JP6493033B2 - Power conversion device and power conversion system - Google Patents
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Description
本発明は、インバータやコンバータ等の電力変換装置及び電力変換システムに関する。 The present invention relates to a power conversion device and a power conversion system such as an inverter and a converter.
電力変換装置において、スイッチング素子のスイッチング速度の高速化に伴い、スイッチング素子のターンオフ時に回路中の寄生インダクタンスと半導体素子の寄生キャパシタンスの共振によりリンギングが発生しやすくなる。このため、ノイズの増加や過電圧の原因になっていた。 In the power conversion device, as the switching speed of the switching element increases, ringing tends to occur due to resonance between the parasitic inductance in the circuit and the parasitic capacitance of the semiconductor element when the switching element is turned off. For this reason, it has increased noise and caused overvoltage.
リンギングを低減する方法として知られているＣＲスナバは、リンギングのエネルギーを抵抗によって損失に変換することで、電圧振動成分を減らす。しかし、リンギングのエネルギーを損失に変換することから電力変換装置の効率向上の妨げになっていた。 A CR snubber known as a method for reducing ringing reduces the voltage oscillation component by converting the energy of ringing into a loss by resistance. However, since the ringing energy is converted into loss, it has been an obstacle to improving the efficiency of the power converter.
非特許文献１は、サージのエネルギーを、抵抗で消費させるのではなく、半導体スイッチのゲート駆動回路の電源に回生して利用する方法を開示している。
Non-Patent
しかしながら、非特許文献１に開示されたサージのエネルギーを回生する方法は、半導体スイッチのターンオフ時に発生する電圧振動の最初のパルスであるサージと、それに続く振動であるリンギングのうち、サージしか回収できなかった。このため、リンギングの収束に時間がかかってしまう。
However, the method for regenerating the energy of surge disclosed in Non-Patent
本発明の課題は、スイッチング素子のサージエネルギー及びリンギングエネルギーを駆動回路に回生することによって効率の悪化を抑えつつ、リンギングの収束を早める電力変換装置及び電力変換システムを提供する。 An object of the present invention is to provide a power conversion device and a power conversion system that speed up convergence of ringing while suppressing deterioration of efficiency by regenerating the surge energy and ringing energy of a switching element in a drive circuit.
上記課題を解決するために、電力変換装置において、駆動回路は、半導体スイッチを駆動する。半導体スイッチには並列にトランスの１次巻線とスナバコンデンサとの直列回路が接続される。トランスの２次巻線に接続された整流回路は、２次巻線の電圧を整流して直流出力を駆動回路に供給する。半導体スイッチは、複数のトランジスタが直列に接続された第１直列回路から構成され、この第１直列回路のうちの一部のトランジスタを駆動する駆動回路が絶縁電源を有し、第１直列回路のうちの一部のトランジスタを除く残りのトランジスタを駆動する駆動回路が絶縁電源を有しない。
In order to solve the above problem, in the power conversion device, the drive circuit drives the semiconductor switch. A series circuit of a primary winding of a transformer and a snubber capacitor is connected in parallel to the semiconductor switch. A rectifier circuit connected to the secondary winding of the transformer rectifies the voltage of the secondary winding and supplies a DC output to the drive circuit. The semiconductor switch is composed of a first series circuit in which a plurality of transistors are connected in series, and a drive circuit that drives some of the first series circuits has an insulated power source. A drive circuit that drives the remaining transistors except some of them does not have an insulated power supply.
本発明によれば、トランスの１次巻線とスナバコンデンサとの直列回路が半導体スイッチに並列接続されているので、半導体スイッチに発生するリンギングの電圧振動成分による電流をトランスの１次巻線に流すことができる。トランスの１次巻線に流れた電流は、トランスの２次巻線に反映されて２次側の電流として流れ、整流回路によって整流され、駆動回路の電源として使うことができる。このため、リンギングのエネルギーを回生することができる。これによって、リンギング抑制に伴う効率の悪化を抑えつつ、リンギングの収束を早めることができる。 According to the present invention, since the series circuit of the primary winding of the transformer and the snubber capacitor is connected in parallel to the semiconductor switch, the current due to the voltage oscillation component of the ringing generated in the semiconductor switch is supplied to the primary winding of the transformer. It can flow. The current flowing in the primary winding of the transformer is reflected in the secondary winding of the transformer and flows as a secondary current, rectified by the rectifier circuit, and can be used as a power source for the drive circuit. For this reason, the energy of ringing can be regenerated. Thereby, the convergence of the ringing can be accelerated while suppressing the deterioration of the efficiency due to the ringing suppression.
以下、本発明の実施の形態に係る電力変換装置及び電力変換システムについて、図面を参照しながら詳細に説明する。 Hereinafter, a power conversion device and a power conversion system according to embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
（実施例１）
図１は、本発明の実施例１に係る電力変換装置の構成を示す図である。図１に示すように、実施例１に係る電力変換装置は、半導体スイッチＳＷ０１、駆動回路ＧＤ０１、トランスＳＴ１、スナバコンデンサＳＣ１、整流回路ＢＤ１、平滑コンデンサＳＣ２を備える。
Example 1
FIG. 1 is a diagram illustrating the configuration of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the power conversion apparatus according to the first embodiment includes a semiconductor switch SW01, a drive circuit GD01, a transformer ST1, a snubber capacitor SC1, a rectifier circuit BD1, and a smoothing capacitor SC2.
半導体スイッチＳＷ０１は、ＭＯＳＦＥＴからなり、半導体スイッチＳＷ０１のドレイン端子Ｄ１（主電流端子）とソース端子ＳＭ１（主電流端子）に回生スナバＲＳ０１が接続されている。回生スナバＲＳ０１は以下のように構成される。トランスＳＴ１の１次側巻線ＳＴ１１とスナバコンデンサＳＣ１との直列回路が、半導体スイッチＳＷ０１のドレイン端子Ｄ１に繋がる配線とソース端子ＳＭ１に繋がる配線とに接続されている。 The semiconductor switch SW01 is made of a MOSFET, and a regenerative snubber RS01 is connected to the drain terminal D1 (main current terminal) and the source terminal SM1 (main current terminal) of the semiconductor switch SW01. Regenerative snubber RS01 is configured as follows. A series circuit of the primary side winding ST11 of the transformer ST1 and the snubber capacitor SC1 is connected to a wiring connected to the drain terminal D1 of the semiconductor switch SW01 and a wiring connected to the source terminal SM1.
トランスＳＴ１の２次側巻線ＳＴ１２は、整流回路ＢＤ１の交流入力端子に接続され、整流回路ＢＤ１の直流出力端子は、回生エネルギー保持用コンデンサＳＣ２に接続されている。整流回路ＢＤ１は、例えば、ダイオードＤｉ１〜ダイオードＤｉ４による全波整流回路によって構成される。 The secondary winding ST12 of the transformer ST1 is connected to the AC input terminal of the rectifier circuit BD1, and the DC output terminal of the rectifier circuit BD1 is connected to the regenerative energy holding capacitor SC2. The rectifier circuit BD1 is configured by, for example, a full-wave rectifier circuit including diodes Di1 to Di4.
整流回路ＢＤ１の直流出力端子の正電位の端子は、駆動回路ＧＤ０１の正電位の電源端子ＧＴ１に接続され、整流回路ＢＤ１の直流出力端子の負電位の端子は、駆動回路ＧＤ０１の負電位の電源端子ＧＴ２に接続されている。 The positive potential terminal of the DC output terminal of the rectifier circuit BD1 is connected to the positive potential power supply terminal GT1 of the drive circuit GD01, and the negative potential terminal of the DC output terminal of the rectifier circuit BD1 is the negative potential power source of the drive circuit GD01. It is connected to the terminal GT2.
なお、実施例１においては、駆動回路ＧＤ０１の負電位の電源端子ＧＴ２は、駆動回路ＧＤ０１の内部において、駆動回路ＧＤ０１の出力端子の基準電位端子ＧＴ４と接続されている。駆動回路ＧＤ０１の出力端子の信号端子ＧＴ３は、半導体スイッチＳＷ０１の制御端子Ｇ１に接続され、駆動回路ＧＤ０１の出力端子の基準電位端子ＧＴ４は、半導体スイッチＳＷ０１の制御端子Ｇ１の基準電位端子に接続されている。駆動回路ＧＤ０１は、半導体スイッチＳＷ０１の制御端子に制御信号を印加することにより半導体スイッチＳＷ０１をオンオフ駆動する。 In the first embodiment, the negative potential power supply terminal GT2 of the drive circuit GD01 is connected to the reference potential terminal GT4 of the output terminal of the drive circuit GD01 inside the drive circuit GD01. The signal terminal GT3 of the output terminal of the drive circuit GD01 is connected to the control terminal G1 of the semiconductor switch SW01, and the reference potential terminal GT4 of the output terminal of the drive circuit GD01 is connected to the reference potential terminal of the control terminal G1 of the semiconductor switch SW01. ing. The drive circuit GD01 drives the semiconductor switch SW01 on and off by applying a control signal to the control terminal of the semiconductor switch SW01.
図２は、本発明の実施例１に係る電力変換装置を３相インバータに適用した電力変換システムの構成を示す図である。図２において、直流電源Ｖ０１には平滑コンデンサＢＣ０１が接続され、平滑コンデンサＢＣ０１の両端にはＰ側バスバーＢＰ０１とＮ側バスバーＢＮ０１が接続されている。それらのバスバーの間には半導体スイッチＳＷ０１と半導体スイッチＳＷ０２の直列回路が接続されている。 FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a power conversion system in which the power conversion device according to the first embodiment of the present invention is applied to a three-phase inverter. In FIG. 2, a smoothing capacitor BC01 is connected to the DC power source V01, and a P-side bus bar BP01 and an N-side bus bar BN01 are connected to both ends of the smoothing capacitor BC01. Between these bus bars, a series circuit of a semiconductor switch SW01 and a semiconductor switch SW02 is connected.
半導体スイッチＳＷ０１と半導体スイッチＳＷ０２との直列回路の接続点は、出力用バスバーＢＵ０１に接続され、出力用バスバーＢＵ０１は、モーターＭ０１に接続されている。同様に、半導体スイッチＳＷ０３と半導体スイッチＳＷ０４との直列回路がＰ側バスバーＢＰ０１とＮ側バスバーＢＮ０１の間に接続されている。半導体スイッチＳＷ０５と半導体スイッチＳＷ０６との直列回路がＰ側バスバーＢＰ０１とＮ側バスバーＢＮ０１の間に接続されている。それぞれの直列回路の出力端子が出力用バスバーＢＵ０２，ＢＵ０３を介してモーターＭ０１に接続されている。 The connection point of the series circuit of the semiconductor switch SW01 and the semiconductor switch SW02 is connected to the output bus bar BU01, and the output bus bar BU01 is connected to the motor M01. Similarly, a series circuit of the semiconductor switch SW03 and the semiconductor switch SW04 is connected between the P-side bus bar BP01 and the N-side bus bar BN01. A series circuit of the semiconductor switch SW05 and the semiconductor switch SW06 is connected between the P-side bus bar BP01 and the N-side bus bar BN01. The output terminals of the respective series circuits are connected to the motor M01 via output bus bars BU02 and BU03.
半導体スイッチＳＷ０１〜ＳＷ０６に対応して、駆動回路ＧＤ０１〜ＧＤ０６、回生スナバＲＳ０１〜ＲＳ０６が設けられている。半導体スイッチＳＷ０１〜ＳＷ０２、駆動回路ＧＤ０１〜ＧＤ０２、回生スナバＲＳ０１〜ＲＳ０２は、Ｕ相用である。半導体スイッチＳＷ０３〜ＳＷ０４、駆動回路ＧＤ０３〜ＧＤ０４、回生スナバＲＳ０３〜ＲＳ０４は、Ｖ相用である。半導体スイッチＳＷ０５〜ＳＷ０６、駆動回路ＧＤ０５〜ＧＤ０６、回生スナバＲＳ０５〜ＲＳ０６は、Ｗ相用である。半導体スイッチＳＷ０１〜ＳＷ０６、駆動回路ＧＤ０１〜ＧＤ０６及び回生スナバＲＳ０１〜ＲＳ０６は、直流電源Ｖ０１の直流電圧を交流電圧に変換して交流電圧によりモータＭ０１を駆動させる。 Corresponding to the semiconductor switches SW01 to SW06, drive circuits GD01 to GD06 and regenerative snubbers RS01 to RS06 are provided. Semiconductor switches SW01 to SW02, drive circuits GD01 to GD02, and regeneration snubbers RS01 to RS02 are for the U phase. Semiconductor switches SW03 to SW04, drive circuits GD03 to GD04, and regenerative snubbers RS03 to RS04 are for the V phase. Semiconductor switches SW05 to SW06, drive circuits GD05 to GD06, and regeneration snubbers RS05 to RS06 are for the W phase. The semiconductor switches SW01 to SW06, the drive circuits GD01 to GD06, and the regenerative snubbers RS01 to RS06 convert the DC voltage of the DC power source V01 into an AC voltage and drive the motor M01 with the AC voltage.
次に、実施例１に係る電力変換装置の動作について、図１〜図３を用いて説明する。図３（Ａ）は本発明を適用しない場合の、半導体スイッチＳＷ０１をターンオフした時のドレイン端子Ｄ１とソース端子ＳＭ１との間の電圧波形である。 Next, operation | movement of the power converter device which concerns on Example 1 is demonstrated using FIGS. 1-3. FIG. 3A shows a voltage waveform between the drain terminal D1 and the source terminal SM1 when the semiconductor switch SW01 is turned off when the present invention is not applied.
半導体スイッチＳＷ０１をターンオフした後、電圧が上昇して電源電圧に達するが、バスバー等の寄生インダクタンスにより、サージ電圧が発生する。サージ電圧を起点としてバスバー等の寄生インダクタンスと、半導体スイッチＳＷ０１のオフ時のドレイン−ソース間容量の共振により、振動が残る。振動のエネルギーは、バスバー等の寄生抵抗によって消費され、やがて収束する。 After the semiconductor switch SW01 is turned off, the voltage rises to reach the power supply voltage, but a surge voltage is generated due to parasitic inductance such as a bus bar. From the surge voltage as a starting point, vibration remains due to parasitic inductance of the bus bar and the resonance of the drain-source capacitance when the semiconductor switch SW01 is off. The energy of vibration is consumed by parasitic resistance such as a bus bar, and eventually converges.
しかし、一般的にバスバー等の寄生抵抗は、できる限り小さく設計されるため、振動の収束に時間がかかってしまう。図３（Ｂ）は本発明を適用した場合の、半導体スイッチＳＷ０１をターンオフした時のドレイン端子Ｄ１とソース端子ＳＭ１との間の電圧波形のうち、電源電圧付近の部分を拡大した図である。本発明を適用すると、リンギングの収束時間を大幅に低減することができる。その理由を以下に説明する。 However, since parasitic resistance such as a bus bar is generally designed as small as possible, it takes time to converge vibration. FIG. 3B is an enlarged view of a portion near the power supply voltage in the voltage waveform between the drain terminal D1 and the source terminal SM1 when the semiconductor switch SW01 is turned off when the present invention is applied. When the present invention is applied, the ringing convergence time can be significantly reduced. The reason will be described below.
半導体スイッチＳＷ０１のターンオフ時にドレイン端子Ｄ１とソース端子ＳＭ１との間に電圧振動が発生する。すると、半導体スイッチＳＷ０１に並列接続されている、スナバコンデンサＳＣ１とトランスＳＴ１の１次巻線ＳＴ１１との直列回路に図３（Ｂ）に示す電圧振動が印加される。１次巻線ＳＴ１１には、図３（Ｂ）に示す電圧振動をスナバコンデンサＳＣ１で微分した電流が流れるため、その波形は図３（Ｃ）のようになる。この電流はトランスＳＴ１の磁気回路を通じて２次巻線ＳＴ１２に反映され、２次巻線ＳＴ１２に接続された整流回路ＢＤ１によって整流され、図３（Ｄ）のような波形の電流になる。 Voltage oscillation occurs between the drain terminal D1 and the source terminal SM1 when the semiconductor switch SW01 is turned off. Then, the voltage oscillation shown in FIG. 3B is applied to a series circuit of the snubber capacitor SC1 and the primary winding ST11 of the transformer ST1, which are connected in parallel to the semiconductor switch SW01. Since the current obtained by differentiating the voltage oscillation shown in FIG. 3B by the snubber capacitor SC1 flows through the primary winding ST11, the waveform thereof is as shown in FIG. 3C. This current is reflected in the secondary winding ST12 through the magnetic circuit of the transformer ST1, rectified by the rectifier circuit BD1 connected to the secondary winding ST12, and becomes a current having a waveform as shown in FIG.
この電流は、回生エネルギー保持用コンデンサＳＣ２に充電され、駆動回路ＧＤ０１の電源として使われる。ここで、図３（Ｃ）に示したトランスＳＴ１の１次巻線の電流波形のうち、最初の上に凸の振動ＲＥ０１はサージに対応する部分であり、これによって回生エネルギー保持用コンデンサＳＣ２が充電される。 This current is charged in the regenerative energy holding capacitor SC2 and used as a power source for the drive circuit GD01. Here, in the current waveform of the primary winding of the transformer ST1 shown in FIG. 3C, the first upwardly projecting vibration RE01 is a portion corresponding to the surge, whereby the regenerative energy holding capacitor SC2 is Charged.
このことは、半導体スイッチＳＷ０１のサージのエネルギーが回生エネルギー保持用コンデンサＳＣ２に充電されることを意味し、その分だけ半導体スイッチＳＷ０１のサージエネルギーが減るため、サージを低減することができる。 This means that the energy of the surge of the semiconductor switch SW01 is charged in the regenerative energy holding capacitor SC2, and the surge energy of the semiconductor switch SW01 is reduced by that amount, so that the surge can be reduced.
振動ＲＥ０１に続く下に凸の振動ＲＥ０２は、リンギングに対応する部分である。この部分もトランスＳＴ１の磁気回路を通じて２次巻線ＳＴ１２に反映され、それに接続された整流回路ＢＤ１によって整流され、回生エネルギー保持用コンデンサＳＣ２に充電される。 A downwardly convex vibration RE02 following the vibration RE01 is a portion corresponding to ringing. This portion is also reflected in the secondary winding ST12 through the magnetic circuit of the transformer ST1, rectified by the rectifier circuit BD1 connected thereto, and charged to the regenerative energy holding capacitor SC2.
このことは、サージの場合と同様に、半導体スイッチＳＷ０１のリンギングのエネルギーが回生エネルギー保持用コンデンサＳＣ２に充電されることを意味し、その分だけ半導体スイッチＳＷ０１のリンギングのエネルギーを減らすことができる。従って、図３（Ｂ）に示す電圧の波高値を減らすことができる。この現象は図３（Ｃ）に示す、振動ＲＥ０２に続く上に凸の振動ＲＥ０３でも続いていき、それによってリンギングの収束を早めることができる。 This means that the ringing energy of the semiconductor switch SW01 is charged in the regenerative energy holding capacitor SC2 as in the case of the surge, and the ringing energy of the semiconductor switch SW01 can be reduced accordingly. Therefore, the peak value of the voltage shown in FIG. 3B can be reduced. This phenomenon continues with the upward vibration RE03 following the vibration RE02 shown in FIG. 3C, whereby the convergence of the ringing can be accelerated.
なお、図３（Ｃ）で示した上に凸の振動ＲＥ０１は、電力変換回路の電源投入時にも発生する。このため、回生スナバＲＳ０１にて振動のエネルギーを回収することができ、電源投入時から動作することができる。 Note that the upward convex vibration RE01 shown in FIG. 3C also occurs when the power conversion circuit is powered on. For this reason, the energy of vibration can be recovered by the regenerative snubber RS01, and the operation can be performed from the time of power-on.
次に、リンギングエネルギーの回生による電力回収のタイミングとゲート駆動による電力消費のタイミングの関係について図４を用いて説明する。図４（Ａ）に半導体スイッチＳＷ０１のゲート信号を示す。 Next, the relationship between the power recovery timing due to ringing energy regeneration and the power consumption timing due to gate drive will be described with reference to FIG. FIG. 4A shows a gate signal of the semiconductor switch SW01.
時刻Ｔ１において、ゲート信号がオフになり、図４（Ｂ）に示すように、半導体スイッチがターンオフしてリンギングが発生する。発生したリンギングは図４（Ｃ）に示すように回生電流により回生されて、回生エネルギー保持用コンデンサＳＣ２を充電する。 At time T1, the gate signal is turned off, and as shown in FIG. 4B, the semiconductor switch is turned off and ringing occurs. The generated ringing is regenerated by a regenerative current as shown in FIG. 4C to charge the regenerative energy holding capacitor SC2.
次に、時刻Ｔ２において、ゲート信号がオンになり、図４（Ｄ）に示すように、駆動回路ＧＤ０１からゲート駆動電流が消費される。このように、実施例１においては、エネルギーの回生と消費が１対になっている。このため、駆動周波数が高く、大きなゲート駆動電力を必要とするコンバータ等に適用した場合においても、ゲート駆動電力が不足することがない。 Next, at time T2, the gate signal is turned on, and the gate drive current is consumed from the drive circuit GD01 as shown in FIG. Thus, in Example 1, energy regeneration and consumption are paired. For this reason, even when applied to a converter having a high driving frequency and requiring large gate driving power, the gate driving power does not become insufficient.
実施例１によれば、トランスＳＴ１の１次巻線ＳＴ１１とスナバコンデンサＳＣ１の直列回路が半導体スイッチＳＷ０１に並列接続されている。このため、半導体スイッチＳＷ０１に発生するリンギングの電圧振動成分による電流をトランスＳＴ１の１次巻線ＳＴ１１に流すことができる。トランスＳＴ１の１次巻線ＳＴ１１に流れた電流は、トランスＳＴ１の２次巻線ＳＴ１２に反映されて２次側の電流として流れ、整流回路ＢＤ２によって整流され、駆動回路ＧＤ０１の電源として使うことができる。このため、リンギングのエネルギーを回生することができる。これによって、リンギング抑制に伴う効率の悪化を抑えつつ、リンギングの収束を早めることができる。 According to the first embodiment, the series circuit of the primary winding ST11 of the transformer ST1 and the snubber capacitor SC1 is connected in parallel to the semiconductor switch SW01. For this reason, the current due to the voltage oscillation component of the ringing generated in the semiconductor switch SW01 can be supplied to the primary winding ST11 of the transformer ST1. The current flowing through the primary winding ST11 of the transformer ST1 is reflected as the secondary winding ST12 of the transformer ST1, flows as a secondary current, rectified by the rectifier circuit BD2, and used as a power source for the drive circuit GD01. it can. For this reason, the energy of ringing can be regenerated. Thereby, the convergence of the ringing can be accelerated while suppressing the deterioration of the efficiency due to the ringing suppression.
また、半導体スイッチＳＷ０１の制御端子Ｇ１と主電流端子Ｄ１が分離している。これによって、主電流端子Ｄ１に接続したトランスＳＴ１の１次巻線ＳＴ１１とスナバコンデンサＳＣ１の直列回路に流れる電圧振動による振動電流が、制御端子Ｇ１に接続した駆動回路ＧＤ０１の制御回路に影響することがなくなる。従って、安定して半導体スイッチＳＷ０１の制御端子Ｇ１を駆動できるようになる。 Further, the control terminal G1 and the main current terminal D1 of the semiconductor switch SW01 are separated. As a result, the oscillating current caused by the voltage oscillation flowing in the series circuit of the primary winding ST11 of the transformer ST1 connected to the main current terminal D1 and the snubber capacitor SC1 affects the control circuit of the drive circuit GD01 connected to the control terminal G1. Disappears. Therefore, the control terminal G1 of the semiconductor switch SW01 can be driven stably.
（実施例２）
図５は、本発明の実施例２に係る電力変換装置の構成を示す図である。実施例２に係る電力変換装置は、図１に示す電力変換装置に対して、図５に示すように、さらに、直流電源Ｖと半導体スイッチＱ３とトランスＳＴ２が設けられるとともに、駆動回路ＧＤ０１が絶縁電源ＰＳ０１と制御回路ＢＵ０１を備えている。
(Example 2)
FIG. 5 is a diagram illustrating the configuration of the power conversion apparatus according to the second embodiment of the present invention. The power conversion device according to the second embodiment is further provided with a DC power supply V, a semiconductor switch Q3, and a transformer ST2 as compared with the power conversion device shown in FIG. 1, and the drive circuit GD01 is insulated. A power supply PS01 and a control circuit BU01 are provided.
直流電源Ｖの両端には、整流回路ＢＤ１の直流出力端子が接続されるとともに、トランスＳＴ２の１次巻線ＳＴ２１と半導体スイッチＱ３との直列回路が接続されている。絶縁電源ＰＳ０１は、トランスＳＴ２の２次巻線ＳＴ２２とダイオードＤ１との直列回路と、コンデンサＣ１とが並列に接続されて構成される。即ち、整流回路ＢＤ１の直流出力端子が絶縁電源ＰＳ０１のトランスＳＴ２の１次側に接続されており、整流回路ＢＤ１から直流出力が絶縁電源ＰＳ０１に供給される。 A DC output terminal of the rectifier circuit BD1 is connected to both ends of the DC power supply V, and a series circuit of the primary winding ST21 of the transformer ST2 and the semiconductor switch Q3 is connected. Insulated power supply PS01 is configured by connecting a series circuit of secondary winding ST22 of transformer ST2 and diode D1 and capacitor C1 in parallel. That is, the DC output terminal of the rectifier circuit BD1 is connected to the primary side of the transformer ST2 of the insulated power supply PS01, and the DC output is supplied from the rectifier circuit BD1 to the insulated power supply PS01.
制御回路ＢＵ０１は、バイポーラ型のトランジスタＱ１とトランジスタＱ２との直列回路を有し、絶縁電源ＰＳ０１によりトランジスタＱ１とトランジスタＱ２とが動作して半導体スイッチＳＷ０１を駆動させる。 The control circuit BU01 has a series circuit of a bipolar transistor Q1 and a transistor Q2, and the transistor Q1 and the transistor Q2 operate by the insulated power source PS01 to drive the semiconductor switch SW01.
実施例２によれば、駆動回路ＧＤ０１が絶縁電源ＰＳ０１と制御回路ＢＵ０１を有するので、回生した電力を絶縁電源ＰＳ０１の１次側に戻した場合には絶縁電源ＰＳ０１を介して半導体スイッチＳＷ０１に駆動電力を供給できる。 According to the second embodiment, since the drive circuit GD01 includes the insulated power supply PS01 and the control circuit BU01, when the regenerated power is returned to the primary side of the insulated power supply PS01, it is driven to the semiconductor switch SW01 via the insulated power supply PS01. Can supply power.
また、駆動回路ＧＤ０１が複数ある場合には、絶縁電源ＰＳ０１の１次側は、他の半導体スイッチの絶縁電源の１次側に接続されているため、回生したリンギングエネルギーを複数の駆動回路に均等に分配できるので、電力変換装置の安定性が増す。また、回生した電力を制御回路に戻した場合には最短で配線することができるので、ノイズの発生を低減することができる。 When there are a plurality of drive circuits GD01, the primary side of the isolated power source PS01 is connected to the primary side of the isolated power source of another semiconductor switch, so that the regenerated ringing energy is evenly distributed to the plurality of drive circuits. Therefore, the stability of the power conversion device is increased. In addition, when the regenerated electric power is returned to the control circuit, wiring can be performed in the shortest time, so that generation of noise can be reduced.
また、トランスＳＴ１の２次巻線ＳＴ１２の巻数は、１次巻線ＳＴ１１の巻数よりも少なくても良い。このように構成することで、電力変換装置の主電源の電圧よりも駆動回路ＧＤ０１の電源電圧が低くなり、駆動回路ＧＤ０１への過電圧を防ぐことができ、電力変換装置の安定性が増す。さらに、トランスＳＴ１の巻数比が、主電源の電源電圧と駆動回路ＧＤ０１の電源電圧の比に近い巻数になっていることが望ましい。このように構成することで、より確実に駆動回路ＧＤ０１への過電圧を防ぐことができる。 Further, the number of turns of the secondary winding ST12 of the transformer ST1 may be smaller than the number of turns of the primary winding ST11. With this configuration, the power supply voltage of the drive circuit GD01 is lower than the voltage of the main power supply of the power conversion device, so that overvoltage to the drive circuit GD01 can be prevented, and the stability of the power conversion device is increased. Further, it is desirable that the turns ratio of the transformer ST1 be close to the ratio of the power supply voltage of the main power supply and the power supply voltage of the drive circuit GD01. With this configuration, it is possible to prevent overvoltage to the drive circuit GD01 more reliably.
（実施例３）
図６に示す実施例３に係る電力変換装置は、図５に示す実施例２に係る電力変換装置を３相インバータに適用した電力変換システムの構成を示す図である。半導体スイッチＳＷ０１と半導体スイッチＳＷ０２とが直列接続されてレグＬ０１を形成している直列回路において、絶縁電源ＰＳ０１が、レグＬ０１中の少なくとも１つのトランジスタ（半導体スイッチ）の駆動回路に接続されても良い。即ち、複数のトランジスタを直列に接続した直列回路のうち、少なくとも１つのトランジスタの駆動回路が絶縁電源ＰＳ０１を有する。
(Example 3)
The power conversion device according to the third embodiment illustrated in FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a power conversion system in which the power conversion device according to the second embodiment illustrated in FIG. 5 is applied to a three-phase inverter. In a series circuit in which the semiconductor switch SW01 and the semiconductor switch SW02 are connected in series to form the leg L01, the insulated power source PS01 may be connected to a drive circuit for at least one transistor (semiconductor switch) in the leg L01. . That is, at least one transistor drive circuit among the series circuits in which a plurality of transistors are connected in series has the insulated power supply PS01.
このような構成においては、電力変換装置の起動時に絶縁電源ＰＳ０１が接続された駆動回路ＧＤ０１が接続されたトランジスタをスイッチングすることにより、リンギングを発生させることができる。このリンギングが伝搬することによって、レグＬ０１中の絶縁電源に接続されていない他のトランジスタの駆動回路の電源を充電することができ、安定的に電力変換回路を起動できる。このため、直列接続されている全てのトランジスタの駆動回路に絶縁電源を持たせる必要がなくなり、少ない数の絶縁電源で済み、コストを低減できる。 In such a configuration, ringing can be generated by switching the transistor to which the drive circuit GD01 to which the insulated power supply PS01 is connected is switched when the power conversion device is started. By propagating this ringing, it is possible to charge the power supply of the drive circuit of other transistors not connected to the insulated power supply in the leg L01, and the power conversion circuit can be started stably. For this reason, it is not necessary to provide an insulated power source for the drive circuits of all the transistors connected in series, and a small number of insulated power sources can be used, thereby reducing the cost.
また、レグが複数個存在し、他のレグＬ０２およびレグＬ０３が接続される電力変換システムを構成している場合にも、絶縁電源ＰＳ０１が少なくとも１つのレグであるレグＬ０１に接続されるように構成しても良い。 Also, when there is a plurality of legs and a power conversion system in which other legs L02 and L03 are connected, the insulated power source PS01 is connected to at least one leg L01. It may be configured.
このような構成でも、電力変換システムの起動時に絶縁電源ＰＳ０１が接続された駆動回路ＧＤ０１を駆動させることによりリンギングを発生させることができる。このリンギングが伝搬することによって、隣のレグであるレグＬ０２およびレグ０３中のトランジスタの駆動回路の電源を充電することができ、安定的に電力変換システムを起動できる。このため、少ない数の絶縁電源で済み、コストを低減できる。 Even in such a configuration, ringing can be generated by driving the drive circuit GD01 to which the insulated power source PS01 is connected when the power conversion system is started. By propagating this ringing, it is possible to charge the power source of the driving circuit of the transistors in the leg L02 and the leg 03 which are adjacent legs, and the power conversion system can be started stably. For this reason, a small number of insulated power supplies are sufficient, and the cost can be reduced.
また、電力変換装置が複数あり、それらが並列接続されていることにより、ハーフブリッジ回路や３相交流インバータ回路などの電力変換システムを構成することができ、モーターなどの交流負荷の駆動を効率的に行うことができる。 In addition, since there are multiple power conversion devices and they are connected in parallel, a power conversion system such as a half-bridge circuit or a three-phase AC inverter circuit can be configured, and driving of AC loads such as motors is efficient. Can be done.
（実施例４）
図７は、本発明の実施例４に係る電力変換装置の構成を示す図である。実施例４に係る電力変換装置は、図１に示す電力変換装置に対して、整流回路ＢＤ２が定電圧ダイオードからなるツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４で構成されることを特徴とする。
Example 4
FIG. 7 is a diagram illustrating the configuration of the power conversion apparatus according to the fourth embodiment of the present invention. The power conversion device according to the fourth embodiment is characterized in that the rectifier circuit BD2 includes Zener diodes ZD1 to ZD4 formed of constant voltage diodes, compared to the power conversion device illustrated in FIG.
整流回路ＢＤ２をツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４で構成することで、リンギングが大きく回生エネルギーが大きくなる条件においても、駆動回路ＧＤ０１への供給電圧がツェナーダイオードＺＤ１〜ＺＤ４の降伏電圧よりも高くなることがない。このため、駆動回路ＧＤ０１へ安定した電力を供給することができる。また、過電圧によるゲートの破壊を防止することができる。 By configuring the rectifier circuit BD2 with the Zener diodes ZD1 to ZD4, the supply voltage to the drive circuit GD01 does not become higher than the breakdown voltage of the Zener diodes ZD1 to ZD4 even under conditions where ringing is large and regenerative energy is large. . For this reason, stable power can be supplied to the drive circuit GD01. In addition, gate breakdown due to overvoltage can be prevented.
（実施例５）
図８は、本発明の実施例５に係る電力変換装置の構成を示す図である。実施例５に係る電力変換装置は、図１に示す電力変換装置に対して、整流回路ＢＤ３がダイオードＤｉ１〜Ｄｉ４の直流出力端子に直列にスナバ抵抗Ｒ１を接続したことを特徴とする。
(Example 5)
FIG. 8 is a diagram illustrating the configuration of the power conversion apparatus according to the fifth embodiment of the present invention. The power conversion device according to the fifth embodiment is characterized in that the rectifier circuit BD3 is connected to the DC output terminals of the diodes Di1 to Di4 in series with the snubber resistor R1 with respect to the power conversion device shown in FIG.
このような構成によれば、ゲート駆動電力と駆動回路の電圧とで決まる等価抵抗が小さくてスナバのリンギング抑制効果が少なくなってしまう動作条件においても、整流回路ＢＤ３にスナバ抵抗Ｒ１が含まれている。このため、等価抵抗とスナバ抵抗Ｒ１との合計の抵抗値が増加して、リンギングを効率的に抑制することができる。 According to such a configuration, the snubber resistor R1 is included in the rectifier circuit BD3 even under an operating condition in which the equivalent resistance determined by the gate drive power and the voltage of the drive circuit is small and the snubber ringing suppression effect is reduced. Yes. For this reason, the total resistance value of the equivalent resistance and the snubber resistance R1 increases, and ringing can be efficiently suppressed.
また、半導体スイッチＳＷ０１は、ワイドバンドギャップ半導体からなっていても良い。そのようにすることで、ユニポーラ形のデバイスを高耐圧・低抵抗で使用できる。ユニポーラ形のデバイスでは、バイポーラ形のデバイスと比較して、スイッチング素子のターンオフ時に過剰キャリアの消滅にかかる時間に伴うスイッチング損失が発生しない。このため、大幅にスイッチング損失を減らすことができる。また、ワイドバンドギャップ半導体による高速スイッチングは、サージおよびリンギングエネルギーを増大するため、本実施例の回生およびノイズ低減効果を顕著に発揮することができる。 The semiconductor switch SW01 may be made of a wide band gap semiconductor. By doing so, a unipolar device can be used with high breakdown voltage and low resistance. In the unipolar device, as compared with the bipolar device, switching loss due to the time taken to eliminate excess carriers does not occur when the switching element is turned off. For this reason, switching loss can be significantly reduced. In addition, since high-speed switching using a wide band gap semiconductor increases surge and ringing energy, the regenerative and noise reduction effects of this embodiment can be remarkably exhibited.
なお、上記の説明では、ＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動する駆動回路を例示したが、バイポーラトランジスタのベースを駆動する駆動回路においても同様の効果を得ることができる。バイポーラトランジスタの場合、ゲート端子がベース端子に、ドレイン端子がコレクタ端子に、ソース端子がエミッタ端子に対応する。 In the above description, the drive circuit for driving the gate of the MOSFET is exemplified, but the same effect can be obtained in the drive circuit for driving the base of the bipolar transistor. In the case of a bipolar transistor, the gate terminal corresponds to the base terminal, the drain terminal corresponds to the collector terminal, and the source terminal corresponds to the emitter terminal.
また、実施例１〜５では、整流回路としてブリッジダイオードからなる全波整流回路を例示したが、例えば２次巻線に中間タップを持つトランスの両端の巻線にそれぞれダイオードを接続した整流回路であっても、同様の効果を得ることができる。 Moreover, in Examples 1-5, although the full wave rectifier circuit which consists of a bridge diode was illustrated as a rectifier circuit, it is a rectifier circuit which connected the diode to the coil | winding of the both ends of the transformer which has an intermediate | middle tap in a secondary winding, for example, respectively. Even if it exists, the same effect can be acquired.
（実施例６）
図９は、本発明の実施例６に係る電力変換装置の構成を示す図である。図９において、実施例１と同様の部分の説明は省略し、異なる部分のみを説明する。
(Example 6)
FIG. 9 is a diagram illustrating the configuration of the power conversion apparatus according to the sixth embodiment of the present invention. In FIG. 9, the description of the same parts as those in the first embodiment is omitted, and only different parts will be described.
図９に示すように、整流回路ＢＤ４は、ダイオードＤｉ１〜Ｄｉ４と、分圧回路ＶＤ１を備えている。分圧回路ＶＤ１は、例えば抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＺＤ５とからなる直列回路で構成され、ダイオードＤｉ１〜Ｄｉ４の直流出力端子の両端に接続されている。 As shown in FIG. 9, the rectifier circuit BD4 includes diodes Di1 to Di4 and a voltage dividing circuit VD1. The voltage dividing circuit VD1 is configured by a series circuit including, for example, a resistor R2 and a Zener diode ZD5, and is connected to both ends of the DC output terminals of the diodes Di1 to Di4.
ツェナーダイオードＺＤ５の両端にはコンデンサＣ２が並列に接続されている。整流回路ＢＤ４の直流出力端子の正電位の端子は、駆動回路ＧＤ１１の正電位の電源端子ＧＴ１１に接続されている。整流回路ＢＤ４の直流端子の負電位の端子は、駆動回路ＧＤ１１の負電位の電源端子ＧＴ１２に接続されている。整流回路ＢＤ４の分圧回路ＶＤ１の分圧出力端子である抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＺＤ５のカソードとの接続点は、駆動回路ＧＤ１１の基準電位の電源端子ＧＴ１５に接続されている。 A capacitor C2 is connected in parallel to both ends of the Zener diode ZD5. The positive potential terminal of the DC output terminal of the rectifier circuit BD4 is connected to the positive potential power supply terminal GT11 of the drive circuit GD11. The negative potential terminal of the DC terminal of the rectifier circuit BD4 is connected to the negative potential power supply terminal GT12 of the drive circuit GD11. A connection point between the resistor R2 which is a voltage dividing output terminal of the voltage dividing circuit VD1 of the rectifier circuit BD4 and the cathode of the Zener diode ZD5 is connected to the power supply terminal GT15 having the reference potential of the driving circuit GD11.
実施例６において、駆動回路ＧＤ１１の基準電位の電源端子ＧＴ１５は、駆動回路ＧＤ１１の内部において、駆動回路ＧＤ１１の出力端子の基準電位端子ＧＴ１４に接続されている。駆動回路ＧＤ１１の出力端子の信号端子ＧＴ１３は、半導体スイッチＳＷ１１の制御端子Ｇ１１に接続されている。駆動回路の出力端子の基準電位端子ＧＴ１４は、半導体スイッチＳＷ１１の制御端子の基準電位端子に接続されている。 In the sixth embodiment, the reference potential power supply terminal GT15 of the drive circuit GD11 is connected to the reference potential terminal GT14 of the output terminal of the drive circuit GD11 inside the drive circuit GD11. The signal terminal GT13, which is the output terminal of the drive circuit GD11, is connected to the control terminal G11 of the semiconductor switch SW11. The reference potential terminal GT14 of the output terminal of the drive circuit is connected to the reference potential terminal of the control terminal of the semiconductor switch SW11.
なお、整流回路ＢＤ４の分圧回路ＶＤ１で分圧した電圧を駆動回路ＧＤ１１の出力端子の基準電位端子ＧＴ１４に供給できるのは、本発明においては回生スナバ中にトランスＳＴ２１が含まれていることによる。また、トランスＳＴ２１により、回生スナバのリンギングエネルギー入力側の端子とリンギングエネルギーの出力側の端子が絶縁されていることによる。 Note that the voltage divided by the voltage dividing circuit VD1 of the rectifier circuit BD4 can be supplied to the reference potential terminal GT14 of the output terminal of the drive circuit GD11 because the regenerative snubber includes the transformer ST21 in the present invention. . Further, the transformer ST21 insulates the ringing energy input side terminal of the regenerative snubber from the ringing energy output side terminal.
次に、実施例６の動作について説明する。実施例６においては、半導体スイッチＳＷ１１がターンオフして、オフ状態にあるときの状況が実施例１の状況とは異なる。分圧回路ＶＤ１で分圧した電位を駆動回路ＧＤ１１の出力端子の基準電位にとっている。このため、半導体スイッチＳＷ１１がオフ時には、整流回路ＢＤ４の電圧のうち、分圧した電位から負側の電圧を半導体スイッチＳＷ１１の制御端子Ｇ１１に負電圧として印加することができる。 Next, the operation of the sixth embodiment will be described. In the sixth embodiment, the situation when the semiconductor switch SW11 is turned off and in the off state is different from the situation of the first embodiment. The potential divided by the voltage dividing circuit VD1 is used as the reference potential of the output terminal of the drive circuit GD11. For this reason, when the semiconductor switch SW11 is off, a voltage on the negative side of the divided potential among the voltages of the rectifier circuit BD4 can be applied as a negative voltage to the control terminal G11 of the semiconductor switch SW11.
このようにすることによって、ノイズに対するマージンが増え、セルフターンオンなどの誤動作を防ぐことができる。なお、実施例６においても、実施例１で得られる効果を同様に得ることができる。 By doing so, a margin for noise is increased, and malfunctions such as self-turn-on can be prevented. In addition, also in Example 6, the effect obtained in Example 1 can be obtained similarly.
ＧＤ０１〜ＧＤ０６ 駆動回路
ＳＷ０１〜ＳＷ０６、ＳＷ１１ 半導体スイッチ
Ｇ１，Ｇ１１ 制御端子
Ｄ１，Ｄ１１ ドレイン端子
ＳＭ１ ソース端子
ＳＧ１ 制御端子の基準電位端子
ＲＳ０１ 回生スナバ
ＳＴ１ トランス
ＳＴ１１ １次巻線
ＳＴ１２ ２次巻線
ＳＣ１，ＳＣ１１ スナバコンデンサ
ＳＣ２，ＳＣ１２ 回生エネルギー保持用コンデンサ
ＢＤ１ 整流回路
Ｄｉ１〜Ｄｉ４ ダイオード
ＧＤ０１ 駆動回路
Ｖ０１ 直流電源
ＢＣ０１ 平滑コンデンサ
ＢＰ０１ Ｐ側バスバー
ＢＮ０１ Ｎ側バスバー
ＢＵ０１ 出力用バスバー
Ｍ０１ モーター
ＰＳ０１ 絶縁電源
ＢＵ０１ 制御回路
ＺＤ１〜ＺＤ４ ツェナーダイオード
ＶＤ１ 分圧回路
GD01 to GD06 drive circuit
SW01 to SW06, SW11 Semiconductor switches G1, G11 Control terminals D1, D11 Drain terminal SM1 Source terminal SG1 Control terminal reference potential terminal RS01 Regenerative snubber ST1 Transformer ST11 Primary winding ST12 Secondary windings SC1, SC11 Snubber capacitors SC2, SC12 Regenerative energy holding capacitor BD1 Rectifier circuit Di1 to Di4 Diode GD01 Drive circuit V01 DC power supply BC01 Smoothing capacitor BP01 P side bus bar BN01 N side bus bar BU01 Output bus bar M01 Motor PS01 Insulated power supply BU01 Control circuit ZD1 to ZD4 Zener diode VD1 Voltage divider circuit
Claims (9)
前記半導体スイッチの制御端子に接続され、前記半導体スイッチを駆動する駆動回路と、
前記半導体スイッチの主電流端子に並列接続され、トランスの１次巻線とスナバコンデンサとからなる直列回路と、
前記トランスの２次巻線に接続され、前記２次巻線の電圧を整流して直流出力を前記駆動回路に供給する整流回路と、
を備え、
前記半導体スイッチは、複数のトランジスタが直列に接続された第１直列回路から構成され、この第１直列回路のうちの一部のトランジスタを駆動する前記駆動回路が前記絶縁電源を有し、前記第１直列回路のうちの前記一部のトランジスタを除く残りのトランジスタを駆動する前記駆動回路が前記絶縁電源を有しないことを特徴とする電力変換装置。 A semiconductor switch;
A drive circuit connected to a control terminal of the semiconductor switch and driving the semiconductor switch;
A series circuit connected in parallel to the main current terminal of the semiconductor switch and comprising a primary winding of a transformer and a snubber capacitor;
A rectifier circuit connected to the secondary winding of the transformer, rectifying the voltage of the secondary winding and supplying a DC output to the drive circuit;
With
The semiconductor switch includes a first series circuit in which a plurality of transistors are connected in series, and the driving circuit that drives some of the first series circuits includes the insulated power source, The power conversion device according to claim 1, wherein the drive circuit that drives the remaining transistors other than the part of the transistors in one series circuit does not have the insulated power supply .
複数の前記電力変換装置を並列に接続して構成されることを特徴とする電力変換システム。 A plurality of the power conversion devices according to any one of claims 1 to 8 are provided,
A power conversion system comprising a plurality of the power conversion devices connected in parallel.
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