JP3674547B2 - Drive device for current control element - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電流制御型素子の駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
正電圧と負電圧の２つの出力を主トランスに設けられる１つの二次巻き線から取り出すようにしたスイッチング電源回路が知られている。たとえば、特開平７−３３７０１２号公報には、トランスに巻かれた一次巻き線に印加する直流電圧を変えてトランスの二次巻き線に正の電圧と負の電圧とを誘起し、誘起された正電圧および負電圧に対してそれぞれ整流・平滑を行う２つの従出力回路を並列に接続した電源回路が記載されている。このような電源回路では、一方の従出力回路から正の電圧が出力され、他方の従出力回路から負の電圧が出力される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
正電圧と負電圧とをそれぞれ出力させるために２つの従出力回路を設けていると、電源回路の小型化に改良の余地がある。
【０００４】
本発明の目的は、従出力回路を少なくするようにした駆動回路を用いて電流制御型素子の駆動装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
一実施の形態を示す図２、図５、図７、図９、図１１に対応づけて本発明を説明する。
（１）請求項１に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置は、駆動用端子に接続された誘導性負荷に駆動電流を供給する電流制御型トランジスタを備え、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きと逆方向にオンするように誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を電流制御型トランジスタの制御端子に供給する保護手段２３,２３Ａ(２７０,２６,７２,２７０Ａ,２６Ａ,７２Ａ)を備えた電流制御型素子用駆動装置に適用される。そして、電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給するパルス電流発生手段１０,１０Ａと、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に正のパルス状電流を制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を制御端子へ少なくとも１パルス供給するようにパルス電流発生手段１０、１０Ａを制御する制御手段２２,２２Ａ(２８,２８Ａ)とを備えることにより、上述した目的を達成する。
（２）請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電流制御型素子用駆動装置において、パルス電流発生手段は、直流電圧源１２,１２Ａの出力両端をトランス１７,１７Ａの一次巻線７１,７１Ａの両端から正負両方向に交互に印加する交流発生手段１１,１３〜１６,１１Ａ,１３Ａ〜１６Ａと、トランス１７,１７Ａの二次巻線７２,７２Ａに誘起する正負の電圧を時分割でそれぞれ整流する整流手段１８〜２１,１８Ａ〜２１Ａとを備えることを特徴とする。
（３）請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の電流制御型素子用駆動装置において、交流発生手段は、直流電圧源１２,１２Ａの出力両端をトランス１７,１７Ａの一次巻線７１,７１Ａの両端から正方向に印加するように接続する第１のスイッチ１３,１３Ａおよび第２のスイッチ１６,１６Ａと、直流電圧源１２,１２Ａの出力両端をトランス１７,１７Ａの一次巻線７１,７１Ａの両端から負方向に印加するように接続する第３のスイッチ１４,１４Ａおよび第４のスイッチ１５,１５Ａと、正方向に印加するように接続する時間および負方向に印加するように接続する時間の長い方は、他方の時間と正方向および負方向のいずれにも接続しない時間との和より短くするように第１〜第４のスイッチ１３〜１６,１３Ａ〜１６Ａを開閉制御するスイッチ制御手段１１,１１Ａとを備えることを特徴とする。
（４）請求項４に記載の発明は、請求項２または３に記載の電流制御型素子用駆動装置において、整流手段は、互いに極性が逆向きになるように直列に接続される第１の整流素子１８,１８Ａ(２６０,２６０Ａ)および第２の整流素子１９,１９Ａ(２７０,２７０Ａ)と、第１の整流素子１８,１８Ａ(２６０,２６０Ａ)および第２の整流素子１９,１９Ａ(２７０,２７０Ａ)にそれぞれ並列に接続される第５のスイッチ２０,２０(２６,２６Ａ)および第６のスイッチ２１,２１(２７,２７Ａ)と、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間と、電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点とで第１の整流素子１８,１８Ａ(２６０,２６０Ａ)および第２の整流素子１９,１９Ａ(２７０,２７０Ａ)による整流方向を切換えるように第５のスイッチ２０,２０(２６,２６Ａ)および第６のスイッチ２１,２１(２７,２７Ａ)を開閉制御する第２のスイッチ制御手段２２,２２Ａ(２８,２８Ａ)とを備えることを特徴とする。
（５）請求項５に記載の発明は、請求項２または３に記載の電流制御型素子用駆動装置において、整流手段は、直列に接続される第１の整流素子および第５のスイッチと、直列に接続される第２の整流素子および第６のスイッチとを第１の整流素子および第２の整流素子の極性が逆向きになるように並列に接続し、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間と、電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点とで第１の整流素子および第２の整流素子による整流方向を切換えるように第５のスイッチおよび第６のスイッチを開閉制御する第２のスイッチ制御手段を備えることを特徴とする。
（６）請求項６に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置は、誘導性負荷に対して上アーム側に位置して第１の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第１の電流制御型トランジスタと、第１の電流制御型トランジスタと直列に接続され、誘導性負荷に対して下アーム側に位置して第１の方向と異なる第２の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第２の電流制御型トランジスタと、第１の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給する第１のパルス電流発生手段１０と、第１の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に正のパルス状電流を第１の電流制御型トランジスタの制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、第１の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を第１の電流制御型トランジスタの制御端子へ少なくとも１パルス供給するように第１のパルス電流発生手段１０を制御する第１の制御手段２２(２８)と、第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給する第２のパルス電流発生手段１０Ａと、第２の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に正のパルス状電流を第２の電流制御型トランジスタの制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、第２の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を第２の電流制御型トランジスタの制御端子へ少なくとも１パルス供給するように第２のパルス電流発生手段１０Ａを制御する第２の制御手段２２Ａ(２８Ａ)とを備えることにより、上述した目的を達成する。
（７）請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１のパルス電流発生手段１０および第２のパルス電流発生手段１０Ａは、直流電圧源１２,１２Ａの出力両端をトランス１７,１７Ａの一次巻線７１,７１Ａの両端から正負両方向に交互に印加する交流発生手段１１,１３〜１６,１１Ａ,１３Ａ〜１６Ａと、トランス１７,１７Ａの二次巻線７２,７２Ａに誘起する正負の電圧を時分割で整流する整流手段１８〜２１,１８〜２１Ａとをそれぞれ備えることを特徴とする。
（８）請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１の制御手段２２(２８)および第２の制御手段２２Ａ(２８Ａ)は、一方の電流制御型トランジスタのオン／オフ状態により他方の電流制御型トランジスタの制御端子に供給するパルス状電流の正負を切換えるようにそれぞれの整流手段１８〜２１,１８〜２１Ａを制御することを特徴とする。
（９）請求項９に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置は、誘導性負荷に対して上アーム側に位置して第１の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第１の電流制御型トランジスタと、第１の電流制御型トランジスタと直列に接続され、誘導性負荷に対して下アーム側に位置して第１の方向と異なる第２の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第２の電流制御型トランジスタと、第１の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に第１の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流を供給する第１のパルス電流発生手段１０Ｂと、第２の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流を供給する第２のパルス電流発生手段１０Ａとを備え、第１のパルス電流発生手段１０Ｂおよび第２のパルス電流発生手段１０Ａは、互いの位相が反転するパルス状電流を第１の電流制御型トランジスタおよび第２の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給するように同期されることにより、上述した目的を達成する。
（１０）請求項１０に記載の発明は、請求項９に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１のパルス電流発生手段１０Ｂは、第１の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を第１の電流制御型トランジスタの制御端子にさらに供給し、第２のパルス電流発生手段１０Ａは、第２の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を第２の電流制御型トランジスタの制御端子にさらに供給し、第１のパルス電流発生手段１０Ｂおよび第２のパルス電流発生手段１０Ａは、第１のパルス電流発生手段１０Ｂによる正のパルス状電流および第２のパルス電流発生手段１０Ａによる負のパルス状電流の位相が一致し、第１のパルス電流発生手段１０Ｂによる負のパルス状電流および第２のパルス電流発生手段１０Ａによる正のパルス状電流の位相が一致するパルス状電流を、第１の電流制御型トランジスタおよび第２の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給することを特徴とする。
（１１）請求項１１に記載の発明は、請求項１０に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１のパルス電流発生手段１０Ｂは、第１のトランス１７Ｂと、直流電圧源１２の出力両端を第１のトランス１７Ｂの一次巻線７１の両端から正負両方向に交互に印加する第１の交流発生手段１１,１３〜１６と、第１のトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂに誘起する正負の電圧を時分割で整流する第１の整流手段１８〜２１とを備え、第２のパルス電流発生手段１０Ａは、第２のトランス１７Ａと、直流電圧源１２Ａの出力両端を第２のトランス１７Ａの一次巻線７１Ａの両端から正負両方向に交互に印加する第２の交流発生手段１１Ａ,１３Ａ〜１６Ａと、第２のトランス１７Ａの二次巻線７２Ａに誘起する正負の電圧を時分割で整流する第２の整流手段１８Ａ〜２１Ａとを備え、第１のトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂに誘起される電圧の位相および第２のトランス１７Ａの二次巻線７２Ａに誘起される電圧の位相は、反転していることを特徴とする。
（１２）請求項１２に記載の発明は、請求項１１に記載の電流制御型素子用駆動装置において、第１のトランス１７Ｂおよび第２のトランス１７Ａは１つのトランス１７Ｃで構成され、このトランス１７Ｃは、共用される一次巻線７１と、正負の電圧を誘起する第１の二次巻線７２Ｂと、第１の二次巻線７２Ｂによって誘起される正負の電圧と位相が反転する正負の電圧を誘起する第２の二次巻線７２Ａとを備えることを特徴とする。
（１３）請求項１３に記載の発明は、請求項９に記載の電流制御型素子用駆動装置において、誘導性負荷４０に対して上アーム側に位置して第２の方向に駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷４０から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第３の電流制御型トランジスタ４３と、第３の電流制御型トランジスタ４３と直列に接続され、誘導性負荷４０に対して下アーム側に位置して第１の方向駆動電流を供給するとともに、誘導性負荷４０から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第４の電流制御型トランジスタ４４と、第３の電流制御型トランジスタ４３が誘導性負荷４０を駆動する向きにオンする期間に第３の電流制御型トランジスタ４３の制御端子に正のパルス状電流を供給する第３のパルス電流発生手段５８，５４，４７と、第４の電流制御型トランジスタ４４が誘導性負荷４０を駆動する向きにオンする期間に第４の電流制御型トランジスタ４４の制御端子に正のパルス状電流を供給する第４のパルス電流発生手段５８，５４，４８とをさらに備え、第１のパルス電流発生手段〜第４のパルス電流発生手段５７，５３，４５，４６，５８，５４，４７，４８は、(1)第１のパルス電流発生手段５７，５３，４５による正のパルス状電流および第２のパルス電流発生手段５７，５３，４６による正のパルス状電流の位相が反転し、(2)第１のパルス電流発生手段５７，５３，４５による正のパルス状電流および第４のパルス電流発生手段５８，５４，４８による正のパルス状電流の位相が一致し、(3)第３のパルス電流発生手段５８，５４，４７による正のパルス状電流および第４のパルス電流発生手段５８，５４，４８による正のパルス状電流の位相が反転し、(4)第３のパルス電流発生手段５８，５４，４７による正のパルス状電流および第２のパルス電流発生手段５７，５３，４６による正のパルス状電流の位相が一致するパルス状電流を、第１の電流制御型トランジスタ〜第４の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給することを特徴とする。
【０００６】
なお、上記課題を解決するための手段の項では、本発明をわかりやすく説明するために実施の形態の図と対応づけたが、これにより本発明が実施の形態に限定されるものではない。
【０００７】
【発明の効果】
本発明によれば、次のような効果を奏する。
（１）請求項１〜５に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置では、正負のパルス状電流を電流制御型トランジスタの制御端子に供給するパルス電流発生手段を設け、電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に正のパルス状電流を制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点で負のパルス状電流を制御端子へ少なくとも１パルス供給するようにした。この結果、パルス電流発生手段は発生する正負のパルス状電流のうち正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれかを時分割で制御端子に供給すればよく、正負のパルス電流を出力する回路を別々に備える場合に比べて回路を少なくできるから、小型で低コストの駆動装置が得られる。
（２）請求項２、７に記載の発明では、トランスの一次巻線に印加される交流電圧に応じてトランスの二次巻線に誘起される正負の電圧を時分割で整流するようにしたので、トランスの二次巻線側の回路を少なくできる。この結果、小型で低コストの駆動装置が得られる。
（３）請求項３に記載の発明では、交流発生手段がトランスの一次巻線に印加する正負の電圧のうち長い方の印加時間は、短い方の印加時間と正負いずれの電圧も印加しない時間との和より短くするようにした。この結果、一次巻線に流れる交流電流が１周期ごとに０になるのでトランスのコアが飽和することがなく、安定して動作する駆動装置を得ることができる。
（４）請求項４、５に記載の発明では、極性が逆向きに接続された第１の整流素子および第２の整流素子のそれぞれが時分割でトランスの二次巻線に誘起する電圧を整流するように第５のスイッチおよび第６のスイッチを開閉制御した。この結果、少ない部品でトランスの二次巻線側の回路を構成でき、小型で低コストの駆動装置が得られる。
（５）請求項６〜８に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置では、上下に接続された第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正負のパルス状電流をそれぞれ供給する第１および第２のパルス電流発生手段を設け、第１および第２の電流制御型トランジスタが誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に連続的に２パルス以上の正のパルス状電流を第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子にそれぞれ供給し、第１および第２の電流制御型トランジスタが逆方向にオンしている状態から逆回復する時点で少なくとも１パルスの負のパルス状電流を第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子にそれぞれ供給するようにした。この結果、第１および第２のパルス電流発生手段は、発生する正負のパルス状電流のうち正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれかを時分割でそれぞれの制御端子に供給すればよく、正負のパルス電流を出力する回路を別々に備える場合に比べて回路を少なくできるから、小型で低コストの駆動装置が得られる。
（６）請求項８に記載の発明では、上下に接続された第１および第２の電流制御型トランジスタの一方のオン／オフ状態により他方の電流制御型トランジスタの制御端子に供給するパルス状電流の正負を切換えるようにした。したがって、たとえば、一方の電流制御型トランジスタがターンオンされるときに他方の電流制御型トランジスタ内に電荷が蓄積されている場合、他方の電流制御型トランジスタの制御端子に負のパルス状電流を供給すると、蓄積電荷が素早く引き抜かれる。この結果、他方の電流制御型トランジスタ内に滞留する電荷が減少して電流制御型トランジスタがオフされるから、第１および第２の電流制御型トランジスタを貫通するような大きな電流が流れることが防止される。
（７）請求項９〜１３に記載の発明による電流制御型素子用駆動装置では、上下に接続された第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流をそれぞれ供給する第１および第２のパルス電流発生手段を設け、第１および第２の電流制御型トランジスタがそれぞれ誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に、互いの位相が反転するように同期されたパルス状電流を第１および第２の電流制御型トランジスタの制御端子にそれぞれ供給するようにした。この結果、同位相のパルス電流を出力する場合に比べて損失を低減し、小型で低コストの駆動装置が得られる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
−第一の実施の形態−
図１は、本発明の第一の実施の形態による電流制御型素子用駆動装置を説明する図である。図１において、Ｔ１およびＴ２は、モータなどからなる誘導性負荷Ｌ１に駆動電流を供給する電流制御形スイッチングトランジスタ（以下、単に駆動用トランジスタと略する）であり、それぞれのベース端子に接続されている駆動回路１０および１０Ａにより駆動される。駆動用トランジスタＴ１のコレクタ端子に電源電圧Ｖ１が接続され、駆動用トランジスタＴ２のエミッタ端子は接地されている。駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子と駆動用トランジスタＴ２のコレクタ端子との間に誘導性負荷Ｌ１が接続されている。
【０００９】
このような誘導性負荷Ｌ１を駆動する電流制御型素子用の駆動装置は、たとえば、誘導モータを制御するチョッパ回路およびＨブリッジ回路などに用いられる。これらの回路では、誘導性負荷Ｌ１で発生される逆起電力から駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２を保護することが必要である。
【００１０】
たとえば、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が駆動回路１０Ａによりオンされると、電流が図中Ａで示す方向に流れる。その後、駆動用トランジスタＴ２が駆動回路１０Ａによりターンオフされると、誘導性負荷Ｌ１から逆起電力が発生され、この逆起電力により図中Ｐ点の電位が上昇する。Ｐ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなると、駆動用トランジスタＴ１のコレクタ−エミッタ間が逆バイアスされて駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンし、上記逆起電力による環流電流が図中Ｂで示す方向に流れる。
【００１１】
駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンしている間に、再び駆動用トランジスタＴ２が駆動回路１０Ａによりターンオンされると、Ｐ点には再びＡ方向に電流が流れる。駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に入り、駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷がそのまま滞留してしまう。この結果、駆動用トランジスタＴ１はオフ状態でありながらコレクタ→エミッタ方向、すなわち順方向に電流が流れる状態にされ、駆動用トランジスタＴ１および駆動用トランジスタＴ２を貫通する大きな貫通電流Ｚが流れるおそれがある。本発明による駆動回路１０および１０Ａは、それぞれ駆動用トランジスタＴ１および２を駆動するとともに、貫通電流が駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２を流れるのを抑える。
【００１２】
図２は、図１の駆動回路１０，１０Ａを示す図である。図２において、駆動回路１０は、発振回路１１と、直流電圧源１２と、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６と、トランス１７と、ダイオード１８および１９と、スイッチ２０、２１、２３と、制御回路２２と、出力端子２４および２５とを有する。トランス１７には一次巻き線７１と二次巻き線７２とが巻かれている。なお、下側アームの駆動回路１０Ａを構成するトランスおよびスイッチなどの符号は、上側アームの駆動回路１０で用いられる符号と同一の番号にＡをつけて表す。
【００１３】
トランス１７の一次巻き線７１側の回路には、直流電圧源１２の電圧を正の向きに一次巻き線７１に印加するため、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６が直列に接続されている。また、直流電圧源１２の電圧を負の向きに一次巻き線７１に印加するため、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５が直列に接続されている。発振回路１１は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６の組、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５の組のいずれかの組をオンし、他方の組をオフするように制御信号を出力する。
【００１４】
トランス１７の二次巻き線７２側には、その極性が互いに逆となるように、ダイオード１８および１９が直列に接続されている。ダイオード１８および１９には、それぞれＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１が並列に接続されている。制御回路２２は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０および２１のいずれかをオンし、他方をオフするように制御信号を出力する。図２において、二次巻き線７２の正の向き(図中ドットに向かう上向き)に電圧が誘起されるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオンされるとともにＮ型ＭＯＳスイッチ２０がオフされる。また、二次巻き線７２の負の向きに電圧が誘起されるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオンされるとともにＮ型ＭＯＳスイッチ２１がオフされる。
【００１５】
上述した駆動回路１０の動作タイミングを説明する。図３は、図２の駆動回路１０の動作タイミングを示すタイミングチャートである。図３において、一次巻き線７１を流れる電流波形をＩｐ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６のゲート端子に印加される制御信号波形をSig13、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５のゲート端子に印加される制御信号波形をSig14とする。制御信号Sig13およびSig１４は、たとえば、周波数３００ｋＨｚで連続して各スイッチのゲート端子に印加される。この場合、１周期は約３．３３μ秒であり、１周期を１００％とすると、制御信号SiG13がＨレベルにされるタイミングｔ１〜ｔ２の期間が３０％、制御信号SiG13がＬレベルになってから制御信号Sig14がＨレベルになるタイミングｔ２〜ｔ３の期間が５％、制御信号SiG14がＨレベルであるタイミングｔ３〜ｔ４の期間が３０％、制御信号Sig13およびSig14がともにＬレベルであるタイミングｔ４〜ｔ６の期間が３５％である。このうち、タイミングｔ２〜ｔ３の期間をきわめて０に近い値にし、その分ｔ４〜ｔ６の期間を長くする。
【００１６】
タイミングｔ１の時点において、一次巻き線７１側の発信回路１１は、制御信号Sig13をＨレベルにする。このとき、制御信号Sig14はＬレベルのままである。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６がオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５がオフされて、一次巻き線７１に図２のドット側から下向きに励磁電流が流れ始める。タイミングｔ２の時点において、発信回路１１は、制御信号Sig13をＬレベルにする。このとき制御信号Sig14はＬレベルのままであり、これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６がオフされる。このとき、一次巻き線７１を流れる励磁電流は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５に内蔵される不図示のボディダイオードを介して環流される。
【００１７】
タイミングｔ３の時点において、発信回路１１は、制御信号Sig14をＨレベルにする。このとき制御信号Sig13はＬレベルのままであり、これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６がオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５がオンされて、一次巻き線７１に図２のドット側から下向きに流れる励磁電流が減少を始める。タイミングｔ４の時点において、発信回路１１は、制御信号Sig14をＬレベルにする。このとき制御信号Sig13はＬレベルのままであり、これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６がオフされる。ここで、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６がオンされている時間が、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５がオンされている時間とＮ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６の全てがオフされている時間との和より短くなるように、発信回路１１はＮ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６を開閉制御する。この結果、一次巻き線７１を流れる励磁電流は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５に内蔵される不図示のボディダイオードを介して環流され、タイミングｔ５の時点で０になる。
【００１８】
タイミングｔ６の時点において、発信回路１１は、再び制御信号Sig13をＨレベルにする。このとき制御信号Sig14はＬレベルのままであり、これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３および１６がオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４および１５がオフされて、一次巻き線７１に図２のドット側から下向きに励磁電流が流れ始める。以降同様に、上述したタイミングｔ１〜タイミングｔ６の動作が繰り返し行われる。タイミングｔ５の時点で励磁電流を一旦０にするので、トランス１７のコアが飽和することがない。
【００１９】
二次巻き線７２側の制御回路２２は、出力端子２４から出力端子２５の電位に対して正の電圧を出力させるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０のゲート端子にＬレベル、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１のゲート端子にＨレベルの制御信号を出力するとともに、スイッチ２３をオンさせる制御信号を出力する。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオンされてダイオード１８による整流動作が行われ、正の電圧がスイッチ２３を介して出力端子２４に出力される。出力端子２４に駆動用トランジスタＴ１のベース端子が、出力端子２５に駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子がそれぞれ接続されていると、駆動用トランジスタＴ１のベース端子からエミッタ端子に駆動電流が流れ、駆動用トランジスタＴ１が駆動される。
【００２０】
上述した一次巻き線７１を流れる図３の電流波形Ｉｐは、駆動用トランジスタＴ１が駆動されるタイミングで大きくなって、図３の電流波形ＩｐＬ＋で示されるようになる。すなわち、出力端子２４および２５間に負荷電流を流すときだけ、トランス１７の一次巻き線７１側から二次巻き線７２側にエネルギーが伝達される。
【００２１】
一次巻き線７１の電流が増加する期間は、トランス１７の作用により二次巻き線７２のドット側の出力端子２４から流れ出る向きの負荷電流が流れる。一次巻き線７１の電流が減少する期間は、出力端子２５の電位に対して二次巻き線７２のドット側の電位が下がるが、ダイオード１８の整流作用により負荷電流が出力端子２４から流れ込むことがない。
【００２２】
一方、制御回路２２は、出力端子２４から出力端子２５の電位に対して負の電圧を出力させるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０のゲート端子にＨレベル、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１のゲート端子にＬレベルの制御信号を出力するとともに、スイッチ２３をオンさせる制御信号を出力する。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオフされて、ダイオード１９による整流動作が行われ、負の電圧がスイッチ２３を介して出力端子２４に出力される。出力端子２４に駆動用トランジスタＴ１のベース端子が、出力端子２５に駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子がそれぞれ接続されていると、一次巻き線７１の電流が減少する期間に、トランス１７の作用により二次巻き線７２のドット側の出力端子２４に流れ込む向きの電流が流れる。一次巻き線７１の電流が増加する期間は、ダイオード１９の整流作用により負荷電流が出力端子２４から流れ出ることはない。
【００２３】
本実施の形態では、二次巻き線７２のドット側の出力端子２４に流れ込む向きの電流を用いて、上述した駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷を引き抜く。すなわち、駆動用トランジスタＴ１内に滞留している逆回復時の逆回復電荷があるとき、ベース端子から電荷を引く抜くことにより、駆動用トランジスタＴ１がオフ状態でありながらコレクタ→エミッタ方向、すなわち順方向に電流が流れる状態にされる時間を短縮する。
【００２４】
以上の説明では、図１の上側アームの駆動用トランジスタＴ１を駆動する駆動回路１０について説明したが、下側アームの駆動用トランジスタＴ２を駆動する駆動回路１０Ａも同様の動作を行う。なお、駆動回路１０の制御回路２２と、駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａとは、不図示のタイミング信号により同期制御されている。
【００２５】
図４は、図１の電流制御型素子用駆動装置の動作タイミングを表すタイミングチャートである。図４において、電流波形Ｉｐは、駆動回路１０および１０Ａの各一次巻き線７１および７１Ａを流れる電流の波形である。一次巻線７１，７１Ａには、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２の駆動タイミングに関係なく、周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流が流されている。
【００２６】
下側アームの制御回路２２Ａは、駆動用トランジスタＴ２をオンさせるタイミングｔ２１の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａをオフ、スイッチ２３Ａをオンにする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が連続的に流される。駆動用トランジスタＴ２は容量性負荷であり、駆動用トランジスタＴ２内の電荷のライフタイムがパルス状電流の周期に比べて十分長いことにより、連続的に印加されるパルス状電流によって駆動用トランジスタＴ２がオンされる。この場合には、トランス１７Ａの二次巻き線７２側に平滑用コンデンサを設けなくてもよい。
【００２７】
下側アームの駆動用トランジスタＴ２がオンされることにより、電流が図１のＡ方向に流れる。駆動用トランジスタＴ２をオフさせるタイミングｔ２２の時点において、制御回路２２Ａは、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａおよびスイッチ２３Ａを全てオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子にパルス状の電流が供給されなくなるので、駆動用トランジスタＴ２はオフする。駆動用トランジスタＴ２がターンオフされると、誘導性負荷Ｌ１から逆起電力が発生され、この逆起電力により図１のＰ点の電位が上昇し、Ｐ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなる。このとき、上側アームのスイッチ２３は、二次巻線７２側と駆動用トランジスタＴ１のベース端子(出力端子２４)とを非接続にしているが、スイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)に電流を流す。この結果、駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンし、環流電流が図１のＢ方向に流れる。
【００２８】
上側アームの制御回路２２は、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が再びオンされるタイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１をオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０をオン、スイッチ２３をオンにする。スイッチ２３は、二次巻線７２側と駆動用トランジスタＴ１のベース端子(出力端子２４)とを接続し、スイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)へ向かう電流は流さない。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子からパルス状の電流が流れ出て、駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷が引き抜かれる。電荷引き抜きのためのパルス電流は、少なくとも１パルスとする。制御回路２２は、タイミングｔ２３から３．３μ秒(１パルス相当)経過後のタイミングｔ２４の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０、およびスイッチ２３を全てオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負の電流が印加されなくなる。
【００２９】
一方、下側アームの制御回路２２Ａは、タイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａをオフ、スイッチ２３Ａをオンにする。駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が流されることにより、駆動用トランジスタＴ２が再びオンされる。Ｐ点には再びＡ方向に電流が流れ、上側アームの駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に入る。このとき、上述したように上側アームの駆動用トランジスタＴ１内の電荷が少なくされるので、貫通電流Ｚが流れることがない。
【００３０】
以上の説明では、下側アームの駆動用トランジスタＴ２を駆動回路１０Ａでオン、オフさせる場合に、上側アームの駆動用トランジスタＴ１に滞留する電荷を駆動回路１０で引き抜く場合を例にあげて説明したが、上側アームの駆動用トランジスタＴ１を駆動回路１０でオン、オフさせる場合に、下側アームの駆動用トランジスタＴ２に滞留する電荷を駆動回路１０Ａで引き抜く場合についても同様である。
【００３１】
駆動回路１０(１０Ａ)のダイオード１８および１９(１８Ａおよび１９Ａ)は、損失が小さいショットキーダイオードを用いる。電圧ドロップが小さいダイオードを用いることにより、トランス１７(１７Ａ)の二次巻線７２(７２Ａ)側の出力電圧を低くすることができる。この結果、トランス１７(１７Ａ)の設計時にトランスの消費電力を小さくすることができるので、トランスに用いるコアサイズを小さくしてより小型の駆動回路１０(１０Ａ)を得ることが可能になる。
【００３２】
以上説明した第一の実施の形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）駆動回路１０(１０Ａ)にパルス型トランス１７(１７Ａ)を用い、タイミングｔ１〜タイミングｔ６の動作を周波数３００ＫＨｚで繰り返し行い、タイミングｔ５の時点で一次巻き線７１(７１Ａ)の励磁電流を一旦０にするようにした。したがって、トランス１７(１７Ａ)のコアが飽和することがなく、パルス型の電源回路を安定に動作させることができる。
（２）タイミングｔ１〜ｔ６の１周期は、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２中の電荷のライフタイムより十分小さくしたので、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２をパルス状の駆動電流によってターンオンさせることができる。この結果、トランス１７(１７Ａ)の二次側に平滑コンデンサを設けなくてよくなり、回路の小型化およびコスト削減の効果がある。
（３）二次巻き線７２(７２Ａ)側に負荷電流を流すときだけトランス１７(１７Ａ)の二次側にエネルギーが伝達されるので、トランスの二次側に電流を流し続ける必要がなく、二次側の回路部品を少なくして回路を簡略化できる。
（４）トランス１７(１７Ａ)の二次側にダイオード１８および１９(１８Ａおよび１９Ａ)を互いに極性が逆向きとなるように直列に接続し、それぞれのダイオードに並列にＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１(２０Ａおよび２１Ａ)を接続する。駆動回路１０(１０Ａ)から正のパルス電流を出力するときはＮ型ＭＯＳスイッチ２１(２１Ａ)をオンして他方をオフ、負のパルス電流を出力するときはＮ型ＭＯＳスイッチ２０(２０Ａ)をオンして他方をオフするようにした。したがって、正のパルス電流を出力するときはダイオード１８(１８Ａ)により整流され、負のパルス電流を出力するときはダイオード１９(１９Ａ)により整流される。この結果、１つの従出力回路から時分割で正負両方向の電流を出力させることができるので、回路の小型化およびコスト削減の効果がある。
（５）上型アームの駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に移行するときに駆動回路１０から負のパルス電流を出力し、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が逆回復動作に移行するときに駆動回路１０Ａから負のパルス電流を出力するようにした。したがって、駆動用トランジスタＴ１およびＴ２のコレクタ領域に蓄積されている電荷が、負の電流により素早くそれぞれのベース端子から引き抜かれるので、コレクタ領域に滞留する電荷がなくなり、駆動用トランジスタＴ１およびＴ２がオフ状態にされる。この結果、駆動用トランジスタＴ１およびＴ２のコレクタ端子からエミッタ端子に向けて大きな貫通電流が流れることが防止されて無駄な損失がなくなる上に、逆回復動作をしていない方の駆動用トランジスタまで貫通電流で破壊してしまうことが防止される。
【００３３】
上述した図４のＮ型ＭＯＳスイッチ２１Ａの開閉タイミングについて、スイッチ２３Ａの開閉タイミングと同じにしたが、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオンしたままでスイッチ２３Ａのみを図４のように開閉制御するようにしてもよい。
【００３４】
また、図４のＮ型ＭＯＳスイッチ２０の開閉タイミングについて、スイッチ２３の開閉タイミングと同じにしたが、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０をオンしたままでスイッチ２３のみを図４のように開閉制御するようにしてもよい。
【００３５】
以上の説明では、ダイオード１８および１９(１８Ａおよび１９Ａ)を互いに逆向きとなるように直列に接続し、それぞれのダイオードに並列にＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１(２０Ａおよび２１Ａ)を接続した。この代わりに、ダイオード１８および１９(１８Ａおよび１９Ａ)を互いに逆向きとなるように並列に接続し、それぞれのダイオードに直列にＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１(２０Ａおよび２１Ａ)を接続するようにしてもよい。
【００３６】
また、上述した説明では、図４のタイミングｔ２２の時点で下側アームの駆動用トランジスタＴ２がターンオフされ、図１のＰ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなると、上側アームのスイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)に電流を流し、駆動用トランジスタＴ１を逆方向にオンするようにした。この結果、環流電流が図１のＢ方向に流れる。この代わりに、タイミングｔ２２〜ｔ２３の期間にＮ型ＭＯＳスイッチ２１をオンさせて、駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)→二次巻線７２→ダイオード１８→Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１→ベース端子(出力端子２４)に電流を流し、駆動用トランジスタＴ１を逆方向にオンするようにしてもよい。
【００３７】
−第二の実施の形態−
図５を参照して第二の実施の形態を説明する。図５は、本発明による第二の実施の形態による駆動回路を説明する図である。図５において、トランス１７の一次側の回路は、第一の実施の形態と共通なので説明を省略する。
【００３８】
トランス１７の二次巻き線７２のドットと反対側には、そのドレイン端子、ソース端子の接続が互いに逆となるように、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６および２７が直列に接続されている。Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６および２７のゲート端子には、制御回路２８からの制御信号がそれぞれ入力される。制御回路２８には、二次巻き線７２のドット側が接続されている。
【００３９】
図５において、二次巻き線７２から正の向き(図５のドット側に向かう上向き)の電流を出力させるとき、制御回路２８によりＮ型ＭＯＳスイッチ２６がオンされる。制御回路２８はさらに、二次巻き線７２のドット側に正の電位が誘起されるときにＮ型ＭＯＳスイッチ２７をオンし、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるときにＮ型ＭＯＳスイッチ２７をオフする。この結果、出力端子２４から正のパルス電流が出力される。
【００４０】
一方、二次巻き線７２から負の向き(図５のドット側から下向き)の電流を出力させるとき、制御回路２８によりＮ型ＭＯＳスイッチ２７がオンされる。制御回路２８はさらに、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるときにＮ型ＭＯＳスイッチ２６をオンし、二次巻き線７２のドット側に正の電位が誘起されるときにＮ型ＭＯＳスイッチ２６をオフする。この結果、出力端子２４から負のパルス電流が出力される。
【００４１】
図６は、第二の実施の形態による電流制御型素子用駆動装置の動作タイミングを表すタイミングチャートである。なお、下側アームの駆動回路を構成するトランスおよびスイッチなどの符号は、上側アームの駆動回路で用いられる符号と同一の番号にＡをつけて表す。図６において、電流波形Ｉｐは、駆動回路の各一次巻き線７１、７１Ａを流れる電流の波形である。第一の実施の形態と同様に、一次巻線７１，７１Ａには駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２の駆動タイミングに関係なく、周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流が流されている。
【００４２】
下側アームの制御回路２８Ａは、駆動用トランジスタＴ２をオンさせるタイミングｔ２１の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオンにする。制御回路２８Ａはさらに、二次巻き線７２のドット側に正の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａをオンし、正の電位が誘起されないとＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａをオフする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が流され、連続的に印加されるパルス状電流によって駆動用トランジスタＴ２がオンされる。正の向きにパルス状の電流を出力するタイミングでＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａがオンされるので、内蔵ダイオード２７０Ａによる順方向ドロップ損失が起こらない。二次巻き線７２Ａのドット側に負の電位が誘起されるときはＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａがオフされるので、内蔵ダイオード２７０Ａの整流作用によりパルス状の電流は流れない。
【００４３】
駆動用トランジスタＴ２をオフさせるタイミングｔ２２の時点において、制御回路２８Ａは、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオフにする。駆動用トランジスタＴ２のベース端子にパルス状の電流が供給されなくなるので、駆動用トランジスタＴ２はオフする。駆動用トランジスタＴ２がターンオフされ、図１のＰ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなると、上側アームのＮ型ＭＯＳスイッチ２６が周期的にオンしているので、上側アームの駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)→内蔵ダイオード２７０→Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６→二次巻線７２→ベース端子(出力端子２４)に電流が流れ、駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンする。
【００４４】
上側アームの制御回路２８は、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が再びオンされるタイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２７をオンにする。制御回路２８はさらに、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオンし、誘起されないとＮ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオフする。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子からパルス状の電流が流れ出て、駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷が引き抜かれる。負の向きにパルス状の電流を出力するタイミングでＮ型ＭＯＳスイッチ２６がオンされるので、内蔵ダイオード２６０による順方向ドロップ損失が起こらない。二次巻線７２のドット側に正の電位が誘起されるときはＮ型ＭＯＳスイッチ２６がオフされるので、内蔵ダイオード２６０の整流作用によりパルス状の電流は流れない。
【００４５】
電荷引き抜きのためのパルス電流は、少なくとも１パルスとする。制御回路２８は、タイミングｔ２３から３．３μ秒(１パルス相当)経過後のタイミングｔ２４の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２７をオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負の電流が印加されなくなる。
【００４６】
一方、下側アームの制御回路２８Ａは、タイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオンにする。駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が流されることにより、駆動用トランジスタＴ２が再びオンされる。Ｐ点には再びＡ方向に電流が流れ、駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に入る。このとき、上述したように上側アームの駆動用トランジスタＴ１内の電荷は少なくされるので、貫通電流Ｚが流れることがない。
【００４７】
以上の説明では、下側アームの駆動用トランジスタＴ２をオン、オフさせる場合に、上側アームの駆動用トランジスタＴ１に滞留する電荷を引き抜く場合を例にあげて説明したが、上側アームの駆動用トランジスタＴ１をオン、オフさせる場合に、下側アームの駆動用トランジスタＴ２に滞留する電荷を引き抜く場合についても同様である。
【００４８】
以上説明した第二の実施の形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）駆動回路のトランス１７Ａの二次巻き線７２Ａのドットと反対側に、そのドレイン端子、ソース端子の接続が互いに逆となるように、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａおよび２７Ａを直列に接続する。トランス１７Ａの二次巻き線７２Ａから正の向きの電流を出力させるとき、制御回路２８ＡがＮ型ＭＯＳスイッチ２６Ａをオンするとともに、二次巻き線７２Ａのドット側に正の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａをオンし、二次巻き線７２Ａのドット側に負の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａをオフするようにした。この結果、正の向きにパルス状の電流を出力するタイミングでＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａがオンされるので、内蔵ダイオード２７０による順方向ドロップ損失が起こらない。また、トランス１７の二次巻き線７２から負の向きの電流を出力させるとき、制御回路２８がＮ型ＭＯＳスイッチ２７をオンするとともに、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２６をオンし、二次巻き線７２のドット側に正の電位が誘起されるとＮ型ＭＯＳスイッチ２６をオフするようにした。この結果、負の向きにパルス状の電流を出力するタイミングでＮ型ＭＯＳスイッチ２６がオンされるので、内蔵ダイオード２６０による順方向ドロップ損失が起こらない。
（２）第一の実施の形態と同様にトランス１７Ａの二次側の従出力回路を１つにした上で、二次巻き線７２Ａに接続される素子数を２個(Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６Ａ，２７Ａ)に抑えるようにしたので、小型で低コストの電流制御型素子の駆動装置を得ることができる。
【００４９】
上述した図６のＮ型ＭＯＳスイッチ２７Ａの開閉タイミングについて、二次巻き線７２Ａのドット側に正の電位が誘起されるとオンするようにしたが、スイッチ２６Ａがオンされているタイミングｔ２１〜ｔ２２、ｔ２３〜ｔ２５の期間のみ、二次巻き線７２Ａのドット側に誘起される正の電位に応じてオンするようにしてもよい。
【００５０】
また、図６のＮ型ＭＯＳスイッチ２６の開閉タイミングについて、二次巻き線７２のドット側に負の電位が誘起されるとオンするようにしたが、スイッチ２７がオンされているタイミングｔ２３〜タイミングｔ２４の期間のみ、二次巻き線７２のドット側に誘起される負の電位に応じてオンするようにしてもよい。
【００５１】
以上の説明では、トランス１７，１７Ａの一次巻線７１，７１Ａに対して駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２の駆動タイミングに関係なく、周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流を流すようにしたが、周波数は２００ＫＨｚでも５００ＫＨｚでもよい。この周波数は、駆動するトランジスタＴ１およびＴ２内のキャリアのライフタイムに応じて設定される。
【００５２】
−第三の実施の形態−
図７は、本発明の第三の実施の形態による駆動回路を説明する図である。図７において、第一の実施の形態による図２と同一の構成には、図２と同一の符号を記して説明を省略する。第三の実施の形態による駆動回路は、第一の実施の形態による駆動回路に比べて、上側アームの駆動回路１０Ｂを構成するトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂの極性が逆にされている点が異なる。
【００５３】
トランス１７Ｂの二次巻き線７２Ｂ側には、その極性が互いに逆となるように、ダイオード１８および１９が直列に接続されている。ダイオード１８および１９には、それぞれＮ型ＭＯＳスイッチ２０および２１が並列に接続されている。制御回路２２は、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０および２１のいずれかをオンし、他方をオフするように制御信号を出力する。図７において、二次巻き線７２Ｂの正の向き(図中ドットに逆らう上向き)に電圧が誘起されるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオンされるとともにＮ型ＭＯＳスイッチ２０がオフされる。また、二次巻き線７２Ｂの負の向きに電圧が誘起されるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオンされるとともにＮ型ＭＯＳスイッチ２１がオフされる。
【００５４】
上側アームの駆動回路１０Ｂの動作タイミングを説明する。一次巻線７１側の回路の動作タイミングは、上述した第一の実施の形態による駆動回路１０の動作タイミング(図３)と同じである。ただし、二次巻き線７２Ｂの極性が逆にされているので、駆動回路１０Ｂのトランス１７Ｂの一次巻き線７１を流れる励磁電流波形が大きくなるタイミングで、駆動用トランジスタＴ１に負のパルス状電流が印加される。また、駆動回路１０Ｂのトランス１７Ｂの一次巻き線７１を流れる励磁電流波形が小さくなるタイミングで、駆動用トランジスタＴ１に正のパルス状電流が印加される。
【００５５】
逆極性で配置された二次巻き線７２Ｂ側の制御回路２２は、出力端子２４から出力端子２５の電位に対して正の電圧を出力させるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０のゲート端子にＬレベル、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１のゲート端子にＨレベルの制御信号を出力するとともに、スイッチ２３をオンさせる制御信号を出力する。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオンされてダイオード１８による整流動作が行われ、正の電圧がスイッチ２３を介して出力端子２４に出力される。出力端子２４に駆動用トランジスタＴ１のベース端子が、出力端子２５に駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子がそれぞれ接続されていると、一次巻き線７１の電流が減少する期間に、駆動用トランジスタＴ１のベース端子からエミッタ端子に駆動電流が流れ、駆動用トランジスタＴ１が駆動される。一次巻き線７１の電流が増大する期間は、ダイオード１９の整流作用により正の電流が出力端子２４に印加されることはない。
【００５６】
一方、制御回路２２は、出力端子２４から出力端子２５の電位に対して負の電圧を出力させるとき、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０のゲート端子にＨレベル、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１のゲート端子にＬレベルの制御信号を出力するとともに、スイッチ２３をオンさせる制御信号を出力する。これにより、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０がオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１がオフされて、ダイオード１９による整流動作が行われ、負の電圧がスイッチ２３を介して出力端子２４に出力される。出力端子２４に駆動用トランジスタＴ１のベース端子が、出力端子２５に駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子がそれぞれ接続されていると、一次巻き線７１の電流が増大する期間に、トランス１７Ｂの作用により二次巻き線７２Ｂのドットと逆側の出力端子２４に流れ込む向きの電流が流れる。一次巻き線７１の電流が減少する期間は、ダイオード１９の整流作用により正の電流が出力端子２４に印加されることはない。
【００５７】
下側アームの駆動用トランジスタＴ２を駆動する駆動回路１０Ａについては、第一の実施の形態と同様の動作を行うので説明を省略する。上側アームのトランス１７Ｂの二次巻き線７２Ｂが、下側アームのトランス１７Ａの二次巻線７２Ａと逆極性にされたことにより、駆動用トランジスタＴ１が駆動されるときに出力端子２４から出力される正のパルス電流の位相と、駆動用トランジスタＴ２が駆動されるときに出力端子２４Ａから出力される正のパルス電流の位相とが反転したものとなる。一方、駆動用トランジスタＴ１が駆動されるときに出力端子２４から出力される正のパルス電流の位相と、駆動用トランジスタＴ２のベースから電荷を引き抜くときに駆動用トランジスタＴ２のベースから出力端子２４Ａに流れ込む負のパルス電流の位相とは一致したものとなる。同様に、駆動用トランジスタＴ２が駆動されるときに出力端子２４Ａから出力される正のパルス電流の位相と、駆動用トランジスタＴ１のベースから電荷を引き抜くときに駆動用トランジスタＴ２のベースから出力端子２４に流れ込む負のパルス電流の位相とは一致したものとなる。なお、駆動回路１０Ｂの制御回路２２と、駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａとは、不図示のタイミング信号により同期制御されている。
【００５８】
第三の実施の形態は、駆動用トランジスタＴ１内に残留している逆回復時の逆回復電荷があるとき、駆動用トランジスタＴ２が駆動されるタイミングと一致するタイミングで駆動用トランジスタＴ１のベース端子から電荷を引き抜くことにより、駆動用トランジスタＴ１がオフ状態でありながらコレクタ→エミッタ方向、すなわち、順方向に電流が流れる状態にされる時間を短縮することに特徴がある。
【００５９】
図８は、図７による駆動回路を用いて図１の電流制御型素子用駆動装置を駆動制御する場合の動作タイミングを表すタイミングチャートである。図８において、電流波形ＩｐＢは、駆動回路１０Ｂの一次巻き線７１を流れる電流の波形である。電流波形ＩｐＡは、駆動回路１０Ａの一次巻き線７１Ａを流れる電流の波形である。一次巻線７１，７１Ａには、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２の駆動タイミングに関係なく、周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流が流されている。
【００６０】
下側アームの制御回路２２Ａは、駆動用トランジスタＴ２をオンさせるタイミングｔ２１の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａをオフ、スイッチ２３Ａをオンにする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にパルス状の電流が連続的に流される。駆動用トランジスタＴ２は容量性負荷であり、駆動用トランジスタＴ２内の電荷のライフタイムがパルス状電流の周期に比べて十分長いことにより、連続的に印加されるパルス状電流によって駆動用トランジスタＴ２がオンされる。この場合には、トランス１７Ａの二次巻き線７２Ａ側に平滑用コンデンサを設けなくてもよい。
【００６１】
下側アームの駆動用トランジスタＴ２がオンされることにより、電流が図１のＡ方向に流れる。駆動用トランジスタＴ２をオフさせるタイミングｔ２２の時点において、制御回路２２Ａは、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａおよびスイッチ２３Ａを全てオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ２のベース端子に正のパルス状の電流が供給されなくなり、ターンオフのための負のパルス状電流が印加されるので、駆動用トランジスタＴ２はオフする。駆動用トランジスタＴ２がターンオフされると、誘導性負荷Ｌ１から逆起電力が発生され、この逆起電力により図１のＰ点の電位が上昇し、Ｐ点の電位が上側アームの駆動用トランジスタＴ１のベース端子の電位より高くなる。このとき、上側アームのスイッチ２３は、二次巻線７２Ｂ側と駆動用トランジスタＴ１のベース端子(出力端子２４)とを非接続にしているが、スイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)に電流を流す。この結果、駆動用トランジスタＴ１が逆方向にオンし、環流電流が図１のＢ方向に流れる。
【００６２】
上側アームの制御回路２２Ｂは、下側アームの駆動用トランジスタＴ２が再びオンされるタイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１をオフ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０をオン、スイッチ２３をオンにする。スイッチ２３は、二次巻線７２Ｂ側と駆動用トランジスタＴ１のベース端子(出力端子２４)とを接続し、スイッチ２３を介して駆動用トランジスタＴ１のエミッタ端子(出力端子２５)からベース端子(出力端子２４)へ向かう電流は流さない。これにより、タイミングｔ２５の時点で駆動用トランジスタＴ１のベース端子からパルス状の電流が流れ出て、駆動用トランジスタＴ１内に蓄積されている電荷が引き抜かれる。電荷引き抜きのためのパルス電流は、少なくとも１パルスとする。制御回路２２は、タイミングｔ２３から３．３μ秒(１パルス相当)経過後のタイミングｔ２４の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０、およびスイッチ２３を全てオフにする。これにより、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負の電流が印加されなくなる。
【００６３】
一方、下側アームの制御回路２２Ａは、タイミングｔ２３の時点において、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１Ａをオン、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａをオフ、スイッチ２３Ａをオンにする。駆動用トランジスタＴ２のベース端子からエミッタ端子にタイミングｔ２５の時点で１発目のパルス状の電流が流されることにより、駆動用トランジスタＴ２が再びオンされる。Ｐ点には再びＡ方向に電流が流れ、上側アームの駆動用トランジスタＴ１が逆回復動作に入る。このとき、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負のパルス状電流が印加されるタイミングｔ２５と同じタイミングで駆動用トランジスタＴ２のターンオンが始まるため、上述したように駆動用トランジスタＴ１内の電荷が少なくされており、貫通電流Ｚが流れることがない。
【００６４】
以上の説明では、下側アームの駆動用トランジスタＴ２を駆動回路１０Ａでオン、オフさせる場合に、上側アームの駆動用トランジスタＴ１に滞留する電荷を駆動回路１０Ｂで引き抜く場合を例にあげて説明したが、上側アームの駆動用トランジスタＴ１を駆動回路１０Ｂでオン、オフさせる場合に、下側アームの駆動用トランジスタＴ２に滞留する電荷を駆動回路１０Ａで引き抜く場合についても同様である。
【００６５】
以上説明した第三の実施の形態によれば、第一および第二の実施の形態による作用効果に加えて次の作用効果が得られる。すなわち、同期制御される駆動回路１０Ｂの制御回路２２と駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａとにおいて、上側アームの駆動回路１０Ｂを構成するトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂの極性と、下側アームの駆動回路１０Ａを構成するトランス１７Ａの二次巻線７２Ａの極性とを逆にしたので、駆動用トランジスタＴ１のベース端子に印加される負のパルス電流波形の発生タイミングと、駆動用トランジスタＴ２のベース端子に印加される正のパルス電流波形の発生タイミングとを一致させることができる。この結果、駆動用トランジスタＴ２をターンオンさせる１発目の正パルスのタイミングｔ２５で駆動用トランジスタＴ１のベース端子に負パルスを印加できるから、十分に駆動用トランジスタＴ１内から蓄積電荷を引き抜いた状態で駆動用トランジスタＴ２がターンオンされ、貫通電流が流れないようにすることができる。貫通電流が効果的に抑制されることでスイッチング損失が低減される結果、装置を小型化することができる。
【００６６】
以上説明した図２および図７の駆動回路において、トランス１７(１７Ａ)(１７Ｂ)の二次巻線７２(７２Ａ)(７２Ｂ)側のダイオード１８(１８Ａ)および１９(１９Ａ)は、それぞれＮ型ＭＯＳスイッチ２０(２０Ａ)および２１(２１Ａ)に内蔵されるボディダイオードでもよい。
【００６７】
上述した説明では、第一の実施の形態による図２の駆動回路に対して上側アームの駆動回路１０のトランス１７の二次巻線７２の極性を変えることによって、上側アームの駆動回路１０Ｂのトランス１７Ｂの二次巻線７２Ｂと、下側アームの駆動回路１０Ａのトランス１７Ａの二次巻線７２Ａとの極性を逆にした。片側アームの駆動回路のトランスの二次巻線の極性を変える代わりに、両駆動回路のトランスの一次巻線にそれぞれ印加する周波数約３００ｋＨｚのパルス状の電流の位相を逆にしてもよい。たとえば、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６の駆動タイミングを変える他、直流電圧源１２の極性を変えたり、一次巻線７１の極性を変えるなど、いずれの方法を用いてもよい。
【００６８】
また、片側アームの駆動回路のトランスの二次巻線の極性を変えるために、第一の実施の形態による図２の駆動回路に対して下側アームの駆動回路１０Ａのトランスの二次巻線７２Ａの極性を変えてもよい。
【００６９】
さらにまた、図９に示すように、上側アーム駆動用の二次巻線７２Ｂと、下側アーム駆動用の二次巻線７２Ａとの極性を逆にした状態で、一次巻線７１を共通にするトランス１７Ｃを用いる構成にしてもよい。この場合には、上側アーム駆動回路と下側アーム駆動回路との間で常に同期がとれるので、正負逆極性のパルスを正確に同タイミングで得ることができる。さらに、トランスを２つ用いる場合に比べて回路を小型化することができる。
【００７０】
−第四の実施の形態−
図１０は、図１の電流制御型素子用駆動装置を３組用いて３相モータを駆動する例を示す図である。図１０において、モータ３０は、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の３相電流によって駆動される。電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ３３、３４が直列に接続され、Ｕ相に電流を供給する。また、電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ３５、３６が直列に接続され、Ｖ相に電流を供給する。さらに、電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ３７、３８が直列に接続され、Ｗ相に電流を供給する。
【００７１】
Ｕ相に電流を供給する上側アームを構成する電流制御型トランジスタ３３の制御端子(ベース)に、駆動回路３１が接続されている。駆動回路３１は、たとえば、上述した駆動回路１０Ｂが用いられる。Ｕ相に電流を供給する下側アームを構成する電流制御型トランジスタ３４の制御端子(ベース)に、駆動回路３２が接続されている。駆動回路３２は、たとえば、上述した駆動回路１０Ａが用いられる。
【００７２】
Ｖ相およびＷ相についても同様に、電流制御型トランジスタ３５および３７の制御端子に、駆動回路１０Ｂと同様の不図示の駆動回路がそれぞれ接続されている。また、電流制御型トランジスタ３６および３８の制御端子に、駆動回路１０Ａと同様の不図示の駆動回路がそれぞれ接続されている。
【００７３】
以上説明したように第四の実施の形態によれば、上述した第一の実施の形態〜第三の実施の形態による駆動回路を３組用いて、３相モータに対する駆動制御を行うことができる。
【００７４】
−第五の実施の形態−
図１１は、図７の駆動回路を２組用いてＨブリッジによるモータ駆動装置を構成する例を示す図である。図１１において、電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ４１、４２が直列に接続され、モータ４０の端子Ｌに電流を供給する。また、電源端子Ｐおよび電源端子Ｎ間に、電流制御型トランジスタ４３、４４が直列に接続され、モータ４０の端子Ｒに電流を供給する。ここで端子Ｌに電流を供給する回路を左側レグ、端子Ｒに電流を供給する回路を右側レグと呼ぶことにする。
【００７５】
左側レグの上側アームを構成する電流制御型トランジスタ４１の制御端子(ベース)に、スイッチ回路４５が接続されている。スイッチ回路４５は、上述した駆動回路１０Ｂの制御回路２２、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０および２１、ダイオード１８および１９を含む回路である。スイッチ回路４５は、トランス５３の二次巻線４９と接続されている。
【００７６】
左側レグの下側アームを構成する電流制御型トランジスタ４２の制御端子(ベース)に、スイッチ回路４６が接続されている。スイッチ回路４６は、上述した駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａおよび２１Ａ、ダイオード１８Ａおよび１９Ａを含む回路である。スイッチ回路４６は、トランス５３の二次巻線５０と接続されている。
【００７７】
トランス５３は、上側アーム駆動用の二次巻線４９と、下側アーム駆動用の二次巻線５０との極性を逆にした状態で、一次巻線５５を共通にするトランスである。トランス５３の一次巻線５５には、一次側回路５７が接続される。一次側回路５７は、上述した駆動回路１０Ｂの発振回路１１、直流電圧源１２、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６を含む回路である。
【００７８】
右側レグの上側アームを構成する電流制御型トランジスタ４３の制御端子(ベース)に、スイッチ回路４７が接続されている。スイッチ回路４７は、上述した駆動回路１０Ｂの制御回路２２、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０および２１、ダイオード１８および１９を含む回路である。スイッチ回路４７は、トランス５４の二次巻線５９と接続されている。
【００７９】
右側レグの下側アームを構成する電流制御型トランジスタ４４の制御端子(ベース)に、スイッチ回路４８が接続されている。スイッチ回路４８は、上述した駆動回路１０Ａの制御回路２２Ａ、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０Ａおよび２１Ａ、ダイオード１８Ａおよび１９Ａを含む回路である。スイッチ回路４８は、トランス５４の二次巻線６０と接続されている。
【００８０】
トランス５４は、上側アーム駆動用の二次巻線５９と、下側アーム駆動用の二次巻線６０との極性を逆にした状態で、一次巻線５６を共通にするトランスである。ただし、トランス５４の二次巻線５９の極性は、上述したトランス５３の二次巻線４９の極性と逆に構成される。また、トランス５４の二次巻線６０の極性は、上述したトランス５３の二次巻線５０の極性と逆に構成される。トランス５４の一次巻線５６の極性は、上述したトランス５３の一次巻線５５の極性と同じに構成される。トランス５４の一次巻線５６には、一次側回路５８が接続される。一次側回路５８は、上述した駆動回路１０Ｂの発振回路１１、直流電圧源１２、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６を含む回路である。
【００８１】
図１１のＨブリッジによるモータ駆動装置の動作を説明する。電流制御型トランジスタ４１および４４が順方向にオンし、電流制御型トランジスタ４２および４３がオフしているとき、負荷であるモータ４０に図中Ａで示す向きの駆動電流が流れる。次に、電流制御型トランジスタ４１および４４がオフし、電流制御型トランジスタ４１〜４４の全てがオフすると、モータ４０に流れる駆動電流は急に止まることができず、電流制御型トランジスタ４２および４３が逆方向にオンして図中Ｂで示す向きの環流電流が流れる。
【００８２】
このような状態で電流制御型トランジスタ４１および４４をオンさせるとき、左側レグの二次巻線４９と右側レグの二次巻線６０との極性が同じに構成されていることから、電流制御型トランジスタ４１および４４に印加される正パルスのタイミングが同位相で正確に一致する。これにより、電流制御型トランジスタ４１および４４は同じタイミングでオンされる。
【００８３】
もし、電流制御型トランジスタ４１および４４がオンされるタイミングがずれていると、過渡的に、左右両レグの上側アームの電流制御型トランジスタ４１および４３がオン、左右両レグの下側アームの電流制御型トランジスタ４２および４４がオフする状態が生じるおそれがある。このような場合には、モータ４０の端子Ｌと端子Ｒとが短絡された状態となって両端子間の電圧が０になり、駆動電流に歪みが生じてモータ４０を正確に駆動制御できなくなる。
【００８４】
また、左側レグを構成する上側アームの二次巻線４９と下側アームの二次巻線５０、および右側レグを構成する上側アームの二次巻線５９と下側アームの二次巻線６０が、それぞれ逆の極性に構成されているので、電流制御型トランジスタ４１および４４がオンされるとき、電流制御型トランジスタ４１を駆動する正パルスの印加タイミングと同じタイミングで、電流制御型トランジスタ４２に電荷を引き抜くための負パルスが印加される。同様に、電流制御型トランジスタ４４を駆動する正パルスの印加タイミングと同じタイミングで、電流制御型トランジスタ４３に電荷を引き抜くための負パルスが印加される。
【００８５】
なお、上側アームの二次巻き線４９(５９)と下側アームの二次巻線５０(６０)とが逆極性にされたことにより、上側アームの電流制御型トランジスタ４１(４３)が駆動されるときにスイッチ回路４５(４７)から出力される正のパルス電流の位相と、下側アームの電流制御型トランジスタ４２(４４)が駆動されるときにスイッチ回路４６(４８)から出力される正のパルス電流の位相とは反転したものとなる。
【００８６】
以上説明したように第五の実施の形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）Ｈブリッジによるモータ駆動装置において、左側レグの上側アームを構成する電流制御型トランジスタ４１と、右側レグの下側アームを構成する電流制御型トランジスタ４４とを正確に同じ駆動タイミングで駆動する。また、右側レグの上側アームを構成する電流制御型トランジスタ４３と、左側レグの下側アームを構成する電流制御型トランジスタ４２とを正確に同じ駆動タイミングで駆動する。これにより、左右両レグの電流制御型トランジスタが過渡的に同時にオンされることが防止される結果、歪みのない駆動電流で正確にモータ４０を駆動制御できる。
（２）左右両レグにおいて、上側アームの二次巻線と下側アームの二次巻線とを、それぞれ逆の極性に構成するようにしたので、上下アームのうち一方の電流制御型トランジスタを駆動する正パルス電流の印加タイミングと同じタイミングで、上下アームのうち他方の電流制御型トランジスタに電荷を引き抜くための負パルス電流が印加される。この結果、第三の実施の形態と同様に、上下アーム間の貫通電流を防止することができる。
【００８７】
特許請求の範囲における各構成要素と、発明の実施の形態における各構成要素との対応について説明すると、エミッタ端子が駆動用端子に、駆動用トランジスタＴ１，Ｔ２が電流制御型トランジスタに、ベース端子が制御端子に、スイッチ２３(内蔵ダイオード２７０，Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６および二次巻き線７２)が保護手段に、駆動回路１０がパルス電流発生手段に、制御回路２２(２８)が制御手段に、発振回路１１およびＮ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６が交流発生手段に、ダイオード１８，１９およびＮ型ＭＯＳスイッチ２０，２１が整流手段に、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１３が第１のスイッチに、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１６が第２のスイッチに、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１４が第３のスイッチに、Ｎ型ＭＯＳスイッチ１５が第４のスイッチに、発振回路１１がスイッチ制御手段に、ダイオード１８(内蔵ダイオード２６０)が第１の整流素子に、ダイオード１９(内蔵ダイオード２７０)が第２の整流素子に、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２０(Ｎ型ＭＯＳスイッチ２６)が第５のスイッチに、Ｎ型ＭＯＳスイッチ２１(Ｎ型ＭＯＳスイッチ２７)が第６のスイッチに、制御回路２２(制御回路２８)が第２のスイッチ制御手段に、駆動用トランジスタＴ１が第１の電流制御型トランジスタに、駆動用トランジスタＴ２が第２の電流制御型トランジスタに、駆動回路１０および１０Ｂが第１のパルス電流発生手段に、駆動回路１０Ａが第２のパルス電流発生手段に、制御回路２２(２８)が第１の制御手段に、制御回路２２Ａ(２８Ａ)が第２の制御手段に、トランス１７Ｂが第１のトランスに、トランス１７Ａが第２のトランスに、発振回路１１およびＮ型ＭＯＳスイッチ１３〜１６が第１の交流発生手段に、発振回路１１ＡおよびＮ型ＭＯＳスイッチ１３Ａ〜１６Ａが第２の交流発生手段に、ダイオード１８，１９およびＮ型ＭＯＳスイッチ２０，２１が第１の整流手段に、ダイオード１８Ａ，１９ＡおよびＮ型ＭＯＳスイッチ２０Ａ，２１Ａが整流手段に、二次巻線７２Ｂが第１の二次巻線に、二次巻線７２Ａが第２の二次巻線に、モータ４０が誘導性負荷に、一次側回路５７，トランス５３，およびスイッチ回路４５が、第１のパルス電流発生手段に、一次側回路５７，トランス５３，およびスイッチ回路４６が、第２のパルス電流発生手段に、一次側回路５８，トランス５４，およびスイッチ回路４７が、第３のパルス電流発生手段に、一次側回路５８，トランス５４，およびスイッチ回路４７が、第４のパルス電流発生手段に、それぞれ対応する。
【図面の簡単な説明】
【図１】第一の実施の形態による電流制御型素子用駆動装置を説明する図である。
【図２】図１の駆動回路を示す図である。
【図３】図２の駆動回路の動作タイミングを示すタイミングチャートである。
【図４】電流制御型素子用駆動装置の動作タイミングを表すタイミングチャートである。
【図５】第二の実施の形態による駆動回路を説明する図である。
【図６】第二の実施の形態による電流制御型素子用駆動装置の動作タイミングを表すタイミングチャートである。
【図７】第三の実施の形態による駆動回路を説明する図である。
【図８】図７による駆動回路を用いて電流制御型素子用駆動装置を駆動制御する場合の動作タイミングを表すタイミングチャートである。
【図９】上側アーム駆動用の二次巻線と下側アーム駆動用の二次巻線との極性を逆にした状態で一次巻線を共通にするトランスを示す図である。
【図１０】電流制御型素子用駆動装置を３組用いて３相モータを駆動する例を示す図である。
【図１１】駆動回路を２組用いてＨブリッジによるモータ駆動装置を構成する例を示す図である。
【符号の説明】
１０,１０Ａ,１０Ｂ…駆動回路、 １１,１１Ａ…発振回路、
１２,１２Ａ…直流電圧源、
１３〜１６,１３Ａ〜１６Ａ,２０,２０Ａ,２１,２１Ａ,２６,２６Ａ,２７,２７Ａ…Ｎ型ＭＯＳスイッチ、
１７,１７Ａ,１７Ｂ,１７Ｃ,５３,５４…パルストランス、
１８,１８Ａ,１９,１９Ａ…ダイオード、
２２,２２Ａ,２８,２８Ａ…制御回路、 ２３,２３Ａ…スイッチ、
２４,２４Ａ,２５,２５Ａ…出力端子、 ３０,４０…モータ、
４５〜４８…スイッチ回路、
５５,５６,７１,７１Ａ…一次巻線、 ５７，５８…一次側回路、
４９,５０,５９,６０,７２,７２Ａ,７２Ｂ…二次巻線、
２６０,２６０Ａ,２７０,２７０Ａ…ボディダイオード、
Ｔ１,Ｔ２,３３〜３８,４１〜４４…駆動用トランジスタ、
Ｌ１…誘導性負荷、[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a drive device for a current control type element.
[0002]
[Prior art]
There is known a switching power supply circuit in which two outputs of a positive voltage and a negative voltage are taken out from one secondary winding provided in a main transformer. For example, in Japanese Patent Laid-Open No. 7-337012, a DC voltage applied to a primary winding wound around a transformer is changed to induce a positive voltage and a negative voltage in a secondary winding of the transformer. A power supply circuit is described in which two slave output circuits that perform rectification and smoothing with respect to a positive voltage and a negative voltage, respectively, are connected in parallel. In such a power supply circuit, a positive voltage is output from one slave output circuit, and a negative voltage is output from the other slave output circuit.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
If two slave output circuits are provided to output a positive voltage and a negative voltage, there is room for improvement in miniaturization of the power supply circuit.
[0004]
An object of the present invention is to provide a drive device for a current control type element using a drive circuit in which the number of slave output circuits is reduced.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
The present invention will be described with reference to FIGS. 2, 5, 7, 9, and 11 showing an embodiment.
(1) A drive device for a current control type element according to the invention described in claim 1 includes a current control type transistor for supplying a drive current to an inductive load connected to a drive terminal, and the current control type transistor is inductive. Protective means 23, 23A (270, 26, 72, 270A, 26A, etc.) for supplying a current by a back electromotive force generated from the inductive load to the control terminal of the current control type transistor so as to be turned on in the direction opposite to the direction of driving the load 72A) and is applied to a current control type element driving device. Then, pulse current generating means 10 and 10A for supplying one of a positive pulse current and a negative pulse current to the control terminal of the current control transistor, and a direction in which the current control transistor drives the inductive load. Positive pulse current during the on-time Control Terminal 2 pulses continuously Supply a negative pulsed current at the time of reverse recovery from the state that the current control type transistor is turned on in the reverse direction. At least one pulse to By providing the control means 22, 22A (28, 28A) for controlling the pulse current generating means 10, 10A so as to be supplied, the above-mentioned object is achieved.
(2) According to the second aspect of the present invention, in the current control type element driving device according to the first aspect, the pulse current generating means includes the primary windings of the transformers 17 and 17A across the output ends of the DC voltage sources 12 and 12A. AC generating means 11, 13-16, 11A, 13A-16A that alternately apply in both positive and negative directions from both ends of the wires 71, 71A, and positive and negative voltages induced in the secondary windings 72, 72A of the transformers 17, 17A It comprises rectifying means 18 to 21 and 18A to 21A that rectify by division, respectively.
(3) The invention according to claim 3 is the current control type element driving device according to claim 2, wherein the AC generating means connects the output ends of the DC voltage sources 12, 12A to the primary windings of the transformers 17, 17A. The first switches 13, 13A and the second switches 16, 16A connected so as to be applied in the positive direction from both ends of 71, 71A, and the output ends of the DC voltage sources 12, 12A are the primary windings of the transformers 17, 17A. The third switch 14 and 14A and the fourth switch 15 and 15A that are connected so as to be applied in the negative direction from both ends of 71 and 71A, the connection time that is applied so as to be applied in the positive direction, and the application in the negative direction When the connection time is longer, the first to fourth switches 13 to 16 and 13A to 16A are controlled to be opened and closed so as to be shorter than the sum of the other time and the time not connected to either the positive direction or the negative direction. The Characterized in that it comprises a pitch control means 11, 11A.
(4) According to a fourth aspect of the present invention, in the current control type element driving device according to the second or third aspect, the rectifiers are connected in series so that the polarities are opposite to each other. The rectifying elements 18, 18A (260, 260A) and the second rectifying elements 19, 19A (270, 270A), the first rectifying elements 18, 18A (260, 260A) and the second rectifying elements 19, 19A (270) , 270A) in parallel with the fifth switch 20, 20 (26, 26A) and the sixth switch 21, 21 (27, 27A) connected in parallel with each other, and the current control type transistor driving the inductive load. The first rectifier elements 18 and 18A (260 and 260A) and the second rectifier elements 19 and 19A (270, 270, and the time point when the current control type transistor is reversely recovered from the ON state in the reverse direction. 270A) Second switch control means 22 and 22A (28 and 28A) for controlling opening and closing of the fifth switch 20 and 20 (26 and 26A) and the sixth switch 21 and 21 (27 and 27A). It is characterized by that.
(5) The invention according to claim 5 is the current control type element driving device according to claim 2 or 3, wherein the rectifying means includes a first rectifier element and a fifth switch connected in series; The second rectifier element and the sixth switch connected in series are connected in parallel so that the polarities of the first rectifier element and the second rectifier element are opposite to each other, and the current control transistor is an inductive load. The rectifying direction by the first rectifying element and the second rectifying element is switched between the period in which the rectifying element is driven and the time point when the current control transistor is reversely recovered from the reverse-ON state. And a second switch control means for controlling opening and closing of the sixth switch and the sixth switch.
(6) The current control type element driving device according to the sixth aspect of the present invention is located on the upper arm side with respect to the inductive load and supplies the driving current in the first direction and is generated from the inductive load. A first current control type transistor for flowing a current caused by a counter electromotive force in a reverse direction; and a first direction connected to the first current control type transistor in series and positioned on the lower arm side with respect to the inductive load; A drive current is supplied in a different second direction, and a second current control type transistor that causes a current due to a counter electromotive force generated from an inductive load to flow in the reverse direction, and a positive terminal is connected to the control terminal of the first current control type transistor The first pulse current generating means 10 for supplying one of the pulse current and the negative pulse current, and the positive pulse during the period when the first current control type transistor is turned on to drive the inductive load. Electric The second 1 Current control type transistor control terminal 2 pulses continuously A negative pulsed current is supplied to the control terminal of the first current control type transistor at the time when the first current control type transistor is supplied and reversely recovers from the state of being turned on in the reverse direction. At least one pulse to The first control means 22 (28) for controlling the first pulse current generation means 10 to supply the control terminal of the second current control type transistor, either a positive pulse current or a negative pulse current. The second pulse current generating means 10A for supplying one of them, and the positive pulse current during the period when the second current control type transistor is turned on in the direction of driving the inductive load The second Control terminal of 2 current control type transistors 2 pulses continuously A negative pulsed current is supplied to the control terminal of the second current control type transistor when the second current control type transistor is supplied and reversely recovers from the state in which the second current control type transistor is turned on in the reverse direction. At least one pulse to By providing the second control means 22A (28A) for controlling the second pulse current generation means 10A so as to be supplied, the above-described object is achieved.
(7) The invention according to claim 7 is the current control type element driving device according to claim 6, wherein the first pulse current generating means 10 and the second pulse current generating means 10A are the DC voltage source 12 12A, alternating current generating means 11, 13-16, 11A, 13A-16A for alternately applying positive and negative directions from both ends of the primary windings 71, 71A of the transformer 17, 17A, and the secondary of the transformer 17, 17A Rectifying means 18 to 21 and 18 to 21A for rectifying positive and negative voltages induced in the windings 72 and 72A in a time-sharing manner are provided.
(8) The invention according to claim 8 is the current control type element driving device according to claim 7, wherein the first control means 22 (28) and the second control means 22A (28A) Each of the rectifiers 18 to 21 and 18 to 21A is controlled so as to switch the positive / negative of the pulsed current supplied to the control terminal of the other current control type transistor according to the on / off state of the current control type transistor. .
(9) The current control type element driving device according to the ninth aspect of the present invention is located on the upper arm side with respect to the inductive load and supplies the driving current in the first direction and is generated from the inductive load. A first current control type transistor for flowing a current caused by a counter electromotive force in a reverse direction; and a first direction connected to the first current control type transistor in series and positioned on the lower arm side with respect to the inductive load; A second current control type transistor that supplies a drive current in a different second direction and causes a reverse electromotive force generated from the inductive load to flow in the reverse direction, and the first current control type transistor drives the inductive load. The first pulse current generating means 10B for supplying a positive pulsed current to the control terminal of the first current control type transistor during the ON period and the second current control type transistor drives the inductive load. Second pulse current generation means 10A for supplying a positive pulsed current to the control terminal of the second current control type transistor during the ON period, and the first pulse current generation means 10B and the second pulse The current generating means 10A achieves the above-described object by being synchronized so as to supply pulsed currents whose phases are inverted to the first current control transistor and the second current control transistor, respectively.
(10) The invention according to claim 10 is the current controlling element driving device according to claim 9, wherein the first pulse current generating means 10B is configured such that the first current controlling transistor is turned on in the reverse direction. The negative pulsed current is further supplied to the control terminal of the first current control type transistor at the time of reverse recovery from the current state, and the second current control type transistor 10A has the second current control type transistor in the reverse direction. At the time of reverse recovery from the ON state, a negative pulse current is further supplied to the control terminal of the second current control type transistor, and the first pulse current generation means 10B and the second pulse current generation means 10A are supplied. The phase of the positive pulse current generated by the first pulse current generator 10B and the phase of the negative pulse current generated by the second pulse current generator 10A coincide with each other, and the first pulse current generator 1 A pulsed current in which the phase of the negative pulsed current generated by B and the phase of the positive pulsed current generated by the second pulse current generating means 10A coincide with each other is supplied to the first current controlled transistor and the second current controlled transistor, respectively. It is characterized by doing.
(11) According to an eleventh aspect of the present invention, in the current control type element driving device according to the tenth aspect, the first pulse current generating means 10B includes the first transformer 17B and the output of the DC voltage source 12. First AC generators 11 and 13 to 16 that alternately apply both ends from both ends of the primary winding 71 of the first transformer 17B in both positive and negative directions, and positive and negative induced in the secondary winding 72B of the first transformer 17B. The first pulse rectifiers 18 to 21 rectify the voltage of the first voltage in a time-sharing manner, and the second pulse current generator 10A has a second transformer 17A and both ends of the output of the DC voltage source 12A connected to the second transformer 17A. The second AC generators 11A, 13A to 16A that alternately apply in both positive and negative directions from both ends of the primary winding 71A and the positive and negative voltages induced in the secondary winding 72A of the second transformer 17A are rectified in a time-sharing manner. Second to 18A to 21A, and the phase of the voltage induced in the secondary winding 72B of the first transformer 17B and the phase of the voltage induced in the secondary winding 72A of the second transformer 17A are inverted. It is characterized by.
(12) According to the twelfth aspect of the present invention, in the current control type element driving device according to the eleventh aspect, the first transformer 17B and the second transformer 17A are constituted by one transformer 17C, and the transformer 17C Are the primary winding 71 to be shared, the first secondary winding 72B that induces a positive and negative voltage, and the positive and negative voltages that are phase-inverted with the positive and negative voltages induced by the first secondary winding 72B. And a second secondary winding 72A for inducing.
(13) The invention according to claim 13 is the current control type element drive device according to claim 9, wherein the drive current is supplied to the inductive load 40 on the upper arm side in the second direction. In addition, a third current control type transistor 43 that flows a current due to the counter electromotive force generated from the inductive load 40 in the reverse direction, and the third current control type transistor 43 are connected in series, and are connected to the inductive load 40. A fourth current control type transistor 44 which is located on the lower arm side and supplies a first direction drive current and flows a current caused by a counter electromotive force generated from the inductive load 40 in the reverse direction; and a third current control type Third pulse current generating means 58, 54, 4 for supplying a positive pulsed current to the control terminal of the third current control type transistor 43 during the period when the transistor 43 is turned on in the direction of driving the inductive load 40. And a fourth pulse current generation for supplying a positive pulse current to the control terminal of the fourth current control transistor 44 during the period when the fourth current control transistor 44 is turned on in the direction of driving the inductive load 40. Means 58, 54, 48, and the first pulse current generating means to the fourth pulse current generating means 57, 53, 45, 46, 58, 54, 47, 48 are: (1) the first pulse The phases of the positive pulse current generated by the current generators 57, 53, and 45 and the positive pulse current generated by the second pulse current generators 57, 53, and 46 are inverted, and (2) the first pulse current generator 57 , 53, 45 and the fourth pulse current generating means 58, 54, 48 are in phase with each other, and (3) third pulse current generating means 58, 54, 47 Positive pulse by And the phase of the positive pulse current generated by the fourth pulse current generating means 58, 54, 48 is inverted, and (4) the positive pulse current generated by the third pulse current generating means 58, 54, 47 and the second The pulse currents of the positive pulse currents by the pulse current generation means 57, 53, and 46 are supplied to the first current control transistor to the fourth current control transistor, respectively. .
[0006]
In the section of means for solving the above problems, the present invention is associated with the drawings of the embodiments for easy understanding. However, the present invention is not limited to the embodiments.
[0007]
【The invention's effect】
The present invention has the following effects.
(1) In the current control type element driving device according to any one of the first to fifth aspects of the present invention, pulse current generating means for supplying positive and negative pulse currents to the control terminal of the current control type transistor is provided, Control terminal for positive pulsed current during the ON period in the direction to drive the inductive load 2 pulses continuously Supply a negative pulsed current at the time of reverse recovery from the state that the current control type transistor is turned on in the reverse direction. At least one pulse to I tried to supply. As a result, the pulse current generation means may supply either positive pulse current or negative pulse current among the generated positive and negative pulse currents to the control terminal in a time-sharing manner, and outputs positive and negative pulse currents. Since the number of circuits can be reduced as compared with the case where the circuits are provided separately, a small and low-cost drive device can be obtained.
(2) In the inventions according to claims 2 and 7, the positive and negative voltages induced in the secondary winding of the transformer are rectified in a time-sharing manner according to the AC voltage applied to the primary winding of the transformer. Therefore, the circuit on the secondary winding side of the transformer can be reduced. As a result, a small and low-cost drive device can be obtained.
(3) In the invention according to claim 3, the longer application time of the positive and negative voltages applied to the primary winding of the transformer by the AC generating means is the time during which neither the shorter application time nor the positive or negative voltage is applied. I tried to make it shorter than the sum. As a result, since the alternating current flowing through the primary winding becomes 0 every cycle, the transformer core does not saturate and a drive device that operates stably can be obtained.
(4) In the inventions according to claims 4 and 5, the voltage induced in the secondary winding of the transformer in a time-sharing manner by each of the first rectifying element and the second rectifying element connected in opposite directions. The fifth switch and the sixth switch were controlled to open and close so as to rectify. As a result, a circuit on the secondary winding side of the transformer can be configured with a small number of components, and a small and low-cost drive device can be obtained.
(5) In the current control type element drive device according to any of the sixth to eighth aspects of the present invention, positive and negative pulse currents are respectively supplied to the control terminals of the first and second current control type transistors connected vertically. First and second pulse current generating means are provided, and the first and second current control type transistors are turned on in a direction to drive the inductive load. 2 or more pulses continuously When a positive pulsed current is supplied to the control terminals of the first and second current control type transistors, respectively, and when the first and second current control type transistors are reversely recovered from being turned on in the reverse direction, At least one pulse Negative pulse currents are supplied to the control terminals of the first and second current control type transistors, respectively. As a result, the first and second pulse current generators can supply either the positive pulse current or the negative pulse current among the generated positive and negative pulse currents to the respective control terminals in a time-sharing manner. In many cases, the number of circuits can be reduced as compared with a case where circuits for outputting positive and negative pulse currents are separately provided, so that a small and low-cost drive device can be obtained.
(6) In the invention according to claim 8, the pulsed current supplied to the control terminal of the other current control type transistor according to the on / off state of one of the first and second current control type transistors connected vertically Changed between positive and negative. Therefore, for example, when charge is accumulated in the other current control type transistor when one current control type transistor is turned on, a negative pulsed current is supplied to the control terminal of the other current control type transistor. , Accumulated charge is extracted quickly. As a result, the electric charge staying in the other current control type transistor is reduced and the current control type transistor is turned off, so that a large current passing through the first and second current control type transistors is prevented from flowing. Is done.
(7) In the current control type element driving device according to any of the ninth to thirteenth aspects of the present invention, positive pulse currents are respectively supplied to the control terminals of the first and second current control type transistors connected vertically. The first and second pulse current generating means are provided, and the pulses synchronized so that the phases of the first and second current control type transistors are inverted in a period in which each of the first and second current control type transistors is turned on in the direction of driving the inductive load. The current is supplied to the control terminals of the first and second current control type transistors, respectively. As a result, a loss can be reduced as compared with the case of outputting a pulse current having the same phase, and a small and low-cost drive device can be obtained.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
-First embodiment-
FIG. 1 is a diagram for explaining a current-controlled element driving apparatus according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, T1 and T2 are current control type switching transistors (hereinafter simply referred to as driving transistors) for supplying a driving current to an inductive load L1 made of a motor or the like, and are connected to respective base terminals. Driven by the drive circuits 10 and 10A. The power supply voltage V1 is connected to the collector terminal of the driving transistor T1, and the emitter terminal of the driving transistor T2 is grounded. An inductive load L1 is connected between the emitter terminal of the driving transistor T1 and the collector terminal of the driving transistor T2.
[0009]
Such a drive device for a current control type element that drives the inductive load L1 is used in, for example, a chopper circuit and an H-bridge circuit that control an induction motor. In these circuits, it is necessary to protect the driving transistors T1 and T2 from the counter electromotive force generated by the inductive load L1.
[0010]
For example, when the driving transistor T2 of the lower arm is turned on by the driving circuit 10A, a current flows in the direction indicated by A in the figure. Thereafter, when the driving transistor T2 is turned off by the driving circuit 10A, a back electromotive force is generated from the inductive load L1, and the potential at the point P in the figure rises due to the back electromotive force. When the potential at the point P becomes higher than the potential of the base terminal of the driving transistor T1 of the upper arm, the collector-emitter of the driving transistor T1 is reverse-biased and the driving transistor T1 is turned on in the reverse direction, and the back electromotive force The circulating current due to flows in the direction indicated by B in the figure.
[0011]
When the driving transistor T2 is turned on again by the driving circuit 10A while the driving transistor T1 is turned on in the reverse direction, a current flows again in the A direction at the point P. The driving transistor T1 enters the reverse recovery operation, and the electric charge accumulated in the driving transistor T1 stays as it is. As a result, while the driving transistor T1 is in the off state, a current flows in the collector-emitter direction, that is, in the forward direction, and there is a possibility that a large through current Z that passes through the driving transistor T1 and the driving transistor T2 flows. . The driving circuits 10 and 10A according to the present invention drive the driving transistors T1 and T2, respectively, and suppress the through current from flowing through the driving transistors T1 and T2.
[0012]
FIG. 2 is a diagram showing the drive circuits 10 and 10A of FIG. In FIG. 2, the drive circuit 10 includes an oscillation circuit 11, a DC voltage source 12, N-type MOS switches 13 to 16, a transformer 17, diodes 18 and 19, switches 20, 21 and 23, and a control circuit 22. And output terminals 24 and 25. A primary winding 71 and a secondary winding 72 are wound around the transformer 17. Note that symbols such as transformers and switches constituting the lower-arm drive circuit 10A are denoted by the same reference numerals as those used in the upper-arm drive circuit 10 with A added thereto.
[0013]
N-type MOS switches 13 and 16 are connected in series to the circuit on the primary winding 71 side of the transformer 17 in order to apply the voltage of the DC voltage source 12 to the primary winding 71 in the positive direction. Further, N-type MOS switches 14 and 15 are connected in series in order to apply the voltage of the DC voltage source 12 to the primary winding 71 in the negative direction. The oscillation circuit 11 outputs a control signal so as to turn on one of the set of N-type MOS switches 13 and 16 and the set of N-type MOS switches 14 and 15 and turn off the other set.
[0014]
Diodes 18 and 19 are connected in series on the secondary winding 72 side of the transformer 17 so that their polarities are opposite to each other. N-type MOS switches 20 and 21 are connected in parallel to the diodes 18 and 19, respectively. The control circuit 22 outputs a control signal so as to turn on one of the N-type MOS switches 20 and 21 and turn off the other. In FIG. 2, when a voltage is induced in the positive direction of the secondary winding 72 (upward toward the dot in the figure), the N-type MOS switch 21 is turned on and the N-type MOS switch 20 is turned off. When a voltage is induced in the negative direction of the secondary winding 72, the N-type MOS switch 20 is turned on and the N-type MOS switch 21 is turned off.
[0015]
The operation timing of the drive circuit 10 described above will be described. FIG. 3 is a timing chart showing the operation timing of the drive circuit 10 of FIG. 3, the current waveform flowing through the primary winding 71 is Ip, the control signal waveform applied to the gate terminals of the N-type MOS switches 13 and 16 is Sig13, and the control signal waveform is applied to the gate terminals of the N-type MOS switches 14 and 15. The signal waveform is Sig14. The control signals Sig13 and Sig14 are continuously applied to the gate terminals of the switches, for example, at a frequency of 300 kHz. In this case, one period is about 3.33 microseconds, and if one period is 100%, the period from timing t1 to t2 when the control signal SiG13 is set to H level is 30%, and the control signal SiG13 is set to L level. From time t2 to t3 when the control signal Sig14 becomes H level is 5%, time period t3 to t4 when the control signal SiG14 is H level is 30%, and timing t4 when both the control signals Sig13 and Sig14 are L level The period of t6 is 35%. Among these, the period from timing t2 to t3 is set to a value very close to 0, and the period from t4 to t6 is lengthened accordingly.
[0016]
At timing t1, the transmission circuit 11 on the primary winding 71 side sets the control signal Sig13 to the H level. At this time, the control signal Sig14 remains at the L level. As a result, the N-type MOS switches 13 and 16 are turned on, and the N-type MOS switches 14 and 15 are turned off, so that an exciting current starts to flow downward from the dot side of FIG. At time t2, the transmission circuit 11 sets the control signal Sig13 to the L level. At this time, the control signal Sig14 remains at the L level, whereby the N-type MOS switches 13 to 16 are turned off. At this time, the exciting current flowing through the primary winding 71 is circulated through a body diode (not shown) built in the N-type MOS switches 14 and 15.
[0017]
At time t3, the transmission circuit 11 sets the control signal Sig14 to the H level. At this time, the control signal Sig13 remains at the L level, whereby the N-type MOS switches 13 and 16 are turned off and the N-type MOS switches 14 and 15 are turned on, and the primary winding 71 is directed downward from the dot side in FIG. The excitation current flowing in starts to decrease. At time t4, the transmission circuit 11 sets the control signal Sig14 to L level. At this time, the control signal Sig13 remains at the L level, whereby the N-type MOS switches 13 to 16 are turned off. Here, the time during which the N-type MOS switches 13 and 16 are turned on is the sum of the time during which the N-type MOS switches 14 and 15 are turned on and the time during which all the N-type MOS switches 13 to 16 are turned off. The transmission circuit 11 controls the opening and closing of the N-type MOS switches 13 to 16 so as to be shorter. As a result, the exciting current flowing through the primary winding 71 is circulated through a body diode (not shown) built in the N-type MOS switches 14 and 15, and becomes 0 at the timing t5.
[0018]
At time t6, the transmission circuit 11 sets the control signal Sig13 to the H level again. At this time, the control signal Sig14 remains at the L level, so that the N-type MOS switches 13 and 16 are turned on, the N-type MOS switches 14 and 15 are turned off, and the primary winding 71 is directed downward from the dot side in FIG. Excitation current begins to flow. Thereafter, similarly, the operations from the timing t1 to the timing t6 described above are repeatedly performed. Since the exciting current is once set to zero at the timing t5, the core of the transformer 17 is not saturated.
[0019]
When the control circuit 22 on the secondary winding 72 side outputs a positive voltage with respect to the potential of the output terminal 25 from the output terminal 24, the control circuit 22 has an L level at the gate terminal of the N-type MOS switch 20 and the N-type MOS switch 21. An H level control signal is output to the gate terminal, and a control signal for turning on the switch 23 is output. As a result, the N-type MOS switch 20 is turned off and the N-type MOS switch 21 is turned on to perform the rectification operation by the diode 18, and a positive voltage is output to the output terminal 24 via the switch 23. When the base terminal of the driving transistor T1 is connected to the output terminal 24 and the emitter terminal of the driving transistor T1 is connected to the output terminal 25, a driving current flows from the base terminal of the driving transistor T1 to the emitter terminal. Transistor T1 is driven.
[0020]
The current waveform Ip in FIG. 3 flowing through the primary winding 71 described above increases at the timing when the driving transistor T1 is driven, and is represented by the current waveform IpL + in FIG. That is, energy is transmitted from the primary winding 71 side of the transformer 17 to the secondary winding 72 side only when a load current is passed between the output terminals 24 and 25.
[0021]
During a period in which the current of the primary winding 71 increases, a load current flowing out from the output terminal 24 on the dot side of the secondary winding 72 flows due to the action of the transformer 17. During the period when the current of the primary winding 71 decreases, the potential on the dot side of the secondary winding 72 decreases with respect to the potential of the output terminal 25, but the load current may flow from the output terminal 24 due to the rectifying action of the diode 18. Absent.
[0022]
On the other hand, when the control circuit 22 outputs a negative voltage with respect to the potential of the output terminal 25 from the output terminal 24, the gate terminal of the N-type MOS switch 20 is H level and the gate terminal of the N-type MOS switch 21 is L level. And a control signal for turning on the switch 23 is output. As a result, the N-type MOS switch 20 is turned on, the N-type MOS switch 21 is turned off, the rectification operation by the diode 19 is performed, and a negative voltage is output to the output terminal 24 via the switch 23. If the base terminal of the driving transistor T1 is connected to the output terminal 24 and the emitter terminal of the driving transistor T1 is connected to the output terminal 25, respectively, the operation of the transformer 17 causes two currents during the period when the current of the primary winding 71 decreases. A current flows in the direction of flowing into the output terminal 24 on the dot side of the next winding 72. During the period when the current of the primary winding 71 increases, the load current does not flow out of the output terminal 24 due to the rectifying action of the diode 19.
[0023]
In the present embodiment, the electric charge accumulated in the driving transistor T1 described above is extracted using a current flowing in the output terminal 24 on the dot side of the secondary winding 72. That is, when there is a reverse recovery charge at the time of reverse recovery staying in the driving transistor T1, by pulling out the charge from the base terminal, the driving transistor T1 is in the collector-emitter direction, that is, in the forward direction while the driving transistor T1 is in the OFF state. The time required for a current to flow in the direction is reduced.
[0024]
In the above description, the driving circuit 10 for driving the driving transistor T1 of the upper arm in FIG. 1 has been described. However, the driving circuit 10A for driving the driving transistor T2 of the lower arm performs the same operation. Note that the control circuit 22 of the drive circuit 10 and the control circuit 22A of the drive circuit 10A are synchronously controlled by a timing signal (not shown).
[0025]
FIG. 4 is a timing chart showing the operation timing of the current control element driving device of FIG. In FIG. 4, a current waveform Ip is a waveform of a current flowing through the primary windings 71 and 71A of the drive circuits 10 and 10A. Regardless of the driving timing of the driving transistors T1 and T2, a pulsed current having a frequency of about 300 kHz flows through the primary windings 71 and 71A.
[0026]
The control circuit 22A of the lower arm turns on the N-type MOS switch 21A, turns off the N-type MOS switch 20A, and turns on the switch 23A at the timing t21 when the driving transistor T2 is turned on. As a result, a pulsed current flows continuously from the base terminal of the driving transistor T2 to the emitter terminal. The driving transistor T2 is a capacitive load, and the lifetime of the charge in the driving transistor T2 is sufficiently longer than the period of the pulsed current, so that the driving transistor T2 is continuously applied by the pulsed current. Turned on. In this case, it is not necessary to provide a smoothing capacitor on the secondary winding 72 side of the transformer 17A.
[0027]
When the driving transistor T2 of the lower arm is turned on, a current flows in the direction A in FIG. At timing t22 when the driving transistor T2 is turned off, the control circuit 22A turns off all the N-type MOS switch 21A, the N-type MOS switch 20A, and the switch 23A. As a result, no pulsed current is supplied to the base terminal of the driving transistor T2, so that the driving transistor T2 is turned off. When the driving transistor T2 is turned off, a back electromotive force is generated from the inductive load L1, and this back electromotive force raises the potential at the point P in FIG. 1, and the potential at the P point becomes the driving transistor T1 of the upper arm. Higher than the potential of the base terminal. At this time, the switch 23 of the upper arm disconnects the secondary winding 72 side from the base terminal (output terminal 24) of the driving transistor T1, but the emitter terminal of the driving transistor T1 via the switch 23. A current is passed from the (output terminal 25) to the base terminal (output terminal 24). As a result, the driving transistor T1 is turned on in the reverse direction, and the circulating current flows in the direction B in FIG.
[0028]
The control circuit 22 of the upper arm turns off the N-type MOS switch 21, turns on the N-type MOS switch 20, and turns on the switch 23 at the timing t23 when the driving transistor T2 of the lower arm is turned on again. The switch 23 connects the secondary winding 72 side to the base terminal (output terminal 24) of the driving transistor T1, and the base terminal (output) from the emitter terminal (output terminal 25) of the driving transistor T1 through the switch 23. No current flows to the terminal 24). As a result, a pulsed current flows out from the base terminal of the driving transistor T1, and the charge accumulated in the driving transistor T1 is extracted. The pulse current for extracting charge is at least one pulse. The control circuit 22 turns off all of the N-type MOS switch 21, the N-type MOS switch 20, and the switch 23 at a time point t24 after elapse of 3.3 μsec (corresponding to one pulse) from the time point t23. As a result, a negative current is not applied to the base terminal of the driving transistor T1.
[0029]
On the other hand, the control circuit 22A of the lower arm turns on the N-type MOS switch 21A, turns off the N-type MOS switch 20A, and turns on the switch 23A at timing t23. When a pulsed current flows from the base terminal to the emitter terminal of the driving transistor T2, the driving transistor T2 is turned on again. A current flows again in the direction A at the point P, and the driving transistor T1 of the upper arm enters the reverse recovery operation. At this time, as described above, the charge in the driving transistor T1 of the upper arm is reduced, so that the through current Z does not flow.
[0030]
In the above description, the case where the driving circuit 10 pulls out the electric charge staying in the driving transistor T1 of the upper arm when the driving transistor T2 of the lower arm is turned on / off by the driving circuit 10A has been described as an example. However, when the driving transistor T1 of the upper arm is turned on / off by the driving circuit 10, the same applies to the case where the electric charge staying in the driving transistor T2 of the lower arm is extracted by the driving circuit 10A.
[0031]
As the diodes 18 and 19 (18A and 19A) of the drive circuit 10 (10A), Schottky diodes having a small loss are used. By using a diode with a small voltage drop, the output voltage on the secondary winding 72 (72A) side of the transformer 17 (17A) can be lowered. As a result, since the power consumption of the transformer can be reduced when designing the transformer 17 (17A), it is possible to reduce the core size used in the transformer and obtain a smaller drive circuit 10 (10A).
[0032]
According to the first embodiment described above, the following operational effects can be obtained.
(1) Using the pulse-type transformer 17 (17A) for the drive circuit 10 (10A), the operation from the timing t1 to the timing t6 is repeated at a frequency of 300 KHz, and the exciting current of the primary winding 71 (71A) is generated at the timing t5. Once set to zero. Accordingly, the core of the transformer 17 (17A) is not saturated, and the pulse type power supply circuit can be operated stably.
(2) Since one cycle of the timings t1 to t6 is sufficiently shorter than the lifetime of the charges in the driving transistors T1 and T2, the driving transistors T1 and T2 can be turned on by a pulsed driving current. As a result, it is not necessary to provide a smoothing capacitor on the secondary side of the transformer 17 (17A), and there is an effect of reducing the size of the circuit and reducing the cost.
(3) Since energy is transmitted to the secondary side of the transformer 17 (17A) only when a load current is supplied to the secondary winding 72 (72A) side, there is no need to continue to supply current to the secondary side of the transformer, The circuit can be simplified by reducing the circuit components on the secondary side.
(4) Diodes 18 and 19 (18A and 19A) are connected in series on the secondary side of the transformer 17 (17A) so that the polarities are opposite to each other, and N-type MOS switches 20 and 21 are connected in parallel to the respective diodes. (20A and 21A) are connected. When a positive pulse current is output from the drive circuit 10 (10A), the N-type MOS switch 21 (21A) is turned on and the other is turned off. When a negative pulse current is output, the N-type MOS switch 20 (20A) is turned on. Turned on and turned off the other. Therefore, when a positive pulse current is output, it is rectified by the diode 18 (18A), and when a negative pulse current is output, it is rectified by the diode 19 (19A). As a result, currents in both positive and negative directions can be output from one slave output circuit in a time-sharing manner, so that there is an effect of reducing the circuit size and reducing the cost.
(5) A negative pulse current is output from the driving circuit 10 when the upper-arm driving transistor T1 shifts to the reverse recovery operation, and driving is performed when the lower-arm driving transistor T2 shifts to the reverse recovery operation. A negative pulse current is output from the circuit 10A. Accordingly, since the charges accumulated in the collector regions of the driving transistors T1 and T2 are quickly extracted from the respective base terminals by the negative current, there is no charge remaining in the collector region, and the driving transistors T1 and T2 are turned off. Put into a state. As a result, a large through current is prevented from flowing from the collector terminal to the emitter terminal of the driving transistors T1 and T2, and no unnecessary loss is lost. In addition, the driving transistor that does not perform the reverse recovery operation is penetrated. It is prevented from being destroyed by current.
[0033]
The opening / closing timing of the N-type MOS switch 21A in FIG. 4 is the same as the opening / closing timing of the switch 23A. However, only the switch 23A is controlled to open / close as shown in FIG. 4 while the N-type MOS switch 21A is turned on. May be.
[0034]
Also, the opening / closing timing of the N-type MOS switch 20 in FIG. 4 is the same as the opening / closing timing of the switch 23, but only the switch 23 is controlled to open / close as shown in FIG. 4 while the N-type MOS switch 20 is kept on. May be.
[0035]
In the above description, the diodes 18 and 19 (18A and 19A) are connected in series so as to be opposite to each other, and the N-type MOS switches 20 and 21 (20A and 21A) are connected in parallel to the respective diodes. Instead, diodes 18 and 19 (18A and 19A) are connected in parallel so as to be opposite to each other, and N-type MOS switches 20 and 21 (20A and 21A) are connected in series to the respective diodes. Also good.
[0036]
In the above description, when the lower-arm driving transistor T2 is turned off at the timing t22 in FIG. 4, the potential at the point P in FIG. 1 becomes higher than the potential of the base terminal of the upper-arm driving transistor T1. A current is supplied from the emitter terminal (output terminal 25) of the driving transistor T1 to the base terminal (output terminal 24) via the switch 23 of the upper arm so that the driving transistor T1 is turned on in the reverse direction. As a result, the circulating current flows in the direction B in FIG. Instead, the N-type MOS switch 21 is turned on during the timing t22 to t23, and the emitter terminal (output terminal 25) of the driving transistor T1 → secondary winding 72 → diode 18 → N-type MOS switch 21 → base. A current may be supplied to the terminal (output terminal 24) to turn on the driving transistor T1 in the reverse direction.
[0037]
-Second embodiment-
The second embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a diagram for explaining a drive circuit according to a second embodiment of the present invention. In FIG. 5, the circuit on the primary side of the transformer 17 is the same as that in the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
[0038]
N-type MOS switches 26 and 27 are connected in series on the side opposite to the dots of the secondary winding 72 of the transformer 17 so that the connections of the drain terminal and the source terminal are opposite to each other. Control signals from the control circuit 28 are input to the gate terminals of the N-type MOS switches 26 and 27, respectively. The control circuit 28 is connected to the dot side of the secondary winding 72.
[0039]
In FIG. 5, when outputting a current in a positive direction (upward toward the dot side in FIG. 5) from the secondary winding 72, the N-type MOS switch 26 is turned on by the control circuit 28. The control circuit 28 further turns on the N-type MOS switch 27 when a positive potential is induced on the dot side of the secondary winding 72, and when a negative potential is induced on the dot side of the secondary winding 72. The N-type MOS switch 27 is turned off. As a result, a positive pulse current is output from the output terminal 24.
[0040]
On the other hand, when outputting a current in a negative direction (downward from the dot side in FIG. 5) from the secondary winding 72, the N-type MOS switch 27 is turned on by the control circuit 28. The control circuit 28 further turns on the N-type MOS switch 26 when a negative potential is induced on the dot side of the secondary winding 72, and when a positive potential is induced on the dot side of the secondary winding 72. N-type MOS switch 26 is turned off. As a result, a negative pulse current is output from the output terminal 24.
[0041]
FIG. 6 is a timing chart showing the operation timing of the current control type element driving device according to the second embodiment. Note that symbols such as transformers and switches constituting the lower arm drive circuit are denoted by the same reference numerals as those used in the upper arm drive circuit. In FIG. 6, a current waveform Ip is a waveform of a current flowing through each primary winding 71, 71A of the drive circuit. As in the first embodiment, a pulsed current having a frequency of about 300 kHz is passed through the primary windings 71 and 71A regardless of the driving timing of the driving transistors T1 and T2.
[0042]
The control circuit 28A for the lower arm turns on the N-type MOS switch 26A at the timing t21 when the driving transistor T2 is turned on. Further, the control circuit 28A turns on the N-type MOS switch 27A when a positive potential is induced on the dot side of the secondary winding 72, and turns off the N-type MOS switch 27A when no positive potential is induced. As a result, a pulsed current flows from the base terminal of the driving transistor T2 to the emitter terminal, and the driving transistor T2 is turned on by the continuously applied pulsed current. Since the N-type MOS switch 27A is turned on at the timing of outputting a pulsed current in the positive direction, forward drop loss due to the built-in diode 270A does not occur. When a negative potential is induced on the dot side of the secondary winding 72A, the N-type MOS switch 27A is turned off, so that no pulsed current flows due to the rectifying action of the built-in diode 270A.
[0043]
At timing t22 when the driving transistor T2 is turned off, the control circuit 28A turns off the N-type MOS switch 26A. Since the pulsed current is not supplied to the base terminal of the driving transistor T2, the driving transistor T2 is turned off. When the driving transistor T2 is turned off and the potential at the point P in FIG. 1 becomes higher than the potential of the base terminal of the driving transistor T1 of the upper arm, the N-type MOS switch 26 of the upper arm is periodically turned on. Current flows from the emitter terminal (output terminal 25) of the upper-arm driving transistor T1 to the built-in diode 270 → N-type MOS switch 26 → secondary winding 72 → base terminal (output terminal 24), and the driving transistor T1 is reversed. Turn on in the direction.
[0044]
The control circuit 28 for the upper arm turns on the N-type MOS switch 27 at the timing t23 when the driving transistor T2 for the lower arm is turned on again. Further, the control circuit 28 turns on the N-type MOS switch 26A when a negative potential is induced on the dot side of the secondary winding 72, and turns off the N-type MOS switch 26A when not induced. As a result, a pulsed current flows out from the base terminal of the driving transistor T1, and the charge accumulated in the driving transistor T1 is extracted. Since the N-type MOS switch 26 is turned on at the timing of outputting a pulsed current in the negative direction, forward drop loss due to the built-in diode 260 does not occur. When a positive potential is induced on the dot side of the secondary winding 72, the N-type MOS switch 26 is turned off, so that no pulsed current flows due to the rectifying action of the built-in diode 260.
[0045]
The pulse current for extracting charge is at least one pulse. The control circuit 28 turns off the N-type MOS switch 27 at the timing t24 after elapse of 3.3 μsec (corresponding to one pulse) from the timing t23. As a result, a negative current is not applied to the base terminal of the driving transistor T1.
[0046]
On the other hand, the control circuit 28A of the lower arm turns on the N-type MOS switch 26A at the timing t23. When a pulsed current flows from the base terminal to the emitter terminal of the driving transistor T2, the driving transistor T2 is turned on again. A current flows again in the direction A to the point P, and the driving transistor T1 enters a reverse recovery operation. At this time, as described above, since the charge in the driving transistor T1 of the upper arm is reduced, the through current Z does not flow.
[0047]
In the above description, the case where the electric charge staying in the upper-arm driving transistor T1 is extracted when the lower-arm driving transistor T2 is turned on / off has been described as an example. The same applies to the case where the charge staying in the driving transistor T2 of the lower arm is pulled out when turning T1 on and off.
[0048]
According to the second embodiment described above, the following operational effects can be obtained.
(1) N-type MOS switches 26A and 27A are connected in series on the side opposite to the dots of the secondary winding 72A of the transformer 17A of the drive circuit so that the connections of the drain terminal and the source terminal are opposite to each other. When a positive direction current is output from the secondary winding 72A of the transformer 17A, the control circuit 28A turns on the N-type MOS switch 26A and a positive potential is induced on the dot side of the secondary winding 72A. The N-type MOS switch 27A is turned on, and the N-type MOS switch 27A is turned off when a negative potential is induced on the dot side of the secondary winding 72A. As a result, the N-type MOS switch 27A is turned on at the timing of outputting a pulsed current in the positive direction, so that forward drop loss due to the built-in diode 270 does not occur. When a negative current is output from the secondary winding 72 of the transformer 17, the control circuit 28 turns on the N-type MOS switch 27 and a negative potential is induced on the dot side of the secondary winding 72. Then, the N-type MOS switch 26 is turned on, and when a positive potential is induced on the dot side of the secondary winding 72, the N-type MOS switch 26 is turned off. As a result, since the N-type MOS switch 26 is turned on at the timing of outputting a pulsed current in the negative direction, forward drop loss due to the built-in diode 260 does not occur.
(2) As in the first embodiment, the number of secondary output circuits on the secondary side of the transformer 17A is one, and the number of elements connected to the secondary winding 72A is two (N-type MOS switch 26A). 27A), it is possible to obtain a small and low-cost drive device for a current-controlled element.
[0049]
The opening / closing timing of the N-type MOS switch 27A in FIG. 6 is turned on when a positive potential is induced on the dot side of the secondary winding 72A, but the timing t21 to t22 when the switch 26A is turned on. , T23 to t25 may be turned on according to the positive potential induced on the dot side of the secondary winding 72A.
[0050]
6 is turned on when a negative potential is induced on the dot side of the secondary winding 72, but the switch 27 is turned on at timing t23 to timing. Only during the period t24, it may be turned on according to the negative potential induced on the dot side of the secondary winding 72.
[0051]
In the above description, a pulsed current having a frequency of about 300 kHz is supplied to the primary windings 71 and 71A of the transformers 17 and 17A regardless of the driving timing of the driving transistors T1 and T2, but the frequency is 200 KHz. However, it may be 500 KHz. This frequency is set according to the lifetime of the carriers in the transistors T1 and T2 to be driven.
[0052]
-Third embodiment-
FIG. 7 is a diagram illustrating a drive circuit according to the third embodiment of the present invention. In FIG. 7, the same components as those of FIG. 2 according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those of FIG. In the drive circuit according to the third embodiment, the polarity of the secondary winding 72B of the transformer 17B constituting the drive circuit 10B of the upper arm is reversed as compared with the drive circuit according to the first embodiment. Is different.
[0053]
Diodes 18 and 19 are connected in series on the secondary winding 72B side of the transformer 17B so that their polarities are opposite to each other. N-type MOS switches 20 and 21 are connected in parallel to the diodes 18 and 19, respectively. The control circuit 22 outputs a control signal so as to turn on one of the N-type MOS switches 20 and 21 and turn off the other. In FIG. 7, when a voltage is induced in the positive direction of the secondary winding 72B (upward against the dots in the figure), the N-type MOS switch 21 is turned on and the N-type MOS switch 20 is turned off. When a voltage is induced in the negative direction of the secondary winding 72B, the N-type MOS switch 20 is turned on and the N-type MOS switch 21 is turned off.
[0054]
The operation timing of the upper arm drive circuit 10B will be described. The operation timing of the circuit on the primary winding 71 side is the same as the operation timing (FIG. 3) of the drive circuit 10 according to the first embodiment described above. However, since the polarity of the secondary winding 72B is reversed, a negative pulsed current is applied to the driving transistor T1 at the timing when the excitation current waveform flowing through the primary winding 71 of the transformer 17B of the driving circuit 10B increases. Applied. Further, a positive pulsed current is applied to the driving transistor T1 at the timing when the excitation current waveform flowing through the primary winding 71 of the transformer 17B of the driving circuit 10B becomes small.
[0055]
When the control circuit 22 on the side of the secondary winding 72B arranged in reverse polarity outputs a positive voltage with respect to the potential of the output terminal 25 from the output terminal 24, an L level is applied to the gate terminal of the N-type MOS switch 20, An H level control signal is output to the gate terminal of the N-type MOS switch 21 and a control signal for turning on the switch 23 is output. As a result, the N-type MOS switch 20 is turned off and the N-type MOS switch 21 is turned on to perform the rectification operation by the diode 18, and a positive voltage is output to the output terminal 24 via the switch 23. When the base terminal of the driving transistor T1 is connected to the output terminal 24 and the emitter terminal of the driving transistor T1 is connected to the output terminal 25, the base of the driving transistor T1 is reduced during the period when the current of the primary winding 71 decreases. A driving current flows from the terminal to the emitter terminal, and the driving transistor T1 is driven. During the period in which the current of the primary winding 71 increases, no positive current is applied to the output terminal 24 due to the rectifying action of the diode 19.
[0056]
On the other hand, when the control circuit 22 outputs a negative voltage with respect to the potential of the output terminal 25 from the output terminal 24, the gate terminal of the N-type MOS switch 20 is H level and the gate terminal of the N-type MOS switch 21 is L level. And a control signal for turning on the switch 23 is output. As a result, the N-type MOS switch 20 is turned on, the N-type MOS switch 21 is turned off, the rectification operation by the diode 19 is performed, and a negative voltage is output to the output terminal 24 via the switch 23. If the base terminal of the driving transistor T1 is connected to the output terminal 24 and the emitter terminal of the driving transistor T1 is connected to the output terminal 25, respectively, the current of the primary winding 71 is increased by the action of the transformer 17B. A current flows in the direction of flowing into the output terminal 24 on the side opposite to the dot of the next winding 72B. During the period in which the current of the primary winding 71 decreases, no positive current is applied to the output terminal 24 due to the rectifying action of the diode 19.
[0057]
The drive circuit 10A for driving the lower-arm drive transistor T2 performs the same operation as that of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted. Since the secondary winding 72B of the upper arm transformer 17B has the opposite polarity to the secondary winding 72A of the lower arm transformer 17A, it is output from the output terminal 24 when the driving transistor T1 is driven. The phase of the positive pulse current and the phase of the positive pulse current output from the output terminal 24A when the driving transistor T2 is driven are inverted. On the other hand, the phase of the positive pulse current output from the output terminal 24 when the driving transistor T1 is driven and the base of the driving transistor T2 to the output terminal 24A when the charge is extracted from the base of the driving transistor T2. The phase of the negative pulse current flowing in is in agreement. Similarly, the phase of the positive pulse current output from the output terminal 24A when the driving transistor T2 is driven and the output terminal 24 from the base of the driving transistor T2 when the charge is extracted from the base of the driving transistor T1. The phase of the negative pulse current flowing into the phase is the same. Note that the control circuit 22 of the drive circuit 10B and the control circuit 22A of the drive circuit 10A are synchronously controlled by a timing signal (not shown).
[0058]
In the third embodiment, when there is a reverse recovery charge at the time of reverse recovery remaining in the driving transistor T1, the base terminal of the driving transistor T1 is coincident with the timing at which the driving transistor T2 is driven. This is characterized in that the time for the current to flow in the collector-to-emitter direction, that is, the forward direction is reduced while the driving transistor T1 is in the OFF state by extracting the charge from the transistor.
[0059]
FIG. 8 is a timing chart showing the operation timing when the drive circuit for the current control type element shown in FIG. 1 is driven and controlled using the drive circuit shown in FIG. In FIG. 8, a current waveform IpB is a waveform of a current flowing through the primary winding 71 of the drive circuit 10B. The current waveform IpA is a waveform of a current flowing through the primary winding 71A of the drive circuit 10A. Regardless of the driving timing of the driving transistors T1 and T2, a pulsed current having a frequency of about 300 kHz flows through the primary windings 71 and 71A.
[0060]
The control circuit 22A of the lower arm turns on the N-type MOS switch 21A, turns off the N-type MOS switch 20A, and turns on the switch 23A at the timing t21 when the driving transistor T2 is turned on. As a result, a pulsed current flows continuously from the base terminal of the driving transistor T2 to the emitter terminal. The driving transistor T2 is a capacitive load, and the lifetime of the charge in the driving transistor T2 is sufficiently longer than the period of the pulsed current, so that the driving transistor T2 is continuously applied by the pulsed current. Turned on. In this case, it is not necessary to provide a smoothing capacitor on the secondary winding 72A side of the transformer 17A.
[0061]
When the driving transistor T2 of the lower arm is turned on, a current flows in the direction A in FIG. At timing t22 when the driving transistor T2 is turned off, the control circuit 22A turns off all the N-type MOS switch 21A, the N-type MOS switch 20A, and the switch 23A. As a result, a positive pulsed current is not supplied to the base terminal of the driving transistor T2, and a negative pulsed current for turning off is applied, so that the driving transistor T2 is turned off. When the driving transistor T2 is turned off, a back electromotive force is generated from the inductive load L1, and this back electromotive force raises the potential at the point P in FIG. 1, and the potential at the P point becomes the driving transistor T1 of the upper arm. Higher than the potential of the base terminal. At this time, the switch 23 of the upper arm disconnects the secondary winding 72B side and the base terminal (output terminal 24) of the driving transistor T1, but the emitter terminal of the driving transistor T1 through the switch 23. A current is passed from the (output terminal 25) to the base terminal (output terminal 24). As a result, the driving transistor T1 is turned on in the reverse direction, and the circulating current flows in the direction B in FIG.
[0062]
The control circuit 22B for the upper arm turns off the N-type MOS switch 21, turns on the N-type MOS switch 20, and turns on the switch 23 at the timing t23 when the driving transistor T2 for the lower arm is turned on again. The switch 23 connects the secondary winding 72B side and the base terminal (output terminal 24) of the driving transistor T1, and connects the base terminal (output) from the emitter terminal (output terminal 25) of the driving transistor T1 via the switch 23. No current flows to the terminal 24). As a result, a pulsed current flows out from the base terminal of the driving transistor T1 at the timing t25, and the charge accumulated in the driving transistor T1 is extracted. The pulse current for extracting charge is at least one pulse. The control circuit 22 turns off all of the N-type MOS switch 21, the N-type MOS switch 20, and the switch 23 at a time point t24 after elapse of 3.3 μsec (corresponding to one pulse) from the time point t23. As a result, a negative current is not applied to the base terminal of the driving transistor T1.
[0063]
On the other hand, the control circuit 22A of the lower arm turns on the N-type MOS switch 21A, turns off the N-type MOS switch 20A, and turns on the switch 23A at timing t23. When the first pulsed current flows from the base terminal of the driving transistor T2 to the emitter terminal at the timing t25, the driving transistor T2 is turned on again. A current flows again in the direction A at the point P, and the driving transistor T1 of the upper arm enters the reverse recovery operation. At this time, since the turn-on of the driving transistor T2 starts at the same timing as the timing t25 when the negative pulsed current is applied to the base terminal of the driving transistor T1, the charge in the driving transistor T1 is reduced as described above. The through current Z does not flow.
[0064]
In the above description, an example has been described in which, when the driving transistor T2 of the lower arm is turned on / off by the driving circuit 10A, the charge staying in the driving transistor T1 of the upper arm is extracted by the driving circuit 10B. However, when the driving transistor T1 of the upper arm is turned on / off by the driving circuit 10B, the same applies to the case where the charge staying in the driving transistor T2 of the lower arm is extracted by the driving circuit 10A.
[0065]
According to the third embodiment described above, the following functions and effects can be obtained in addition to the functions and effects of the first and second embodiments. That is, in the control circuit 22 of the drive circuit 10B and the control circuit 22A of the drive circuit 10A that are synchronously controlled, the polarity of the secondary winding 72B of the transformer 17B constituting the drive circuit 10B of the upper arm and the drive of the lower arm Since the polarity of the secondary winding 72A of the transformer 17A constituting the circuit 10A is reversed, the generation timing of the negative pulse current waveform applied to the base terminal of the driving transistor T1 and the base terminal of the driving transistor T2 It is possible to match the generation timing of the positive pulse current waveform applied to. As a result, since the negative pulse can be applied to the base terminal of the driving transistor T1 at the timing t25 of the first positive pulse for turning on the driving transistor T2, the accumulated charge is sufficiently extracted from the driving transistor T1. It is possible to prevent the through current from flowing by turning on the driving transistor T2. As a result of the switching loss being reduced by effectively suppressing the through current, the device can be miniaturized.
[0066]
2 and 7 described above, the diodes 18 (18A) and 19 (19A) on the secondary winding 72 (72A) (72B) side of the transformer 17 (17A) (17B) are respectively N-type. It may be a body diode built in the MOS switches 20 (20A) and 21 (21A).
[0067]
In the above description, by changing the polarity of the secondary winding 72 of the transformer 17 of the upper arm drive circuit 10 with respect to the drive circuit of FIG. 2 according to the first embodiment, the transformer of the upper arm drive circuit 10B is changed. The polarity of the secondary winding 72B of 17B and the secondary winding 72A of the transformer 17A of the lower arm drive circuit 10A were reversed. Instead of changing the polarity of the secondary winding of the transformer of the drive circuit of the one-side arm, the phase of the pulsed current having a frequency of about 300 kHz applied to the primary winding of the transformers of both drive circuits may be reversed. For example, in addition to changing the drive timing of the N-type MOS switches 13 to 16, any method such as changing the polarity of the DC voltage source 12 or changing the polarity of the primary winding 71 may be used.
[0068]
Further, in order to change the polarity of the secondary winding of the transformer of the drive circuit of the one-sided arm, the secondary winding of the transformer of the drive circuit 10A of the lower-arm drive with respect to the drive circuit of FIG. 2 according to the first embodiment. The polarity of 72A may be changed.
[0069]
Furthermore, as shown in FIG. 9, the primary winding 71 is commonly used with the polarity of the secondary winding 72B for driving the upper arm and the secondary winding 72A for driving the lower arm reversed. The transformer 17C may be used. In this case, synchronization is always established between the upper arm drive circuit and the lower arm drive circuit, so that pulses having positive and negative polarities can be accurately obtained at the same timing. Furthermore, the circuit can be reduced in size compared to the case where two transformers are used.
[0070]
-Fourth embodiment-
FIG. 10 is a diagram showing an example in which a three-phase motor is driven using three sets of the current control type element driving devices of FIG. In FIG. 10, the motor 30 is driven by a three-phase current of U phase, V phase, and W phase. Between the power supply terminal P and the power supply terminal N, current control type transistors 33 and 34 are connected in series to supply current to the U phase. Further, current control transistors 35 and 36 are connected in series between the power supply terminal P and the power supply terminal N, and supply current to the V phase. Further, current control type transistors 37 and 38 are connected in series between the power supply terminal P and the power supply terminal N, and supply current to the W phase.
[0071]
A drive circuit 31 is connected to a control terminal (base) of a current control transistor 33 that constitutes an upper arm that supplies current to the U phase. As the drive circuit 31, for example, the drive circuit 10B described above is used. A drive circuit 32 is connected to a control terminal (base) of a current control type transistor 34 that constitutes a lower arm that supplies current to the U phase. As the drive circuit 32, for example, the drive circuit 10A described above is used.
[0072]
Similarly, for the V phase and the W phase, a drive circuit (not shown) similar to the drive circuit 10B is connected to the control terminals of the current control transistors 35 and 37, respectively. In addition, a drive circuit (not shown) similar to the drive circuit 10A is connected to the control terminals of the current control type transistors 36 and 38, respectively.
[0073]
As described above, according to the fourth embodiment, drive control for a three-phase motor can be performed using three sets of the drive circuits according to the first to third embodiments described above. .
[0074]
-Fifth embodiment-
FIG. 11 is a diagram illustrating an example in which a motor drive device using an H bridge is configured by using two sets of the drive circuit of FIG. In FIG. 11, current control type transistors 41 and 42 are connected in series between the power supply terminal P and the power supply terminal N, and supply current to the terminal L of the motor 40. Further, current control type transistors 43 and 44 are connected in series between the power supply terminal P and the power supply terminal N, and supply current to the terminal R of the motor 40. Here, a circuit that supplies current to the terminal L is referred to as a left leg, and a circuit that supplies current to the terminal R is referred to as a right leg.
[0075]
A switch circuit 45 is connected to the control terminal (base) of the current control type transistor 41 constituting the upper arm of the left leg. The switch circuit 45 is a circuit including the control circuit 22 of the drive circuit 10B described above, the N-type MOS switches 20 and 21, and the diodes 18 and 19. The switch circuit 45 is connected to the secondary winding 49 of the transformer 53.
[0076]
A switch circuit 46 is connected to the control terminal (base) of the current control transistor 42 that constitutes the lower arm of the left leg. The switch circuit 46 is a circuit including the control circuit 22A of the drive circuit 10A, the N-type MOS switches 20A and 21A, and the diodes 18A and 19A. The switch circuit 46 is connected to the secondary winding 50 of the transformer 53.
[0077]
The transformer 53 is a transformer that shares the primary winding 55 with the polarity of the secondary winding 49 for driving the upper arm and the secondary winding 50 for driving the lower arm reversed. A primary circuit 57 is connected to the primary winding 55 of the transformer 53. The primary side circuit 57 is a circuit including the oscillation circuit 11 of the drive circuit 10B, the DC voltage source 12, and the N-type MOS switches 13 to 16 described above.
[0078]
The switch circuit 47 is connected to the control terminal (base) of the current control type transistor 43 constituting the upper arm of the right leg. The switch circuit 47 is a circuit including the control circuit 22 of the drive circuit 10B described above, the N-type MOS switches 20 and 21, and the diodes 18 and 19. The switch circuit 47 is connected to the secondary winding 59 of the transformer 54.
[0079]
A switch circuit 48 is connected to the control terminal (base) of the current control type transistor 44 constituting the lower arm of the right leg. The switch circuit 48 is a circuit including the control circuit 22A of the drive circuit 10A described above, N-type MOS switches 20A and 21A, and diodes 18A and 19A. The switch circuit 48 is connected to the secondary winding 60 of the transformer 54.
[0080]
The transformer 54 is a transformer that shares the primary winding 56 with the polarities of the secondary winding 59 for driving the upper arm and the secondary winding 60 for driving the lower arm reversed. However, the polarity of the secondary winding 59 of the transformer 54 is opposite to the polarity of the secondary winding 49 of the transformer 53 described above. In addition, the polarity of the secondary winding 60 of the transformer 54 is opposite to the polarity of the secondary winding 50 of the transformer 53 described above. The polarity of the primary winding 56 of the transformer 54 is configured to be the same as the polarity of the primary winding 55 of the transformer 53 described above. A primary circuit 58 is connected to the primary winding 56 of the transformer 54. The primary side circuit 58 is a circuit including the oscillation circuit 11, the DC voltage source 12, and the N-type MOS switches 13 to 16 of the drive circuit 10B described above.
[0081]
The operation of the motor driving apparatus using the H bridge in FIG. 11 will be described. When the current control type transistors 41 and 44 are turned on in the forward direction and the current control type transistors 42 and 43 are turned off, a drive current in a direction indicated by A in the figure flows through the motor 40 which is a load. Next, when the current control type transistors 41 and 44 are turned off and all of the current control type transistors 41 to 44 are turned off, the drive current flowing through the motor 40 cannot be stopped suddenly, and the current control type transistors 42 and 43 A reverse current flows in the direction indicated by B in the figure when turned on in the reverse direction.
[0082]
When the current control type transistors 41 and 44 are turned on in such a state, the polarity of the secondary winding 49 of the left leg and the secondary winding 60 of the right leg are configured to be the same. The timings of the positive pulses applied to the transistors 41 and 44 are exactly the same in phase. Thereby, the current control type transistors 41 and 44 are turned on at the same timing.
[0083]
If the timings at which the current control type transistors 41 and 44 are turned on are shifted, the current control type transistors 41 and 43 in the upper arms of the left and right legs are transiently turned on, and the currents in the lower arms of the left and right legs are transiently changed. There is a possibility that the control type transistors 42 and 44 are turned off. In such a case, the terminal L and the terminal R of the motor 40 are short-circuited, the voltage between the two terminals becomes 0, the drive current is distorted, and the motor 40 cannot be accurately controlled. .
[0084]
In addition, the secondary arm 49 of the upper arm and the secondary coil 50 of the lower arm constituting the left leg, and the secondary coil 59 of the upper arm and the secondary coil 60 of the lower arm constituting the right leg. However, when the current control type transistors 41 and 44 are turned on, the current control type transistor 42 is turned on at the same timing as the application timing of the positive pulse for driving the current control type transistor 41. A negative pulse for extracting charge is applied. Similarly, a negative pulse for extracting charge is applied to the current control transistor 43 at the same timing as the application timing of the positive pulse for driving the current control transistor 44.
[0085]
The upper arm secondary winding 49 (59) and the lower arm secondary winding 50 (60) are reversed in polarity, so that the upper arm current control type transistor 41 (43) is driven. And the positive pulse current output from the switch circuit 45 (47) and the positive pulse current output from the switch circuit 46 (48) when the lower arm current control type transistor 42 (44) is driven. The phase of the pulse current is inverted.
[0086]
As described above, according to the fifth embodiment, the following operational effects can be obtained.
(1) In the motor drive device using the H bridge, the current control type transistor 41 constituting the upper arm of the left leg and the current control type transistor 44 constituting the lower arm of the right leg are driven at exactly the same drive timing. . Further, the current control transistor 43 constituting the upper arm of the right leg and the current control transistor 42 constituting the lower arm of the left leg are driven at exactly the same drive timing. As a result, the current control type transistors on the left and right legs are prevented from being simultaneously turned on simultaneously, so that the motor 40 can be accurately controlled with a drive current without distortion.
(2) Since the secondary winding of the upper arm and the secondary winding of the lower arm are configured in opposite polarities in both the left and right legs, one of the current control type transistors of the upper and lower arms is At the same timing as the application timing of the positive pulse current to be driven, a negative pulse current for extracting charge is applied to the other current control type transistor of the upper and lower arms. As a result, as in the third embodiment, a through current between the upper and lower arms can be prevented.
[0087]
The correspondence between each component in the claims and each component in the embodiment of the invention will be described. The emitter terminal is a drive terminal, the drive transistors T1 and T2 are current control transistors, and the base terminal is Switch 23 (built-in diode 270, N-type MOS switch 26 and secondary winding 72) serves as a protection means, drive circuit 10 serves as a pulse current generation means, and control circuit 22 (28) serves as a control means. The circuit 11 and the N-type MOS switches 13 to 16 are AC generating means, the diodes 18 and 19 and the N-type MOS switches 20 and 21 are rectifying means, the N-type MOS switch 13 is a first switch, and the N-type MOS switch 16 Is the second switch, N-type MOS switch 14 is the third switch, N-type MOS switch 15 is the fourth switch, The oscillation circuit 11 serves as a switch control means, the diode 18 (built-in diode 260) serves as the first rectifier element, the diode 19 (built-in diode 270) serves as the second rectifier element, and the N-type MOS switch 20 (N-type MOS switch 26). ) Is the fifth switch, the N-type MOS switch 21 (N-type MOS switch 27) is the sixth switch, the control circuit 22 (control circuit 28) is the second switch control means, and the driving transistor T1 is the second switch. 1 current control transistor, the driving transistor T2 is the second current control transistor, the driving circuits 10 and 10B are the first pulse current generating means, the driving circuit 10A is the second pulse current generating means, The control circuit 22 (28) serves as the first control means, the control circuit 22A (28A) serves as the second control means, the transformer 17B serves as the first transformer, and the transformer 17A serves as the first control means. 2, the oscillation circuit 11 and the N-type MOS switches 13 to 16 are the first AC generation means, the oscillation circuit 11A and the N-type MOS switches 13A to 16A are the second AC generation means, the diodes 18 and 19 and The N-type MOS switches 20 and 21 are the first rectifying means, the diodes 18A and 19A and the N-type MOS switches 20A and 21A are the rectifying means, the secondary winding 72B is the first secondary winding, and the secondary winding. The line 72A is the second secondary winding, the motor 40 is the inductive load, the primary side circuit 57, the transformer 53, and the switch circuit 45 are the first pulse current generating means, the primary side circuit 57, the transformer 53. , And the switch circuit 46 as the second pulse current generating means, and the primary side circuit 58, the transformer 54, and the switch circuit 47 as the third pulse current generating means. The path 58, the transformer 54, and the switch circuit 47 correspond to the fourth pulse current generating means, respectively.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram for explaining a current-controlled element driving apparatus according to a first embodiment.
FIG. 2 is a diagram illustrating the drive circuit of FIG. 1;
FIG. 3 is a timing chart showing the operation timing of the drive circuit of FIG. 2;
FIG. 4 is a timing chart showing the operation timing of the current control type element driving device.
FIG. 5 is a diagram illustrating a drive circuit according to a second embodiment.
FIG. 6 is a timing chart showing the operation timing of the current control element driving device according to the second embodiment.
FIG. 7 is a diagram illustrating a drive circuit according to a third embodiment.
FIG. 8 is a timing chart showing operation timings when drive control of a current control type element drive device is performed using the drive circuit shown in FIG. 7;
FIG. 9 is a diagram showing a transformer having a common primary winding in a state where the polarities of the secondary winding for driving the upper arm and the secondary winding for driving the lower arm are reversed.
FIG. 10 is a diagram showing an example in which a three-phase motor is driven using three sets of current control type element driving devices.
FIG. 11 is a diagram illustrating an example in which a motor drive device using an H bridge is configured by using two sets of drive circuits.
[Explanation of symbols]
10, 10A, 10B ... drive circuit, 11, 11A ... oscillation circuit,
12, 12A ... DC voltage source,
13-16, 13A-16A, 20, 20A, 21, 21A, 26, 26A, 27, 27A ... N-type MOS switch,
17, 17A, 17B, 17C, 53, 54 ... pulse transformer,
18, 18A, 19, 19A ... diode,
22, 22A, 28, 28A ... control circuit, 23, 23A ... switch,
24, 24A, 25, 25A ... output terminal 30, 40 ... motor,
45-48 ... switch circuit,
55, 56, 71, 71A ... primary winding, 57, 58 ... primary circuit,
49, 50, 59, 60, 72, 72A, 72B ... secondary winding,
260, 260A, 270, 270A ... body diode,
T1, T2, 33 to 38, 41 to 44 ... driving transistors,
L1 ... inductive load,

Claims (13)

駆動用端子に接続された誘導性負荷に駆動電流を供給する電流制御型トランジスタを備え、前記電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きと逆方向にオンするように前記誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を前記電流制御型トランジスタの制御端子に供給する保護手段を備えた電流制御型素子用駆動装置において、
前記電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給するパルス電流発生手段と、
前記電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に前記正のパルス状電流を前記制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、前記電流制御型トランジスタが前記逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に前記負のパルス状電流を前記制御端子へ少なくとも１パルス供給するように前記パルス電流発生手段を制御する制御手段とを備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。A current control type transistor for supplying a drive current to an inductive load connected to the drive terminal; In the current control type element driving device including protection means for supplying a current caused by the counter electromotive force to the control terminal of the current control type transistor,
Pulse current generating means for supplying either a positive pulse current or a negative pulse current to the control terminal of the current control transistor;
During the period in which the current control transistor is turned on to drive the inductive load, the positive pulsed current is continuously supplied to the control terminal by two pulses or more, and the current control transistor is turned on in the reverse direction. And a control means for controlling the pulse current generating means so as to supply at least one pulse of the negative pulse current to the control terminal at the time of reverse recovery from the current state. Drive device. 請求項１に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記パルス電流発生手段は、直流電圧源の出力両端をトランスの一次巻線の両端から正負両方向に交互に印加する交流発生手段と、
前記トランスの二次巻線に誘起する正負の電圧を時分割でそれぞれ整流する整流手段とを備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。The current control element driving device according to claim 1,
The pulse current generating means, alternating current generating means for alternately applying both ends of the output of the DC voltage source from both ends of the primary winding of the transformer in both positive and negative directions;
A drive device for a current control type element, comprising: rectifying means for rectifying positive and negative voltages induced in the secondary winding of the transformer in a time-sharing manner. 請求項２に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記交流発生手段は、前記直流電圧源の出力両端を前記トランスの一次巻線の両端から正方向に印加するように接続する第１のスイッチおよび第２のスイッチと、
前記直流電圧源の出力両端を前記トランスの一次巻線の両端から負方向に印加するように接続する第３のスイッチおよび第４のスイッチと、
前記正方向に印加するように接続する時間および前記負方向に印加するように接続する時間の長い方は、他方の時間と前記正方向および負方向のいずれにも接続しない時間との和より短くするように前記第１〜第４のスイッチを開閉制御するスイッチ制御手段とを備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。The current control element driving device according to claim 2,
The AC generating means includes a first switch and a second switch that connect both ends of the output of the DC voltage source so as to be applied in a positive direction from both ends of the primary winding of the transformer;
A third switch and a fourth switch connecting both ends of the output of the DC voltage source so as to be applied in a negative direction from both ends of the primary winding of the transformer;
The longer time to connect to apply in the positive direction and the longer to connect to apply in the negative direction is shorter than the sum of the other time and the time to connect in neither the positive direction nor the negative direction. And a switch control means for controlling the opening and closing of the first to fourth switches. 請求項２または３に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記整流手段は、互いに極性が逆向きになるように直列に接続される第１の整流素子および第２の整流素子と、
前記第１の整流素子および前記第２の整流素子にそれぞれ並列に接続される第５のスイッチおよび第６のスイッチと、
前記電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間と、前記電流制御型トランジスタが前記逆方向にオンしている状態から逆回復する時点とで前記第１の整流素子および前記第２の整流素子による整流方向を切換えるように前記第５のスイッチおよび前記第６のスイッチを開閉制御する第２のスイッチ制御手段とを備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。In the current control type element drive device according to claim 2 or 3,
The rectifying means includes a first rectifying element and a second rectifying element connected in series so that the polarities are opposite to each other;
A fifth switch and a sixth switch respectively connected in parallel to the first rectifying element and the second rectifying element;
The first rectifying element and the current control transistor at a time when the current control transistor is turned on in a direction to drive the inductive load and at a time when the current control transistor is reversely recovered from a state of being turned on in the reverse direction. A current-controlled element driving apparatus comprising: second switch control means for controlling opening and closing of the fifth switch and the sixth switch so as to switch a rectification direction by the second rectifier element. 請求項２または３に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記整流手段は、直列に接続される第１の整流素子および第５のスイッチと、直列に接続される第２の整流素子および第６のスイッチとを前記第１の整流素子および前記第２の整流素子の極性が逆向きになるように並列に接続し、
前記電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間と、前記電流制御型トランジスタが前記逆方向にオンしている状態から逆回復する時点とで前記第１の整流素子および前記第２の整流素子による整流方向を切換えるように前記第５のスイッチおよび前記第６のスイッチを開閉制御する第２のスイッチ制御手段を備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。In the current control type element drive device according to claim 2 or 3,
The rectifying means includes a first rectifying element and a fifth switch connected in series, a second rectifying element and a sixth switch connected in series, and the first rectifying element and the second switch. Connect in parallel so that the polarity of the rectifying element is reversed,
The first rectifier element and the current control transistor at a time when the current control transistor is turned on in the direction of driving the inductive load and at a time when the current control transistor is reversely recovered from a state of being turned on in the reverse direction. A drive device for a current control type element, comprising: second switch control means for controlling opening and closing of the fifth switch and the sixth switch so as to switch a rectification direction by the second rectification element. 誘導性負荷に対して上アーム側に位置して第１の方向に駆動電流を供給するとともに、前記誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第１の電流制御型トランジスタと、
前記第１の電流制御型トランジスタと直列に接続され、前記誘導性負荷に対して下アーム側に位置して前記第１の方向と異なる第２の方向に駆動電流を供給するとともに、前記誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第２の電流制御型トランジスタと、
前記第１の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給する第１のパルス電流発生手段と、
前記第１の電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に前記正のパルス状電流を前記第１の電流制御型トランジスタの制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、前記第１の電流制御型トランジスタが前記逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に前記負のパルス状電流を前記第１の電流制御型トランジスタの制御端子へ少なくとも１パルス供給するように前記第１のパルス電流発生手段を制御する第１の制御手段と、
前記第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流および負のパルス状電流のいずれか一方を供給する第２のパルス電流発生手段と、
前記第２の電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に前記正のパルス状電流を前記第２の電流制御型トランジスタの制御端子へ連続的に２パルス以上供給し、前記第２の電流制御型トランジスタが前記逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に前記負のパルス状電流を前記第２の電流制御型トランジスタの制御端子へ少なくとも１パルス供給するように前記第２のパルス電流発生手段を制御する第２の制御手段とを備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。A first current-controlled transistor that is positioned on the upper arm side with respect to the inductive load and supplies a drive current in a first direction, and that causes a current caused by the counter electromotive force generated from the inductive load to flow in the reverse direction;
The inductive load is connected in series with the first current control type transistor, is located on the lower arm side with respect to the inductive load, supplies a drive current in a second direction different from the first direction, and the inductive A second current control type transistor for flowing a current caused by a counter electromotive force generated from a load in a reverse direction;
First pulse current generating means for supplying either a positive pulse current or a negative pulse current to a control terminal of the first current control transistor;
Continuously supplying two or more pulses of the positive pulsed current to the control terminal of the first current control type transistor during a period in which the first current control type transistor is turned on in the direction of driving the inductive load; At least one pulse of the negative pulsed current is supplied to the control terminal of the first current control type transistor when the first current control type transistor reversely recovers from the reverse-on state. First control means for controlling the first pulse current generating means;
Second pulse current generating means for supplying either a positive pulse current or a negative pulse current to the control terminal of the second current control type transistor;
Continuously supplying two or more pulses of the positive pulse current to the control terminal of the second current control type transistor during a period in which the second current control type transistor is turned on in the direction of driving the inductive load; At least one pulse of the negative pulsed current is supplied to the control terminal of the second current control transistor when the second current control transistor reversely recovers from the reverse-on state. And a second control means for controlling the second pulse current generating means. 請求項６に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記第１のパルス電流発生手段および前記第２のパルス電流発生手段は、直流電圧源の出力両端をトランスの一次巻線の両端から正負両方向に交互に印加する交流発生手段と、前記トランスの二次巻線に誘起する正負の電圧を時分割で整流する整流手段とをそれぞれ備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。The current control type element driving device according to claim 6,
The first pulse current generating means and the second pulse current generating means include alternating current generating means for alternately applying both ends of the output of the DC voltage source from both ends of the primary winding of the transformer in both positive and negative directions, and two transformers. And a rectifying means for rectifying positive and negative voltages induced in the next winding in a time-sharing manner. 請求項７に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記第１の制御手段および第２の制御手段は、一方の前記電流制御型トランジスタのオン／オフ状態により他方の前記電流制御型トランジスタの前記制御端子に供給する前記パルス状電流の正負を切換えるようにそれぞれの前記整流手段を制御することを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。In the current control type element driving device according to claim 7,
The first control means and the second control means switch between positive and negative of the pulsed current supplied to the control terminal of the other current control type transistor according to the on / off state of one of the current control type transistors. And controlling each of the rectifying means. 誘導性負荷に対して上アーム側に位置して第１の方向に駆動電流を供給するとともに、前記誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第１の電流制御型トランジスタと、
前記第１の電流制御型トランジスタと直列に接続され、前記誘導性負荷に対して下アーム側に位置して前記第１の方向と異なる第２の方向に駆動電流を供給するとともに、前記誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第２の電流制御型トランジスタと、
前記第１の電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に前記第１の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流を供給する第１のパルス電流発生手段と、
前記第２の電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に前記第２の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流を供給する第２のパルス電流発生手段とを備え、
前記第１のパルス電流発生手段および前記第２のパルス電流発生手段は、互いの位相が反転するパルス状電流を前記第１の電流制御型トランジスタおよび前記第２の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給するように同期されることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。A first current-controlled transistor that is positioned on the upper arm side with respect to the inductive load and supplies a drive current in a first direction, and that causes a current caused by the counter electromotive force generated from the inductive load to flow in the reverse direction;
The inductive load is connected in series with the first current control type transistor, is located on the lower arm side with respect to the inductive load, supplies a drive current in a second direction different from the first direction, and the inductive A second current control type transistor for flowing a current caused by a counter electromotive force generated from a load in a reverse direction;
First pulse current generation means for supplying a positive pulsed current to a control terminal of the first current control type transistor during a period in which the first current control type transistor is turned on in a direction to drive the inductive load; ,
Second pulse current generating means for supplying a positive pulsed current to a control terminal of the second current control transistor during a period in which the second current control transistor is turned on in a direction to drive the inductive load; With
The first pulse current generating means and the second pulse current generating means supply pulsed currents whose phases are reversed to the first current control transistor and the second current control transistor, respectively. The current control type element driving device is characterized by being synchronized as described above. 請求項９に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記第１のパルス電流発生手段は、前記第１の電流制御型トランジスタが前記逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を前記第１の電流制御型トランジスタの制御端子にさらに供給し、
前記第２のパルス電流発生手段は、前記第２の電流制御型トランジスタが前記逆方向にオンしている状態から逆回復する時点に負のパルス状電流を前記第２の電流制御型トランジスタの制御端子にさらに供給し、
前記第１のパルス電流発生手段および前記第２のパルス電流発生手段は、前記第１のパルス電流発生手段による正のパルス状電流および前記第２のパルス電流発生手段による負のパルス状電流の位相が一致し、前記第１のパルス電流発生手段による負のパルス状電流および前記第２のパルス電流発生手段による正のパルス状電流の位相が一致するパルス状電流を、前記第１の電流制御型トランジスタおよび前記第２の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給することを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。The current control type element driving device according to claim 9,
The first pulse current generating means controls the first current control type transistor to generate a negative pulsed current when the first current control type transistor reversely recovers from the reverse-on state. Supply further to the terminals,
The second pulse current generation means controls the second current control type transistor to generate a negative pulse current when the second current control type transistor reversely recovers from the reverse-on state. Supply further to the terminals,
The first pulse current generating means and the second pulse current generating means are arranged such that phases of a positive pulse current generated by the first pulse current generating means and a negative pulse current generated by the second pulse current generating means are , And a pulsed current in which the phase of the negative pulsed current generated by the first pulsed current generating unit and the phase of the positive pulsed current generated by the second pulsed current generating unit match each other is expressed as the first current control type A drive device for a current control type element, wherein the drive device supplies the transistor and the second current control type transistor, respectively. 請求項１０に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記第１のパルス電流発生手段は、第１のトランスと、直流電圧源の出力両端を前記第１のトランスの一次巻線の両端から正負両方向に交互に印加する第１の交流発生手段と、前記第１のトランスの二次巻線に誘起する正負の電圧を時分割で整流する第１の整流手段とを備え、
前記第２のパルス電流発生手段は、第２のトランスと、直流電圧源の出力両端を前記第２のトランスの一次巻線の両端から正負両方向に交互に印加する第２の交流発生手段と、前記第２のトランスの二次巻線に誘起する正負の電圧を時分割で整流する第２の整流手段とを備え、
前記第１のトランスの二次巻線に誘起される電圧の位相および前記第２のトランスの二次巻線に誘起される電圧の位相は、反転していることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。The current control element driving device according to claim 10,
The first pulse current generation means includes a first transformer and first AC generation means for alternately applying both ends of the output of the DC voltage source from both ends of the primary winding of the first transformer in both positive and negative directions; First rectifying means for rectifying positive and negative voltages induced in the secondary winding of the first transformer in a time-sharing manner;
The second pulse current generating means includes a second transformer and second AC generating means for alternately applying both ends of the output of the DC voltage source from both ends of the primary winding of the second transformer in both positive and negative directions; Second rectifying means for rectifying positive and negative voltages induced in the secondary winding of the second transformer in a time-sharing manner,
The current control type element characterized in that the phase of the voltage induced in the secondary winding of the first transformer and the phase of the voltage induced in the secondary winding of the second transformer are inverted. Drive device. 請求項１１に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記第１のトランスおよび前記第２のトランスは１つのトランスで構成され、このトランスは、
共用される一次巻線と、正負の電圧を誘起する第１の二次巻線と、前記第１の二次巻線によって誘起される正負の電圧と位相が反転する正負の電圧を誘起する第２の二次巻線とを備えることを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。The current control element driving device according to claim 11,
The first transformer and the second transformer are composed of one transformer,
A primary winding that is shared, a first secondary winding that induces a positive and negative voltage, and a positive and negative voltage that is phase-inverted with a positive and negative voltage induced by the first secondary winding. A current control element driving device comprising: 2 secondary windings. 請求項９に記載の電流制御型素子用駆動装置において、
前記誘導性負荷に対して上アーム側に位置して前記第２の方向に駆動電流を供給するとともに、前記誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第３の電流制御型トランジスタと、
前記第３の電流制御型トランジスタと直列に接続され、前記誘導性負荷に対して下アーム側に位置して前記第１の方向駆動電流を供給するとともに、前記誘導性負荷から生じる逆起電力による電流を逆方向に流す第４の電流制御型トランジスタと、
前記第３の電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に前記第３の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流を供給する第３のパルス電流発生手段と、
前記第４の電流制御型トランジスタが前記誘導性負荷を駆動する向きにオンする期間に前記第４の電流制御型トランジスタの制御端子に正のパルス状電流を供給する第４のパルス電流発生手段とをさらに備え、
前記第１のパルス電流発生手段〜前記第４のパルス電流発生手段は、(1)前記第１のパルス電流発生手段による正のパルス状電流および前記第２のパルス電流発生手段による正のパルス状電流の位相が反転し、(2)前記第１のパルス電流発生手段による正のパルス状電流および前記第４のパルス電流発生手段による正のパルス状電流の位相が一致し、(3)前記第３のパルス電流発生手段による正のパルス状電流および前記第４のパルス電流発生手段による正のパルス状電流の位相が反転し、(4)前記第３のパルス電流発生手段による正のパルス状電流および前記第２のパルス電流発生手段による正のパルス状電流の位相が一致するパルス状電流を、前記第１の電流制御型トランジスタ〜第４の電流制御型トランジスタにそれぞれ供給することを特徴とする電流制御型素子用駆動装置。The current control type element driving device according to claim 9,
A third current control type transistor which is located on the upper arm side with respect to the inductive load and supplies a drive current in the second direction and flows a current caused by a counter electromotive force generated from the inductive load in the reverse direction When,
Connected in series with the third current control type transistor, located on the lower arm side with respect to the inductive load to supply the first direction driving current, and by the back electromotive force generated from the inductive load A fourth current control type transistor for passing a current in the reverse direction;
Third pulse current generating means for supplying a positive pulsed current to a control terminal of the third current control type transistor during a period in which the third current control type transistor is turned on in a direction to drive the inductive load; ,
Fourth pulse current generating means for supplying a positive pulsed current to the control terminal of the fourth current control transistor during a period in which the fourth current control transistor is turned on in the direction of driving the inductive load; Further comprising
The first pulse current generating means to the fourth pulse current generating means are: (1) positive pulse current generated by the first pulse current generating means and positive pulse current generated by the second pulse current generating means. The phase of the current is reversed, (2) the phase of the positive pulsed current generated by the first pulse current generating means and the phase of the positive pulsed current generated by the fourth pulse current generating means match, and (3) And the phase of the positive pulse current generated by the third pulse current generator and the phase of the positive pulse current generated by the fourth pulse current generator are reversed, and (4) the positive pulse current generated by the third pulse current generator And a pulsed current in which the phase of the positive pulsed current generated by the second pulse current generating means coincides is supplied to each of the first current control transistor to the fourth current control transistor. That the current-controlled element driving device.
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