KR100353709B1

KR100353709B1 - Apparatus and method for linearization of individual order control predistortion of intermodulation signals

Info

Publication number: KR100353709B1
Application number: KR1019970080864A
Authority: KR
Inventors: 정용채
Original assignee: 삼성전자 주식회사
Priority date: 1997-12-31
Filing date: 1997-12-31
Publication date: 2002-12-26
Also published as: KR19990060622A

Abstract

PURPOSE: An apparatus and a method for linearization of individual order control predistortion of an intermodulation signal are provided to make exactly a reverse distortion characteristic generated against a non-linear distortion characteristic and then amplify it linearly. CONSTITUTION: A plurality of predistortion devices are positioned at an end of a non-linear power amplifier, divide a signal for non-linear amplifying and receive a level-controlled signal as an input signal. Intermodulation signal generators(315,318,321) generate intermodulation signals corresponding to each order generating from the input signal when performing a non-linear amplification. Variable attenuators(316,319,322) control the size of intermodulation signals corresponding to each order generated. Phase controllers(317,320,323) control that each attenuated signal becomes a reverse phase of a signal generating in the non-linear amplification. A combiner(324) combines an output of the predistortion device with the signal to be amplified and then transmits it to the non-linear amplifier.

Description

Predistortion linearization device and method for adjusting individual orders of intermodulation signals

본 발명은 전력증폭기의 혼변조신호를 제거하는 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 혼변조신호의 개별차수 조정 전치왜곡 방식의 선형증폭기 장치 및 방법에 관한 것이다.The present invention relates to an apparatus and method for removing intermodulation signals of a power amplifier, and more particularly, to a linear amplifier device and a method of pre-distortion method of individual order adjustment of intermodulation signals.

일반적으로 RF 증폭기(Radio Frequency Amplifier)는 고출력 레벨에서 비선형(nonlinear) 특성을 갖는 소자로 구성된다. 이런 경우 하나 이상의 신호가 상기 RF증폭기에 입력되면, 상기 RF증폭기의 비선형 특성 때문에 출력되는 신호에 원치앉는 혼변조 왜곡신호 성분들(Intermodulation Distortion Signals)이 만들어지게된다. 이와 같은 혼변조 왜곡신호 성분들은 증폭기의 사용 주파수 범위에서 간섭과 왜곡을 발생시키게 된다.In general, an RF amplifier (Radio Frequency Amplifier) is composed of a device having nonlinear characteristics at a high output level. In this case, when one or more signals are input to the RF amplifier, intermodulation distortion signal components are generated that sit undesirably with the output signal due to the nonlinear nature of the RF amplifier. Such intermodulation distortion signal components generate interference and distortion in the frequency range of the amplifier.

상기와 같은 왜곡신호 성분들을 억제하는 선형화 방식으로는 증폭기의 입력 단에 미리 역왜곡신호 성분을 만들어서 입력시키는 전치왜곡방식(predistortion method), 출력단의 신호 및 왜곡신호 성분을 입력단으로 부궤환시켜서 왜곡성분을 억제하는 부궤환 방식(negative feedback method), 왜곡성분만을 추출하여 역의 위상으로 만들어 왜곡성분을 억압하는 피드포워드 방식(feedfoward method) 등이 있다.In the linearization method of suppressing the distortion signal components as described above, a predistortion method in which an inverse distortion signal component is made in advance and input to an input terminal of an amplifier, a distortion component by negatively returning a signal and a distortion signal component of an output terminal to an input terminal There is a negative feedback method for suppressing the feedback, and a feedforward method for suppressing the distortion component by extracting only the distortion component to reverse the phase.

상기와 같은 여러 선형화 방식 중에서 전치왜곡 방식은 전력증폭기(High Power Amplifier : HPA)가 RF신호를 증폭하는 과정에서 발생될 수 있는 혼변조신호를 고려하여 , 역의 전치왜곡신호를 발생시키는 회로를 상기 전력증폭기의 입력단에 부가하여 전력증폭기의 출력단에서 발생될 수 있는 혼변조신호를 억압하는 방식이다. 상기와 같은 역왜곡신호발생기와 부가되는 장치를 전치왜곡기(predistorter)라 칭한다.Among the various linearization schemes described above, the predistortion scheme includes a circuit for generating an inverse predistortion signal in consideration of a intermodulation signal that may be generated during a process of amplifying an RF signal by a high power amplifier (HPA). In addition to the input of the power amplifier is a method of suppressing intermodulation signals that may be generated at the output of the power amplifier. The apparatus added to the inverse distortion signal generator as described above is called a predistorter.

도 1은 종래의 전치왜곡기 구성을 도시하는 도면이다. 상기 도 1을 참조하면, 분배기(divider)112는 상기 입력단에 위치되어 입력되는 IRF신호(Input Radio Frequency signal)를 분배하여 출력한다. 혼변조신호발생기(Intermodulation Signal Generator:ISG)113은 상기 IRF신호를 입력하여 RF신호의 3차, 5차, 7차, 고차 혼변조신호 들을 발생한다. 가변감쇄기(attenuator)114는 상기 혼변조신호발생기113에서 출력되는 혼변조신호를 입력하여 상기 혼변조신호 성분의 진폭을 제어한다. 가변위상기(phase shifter)115는 혼변조신호를 입력하여 위상을 조정하여 출력한다. 지연기(delay line)111은 상기 전치 혼변조신호의 발생 및 지연시간 동안 입사되는 IRF신호를 지연한다. 결합기(combiner)116은 상기 지연기111 및 가변위상기115의 출력단과 상기 전력증폭기(HPA)117의 입력단 사이에 위치되며, 상기 전치왜곡된 혼변조신호를 시간 지연된 IRF신호에 결합한다.1 is a diagram showing a conventional predistorter configuration. Referring to FIG. 1, a divider 112 distributes and outputs an input radio frequency signal (IRF) signal located at the input terminal. An intermodulation signal generator (ISG) 113 inputs the IRF signal to generate third, fifth, seventh, and higher order intermodulation signals of the RF signal. A variable attenuator 114 inputs the intermodulation signal output from the intermodulation signal generator 113 to control the amplitude of the intermodulation signal component. The phase shifter 115 inputs an intermodulation signal to adjust and output a phase. A delay line 111 delays an IRF signal incident during the generation and delay time of the pre-modulation signal. A combiner 116 is located between the output of the delay 111 and the variable phase 115 and the input of the power amplifier HPA 117, and couples the predistorted intermodulation signal to a time delayed IRF signal.

도 2는 상기 도 1과 같은 전치왜곡기에서 발생되는 혼변조신호의 특성을 도시하는 도면이다.FIG. 2 is a diagram illustrating characteristics of intermodulation signals generated in the predistorter shown in FIG. 1.

상기 도 1 및 도2를 참조하면, 혼변조신호발생기113은 3dB 커플러와 쇼트키다이오드(shottkey diode)로 구성될 수 있다. 그러면 상기 도 2의 2a와 같은 IRF신호가 상기 쇼트키 다이오드에 입사될 때, 상기 쇼트키 다이오드는 입사 RF신호의 레벨에 따라 도 2의 2b와 같은 고차 고조파(hamonics)들을 발생한다. 따라서 상기 쇼트키 다이오드에 입사되는 RF신호의 레벨은 상기 전력증폭기117의 출력에 포함되는 혼변조신호를 가장 양호하게 억압할 수 있는 레벨로 설정되어야 한다.1 and 2, the intermodulation signal generator 113 may include a 3 dB coupler and a shott diode. Then, when an IRF signal such as 2a of FIG. 2 is incident on the schottky diode, the schottky diode generates higher harmonics such as 2b of FIG. 2 according to the level of the incident RF signal. Therefore, the level of the RF signal incident on the Schottky diode should be set to a level capable of best suppressing the intermodulation signal included in the output of the power amplifier 117.

상기 도 2의 2b와 같이 발생되는 혼변조신호는 가변감쇄기114 및 가변위상기115를 통해 신호의 레벨 및 위상이 조정되어 결합기116에 인가된다. 이때 상기 가변감쇄기114 및 가변위상기115는 상기 전력증폭기117에서 발생되는 혼변조신호를 최소화시키도록 상기 2b와 같이 발생되는 혼변조신호의 크기 및 위상을 가변시킨다. 그러면 상기 결합기116은 상기 지연기112에서 출력되는 지연된 IRF신호와 상기 가변위상기115에서 출력되는 전치왜곡된 혼변조신호를 도 2의 2c와 같이결합시킨다. 따라서 상기 전력증폭기117은 상기 전치왜곡된 혼변조신호에 의해 IRF신호를 증폭할 시 발생되는 혼변조신호를 억압하므로서, 도 2의 2d와 같은 ORF신호 를 발생한다.The intermodulation signal generated as shown in 2b of FIG. 2 is applied to the combiner 116 by adjusting the level and phase of the signal through the variable attenuator 114 and the variable phase 115. In this case, the variable attenuator 114 and the variable phase 115 vary the magnitude and phase of the intermodulation signal generated as shown in 2b to minimize the intermodulation signal generated by the power amplifier 117. Then, the combiner 116 combines the delayed IRF signal output from the delayer 112 and the predistorted intermodulation signal output from the variable phase 115 as shown in 2c of FIG. Therefore, the power amplifier 117 suppresses the intermodulation signal generated when amplifying the IRF signal by the predistorted intermodulation signal, thereby generating an ORF signal as shown in 2d of FIG. 2.

상기와 같은 종래의 전치왜곡 방식의 선형화기는 RF 증폭기의 비선형 특성을 추출하여 전치왜곡기에서 정확하게 역왜곡 특성을 구현하는 작업이 매우 어렵다.이는 입력되는 신호의 동작주파수 및 전력레벨에 따라 전치왜곡기의 혼변조신호발생기113의 RF정합점이 달라지기 때문이다. 일반적으로 이동통신 시스템 및 개인휴대 통신기지국에 사용하는 출력증폭기의 경우, 상기 전치왜곡기의 혼변조신호발생기의 RF 정합점을 변화시킬 수 없으므로 특정 RF 정합점에 고정하는 것이 보통이다. 따라서 가입자의 이용 정도에 따라 출력 동작 범위(output dynamic range)를 갖는 전력증폭기는 출력 레벨에 따라 왜곡 특성이 변하는 반면, 전치왜곡기의 혼변조신호발생기의 정합조건은 고정되어 있으므로, 출력 동작 범위에서 고른 선형화 개선 특성을 얻기 힘들다.The conventional predistortion linearizer is very difficult to extract the nonlinear characteristics of the RF amplifier and accurately implement the reverse distortion characteristics in the predistorter. The predistorter according to the operating frequency and power level of the input signal is difficult. This is because the RF matching point of the intermodulation signal generator 113 is different. In general, in the case of an output amplifier used in a mobile communication system and a personal mobile communication base station, it is common to fix the RF matching point of the intermodulation signal generator of the predistorter and to fix the specific RF matching point. Therefore, the power amplifier having an output dynamic range varies according to the output level, while the matching condition of the intermodulation signal generator of the predistorter is fixed. Difficult to obtain even linearization improvement characteristics.

또한 상기 출력 RF증폭기의 입출력 비선형 전달 특성을 볼테라시리즈(volterra series)로 분석하면, 두 개 이상의 신호를 RF증폭기에 인가할 때 발생되는 혼변조 왜곡신호들이 차수(order) 별로 다른 전달 특성을 가지는 반면, 도 1과 같은 종래의 전치왜곡 방식을 사용하는 선형화기는 모든 차수의 혼변조신호들을 일률적으로 발생시키며, 그 진폭과 위상을 동시에 조정하므로 효과적인 선형화 개선 특성을 얻기 어려운 문제점이 있었다.In addition, when the input / output nonlinear transmission characteristics of the output RF amplifier are analyzed by a Volterra series, intermodulation distortion signals generated when applying two or more signals to the RF amplifier have different transmission characteristics for each order. On the other hand, the linearizer using the conventional predistortion method as shown in FIG. 1 uniformly generates intermodulated signals of all orders, and simultaneously adjusts the amplitude and phase of the linear modulator signals, thereby making it difficult to obtain an effective linearization improvement characteristic.

따라서 본 발명의 목적은 전치왜곡 방식을 사용하는 선형화기에서 비선형 왜곡 특성에 대한 역왜곡 특성을 정확하게 발생시켜 선형 증폭할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide an apparatus and method capable of accurately generating and linearly inverting distortion characteristics of nonlinear distortion characteristics in a linearizer using a predistortion method.

본 발명의 다른 목적은 전치왜곡 방식을 사용하는 선형화기에서 혼변조신호들을 각 차수 별로 발생시키고 이들 혼변조신호의 진폭과 위상을 독립적으로 조정하는 전치왜곡장치 및 방법을 제공함에 있다.Another object of the present invention is to provide a predistortion apparatus and method for generating intermodulated signals for each order and independently adjusting the amplitude and phase of the intermodulated signals in a linearizer using a predistortion method.

상기와 같은 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 선형증폭장치는, 상기 전력증폭기의 앞단에 위치되는 다수의 전치왜곡기들을 구비하며, 상기 전치왜곡기들이입력되는 RF신호에 따라 대응되는 차수 별 혼변조신호들을 발생한 후 혼변조신호들을 크기 및 위상을 각각 조정하며, 상기 전치왜곡된 혼변조신호들과 상기 입력 RF신호를 합성하여 상기 전력증폭기에 입사시키므로서, 상기 전력증폭기의 출력에 포함되는 혼변조신호들을 억압하는 것을 특징으로 한다.The linear amplifier of the present invention for achieving the above object, has a plurality of pre-distorters located in front of the power amplifier, the pre-distorter intermodulation corresponding to the order according to the input RF signal After generating the signals, the intermodulation signals are adjusted in magnitude and phase, and the intermodulated intermodulation signals and the input RF signal are synthesized and incident to the power amplifier, thereby intermodulating the intermodulation signals included in the output of the power amplifier. Suppressing signals.

도 1은 종래의 전치왜곡 선형화장치의 구성을 도시하는 도면1 is a diagram showing the configuration of a conventional predistortion linearization device.

도 2는 도 l의 전치왜곡 선형화장치에서 발생되는 혼변조신호의 특성을 도시하는 도면FIG. 2 is a diagram showing characteristics of intermodulation signals generated in the predistortion linearization device of FIG.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 혼변조신호의 개별차수 조정에 의한 전치왜곡 선형화장치의 구성을 도시하는 도면3 is a diagram illustrating a configuration of a predistortion linearization device by adjusting individual orders of intermodulation signals according to an embodiment of the present invention.

도 4는 도 3의 전치왜곡 선형화장치에서 발생되는 혼변조신호의 특성을 도시하는 도면FIG. 4 is a diagram illustrating characteristics of intermodulation signals generated in the predistortion linearization device of FIG. 3.

도 5는 도 3의 3차혼변조신호발생기의 구성을 도시하는 도면5 is a diagram showing the configuration of the third order modulated signal generator of FIG.

도 6은 도 3의 5차혼변조신호발생기의 구성을 도시하는 도면FIG. 6 is a diagram showing the configuration of the fifth order modulated signal generator of FIG.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 혼변조신호의 개별 차수 조정 전치왜곡 선헝화장치의 구성을 도시하는 도면7 is a diagram showing the configuration of an individual order adjusting predistortion pre-shaping device for intermodulation signals according to an embodiment of the present invention.

도 8은 도 7의 자동레벨제어기의 구성을 도시하는 도면8 is a diagram showing the configuration of the automatic level controller of FIG.

도 9는 도 8의 전력검출기의 구성을 도시하는 도면9 is a diagram showing the configuration of the power detector of FIG.

도 10은 도 7의 신호검출기 구성을 도시하는 도면10 is a diagram showing the signal detector configuration of FIG.

도 11은 도 7의 제어기 구성을 도시하는 도면FIG. 11 shows the controller configuration of FIG. 7. FIG.

도 12a, 12b, 12c는 본 발명의 실시예에 따른 전치왜곡 선형화장치에서 역위상의 전치왜곡신호를 발생하는 과정을 도시하는 흐름도12A, 12B, and 12C are flowcharts illustrating a process of generating a prephase distortion signal in a reverse phase in a predistortion linearization device according to an embodiment of the present invention.

전치왜곡 방식을 사용하는 선형증폭기에서 증폭기의 비선형 특성에 대해 정확하게 역 왜곡 특성을 구할 수 있으면 양호한 선형화 특성을 구현할 수 있는 선형증폭기를 구성할 수 있을 것이다. 상기와 같은 RF증폭기의 혼변조 왜곡 전달 특성은 각 차수별로 다르고, 또한 입력신호의 전력 레벨에 따라 다르다. 따라서 이에 근거하여 전치왜곡 방식을 사용하는 선형증폭기에서 혼변조신호들을 각 차수별로 발생시키고, 그 진폭과 위상을 독립적으로 조정하는 전치왜곡기를 구현하면 선형화 특성을 개선시킬 수 있다.If the linear distortion using the predistortion method can accurately obtain the inverse distortion characteristics of the nonlinear characteristics of the amplifier, it will be possible to construct a linear amplifier capable of achieving good linearization characteristics. The intermodulation distortion transfer characteristic of the RF amplifier is different for each order and also depends on the power level of the input signal. Therefore, the linearization characteristics can be improved by implementing predistorters that generate intermodulated signals for each order and independently adjust their amplitude and phase in the linear amplifier using the predistortion method.

본 발명에 따른 전치왜곡 선형증폭기는 RF 증폭기의 비선형 왜곡 특성에 대해 역왜곡 특성을 만드는 전치왜곡기가 각 차수에 대응되는 혼변조신호를 발생하고, 또한 입력 전력 레벨 마다 다른 혼변조신호를 만들어준다.The predistortion linear amplifier according to the present invention generates a premodulation signal corresponding to each order and generates a premodulation signal corresponding to each order, and also produces a different intermodulation signal for each input power level.

도 3은 본 발명의 실시예에 따라 개별 차수를 조정하여 전치왜곡된 혼변조신호들을 발생하는 전치왜곡장치의 구성을 도시하는 도면이다.3 is a diagram illustrating a configuration of a predistortion apparatus for generating predistorted intermodulation signals by adjusting individual orders according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 4는 상기 도 3과 같은 혼변조신호 차수별 조정 전치왜곡장치에서 각 차수별로 발생되는 혼변조신호의 특성을 도시하는 도면이다.FIG. 4 is a diagram illustrating characteristics of intermodulation signals generated for each order in the adjusted predistortion apparatus for each intermodulation signal order as shown in FIG. 3.

상기 도 3 및 도 4를 참조하면, 분배기312는 상기 입력단에 위치되어 도 6의 6a와 같은 입력 IRF신호를 분배하여 출력한다. 자동레벨제어기(Automatic Level Control: ALC)313은 입사되는 RF신호의 레벨 변화에 관계없이 RF신호의 레벨을 일정하게 출력시킨다. 분배기314는 상기 자동레벨제어기313에서 출력되는 IRF신호를 전력 분배하여 출력한다.3 and 4, the divider 312 is located at the input terminal and distributes and outputs an input IRF signal such as 6a of FIG. 6. The Automatic Level Control (ALC) 313 outputs a constant level of the RF signal regardless of the level change of the incident RF signal. The divider 314 distributes and outputs the IRF signal output from the automatic level controller 313.

3차변조신호발생기(3rd ISG)315는 상기 자동레벨제어기313에서 레벨 조정된 4a와 같은 RF신호를 입력하여 도 4의 4b와 같은 3차 혼변조신호를 발생한다. 제1가변감쇄기316은 상기 3차혼변조신호발생기315에서 출력되는 3차 혼변조신호를 입력하며, 상기 제어기330에서 출력되는 감쇄제어신호ATT1에 의해 상기 3차 혼변조신호의 진폭을 제어한다. 제1가변위상기317은 상기 제1가변감쇄기316에서 출력되는 3차 혼변조신호를 입력하며, 상기 제어기330에서 출력되는 위상제어신호PIC1에 의해 3차 혼변조신호의 위상을 조정하여 출력한다.The third modulation signal generator (3rd ISG) 315 inputs an RF signal such as 4a level adjusted by the automatic level controller 313 to generate a third intermodulation signal such as 4b of FIG. 4. The first variable attenuator 316 inputs a third intermodulation signal output from the third intermodulation signal generator 315 and controls the amplitude of the third intermodulation signal by the attenuation control signal ATT1 output from the controller 330. The first variable shifter 317 inputs a third order modulated signal output from the first variable attenuator 316, and adjusts and outputs a phase of the third order modulated signal by the phase control signal PIC1 output from the controller 330.

5차혼변조신호발생기(5th ISG)318은 상기 자동레벨제어기3l3에서 레벨 조정된 4a와 같은 RF신호를 입력하여 도 4의 4c와 같은 5차 혼변조신호를 발생한다.제2가변감쇄기319는 상기 5차혼변조신호발생기3l8에서 출력되는 5차 혼변조신호를 입력하며 , 상기 제어기330에서 출력되는 감쇄제어신호ATT2에 의해 상기 5차 혼변조신호의 진폭을 제어한다. 제2가변위상기320은 상기 제2가변감쇄기319에서 출력되는 5차 혼변조신호를 입력하며, 상기 제어기330에서 출력되는 위상제어신호PIC2에 의해 5차 혼변조신호의 위상을 조정하여 출력한다.The fifth order modulated signal generator 5th ISG 318 inputs an RF signal such as 4a level adjusted by the automatic level controller 313 to generate a fifth order modulated signal as shown in 4c of FIG. 4. The fifth order modulated signal output from the fifth order modulated signal generator 311 is input, and the amplitude of the fifth order modulated signal is controlled by the attenuation control signal ATT2 output from the controller 330. The second variable displacement input unit 320 inputs a fifth order modulated signal output from the second variable attenuator 319 and adjusts and outputs a phase of the fifth order modulated signal by the phase control signal PIC2 output from the controller 330.

(2n-1)차혼변조신호발생기((2n-1)th ISG)321은 상기 자동레벨제어기313에서 레벨 조정된 4a와 같은 RF신호를 입력하여 도 4의 4d와 같은 (2n-1)차 고조파를 발생한다. 제n 가변감쇄기322는 상기 (2n-1)차혼변조신호발생기32l에서 출력되는 혼변조신호를 입력하며, 상기 제어기330에서 출력되는 감쇄제어신호ATTn에 의해 상기 혼변조신호의 진폭을 제어한다. 제n가변위상기323은 상기 제n가변감쇄기322에서 출력되는 (2n-1)차 혼변조신호를 입력하며, 상기 제어기330에서 출력되는 위상제어신호PICn에 의해 (2n-1)차혼변조신호의 위상을 조정하여 출력한다.The (2n-1) th order modulated signal generator ((2n-1) th ISG) 321 inputs an RF signal such as 4a leveled by the automatic level controller 313 to (2n-1) th harmonic as shown in 4d of FIG. Occurs. The n-th variable attenuator 322 inputs the intermodulation signal output from the (2n-1) differential intermodulation signal generator 32l, and controls the amplitude of the intermodulation signal by the attenuation control signal ATTn output from the controller 330. The nth variable shifter 323 inputs the (2n-1) th order intermodulation signal output from the nth variable attenuator 322, and the (2n-1) th order intermodulation signal is output by the phase control signal PICn output from the controller 330. Adjust the phase to output.

결합기324는 상기 가변위상기들에서 출력되는 각 차수별 혼변조신호들을 결합하여 출력한다. 지연기311은 상기 분배기312를 통해 출력되는 IRF신호를 입력하며, 상기 혼변조신호가 발생되는 시간 주기 동안 지연하여 출력한다. 결합기325는 상기 지연기311를 통해 지연 보상된 도 4의 4a와 같은 RF신호와 상기 결합기324에서 출력되는 각 차수별로 조정된 전치왜곡의 혼변조신호를 결합하여 도 4의 4e와 같은 결합신호를 출력한다. 여기서 상기 결합신호는 전치왜곡된 각 차수들의 혼변조신호들과 RF신호가 합성된 신호로서, 이때 전치왜곡된 신호는 상기전력증폭기326에서 RF신호를 증폭할 시 발생되는 혼변조신호를 억압할 수 있도록 역왜곡된 혼변조신호가 된다. 상기 전력증폭기326은 상기 결합기325에서 출력되는 결합신호를 증폭한다. 이때 상기 전력증폭기326은 RF신호를 증폭 과정에서 발생될 수 있는 혼변조신호가 상기 전치왜곡된 혼변조신호에 의해 도 4의 4f와 같이 억압한다. 분배기327은 상기 전력증폭기326에서 출력되는 상기 도 4의 4f와 같은 ORF신호를 분배하여 상기 제어기330에 출력한다.The combiner 324 combines and outputs the intermodulation signals for each order output from the variable phase shifters. The delay unit 311 inputs an IRF signal output through the distributor 312 and delays and outputs the intermodulation signal for a time period in which the intermodulation signal is generated. The combiner 325 combines the RF signal as shown in 4a of FIG. 4 with delay compensation through the delayer 311 and the intermodulation signal of predistortion adjusted for each order output from the combiner 324 to generate a combined signal as shown in 4e of FIG. Output Here, the combined signal is a signal in which intermodulated signals of each predistorted order and an RF signal are synthesized, and the predistorted signal can suppress the intermodulated signal generated when amplifying the RF signal in the power amplifier 326. It becomes a reverse-modulated intermodulation signal. The power amplifier 326 amplifies the combined signal output from the combiner 325. At this time, the power amplifier 326 suppresses the intermodulation signal, which may be generated during the amplification process, by the predistorted intermodulation signal as shown in FIG. 4F. The divider 327 distributes an ORF signal, such as 4f of FIG. 4, output from the power amplifier 326 and outputs the ORF signal to the controller 330.

상기 제어기330은 출력 ORF신호에 포함된 각 차수의 혼변조신호세기(Receive Signal Strength Indicator)신호를 검사하여 상기 각 차수별로 발생되는 혼변조신호의 진폭 및 위상을 조정하기 위한 감쇄제어신호ATT 및 위상제어신호PIC 들을 발생한다.The controller 330 examines a Receive Signal Strength Indicator signal of each order included in an output ORF signal and adjusts the attenuation control signal ATT and phase to adjust the amplitude and phase of the intermodulation signal generated for each order. Generate control signal PICs.

상기와 같은 구성을 갖는 본 발명의 실시예에 따른 전치왜곡장치의 동작을 살펴보면, 입력단에 인가되는 IRF신호는 분배기312에 의해 지연기311, 자동레벨제어기313, 제어기33O에 인가된다. 이때 상기 제어기330는 입력되는 IRF신호를 이용하여 RF신호의 주파수를 판단하며, 상기 IRF신호가 RF증폭기에 인가되었을 때 발생될 수 있는 혼변조신호의 주파수 정보를 예측한다. 상기 자동레벨제어기313는 입력되는 IRF신호가 특정 진폭 레벨의 신호가 되도록 제어하여 출력한다. 이때 이동통신 및 개인휴대 통신용 기지국의 RF 출력신호 레벨은 가입자의 사용정도에 따라 달리지므로, 상기 자동레벨제어기313에 입력되는 RF신호의 레벨도 달라진다 그러나 3차 혼변조신호발생기315 및 5차 혼변조신호발생기318은 입력 신호의 전력 레벨에 따라 정합 조건이 달라지므로, 특정 입력 레벨에 따른 정합 조건으로 고정되어야한다. 본 발명의 실시예에서는 상기 자동레벨제어기313의 출력 레벨은 3차 혼변조신호발생기315 및 5차 혼변조신호발생기318의 출력이 최적이 되게 할 수 있는 레벨로 설정한다.Looking at the operation of the predistortion device according to the embodiment of the present invention having the above configuration, the IRF signal applied to the input terminal is applied to the delay unit 311, automatic level controller 313, controller 33O by the distributor 312. At this time, the controller 330 determines the frequency of the RF signal using the input IRF signal, and predicts the frequency information of the intermodulation signal that may be generated when the IRF signal is applied to the RF amplifier. The automatic level controller 313 controls and outputs the input IRF signal to be a signal having a specific amplitude level. In this case, since the RF output signal level of the base station for mobile communication and personal mobile communication varies depending on the degree of use of the subscriber, the level of the RF signal input to the automatic level controller 313 also varies, but the third-order intermodulation signal generator 315 and the fifth-order intermodulation are performed. Since the matching condition varies according to the power level of the input signal, the signal generator 318 must be fixed to the matching condition according to a specific input level. In the embodiment of the present invention, the output level of the automatic level controller 313 is set to a level at which the outputs of the third-order intermodulation signal generator 315 and the fifth-order intermodulation signal generator 318 are optimized.

도 5는 상기 3차 혼변조신호발생기315의 구성을 도시하는 도면이다. 상기 도 5를 참조하면, 상기 분배기314에서 분배되어 상기 3차 혼변조신호발생기315에 입력 되는 RF신호는 증폭기5l2와 위상변환기513에 인가된다. 이때 상기 증폭기5l2는 트랜지스터로 구성할 수 있다. 상기 증폭기5l2는 바이어스 조건과 입력 전력 레벨에 따라 비선형 특성이 달라진다. 따라서 상기 증폭기512는 RF신호 입력시 3차 혼변조신호 레벨이 최대가 되면서 다른 차수의 혼변조신호들은 최대로 억제되도록 바이어스 조건과 입력 전력 레벨을 조정한다. 상기 증폭기512의 출력신호는 감쇄기513에 의해 RF신호 레벨이 조정된 후 결합기515에 인가된다. 또한 상기 분배기314에서 출력되어 가변위상변환기514 입력되는 RF신호는 상기 결합기515에서 역위상이 되도록 상기 위상변환기514에서 위상이 조정된 후 결합기515에 인가된다. 이때 상기 감쇄기513과 위상변환기514에서 출력되는 3차 혼변조신호 및 RF신호를 입력하는 결합기515는 상기 RF신호 성분이 억압된 3차 혼변조신호 만을 출력하게 된다.5 is a diagram showing the configuration of the third intermodulation signal generator 315. FIG. Referring to FIG. 5, an RF signal distributed by the divider 314 and input to the third intermodulation signal generator 315 is applied to the amplifier 511 and the phase converter 513. At this time, the amplifier 5l2 may be configured as a transistor. The non-linear characteristic of the amplifier 511 varies according to a bias condition and an input power level. Accordingly, the amplifier 512 adjusts the bias condition and the input power level so that the third-order intermodulation signal level becomes maximum when the RF signal is input and the other-order intermodulation signals are suppressed to the maximum. The output signal of the amplifier 512 is applied to the combiner 515 after the RF signal level is adjusted by the attenuator 513. The RF signal output from the divider 314 and input to the variable phase converter 514 is applied to the combiner 515 after the phase is adjusted in the phase converter 514 so as to be out of phase with the combiner 515. In this case, the combiner 515 for inputting the third-order intermodulation signal and the RF signal output from the attenuator 513 and the phase converter 514 outputs only the third-order intermodulation signal in which the RF signal component is suppressed.

도 6은 5차 혼변조신호발생기318의 구성을 도시하는 도면이다.Fig. 6 is a diagram showing the configuration of the fifth order modulated signal generator 318.

일반적으로 전력증폭기326에 발생되는 혼변조신호는 주로 3차 혼변조신호 및 5차 혼변조신호가된다. 여기서는 상기 5차 혼변조발생기318이 3차 혼변조신호를 제외한 5차, 7차, ---, (2n-1)차의 혼변조신호를 발생하는 예를 가정하여 설명한다.In general, the intermodulation signal generated in the power amplifier 326 is mainly a third-order intermodulation signal and a fifth-order intermodulation signal. Herein, the fifth order modulator generator 318 will be described on the assumption that the fifth, seventh, ---, (2n-1) th order modulated signals except the third order modulated signal are generated.

상기 분배기3l4에서 출력되는 RF신호를 입력하는 상기 3차혼변조신호발생기315는 상기한 바와 같은 과정으로 3차 혼변조신호로 발생한다. 그러면 상기 분배기614는 상기 3차 혼변조신호를 분배하여 위상변환기615에 인가하며, 상기 위상변환기615는 상기 3차 혼변조신호의 위상이 상기 결합기6l6에서 역위상이 되도록 위상을 변환시킨 후 결합기616에 인가한다. 또한 상기 RF신호를 입력하는 하모닉발생기(harmonic generator)612는 상기 입력된 RF 신호에 대응되는 모든 차수의 혼변조신호들을 발생한다. 그러면 감쇄기613은 상기 모든 차수의 혼변조신호들의 레벨을 조정한 후, 상기 결합기616에 인가한다. 따라서 상기 결합기616은 3차 혼변조신호 성분이 억압된 5차 혼변조신호 및 나머지 차수의 혼변조신호들을 발생하게 된다.The third mixed modulated signal generator 315 for inputting the RF signal output from the divider 314 is generated as the third mixed modulated signal in the same manner as described above. Then, the divider 614 distributes the third-order intermodulation signal and applies it to a phase shifter 615. The phase-transformer 615 shifts the phase of the third-order intermodulation signal so that the phase of the third-order intermodulation signal is reversed from the combiner 616 and then combines 616. To apply. In addition, the harmonic generator 612 for inputting the RF signal generates all orders of intermodulation signals corresponding to the input RF signal. Attenuator 613 then adjusts the levels of the intermodulation signals of all orders and applies them to the combiner 616. Accordingly, the combiner 616 generates fifth-order intermodulation signals suppressed by third-order intermodulation signal components and intermodulation signals of the remaining orders.

상기와 같이 3차 혼변조신호발생기315에서 발생된 3차 혼변조신호들을 제1가변감쇄기316과 제1가변위상기317에 의해 진폭과 위상이 조정되며, 5차 혼변조발생기318에서 발생된 5차 혼변조신호 및 나머지 차수의 혼변조신호들은 제2가변감쇄기319 및 제2가변위상기320에 의해 진폭과 위상이 조정된다. 상기 가변 위상기317 및 320에서 출력되는 혼변조신호들은 결합기 324에서 합성되며, 지연기311은 상기 혼변조신호가 발생 및 전달되는 시간 동안 상기 RF신호를 지연한다. 이후 상기 결합기325는 지연기311에서 출력되는 RF신호와 상기 결합기324에서 출력되는 전치왜곡된 혼변조신호를 합성하며, 전력증폭기326은 상기 합성된 전치왜곡신호에 의해 증폭시 RF신호에 부가되는 혼변조신호들을 억압하여 출력한다.As described above, the amplitude and phase of the third intermodulation signals generated by the third intermodulation signal generator 315 are adjusted by the first variable attenuator 316 and the first variable displacer 317, and 5 generated by the fifth intermodulation generator 318 is generated. The difference intermodulation signal and the remaining order intermodulation signals are adjusted in amplitude and phase by the second variable attenuator 319 and the second variable displacement phase 320. The intermodulation signals output from the variable phase shifters 317 and 320 are synthesized in the combiner 324, and the delay unit 311 delays the RF signal for the time when the intermodulation signal is generated and transmitted. Then, the combiner 325 synthesizes the RF signal output from the delayer 311 and the predistorted intermodulation signal output from the combiner 324, and the power amplifier 326 is added to the RF signal when amplified by the synthesized predistortion signal. The modulated signals are suppressed and output.

상기 전력증폭기326에서 혼변조신호가 억압되어 출력되는 증폭된 RF신호는 분배기327에 의해 분배되어 출력되는 동시에 상기 제어기330에 인가된다. 그러면상기 제어기330은 상기 전력증폭기326의 출력에 포함된 각 차수의 혼변조신호의 세기를 검출한 후 분석한다. 그리고 상기 전력증폭기326에서 출력되는 증폭신호에 포함된 혼변조신호를 억압할 수 있도록 상기 가변감쇄기 및 가변위상기들을 제어하기위한 감쇄제어신호ATT 및 위상제어신호PIC를 발생한다.The amplified RF signal in which the intermodulation signal is suppressed and output from the power amplifier 326 is distributed and output by the divider 327 and is simultaneously applied to the controller 330. Then, the controller 330 detects and analyzes the intensity of the intermodulation signal of each order included in the output of the power amplifier 326. The attenuation control signal ATT and the phase control signal PIC for controlling the variable attenuator and the variable phases are suppressed to suppress the intermodulation signal included in the amplified signal output from the power amplifier 326.

도 7은 본 발명의 실시예에 따라 전치왜곡 방식을 사용하는 선형증폭기의 구성을 도시하는 도면이다.7 is a diagram illustrating a configuration of a linear amplifier using a predistortion method according to an embodiment of the present invention.

상기 도 7을 참조하면, 분배기312는 상기 입력단에 위치되어 RF신호를 분배하여 출력한다. 자동레벨제어기(Automatic Level Control: ALC)313은 입사되는 RF신호의 레벨 변화에 관계없이 출력되는 RF신호의 레벨을 일정하게 유지한다.Referring to FIG. 7, the divider 312 is located at the input terminal to distribute and output an RF signal. The Automatic Level Control (ALC) 313 maintains a constant level of the output RF signal regardless of the level change of the incident RF signal.

도 8은 상기 자동레벨제어기313의 구성을 도시하는 도면으로, 상기 분배기312와 분배기314 사이에 가변감쇄기812가 연결된다. 그리고 상기 분배기314의 입력단에 분배기814가 위치되어, 상기 혼변조신호발생기315 및 3l8에 인가되는 레벨 조정된 RF신호를 분배하여 출력한다. 그러면 전력검출기(power dectector)8l5는 상기 RF신호를 DC 전압으로 변환하여 레벨제어기(level controller)8l6에 출력한다. 그러면 상기 레벨제어기816은 상기 전력검출기815에 출력하는 DC 전압에 따라 상기 가변감쇄기812를 제어하여 항상 설정된 레벨의 RF신호가 상기 혼변조신호발생기315 및 318에 입사될 수 있도록 한다.FIG. 8 is a diagram showing the configuration of the automatic level controller 313, and a variable attenuator 812 is connected between the distributor 312 and the distributor 314. FIG. A divider 814 is positioned at an input of the divider 314 to distribute and output a level-adjusted RF signal applied to the intermodulation signal generators 315 and 3110. The power detector 8l5 then converts the RF signal into a DC voltage and outputs it to a level controller 8l6. Then, the level controller 816 controls the variable attenuator 812 according to the DC voltage output to the power detector 815 so that the RF signal of a predetermined level can be incident on the intermodulation signal generators 315 and 318.

여기서 상기 도 8의 전력검출기815는 멀티-캐리어(multi-carrier)를 감지할수 있어야 한다. 즉, 상기 전력검출기815는 상기 멀티-캐리어의 RF신호를 입력하여 DC 전압으로 변환할 수 있어야 한다. 도 9는 상기 전력검출기8l5의 구성을 도시하는 도면으로, RF 트랜스포머(transformer)911은 RF신호를 입력하여 180° 위상차를 갖는 2개의 신호로 양분되며, 상기 트랜스포머911에서 출력되는 2 신호는 전송라인912 및 913을 통해 각각 쇼트키 다이오드914 및 915를 통해 DC 레벨로 변환된 후, 캐패시터916 및 레지스터917을 통해 합성 정류되어 DC전압으로 출력된 다.Here, the power detector 815 of FIG. 8 should be able to detect a multi-carrier. That is, the power detector 815 should be able to input the RF signal of the multi-carrier to convert to a DC voltage. FIG. 9 is a diagram illustrating the configuration of the power detector 815, in which an RF transformer 911 receives an RF signal and is divided into two signals having a 180 ° phase difference, and the two signals output from the transformer 911 are transmission lines. After conversion to DC level through Schottky diodes 914 and 915 through 912 and 913, the composite rectified through capacitor 916 and resistor 917 and output as DC voltage.

상기 도 3 및 도 7을 참조하여 입사되는 RF신호의 레벨을 제어하는 동작을 살펴보면, 전력검출기815의 180° 트랜스포머911는 입사되는 RF신호의 반주기 단위로 분리되어 출력되는 2개의 신호를 발생하며, 쇼트키 다이오드914 및 915는 각각 전송라인912 및 913을 통해 입사되는 2신호를 DC 레벨로 변환된다. 따라서 멀티-캐리어의 평균 전력을 오차없이 감지할 수 있으며, 이로써 상기 혼변조신호발생기315및 318에 입사되는 RF신호의 레벨을 정확하게 DC 전압으로 변환할 수 있다.Referring to FIGS. 3 and 7, the operation of controlling the level of the incident RF signal is performed. The 180 ° transformer 911 of the power detector 815 generates two signals which are separated and output in half-cycle units of the incident RF signal. Schottky diodes 914 and 915 convert two signals incident through transmission lines 912 and 913 to DC levels, respectively. Therefore, the average power of the multi-carrier can be detected without error, thereby accurately converting the level of the RF signal incident on the intermodulation signal generators 315 and 318 to a DC voltage.

그러면 상기 레벨제어기816은 상기 전력검출기815에서 출력되는 RF신호의 DC전압 레벨에 따른 제어신호를 발생하여 상기 가변감쇄기812에 인가한다. 상기 레벨 제어기816은 연산증폭기(OP amplifier) 등을 이용하여 구현할 수 있다. 이때 상기 레벨제어기8l6에서 출력되는 제어신호는 검출되는 RF신호의 DC 전압에 따라 전압 값이 크면 감쇄 제어를 크게하고 전압 값이 작으면 감쇄 제어를 작게할 수 있도록 제어신호를 발생한다. 그러면 상기 가변감쇄기812는 입사되는 RF신호의 레벨에 관계없이 항상 일정한 레벨을 갖도록 RF신호를 가변 감쇄하여 혼변조신호발생기315및 318에 입사시킨다.Then, the level controller 816 generates a control signal according to the DC voltage level of the RF signal output from the power detector 815 and applies it to the variable attenuator 812. The level controller 816 may be implemented using an operational amplifier or the like. At this time, the control signal output from the level controller 816 generates a control signal to increase the attenuation control when the voltage value is large and decrease the attenuation control when the voltage value is small according to the DC voltage of the detected RF signal. Then, the variable attenuator 812 variably attenuates the RF signal so as to have a constant level regardless of the level of the incident RF signal and enters the intermodulation signal generators 315 and 318.

이때 상기 입사되는 RF신호의 변동 레벨이 10dB이면, 상기자동레벨제어기3l3의 동작 영역은 최소 10dB 이상으로 레벨을 제어할 수 있도록 설계하여야 한다. 또한 상기 자동레벨제어기313의 RF 출력레벨은 상기 혼변조신호발생기315 및 318이 상기 전력증폭기326에서 발생하는 혼변조신호를 최대로 억압할수 있는 전치왜곡신호로 발생될 수 있도록 설정되어야 한다. 따라서 상기 자동레벨 제어기313의 출력을 입력하는 혼변조신호발생기315 및 318은 항상 일정한 레벨의 RF신호를 입사하게 되므로, 안정되게 혼변조신호를 발생할 수 있게된다.At this time, if the variation level of the incident RF signal is 10dB, the operating range of the automatic level controller 311 should be designed to control the level to at least 10dB or more. In addition, the RF output level of the automatic level controller 313 should be set such that the intermodulation signal generators 315 and 318 can be generated as predistortion signals capable of maximally suppressing the intermodulation signal generated by the power amplifier 326. Therefore, the intermodulation signal generators 315 and 318 which input the output of the automatic level controller 313 always enter the RF signal of a constant level, thereby stably generating the intermodulation signal.

상기 혼변조신호발생기315는 상기 도 5와 같이 구성되어 입력되는 RF신호의 3차 혼변조신호를 발생하며, 상기 혼변조발생기318은 상기 도 6과 같이 구성되어 입력되는 RF신호의 5차 및 나머지 차수의 혼변조신호들을 발생한다. 상기와 같이 발생되는 혼변조신호는 상기 전력증폭기326에 입사되어 RF신호 증폭 과정에서 발생되는 혼변조신호의 크기 및 역위상으로 조정되어야 한다. 상기 도 7에 도시된 가변 감쇄기316 및 319와 가변위상기317 및 320은 상기 전력증폭기326이 RF신호를 증폭하는 과정에서 발생되는 혼변조신호의 크기가 최소가 되도록 혼변조신호의 크기를 조정하고 역위상으로 입사될 수 있도록 위상을 조정한다.The intermodulation signal generator 315 is configured as shown in FIG. 5 to generate a third intermodulation signal of the input RF signal. The intermodulation generator 318 is configured as shown in FIG. 6 and the fifth order and the rest of the input RF signal. Generates order intermodulation signals. The intermodulation signal generated as described above is incident to the power amplifier 326 to be adjusted to the magnitude and antiphase of the intermodulation signal generated in the RF signal amplification process. The variable attenuators 316 and 319 and the variable phases 317 and 320 shown in FIG. 7 adjust the size of the intermodulation signal so that the size of the intermodulation signal generated when the power amplifier 326 amplifies the RF signal is minimized. Adjust the phase so that it can be incident in antiphase.

이를 위하여 상기 분배기327은 상기 전력증폭기326에서 출력되는 출력 RF신호를 분배하여 출력한다. 선택기328은 상기 제어기330의 스위치제어신호SWC에 의해 상기 입력되는 RF신호 또는 상기 분배기327에서 출력되는 증폭신호를 선택 출력한다. 신호검출기329는 상기 선택기328에서 출력하는 신호SF를 입력하며 , 입력되는 신호SF의 RSSI를 검출하여 출력한다. 도 10은 상기 검출기의 구성을 도시하고 있다.To this end, the divider 327 distributes and outputs an output RF signal output from the power amplifier 326. The selector 328 selects and outputs the RF signal inputted by the switch control signal SWC of the controller 330 or the amplified signal output from the divider 327. The signal detector 329 inputs a signal SF output from the selector 328, and detects and outputs an RSSI of the input signal SF. 10 shows the configuration of the detector.

상기 도 10을 참조하면, 감쇄기1011은 상기 선택기328에서 선택되는 신호SF를 감쇄 출력한다. 필터1012는 광대역 필터(wide bandpass filter)로서, 송신대역의 신호를 여파한다. PLL(Phase Lock Loop)1013 및 발진기1014는 상기 제어기330에 서 출력되는 제어데이타PCD에 의해 해당하는 로컬주파수(Local Frequency)LF1을 발생한다. 상기 로컬주파수LFl은 선택 신호SF의 RSSI를 검출하기 위한 주파수를 결정하는 기능을 수행한다. 혼합기(mixer)1015는 상기 필터1012에서 출력되는 신호와 상기 로컬주파수LF1을 혼합하여 중간주파수(Intermediate Frequency:IF)를 발생한다. 필터1016은 중간주파수 필터로서, 상기 혼합기1015의 출력에서 두 주파수의 차 신호( |SF-LF1| )를 여파하여 IF1으로 출력한다. 중간주파수증폭기1017은 상기 중간주파수IF1을 증폭 출력한다. 발진기1019는 고정된 로컬주파수LF2를 발생한다. 혼합기(mixer)1018은 상기 중간주파수증폭기1017에서 출력되는 IF1신호와 상기 로컬주파수LF2를 혼합하여 중간주파수IF2를 발생한다. 필터1020은 상기 혼합기1018의 출력에서 두 주파수의 차신호( |IF1-LF2| )를 여파하여 IF2로 출력한다. 로그증폭기(LOG amplifier)1021은 상기 필터1020에서 출력되는 중간주파수IF2를 DC전압으로 변환하여 RSSI신호로 출력한다.Referring to FIG. 10, the attenuator 1011 attenuates and outputs the signal SF selected by the selector 328. Filter 1012 is a wide bandpass filter that filters signals in a transmission band. The phase lock loop (PLL) 1013 and the oscillator 1014 generate a corresponding local frequency LF1 by the control data PCD output from the controller 330. The local frequency LFl determines a frequency for detecting the RSSI of the selection signal SF. The mixer 1015 mixes the signal output from the filter 1012 and the local frequency LF1 to generate an intermediate frequency (IF). The filter 1016 is an intermediate frequency filter, and filters the difference signal | SF-LF1 | of two frequencies at the output of the mixer 1015 and outputs it to IF1. The intermediate frequency amplifier 1017 amplifies and outputs the intermediate frequency IF1. Oscillator 1019 generates a fixed local frequency LF2. The mixer 1018 generates the intermediate frequency IF2 by mixing the IF1 signal output from the intermediate frequency amplifier 1017 and the local frequency LF2. The filter 1020 filters the difference signal | IF1-LF2 | of the two frequencies at the output of the mixer 1018 and outputs the result to IF2. The log amplifier 1021 converts the intermediate frequency IF2 output from the filter 1020 into a DC voltage and outputs the RSSI signal.

상기 도 10의 동작을 살펴보면, 상기 제어기330의 스위치제어신호SWC에 의해 상기 선택기328은 신호SF1(입력 RF신호) 및 신호SF2(전력증폭기의 출력신호) 중에 대응되는 신호SF를 선택하여 출력한다. 그러면 상기 검출기329의 필터1012는 상기 신호SF를 여파하여 혼합기1015에 인가한다. 그리고 상기 PLL1013 및 발진기1014는 상기 제어기330의 제어데이타PCD에 의해 선택된 신호의 고조파 또는 RF신호를 선택하기 위한 로컬주파수LF1을 발생한다. 그러면 상기 혼합기1015는 상기 두 신호SF 및 LF1을 혼합하여 출력하고, 필터1016은 두 신호의 차에 해당하는 주파수를 여파하여 IF1으로 출력한다. 상기와 같은 구성은 선택된 신호SF에서 RSSI를 검출하기위한 주파수를 결정하는 동시에 제1단계의 주파수 하강 변환(frequency down conversion) 기능을 수행한다.Referring to the operation of FIG. 10, the selector 328 selects and outputs a corresponding signal SF among the signal SF1 (input RF signal) and signal SF2 (output signal of the power amplifier) by the switch control signal SWC of the controller 330. Filter 1012 of detector 329 then filters and applies the signal SF to mixer 1015. The PLL1013 and the oscillator 1014 generate a local frequency LF1 for selecting harmonics or RF signals of the signal selected by the control data PCD of the controller 330. Then, the mixer 1015 mixes and outputs the two signals SF and LF1, and the filter 1016 filters the frequency corresponding to the difference between the two signals and outputs the result to IF1. The above configuration determines the frequency for detecting the RSSI in the selected signal SF and performs a frequency down conversion function of the first step.

이후 상기 혼합기1018은 발진기1019에서 출력되는 로컬주파수LF2와 상기 IF1을 혼합하며, 필터1020은 혼합된 신호에서 두 신호 IF1 및 LF2의 차에 해당하는 주파수를 여파하여 IF2로 출력한다. 상기와 같은 구성은 제2단계의 주파수 하강 변환기능을 수행한다. 그리고 로그증폭기1021은 상기 IF2를 입력하여 DC전압으로 변환출력하며, 이 신호는 RSSI가 된다.Then, the mixer 1018 mixes the local frequency LF2 output from the oscillator 1019 and the IF1, and the filter 1020 filters the frequencies corresponding to the difference between the two signals IF1 and LF2 in the mixed signal and outputs the IF2. The above configuration performs the frequency lowering conversion function of the second step. The log amplifier 1021 receives the IF2 and converts it to a DC voltage, and this signal becomes RSSI.

그리고 상기 제어기330은 상기 검출기329에서 출력되는 상기 혼변조신호의 RSSI 값과 전 상태의 혼변조신호 RSSI 값을 비교 분석하여 상기 전력증폭기326이 혼변조신호의 억압을 원활하게 할 수 있도록 제어하기 위한 감쇄제어신호ATT1-ATT2 및 위상제어신호PIC1-PIC2를 발생한다.The controller 330 compares the RSSI value of the intermodulated signal output from the detector 329 and the intermodulated signal RSSI value of a previous state to control the power amplifier 326 to smoothly suppress the intermodulated signal. Attenuation control signals ATT1-ATT2 and phase control signals PIC1-PIC2 are generated.

도 11은 본 발명의 실시예에 따른 제어기330의 내부 구성을 도시하는 도면이다. ADC(Analog to Digital Converter)1114는 상기 신호검출기329에서 출력되는 RSSI를 디지털 데이터로 변환하여 출력한다. 롬1112는 본 발명의 실시예에 따라 감쇄 및 위상을 제어하기 위한 프로그램을 저장하고 있다. CPU1111은 상기 롬1112의 프로그램에 따라 신호SF를 선택하기 위한 스위치제어신호SWC 및 선택된 신호SF에서 원하는 RSSI를 선택하기 위한 주파수를 선택하기 위한 제어데이타PCD를 발생하며,상기 ADC1114에 출력되는 RSSI 값을 비교 분석하여 감쇄제어신호ATT 및 위상제어신호PIC를 발생한다. 램1113은 프로그램 수행중에 발생되는 각종 데이터를 일시 저장한다. DAC1115는 상기 제어부1111에서 출력하는 감쇄제어 및 위상제어 데이터를 아날로그로 변환하여 감쇄제어신호ATT 및 위상제어신호PIC로 출력한다. 통신부1116는 상기 CPU1116의 제어하에 선형증폭장치의 상태 정보를 외부로 통보하는 기능을 수행한다.11 is a diagram illustrating an internal configuration of a controller 330 according to an embodiment of the present invention. The analog to digital converter (ADC) 1114 converts the RSSI output from the signal detector 329 into digital data and outputs the digital data. The ROM 1112 stores a program for controlling attenuation and phase according to an embodiment of the present invention. The CPU1111 generates a switch control signal SWC for selecting a signal SF and a control data PCD for selecting a frequency for selecting a desired RSSI from the selected signal SF according to the program of the ROM 1112, and outputs the RSSI value output to the ADC1114. Comparative analysis generates the attenuation control signal ATT and the phase control signal PIC. The RAM 1113 temporarily stores various data generated during program execution. The DAC1115 converts the attenuation control and phase control data output from the controller 1111 to analog and outputs the analog attenuation control signal ATT and the phase control signal PIC. The communication unit 1116 notifies the status information of the linear amplifier to the outside under the control of the CPU1116.

그러면 상기 가변감쇄기316 및 319는 상기 감쇄제어신호ATT1-ATT2에 의해 상기 혼변조신호발생기315 및 318에서 발생되는 3차 혼변조신호 및 5차 혼변조신호의 크기를 조정하고, 상기 가변위상기317 및 320은 상기 위상제어신호PIC1-PIC2에 의해 상기 3차 혼변조신호 및 5차 혼변조신호가 상기 전력증폭기326에 역위상으로 입사될 수 있도록 위상을 조정한다.Then, the variable attenuators 316 and 319 adjust the magnitudes of the third-order intermodulation signal and the fifth-order intermodulation signal generated by the intermodulation signal generators 315 and 318 by the attenuation control signals ATT1-ATT2, and the variable phase 317 And 320 adjusts the phase such that the third intermodulation signal and the fifth intermodulation signal are incident to the power amplifier 326 out of phase by the phase control signals PIC1-PIC2.

도 12a - 도 12c는 상기 제어기330에서 전치왜곡된 혼변조신호의 크기 및 위상을 조정하여 혼변조신호를 억압하는 과정을 도시하는 흐름도이다.12A to 12C are flowcharts illustrating a process of suppressing a mixed modulated signal by adjusting the magnitude and phase of the predistorted mixed modulated signal in the controller 330.

상기 도 12a - 도 12c를 참조하면, 먼저 입력 RF신호SF1의 RSSI를 검출하여 송신대역예서 RF신호가 검출되는 채널을 설정하여 서비스 채널들을 결정하고, 두번째로 전력증폭기327에 포함된 혼변조신호의 RSSI를 검출하여 전치왜곡되는 혼변조신호의 크기 및 위상을 조정한다.12A to 12C, first, a RSSI of an input RF signal SF1 is detected to set a channel for detecting an RF signal in a transmission band to determine service channels, and secondly, to determine an intermodulation signal included in the power amplifier 327. The RSSI is detected to adjust the magnitude and phase of the predistorted intermodulation signal.

상기 도 12a를 참조하면, 먼저 최초 구동시 상기 제어기330은 1200단계에서 선형증폭 장치의 초기화 동작을 수행한다. 초기화 수행 시 상기 CPU1111은 특정 주파수 및 특정 전력에서의 감쇄제어신호ATT1-ATT2 및 위상제어신호PIC1-IC2의 전압값을 리드하여 램1113의 해당 영역에 저장하고, 송신 채널 수에 대응되는 RSSI 값 및 서비스 채널 정보들을 저장하기 위한 램1113의 해당 영역들을 초기화시킨다. 상기와 같은 초기화 동작은 선형증폭 장치를 처음 기동할 때에만 수행되며, 일단 상기 선형증폭 장치가 동작되면 초기화 동작은 수행되지 않는다.Referring to FIG. 12A, first, in operation 1200, the controller 330 performs an initialization operation of the linear amplifier. When performing the initialization, the CPU1111 reads the voltage values of the attenuation control signals ATT1-ATT2 and the phase control signals PIC1-IC2 at a specific frequency and a specific power and stores them in the corresponding areas of the RAM 1113, and the RSSI values corresponding to the number of transmission channels and Initialize the corresponding areas of the RAM 1113 for storing service channel information. Such an initialization operation is performed only when the linear amplifier is first started, and once the linear amplifier is operated, the initialization operation is not performed.

상기 초기화 과정이 종료되면, 상기 CPU는 1211단계에서 서비스 채널을 결정하기 위하여 상기 분배기3l2에서 분배되는 입력 RF신호를 선택하기 위한 스위치제어신호SWC를 출력하고, 1213단계에서 송신대역의 첫 번째 채널을 선택하기 위한 제어데이타PCD를 출력한다. 그러면 상기 선택기328은 상기 스위치제어신호SWC에 의해 상기 분배기312의 출력을 선택하며, 신호검출기329는 상기 제어데이타PCD에 의해 첫 번째 채널 주파수에 대한 RSSI를 검출한다. 이후 상기 제어기330은 1215단계에서 설정된 채널에서 수신되는 RSSI를 램1113의 해당 채널 영역에 저장하고, 1217단계에서 다음 채널의 RSSI를 검출하기 위하여 채널 번호를 증가한다. 상기와 같은 채널 스캔 동작은 1211-1219단계를 반복 수행하면서 송신대역의 마지막 채널 까지 수행한다.When the initialization process is finished, the CPU outputs a switch control signal SWC for selecting an input RF signal distributed in the distributor 311 to determine a service channel in step 1211, and in step 1213, outputs the first channel of the transmission band. Output control data PCD for selection. The selector 328 then selects the output of the divider 312 by the switch control signal SWC, and the signal detector 329 detects the RSSI for the first channel frequency by the control data PCD. Thereafter, the controller 330 stores the RSSI received in the channel set in step 1215 in the corresponding channel area of the RAM 1113 and increases the channel number to detect the RSSI of the next channel in step 1217. The channel scan operation as described above repeats steps 1211-1219 to the last channel of the transmission band.

상기한 바와 같이 채널 스캔 과정에서 상기 제어기 330은 송신대역의 전 채널에 대하여 첫 번째 채널에서 마지막 채널 까지 순차적으로 채널 번호를 증가시켜 가면서 각 채널에서 검출되는 신호세기RSSI를 검출하여 내부에 저장한다. 이동 통신시스템이 CDMA(Code Division Multiplexing Access)인 경우, 송신대역은 869.640MHz-893.l9MHz이며, 채널 간격은 1.23MHz이다. 따라서 상기 CDMA 시스템의 경우, 제1신호SF1의 대역은 869.640MHz-893.19MHz이 되며, 상기 제어데이타PCD는상기 입력 RF신호의 첫 번째 채널 주파수인 869.640MHz에서 1.23MHz 간격으로 마지막 20번째 채널의 주파수인 893.19MHz 까지 순차적으로 지정하는 데이터가 된다. 상기와 같은 CDMA 시스템의 경우, 상기 제어기33O은 채널 스캔 과정에서 송신대역(869.640MHz-893.19MHz)의 각 채널 주파수를 순차적으로 지정하면서 지정된 채널의 RSSI를 검출하여 내부의 램1113에서 저장한다.As described above, the controller 330 detects and stores the signal strength RSSI detected in each channel while sequentially increasing the channel number from the first channel to the last channel for all channels of the transmission band. When the mobile communication system is Code Division Multiplexing Access (CDMA), the transmission band is 869.640 MHz to 893.19 MHz, and the channel spacing is 1.23 MHz. Therefore, in the CDMA system, the band of the first signal SF1 is 869.640 MHz to 893.19 MHz, and the control data PCD is the frequency of the last 20th channel at 1.23 MHz interval from 869.640 MHz, which is the first channel frequency of the input RF signal. The data is sequentially assigned up to 893.19MHz. In the CDMA system as described above, the controller 3330 sequentially designates each channel frequency of the transmission band (869.640MHz-893.19MHz) in the channel scan process, detects the RSSI of the designated channel, and stores the RSSI in the internal RAM 1113.

상기 채널 스캔 동작을 완료하면, 상기 제어기330은 1221단계에서 상기 램1113에 저장된 전 채널의 RSSI를 합산하며, 1223단계에서 전 채널의 RSSI 합산 값을 채널 수로 나누어 평균 값을 계산한다. 이후 1225단계-1235단계를 수행하여 서비스 채널들을 결정한다. 상기 서비스 채널의 결정 과정을 살펴보면, 상기 제어기330은 상기 램1113에 저장된 각 채널의 RSSI 값들을 순차적으로 억세스하여 상기 평균값과 비교한다. 이때 채널의 RSSI값이 상기 평균 값 보다 큰 경우, 해당 채널의 RSSl 값이 기준값+α 보다 큰가를 검사한다. 여기서 상기 α 는 30dB라고 가정한다. 따라서 상기 1227단계 및 1229단계에서는 현재의 채널 RSSI 값이 평균 값 보다 크며, 평균 값 보다 큰 경우에는 해당 RSSI 값이 기준값 보다 30dB 이상 큰 가를 검사하는 것이다. 이는 채널의 RSSI 값이 평균 값 보다 크더라도 잡음 등에 의해 평균 값보다 클 수 있으므로, 평균 값보다 검출한 RSSI 값이 크더라도 확실한 신호성분을 갖는 채널들을 서비스채널로 설정하기 위함이다. 상기와 같이 현재의 채널 RSSI 값이 평균값보다 크며 기준값+α 이상이 되면, 상기 제어기330은 1231단계에서 해당 채널을 서비스채널로 설정한다. 상기와 같은 방법으로 1225단계-1235단계를 반복 수행하면서 모든 채널의 RSSI 값 크기를 검사하여 서비스채널들을 설정한다.When the channel scan operation is completed, the controller 330 adds RSSIs of all channels stored in the RAM 1113 in step 1221, and calculates an average value by dividing the RSSI sum of all channels by the number of channels in step 1223. Thereafter, steps 1225-1235 are performed to determine service channels. In the process of determining the service channel, the controller 330 sequentially accesses RSSI values of the channels stored in the RAM 1113 and compares the average values with the average values. At this time, if the RSSI value of the channel is larger than the average value, it is checked whether the RSSl value of the channel is larger than the reference value + α. It is assumed here that α is 30 dB. Therefore, in steps 1227 and 1229, the current channel RSSI value is larger than the average value, and if the current channel RSSI value is larger than the average value, it is determined whether the corresponding RSSI value is greater than or equal to 30 dB. This is because even if the RSSI value of the channel is larger than the average value, it may be larger than the average value due to noise. Thus, even if the detected RSSI value is larger than the average value, the channels having certain signal components are set as service channels. If the current channel RSSI value is larger than the average value and is equal to or greater than the reference value + α as described above, the controller 330 sets the corresponding channel as the service channel in step 1231. By repeating steps 1225 to 1235 in the same manner as described above, service channels are set by checking the RSSI value of all channels.

상기와 같이 RF신호의 송신 대역의 모든 채널에 대한 RSSI 값을 검출한 후, 분석하여 서비스할 채널을 설정하여 저장한다. 이후 상기 제어기330은 설정된 서비느 채널들의 RF신호들을 증폭하여 출력되도록 제어하는데, 본 발명의 실시예에서는 설명의 편의를 위해 연속되는 2개의 채널을 서비스하는 것을 예로 들며 , 이때 각 채널의 RF신호의 주파수는 f1 및 f2라고 가정하고 혼변조신호는 IS1-IS4라 가정한다. 여기서 상기 도 4의 IS는 전치왜곡된 혼변조신호를 도시하는 것으로 IS1 및 IS2는 3차 혼변조신호를 나타내며, IS3 및 IS4는 5차 혼변조신호를 나타낸다.After detecting the RSSI values of all channels of the transmission band of the RF signal as described above, the channel to be analyzed and set is stored and stored. Thereafter, the controller 330 amplifies and outputs the RF signals of the set sub-channels. In the embodiment of the present invention, for example, two consecutive channels are serviced for convenience of description, and the Assume that the frequencies are f1 and f2 and the intermodulation signal is IS1-IS4. In FIG. 4, IS represents a predistorted intermodulation signal, IS1 and IS2 represent a third order intermodulation signal, and IS3 and IS4 represent a fifth order intermodulation signal.

도 12b 및 도 l2c에서 1311단계-1371단계는 전력증폭기326의 출력에 포함된 혼변조신호를 검사하여 전치왜곡장치의 가변감쇄기316 및 319와 가변위상기317 및 320을 제어하는 동작을 도시하고 있다. 이때 상기 전력증폭기326에서 발생되는 혼변조신호는 주로 3차 혼변조신호 및 5차 혼변조신호 성분이 된다. 따라서 본 발명의 실시예에서는 먼저 증폭 출력되는 RF신호에 포함된 3차 혼변조신호의 RSSI를 검출 및 분석하며, 그 결과에 따라 상기 3차 혼변조신호의 크기 및 위상을 조정하는 제1가변감쇄기316 및 제1가변위상기317을 각각 제어하는 감쇄제어신호ATT1 및 PIC1을 각각 발생하고, 이후 두 번째로 상기 증폭 출력되는 RF신호에 포함된 5차 혼변조신호의 RSSI를 검출 및 분석하며, 그 결과에 따라 상기 5차 혼변조신호의 크기 및 위상을 조정하는 제2가변감쇄기319 및 제2가변위상기320을 각각 제어하는 감쇄제어신호ATT2 및 PIC2를 발생한다.12B and 12C illustrate operations of controlling the variable attenuators 316 and 319 and the variable phase shifters 317 and 320 of the predistorter by examining the intermodulation signals included in the output of the power amplifier 326. . In this case, the intermodulation signal generated by the power amplifier 326 is mainly composed of a third-order intermodulation signal and a fifth-order intermodulation signal. Therefore, in the embodiment of the present invention, the first variable attenuator for detecting and analyzing the RSSI of the third-order intermodulation signal included in the RF signal to be amplified and output, and adjusting the magnitude and phase of the third-order intermodulation signal according to the result. Generating attenuation control signals ATT1 and PIC1 for respectively controlling 316 and the first variable phase shifter 317, and thereafter, detecting and analyzing the RSSI of the fifth-order intermodulation signal included in the amplified output RF signal; As a result, attenuation control signals ATT2 and PIC2 for controlling the second variable attenuator 319 for adjusting the magnitude and phase of the fifth order modulated signal, respectively, and the second variable displacement 320 are generated.

상기 과정을 살펴보면, 상기 제어기330은 1311단계에서 상기 분배기327에서출력되는 제2신호SF2를 선택하기 위한 스위치제어신호SWC를 출력한다. 그러면 상기 선택기328은 상기 전력증폭기326의 출력을 선택하여 신호검출기329에 인가한다. 또한 상기 제어기330은 1313단계-1319단계를 수행하면서, 상기 전력증폭기326의 출력 에서 3차 혼변조신호인 상기 IS1-IS2를 지정하기 위한 제어데이타PCD1-PCD2를 순차적으로 출력하며, 해당하는 IS1-IS2 혼변조신호의 RSSI 값을 수신하여 저장한다.그리고 상기 제어기330은 1321단계에서 상기 3차 혼변조신호IS1-IS2 중에서 더 큰 RSSI 값을 갖는 3차 혼변조신호를 선택한다.In step 1311, the controller 330 outputs a switch control signal SWC for selecting the second signal SF2 output from the distributor 327 in step 1311. The selector 328 then selects the output of the power amplifier 326 and applies it to the signal detector 329. In addition, the controller 330 sequentially outputs control data PCD1-PCD2 for designating the third intermodulation signal IS1-IS2 from the output of the power amplifier 326 while performing steps 1313 to 1319, and corresponding IS1- The controller 330 receives and stores the RSSI value of the IS2 intermodulation signal. In operation 1321, the controller 330 selects a third order intermodulation signal having a larger RSSI value among the third intermodulation signals IS1-IS2.

이후 상기 제어기330은 1323단계에서 선택된 혼변조신호의 RSSI 값과 전 상태의 위상제어신호PPIC1의 값을 비교한다. 이때 상기 제어기330은 상기 3차 혼변조신호가 전 상태의 3차 혼변조신호의 RSSI 값인 상기 위상제어신호PPIC1 보다 크면 1325단계에서 3차 혼변조신호의 위상 조정 값을 작게하는 방향으로 설정하고, 상기 3차 혼변조신호의 RSSI 값이 상기 위상제어신호PPIC3보다 작으면 1327단계에서 위상 조정 값을 크게 하는 하는 방향으로 설정한다. 상기와 같이 위상제어의 방향을 설정한 후, 상기 제어기330은 1329단계에서 상기 IS신호의 값과 전 상태의 위상제어신호PPIC3의 차를 구한 후, 그 차에 따른 위상제어신호PIC1을 발생한다. 상기 위상제어신호PIC31 D/A변환기815를 통해 제1가변위상기317에 인가된다. 이후 상기 제어기330은 상기 위상제어신호PIC3을 다음 상태에서 사용하기 위하여 전 위상제어신호PPIC3으로 저장한다.Thereafter, the controller 330 compares the RSSI value of the intermodulation signal selected in step 1323 with the value of the phase control signal PPIC1 in the previous state. In this case, when the third intermodulation signal is greater than the phase control signal PPIC1 which is the RSSI value of the third intermodulation signal in the previous state, the controller 330 sets the phase adjustment value of the third intermodulation signal in a step 1325, If the RSSI value of the tertiary intermodulation signal is smaller than the phase control signal PPIC3, the control unit sets the direction of increasing the phase adjustment value in step 1327. After setting the direction of phase control as described above, the controller 330 obtains the difference between the value of the IS signal and the phase control signal PPIC3 in the previous state in step 1329 and generates the phase control signal PIC1 according to the difference. The phase control signal PIC31 is applied to the first variable phase shifter 317 through the D / A converter 815. The controller 330 then stores the phase control signal PIC3 as a full phase control signal PPIC3 for use in the next state.

상기와 같이 위상제어신호PIC1을 발생한 후, 상기 제어기330은 1333단계에서 상기 3차 혼변조신호의 RSSI 값과 전 상태의 감쇄제어신호PATT1의 값을 비교한다.이때 상기 제어기330은 상기 3차 혼변조신호의 RSSI값이 전 상태의 감쇄제어신호PATT1 보다 크면 1335단계에서 3차 혼변조신호의 크기를 조정하는 감쇄제어 값을 작게하는 방향으로 설정하고, 상기 3차 혼변조신호의 RSSI 값이 감쇄제어신호PATT3보다 작으면 1337단계에서 감쇄 제어값을 증가하는 방향을 설정한다. 상기와 같이 감쇄제어의 방향을 설정한 후, 1339단계에서 상기 3차 혼변조신호의 RSSI 값과 상기 전 감쇄제어신호PATT3의 차를 구한 후, 그 차에 따른 감쇄제어신호ATT1을 발생한다. 상기 감쇄제어신호ATTl은 D/A변환기815를 통해 제1 가변감쇄기3l6에 인가된다. 이후 상기 제어기330은 1341단계에서 상기 감쇄제어신호ATT1을 전 감쇄제어신호PATT1으로 저장한다.After the phase control signal PIC1 is generated as described above, the controller 330 compares the RSSI value of the third intermodulation signal and the attenuation control signal PATT1 of the previous state in step 1333. In this case, the controller 330 is the third horn. If the RSSI value of the modulated signal is larger than the attenuation control signal PATT1 in the previous state, the attenuation control value for adjusting the size of the third intermodulation signal is set in a direction of decreasing in step 1335, and the RSSI value of the third intermodulation signal is attenuated. If it is less than the control signal PATT3, the direction in which the attenuation control value is increased is set in step 1337. After setting the direction of the attenuation control as described above, in step 1339, the difference between the RSSI value of the third intermodulation signal and the previous attenuation control signal PATT3 is obtained, and then the attenuation control signal ATT1 is generated according to the difference. The attenuation control signal ATT1 is applied to the first variable attenuator 316 through the D / A converter 815. In step 1341, the controller 330 stores the attenuation control signal ATT1 as the entire attenuation control signal PATT1.

이후 상기와 같은 과정으로 상기 제어기330은 1343단계-1371단계를 수행하여 5차 혼변조신호의 위상 및 크기를 조정한다. 이때 상기 제어기330은 5차 혼변조신호인 IS3-IS4를 검출하기 위하여 PCD3 및 PCD4를 출력하며, 수신되는 5차 혼변조신호인 IS3 및 IS4의 RSSI를 수신한 후 전 상태의 RSSI 값과 비교하여, 비교 결과에 따라 상기 5차 혼변조신호가 상기 전력증폭기326에서 최대로 억압될 수 있도록 감쇄제어신호ATT2 및 위상제어신호PIC2를 발생한다.Thereafter, the controller 330 performs steps 1343 to 1371 to adjust the phase and magnitude of the fifth-order intermodulation signal. At this time, the controller 330 outputs the PCD3 and the PCD4 to detect the fifth-order intermodulation signal IS3-IS4, and receives the RSSI of the received fifth-order intermodulation signals IS3 and IS4 and compares them with the RSSI values of all states. The attenuation control signal ATT2 and the phase control signal PIC2 are generated so that the fifth-order intermodulation signal can be suppressed to the maximum in the power amplifier 326 according to the comparison result.

상술한 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 전치왜곡방식을 사용하는 선형화기는 전치왜곡 혼변조신호의 개별 차수를 조정하여 발생시키므로서 선형 증폭 특성을 향상시킬 수 있다. 또한 상기 전치왜곡 방식을 사용하는 선형화기는 소형 경량 이면서 저가의 소자들로 구현 가능하므로, 소형 선형증폭기를 구현할 시 큰 이점이있다. 또한 본 발명의 전치왜곡방식과 다른 방식(피드포워드 방식, 부궤환 방식)을 연동하여 사용하는 경우, 선형증폭기의 특성을 더욱 더 크게 향상시킬 수 있다.As described above, the linearizer using the predistortion method according to the embodiment of the present invention can improve linear amplification characteristics by generating the individual orders of the predistortion intermodulation signal. In addition, since the linearizer using the predistortion method can be implemented with small, light weight and low cost devices, there is a big advantage in implementing a small linear amplifier. In addition, when used in conjunction with the predistortion method and other methods (feed forward method, negative feedback method) of the present invention, it is possible to further improve the characteristics of the linear amplifier.

Claims

In the intermodulation signal removal apparatus of the linear amplifier having a non-linear power amplifier,

The plurality of predistorters located at the ends of the nonlinear power amplifiers respectively input a signal whose level is adjusted by branching the signal to be nonlinearly amplified.

Respective intermodulation signal generators generating intermodulation signals corresponding to respective orders generated from nonlinear amplification from the input signal;

Variable attenuators for adjusting amplitudes of intermodulation signals corresponding to each generated order;

Phase adjusters for outputting each of the attenuated signals by phase-adjusting so as to be out of phase of a signal generated during nonlinear amplification;

And a combiner for coupling the output of the predistorter and the signal to be amplified and incident into the nonlinear amplifier.

The method of claim 1, wherein the intermodulation signal generations,

Pre-distortion linear amplification device comprising a third-order intermodulation signal generator and a fifth-order intermodulation signal generator.

In a linear amplifier using a nonlinear amplifier,

A first divider configured to distribute power to the input RF signal;

An automatic level controller for controlling and outputting the distributed RF signal to a predetermined level;

A second divider for distributing the level controlled RF signal;

A modulated signal generator having a set order, a variable attenuator and a phaser for adjusting the magnitude and phase of the generated modulated signal, and generating the modulated signals for each order corresponding to the second divided RF signal, A number of predistorters for adjusting magnitude and phase of generated intermodulation signals,

A first combiner for synthesizing the predistorted individual orders of intermodulation signals;

A delay unit for delaying the first divided input RF signal;

A second combiner for synthesizing the first synthesized intermodulation signals and the delayed RF signal;

A non-linear power amplifier for amplifying the second combined signal to suppress an intermodulation signal generated during amplification and to amplify an RF signal;

A predistortion linear configuration comprising a controller for detecting and analyzing the strengths of intermodulation signals of individual orders at the output of the nonlinear power amplifier and generating control signals of a corresponding variable attenuator and a phase shifter of the predistorters. Amplification device.

4. The predistortion linear amplifier of claim 3, wherein the intermodulation signal generator comprises a tertiary intermodulation signal generator and a fifth order intermodulation signal generator.

In the method of removing the intermodulation signal of a linear amplifier comprising a non-linear power amplifier and a plurality of predistorters located in front of the power amplifier,

Generating intermodulated signals corresponding to each order generated during nonlinear amplification of an input RF signal;

Adjusting magnitudes and phases of the individual order intermodulation signals, synthesizing the intermodulation signals of the predistorted orders and the input RF signal, and

And a step of suppressing intermodulation signals generated during amplification of the nonlinear power amplifier by injecting the synthesized signal into the nonlinear power amplifier.

In the linear amplification method using a predistortion method for a nonlinear amplifier,

A first distributing step of distributing power to the input RF signal;

Controlling and outputting the first distributed RF signal to a predetermined level;

Secondly dividing the level controlled RF signal;

Inputting the second divided RF signal and generating intermodulated signals of a set order;

Adjusting the magnitude and phase of the intermodulation signal of the corresponding order by inputting the corresponding intermodulation signal;

First synthesizing the predistorted individual-order intermodulation signals;

Performing a second synthesis with the delayed RF signal and the first synthesized intermodulation signals;

And amplifying the second synthesized signal to generate an RF signal suppressed by a mixed modulated signal.