構成すると考えられる。
【００５２】
Ｌ個の経路終端信号点の１つずつについて、１個の変換器出力ビットがコンステレーションマッパ１０８により使用され、第２の所定のコンステレーションの信号点から、例示として図１４の２−ＱＡＭコンステレーションからの信号点を経路終端信号点として選択する。好ましい実施形態において、この第２の所定のコンステレーションの信号点は、上述した設計規則に従う。図１４のコンステレーションは、２個の信号点ｓ１およびｓ２からなり、１つの送信機サブセットＳを構成する。
【００５３】
送信機１０１の動作が図１５の送信機トレリスにおいて説明される。最初のＪ個の信号期間において１６−ＱＡＭコンステレーションから選択された信号点の任意のもの、さらに次のＬ個の信号期間において２−ＱＡＭコンステレーションから選択された信号点のいずれか１個を送信することが可能であるため、送信機は、１つの状態のみを有し、このためトレリスは一連の単一枝で構成される。１つの現行状態を１つの次の状態に結ぶ１本の枝は、主データ信号点が生成される最初のＪ個の信号期間においてＴとラベルされ、これらの信号期間において送信される次の信号点がサブセットＴの一要素であることを示している。同様に、１つの現行状態を１つの次の状態に結ぶ枝は、次のＬ個の信号期間においてＳとラベルされ、これらの信号期間において送信される次の信号点がサブセットＳの一要素であることを示している。
【００５４】
受信機において、１つの送信機サブセットＴは、例示として、図１６に示すように、８個の改良受信機サブセットＴ１ないしＴ８に分割される。図１５の改良受信機トレリスは、最初のＪ個の信号期間における単一枝のそれぞれが、８個の受信機サブセットの１つにそれぞれ対応する８本の枝に置き換えられるという点でこの分割を反映している。最後のＬ個の経路終端信号点を復号するために使用されるトレリスの部分は、送信機トレリスの対応部分と同一のままである。すなわち、これらの信号期間において、現在と次の状態の間には枝が１本しかなく、この枝は２−ＱＡＭコンステレーション全体と関連づけられている。復号は、符号化された場合について上述したものと同様に進む。
【００５５】
【外６】
【００５６】
【外７】
【００５７】
パケットに含められる経路終端信号点の適当な数Ｌは、特定のＩＳＩチャネルに依存する。所与の信号点のエネルギーが、隣接する信号期間の数が大きくなると広がっていくため、ＩＳＩが深刻であるほど、Ｌが取るべき値は大きくなる。したがって、Ｌの値を決定するために、送信機には、チャネルの長さ等の情報を設けてもよく、あるいは、その情報を受信機から入手可能としてもよい。または、送信機は、チャネル情報の最悪の場合の推定を行ってもよい。
【００５８】
図１８および図１９に示すエラーレート曲線は、本発明の有利な特性を示す。これらの図のそれぞれは、図示のように、それぞれの曲線がそれぞれの復号方法についてのものであり、特定チャネルにおける、チャネル信号対雑音比の関数として実験に基づいて決定されたパケットエラーレートを示す曲線を図示する。右から左に動くそれぞれの連続曲線は、より大きなレベルのチャネルノイズ、すなわち、より低い信号対雑音比が許容可能である一方、依然として所与のパケットエラーレートを達成している点で改良されたレベルの性能を表す。（これらの図におけるｘ軸に示す信号対雑音比は、ＩＳＩ成分を含まない状態での信号パワーと付加ガウスノイズパワーとの比を表す。しかしながら、曲線自体はＩＳＩを考慮している。）
【００５９】
図１８は、非符号化１６−ＱＡＭについて３つの異なる復号方法を比較し、それぞれ、（１）従来のＤＦＥを使用する、（２）経路終端を有さないが、１６−ＱＡＭコンステレーションの改良８サブセット分割に基づく１２経路ＤＦＥ／復号器共有器を使用する、および（３）（２）の方法を使用するが、Ｌ＝３としたときの本発明に従う経路終端を使用する、前述の方法を凌ぐ増大性能を有する。いずれか特定の方法により達成される性能は、他と比較して、処理利得について表すことが可能であり、所与のパケットエラーレートにおけるその性能曲線間での信号対雑音比の差を意味する。たとえば、１０−４のパケットエラーレートにおいて、Ｍ経路ＤＦＥ／復号器共有器の使用により達成される処理利得のほとんどは、経路終端を実行しない場合には失われることが図１８から容易に分かる。これは、本発明の原理に従う経路終端方法が、パケットにおける主データ信号点の最終判定が変換利得を活用し、経路終端信号点自体が、向上したエラーイミュニティを有することによる。
【００６０】
図１９は、符号化変調システムの結果を示す。特に、本図は、従来のＤＦＥによる非符号化１６−ＱＡＭについてのベンチマーク曲線を示す。コード終了のみが使用された状態で、二次元８状態トレリス符号化３２−ＱＡＭを、コンステレーションの改良１６サブセット分割に基づいて１６経路ＤＦＥ／復号器共有器とともに使用することで、より一層良好な性能が達成される。その同一コードおよびＤＦＥ／復号器共有器を使用するが、ここではＬ＝３としたときの本発明の原理に従うコードおよび経路終端を使用することによって、さらに良好な性能が達成される。
【００６１】
上記は本発明の原理を例示しているにすぎない。たとえば、本発明の原理を具体化する構成において、符号化または非符号化変調を使用するかにかかわらず、所望であれば、リード・ソロモン符号化等、別の「レイヤ」の符号化を含めることが可能である。かかる符号化は、変調に先立って送信されることが望ましいデータビットに適用される。したがって、図１において、たとえば、リード・ソロモンまたは他の符号器をスクランブラ１０２とＳ／Ｐ変換器１０４の間に介在させることが可能であり、リード・ソロモン復号器をＰ／Ｓ変換器２０４とデスクランブラ２０６の間に介在させることが可能である。また、リード・ソロモン符号化が関与する場合によく見られるように、従来のインターリーブおよびデインターリーブを使用してもよい。
【００６２】
例示の実施形態のチャネル１１２は、例示として、相当量の物理的距離に亘って広がる有線または無線遠隔通信チャネルである。しかしながら、本発明は、たとえば、音声および／または映像磁性体、またはその他の記録媒体を含む「チャネル」といわれる他の伝送経路にも等しく適用可能である。かかる構成において、遠隔通信適用のように、信号点をチャネルに適用するシステムの部分は「送信機」であり、チャネルから信号点を受信するシステムの部分は「受信機」である。
【００６３】
本明細書のブロック図は、本発明の原理を具体化する例示の回路の概念図を示す。同様に、いずれのフローチャート、フロー図、状態遷移図、擬似コード等が、コンピュータ読み取り可能な媒体において実質的に表現可能であり、コンピュータまたはプロセッサにより、かかるコンピュータまたはプロセッサが明確に図示されているか否かにかかわらず実行される各種のプロセスを表すことが理解されよう。
【００６４】
「プロセッサ」とラベルされた機能ブロックを含む図に示される各種要素の機能は、専用ハードウェア、および適当なソフトウェアと関連するソフトウェアを実行可能なハードウェアの使用により提供され得る。プロセッサにより提供される際、機能は、単一の専用プロセッサにより、単一の共有プロセッサにより、あるいはそのいくつかが共有可能である複数の個別プロセッサにより提供されてもよい。さらに、「プロセッサ」または「コントローラ」の用語の明確な使用は、ソフトウェアを実行可能なハードウェアを排他的に言及していると解釈されるべきではなく、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ハードウェア、ソフトウェアを記憶する読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、および不揮発性記憶装置を暗黙的に含むが、これらに限定されない。他のハードウェア、従来のおよび／またはカスタムも含まれる。
【００６５】
本明細書に記載されるすべての例および仮定的な文言は、とりわけ、読者が本発明の原理を理解するのに助けとなる教示的目的のみのために主に意図され、このような具体的に記載される例および状態を制限しないものと解釈されるべきである。さらに、本発明の原理、態様および実施形態、ならびにその具体的な例を記載する本明細書のすべての文言は、その構造的および機能的な等価物を包含すると意図される。さらに、かかる等価物は、現在知られている等価物ならびに今後開発される等価物、すなわち、構造にかかわらず同一機能を奏する、開発されるいずれの要素も含むことが意図される。
【００６６】
同様に、本明細書の請求の範囲において、特定される機能を実行する手段として表現されるいずれの要素も、その機能を奏する、たとえば、（ａ）その機能を奏する回路要素の組合せ、または（ｂ）これによりファームウェア、マイクロコード等を含む、該機能を奏するためのソフトウェアを実行する適当な回路と結合されるいずれの形式のソフトウェア、を含むいずれの手段も包含することが意図される。かかる請求の範囲により規定される発明は、各種の記載された手段により提供される機能性が請求の範囲において召喚される方法で互いに組み合わされ、一体化される事実にある。したがって、出願人は、これらの機能性を提供することが可能な任意の手段を本明細書に示されたものの等価物として考える。
【００６７】
したがって、本明細書において明確に図示または説明されていないとしても、本発明の原理を具体化し、それによりその精神および範囲に包含される様々な構成を案出することが当業者には可能であることが理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明が例示として使用される通信システムの一般化ブロック図を示す。
【図２】 図１の通信システムにおいて使用されるトレリス符号器の例示の実施形態を示す。
【図３】 ８個の送信機サブセットに分割される例示の３２個の信号点コンステレーションを示す。
【図４】 図２のトレリス符号器の動作を表す送信機トレリス線図を示す。
【図５】 図４のトレリス線図に対応するトレリスの一部を示す。
【図６】 ８個の送信機サブセットのそれぞれをさらに２個の受信機サブセットに分割した図３のコンステレーションを示す。
【図７】 図６の１６サブセット分割に基づく改良受信機トレリス線図を示す。
【図８】 図１の通信システムにおいて使用されるＭ経路復号器／ＤＦＥ（判定帰還等化機）共有器の、特定時点における機能図を提示する。
【図９】 本発明の原理に従う、パケット送信環境における符号化変調システムについての送信機トレリスの主データ、コード終了および経路終端部分を示す。
【図１０】 本発明の原理に従う、パケット送信環境における符号化変調システムについての受信機トレリスの主データ、コード終了および経路終端部分を示す。
【図１１】 図９の経路終端部分が基準とする例示の２−ＱＡＭ信号点コンステレーションを示す。
【図１２】 図９の送信機トレリスに対応する経路終端の例示の送信機トレリス線図を示す。
【図１３】 １６信号点コンステレーションを示す。
【図１４】 図１５の経路終端部分が基準とする例示の２−ＱＡＭ信号点コンステレーションを示す。
【図１５】 本発明の原理に従う、パケット送信環境における非符号化変調についての送信機トレリスと受信機トレリスのそれぞれの主データおよび経路終端部分を示す。
【図１６】 ８個の受信機サブセットに分割された図１３のコンステレーションを示す。
【図１７】 図１のＭ経路ＤＦＥ／復号器共有器のブロック図／機能説明図の一体図である。
【図１８】 経路終端を有する、および有さない、図１６の分割に基づく図１の１２経路ＤＦＥ／復号器共有器による図１３の非符号化１６−ＱＡＭの特定ＩＳＩチャネルにおける性能を示す。
【図１９】 経路終端を有する、および有さない、図６の分割に基づく図１の１６経路ＤＦＥ／復号器共有器による図２〜３の符号化３２−ＱＡＭの特定ＩＳＩチャネルにおける性能を示す。
［発明の背景］
本発明は、データ通信に関し、特定の実施形態において、符号間干渉を呈する、チャネルを介するデータの通信に関する。
【０００２】
符号間干渉（ＩＳＩ）チャネルは、チャネルにおける歪みの結果として、１信号期間に送信される信号点の信号エネルギーが、多数の隣接する信号期間に亘って分散されるようになったものである。分散されたエネルギーは、隣接の期間に送信される信号点と結合し、これにより、これらの他の期間においてノイズ源を形成する。ＩＳＩのレベルが小さい場合、いわゆる線形等化器がこれを軽減するのに有効である。しかしながら、ＩＳＩが深刻であると、他のより強力な技術を活用しなければならない。通常、これらの技術は、判定帰還等化器（ＤＦＥ）を利用する。ＤＦＥは、所与の受信された信号点におけるＩＳＩの量を推定し、そこからＩＳＩ推定値を差し引くことでＩＳＩが補償された信号点に到達し、そこから、送信された信号点の同一性について決定を行う。
【０００３】
かかる１つの技術は、本発明者による同時係属の、１９９８年３月２７日付けで出願された「改良受信機トレリス線図を用いた経路指向復号器(Path-Oriented Decoder Using Refined Receiver Trellis Diagram)」と題する米国特許出願第０９／０４９２６８号に教示される。ＩＳＩ現象は、１信号期間において送信される信号点のエネルギーの一部が、隣接する信号期間に分散されるという点で表される。上記特許出願に記載される技術は、いわゆる経路指向復号器／ＤＦＥ共有器を改良受信機トレリス線図とともに使用することで、それぞれの信号点に、他の信号期間に分散されたその信号エネルギーの少なくとも一部を実質的に戻す。これにより、「変換利得」と呼ばれるエラーイミュニティの改良を行う。
【０００４】
［発明の概要］
上記の変換利得は、いずれか所与の送信の最後のいくつかの信号点について完全に達成されない。その理由は、これら最後の信号点の分散された信号エネルギーがここから集められ、それぞれの信号点に戻されることができる後続する信号期間の数が少なくなったことによる。実際、このより少ない数は、まさに最後の信号点に対してゼロとなる場合もある。したがって、これらの終結信号点の復号は、変換利得が保証された信号点のものより信頼性に欠ける。この問題は、ダミー信号点の送信により追加の信号期間を人為的に作り出すことによって克服可能であり、これにより、上述したように集められる実際データの信号点の分散エネルギーの機会が与えられる。
【０００５】
この上記記載の技術は、結果として生じる帯域幅効率の低下（１信号期間当たりの有効データビットの平均数）が無視できるため、何百万ものビット列を送信可能な連続送信環境において非常に実用的である。しかしながら、比較的小さい数（典型的には、数百のオーダ）の信号点をそれぞれ含む離散パケットにおいて、信号点が送信されるパケット送信において、ダミー信号点の導入は、帯域幅効率に望ましくない大きな影響をかなり及ぼすことがある。一方、ダミー信号点を送信しないことは、最後のいくつかの信号点の復号が先行の信号点より確実ではないことを意味する。これは、その信号点の１つだけの復号がエラーであっても通常パケット全体がエラーであるとフラグを付けられるとすると、他の信号点に対する終結信号点の性能が全体のエラー性能を支配することになるため、パケット送信環境においてかなり都合が悪い。
【０００６】
本発明は、上述したように、信号点列における信号点の一部が特定の形式のエラーイミュニティ強化、たとえば、上述の変換利得から利益を得る一方、他の信号点は、そこから利益を全く受けないことを含むそれほど利益を受けないデータ送信環境において使用される技術に関する。本発明の原理によれば、エラーイミュニティ強化からそれほど利益を受けない信号点列における所定の位置に現れる信号点は、その耐エラー性が、それからより多くの利益を得る信号点と少なくとも同程度となるように送信される。これにより、本発明は、たとえば、終結信号点がパケット送信信号方式の全体的なエラーレート性能を支配するという上記の問題をなくす。
【０００７】
本発明の開示された例示のパケット送信実施形態において、パケットの終結信号点は、これらに先行するものに使用されるより少ない信号点を有する信号点コンステレーションを用いて送信され、これにより終結信号点は信号空間において互いに遠く離れることが可能である。その結果、より多くのノイズが許容可能となり、終結信号点の全体的なエラー性能を他の信号点のものと同程度とすることができる。したがって、（ａ）パケットにおいて早く発生した信号点が変換利得から利益を得る、かつ（ｂ）別の形式の強化されたエラーイミュニティが、変換利得から利益を受けない終結信号点に与えられるため、連続送信において達成されるものとほぼ同一の全体的なパケットエラーレートがパケット送信において達成できる。さらに、本発明は、上述したダミー信号点の使用によって引き起こされる帯域幅効率の低下を大幅に改善する。
【０００８】
本発明は、畳み込み符号化等の符号化変調を利用する信号方式において使用され得る。かかる符号化がパケット送信環境（または、その他、逐次的なばらばらの通信においてデータが送信される環境）において使用される場合、コードを終端させることは有利である。これは、送信機の符号器が所定の終端状態となり、受信機における大幅な復号遅延を回避するとともに、コードにより与えられるエラーイミュニティをパケットにおける信号点すべてについて保持することを意味する。しかしながら、コード終了単体は、必ずしも上記記載の変換利得に具えるものではない。したがって、本発明を具体化する符号化変調送信システムの好ましい実施において、まずコードが終端され、次に多数の終結信号点が上述のように本発明の原理に従って送信される。
【０００９】
また、本発明の原理は、連続送信環境においても使用され、特に、経路指向復号器／ＤＦＥ共有器が、比較的大きなコンステレーション（たとえば、１６−ＱＡＭまたは３２−ＱＡＭより大きい）を使用する変調方式とともに使用されるような構成において適用可能である。かかる構成において、ＩＳＩ成分はコンステレーションがより少ない信号点を有する場合に比べ、より一層強力であり、その結果、復号エラーが生じると、エラー伝播は一層深刻である。したがって、エラー伝播を制限するために、連続送信をパケットに分割し、次いで本発明の原理をそれぞれのパケットに適用することが望ましい。
【００１０】
［詳細な説明］
本発明をよりよく理解するために、まず、符号間干渉（「ＩＳＩ」）チャネルの改良された復号信頼性を提供する、本発明者の上記の同時係属出願に開示された方法を説明することが役立つ。
【００１１】
上記方法ならびに本発明が例示として使用される通信システムが図１に図示される。情報源１００（ＰＣまたはコンピュータ端末等）から生成された一連のビットは、送信用モデム１０１に入力され、かつ特にそのスクランブラ１０２に入力され、従来の方法で上記ビットをランダム化する。スクランブラ１０２から出力されたシリアルビット列は、シリアル・パラレル（Ｓ／Ｐ）変換器１０４に供給される。変換器１０４の出力にパラレルで供給されたビットは、トレリス符号器１０６に印加され、後述するようにこれらを処理し、多数のトレリス符号化された出力ビットをコンステレーションマッパ１０８に供給する。（さらに詳細を後述するように、変調が非符号化される構成において、トレリス符号器１０６は使用されない。）
【００１２】
さらに詳細を後述するように、コンステレーションマッパ１０８は、Ｔ秒間のｎ番目のいわゆる信号期間においてチャネル信号点Ｐｎを変調器１１０に供給する。信号点の所定のコンステレーション、例示として図３のコンステレーションから信号点を選択することによってこれを行う。選択された信号点は、従来のパルス形状フィルタ（図示せず）、さらに変調器１１０に供給される。変調器１１０は、選択された信号点のシーケンスを変調し、モデム出力信号を通信チャネル１１２に供給する。
【００１３】
チャネル１１２において、送信信号は符号間干渉、すなわちＩＳＩおよびいわゆる付加ガウスノイズを施される。得られたノイズおよびＩＳＩにより損なわれた信号が最終的に受信用モデム２００に供給される。
【００１４】
【外１】
図２は、Ｎ＝８としたときのＮ状態トレリス符号器１０６の例示の実施を示す。Ｓ／Ｐ変換器１０４からトレリス符号器１０６への入力は、信号期間ｎにおいて受信された４個のデータビットＩ１ｎ〜Ｉ４ｎからなる。トレリス符号器１０６は例示として体系化した符号器であり、その入力データビットのそれぞれがそのまま符号器を通過してその出力ビットの１つになることを意味する。トレリス符号器１０６は、いわゆる冗長ビットである１つの追加出力ビットＹ０ｎを有する。特に、符号器１０６は、符号器状態Ｗ１ｎＷ２ｎＷ３ｎがその３個のＴ秒遅延要素に現在記憶されているビット値により規定される有限状態機器である。本図からわかるように、ビットＹ０ｎの値は、現在の符号器状態の関数である。
【００１６】
より詳細には、３個のＴ秒遅延要素は、図示のように２個の排他的論理和ゲートを介して相互接続される。３個の遅延要素のそれぞれが、任意の時点でバイナリ“０”または“１”を含むことができるので、トレリス符号器は、Ｎ＝２３＝８のいわゆる状態を有し、実際に８状態符号器と呼ばれる。Ｉ１ｎおよびＩ２ｎの値の新たなセットそれぞれがそれぞれ新たな信号期間で到達すると、遅延要素に記憶されるビット値が更新され、これにより符号器は新たな状態Ｗ１ｎ＋１Ｗ２ｎ＋１Ｗ３ｎ＋１に移行、すなわち遷移する。本プロセスは連続する信号期間で繰り返され、符号器は一連の状態を通して遷移する。
【００１７】
コンステレーションマッパ１０８は、ビットＹ０ｎないしＹ４ｎの値を用いて、所定の３２信号点コンステレーションのどの信号点が信号点Ｐｎとして送信されるかを決定する。このコンステレーションは図３に示されるものである。コンステレーションは、それぞれが図示のように順次４個の信号点から構成される信号点の８個の送信機サブセットＡないしＨで構成される。ビットＹ０ｎないしＹ２ｎの値は、８個の送信機サブセット信号点Ｐｎのどれから信号点が取られるかを識別する。ビットＹ３ｎおよびＹ４ｎの値は、識別された送信機サブセットにおける４個の信号点の特定の１つをＰｎとして選択する。符号器１０６の構造は、状態のシーケンスすべてが実際に発生可能となるのではないようなものである。その結果、３ビットの組み合わせＹ２ｎＹ１ｎＹ０ｎのシーケンスすべてが実際に発生可能となるのではない。全体的な結果は、図３のコンステレーションの信号点が送信機サブセットのあるシーケンスからのみ取られるようにしている。この制約は、トレリス符号化されたシステムにおいて受信信号点を、向上したイミュニティをノイズおよび他のチャネル欠陥に提示するように復号させることである。
【００１８】
図４の８状態トレリス線図は、別の曲面からのトレリス符号器１０６の動作を説明する。トレリス符号器１０６の８状態は、０ないし７で表される。図４における２本の垂直線の点は、それぞれ可能な現在および次の符号化状態を表す。トレリス線図は、符号器が次のどの状態に遷移されるかをそれぞれ現在の符号器状態で規定する。様々な対の状態を結ぶ線、すなわち枝は許容される状態遷移を示す。たとえば、符号器は、現行状態０から次の状態０、１、２または３のいずれか１つに遷移可能であるが、それ以外の状態には遷移できない。
【００１９】
図４のどの枝も、生成中の信号点が送信機サブセットＡないしＨのどれから来るかを示すラベルを担持する。状態０について、ラベルは、対応する枝に隣接して図示されるが、図面の簡単のために、他の状態から生じる枝のラベルはトレリスの左側の列に図示されるにすぎない。したがって、たとえば、状態１を状態４、５、６および７に結ぶ枝はそれぞれＥ、Ｇ、ＦおよびＨがラベルされる。
【００２０】
符号器の現行状態を０とし、新たな一対の入力ビットＹ１ｎおよびＹ２ｎを受信した後、符号器が状態１となるとする。これは、左列の状態０を右列の状態１に結ぶ線がＣとラベルされるので、出力される次の信号点が、送信機サブセットＣから来ることを意味する。ここで符号器が状態１（新たな現行符号器状態）にあるとき、符号器は、状態４、５、６または７のいずれかに遷移することが可能であり、これにより次の信号点は、これらの状態のどれに符号器が遷移したかによって、送信機サブセットＥ、Ｇ、ＦまたはＨの１つから来るように制限される。
【００２１】
特定のトレリスコードと関連づけられるトレリス線図の一連の連結は、トレリスを構成する。たとえば、図５は、図４のトレリス線図に対応するトレリスを示す。特に、図５は、トレリス符号器の可能な連続状態遷移を表す。任意の一連の相互接続された枝から選択された一連の信号点は、トレリスを経由するいわゆる経路である。
【００２２】
トレリス符号化信号の従来のビタビ復号は、送信機に使用された同一のサブセット分割およびトレリス線図を使用する。また、本発明の原理を具体化する構成における復号も、本発明者の同時係属中の、１９９８年２月１２日付けで出願された「信号依存ノイズのための経路指向復号器(Path-Oriented Decoder for Signal-Dependent Noise)」と題する米国特許出願第０９／０２３０６３号に記載されるように、送信機において使用された同一のサブセット分割およびトレリス線図を使用する。かかる構成は、変換利得の所定の基準を提供する。しかしながら、図１のシステムは、例示として本発明者の上記引用の‘２６８同時係属出願に教示されるより高度な方法に従う。その方法において、受信されたトレリス符号化信号点は、送信機において受信機サブセットと呼ばれる実際より細かい符号化サブセットに分割されたかのように、改良受信機トレリス線図を用いて復号される。従来技術の方法の代わりに改良受信機トレリスを使用することで、どの信号点が実際に送信されたかについてより優れた推定を行い、詳細を後述する経路指向方法との併用により、さらに高いレベルの変換利得の実現がなされる。変換利得が達成される様子は、図６、７および８を参照すればわかる。
【００２３】
図６に示すように、図３の８個の送信機サブセットＡないしＨのそれぞれは、例示として２個の受信機サブセットＡ１およびＡ２、Ｂ１およびＢ２等にさらに分割される。この分割は、任意の受信機サブセットにおける信号点間の最小距離が任意の送信機サブセットの信号点間の最小距離より大きくなるように実行される。それぞれの受信機サブセットにおいて同数の信号点を有する必要はない。したがって、たとえば、受信機サブセットＡ１およびＡ２は、１個と３個の信号点をそれぞれ有する。一方、受信機サブセットＢ１およびＢ２は、それぞれ２個の信号点を有する。送信機サブセットが分割される受信機サブセットの数は、所望であればチャネル状態に適合させることができる。
【００２４】
上述した改良受信機トレリス線図が図７に図示される。改良受信機トレリス線図は、送信機トレリス線図の状態遷移に対応する状態遷移を有しており、それぞれの状態遷移について２本の枝を有すること、それぞれの枝が状態遷移と関連づけられた送信機サブセットの一部であるより細かい受信機サブセットの１つと関連づけられていることを除いて、図４の送信機トレリス線図と同一である。したがって、たとえば、現行状態０を次の状態１に結ぶサブセットＣと関連づけられた図４の状態遷移は、図７のトレリス線図において、受信機サブセットＣ１およびＣ２とそれぞれ関連づけられる２本の並行枝により置き換えられる。
【００２５】
【外２】
【外３】
【外４】
ＤＦＥＳ８２０のそれぞれは、生き残り経路＃１ないし＃１６の特定の１つと関連づけられる。特に、それぞれのＤＦＥは、その上述したそれぞれ推定されたＩＳＩ成分、すなわち、ＩＳＩ推定値を、関連する生き残り経路に沿っている仮信号点判定の関数として生成する。このとき、それぞれの生き残り経路に沿った仮信号点判定一式が、加算器８１０に適用されるＩＳＩ推定値の生成の準備として、関連するＤＦＥに適用される。特に、周知のように、ＤＦＥは、これに入力されている判定の結合（例示として、線形結合）を、通常その値が適応して更新される係数一式を用いて形成することによってそのＩＳＩ推定値を形成する。したがって、等化信号ｘｎ （経路１）ないしｘｎ （経路１６）のそれぞれは、その等価信号を形成するために使用されたＩＳＩ推定値が関連の生き残り経路の関数として生成されたという点で、特定の生き残り経路と関連づけられる。
【００２９】
上述したように、現行の等化信号ｘｎ （経路１）ないしｘｎ （経路１６）を使用して、更新された経路メトリックを有する新たな生き残り経路を決定するプロセスは、復号器８３０内部の更新器８３１により実行される。いわゆる枝メトリックは、図７の受信機トレリス線図（簡単のために、かかる枝のいくつかのみを図８に示す）にしたがって、Ｍ＝１６生き残り経路から生じる現在〜次の状態１２８本の枝ごとに計算される。各枝についての枝メトリックは、等化信号ｘｎ （経路１）ないしｘｎ （経路１６）の１つと、その枝と関連づけられた受信機サブセットにおける最も近い信号点との間の二乗ユークリッド距離により得られる。枝メトリックのいずれか所与の１つを計算するために使用される等化信号ｘｎ （経路１）ないしｘｎ （経路１６）の特定の１つは、その枝が生じる生き残り経路と関連づけられた等化信号である。この点において、１６個の生き残り経路のそれぞれから８個がリードする１２８個の候補経路がある。それぞれの候補経路は、対応する生き残り経路の現行経路メトリックと対応経路の枝メトリックとの合計により得られる関連のメトリックを有する。
【００３０】
ビタビ復号器において使用される従来の状態指向方法では、状態に入る１つの経路のみが生き残り経路と宣言できる。しかしながら、ＤＦＥ／復号器共有器２０２は、上記の本発明者の同時係属中の‘２６８号および‘０６３号特許出願において教示される「経路指向」方法を利用する。すなわち、生き残り経路として保持される経路は、これが、同一の次の符号器状態にリードする２個の候補経路が保持されるという意味であっても、最も小さい更新された経路メトリックを有するようなＭ個の候補経路である。上述したように、各ＤＦＥにより生成されるＩＳＩ推定値は、トレリスを経由するそれぞれの生き残り経路の関数である。その結果、ＩＳＩ補償された信号ｘｎ （経路１）ないしｘｎ （経路１６）のそれぞれも何らかの生き残り経路の関数である。そして、枝メトリックは、ＩＳＩ補償された信号の関数である。最終的に、いずれか所与の経路から延びる枝の枝メトリックは、それ自体が経路そのものの関数である。したがって、ある特定の時点において最も小さいメトリックを有する経路は、各枝の枝メトリックは同一状態から延びたとしても経路依存であり、したがって異なるため、最終的には、いったん延びた最も小さい経路メトリックを有さない場合もある。
【００３１】
【外５】
上述した復号プロセスは、非常に多くの信号点が送信されるいわゆる連続送信環境における適用によく適合する。かかる適用において、最後のいくつかの受信信号点を除いて、より早い受信信号点に後続する信号点があり、より早い受信信号点の信号エネルギーをそこから集めて復号プロセスにより提供される変換利得を実現することができる。さらに、多数のダミー信号点をデータ信号点の送信に続いて送信することで、多数の有用なデータ信号点が送信されるとしたとき、比較的僅かなオーバーヘッドで、終結する有用なデータ信号点のＩＳＩ成分の収集が可能となり、ひいては、これらに相対する変換利得を提供する。
【００３３】
上述した復号プロセスは、信号点が、それぞれが比較的少数（典型的には、数百のオーダ）の信号点を有する逐次的なばらばらのパケットまたは通信で送信されるパケット送信環境においても使用可能である。しかしながら、パケット送信環境において、この復号プロセスの利点は、十分に実現されない。特に、送信された信号点からの分散されたＩＳＩエネルギーがここから集められ、パケットにおける最後のいくつかの信号点が送信された個々の信号期間に戻されることができる後続する信号期間の数が少なくなった。さらに、データ信号点に続くダミー信号点の送信は、比較的少ない数の信号点がパケットに含まれているとしたとき、帯域幅効率（１信号期間当たりの有効データビットの平均数）をかなり不利な程度まで低下させる。その結果、変換利得は、少なくともこれらの「終結」信号点について実現されず、これにより、終結信号点の復号信頼性は、変換利得が補償された信号点のものより信頼性が低い。他の信号点に対して終結信号点が信頼できないことは、いくつかの適用においては、パケットにおける１つの信号点のみがエラーとなってもパケット全体がエラーであるとフラグを付けられ、再送信されなければならないため、全体的な性能を支配するので不利である。
【００３４】
上記の問題は、特定形式のエラーイミュニティ向上から利益を受けにくい信号点列における所定の位置に現れる信号点を、そのエラー耐性がその特定形式のエラーイミュニティ強化から利益をより多く得る信号点のものと少なくとも同程度にするように送信させることによって、本発明の原理により克服される。すなわち、特定形式のエラーイミュニティ強化から利益を受けにくい信号点を誤って復号する可能性は、他の信号点を誤って復号する可能性と実質的に同じである。したがって、本発明により、終結信号点が、たとえばパケット送信信号方式の全体的なエラーレート性能を支配するという上記の問題がなくなる。
【００３５】
本発明の開示される例示のパケット送信の実施形態において、パケットの終結信号点は、これらに先行するものに使用されるより少ない信号点を有する信号点コンステレーションを用いて送信されるため、終結信号点は信号空間において互いに遠く離れることが可能である。その結果、より多くのノイズが許容可能となり、終結信号点の全体的なエラー性能を他の信号点のものと同程度とすることができる。したがって、（ａ）パケットにおいて早く発生した信号点が変換利得から利益を得る、かつ（ｂ）別の形式の強化されたエラーイミュニティが、変換利得から利益を受けない終結信号点に与えられるため、連続送信において達成されるものとほぼ同一の全体的なパケットエラーレートがパケット送信において達成できる。さらに、本発明は、上述したダミー信号点の使用によって引き起こされる帯域幅効率の低下を大幅に改善する。
【００３６】
したがって、例示の実施形態において、送信機１０１は、図９の送信機トレリスにより示すように、Ｑ＝（Ｊ＋Ｋ＋Ｌ）個の信号点のパケットをＱ個の信号期間に亘って生成する。特に、トレリス符号器１０６の「開始状態」から「終了状態」への連続状態遷移は、最初のＪ＋Ｋ個の信号期間で表され、符号器１０６の状態は、上述したように、状態変数Ｗ１ｎ、Ｗ２ｎおよびＷ３ｎと呼ばれるその３個のＴ秒遅延要素に記憶されるビット値によって規定される。図９において、符号器開始状態は、例示としてゼロ状態である（すなわち、状態変数の初期値がゼロである）。最初のＪ個の信号期間の１つずつについて、図２に示されるように、４個のデータビットがトレリス符号器１０６に与えられ、上述のように処理される。
【００３７】
トレリス符号化のない場合の本発明を使用するシステムにおいて、本発明の原理に従って、上述した終結信号点の送信を、これに先行する信号点に使用されるより小さい信号点コンステレーションを用いて実施することは簡単なことである。しかしながら、本実施形態では符号化がある。このため、符号化された信号点が復号深さをカバーするのに十分なダミー信号点の送信の要件なく精確に復号されるためには、トレリスコードを既知の状態にするか、あるいは既知の状態で終了させなければならない。本発明は、その後、終了時に使用されたものに後続する信号点に適用される。
【００３８】
より詳細には、コード終了は、典型的には、受信機にとって既知の所定の状態で符号器を終了させるように符号器に入力される最後のいくつかのデータビットに添付または混合される所定の入力ビットを提供することによって達成される。（終了する符号器の状態を知ることにより、その状態で終了しない生き残り経路を考慮から外すことができるため、受信機は、信号点についての決定がなされるまさに最善の生き残り経路を直ちに判定することができる。したがって、信号点の決定は、そのまさに最善の生き残り経路に沿ってトレースバックすることによって直ちに行うことが可能である。）図９から分かるように、符号器は、（Ｊ＋Ｋ）番目の信号期間の終了時に、その開始状態からその終了状態、例示としてゼロ状態に遷移している。（開始および終了状態は、ゼロ状態である必要はなく、実際には同一状態である必要はない。しかしながら、開始および終了状態は、復号器にとって既知でなければならない。）符号器をその終了状態、すなわちコードを終了する状態にすることは、Ｋ個の信号期間に亘って達成され、Ｋは例示として２に等しい。これは、（ａ）（Ｊ＋１）番目の信号期間において、３個のデータビット、すなわちＩ２ｎからＩ４ｎのみをトレリス符号器１０６に供給し（Ｉ１ｎはＷ２ｎの値に等しく設定される）、（ｂ）次の（Ｊ＋Ｋ）番目の信号期間、すなわち（Ｊ＋２）番目の信号期間において、２個のデータビット、すなわちＩ３ｎおよびＩ４ｎのみをトレリス符号器１０６に供給する（Ｉ１ｎおよびＩ２ｎはそれぞれＷ２ｎおよびＷ１ｎの値に等しく設定される）ことによって実行される。
【００３９】
最初の（Ｊ＋Ｋ）番目の信号期間のそれぞれにおいて、５個の符号器出力ビットＹ０ｎ〜Ｙ４ｎがコンステレーションマッパ１０８に提供され、上述したようにこれらを用いて図３の例示のコンステレーションのどの信号点が信号点Ｐｎとして送信されるかを判定する。最初のＪ個の信号期間において生成される信号点を本明細書において主データ信号点と呼ぶ。コード終了プロセスの一部として次のＫ＝２以降の信号期間に亘って生成される信号点をコード終了信号点と呼ぶ。
【００４０】
次のＬ個の信号期間におけるデータビットは、本発明の原理に従って処理される。特に、本例示の実施形態において、変換利得から利益を受けにくい、これらの信号期間において送信される信号点は、その耐エラー性がそこから利益を得やすい（Ｊ＋Ｋ）個の前の信号点のものと少なくとも同程度になるように送信される。より詳細には、本明細書において経路終端信号点と呼ばれるこれらの信号点は、前の信号期間に使用されるものより小さい、すなわち信号点が少ないコンステレーションから例示として選択される。この小さいコンステレーションは、例示として図１１の２−ＱＡＭコンステレーションである。好ましい実施形態において、この所定の小さいコンステレーションは、詳細を後述する所定の設計規則に従う。図１１のコンステレーションは、２つの信号点ｒ１およびｒ２で構成され、１つの送信機サブセットＲを構成する。
【００４１】
（Ｊ＋Ｋ＋Ｌ）ないしＱ番目の信号期間のそれぞれにおいて、１つのデータビットがコンステレーションマッパ１０８により使用され、２つの信号点の一方を選択する。符号器は終了状態のままであり、対応する送信機トレリス線図は、図１２に示すように、１本の枝が１つの現行状態と１つの次の状態とを結んだ状態で、各信号期間において１つのノードを構成する。この枝はＲとラベルされ、送信されるそれぞれの信号点がサブセットＲの一要素であることを示している。したがって、図９に示すように、（Ｊ＋Ｋ＋Ｌ）ないしＱ番目の信号期間から延びたトレリスは、図１２の単一枝のトレリス線図の連結である。このため、経路終端信号点のそれぞれは、１つのサブセットＲから選択される。
【００４２】
要約すると、次に、Ｑ個の信号点のパケットが送信される。パケットは、主データ信号点と、コード終了信号点と、経路終端信号点とを含み、これらのすべてがデータ担持(data-bearing)である。（非符号化の適用において、さらに詳細を後述するように、コード終了信号点の必要はなく、このため、経路終端信号点は、主データ信号点の直後にある。）信号点のノイズおよびＩＳＩにより損なわれた部分は、受信機２００、特に、送信信号点を回復するように動作するＭ経路ＤＦＥ／復号器共有器２０２により受信される。
【００４３】
図１０は、送信された信号点のパケットの復号に使用される受信機トレリスを示す。経路終端信号点において、１つの状態のみ、および現在から次の状態への枝が１つしかない点で、受信機トレリスは送信機トレリスに対応していることがわかる。主データおよびコード終了信号点において、受信機トレリスは、例示として、図７の改良受信機トレリス線図の一連の連結で構成される。すなわち、これらの信号点において、送信機トレリスはコンステレーションの８サブセット分割に基づいているが、ＤＦＥ／復号器共有器により使用される受信機トレリスは、１６サブセット分割に基づく。
【００４４】
先に記載したように、受信された主データおよびコード終了信号点に応答して、改良受信トレリスを経由するＭ個の生き残り信号点経路の連続セットは、個々の送信機信号点のシーケンスに対応する２個以上の経路が生き残り経路のものとして認識できるように認識される。そして、（Ｊ＋Ｋ）番目の信号期間においてコード終了状態（たとえば、状態０）において終端するＭ個の生き残り経路は、損なわれた経路終端信号点が受信される際に、ＩＳＩ成分が生き残り経路の関数となる上記と同一方法で伸長される。経路終端信号点があることで、先行する信号点のすべてが経路指向復号器／ＤＦＥ共有器により提供される変換利得の十分な利益を享受する。
【００４５】
送信された信号点は、受信機トレリスを経由するまさに最善の生き残り経路に沿ってトレースバックすることによって従来のように回復される。特に、Ｄが復号深さである場合のＤ番目の信号期間後の信号期間（Ｑ番目の信号期間以外）において、ＤＦＥ／復号器共有器は、Ｄ個の信号期間早く受信された信号点について最終判定を提供する。Ｑ番目の信号期間において、最後の信号点が受信された後、まだ判定がなされていない信号点について、決定が残されていた点に対してそのＱ番目の信号期間の信号状態において終端するＭ個の生き残り経路のまさに最善経路に沿ってトレースバックすることによって最終判定がなされる。パケット送信適用の中には、パケットにおける最後の信号点が受信されるまでいずれの判定も延長させるものもある。このとき、パケットの最初に対してまさに最善の経路に沿ってトレースバックを行うことによって得られる信号点が、送信される信号点であることを一括して宣言される。
【００４６】
上述のように、好ましい実施形態において、経路終端信号点の送信において使用される比較的小さいコンステレーションは、所定の設計規則に従う。まず、この小さいコンステレーションの平均パワーは、そうでなければ送信全体の平均パワーが増大してしまうので、主データおよびデータ終端信号点の送信に使用される比較的大きいコンステレーションの平均パワー以下でなければならない。しかしながら、この規則を破ることは、それ自体、本発明の利点を損なうことではない。
【００４７】
第二に、小さい方のコンステレーションの信号点間の最小距離は、大きい方のコンステレーションの、受信機サブセット（たとえば、Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２等）それぞれの信号点間の最小距離、すなわち、受信機サブセットのサブセット内最小距離ほどでなければならない。この後者の要件が満たされない場合、経路終端信号点の復号の精度は、他の信号点のものより信頼性がなく、これにより、本発明によって達成される目的の１つを損なう。
【００４８】
上記に記載した要件を満たすいずれのコンステレーションも、経路終端信号点の小さい方のコンステレーションとして使用可能である。小さい方のコンステレーションを構成する信号点の数は、たとえば、チャネル条件ならびに主データおよびコード終了信号点に使用される大きい方のコンステレーションのサイズ等多くの要因の関数である。この後者のコンステレーションのサイズが大きくなると、小さい方のコンステレーションとして使用されるコンステレーションのサイズも大きくなる。たとえば、大きい方のコンステレーションが符号化６４−ＱＡＭである場合、小さい方のコンステレーションは４−ＱＡＭコンステレーションとすることができる。さらに、本実施形態における小さい方のコンステレーションは、たとえば、Ｂ２等、１つの特定の受信機サブセットにおける信号点で構成されていることが可能であるが、こうすることによって、通常望ましくない直流成分を導入してしまっている。しかしながら、必要ではないが、大きい方のコンステレーションから選択された信号点を小さい方のコンステレーションの信号点として選択することは、実施の観点から好都合である。
【００４９】
上述のように、本発明は、符号化変調を実施する構成（Ｎ状態の送信機が使用される、ただし、Ｎは１より大きい）のみならず、非符号化変調を使用する構成（Ｎが１である）にも適用可能である。後者の構成において、送信機トレリス線図は、Ｎ＝１状態のみを有し、１つの状態遷移のみを有する。図１３〜１６はこの方法を例示する。
【００５０】
非符号化変調システムにおける本発明の一実施において、送信機１０１は、Ｑ’個の信号点のパケットをＱ’個の信号期間において生成し、Ｑ’個の信号点は、Ｊ個の主データ信号点とＬ個の経路終端信号点で構成される、すなわち、Ｑ’＝（Ｊ＋Ｌ）である。（これは非符号化システムであるため、終了されるべきコードがないのでコード終了信号点を有する必要はない。）特に、変換器１０４の出力においてパラレルに提供されるビットは、コンステレーションマッパ１０８に提供され、次いで、これらのビットを使用してチャネル信号点を選択する（非符号化変調システムにおいてトレリス符号器は存在しない）。
【００５１】
より具体的には、Ｊ個の主データ信号点の１つずつについて、変換器出力ビットの４個がコンステレーションマッパ１０８により使用され、所定のコンステレーションの信号点から、例示として図１３の１６−ＱＡＭコンステレーションからの信号点を主データ信号点として選択する。本システムは非符号化であるため、トレリス符号化の意味においてコンステレーションサブセットはない。しかしながら、コンステレーションの１６個の信号点は、すべて単一サブセットＴを構成すると考えられる。
【００５２】
Ｌ個の経路終端信号点の１つずつについて、１個の変換器出力ビットがコンステレーションマッパ１０８により使用され、第２の所定のコンステレーションの信号点から、例示として図１４の２−ＱＡＭコンステレーションからの信号点を経路終端信号点として選択する。好ましい実施形態において、この第２の所定のコンステレーションの信号点は、上述した設計規則に従う。図１４のコンステレーションは、２個の信号点ｓ１およびｓ２からなり、１つの送信機サブセットＳを構成する。
【００５３】
送信機１０１の動作が図１５の送信機トレリスにおいて説明される。最初のＪ個の信号期間において１６−ＱＡＭコンステレーションから選択された信号点の任意のもの、さらに次のＬ個の信号期間において２−ＱＡＭコンステレーションから選択された信号点のいずれか１個を送信することが可能であるため、送信機は、１つの状態のみを有し、このためトレリスは一連の単一枝で構成される。１つの現行状態を１つの次の状態に結ぶ１本の枝は、主データ信号点が生成される最初のＪ個の信号期間においてＴとラベルされ、これらの信号期間において送信される次の信号点がサブセットＴの一要素であることを示している。同様に、１つの現行状態を１つの次の状態に結ぶ枝は、次のＬ個の信号期間においてＳとラベルされ、これらの信号期間において送信される次の信号点がサブセットＳの一要素であることを示している。
【００５４】
受信機において、１つの送信機サブセットＴは、例示として、図１６に示すように、８個の改良受信機サブセットＴ１ないしＴ８に分割される。図１５の改良受信機トレリスは、最初のＪ個の信号期間における単一枝のそれぞれが、８個の受信機サブセットの１つにそれぞれ対応する８本の枝に置き換えられるという点でこの分割を反映している。最後のＬ個の経路終端信号点を復号するために使用されるトレリスの部分は、送信機トレリスの対応部分と同一のままである。すなわち、これらの信号期間において、現在と次の状態の間には枝が１本しかなく、この枝は２−ＱＡＭコンステレーション全体と関連づけられている。復号は、符号化された場合について上述したものと同様に進む。
【００５５】
【外６】
【外７】
パケットに含められる経路終端信号点の適当な数Ｌは、特定のＩＳＩチャネルに依存する。所与の信号点のエネルギーが、隣接する信号期間の数が大きくなると広がっていくため、ＩＳＩが深刻であるほど、Ｌが取るべき値は大きくなる。したがって、Ｌの値を決定するために、送信機には、チャネルの長さ等の情報を設けてもよく、あるいは、その情報を受信機から入手可能としてもよい。または、送信機は、チャネル情報の最悪の場合の推定を行ってもよい。
【００５８】
図１８および図１９に示すエラーレート曲線は、本発明の有利な特性を示す。これらの図のそれぞれは、図示のように、それぞれの曲線がそれぞれの復号方法についてのものであり、特定チャネルにおける、チャネル信号対雑音比の関数として実験に基づいて決定されたパケットエラーレートを示す曲線を図示する。右から左に動くそれぞれの連続曲線は、より大きなレベルのチャネルノイズ、すなわち、より低い信号対雑音比が許容可能である一方、依然として所与のパケットエラーレートを達成している点で改良されたレベルの性能を表す。（これらの図におけるｘ軸に示す信号対雑音比は、ＩＳＩ成分を含まない状態での信号パワーと付加ガウスノイズパワーとの比を表す。しかしながら、曲線自体はＩＳＩを考慮している。）
【００５９】
図１８は、非符号化１６−ＱＡＭについて３つの異なる復号方法を比較し、それぞれ、（１）従来のＤＦＥを使用する、（２）経路終端を有さないが、１６−ＱＡＭコンステレーションの改良８サブセット分割に基づく１２経路ＤＦＥ／復号器共有器を使用する、および（３）（２）の方法を使用するが、Ｌ＝３としたときの本発明に従う経路終端を使用する、前述の方法を凌ぐ増大性能を有する。いずれか特定の方法により達成される性能は、他と比較して、処理利得について表すことが可能であり、所与のパケットエラーレートにおけるその性能曲線間での信号対雑音比の差を意味する。たとえば、１０−４のパケットエラーレートにおいて、Ｍ経路ＤＦＥ／復号器共有器の使用により達成される処理利得のほとんどは、経路終端を実行しない場合には失われることが図１８から容易に分かる。これは、本発明の原理に従う経路終端方法が、パケットにおける主データ信号点の最終判定が変換利得を活用し、経路終端信号点自体が、向上したエラーイミュニティを有することによる。
【００６０】
図１９は、符号化変調システムの結果を示す。特に、本図は、従来のＤＦＥによる非符号化１６−ＱＡＭについてのベンチマーク曲線を示す。コード終了のみが使用された状態で、二次元８状態トレリス符号化３２−ＱＡＭを、コンステレーションの改良１６サブセット分割に基づいて１６経路ＤＦＥ／復号器共有器とともに使用することで、より一層良好な性能が達成される。その同一コードおよびＤＦＥ／復号器共有器を使用するが、ここではＬ＝３としたときの本発明の原理に従うコードおよび経路終端を使用することによって、さらに良好な性能が達成される。
【００６１】
上記は本発明の原理を例示しているにすぎない。たとえば、本発明の原理を具体化する構成において、符号化または非符号化変調を使用するかにかかわらず、所望であれば、リード・ソロモン符号化等、別の「レイヤ」の符号化を含めることが可能である。かかる符号化は、変調に先立って送信されることが望ましいデータビットに適用される。したがって、図１において、たとえば、リード・ソロモンまたは他の符号器をスクランブラ１０２とＳ／Ｐ変換器１０４の間に介在させることが可能であり、リード・ソロモン復号器をＰ／Ｓ変換器２０４とデスクランブラ２０６の間に介在させることが可能である。また、リード・ソロモン符号化が関与する場合によく見られるように、従来のインターリーブおよびデインターリーブを使用してもよい。
【００６２】
例示の実施形態のチャネル１１２は、例示として、相当量の物理的距離に亘って広がる有線または無線遠隔通信チャネルである。しかしながら、本発明は、たとえば、音声および／または映像磁性体、またはその他の記録媒体を含む「チャネル」といわれる他の伝送経路にも等しく適用可能である。かかる構成において、遠隔通信適用のように、信号点をチャネルに適用するシステムの部分は「送信機」であり、チャネルから信号点を受信するシステムの部分は「受信機」である。
【００６３】
本明細書のブロック図は、本発明の原理を具体化する例示の回路の概念図を示す。同様に、いずれのフローチャート、フロー図、状態遷移図、擬似コード等が、コンピュータ読み取り可能な媒体において実質的に表現可能であり、コンピュータまたはプロセッサにより、かかるコンピュータまたはプロセッサが明確に図示されているか否かにかかわらず実行される各種のプロセスを表すことが理解されよう。
【００６４】
「プロセッサ」とラベルされた機能ブロックを含む図に示される各種要素の機能は、専用ハードウェア、および適当なソフトウェアと関連するソフトウェアを実行可能なハードウェアの使用により提供され得る。プロセッサにより提供される際、機能は、単一の専用プロセッサにより、単一の共有プロセッサにより、あるいはそのいくつかが共有可能である複数の個別プロセッサにより提供されてもよい。さらに、「プロセッサ」または「コントローラ」の用語の明確な使用は、ソフトウェアを実行可能なハードウェアを排他的に言及していると解釈されるべきではなく、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ハードウェア、ソフトウェアを記憶する読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、および不揮発性記憶装置を暗黙的に含むが、これらに限定されない。他のハードウェア、従来のおよび／またはカスタムも含まれる。
【００６５】
本明細書に記載されるすべての例および仮定的な文言は、とりわけ、読者が本発明の原理を理解するのに助けとなる教示的目的のみのために主に意図され、このような具体的に記載される例および状態を制限しないものと解釈されるべきである。さらに、本発明の原理、態様および実施形態、ならびにその具体的な例を記載する本明細書のすべての文言は、その構造的および機能的な等価物を包含すると意図される。さらに、かかる等価物は、現在知られている等価物ならびに今後開発される等価物、すなわち、構造にかかわらず同一機能を奏する、開発されるいずれの要素も含むことが意図される。
【００６６】
同様に、本明細書の請求の範囲において、特定される機能を実行する手段として表現されるいずれの要素も、その機能を奏する、たとえば、（ａ）その機能を奏する回路要素の組合せ、または（ｂ）これによりファームウェア、マイクロコード等を含む、該機能を奏するためのソフトウェアを実行する適当な回路と結合されるいずれの形式のソフトウェア、を含むいずれの手段も包含することが意図される。かかる請求の範囲により規定される発明は、各種の記載された手段により提供される機能性が請求の範囲において召喚される方法で互いに組み合わされ、一体化される事実にある。したがって、出願人は、これらの機能性を提供することが可能な任意の手段を本明細書に示されたものの等価物として考える。
【００６７】
したがって、本明細書において明確に図示または説明されていないとしても、本発明の原理を具体化し、それによりその精神および範囲に包含される様々な構成を案出することが当業者には可能であることが理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明が例示として使用される通信システムの一般化ブロック図を示す。
【図２】 図１の通信システムにおいて使用されるトレリス符号器の例示の実施形態を示す。
【図３】 ８個の送信機サブセットに分割される例示の３２個の信号点コンステレーションを示す。
【図４】 図２のトレリス符号器の動作を表す送信機トレリス線図を示す。
【図５】 図４のトレリス線図に対応するトレリスの一部を示す。
【図６】 ８個の送信機サブセットのそれぞれをさらに２個の受信機サブセットに分割した図３のコンステレーションを示す。
【図７】 図６の１６サブセット分割に基づく改良受信機トレリス線図を示す。
【図８】 図１の通信システムにおいて使用されるＭ経路復号器／ＤＦＥ（判定帰還等化機）共有器の、特定時点における機能図を提示する。
【図９】 本発明の原理に従う、パケット送信環境における符号化変調システムについての送信機トレリスの主データ、コード終了および経路終端部分を示す。
【図１０】 本発明の原理に従う、パケット送信環境における符号化変調システムについての受信機トレリスの主データ、コード終了および経路終端部分を示す。
【図１１】 図９の経路終端部分が基準とする例示の２−ＱＡＭ信号点コンステレーションを示す。
【図１２】 図９の送信機トレリスに対応する経路終端の例示の送信機トレリス線図を示す。
【図１３】 １６信号点コンステレーションを示す。
【図１４】 図１５の経路終端部分が基準とする例示の２−ＱＡＭ信号点コンステレーションを示す。
【図１５】 本発明の原理に従う、パケット送信環境における非符号化変調についての送信機トレリスと受信機トレリスのそれぞれの主データおよび経路終端部分を示す。
【図１６】 ８個の受信機サブセットに分割された図１３のコンステレーションを示す。
【図１７】 図１のＭ経路ＤＦＥ／復号器共有器のブロック図／機能説明図の一体図である。
【図１８】 経路終端を有する、および有さない、図１６の分割に基づく図１の１２経路ＤＦＥ／復号器共有器による図１３の非符号化１６−ＱＡＭの特定ＩＳＩチャネルにおける性能を示す。
【図１９】 経路終端を有する、および有さない、図６の分割に基づく図１の１６経路ＤＦＥ／復号器共有器による図２〜３の符号化３２−ＱＡＭの特定ＩＳＩチャネルにおける性能を示す。
Claims (10)
- 信号点列の第１の部分を受信器に送信するステップであって、該受信器が所定のレベルのエラーイミュニティを確保するために該第１の部分の信号点が送信機符号化とは異なるエラーイミュニティ強化を受け、該エラーイミュニティ強化は他のシグナリング間隔に分散された信号エネルギーの一部分を各信号点に戻すことによってデコーダにおいて行われるステップ、及び、
前記信号点列の所定の位置に発生する前記信号点列の第２の部分を前記受信器に送信するステップであって、該受信器が該第２の部分の信号点が実質的に前記レベルのエラーイミュニティを確保するように前記第１の部分の信号点よりも小さいエラーイミュニティ強化を受けるステップからなる方法。 - 請求項１に記載の方法において、該第１の部分の信号点が第１の信号点コンステレーションから選択され、そして該第２の部分の信号点が該第１の信号点コンステレーションよりは少ない信号点を有する第２の信号点コンステレーションから選択されることを特徴とする方法。
- 請求項２に記載の方法において、該第１の信号点コンステレーションが信号点の複数個の受信機サブセットに分割されており、該受信機は該分割を考慮するように該第１の部分の信号点を処理し、そして該第２のコンステレーションは最小距離だけ分離される複数個の信号点からなるものであり、該最小距離は該サブセットの内部サブセット最小距離と同様であることを特徴とする方法。
- 請求項３に記載の方法において、該受信機は、経路指向復号器／ＤＦＥ共有器を用いて、少なくとも該第１の部分の信号点を復号することを特徴とする方法。
- 信号点のパケットを復号する方法であって、
第１の信号点にエラーイミュニティ強化を与えることによって少なくともある程度確保される第１のレベルの信頼性を該第１の信号点に対して確保するように該第１の信号点を復号するステップであって、該エラーイミュニティ強化は他のシグナリング間隔に分散された信号エネルギーの一部分を各信号点に戻すことによって行われるステップ、及び、
第２の信号点を復号するステップであって、前記第２の信号点が該復号ステップによって第２のレベルの信頼性が確保されるような信号点であり、実質的に前記第１のレベルと同等である前記第２のレベルを少なくともある程度確保するように前記第２の信号点に対してより小さいエラーイミュニティを与えるステップからなる方法。 - 請求項５に記載の方法において、該第１の信号点が第１の所定の信号点コンステレーションから選択され、該第１のコンステレーションが信号点の複数個のサブセットに分割され、該第１の信号点が該分割を用いて該信号点の第１のものを復号する段階において復号され、該第２の信号点が第２の所定の信号点コンステレーションから選択され、該第２のコンステレーションが最小距離で分離された複数の信号点からなり、そして、該最小距離は、該第１のコンステレーションの該サブセットの内部サブセット最小距離と同様であることを特徴とする方法。
- 請求項５に記載の方法において、該第２のコンステレーションは該第１のコンステレーションより少ない信号点を有することを特徴とする方法。
- 信号点のパケットが、各パケットの初期信号点にエラーイミュニティ強化を与え、各パケットの残りの信号点により小さいエラーイミュニティ強化を与える復号器に送信されるデータ通信システムにおいて使用される方法であって、該エラーイミュニティ強化は他のシグナリング間隔に分散された信号エネルギーの一部分を各信号点に戻すことによって行われ、該方法は、
第１のレベルのエラーイミュニティを提供するように、パケットの各々の該初期信号点を該復号器に送信するステップ、及び、
該第１のレベルに比べて充分に大きく、かつ該残りの信号点と比較して該初期信号点のものと同程度の該復号器のエラーレート性能である第２のレベルのエラーイミュニティを提供するように、該パケットの各々の残りの信号点を該復号器に送信するステップからなる方法。 - 請求項８に記載の方法において、該初期信号点が第１の信号点コンステレーションから選択され、そして該残りの信号点が該第１の信号点コンステレーションよりが少ない信号点を有する第２の信号点コンステレーションから選択されることを特徴とする方法。
- 請求項９に記載の方法において、該第１の信号点コンステレーションが信号点の複数個の受信機サブセットに分割され、該初期信号点を送信する段階は該分割の関数であり、そして該第２の信号点コンステレーションは、該サブセットの内部サブセット最小距離と同様の最小距離で分離されている複数個の信号点からなることを特徴とする方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/247,704 US6421395B1 (en) | 1999-02-09 | 1999-02-09 | Termination of coded or uncoded modulation with path-oriented decoder |
| US09/247,704 | 1999-02-09 | ||
| PCT/US2000/003155 WO2000048369A1 (en) | 1999-02-09 | 2000-02-07 | Termination of coded or uncoded modulation with path-oriented decoder |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002537688A JP2002537688A (ja) | 2002-11-05 |
| JP3683501B2 true JP3683501B2 (ja) | 2005-08-17 |
Family
ID=22935997
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000599186A Expired - Fee Related JP3683501B2 (ja) | 1999-02-09 | 2000-02-07 | 経路指向復号器による符号化または非符号化変調の終了 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6421395B1 (ja) |
| EP (1) | EP1151588B1 (ja) |
| JP (1) | JP3683501B2 (ja) |
| CN (1) | CN1127247C (ja) |
| AT (1) | ATE349123T1 (ja) |
| AU (1) | AU2873900A (ja) |
| CA (1) | CA2361374C (ja) |
| DE (1) | DE60032462T2 (ja) |
| ES (1) | ES2275496T3 (ja) |
| TW (1) | TW478268B (ja) |
| WO (1) | WO2000048369A1 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6738949B2 (en) * | 1998-05-13 | 2004-05-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Error correction circuit and error correction method |
| US6690739B1 (en) * | 2000-01-14 | 2004-02-10 | Shou Yee Mui | Method for intersymbol interference compensation |
| US6934317B1 (en) * | 2000-10-11 | 2005-08-23 | Ericsson Inc. | Systems and methods for communicating spread spectrum signals using variable signal constellations |
| US7000175B2 (en) * | 2000-11-03 | 2006-02-14 | Agere Systems Inc. | Method and apparatus for pipelined joint equalization and decoding for gigabit communications |
| JP3843891B2 (ja) * | 2001-08-16 | 2006-11-08 | 日本電気株式会社 | 多値変調装置と多値復調装置と多値変復調通信システムおよびその変復調プログラムならびに変復調方法 |
| US7983354B2 (en) * | 2005-11-25 | 2011-07-19 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Digital broadcast transmitter/receiver having an improved receiving performance and signal processing method thereof |
| US8184656B2 (en) * | 2007-10-02 | 2012-05-22 | Microsoft Corporation | Control channel negotiated intermittent wireless communication |
| US8897394B1 (en) * | 2008-04-08 | 2014-11-25 | Marvell International Ltd. | Methods and apparatus for adaptively selecting a communications mode in high frequency systems |
| WO2011035472A1 (zh) * | 2009-09-24 | 2011-03-31 | 华为技术有限公司 | 一种信号传输方法、发送端和接收端 |
| WO2024034003A1 (ja) * | 2022-08-09 | 2024-02-15 | 日本電信電話株式会社 | 軟判定装置、軟判定方法及びプログラム |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4956851A (en) * | 1988-05-25 | 1990-09-11 | Case Communications Inc. | Modem with remote speed-change capability |
| US5185763A (en) * | 1991-04-09 | 1993-02-09 | Racal-Datacom, Inc. | Data bit to constellation symbol mapper |
| US5351249A (en) * | 1991-07-19 | 1994-09-27 | Interdigital Technology Corporation | Trellis coded FM digital communications system and method |
| US5548615A (en) * | 1993-05-03 | 1996-08-20 | At&T Corp. | Methods and apparatus for rotationally invariant multilevel coding |
| US5596604A (en) * | 1993-08-17 | 1997-01-21 | Amati Communications Corporation | Multicarrier modulation transmission system with variable delay |
| US5751739A (en) * | 1994-04-29 | 1998-05-12 | Lucent Technologies, Inc. | Methods of and devices for enhancing communications that use spread spectrum technology |
| US5621761A (en) * | 1994-12-09 | 1997-04-15 | General Instrument Corporation Of Delaware | Rotationally invariant trellis coding incorporating transparent binary convolutional codes |
| US5745528A (en) * | 1995-07-13 | 1998-04-28 | Zenith Electronics Corporation | VSB mode selection system |
| US5805203A (en) * | 1996-05-21 | 1998-09-08 | Jsm Co., Inc. | Time division, multiplexed, shared bandwidth communication system |
| US5790570A (en) * | 1996-08-30 | 1998-08-04 | Cornell Research Foundation, Inc. | Concatenated trellis coded modulation and linear block codes |
| US5872817A (en) * | 1997-07-02 | 1999-02-16 | Lucent Technologies Inc. | Joint viterbi decoder and decision feedback equalizer |
| US5995551A (en) * | 1997-08-15 | 1999-11-30 | Sicom, Inc. | Rotationally invariant pragmatic trellis coded digital communication system and method therefor |
| US6131180A (en) * | 1997-11-03 | 2000-10-10 | Ericsson, Inc. | Trellis coded modulation system |
| US6005897A (en) * | 1997-12-16 | 1999-12-21 | Mccallister; Ronald D. | Data communication system and method therefor |
| US6158041A (en) * | 1998-10-14 | 2000-12-05 | Cisco Technology | System and method for I/Q trellis coded modulation |
-
1999
- 1999-02-09 US US09/247,704 patent/US6421395B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-02-02 TW TW089101843A patent/TW478268B/zh not_active IP Right Cessation
- 2000-02-07 JP JP2000599186A patent/JP3683501B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-02-07 CN CN00803586.5A patent/CN1127247C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2000-02-07 ES ES00907204T patent/ES2275496T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2000-02-07 AU AU28739/00A patent/AU2873900A/en not_active Abandoned
- 2000-02-07 WO PCT/US2000/003155 patent/WO2000048369A1/en active IP Right Grant
- 2000-02-07 AT AT00907204T patent/ATE349123T1/de not_active IP Right Cessation
- 2000-02-07 CA CA002361374A patent/CA2361374C/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-02-07 EP EP00907204A patent/EP1151588B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-02-07 DE DE60032462T patent/DE60032462T2/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2361374C (en) | 2007-05-29 |
| AU2873900A (en) | 2000-08-29 |
| EP1151588A1 (en) | 2001-11-07 |
| JP2002537688A (ja) | 2002-11-05 |
| DE60032462D1 (de) | 2007-02-01 |
| CN1127247C (zh) | 2003-11-05 |
| TW478268B (en) | 2002-03-01 |
| CA2361374A1 (en) | 2000-08-17 |
| ES2275496T3 (es) | 2007-06-16 |
| US6421395B1 (en) | 2002-07-16 |
| EP1151588B1 (en) | 2006-12-20 |
| CN1340262A (zh) | 2002-03-13 |
| DE60032462T2 (de) | 2009-10-01 |
| WO2000048369A1 (en) | 2000-08-17 |
| ATE349123T1 (de) | 2007-01-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US20030108113A1 (en) | Implementing reduced-state viterbi detectors | |
| KR100785410B1 (ko) | 하이브리드 서바이버 메모리 구조체 | |
| US8699557B2 (en) | Pipelined decision-feedback unit in a reduced-state Viterbi detector with local feedback | |
| US6178209B1 (en) | Method of estimating trellis encoded symbols utilizing simplified trellis decoding | |
| US7042938B2 (en) | Soft bit computation for a reduced state equalizer | |
| KR19990013737A (ko) | 결합된 비터비 복호기 및 결정 피드백 등화기 | |
| US6233286B1 (en) | Path-oriented decoder using refined receiver trellis diagram | |
| US20050268211A1 (en) | Method and apparatus for precomputation and pipelined selection of branch metrics in a reduced-state Viterbi detector | |
| US6151370A (en) | Path-oriented decoder for signal-dependent noise | |
| JP3683501B2 (ja) | 経路指向復号器による符号化または非符号化変調の終了 | |
| WO2001019011A1 (en) | Combined equalization and decoding technique | |
| Anand et al. | Continuous error detection (CED) for reliable communication | |
| US8189704B2 (en) | Method and apparatus for joint equalization and decoding of multilevel codes | |
| Haratsch | High-speed VLSI implementation of reduced complexity sequence estimation algorithms with application to Gigabit Ethernet 1000Base-T | |
| US10177876B2 (en) | Sequence detector | |
| US20050265492A1 (en) | Method and apparatus for precomputation and pipelined selection of intersymbol interference estimates in a reduced-state Viterbi detector | |
| JP4024364B2 (ja) | デジタル伝送システム、デジタル信号の受信機及びデジタル信号の受信方法 | |
| US6442212B1 (en) | Method and apparatus for transmission of digital data | |
| Olcer | Reduced-state sequence detection of multilevel partial-response signals | |
| Vasudevan | Detection of signals in correlated interference using a predictive VA | |
| Singer et al. | Linear iterative turbo-equalization (LITE) for dual channels | |
| Anand et al. | Application of continuous error detection for joint equalization and coding for ISI channels | |
| Kohno et al. | An automatic equalizer including a Viterbi decoder for trellis coded modulation system | |
| Myburgh et al. | Reduced Complexity Combined Soft-Decision MLSE Equalization and Decoding | |
| Gosse et al. | Iterative hybrid decision-aided equalization for wireless communications |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040212 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20040512 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20040519 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040528 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041018 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20050118 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20050127 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050407 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050502 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050525 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090603 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100603 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100603 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110603 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120603 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120603 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130603 Year of fee payment: 8 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |