JP3682853B2 - Orthogonal frequency division multiplex signal transmission system, transmitter and receiver - Google Patents

Orthogonal frequency division multiplex signal transmission system, transmitter and receiver Download PDF

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置に係り、特に符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex）信号に変換して送受信する直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号化されたディジタル映像信号などを限られた周波数帯域で伝送する方式の一つとして、２５６直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）などの多値変調されたディジタル情報を多数の搬送波を用いてＯＦＤＭ信号として伝送するＯＦＤＭ方式が、マルチパスに強い、妨害を受けにくい、周波数利用効率が比較的良いなど特長から従来より知られている。このＯＦＤＭ方式は多数の搬送波を直交して配置し、各々の搬送波で独立したディジタル情報を伝送する方式である。なお、「搬送波が直交している」とは、隣接する搬送波のスペクトラムが当該搬送波の周波数位置で零になることを意味する。
【０００３】
このＯＦＤＭ波を送信する送信装置では、送信するデータを逆離散的フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算して得られたディジタルベースバンドの複数の同相信号（Ｉ信号）と直交信号（Ｑ信号）を、Ｄ／Ａ変換器、低域フィルタ（ＬＰＦ）をそれぞれ通過させた後、直交変調器により中間周波数（ＩＦ）に変換合成し、更にその後、周波数変換器でＲＦ信号帯に周波数変換し、帯域フィルタ（ＢＰＦ）で不要周波数成分を除去し、送信部で電力増幅して、送信アンテナより電波発射する。
【０００４】
一方、受信装置においては、周波数変換器で受信ＲＦ信号の中間周波数への周波数変換を行って増幅器で中間周波増幅を行い、ＢＰＦで不要周波数成分を除去した後、直交復調器によりＩ信号とＱ信号に分離する。その後、分離したＩ信号とＱ信号をＬＰＦ、Ａ／Ｄ変換器及び離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）回路、ＱＡＭ復号回路をそれぞれ通してＱＡＭ復号等を施し、データを復元する。
【０００５】
これらのＯＦＤＭ信号伝送過程において、送信装置、受信装置ともに、Ｉ信号とＱ信号に分離されている時点で、互いの系の間に相対的な振幅特性差、位相特性差があると、あるいは、直交変調器、直交復調器に正確な９０度位相差の変調波あるいは復調波が供給されないと、符号誤りを生じてしまう。すなわち、自身の周波数の振幅変化と位相変化、および、対称な反対側の周波数へのクロストーク（イメージ成分）の発生が起こる。
【０００６】
そこで、従来より上記の符号誤りの発生を防止するために、Ｉ信号とＱ信号に分離されている時点での振幅特性差、位相特性差、あるいは、直交変調器、直交復調器に正確な９０度位相差の変復調波が供給されないという、Ｉ信号及びＱ信号相互間の特性差（誤差）をなくすための方法が種々提案されている（例えば、特開平６−３５０６５８号、特開平３−７６６２３号、特開平５−２２７２３９号、特開平５−１１０３６９号、特開平３−５３７３５号、特開平６−１８８９３２号、特開平４−２９０３３７号）。
【０００７】
また、Ｉ信号及びＱ信号自体の周波数振幅特性や周波数位相特性を規定の特性とするための補正も従来より提案されており、例えば送信装置においてはＩ信号、Ｑ信号の周波数振幅特性と周波数位相特性、直交変調波の位相、ＩＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周波数位相特性、ＲＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周波数位相特性、また、受信装置においてもＩ信号、Ｑ信号の周波数振幅特性と周波数位相特性、直交復調波の位相、ＩＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周波数位相特性、ＲＦ波帯信号処理の周波数振幅特性と周波数位相特性、更に電波伝搬のマルチパス環境下における周波数振幅特性と周波数位相特性などの、各種特性のいずれか一つ又は二以上の特性を補正する提案もなされている（特開平６−３１１１３４号、特開平５−２１９０２１号各公報）。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これらの従来の補正方法は、いずれも回路構成の複雑さからコストアップとなり、精度にも限度がある。すべての誤差を補正するにはさらに複雑となる。また、ＯＦＤＭ信号用については適当でないものもある。更に送受信機で直交性のズレを補償している従来方法（特開平６−１８８９３２号公報）はＩ信号、Ｑ信号の振幅のズレは補償していなかったり、送信機において、Ｄ／Ａ変換器の前段にディジタル直交変調器を配置して、送信系の誤差を原理的になくすようにした従来方法（特開平４−２９０３３７号公報）では、Ｄ／Ａ変換器の動作速度とビット幅の制約から使用できる装置が限定されるなどの問題がある。
【０００９】
このように、従来はＩ信号、Ｑ信号の振幅特性差、位相特性差、直交性誤差は、送受信信号の符号誤りの直接の原因となり、これら誤差の除去若しくは補償が行われているが、より一層の精度の向上を図るには一定の限界がある。更に、周波数特性の補償等、ＯＦＤＭ信号への対応まで考慮したものは従来なかった。
【００１０】
本発明は以上の点に鑑みなされたもので、誤差を許容して誤差を補正することにより、回路構成を複雑にすることなく、符号誤りの発生を防止し得る直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置を提供することを目的とする。
【００１１】
また、本発明の他の目的は誤差のほかに、周波数による特性を補正することによりＯＦＤＭ信号伝送に適用して好適な直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明の直交周波数分割多重信号伝送方式は、送信側では、互いに周波数の異なる複数の搬送波のそれぞれを、各搬送波に割り当てられた伝送すべき情報信号からそれぞれ得た同相信号と直交信号で別々に変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成してシンボル単位で送信し、受信側では周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復号した後情報信号を復調する直交周波数分割多重信号伝送方式において、
送信側では、複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組で既知の参照信号を送信すると共に、既知の参照信号を送信する正負の搬送波の組の送信位置を特定の搬送波で伝送するシンボル番号により指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、受信側では、受信した周波数分割多重信号からシンボル番号に基づいて参照信号を復号し、この参照信号から正の搬送波の実数部と虚数部、負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した伝送路特性から補正式を算出して記憶し、補正式を用いて復号した同相信号と直交信号を補正するようにしたものである。
【００１３】
また、本発明の周波数分割多重信号伝送方式では、参照信号を、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とし、正の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ及びｑであり、負の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ及びｕであるときに、受信した正の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ’及びｑ’であり、受信した負の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ’及びｕ’であるとき、受信側は伝送路特性として次式
【００１４】
【数８】
で表される係数Ｓ０〜Ｓ７を、受信参照信号を既知の参照信号から算出し、補正式として次式
【００１５】
【数９】
（ただし、H0=+S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)、H1=+S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6)、H2=+S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)、H3=+S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)、H4=+S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)、H5=+S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)、H6=+S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)、H7=+S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)、det A = S0×H0+S1×H1+S4×H2+S5×H3）
で算出された値を記憶保持し、補正式を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式
【００１６】
【数１０】
（ただし、上式中、ａ及びｂは前記正の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ｃ及びｄは前記負の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記正の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部）の演算をして補正後の受信データａ、ｂ、ｃ及びｄを得るようにしたものである。
【００１７】
ここで、参照信号は、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、正負の搬送波の組のうち正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の各値と負の搬送波で伝送する実数部と虚数部のうち、１組目の参照信号は、正の搬送波で伝送する実数部又は虚数部の値のみを所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとし、２組目の参照信号は、負の搬送波で伝送する実数部又は虚数部の値のみを所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとすることが、伝送路特性の係数算出において計算が容易になり、望ましい。
【００１８】
同様に、参照信号は、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、正負の搬送波の組のうち正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の各値と負の搬送波で伝送する実数部と虚数部のうち、１組目の参照信号は、正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の値をそれぞれ所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとし、２組目の参照信号は、負の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の値をそれぞれ所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとするようにしても、伝送路特性の係数算出において計算が容易になる。
【００１９】
また、前記目的達成のため、本発明の直交周波数分割多重信号送信装置は、複素数で表される伝送すべきディジタル情報信号が複数の実数部入力端子と虚数部入力端子にそれぞれ入力されて逆離散的フーリエ変換し、互いに周波数の異なる複数の搬送波でそれぞれ伝送される同相信号と直交信号をシンボル単位で発生する演算部と、伝送すべきディジタル情報信号のシンボル毎に値が変化するシンボル番号を発生して演算部の特定の入力端子に入力するシンボル番号計数回路と、複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波で伝送されるディジタル情報信号が入力される演算部の実数部入力端子及び虚数部入力端子と、低域側の負の搬送波で伝送されるディジタル情報信号が入力される演算部の実数部入力端子及び虚数部入力端子の組に参照信号をそれぞれ入力すると共に、参照信号を入力する実数部入力端子及び虚数部入力端子の組を一定時間毎に切り替える参照信号挿入手段と、演算部の出力同相信号及び直交信号を一時記憶する出力バッファと、出力バッファの出力同相信号及び直交信号をそれぞれ直交周波数分割多重信号に変換する変換手段と、直交周波数分割多重信号を送信する送信手段とを有する構成としたものである。
【００２０】
更に、前記目的達成のため、本発明の直交周波数分割多重信号受信装置は、互いに周波数の異なる複数の搬送波で伝送すべきディジタル情報信号を伝送すると共に、複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組に既知の参照信号が挿入され、参照信号を送信する正負の搬送波の組を、特定の搬送波で伝送するシンボル番号で指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更してなる直交周波数分割多重信号を受信する受信手段と、受信手段からの受信直交周波数分割多重信号を直交復調して、それぞれ複素数で表される同相信号及び直交信号とシンボル番号及び参照信号を得る復調手段と、復調手段からの前記同相信号及び直交信号とシンボル番号及び参照信号をそれぞれ離散的フーリエ変換してディジタル情報信号を復号すると共に、シンボル番号及び参照信号を復号する復号手段と、復号手段よりの前記シンボル番号から参照信号を復号し、この参照信号から正の搬送波の実数部と虚数部、負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をもとに伝送路特性を検出する検出手段と、検出手段により検出した伝送路特性から補正式を算出して記憶する補正式算出及び保持手段と、記憶された補正式を用いて復号手段からの同相信号及び直交信号の復号信号を補正する補正回路とから構成したものである。
【００２１】
直交周波数分割多重信号伝送方式で発生する同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）誤差の発生は送受信装置において、Ｉ信号、Ｑ信号間の振幅特性差、位相特性差、直交性誤差が原因となる。送信装置でＩ信号、Ｑ信号が合成された後から、受信装置でＩ信号、Ｑ信号が分離されるまでは、誤差は発生しない。また、従来の技術の項でも述べたように、Ｉ信号及びＱ信号相互間の特性差（誤差）をなくすような補正やＩ信号Ｑ信号それ自体の特性を規定値にするための補正では一定の制約があり、十分な補正ができない。
【００２２】
本発明は上記の点に鑑み、「誤差を発生させない」ための補正を行う従来の周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置とは異なり、「誤差を許容」して誤差を補正するようにしたものである。すなわち、本発明では、送信側で既知の基準データとして参照信号を周波数分割多重信号中に挿入して送信し、受信側でこの参照信号に基づいて、Ｉ信号とＱ信号の誤差を示す伝送路特性を検出し、補正式を求めて検出した伝送路特性を補正するようにしたものである。
【００２３】
ここで、伝送路特性の係数を１６個として４つの参照信号の送受信で伝送路特性を検出するようにしてもよいが、時々刻々と変化する伝送路特性に対する追従速度が遅くなるので、本発明では、複数の搬送波のうちの中心搬送波に対してクロストークの影響のある、互いに対称な、高域側の一の正の搬送波と、低域側の一の負の搬送波を組としてこれらの搬送波で参照信号を伝送する。更に、本発明では参照信号を挿入する正負の搬送波をシンボル番号で指定し、かつ、正負の搬送波の組を一定時間毎に切り替えることにより、すべての搬送波についての伝送路特性をも検出できるようにしたものである。
【００２４】
これにより、本発明では、前述したＩ信号及びＱ信号自体の周波数特性を従来と同様に補正できると共に、これに加えて、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、送信装置の直交変調器の直交性誤差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、受信装置の直交復調器の直交性誤差などの特性誤差をも補正することができる。
【００２５】
また、本発明は、送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、前記受信側では受信した直交周波数分割多重信号から参照信号を復号し、この参照信号から所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した情報信号を第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、第２の補正式を用いて補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第１の補正式及び第２の補正式の少なくとも一方の補正式あるいは両者を合成した補正式を構成する各係数に対して、前記それぞれの変調された搬送波を周波数順に整列し、周波数軸上で低域フィルタを挿入したフィルタ処理を行うようにした。
また、送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、その際に、前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組として、既知の参照信号が含まれるシンボルを連続的に送信し、前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、その際に、受信した前記複数の参照信号から前記正の搬送波の実数部と虚数部、前記負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をそれぞれ平均化して、又は前記漏洩成分より検出した複数の伝送路特性に基づいて平均化した前記第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正するようにした。
さらに、送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を 算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第１の補正式を用いて補正された前記正負の組の搬送波の情報信号を（ａ”＋ｊｂ”）、（ｃ”＋ｊｄ”）とし、送信された前記正負の組の搬送波の情報信号を（ａ＋ｊｂ）、（ｃ＋ｊｄ）としたとき、４行４列で表され、
第１行が Ｋ０ Ｋ１ ０ ０
第２行が −Ｋ１ Ｋ２ ０ ０
第３行が ０ ０ Ｋ６ Ｋ７
第４行が ０ ０ −Ｋ７ Ｋ６
（ただし、Ｋ０＝（ａａ”＋ｂｂ”）／（ａ” 2 ＋ｂ” 2 ）、Ｋ１＝（ａｂ”−ａ”ｂ）／（ａ” 2 ＋ｂ” 2 ）、Ｋ６＝（ｃｃ”＋ｄｄ”）／（ｃ” 2 ＋ｄ” 2 ）、Ｋ７＝（ｃｄ”−ｃ”ｄ）／（ｃ” 2 ＋ｄ” 2 ））
で表される行列を前記第２の補正式として生成し、次のシンボルで使用するようにした。
そしてまた、送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第２の補正式を、前記第１の補正式を用いて補正された情報信号における誤差信号の絶対値が小さいほど重み付けを大にして生成するようにした。
【００２６】
これにより、本発明では、第１の補正式により、受信装置のそれぞれの周波数で、Ｉ、Ｑ信号間での相対振幅・位相特性差や受信装置の直交復調器の直交性誤差などの特性誤差と、送信装置のＩＦ、ＲＦ波帯信号処理の周波数振幅・位相特性、受信装置のＲＦ、ＩＦ波帯信号処理の周波数振幅・位相特性、受信装置のＩ、Ｑ信号それぞれの周波数振幅・位相特性、緩やかに変化する電波伝搬下における周波数振幅・位相特性、送受信機の直交変復調波の位相などの周波数特性を補正できる。更に加えてこの発明では、第２の補正式を用いた補正により、高速に変化する電波伝搬下における周波数振幅・位相特性を補正できる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の各実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２８】
図１は本発明伝送方式の送信装置である直交周波数分割多重信号送信装置の第１の実施の形態のブロック図を示す。同図において、入力端子１には伝送すべきディジタルデータが入力される。このディジタルデータとしては、例えばカラー動画像符号化方式であるＭＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたディジタル映像信号や音声信号などである。この入力ディジタルデータは、入力回路２に供給されて必要に応じて誤り訂正符号の付与がクロック分周器３よりのクロックに基づいて行われる。クロック分周器３は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周して、この中間周波数に同期したクロックを発生する。
【００２９】
誤り訂正符号が付加されたディジタルデータは入力回路２から演算部４に供給される。この演算部４は本実施例の要部を構成する回路で、入力回路２よりのディジタルデータを逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算して同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を生成すると共に、後述するようにシンボル番号計数回路５よりのシンボル番号及び参照信号挿入回路６よりの参照信号もそれぞれ所定の入力端子に供給されてＩＤＦＴ演算する。
【００３０】
演算部４は一例としてデータ系列Ｎが２５６本の搬送波で送信されるとき、２倍オーバーサンプリングのＩＤＦＴ演算をして信号を発生させる。このときの演算部４への入力割り当ては、入力周波数整列型で順番に番号をふると、次のようになる。
【００３１】
ｎ＝０〜１２８ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００３２】
ｎ＝１２９〜３８３ 搬送波レベルを０とし、信号を発生させない。
【００３３】
ｎ＝３８４〜５１１ 搬送波を変調する情報信号が与えられる。
【００３４】
すなわち、演算部４の入力端子数は実数部（Ｒ）信号用と虚数部（Ｉ）信号用とに、それぞれ０番目から５１１番目までの５１２ずつあり、そのうち１番目（ｎ＝１）から１２７番目（ｎ＝１２７）までの計１２７個ずつと、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１１番目（ｎ＝５１１）の計１２７個ずつの入力端子に情報信号が入力され、また、０番目（ｎ＝０）の入力端子には直流電圧（一定）が入力され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／４）と３８４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力端子には例えばパイロット信号のための固定電圧が入力される。
【００３５】
演算部４は、このように１番目から１２７番目の入力端子と３８５番目から５１１番目の入力端子に４ビットのＲ信号及び４ビットのＩ信号とがそれぞれ入力されると共に、０番目、１２８番目及び３８４番目の入力端子に一定電圧が入力され、それ以外の１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力されて、２倍オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結果同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を得た後、Ｉ信号とＱ信号にそれぞれマルチパス歪みを軽減させるためのガードインターバルを挿入してから、出力バッファ７へ出力する。
【００３６】
ここで、１番目から１２８番目までの計１２８個の入力端子の入力情報は、０番目の入力端子の入力情報を伝送する中心搬送波周波数Ｆ０に対し、上側（高域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では正のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、３８４番目から５１１番目までの計１２８個の入力端子の入力情報は、中心搬送波周波数Ｆ０に対し下側（低域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では負のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、特に１２８番目と３８４番目の入力端子の入力パイロット信号はＩＤＦＴ演算の結果、ナイキスト周波数の１／２倍の周波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送され、残りの１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が発生しないようにされる（データ伝送には用いない）。
【００３７】
出力バッファ７は、演算部４の出力演算結果が１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の入力情報が５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）として、バースト的に発生されるのに対し、出力バッファ７以降の回路としては、出力バッファ７の内容の読み取り速度一定で連続的に動作するため、両者の時間的違いを調整するために設けられている。
【００３８】
図１のクロック分周器３からのクロックに基づいて、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）８に供給され、ここでクロック分周器３からのクロックをサンプリングクロックとしてアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要な周波数帯域の成分のＩ信号とＱ信号とが通過されて直交変調器９へそれぞれ供給される。
【００３９】
直交変調器９は中間周波数発振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を第１の搬送波とし、かつ、この中間周波数の位相を９０°シフタ１１により９０°シフトした１０．７ＭＨｚ中間周波数を第２の搬送波として、それぞれＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８より入力されたディジタルデータのＩ信号とＱ信号で直交振幅変調（ＱＡＭ）して２５７波（正負１２８組の搬送波と中心搬送波一つ）の情報搬送波からなるＯＦＤＭ信号を生成する。直交変調器９より出力されたＯＦＤＭ信号は周波数変換器１２により所定の送信周波数帯のＲＦ信号に周波数変換された後、送信部１３で電力増幅等の送信処理を受けて図示しないアンテナより放射される。
【００４０】
図２はこのＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラムの一例を示す。ここで、”−２５６”と”＋２５６”は演算部４の２５６番目（ｎ＝Ｍ／２）の入力端子に入力された信号（ただし、この実施の形態では使用しない）が伝送される正負一組の搬送波周波数で、”−１２８”は｛（３Ｍ／４）｝番目の入力端子に入力された信号が伝送される負の搬送波周波数で、”＋１２８”は｛（Ｍ／４）｝番目の入力端子に入力された信号が伝送される正の搬送波周波数で、これらは正負一組の搬送波を構成している。
【００４１】
上記の送信されたＯＦＤＭ信号は例えば図３に示す如き構成の周波数分割多重信号受信装置により受信される。この周波数分割多重信号受信装置は後述するように、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の構成に特徴がある。図３において、空間伝送路を介して入力されたＯＦＤＭ信号は、受信部２１により受信アンテナを介して受信された後高周波増幅され、更に周波数変換器２２により中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器２３により増幅された後、後述の構成のキャリア抽出及び直交復調器４４に供給される。
【００４２】
キャリア抽出及び直交復調器２４のキャリア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シンボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤＭ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れており、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けないように、選択度の高い回路が必要となる。
【００４３】
そこで、キャリア抽出回路部にＰＬＬ回路を用いて中心搬送波Ｆ０の抽出を行う。ただし、この場合のＰＬＬ回路を構成するＶＣＯとしては、可変範囲が隣接する搬送波周波数の約１／２である±２００Ｈｚ程度で発振する水晶振動子を用いた電圧制御型水晶発振回路（ＶＣＸＯ）を用い、かつ、ＰＬＬ回路を構成するＬＰＦとして３８７Ｈｚに対して充分にカットオフ周波数の低いＬＰＦを用いる。
【００４４】
キャリア抽出及び直交復調器２４により抽出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６により位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００４５】
これにより、キャリア抽出及び直交復調器２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器９に入力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回路２７に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供給されてディジタル信号に変換される。
【００４６】
ここで重要なのはＡ／Ｄ変換器２９の入力信号に対するサンプリングのタイミングで、これは同期信号発生回路２７によりパイロット信号より生成された、ナイキスト周波数の２倍の周波数のサンプル同期信号に基づいて発生される。すなわち、パイロット信号はサンプルクロック周波数に対して所定の整数比に設定されており、周波数比に応じた周波数逓倍を行ってサンプルクロックのタイミングを得る。
【００４７】
同期信号発生回路２７は、復調アナログ信号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生するサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、これらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガードインターバル期間除去のための区間信号などのシステムクロックを発生するシステムクロック発生回路部とよりなる。
【００４８】
Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジタル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供給され、ここで同期信号発生回路２７よりのシステムクロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシンボル期間信号を得てＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１に供給される。
【００４９】
ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１のＦＦＴ（高速フーリエ変換）回路部は、同期信号発生回路２７よりのシステムクロックにより複素フーリエ演算を行い、ガードインターバル期間処理回路３０の出力信号の各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルを算出する。
【００５０】
これにより得られた各周波数毎の実数部、虚数部の各信号レベルは、ＱＡＭ復号回路部により参照用搬送波の復調出力と比較されることにより、ディジタル情報伝送用搬送波で伝送される量子化されたディジタル信号のレベルが求められ、ディジタル情報が復号される。この復号ディジタル情報信号は、出力回路３２により並直列変換などの出力処理が行われて出力端子３３へ出力される。
【００５１】
上記の図１に示した周波数分割多重信号送信装置と図３に示した周波数分割多重信号受信装置からなる周波数分割多重信号伝送方式は、Ｉ信号とＱ信号に着目した場合、図４に示す如くに書き改めることができる。
【００５２】
図４において、信号処理部４１及び４２はそれぞれ図１に示したＤ／Ａ変換器・ＬＰＦ８及び図１では図示を省略した増幅器等からなる回路部分であり、乗算器４３、４４及び加算器４５は図１に示した直交変調器９を構成する回路部分であり、伝送系回路４６は図１に示した周波数変換器１２、送信部１３、空間伝送路の特性、図３に示した受信部２１、帯域フィルタ（図示せず）、周波数変換器２２、中間周波増幅器２３などからなる伝送路に相当する伝送系の構成部分であり、乗算器４７及び４８は図３に示したキャリア抽出及び直交復調器２４の回路部分であり、信号処理部４９及び５０は図３に示したＬＰＦ２８、Ａ／Ｄ変換器２９からなる回路部分にそれぞれ相当する。
【００５３】
ここで、ある搬送波周波数＋Ｗnに割り当てられた複素数（ｐ＋ｊｑ）と、中心周波数Ｆ０に対して搬送波周波数＋Ｗnに対称な負の搬送波周波数−Ｗnに割り当てられた複素数（ｒ＋ｊｕ）は、前記演算部４によるＩＤＦＴ演算によりそれぞれ次式に示す時間軸波形のＩ信号とＱ信号として生成される。
【００５４】
Ｉ信号＝Ａｃｏｓ（Ｗnｔ＋ａ） （１）
Ｑ信号＝Ａｓｉｎ（Ｗnｔ＋ａ） （２）
Ｉ信号＝Ｂｃｏｓ（−Ｗnｔ＋ｂ） （３）
Ｑ信号＝Ｂｓｉｎ（−Ｗnｔ＋ｂ） （４）
ただし、Ａ＝√（ｐ2＋ｑ2）、ａ＝ｔａｎ-1（ｑ／ｐ）、Ｂ＝√（ｒ2＋ｕ2）、ｂ＝ｔａｎ-1（ｕ／ｒ）。
【００５５】
（１）式と（２）式はそれぞれ周波数＋ＷnのＩ信号とＱ信号で、（３）式と（４）式はそれぞれ周波数−ＷnのＩ信号とＱ信号である。（１）式及び（３）式で表されるＩ信号がそれぞれ図４の信号処理部４１に入力されると、振幅変化Ｘ1と位相変化ｃ１を受けて、（５）式及び（７）式で表されるＩ信号とされて取り出される。一方、（２）式及び（４）式で表されるＱ信号がそれぞれ図４の信号処理部４２に入力されると、ここで振幅変化Ｘ２と位相変化ｃ２を受けて（６）式及び（８）式で表されるＱ信号とされて取り出される。
【００５６】
Ｉ信号＝Ｘ1Ａｃｏｓ（＋Ｗnｔ＋ａ＋ｃ１） （５）
Ｑ信号＝Ｘ2Ａｓｉｎ（＋Ｗnｔ＋ａ＋ｃ２） （６）
Ｉ信号＝Ｘ1Ｂｃｏｓ（−Ｗnｔ＋ｂ＋ｃ１） （７）
Ｑ信号＝Ｘ2Ｂｓｉｎ（−Ｗnｔ＋ｂ＋ｃ２） （８）
これらのＩ信号、Ｑ信号はそれぞれ直交変調器９を構成する乗算器４３、４４で乗算されて次式で表されるＩ信号、Ｑ信号とされる。ここで、直交性の誤差をｃ４とし、変調波をＩ信号ではＸ3ｃｏｓ（Ｗ0ｔ＋ｃ３＋ｃ４）、Ｑ信号では−Ｘ4ｓｉｎ（Ｗ0ｔ＋ｃ３）とする。これにより、乗算器４３からは次式の＋Ｗnから生成されるＩ信号、−Ｗnから生成されるＩ信号が出力される。
【００５７】
となる。同様に、乗算器４４からは次式で表される＋Ｗnから生成されるＱ信号、−Ｗnから生成されるＱ信号が出力される。
【００５８】
これらのＩ信号及びＱ信号は加算器４５により合成される。この合成された信号を、（Ｗ0＋Ｗn）成分と（Ｗ0−Ｗn）成分に分けると、次式で表される。ただし、振幅変化、位相変化がある場合、振幅変化をＩ信号ではＸ1（又はＸ3）、Ｑ信号ではＸ2（又はＸ4）に、位相変化をＩ信号ではｃ３＋ｃ４、Ｑ信号ではｃ３に含める。
次に、伝送系回路４６をＩ信号、Ｑ信号が伝送されることにより、マルチパス環境下での影響をも含めて伝送系の影響を受ける。この間の周波数＋Ｗn、−Ｗnに対応する周波数の特性変化を振幅変化をまとめて＋Ｗn側ではＹ1、−Ｗn側ではＹ2とし、位相変化をまとめて＋Ｗn側ではｄ１、−Ｗn側ではｄ２とすると、（Ｗ0＋Ｗn）成分と、（Ｗ0−Ｗn）成分はそれぞれ次式で表される。
次に、Ｉ信号、Ｑ信号は乗算器４７及び４８により直交復調される。このときの直交性の誤差をｇ４とし、復調用搬送波をＩ信号では２Ｚ3ｃｏｓ（Ｗ0ｔ＋ｇ３＋ｇ４）、Ｑ信号では−２Ｚ4ｓｉｎ（Ｗ0ｔ＋ｇ３）とすると、（Ｗ0＋Ｗn）成分から生成される＋Ｗn成分は（１３）式及び（１４）式で示す如くになる（ただし、高調波成分は省略）。
【００５９】
同様に、（Ｗ0−Ｗn）成分から生成される−Ｗn成分は（１５）式及び（１６）式で示す如くになる（ただし、高調波成分は省略）。
【００６０】
最後に、直交復調器より出力されたＩ信号は信号処理部４９により振幅変化Ｚ1、位相変化ｇ１を受けて復調信号Ｉ’として出力され、またＱ信号は信号処理部５０により振幅変化Ｚ2、位相変化ｇ２を受けて、復調信号Ｑ’として出力される。これにより、正の搬送波周波数＋Ｗnで伝送されて受信復調された信号Ｉ’及びＱ’の場合は、（１７）式及び（１８）式に、また、負の搬送波周波数−Ｗnで伝送されて受信復調された信号Ｉ’及びＱ’の場合は、（１９）式及び（２０）式に示される。
【００６１】
これらのＩ’信号、Ｑ’信号は次にＤＦＴ演算が行われ、搬送波周波数＋Ｗnと−Ｗnの成分が複素数として求められる。この操作は、（１７）式〜（２０）式を指数関数で表示したとき、ｅj(+Wnt)とｅ-j(+Wnt)の回転ベクトルについての大きさと位相の合成を求めることを意味する。（１７）式、（１９）式を実数部、（１８）式、（２０）式を虚数部として指数関数で表現し整理すると、下の２式が求められる。ただし、Ｘ’＝Ｘ1Ｘ3，Ｘ＝Ｘ2Ｘ4，Ｚ’＝Ｚ1Ｚ3，Ｚ＝Ｚ2Ｚ4，Ｙ’＝Ｙ1，Ｙ＝Ｙ2とした。
【００６２】
＋Ｗn成分、−Ｗn成分ともに、１６個のベクトルの合成で大きさと位相を表示する。上側の＋Ｗn成分の式はＡ’ｅj(+Wnt+a')を示し、下側の−Ｗn成分の式はＢ’ｅj(-Wnt+b')を示しており、それぞれｐ’＋ｊｑ’、ｒ’＋ｊｕ’を意味することは明らかである。
【００６３】
これらの式を再度複素数で表現し、新たにＳ０〜Ｓ７の係数を導入して整理すると、ＤＦＴ演算後の結果として、
の関係が求まる。すなわち、
【００６４】
【数１１】
である。
【００６５】
これから、Ｓ０は、正キャリアの実数部が、正キャリアの実数部へ伝達する率を示しており、正キャリアの虚数部が、正キャリアの虚数部へ伝達する率を示している。Ｓ１は、正キャリアの実数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ２は、負キャリアの実数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示している。
【００６６】
Ｓ３は、負キャリアの実数部が、正キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、正キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ４は、正キャリアの実数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示している。
Ｓ５は、正キャリアの実数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、正キャリアの虚数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。Ｓ６は、負キャリアの実数部が、負キャリアの実数部へ伝達する率を示しており、負キャリアの虚数部が、負キャリアの虚数部へ伝達する率を示している。Ｓ７は、負キャリアの実数部が、負キャリアの虚数部へ漏洩する率を示しており、負キャリアの虚数部が、負キャリアの実数部へ漏洩する率を示している。ここで、率の−，＋の説明は省略した。
【００６７】
すなわち、上記の係数Ｓ０〜Ｓ７はＩ信号、Ｑ信号の伝送路の特性を示しており、これらの係数Ｓ０〜Ｓ７を算出することにより、伝送路の特性を検出できることになる。また、（２３）式の逆行列を求めることにより、受信データを補正し、送信データを推定することができる。
【００６８】
そこで、本発明の実施の形態では、図１の送信装置において、シンボル番号計数回路５はシンボル毎に、０，１，２，３，．．．，２５４，２５５，０，１，２．．．というように順次巡回的に増加していくシンボル番号を発生し、このシンボル番号を参照信号挿入回路６に供給すると共に、演算部４に供給して特定キャリア（例えば第１キャリア）にシンボル番号を挿入する。
【００６９】
また、参照信号挿入回路６は、ある搬送波周波数＋Ｗnで伝送されるデータに既知の基準データとして参照信号を挿入すると共に、直交性の誤差によりイメージ成分あるいはクロストークとして漏洩する可能性のある、中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な負の搬送波周波数−Ｗnで伝送されるデータにも既知の参照信号（基準データ）を挿入する。この参照信号を挿入して伝送する搬送波周波数は、予めシンボル番号に対応付けて決められており、かつ、一定時間毎に切り替えられる。各周波数でそれぞれ伝送特性が異なる場合が多いからである。
【００７０】
一例として、２種類の参照信号をシンボル番号によって指定された当該搬送波（キャリア）に挿入する。すなわち、偶数シンボルで（２４ａ）式、奇数シンボルでは（２４ｂ）式で表される行列式の参照信号を挿入する。
【００７１】
【数１２】
また、上記の参照信号を挿入する搬送波周波数は中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正負の搬送波周波数を組として、ここでは上記のように２シンボル毎に切り替えるようにしているため、図２と共に説明したように、２５６シンボルですべての正負１２８組の搬送波周波数で伝送される。つまり、任意の一搬送波周波数は２５６シンボル周期で参照信号を伝送する。
【００７２】
一方、図３に示した周波数分割多重信号受信装置においては、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１を図５のブロック図に示す如き構成として、補正された伝送信号Ｒ’及びＩ’を得る。すなわち、図５において、図４の信号処理部４９、５０より取り出された受信Ｉ信号Ｉ’、受信Ｑ信号Ｑ’は、それぞれ図５のＦＦＴシンボル番号復号回路３１１に供給され、ここでＦＦＴ演算されてまずシンボル番号が復号され、次にシンボル番号に対応した正負キャリアの受信値（受信参照信号）が求められる。
【００７３】
受信参照信号の組は偶数シンボルではｐ1S'、ｑ1S'、ｒ1S'、ｕ1S'で、奇数シンボルではｐ2S'、ｑ2S'、ｒ2S'、ｕ2S'である。これらのシンボル番号及び受信参照信号は、伝送路特性検出回路３１２に供給される。また、ＦＦＴシンボル番号復号回路３１１は、送信装置においてＩＤＦＴ演算して得られたＩ信号及びＱ信号をＦＦＴ演算して、Ｉ信号及びＱ信号の変調信号出力Ｒ′信号及びＩ′信号も得る。この受信参照信号及びシンボル番号以外の受信伝送情報Ｒ′信号及びＩ′信号は補正回路３１４へ供給される。
【００７４】
伝送路特性検出回路３１２は入力された受信参照信号を既知の参照信号で次式で示すように除算して、前記係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。
【００７５】
【数１３】
上式は、（２４ａ）式、（２４ｂ）式を（２３）式に代入して整理した行列式である。未知数が８個であるので、２種類の参照信号の送受により、係数Ｓ０〜Ｓ７を求めることができる。当然、参照信号が送信装置及び受信装置において既知であるので、係数Ｓ０〜Ｓ７が求まるような値であれば、（２４ａ）式、（２４ｂ）式の値に限定されるものではない。このようにして、伝送路の特性が上記の係数Ｓ０〜Ｓ７より検出することができる。
【００７６】
また、（２３）式の逆行列を求めることにより、受信データを補正し送信データを推定することができる。ここで、（２３）式の逆行列は次式で表される。
【００７７】
【数１４】
ただし、上式中Ｈ０〜Ｈ７及びｄｅｔ Ａは次式で表される。
【００７８】
H0 = +S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)
H1 = +S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6)
H2 = +S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)
H3 = +S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)
H4 = +S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)
H5 = +S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)
H6 = +S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)
H7 = +S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)
det A = S0×H0+S1×H1+S4×H2+S5×H3
そこで、補正式導出保持回路３１３は、入力された係数Ｓ０〜Ｓ７から上式に基づいてｄｅｔ ＡとＨ０〜Ｈ７を算出して、更にこれらの算出値から（２６）式中の逆行列のうち次式の補正式の値を算出して記憶保持する。
【００７９】
【数１５】
このようにして、該当正負搬送波での補正式が用意される。該当正負搬送波はシンボル番号によって決定される。当然、各搬送波毎に補正式があり、この実施の形態のように２５７本のキャリアを使用する場合は、約１２８個の補正式が順次算出保持される。また、係数Ｓ０〜Ｓ７は時々刻々と変化しているので、補正式も時々刻々と更新される。
【００８０】
補正回路３１４はＦＦＴシンボル番号復号回路３１１よりの受信情報を、補正式導出保持回路３１３により導出されて保持されている、それぞれの補正式を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式を演算して補正し、これにより補正された伝送情報Ｒ’及びＩ’を出力する。
【００８１】
【数１６】
ただし、（２７）式中、ａ〜ｄは（１）式〜（２０）式のａ〜ｄとは異なる別の値で、周波数＋Ｗnに割り当てられた受信データ（補正後）の複素数を（ａ＋ｊｂ）とし、周波数−Ｗnに割り当てられた受信データ（補正後）の複素数を（ｃ＋ｊｄ）としたときの値である。なお、（２７）式中、ａ’〜ｄ’は周波数＋Ｗnに割り当てられた受信データ（補正前）の複素数を（ａ’＋ｊｂ’）とし、周波数−Ｗnに割り当てられた受信データ（補正前）の複素数を（ｃ’＋ｊｄ’）としたときの値である。
【００８２】
なお、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１におけるＦＦＴ演算をディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）で行う場合は、上記の補正を図６で示すフローチャートで行うこともできる。すなわち、まず、シンボル番号をもとに当該周波数の参照信号を抜き取り（ステップ６１）、当該周波数の係数Ｓ０〜Ｓ７を前記数３の式で算出する（ステップ６２）。更に、当該周波数の係数Ｓ０〜Ｓ７を前記数４及び数５の式に基づいて補正式（逆行列）の算出又は更新を行い（ステップ６３）、それぞれの周波数でそれぞれの補正式から受信情報信号Ｒ’、Ｉ’を数６の式に基づいて補正する（ステップ６４）。
【００８３】
また、実施の形態では参照信号（基準データ）は（２４ａ）式及び（２４ｂ）式に示したように、偶数シンボルでは（１組目として）正の搬送波周波数＋Ｗnで伝送される複素数の実数部のみ所定値ｐSを設定し、その他をゼロとし、奇数シンボルでは（２組目として）対称な負の搬送波周波数−Ｗnで伝送される複素数の実数部のみ所定値ｒSを設定し、その他をゼロとしたが、これに限定されるものではなく、下記の式で表される参照データとしてもよい。
【００８４】
【数１７】
この場合、伝送路特性検出回路３１２は入力された受信参照信号を既知の参照信号で次式で示すように除算して、前記係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。なお、次式でダッシュを付した値は受信値を示す。
【００８５】
【数１８】
また、１組目として正の搬送波周波数の実数部と虚数部のみ所定値を設定し、負の搬送波周波数の実数部と虚数部をそれぞれゼロとし、２組目として負の搬送波周波数の実数部と虚数部のみ所定値を設定し、正の搬送波周波数の実数部と虚数部を零とした下記の式で表されるデータを参照信号としてもよい。
【００８６】
【数１９】
この場合、伝送路特性検出回路３１２は入力された受信参照信号を既知の参照信号で次式で示すように除算して、前記係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。なお、次式でダッシュを付した値は受信値を示す。
【００８７】
【数２０】
また、その他の参照信号の例として（Ｘ，Ｙ，Ｘ，Ｙ）と（Ｙ，Ｘ，Ｙ，Ｘ）を送信し、次式
ｐ１’＝Ｓ０×Ｘ−Ｓ１×Ｙ＋Ｓ２×Ｘ＋Ｓ３×Ｙ
ｐ２’＝Ｓ０×Ｙ−Ｓ１×Ｘ＋Ｓ２×Ｙ＋Ｓ３×Ｘ
ｑ１’＝Ｓ１×Ｘ＋Ｓ０×Ｙ＋Ｓ３×Ｘ−Ｓ２×Ｙ
ｑ２’＝Ｓ１×Ｙ＋Ｓ０×Ｘ＋Ｓ３×Ｙ−Ｓ２×Ｘ
ｒ１’＝Ｓ４×Ｘ＋Ｓ５×Ｙ＋Ｓ６×Ｘ−Ｓ７×Ｙ
ｒ２’＝Ｓ４×Ｙ＋Ｓ５×Ｘ＋Ｓ６×Ｙ−Ｓ７×Ｘ
ｕ１’＝Ｓ５×Ｘ−Ｓ４×Ｙ＋Ｓ７×Ｘ＋Ｓ６×Ｙ
ｕ２’＝Ｓ５×Ｙ−Ｓ４×Ｘ＋Ｓ７×Ｙ＋Ｓ６×Ｘ
で表される参照信号に対し、次式の方法で補正係数Ｓ０〜Ｓ７を求めることもできる。
【００８８】
Ｓ０＝（ｐ１’Ｘ−ｐ２’Ｙ−ｑ１’Ｙ＋ｑ２’Ｘ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ１＝（ｐ１’Ｙ−ｐ２’Ｘ＋ｑ１’Ｘ−ｑ２’Ｙ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ２＝（ｐ１’Ｘ−ｐ２’Ｙ＋ｑ１’Ｙ−ｑ２’Ｘ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ３＝−（ｐ１’Ｙ−ｐ２’Ｘ−ｑ１’Ｘ＋ｑ２’Ｙ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ４＝（ｒ１’Ｘ−ｒ２’Ｙ＋ｕ１’Ｙ−ｕ２’Ｘ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ５＝−（ｒ１’Ｙ−ｒ２’Ｘ−ｕ１’Ｘ＋ｕ２’Ｙ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ６＝（ｒ１’Ｘ−ｒ２’Ｙ−ｕ１’Ｙ＋ｕ２’Ｘ）／（２（Ｘ2−Ｙ2））
Ｓ７＝（ｒ１’Ｙ−ｒ２’Ｘ＋ｕ１’Ｘ−ｕ２’Ｙ／（２（Ｘ2−Ｙ2））
ところで、上記の第１の実施の形態では、参照信号を定期的に送信し、それによって受信系を補正するようにしたため、次の新たな参照信号を受信して新たな補正式を算出するまでの期間は、以前の参照信号を基準にした補正式で補正しているため、その間の特性（環境）変化分は緩やかな場合に適している。しかし、移動体通信、あるいは高速に変化するマルチパス環境に対しては十分な補正ができないこともあり得る。そこで、次に説明する第２の実施の形態は、このような高速に変化する特性（環境）変化にも対応できるようにしたものである。
【００８９】
図７は本発明伝送方式の送信側の直交周波数分割多重信号送信装置の第２の実施の形態のブロック図を示す。同図中、図１と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図７において、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、ディジタル直交変調器１５に供給され、中間周波数発振器１６よりの４２．８ＭＨｚの中間周波数を搬送波としてディジタル直交振幅変調（ＱＡＭ）され、２５７波の情報搬送波からなるディジタルＯＦＤＭ信号に変換される。
【００９０】
このディジタルＯＦＤＭ信号は、Ｄ／Ａ変換器・帯域フィルタ（ＢＰＦ）１７によりアナログ信号に変換され、かつ、必要な帯域成分のみが濾波され、周波数変換器１２及び送信部１３をそれぞれ通して図示しないアンテナより放射される。この送信ＯＦＤＭ信号の周波数スペクトラムは、図２と同様となる。ただし、後述するようにシンボル番号計数回路１４により演算部４に挿入されるシンボル番号は９ビットとされている。
【００９１】
上記の送信ＯＦＤＭ信号は、図３と同様のブロック構成の周波数分割多重信号受信装置により受信され復調される。この周波数分割多重信号受信装置は、後述するように、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１の構成に特徴がある。これら図７の周波数分割多重信号送信装置と図３に示した周波数分割多重信号受信装置からなる周波数分割多重信号伝送方式は、Ｉ信号とＱ信号に着目した場合、図８に示す如くに書き改めることができる。
【００９２】
図８において、ディジタル直交変調器１５は図７に示したディジタル直交変調器１５であり、信号処理部７２はＤ／Ａ変換器・ＢＰＦ１７及び図７では図示を省略した増幅器等からなる回路部分であり、伝送系回路７３は図７に示した周波数変換器１２、送信部１３、空間伝送路の特性、図３に示した受信部２１、帯域フィルタ（図示せず）、周波数変換器２２、中間周波増幅器２３などからなる伝送路に相当する伝送系の構成部分であり、乗算器７４及び７５は図３に示したキャリア抽出及び直交復調器２４の回路部分であり、信号処理部７６及び７７は図３に示したＬＰＦ２８、Ａ／Ｄ変換器２９からなる回路部分にそれぞれ相当する。
【００９３】
ここで、前記（１）式及び（３）式で表されるＩ信号と前記（２）式及び（４）式で表されるＱ信号がそれぞれディジタル直交変調器１５によりディジタル直交変調されてＯＦＤＭ信号とされた後、図８の信号処理部７２に入力されて、振幅変化Ｘと位相変化ｃを受け、更に伝送系回路７３で振幅変化と位相変化を受ける。ここで、伝送系回路７３におけるＯＦＤＭ信号の搬送波周波数＋Ｗn、−Ｗnの振幅変化をまとめて＋Ｗn側ではＹ’、−Ｗn側ではＹとし、位相変化をまとめて＋Ｗn側ではｄ１、−Ｗn側ではｄ２とする。ここでは、ディジタル直交変調器１４を用い送信系の誤差を無視している。
【００９４】
伝送系回路７３を経たＯＦＤＭ信号は、乗算器７４、７５によりそれぞれ直交復調される。このときの直交性の誤差をｇ４とし、復調用搬送波をＩ信号では２ｃｏｓ（Ｗ0ｔ＋ｇ３＋ｇ４）、Ｑ信号では−２ｓｉｎ（Ｗ0ｔ＋ｇ３）とする。直交復調器２４で直交復調されたＩ信号は信号処理部７６で振幅変化Ｚ’、位相変化ｇ１を受けて復調信号Ｉ’として出力される。また、直交復調器２４で直交復調されたＱ信号は信号処理部７７で振幅変化Ｚ、位相変化ｇ２を受けて復調信号Ｑ’として出力される。
【００９５】
これらのＩ’信号、Ｑ’信号は次にＤＦＴ演算が行われ、搬送波周波数＋Ｗnと−Ｗnの成分が複素数として求められる。これにより、次式が得られる。
【００９６】
ただし、（３１）式及び（３２）式中、Ａ’＝√（ｐ’2＋ｑ’2）、ａ’＝ｔａｎ-1（ｑ’／ｐ’）、Ｂ’＝√（ｒ’2＋ｕ’2）、ｂ’＝ｔａｎ-1（ｕ’／ｒ’）である。また、正の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ及びｑであり、中心搬送波に対して正の搬送波と対称な負の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ及びｕであるときに、受信した正の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ’及びｑ’であり、受信した負の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ’及びｕ’である。また、ｃ３、ｇ３は送受信機の変復調波の位相、ｇ４は受信側の直交復調器２４の誤差である。
【０９７】
（３１）式、（３２）式は新たに前記係数Ｓ０〜Ｓ７を導入して整理すると、ＤＦＴ演算後の結果として、前記（２１）式、（２２）式の関係が求まり、（２３）式で示した行列式が得られる。
【０９８】
ここで、この実施の形態では、移動によって高速に変化する特性（マルチパス環境特性）に対する応答速度を高速にする。その特性変化は、Ｙ’、Ｙ、ｄ１、ｄ２に現われる。それぞれの変化をＭＹ’、ＮＹ、ｄ１＋ｄ３、ｄ２＋ｄ４とする。これにより、（３１）式、（３２）式はそれぞれ次式のようになる。
【０９９】
ここで、新たに、Ｍｅjd3＝Ｖ１＋ｊＶ２、Ｍｅ-jd3＝Ｖ１−ｊＶ２、Ｎｅjd4＝Ｖ３＋ｊＶ４、Ｎｅ-jd4＝Ｖ３−ｊＶ４とおくと、前記（２３）式で示した行列式は次のように表される。
【０１００】
【数２１】
よって、従来の参照信号による補正式はそのままで、これとは分離した、新たな補正式を取り出すことができる。また、（３５）式は参照信号について説明しているが、これは伝送される通常の情報信号にも当てはまるため、（３５）式は次式のように表すことができる。
【０１０１】
【数２２】
ただし、（３５）式中ａ及びｂは前記正の搬送波周波数に割り当てられた送信データの実数部と虚数部、ｃ及びｄは前記負の搬送波周波数に割り当てられた送信データの実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記正の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部）である。
【０１０２】
（３５）式中の伝送路特性を示すＳ行列と、Ｓ行列の逆行列である（３６）式中のＨ行列は、第１の実施の形態と同様にして求めることができる。一方、（３５）式中の高速変化特性を示すＶ行列の逆行列である、（３６）式中のＫ行列は次式により表現できる。
【０１０３】
【数２３】
このＫ行列は（３７）式よりわかるように、０の要素が多いから前記Ｈ行列を求める場合よりも非常に計算量が少なくても済む。このＫ行列はシンボル毎にすべての周波数でそれぞれ更新するため、あまり多くの計算量になっては実現できないが、（３７）式によれば実現可能である。また、Ｋ行列は正負の周波数の組ではなく、各周波数毎に独立であることが分かる。
【０１０４】
処理手段としては、Ｈ行列は第１の実施の形態と同様にして参照信号の受信毎に更新する。Ｈ行列の更新時点では、Ｋ行列は単位行列とする。その後、Ｈ行列で補正した第１の補正情報について、希望する信号点配置との差、つまり振幅、位相の高速変化分をシンボル毎に検出し、それを基にＫ行列を周波数毎にシンボル毎に更新する。更新したＫ行列は、次のシンボルで使用する。
【０１０５】
次に、シンボル毎の流れで詳細に説明するに、あるシンボルｎで所定の周波数に参照信号が到来したとする。この時点でＨ行列が更新される。Ｋ行列は単位行列にする。Ｈ行列は第１の実施の形態と同様の方法で求め、補正式は次式により得る。
【０１０６】
【数２４】
次に受信入力されるシンボルｎ＋１に対しては、次式により補正を行う。
【０１０７】
【数２５】
この（３９）式により補正された信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成する。ここで、高速な特性変化が無いときには（伝送路特性が同一）
【０１０８】
【数２６】
となり、完全な送信信号ａ、ｂ、ｃ及びｄが補正復号される。
【０１０９】
しかしながら、移動体通信などを考慮した場合は、特性変化が現れる。この特性変化は次式により表現できる。
【０１１０】
【数２７】
と求めることができる。ここで、（４１）式の左辺は、送信情報信号ａ、ｂ、ｃ、ｄに高速変化成分である誤差δp、δq、δr、δuをそれぞれ加算した信号に相当し、かつ、これは、第１の補正式により補正された情報信号ａ”、ｂ”、ｃ”、ｄ”に相当することを意味している。なお、（４３）式中、Ｋ０、Ｋ１、Ｋ６及びＫ７は次式で表される。
【０１１１】
Ｋ０＝（ａａ”＋ｂｂ”）／（ａ”2＋ｂ”2） （４４ａ）
Ｋ１＝（ａｂ”−ａ”ｂ）／（ａ”2＋ｂ”2） （４４ｂ）
Ｋ６＝（ｃｃ”＋ｄｄ”）／（ｃ”2＋ｄ”2） （４４ｃ）
Ｋ７＝（ｃｄ”−ｃ”ｄ）／（ｃ”2＋ｄ”2） （４４ｄ）
（４３）式のＫ行列は、次のシンボルｎ＋２で使用する。シンボルｎ＋２では、次式に基づいて補正を実施し、次式により求められる＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成する。
【０１１２】
【数２８】
そして、（４５）式のａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”に基づいて新たなＫ行列を前記（４２）式及び（４３）式と同様の式により算出する。これにより得られた新たなＫ行列は、次のシンボルｎ＋３で使用する。
【０１１３】
シンボルｎ＋３では、（４５）式と同様の式により補正を実施し、これにより得られた補正信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成する。なお、このシンボルｎ＋３においては、（４５）式中のＫ行列がシンボルｎ＋２で求められたＫ行列である点が異なるだけで、他は（４５）式と同様の式により補正信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞を算出できる。
【０１１４】
これ以降の各シンボルも上記と同様にして、前のシンボルで求めたＫ行列を用いて（４５）式と同様の式により、補正信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞を算出し、これにより算出された補正信号＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞から復号データを生成すると共に、次のシンボルのためにａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”に基づいて新たなＫ行列を前記（４２）式及び（４３）式と同様の式により算出する。なお、上記の（３５）式〜（４５）式において、送信信号ａ、ｂ、ｃ及びｄや、受信信号ａ’、ｂ’、ｃ’及びｄ’などは異なる数値であることは勿論である。
【０１１５】
上記の説明では次の参照信号が到来するまでは、Ｈ行列は変更しないで、シンボル毎に受信情報信号からＫ行列を更新する方法を説明したが、他の方法として、Ｋ行列とＨ行列を合成してこれを次式のように新たなＨ行列と次々と置き換えていってもよい。
【０１１６】
【数２９】
この場合、あるシンボルでの補正を
【０１１７】
【数３０】
からＫ行列を求め、再び新しいＨ行列を（４６）式と同様にして生成する（この場合、古いＨ行列は（４７）式のＨ行列である）。新しいＨ行列は次のシンボルで使用する。
【０１１８】
次に、上記の方法による、より具体的な処理例について説明する。図７の送信装置において、第１の実施の形態と同様に、特定の搬送波にシンボル番号を挿入すると共に、シンボル番号に対応した正負の他の搬送波に基地の参照信号（基準データ）を挿入する。具体的には、図７のシンボル番号計数回路１４は、９ビットで表現され、０，１，２，３，．．．，５１１，０，１，２，．．というように、シンボル周期毎に順次巡回的に変化するシンボル番号を計数出力する。
【０１１９】
ここで、シンボル番号の正確な復号は重要なので、専用の基準データ（参照信号）を用意すると共に、他の搬送波で使用する多値ＱＡＭ（２５６ＱＡＭ）より、多値数の少ない多値変調をする。具体的には、シンボル番号を表現する上記の９ビットのうち、９、８、３、２ビット目の４ビットを１６ＱＡＭで送受する。受信側では、この４ビットからのシンボル番号を９ビットに直す。シンボル番号は順次１ずつ増加する数列なので、この復号は容易である。
【０１２０】
図７において、シンボル番号計数回路１４から出力された９ビットのうち、９、８、３、２ビット目の４ビットが演算部４に入力され、ここで特定の搬送波、例えば第１キャリアで伝送されるようにＩＤＦＴ演算される。また、参照信号挿入回路６はシンボル番号計数回路１４から出力された９ビットのシンボル番号を受け、そのうちの上位７ビットに基づいて得た参照信号を演算部４に入力し、特定の搬送波、例えば第ｍ１キャリアで伝送されるようにＩＤＦＴ演算させる。シンボル番号の下位の２ビットは無視されるため、４シンボルの間は同じ値の参照信号が挿入される。
【０１２１】
また、９ビットのシンボル番号の最下位ビットに基づき、参照信号挿入回路６は奇数シンボルと偶数シンボルに分けて、次の２種類の参照信号を挿入する。
【０１２２】
【数３１】
（４９ａ）式で表される行列式の参照信号は偶数シンボルに、（４９ｂ）式で表される行列式の参照信号は奇数シンボルに挿入する。ここで、Ｘは既知の参照信号値である。また、上記の参照信号を挿入する搬送波周波数は中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な正負の搬送波周波数を組として伝送される。
【０１２３】
一方、周波数分割多重信号受信装置は、この実施の形態では図３とほぼ同様の構成であるが、図３に３１で示したＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路を図９のブロック図に３１’で示す構成として、補正された伝送信号Ｒ及びＩを得る。図９中、図５と同一構成部分には同一符号を付してある。図９において、図８の信号処理部７６、７７より取り出された受信Ｉ信号Ｉ’、受信Ｑ信号Ｑ’はＦＦＴシンボル番号復号回路３１１に供給されて、まずシンボル番号が復号された後、次にシンボル番号に対応した正負キャリアの組の受信参照信号値が求められる。
【０１２４】
なお、この実施の形態では、シンボル番号は前記所定の４ビットが１６ＱＡＭされているため、これを他の伝送情報よりもエラーレート良好に復号できると共に、９ビットで表される０〜５１１までのシンボル番号を確実に復号でき、送信情報用参照信号の挿入搬送波の特定が各シンボル毎に確実にできる。
【０１２５】
この受信参照信号値は０回目のシンボル（偶数シンボル）では、ｐ0s’、ｑ0s
’、ｒ0s’、ｕ0s’で、１回目のシンボル（奇数シンボル）では、ｐ1s’、ｑ1s
’、ｒ1s’、ｕ1s’で、２回目のシンボル（偶数シンボル）では、ｐ2s’、ｑ2s
’、ｒ2s’、ｕ2s’で、３回目のシンボル（奇数シンボル）では、ｐ3s’、ｑ3s
’、ｒ3s’、ｕ3s’であるものとする。
【０１２６】
図９の伝送路特性検出回路３１２は前記（２３）式と（４９ａ）式及び（４９ｂ）式に基づいて０回目のシンボルと１回目のシンボルによって次式で表される伝送路特性を表す係数Ｓ０〜Ｓ７を算出する。
【０１２７】
２回目のシンボルと３回目のシンボルも同様にして係数Ｓ０〜Ｓ７が求まる。その後これらの係数Ｓ０〜Ｓ７をそれぞれ平均してホワイトノイズを除去する。この実施の形態では、４シンボル間の平均が得られる。
【０１２８】
係数はＳ０〜Ｓ７の８個であるので、２種類の参照信号の送受により求めることができる。当然、参照信号が受信装置において既知であるので、係数が求まるような値であればどのような参照信号でもよい。このようにして伝送路特性検出回路３１２は伝送路特性係数Ｓ０〜Ｓ７を検出し、これをシンボル番号とともに第１の補正式導出保持回路３１３に供給する。
【０１２９】
第１の補正式導出保持回路３１３は第１の実施の形態と同様の動作を行う。すなわち、係数Ｓ０〜Ｓ７から前記ｄｅｔ ＡとＨ０〜Ｈ７を算出し、更にこれらの算出値から前記数１４に示した行列で表される第１の補正式の値を算出してこれを記憶保持する。ここでは、２５７搬送波を用いているので、約１２８個の第１の補正式が順次生成され、時々刻々と更新される。第１の補正式は４シンボルで一つの該当正負キャリアについて平均化して求めているので、次に同一正負キャリアの平均補正式の更新がなされる間隔は、５１２シンボル後である（４シンボル×１２８組＝５１２シンボル）。
【０１３０】
なお、上記のように伝送路特性を検出した後、逆行列の計算を行う代わりに、他の方法として前記（２６）式から直接に数１４に示した補正式を算出してもよい。
【０１３１】
第１の補正回路３１４は、ＦＦＴシンボル番号復号回路３１１よりの受信情報を、第１の補正式導出保持回路３１３により導出されて保持されている第１の補正式を用いて第１の実施の形態と同様に、（２７）式に相当する次式の演算を行い、補正された信号を出力する。
【０１３２】
【数３２】
ただし、（５１）式中、ａ”及びｂ”は前記正の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ｃ”及びｄ”は前記負の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記正の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部である。
【０１３３】
このようにして、第１の実施の形態と同様にして受信信号は補正され、第１の補正回路３１４から補正された伝送情報Ｒ”（ａ”、ｃ”）、Ｉ”（ｂ”、ｄ”）として出力され、第２の補正回路３１６及び第２の補正式導出保持回路３１５にそれぞれ供給される。また、第１の補正式導出保持回路３１３からシンボル番号が第２の補正式導出保持回路３１５に供給される。
【０１３４】
第２の補正回路３１６は参照信号を受信した次のシンボルでは単位行列であるＫ行列を、その他のシンボルでは一つ前のシンボルで生成されたＫ行列を使用して、次式
【０１３５】
【数３３】
に基づいて入力信号ａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”を更に補正（第２の補正）して＜ａ＞、＜ｂ＞、＜ｃ＞及び＜ｄ＞とし、これに基づいて復号データａ、ｂ、ｃ及びｄを生成し図３の出力回路３２へ出力する。
【０１３６】
第２の補正式導出保持回路３１５は、第１の補正回路３１４から入力される補正された信号ａ”、ｂ”、ｃ”及びｄ”と、第１の補正式導出保持回路３１３から入力されるシンボル番号と、第２の補正回路３１６から入力される復号されたデータａ、ｂ、ｃ及びｄとに基づいて、前記（４３）式に基づいてＫ行列を生成し、これを第２の補正式として保持する。このＫ行列は受信搬送波周波数毎に生成し、かつ、次のシンボルで使用する。
【０１３７】
このようにして、第２の補正回路３１６からは、第１の補正式を用いた第一段階の補正により経時変化や温度変化等の比較的緩やかに変化する誤差と特性が補正され、また、既知の参照信号を使用することにより、正確な補正がされ、続いて第２の補正式を用いた第二段階の補正により移動体通信などで発生するマルチパス環境等の比較的高速に変化する特性を補正の対象とし、シンボル毎に最適化が図られた、復号データａ、ｂ、ｃ及びｄ（実数部データＲ及び虚数部データＩ）が出力される。
【０１３８】
次に、具体的な数値例を用いて第２の補正式を用いた補正方法の動作を説明する。Ｈ行列については、簡略に表現して説明を省き、Ｋ行列の動作を詳細に説明する。また、Ｈ行列が正負キャリアの組で補正されるため、Ｋ行列も組で表現していたが、Ｋ行列は正負のキャリアで独立なので、一方のみの説明で十分なので、ここではある一方の周波数のみに着目して説明する。
【０１３９】
まず、あるシンボルｎで、所定の参照信号値（実数部、虚数部）として（７．５、７．５）が送信され、受信装置ではこの参照信号を（６．２５、６．２５）なる値で受信したとする。ここでは、簡略してＨ行列は次式で表される。
【０１４０】
【数３４】
すなわち、伝送系に誤差を含まず、位相特性の変化が無く、振幅特性は６．２５／７．５倍された状態を示す。
【０１４１】
第１の補正式による第一段階の補正ではこのＨ行列を用いて補正し、以降新たな参照信号が到来するまで、変更しない。（５３）式は第１の補正式導出保持回路３１３が保持する第１の補正式である。この時点でＫ行列は
【０１４２】
【数３５】
とする。これは第２の補正式導出保持回路３１５が保持する第２の補正式である。
【０１４３】
次のシンボルｎ＋１では、受信した伝送情報が次式であったものとする。
【０１４４】
【数３６】
従って、第２の補正回路３１６は受信したデータは（７．５、６．５）で送信されたデータであるものと判定し、図３に示した出力回路３２に実数部データ、虚数部の復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（７、６）を受信データとして渡す。なお、０．５についてはＱＡＭの復号を簡単にするために加えているバイアス値であり、従来より知られた方法である。
【０１４５】
最後に、第２の補正式導出保持回路３１５は前記（４３）式、（４４）式に基づき新たなＫ行列を計算して、これを次のシンボルｎ＋２のための第２の補正式として導出して保持する。この新たに計算されたＫ行列は次式で表される。
【０１４６】
【数３７】
このＫ行列はシンボルｎの送信時からシンボルｎ＋１の送信時までの間の伝送経路で発生した振幅特性と位相特性の変化分を表している。
【０１４７】
次のシンボルｎ＋２では、受信した伝送情報が次式であったものとする。
【０１４８】
【数３８】
従って、第２の補正回路３１６は受信したデータは（７．５、２．５）で送信されたデータであるものと判定し、図３に示した出力回路３２に実数部データ、虚数部の復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（７、２）を受信データとして渡す。ここで第１の補正式による第一段階の補正のみであったとすると、受信したデータは（６．５、２．５）で送信されたデータであるものと判定するため、出力回路３２に復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（６、２）を受信データとして渡すことになるが、これに比べて本実施の形態の方がより信頼性のある復号データを得ることができる。
【０１４９】
最後に、第２の補正式導出保持回路３１５は前記（４３）式、（４４）式に基づき新たなＫ行列を計算して、これを次のシンボルｎ＋３のための第２の補正式として導出して保持する。この新たに計算されたＫ行列は次式で表される。
【０１５０】
【数３９】
このＫ行列はシンボルｎの送信時とシンボルｎ＋２の送信時までの、相互間で発生した振幅特性と位相特性の変化分を表している。以下、上記と同様の動作が繰り返される。
【０１５１】
次に、この第２の実施の形態の各変形例について説明する。
【０１５２】
（変形例１）
参照信号を挿入する周波数は１組に限定しなくてもよく、数組に挿入してもよい。上記の第２の実施の形態の説明では、参照信号を複数シンボル間で同じ周波数に割当てて、求めた係数Ｓ０〜Ｓ７の平均化を行い、すなわち、ガウスノイズを除去した伝送路系を検出して、第一の補正式を利用した。
【０１５３】
第二の補正式も平均化し、ガウスノイズの除去を行うことができる。ここでは、Ｋ行列を５シンボルにわたって平均する方法について述べる。
【０１５４】
シンボルｎにおいて、参照信号の送受が行われたとする。
初期値として、Ｋ０1＝１、Ｋ０2＝１、Ｋ０3＝１、Ｋ０4＝１、Ｋ０5＝１、Ｋ１1＝０、Ｋ１2＝０、Ｋ１3＝０、Ｋ１4＝０、Ｋ１5＝０とおく。そして、
Ｋ０＝（Ｋ０1＋Ｋ０2＋Ｋ０3＋Ｋ０4＋Ｋ０5）／５
Ｋ１＝（Ｋ１1＋Ｋ１2＋Ｋ１3＋Ｋ１4＋Ｋ１5）／５ （５６）
とおく。シンボルｎ＋１では、（５６）式で第二の平均補正を行う。また、新たなＫ行列を求める方法は既述の通りである。ここで求めた係数をＫ０0、Ｋ１0とおく。次に、Ｋ０mをＫ０m+1に、Ｋ１mをＫ１m+1に置き換えて、（５６）式により平均化した第２の補正式（平均したＫ行列）を生成してゆく（ただし、ｍ＝０、１、２、３、４の各値）。
【０１５５】
このような処理の繰り返しにより、最新の５シンボル間の係数を保持し、平均して使用する。この平均化処理は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０１５６】
（変形例２）
（４３）、（４４ａ）〜（４４ｄ）及び（５２）式でＫ行列を求める際に、ａ”〜ｄ”における誤差信号（つまり、信号ａ”の場合は信号ａと信号ａ”との差、他の信号ｂ”〜ｄ”も同様）において、所定の上限値と下限値を設定し、それ以上あるいはそれ以下の場合は、Ｋ行列を所定値で代替えをする。具体的には、実数部、或いは虚数部のいずれかにおいて、誤差信号値が０．４以上または−０．４以下になった場合に、それぞれ０．４、あるいは−０．４を設定してＫ行列を代替えする。
【０１５７】
第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従できる高速変化以上の変動が発生した場合、あるいはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。その逆補正を回避するために上記の制限値を設ける。この制限処理は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０１５８】
（変形例３）
（４３）、（４４ａ）〜（４４ｄ）及び（５２）式でＫ行列を求める際に、ａ”〜ｄ”における誤差信号において、所定の重み付けを行う。これは、特に、Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合に有効である。
【０１５９】
Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。しかしながら、誤差信号は、ガウスノイズの影響でばらつきをもっていると考えてよく。したがって、正規分布をしているとしてよい。そこで、中央値に近い部分の重み付けを多くし、より多く影響させ、周辺部の重み付けを軽くして、より少なく影響するようにしてＫ行列を生成する。
【０１６０】
簡単な例として、２回平均を行う場合で説明すると、誤差信号の絶対値が０．１以下の場合５、０．１より大きく０．２以下の場合４、０．２より大きく０．３以下の場合３、０．３より大きく０．４以下の場合２、０．４より大きく０．５以下の場合１、のような重み付けを行うテーブルを設け、その後、全体を重み付け数で割る。
【０１６１】
数値例で示すと、１回目の誤差信号が０．１５で、２回目の誤差信号が０．４５であったとすると、２回平均する場合の全体の誤差信号は、重み付けしない場合、３（＝（０．１５＋０．４５）／２）であるが、重み付けをした場合、０．２１（＝（０．１５×４＋０．４５×１）／（４＋１））となる。
このような重み付けは、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０１６２】
（変形例４）
第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従できる高速変化以上の変動が発生した場合、あるいはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。
【０１６３】
そこで、この変形例では、既述しないエラー訂正回路から発生する信号をもとに誤りを検出し、誤り検出時には第２の補正式を更新しないようにする。誤りが発生した場合には、第２の補正式であるＫ行列を生成しても逆補正となってしまうからである。この場合は、Ｋ行列の生成を行わず、単位行列で代替えし平均化の効果で補完する。
【０１６４】
（変形例５）
（４３）、（４４ａ）〜（４４ｄ）、（５２）式でＫ行列を求める際に、＜ｐ＞〜＜ｕ＞における信号点配置において（整数部）、所定の上限値と下限値を設定し、それ以上あるいはそれ以下の信号点配置の場合は、Ｋ行列を単位行列で代替えする。
【０１６５】
簡単な具体例では、実数部、虚数部、かつ実数部＋虚数部のいずれかの値において、所定値以上または以下になった場合に、Ｋ行列を単位行列で代替えする。数値例で説明すると、２５６ＱＡＭにおいて、実数部あるいは虚数部の絶対値が８以上、または実数部＋虚数部の絶対値が６以上の信号点配置においては、その誤差信号を利用せず単位行列で代替えする。その例を図１０に示す。同図中、黒丸が使用する信号点、白丸が使用しない信号点を示す。
【０１６６】
特に、第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従出来る高速変化以上の変動が発生した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。高速変化は、より外周側の信号点配置に影響するため、誤りも外周側で発生する確率が高い。よって、この変形例では、図１０に黒丸で示す、より信頼性の高い内周側の信号点配置の誤差信号のみを使用する。
【０１６７】
（変形例６）
Ｈ行列、Ｋ行列、あるいは（４６）式〜（４８）式で説明したＨ行列とＫ行列を合成した行列について、上記の実施の形態では時間軸上での平均化処理を説明した。この変形例は、周波数軸上での平均化処理を行うものである。
【０１６８】
ＯＦＤＭ信号の各搬送波は、互いに隣接して設定されており、相互間では類似した特性を示す。すなわち、各行列の係数を周波数順に並べると、数次の曲線となる。更にその曲線の変化は連動しており、所定値以上の高周波成分を持たない。この曲線に大きな変化点がある場合は、これは、Ｓ／Ｎの劣化あるいは時間軸上の平均化が十分におこなわれず、不適切な補正係数を算出していると考えてよい。
【０１６９】
したがって、この変形例ではＨ行列とＫ行列を合成した行列について各係数を算出した後に、周波数軸順の系列に所定量の低域フィルタを挿入し高域成分の除去を行う。このようなフィルタ処理は、第１の補正式導出保持回路３１３又は第２の補正式導出保持回路３１５においてデジタルフィルタリングで容易に実施できる。このフィルタリングは、周波数軸上の一次元のみの演算でなく、既述の時間軸上での係数の並びも利用して二次元フィルタで構成してもよい。
【０１７０】
この周波数軸及び時間軸上での二次元フィルタについて、簡単に説明する。既述のＨ行列は参照信号を複数シンボルの間送受することにより平均化される。また、Ｋ行列においても複数シンボル間で平均化する。このことにより、時間軸上での平均化がなされる。そして、新たに、次式
【０１７１】
【数４０】
で表されるＥ行列を生成し、このＥ行列の係数において、自分の搬送波の係数と近傍（例えば±１０搬送波）の係数を平均する。勿論、すべての搬送波において同様の平均化をする。これにより、周波数軸上での平均がされる。そして、次式により補正計算を行う。
【０１７２】
【数４１】
今まではＨ行列とＫ行列をそれぞれ用いて２段階の計算をしていたが、この場合はＨ行列とＫ行列を求める処理は同様で、補正式を合成した（５７）式のＥ行列で（５８）式により補正する。
【０１７３】
その他の例として、隣接する３つの搬送波毎に組を作り、その中央の搬送波のみに参照信号を挿入して補正式の導出処理を行い、その両隣の搬送波は、その中央の搬送波の補正式で補正することも可能である。これによって、計算量の削減や、参照信号の到来期間の短縮をもたらし、装置の低価格化や高速追従性を達成できる。
【０１７４】
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。以上説明した第１及び第２の実施の形態とその変形例はいずれもＯＦＤＭ信号の中心搬送波に対して対称な正負一組の搬送波で既知の値の参照信号を挿入している。これに対し、この第３の実施の形態は参照信号を正負の組に限定せず送受信し、第２の実施の形態の第２の補正方式を利用することにより、従来のＯＦＤＭ信号に対しても移動体通信あるいは高速に変化するマルチパス環境に対応できるＯＦＤＭ信号補正を行うものである。また、この第３の実施の形態及び前記の第１及び第２の実施の形態において、受信側でシンボル番号を識別できれば、送信の信号形態を問うものではなく、例えば同期用シンボルやトランスミッションパラメータなどで伝送するようにしたものにも適用できる。
【０１７５】
この第３の実施の形態では、周波数分割多重信号送信装置は図１に示した構成の送信装置と同様の構成でＯＦＤＭ信号が送信される。ただし、参照信号はＯＦＤＭ信号中の一の搬送波で送信される。また、送信側は、既知の参照信号で変調された特定の搬送波を、所定の搬送波で伝送するシンボル番号若しくは特定のパラメータ情報又は同期シンボル情報に基づいて指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更して送信する。
【０１７６】
ここで、ある搬送周波数＋Ｗnに割り当てられた複素数（ｐ＋ｊｑ）で表される情報は、演算部４で前記（１）式と（２）式で表されるＩ信号とＱ信号として生成され、これがＯＦＤＭ信号に変換されてその中の周波数＋Ｗnで伝送される。
【０１７７】
上記の（１）式と（２）式で表されるＩ信号とＱ信号は、図１１に模式的に示す伝送系回路８０を伝送されることにより、振幅変化Ｙ、位相変化ｄの変化を受けてＩ’信号とＱ’信号として図３に示した周波数分割多重信号受信装置で受信される。ただし、後述するように、この実施の形態では、図３に示した周波数分割多重信号受信装置中のＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路３１は図１２に３１”で示す構成である点に特徴がある。なお、上記の伝送系回路８０は図１に示した周波数変換器１２、送信部１３、空間伝送路の特性に相当する。また、ここでは、周波数分割多重信号送信装置と周波数分割多重信号受信装置で受ける誤差は無視している。
【０１７８】
上記のＩ’信号とＱ’信号は周波数分割多重信号受信装置でＤＦＴ演算されて次式で表される複素数として求められる。
【０１７９】
A'ej(+Wnt+a')＝Aej(+Wnt+a) ×(Yejd) （５９）
ただし、上式中、Ａ’＝√（ｐ’2 ＋ｑ’2 ）、ａ’＝ｔａｎ-1（ｑ’／ｐ’）ｐ’、ｑ’は受信信号である。（５９）式は伝送路特性を示す新たな係数Ｓ０、Ｓ１を導入することにより、次の行列式に書き改めることができる。
【０１８０】
【数４２】
そして、後述するように、この第３の実施の形態では、移動によって高速に変化する特性（マルチパス環境特性）に対する応答速度を高速にするため、上記の伝送系回路８０の振幅変化Ｙ、位相変化ｄをそれぞれ高速特性変化であるＭＹ、ｄ＋ｄ１とする。これにより、前記（５９）式は次式で表される。
【０１８１】
A'ej(+Wnt+a')=Aej(+Wnt+a) ×(Yejd)×(Mejd1) （６１）
ここで、新たに
Ｍｅjd1＝Ｖ１＋ｊＶ２
とおくと、
ｐ’＋ｊｑ’＝（ｐ＋ｊｑ）（Ｓ０＋ｊＳ１）（Ｖ１＋ｊＶ２）
となり、これは次式の行列式で表される。
【０１８２】
【数４３】
よって、参照信号による補正式はそのままで、これとは分離した新たな補正式を取り出すことができる。また、（６２）式は参照信号について説明しているが、これは伝送される通常の情報信号にも当てはまるため、（６２）式は次式のように表すことができる。
【０１８３】
【数４４】
Ｓ行列もＳ行列の逆行列であるＨ行列も従来通りの方法で求めることができる。ここで、Ｖ行列の逆行列であるＫ行列は次式で表現できる。
【０１８４】
【数４５】
（６４）式のＫ行列はシンボル毎にすべての周波数でそれぞれ更新するため、あまり多くの計算量になっては実現できないが、（６４）式は２行２列の行列式であるので十分に実現できる。
【０１８５】
処理手段としては、Ｈ行列は従来通り参照信号の到来毎に更新する。Ｈ行列の更新時点では、Ｋ行列は単位行列とする。その後、Ｈ行列で補正した第１の補正情報について、希望する信号点配置との差、つまり振幅、位相の高速変化分をシンボル毎に検出し、それを基にＫ行列を周波数毎に、かつ、シンボル毎に更新する。更新したＫ行列は次のシンボルで使用する。
【０１８６】
このように、この実施の形態では第２の実施の形態で説明した第２の補正式を用いた補正と同様な方法により高速に変化する特性（マルチパス環境特性）を補正するので、シンボル毎の流れの説明は省略する。ただし、この実施の形態におけるＨ行列やＫ行列は２行２列である点が第２の実施の形態と異なる。また、Ｋ行列は（４４ａ）式、（４４ｂ）式のＫ０とＫ１からなる。
【０１８７】
この第３の実施の形態では図１の構成の送信装置により、第１キャリアにシンボル番号を挿入し、第ｍ１キャリアに第１キャリア、つまりシンボル番号を補正するためのみに使用する基準データを参照信号として挿入する。シンボル番号はシンボル期間毎に順次増加し巡回する。シンボル番号計数回路５は９ビットで表現され、０，１，２，３，．．．，５１１，０，１，２．．．と巡回するシンボル番号を計数出力する。このうちシンボル番号を表現する９ビットのうち、９、８、３、２ビット目の４ビットを１６ＱＡＭで変調して所定の搬送波で送受信する。
【０１８８】
図１の参照信号挿入回路６はこの実施の形態の場合はシンボル番号を表現する９ビットのうちの上位８ビットに基づいて、参照信号の挿入を行う。最下位の１ビットを無視するため、すなわち、２シンボルの間は同じキャリアに参照信号が挿入される。参照信号は次式で表される。
【０１８９】
【数４６】
ただし、（６５）式のＸ、Ｙは既知の参照信号値である。
【０１９０】
一方、周波数分割多重信号受信装置は、この実施の形態では図３とほぼ同様の構成であるが、図３に３１で示したＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路を図１２のブロック図に３１”で示す構成として、補正された伝送信号Ｒ及びＩを得る。図１２中、図５と同一構成部分には同一符号を付してある。図１２において、図１１の信号処理部８０より取り出された受信Ｉ信号、受信Ｑ信号はＦＦＴシンボル番号復号回路３１１に供給されて、まずシンボル番号が復号された後、次にシンボル番号に対応した正負キャリアの組の受信参照信号値が求められる。
【０１９１】
なお、この実施の形態では、シンボル番号は前記所定の４ビットが１６ＱＡＭされているため、これを他の伝送情報よりもエラーレート良好に復号できると共に、９ビットで表される０〜５１１までのシンボル番号を確実に復号でき、送信情報用参照信号の挿入搬送波の特定が各シンボル毎に確実にできる。この受信参照信号値は０回目のシンボル（偶数シンボル）では、ｐ0s’、ｑ0s’で、１回目のシンボル（奇数シンボル）では、ｐ1s’、ｑ1s’であるものとする。
【０１９２】
図１２の補正処理回路３１７は、まず（６０）式に基づいて０回目のシンボルと１回目のシンボルによって、次式で表される伝送路特性を表す係数Ｓ０とＳ１を算出する。
【０１９３】
Ｓ０＝（Ｘｐ0s’＋Ｙｑ0s’）／（Ｘ2＋Ｙ2）、
Ｓ１＝（Ｘｑ0s’＋Ｙｑ0s’）／（Ｘ2＋Ｙ2） （６６）
あるいは、
Ｓ０＝（Ｘｐ1s’＋Ｙｑ1s’）／（Ｘ2＋Ｙ2）、
Ｓ１＝（Ｘｑ1s’−Ｙｐ1s’）／（Ｘ2＋Ｙ2） （６７）
その後これらの係数Ｓ０とＳ１をそれぞれ平均してホワイトノイズを除去する。この実施の形態では、２シンボル間の平均が得られる。
【０１９４】
係数はＳ０とＳ１の２個であるので、１種類の参照信号の送受により求めることができる。当然、参照信号が受信装置において既知であるので、係数が求まるような値であればどのような参照信号でもよい。このようにして補正処理回路３１７は伝送路特性係数Ｓ０とＳ１をまず検出し、続いてこの伝送路特性係数Ｓ０とＳ１とシンボル番号に基づいて該当キャリアの平均補正式（第１の補正式）を次式に基づいて導出して記憶保持する。
【０１９５】
【数４７】
ただし、（６８）式中、Ｈ０＝Ｓ０、Ｈ１＝Ｓ１、ｄｅｔ Ａ＝Ｓ０2＋Ｓ１2である。
【０１９６】
この第１の補正式は、各搬送波（キャリア）毎にあり、ここでは２５７搬送波を用いているので、約２５６個の第１の補正式が順次生成され、時々刻々と更新される。第１の補正式は２シンボルで一つの該当キャリアについて平均化して求めているので、次に同一キャリアの平均補正式の更新がなされる間隔は、５１２シンボル後である（２シンボル×２５６＝５１２シンボル）。
【０１９７】
なお、上記のように伝送路特性を検出した後、逆行列の計算を行う代わりに、他の方法として次式から直接に補正式を算出してもよい。
【０１９８】
【数４８】
第１の補正回路３１８は、ＦＦＴシンボル番号復号回路３１１よりの受信情報を、補正処理回路３１７により導出されて保持されている第１の補正式を用いて次式の演算を行い、補正された信号を出力する。
【０１９９】
【数４９】
当然のことながら、計数Ｓ０とＳ１は時々刻々と５１２シンボル毎に変化するので、上記の第１の補正式も時々刻々と５１２シンボル毎に変化する。この第１の補正式による補正自体は従来より知られており、これにより経時変化や温度変化等の比較的緩やかに変化する伝送路上の特性を補正することができる。
【０２００】
第２の補正回路３１６は、第２の実施の形態と同様に参照信号が送受された次のシンボルでは、単位行列であるＫ行列を、その他のシンボルでは一つ前のシンボルで生成されたＫ行列を使用して次式で補正データ＜ａ＞、＜ｂ＞を生成し、これから復号された実数部データＲ、虚数部データＩを生成し出力回路３２へ出力する。
【０２０１】
【数５０】
第２の補正式算出保持回路３１５は、第１の補正回路３１８により（７０）式に基づいて補正演算されて出力された補正信号ａ”、ｂ”と、補正処理回路３１７から出力されるシンボル番号と、第２の補正回路３１６から得られる復号データａ、ｂとに基づいて、次式で表されるＫ行列を生成し、これを記憶保持する。
【０２０２】
【数５１】
ただし、（７２）式中のＫ０は前記（４４ａ）式で、また、Ｋ１は（４４ｂ）式で表される値で、これは復号されたデータｐ，ｑと所望の信号点配置との誤差に基づく伝送路の高速変化成分の伝送路特性に対応した第２の補正式である。
【０２０３】
このようにして、この第３の実施の形態も第１の補正式に基づいて補正された信号に対して、第２の実施の形態と同様の高速変化特性に対応した第２の補正式により補正動作するようにしているため、移動体通信で発生するマルチパス環境等の比較的高速に変化する特性を補正し、シンボル毎に最適な復号データを得ることができる。
【０２０４】
次に、具体的な数値例を用いて第２の補正式を用いた補正方法の動作を説明する。Ｈ行列については、簡略に表現して説明を省き、Ｋ行列の動作を詳細に説明する。
【０２０５】
まず、あるシンボルｎで、所定の参照信号値（実数部、虚数部）として前記第２実施の形態のときと同じ（７．５、７．５）が送信され、受信装置ではこの参照信号を（６．２５、６．２５）なる値で受信したとする。このとき、Ｈ行列は、伝送系に誤差を含まず、位相特性の変化が無く、振幅特性は６．２５／７．５倍された状態を示す前記（５３）式で表される。
【０２０６】
第１の補正式による第一段階の補正ではこのＨ行列を用いて補正し、以降新たな参照信号が到来するまで、変更しない。（５３）式は第１の補正式導出保持回路３１３が保持する第１の補正式である。この時点でＫ行列は前記数３５で示したと同じ単位行列とする。
【０２０７】
次のシンボルｎ＋１で、受信した伝送情報がａ’＝６．１０、ｂ’＝５．３０であるときには、前記したように補正信号＜ａ＞＝７．３２、＜ｂ＞＝６．３６が得られ、第２の補正回路３１６は受信したデータは（７．５、６．５）で送信されたデータであるものと判定し、図３に示した出力回路３２に実数部データ、虚数部の復号データの組（Ｒ，Ｉ）として（７、６）を受信データとして渡す。なお、０．５についてはＱＡＭの復号を簡単にするために加えているバイアス値であり、従来より知られた方法である。
【０２０８】
最後に、第２の補正式導出保持回路３１５は前記（４３）式、（４４）式に基づき（５４）式で表される新たなＫ行列を計算して、これを次のシンボルｎ＋２のための第２の補正式として導出して保持する。この新たに計算されたＫ行列は次式で表される。このＫ行列はシンボルｎの送信時からシンボルｎ＋１の送信時までの間の伝送経路で発生した振幅特性と位相特性の変化分を表している。以下、上記と同様の動作が繰り返され、第２の実施の形態と同様の結果が得られる。
【０２０９】
次に、この第３の実施の形態の各変形例について説明する。この第３の実施の形態でも第２の実施の形態で説明したと同様の以下の変形例が考えられる。
【０２１０】
（変形例１）
参照信号を挿入する周波数は１組に限定しなくてもよく、数組に挿入してもよい。上記の第３の実施の形態の説明では、参照信号を複数シンボル間で同じ周波数に割当てて、求めた係数Ｓ０、Ｓ１の平均化を行い、すなわち、ガウスノイズを除去した伝送路系を検出して、第一の補正式を利用した。
【０２１１】
第二の補正式も平均化し、ガウスノイズの除去を行うことができる。ここでは、Ｋ行列を５シンボルにわたって平均する方法について述べる。
【０２１２】
シンボルｎにおいて、参照信号の送受が行われたとする。
初期値として、Ｋ０1＝１、Ｋ０2＝１、Ｋ０3＝１、Ｋ０4＝１、Ｋ０5＝１、Ｋ１1＝０、Ｋ１2＝０、Ｋ１3＝０、Ｋ１4＝０、Ｋ１5＝０とおく。そして、
Ｋ０＝（Ｋ０1＋Ｋ０2＋Ｋ０3＋Ｋ０4＋Ｋ０5）／５
Ｋ１＝（Ｋ１1＋Ｋ１2＋Ｋ１3＋Ｋ１4＋Ｋ１5）／５ （７３）
とおく。シンボルｎ＋１では、（７３）式で第二の平均補正を行う。また、新たなＫ行列を求める方法は既述の通りである。ここで求めた係数をＫ０0、Ｋ１0とおく。次に、Ｋ０mをＫ０m+1に、Ｋ１mをＫ１m+1に置き換えて、（７３）式により平均化した第２の補正式（平均したＫ行列）を生成してゆく（ただし、ｍ＝０、１、２、３、４の各値）。
【０２１３】
このような処理の繰り返しにより、最新の５シンボル間の係数を保持し、平均して使用する。この平均化処理は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０２１４】
（変形例２）
（７１）式、（７２）式、（４４ａ）式、（４４ｂ）式でＫ行列を求める際に、ａ”、ｂ”における誤差信号（つまり、信号ａ”の場合は信号ａと信号ａ”との差、信号ｂ”の場合は信号ｂと信号ｂ”との差）において、所定の上限値と下限値を設定し、それ以上あるいはそれ以下の場合は、Ｋ行列を所定値で代替えをする。具体的には、実数部、或いは虚数部のいずれかにおいて、誤差信号値が０．４以上または−０．４以下になった場合に、それぞれ０．４、あるいは−０．４を設定してＫ行列を代替えする。
【０２１５】
第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従できる高速変化以上の変動が発生した場合、あるいはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。その逆補正を回避するために上記の制限値を設ける。この制限処理は、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０２１６】
（変形例３）
（７１）式、（７２）式、（４４ａ）式、（４４ｂ）式でＫ行列を求める際に、ａ”、ｂ”における誤差信号において、所定の重み付けを行う。これは、特に、Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合に有効である。
【０２１７】
Ｓ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。しかしながら、誤差信号は、ガウスノイズの影響でばらつきをもっていると考えてよく。したがって、正規分布をしているとしてよい。そこで、中央値に近い部分の重み付けを多くし、より多く影響させ、周辺部の重み付けを軽くして、より少なく影響するようにしてＫ行列を生成する。このような重み付けは、第２の補正式導出保持回路３１５で実施する。
【０２１８】
（変形例４）
第２の補正（あるいは、第２の平均補正）で追従できる高速変化以上の変動が発生した場合、あるいはＳ／Ｎが極端に劣化した場合、誤差信号の折り返しが発生し、第２の補正式は逆補正になる場合がある。平均化を行っていればその影響は少ないが、連続的に発生する場合には、やはり誤りとなってしまう。
【０２１９】
そこで、この変形例では、既述しないエラー訂正回路の誤り検出時には第２の補正式であるＫ行列を生成しても逆補正となってしまうため、Ｋ行列の生成を行わず、単位行列で代替し平均化の効果で補完する。
【０２２０】
（変形例５）
（７１）式、（７２）式、（４４ａ）式、（４４ｂ）式でＫ行列を求める際に、＜ａ＞、＜ｂ＞における信号点配置において（整数部）、所定の上限値と下限値を設定し、それ以上あるいはそれ以下の信号点配置の場合は、Ｋ行列を単位行列で代替えする。例えば、図１０に示すように、２５６ＱＡＭにおいて、実数部あるいは虚数部の絶対値が８以上、または実数部＋虚数部の絶対値が６以上の信号点配置においては、その誤差信号を利用せず単位行列で代替えする。高速変化は、より外周側の信号点配置に影響するため、誤りも外周側で発生する確率が高い。よって、この変形例では、図１０に黒丸で示す、より信頼性の高い内周側の信号点配置の誤差信号のみを使用する。
【０２２１】
（変形例６）
この変形例は、周波数軸上での平均化処理を行うものである。この変形例では各係数を算出した後に、周波数軸順の系列に所定量の低域フィルタを挿入し高域成分の除去を行う。このようなフィルタ処理は、補正処理回路３１７又は第２の補正式導出保持回路３１５においてデジタルフィルタリングで容易に実施できる。このフィルタリングは、周波数軸上の一次元のみの演算でなく、既述の時間軸上での係数の並びも利用して二次元フィルタで構成してもよい。
【０２２２】
この周波数軸及び時間軸上での二次元フィルタについて、簡単に説明する。既述のＨ行列は参照信号を複数シンボルの間送受することにより平均化される。また、Ｋ行列においても複数シンボル間で平均化する。このことにより、時間軸上での平均化がなされる。そして、新たに、前記（５７）式と同様のＥ行列を生成し、このＥ行列の係数において、自分の搬送波の係数と近傍（例えば±１０搬送波）の係数を平均する。勿論、すべての搬送波において同様の平均化をする。これにより、周波数軸上での平均がされる。そして、次式により補正計算を行う。
【０２２３】
【数５２】
今まではＨ行列とＫ行列をそれぞれ用いて２段階の計算をしていたが、この場合はＨ行列とＫ行列を求める処理は同様で、補正式を合成したＥ行列で（７４）式により補正する。
【０２２４】
その他の例として、隣接する３つの搬送波毎に組を作り、その中央の搬送波のみに参照信号を挿入して補正式の導出処理を行い、その両隣の搬送波は、その中央の搬送波の補正式で補正することも可能である。これによって、計算量の削減や、参照信号の到来期間の短縮をもたらし、装置の低価格化や高速追従性を達成できる。
【０２２５】
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。以上説明した第１及び第２の実施の形態とその変形例はいずれもＯＦＤＭ信号の中心搬送波に対して対称その他の例として、隣接する３つの搬送波毎に組を作り、その中央の搬送波のみに参照信号を挿入して補正式の導出処理を行い、その両隣の搬送波は、その中央の搬送波の補正式で補正することも可能である。これによって、計算量の削減や、参照信号の到来期間の短縮をもたらし、装置の低価格化や高速追従性を達成できる。
【０２２６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、複数の搬送波のうちの中心搬送波に対してクロストークの影響のある、互いに対称な、高域側の一の正の搬送波と、低域側の一の負の搬送波を組としてこれらの搬送波で参照信号を伝送するようにしたため、迅速に伝送路特性を検出できると共に、参照信号を挿入する正負の搬送波の組を一定時間毎に切り替えることにより、すべての搬送波についての伝送路特性をも検出できる。
【０２２７】
これにより、本発明によれば、前述したＩ信号及びＱ信号自体の周波数特性を従来と同様に補正できると共に、これに加えて、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、送信装置の直交変調器の直交性誤差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、受信装置の直交復調器の直交性誤差などの特性誤差をも補正することができるため、これら送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、送信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、送信装置の直交変調器の直交性誤差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対振幅特性差、受信装置のそれぞれの周波数でＩ信号、Ｑ信号間での相対位相特性差、受信装置の直交復調器の直交性誤差などの特性誤差を精度良くしなくてもよく、また、これらの温度変化、経時変化を考慮しなくてよく、以上より従来に比べて高品質な直交周波数分割多重信号の伝送ができる。
【０２２８】
また、本発明によれば、既知の参照信号を使用することにより、正確に得られた補正係数からなる第一の補正式を用いて、復号されたデータに対して経時変化や温度変化等の比較的緩やかに変化する誤差と特性を補正し、続いてこの補正されたデータに対して、ある参照信号を受信してから次の参照信号を受信して新たな補正式を算出するまでの期間の変化に対応した伝送路特性を検出して得た第２の補正式に基づいて補正するようにしたため、移動体通信で発生するマルチパス環境等の比較的高速に変化する特性をも補正することができ、シンボル毎の最適化が図れる。
【０２２９】
更に、本発明によれば、第１の補正式を複数の搬送波のうちの中心搬送波に対して互いに対称な正の搬送波と負の搬送波を組として伝送される既知の値の参照信号を用いて生成し、この第１の補正式による補正と前記第２の補正式による補正とを順次行うことにより、より一層伝送路特性の変化に対応した高精度な補正を行うことができ、より一層正確な復号ができる。
【０２３０】
更に、本発明によれば、第１及び第２の補正式の一方若しくは両者において平均化を行うことにより、ガウスノイズを除去でき、より信頼性の高い補正係数の導出ができ、これにより補正の確度を向上できる。
【０２３１】
更に、本発明によれば、第２の補正式に所定の上限値と下限値を設けたり、所定の重み付けを誤差信号に応じて行ったり、エラー訂正回路による誤り検出時に第２の補正式の更新を停止して第２の補正式を単位行列で代替したり、あるいは、第２の補正式を算出するために用いる補正信号に上限値及び下限値を設けたりする処理により、第２の（平均）補正式算出時に高速変化に追従できずに、あるいは極端なＳ／Ｎ低下により発生する可能性のある、逆補正を回避できる。
【０２３２】
更に、本発明によれば、時間軸上の平均回数を少なくし、周波数軸上での平均化を行い、より高速で信頼性の高い装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明送信装置の第１の実施の形態のブロック図である。
【図２】本発明で伝送されるＯＦＤＭ信号の一例の周波数スペクトラムを示す図である。
【図３】本発明受信装置の一実施の形態のブロック図である。
【図４】本発明方式の第１の実施の形態において伝送されるＩ信号とＱ信号について着目して書き改めたブロック図である。
【図５】図３の要部の第１の実施の形態のブロック図である。
【図６】図３のＦＦＴ演算をソフトウェアで行うときの一実施の形態のフロチャートである。
【図７】本発明方式の第２の実施の形態の受信装置のブロック図である。
【図８】本発明方式の第２の実施の形態において伝送されるＩ信号とＱ信号について着目して書き改めたブロック図である。
【図９】図７の要部の第２の実施の形態のブロック図である。
【図１０】Ｋ行列生成に使用する一例の信号点配置図である。
【図１１】本発明方式の第３の実施の形態において伝送されるＩ信号とＱ信号について着目して書き改めたブロック図である。
【図１２】本発明方式の要部の第３の実施の形態のブロック図である。
【符号の説明】
２ 入力回路
３ クロック分周回路
４ 演算部
５、１４ シンボル番号計数回路
６ 参照信号挿入回路
７ 出力バッファ
８ Ｄ／Ａ変換器・低域フィルタ（ＬＰＦ）
９ 直交変調器
１０、１６、２５ 中間周波数発振器
１１、２６ ９０°シフタ
１２、２２ 周波数変換器
１５ ディジタル直交変調器
１７ Ｄ／Ａ変換器・帯域フィルタ（ＢＰＦ）
２４ キャリア抽出及び直交復調器
２７ 同期信号発生回路
３１、３１’、３１” ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路
４１、４２、７２ 送信装置の信号処理部
４３、４４、４７、４８、７４、７５ 乗算器
４６、７３、８０ 伝送系回路
４９、５０、７６、７７ 受信装置の信号処理部
３１１ ＦＦＴシンボル番号復号回路
３１２ 伝送路特性検出回路
３１３ 第１の補正式導出保持回路
３１４ 第１の補正回路
３１５ 第２の補正式導出保持回路
３１６ 第２の補正回路
３１７ 補正処理回路
３１８ 第１の補正回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an orthogonal frequency division multiplex signal transmission system, a transmission device, and a reception device, and particularly converts an encoded digital video signal into an orthogonal frequency division multiplex (OFDM) signal in a limited frequency band. The present invention relates to an orthogonal frequency division multiplexing signal transmission method, a transmission device, and a reception device.
[0002]
[Prior art]
As one of methods for transmitting encoded digital video signals and the like in a limited frequency band, multi-value modulated digital information such as 256 quadrature amplitude modulation (QAM) is used by using a large number of carriers. 2. Description of the Related Art An OFDM system that transmits as an OFDM signal has been conventionally known because of its features such as being resistant to multipath, being less susceptible to interference, and having relatively good frequency utilization efficiency. This OFDM system is a system in which a large number of carriers are arranged orthogonally and independent digital information is transmitted by each carrier. Note that “the carrier waves are orthogonal” means that the spectrum of the adjacent carrier wave becomes zero at the frequency position of the carrier wave.
[0003]
In the transmission apparatus that transmits the OFDM wave, a plurality of digital baseband in-phase signals (I signal) and quadrature signals (Q signals) obtained by performing an inverse discrete Fourier transform (IDFT) operation on data to be transmitted, After passing through each of the D / A converter and the low-pass filter (LPF), the signal is converted and synthesized to an intermediate frequency (IF) by a quadrature modulator. Unnecessary frequency components are removed by (BPF), power is amplified by the transmission unit, and radio waves are emitted from the transmission antenna.
[0004]
On the other hand, in the receiving apparatus, the frequency converter converts the received RF signal to an intermediate frequency, the amplifier performs intermediate frequency amplification, the BPF removes unnecessary frequency components, and then the quadrature demodulator demodulates the I signal and the Q signal. Separate into signals. Thereafter, the separated I signal and Q signal are subjected to QAM decoding or the like through an LPF, an A / D converter, a discrete Fourier transform (DFT) circuit, and a QAM decoding circuit, respectively, to restore data.
[0005]
In these OFDM signal transmission processes, when both the transmitting device and the receiving device are separated into the I signal and the Q signal, if there is a relative amplitude characteristic difference, phase characteristic difference between the systems, or If an orthogonal 90-degree phase difference modulated wave or demodulated wave is not supplied to the quadrature modulator and quadrature demodulator, a code error occurs. That is, the amplitude change and phase change of its own frequency, and the occurrence of crosstalk (image component) to the opposite frequency on the opposite side occur.
[0006]
Therefore, in order to prevent the occurrence of the above-described code error, the difference between the amplitude characteristic and the phase characteristic at the time of separation into the I signal and the Q signal, or a 90% accurate to the quadrature modulator and the quadrature demodulator can be obtained. Various methods have been proposed for eliminating the characteristic difference (error) between the I signal and the Q signal, such that the modulation / demodulation wave of the phase difference is not supplied (for example, JP-A-6-350658 and JP-A-3-76623). JP-A-5-227239, JP-A-5-110369, JP-A-3-53735, JP-A-6-188932, JP-A-4-290337).
[0007]
Further, correction for making the frequency amplitude characteristics and frequency phase characteristics of the I signal and the Q signal itself as specified characteristics has also been proposed in the past. For example, in a transmission apparatus, the frequency amplitude characteristics and frequency phases of the I signal and the Q signal are proposed. Characteristics, phase of quadrature modulation wave, frequency amplitude characteristic and frequency phase characteristic of IF waveband signal processing, frequency amplitude characteristic and frequency phase characteristic of RF waveband signal processing, and frequency amplitude of I signal and Q signal also in the receiver Characteristics and frequency phase characteristics, phase of quadrature demodulated wave, frequency amplitude characteristics and frequency phase characteristics of IF waveband signal processing, frequency amplitude characteristics and frequency phase characteristics of RF waveband signal processing, and frequency in a multipath environment of radio wave propagation Proposals have been made to correct any one or more of various characteristics such as amplitude characteristics and frequency phase characteristics (Japanese Patent Laid-Open No. 6-311134, Japanese Patent Laid-open No. Each Japanese Unexamined Patent Publication No. 5-219021).
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, any of these conventional correction methods increases the cost due to the complexity of the circuit configuration and has a limit in accuracy. It becomes more complicated to correct all errors. Some are not suitable for OFDM signals. Further, the conventional method (Japanese Patent Laid-Open No. 6-188932) that compensates for the orthogonality deviation in the transmitter / receiver does not compensate for the amplitude deviation of the I signal and the Q signal, or the transmitter uses a D / A converter. In the conventional method (Japanese Patent Laid-Open No. 4-290337) in which a digital quadrature modulator is disposed in the previous stage to eliminate transmission system errors in principle, the operating speed and bit width of the D / A converter are limited. There are problems such as limited devices that can be used.
[0009]
Thus, in the past, the amplitude characteristic difference, phase characteristic difference, and orthogonality error of the I signal and Q signal directly cause a code error in the transmission / reception signal, and these errors are removed or compensated. There are certain limits to further improving accuracy. Further, there has been no conventional method that takes into account the response to OFDM signals, such as compensation of frequency characteristics.
[0010]
The present invention has been made in view of the above points, and is an orthogonal frequency division multiplexing signal transmission system capable of preventing the occurrence of a code error without complicating the circuit configuration by allowing an error and correcting the error, It is an object to provide a transmission device and a reception device.
[0011]
Another object of the present invention is to provide an orthogonal frequency division multiplex signal transmission system, a transmission apparatus, and a reception apparatus that can be suitably applied to OFDM signal transmission by correcting characteristics due to frequency in addition to errors. .
[0012]
[Means for Solving the Problems]
  In order to achieve the above object, according to the orthogonal frequency division multiplexing signal transmission system of the present invention, on the transmission side, each of a plurality of carriers having different frequencies is obtained from the information signal to be transmitted assigned to each carrier. Separately modulate the in-phase signal and the quadrature signal, generate the frequency division multiplexed orthogonal frequency division multiplexed signal and transmit it in symbol units, and receive the frequency division multiplexed signal on the receiving side to receive each modulated carrier wave In an orthogonal frequency division multiplex signal transmission system for demodulating an information signal after decoding into an in-phase signal and a quadrature signal,
  On the transmitting side, a known reference signal is transmitted with a set of a positive carrier on the high frequency side and a negative carrier on the low frequency side symmetric with respect to the center carrier among the plurality of carriers, and a known reference signal is transmitted. Positive and negative carrier setSending positionThe specific transportIn the wavesSymbol number to transmitByDesignated and sequentially cyclically transmitted at regular intervals, and on the receiving side, the reference signal is decoded based on the symbol number from the received frequency division multiplexed signal, and the real number of positive carriers from this reference signal The transmission line characteristics are detected based on the leakage components to the real part and imaginary part of the negative part, the imaginary part, and the real part and imaginary part of the negative carrier, and the correction formula is calculated from the detected transmission path characteristics and stored, and the correction formula is used. Thus, the decoded in-phase signal and quadrature signal are corrected.
[0013]
Further, in the frequency division multiplexing signal transmission system of the present invention, the reference signal is alternately switched in a predetermined symbol unit to be transmitted as a first set of reference signals and a second set of reference signals that are transmitted in a set of positive and negative carriers, When the real and imaginary parts of the reference signal transmitted on the positive carrier are p and q, respectively, and the real and imaginary parts of the reference signal transmitted on the negative carrier are r and u, respectively. The real part and imaginary part values of the received positive carrier reference signal are p ′ and q ′, respectively, and the real part and imaginary part values of the received negative carrier reference signal are r ′ and u, respectively. When the receiver side is
[0014]
[Equation 8]
The received reference signal is calculated from the known reference signal, and the following equations are used as correction equations.
[0015]
[Equation 9]
(However, H0 = + S0 (S6S6 + S7S7) -S2 (S4S6 + S5S7) + S3 (S4S7-S5S6), H1 = + S1 (S6S6 + S7S7) -S3 (S4S6 + S5S7) -S2 (S4S7-S5S6) , H2 = + S4 (S2S2 + S3S3) -S6 (S0S2 + S1S3) + S7 (S0S3-S1S2), H3 = + S5 (S2S2 + S3S3) -S7 (S0S2 + S1S3) -S6 (S0S3-S1S2), H4 = + S2 (S4S4 + S5S5) -S0 (S4S6 + S5S7) -S1 (S4S7-S5S6), H5 = + S3 (S4S4 + S5S5) -S1 (S4S6 + S5S7) + S0 (S4S7-S5S6), H6 = + S6 (S0S0 + S1S1) -S4 (S0S2 + S1S3) -S5 (S0S3-S1S2), H7 = + S7 (S0S0 + S1S1) -S5 (S0S2 + S1S3) + S4 (S0S3-S1S2), det A = S0 × H0 + S1 × H1 + S4 × H2 + S5 × H3)
The value calculated in step 1 is stored and retained, and the following formula is used for each positive / negative carrier pair using the correction formula:
[0016]
[Expression 10]
(Where, a and b are the real and imaginary parts of the corrected received data assigned to the positive carrier frequency, and c and d are the corrected received data assigned to the negative carrier frequency. Real part and imaginary part, a ′ and b ′ are the real part and imaginary part of the reception data of the positive carrier frequency, and c ′ and d ′ are the real part and imaginary part of the reception data of the negative carrier frequency). The received data a, b, c and d after correction are obtained by calculation.
[0017]
Here, the reference signal is composed of a first set of reference signals and a second set of reference signals that are alternately switched in predetermined symbol units and transmitted as a set of positive and negative carriers. Of the real part and imaginary part that are transmitted with a carrier wave, and the real part and imaginary part that are transmitted with a negative carrier wave, the first set of reference signals is only the value of the real part or imaginary part that is transmitted with a positive carrier wave Is set to a predetermined value, the other values are each set to zero, and the second set of reference signals is set to a predetermined value only for the real part or imaginary part value transmitted on the negative carrier wave, and the other values are set to zero. It is desirable that the calculation is easy in calculating the coefficient of the transmission path characteristics.
[0018]
Similarly, the reference signal consists of a first set of reference signals and a second set of reference signals that are alternately switched in predetermined symbol units and transmitted as a set of positive and negative carriers. Of the real part and imaginary part that are transmitted with a carrier wave, and the real part and imaginary part that are transmitted with a negative carrier wave, the first set of reference signals are the values of the real part and imaginary part that are transmitted with a positive carrier wave. The second set of reference signals has a predetermined value for each of the real part and the imaginary part transmitted with a negative carrier wave, and each of the other values is zero. Even in this case, the calculation becomes easy in calculating the coefficient of the transmission path characteristic.
[0019]
In order to achieve the above object, the orthogonal frequency division multiplexing signal transmission apparatus according to the present invention is configured to perform inverse discrete processing by inputting a digital information signal to be transmitted represented by a complex number to a plurality of real part input terminals and imaginary part input terminals, respectively. And an arithmetic unit for generating an in-phase signal and a quadrature signal transmitted by a plurality of carriers having different frequencies, and a symbol number whose value changes for each symbol of the digital information signal to be transmitted. Symbol number counting circuit that is generated and input to a specific input terminal of the arithmetic unit, and an arithmetic operation in which a digital information signal transmitted by a positive carrier on the high frequency side symmetric with respect to the center carrier among a plurality of carriers is input Real part input terminal and imaginary part input terminal, and real part input terminal and imaginary number of arithmetic part to which a digital information signal transmitted by a low frequency negative carrier wave is input Reference signal insertion means for inputting a reference signal to each set of input terminals and switching a set of a real part input terminal and an imaginary part input terminal for inputting the reference signal at regular intervals, and an output in-phase signal and quadrature of the arithmetic unit An output buffer for temporarily storing signals, a conversion means for converting the output in-phase signal and quadrature signal of the output buffer into orthogonal frequency division multiplexed signals, and a transmission means for transmitting orthogonal frequency division multiplexed signals, respectively It is.
[0020]
In order to achieve the above object, the orthogonal frequency division multiplexing signal receiving apparatus of the present invention transmits digital information signals to be transmitted by a plurality of carriers having different frequencies, and is symmetrical with respect to the center carrier among the plurality of carriers. A known reference signal is inserted into a set of a positive carrier on the high frequency side and a negative carrier on the low frequency side, and the set of positive and negative carriers for transmitting the reference signal is designated by a symbol number transmitted on the specific carrier. And receiving means for receiving orthogonal frequency division multiplexed signals that are sequentially changed cyclically at fixed intervals, and receiving orthogonal frequency division multiplexed signals received from the receiving means are orthogonally demodulated and are respectively represented by complex numbers. Demodulating means for obtaining a phase signal and a quadrature signal, a symbol number and a reference signal, and discrete Fourier transforming the in-phase signal and quadrature signal from the demodulating means, the symbol number and a reference signal, respectively. The digital information signal is decoded, the decoding means for decoding the symbol number and the reference signal, the reference signal is decoded from the symbol number from the decoding means, the real part and the imaginary part of the positive carrier from the reference signal, the negative part Detection means for detecting transmission path characteristics based on leakage components to the real part and imaginary part of the carrier wave, and correction expression calculation and holding means for calculating and storing a correction expression from the transmission path characteristics detected by the detection means And a correction circuit that corrects the decoded signal of the in-phase signal and the quadrature signal from the decoding means using the stored correction formula.
[0021]
In-phase signal (I signal) and quadrature signal (Q signal) errors generated in the orthogonal frequency division multiplex signal transmission method are generated in the transmission / reception apparatus in the amplitude characteristic difference, phase characteristic difference, orthogonality error between the I signal and the Q signal Cause. No error occurs until the I and Q signals are separated by the receiving apparatus after the I and Q signals are combined by the transmitting apparatus. Further, as described in the section of the prior art, the correction for eliminating the characteristic difference (error) between the I signal and the Q signal and the correction for setting the characteristic of the I signal Q signal itself to a specified value are constant. There is a limitation of this, and sufficient correction cannot be made.
[0022]
In view of the above points, the present invention is different from the conventional frequency division multiplexing signal transmission system, transmitting apparatus, and receiving apparatus in which correction is performed so as not to generate an error. It is a thing. That is, according to the present invention, a reference signal is inserted as a known reference data on the transmission side and transmitted in a frequency division multiplexed signal, and a transmission path indicating an error between the I signal and the Q signal based on the reference signal on the reception side. The characteristic is detected, the correction formula is obtained, and the detected transmission line characteristic is corrected.
[0023]
Here, the transmission line characteristic may be detected by transmitting and receiving four reference signals with 16 transmission line characteristic coefficients. However, since the tracking speed with respect to the transmission line characteristic that changes from time to time becomes slow, the present invention In this case, a pair of one positive carrier on the high frequency side and one negative carrier on the low frequency side, which are affected by crosstalk with respect to the center carrier of the plurality of carriers, are paired with each other. Transmit the reference signal. Furthermore, in the present invention, positive and negative carriers into which reference signals are inserted are designated by symbol numbers, and the channel characteristics for all carriers can be detected by switching the set of positive and negative carriers at regular intervals. It is a thing.
[0024]
As a result, the present invention can correct the frequency characteristics of the I signal and the Q signal itself as in the prior art, and in addition to this, the relative amplitude characteristics between the I signal and the Q signal at each frequency of the transmitter. Difference, relative phase characteristic difference between I signal and Q signal at each frequency of transmitting device, orthogonality error of quadrature modulator of transmitting device, relative amplitude between I signal and Q signal at each frequency of receiving device Characteristic errors such as a characteristic difference, a relative phase characteristic difference between the I signal and the Q signal at each frequency of the receiving apparatus, and an orthogonality error of the orthogonal demodulator of the receiving apparatus can also be corrected.
[0025]
  Further, according to the present invention, on the transmitting side, an information signal to be transmitted is separately modulated as a signal having a real part and an imaginary part to generate an in-phase signal and a quadrature signal, and the in-phase signal and the quadrature signal are generated. The orthogonal frequency division multiplex signal obtained by modulating a plurality of positive carriers on the high frequency side and a plurality of negative carriers on the low frequency side with respect to the center carrier among the plurality of carriers having different frequencies from each other, In the orthogonal frequency division multiplex signal transmission system that receives the orthogonal frequency division multiplex signal on the receiving side, demodulates each modulated carrier wave into an in-phase signal and a quadrature signal, and then decodes the information signal,SaidOn the transmitting side, a known reference signal is transmitted on a predetermined carrier among the plurality of carriers, and the predetermined carrier is cyclically changed every predetermined period and transmitted,SaidOn the receiving side, the reference signal is decoded from the received orthogonal frequency division multiplex signal, the transmission path characteristic is detected from the reference signal based on the change component of the real part and the imaginary part of the predetermined carrier wave, and the detected transmission path characteristic is detected. Calculate the first correction formulabrothThen, the decoded information signal is corrected using the first correction formula, and the high-speed change component of the transmission path is detected based on the difference between the corrected information signal and a predetermined signal point arrangement, and the detected transmission is detected. Calculate the second correction formula from the high-speed change component of the roadbrothThe corrected information signal is further corrected using the second correction formula.And correcting each of the modulated carrier waves with respect to each coefficient constituting a correction expression combining at least one of the first correction expression and the second correction expression or a combination of both. The filters are arranged in order, and a low pass filter is inserted on the frequency axis.
  On the transmission side, the information signal to be transmitted is separately modulated as a signal composed of a real part and an imaginary part to generate an in-phase signal and a quadrature signal. Out of multiple different carriers, modulates multiple positive carriers on the high band side and multiple negative carriers on the low band side with respect to the center carrier wave, and generates and transmits orthogonal frequency division multiplexed signals that are frequency division multiplexed In the orthogonal frequency division multiplexing signal transmission system, the receiving side receives the orthogonal frequency division multiplexing signal, demodulates each modulated carrier wave into an in-phase signal and an orthogonal signal, and then decodes the information signal. Transmits a known reference signal using a predetermined carrier among the plurality of carriers, and transmits the predetermined carrier by cyclically changing the predetermined carrier every predetermined period. In other words, symbols including a known reference signal are continuously transmitted as a set of a positive carrier on the high frequency side and a negative carrier on the low frequency side symmetric with respect to the center carrier, and the orthogonality received on the receiving side The reference signal is decoded from the frequency division multiplexed signal, a transmission line characteristic is detected from the reference signal based on the change component of the real part and the imaginary part of the predetermined carrier wave, and the first characteristic is detected from the detected transmission line characteristic. The correction formula is calculated, and at that time, the leakage components to the real part and imaginary part of the positive carrier and the real part and imaginary part of the negative carrier are averaged from the received reference signals, respectively. Or calculating the first correction equation averaged based on a plurality of transmission path characteristics detected from the leakage component, correcting the decoded information signal using the first correction equation, and after this correction A predetermined signal point for the information signal A high-speed change component of the transmission path is detected based on the difference from the device, a second correction formula is calculated from the detected high-speed change component of the transmission path, and the corrected information is calculated using the second correction formula. The signal was further corrected.
  Further, on the transmitting side, the information signal to be transmitted is separately modulated as a signal composed of a real part and an imaginary part to generate an in-phase signal and a quadrature signal. Out of multiple different carriers, modulates multiple positive carriers on the high band side and multiple negative carriers on the low band side with respect to the center carrier wave, and generates and transmits orthogonal frequency division multiplexed signals that are frequency division multiplexed In the orthogonal frequency division multiplexing signal transmission system, the receiving side receives the orthogonal frequency division multiplexing signal, demodulates each modulated carrier wave into an in-phase signal and an orthogonal signal, and then decodes the information signal. Transmits a known reference signal using a predetermined carrier among the plurality of carriers, and sequentially changes the predetermined carrier every predetermined period and transmits the reference signal, and the receiving side receives the received reference signal. The reference signal is decoded from the AC frequency division multiplexed signal, a transmission line characteristic is detected from the reference signal based on the change component of the real part and the imaginary part of the predetermined carrier wave, and the first characteristic is detected from the detected transmission line characteristic. The corrected information signal is corrected using the first correction formula, and the information signal after correction is changed at high speed based on the difference from a predetermined signal point arrangement. The component is detected, and the second correction formula is obtained from the detected high-speed change component of the transmission line. The corrected information signal is further corrected using the second correction formula, and the information signals of the positive and negative sets of carrier waves corrected using the first correction formula are ( a ″ + jb ″), (c ″ + jd ″), and when the transmitted information signals of the positive and negative carriers are (a + jb), (c + jd), they are represented by 4 rows and 4 columns,
The first row is K0 K1 0 0
The second line is -K1 K2 0 0
The third row is 0 0 K6 K7
The fourth line is 0 0 -K7 K6
(Where K0 = (aa ″ + bb ″) / (a ″ 2 + B " 2 ), K1 = (ab ″ −a ″ b) / (a ″ 2 + B " 2 ), K6 = (cc ″ + dd ″) / (c ″) 2 + D " 2 ), K7 = (cd ″ −c ″ d) / (c ″) 2 + D " 2 ))
Is generated as the second correction formula and used in the next symbol.
  On the transmission side, the information signal to be transmitted is separately modulated as a signal composed of a real part and an imaginary part to generate an in-phase signal and a quadrature signal, and the in-phase signal and the quadrature signal mutually generate frequencies. A plurality of positive carriers on the high band side and a plurality of negative carriers on the low band side with respect to the center carrier wave, and a frequency division multiplexed orthogonal frequency division multiplexed signal is generated. In the orthogonal frequency division multiplexing signal transmission system, the receiving side receives the orthogonal frequency division multiplexing signal, demodulates each modulated carrier wave into an in-phase signal and an orthogonal signal, and then decodes the information signal. On the side, a known reference signal is transmitted on a predetermined carrier among the plurality of carriers, and the predetermined carrier is cyclically changed and transmitted at regular intervals, and received on the receiving side. The reference signal is decoded from the orthogonal frequency division multiplex signal, the transmission line characteristic is detected from the reference signal based on the change component of the real part and the imaginary part of the predetermined carrier wave, and the detected transmission line characteristic is obtained from the detected transmission line characteristic. 1 is calculated, the decoded information signal is corrected using the first correction expression, and the high-speed transmission path is based on the difference between the corrected information signal and a predetermined signal point arrangement. Detecting a change component, calculating a second correction formula from the detected high-speed change component of the transmission path, further correcting the corrected information signal using the second correction formula, The second correction formula is generated by increasing the weight as the absolute value of the error signal in the information signal corrected by using the first correction formula is small.
[0026]
Thus, in the present invention, the first correction equation is used to determine characteristic errors such as the relative amplitude / phase characteristic difference between the I and Q signals and the orthogonality error of the orthogonal demodulator of the receiving apparatus at each frequency of the receiving apparatus. And IF of the transmitter, frequency amplitude / phase characteristics of the RF band signal processing, RF of the receiver, frequency amplitude / phase characteristics of the IF band signal processing, frequency amplitude / phase characteristics of the I and Q signals of the receiver It is possible to correct frequency characteristics such as frequency amplitude / phase characteristics under radio wave propagation changing slowly, and the phase of the orthogonal modulation / demodulation wave of the transceiver. In addition, according to the present invention, the frequency amplitude / phase characteristics under radio wave propagation changing at high speed can be corrected by the correction using the second correction formula.
[0027]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0028]
FIG. 1 shows a block diagram of a first embodiment of an orthogonal frequency division multiplex signal transmission apparatus which is a transmission apparatus of the transmission system of the present invention. In the figure, the input terminal 1 receives digital data to be transmitted. The digital data is, for example, a digital video signal or an audio signal compressed by an encoding method such as an MPEG method that is a color moving image encoding method. This input digital data is supplied to the input circuit 2 and, if necessary, an error correction code is given based on the clock from the clock frequency divider 3. The clock divider 3 divides the 10.7 MHz intermediate frequency from the intermediate frequency oscillator 10 and generates a clock synchronized with the intermediate frequency.
[0029]
The digital data to which the error correction code is added is supplied from the input circuit 2 to the arithmetic unit 4. The arithmetic unit 4 is a circuit constituting a main part of the present embodiment, and performs an inverse discrete Fourier transform (IDFT) operation on digital data from the input circuit 2 to generate an in-phase signal (I signal) and a quadrature signal (Q signal). At the same time, as described later, the symbol number from the symbol number counting circuit 5 and the reference signal from the reference signal insertion circuit 6 are also supplied to predetermined input terminals for IDFT calculation.
[0030]
For example, when the data series N is transmitted with 256 carrier waves, the calculation unit 4 performs a double oversampling IDFT calculation to generate a signal. In this case, the input assignment to the calculation unit 4 is as follows when the numbers are assigned in order in the input frequency alignment type.
[0031]
n = 0 to 128 An information signal for modulating a carrier wave is provided.
[0032]
n = 129 to 383 The carrier level is set to 0 and no signal is generated.
[0033]
n = 384 to 511 An information signal for modulating a carrier wave is provided.
[0034]
That is, the number of input terminals of the arithmetic unit 4 is 512 from the 0th to the 511th for the real part (R) signal and the imaginary part (I) signal, respectively, from the first (n = 1) to 127. The information signals are input to the 127th input terminal in total (n = 127) and the 127th input terminal from 385th (n = 385) to 511th (n = 511), and the 0th (n = n) = 0) is input with a DC voltage (constant), and the 128th (n = M / 4) and 384th (n = 3M / 4) input terminals have a fixed voltage for a pilot signal, for example. Entered.
[0035]
In this way, the arithmetic unit 4 receives the 4-bit R signal and the 4-bit I signal from the 1st to 127th input terminals and the 385th to 511th input terminals, respectively, as well as 0th and 128th. And a constant voltage is input to the 384th input terminal, and 0 is input to the other 129th to 383th input terminals to perform a double oversampling IDFT operation, and as a result, an in-phase signal (I signal) After obtaining the quadrature signal (Q signal), a guard interval for reducing multipath distortion is inserted into the I signal and the Q signal, respectively, and then output to the output buffer 7.
[0036]
Here, the input information of a total of 128 input terminals from the 1st to the 128th is the information transmission carrier on the upper side (higher band side) than the center carrier frequency F0 for transmitting the input information of the 0th input terminal. (This is referred to as a positive carrier or a carrier wave in this specification), and the input information of a total of 128 input terminals from the 384th to the 511th is lower than the center carrier frequency F0 (low frequency band). Side) information transmission carrier (this is referred to as a negative carrier or a carrier in this specification), and in particular, the input pilot signals at the 128th and 384th input terminals are obtained as a result of the IDFT operation as a result of the Nyquist frequency. It is transmitted by a carrier wave having a frequency at both ends equivalent to a half frequency, and 0 is input to the remaining 129th to 383rd input terminals (to be a ground potential), Carriers of the portion is prevented from occurrence (not used for data transmission).
[0037]
In the output buffer 7, the output calculation result of the calculation unit 4 is generated in a burst manner as 256 time information signals (I signal and Q signal) in a single IDFT calculation, Since the circuit after the output buffer 7 operates continuously at a constant reading speed of the contents of the output buffer 7, it is provided to adjust the time difference between the two.
[0038]
Based on the clock from the clock frequency divider 3 in FIG. 1, the I signal and the Q signal, which are IDFT operation results read continuously from the output buffer 7, are converted into a D / A converter / low pass filter (LPF). 8 is converted into an analog signal using the clock from the clock frequency divider 3 as a sampling clock, and then the I signal and Q signal of components in the necessary frequency band are passed by the LPF, and the quadrature modulator 9 Supplied to each.
[0039]
The quadrature modulator 9 uses the 10.7 MHz intermediate frequency from the intermediate frequency oscillator 10 as the first carrier wave, and the 10.7 MHz intermediate frequency obtained by shifting the phase of this intermediate frequency by 90 ° by the 90 ° shifter 11 is the second carrier. From the information carrier of 257 waves (128 positive and negative carriers and one central carrier) by quadrature amplitude modulation (QAM) with digital data I and Q signals input from the D / A converter and LPF 8 respectively. An OFDM signal is generated. The OFDM signal output from the quadrature modulator 9 is frequency-converted to an RF signal in a predetermined transmission frequency band by the frequency converter 12, and then is transmitted from an antenna (not shown) after undergoing transmission processing such as power amplification at the transmitter 13. The
[0040]
FIG. 2 shows an example of the frequency spectrum of this OFDM signal. Here, “−256” and “+256” are positive and negative signals to which a signal (but not used in this embodiment) input to the 256th (n = M / 2) input terminal of the arithmetic unit 4 is transmitted. In the set of carrier frequencies, “−128” is a negative carrier frequency at which a signal input to the {(3M / 4)} th input terminal is transmitted, and “+128” is the {(M / 4)} th. A positive carrier frequency at which a signal input to the input terminal is transmitted, and these constitute a set of positive and negative carriers.
[0041]
The transmitted OFDM signal is received by a frequency division multiplex signal receiving apparatus having a configuration as shown in FIG. 3, for example. As will be described later, this frequency division multiplex signal receiving apparatus is characterized by the configuration of the FFT and QAM decoding circuit 31. In FIG. 3, an OFDM signal input via a spatial transmission path is received by a receiving unit 21 via a receiving antenna and then amplified by a high frequency, and further frequency-converted to an intermediate frequency by a frequency converter 22 to obtain an intermediate frequency amplifier. 23 and then supplied to a carrier extraction and quadrature demodulator 44 having a configuration described later.
[0042]
The carrier extraction circuit portion of the carrier extraction and quadrature demodulator 24 is a circuit that extracts the center carrier wave (carrier) of the input OFDM signal as accurately as possible with little phase error. Here, since each carrier wave for transmitting information is arranged adjacent to every symbol frequency of 387 Hz to form an OFDM signal, the information transmission carrier wave adjacent to the center carrier wave is also separated from the center frequency by 387 Hz. In order to extract the center carrier wave, a circuit with high selectivity is required so as not to be affected by the adjacent information transmission carrier wave separated only by 387 Hz.
[0043]
Therefore, the center carrier F0 is extracted using a PLL circuit in the carrier extraction circuit unit. However, as the VCO constituting the PLL circuit in this case, a voltage controlled crystal oscillation circuit (VCXO) using a crystal resonator that oscillates at about ± 200 Hz, whose variable range is about half of the adjacent carrier frequency, is used. In addition, an LPF having a sufficiently low cutoff frequency with respect to 387 Hz is used as the LPF constituting the PLL circuit.
[0044]
The center carrier F0 extracted by the carrier extraction and quadrature demodulator 24 is supplied to an intermediate frequency oscillator 25, which generates an intermediate frequency of 10.7 MHz in phase synchronization with the center carrier F0. The output intermediate frequency of the intermediate frequency oscillator 25 is directly supplied to the quadrature demodulator 24 as a first demodulating carrier wave, and the carrier is extracted as a second demodulating carrier wave after the phase is shifted by 90 ° by the 90 ° shifter 26. And supplied to the quadrature demodulator 24.
[0045]
As a result, an analog signal (frequency division multiplexed signal) equivalent to the analog signal input to the quadrature modulator 9 of the transmitter is demodulated and extracted from the quadrature demodulator unit of the carrier extraction and quadrature demodulator 24, and the synchronization signal While being supplied to the generation circuit 27, a signal in a necessary frequency band transmitted as OFDM signal information by the low-pass filter (LPF) 28 is passed, supplied to the A / D converter 29, and converted into a digital signal. .
[0046]
What is important here is the sampling timing for the input signal of the A / D converter 29, which is generated based on the sample synchronization signal generated from the pilot signal by the synchronization signal generating circuit 27 and having a frequency twice the Nyquist frequency. The In other words, the pilot signal is set to a predetermined integer ratio with respect to the sample clock frequency, and the frequency of the pilot signal is multiplied to obtain the timing of the sample clock.
[0047]
The synchronization signal generation circuit 27 receives a demodulated analog signal and generates a sample synchronization signal by a PLL circuit that is phase-synchronized with a pilot signal transmitted as a continuous signal in each symbol period including a guard interval period. And a symbol synchronization signal generation circuit unit that detects a phase period of a pilot signal by using a signal extracted from a part of the sample synchronization signal generation circuit unit, detects a symbol period, and generates a symbol synchronization signal, and the sample synchronization signal and symbol The system clock generation circuit unit generates a system clock such as a section signal for removing the guard interval period from the synchronization signal.
[0048]
The digital signal extracted from the A / D converter 29 is supplied to the guard interval period processing circuit 30, where the symbol period in which the influence of multipath distortion is smaller is based on the system clock from the synchronization signal generation circuit 27. A signal is obtained and supplied to the FFT / QAM decoding circuit 31.
[0049]
The FFT (Fast Fourier Transform) circuit unit of the FFT / QAM decoding circuit 31 performs a complex Fourier operation by the system clock from the synchronization signal generation circuit 27, and a real part for each frequency of the output signal of the guard interval period processing circuit 30, Each signal level of the imaginary part is calculated.
[0050]
The signal levels of the real part and the imaginary part for each frequency obtained in this way are compared with the demodulated output of the reference carrier by the QAM decoding circuit, thereby being quantized and transmitted on the digital information transmission carrier. The level of the digital signal is obtained and the digital information is decoded. The decoded digital information signal is subjected to output processing such as parallel-serial conversion by the output circuit 32 and is output to the output terminal 33.
[0051]
The frequency division multiplex signal transmission system comprising the frequency division multiplex signal transmitting apparatus shown in FIG. 1 and the frequency division multiplex signal receiving apparatus shown in FIG. 3 is as shown in FIG. 4 when focusing on the I signal and the Q signal. Can be rewritten.
[0052]
In FIG. 4, signal processing units 41 and 42 are circuit parts each including a D / A converter / LPF 8 shown in FIG. 1 and an amplifier not shown in FIG. 1, and multipliers 43 and 44 and an adder 45. 1 is a circuit portion constituting the quadrature modulator 9 shown in FIG. 1, and the transmission system circuit 46 is the frequency converter 12, the transmitter 13, the characteristics of the spatial transmission path shown in FIG. 1, and the receiver shown in FIG. 21 is a component of a transmission system corresponding to a transmission path including a band filter (not shown), a frequency converter 22, an intermediate frequency amplifier 23, and the like. The multipliers 47 and 48 are the carrier extraction and orthogonal components shown in FIG. The signal processing units 49 and 50 are circuit portions of the demodulator 24, and correspond to the circuit portions including the LPF 28 and the A / D converter 29 shown in FIG.
[0053]
Here, the complex number (p + jq) assigned to a certain carrier frequency + Wn and the complex number (r + ju) assigned to the negative carrier frequency −Wn symmetrical to the carrier frequency + Wn with respect to the center frequency F0 are calculated by the arithmetic unit 4. The IDFT calculation generates the I signal and the Q signal of the time axis waveform shown in the following equations, respectively.
[0054]
I signal = Acos (Wnt + a) (1)
Q signal = Asin (Wnt + a) (2)
I signal = Bcos (−Wnt + b) (3)
Q signal = Bsin (−Wnt + b) (4)
However, A = √ (p 2 + q 2), a = tan −1 (q / p), B = √ (r 2 + u 2), b = tan −1 (u / r).
[0055]
Equations (1) and (2) are the I signal and Q signal of frequency + Wn, respectively, and equations (3) and (4) are the I signal and Q signal of frequency -Wn, respectively. When the I signals represented by the equations (1) and (3) are respectively input to the signal processing unit 41 of FIG. 4, the amplitude change X1 and the phase change c1 are received, and the equations (5) and (7) Is taken out as an I signal represented by On the other hand, when the Q signals represented by the equations (2) and (4) are respectively input to the signal processing unit 42 of FIG. 4, the amplitude change X2 and the phase change c2 are received here, and the equations (6) and ( 8) The Q signal expressed by the equation is taken out.
[0056]
I signal = X1A cos (+ Wnt + a + c1) (5)
Q signal = X2 Asin (+ Wnt + a + c2) (6)
I signal = X1B cos (-Wnt + b + c1) (7)
Q signal = X2Bsin (-Wnt + b + c2) (8)
These I signal and Q signal are respectively multiplied by multipliers 43 and 44 constituting the quadrature modulator 9 to obtain an I signal and a Q signal represented by the following equations. Here, the orthogonality error is c4, the modulation wave is X3 cos (W0t + c3 + c4) for the I signal, and -X4 sin (W0t + c3) for the Q signal. As a result, the multiplier 43 outputs an I signal generated from + Wn and an I signal generated from -Wn in the following equations.
[0057]
It becomes. Similarly, the multiplier 44 outputs a Q signal generated from + Wn and a Q signal generated from -Wn expressed by the following equations.
[0058]
These I signal and Q signal are combined by an adder 45. When this synthesized signal is divided into a (W0 + Wn) component and a (W0-Wn) component, it is expressed by the following equation. However, if there is an amplitude change or phase change, the amplitude change is included in X1 (or X3) for the I signal, X2 (or X4) for the Q signal, and the phase change is included in c3 + c4 for the I signal and c3 for the Q signal.
Next, the transmission system circuit 46 is affected by the transmission system including the influence under the multipath environment by transmitting the I signal and the Q signal. The characteristic changes of the frequencies corresponding to the frequencies + Wn and -Wn during this period are collectively Y1 on the + Wn side and Y2 on the -Wn side, and d1 on the + Wn side and d2 on the -Wn side. The (W0 + Wn) component and the (W0-Wn) component are each expressed by the following equations.
Next, the I and Q signals are quadrature demodulated by multipliers 47 and 48. If the orthogonality error at this time is g4, the demodulation carrier is 2Z3 cos (W0t + g3 + g4) for the I signal, and -2Z4 sin (W0t + g3) for the Q signal, the + Wn component generated from the (W0 + Wn) component is As shown by the equation (14) (however, harmonic components are omitted).
[0059]
Similarly, the -Wn component generated from the (W0-Wn) component is as shown by the equations (15) and (16) (however, the harmonic components are omitted).
[0060]
Finally, the I signal output from the quadrature demodulator receives the amplitude change Z1 and the phase change g1 by the signal processing unit 49 and is output as the demodulated signal I ', and the Q signal is output by the signal processing unit 50 as the amplitude change Z2 and the phase. In response to the change g2, it is output as a demodulated signal Q ′. As a result, in the case of the signals I ′ and Q ′ that have been transmitted and received at the positive carrier frequency + Wn and demodulated, they are transmitted by the equations (17) and (18) and received at the negative carrier frequency −Wn. The demodulated signals I ′ and Q ′ are shown in the equations (19) and (20).
[0061]
These I 'and Q' signals are then subjected to a DFT operation, and the components of the carrier frequency + Wn and -Wn are obtained as complex numbers. This operation means that, when the equations (17) to (20) are expressed by exponential functions, the combination of magnitude and phase with respect to the rotation vectors of ej (+ Wnt) and e−j (+ Wnt) is obtained. . When the expressions (17) and (19) are expressed by an exponential function with the real part, the expressions (18), and (20) as the imaginary part, the following two expressions are obtained. However, X '= X1X3, X = X2X4, Z' = Z1Z3, Z = Z2Z4, Y '= Y1, Y = Y2.
[0062]
For both the + Wn component and the -Wn component, the magnitude and phase are displayed by combining 16 vectors. The upper + Wn component equation represents A′ej (+ Wnt + a ′), and the lower −Wn component equation represents B′ej (−Wnt + b ′), respectively p ′ + jq ′, Obviously, it means r '+ ju'.
[0063]
If these expressions are expressed by complex numbers again and newly introduced coefficients of S0 to S7 are arranged, as a result after the DFT calculation,
The relationship is obtained. That is,
[0064]
## EQU11 ##
It is.
[0065]
Thus, S0 indicates the rate at which the real part of the positive carrier is transmitted to the real part of the positive carrier, and the rate at which the imaginary part of the positive carrier is transmitted to the imaginary part of the positive carrier. S1 indicates the rate at which the real part of the positive carrier leaks into the imaginary part of the positive carrier, and the rate at which the imaginary part of the positive carrier leaks into the real part of the positive carrier. S2 indicates the rate at which the real part of the negative carrier leaks to the real part of the positive carrier, and the rate at which the imaginary part of the negative carrier leaks to the imaginary part of the positive carrier.
[0066]
S3 indicates the rate at which the real part of the negative carrier leaks to the imaginary part of the positive carrier, and the rate at which the imaginary part of the negative carrier leaks to the real part of the positive carrier. S4 indicates the rate at which the real part of the positive carrier leaks to the real part of the negative carrier, and the rate at which the imaginary part of the positive carrier leaks to the imaginary part of the negative carrier.
S5 indicates the rate at which the real part of the positive carrier leaks to the imaginary part of the negative carrier, and the rate at which the imaginary part of the positive carrier leaks to the real part of the negative carrier. S6 indicates the rate at which the real part of the negative carrier is transmitted to the real part of the negative carrier, and the rate at which the imaginary part of the negative carrier is transmitted to the imaginary part of the negative carrier. S7 indicates the rate at which the real part of the negative carrier leaks to the imaginary part of the negative carrier, and the rate at which the imaginary part of the negative carrier leaks to the real part of the negative carrier. Here, the description of-and + of a rate was abbreviate | omitted.
[0067]
That is, the above coefficients S0 to S7 indicate the characteristics of the transmission path of the I signal and the Q signal, and the characteristics of the transmission path can be detected by calculating these coefficients S0 to S7. Further, by obtaining the inverse matrix of equation (23), it is possible to correct the reception data and estimate the transmission data.
[0068]
Therefore, in the embodiment of the present invention, the symbol number counting circuit 5 is 0, 1, 2, 3,. . . 254, 255, 0, 1, 2,. . . In this manner, a symbol number that sequentially increases cyclically is generated, and this symbol number is supplied to the reference signal insertion circuit 6 and also supplied to the arithmetic unit 4 to assign a symbol number to a specific carrier (for example, the first carrier). insert.
[0069]
The reference signal insertion circuit 6 inserts a reference signal as known reference data into data transmitted at a certain carrier frequency + Wn, and may leak as an image component or crosstalk due to an orthogonal error. A known reference signal (standard data) is also inserted into data transmitted at a negative carrier frequency -Wn symmetric with respect to the carrier frequency F0. The carrier frequency for inserting and transmitting the reference signal is determined in advance in association with the symbol number, and is switched at regular intervals. This is because there are many cases where the transmission characteristics are different at each frequency.
[0070]
As an example, two types of reference signals are inserted into the carrier wave specified by the symbol number. That is, a determinant reference signal represented by equation (24a) is inserted for even symbols and (24b) is inserted for odd symbols.
[0071]
[Expression 12]
Further, since the carrier frequency for inserting the reference signal is a pair of symmetrical positive and negative carrier frequencies with respect to the center carrier frequency F0, here, switching is performed every two symbols as described above. As described above, 256 symbols are transmitted on all 128 positive and negative carrier frequencies. That is, a reference signal is transmitted at an arbitrary one carrier frequency with a period of 256 symbols.
[0072]
On the other hand, in the frequency division multiplex signal receiving apparatus shown in FIG. 3, the FFT and QAM decoding circuit 31 is configured as shown in the block diagram of FIG. 5 to obtain corrected transmission signals R ′ and I ′. That is, in FIG. 5, the received I signal I ′ and the received Q signal Q ′ extracted from the signal processing units 49 and 50 in FIG. 4 are respectively supplied to the FFT symbol number decoding circuit 311 in FIG. The symbol number is first decoded, and then the received value (reception reference signal) of the positive and negative carriers corresponding to the symbol number is obtained.
[0073]
The set of received reference signals is p1S ′, q1S ′, r1S ′, u1S ′ for even symbols, and p2S ′, q2S ′, r2S ′, u2S ′ for odd symbols. These symbol numbers and received reference signals are supplied to the transmission path characteristic detection circuit 312. Also, the FFT symbol number decoding circuit 311 performs an FFT operation on the I signal and the Q signal obtained by performing the IDFT operation in the transmission device, and also obtains a modulated signal output R ′ signal and an I ′ signal of the I signal and the Q signal. The received transmission information R ′ signal and I ′ signal other than the received reference signal and the symbol number are supplied to the correction circuit 314.
[0074]
The transmission path characteristic detection circuit 312 divides the input received reference signal by a known reference signal as shown by the following equation, and calculates the coefficients S0 to S7.
[0075]
[Formula 13]
The above equation is a determinant obtained by substituting the equations (24a) and (24b) into the equation (23). Since there are eight unknowns, the coefficients S0 to S7 can be obtained by transmitting and receiving two types of reference signals. Naturally, since the reference signal is known in the transmitting device and the receiving device, the values are not limited to the values in the equations (24a) and (24b) as long as the coefficients S0 to S7 can be obtained. In this way, the characteristics of the transmission line can be detected from the coefficients S0 to S7.
[0076]
Further, by obtaining the inverse matrix of equation (23), it is possible to correct the reception data and estimate the transmission data. Here, the inverse matrix of the equation (23) is expressed by the following equation.
[0077]
[Expression 14]
However, H0 to H7 and det A in the above formula are represented by the following formulas.
[0078]
 H0 = + S0 (S6S6 + S7S7) -S2 (S4S6 + S5S7) + S3 (S4S7-S5S6)
H1 = + S1 (S6S6 + S7S7) -S3 (S4S6 + S5S7) -S2 (S4S7-S5S6)
H2 = + S4 (S2S2 + S3S3) -S6 (S0S2 + S1S3) + S7 (S0S3-S1S2)
H3 = + S5 (S2S2 + S3S3) -S7 (S0S2 + S1S3) -S6 (S0S3-S1S2)
H4 = + S2 (S4S4 + S5S5) -S0 (S4S6 + S5S7) -S1 (S4S7-S5S6)
H5 = + S3 (S4S4 + S5S5) -S1 (S4S6 + S5S7) + S0 (S4S7-S5S6)
H6 = + S6 (S0S0 + S1S1) -S4 (S0S2 + S1S3) -S5 (S0S3-S1S2)
H7 = + S7 (S0S0 + S1S1) -S5 (S0S2 + S1S3) + S4 (S0S3-S1S2)
det A = S0 × H0 + S1 × H1 + S4 × H2 + S5 × H3
Therefore, the correction formula deriving and holding circuit 313 calculates det A and H0 to H7 from the input coefficients S0 to S7 based on the above formula, and from these calculated values, out of the inverse matrix in formula (26) The value of the following correction equation is calculated and stored.
[0079]
[Expression 15]
In this way, a correction formula for the corresponding positive and negative carrier waves is prepared. The corresponding positive / negative carrier wave is determined by the symbol number. Of course, there are correction equations for each carrier wave, and when 257 carriers are used as in this embodiment, about 128 correction equations are sequentially calculated and held. Further, since the coefficients S0 to S7 are changing every moment, the correction formula is also updated every moment.
[0080]
The correction circuit 314 calculates the following expression for each pair of positive and negative carriers using each correction expression, which is derived and held by the correction expression derivation holding circuit 313, from the reception information from the FFT symbol number decoding circuit 311. The transmission information R ′ and I ′ corrected thereby are output.
[0081]
[Expression 16]
However, in the equation (27), a to d are different values from a to d in the equations (1) to (20), and the complex number of the received data (after correction) assigned to the frequency + Wn is (a + jb). ) And the complex number of the received data (after correction) assigned to the frequency −Wn is (c + jd). In the equation (27), a ′ to d ′ are reception data assigned to the frequency −Wn (before correction) where the complex number of the reception data (before correction) assigned to the frequency + Wn is (a ′ + jb ′). This is a value when the complex number of (c ′ + jd ′) is assumed.
[0082]
When the FFT operation in the FFT / QAM decoding circuit 31 is performed by a digital signal processor (DSP), the above correction can also be performed by the flowchart shown in FIG. That is, first, a reference signal of the frequency is extracted based on the symbol number (step 61), and the coefficients S0 to S7 of the frequency are calculated by the equation 3 (step 62). Further, a correction equation (inverse matrix) is calculated or updated for the coefficients S0 to S7 of the frequency based on the equations (4) and (5) (step 63), and the received information signal is obtained from each correction equation at each frequency. R ′ and I ′ are corrected based on the equation (6) (step 64).
[0083]
In the embodiment, the reference signal (reference data) is a real part of a complex number transmitted at a positive carrier frequency + Wn in the even symbols (as the first set) as shown in the equations (24a) and (24b). Only the predetermined value pS is set, the other is set to zero, and the odd number symbol (as the second set) is set to the predetermined value rS only for the real part of the complex number transmitted at the symmetric negative carrier frequency -Wn, and the other is set to zero However, the present invention is not limited to this, and may be reference data represented by the following formula.
[0084]
[Expression 17]
In this case, the transmission line characteristic detection circuit 312 divides the input received reference signal by a known reference signal as shown by the following equation, and calculates the coefficients S0 to S7. In addition, the value which attached | subjected the dash by following Formula shows a received value.
[0085]
[Expression 18]
Also, as the first set, only the real part and the imaginary part of the positive carrier frequency are set to predetermined values, the real part and the imaginary part of the negative carrier frequency are set to zero, and the real part of the negative carrier frequency is set as the second set. A predetermined value may be set only for the imaginary part, and data represented by the following formula in which the real part and the imaginary part of the positive carrier frequency are zero may be used as the reference signal.
[0086]
[Equation 19]
In this case, the transmission path characteristic detection circuit 312 divides the input received reference signal by a known reference signal as shown by the following equation, and calculates the coefficients S0 to S7. In addition, the value which attached | subjected the dash by following Formula shows a received value.
[0087]
[Expression 20]
Further, as other examples of reference signals, (X, Y, X, Y) and (Y, X, Y, X) are transmitted.
p1 '= S0 * X-S1 * Y + S2 * X + S3 * Y
p2 '= S0 * Y-S1 * X + S2 * Y + S3 * X
q1 '= S1 * X + S0 * Y + S3 * X-S2 * Y
q2 '= S1 * Y + S0 * X + S3 * Y-S2 * X
r1 '= S4 * X + S5 * Y + S6 * X-S7 * Y
r2 '= S4 * Y + S5 * X + S6 * Y-S7 * X
u1 '= S5 * X-S4 * Y + S7 * X + S6 * Y
u2 '= S5 * Y-S4 * X + S7 * Y + S6 * X
The correction coefficients S0 to S7 can be obtained for the reference signal represented by
[0088]
S0 = (p1'X-p2'Y-q1'Y + q2'X) / (2 (X2-Y2))
S1 = (p1'Y-p2'X + q1'X-q2'Y) / (2 (X2-Y2))
S2 = (p1'X-p2'Y + q1'Y-q2'X) / (2 (X2-Y2))
S3 =-(p1'Y-p2'X-q1'X + q2'Y) / (2 (X2-Y2))
S4 = (r1'X-r2'Y + u1'Y-u2'X) / (2 (X2-Y2))
S5 =-(r1'Y-r2'X-u1'X + u2'Y) / (2 (X2-Y2))
S6 = (r1'X-r2'Y-u1'Y + u2'X) / (2 (X2-Y2))
S7 = (r1'Y-r2'X + u1'X-u2'Y / (2 (X2-Y2))
By the way, in the first embodiment described above, the reference signal is periodically transmitted and the reception system is corrected thereby, so that the next new reference signal is received and a new correction formula is calculated. During this period, since the correction formula based on the previous reference signal is used for correction, the change in characteristics (environment) during this period is suitable. However, sufficient correction may not be possible for mobile communication or multipath environments that change at high speed. Therefore, the second embodiment described below is adapted to cope with such a characteristic (environment) change that changes at high speed.
[0089]
FIG. 7 shows a block diagram of a second embodiment of an orthogonal frequency division multiplexing signal transmission apparatus on the transmission side of the transmission system of the present invention. In the figure, the same components as those in FIG. In FIG. 7, an I signal and a Q signal, which are IDFT calculation results continuously read out from the output buffer 7, are supplied to the digital quadrature modulator 15, and an intermediate frequency of 42.8 MHz from the intermediate frequency oscillator 16 is used as a carrier wave. As digital quadrature amplitude modulation (QAM) and converted to a digital OFDM signal composed of 257 information carriers.
[0090]
This digital OFDM signal is converted into an analog signal by a D / A converter / bandpass filter (BPF) 17 and only necessary band components are filtered, and are not shown through a frequency converter 12 and a transmission unit 13, respectively. Radiated from the antenna. The frequency spectrum of this transmission OFDM signal is the same as in FIG. However, as will be described later, the symbol number inserted into the arithmetic unit 4 by the symbol number counting circuit 14 is 9 bits.
[0091]
The transmission OFDM signal is received and demodulated by a frequency division multiplexing signal receiving apparatus having a block configuration similar to that shown in FIG. As will be described later, this frequency division multiplexing signal receiving apparatus is characterized by the configuration of the FFT and QAM decoding circuit 31. The frequency division multiplex signal transmission system composed of the frequency division multiplex signal transmission apparatus shown in FIG. 7 and the frequency division multiplex signal reception apparatus shown in FIG. 3 is rewritten as shown in FIG. 8 when focusing on the I signal and the Q signal. be able to.
[0092]
In FIG. 8, a digital quadrature modulator 15 is the digital quadrature modulator 15 shown in FIG. 7, and a signal processing unit 72 is a circuit portion including a D / A converter / BPF 17 and an amplifier not shown in FIG. The transmission system circuit 73 includes the frequency converter 12, the transmission unit 13, and the characteristics of the spatial transmission path shown in FIG. 7, the reception unit 21, the band filter (not shown), the frequency converter 22, and the intermediate shown in FIG. This is a transmission system component corresponding to a transmission path comprising the frequency amplifier 23 and the like. The multipliers 74 and 75 are the circuit parts of the carrier extraction and quadrature demodulator 24 shown in FIG. This corresponds to the circuit portion comprising the LPF 28 and the A / D converter 29 shown in FIG.
[0093]
Here, the I signal expressed by the equations (1) and (3) and the Q signal expressed by the equations (2) and (4) are digitally orthogonally modulated by the digital orthogonal modulator 15, respectively. After being converted into a signal, the signal is input to the signal processing unit 72 in FIG. 8 to receive the amplitude change X and the phase change c, and the transmission system circuit 73 receives the amplitude change and the phase change. Here, the amplitude changes of the carrier wave frequencies + Wn and -Wn of the OFDM signal in the transmission system circuit 73 are collectively Y 'on the + Wn side, Y on the -Wn side, and Y on the + Wn side, and d1 on the + Wn side and on the -Wn side. Let d2. Here, the digital quadrature modulator 14 is used and the error of the transmission system is ignored.
[0094]
The OFDM signals that have passed through the transmission system circuit 73 are orthogonally demodulated by multipliers 74 and 75, respectively. The orthogonality error at this time is g4, and the demodulation carrier is 2 cos (W0t + g3 + g4) for the I signal and -2 sin (W0t + g3) for the Q signal. The I signal quadrature demodulated by the quadrature demodulator 24 is subjected to an amplitude change Z 'and a phase change g1 by a signal processing unit 76, and is output as a demodulated signal I'. Further, the Q signal quadrature demodulated by the quadrature demodulator 24 is subjected to an amplitude change Z and a phase change g2 by the signal processing unit 77, and is output as a demodulated signal Q '.
[0095]
These I 'and Q' signals are then subjected to a DFT operation, and the components of the carrier frequency + Wn and -Wn are obtained as complex numbers. As a result, the following equation is obtained.
[0096]
However, in the formulas (31) and (32), A ′ = √ (p ′ 2 + q ′ 2), a ′ = tan −1 (q ′ / p ′), B ′ = √ (r ′ 2 + u ′ 2) , B ′ = tan −1 (u ′ / r ′). Further, the real part and the imaginary part of the reference signal transmitted on the positive carrier have values p and q, respectively, and the real part of the reference signal transmitted on the negative carrier symmetrical to the positive carrier with respect to the center carrier. And the values of the imaginary part are r and u, respectively, and the values of the real part and the imaginary part of the received positive carrier reference signal are p ′ and q ′, respectively, and the received negative carrier reference signal The values of the real part and the imaginary part are r ′ and u ′, respectively. Further, c3 and g3 are phases of the modulation / demodulation wave of the transceiver, and g4 is an error of the orthogonal demodulator 24 on the receiving side.
[097]
If the coefficients S0 to S7 are newly introduced and rearranged in the expressions (31) and (32), the relationship between the expressions (21) and (22) is obtained as a result after the DFT calculation, and the expression (23) The determinant shown by is obtained.
[098]
Here, in this embodiment, the response speed with respect to characteristics (multipath environment characteristics) that change at a high speed by movement is increased. The characteristic change appears in Y ', Y, d1, and d2. Respective changes are assumed to be MY ′, NY, d1 + d3, d2 + d4. As a result, the equations (31) and (32) become respectively the following equations.
[099]
Here, when Mejd3 = V1 + jV2, Me-jd3 = V1-jV2, Nejd4 = V3 + jV4, Ne-jd4 = V3-jV4, the determinant expressed by the above equation (23) is expressed as follows. The
[0100]
[Expression 21]
Therefore, the correction equation based on the conventional reference signal is kept as it is, and a new correction equation separated from this can be extracted. Further, although the expression (35) describes the reference signal, this also applies to a normal information signal to be transmitted, so the expression (35) can be expressed as the following expression.
[0101]
[Expression 22]
Where a and b are the real part and imaginary part of the transmission data assigned to the positive carrier frequency, and c and d are the real part and imaginary part of the transmission data assigned to the negative carrier frequency. , A ′ and b ′ are a real part and an imaginary part of the reception data of the positive carrier frequency, and c ′ and d ′ are a real part and an imaginary part of the reception data of the negative carrier frequency).
[0102]
The S matrix indicating the transmission path characteristics in the equation (35) and the H matrix in the equation (36) that is an inverse matrix of the S matrix can be obtained in the same manner as in the first embodiment. On the other hand, the K matrix in the equation (36), which is an inverse matrix of the V matrix indicating the fast change characteristic in the equation (35), can be expressed by the following equation.
[0103]
[Expression 23]
As can be seen from the equation (37), since the K matrix has many elements of 0, the calculation amount can be much smaller than the case of obtaining the H matrix. Since this K matrix is updated at every frequency for each symbol, it cannot be realized with a large amount of calculation, but it can be realized according to equation (37). Further, it can be seen that the K matrix is not a set of positive and negative frequencies but is independent for each frequency.
[0104]
As processing means, the H matrix is updated each time a reference signal is received, as in the first embodiment. At the time of updating the H matrix, the K matrix is a unit matrix. Thereafter, with respect to the first correction information corrected with the H matrix, a difference from the desired signal point arrangement, that is, a high-speed change in amplitude and phase is detected for each symbol, and based on this, the K matrix is determined for each symbol for each frequency Update to The updated K matrix is used for the next symbol.
[0105]
Next, as will be described in detail for each symbol, it is assumed that a reference signal arrives at a predetermined frequency for a certain symbol n. At this point, the H matrix is updated. The K matrix is a unit matrix. The H matrix is obtained by the same method as in the first embodiment, and the correction formula is obtained by the following formula.
[0106]
[Expression 24]
Next, correction is performed on the received symbol n + 1 by the following equation.
[0107]
[Expression 25]
Decoded data is generated from the signals <a>, <b>, <c>, and <d> corrected by the equation (39). Here, when there is no high-speed characteristic change (transmission path characteristics are the same)
[0108]
[Equation 26]
Thus, the complete transmission signals a, b, c and d are corrected and decoded.
[0109]
However, when considering mobile communication, a characteristic change appears. This characteristic change can be expressed by the following equation.
[0110]
[Expression 27]
It can be asked. Here, the left side of the equation (41) corresponds to a signal obtained by adding the errors δp, δq, δr, and δu, which are fast change components, to the transmission information signals a, b, c, and d, respectively. This means that it corresponds to the information signals a ″, b ″, c ″, d ″ corrected by the correction formula of 1. In the equation (43), K0, K1, K6, and K7 are represented by the following equations.
[0111]
K0 = (aa ″ + bb ″) / (a ″ 2 + b ″ 2) (44a)
K1 = (ab ″ −a ″ b) / (a ″ 2 + b ″ 2) (44b)
K6 = (cc ″ + dd ″) / (c ″ 2 + d ″ 2) (44c)
K7 = (cd ″ −c ″ d) / (c ″ 2 + d ″ 2) (44d)
The K matrix in equation (43) is used for the next symbol n + 2. For the symbol n + 2, correction is performed based on the following equation, and decoded data is generated from <a>, <b>, <c>, and <d> obtained by the following equation.
[0112]
[Expression 28]
Then, based on a ″, b ″, c ″ and d ″ in the equation (45), a new K matrix is calculated by the same equation as the equations (42) and (43). The new K matrix thus obtained is used for the next symbol n + 3.
[0113]
For the symbol n + 3, correction is performed by the same expression as the expression (45), and decoded data is generated from the correction signals <a>, <b>, <c>, and <d> obtained thereby. The symbol n + 3 differs from the equation (45) only in that the K matrix in the equation (45) is the K matrix obtained from the symbol n + 2, except that the correction signal <a>, <B>, <c>, and <d> can be calculated.
[0114]
In the same manner as described above, the subsequent symbols are corrected signals <a>, <b>, <c>, and <d> using the K matrix obtained with the previous symbol and the same expression as Expression (45). To generate decoded data from the correction signals <a>, <b>, <c>, and <d> calculated thereby, and a ″, b ″, c ″, and d for the next symbol. Based on ", a new K matrix is calculated by the same formula as the formulas (42) and (43). Of course, in the equations (35) to (45), the transmission signals a, b, c and d and the reception signals a ′, b ′, c ′ and d ′ are different values. .
[0115]
In the above description, the method of updating the K matrix from the received information signal for each symbol without changing the H matrix until the next reference signal arrives has been described. However, as another method, the K matrix and the H matrix are changed. It may be synthesized and replaced with new H matrix one after another as in the following equation.
[0116]
[Expression 29]
In this case, correction for a certain symbol
[0117]
[30]
Then, a K matrix is obtained, and a new H matrix is generated again in the same manner as the equation (46) (in this case, the old H matrix is the H matrix of the equation (47)). The new H matrix is used for the next symbol.
[0118]
Next, a more specific processing example using the above method will be described. In the transmitting apparatus of FIG. 7, as in the first embodiment, a symbol number is inserted into a specific carrier wave, and a base reference signal (reference data) is inserted into another positive or negative carrier wave corresponding to the symbol number. . Specifically, the symbol number counting circuit 14 in FIG. 7 is expressed by 9 bits, and 0, 1, 2, 3,. . . , 511, 0, 1, 2,. . In this way, the symbol numbers that sequentially change cyclically for each symbol period are counted and output.
[0119]
Here, since accurate decoding of the symbol number is important, dedicated reference data (reference signal) is prepared, and multi-level modulation with a smaller multi-level number is performed than multi-level QAM (256 QAM) used in other carriers. . Specifically, among the 9 bits representing the symbol number, 4 bits of 9, 8, 3, and 2 bits are transmitted and received in 16QAM. On the receiving side, the symbol number from 4 bits is changed to 9 bits. This decoding is easy because the symbol number is a sequence of numbers that increases sequentially by one.
[0120]
In FIG. 7, among the 9 bits output from the symbol number counting circuit 14, 9 bits, 8, 3, and 2 bits are input to the arithmetic unit 4, where they are transmitted by a specific carrier, for example, the first carrier. IDFT calculation is performed as described above. The reference signal insertion circuit 6 receives the 9-bit symbol number output from the symbol number counting circuit 14 and inputs the reference signal obtained based on the upper 7 bits of the 9-bit symbol number to the arithmetic unit 4 to specify a specific carrier wave, for example, IDFT calculation is performed so that the data is transmitted on the m1st carrier. Since the lower 2 bits of the symbol number are ignored, a reference signal having the same value is inserted between the 4 symbols.
[0121]
Also, based on the least significant bit of the 9-bit symbol number, the reference signal insertion circuit 6 inserts the following two types of reference signals into an odd symbol and an even symbol.
[0122]
[31]
The determinant reference signal represented by equation (49a) is inserted into even symbols, and the determinant reference signal represented by equation (49b) is inserted into odd symbols. Here, X is a known reference signal value. The carrier frequency into which the reference signal is inserted is transmitted as a pair of positive and negative carrier frequencies symmetrical with respect to the center carrier frequency F0.
[0123]
On the other hand, the frequency division multiplex signal receiving apparatus has substantially the same configuration as that shown in FIG. 3 in this embodiment. However, the FFT / QAM decoding circuit indicated by 31 in FIG. 3 is indicated by 31 ′ in the block diagram of FIG. As a result, corrected transmission signals R and I are obtained. In FIG. 9, the same components as those in FIG. In FIG. 9, the received I signal I ′ and received Q signal Q ′ extracted from the signal processing units 76 and 77 in FIG. 8 are supplied to the FFT symbol number decoding circuit 311. After the symbol number is decoded first, The reception reference signal value of the set of positive and negative carriers corresponding to the symbol number is obtained.
[0124]
In this embodiment, since the predetermined 4 bits are 16QAM, the symbol number can be decoded with a better error rate than other transmission information, and the symbol number is from 0 to 511 represented by 9 bits. The symbol number can be reliably decoded, and the insertion carrier of the reference signal for transmission information can be reliably specified for each symbol.
[0125]
This received reference signal value is p0s', q0s in the 0th symbol (even symbol).
', R0s', u0s ', p1s', q1s for the first symbol (odd symbol)
', R1s', u1s ', p2s', q2s for the second symbol (even symbol)
', R2s', u2s ', p3s', q3s for the third symbol (odd symbol)
', R3s' and u3s'.
[0126]
The transmission line characteristic detection circuit 312 in FIG. 9 is a coefficient that represents the transmission line characteristic represented by the following expression using the 0th symbol and the 1st symbol based on the equations (23), (49a), and (49b). S0 to S7 are calculated.
[0127]
The coefficients S0 to S7 are obtained in the same manner for the second and third symbols. Thereafter, these coefficients S0 to S7 are averaged to remove white noise. In this embodiment, an average between four symbols is obtained.
[0128]
Since there are eight coefficients S0 to S7, the coefficients can be obtained by transmitting and receiving two types of reference signals. Naturally, since the reference signal is known in the receiving apparatus, any reference signal may be used as long as the coefficient is obtained. In this way, the transmission path characteristic detection circuit 312 detects the transmission path characteristic coefficients S0 to S7, and supplies them to the first correction formula derivation holding circuit 313 together with the symbol number.
[0129]
The first correction formula deriving / holding circuit 313 performs the same operation as in the first embodiment. That is, the det A and H0 to H7 are calculated from the coefficients S0 to S7, and further, the value of the first correction expression represented by the matrix shown in the equation 14 is calculated from these calculated values and stored. To do. Here, since 257 carrier waves are used, about 128 first correction expressions are sequentially generated and updated from time to time. Since the first correction formula is obtained by averaging four corresponding symbols with respect to one corresponding positive / negative carrier, the interval for updating the average correction formula for the same positive / negative carrier next is 512 symbols later (4 symbols × 128). Set = 512 symbols).
[0130]
Note that, instead of calculating the inverse matrix after detecting the transmission path characteristics as described above, the correction formula shown in Equation 14 may be calculated directly from the formula (26) as another method.
[0131]
The first correction circuit 314 uses the first correction formula derived from the received information from the FFT symbol number decoding circuit 311 and held by the first correction formula derivation holding circuit 313 in the first implementation. Similar to the embodiment, the following equation corresponding to equation (27) is calculated and a corrected signal is output.
[0132]
[Expression 32]
In equation (51), a ″ and b ″ are real and imaginary parts of the received data after correction assigned to the positive carrier frequency, and c ″ and d ″ are assigned to the negative carrier frequency. The real and imaginary parts of the received data after correction, a ′ and b ′ are the real and imaginary parts of the received data at the positive carrier frequency, and c ′ and d ′ are the real parts of the received data at the negative carrier frequency. And the imaginary part.
[0133]
In this way, the received signal is corrected in the same manner as in the first embodiment, and the transmission information R ″ (a ″, c ″), I ″ (b ″, d) corrected from the first correction circuit 314 is obtained. ”) And supplied to the second correction circuit 316 and the second correction formula derivation holding circuit 315, respectively. Further, the symbol number is supplied from the first correction formula derivation holding circuit 313 to the second correction formula derivation holding circuit 315.
[0134]
The second correction circuit 316 uses the K matrix, which is a unit matrix for the next symbol that has received the reference signal, and uses the K matrix generated by the previous symbol for the other symbols.
[0135]
[Expression 33]
The input signals a ″, b ″, c ″, and d ″ are further corrected (second correction) based on the above to obtain <a>, <b>, <c>, and <d>, and based on this, the decoded data a, b, c and d are generated and output to the output circuit 32 of FIG.
[0136]
The second correction formula derivation holding circuit 315 receives the corrected signals a ″, b ″, c ″ and d ″ input from the first correction circuit 314 and the first correction formula derivation holding circuit 313. Based on the symbol number and the decoded data a, b, c and d input from the second correction circuit 316, a K matrix is generated based on the equation (43), Hold as a correction formula. This K matrix is generated for each received carrier frequency and used in the next symbol.
[0137]
In this way, the second correction circuit 316 corrects errors and characteristics that change relatively slowly, such as changes over time and temperature changes, by the first-stage correction using the first correction equation. By using a known reference signal, an accurate correction is performed, and then a second-stage correction using the second correction formula changes at a relatively high speed such as a multipath environment generated in mobile communication or the like. Decoded data a, b, c, and d (real part data R and imaginary part data I), whose characteristics are to be corrected and optimized for each symbol, are output.
[0138]
Next, the operation of the correction method using the second correction formula will be described using specific numerical examples. The operation of the K matrix will be described in detail with the H matrix being simply expressed and omitted. In addition, since the H matrix is corrected by a pair of positive and negative carriers, the K matrix is also expressed by a pair. However, since the K matrix is independent by positive and negative carriers, only one of the frequencies is sufficient here, so one frequency here. Only the explanation will be given.
[0139]
First, (7.5, 7.5) is transmitted as a predetermined reference signal value (real part, imaginary part) at a certain symbol n, and this reference signal is (6.25, 6.25) in the receiving apparatus. Suppose you receive by value. Here, for simplicity, the H matrix is expressed by the following equation.
[0140]
[Expression 34]
That is, there is no error in the transmission system, there is no change in the phase characteristic, and the amplitude characteristic is 6.25 / 7.5 times.
[0141]
In the first-stage correction using the first correction formula, correction is performed using this H matrix, and thereafter no change is made until a new reference signal arrives. Expression (53) is a first correction expression held by the first correction expression derivation holding circuit 313. At this point, the K matrix is
[0142]
[Expression 35]
And This is the second correction formula held by the second correction formula derivation holding circuit 315.
[0143]
In the next symbol n + 1, it is assumed that the received transmission information is the following equation.
[0144]
[Expression 36]
Therefore, the second correction circuit 316 determines that the received data is the data transmitted at (7.5, 6.5), and the real part data and the imaginary part are output to the output circuit 32 shown in FIG. (7, 6) is passed as received data as a set (R, I) of decoded data. Note that 0.5 is a bias value added to simplify QAM decoding, and is a conventionally known method.
[0145]
Finally, the second correction formula derivation holding circuit 315 calculates a new K matrix based on the formulas (43) and (44), and derives this as a second correction formula for the next symbol n + 2. And hold. This newly calculated K matrix is expressed by the following equation.
[0146]
[Expression 37]
This K matrix represents changes in amplitude characteristics and phase characteristics that occurred in the transmission path from the time of transmission of symbol n to the time of transmission of symbol n + 1.
[0147]
In the next symbol n + 2, it is assumed that the received transmission information is the following equation.
[0148]
[Formula 38]
Accordingly, the second correction circuit 316 determines that the received data is the data transmitted at (7.5, 2.5), and the output circuit 32 shown in FIG. (7, 2) is passed as received data as a set of decoded data (R, I). Here, if only the first-stage correction by the first correction equation is performed, the received data is decoded by the output circuit 32 in order to determine that the received data is the data transmitted in (6.5, 2.5). (6, 2) is passed as received data as a data set (R, I), but in this embodiment, more reliable decoded data can be obtained.
[0149]
Finally, the second correction formula derivation holding circuit 315 calculates a new K matrix based on the formulas (43) and (44), and derives this as a second correction formula for the next symbol n + 3. And hold. This newly calculated K matrix is expressed by the following equation.
[0150]
[39]
This K matrix represents the change in amplitude characteristics and phase characteristics that occur between the transmission of symbol n and the transmission of symbol n + 2. Thereafter, the same operation as described above is repeated.
[0151]
Next, modifications of the second embodiment will be described.
[0152]
(Modification 1)
The frequency at which the reference signal is inserted is not limited to one set, and may be inserted into several sets. In the above description of the second embodiment, reference signals are assigned to the same frequency among a plurality of symbols, and the obtained coefficients S0 to S7 are averaged, that is, a transmission line system from which Gaussian noise has been removed is detected. The first correction formula was used.
[0153]
The second correction equation can also be averaged to remove Gaussian noise. Here, a method of averaging the K matrix over 5 symbols will be described.
[0154]
Assume that a reference signal is transmitted and received at symbol n.
As initial values, K01 = 1, K02 = 1, K03 = 1, K04 = 1, K05 = 1, K11 = 0, K12 = 0, K13 = 0, K14 = 0, and K15 = 0. And
K0 = (K01 + K02 + K03 + K04 + K05) / 5
K1 = (K11 + K12 + K13 + K14 + K15) / 5 (56)
far. For the symbol n + 1, the second average correction is performed using equation (56). The method for obtaining a new K matrix is as described above. The coefficients obtained here are set as K00 and K10. Next, K0m is replaced with K0m + 1 and K1m is replaced with K1m + 1 to generate a second correction expression (averaged K matrix) averaged according to expression (56) (where m = 0, 1, 2, 3, and 4).
[0155]
By repeating such processing, the coefficients between the latest five symbols are held and used on average. This averaging process is performed by the second correction formula derivation holding circuit 315.
[0156]
(Modification 2)
(43), (44a) to (44d) and when calculating the K matrix by the equation (52), the error signal in a ″ to d ″ (that is, the difference between the signal a and the signal a ″ in the case of the signal a ″). The same applies to the other signals b ″ to d ″), and a predetermined upper limit value and a lower limit value are set. If the upper limit value and the lower limit value are higher or lower, the K matrix is replaced with a predetermined value. Specifically, when the error signal value is 0.4 or more or −0.4 or less in either the real part or the imaginary part, 0.4 or −0.4 is set, respectively. Substitute K matrix.
[0157]
When a fluctuation more than a high-speed change that can be followed by the second correction (or the second average correction) occurs or when the S / N is extremely deteriorated, error signal aliasing occurs, and the second correction formula May be reverse correction. If averaging is performed, the effect is small, but if it occurs continuously, an error still occurs. In order to avoid the reverse correction, the above limit value is provided. This restriction process is performed by the second correction formula derivation holding circuit 315.
[0158]
(Modification 3)
When obtaining the K matrix by the equations (43), (44a) to (44d) and (52), predetermined weighting is performed on the error signals at a ″ to d ″. This is particularly effective when the S / N is extremely deteriorated.
[0159]
When S / N is extremely deteriorated, error signal aliasing occurs, and the second correction expression may be reverse correction. If averaging is performed, the effect is small, but if it occurs continuously, an error still occurs. However, the error signal may be considered to vary due to the influence of Gaussian noise. Therefore, it may be normal distribution. Therefore, the K matrix is generated in such a manner that the weighting of the portion close to the median is increased and more influenced, the weighting of the peripheral portion is decreased and the weighting is decreased.
[0160]
As a simple example, the case where the average is performed twice will be described. When the absolute value of the error signal is 0.1 or less, it is 5; when it is greater than 0.1 but less than 0.2; In the following cases, a table for weighting is provided, such as 3, in the case of greater than 0.3 and less than 0.4, 2 in the case of greater than 0.4 and less than 0.5, and then the whole is divided by the number of weights.
[0161]
As a numerical example, if the first error signal is 0.15 and the second error signal is 0.45, the total error signal in the case of averaging twice is 3 (= (0.15 + 0.45) / 2), but when weighted, 0.21 (= (0.15 × 4 + 0.45 × 1) / (4 + 1)).
Such weighting is performed by the second correction formula derivation holding circuit 315.
[0162]
(Modification 4)
When a fluctuation more than a high-speed change that can be followed by the second correction (or the second average correction) occurs or when the S / N is extremely deteriorated, error signal aliasing occurs, and the second correction formula May be reverse correction. If averaging is performed, the effect is small, but if it occurs continuously, an error still occurs.
[0163]
Therefore, in this modification, an error is detected based on a signal generated from an error correction circuit not described above, and the second correction formula is not updated when an error is detected. This is because if an error occurs, even if the K matrix that is the second correction formula is generated, reverse correction is performed. In this case, the K matrix is not generated, but is replaced by the unit matrix and complemented by the averaging effect.
[0164]
(Modification 5)
(43), (44a) to (44d), when obtaining the K matrix using the equations (52), in the signal point arrangement in <p> to <u> (integer part), set a predetermined upper limit value and lower limit value In the case of constellation of more or less signal points, the K matrix is replaced with a unit matrix.
[0165]
In a simple specific example, if any of the real part, the imaginary part, and the real part plus the imaginary part is greater than or less than a predetermined value, the K matrix is replaced with a unit matrix. In the numerical example, in 256QAM, in the signal point arrangement in which the absolute value of the real part or the imaginary part is 8 or more, or the absolute value of the real part + imaginary part is 6 or more, the error signal is not used and the unit matrix is used. Substitute. An example is shown in FIG. In the figure, signal points used by black circles and signal points not used by white circles are shown.
[0166]
In particular, when a fluctuation more than a high-speed change that can be followed by the second correction (or the second average correction) occurs, the error signal is folded back, and the second correction formula may be reverse correction. If averaging is performed, the effect is small, but if it occurs continuously, an error still occurs. Since the high-speed change affects the signal point arrangement on the outer peripheral side, there is a high probability that an error will also occur on the outer peripheral side. Therefore, in this modification, only the error signal of the signal point arrangement on the inner peripheral side with higher reliability, which is indicated by a black circle in FIG. 10, is used.
[0167]
(Modification 6)
For the H matrix, the K matrix, or the matrix obtained by combining the H matrix and the K matrix described in the equations (46) to (48), the averaging processing on the time axis has been described in the above embodiment. In this modification, averaging processing on the frequency axis is performed.
[0168]
Each carrier wave of the OFDM signal is set adjacent to each other, and shows similar characteristics between each other. That is, when the coefficients of each matrix are arranged in order of frequency, a curve of several orders is obtained. Furthermore, the change of the curve is interlocked and does not have a high frequency component exceeding a predetermined value. If there is a large change point in this curve, it may be considered that the S / N deterioration or averaging on the time axis is not sufficiently performed and an inappropriate correction coefficient is calculated.
[0169]
Therefore, in this modification, after calculating each coefficient for a matrix obtained by combining the H matrix and the K matrix, a predetermined amount of a low-pass filter is inserted into the sequence in the frequency axis order to remove the high-frequency component. Such filter processing can be easily performed by digital filtering in the first correction formula derivation holding circuit 313 or the second correction formula derivation holding circuit 315. This filtering may be configured by a two-dimensional filter using not only the one-dimensional calculation on the frequency axis but also the coefficient arrangement on the time axis described above.
[0170]
The two-dimensional filter on the frequency axis and the time axis will be briefly described. The aforementioned H matrix is averaged by transmitting and receiving the reference signal for a plurality of symbols. The K matrix is also averaged between a plurality of symbols. As a result, averaging on the time axis is performed. And newly, the following formula
[0171]
[Formula 40]
An E matrix expressed by the following equation is generated, and in the coefficients of this E matrix, the coefficient of its own carrier and the coefficient of the vicinity (for example, ± 10 carriers) are averaged. Of course, the same averaging is performed for all carriers. As a result, averaging on the frequency axis is performed. Then, correction calculation is performed by the following equation.
[0172]
[Expression 41]
Up to now, the two-stage calculation has been performed using the H matrix and the K matrix respectively, but in this case, the processing for obtaining the H matrix and the K matrix is the same, and the correction matrix is synthesized by the E matrix of the equation (57). Correction is made according to equation (58).
[0173]
As another example, a pair is formed for every three adjacent carriers, a reference signal is inserted only in the center carrier, and a correction formula is derived. The carrier on both sides is a correction formula for the center carrier. It is also possible to correct. As a result, the amount of calculation is reduced and the arrival period of the reference signal is shortened, so that the price of the apparatus and high-speed followability can be achieved.
[0174]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. In the first and second embodiments described above and modifications thereof, a reference signal having a known value is inserted with a pair of positive and negative carriers symmetrical to the center carrier of the OFDM signal. On the other hand, the third embodiment transmits and receives reference signals without being limited to positive and negative sets, and uses the second correction method of the second embodiment, so that a conventional OFDM signal can be used. Also, it performs OFDM signal correction that can cope with mobile communication or a multipath environment that changes at high speed. In the third embodiment and the first and second embodiments, if the symbol number can be identified on the receiving side, the signal form of transmission is not questioned. For example, a synchronization symbol, a transmission parameter, etc. It can also be applied to the ones that are transmitted with the.
[0175]
In the third embodiment, the frequency division multiplexing signal transmission apparatus transmits an OFDM signal with the same configuration as the transmission apparatus having the configuration shown in FIG. However, the reference signal is transmitted using one carrier wave in the OFDM signal. In addition, the transmission side designates a specific carrier modulated with a known reference signal based on a symbol number or specific parameter information or synchronization symbol information transmitted on the predetermined carrier, and sequentially cycles every fixed period. Change and send.
[0176]
Here, information represented by a complex number (p + jq) assigned to a certain carrier frequency + Wn is generated as an I signal and a Q signal represented by the expressions (1) and (2) in the arithmetic unit 4, It is converted into an OFDM signal and transmitted at the frequency + Wn.
[0177]
The I signal and the Q signal represented by the above equations (1) and (2) are transmitted through the transmission system circuit 80 schematically shown in FIG. 11, thereby changing the amplitude change Y and the phase change d. Then, they are received by the frequency division multiplex signal receiving apparatus shown in FIG. 3 as I ′ signal and Q ′ signal. However, as will be described later, this embodiment is characterized in that the FFT / QAM decoding circuit 31 in the frequency division multiplex signal receiving apparatus shown in FIG. 3 has a configuration indicated by 31 ″ in FIG. The transmission system circuit 80 corresponds to the characteristics of the frequency converter 12, the transmission unit 13, and the spatial transmission path shown in Fig. 1. Here, the frequency division multiplex signal transmission device and the frequency division multiplex signal reception device are used. The error received is ignored.
[0178]
The above I 'signal and Q' signal are DFT-calculated by the frequency division multiplex signal receiving apparatus and obtained as complex numbers represented by the following equations.
[0179]
A'ej (+ Wnt + a ') = Aej (+ Wnt + a) x (Yejd) (59)
In the above equation, A ′ = √ (p ′ 2 + q ′ 2), a ′ = tan −1 (q ′ / p ′) p ′, q ′ are received signals. Equation (59) can be rewritten into the following determinant by introducing new coefficients S0 and S1 indicating the transmission path characteristics.
[0180]
[Expression 42]
As will be described later, in the third embodiment, the amplitude change Y and phase of the transmission system circuit 80 described above are used in order to increase the response speed to the characteristics (multipath environment characteristics) that change at high speed by movement. The changes d are MY and d + d1, which are high-speed characteristic changes, respectively. Thus, the equation (59) is expressed by the following equation.
[0181]
A'ej (+ Wnt + a ') = Aej (+ Wnt + a) x (Yejd) x (Mejd1) (61)
Where new
Mejd1 = V1 + jV2
After all,
p '+ jq' = (p + jq) (S0 + jS1) (V1 + jV2)
This is expressed by the following determinant.
[0182]
[Equation 43]
Therefore, the correction equation based on the reference signal is not changed, and a new correction equation separated from this can be extracted. Further, although Equation (62) describes the reference signal, this also applies to a normal information signal to be transmitted. Therefore, Equation (62) can be expressed as the following equation.
[0183]
(44)
Both the S matrix and the H matrix, which is the inverse of the S matrix, can be obtained by a conventional method. Here, the K matrix which is an inverse matrix of the V matrix can be expressed by the following equation.
[0184]
[Equation 45]
Since the K matrix in equation (64) is updated at every frequency for each symbol, it cannot be realized with a large amount of calculation. However, since equation (64) is a 2-by-2 determinant, it is sufficient. realizable.
[0185]
As processing means, the H matrix is updated every time a reference signal arrives as before. At the time of updating the H matrix, the K matrix is a unit matrix. Thereafter, for the first correction information corrected by the H matrix, a difference from the desired signal point arrangement, that is, a high-speed change in amplitude and phase is detected for each symbol, and the K matrix is determined for each frequency based on that. Update for each symbol. The updated K matrix is used for the next symbol.
[0186]
As described above, in this embodiment, since the characteristic (multipath environmental characteristic) that changes at high speed is corrected by the same method as the correction using the second correction formula described in the second embodiment, each symbol is corrected. The description of the flow is omitted. However, the H matrix and K matrix in this embodiment are different from the second embodiment in that they are 2 rows and 2 columns. The K matrix is composed of K0 and K1 in the equations (44a) and (44b).
[0187]
In the third embodiment, the transmitter having the configuration shown in FIG. 1 inserts a symbol number into the first carrier and refers to reference data used only for correcting the first carrier, ie, the symbol number, in the m1 carrier. Insert as a signal. The symbol number sequentially increases and circulates every symbol period. The symbol number counting circuit 5 is expressed by 9 bits, and 0, 1, 2, 3,. . . , 511,0, 1, 2,. . . And count the number of symbols to circulate. Of these 9 bits representing the symbol number, the 9th, 8th, 3rd and 2nd 4 bits are modulated by 16QAM and transmitted / received by a predetermined carrier wave.
[0188]
In the case of this embodiment, the reference signal insertion circuit 6 in FIG. 1 inserts a reference signal based on the upper 8 bits of the 9 bits representing the symbol number. In order to ignore the least significant bit, that is, a reference signal is inserted in the same carrier during two symbols. The reference signal is expressed by the following equation.
[0189]
[Equation 46]
However, X and Y in equation (65) are known reference signal values.
[0190]
On the other hand, in this embodiment, the frequency division multiplexing signal receiving apparatus has substantially the same configuration as that shown in FIG. 3, but the FFT and QAM decoding circuit indicated by 31 in FIG. 3 is indicated by 31 ″ in the block diagram of FIG. The corrected transmission signals R and I are obtained as shown in Fig. 12. In Fig. 12, the same components as those in Fig. 5 are denoted by the same reference numerals, and in Fig. 12, the received I extracted from the signal processing unit 80 in Fig. 11 is obtained. The signal and the received Q signal are supplied to the FFT symbol number decoding circuit 311. After the symbol number is first decoded, the received reference signal value of the set of positive and negative carriers corresponding to the symbol number is obtained next.
[0191]
In this embodiment, since the predetermined 4 bits are 16QAM, the symbol number can be decoded with a better error rate than other transmission information, and the symbol number is from 0 to 511 represented by 9 bits. The symbol number can be reliably decoded, and the insertion carrier of the reference signal for transmission information can be reliably specified for each symbol. The received reference signal values are assumed to be p0s 'and q0s' for the 0th symbol (even number symbol) and p1s 'and q1s' for the first symbol (odd number symbol).
[0192]
First, the correction processing circuit 317 of FIG. 12 calculates coefficients S0 and S1 representing transmission path characteristics expressed by the following equation using the 0th symbol and the 1st symbol based on the equation (60).
[0193]
S0 = (Xp0s '+ Yq0s') / (X2 + Y2),
S1 = (Xq0s '+ Yq0s') / (X2 + Y2) (66)
Or
S0 = (Xp1s '+ Yq1s') / (X2 + Y2),
S1 = (Xq1s'-Yp1s') / (X2 + Y2) (67)
Thereafter, these coefficients S0 and S1 are averaged to remove white noise. In this embodiment, an average between two symbols is obtained.
[0194]
Since there are two coefficients, S0 and S1, the coefficients can be obtained by transmitting and receiving one type of reference signal. Naturally, since the reference signal is known in the receiving apparatus, any reference signal may be used as long as the coefficient is obtained. In this way, the correction processing circuit 317 first detects the transmission path characteristic coefficients S0 and S1, and then, based on the transmission path characteristic coefficients S0 and S1 and the symbol number, an average correction formula (first correction formula) for the corresponding carrier. Is derived and stored based on the following equation.
[0195]
[Equation 47]
However, in the equation (68), H0 = S0, H1 = S1, and det A = S02 + S12.
[0196]
The first correction formula is provided for each carrier (carrier), and since 257 carriers are used here, about 256 first correction formulas are sequentially generated and updated from time to time. Since the first correction formula is obtained by averaging two symbols with respect to one corresponding carrier, the interval for updating the average correction formula for the same carrier next is 512 symbols later (2 symbols × 256 = 512). symbol).
[0197]
Instead of calculating the inverse matrix after detecting the transmission path characteristics as described above, the correction formula may be calculated directly from the following formula as another method.
[0198]
[Formula 48]
The first correction circuit 318 corrects the reception information from the FFT symbol number decoding circuit 311 by performing the following expression using the first correction expression derived and held by the correction processing circuit 317. Output a signal.
[0199]
[Formula 49]
As a matter of course, the counts S0 and S1 change every 512 symbols from time to time, so that the first correction formula also changes every 512 symbols from time to time. The correction itself by this first correction equation is known conventionally, and it is possible to correct the characteristics on the transmission line that change relatively slowly such as a change with time and a temperature change.
[0200]
Similar to the second embodiment, the second correction circuit 316 generates a K matrix that is a unit matrix for the next symbol to which a reference signal is transmitted and received, and a K that is generated using the previous symbol for the other symbols. Using the matrix, correction data <a> and <b> are generated by the following equations, and real part data R and imaginary part data I decoded therefrom are generated and output to the output circuit 32.
[0201]
[Equation 50]
The second correction formula calculation holding circuit 315 includes correction signals a ″ and b ″ that are output after being corrected by the first correction circuit 318 based on the formula (70), and symbols output from the correction processing circuit 317. Based on the number and the decoded data a and b obtained from the second correction circuit 316, a K matrix represented by the following equation is generated and stored.
[0202]
[Formula 51]
However, K0 in the equation (72) is a value represented by the equation (44a), and K1 is a value represented by the equation (44b), which is an error between the decoded data p and q and a desired signal point arrangement. 2 is a second correction formula corresponding to the transmission path characteristic of the high-speed change component of the transmission path based on
[0203]
In this way, the third embodiment also uses the second correction formula corresponding to the high-speed change characteristic similar to the second embodiment for the signal corrected based on the first correction formula. Since the correction operation is performed, it is possible to correct a characteristic that changes at a relatively high speed, such as a multipath environment that occurs in mobile communication, and to obtain optimum decoded data for each symbol.
[0204]
Next, the operation of the correction method using the second correction formula will be described using specific numerical examples. The operation of the K matrix will be described in detail with the H matrix being simply expressed and omitted.
[0205]
First, at a certain symbol n, the same (7.5, 7.5) as in the second embodiment is transmitted as a predetermined reference signal value (real part, imaginary part), and this reference signal is transmitted to the receiving apparatus. It is assumed that the data is received with the values (6.25, 6.25). At this time, the H matrix is expressed by the above equation (53) indicating a state in which the transmission system does not include an error, the phase characteristic does not change, and the amplitude characteristic is multiplied by 6.25 / 7.5.
[0206]
In the first-stage correction using the first correction formula, correction is performed using this H matrix, and thereafter no change is made until a new reference signal arrives. Expression (53) is a first correction expression held by the first correction expression derivation holding circuit 313. At this time, the K matrix is assumed to be the same unit matrix as shown in Equation 35 above.
[0207]
When the received transmission information is a ′ = 6.10 and b ′ = 5.30 at the next symbol n + 1, the correction signals <a> = 7.32 and <b> = 6.36 are obtained as described above. Thus, the second correction circuit 316 determines that the received data is data transmitted at (7.5, 6.5), and the output circuit 32 shown in FIG. (7, 6) is passed as received data as a set of decoded data (R, I). Note that 0.5 is a bias value added to simplify QAM decoding, and is a conventionally known method.
[0208]
Finally, the second correction formula derivation holding circuit 315 calculates a new K matrix expressed by the formula (54) based on the formulas (43) and (44), and uses this for the next symbol n + 2. The second correction formula is derived and held. This newly calculated K matrix is expressed by the following equation. This K matrix represents changes in amplitude characteristics and phase characteristics that occurred in the transmission path from the time of transmission of symbol n to the time of transmission of symbol n + 1. Thereafter, the same operation as described above is repeated, and the same result as in the second embodiment is obtained.
[0209]
Next, modifications of the third embodiment will be described. In the third embodiment, the following modifications similar to those described in the second embodiment can be considered.
[0210]
(Modification 1)
The frequency at which the reference signal is inserted is not limited to one set, and may be inserted into several sets. In the description of the third embodiment, the reference signal is assigned to the same frequency among a plurality of symbols, the obtained coefficients S0 and S1 are averaged, that is, a transmission line system from which Gaussian noise is removed is detected. The first correction formula was used.
[0211]
The second correction equation can also be averaged to remove Gaussian noise. Here, a method of averaging the K matrix over 5 symbols will be described.
[0212]
Assume that a reference signal is transmitted and received at symbol n.
As initial values, K01 = 1, K02 = 1, K03 = 1, K04 = 1, K05 = 1, K11 = 0, K12 = 0, K13 = 0, K14 = 0, and K15 = 0. And
K0 = (K01 + K02 + K03 + K04 + K05) / 5
K1 = (K11 + K12 + K13 + K14 + K15) / 5 (73)
far. For the symbol n + 1, the second average correction is performed by the equation (73). The method for obtaining a new K matrix is as described above. The coefficients obtained here are set as K00 and K10. Next, K0m is replaced with K0m + 1 and K1m is replaced with K1m + 1 to generate a second correction expression (averaged K matrix) averaged according to expression (73) (where m = 0, 1, 2, 3, and 4).
[0213]
By repeating such processing, the coefficients between the latest five symbols are held and used on average. This averaging process is performed by the second correction formula derivation holding circuit 315.
[0214]
(Modification 2)
When calculating the K matrix using the equations (71), (72), (44a), and (44b), error signals at a ″ and b ″ (that is, the signal a and the signal a ″ in the case of the signal a ″). In the case of the signal b ″, the difference between the signal b and the signal b ″) is set with a predetermined upper limit value and a lower limit value. To do. Specifically, when the error signal value is 0.4 or more or −0.4 or less in either the real part or the imaginary part, 0.4 or −0.4 is set, respectively. Substitute K matrix.
[0215]
When a fluctuation more than a high-speed change that can be followed by the second correction (or the second average correction) occurs or when the S / N is extremely deteriorated, error signal aliasing occurs, and the second correction formula May be reverse correction. If averaging is performed, the effect is small, but if it occurs continuously, an error still occurs. In order to avoid the reverse correction, the above limit value is provided. This restriction process is performed by the second correction formula derivation holding circuit 315.
[0216]
(Modification 3)
When the K matrix is obtained by the equations (71), (72), (44a), and (44b), predetermined weighting is performed on the error signals at a ″ and b ″. This is particularly effective when the S / N is extremely deteriorated.
[0217]
When S / N is extremely deteriorated, error signal aliasing occurs, and the second correction expression may be reverse correction. If averaging is performed, the effect is small, but if it occurs continuously, an error still occurs. However, the error signal may be considered to vary due to the influence of Gaussian noise. Therefore, it may be normal distribution. Therefore, the K matrix is generated in such a manner that the weighting of the portion close to the median is increased and more influenced, the weighting of the peripheral portion is decreased and the weighting is decreased. Such weighting is performed by the second correction formula derivation holding circuit 315.
[0218]
(Modification 4)
When a fluctuation more than a high-speed change that can be followed by the second correction (or the second average correction) occurs or when the S / N is extremely deteriorated, error signal aliasing occurs, and the second correction formula May be reverse correction. If averaging is performed, the effect is small, but if it occurs continuously, an error still occurs.
[0219]
Therefore, in this modified example, when the error correction circuit (not described above) detects an error, even if the K matrix that is the second correction formula is generated, reverse correction is performed. Therefore, the K matrix is not generated and the unit matrix is used. Substituting and supplementing with averaging effects.
[0220]
(Modification 5)
When calculating the K matrix using the formulas (71), (72), (44a), and (44b), in the signal point arrangement at <a> and <b> (integer part), predetermined upper and lower limits In the case of constellation with more or less values, the K matrix is replaced with a unit matrix. For example, as shown in FIG. 10, in 256QAM, in the signal point arrangement in which the absolute value of the real part or the imaginary part is 8 or more, or the absolute value of the real part + imaginary part is 6 or more, the error signal is not used. Substitute with identity matrix. Since the high-speed change affects the signal point arrangement on the outer peripheral side, there is a high probability that an error will also occur on the outer peripheral side. Therefore, in this modification, only the error signal of the signal point arrangement on the inner peripheral side with higher reliability, which is indicated by a black circle in FIG. 10, is used.
[0221]
(Modification 6)
In this modification, averaging processing on the frequency axis is performed. In this modification, after calculating each coefficient, a predetermined amount of a low-pass filter is inserted into the sequence in the frequency axis order to remove the high-frequency component. Such filter processing can be easily performed by digital filtering in the correction processing circuit 317 or the second correction formula derivation holding circuit 315. This filtering may be configured by a two-dimensional filter using not only the one-dimensional calculation on the frequency axis but also the coefficient arrangement on the time axis described above.
[0222]
The two-dimensional filter on the frequency axis and the time axis will be briefly described. The aforementioned H matrix is averaged by transmitting and receiving the reference signal for a plurality of symbols. The K matrix is also averaged between a plurality of symbols. As a result, averaging on the time axis is performed. Then, a new E matrix similar to the equation (57) is generated, and the coefficient of its own carrier and the coefficient in the vicinity (for example, ± 10 carriers) are averaged among the coefficients of this E matrix. Of course, the same averaging is performed for all carriers. As a result, averaging on the frequency axis is performed. Then, correction calculation is performed by the following equation.
[0223]
[Formula 52]
Up to now, the two-stage calculation has been performed using the H matrix and the K matrix respectively, but in this case, the processing for obtaining the H matrix and the K matrix is the same, and the E matrix obtained by synthesizing the correction expression is expressed by the equation (74) to correct.
[0224]
As another example, a pair is formed for every three adjacent carriers, a reference signal is inserted only in the center carrier, and a correction formula is derived. The carrier on both sides is a correction formula for the center carrier. It is also possible to correct. As a result, the amount of calculation is reduced and the arrival period of the reference signal is shortened, so that the price of the apparatus and high-speed followability can be achieved.
[0225]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. The first and second embodiments described above and modifications thereof are both symmetrical with respect to the center carrier of the OFDM signal, and as an example, a pair is formed for every three adjacent carriers, and only the center carrier is formed. It is also possible to perform a derivation process of a correction formula by inserting a reference signal, and to correct the carrier waves on both sides thereof with the correction formula of the center carrier wave. As a result, the amount of calculation is reduced and the arrival period of the reference signal is shortened, so that the price of the apparatus and high-speed followability can be achieved.
[0226]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, one positive carrier on the high frequency side, which has a crosstalk effect with respect to the center carrier of the plurality of carriers, and one on the low frequency side. Since the reference signal is transmitted with these negative carriers as a set, the transmission path characteristics can be detected quickly, and by switching the set of positive and negative carriers into which the reference signal is inserted at regular intervals, It is also possible to detect the transmission path characteristics of the carrier waves.
[0227]
As a result, according to the present invention, the frequency characteristics of the I signal and the Q signal themselves can be corrected in the same manner as in the past, and in addition, the relative frequency between the I signal and the Q signal can be corrected at each frequency of the transmission apparatus. Difference in amplitude characteristics, relative phase characteristic difference between I signal and Q signal at each frequency of transmitting apparatus, orthogonality error of quadrature modulator of transmitting apparatus, difference between I signal and Q signal at each frequency of receiving apparatus Characteristic errors such as the relative amplitude characteristic difference, the relative phase characteristic difference between the I signal and the Q signal at each frequency of the receiving apparatus, and the orthogonality error of the orthogonal demodulator of the receiving apparatus can be corrected. Relative amplitude characteristic difference between I signal and Q signal at each frequency of apparatus, I signal at each frequency of transmission apparatus, relative phase characteristic difference between Q signals, orthogonality error of quadrature modulator of transmission apparatus, Each of the receiving devices Relative amplitude characteristic difference between I signal and Q signal at frequency, relative phase characteristic difference between I signal and Q signal at each frequency of receiving device, orthogonality error of orthogonal demodulator of receiving device, etc. It is not necessary to improve the accuracy, and it is not necessary to consider these temperature changes and changes with time. As described above, high-quality orthogonal frequency division multiplex signals can be transmitted as compared with the prior art.
[0228]
In addition, according to the present invention, by using a known correction signal, the first correction equation consisting of the correction coefficient obtained accurately is used to change the time-dependent change or temperature change of the decoded data. A period from the time when a reference signal is received to the time when the next reference signal is received and a new correction formula is calculated for the corrected data after correcting the error and characteristics that change relatively slowly. Because the correction is made based on the second correction formula obtained by detecting the transmission line characteristic corresponding to the change in the mobile communication, the characteristic that changes at a relatively high speed such as the multipath environment generated in the mobile communication is also corrected. Can be optimized for each symbol.
[0229]
Further, according to the present invention, the first correction equation is obtained by using a reference signal having a known value transmitted as a pair of a positive carrier and a negative carrier symmetrical to each other with respect to the center carrier of the plurality of carriers. By generating and sequentially performing the correction using the first correction formula and the correction using the second correction formula, it is possible to perform high-accuracy correction corresponding to the change in the transmission path characteristics, and more accurately. Decoding is possible.
[0230]
Furthermore, according to the present invention, by performing averaging in one or both of the first and second correction equations, Gaussian noise can be removed, and a more reliable correction coefficient can be derived. Accuracy can be improved.
[0231]
Furthermore, according to the present invention, the second correction formula is provided with a predetermined upper limit value and a lower limit value, predetermined weighting is performed according to the error signal, or when the error correction circuit detects an error, By updating the second correction formula with a unit matrix by stopping the update, or by setting an upper limit value and a lower limit value for the correction signal used to calculate the second correction formula, the second ( It is possible to avoid reverse correction, which may occur due to an extremely low S / N reduction or not following high-speed changes when calculating the (average) correction formula.
[0232]
Furthermore, according to the present invention, it is possible to reduce the average number of times on the time axis and perform averaging on the frequency axis, thereby realizing a faster and more reliable device.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a first exemplary embodiment of a transmission apparatus of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a frequency spectrum of an example of an OFDM signal transmitted in the present invention.
FIG. 3 is a block diagram of an embodiment of a receiving apparatus of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram rewritten by paying attention to an I signal and a Q signal transmitted in the first embodiment of the present invention.
5 is a block diagram of a first embodiment of the main part of FIG. 3; FIG.
6 is a flowchart of one embodiment when the FFT operation of FIG. 3 is performed by software. FIG.
FIG. 7 is a block diagram of a receiving apparatus according to a second embodiment of the method of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram rewritten focusing on the I and Q signals transmitted in the second embodiment of the present invention;
9 is a block diagram of a second embodiment of the main part of FIG. 7;
FIG. 10 is a signal point arrangement diagram used for generating a K matrix;
FIG. 11 is a block diagram rewritten focusing on the I and Q signals transmitted in the third embodiment of the present invention;
FIG. 12 is a block diagram of a third embodiment of the main part of the system of the present invention.
[Explanation of symbols]
2 Input circuit
3 Clock divider
4 Calculation unit
5, 14 Symbol number counting circuit
6 Reference signal insertion circuit
7 Output buffer
8 D / A converter and low-pass filter (LPF)
9 Quadrature modulator
10, 16, 25 Intermediate frequency oscillator
11, 26 90 ° shifter
12, 22 Frequency converter
15 Digital quadrature modulator
17 D / A converter and band-pass filter (BPF)
24 Carrier extraction and quadrature demodulator
27 Synchronous signal generation circuit
31, 31 ', 31 "FFT, QAM decoding circuit
41, 42, 72 Signal processing unit of transmitter
43, 44, 47, 48, 74, 75 Multiplier
46, 73, 80 Transmission system circuit
49, 50, 76, 77 Signal processing unit of receiver
311 FFT symbol number decoding circuit
312 Transmission path characteristic detection circuit
313 First correction formula derivation holding circuit
314 First correction circuit
315 Second correction formula derivation holding circuit
316 Second correction circuit
317 Correction processing circuit
318 First correction circuit

Claims (11)

送信側では、互いに周波数の異なる複数の搬送波のそれぞれを、各搬送波に割り当てられた伝送すべき情報信号からそれぞれ得た同相信号と直交信号で別々に変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成してシンボル単位で送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、
前記送信側では、前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組で既知の参照信号を送信すると共に、前記既知の参照信号を送信する正負の搬送波の組の送信位置を特定の搬送波で伝送するシンボル番号により指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、受信側では、受信した前記周波数分割多重信号から前記シンボル番号に基づいて前記参照信号を復号し、この参照信号から前記正の搬送波の実数部と虚数部、前記負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から補正式を算出して記憶し、前記補正式を用いて復号した前記同相信号と直交信号を補正することを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送方式。On the transmission side, each of a plurality of carrier waves having different frequencies is separately modulated with an in-phase signal and a quadrature signal obtained from an information signal to be transmitted assigned to each carrier wave, and is an orthogonal frequency obtained by frequency division multiplexing. Generates a division multiplexed signal and transmits it in symbol units. The receiving side receives the orthogonal frequency division multiplexed signal, demodulates each modulated carrier wave into an in-phase signal and an orthogonal signal, and then decodes the information signal. In frequency division multiplexing signal transmission system,
The transmitting side transmits a known reference signal by a set of a high-frequency side positive carrier and a low-frequency side negative carrier that are symmetric with respect to a center carrier among the plurality of carriers, and the known reference signal designated by the symbol number for transmitting a set of transmission positions of positive and negative carrier wave transmitting in a particular transport wave and changed and transmitted sequentially cyclically at regular intervals, on the receiving side, the frequency division received The reference signal is decoded from the multiplexed signal based on the symbol number, and leakage components from the reference signal to the real part and the imaginary part of the positive carrier, and the real part and the imaginary part of the negative carrier, respectively. Detecting a transmission path characteristic, calculating a correction formula from the detected transmission path characteristic, storing the correction formula, and correcting the in-phase signal and the quadrature signal decoded by using the correction formula. Multiple signal transmission method. 前記参照信号は、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、前記正の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ及びｑであり、前記負の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ及びｕであるときに、受信した正の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ’及びｑ’であり、受信した負の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ’及びｕ’であるとき、受信側は前記伝送路特性として次式
で表される係数Ｓ０〜Ｓ７を、受信参照信号を既知の参照信号から算出し、前記補正式として次式
（ただし、H0=+S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)、H1=+S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6)、H2=+S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)、H3=+S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)、H4=+S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)、H5=+S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)、H6=+S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)、H7=+S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)、det A = S0×H0+S1×H1+S4×H2+S5×H3)
で算出された値を記憶保持し、前記補正式を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式
（ただし、上式中、ａ及びｂは前記正の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ｃ及びｄは前記負の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記正の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部）
の演算をして補正後の受信データａ、ｂ、ｃ及びｄを得ることを特徴とする請求項１記載の直交周波数分割多重信号伝送方式。The reference signal is composed of a first set of reference signals and a second set of reference signals that are alternately switched in predetermined symbol units and transmitted on a set of positive and negative carriers, and the reference signal transmitted on the positive carrier Of the received positive carrier when the values of the real part and imaginary part are p and q, respectively, and the values of the real part and imaginary part of the reference signal transmitted by the negative carrier are r and u, respectively. When the values of the real part and imaginary part of the reference signal are p 'and q', respectively, and the values of the real part and imaginary part of the received negative carrier reference signal are r 'and u', respectively, the receiving side As the transmission line characteristic,
The received reference signal is calculated from a known reference signal, and the following equation is used as the correction equation:
(However, H0 = + S0 (S6S6 + S7S7) -S2 (S4S6 + S5S7) + S3 (S4S7-S5S6), H1 = + S1 (S6S6 + S7S7) -S3 (S4S6 + S5S7) -S2 (S4S7-S5S6) , H2 = + S4 (S2S2 + S3S3) -S6 (S0S2 + S1S3) + S7 (S0S3-S1S2), H3 = + S5 (S2S2 + S3S3) -S7 (S0S2 + S1S3) -S6 (S0S3-S1S2), H4 = + S2 (S4S4 + S5S5) -S0 (S4S6 + S5S7) -S1 (S4S7-S5S6), H5 = + S3 (S4S4 + S5S5) -S1 (S4S6 + S5S7) + S0 (S4S7-S5S6), H6 = + S6 (S0S0 + S1S1) -S4 (S0S2 + S1S3) -S5 (S0S3-S1S2), H7 = + S7 (S0S0 + S1S1) -S5 (S0S2 + S1S3) + S4 (S0S3-S1S2), det A = S0 × (H0 + S1 × H1 + S4 × H2 + S5 × H3)
The value calculated in step 1
(Where a and b are the real and imaginary parts of the corrected received data assigned to the positive carrier frequency, and c and d are the corrected received data assigned to the negative carrier frequency. The real part and the imaginary part of the received data at the positive carrier frequency are a 'real part and the imaginary part, and c' and d 'are the real part and the imaginary part of the received data at the negative carrier frequency).
The orthogonal frequency division multiplex signal transmission system according to claim 1, wherein the corrected reception data a, b, c, and d are obtained by performing the following calculation. 前記参照信号は、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、前記正負の搬送波の組のうち正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の各値と前記負の搬送波で伝送する実数部と虚数部のうち、前記１組目の参照信号は、前記正の搬送波で伝送する実数部又は虚数部の値のみを所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとし、前記２組目の参照信号は、前記負の搬送波で伝送する実数部又は虚数部の値のみを所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとすることを特徴とする請求項１記載の直交周波数分割多重信号伝送方式。  The reference signal includes a first set of reference signals and a second set of reference signals that are alternately switched in predetermined symbol units and transmitted as a set of positive and negative carrier waves. Among the real part and imaginary part values transmitted by the carrier wave, and the real part and imaginary part transmitted by the negative carrier wave, the first set of reference signals is the real part or imaginary part transmitted by the positive carrier wave. Only the value is set to a predetermined value, and the other values are set to zero, and the second set of reference signals is set to only the value of the real part or imaginary part transmitted by the negative carrier wave, and the other 2. The orthogonal frequency division multiplex signal transmission system according to claim 1, wherein each of the values is zero. 前記参照信号は、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、前記正負の搬送波の組のうち正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の各値と前記負の搬送波で伝送する実数部と虚数部のうち、前記１組目の参照信号は、前記正の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の値をそれぞれ所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとし、前記２組目の参照信号は、前記負の搬送波で伝送する実数部及び虚数部の値をそれぞれ所定値とし、かつ、他の値をそれぞれゼロとすることを特徴とする請求項１記載の直交周波数分割多重信号伝送方式。  The reference signal includes a first set of reference signals and a second set of reference signals that are alternately switched in predetermined symbol units and transmitted as a set of positive and negative carrier waves. Among the real part and imaginary part values transmitted by the carrier wave, and the real part and imaginary part transmitted by the negative carrier wave, the first set of reference signals are the real part and imaginary part parts transmitted by the positive carrier wave. Each value is set to a predetermined value, and each other value is set to zero. The second set of reference signals is set to a predetermined value for each of a real part and an imaginary part transmitted by the negative carrier wave, and 2. The orthogonal frequency division multiplex signal transmission system according to claim 1, wherein each of the values is zero. 複素数で表される伝送すべきディジタル情報信号が複数の実数部入力端子と虚数部入力端子にそれぞれ入力されて逆離散的フーリエ変換し、互いに周波数の異なる複数の搬送波でそれぞれ伝送される同相信号と直交信号をシンボル単位で発生する演算部と、
前記伝送すべきディジタル情報信号のシンボル毎に値が変化するシンボル番号を発生して前記演算部の特定の入力端子に入力するシンボル番号計数回路と、
前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波で伝送されるディジタル情報信号が入力される前記演算部の実数部入力端子及び虚数部入力端子と、低域側の負の搬送波で伝送されるディジタル情報信号が入力される前記演算部の実数部入力端子及び虚数部入力端子の組に参照信号をそれぞれ入力すると共に、前記参照信号を入力する前記実数部入力端子及び虚数部入力端子の組を一定時間毎に切り替える参照信号挿入手段と、
前記演算部の出力同相信号及び直交信号を一時記憶する出力バッファと、
前記出力バッファの出力同相信号及び直交信号をそれぞれ直交周波数分割多重信号に変換する変換手段と、
前記直交周波数分割多重信号を送信する送信手段と
を有することを特徴とする直交周波数分割多重信号送信装置。A digital information signal to be transmitted expressed as a complex number is input to a plurality of real part input terminals and imaginary part input terminals, respectively, subjected to inverse discrete Fourier transform, and transmitted in a plurality of carriers having different frequencies. And an arithmetic unit for generating orthogonal signals in symbol units,
A symbol number counting circuit for generating a symbol number whose value changes for each symbol of the digital information signal to be transmitted and inputting the symbol number to a specific input terminal of the arithmetic unit;
A real part input terminal and an imaginary part input terminal of the arithmetic unit to which a digital information signal transmitted by a positive carrier on the high side symmetric with respect to a center carrier among the plurality of carriers is input, and a low side A reference signal is input to a set of a real part input terminal and an imaginary part input terminal of the arithmetic unit to which a digital information signal transmitted by a negative carrier wave is input, and the real part input terminal for inputting the reference signal and Reference signal insertion means for switching a set of imaginary part input terminals at regular intervals;
An output buffer for temporarily storing the output in-phase signal and the quadrature signal of the arithmetic unit;
Conversion means for converting each of the output in-phase signal and the quadrature signal of the output buffer into a quadrature frequency division multiplexed signal;
Transmitting means for transmitting the orthogonal frequency division multiplex signal. Orthogonal frequency division multiplex signal transmission apparatus. 互いに周波数の異なる複数の搬送波で伝送すべきディジタル情報信号を伝送すると共に、前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組に既知の参照信号が挿入され、前記参照信号を送信する正負の搬送波の組を、特定の搬送波で伝送するシンボル番号で指定し、かつ、一定期間毎に順次巡回的に変更してなる直交周波数分割多重信号を受信する受信手段と、
前記受信手段からの受信直交周波数分割多重信号を直交復調して、それぞれ複素数で表される同相信号及び直交信号と前記シンボル番号及び参照信号を得る復調手段と、
前記復調手段からの前記同相信号及び直交信号と前記シンボル番号及び参照信号をそれぞれ離散的フーリエ変換してディジタル情報信号を復号すると共に、前記シンボル番号及び参照信号を復号する復号手段と、
前記復号手段よりの前記シンボル番号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記正の搬送波の実数部と虚数部、前記負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をもとに伝送路特性を検出する検出手段と、
前記検出手段により検出した前記伝送路特性から補正式を算出して記憶する補正式算出及び保持手段と、
前記記憶された補正式を用いて前記復号手段からの前記同相信号及び直交信号の復号信号を補正する補正回路と
を有することを特徴とする直交周波数分割多重受信装置。A digital information signal to be transmitted by a plurality of carriers having different frequencies is transmitted, and among the plurality of carriers, a pair of a positive carrier on the high frequency side and a negative carrier on the low frequency side that is symmetric with respect to the center carrier. Orthogonal frequency division in which a known reference signal is inserted, a set of positive and negative carriers for transmitting the reference signal is designated by a symbol number transmitted by a specific carrier, and is cyclically changed at regular intervals. Receiving means for receiving multiple signals;
Demodulating means for orthogonally demodulating the received orthogonal frequency division multiplexed signal from the receiving means to obtain the in-phase signal and quadrature signal represented by complex numbers, the symbol number and the reference signal,
Decoding means for decoding the digital information signal by performing discrete Fourier transform on the in-phase signal and the quadrature signal from the demodulation means and the symbol number and the reference signal, respectively, and decoding the symbol number and the reference signal;
The reference signal is decoded from the symbol number from the decoding means, and leakage components from the reference signal to the real part and the imaginary part of the positive carrier, and the real part and the imaginary part of the negative carrier, respectively. Detecting means for detecting transmission line characteristics;
Correction formula calculation and holding means for calculating and storing a correction formula from the transmission path characteristics detected by the detection means;
A correction circuit that corrects the decoded signal of the in-phase signal and the quadrature signal from the decoding unit using the stored correction equation; 前記参照信号は、所定のシンボル単位で交互に切り替えて正負の搬送波の組で伝送される１組目の参照信号と２組目の参照信号とからなり、前記検出手段は、前記正の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ及びｑであり、前記負の搬送波で送信された参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ及びｕであるときに、受信した正の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｐ’及びｑ’であり、受信した負の搬送波の参照信号の実数部と虚数部の値がそれぞれｒ’及びｕ’であるとき、前記伝送路特性として次式
で表される係数Ｓ０〜Ｓ７を、受信参照信号を既知の参照信号で除算して算出する手段であり、
前記補正式算出及び保持手段は、前記補正式として次式
（ただし、H0=+S0(S6S6+S7S7)-S2(S4S6+S5S7)+S3(S4S7-S5S6)、H1=+S1(S6S6+S7S7)-S3(S4S6+S5S7)-S2(S4S7-S5S6)、H2=+S4(S2S2+S3S3)-S6(S0S2+S1S3)+S7(S0S3-S1S2)、H3=+S5(S2S2+S3S3)-S7(S0S2+S1S3)-S6(S0S3-S1S2)、H4=+S2(S4S4+S5S5)-S0(S4S6+S5S7)-S1(S4S7-S5S6)、H5=+S3(S4S4+S5S5)-S1(S4S6+S5S7)+S0(S4S7-S5S6)、H6=+S6(S0S0+S1S1)-S4(S0S2+S1S3)-S5(S0S3-S1S2)、H7=+S7(S0S0+S1S1)-S5(S0S2+S1S3)+S4(S0S3-S1S2)、det A = S0×H0+S1×H1+S4×H2+S5×H3）
で算出された値を記憶保持する手段であり、
前記補正回路は、前記補正式を用いてそれぞれの正負キャリアの組で次式
（ただし、上式中、ａ及びｂは前記正の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ｃ及びｄは前記負の搬送波周波数に割り当てられた補正後の受信データの実数部と虚数部、ａ’及びｂ’は前記正の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部、ｃ’及びｄ’は前記負の搬送波周波数の受信データの実数部と虚数部）
の演算をして補正後の受信データａ、ｂ、ｃ及びｄを得る手段であることを特徴とする請求項６記載の直交周波数分割多重信号受信装置。The reference signal is composed of a first set of reference signals and a second set of reference signals that are alternately switched in predetermined symbol units and transmitted as a set of positive and negative carriers. Received when the values of the real part and imaginary part of the transmitted reference signal are p and q, respectively, and the values of the real part and imaginary part of the transmitted reference signal are r and u, respectively. The real part and imaginary part values of the positive carrier reference signal are p ′ and q ′, respectively, and the real part and imaginary part values of the received negative carrier reference signal are r ′ and u ′, respectively. When the transmission line characteristic is
Are calculated by dividing the received reference signal by the known reference signal.
The correction formula calculation and holding means uses the following formula as the correction formula:
(However, H0 = + S0 (S6S6 + S7S7) -S2 (S4S6 + S5S7) + S3 (S4S7-S5S6), H1 = + S1 (S6S6 + S7S7) -S3 (S4S6 + S5S7) -S2 (S4S7-S5S6) , H2 = + S4 (S2S2 + S3S3) -S6 (S0S2 + S1S3) + S7 (S0S3-S1S2), H3 = + S5 (S2S2 + S3S3) -S7 (S0S2 + S1S3) -S6 (S0S3-S1S2), H4 = + S2 (S4S4 + S5S5) -S0 (S4S6 + S5S7) -S1 (S4S7-S5S6), H5 = + S3 (S4S4 + S5S5) -S1 (S4S6 + S5S7) + S0 (S4S7-S5S6), H6 = + S6 (S0S0 + S1S1) -S4 (S0S2 + S1S3) -S5 (S0S3-S1S2), H7 = + S7 (S0S0 + S1S1) -S5 (S0S2 + S1S3) + S4 (S0S3-S1S2), det A = S0 × H0 + S1 × H1 + S4 × H2 + S5 × H3)
Means for storing and holding the value calculated in
The correction circuit uses the correction formula and sets each positive and negative carrier as follows:
(Where a and b are the real and imaginary parts of the corrected received data assigned to the positive carrier frequency, and c and d are the corrected received data assigned to the negative carrier frequency. The real part and the imaginary part of the received data at the positive carrier frequency are a 'real part and the imaginary part, and c' and d 'are the real part and the imaginary part of the received data at the negative carrier frequency).
7. The orthogonal frequency division multiplex signal receiving apparatus according to claim 6, wherein the received data a, b, c, and d after correction are obtained by performing the following calculation. 送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、
前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、
前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第１の補正式及び第２の補正式の少なくとも一方の補正式あるいは両者を合成した補正式を構成する各係数に対して、前記それぞれの変調された搬送波を周波数順に整列し、周波数軸上で低域フィルタを挿入したフィルタ処理を行うことを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送方式。On the transmitting side, the information signal to be transmitted is separately modulated as a signal composed of a real part and an imaginary part to generate an in-phase signal and a quadrature signal, and the in-phase signal and the quadrature signal have a plurality of different frequencies. Among the carrier waves, modulating a plurality of positive carriers on the high frequency side and a plurality of negative carriers on the low frequency side with respect to the center carrier, and generating and transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal frequency-division multiplexed, In the orthogonal frequency division multiplex signal transmission system that receives the orthogonal frequency division multiplex signal on the receiving side, demodulates each modulated carrier wave into an in-phase signal and an orthogonal signal, and then decodes the information signal,
On the transmitting side, a known reference signal is transmitted on a predetermined carrier among the plurality of carriers, and the predetermined carrier is cyclically changed every predetermined period and transmitted,
The receiving side decodes the reference signal from the received orthogonal frequency division multiplex signal, detects transmission path characteristics from the reference signal based on change components of the real part and imaginary part of the predetermined carrier, and detects the channel characteristics from issuing calculate the first correction equation, correcting the information signal decoded using the first correcting equation, the difference between the predetermined signal constellation with respect to the information signal after the correction detecting a fast change component of the transmission path based on issues calculated from the detected fast change component of the transmission path second correcting equation, further corrects the information signal after the correction using the second correcting equation In this case, the respective modulated carriers are arranged in order of frequency with respect to the respective coefficients constituting the correction expression of at least one of the first correction expression and the second correction expression or a combination of both. Insert a low-pass filter on the frequency axis. Orthogonal frequency division multiplex signal transmission system and performing a filtering process. 送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、
前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、その際に、前記複数の搬送波のうち中心搬送波に対して対称な高域側の正の搬送波と低域側の負の搬送波の組として、既知の参照信号が含まれるシンボルを連続的に送信し、
前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、その際に、受信した前記複数の参照信号から前記正の搬送波の実数部と虚数部、前記負の搬送波の実数部と虚数部のそれぞれへの漏洩成分をそれぞれ平均化して、又は前記漏洩成分より検出した複数の伝送路特性に基づいて平均化した前記第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正することを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送方式。On the transmitting side, the information signal to be transmitted is separately modulated as a signal composed of a real part and an imaginary part to generate an in-phase signal and a quadrature signal, and the in-phase signal and the quadrature signal have a plurality of different frequencies. Among the carrier waves, modulating a plurality of positive carriers on the high frequency side and a plurality of negative carriers on the low frequency side with respect to the center carrier, and generating and transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal frequency-division multiplexed, In the orthogonal frequency division multiplex signal transmission system that receives the orthogonal frequency division multiplex signal on the receiving side, demodulates each modulated carrier wave into an in-phase signal and an orthogonal signal, and then decodes the information signal,
Wherein the transmitting side transmits a known reference signal at a predetermined carrier among the multiple carriers, and changed and transmitted to the predetermined carrier sequentially cyclically at regular intervals, in this case, the plurality of as a negative set of carriers of positive carrier waves and the low frequency side of the symmetric high-frequency side with respect to the center carrier out of the carrier, and transmitting the symbols including a known reference signal continuously,
On the receiving side, the reference signal is decoded from the received orthogonal frequency division multiplex signal, and transmission path characteristics are detected from the reference signal based on change components of the real part and the imaginary part of the predetermined carrier, and detected. A first correction formula is calculated from the transmission line characteristics , and at that time, from the received reference signals, to the real part and imaginary part of the positive carrier, and to the real part and imaginary part of the negative carrier, respectively. each leakage component by averaging, or on the basis of the plurality of channel characteristics detected from leakage component out calculate the first correction equation obtained by averaging, the information signal decoded first correction equation And a high-speed change component of the transmission path is detected based on a difference from the predetermined signal point arrangement with respect to the corrected information signal, and a second correction formula is calculated from the detected high-speed change component of the transmission path. the out calculated by using the second correcting equation Orthogonal frequency division multiplex signal transmitting method characterized by further correcting the information signal after serial compensation. 送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、
前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、
前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第１の補正式を用いて補正された前記正負の組の搬送波の情報信号を（ａ”＋ｊｂ”）、（ｃ”＋ｊｄ”）とし、送信された前記正負の組の搬送波の情報信号を（ａ＋ｊｂ）、（ｃ＋ｊｄ）としたとき、次式
（ただし、Ｋ０＝（ａａ”＋ｂｂ”）／（ａ”2＋ｂ”2）、Ｋ１＝（ａｂ”−ａ”ｂ）／（ａ”2＋ｂ”2）、Ｋ６＝（ｃｃ”＋ｄｄ”）／（ｃ”2＋ｄ”2）、Ｋ７＝（ｃｄ”−ｃ”ｄ）／（ｃ”2＋ｄ”2））
で表される行列を前記第２の補正式として生成し、次のシンボルで使用することを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送方式。On the transmitting side, the information signal to be transmitted is separately modulated as a signal composed of a real part and an imaginary part to generate an in-phase signal and a quadrature signal, and the in-phase signal and the quadrature signal have a plurality of different frequencies. Among the carrier waves, modulating a plurality of positive carriers on the high frequency side and a plurality of negative carriers on the low frequency side with respect to the center carrier, and generating and transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal frequency-division multiplexed, In the orthogonal frequency division multiplex signal transmission system that receives the orthogonal frequency division multiplex signal on the receiving side, demodulates each modulated carrier wave into an in-phase signal and an orthogonal signal, and then decodes the information signal,
On the transmitting side, a known reference signal is transmitted on a predetermined carrier among the plurality of carriers, and the predetermined carrier is cyclically changed every predetermined period and transmitted,
On the receiving side, the reference signal is decoded from the received orthogonal frequency division multiplex signal, and transmission path characteristics are detected from the reference signal based on change components of the real part and the imaginary part of the predetermined carrier, and detected. A first correction formula is calculated from the transmission path characteristics, the decoded information signal is corrected using the first correction formula, and a difference between the corrected signal and a predetermined signal point arrangement is calculated. detecting a fast change component of the transmission line based, calculates a second correction equation from the detected fast change component of the transmission path, further corrects the information signal after the correction using the second correcting equation , the time, the information signal of the first correcting equation the positive and negative set of carrier wave corrected using the (a "+ jb"), (c "+ jd") and then, the positive and negative set of transmitted When the carrier signal is (a + jb), (c + jd),
(K0 = (aa ″ + bb ″) / (a ″ 2 + b ″ 2), K1 = (ab ″ −a ″ b) / (a ″ 2 + b ″ 2), K6 = (cc ″ + dd ″) / (c "2 + d" 2), K7 = (cd "-c" d) / (c "2 + d" 2))
The orthogonal frequency division multiplex signal transmission system is characterized in that a matrix represented by: 送信側では、伝送すべき情報信号を実数部と虚数部からなる信号としてそれぞれ別々に変調して同相信号と直交信号とを生成し、これらの同相信号と直交信号で互いに周波数の異なる複数の搬送波のうち、中心搬送波に対し高域側の複数の正の搬送波と低域側の複数の負の搬送波を変調し、かつ、周波数分割多重した直交周波数分割多重信号を生成して送信し、受信側では前記直交周波数分割多重信号を受信してそれぞれの変調された搬送波をそれぞれ同相信号と直交信号に復調した後情報信号を復号する直交周波数分割多重信号伝送方式において、
前記送信側では前記複数の搬送波のうち所定の搬送波で既知の参照信号を送信し、かつ、その所定の搬送波を一定期間毎に順次巡回的に変更して送信し、
前記受信側では受信した前記直交周波数分割多重信号から前記参照信号を復号し、この参照信号から前記所定の搬送波の実数部と虚数部の変化成分をもとに伝送路特性を検出し、検出した前記伝送路特性から第１の補正式を算出し、復号した前記情報信号を前記第１の補正式を用いて補正し、この補正後の情報信号に対して所定の信号点配置との差を基に伝送路の高速変化成分を検出し、検出した前記伝送路の高速変化成分から第２の補正式を算出し、前記第２の補正式を用いて前記補正後の情報信号を更に補正し、その際に、前記第２の補正式を、前記第１の補正式を用いて補正された情報信号における誤差信号の絶対値が小さいほど重み付けを大にして生成することを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送方式。On the transmitting side, the information signal to be transmitted is separately modulated as a signal composed of a real part and an imaginary part to generate an in-phase signal and a quadrature signal, and the in-phase signal and the quadrature signal have a plurality of different frequencies. Among the carrier waves, modulating a plurality of positive carriers on the high frequency side and a plurality of negative carriers on the low frequency side with respect to the center carrier, and generating and transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal frequency-division multiplexed, In the orthogonal frequency division multiplex signal transmission system that receives the orthogonal frequency division multiplex signal on the receiving side, demodulates each modulated carrier wave into an in-phase signal and an orthogonal signal, and then decodes the information signal,
On the transmitting side, a known reference signal is transmitted on a predetermined carrier among the plurality of carriers, and the predetermined carrier is cyclically changed every predetermined period and transmitted,
On the receiving side, the reference signal is decoded from the received orthogonal frequency division multiplex signal, and transmission path characteristics are detected from the reference signal based on change components of the real part and the imaginary part of the predetermined carrier, and detected. the channel characteristics from issuing calculate the first correction equation, correcting the information signal decoded using the first correcting equation, the difference between the predetermined signal constellation with respect to the information signal after the correction detecting a fast change component of the transmission path based on issues calculated from the detected fast change component of the transmission path second correcting equation, further corrects the information signal after the correction using the second correcting equation In this case, the second correction equation is generated by increasing the weight as the absolute value of the error signal in the information signal corrected using the first correction equation is smaller. Division multiplexing signal transmission system.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4563620B2 (en) * 2001-07-18 2010-10-13 日本無線株式会社 Transmission line characteristic measuring device
KR101106297B1 (en) * 2005-12-23 2012-01-18 삼성전자주식회사 Method for hopping frequency of Orthogonal-Frequency-Division-Multiplexing Symbol
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US8290083B2 (en) 2007-03-09 2012-10-16 Qualcomm Incorporated Quadrature imbalance mitigation using unbiased training sequences
KR101075288B1 (en) * 2007-03-09 2011-10-19 콸콤 인코포레이티드 Quadrature modulation rotating training sequence
US8428175B2 (en) 2007-03-09 2013-04-23 Qualcomm Incorporated Quadrature modulation rotating training sequence
US8064550B2 (en) 2007-03-09 2011-11-22 Qualcomm, Incorporated Quadrature imbalance estimation using unbiased training sequences
JP4421635B2 (en) 2007-06-18 2010-02-24 株式会社東芝 Wireless communication method and wireless communication device

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7626921B2 (en) 2006-02-01 2009-12-01 Kabushiki Kaisha Toshiba Wireless communication method using OFDM and OFDM transmitter and receiver thereof

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