JP3666641B2 - Feed forward amplifier - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は主として高周波帯で使用される線形増幅器であって、主増幅器の非線形歪成分を検出する歪検出回路と、その検出した歪成分を補助増幅器を用いて増幅した後、主増幅器の出力に再び注入することによって歪成分の相殺を行う歪除去回路とを有するフィードフォワード増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
フィードフォワード増幅器の基本構成を図１に示す。フィードフォワード増幅器は、主増幅器の発生する歪みを補償するために基本的に二つの信号相殺器により構成される。一つは歪検出回路１１であり、もう一つは歪除去回路１２である。歪検出回路１１は入力経路８と、主増幅器信号経路１３と、線形信号経路１４とにより構成される。歪除去回路１２は主信号経路１５と、歪注入経路１６と、出力経路９とにより構成される。更に主増幅器信号経路１３には可変減衰器１７と可変位相器１８と主増幅器１９が縦続接続され、線形信号経路１４は遅延線路２８と位相反転器２９から構成される。また、主信号経路１５には遅延線路２１が接続され、歪注入経路１６には可変減衰器２２と可変位相器２３と補助増幅器２４が縦続接続される。ここで、電力分配器２５、電力合成／分配器２６及び電力合成器２７とはトランス回路、ハイブリット回路等で構成される単純な無損失電力分配器及び電力合成器である。
【０００３】
まず、フィードフォワード増幅器の基本的な動作について説明する。フィードフォワード増幅器に入力された信号は、電力分配器２５により主増幅器信号経路１３と線形信号経路１４に分配される。このとき主増幅器信号経路１３と線形信号経路１４の信号を、等振幅、かつ逆位相になるように主増幅器信号の経路１３の可変減衰器１７と可変位相器１８を調整する。ただし、逆位相の条件は、電力分配器２５もしくは電力合成／分配器２６における入出力端子間の移相量を適当に設定することより実現するか、もしくは、主増幅器１９での位相反転を利用するなどの方法で実現する。歪検出回路１１はこのように構成されているから、主増幅器信号経路１３と線形信号経路１４の二つの経路の差成分が検出される。この差成分がまさに主増幅器１９の発生する歪成分そのものである。このことから、上記構成は歪検出回路と呼ばれる。
【０００４】
次に、歪除去回路１２について説明する。歪検出回路１１の出力は、電力合成／分配器２６を介して、主信号経路１５と歪注入経路１６に分配される。主信号経路１５には、主増幅器信号経路１３の出力と線形信号経路１４の出力の和が入力される。また、歪注入経路１６には、主増幅器信号経路１３の出力と線形信号経路１４の出力の差が入力される。歪注入経路１６には可変減衰器２２、可変位相器２３、補助増幅器２４が挿入されている。歪除去回路１２の出力端にて、主信号経路１５と歪注入経路１６の信号を、等振幅、かつ逆位相になるように歪注入経路１６の可変減衰器２２と可変位相器２３を調整する。この結果、主増幅器１９の歪成分が逆相等振幅で注入されるため、主増幅器１９の発生する歪成分の相殺が実現される。
【０００５】
以上が、理想的なフィードフォワード増幅器の歪み補償動作である。実際には、歪検出回路１１及び歪除去回路１２とのそれぞれの回路の平衡性を完全に保持することは容易でない。また、仮に初期設定が完全であっても、周囲温度、電源等の変動により増幅器の特性が変化するため、時間的に安定して良好な平衡性を維持することはきわめて困難である。
このフィードフォワード増幅器の歪検出回路１１及び歪除去回路１２の平衡性を高精度に保持する方法として、パイロット信号を用いた自動調整方法が知られている。例えば、日本国特許出願公開No.1-198809 、「フィードフォワード増幅器の自動調整器」などがあり、これらを実用化した装置として、野島俊雄、楢橋祥一、「移動通信用超低歪多周波共通増幅器…自己調整形フィードフォワード増幅器（SAFF-A）…」、電子情報通信学会、無線通信システム研究会、RCS90-4,1990が知られている。
【０００６】
そのパイロット信号を用いたフィードフォワード増幅器の構成例を図２に示す。図２のように、歪検出回路１１の入力経路８に第１パイロット信号発生器３１からの第１パイロット信号PL1 を送信信号に注入する第１パイロット注入器３２を設け、第１パイロット信号PL1 を抽出する第１パイロット信号抽出器３３を電力合成／分配器２６と可変減衰器２２の間に設け、第２パイロット信号発生器３４からの第２パイロット信号PL2 を送信信号に注入するための第２パイロット注入器３５を主増幅器１９の段間に設け、第２パイロット信号PL2 を検出する第２パイロット信号抽出器３６を歪除去回路１２の出力経路９に設ける。第１パイロット信号抽出器３３、第２パイロット信号抽出器３６でそれぞれ抽出された第１、第２パイロット信号PL1, PL2の各レベルが第１パイロットレベル検出器３７、第２パイロットレベル検出器３８でそれぞれ検出され、これら検出レベルは制御器３９に入力される。制御器３９はこれら検出レベルを最小とするように可変減衰器１７、２２、可変位相器１８，２３を制御する。つまり第１パイロット信号PL1及び第２パイロット信号PL2を用いて歪検出回路１１及び歪除去回路１２の平衡性を検出し、歪検出回路１１の主増幅器信号経路１３に挿入されている第１可変減衰器１７及び第１可変位相器１８と、歪除去回路１２の歪注入経路１６に挿入されている第２可変減衰器２２及び第２可変位相器２３とを用いてこれら回路１１、１２の平衡性を調整することにより歪み補償を行う。それぞれの回路１１、１２の平衡性を達成するために、例えば、摂動法、最急降下法などの簡易な制御アルゴリズムや最小自乗推定法による適応制御アルゴリズムによってパイロット信号のレベルが最小になるように、各可変減衰器及び各可変位相器を電気的に段階的に制御する。この様な自動制御は、マイクロコンピュータを用いて容易に実施できる。
【０００７】
このような自動調整回路におけるパイロット信号の処理方法としては、従来より単純な単一周波数パイロットを用いる方法が知られている（特願平３−４９６８８「フィードフォワード増幅器」など）。この方法の場合、回路構成を簡単にできるが、パイロット信号の検出レベルが最小となる動作点を最適動作点としているため、検出感度を高めるためにパイロット信号のレベルを増大する必要があった。このとき、パイロット信号の検出帯域に他装置の漏洩電力や雑音等の干渉信号がフィードフォワード増幅器に混入すると、検出レベルに誤差を生じ、高精度な制御動作及び最適動作を達成できなくなる問題があった。
【０００８】
そこで、各種雑音等の干渉の影響を受けにくく、かつ検出精度の高いパイロット検出を可能にするフィードフォワード干渉回路として、低周波数で変調したパイロット信号を用いる方法（日本国特許出願公開No.5-90843、「フィードフォワード干渉回路」）、低周波信号に周波数スペクトラム拡散で変調したパイロット信号を用いる方法（日本国特許出願公開 No.4-364602、「フィードフォワード干渉回路」）などがある。これらの技術は米国特許No.5,166,634にも示されている。
【０００９】
上記のようなパイロット信号を用いたフィードフォワード増幅器の自動調整方法は、パイロット信号と送信信号の帯域を分離できることから、周波数多重接続（Frequency Division Multiple Access：ＦＤＭＡ）、時分割多重接続（Time Division Multiple Access ：ＴＤＭＡ）を用いる無線通信方式用送信電力増幅器において有効であった。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
これに対して、符号拡散多重接続（Code Division Multiple Access ：ＣＤＭＡ）を用いる無線通信方式用送信電力増幅においては、従来のパイロット信号をそのまま使用することが以下の理由によりできなかった。第１にＣＤＭＡの搬送波の帯域が従来のＴＤＭＡ，ＦＤＭＡによる無線通信に比べて広く、パイロット信号のために１周波数を確保すると無線通信システムの経済性を大きく悪化させること。第２に仮にパイロット信号を送信帯域に挿入した場合、パイロット信号のレベルを送信信号に比べて十分小さくし、かつレベル検出器で十分な検出精度を確保することが困難であること。これは、ＣＤＭＡ送信信号がパイロット信号に対する感度抑圧となるためである。第３に仮に第２の問題を解決しても、常時送信出力制御された送信信号に対してパイロット信号が直交していないため、送信信号に干渉等を与えることである。
【００１１】
以上の理由から、従来のフィードフォワード増幅器の自動調整方法に用いられるパイロット信号の発生方法と検出方法では、ＣＤＭＡ無線通信方式用低歪送信電力増幅器への適用性に乏しかった。
この発明の目的は、自動調整を容易に行うことができるＣＤＭＡ送信信号のためのフィードフォワード増幅器を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明によれば、従来のパイロット信号を用いたフィードフォワード増幅器の構成において、第１パイロット信号として特定のビットパターンの第１パイロット符号を使用し、この発明による送信電力（フィードフォワード）増幅器を使用するＣＤＭＡ無線通信システムにおける拡散符号を用いて第１パイロット符号をスペクトル拡散する。この拡散された第１パイロット信号は周波数変換器により第１特定周波数帯域に周波数変換され、それを第１パイロット多重化器により送信信号に多重化する。多重化された第１パイロット信号は、第１パイロット信号抽出器により抽出され、周波数変換器によりベースバンドに周波数変換される。周波数変換された第１パイロット信号は、先のスペクトル拡散に用いた拡散符号により逆拡散処理され、もとの第１パイロット符号を検出する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
第１実施例
図３にこの発明によるフィードフォワード増幅器の第１実施例を示す。この実施例の構成は、図２に示した従来のフィードフォワード増幅器と基本的構成は同じであるが、異なる点は、入力信号がＣＤＭＡ送信信号であることと、図２における第１及び第２パイロット信号発生器３１、３４と第１及び第２パイロットレベル検出器３７、３８に代えて使用される第１及び第２パイロット信号発生器４０1，４０2と第１及び第２パイロットレベル検出器６０1，６０2に、以下に詳述するような工夫がされていることである。従って、図２におけると同様な部分には同様の参照番号を付け、それらの説明は省略する。
【００１４】
第１及び第２パイロット信号発生器４０1、４０2は同じ構成とすることができ、それらを代表して第１パイロット信号発生器４０1 のみを図４に示す。図４の第１パイロット信号発生器４０1 は、パイロット符号発生器４１、拡散符号発生器４２、ディジタル乗算器４３、ディジタル・アナログ変換器４４、低域通過フィルタ４５、周波数変換器４６、バンドパスフィルタ４７により構成される。
パイロット符号発生器４１は、ここでは例えば特定のビットパターンをパイロット信号として生成する疑似雑音系列１５段による符号発生器４１Ａを採用している。パイロット信号PL1 は拡散符号SPC により直接拡散されるため、その選択の自由度は大きい。例えば、送信信号の同期用符号などをパイロット信号として適用できる。あるいはトーン信号のように単一周波数のディジタル信号を使用してもよい。
【００１５】
拡散符号発生器４２は、ＣＤＭＡ無線通線システムで使用される拡散符号を発生する。例えば、広帯域ＣＤＭＡ（Wideband ＣＤＭＡ：Ｗ−ＣＤＭＡ）無線通信方式を前提とすれば、図４に示すように拡散符号発生器４２はロングコードＬＣ及びショートコードＳＣを生成するロングコード発生器４２Ａ、ショートコード発生器４２Ｂ、及びロングコードとショートコードを乗算し、拡散符号SPC を出力する乗算器４２Ｃにより構成される。ショートコードＳＣは各サービスエリア内のそれぞれのセルに共通の直交符号であり、ロングコードＬＣは各サービスエリア内のそれぞれのセルで異なる直交符号である。ショートコードＳＣは一般に周期の短い直交符号が使用され、ロングコードＬＣでは一般に周期の長い直交符号が使用される。
【００１６】
第１パイロット信号PLS1と第２パイロット信号PLS2の区別は、異なる拡散符号により行う。例えば、ショートコードとしては、各エリア内の全てのセルに同一の拡散符号を割り当てるため、主として異なるロングコードＬＣにより第１パイロット信号と第２パイロット信号の区別を行う。
具体的なフィードフォワード増幅器で使用する拡散符号の使用例を図６に示す。図６は、１つのサービスエリア内のロングコードにより区別された複数のセルCELの例を示す。各セルCELには基地局ＢＳを一つずつ配置し、それぞれに異なるロングコードを割り当てる。例えば、ロンクコードLC1からLC5を割り当てる。この発明によるフィードフォワード増幅器を備えた基地局ＢＳの１つは、ロングコードLC5 をすでに割り当てられているものとする。その基地局ＢＳのフィードフォワード増幅器において、拡散符号発生器４２がパイロット信号発生に使用する拡散符号としては、送信信号へのパイロット信号による干渉を回避するため、その基地局以外の基地局に割り当てられた、例えばロングコードLC1 を使用する。各ロングコードは互いに直交しているため、パイロット信号による送信信号への干渉を回避できる。また、パイロット信号のレベルは、送信信号に比べて−６０ｄＢ以下のように大変小さく設定されるため、仮にパイロット信号が基地局アンテナから電波として放射されても、送信信号にほとんど影響を与えないレベルである。もちろん、ロングコードLC1 を使用するエリアに対しても現実的な基地局間距離から見てほとんど影響を与えない。
【００１７】
図７に１つの基地局において使用されるロングコードとショートコードの組の例を示す。ここでは、共通のロングコードLC1をショートコードSC1, SC2,...., SCNとの組で送信信号の拡散に使用し、ロングコードLC2 をショートコード例えばSC1との組でパイロット信号の拡散に使用する。このようにパイロット信号は、従来のパイロット信号と異なり送信信号に重畳される。これら拡散符号については、同一の拡散符号で初期位相が異なるものを用いてもよい。
【００１８】
図４の説明に戻って、パイロット符号PL1と拡散符号SPCをディジタル乗算器４３により乗算してパイロット信号PLS1を生成する。これにより、パイロット符号PL1はロングコード及びショートコードよりなる拡散符号SPCにより直接スペクトル拡散される。パイロット信号PLS1は、ディジタル・アナログ変換器４４によりアナログ信号に変換され、低域通過フィルタ４５により帯域制限される。低域通過フィルタ４５の出力は周波数変換器４６により周波数変換される。第１パイロット信号PLS1の場合は送信帯域に周波数変換され、第２パイロット信号PLS2の場合は送信帯域外に周波数変換され、それぞれのパイロット信号はバンドパスフィルタ４７で所定の帯域以外の成分が除去され、第１及び第２パイロット信号発生器４０1、４０2から出力される。ここで、以下の各実施例の説明の簡略化のため、ベースバンドディジタル信号を所望の、例えば送信周波数帯域の、信号に変換する直列接続されたＤ／Ａ変換器４４、低域通過フィルタ４５、周波数変換器４６及び帯域通過フィルタ４７を含むブロック４Ｘを信号変換部と呼ぶことにする。第１パイロット信号PLS1は図３中のパイロット多重化器３２において入力された送信信号ＳT と多重化され、入力経路８に入力される。一方、第２パイロット信号PLS2は主増幅器１９内の注入回路３５において主増幅器信号経路１３に入力される。図４に示した構成のパイロット信号発生器４０1、４０2は後述の全ての実施例においても適用できる。
【００１９】
図５に第１パイロットレベル検出器６０1 の構成例を示す。第２パイロットレベル検出器６０2の構成は、第１パイロットレベル検出器６０1の構成と同じなので図示してない。第１パイロットレベル検出器６０1 は、バンドパスフィルタ６７、周波数変換器６１、低域通過フィルタ６２、アナログ・ディジタル変換器６３、ディジタル乗算器６４、拡散符号発生器６５、及びパイロット符号検出器６６により構成される。ブロック６７，６１，６２，６３は入力された送信周波数帯域の信号をベースバンドの信号に変換する信号変換部６Ｘを構成している。拡散符号発生器６５は図４における拡散符号発生器４２と同じ構成であり、ロングコード発生器６５Ａと，ショートコード発生器６５Ｂと、乗算器６５Ｃとにより構成され、拡散符号発生器４０1と同じ拡散符号SPCを発生する。従って、実際のフィードフォワード増幅器においては、第１及び第２パイロットレベル検出器６０1、６０2の各拡散信号発生器６５を省略し、図３に破線で示すように第１及び第２パイロット信号発生器４０1、４０2の各拡散符号発生器４２（図４）で発生した拡散符号をそれぞれ第１及び第２パイロットレベル検出器６０1、６０2の乗算器６４に与えるように構成してもよい。
【００２０】
図３中の第１及び第２パイロット信号抽出器３３、３６の各出力は、バンドパスフィルタ６７により所定の帯域以外の成分が除去されて周波数変換器６１に入力される。周波数変換器６１では、抽出されたパイロット信号をベースバンドに周波数変換する。周波数変換器６１の出力は、低域通過フィルタ６２に入力され、帯域制限される。低域通過フィルタ６２の出力は、アナログ・ディジタル変換器６３によりディジタル信号に変換される。この後、拡散符号発生器６５により生成された拡散符号SPC をディジタル乗算器６４で乗算し、逆拡散を行う。拡散符号SPC は、それぞれ第１及び第２パイロット信号で使用した拡散符号と同じでなければならない。逆拡散されたパイロット信号PL1 は、パイロット符号としてパイロット符号検出器６６により検出される。パイロット符号検出器６６の具体的な構成としては、狭帯域フィルタ、ある種の相関検出器などの従来のＣＤＭＡ用デバイスを流用できる。図５に示したパイロットレベル検出器６０1、６０2の構成は後述の全ての実施例においても適用できる。
【００２１】
図８Ａ〜８Ｆは図４及び５の各部における第１パイロット信号と送信信号のスペクトルを示す。パイロット符号発生器４１の出力である第１パイロット符号PL1 のスペクトルの例を図８Ａに示す。ここではトーン（単一周波信号）になるスペクトルとする。拡散符号SPC を用いて直接拡散したパイロット信号PLS1のスペクトルを図８Ｂに示す。低域通過フィルタ４５の出力を周波数変換した出力を図８Ｃに示す。拡散された第１パイロット信号PLS1は送信周波数帯域ＦＢ内に変換される。主増幅器１９で第１パイロット信号と送信信号は電力増幅される。主増幅器１９の出力スペクトルを図８Ｄに示す。ここでは、４キャリア増幅の場合を想定している。図８Ｄのように１つのキャリアの送信信号ＳT に第１パイロット信号PLS が重畳されている。図５の低域通過フィルタ６２の出力を図８Ｅに示す。図８Ｅでは、送信帯域からベースバンド域に周波数変換され、第１パイロット信号を重畳した送信信号を帯域制限し、抽出する。アナログ・ディジタル変換され、拡散符号により逆拡散された出力を図８Ｆに示す。この図のように送信信号に重畳した第１パイロット符号PL1 をディジタル信号処理により抽出できる。
【００２２】
図９Ａ〜９Ｆに第２パイロット信号の各部におけるスペクトルを示す。第１パイロット信号発生器４０2 におけるパイロット符号発生器４１の出力する第２パイロット信号PL2 のスペクトルを図９Ａに示す。ここではトーンになるスペクトルとする。拡散符号を用いて第２パイロット信号PL2 を直接拡散して得た第２パイロット信号PLS2のスペクトルを図９Ｂに示す。低域通過フィルタ４５（図４）の出力を周波数変換して得た第２パイロット信号PLS2のスペクトルを図９Ｃに示す。拡散された第２パイロット信号は送信周波数帯域ＦＢに隣接した帯域に周波数変換される。主増幅器１９の出力のスペクトルを図９Ｄに示す。ここでは、主増幅器１９による非線形性歪成分ＤM が拡散された第２パイロット信号PLS2を埋めている様子を示す。図５の低域通過フィルタ６２の出力スペクトルを図９Ｅに示す。図９Ｅでは、送信帯域外からベースバンドに周波数変換された主増幅器１９の発生する非線形性歪成分ＤM と拡散された第２パイロット信号PLS2を示す。この様に低域通過フィルタ６２により帯域制限される。アナログ・ディジタル変換され拡散符号により逆拡散された出力のスペクトルを図９Ｆに示す。この図のように主増幅器１９の発生する帯域外の非線形性歪み成分ＤM に埋もれている第２パイロット信号PL2 をディジタル信号処理により抽出できる。
【００２３】
第１及び第２パイロット信号発生器４０1、４０2としては図１０に示すように構成してもよい。つまり図４と対応する部分に同一符号を付けて示すように、図１０ではパイロット符号発生器４１において、パイロット符号を誤り訂正用符号器４９で符号化してパイロット符号を得る。誤り訂正用符号器４９としては従来から知られているＢＣＨ符号、畳み込み符号等の符号器を使用できる。その他の構成は図４と同様である。
【００２４】
このように誤り訂正符号化した場合は、これと対応して第１及び第２パイロットレベル検出器６０1、６０2をいずれも図１１に、図５と対応する部分に同一符号を付けて示すように構成する。即ちディジタル乗算器６４よりの逆拡散出力は復号器６８で復号処理されて、パイロット符号検出器６６へ供給される。復号器６８としては図１０中の誤り訂正用符号器４９に対応し、ブロック符号用復号器、ビタビアルゴリズムによる畳み込み復号器などを使用する。この様なパイロット信号発生器４０1、４０2として誤り訂正符号化を行う図１０の構成及びパイロットレベル検出器６０1、６０2として誤り訂正符号化に対する復号を行う図１１の構成は後述の全ての実施例にも適用できる。
【００２５】
ここで第１及び第２パイロット信号における誤り訂正符号化処理の効果について述べる。図１２に誤り訂正符号を用いた場合と用いない場合におけるパイロット信号の検出精度を示す。図１２は縦軸に符号誤り率、横軸に信号対雑音電力比（Signal-to-Noise power Ratio ：ＳＮＲ）を示す。図１２から、誤り訂正符号を用いることにより少ないＳＮＲで符号誤り率を改善している。これは、誤り訂正符号を用いることで少ないパイロット信号レベルでパイロット信号を検出できることを意味する。これにより、パイロット信号レベルを更に低減できる。
【００２６】
上述の第１実施例において、入力送信信号は高周波信号（キャリア変調を行った送信周波数帯域の信号）であり、第１パイロット多重化器３２（図３）を介して電力分配器２５に供給される場合を示したが、入力送信信号がベースバンドのディジタル信号の場合は、第１パイロット信号発生器４０1 を図１３に示すように構成することができる。図１３に示す第１パイロット信号発生器４０1 の構成は、図４に示した構成において乗算器４３とＤ／Ａ変換器４４との間に加算器４８を設けたものである。この発明のフィードフォワード増幅器の外部に設けられた変調器１００からベースバンドのディジタル送信信号ＳT が加算器４８に与えられ、乗算器４３からの拡散されたパイロット信号PLS1と加算される。その加算結果は図４で説明したと同様にＤ／Ａ変換器４４でアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ４５で帯域を制限し、周波数変換器４６で高周波信号に変換される。変換出力はバンドパスフィルタ４７により所定帯域以外の高調波成分を除去し、第１パイロット信号PLS1と送信信号ＳT が多重化されて電力分配器２５（図３）に供給される。図１３に示すこの様なパイロット信号発生器の構成は、以下に説明する全ての実施例においても適用できる。図１３においては、以下の実施例に適用される場合に、乗算器４３の出力からパイロット信号発生器４０1 の外に取り出されるベースバンドのパイロット信号PLS1を示している。第１パイロットと第２パイロットの組み合わせは直接拡散されたパイロット信号と直接拡散されないパイロット信号であってもよい。また、第１パイロットと第２パイロットの注入する帯域は、送信周波数帯域の内でも外でもよい。
第２実施例
送信信号にパイロット信号を多重する場合は、パイロット信号のレベルを所定の規格値以下にする必要がある。特に、CDMA無線通信において、受信帯域内雑音電力の増加は加入者容量の減少となる。従って、CDMA用フィードフォワード増幅器では、送信信号に対して十分に低いパイロット信号レベルにする必要がある。その結果、パイロット信号レベル検出の精度が低くなる問題がある。この点を改善する実施例を次に示す。
【００２７】
図１４にこの発明によるフィードフォワード増幅器の第２の実施例を示す。ただしこの実施例では第２パイロット信号を送信信号と多重化する場合を示す。この増幅器は、図３に示したこの発明による第１実施例のフィードフォワード増幅器の構成に送信信号をキャンセルする送信信号除去経路７０が更に追加されているだけなので、第１実施例と共通の部分の説明は省略する。送信信号除去経路７０は電力分配器７１、可変減衰器７２、可変位相器７３、補助増幅器７４と電力合成器７５にて構成される。電力合成器７５は第２パイロット信号抽出器３６と第２パイロットレベル検出器６０2 との間に挿入され、第２パイロット信号抽出器３６の出力と送信信号除去経路７０を経て与えられた送信信号成分を電力合成し、第２パイロットレベル検出器６０2 に与える。
【００２８】
フィードフォワード増幅器に入力される送信信号ＳT を電力分配器７１で入力経路８と送信信号除去経路７０とに分配し、送信信号除去経路７０を通って電力合成器７５に至る電気長と、主増幅器信号経路１３及び主信号経路１５並びに第２パイロット信号抽出器３６を経て電力合成器７５に至る電気長とを等しく、逆位相になるように、即ち、検出レベルが最小となるように制御器３９により可変減衰器７２及び可変位相器７３を段階的に制御する。これにより電力合成器７５では第２パイロット信号抽出器３６の出力中の送信信号成分が送信信号除去経路７０を経て与えられた送信信号によりある程度キャンセルできる。そのキャンセルの程度は、補助増幅器７４にて調整する。これにより、拡散された第２パイロット信号PLS2の検出を容易にできる。次に、図３の実施例と同様に第１パイロットレベル検出器６１1 の検出レベルが最小となるよう、可変減衰器１７と可変位相器１８を調整し、更に第２パイロットレベル検出器６０2 の検出レベルが最小となるよう、可変減衰器２２と可変位相器２３を調整する。その他の構成は図３の第１実施例と同様である。
【００２９】
図１５に図１４の実施例における第２パイロット信号の各部におけるスペクトルを示す。パイロット符号発生器４１が出力する第２パイロット符号PL2 のスペクトルを図１５Ａに示す。ここではトーンになるスペクトルとする。拡散符号SPC を用いて直接拡散したパイロット信号PLS2のスペクトルを図１５Ｂに示す。低域通過フィルタ４５の出力を周波数変換した出力スペクトルを図１５Ｃに示す。拡散された第２パイロット信号PLS1は送信周波数帯域ＦＢに周波数変換される。第２パイロット信号抽出器３６の出力スペクトルを図１５Ｄに示す。ここでは、４キャリア増幅の場合を想定する。図１５Ｄのように送信信号ＳT に第２パイロット信号が重畳されている。図１５Ｅでは、送信信号除去経路７０の補助増幅器７４の出力と第１パイロット信号抽出器３６の出力を電力合成器７５にて合成する。このとき、補助増幅器７４が含まれる送信信号除去経路７０の電気長と、主増幅器信号経路１３及び主信号経路１５を経て電力合成器７５に至る経路の電気長を等しくかつ逆位相に可変減衰器７２及び可変位相器７３を制御器３９にて段階的に制御する。これにより、拡散された第２パイロット信号が多重化された送信信号ＳT が図１５Ｅに示すようにある程度抑圧される。図５の低域通過フィルタ６２の出力スペクトルを図１５Ｆに示す。図１５Ｆは、送信周波数帯域からベースバンドに周波数変換された送信信号成分と第２パイロット信号PLS2のスペクトルを示す。第２パイロット信号PLS2を重畳した送信信号ＳT は低域通過フィルタ６２にて帯域制限される。アナログ・ディジタル変換され、拡散符号SPC により逆拡散された出力のスペクトルを図１５Ｇに示す。この図のように送信信号ＳTに重畳した第２パイロット符号PL2をディジタル信号処理により容易に抽出できる。
【００３０】
第１及び第２パイロット信号発生器３１、３４としては、図１０に示したと同様の構成としてもよい。図１４に示した第２パイロット信号のレベル検出における送信信号を抑圧する構成は、以下で述べる他のすべての実施例に適用できる。
第３実施例
図１６は、図１４に示した実施例に図１３に示したベースバンドで送信信号とパイロット信号を多重する場合のパイロット信号発生器４１1 を適用した場合の実施例を示す。図１３において説明したように、送信信号ＳT と第１パイロット信号PLS1は、それぞれディジタル信号として加算器４８で多重され、次にアナログ信号に変換されてから送信周波数帯域の送信信号に変換され、図１６における電力分配器２５に入力される。一方、ベースバンドディジタル送信信号ＳT は図１３における信号変換部４Ｘと同じ構成の信号変換部４Ｘ”にも入力され、同様に送信周波数帯域の信号に変換されて可変減衰器７２に入力される。この送信信号は可変位相器７３、補助増幅器７４を経て電力合成器７５に与えられ、第２パイロット信号抽出器３６の抽出出力中の送信信号成分をキャンセルする。この実施例のその他の部分の動作、制御等は図１４、１５と同様である。この様に、送信信号とパイロット信号をディジタル信号として多重化しても送信信号をキャンセルできる。
第４実施例
図３の実施例における第１パイロット信号抽出器３３に入力される信号は、第１パイロット信号成分以外に、検出された抑圧されていない増幅器歪み成分を含んでいる。これは第１パイロットレベル検出において雑音として作用するので好ましくない。この点を改善した実施例を図１７に示す。
【００３１】
図１７の実施例によるフィードフォワード増幅器は、図３に示した第１実施例のフィードフォワード増幅器に対し、更に増幅器出力信号除去経路150Aとパイロット信号除去経路150Bが設けられたものである。増幅器出力信号除去経路150Aは、電力分配器５５と、電力合成器５６と、電力分配器５７と、可変減衰器５８と、可変位相器５９と、電力合成器８１とにより構成される。主増幅器１９の出力が電力分配器５５で電力合成器２６と電力合成器５６とに分配され、電力合成器５６の出力は電力分配器５７により可変減衰器５８とレベル検出器８２とに分配され、可変減衰器５８の出力は可変位相器５９を通じて電力合成器８１に与えられ、パイロット信号抽出器３３である電力分配器の出力と合成され、その電力合成器８１の出力は第１パイロットレベル検出器６０1 へ供給される。
【００３２】
パイロット信号除去経路150Bは、電力分配器５１と、可変減衰器５２と、可変位相器５３と、補助増幅器５４と、電力合成器５６とにより構成される。パイロット信号発生器４０1 の発生する第１パイロット信号PLS1は電力分配器５１でパイロット多重化器３２と可変減衰器５２とに分配される。可変減衰器５２の出力は可変位相器５３、補助増幅器５４を通じて電力合成器５６へ供給され、電力分配器５５からの増幅器出力と合成される。電力分配器５７の出力は、レベル検出器８２に入力される。レベル検出器８２の出力は、制御器３９にて可変減衰器５２及び可変位相器５３を制御するために使用される。
【００３３】
第３実施例における第２パイロット信号レベルの検出動作は、第１実施例の場合と同じなのでその説明を省略し、以下では第１パイロット信号レベルの検出に係わる説明を行う。図１８は、図１７中の制御器３９を構成する例えばマイクロプロセッサを駆動し、可変減衰器１７、５２、５８及び可変位相器１８、５３、５９を制御するアルゴリズムの原理的なフローチャートである。
このフローチャートは、４つの段階で構成される。第１段階は、レベル検出器８２で検出されたレベルが最小になるように可変減衰器５２及び変位相器５３をステップ的に制御する（Ｓ１，Ｓ２）。この様な制御方法として、摂動法、最急降下法、最小自乗推定法などの各種最適値になるように適応的に制御する周知のアルゴリズムを使用できる。この制御により、可変減衰器５２及び可変位相器５３は、電力合成器５６において主増幅器１９の出力から入力されるパイロット信号成分と、補助増幅器５４からパイロット信号が等振幅、等遅延及び逆位相になるように、即ち、レベル検出器８２による検出レベルが最小となるように調整される。これにより、増幅器出力信号除去経路150A中のパイロット信号成分を除去できる。このとき電力合成器５６の出力中に残留している信号成分は、送信信号成分と主増幅器１９が発生する歪成分である。
【００３４】
次に第２段階は、第１レベル検出器６０1 で検出されたレベルが最小になるように可変減衰器５８及び可変位相器５９を第１段階と同様にステップ的に制御する（Ｓ３，Ｓ４）。このとき、第１パイロット信号抽出器３３の出力には主増幅器１９による歪み成分と、抑圧された送信信号成分及び第１パイロット信号成分を含んでいる。電力合成器８１において、可変位相器５９の出力が第１パイロット信号抽出器３３の出力と等振幅、等遅延及び逆位相になるように制御器３９にて制御される。第１レベル検出器６０1 の出力を最小にすることで、電力合成器８１において主増幅器１９が発生した歪成分を除去できる。その結果、電力合成器８１の出力はほぼ第１パイロット信号成分と送信信号成分だけとなる。
【００３５】
第３段階では、第１レベル検出器６０1 の出力レベルが最小になるように可変減衰器１７及び可変位相器１８を制御する（Ｓ５，Ｓ６）。可変減衰器１７及び可変位相器１８を調整すると、可変減衰器５２と可変位相器５３で先に調整した最適値がずれてしまうため、可変減衰器１７と可変位相器１８の調整に連動して可変減衰器５２と可変位相器５３を制御する必要がある。その連動制御方法としては、例えば、可変減衰器１７と可変位相器１８の調整量をそのまま可変減衰器５２及び可変位相器５３に対して適用すればよい。この結果、抑圧された送信信号とパイロット信号のみを第１レベル検出器６０1 にて検出できる。これは、レベル検出器８２の入力信号成分が主増幅器による歪成分と同等になっていることを意味する。従って、ステップＳ３、Ｓ４の処理により電力合成器８１において主増幅器１９が生成した歪み成分がキャンセルされるので、パイロット信号の検出を可能にできる。
【００３６】
第４段階では、必要に応じて第１〜第３段階を繰り返し行う。これにより、パイロット検出精度の安定度を高めることができる。
以上の制御方法において、いずれもレベル検出器６０1 、８２の出力レベルを最小に制御するが、所定の電気的性能を達成できる場合は最小に制御する必要はない。例えば、最小値付近であっても構わない。また、この実施例では、二つのレベル検出器を使用しているが、一つのレベル検出器を時間で分割使用しても構わない。
第５実施例
図１９は図１７に示した実施例に図１３に示したパイロット信号発生器４１1 を適用した場合の実施例を示す。図１７において説明したように、送信信号ＳT と第１パイロット信号PLS1は、それぞれディジタル信号として加算器４８で多重され、次にアナログ信号に変換されてから送信周波数帯域の送信信号に変換され、図１９における電力分配器２５に入力される。一方、乗算器４３で拡散されたパイロット信号PLS1は図１３における信号変換部４Ｘと同じ構成の信号変換部４Ｘ’にも入力され、同様に送信周波数帯域の信号に変換されてパイロット信号除去経路150Bの可変減衰器５２に入力される。このパイロット信号PLS1は可変位相器５３、補助増幅器５４を経て電力合成器５６に与えられ、主増幅器出力信号除去経路150Aを通るパイロット信号成分をキャンセルする。この実施例のその他の部分の動作、制御等は図１７、１８と同様である。従って、図１９に示した送信信号とパイロット信号をベースバンドディジタル信号として多重化する実施例においても、増幅器出力信号除去経路150A中のパイロット信号をキャンセルすることができる。
第６実施例
図２０にこの発明によるフィードフォワード増幅器の第４実施例を示す。この実施例は、第３実施例（図１７）に対し図１４で示した送信信号除去経路７０が更に付加されている。送信信号除去経路７０は、パイロット多重化器３２の入力側に直列に設けられた電力分配器７１と、これにより分配された送信信号が順次通過する可変減衰器７２、可変位相器７３、補助増幅器７４の直列接続と、補助増幅器７４の出力が供給される電力合成器７５とを含む。電力合成器７５は電力合成器８１の出力と補助増幅器７４の出力とを合成して第１レベル検出器６０1 へ出力する。制御器３９は第３実施例における制御対象に加えて、可変減衰器７２と可変位相器７３を更に制御する。その制御動作については、図２１のフローチャートを参照して次に説明する。
【００３７】
図２１に示す第４実施例の制御手順は、図１８に示した第３実施例の制御手順における第２段階（ステップＳ３、Ｓ４）の後に以下の段階（ステップＳ７、Ｓ８）を追加する。以下この段階（ステップＳ７、Ｓ８）を第３段階とし、図１８中の第３段階（ステップＳ５、Ｓ６）を第４段階、図１８中の第４段階（ステップＳ１〜Ｓ６の繰り返し）を第５段階とする。
第３段階は、可変減衰器７２及び可変位相器７３を第１レベル検出器６０1 の出力が最小になるように制御する（Ｓ７，Ｓ８）。これにより、電力合成器８１の出力を入力する電力合成器７５において、その両入力が等振幅、等遅延及び逆位相になるように可変減衰器７２及び可変位相器７３にて調整される。この結果、経路150Aを経て電力合成器７５に至る送信信号を除去できる。
【００３８】
第４段階では、可変減衰器１７及び可変位相器１８を第１レベル検出器６０1 の出力が最小になるように制御する。このとき、先に調整した可変減衰器５２、７２及び可変位相器５３、７３の最適調整点からのずれについては、図１７の実施例と同様に可変減衰器１７及び可変位相器１８での調整量をそのまま可変減衰器５２、７２と可変位相器５３、７３に設定することにより調整する。
以上の制御方法において、いずれもレベル検出器６０1 ，８２の出力を最小に制御するが、所定の電気的性能を達成できる場合は最小に制御する必要はない。例えば、最小値付近であっても構わない。また、この実施例では、２つのレベル検出器６０1 ，８２を使用しているが、一つのレベル検出器を時間で分割使用しても構わない。
【００３９】
図１７、２０の各実施例において、パイロット信号発生器４０1 は例えば図４で示したと同様に構成される。送信信号ＳT と拡散された第１パイロット信号PLS1は、電力分配器２５にて主増幅器信号経路１３と線形信号経路１４に分配される。主増幅器信号経路１３では可変減衰器１７と可変位相器１８と主増幅器１９が直列に接続されている。線形信号経路１４においては、遅延線路２８と位相反転回路２９が直列に接続されている。２つの経路１３，１４の信号を電力合成／分配器２６にて合成し、歪み注入経路１６において第１パイロット信号抽出器３３に入力する。第１パイロット信号抽出器３３は、パイロット多重化器３２と同様に方向性結合器などで構成される。第１パイロット信号抽出器３３の図示してない帯域通過フィルタでパイロット信号の帯域成分をろ波して抽出された信号のスペクトルを図２２Ａに示す。歪み成分ＤM は抑圧されてないため、抑圧されている送信信号ＳT 及び第１パイロット信号PLS1に対し、比較的に大きいレベルとなっている。
【００４０】
第１パイロット信号抽出器３３の出力は、増幅器出力信号除去経路150Aを経た信号、つまり可変減衰器５８と可変位相器５９にて等振幅、等遅延特性、逆位相に調整した信号と合成される。その合成信号のスペクトルを図２２Ｂに示す。図２２Ｂに示すように、主増幅器１９で発生した歪ＤMと送信信号ＳTがある程度抑圧され、それだけ第１パイロット信号PLS1の検出精度を高めることができる。
図２０の実施例の場合は、送信信号除去経路７０の信号と電力合成器８１の出力信号とを電力合成器７５により電力合成する。送信信号除去経路７０では、電力合成器７５の両入力信号が等振幅、等遅延、逆位相になるように制御器３９にて可変減衰器７２と可変位相器７３が調整される。その電力合成器７５の出力スペクトルの一例を図２３Ａに示す。この図に示すように送信信号除去経路７０からの送信信号を電力合成器７５により電力合成器８１からの出力と、等振幅、等遅延、逆位相で合成することで、経路150Aを経て電力合成器７５に至る送信信号成分がキャンセルされそのレベルが低下する。これにより、パイロット信号の検出を更に容易にする。
【００４１】
電力合成器７５の出力は例えば図５に示した第１パイロットレベル検出器６０1 に入力される。帯域通過フィルタ６７でろ波された信号は周波数変換器６１によりベースバンドに周波数変換される。低域通過フィルタ６２にてろ波した信号のスペクトルを図２３Ｂに示す。このとき、拡散された第１パイロット信号PLS1と送信信号ＳT が重畳されている。ベースバンドに周波数変換された信号は、アナログ・ディジタル変換器６３によりディジタル信号に変換される。このディジタル信号に対して、ショートコードＳＣ及びロングコードＬＣから生成された拡散符号SPC により乗算器６４で乗算され逆拡散処理を行う。この結果、図２３Ｃ示すようにもとの第１パイロット符号PL1 が復調され、逆拡散処理された信号からこの第１パイロット符号PL1の成分を他の送信信号ＳTと分離して抽出することができる。
【００４２】
このように図２０の実施例によれば送信信号ＳT の影響を押さえて高感度にパイロット信号を抽出することができる。また、送信信号ＳT を抑圧して逆拡散処理を行うため、パイロット信号のレベルを低下することができる。これは、装置の動作が不安定な場合でも、本来無用なパイロット信号を電波として空間に放射しなくてすむことを意味する。
この実施例においても、パイロット信号発生器４０1 に図１０で示したと同様に誤り訂正用符号器４９を有したパイロット信号発生器を使用し、パイロットレベル検出器６０1 に図１１で示したと同様に復号器６６を有するパイロットレベル検出器を使用してもよい。
第７実施例
図２４は図２０の実施例に図１３で示したパイロット信号発生器４１1 を適用した場合の実施例である。この構成は、図１９の実施例の構成に、図１６で示した送信信号除去経路７０を付加したものと同じである。図１３で説明したように、送信信号ＳT と第１パイロット信号PLS1は、それぞれディジタル信号として加算器４８で多重され、次に信号変換部４Ｘにおいてアナログ信号に変換されてから送信周波数帯域の送信信号に変換され、図２４における電力分配器２５に入力される。一方、乗算器４３からのパイロット信号PLS1は信号変換部４Ｘ（図１３）と同じ構成の信号変換部４Ｘ’を通してパイロット信号除去経路150Bの可変減衰器５２に与えられ、変調器100からの送信信号ＳTは信号変換部４Ｘと同じ構成の信号変換部４Ｘ”を通して送信信号除去経路７０の可変減衰器７２に与えられる。従って、主増幅器出力信号除去経路150Aを通って電力合成器８１に与えられる信号中のパイロット信号成分をキャンセルでき、また経路150Aを通って電力合成器８１に与えられ、電力合成器７５に至る信号中の送信信号成分をキャンセルすることができる。
第８実施例
図２５にこの発明の第７実施例を示す。この実施例は、図３に示した第１実施例のフィードフォワード増幅器に増幅器出力信号除去経路150Cとパイロット信号注入経路150Dが付加されている。増幅器出力信号除去経路150Cは、電力分配器５５と可変減衰器５８と可変位相器５９と電力合成器８１により構成される。つまり主増幅器１９の出力が電力分配器５５で電力合成器２６と可変減衰器５８とに分配され、可変減衰器５８の出力は可変位相器５９を通じて電力合成器８１に与えられ、第１パイロット信号抽出器３３である電力分配器からスイッチ８６を介して与えられた抽出出力と合成される。
【００４３】
パイロット信号注入経路150Dは、電力分配器５１と可変減衰器５２と可変位相器５３と補助増幅器５４と電力合成器８４により構成される。つまりパイロット信号発生器４０1 よりのパイロット信号は電力分配器５１により第１パイロット多重化器３２と可変減衰器５２とに分配され、可変減衰器５２の出力は可変位相器５３を通じ、更に補助増幅器５４を通じて、電力合成器８４で電力合成器８１の出力と合成される。電力合成器８４の出力は、レベル検出器６０1 に入力される。レベル検出器６０1 の出力は、制御器３９にて可変減衰器１７，５８，５２及び可変位相器１８，５９，５３を制御するために使用される。第１パイロット多重化器３２の入力側にスイッチ８５が直列に挿入されている。図２５の動作については、次の図２６に示す制御フローチャートを参照して説明する。
【００４４】
図２６は、図２５中の制御器３９内のマイクロプロセッサ（図示せず）等を駆動し、可変減衰器１７，５８，５２及び可変位相器１８，５９，５３と、スイッチ８５、８６と、パイロット信号発生器４０1 を制御するアルゴリズムの原理的なフローチャートである。
このフローチャートは、４つの段階で構成される。第１段階は、スイッチ８５，８６をオンにし、第１パイロット信号発生器４０1 の出力をオフにしたとき（Ｓ１）、レベル検出器６０1 で検出されたレベルを最小になるように可変減衰器５８及び可変位相器５９をステップ的に制御する（Ｓ２，Ｓ３）。このような制御として、摂動法、最急降下法、最小自乗推定法などの各種最適値になるように適応的に制御されるアルゴリズムを使用できる。可変減衰器５８及び可変位相器５９は、その出力が電力合成器８１において、スイッチ８６の出力から入力される信号と等振幅、等遅延及び逆位相になるように制御器３９にて第１パイロットレベル検出器６０1 の出力を用いながら調整される。歪み注入経路１６に得られている信号成分は、抑圧された送信信号成分と主増幅器１９が発生した歪み成分（抑圧されてない）であるが、ほぼ歪み成分だけと見なすことができる。一方、増幅器出力信号除去経路150Cに得られている信号成分は、抑圧されてない送信信号成分と主増幅器１９が発生した歪み成分（抑圧されてない）である。従って、第１パイロット信号抽出器３３で抽出された信号成分から主増幅器１９で発生した歪成分を除去できる。このとき残留している信号成分は、送信信号成分である。
【００４５】
次に第２段階は、スイッチ８５，８６をオフにし、第１パイロット信号発生器４０1の出力をオンにし（Ｓ４）、第１パイロットレベル検出器６０1で検出されたレベルが最小となるように可変減衰器５２及び可変位相器５３を第１段階と同様にステップ的に制御する（Ｓ５，Ｓ６）。このとき、第１パイロット信号発生器４０1 から主増幅器１９、電力分配器５５、可変減衰器５８、可変位相器５９、電力合成器８１を経て電力合成器８４に至る信号経路をパイロット信号第１経路と呼ぶことにし、第１パイロット信号発生器４０1 からの第１パイロット信号PLS1が可変減衰器５２、可変位相器５３、補助増幅器５４を経て電力合成器８４に至るパイロット信号注入経路150Dをパイロット信号第２経路と呼ぶことにする。可変減衰器５２及び可変位相器５３は、パイロット信号第１経路の出力（補助増幅器５４の出力）と電力合成器８１の出力が等振幅、等遅延及び逆位相になるように制御器３９にて制御され、第１パイロットレベル検出器６０1 の出力を最小にすることで、増幅器出力信号除去経路150Cを経て電力合成器８１に入力される第１パイロット信号成分を大幅に除去できる。
【００４６】
第３段階では、スイッチ８５，８６をオンにし、第１パイロット信号発生器４０1をオンにし（Ｓ７）、第１パイロットレベル検出器６０1にて第１パイロット信号を検出し、そのレベルが最小になるように可変減衰器１７及び可変位相器１８を制御する（Ｓ８，Ｓ９）。可変減衰器１７及び可変位相器１８を調整すると、可変減衰器５２、５８と可変位相器５３、５９で調整した最適値がずれてしまうため、可変減衰器１７と可変位相器１８の調整に連動して制御する必要がある。その連動制御方法としては、前述のように例えば、可変減衰器１７と可変位相器１８の調整量をそのまま可変減衰器５２、５８及び可変位相器５３、５９に適用すればよい。この結果、第１パイロット信号抽出器３３で抽出された抑圧された送信信号成分と第１パイロット信号成分のみを第１パイロットレベル検出器６０1にて検出できる。これは、第１パイロットレベル検出器６０1の入力信号が歪検出出力と同等の信号であり、かつ歪成分に埋もれているパイロット信号の検出を可能にし、また本来キャンセルされている送信帯域のパイロット信号を抽出することができる。
【００４７】
第４段階では、必要に応じて第１段階から第３段階を繰り返し行う。これにより、パイロット検出精度の安定度を高めることができる。
以上の制御方法において、いずれも第１パイロットレベル検出器６０1 の出力を最小に制御するが、所定の電気的性能を達成できる場合は最小に制御する必要はない。例えば、最小値付近であっても構わない。
第９実施例
図２７は図２５の実施例に図１３で示したパイロット信号発生器４１1 を適用した場合の実施例を示す。図１３において説明したように、送信信号ＳT と第１パイロット信号PLS1は、それぞれディジタル信号として加算器４８で多重され、次にブロック44-47 においてアナログ信号に変換されてから送信周波数帯域の送信信号に変換され、図２７における電力分配器２５に入力される。一方、乗算器４３で拡散されたパイロット信号PLS1は図２７に信号変換部４Ｘと同じ構成の信号変換部４Ｘ’にも入力され、同様に送信周波数帯域の信号に変換されてパイロット信号除去経路150Dの可変減衰器５２に入力される。このパイロット信号PLS1は可変位相器５３、補助増幅器５４を経て電力合成器８４に与えられ、主増幅器出力信号除去経路150Aを通り、電力合成器８１を経て電力合成器８４に至る信号中のパイロット信号成分をキャンセルする。この実施例のその他の部分の動作、制御等は図２５、２６と同様である。従って、図２７に示した送信信号とパイロット信号をディジタル信号として多重化する実施例においても、増幅器出力信号除去経路150A中のパイロット信号をキャンセルすることができる。
第１０実施例
図２８の実施例は、図２５の実施例に図２０で示したと同様な送信信号除去経路７０を追加したものである。送信信号除去経路７０は、パイロット多重化器３２の入力側に設けられた電力分配器７１は、その入力をパイロット多重化器３２とスイッチ８７に分配し、スイッチ８７の出力は可変減衰器７２、可変位相器７３、補助増幅器７４を順次通じて電力合成器７５に与えられ、電力合成器８４の出力と合成されて第１パイロットレベル検出器６０1 へ供給される。制御器３９は図２４の実施例における制御対象に加えて、スイッチ８７、可変減衰器７２と可変位相器７３を更に制御する。その制御動作について、図２９のフローチャートを参照して以下に説明する。
【００４８】
図２９の制御手順は図２６で示した制御手順の第２段階（ステップＳ４、Ｓ５、Ｓ６）の直後に以下に述べるステップＳ１０，Ｓ１１，Ｓ１２を第３段階として挿入する。その第３段階の後に、図２６の第３段階（ステップＳ７、Ｓ８、Ｓ９）を第４段階として続ける。
この第３段階は、スイッチ８５，８６，８７をオンにし、第１パイロットパイロット信号発生器４０1 の出力をオフにし（Ｓ１０）、第１パイロットレベル検出器６０1 の出力を最小になるように可変減衰器７２及び可変位相器７３を制御する（Ｓ１１，Ｓ１２）。これにより、送信信号除去経路７０を経て与えられる送信信号を、第１パイロット信号抽出器３３で抽出され、スイッチ８６、電力合成器８１、８４を経て与えられる信号中の送信信号成分とが電力合成器７５にて等振幅、等遅延及び逆位相となるように可変減衰器７２及び可変位相器７３が調整される。この結果、電力合成器７５において、第２段階で残留した送信信号成分を除去できる。スイッチ８７をオフにする代わりに可変減衰器７２により減衰を最大に設定してもよい。つまり可変減衰器７２はスイッチ８７を兼用できる。
【００４９】
第４段階では、スイッチ８５，８６，８７をオンにし、第１パイロット信号発生器４０1をオンにして（Ｓ７）、レベル検出器６０1の出力が最小になるように可変減衰器１７及び可変位相器１８を制御する（Ｓ８，Ｓ９）。このとき、可変減衰器５２，７２及び可変位相器５３，７３の最適調整点からのずれについては、図２６の場合と同様に可変減衰器１７及び可変位相器１８での調整量をそのまま可変減衰器５２，７２と可変位相器５３，７３に適用する。
【００５０】
以上の制御方法において、いずれもレベル検出器６０1 の出力を最小に制御するが、所定の電気的性能を達成できる場合は最小に制御する必要はない。例えば、最小値付近であっても構わない。
第１１実施例
図３０は図２８の実施例に図１３で示したパイロット信号発生器４１1 を適用した場合の実施例である。この構成は、図２７の実施例の構成に、図１６で示した信号変換部４Ｘ”を含む送信信号除去経路７０をスイッチを８７を介して付加したものと同じである。図１３で説明したように、送信信号ＳT と第１パイロット信号PLS1は、それぞれディジタル信号として加算器４８で多重され、次にブロック44-47 においてアナログ信号に変換されてから送信周波数帯域の送信信号に変換され、図３０に示すように電力分配器２５に入力される。一方、乗算器４３からのパイロット信号PLS1は信号変換部４Ｘ’を通してパイロット信号除去経路150Dの可変減衰器５２に与えられ、変調器100 からの送信信号ＳT はスイッチ８７及び信号変換部４Ｘ”を通して送信信号除去経路７０の可変減衰器７２に与えられる。従って、主増幅器出力信号除去経路150Cを通って電力合成器８１に与えられる信号中のパイロット信号成分をキャンセルでき、また経路150Cを通って電力合成器８１に与えられ、電力合成器７５に至る信号中の送信信号成分をキャンセルすることができる。
【００５１】
【発明の効果】
この発明の効果は以下の通りである。
ＣＤＭＡ方式による移動通信方式の基地局共通送信電力増幅器に適用できる。パイロット信号は送信信号に干渉等を与えない。また、パイロット信号についてもパイロット信号に重畳している歪成分をキャンセルし、かつ逆拡散処理によりパイロット検出を行える。よって、フィードフォワード増幅器における歪補償の最適動作点の設定と増幅動作の高安定化に関する自動調整を高精度かつ高信頼に行うことができる。
【００５２】
（１）フィードフォワード増幅器の歪補償の自動調整を高精度かつ高信頼に行うことができる。
（２）パイロット信号にＣＤＭＡ無線通信方式にて採用されている拡散符号を用いることから、送信信号とパイロット信号の直交性を保持でき、送信信号に無用な干渉等を与えない。
（３）この装置が設置されるエリア（領域）と異なるエリアに割り当てられた拡散符号を用いることにより、無線通信方式におけるコードの割り当て方法になんら影響を与えない。
【００５３】
（４）主増幅器で発生する歪がパイロット信号に重畳し、パイロット信号が干渉を受ける状態にあっても、第二電力合成器の出力側で前記歪成分が十分抑圧され、パイロット信号を歪成分に影響されずに取出すことができ、高感度、高安定な歪補償が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のフィードフォワード増幅器の一般的構成を示すブロック図。
【図２】従来のフィードフォワード増幅器におけるパイロット信号を用いた平衡制御の構成を示すブロック図。
【図３】この発明によるフィードフォワード増幅器の第１実施例の構成を示すブロック図。
【図４】この発明の実施例に用いられるパイロット信号発生器の例を示すブロック図。
【図５】この発明の実施例に用いられるパイロットレベル検出器の例を示すブロック図。
【図６】ＣＤＭＡ移動通信の各セルの基地局に割り当てるロングコードと、この発明でパイロット符号の拡散に用いるロングコードとの関係例を示す図。
【図７】ロングコードとショートコードの組み合わせと周波数帯域の例を示す図。
【図８】Ａは第１パイロット信号のスペクトルを示す図。Ｂは拡散された第１パイロット信号のスペクトルを示す概念図。Ｃは拡散された送信信号と拡散された第１パイロット信号のスペクトルを示す概念図。Ｄは高周波送信信号とアップコンバートされた第１パイロット信号のスペクトルを示す概念図。Ｅはパイロット検出器においてベースバンドにもどされた送信信号と第１パイロット信号のスペクトルを示す概念図。Ｆは逆拡散処理により得られた第１パイロット信号と送信信号のスペクトルを示す概念図。
【図９】Ａは第２パイロット信号のスペクトルを示す図。Ｂは拡散された第２パイロット信号のスペクトルを示す概念図。Ｃはアップコンバートされた第２パイロット信号のスペクトルを示す概念図。Ｄは高周波送信信号とアップコンバートされた第２パイロット信号のスペクトルを示す概念図。Ｅはパイロット検出器においてベースバンドにもどされた歪み成分と第２パイロット信号のスペクトルを示す概念図。Ｆは逆拡散処理により得られたパイロット信号と歪み成分のスペクトルを示す概念図。
【図１０】誤り訂正符号化を使用したパイロット信号発生器の構成例を示すブロック図。
【図１１】誤り訂正符号の復号を使用したパイロット検出器の構成例を示すブロック図。
【図１２】誤り訂正符号化を使用した場合の効果を説明するためのグラフ。
【図１３】ベースバンド送信信号にパイロット信号を加える構成としたパイロット信号発生器の構成例を示すブロック図。
【図１４】この発明によるフィードフォワード増幅器の第２実施例の構成を示すブロック図。
【図１５】Ａは図１４における第２パイロット信号のスペクトルを示す図。Ｂは図１４における拡散された第２パイロット信号のスペクトルを示す概念図。Ｃは図１４におけるアップコンバートされた第２パイロット信号のスペクトルを示す概念図。Ｄはアップコンバートされた高周波送信信号と第２パイロット信号のスペクトルを示す概念図。Ｅは電力合成器において送信信号除去経路からの信号により抑圧された送信信号と第２パイロットのスペクトルを示す概念図。Ｆはパイロット検出器においてベースバンドにもどされた歪み成分と第２パイロット信号のスペクトルを示す概念図。Ｇは逆拡散処理により得られたパイロット信号と抑圧された送信信号のスペクトルを示す概念図。
【図１６】この発明の第３実施例によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図。
【図１７】この発明の第４実施例によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図。
【図１８】図１７の増幅器における平衡調整手順を示すフローチャート。
【図１９】この発明の第５実施例によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図。
【図２０】この発明の大６実施例によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図。
【図２１】図２０の増幅器における平衡調整手順を示すフローチャート。
【図２２】Ａは図１７及び２０の各実施例におけるパイロット信号抽出器３３の出力のスペクトルを示す概念図。Ｂは図１７及び２０における電力合成器８１の出力のスペクトルを示す概念図。
【図２３】Ａは図２０における電力合成器７５の出力のスペクトルを示す概念図。Ｂは図２０におけるレベル検出器６０1 においてベースバンドに変換された送信信号とパイロット信号のスペクトルを示す概念図。Ｃは図２０のレベル検出器６０1 において逆拡散されたパイロット信号と送信信号のスペクトルを示す概念図。
【図２４】この発明の第７実施例によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図。
【図２５】この発明の第８実施例によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図。
【図２６】図２５の増幅器における平衡調整手順を示すフローチャート。
【図２７】この発明の第９実施例によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図。
【図２８】この発明の第１０実施例によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図。
【図２９】図２７の増幅器における平衡調整手順を示すフローチャート。
【図３０】この発明の第１１実施例によるフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention is a linear amplifier mainly used in a high frequency band, a distortion detection circuit for detecting a nonlinear distortion component of a main amplifier, and amplifying the detected distortion component by using an auxiliary amplifier, and then outputting it to the output of the main amplifier. The present invention relates to a feedforward amplifier having a distortion removal circuit that cancels distortion components by injecting again.
[0002]
[Prior art]
The basic configuration of the feedforward amplifier is shown in FIG. The feedforward amplifier basically comprises two signal cancelers in order to compensate for distortion generated by the main amplifier. One is a distortion detection circuit 11 and the other is a distortion removal circuit 12. The distortion detection circuit 11 includes an input path 8, a main amplifier signal path 13, and a linear signal path 14. The distortion removal circuit 12 includes a main signal path 15, a distortion injection path 16, and an output path 9. Further, a variable attenuator 17, a variable phase shifter 18 and a main amplifier 19 are connected in cascade to the main amplifier signal path 13, and the linear signal path 14 includes a delay line 28 and a phase inverter 29. A delay line 21 is connected to the main signal path 15, and a variable attenuator 22, a variable phase shifter 23, and an auxiliary amplifier 24 are cascaded to the distortion injection path 16. Here, the power distributor 25, the power combiner / distributor 26, and the power combiner 27 are a simple lossless power distributor and power combiner configured by a transformer circuit, a hybrid circuit, and the like.
[0003]
First, the basic operation of the feedforward amplifier will be described. The signal input to the feedforward amplifier is distributed to the main amplifier signal path 13 and the linear signal path 14 by the power distributor 25. At this time, the variable attenuator 17 and the variable phase shifter 18 of the main amplifier signal path 13 are adjusted so that the signals of the main amplifier signal path 13 and the linear signal path 14 have equal amplitude and opposite phase. However, the anti-phase condition is realized by appropriately setting the amount of phase shift between the input / output terminals of the power distributor 25 or the power combiner / distributor 26, or the phase inversion in the main amplifier 19 is used. It is realized by the method of doing. Since the distortion detection circuit 11 is configured in this way, the difference component between the two paths of the main amplifier signal path 13 and the linear signal path 14 is detected. This difference component is exactly the distortion component itself generated by the main amplifier 19. Therefore, the above configuration is called a distortion detection circuit.
[0004]
Next, the distortion removal circuit 12 will be described. The output of the distortion detection circuit 11 is distributed to the main signal path 15 and the distortion injection path 16 via the power combiner / distributor 26. The main signal path 15 receives the sum of the output of the main amplifier signal path 13 and the output of the linear signal path 14. Further, the difference between the output of the main amplifier signal path 13 and the output of the linear signal path 14 is input to the strain injection path 16. A variable attenuator 22, a variable phase shifter 23, and an auxiliary amplifier 24 are inserted in the strain injection path 16. The variable attenuator 22 and the variable phase shifter 23 of the distortion injection path 16 are adjusted so that the signals of the main signal path 15 and the distortion injection path 16 have equal amplitude and opposite phase at the output end of the distortion removal circuit 12. . As a result, the distortion component of the main amplifier 19 is injected with the same amplitude of opposite phase, so that the distortion component generated by the main amplifier 19 is canceled.
[0005]
The above is the distortion compensation operation of an ideal feedforward amplifier. Actually, it is not easy to completely maintain the balance of each of the distortion detection circuit 11 and the distortion removal circuit 12. Even if the initial setting is complete, the characteristics of the amplifier change due to fluctuations in the ambient temperature, power supply, etc., and it is extremely difficult to maintain good balance with time stability.
As a method for maintaining the balance of the distortion detection circuit 11 and the distortion removal circuit 12 of the feedforward amplifier with high accuracy, an automatic adjustment method using a pilot signal is known. For example, Japanese Patent Application Publication No. 1-198809, “Automatic Adjuster for Feedforward Amplifier”, etc., have been put to practical use. Toshio Nojima, Shoichi Takahashi, “Ultra-low distortion multi-frequency for mobile communications” Common amplifiers: self-adjusting feedforward amplifiers (SAFF-A) ... ", IEICE, Radio Communication Systems Society, RCS90-4, 1990 are known.
[0006]
A configuration example of a feedforward amplifier using the pilot signal is shown in FIG. As shown in FIG. 2, the first pilot signal PL from the first pilot signal generator 31 is connected to the input path 8 of the distortion detection circuit 11. 1 Is provided to the transmission signal, and a first pilot signal PL is provided. 1 Is provided between the power combiner / distributor 26 and the variable attenuator 22, and the second pilot signal PL from the second pilot signal generator 34 is extracted. 2 Is provided between the stages of the main amplifier 19 to inject the second pilot signal PL into the transmission signal. 2 Is provided in the output path 9 of the distortion removal circuit 12. First and second pilot signals PL extracted by the first pilot signal extractor 33 and the second pilot signal extractor 36, respectively. 1 , PL 2 Are detected by a first pilot level detector 37 and a second pilot level detector 38, respectively, and these detected levels are input to a controller 39. The controller 39 controls the variable attenuators 17 and 22 and the variable phase shifters 18 and 23 so as to minimize these detection levels. That is, the first pilot signal PL 1 And the second pilot signal PL 2 Is used to detect the balance between the distortion detection circuit 11 and the distortion removal circuit 12, and the first variable attenuator 17 and the first variable phase shifter 18 inserted in the main amplifier signal path 13 of the distortion detection circuit 11, Distortion compensation is performed by adjusting the balance of the circuits 11 and 12 using the second variable attenuator 22 and the second variable phase shifter 23 inserted in the distortion injection path 16 of the removal circuit 12. In order to achieve the balance of the circuits 11 and 12, for example, the level of the pilot signal is minimized by a simple control algorithm such as a perturbation method and a steepest descent method or an adaptive control algorithm based on a least square estimation method. Each variable attenuator and each variable phase shifter are electrically controlled stepwise. Such automatic control can be easily performed using a microcomputer.
[0007]
As a pilot signal processing method in such an automatic adjustment circuit, a method using a simple single frequency pilot has been known (Japanese Patent Application No. 3-49688 “Feed forward amplifier”, etc.). In the case of this method, the circuit configuration can be simplified, but the operating point at which the detection level of the pilot signal is minimized is set as the optimum operating point, and therefore the level of the pilot signal needs to be increased in order to increase the detection sensitivity. At this time, if interference signals such as leakage power and noise from other devices are mixed in the feed band of the pilot signal detection band, an error occurs in the detection level, which makes it impossible to achieve high-precision control operation and optimum operation. It was.
[0008]
Therefore, a method of using a pilot signal modulated at a low frequency as a feedforward interference circuit that is not easily affected by interference such as various noises and enables high-precision pilot detection (Japanese Patent Application Publication No. 5- 90843, “feedforward interference circuit”), and a method using a pilot signal modulated by frequency spectrum spreading for a low frequency signal (Japanese Patent Application Publication No. 4-364602, “feedforward interference circuit”). These techniques are also shown in US Pat. No. 5,166,634.
[0009]
Since the automatic adjustment method of the feedforward amplifier using the pilot signal as described above can separate the band of the pilot signal and the transmission signal, the frequency division multiple access (FDMA), the time division multiple access (Time Division Multiple Access) This was effective in a transmission power amplifier for a wireless communication system using (Access: TDMA).
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
On the other hand, in the transmission power amplification for wireless communication systems using code division multiple access (CDMA), the conventional pilot signal cannot be used as it is for the following reason. First, the bandwidth of the CDMA carrier is wider than that of the conventional TDMA / FDMA wireless communication, and if one frequency is secured for the pilot signal, the economical efficiency of the wireless communication system is greatly deteriorated. Second, if a pilot signal is inserted into the transmission band, it is difficult to make the level of the pilot signal sufficiently smaller than that of the transmission signal and to ensure sufficient detection accuracy with the level detector. This is because the CDMA transmission signal suppresses sensitivity to the pilot signal. Thirdly, even if the second problem is solved, the pilot signal is not orthogonal to the transmission signal whose transmission output is always controlled, and therefore interference or the like is given to the transmission signal.
[0011]
For the above reasons, the pilot signal generation method and detection method used in the conventional automatic adjustment method of the feedforward amplifier have poor applicability to low distortion transmission power amplifiers for CDMA radio communication systems.
An object of the present invention is to provide a feedforward amplifier for a CDMA transmission signal that can be easily adjusted automatically.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, in the configuration of a conventional feedforward amplifier using a pilot signal, the first pilot code having a specific bit pattern is used as the first pilot signal, and the transmission power (feedforward) amplifier according to the present invention is used. The first pilot code is spread using a spreading code in a CDMA wireless communication system. The spread first pilot signal is frequency-converted to a first specific frequency band by a frequency converter, and is multiplexed into a transmission signal by a first pilot multiplexer. The multiplexed first pilot signal is extracted by a first pilot signal extractor, and frequency-converted to baseband by a frequency converter. The frequency-converted first pilot signal is despread by the spreading code used for the previous spectrum spreading, and the original first pilot code is detected.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
First embodiment
FIG. 3 shows a first embodiment of a feedforward amplifier according to the present invention. The configuration of this embodiment is the same as that of the conventional feedforward amplifier shown in FIG. 2, except that the input signal is a CDMA transmission signal and that the first and second signals in FIG. First and second pilot signal generators 40 used in place of the pilot signal generators 31 and 34 and the first and second pilot level detectors 37 and 38. 1 , 40 2 And first and second pilot level detectors 60 1 , 60 2 In addition, the device as described in detail below is devised. Therefore, the same reference numerals are given to the same parts as in FIG. 2, and the description thereof is omitted.
[0014]
First and second pilot signal generator 40 1 , 40 2 Can be configured in the same manner, and the first pilot signal generator 40 is representative of them. 1 Only is shown in FIG. First pilot signal generator 40 of FIG. 1 Consists of a pilot code generator 41, a spread code generator 42, a digital multiplier 43, a digital / analog converter 44, a low-pass filter 45, a frequency converter 46, and a band-pass filter 47.
Here, the pilot code generator 41 employs, for example, a code generator 41A having 15 stages of pseudo noise sequences for generating a specific bit pattern as a pilot signal. Pilot signal PL 1 Is directly spread by the spreading code SPC, so that the degree of freedom of selection is great. For example, a synchronization code of a transmission signal can be applied as a pilot signal. Alternatively, a single frequency digital signal such as a tone signal may be used.
[0015]
The spread code generator 42 generates a spread code used in the CDMA radio communication system. For example, assuming a wideband CDMA (W-CDMA) wireless communication system, a spread code generator 42 includes a long code generator 42A for generating a long code LC and a short code SC, as shown in FIG. A code generator 42B and a multiplier 42C that multiplies the long code and the short code and outputs a spread code SPC. The short code SC is an orthogonal code common to each cell in each service area, and the long code LC is an orthogonal code different for each cell in each service area. The short code SC is generally an orthogonal code with a short period, and the long code LC is generally an orthogonal code with a long period.
[0016]
1st pilot signal PL S1 And the second pilot signal PL S2 These are distinguished by different spreading codes. For example, since the same spreading code is assigned to all cells in each area as the short code, the first pilot signal and the second pilot signal are distinguished mainly by different long codes LC.
FIG. 6 shows an example of use of spreading codes used in a specific feedforward amplifier. FIG. 6 shows an example of a plurality of cells CEL distinguished by a long code in one service area. One base station BS is arranged in each cell CEL, and a different long code is assigned to each cell CEL. For example, the long codes LC1 to LC5 are assigned. It is assumed that one of the base stations BS equipped with the feedforward amplifier according to the invention has already been assigned the long code LC5. In the feedforward amplifier of the base station BS, the spreading code used by the spreading code generator 42 for generating the pilot signal is assigned to a base station other than the base station in order to avoid interference due to the pilot signal to the transmission signal. For example, the long code LC1 is used. Since the long codes are orthogonal to each other, interference with the transmission signal due to the pilot signal can be avoided. Further, since the level of the pilot signal is set to be very small, such as −60 dB or less, compared to the transmission signal, even if the pilot signal is radiated as a radio wave from the base station antenna, the level that hardly affects the transmission signal. It is. Of course, the area using the long code LC1 is hardly affected from the viewpoint of the actual distance between base stations.
[0017]
FIG. 7 shows an example of a combination of a long code and a short code used in one base station. Here, the common long code LC1 is used to spread the transmission signal in combination with the short codes SC1, SC2, ..., SCN, and the long code LC2 is used to spread the pilot signal in combination with the short code such as SC1. use. Thus, unlike the conventional pilot signal, the pilot signal is superimposed on the transmission signal. As these spreading codes, the same spreading codes but different initial phases may be used.
[0018]
Returning to the description of FIG. 4, the pilot code PL 1 And the spread code SPC are multiplied by the digital multiplier 43 to obtain the pilot signal PL S1 Is generated. Thereby, the pilot code PL 1 Is directly spread by a spread code SPC comprising a long code and a short code. Pilot signal PL S1 Is converted into an analog signal by a digital / analog converter 44 and band-limited by a low-pass filter 45. The output of the low-pass filter 45 is frequency converted by the frequency converter 46. 1st pilot signal PL S1 In the case of, the frequency is converted to the transmission band and the second pilot signal PL S2 In this case, the frequency is converted out of the transmission band, and the components other than the predetermined band are removed from the respective pilot signals by the band pass filter 47, and the first and second pilot signal generators 40 are used. 1 , 40 2 Is output from. Here, in order to simplify the description of each of the following embodiments, a D / A converter 44 and a low-pass filter 45 connected in series for converting a baseband digital signal into a desired signal, for example, in a transmission frequency band. The block 4X including the frequency converter 46 and the band pass filter 47 is referred to as a signal conversion unit. 1st pilot signal PL S1 Is the transmission signal S input in the pilot multiplexer 32 in FIG. T And input to the input path 8. On the other hand, the second pilot signal PL S2 Is input to the main amplifier signal path 13 in the injection circuit 35 in the main amplifier 19. The pilot signal generator 40 having the configuration shown in FIG. 1 , 40 2 Can be applied to all the embodiments described later.
[0019]
FIG. 5 shows a first pilot level detector 60. 1 The example of a structure is shown. Second pilot level detector 60 2 The configuration of the first pilot level detector 60 is 1 Since it is the same as the configuration of FIG. First pilot level detector 60 1 Is composed of a bandpass filter 67, a frequency converter 61, a low-pass filter 62, an analog / digital converter 63, a digital multiplier 64, a spreading code generator 65, and a pilot code detector 66. The blocks 67, 61, 62, and 63 constitute a signal conversion unit 6X that converts an input transmission frequency band signal into a baseband signal. The spreading code generator 65 has the same configuration as the spreading code generator 42 in FIG. 4, and is composed of a long code generator 65A, a short code generator 65B, and a multiplier 65C. 1 Generates the same spreading code SPC. Therefore, in an actual feedforward amplifier, the first and second pilot level detectors 60 1 , 60 2 The first and second pilot signal generators 40 are omitted as shown by the broken lines in FIG. 1 , 40 2 The spread code generated by each of the spread code generators 42 (FIG. 4) is converted into first and second pilot level detectors 60, respectively. 1 , 60 2 The multiplier 64 may be provided.
[0020]
The outputs of the first and second pilot signal extractors 33 and 36 in FIG. 3 are input to the frequency converter 61 after the components other than the predetermined band are removed by the band pass filter 67. The frequency converter 61 converts the extracted pilot signal to baseband. The output of the frequency converter 61 is input to the low-pass filter 62 and band-limited. The output of the low-pass filter 62 is converted into a digital signal by an analog / digital converter 63. Thereafter, the spread code SPC generated by the spread code generator 65 is multiplied by the digital multiplier 64 to perform despreading. The spreading code SPC must be the same as the spreading code used in the first and second pilot signals, respectively. Despread pilot signal PL 1 Is detected by a pilot code detector 66 as a pilot code. As a specific configuration of the pilot code detector 66, a conventional CDMA device such as a narrowband filter or a certain type of correlation detector can be used. Pilot level detector 60 shown in FIG. 1 , 60 2 This configuration can also be applied to all embodiments described later.
[0021]
8A to 8F show the spectrum of the first pilot signal and the transmission signal in each part of FIGS. The first pilot code PL which is the output of the pilot code generator 41 1 An example of the spectrum is shown in FIG. 8A. Here, the spectrum is a tone (single frequency signal). Pilot signal PL directly spread using spreading code SPC S1 The spectrum of is shown in FIG. 8B. An output obtained by frequency-converting the output of the low-pass filter 45 is shown in FIG. 8C. Spread first pilot signal PL S1 Are converted into the transmission frequency band FB. The main amplifier 19 amplifies the power of the first pilot signal and the transmission signal. The output spectrum of the main amplifier 19 is shown in FIG. 8D. Here, the case of 4-carrier amplification is assumed. Transmission signal S of one carrier as shown in FIG. 8D T 1st pilot signal PL S Are superimposed. The output of the low-pass filter 62 in FIG. 5 is shown in FIG. 8E. In FIG. 8E, the transmission signal that has been frequency-converted from the transmission band to the baseband area and on which the first pilot signal is superimposed is band-limited and extracted. FIG. 8F shows an output that has been converted from analog to digital and despread with a spreading code. As shown in this figure, the first pilot code PL superimposed on the transmission signal 1 Can be extracted by digital signal processing.
[0022]
9A to 9F show the spectrum in each part of the second pilot signal. First pilot signal generator 40 2 The second pilot signal PL output from the pilot code generator 41 in FIG. 2 The spectrum of is shown in FIG. 9A. Here, the spectrum is a tone. Second pilot signal PL using spreading code 2 2nd pilot signal PL obtained by directly spreading S2 The spectrum of is shown in FIG. 9B. The second pilot signal PL obtained by frequency-converting the output of the low-pass filter 45 (FIG. 4) S2 The spectrum of is shown in FIG. 9C. The spread second pilot signal is frequency-converted to a band adjacent to the transmission frequency band FB. The spectrum of the output of the main amplifier 19 is shown in FIG. 9D. Here, the nonlinear distortion component D by the main amplifier 19 M 2nd pilot signal PL with spread S2 It shows how it is buried. The output spectrum of the low-pass filter 62 in FIG. 5 is shown in FIG. 9E. In FIG. 9E, the nonlinear distortion component D generated by the main amplifier 19 frequency-converted from outside the transmission band to the baseband. M And the spread second pilot signal PL S2 Indicates. In this way, the band is limited by the low-pass filter 62. FIG. 9F shows the spectrum of the output that has been converted from analog to digital and despread by the spreading code. As shown in this figure, the out-of-band nonlinear distortion component D generated by the main amplifier 19 M Second pilot signal PL buried in 2 Can be extracted by digital signal processing.
[0023]
First and second pilot signal generator 40 1 , 40 2 As shown in FIG. That is, as shown in FIG. 10 with the same reference numerals corresponding to those in FIG. 4, in the pilot code generator 41, the pilot codes are encoded by the error correction encoder 49 to obtain the pilot codes. As the error correction encoder 49, a conventionally known encoder such as a BCH code and a convolutional code can be used. Other configurations are the same as those in FIG.
[0024]
When error correction coding is performed in this way, the first and second pilot level detectors 60 correspondingly. 1 , 60 2 11 are configured as shown in FIG. 11 with parts corresponding to those in FIG. That is, the despread output from the digital multiplier 64 is decoded by the decoder 68 and supplied to the pilot code detector 66. The decoder 68 corresponds to the error correction encoder 49 in FIG. 10, and uses a block code decoder, a convolutional decoder based on the Viterbi algorithm, or the like. Such a pilot signal generator 40 1 , 40 2 10 and the pilot level detector 60 for performing error correction coding as 1 , 60 2 As shown in FIG. 11, the configuration shown in FIG. 11 that performs decoding for error correction coding can be applied to all embodiments described later.
[0025]
Here, the effect of error correction coding processing on the first and second pilot signals will be described. FIG. 12 shows the detection accuracy of the pilot signal when the error correction code is used and when it is not used. In FIG. 12, the vertical axis represents the code error rate and the horizontal axis represents the signal-to-noise power ratio (SNR). From FIG. 12, the code error rate is improved with a small SNR by using an error correction code. This means that the pilot signal can be detected with a small pilot signal level by using the error correction code. Thereby, the pilot signal level can be further reduced.
[0026]
In the first embodiment described above, the input transmission signal is a high-frequency signal (a signal in the transmission frequency band subjected to carrier modulation), and is supplied to the power distributor 25 via the first pilot multiplexer 32 (FIG. 3). In the case where the input transmission signal is a baseband digital signal, the first pilot signal generator 40 is used. 1 Can be configured as shown in FIG. First pilot signal generator 40 shown in FIG. 1 In this configuration, an adder 48 is provided between the multiplier 43 and the D / A converter 44 in the configuration shown in FIG. A baseband digital transmission signal S from a modulator 100 provided outside the feedforward amplifier of the present invention. T Is provided to the adder 48 and the spread pilot signal PL from the multiplier 43 is provided. S1 Is added. The result of the addition is converted into an analog signal by the D / A converter 44 as described with reference to FIG. 4, the band is limited by the low-pass filter 45, and converted to a high-frequency signal by the frequency converter 46. From the converted output, the bandpass filter 47 removes harmonic components other than the predetermined band, and the first pilot signal PL S1 And transmission signal S T Are multiplexed and supplied to the power distributor 25 (FIG. 3). The configuration of such a pilot signal generator shown in FIG. 13 can be applied to all embodiments described below. In FIG. 13, the pilot signal generator 40 is output from the output of the multiplier 43 when applied to the following embodiment. 1 Baseband pilot signal PL extracted outside S1 Is shown. The combination of the first pilot and the second pilot may be a directly spread pilot signal and a non-direct spread pilot signal. Further, the bands injected by the first pilot and the second pilot may be inside or outside the transmission frequency band.
Second embodiment
When a pilot signal is multiplexed with a transmission signal, the level of the pilot signal needs to be equal to or lower than a predetermined standard value. In particular, in CDMA wireless communication, an increase in reception band noise power results in a decrease in subscriber capacity. Therefore, the CDMA feedforward amplifier needs to have a sufficiently low pilot signal level with respect to the transmission signal. As a result, there is a problem that the accuracy of pilot signal level detection is lowered. An embodiment for improving this point will be described below.
[0027]
FIG. 14 shows a second embodiment of the feedforward amplifier according to the present invention. However, this embodiment shows a case where the second pilot signal is multiplexed with the transmission signal. In this amplifier, a transmission signal cancellation path 70 for canceling a transmission signal is further added to the configuration of the feedforward amplifier according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. Description of is omitted. The transmission signal removal path 70 includes a power distributor 71, a variable attenuator 72, a variable phase shifter 73, an auxiliary amplifier 74 and a power combiner 75. The power combiner 75 includes a second pilot signal extractor 36 and a second pilot level detector 60. 2 Between the output of the second pilot signal extractor 36 and the transmission signal component given through the transmission signal removal path 70, and the second pilot level detector 60 2 To give.
[0028]
Transmission signal S input to the feedforward amplifier T Is distributed to the input path 8 and the transmission signal removal path 70 by the power distributor 71, and the electrical length from the transmission signal removal path 70 to the power combiner 75, the main amplifier signal path 13, the main signal path 15, and the first The variable attenuator 72 and the variable phase shifter 73 are controlled by the controller 39 so that the electrical length reaching the power combiner 75 via the two pilot signal extractor 36 is equal and opposite in phase, that is, the detection level is minimized. Is controlled step by step. As a result, the power combiner 75 can cancel the transmission signal component in the output of the second pilot signal extractor 36 to some extent by the transmission signal given through the transmission signal removal path 70. The degree of cancellation is adjusted by the auxiliary amplifier 74. As a result, the spread second pilot signal PL S2 Can be easily detected. Next, as in the embodiment of FIG. 3, the first pilot level detector 61 is used. 1 The variable attenuator 17 and the variable phase shifter 18 are adjusted so as to minimize the detection level of the second pilot level detector 60. 2 The variable attenuator 22 and the variable phase shifter 23 are adjusted so that the detection level is minimized. Other configurations are the same as those of the first embodiment of FIG.
[0029]
FIG. 15 shows a spectrum in each part of the second pilot signal in the embodiment of FIG. The second pilot code PL output from the pilot code generator 41 2 The spectrum of is shown in FIG. 15A. Here, the spectrum is a tone. Pilot signal PL directly spread using spreading code SPC S2 The spectrum of is shown in FIG. 15B. An output spectrum obtained by frequency-converting the output of the low-pass filter 45 is shown in FIG. 15C. Spread second pilot signal PL S1 Is frequency-converted to the transmission frequency band FB. The output spectrum of the second pilot signal extractor 36 is shown in FIG. 15D. Here, the case of 4-carrier amplification is assumed. Transmission signal S as shown in FIG. 15D T The second pilot signal is superimposed on the. In FIG. 15E, the output of the auxiliary amplifier 74 in the transmission signal removal path 70 and the output of the first pilot signal extractor 36 are combined by the power combiner 75. At this time, the variable length attenuator in which the electrical length of the transmission signal removal path 70 including the auxiliary amplifier 74 and the electrical length of the path extending to the power combiner 75 via the main amplifier signal path 13 and the main signal path 15 are equal to each other and in opposite phases. 72 and the variable phase shifter 73 are controlled stepwise by the controller 39. Thereby, the transmission signal S in which the spread second pilot signal is multiplexed is obtained. T Is suppressed to some extent as shown in FIG. 15E. The output spectrum of the low-pass filter 62 in FIG. 5 is shown in FIG. 15F. FIG. 15F shows the transmission signal component frequency-converted from the transmission frequency band to the baseband and the second pilot signal PL. S2 The spectrum of is shown. Second pilot signal PL S2 Signal S superimposed T Is band-limited by the low-pass filter 62. FIG. 15G shows the spectrum of the output that has been converted from analog to digital and despread by the spreading code SPC. As shown in FIG. T 2nd pilot code PL superimposed on 2 Can be easily extracted by digital signal processing.
[0030]
The first and second pilot signal generators 31 and 34 may have the same configuration as shown in FIG. The configuration for suppressing the transmission signal in the level detection of the second pilot signal shown in FIG. 14 can be applied to all other embodiments described below.
Third embodiment
FIG. 16 shows a pilot signal generator 41 when the transmission signal and the pilot signal are multiplexed in the baseband shown in FIG. 13 in the embodiment shown in FIG. 1 An embodiment in the case where is applied will be described. As described in FIG. 13, the transmission signal S T And the first pilot signal PL S1 Are each multiplexed as a digital signal by an adder 48, then converted to an analog signal, converted to a transmission signal in the transmission frequency band, and input to the power distributor 25 in FIG. On the other hand, the baseband digital transmission signal S T 13 is also input to the signal conversion unit 4X ″ having the same configuration as the signal conversion unit 4X in FIG. 13, and is similarly converted to a signal in the transmission frequency band and input to the variable attenuator 72. The signal is supplied to the power combiner 75 via the auxiliary amplifier 74 to cancel the transmission signal component in the extracted output of the second pilot signal extractor 36. The operation, control, etc. of other parts of this embodiment are shown in FIGS. In this way, the transmission signal can be canceled even if the transmission signal and the pilot signal are multiplexed as a digital signal.
Fourth embodiment
The signal input to the first pilot signal extractor 33 in the embodiment of FIG. 3 includes the detected non-suppressed amplifier distortion component in addition to the first pilot signal component. This is not preferable because it acts as noise in the first pilot level detection. An embodiment in which this point is improved is shown in FIG.
[0031]
The feedforward amplifier according to the embodiment of FIG. 17 is provided with an amplifier output signal removal path 150A and a pilot signal removal path 150B in addition to the feedforward amplifier of the first embodiment shown in FIG. The amplifier output signal removal path 150A includes a power distributor 55, a power combiner 56, a power distributor 57, a variable attenuator 58, a variable phase shifter 59, and a power combiner 81. The output of the main amplifier 19 is distributed by the power distributor 55 to the power combiner 26 and the power combiner 56, and the output of the power combiner 56 is distributed by the power distributor 57 to the variable attenuator 58 and the level detector 82. The output of the variable attenuator 58 is supplied to the power combiner 81 through the variable phase shifter 59, and is combined with the output of the power divider which is the pilot signal extractor 33. The output of the power combiner 81 is the first pilot level detection. Vessel 60 1 Supplied to.
[0032]
The pilot signal removal path 150B includes a power distributor 51, a variable attenuator 52, a variable phase shifter 53, an auxiliary amplifier 54, and a power combiner 56. Pilot signal generator 40 1 First pilot signal PL generated by S1 Is distributed by the power distributor 51 to the pilot multiplexer 32 and the variable attenuator 52. The output of the variable attenuator 52 is supplied to the power combiner 56 through the variable phase shifter 53 and the auxiliary amplifier 54, and is combined with the amplifier output from the power distributor 55. The output of the power distributor 57 is input to the level detector 82. The output of the level detector 82 is used by the controller 39 to control the variable attenuator 52 and the variable phase shifter 53.
[0033]
Since the operation of detecting the second pilot signal level in the third embodiment is the same as that in the first embodiment, the description thereof will be omitted, and the description relating to the detection of the first pilot signal level will be given below. FIG. 18 is a principle flowchart of an algorithm for driving, for example, a microprocessor constituting the controller 39 in FIG. 17 and controlling the variable attenuators 17, 52, 58 and the variable phase shifters 18, 53, 59.
This flowchart is composed of four stages. In the first stage, the variable attenuator 52 and the variable phase shifter 53 are controlled stepwise so that the level detected by the level detector 82 is minimized (S1, S2). As such a control method, a well-known algorithm that adaptively controls various values such as a perturbation method, a steepest descent method, and a least square estimation method can be used. By this control, the variable attenuator 52 and the variable phase shifter 53 cause the pilot signal component input from the output of the main amplifier 19 in the power combiner 56 and the pilot signal from the auxiliary amplifier 54 to have equal amplitude, equal delay, and opposite phase. That is, it is adjusted so that the level detected by the level detector 82 is minimized. Thereby, the pilot signal component in the amplifier output signal removal path 150A can be removed. At this time, the signal component remaining in the output of the power combiner 56 is a transmission signal component and a distortion component generated by the main amplifier 19.
[0034]
The second stage is then the first level detector 60. 1 The variable attenuator 58 and the variable phase shifter 59 are controlled stepwise in the same manner as in the first stage so that the level detected in step S1 is minimized (S3, S4). At this time, the output of the first pilot signal extractor 33 includes a distortion component by the main amplifier 19, a suppressed transmission signal component, and a first pilot signal component. In the power combiner 81, the output of the variable phase shifter 59 is controlled by the controller 39 so as to have the same amplitude, equal delay and opposite phase as the output of the first pilot signal extractor 33. First level detector 60 1 , The distortion component generated by the main amplifier 19 in the power combiner 81 can be removed. As a result, the output of the power combiner 81 is substantially only the first pilot signal component and the transmission signal component.
[0035]
In the third stage, the first level detector 60 1 The variable attenuator 17 and the variable phase shifter 18 are controlled so that the output level is minimized (S5, S6). When the variable attenuator 17 and the variable phase shifter 18 are adjusted, the optimum values previously adjusted by the variable attenuator 52 and the variable phase shifter 53 are shifted. Therefore, in conjunction with the adjustment of the variable attenuator 17 and the variable phase shifter 18. It is necessary to control the variable attenuator 52 and the variable phase shifter 53. As the interlock control method, for example, the adjustment amounts of the variable attenuator 17 and the variable phase shifter 18 may be applied to the variable attenuator 52 and the variable phase shifter 53 as they are. As a result, only the suppressed transmission signal and pilot signal are detected by the first level detector 60. 1 Can be detected. This means that the input signal component of the level detector 82 is equivalent to the distortion component by the main amplifier. Accordingly, the distortion component generated by the main amplifier 19 in the power combiner 81 is canceled by the processes in steps S3 and S4, so that the pilot signal can be detected.
[0036]
In the fourth stage, the first to third stages are repeated as necessary. Thereby, the stability of pilot detection accuracy can be improved.
In any of the above control methods, the level detector 60 is used. 1 , 82 are controlled to a minimum, but need not be controlled to a minimum if a predetermined electrical performance can be achieved. For example, it may be near the minimum value. In this embodiment, two level detectors are used, but one level detector may be divided and used by time.
Example 5
FIG. 19 shows a pilot signal generator 41 shown in FIG. 13 in the embodiment shown in FIG. 1 An embodiment in the case where is applied will be described. As described in FIG. 17, the transmission signal S T And the first pilot signal PL S1 Are each multiplexed as a digital signal by an adder 48, then converted to an analog signal, converted to a transmission signal in the transmission frequency band, and input to the power distributor 25 in FIG. On the other hand, the pilot signal PL spread by the multiplier 43 S1 Is also input to the signal conversion unit 4X ′ having the same configuration as the signal conversion unit 4X in FIG. 13, and similarly converted to a signal in the transmission frequency band and input to the variable attenuator 52 of the pilot signal removal path 150B. This pilot signal PL S1 Is supplied to the power combiner 56 via the variable phase shifter 53 and the auxiliary amplifier 54, and cancels the pilot signal component passing through the main amplifier output signal removal path 150A. The operation and control of other parts of this embodiment are the same as those shown in FIGS. Accordingly, also in the embodiment shown in FIG. 19 in which the transmission signal and the pilot signal are multiplexed as a baseband digital signal, the pilot signal in the amplifier output signal removal path 150A can be canceled.
Sixth embodiment
FIG. 20 shows a fourth embodiment of the feedforward amplifier according to the present invention. In this embodiment, the transmission signal removal path 70 shown in FIG. 14 is further added to the third embodiment (FIG. 17). The transmission signal elimination path 70 includes a power distributor 71 provided in series on the input side of the pilot multiplexer 32, a variable attenuator 72 through which the transmission signal distributed thereby passes, a variable phase shifter 73, and an auxiliary amplifier. 74 and a power combiner 75 to which the output of the auxiliary amplifier 74 is supplied. The power combiner 75 combines the output of the power combiner 81 and the output of the auxiliary amplifier 74 to generate a first level detector 60. 1 Output to. The controller 39 further controls the variable attenuator 72 and the variable phase shifter 73 in addition to the control target in the third embodiment. The control operation will be described next with reference to the flowchart of FIG.
[0037]
In the control procedure of the fourth embodiment shown in FIG. 21, the following steps (steps S7 and S8) are added after the second step (steps S3 and S4) in the control procedure of the third embodiment shown in FIG. Hereinafter, this stage (steps S7 and S8) is referred to as a third stage, the third stage (steps S5 and S6) in FIG. 18 is the fourth stage, and the fourth stage (repetition of steps S1 to S6) in FIG. There are 5 levels.
In the third stage, the variable attenuator 72 and the variable phase shifter 73 are connected to the first level detector 60. 1 (S7, S8). Thus, in the power combiner 75 that receives the output of the power combiner 81, the variable attenuator 72 and the variable phase shifter 73 adjust the two inputs so as to have equal amplitude, equal delay, and opposite phase. As a result, the transmission signal that reaches the power combiner 75 via the path 150A can be removed.
[0038]
In the fourth stage, the variable attenuator 17 and the variable phase shifter 18 are connected to the first level detector 60. 1 Is controlled so as to minimize the output. At this time, the deviation from the optimum adjustment point of the previously adjusted variable attenuators 52 and 72 and variable phase shifters 53 and 73 is adjusted by the variable attenuator 17 and variable phase shifter 18 as in the embodiment of FIG. The amount is adjusted by setting the variable attenuators 52 and 72 and the variable phase shifters 53 and 73 as they are.
In any of the above control methods, the level detector 60 is used. 1 , 82 are controlled to a minimum, but need not be controlled to a minimum if a predetermined electrical performance can be achieved. For example, it may be near the minimum value. In this embodiment, two level detectors 60 are also used. 1 , 82 are used, but one level detector may be divided and used by time.
[0039]
17 and 20, the pilot signal generator 40 is used. 1 Is configured in the same manner as shown in FIG. Transmission signal S T Spread first pilot signal PL S1 Is distributed to the main amplifier signal path 13 and the linear signal path 14 by the power distributor 25. In the main amplifier signal path 13, a variable attenuator 17, a variable phase shifter 18, and a main amplifier 19 are connected in series. In the linear signal path 14, the delay line 28 and the phase inversion circuit 29 are connected in series. The signals of the two paths 13 and 14 are combined by the power combiner / distributor 26 and input to the first pilot signal extractor 33 in the distortion injection path 16. The first pilot signal extractor 33 is composed of a directional coupler and the like, similar to the pilot multiplexer 32. FIG. 22A shows the spectrum of the signal extracted by filtering the band component of the pilot signal with a bandpass filter (not shown) of the first pilot signal extractor 33. Distortion component D M Is not suppressed, the suppressed transmission signal S T And the first pilot signal PL S1 On the other hand, it is a relatively large level.
[0040]
The output of the first pilot signal extractor 33 is combined with the signal that has passed through the amplifier output signal removal path 150A, that is, the signal adjusted to have the same amplitude, equal delay characteristics, and opposite phase by the variable attenuator 58 and the variable phase shifter 59. . The spectrum of the synthesized signal is shown in FIG. 22B. As shown in FIG. 22B, the distortion D generated in the main amplifier 19 M And transmission signal S T Is suppressed to some extent, and the first pilot signal PL is increased accordingly. S1 Detection accuracy can be increased.
In the case of the embodiment of FIG. 20, the power combiner 75 combines the power of the signal of the transmission signal removal path 70 and the output signal of the power combiner 81. In the transmission signal removal path 70, the variable attenuator 72 and the variable phase shifter 73 are adjusted by the controller 39 so that both input signals of the power combiner 75 have equal amplitude, equal delay, and opposite phase. An example of the output spectrum of the power combiner 75 is shown in FIG. 23A. As shown in this figure, the transmission signal from the transmission signal removal path 70 is synthesized by the power synthesizer 75 with the output from the power synthesizer 81 with equal amplitude, equal delay, and opposite phase, so that power is synthesized via the path 150A. The transmission signal component reaching the device 75 is canceled and its level is lowered. This further facilitates detection of the pilot signal.
[0041]
The output of the power combiner 75 is, for example, the first pilot level detector 60 shown in FIG. 1 Is input. The signal filtered by the band pass filter 67 is frequency converted to baseband by the frequency converter 61. The spectrum of the signal filtered by the low-pass filter 62 is shown in FIG. 23B. At this time, the spread first pilot signal PL S1 And transmission signal S T Are superimposed. The signal frequency-converted to the baseband is converted into a digital signal by the analog / digital converter 63. This digital signal is multiplied by a multiplier 64 with a spreading code SPC generated from the short code SC and the long code LC, and despreading processing is performed. As a result, the original first pilot code PL as shown in FIG. 1 Is demodulated and despread from the first pilot code PL 1 Component of other transmission signal S T And can be extracted separately.
[0042]
Thus, according to the embodiment of FIG. T Thus, the pilot signal can be extracted with high sensitivity. Further, the transmission signal S T Therefore, the level of the pilot signal can be reduced. This means that even if the operation of the apparatus is unstable, it is not necessary to radiate an originally useless pilot signal as a radio wave into the space.
In this embodiment also, the pilot signal generator 40 is used. 1 In the same manner as shown in FIG. 10, a pilot signal generator having an error correcting encoder 49 is used, and a pilot level detector 60 is used. 1 A pilot level detector having a decoder 66 may be used in the same manner as shown in FIG.
Example 7
24 shows the pilot signal generator 41 shown in FIG. 13 in the embodiment of FIG. 1 This is an example in the case of applying. This configuration is the same as that obtained by adding the transmission signal removal path 70 shown in FIG. 16 to the configuration of the embodiment of FIG. As described in FIG. 13, the transmission signal S T And the first pilot signal PL S1 Are each multiplexed as a digital signal by an adder 48, then converted to an analog signal by the signal converter 4X, then converted to a transmission signal in the transmission frequency band, and input to the power distributor 25 in FIG. On the other hand, the pilot signal PL from the multiplier 43 S1 Is supplied to the variable attenuator 52 of the pilot signal removal path 150B through the signal converter 4X ′ having the same configuration as the signal converter 4X (FIG. 13), and the transmission signal S from the modulator 100 is transmitted. T Is supplied to the variable attenuator 72 of the transmission signal removal path 70 through the signal conversion section 4X ″ having the same configuration as that of the signal conversion section 4X. Accordingly, in the signal supplied to the power combiner 81 through the main amplifier output signal removal path 150A. The pilot signal component can be canceled, and the transmission signal component in the signal that is given to the power combiner 81 through the path 150A and reaches the power combiner 75 can be canceled.
Example 8
FIG. 25 shows a seventh embodiment of the present invention. In this embodiment, an amplifier output signal removal path 150C and a pilot signal injection path 150D are added to the feedforward amplifier of the first embodiment shown in FIG. The amplifier output signal removal path 150C includes a power distributor 55, a variable attenuator 58, a variable phase shifter 59, and a power combiner 81. In other words, the output of the main amplifier 19 is distributed to the power combiner 26 and the variable attenuator 58 by the power distributor 55, and the output of the variable attenuator 58 is given to the power combiner 81 through the variable phase shifter 59, and the first pilot signal. It is combined with the extracted output given from the power distributor which is the extractor 33 through the switch 86.
[0043]
The pilot signal injection path 150D includes a power distributor 51, a variable attenuator 52, a variable phase shifter 53, an auxiliary amplifier 54, and a power combiner 84. That is, the pilot signal generator 40 1 The pilot signal is distributed to the first pilot multiplexer 32 and the variable attenuator 52 by the power divider 51, and the output of the variable attenuator 52 is passed through the variable phase shifter 53 and further through the auxiliary amplifier 54 to the power combiner 84. Is combined with the output of the power combiner 81. The output of the power combiner 84 is the level detector 60 1 Is input. Level detector 60 1 Is used by the controller 39 to control the variable attenuators 17, 58, 52 and the variable phase shifters 18, 59, 53. A switch 85 is inserted in series on the input side of the first pilot multiplexer 32. The operation of FIG. 25 will be described with reference to the control flowchart shown in FIG.
[0044]
26 drives a microprocessor (not shown) or the like in the controller 39 in FIG. 25, variable attenuators 17, 58, 52 and variable phase shifters 18, 59, 53, switches 85, 86, Pilot signal generator 40 1 It is a principle flowchart of the algorithm which controls the.
This flowchart is composed of four stages. In the first stage, the switches 85 and 86 are turned on, and the first pilot signal generator 40 is turned on. 1 Is turned off (S1), the level detector 60 1 The variable attenuator 58 and the variable phase shifter 59 are controlled stepwise so as to minimize the level detected in step S2 (S2, S3). As such control, an algorithm adaptively controlled so as to obtain various optimum values such as a perturbation method, a steepest descent method, and a least square estimation method can be used. The variable attenuator 58 and the variable phase shifter 59 are output from the first pilot by the controller 39 so that the output of the variable attenuator 58 is equal to the signal input from the output of the switch 86 in the power combiner 81 and has the same delay and antiphase. Level detector 60 1 It is adjusted using the output of. The signal components obtained in the distortion injection path 16 are the suppressed transmission signal component and the distortion component generated by the main amplifier 19 (not suppressed), but can be regarded as only the distortion component. On the other hand, the signal components obtained in the amplifier output signal removal path 150C are a transmission signal component that is not suppressed and a distortion component (not suppressed) generated by the main amplifier 19. Accordingly, the distortion component generated by the main amplifier 19 can be removed from the signal component extracted by the first pilot signal extractor 33. The signal component remaining at this time is a transmission signal component.
[0045]
Next, in the second stage, the switches 85 and 86 are turned off, and the first pilot signal generator 40 is turned on. 1 The output of the first pilot level detector 60 is turned on (S4). 1 The variable attenuator 52 and the variable phase shifter 53 are controlled stepwise in the same manner as in the first stage so that the level detected in (1) is minimized (S5, S6). At this time, the first pilot signal generator 40 1 A signal path from the main amplifier 19, the power distributor 55, the variable attenuator 58, the variable phase shifter 59, the power combiner 81 to the power combiner 84 is referred to as a pilot signal first path, and a first pilot signal is generated. Vessel 40 1 1st pilot signal from S1 The pilot signal injection path 150D that reaches the power combiner 84 through the variable attenuator 52, the variable phase shifter 53, and the auxiliary amplifier 54 is referred to as a pilot signal second path. The variable attenuator 52 and the variable phase shifter 53 are controlled by the controller 39 so that the output of the pilot signal first path (output of the auxiliary amplifier 54) and the output of the power combiner 81 have equal amplitude, equal delay, and opposite phase. Controlled, first pilot level detector 60 1 , The first pilot signal component input to the power combiner 81 via the amplifier output signal removal path 150C can be largely removed.
[0046]
In the third stage, the switches 85 and 86 are turned on, and the first pilot signal generator 40 is turned on. 1 Is turned on (S7) and the first pilot level detector 60 is turned on. 1 The first pilot signal is detected at, and the variable attenuator 17 and the variable phase shifter 18 are controlled so that the level is minimized (S8, S9). When the variable attenuator 17 and the variable phase shifter 18 are adjusted, the optimum values adjusted by the variable attenuators 52 and 58 and the variable phase shifters 53 and 59 are shifted. Need to be controlled. As the interlock control method, as described above, for example, the adjustment amounts of the variable attenuator 17 and the variable phase shifter 18 may be applied to the variable attenuators 52 and 58 and the variable phase shifters 53 and 59 as they are. As a result, only the suppressed transmission signal component and the first pilot signal component extracted by the first pilot signal extractor 33 are used as the first pilot level detector 60. 1 Can be detected. This is because the first pilot level detector 60 1 The input signal is a signal equivalent to the distortion detection output, and the pilot signal buried in the distortion component can be detected, and the pilot signal in the transmission band that is originally canceled can be extracted.
[0047]
In the fourth stage, the first to third stages are repeated as necessary. Thereby, the stability of pilot detection accuracy can be improved.
In any of the above control methods, the first pilot level detector 60 is used. 1 However, if the predetermined electrical performance can be achieved, it is not necessary to control the output to the minimum. For example, it may be near the minimum value.
Ninth embodiment
FIG. 27 shows the pilot signal generator 41 shown in FIG. 13 in the embodiment of FIG. 1 An embodiment in the case where is applied will be described. As described in FIG. 13, the transmission signal S T And the first pilot signal PL S1 Are multiplexed as digital signals by an adder 48, then converted into analog signals in blocks 44-47, then converted into transmission signals in the transmission frequency band, and input to the power distributor 25 in FIG. On the other hand, the pilot signal PL spread by the multiplier 43 S1 27 is also input to the signal conversion unit 4X ′ having the same configuration as the signal conversion unit 4X in FIG. 27, and is similarly converted to a signal in the transmission frequency band and input to the variable attenuator 52 of the pilot signal removal path 150D. This pilot signal PL S1 Is supplied to the power combiner 84 via the variable phase shifter 53 and the auxiliary amplifier 54, cancels the pilot signal component in the signal that passes through the main amplifier output signal removal path 150A, passes through the power combiner 81, and reaches the power combiner 84. . The operation and control of other parts of this embodiment are the same as those shown in FIGS. Accordingly, even in the embodiment shown in FIG. 27 in which the transmission signal and the pilot signal are multiplexed as digital signals, the pilot signal in the amplifier output signal removal path 150A can be canceled.
10th embodiment
In the embodiment of FIG. 28, a transmission signal removal path 70 similar to that shown in FIG. 20 is added to the embodiment of FIG. In the transmission signal elimination path 70, the power distributor 71 provided on the input side of the pilot multiplexer 32 distributes the input to the pilot multiplexer 32 and the switch 87, and the output of the switch 87 is a variable attenuator 72, A variable phase shifter 73 and an auxiliary amplifier 74 are sequentially supplied to a power combiner 75 and combined with an output of the power combiner 84 to be combined with the first pilot level detector 60. 1 Supplied to. The controller 39 further controls the switch 87, the variable attenuator 72, and the variable phase shifter 73 in addition to the control target in the embodiment of FIG. The control operation will be described below with reference to the flowchart of FIG.
[0048]
In the control procedure of FIG. 29, steps S10, S11, and S12 described below are inserted as the third step immediately after the second step (steps S4, S5, and S6) of the control procedure shown in FIG. After the third stage, the third stage in FIG. 26 (steps S7, S8, S9) is continued as the fourth stage.
In this third stage, the switches 85, 86, 87 are turned on, and the first pilot pilot signal generator 40 is turned on. 1 Of the first pilot level detector 60 is turned off (S10). 1 The variable attenuator 72 and the variable phase shifter 73 are controlled so as to minimize the output (S11, S12). Thereby, the transmission signal given through the transmission signal removal path 70 is extracted by the first pilot signal extractor 33, and the transmission signal component in the signal given through the switch 86 and the power combiners 81 and 84 is combined with the power. The variable attenuator 72 and the variable phase shifter 73 are adjusted so as to have equal amplitude, equal delay, and opposite phase by the adjuster 75. As a result, the power combiner 75 can remove the transmission signal component remaining in the second stage. Instead of turning off the switch 87, the variable attenuator 72 may set the attenuation to the maximum. That is, the variable attenuator 72 can also serve as the switch 87.
[0049]
In the fourth stage, the switches 85, 86, 87 are turned on, and the first pilot signal generator 40 is turned on. 1 Is turned on (S7), the level detector 60 1 The variable attenuator 17 and the variable phase shifter 18 are controlled so as to minimize the output of (S8, S9). At this time, with respect to the deviation from the optimum adjustment point of the variable attenuators 52 and 72 and the variable phase shifters 53 and 73, the adjustment amount in the variable attenuator 17 and the variable phase shifter 18 is variable attenuation as it is in the case of FIG. This is applied to the phase shifters 52 and 72 and the variable phase shifters 53 and 73.
[0050]
In any of the above control methods, the level detector 60 is used. 1 However, if the predetermined electrical performance can be achieved, it is not necessary to control the output to the minimum. For example, it may be near the minimum value.
11th embodiment
FIG. 30 shows the pilot signal generator 41 shown in FIG. 1 This is an example in the case of applying. This configuration is the same as the configuration of the embodiment of FIG. 27 in which a transmission signal removal path 70 including the signal conversion unit 4X ″ shown in FIG. 16 is added via a switch 87. The configuration has been described with reference to FIG. The transmission signal S T And the first pilot signal PL S1 Are each multiplexed as a digital signal by an adder 48, then converted to an analog signal in block 44-47 and then converted to a transmission signal in the transmission frequency band, and input to the power distributor 25 as shown in FIG. The On the other hand, the pilot signal PL from the multiplier 43 S1 Is provided to the variable attenuator 52 of the pilot signal removal path 150D through the signal conversion unit 4X ′, and the transmission signal S from the modulator 100 is supplied. T Is supplied to the variable attenuator 72 of the transmission signal removal path 70 through the switch 87 and the signal converter 4X ″. Therefore, the pilot signal component in the signal given to the power combiner 81 through the main amplifier output signal removal path 150C is changed. The transmission signal component in the signal that is given to the power combiner 81 through the path 150C and reaches the power combiner 75 can be canceled.
[0051]
【The invention's effect】
The effects of the present invention are as follows.
The present invention can be applied to a base station common transmission power amplifier of a mobile communication system using a CDMA system. The pilot signal does not interfere with the transmission signal. Also, the pilot signal can be detected by canceling the distortion component superimposed on the pilot signal and by despreading processing. Therefore, it is possible to perform automatic adjustment with high accuracy and high reliability for setting the optimum operating point of distortion compensation in the feedforward amplifier and highly stabilizing the amplification operation.
[0052]
(1) Automatic adjustment of distortion compensation of the feedforward amplifier can be performed with high accuracy and high reliability.
(2) Since the spreading code employed in the CDMA wireless communication system is used for the pilot signal, the orthogonality between the transmission signal and the pilot signal can be maintained, and unnecessary interference or the like is not given to the transmission signal.
(3) By using a spreading code assigned to an area different from the area (region) where this device is installed, there is no influence on the code assignment method in the wireless communication system.
[0053]
(4) Even when the distortion generated in the main amplifier is superimposed on the pilot signal and the pilot signal is subject to interference, the distortion component is sufficiently suppressed on the output side of the second power combiner, and the pilot signal is distorted. It can be taken out without being affected by high sensitivity, and highly sensitive and highly stable distortion compensation becomes possible.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a general configuration of a conventional feedforward amplifier.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of balanced control using a pilot signal in a conventional feedforward amplifier.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of a feedforward amplifier according to the present invention;
FIG. 4 is a block diagram showing an example of a pilot signal generator used in the embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing an example of a pilot level detector used in the embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a relationship example between a long code assigned to a base station of each cell of CDMA mobile communication and a long code used for spreading a pilot code in the present invention.
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a combination of a long code and a short code and a frequency band.
FIG. 8A is a diagram showing a spectrum of a first pilot signal. B is a conceptual diagram showing the spectrum of the spread first pilot signal. C is a conceptual diagram showing a spectrum of a spread transmission signal and a spread first pilot signal. D is a conceptual diagram showing the spectrum of a first pilot signal up-converted with a high-frequency transmission signal. E is a conceptual diagram showing the spectrum of the transmission signal and the first pilot signal that are returned to the baseband in the pilot detector. F is a conceptual diagram showing a spectrum of a first pilot signal and a transmission signal obtained by despreading processing.
FIG. 9A is a diagram showing a spectrum of a second pilot signal. B is a conceptual diagram showing a spectrum of a spread second pilot signal. C is a conceptual diagram showing the spectrum of the up-converted second pilot signal. D is a conceptual diagram showing the spectrum of a second pilot signal up-converted with a high-frequency transmission signal. E is a conceptual diagram showing the distortion component returned to the baseband and the spectrum of the second pilot signal in the pilot detector. F is a conceptual diagram showing a spectrum of a pilot signal and distortion components obtained by despreading processing.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration example of a pilot signal generator using error correction coding.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a pilot detector using decoding of an error correction code.
FIG. 12 is a graph for explaining the effect when error correction coding is used.
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration example of a pilot signal generator configured to add a pilot signal to a baseband transmission signal.
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a second embodiment of a feedforward amplifier according to the present invention;
15A is a diagram showing a spectrum of a second pilot signal in FIG. 14. FIG. B is a conceptual diagram showing the spectrum of the spread second pilot signal in FIG. C is a conceptual diagram showing the spectrum of the up-converted second pilot signal in FIG. D is a conceptual diagram showing the spectrum of the up-converted high-frequency transmission signal and the second pilot signal. E is a conceptual diagram showing the spectrum of the transmission signal and the second pilot suppressed by the signal from the transmission signal removal path in the power combiner. F is a conceptual diagram showing the distortion component and the spectrum of the second pilot signal returned to the baseband in the pilot detector. G is a conceptual diagram showing a spectrum of a pilot signal and a suppressed transmission signal obtained by despreading processing.
FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to a fourth embodiment of the present invention.
18 is a flowchart showing a balance adjustment procedure in the amplifier of FIG. 17;
FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a block diagram showing the configuration of a feedforward amplifier according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a flowchart showing a balance adjustment procedure in the amplifier of FIG. 20;
22A is a conceptual diagram showing a spectrum of an output of a pilot signal extractor 33 in each of the embodiments of FIGS. 17 and 20. FIG. B is a conceptual diagram showing the spectrum of the output of the power combiner 81 in FIGS.
23 is a conceptual diagram showing a spectrum of an output of the power combiner 75 in FIG. B is a level detector 60 in FIG. 1 The conceptual diagram which shows the spectrum of the transmission signal and pilot signal which were converted into baseband in FIG. C is a level detector 60 in FIG. 1 The conceptual diagram which shows the spectrum of the pilot signal and transmission signal which were de-spread in FIG.
FIG. 24 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 25 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to an eighth embodiment of the present invention.
FIG. 26 is a flowchart showing a balance adjustment procedure in the amplifier of FIG. 25;
FIG. 27 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to a ninth embodiment of the present invention.
FIG. 28 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to a tenth embodiment of the present invention.
FIG. 29 is a flowchart showing a balance adjustment procedure in the amplifier of FIG. 27;
FIG. 30 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to an eleventh embodiment of the present invention.

Claims (17)

符号分割多重接続信号を増幅するフィードフォワード増幅器であり、
入力経路から与えられた信号を増幅する主増幅器を含み、上記主増幅器の非線形歪成分を検出する歪検出回路と、
上記歪み検出回路により検出した歪成分を増幅する補助増幅器を含み、増幅された上記歪み成分を上記主増幅器の出力に再び注入することによって歪成分の相殺を行う歪除去回路と、
第１パイロット信号を発生する第１パイロット信号発生手段と、
第２パイロット信号を発生する第２パイロット信号発生手段と、
上記入力経路に設けられ、入力された送信信号に上記第１パイロット信号を多重化し、上記歪み検出回路に与える多重化手段と、
上記歪検出回路に挿入された第１可変減衰手段と第１可変位相手段と、
上記歪検出回路の上記主増幅器の経路に設けられ、上記第２パイロット信号を注入するパイロット注入手段と、
上記歪除去回路に挿入された第２可変減衰手段と第２可変位相手段と、
上記歪検出回路の上記補助増幅器の経路に挿入され、上記第１パイロット信号のレベルを検出する第１レベル検出手段と、
上記歪除去回路の出力経路に挿入され、上記第２パイロット信号のレベルを検出する第２レベル検出手段と、
上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第１可変減衰手段及び第１可変位相手段を制御し、かつ、上記第２レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第２可変減衰手段及び第２可変位相手段を制御する制御手段、
とを含み、
上記第１パイロット信号発生手段は、
予め決めた符号パターンの第１パイロット符号を生成する符号生成手段と、
上記第１パイロット符号を上記符号分割多重接続による無線通信における拡散符号によりスペクトル拡散する拡散手段と、
上記拡散手段の出力を上記フィードフォワード増幅器の増幅する予め決めた周波数帯域に変換して上記第１パイロット信号を生成する第１信号変換手段、
とを含み、
上記第１レベル検出手段は、
上記補助増幅器の増幅した上記予め決めた周波数帯域をベースバンド帯域に周波数変換する第２信号変換手段と、
上記第２信号変換手段の出力を上記拡散符号によりスペクトル逆拡散を行う逆拡散手段と、
上記逆拡散手段の出力から上記第１パイロット符号のレベルを検出する符号検出手段、とを含む。A feedforward amplifier for amplifying a code division multiple access signal;
A distortion detection circuit that includes a main amplifier that amplifies a signal given from an input path, and that detects a nonlinear distortion component of the main amplifier;
A distortion removing circuit that includes an auxiliary amplifier that amplifies the distortion component detected by the distortion detection circuit, and cancels the distortion component by reinjecting the amplified distortion component into the output of the main amplifier;
First pilot signal generating means for generating a first pilot signal;
Second pilot signal generating means for generating a second pilot signal;
A multiplexing means provided in the input path, for multiplexing the first pilot signal on the input transmission signal and supplying the multiplexed signal to the distortion detection circuit;
First variable attenuation means and first variable phase means inserted in the distortion detection circuit;
Pilot injection means provided in a path of the main amplifier of the distortion detection circuit and injecting the second pilot signal;
Second variable attenuation means and second variable phase means inserted in the distortion removal circuit;
First level detection means inserted in the path of the auxiliary amplifier of the distortion detection circuit and detecting the level of the first pilot signal;
Second level detecting means inserted in the output path of the distortion removing circuit and detecting the level of the second pilot signal;
The first variable attenuation means and the first variable phase means are controlled so that the detection level of the first level detection means is minimized, and the detection level of the second level detection means is minimized. Control means for controlling two variable attenuation means and second variable phase means;
Including
The first pilot signal generating means includes
Code generating means for generating a first pilot code having a predetermined code pattern;
Spreading means for spreading the first pilot code by a spreading code in wireless communication using the code division multiple access;
First signal converting means for converting the output of the spreading means into a predetermined frequency band to be amplified by the feedforward amplifier to generate the first pilot signal;
Including
The first level detecting means includes
Second signal conversion means for converting the predetermined frequency band amplified by the auxiliary amplifier into a baseband band;
Despreading means for performing spectrum despreading on the output of the second signal converting means by the spreading code;
Code detecting means for detecting the level of the first pilot code from the output of the despreading means. 請求項１のフィードフォワード増幅器において、更に、
上記多重化手段の入力側において上記歪み検出回路の上記入力経路に挿入され、送信信号を２つに電力分配し、一方の送信信号を上記歪み除去回路に供給する電力分配手段と、
上記電力分配手段より電力分配された他方の送信信号が入力される、第３可変減衰手段と第３可変位相手段と第２補助増幅手段の直列回路と、
上記第２パイロット信号抽出手段の出力と、上記直列回路の出力を電力合成し、上記第２レベル検出手段に与える電力合成手段、
とを含み、上記制御手段は上記第２レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第３可変減衰手段と上記第３可変位相手段を制御し、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小になるように上記第１可変減衰手段及び上記第１可変位相手段を制御し、及び、上記第２レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第２可変減衰手段及び上記第２可変位相手段を制御する。The feedforward amplifier of claim 1 further comprising:
Power distribution means inserted into the input path of the distortion detection circuit on the input side of the multiplexing means, power-distributing the transmission signal into two, and supplying one transmission signal to the distortion removal circuit;
A series circuit of third variable attenuating means, third variable phase means, and second auxiliary amplifying means, to which the other transmission signal from which power is distributed by the power distributing means is input;
Power combining means for combining the power of the output of the second pilot signal extracting means and the output of the series circuit and supplying the power to the second level detecting means;
The control means controls the third variable attenuation means and the third variable phase means so that the detection level of the second level detection means is minimized, and the detection level of the first level detection means is The first variable attenuation unit and the first variable phase unit are controlled so as to be minimized, and the second variable attenuation unit and the second variable unit are configured so that the detection level of the second level detection unit is minimized. Control the phase means. 請求項１のフィードフォワード増幅器において、更に、
第１パイロット信号を２つに電力分配し、一方の第１パイロット信号を上記多重化手段に与える第１電力分配手段と、
上記第１電力分配手段により電力分配された他方の第１パイロット信号が入力される、第３可変減衰手段と第３可変位相手段と第２補助増幅手段の第１直列回路と、
上記主増幅器の出力を２つに電力分配し、一方の出力を上記歪み除去回路に与える第２電力分配手段と、
上記第２電力分配手段の他方の出力と前記第１直列回路出力を電力合成する第１電力合成手段と、
第４可変減衰手段と第４可変位相手段の第２直列回路と、
上記第１電力合成手段の出力を２つに電力分配し、一方の出力を上記第２直列回路に与える第３電力分配手段と、
上記第３電力分配手段の他方の出力が与えられ、そのレベルを検出して上記制御手段に与える第３レベル検出手段と、
上記第２直列回路の出力と上記第１パイロット抽出手段の出力を電力合成し、上記第１レベル検出手段に与える第２電力合成手段、
とを含み、上記制御手段は、
上記第３レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第３可変減衰手段及び上記第３可変位相手段を制御し、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第４可変減衰手段及び上記第４可変位相手段を制御し、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第１可変減衰手段及び上記第１可変位相手段を制御し、及び、上記第２レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第２可変減衰手段及び上記第２可変位相手段を制御する。The feedforward amplifier of claim 1 further comprising:
First power distribution means for distributing power to the first pilot signal in two and supplying one of the first pilot signals to the multiplexing means;
A first series circuit of third variable attenuating means, third variable phase means, and second auxiliary amplifying means, to which the other first pilot signal distributed by the first power distributing means is input;
Second power distribution means for distributing the output of the main amplifier to two and supplying one output to the distortion removal circuit;
First power combining means for combining the other output of the second power distribution means and the first series circuit output;
A second series circuit of fourth variable attenuation means and fourth variable phase means;
A third power distribution means for distributing the output of the first power combining means to two and supplying one output to the second series circuit;
A third level detecting means which is provided with the other output of the third power distributing means, detects its level and applies it to the control means;
Second power combining means for combining the output of the second series circuit and the output of the first pilot extracting means and supplying the output to the first level detecting means;
The control means includes:
The third variable attenuation means and the third variable phase means are controlled so that the detection level of the third level detection means is minimized, and the fourth level is set so that the detection level of the first level detection means is minimized. The variable attenuation means and the fourth variable phase means are controlled, the first variable attenuation means and the first variable phase means are controlled so that the detection level of the first level detection means is minimized, and the first The second variable attenuation means and the second variable phase means are controlled so that the detection level of the two-level detection means is minimized. 請求項３のフィードフォワード増幅器において、更に、
上記入力経路において、上記多重化手段の入力側に設けられ、送信信号を２つに電力分配し、一方の送信信号を上記多重化手段に入力する第４電力分配手段と、
上記第４電力分配手段より電力分配された他方の送信信号が入力される第５可変減衰手段と第５可変位相手段と第３補助増幅手段の第３直列回路と、
上記第２電力合成手段の出力と、上記第３直列回路の出力を電力合成し、上記第１レベル検出手段に与える第３電力合成手段、
とを含み、上記制御手段は、
上記第３レベル検出手段の検出レベルが最小となるように第４可変減衰手段及び第４可変位相手段を制御し、第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように第５可変減衰手段及び第５可変位相手段を制御し、第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように第１可変減衰手段及び第１可変位相手段を制御し、第２レベル検出手段の検出レベルが最小となるように第２可変減衰手段及び第２可変位相手段を制御し、及び、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように第３可変減衰手段及び第３可変位相手段を制御する。The feedforward amplifier of claim 3, further comprising:
A fourth power distribution means provided on the input side of the multiplexing means in the input path, for distributing the transmission signal into two and inputting one transmission signal to the multiplexing means;
A third series circuit of fifth variable attenuating means, fifth variable phase means, and third auxiliary amplifying means to which the other transmission signal from which power is distributed by the fourth power distributing means is input;
Third power combining means for combining the output of the second power combining means and the output of the third series circuit and supplying the output to the first level detecting means;
The control means includes:
The fourth variable attenuation means and the fourth variable phase means are controlled so that the detection level of the third level detection means is minimized, and the fifth variable attenuation means and the first level detection means are minimized. The fifth variable phase means is controlled, the first variable attenuation means and the first variable phase means are controlled so that the detection level of the first level detection means is minimized, and the detection level of the second level detection means is minimized. In this way, the second variable attenuation means and the second variable phase means are controlled, and the third variable attenuation means and the third variable phase means are controlled so that the detection level of the first level detection means is minimized. 請求項１のフィートーフォワード増幅器において、更に、
上記入力経路において上記多重化手段の入力側に設けられ、送信信号のオン・オフを行う第１スイッチと、
上記第１パイロット信号を２つに電力分配し、一方の第１パイロット信号を上記多重化手段に与える第１電力分配手段と、
上記主増幅器の出力を２つに電力分配し、一方の出力を上記歪み除去回路に与える第２電力分配手段と、
上記第２電力分配手段の他方の出力が入力される、第３可変減衰手段と第３可変位相手段の第１直列回路と、
上記第１電力分配手段により分配された他方の第１パイロット信号が入力される第４可変減衰手段と第４可変位相手段と第２補助増幅手段の第２直列回路と、
上記第１パイロット抽出手段の出力に抽出した信号のオン・オフを行う第２スイッチと、
上記第２スイッチの出力と上記第１直列回路の出力を電力合成する第１電力合成手段と、
上記第１電力合成手段の出力と上記第２直列回路の出力を電力合成し、上記第１レベル検出手段に与える第２電力合成手段、
とを含み、上記制御手段は、
上記第１パイロット信号発生手段の出力をオフとし、上記第１及び第２のスイッチをオンとして、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第３可変減衰手段及び上記第３可変位相手段を制御し、上記第１パイロット信号発生手段の出力をオンとし、上記第１及び第２スイッチをオフとして、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第４可変減衰手段及び上記第４可変位相手段を制御し、
上記第１パイロット信号発生手段の出力をオンとし、上記第１及び第２スイッチをオンとして、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第１可変減衰手段及び上記第１可変位相手段を制御し、上記第１可変減衰手段の制御量を第４可変減衰手段の設定値からシフトし、かつ上記第１可変位相手段の制御量を第４可変位相手段の設定値からシフトし、及び
上記第２レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第２可変減衰手段及び上記第２可変位相手段を制御する。The foot-forward amplifier of claim 1, further comprising:
A first switch provided on the input side of the multiplexing means in the input path, for turning on and off the transmission signal;
First power distribution means for distributing power to the first pilot signal in two and supplying one of the first pilot signals to the multiplexing means;
Second power distribution means for distributing the output of the main amplifier to two and supplying one output to the distortion removal circuit;
A first series circuit of third variable attenuation means and third variable phase means, to which the other output of the second power distribution means is input;
A second series circuit of fourth variable attenuation means, fourth variable phase means, and second auxiliary amplification means to which the other first pilot signal distributed by the first power distribution means is input;
A second switch for turning on and off the signal extracted at the output of the first pilot extraction means;
First power combining means for combining the output of the second switch and the output of the first series circuit;
A second power combining means for combining the output of the first power combining means and the output of the second series circuit and supplying the output to the first level detecting means;
The control means includes:
The output of the first pilot signal generator is turned off, the first and second switches are turned on, and the third variable attenuator and the third variable so that the detection level of the first level detector is minimized. The fourth variable is controlled so that the variable phase means is controlled, the output of the first pilot signal generating means is turned on, the first and second switches are turned off, and the detection level of the first level detecting means is minimized. Controlling the attenuating means and the fourth variable phase means;
The first pilot signal generating means is turned on, the first and second switches are turned on, and the first variable attenuation means and the first variable are set so that the detection level of the first level detecting means is minimized. Controlling the phase means, shifting the control amount of the first variable attenuation means from the set value of the fourth variable attenuation means, and shifting the control amount of the first variable phase means from the set value of the fourth variable phase means. And the second variable attenuation means and the second variable phase means are controlled so that the detection level of the second level detection means is minimized. 請求項５のフィードフォワード増幅器において、更に、
上記第１スイッチと上記多重化手段の間において上記入力経路に挿入され、送信信号を２つに電力分配し、一方の送信信号を上記多重化手段に与える第３電力分配手段と、
上記第３電力分配手段より電力分配された他方の送信信号が入力される第３スイッチと、
上記第３スイッチの出力が入力される、第５可変減衰手段と第５可変位相手段と第３補助増幅手段の第３直列回路と、
上記第２電力合成手段の出力と、上記第３直列回路の出力とを電力合成し、上記第１レベル検出手段に与える第３電力合成手段、
とを含み、上記制御手段は、
上記第１パイロット信号発生手段出力をオフとし、上記第１及び第２スイッチをオンとし、上記第３スイッチをオフとして、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第３可変減衰手段及び第３可変位相手段を制御し、
上記第１パイロット信号発生手段出力をオンとし、上記第１及び第２スイッチをオフとし、上記第３スイッチをオフとして、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第４可変減衰手段及び上記第４可変位相手段を制御し、
上記第１パイロット信号発生手段出力をオンとし、上記第１及び第２スイッチをオンとし上記第３スイッチをオフとして、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第１可変減衰手段及び上記第１可変位相手段を制御し、
上記第１可変減衰手段の制御量を上記第４可変減衰手段の設定値からシフトし、かつ上記第１可変位相手段の制御量を上記第４可変位相手段の設定値からシフトし、
上記第１パイロット信号発生手段の出力をオンとし、上記第１及び第２スイッチをオンとし上記第３スイッチをオンとして、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第５可変減衰手段及び第５可変位相手段を制御し、及び
上記第２レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第２可変減衰手段及び上記第２可変位相手段を制御する。The feedforward amplifier of claim 5 further comprising:
A third power distributing means inserted in the input path between the first switch and the multiplexing means, distributing the transmission signal in two, and supplying one transmission signal to the multiplexing means;
A third switch to which the other transmission signal from which power is distributed by the third power distribution means is input;
A third series circuit of fifth variable attenuation means, fifth variable phase means and third auxiliary amplification means, to which the output of the third switch is input;
Third power combining means for combining the output of the second power combining means and the output of the third series circuit and supplying the output to the first level detecting means;
The control means includes:
The output of the first pilot signal generating means is turned off, the first and second switches are turned on, the third switch is turned off, and the third variable is performed so that the detection level of the first level detecting means is minimized. Controlling the attenuating means and the third variable phase means;
The output of the first pilot signal generating means is turned on, the first and second switches are turned off, the third switch is turned off, and the fourth variable is performed so that the detection level of the first level detecting means is minimized. Controlling the attenuating means and the fourth variable phase means;
The output of the first pilot signal generating means is turned on, the first and second switches are turned on, the third switch is turned off, and the first variable attenuation is performed so that the detection level of the first level detecting means is minimized. Control means and the first variable phase means,
Shifting the control amount of the first variable attenuation means from the set value of the fourth variable attenuation means, and shifting the control amount of the first variable phase means from the set value of the fourth variable phase means;
The output of the first pilot signal generating means is turned on, the first and second switches are turned on, the third switch is turned on, and the fifth variable is set so that the detection level of the first level detecting means is minimized. The attenuating means and the fifth variable phase means are controlled, and the second variable attenuating means and the second variable phase means are controlled so that the detection level of the second level detecting means is minimized. 符号分割多重接続信号を増幅するフィードフォワード増幅器であり、
入力経路から与えられた信号を増幅する主増幅器を含み、上記主増幅器の非線形歪成分を検出する歪検出回路と、
上記歪み検出回路により検出した歪成分を増幅する補助増幅器を含み、増幅された上記歪み成分を上記主増幅器の出力に再び注入することによって歪成分の相殺を行う歪除去回路と、
送信信号と第１パイロット信号の多重信号を生成し、上記入力経路を通して上記歪み検出回路に与える第１パイロット信号発生手段と、
第２パイロット信号を発生する第２パイロット信号発生手段と、
上記歪検出回路に挿入された第１可変減衰手段と第１可変位相手段と、
上記歪検出回路の上記主増幅器の経路に設けられ、上記第２パイロット信号を注入するパイロット注入手段と、
上記歪除去回路に挿入された第２可変減衰手段と第２可変位相手段と、
上記歪検出回路の上記補助増幅器の経路に挿入され、上記第１パイロット信号のレベルを検出する第１レベル検出手段と、
上記歪除去回路の出力経路に挿入され,上記第２パイロット信号のレベルを検出する第２レベル検出手段と、
上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第１可変減衰手段及び第１可変位相手段を制御し、かつ、上記第２レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第２可変減衰手段及び第２可変位相手段を制御する制御手段、
とを含み、
上記第１パイロット信号発生手段は、
予め決めた符号パターンの第１パイロット符号を生成する符号生成手段と、
上記第１パイロット符号を上記符号分割多重接続による無線通信における拡散符号によりスペクトル拡散し、ベースバンド第１パイロット信号を生成する拡散手段と、
上記拡散手段からの上記ベースバンド第１パイロット信号をベースバンド送信信号に多重化する多重化手段と、
上記多重化手段の出力を上記フィードフォワード増幅器の増幅する予め決めた周波数帯域に変換して上記送信信号に多重化した上記第１パイロット信号を生成する第１信号変換手段、
とを含み、
上記第１レベル検出手段は、
上記補助増幅器の増幅した上記予め決めた周波数帯域の信号をベースバンドの信号に変換する第２信号変換手段と、
上記第２信号変換手段の出力を上記拡散符号によりスペクトル逆拡散を行う逆拡散手段と、
上記逆拡散手段の出力から上記第１パイロット符号のレベルを検出する符号検出手段、
とを含む。A feedforward amplifier for amplifying a code division multiple access signal;
A distortion detection circuit that includes a main amplifier that amplifies a signal given from an input path, and that detects a nonlinear distortion component of the main amplifier;
A distortion removing circuit that includes an auxiliary amplifier that amplifies the distortion component detected by the distortion detection circuit, and cancels the distortion component by reinjecting the amplified distortion component into the output of the main amplifier;
First pilot signal generating means for generating a multiplexed signal of a transmission signal and a first pilot signal and supplying the multiplexed signal to the distortion detection circuit through the input path;
Second pilot signal generating means for generating a second pilot signal;
First variable attenuation means and first variable phase means inserted in the distortion detection circuit;
Pilot injection means provided in a path of the main amplifier of the distortion detection circuit and injecting the second pilot signal;
Second variable attenuation means and second variable phase means inserted in the distortion removal circuit;
First level detection means inserted in the path of the auxiliary amplifier of the distortion detection circuit and detecting the level of the first pilot signal;
Second level detection means inserted into the output path of the distortion removal circuit and detecting the level of the second pilot signal;
The first variable attenuation means and the first variable phase means are controlled so that the detection level of the first level detection means is minimized, and the detection level of the second level detection means is minimized. Control means for controlling two variable attenuation means and second variable phase means;
Including
The first pilot signal generating means includes
Code generating means for generating a first pilot code having a predetermined code pattern;
Spreading means for generating a baseband first pilot signal by spreading the spectrum of the first pilot code with a spreading code in wireless communication using the code division multiple access;
Multiplexing means for multiplexing the baseband first pilot signal from the spreading means into a baseband transmission signal;
First signal conversion means for converting the output of the multiplexing means into a predetermined frequency band to be amplified by the feedforward amplifier and generating the first pilot signal multiplexed with the transmission signal;
Including
The first level detecting means includes
Second signal conversion means for converting the signal of the predetermined frequency band amplified by the auxiliary amplifier into a baseband signal;
Despreading means for performing spectrum despreading on the output of the second signal converting means by the spreading code;
Code detecting means for detecting the level of the first pilot code from the output of the despreading means;
Including. 請求項７のフィードフォワード増幅器において、更に、
上記ベースバンド送信信号が入力され、それを上記予め決めた周波数帯域の送信信号に変換する第３信号変換手段と、
上記第３信号変換手段の出力が与えられる、第３可変減衰手段と、第３可変位相手段と、第２補助増幅手段との直列回路と、
上記第２パイロット信号抽出手段の出力と、上記直列回路の出力を電力合成し、上記第２レベル検出手段に与える電力合成手段、
とを含み、
上記制御手段は上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小になるように上記第１可変減衰手段及び上記第１可変位相手段を制御し、上記第２レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第３可変減衰手段及び上記第３可変位相手段を制御し、及び、上記第２レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第２可変減衰手段及び上記第２可変位相手段を制御する。The feedforward amplifier of claim 7, further comprising:
Third signal conversion means for receiving the baseband transmission signal and converting it into the transmission signal of the predetermined frequency band;
A series circuit of third variable attenuating means, third variable phase means, and second auxiliary amplifying means, to which the output of the third signal converting means is provided;
Power combining means for combining the power of the output of the second pilot signal extracting means and the output of the series circuit and supplying the power to the second level detecting means;
Including
The control means controls the first variable attenuation means and the first variable phase means so that the detection level of the first level detection means is minimized, so that the detection level of the second level detection means is minimized. Controlling the third variable attenuation means and the third variable phase means, and controlling the second variable attenuation means and the second variable phase means so that the detection level of the second level detection means is minimized. To do. 請求項７のフィードフォワード増幅器において、更に、
上記拡散手段からの上記ベースバンド第１パイロット信号が入力され、それを上記予め決めた周波数帯域の信号に変換する第３信号変換手段と、
上記第３信号変換手段の出力が入力される、第３可変減衰手段と第３可変位相手段と第２補助増幅手段の第１直列回路と、
上記主増幅器の出力を２つに電力分配し、一方の出力を上記歪み除去回路に与える第２電力分配手段と、
上記第２電力分配手段の電力分配された他方の出力と上記第１直列回路の出力を電力合成する第１電力合成手段と、
第４可変減衰手段と第４可変位相手段の第２直列回路と、
上記第１電力合成手段の出力を２つに電力分配し、一方の出力を上記第２直列回路に与える第３電力分配手段と、
上記第３電力分配手段の他方の出力が与えられ、そのレベルを検出して上記制御手段に与える第３レベル検出手段と、
上記第２直列回路の出力と上記第１パイロット抽出手段の出力を電力合成し、上記第１レベル検出手段に与える第２電力合成手段、
とを含み、上記制御手段は、
上記第３レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第３可変減衰手段及び上記第３可変位相手段を制御し、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第４可変減衰手段及び上記第４可変位相手段を制御し、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第１可変減衰手段及び上記第１可変位相手段を制御し、かつ、上記第２レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第２可変減衰手段及び上記第２可変位相手段を制御する。The feedforward amplifier of claim 7, further comprising:
Third signal conversion means for receiving the baseband first pilot signal from the spreading means and converting it into the signal of the predetermined frequency band;
A first series circuit of third variable attenuation means, third variable phase means, and second auxiliary amplification means, to which the output of the third signal conversion means is input;
Second power distribution means for distributing the output of the main amplifier to two and supplying one output to the distortion removal circuit;
First power combining means for combining the other output of the second power distribution means and the output of the first series circuit;
A second series circuit of fourth variable attenuation means and fourth variable phase means;
A third power distribution means for distributing the output of the first power combining means to two and supplying one output to the second series circuit;
A third level detecting means which is provided with the other output of the third power distributing means, detects its level and applies it to the control means;
Second power combining means for combining the output of the second series circuit and the output of the first pilot extracting means and supplying the output to the first level detecting means;
The control means includes:
The third variable attenuation means and the third variable phase means are controlled so that the detection level of the third level detection means is minimized, and the fourth level is set so that the detection level of the first level detection means is minimized. The variable attenuation means and the fourth variable phase means are controlled, the first variable attenuation means and the first variable phase means are controlled so that the detection level of the first level detection means is minimized, and the first The second variable attenuation means and the second variable phase means are controlled so that the detection level of the two-level detection means is minimized. 請求項９のフィードフォワード増幅器において、更に、
上記ベースバンド送信信号が入力され、上記予め決めた周波数帯域の送信信号に変換する第４信号変換手段と、
上記第４信号変換手段からの上記送信信号が与えられる、第５可変減衰手段と第５可変位相手段と第３補助増幅手段の第３直列回路と、
上記第２電力合成手段の出力と、上記第３直列回路の出力を電力合成し、上記第１レベル検出手段に与える第３電力合成手段、
とを含み、上記制御手段は、
上記第３レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第３可変減衰手段及び上記第３可変位相手段を制御し、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第４可変減衰手段及び上記第４可変位相手段を制御し、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第５可変減衰手段と上記第５可変位相手段を制御し、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第１可変減衰手段及び上記第１可変位相手段を制御し、かつ、上記第１可変減衰手段と上記第１可変位相手段の制御量だけ上記第３及び第５可変減衰手段及び第３及び第５可変位相手段の設定値をシフトさせ、第２レベル検出手段の検出レベルが最小となるように第２可変減衰手段及び第２可変位相手段を制御する。The feedforward amplifier of claim 9, further comprising:
A fourth signal converting means for receiving the baseband transmission signal and converting it into a transmission signal of the predetermined frequency band;
A third series circuit of fifth variable attenuation means, fifth variable phase means, and third auxiliary amplification means, to which the transmission signal from the fourth signal conversion means is provided;
Third power combining means for combining the output of the second power combining means and the output of the third series circuit and supplying the output to the first level detecting means;
The control means includes:
The third variable attenuation means and the third variable phase means are controlled so that the detection level of the third level detection means is minimized, and the fourth level is set so that the detection level of the first level detection means is minimized. The variable attenuation means and the fourth variable phase means are controlled, the fifth variable attenuation means and the fifth variable phase means are controlled so that the detection level of the first level detection means is minimized, and the first level is controlled. The first variable attenuation means and the first variable phase means are controlled so that the detection level of the detection means is minimized, and the third variable amount is controlled by the control amount of the first variable attenuation means and the first variable phase means. The second variable attenuation means and the second variable phase means are controlled so that the set values of the fifth variable attenuation means and the third and fifth variable phase means are shifted and the detection level of the second level detection means is minimized. . 請求項７のフィードフォワード増幅器において、更に、
上記第１パイロット信号発生手段の上記多重化手段に入力する上記ベースバンド送信信号をオン・オフする第１スイッチと、
上記主増幅器の出力を２つに電力分配し、一方の出力を上記歪み除去回路に与える第２電力分配手段と、
上記第２電力分配手段の他方の出力が入力される、第３可変減衰手段と第３可変位相手段の第１直列回路と、
上記拡散手段の出力が与えられる、第４可変減衰手段と第４可変位相手段と第２補助増幅手段の第２直列回路と、
上記第１パイロット抽出手段の出力に抽出した信号のオン・オフを行う第２スイッチと、
上記第２スイッチの出力と上記第１直列回路の出力を電力合成する第１電力合成手段と、
上記第１電力合成手段の出力と上記第２直列回路の出力を電力合成し、上記第１レベル検出手段に与える第２電力合成手段、
とを含み、上記制御手段は、
上記第１パイロット信号発生手段の出力をオフとし、上記第１及び第２スイッチをオンとして上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるよう上記第３可変減衰手段と上記第３可変位相手段を制御し、
上記第１パイロット信号発生手段の出力をオンとし、上記第１及び第２スイッチをオフとして、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第４可変減衰手段及び上記第４可変位相手段と制御し、
上記第１パイロット信号発生手段をオンとし、上記第１及び第２スイッチをオンとして、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第１可変減衰手段と上記第１可変位相手段を制御し、
上記第１可変減衰手段の制御量を上記第４可変減衰手段の設定値からシフトし、かつ上記第１可変位相手段の制御量を上記第４可変減衰手段の設定値からシフトし、及び
上記第２レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第２可変減衰手段及び上記第２可変位相手段を制御する。The feedforward amplifier of claim 7, further comprising:
A first switch for turning on and off the baseband transmission signal input to the multiplexing means of the first pilot signal generating means;
Second power distribution means for distributing the output of the main amplifier to two and supplying one output to the distortion removal circuit;
A first series circuit of third variable attenuation means and third variable phase means, to which the other output of the second power distribution means is input;
A second series circuit of fourth variable attenuating means, fourth variable phase means and second auxiliary amplifying means, which is provided with the output of the spreading means;
A second switch for turning on and off the signal extracted at the output of the first pilot extraction means;
First power combining means for combining the output of the second switch and the output of the first series circuit;
A second power combining means for combining the output of the first power combining means and the output of the second series circuit and supplying the output to the first level detecting means;
The control means includes:
The third variable attenuating means and the third variable phase means are set so that the output of the first pilot signal generating means is turned off, the first and second switches are turned on, and the detection level of the first level detecting means is minimized. Control
The output of the first pilot signal generation means is turned on, the first and second switches are turned off, and the fourth variable attenuation means and the fourth variable are set so that the detection level of the first level detection means is minimized. Control with phase means,
The first pilot signal generation means is turned on, the first and second switches are turned on, and the first variable attenuation means and the first variable phase means are set so that the detection level of the first level detection means is minimized. Control
Shifting the control amount of the first variable attenuation means from the set value of the fourth variable attenuation means, shifting the control amount of the first variable phase means from the set value of the fourth variable attenuation means, and The second variable attenuation means and the second variable phase means are controlled so that the detection level of the two-level detection means is minimized. 請求項１１のフィードフォワード増幅器において、更に、
上記ベースバンド送信信号が与えられ、その通過のオン・オフを行う第３スイッチと、
上記第３スイッチの出力を上記予め決めた周波数帯域の送信信号に変換する第２信号変換手段と、
上記第２信号変換手段から上記送信信号が与えられる、第５可変減衰手段と第５可変位相手段と第３補助増幅手段の第３直列回路と、
上記第２電力合成手段の出力と、上記第３直列回路の出力を電力合成し、上記第１レベル検出手段に与える第３電力合成手段、
とを含み、上記制御手段は、
上記第１パイロット信号発生手段の出力をオフとし、上記第１及び第２スイッチをオンとし、上記第３スイッチをオフとして、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第３可変減衰手段及び上記第３可変位相手段を制御し、
上記第１パイロット信号発生手段の出力をオンとし、上記第１及び第２スイッチをオフとし、上記第３スイッチをオフとして、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第４可変減衰手段及び上記第４可変位相手段を制御し、
上記第１パイロット信号発生手段の出力をオンとし、上記第１及び第２スイッチをオンとし、上記第３スイッチをオフとして、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第１可変減衰手段及び上記第１可変位相手段を制御し、
上記第１可変減衰手段の制御量を上記第４可変減衰手段の設定値からシフトし、かつ上記第１可変位相手段の制御量を上記第４可変位相手段の設定値からシフトし、
上記第１パイロット信号発生手段の出力をオンとし、上記第１及び第２スイッチをオンとし、上記第３スイッチをオンとして、上記第１レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第５可変減衰手段及び上記第５可変位相手段を制御し、
かつ、上記第２レベル検出手段の検出レベルが最小となるように上記第２可変減衰手段及び上記第２可変位相手段を制御する。The feedforward amplifier of claim 11, further comprising:
A third switch which is provided with the baseband transmission signal and turns on / off the passage;
Second signal converting means for converting the output of the third switch into a transmission signal of the predetermined frequency band;
A third series circuit of fifth variable attenuation means, fifth variable phase means, and third auxiliary amplification means, to which the transmission signal is given from the second signal conversion means;
Third power combining means for combining the output of the second power combining means and the output of the third series circuit and supplying the output to the first level detecting means;
The control means includes:
The output of the first pilot signal generating means is turned off, the first and second switches are turned on, the third switch is turned off, and the third level detection means has a minimum detection level. Controlling the variable attenuation means and the third variable phase means;
The output of the first pilot signal generating means is turned on, the first and second switches are turned off, the third switch is turned off, and the fourth level is set so that the detection level of the first level detecting means is minimized. Controlling the variable attenuation means and the fourth variable phase means;
The output of the first pilot signal generating means is turned on, the first and second switches are turned on, the third switch is turned off, and the first level detecting means has a minimum detection level. Controlling the variable attenuation means and the first variable phase means;
Shifting the control amount of the first variable attenuation means from the set value of the fourth variable attenuation means, and shifting the control amount of the first variable phase means from the set value of the fourth variable phase means;
The output of the first pilot signal generating means is turned on, the first and second switches are turned on, the third switch is turned on, and the fifth level is set so that the detection level of the first level detecting means is minimized. Controlling the variable attenuation means and the fifth variable phase means;
In addition, the second variable attenuation means and the second variable phase means are controlled so that the detection level of the second level detection means is minimized. 請求項１〜１２のいずれかのフィードフォワード増幅器において、上記フィードフォワード増幅器の設置されるエリアに割り当てられている通信用の拡散符号と異なる拡散符号が上記拡散手段におけるスペクトル拡散に使用されている。 13. The feed forward amplifier according to claim 1, wherein a spread code different from a communication spread code assigned to an area where the feed forward amplifier is installed is used for spread spectrum in the spread means. 請求項１〜１２のいずれかのフィードフォワード増幅器において、上記第１パイロット信号発生手段は上記第１パイロット符号を誤り訂正符号化して上記拡散手段に与える誤り訂正符号手段を含み、上記第１レベル検出手段は上記誤り訂正符号手段に対応して上記逆拡散手段の出力を復号し、上記符号検出手段に与える誤り訂正符号復号手段を含む。 13. The feedforward amplifier according to claim 1, wherein the first pilot signal generating means includes error correction code means for error correcting coding the first pilot code and supplying the error to the spreading means. The means includes error correction code decoding means for decoding the output of the despreading means corresponding to the error correction code means and giving the decoded signal to the code detection means. 請求項１〜１２のいずれかのフィードフォワード増幅器において、上記第２パイロット信号発生手段は、
予め決めた第２の符号パターンの第２パイロット符号を生成する第２符号生成手段と、
上記第２パイロット符号を上記符号分割多重接続による無線通信における第２拡散符号によりスペクトル拡散する第２拡散手段と、
上記第２拡散手段の出力を上記フィードフォワード増幅器の増幅する予め決めたもう１つの周波数帯域に変換して上記パイロット注入手段に与える第２パイロット第１信号変換手段とを含み、
上記第２レベル検出手段は、
上記第２パイロット信号抽出手段の抽出出力をベースバンド信号に変換する第２パイロット第２信号変換手段と、
上記ベースバンド信号を上記拡散符号によりスペクトル逆拡散を行う第２逆拡散手段と、
上記第２逆拡散手段の出力から上記第２パイロット符号のレベルを検出する第２符号検出手段、
とを含む。The feedforward amplifier according to any one of claims 1 to 12, wherein the second pilot signal generating means is
Second code generating means for generating a second pilot code of a predetermined second code pattern;
Second spreading means for spreading the second pilot code by a second spreading code in wireless communication using the code division multiple access;
A second pilot first signal converting means for converting the output of the second spreading means into another predetermined frequency band to be amplified by the feedforward amplifier and giving it to the pilot injection means;
The second level detection means includes:
Second pilot second signal conversion means for converting the extracted output of the second pilot signal extraction means into a baseband signal;
Second despreading means for performing spectrum despreading on the baseband signal with the spreading code;
Second code detecting means for detecting the level of the second pilot code from the output of the second despreading means;
Including. 請求項１５のフィードフォワード増幅器において、上記第２バイロット信号発生手段は、上記第２パイロット符号を誤り訂正符号化して上記第２拡散手段に出力する第２誤り訂正符号手段を含み、上記第２レベル検出手段は第２逆拡散手段出力を復号化する上記第２誤り訂正符号手段に対応する復号手段を含む。16. The feedforward amplifier according to claim 15, wherein the second pilot signal generation means includes second error correction code means for error-correcting the second pilot code and outputting the error to the second spreading means, and the second level correction means. The detecting means includes decoding means corresponding to the second error correction code means for decoding the output of the second despreading means. 請求項１〜１２のフィードフォワード増幅器において、
上記歪み検出回路は、
送信信号が入力される上記入力経路と、上記主増幅器が挿入された主増幅器信号経路と、線形信号経路と、上記送信信号を上記主増幅器信号経路と上記線形信号経路に分配する電力分配器と、上記主増幅器信号経路に挿入された上記第１可変減衰手段及び上記第１可変位相手段と、上記主増幅器信号経路の出力と上記線形信号経路の出力を電力合成し、２つの出力に分配する電力合成／分配器、
とを含み、
上記歪み除去回路は、
上記合成／分配器の一方の出力が与えられ、上記補助増幅器が挿入された歪み注入経路と、上記合成／分配器の他方の出力が与えられる主信号経路と、上記出力経路と、上記歪み注入経路に挿入された上記第２可変減衰手段及び上記第２可変位相手段と、上記主信号経路と上記歪み注入経路からの信号を電力合成し、上記出力経路に出力する電力合成器とを含む歪み除去回路、
とを含む。The feedforward amplifier of claim 1-12.
The distortion detection circuit is
The input path through which a transmission signal is input; a main amplifier signal path into which the main amplifier is inserted; a linear signal path; and a power distributor that distributes the transmission signal to the main amplifier signal path and the linear signal path; The first variable attenuation means and the first variable phase means inserted in the main amplifier signal path, the output of the main amplifier signal path and the output of the linear signal path are combined, and distributed to two outputs. Power combiner / distributor,
Including
The distortion removal circuit is
A distortion injection path to which one output of the combiner / distributor is supplied and the auxiliary amplifier is inserted, a main signal path to which the other output of the combiner / distributor is applied, the output path, and the distortion injection Distortion including the second variable attenuating means and the second variable phase means inserted in the path, and a power combiner that combines the power from the signal from the main signal path and the distortion injection path and outputs the power to the output path. Removal circuit,
Including.
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