JP3764088B2

JP3764088B2 - Feed forward amplifier and control circuit thereof

Info

Publication number: JP3764088B2
Application number: JP2001341000A
Authority: JP
Inventors: 環誉田; 隆仁麻生; 章伊藤; 廣徳坂本
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2001-11-06
Filing date: 2001-11-06
Publication date: 2006-04-05
Anticipated expiration: 2021-11-06
Also published as: JP2003142948A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)方式携帯電話用基地局・中継局等を始め、無線通信・有線通信等の分野で低歪増幅のため使用されるフィードフォワード増幅器及びその制御回路に関する。なお、本願中の説明では、理解の便のため、ＣＤＭＡ方式携帯電話を念頭に置くが、本発明は、ＰＤＣ（Personal Digital Cellular）方式やＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）方式の携帯電話用基地局で使用される多数のキャリアを同時増幅するマルチキャリアアンプや、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式を採用する地上波ディジタルテレビジョン放送用放送機・中継機等、ＣＤＭＡ方式携帯電話以外でも実施できる。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡ方式携帯電話では送信信号のスペクトルが拡散している。従って、基地局や中継局（ブースタ）等で送信信号を増幅する際には、拡散したスペクトルが分布する帯域に亘り低歪な増幅器を使用するのが望ましい。例えばＣＤＭＡ方式に従い多重化された信号を増幅する用途等においては、増幅器への入力信号は有意な幅を有する周波数帯域内に亘り分布するため、当該入力信号が分布する周波数帯域（図８中の“使用帯域”）における良好な線形性従って低歪特性が、増幅器に対して要求される。しかしながら、単体の増幅器でその様な低歪特性を実現することは困難であり、或いはコスト、回路規模等の面でユーザの要請に見合わない。通常は、増幅器にて発生する歪成分を除去・抑圧するための付加回路を設ける、というアプローチが採用される。
【０００３】
増幅器の入出力非直線性によって発生する歪成分のうち高調波等の一部は、増幅器の後段にフィルタを設けることによっても、除去可能である。しかしながら、増幅すべき信号（以下「主信号」と称する）と同一かその近傍の周波数に発生する混変調歪・相互変調歪等、フィルタのみでは除去するのが難しい歪成分もあり、増幅器からの出力信号の品質はこの歪成分により損なわれる。常に低歪増幅を行えるようにするには、増幅器の出力信号中に含まれる歪成分を検出しその結果に応じその歪成分が最小になるように自動制御する回路が、必要となる。歪補償方式としてフィードフォワード方式を採用する目的は、増幅器出力中における残留歪成分のうちフィルタ等の手段では除去困難な歪成分をもできるだけ抑圧・除去できるようにすること、温度変化、経時変化等が生じても好適な歪成分除去抑圧性能を維持できるようにすること、これらの達成によってより低歪増幅出力を得て送信信号の品質を維持向上させること等にある。
【０００４】
フィードフォワード方式を採用する歪補償型増幅器即ちフィードフォワード増幅器は、信号を増幅する主増幅器、主増幅器にて発生した歪を検出するためのフィードフォワードループである歪検出ループ、この歪を出力信号中から除去又は抑圧するためのフィードフォワードループである歪除去ループ、歪検出ループ及び歪除去ループの動作を自動制御する制御回路等から、構成される。フィードフォワード増幅器の基本構成及びその改良・変形例については、特公平７−７７３３０号公報、特許第２７１１４１３号、特許第２７１１４１４号、特許第２７９９９１１号、特許第２８０４１９５号、特許第２９４８２７９号、特許第２９４５４５１号、特許第２９４５４４７号、特開平７−２２８５４号公報、特開平７−１０６８６１号公報、特開平８−５６１２３号公報、特開平８−５６１２６号公報、特開平９−３６６６８号公報、特開２０００−２１６６３８号公報等を参照されたい。本願出願人も、フィードフォワード増幅器に関する改良をいくつか提案している。
【０００５】
図７に、本願出願人が特願平１１−３７４８６９号（特開２００１−１８９６３１号公報参照）にて提案したフィードフォワード増幅器の構成を示す。この図に示すフィードフォワード増幅器は、図示しない前段の変調回路等から入力端子１を介し入力される信号を、その内部の主増幅器５により増幅し、出力端子２から後段の回路例えばアンテナ又はそれに前置される回路（フィルタ等）に出力する。入力端子１から出力端子２に至る信号経路には、歪検出ループ及び歪除去ループという２種類のフィードフォワードループが設けられている。そのうち歪検出ループは分配回路３、ベクトル調整回路４、主増幅器５、遅延回路６及び方向性結合器７から、歪除去ループは利得調整回路８、位相調整回路９、補助増幅器１０、方向性結合器１１及び遅延回路１２から、それぞれ構成されている。また、歪検出ループ及び歪除去ループにおける後述の調整動作を制御するには、制御回路が必要である。制御回路を構成する部材又は制御回路が用いる部材としては、発振回路２０及び２１、ミキサ２２及び２３、フィルタ２４、同期検波回路２５及び比較誤差増幅器２６が設けられている。
【０００６】
分配回路３は、入力端子１からの入力信号即ち主信号を主増幅器５及び遅延回路６に分配する。主増幅器５は、分配された入力信号を増幅し出力信号を方向性結合器７に供給する。遅延回路６は、主増幅器５側の信号経路にて発生する信号遅延を補償する手段例えば各種の遅延線であり、分配された主信号を遅延させ方向性結合器７に供給する。方向性結合器７は、主増幅器５の出力信号を２分岐し、一方の分岐に係る信号を遅延回路１２を介し方向性結合器１１に供給する。方向性結合器７は、他方の分岐に係る信号をその内部で遅延回路６からの信号と結合させ、補助増幅器１０側に供給する。補助増幅器１０は、方向性結合器７からの信号を増幅し、方向性結合器１１に供給する。遅延回路１２は、補助増幅器１０側の信号経路にて発生する信号遅延を補償する手段例えば各種の遅延線であり、分配された主増幅器５の出力信号を遅延させ方向性結合器１１に供給する。方向性結合器１１は、遅延回路１２により遅延された信号と補助増幅器１０により増幅された信号とを結合させ、その結果得られた信号を出力端子２を介し後段の回路に出力する。
【０００７】
ここで、主増幅器５にてその非線形性等により発生しその出力信号に現れる歪成分は、主増幅器５よりも前段で分岐された信号、即ち分配回路３から遅延回路６を介し方向性結合器７に供給される信号には、含まれていない。従って、原理的には、主増幅器５及び遅延回路６から方向性結合器７に入力される信号を、方向性結合器７内の信号結合点にてその主信号成分同士が同振幅かつ逆位相となるよう、調整・制御することにより、補助増幅器１０側に専ら歪成分のみを含む信号即ち歪信号を供給することができる（歪検出ループの最適化）。更に、原理的には、補助増幅器１０及び遅延回路１２から方向性結合器１１に入力される信号を、方向性結合器１１内の信号結合点にてその歪成分同士が同振幅かつ逆位相となるよう、調整・制御することにより、方向性結合器１１からの出力信号中に残留する歪成分を抑圧・除去することができる（歪除去ループの最適化）。即ち、この原理を好適に実現できれば、目的とする低歪化出力信号が得られる。
【０００８】
歪検出ループを最適化する方法としてはパイロット信号（以下、区別のため「第１パイロット信号」と称する）を用いた方法が周知である。第１パイロット信号は、主増幅器５の出力信号及び遅延回路６経由の信号の双方に入り込むよう分配回路３内の信号分岐点より前の点で主信号に注入される。方向性結合器７内の信号結合点では、主増幅器５の出力信号中の主信号成分と遅延回路６経由の信号中の主信号成分が打ち消し合うだけでなく、主増幅器５の出力信号中の第１パイロット信号成分と遅延回路６経由の信号中の第１パイロット信号成分も打ち消し合う。従って、補助増幅器１０側に供給される歪信号中における第１パイロット信号成分残留量がより少なくなるようベクトル調整回路４における調整量を適宜設定・更新することによって、概ね、歪信号中における主信号成分残留量を抑えることができる。なお、ベクトル調整回路４は直交変調器等として実現できる回路であり、図示しない制御回路からの制御信号に応じ、分配回路３からの分配出力のうち少なくとも一方（図では主増幅器５側への分配出力）における信号ベクトルを調整する。これを、可変利得増幅器又は可変抵抗による利得調整回路と、可変移相器による位相調整回路との組合せに、置き換えることもできる。第１パイロット信号なしで最適化する手法も提案されている。本発明の実施形態に関する記載も含め、本願では、歪検出ループの最適化制御に関する詳細な説明は省略する。特開２０００−１９６３６６号公報、特開２０００−３１２１１７号公報等も参照されたい。
【０００９】
他方、歪除去ループを最適化する方法としてもパイロット信号を用いる方法が周知である。以下、区別のため「第２パイロット信号」と称するが、これは、図７に示した技術或いは本発明を実施するに当たって「第１」が必須であることを示唆するものではない。第２パイロット信号は、遅延回路１２経由の信号及び補助増幅器１１からの歪信号の双方に入り込むよう、分配回路３内の信号分岐点から主増幅器５を経て方向性結合器７内の信号分岐点に至る経路上の任意の点にて（例えば主増幅器５を構成する縦続接続された複数の増幅器の段間にて）、主信号経路に注入される。方向性結合器１１内の信号結合点では、主信号中の歪成分と補助増幅器１１からの歪信号とが打ち消し合うだけでなく、主信号中の第２パイロット信号成分と歪信号中の第２パイロット信号成分も打ち消し合う。従って、低歪化出力信号中における第２パイロット信号成分残留量がより少なくなるよう利得調整回路８及び位相調整回路９による調整量を制御することによって、概ね、低歪化出力信号中における歪成分残存量を抑えることができる。なお、利得調整回路８及び位相調整回路９は、それぞれ、方向性結合器７から出力される２種類の信号のうち一方（図では補助増幅器１０側への出力）の振幅及び位相を調整する。利得調整回路８は可変利得増幅器又は可変抵抗により、位相調整回路９は可変移相器により、それぞれ実現できる。利得調整回路８と位相調整回路９の順序の入れ替えも可能である。利得調整回路８及び位相調整回路９に代えて直交変調器等のベクトル調整回路を原理上は使用可能である（これらの点は、後述する本発明の実施形態においても同様である）。
【００１０】
図７に示したフィードフォワード増幅器では、第２パイロット信号を用いて歪除去ループを最適化する方法として、本願出願人が特願平１１−３７４８６９号（特開２００１−１８９６３１号公報参照）にて提案した方法、即ちミキサにより発生させた上側及び下側パイロット信号を注入し、低歪化出力信号に残留しているこれらのパイロット信号成分を同期検波して制御信号を発生させる方法を、採用している。
【００１１】
図中、発振回路２０は周波数ｆ_Pの基本パイロット信号を、発振回路２１は周波数ｆ_Lの局部発振信号を発生させる。双平衡変調器等により実現された注入側ミキサ２２は、局部発振信号との混合により基本パイロット信号をアップコンバートする。その結果生じた周波数ｆ_L＋ｆ_Pの上側パイロット信号及び周波数ｆ_L−ｆ_Pの下側パイロット信号は、第２パイロット信号として、歪検出ループ中に注入される。
【００１２】
また、分配回路１３は低歪化出力信号の一部を分岐し検出側ミキサ２３に供給する。検出側ミキサ２３に供給される信号には主信号成分が含まれるほか、歪検出ループ及び歪除去ループが最適化された程度に応じて、周波数ｆ_L＋ｆ_Pの上側パイロット信号及び周波数ｆ_L−ｆ_Pの下側パイロット信号も残留している。検出側ミキサ２３はこれを局部発振信号との混合によりダウンコンバートする。その際用いる局部発振信号は、発振回路２１から供給される信号であり本質的にはアップコンバート時に用いた局部発振信号と同じ信号である。検出側ミキサ２３は、ダウンコンバートと併せて、直交変換を行う。従って、検出側ミキサ２３からは、Ｉ，Ｑ各相の信号の対が得られる。即ち、このダウンコンバート及び直交変換によって、分岐された低歪化出力信号における上側及び下側パイロット信号成分は、いずれも周波数ｆ_Pでその位相がπ／２［ｒａｄ］異なる信号ＥｒｒＩ及びＥｒｒＱに変換される。
【００１３】
狭帯域フィルタ２４は、検出側ミキサ２３から出力される信号を濾波することによって、検出側ミキサ２３の出力から、周波数ｆ_Pに変換された残留パイロット信号成分その他を取り出し、同期検波回路２５に誤差信号ＥｒｒＩ及びＥｒｒＱとして供給する。同期検波回路２５は、発振回路２０から供給される基本パイロット信号を参照信号Ｒｅｆとして用いてこの誤差信号ＥｒｒＩ及びＥｒｒＱを同期検波し、その結果得られるＩ成分出力及びＱ成分検波出力を、基準値に対する差の増幅を行う比較誤差増幅器２６を介し、利得調整回路８及び位相調整回路９に制御信号として供給する。
【００１４】
図７に示した制御回路を用いるに際しては、例えば、図８に示すように、局部発振信号の周波数ｆ_Lを使用帯域のほぼ中心に置き、基本パイロット信号の周波数ｆ_Pを使用帯域幅（例えば１０ＭＨｚ）の１／２を上回る周波数（例えば６ＭＨｚ）に設定することによって、和周波数に係る上側パイロット信号と差周波数に係る下側パイロット信号との間に、使用帯域全体をおさめる。図中、Δｆ_Pは局部発振信号に対する上側及び下側パイロット信号の周波数差を示しており、自明な如く周波数ｆ_Pに等しい。
【００１５】
このような周波数設定下において図１に示すフィードフォワード増幅器を動作させ、歪除去ループ（及び歪検出ループ）の最適化制御を実行すると、上側及び下側パイロット信号が存する２点の周波数における歪成分除去抑圧効果ができるだけ高まるよう、利得及び移相量の自動制御が行われる結果となる。そのため、図１０に示すように、上側パイロット信号（図中“ｕｐ”）と下側パイロット信号（図中“ｌｏｗ”）のほぼ中間の周波数において、歪成分除去抑圧効果が最も顕著になる。即ち、歪成分除去抑圧効果が最も顕著になる周波数は、局部発振信号の周波数ｆ_L又はその近傍であり、それを挟むフィードフォワード増幅器の使用帯域全体に亘り、概ね、従来技術に比べ良好な制御状態（低歪状態）となる。
【００１６】
また、これを図９（ａ）に示すチャネル配置に応用し、複数のチャネルに亘り良好な低歪状態を実現することも可能である。即ち、図９（ｂ）及び（ｃ）に示すように、複数のチャネル（図では４個のチャネルｃｈ１〜ｃｈ４）を含む周波数帯域のほぼ中央（例えばｃｈ２とｃｈ３の間のガードバンド）に周波数ｆ_Lをおき、基本パイロット信号の周波数ｆ_Pをチャネル幅（図９（ｂ））又はその自然数倍（図９（ｃ）は２倍の例）とすることによって、複数のチャネル全体に亘り比較的高い歪除去抑圧効果をもたらすことができる。このような周波数配置は、複数のチャネルを有する通信方式に係る送信機にて、複数チャネルを同時増幅するフィードフォワード増幅器を実現する際に、望ましい配置である。
【００１７】
図７に示した回路を用いて図８乃至１０記載の原理により低歪化を達成する、という手法は、それ以前に提案されていた各種のフィードフォワード増幅器における低歪化手法に対して、いくつかの利点を有している。まず、同期検波によって制御信号を発生させるようにしているため、利得及び移相量双方について同時に並行して制御信号を生成できる。第２パイロット信号残留量の検出結果に応じて制御信号をステップバイステップ制御する手法等に比べ、最適な制御状態を迅速に確立でき、歪成分や第２パイロット信号の不要輻射等も生じにくい。
【００１８】
次に、図７〜図１０に示した手法では、局部発振信号を用いミキサにて基本パイロット信号をアップコンバートすることにより、上側及び下側パイロット信号を発生させている。従来も、互いに周波数が異なる２種類のパイロット信号を注入するという手法が提案されたことがあるが、いずれも個別の発振回路により相互独立にそれらパイロット信号を発生させる手法であった。図７〜図１０に示した手法では、その種の手法に比べ、発振回路、ミキサ、検波回路の個数が少ないため、回路構成が簡素で低コストかつ低消費電力となる。
【００１９】
更に、注入側及び検出側双方にて同じ基本パイロット信号及び局部発振信号を用いているため、発振回路２０及び２１の発振周波数が多少変動しても同期検波による制御信号生成動作は正常に行えることから、発振回路２０及び２１を構成する素子として高価な素子や複雑な回路は用いる必要がなく、温度安定性が低い安価な発振素子及び簡素な構成の発振回路等を用いることができる。狭帯域フィルタ２４はダウンコンバート後の信号を濾波しているため選択度が高く、第２パイロット信号の残留量の検出精度ひいては歪除去ループの制御の安定度も高まる。基本パイロット信号や局部発振信号が漏れ上側及び下側パイロット信号と共に注入されてしまっても、局部発振信号は歪成分と同様好適に除去抑圧されるし、基本パイロット信号は（局部発振周波数との周波数差が十分大ききければ）注入側ミキサ２２からパイロット信号注入点までの間に設ける図示しない後段のフィルタによって好適に除去抑圧できる。更に、発振回路２１の発振周波数を変えるのみで使用帯域の変更に対応でき融通性がよい。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
このように、先に本願出願人が提案した手法には、ステップバイステップ制御に係る従来技術に比しても、また複数種類の第２パイロット信号を個別発振させる従来技術に比しても、利点があるといえる。しかしながら、それでもなおいくつかの要解決課題が残っている。
【００２１】
例えば、図７中の回路のうち発振回路２１からミキサ２２及び２３に至る部分は、ミキサ２２とミキサ２３とのアイソレーションを確保するため、より詳細には、図１１に示すような構成となる。この回路中、２７は発振回路２１の発振出力を２分岐する分配器、２８は増幅器、２９は信号方向規制によりアイソレーションを提供するアイソレータである。ミキサ２２及び２３における混合・周波数変換動作を好適に実現すると共に、それによって回路規模低減等の効果（個別発振による複数種類第２パイロット信号発生では得られない効果）を得るには、図１１に示すような回路が必要である。しかし、この種の回路を設けることは、回路規模・コストの更なる低減に当たって、支障となる。
【００２２】
本発明は、このような問題点を解決することを課題としてなされたものであり、本願出願人が特願平１１−３７４８６９号にて提案したフィードフォワード増幅器及びその制御回路に関し、特に同期検波対象を中心として変形・改善を施すことにより、より少ない部品、より小規模な回路、より低いコストで、好適な低歪化を達成することを、その目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するため、本発明に係る制御回路は、（１）主増幅器、主増幅器への入力である主信号の一部と主増幅器からの出力信号の一部とをその振幅及び位相の相互関係を調整して結合することにより歪成分を検出して歪信号を発生させる歪検出ループ、並びに歪信号と主増幅器からの出力信号とをその振幅及び位相の相互関係を調整して結合することにより低歪化出力信号を発生させる歪除去ループを備えるフィードフォワード増幅器にて用いられ、（２）主増幅器にて発生した歪成分の低歪化出力信号中における残留分が抑圧されるよう歪検出ループ及び歪除去ループに対し制御信号を供給して上記調整動作を制御する制御回路であって、（３）上側パイロット信号と下側パイロット信号とにより挟まれる周波数帯域内に主信号の周波数帯域のうちの少なくとも一部が含まれることとなるよう、局部発振信号と基本パイロット信号とを混合することにより両者の和周波数及び差周波数に係る上側及び下側パイロット信号を発生させ、歪除去ループにて結合対象とされる各信号中に入り込むこととなるよう上側及び下側パイロット信号を歪検出ループ内に注入する上下パイロット信号発生回路と、（４）低歪化出力信号の一部を入力し上側及び下側パイロット信号を参照信号として用いてこの低歪化出力信号を同期検波することにより歪除去ループに対する上記制御信号を発生させる同期検波回路と、を備える。
【００２４】
また、本発明に係るフィードフォワード増幅器は、（１）主増幅器と、（２）主増幅器への入力である主信号の一部と主増幅器からの出力信号の一部とをその振幅及び位相の相互関係を調整して結合することにより歪信号を発生させる歪検出ループと、（３）歪信号と主増幅器からの出力信号とをその振幅及び位相の相互関係を調整して結合することにより低歪化出力信号を発生させる歪除去ループと、（４）主増幅器にて発生した歪成分の低歪化出力信号中における残留分が抑圧されるよう歪検出ループ及び歪除去ループに対し制御信号を供給して上記調整動作を制御する制御回路とを備え、（５）制御回路が、本発明に係る制御回路であることを特徴とする。
【００２５】
このように、先提案に係る技術ではダウンコンバートした低歪化出力信号を基本パイロット信号を参照信号として同期検波していたのに対し、本発明では分岐した低歪化出力信号を上側及び下側パイロット信号を参照信号として同期検波している。制御信号を発生させるために低歪化出力信号をダウンコンバートする必要はなく、検出側ミキサやアイソレーション用の回路を廃止することができる。そのため、部品点数の低減、構成の簡素化、低価格化を達成できる。また、ダウンコンバートしない分、低歪化出力信号におけるパイロット信号成分残留分変動に対する歪除去ループの応答性が高まり、従って環境変動、入力変動等に対して即応できるフィードフォワード増幅器が得られる。更に、基本パイロット信号の帯域での信号処理を必要としないため、部品点数が少なくなるだけでなく特に周波数依存性がある部品を削減でき、その結果として、汎用性或いは他種用途への転用容易性が高まる。検出側ミキサを介さずにパイロット信号帯域のまま同期検波するため、同期検波回路は検波出力として直流成分を出力できればよく、そのためラフな特性の同期検波回路を用いて低価格化を図ることができる。加えて、本発明によれば、本願出願人が先に提案した図７の技術による効果を引き続き得ることができる。
【００２６】
更に、本発明に係る制御回路は、より好ましくは、同期検波回路に入力される低歪化出力信号中、主信号に係る周波数帯域に属する成分を除去又は抑圧する一方、上側及び下側パイロット信号に係る周波数帯域に属する成分を通過させる主信号成分除去用フィルタを、備える。このフィルタを用いることによって、一般に振幅が大きい主信号成分による同期検波回路の飽和を防止できる。また、本発明に係る制御回路は、更に好ましくは、同期検波回路に参照信号として入力される上側及び下側パイロット信号に対して、主信号成分除去用フィルタの温度特性により低歪化出力信号に与えられる位相ドリフトと同一の位相ドリフトを与える位相温度補償用フィルタを、備える。このフィルタを設けることによって、温度に依存した位相ドリフトの補償を実現できる。
【００２７】
本発明に係る制御回路を用いるに当たっては、例えば、局部発振信号の周波数を主信号の周波数帯域のほぼ中央におき、基本パイロット信号の周波数をその周波数帯域の１／２以上とする。主信号の周波数帯域が、それぞれ所定のチャネル幅を有する複数のチャネルに区分されている場合は、好ましくは、局部発振信号の基本周波数を、チャネルとチャネルの間に設けられているチャネル分離帯域内におき、基本パイロット信号の基本周波数を、チャネル幅の自然数倍の周波数とする。これにより、主信号の周波数帯域のほぼ全幅に亘り、また複数のチャネルのほぼ全部に亘り、好適な低歪化を実現できる。即ち、歪成分除去抑圧効果が最高になる点を、主信号の周波数帯域内に或いは複数のチャネルの中央に、おくことができるため、局部発振信号の周波数及びその近傍にて好適な歪成分除去効果を得ることができる。なお、本発明における上側及び下側パイロット信号は、主信号の周波数帯域内においてもよいし、同周波数帯域外においてもよい。
【００２８】
また、ここで局部発振信号や基本パイロット信号の「周波数」と称しているのは、厳密には、それらの基本周波数即ち代表する周波数である。即ち、局部発振信号や基本パイロット信号を単一周波数の信号とする必要はなく、例えばそれらのうちいずれかをスペクトル拡散させて用いてもよい。本発明に係る制御回路は、好ましくは、上側及び下側パイロット信号のスペクトルが有意な幅を有する周波数帯域に拡散するよう、局部発振信号及び基本パイロット信号のうち少なくとも一方をスペクトル拡散変調する変調回路を備える。特に、増幅出力すべき信号に対し上側及び下側パイロット信号が影響を与えることを防ぐには、これら上側及び下側パイロット信号の周波数又は拡散帯域を主信号の周波数帯域外におくか、これら上側及び下側パイロット信号としてそれぞれスペクトル拡散変調された信号を用い主信号成分に対しては雑音として作用させるのが望ましい。また、上側及び下側パイロット信号の周波数又は拡散帯域の一部若しくは全部が主信号の周波数帯域内に入り込むよう局部発振信号及び基本パイロット信号の基本周波数を設定することによって、歪除去抑圧効果が最高になる周波数が主信号の周波数帯域内に確実に入ることになり、主信号の周波数帯域内における歪成分除去抑圧効果が高まる。
【００２９】
上下パイロット信号発生回路は、好ましくは、局部発振信号を発振する第１の発振回路と、基本パイロット信号を発振する第２の発振回路と、第１及び第２の発振回路の出力を相互に混合するミキサと、このミキサの出力をパイロット信号注入回路及び同期検波回路に分配する分配器とを有する回路とする。しかし、発振回路は必須ではない。例えば、より前段の回路において同じ周波数で発振する発振回路が設けられている場合には、その発振回路から入力するようにしてもよい。
【００３０】
また、注入する上側及び下側パイロット信号のレベルは任意に設定することができるが、回路の小型化、コストダウン、低消費電力化等を考慮すると、できるだけ低レベルとすることが望ましい。上側及び下側パイロット信号が低レベルであれば、低歪化出力信号中におけるそれらの残留量（レベル）も低くなる。更に、パイロット信号成分の残留量ができるだけ少なくなるように歪除去ループを制御するため、最適な制御状態に近づけば近づくほど、低歪化出力信号中におけるそれらの残留量（レベル）が低くなる。他方で、低歪化出力信号中には主信号に係る成分も含まれており、歪除去ループの制御においてはこの成分はいわば雑音・不要成分として作用する。そこで、本発明に係る制御回路は、好ましくは、主信号に係る成分を含み上側及び下側パイロット信号を含まない信号の逆相加算によって、同期検波回路に入力される低歪化出力信号から主信号に係る成分を除去する回路を備える。これによって、上記雑音・不要成分が除去・抑圧され、より安定した精度のよい制御が可能になる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態に関し図面に基づき説明する。なお、図７乃至図１１に示した先提案の技術と同様の又は対応する構成には同一の符号を付し、それらの構成及び先提案の技術と重複する利点については説明を省略する。
【００３２】
図１に、本発明の一実施形態に係るフィードフォワード増幅器の構成を示す。本実施形態においては、分配回路１３により分岐された低歪化出力信号が、周波数変換を経ないまま同期検波回路２５Ａに誤差信号Ｅｒｒとして入力される。また、同期検波回路２５Ａは、ミキサ２２にて発生した周波数ｆ_L＋ｆ_P、ｆ_L−ｆ_Pの上側及び下側パイロット信号を、分配回路３０を介し参照信号Ｒｅｆとして入力している。なお、分配回路３０は、ミキサ２２の出力を回路注入用と参照信号Ｒｅｆ用とに分岐している。同期検波回路２５Ａは、図２に示すように、誤差信号Ｅｒｒを２個の双平衡変調器ＭＩＸ−Ｉ及びＭＩＸ−Ｑに同相分配する一方、参照信号Ｒｅｆをこれら双平衡変調器ＭＩＸ−Ｉ及びＭＩＸ−Ｑに９０度分配（直交分配）し、それら双平衡変調器ＭＩＸ−Ｉ及びＭＩＸ−ＱからＩ，Ｑ各相検波出力を得ている。同期検波回路２５ＡのＩ，Ｑ各相検波出力は比較誤差増幅器２６に供給され、それぞれ歪除去ループに係る利得，位相の各制御信号として使用される。
【００３３】
このように、分岐した低歪化出力信号をＥｒｒ入力、上側及び下側パイロット信号をＲｅｆ入力として同期検波を行い、それによって制御信号を発生させているため、本実施形態では、発振回路２０又は２１とＥｒｒ入力側とのアイソレーションを容易に確保できる。検出側ミキサだけでなくアイソレーション用の部材を廃止できるため、部品点数の低減、構成の簡素化、低価格化、信頼性向上を達成できる。また、ダウンコンバートしない分、低歪化出力信号におけるパイロット信号成分残留分変動に対する歪除去ループの応答性が高まり、従って環境変動、入力変動等に対して即応できるフィードフォワード増幅器が得られる。更に、周波数ｆ_Pの帯域での信号処理が必要でないため、発振回路やフィルタ以外で周波数依存性がある部品を削減でき、汎用性が高まる。更に、図７に示した回路では、同期検波回路２５の周波数特性が周波数ｆ_P近傍まで良好でないと良質な制御信号を得難いが、本実施形態では、同期検波回路２５Ａから直流又はその近傍の周波数の検波出力が得られればよいため、ラフな特性でよい。即ち、同期検波回路２５Ａ又はその構成部品が安価なものでよい。
【００３４】
分配回路１３から同期検波回路２５Ａに至る信号経路上に、フィルタ２４Ａを設けてもよい。このフィルタ２４Ａは、分岐した低歪化出力信号中の主信号成分を阻止し残留パイロット信号成分を通過させるフィルタ、即ち主信号成分除去用のフィルタであり、その濾波特性は図３に示すような特性とする。実現に当たっては、それぞれ上側又は下側パイロット信号周波数近傍に狭い通過帯域を有する帯域通過フィルタを組み合わせて用いる等の形態を採ることができる。フィルタ２４Ａなしでも原理上は動作可能であるが、主信号の振幅が大きな用途では、フィルタ２４Ａを用いることによって主信号成分による同期検波回路２５Ａの飽和を防止でき、望ましい。フィルタ２４Ａは温度に依存した位相ドリフトを発生させるため、フィルタ２４Ａを設ける場合は、図４に示すように、分配回路３０から同期検波回路２５Ａに至る信号経路上にも、同じ濾波特性ひいては同じ位相温度依存性を有するフィルタ２４Ｂを設けるとよい。フィルタ２４Ａと同じ位相温度依存性を有するフィルタ２５Ａを用いることによって、同期検波回路２５ＡへのＥｒｒ入力に現れている位相ドリフト相当分をＲｅｆ入力側で補償することができる。
【００３５】
また、各部周波数の配置は、図８〜図１０に示した例に倣い適宜決めることができる。主信号に対する上側及び下側パイロット信号の干渉を防ぐには、上側及び下側パイロット信号の周波数（又はその周波数帯域の全部若しくは一部）を使用帯域外において干渉を避けるか、或いはスペクトル拡散変調技術を利用するのが望ましい。スペクトル拡散変調技術を利用する場合、例えば、発振回路２０又は２１とミキサ２２との間にスペクトル拡散変調回路３２を設け、拡散信号発生器３１にて発生させたスペクトル拡散符号を利用して、基本パイロット信号又は局部発振信号をスペクトル拡散変調する（図５参照。この図は基本パイロット信号をスペクトル拡散する例）。これによって、上側及び下側パイロット信号をスペクトル拡散させ、主信号と干渉しにくい信号とすることができる。更に、上側及び下側パイロット信号の周波数又は拡散帯域の一部若しくは全部が使用帯域内に入り込むように局部発振信号及び基本パイロット信号の基本周波数を設定することにより、使用帯域内における歪成分除去抑圧効果が高まる。更に、主増幅器５にて生じる歪成分が入り込まないよう主増幅器５より前段或いは遅延回路６側の信号経路から主信号を分岐し、それを分配回路（例えばハイブリッド結合器）１３にて低歪化出力信号の同期検波回路２５Ａ側分岐と結合させて、同期検波回路２５ＡのＥｒｒ入力中の主信号成分を抑圧するようにしてもよい（図６参照）。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係るフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。
【図２】同期検波回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図３】フィルタ特性例を示す図である。
【図４】位相温度補償用のフィルタの位置を示すブロック図である。
【図５】スペクトル拡散技術を用いた変形例を示すブロック図である。
【図６】分岐した低歪化出力信号中の主信号成分を抑える手法を示すブロック図である。
【図７】本願出願人が先に提案したフィードフォワード増幅器の構成を示すブロック図である。
【図８】周波数配置の一例を示す図である。
【図９】周波数配置の一例を示す図である。
【図１０】歪除去抑圧原理を説明するための図である。
【図１１】問題点を説明するためのブロック図である。
【符号の説明】
１入力端子、２出力端子、３，１３，３０分配回路、４ベクトル調整回路、５主増幅器、６，１２遅延回路、７，１１方向性結合器、８利得調整回路、９位相調整回路、１０補助増幅器、２０，２１発振回路、２２注入側ミキサ、２４Ａ，２４Ｂフィルタ、２５Ａ同期検波回路、２６比較誤差増幅器、３１拡散信号発生器、３２変調回路、ｆ_P 基本パイロット信号の周波数、ｆ_L 局部発振信号の周波数。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a feedforward amplifier used for low distortion amplification in a field such as a base station / relay station for a CDMA (Code Division Multiple Access) system mobile phone, wireless communication, wired communication, and the like, and a control circuit therefor. In the description in the present application, for convenience of understanding, a CDMA mobile phone is taken into consideration. However, the present invention is not limited to a PDC (Personal Digital Cellular) or GSM (Global System for Mobile Communication) mobile phone base. It can be applied to other than CDMA mobile phones, such as multi-carrier amplifiers that simultaneously amplify a large number of carriers used in a station, and terrestrial digital television broadcast broadcasters and repeaters that employ OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex). .
[0002]
[Prior art]
In the CDMA mobile phone, the spectrum of the transmission signal is spread. Therefore, when a transmission signal is amplified by a base station, a relay station (booster) or the like, it is desirable to use an amplifier having a low distortion over a band in which a spread spectrum is distributed. For example, in an application for amplifying a signal multiplexed in accordance with the CDMA system, the input signal to the amplifier is distributed over a frequency band having a significant width, so the frequency band in which the input signal is distributed (in FIG. 8). Good linearity in the “band of use”) and thus low distortion characteristics are required for the amplifier. However, it is difficult to realize such a low distortion characteristic with a single amplifier, or it does not meet the user's request in terms of cost, circuit scale, and the like. Usually, an approach of providing an additional circuit for removing and suppressing a distortion component generated in an amplifier is employed.
[0003]
Of the distortion components generated by the input / output nonlinearity of the amplifier, some of the harmonics and the like can be removed by providing a filter at the subsequent stage of the amplifier. However, there are some distortion components that are difficult to remove with a filter alone, such as intermodulation distortion and intermodulation distortion generated at a frequency that is the same as or close to the signal to be amplified (hereinafter referred to as “main signal”). The quality of the output signal is impaired by this distortion component. In order to be able to always perform low distortion amplification, a circuit that detects a distortion component contained in the output signal of the amplifier and automatically controls the distortion component in accordance with the result is required. The purpose of adopting the feedforward method as a distortion compensation method is to suppress and remove as much as possible distortion components that are difficult to remove by means such as filters among residual distortion components in the amplifier output, temperature change, change with time, etc. In other words, it is possible to maintain a preferable distortion component removal / suppression performance even if a problem occurs, to obtain a lower distortion amplification output by achieving these, and to maintain and improve the quality of a transmission signal.
[0004]
A distortion-compensating amplifier that employs a feed-forward method, that is, a feed-forward amplifier, includes a main amplifier that amplifies a signal, a distortion detection loop that is a feed-forward loop for detecting distortion generated in the main amplifier, and this distortion is included in an output signal. And a control circuit that automatically controls operations of a distortion removal loop, a distortion detection loop, and a distortion removal loop, which are feedforward loops for removing or suppressing noise from the sound. Regarding the basic configuration of the feedforward amplifier and its improvements and modifications, Japanese Patent Publication No. 7-77330, Japanese Patent No. 2711413, Japanese Patent No. 2711414, Japanese Patent No. 2799911, Japanese Patent No. 2804195, Japanese Patent No. 2948279, Japanese Patent No. 2948279 No. 2945451, Japanese Patent No. 2945447, Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-22854, Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-106861, Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-56123, Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-56126, Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-36668, See, for example, 2000-216638. The Applicant has also proposed several improvements with respect to feedforward amplifiers.
[0005]
FIG. 7 shows the configuration of a feedforward amplifier proposed by the applicant of the present invention in Japanese Patent Application No. 11-374869 (see Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-189931). The feedforward amplifier shown in this figure amplifies a signal input via an input terminal 1 from a front-stage modulation circuit or the like (not shown) by a main amplifier 5 therein, and outputs a subsequent circuit such as an antenna or a front circuit from the output terminal 2. Output to a circuit (filter, etc.). The signal path from the input terminal 1 to the output terminal 2 is provided with two types of feedforward loops, a distortion detection loop and a distortion removal loop. Among them, the distortion detection loop is from the distribution circuit 3, the vector adjustment circuit 4, the main amplifier 5, the delay circuit 6, and the directional coupler 7, and the distortion removal loop is the gain adjustment circuit 8, the phase adjustment circuit 9, the auxiliary amplifier 10, and the directional coupling. The device 11 and the delay circuit 12 are respectively configured. In addition, a control circuit is required to control the adjustment operation described later in the distortion detection loop and the distortion removal loop. Oscillation circuits 20 and 21, mixers 22 and 23, filter 24, synchronous detection circuit 25, and comparison error amplifier 26 are provided as members constituting the control circuit or used by the control circuit.
[0006]
The distribution circuit 3 distributes the input signal from the input terminal 1, that is, the main signal to the main amplifier 5 and the delay circuit 6. The main amplifier 5 amplifies the distributed input signal and supplies the output signal to the directional coupler 7. The delay circuit 6 is means for compensating for signal delay occurring in the signal path on the main amplifier 5 side, for example, various delay lines, and delays the distributed main signal and supplies it to the directional coupler 7. The directional coupler 7 branches the output signal of the main amplifier 5 into two branches, and supplies a signal related to one branch to the directional coupler 11 via the delay circuit 12. The directional coupler 7 combines the signal related to the other branch with the signal from the delay circuit 6 inside and supplies the signal to the auxiliary amplifier 10 side. The auxiliary amplifier 10 amplifies the signal from the directional coupler 7 and supplies the amplified signal to the directional coupler 11. The delay circuit 12 is means for compensating for signal delay occurring in the signal path on the auxiliary amplifier 10 side, for example, various delay lines, and delays the output signal of the distributed main amplifier 5 and supplies it to the directional coupler 11. . The directional coupler 11 combines the signal delayed by the delay circuit 12 and the signal amplified by the auxiliary amplifier 10, and outputs the resulting signal to the subsequent circuit via the output terminal 2.
[0007]
Here, a distortion component generated in the main amplifier 5 due to the nonlinearity and the like and appearing in the output signal is a signal branched in a stage before the main amplifier 5, that is, a directional coupler from the distribution circuit 3 via the delay circuit 6. 7 is not included in the signal supplied to 7. Therefore, in principle, the signals inputted from the main amplifier 5 and the delay circuit 6 to the directional coupler 7 have the main signal components having the same amplitude and opposite phase at the signal coupling point in the directional coupler 7. By adjusting and controlling so as to be, a signal including only a distortion component, that is, a distortion signal can be supplied to the auxiliary amplifier 10 side (optimization of distortion detection loop). Further, in principle, the distortion components of the signal input to the directional coupler 11 from the auxiliary amplifier 10 and the delay circuit 12 have the same amplitude and opposite phase at the signal coupling point in the directional coupler 11. By adjusting and controlling so as to be, the distortion component remaining in the output signal from the directional coupler 11 can be suppressed and removed (optimization of distortion removal loop). That is, if this principle can be suitably realized, a target low distortion output signal can be obtained.
[0008]
As a method for optimizing the distortion detection loop, a method using a pilot signal (hereinafter referred to as “first pilot signal” for distinction) is well known. The first pilot signal is injected into the main signal at a point before the signal branch point in the distribution circuit 3 so as to enter both the output signal of the main amplifier 5 and the signal via the delay circuit 6. At the signal coupling point in the directional coupler 7, not only the main signal component in the output signal of the main amplifier 5 and the main signal component in the signal via the delay circuit 6 cancel each other, but also in the output signal of the main amplifier 5. The first pilot signal component and the first pilot signal component in the signal via the delay circuit 6 also cancel each other. Accordingly, by appropriately setting and updating the adjustment amount in the vector adjustment circuit 4 so as to reduce the residual amount of the first pilot signal component in the distortion signal supplied to the auxiliary amplifier 10 side, the main signal in the distortion signal is generally set. The amount of residual components can be suppressed. The vector adjustment circuit 4 is a circuit that can be realized as a quadrature modulator or the like, and in accordance with a control signal from a control circuit (not shown), at least one of the distribution outputs from the distribution circuit 3 (distribution to the main amplifier 5 side in the figure). The signal vector at the output). This can be replaced with a combination of a gain adjustment circuit using a variable gain amplifier or a variable resistor and a phase adjustment circuit using a variable phase shifter. A method of optimizing without the first pilot signal has also been proposed. In the present application, including the description relating to the embodiment of the present invention, detailed description regarding optimization control of the distortion detection loop is omitted. See also JP 2000-196366 A, JP 2000-321117 A, and the like.
[0009]
On the other hand, as a method for optimizing the distortion removal loop, a method using a pilot signal is well known. Hereinafter, although referred to as “second pilot signal” for distinction, this does not suggest that “first” is indispensable for implementing the technique shown in FIG. 7 or the present invention. The second pilot signal passes from the signal branch point in the distribution circuit 3 through the main amplifier 5 to the signal branch point in the directional coupler 7 so as to enter both the signal via the delay circuit 12 and the distortion signal from the auxiliary amplifier 11. Is injected into the main signal path at any point on the path leading to (for example, between stages of a plurality of cascaded amplifiers constituting the main amplifier 5). At the signal coupling point in the directional coupler 11, not only the distortion component in the main signal and the distortion signal from the auxiliary amplifier 11 cancel each other, but also the second pilot signal component in the main signal and the second in the distortion signal. The pilot signal components also cancel each other out. Therefore, by controlling the adjustment amount by the gain adjustment circuit 8 and the phase adjustment circuit 9 so that the residual amount of the second pilot signal component in the low distortion output signal becomes smaller, the distortion component in the low distortion output signal is generally reduced. The remaining amount can be suppressed. The gain adjustment circuit 8 and the phase adjustment circuit 9 each adjust the amplitude and phase of one of the two types of signals output from the directional coupler 7 (output to the auxiliary amplifier 10 side in the figure). The gain adjustment circuit 8 can be realized by a variable gain amplifier or a variable resistor, and the phase adjustment circuit 9 can be realized by a variable phase shifter. The order of the gain adjustment circuit 8 and the phase adjustment circuit 9 can be changed. In principle, a vector adjustment circuit such as a quadrature modulator can be used in place of the gain adjustment circuit 8 and the phase adjustment circuit 9 (these points are the same in the embodiments of the present invention described later).
[0010]
In the feedforward amplifier shown in FIG. 7, as a method for optimizing the distortion removal loop using the second pilot signal, the applicant of the present application disclosed in Japanese Patent Application No. 11-374869 (see Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-189431). Adopting the proposed method, that is, the method of injecting the upper and lower pilot signals generated by the mixer and generating the control signal by synchronously detecting these pilot signal components remaining in the low distortion output signal. ing.
[0011]
In the figure, the oscillation circuit 20 has a frequency f. _P Of the basic pilot signal, the oscillation circuit 21 has a frequency f. _L The local oscillation signal is generated. The injection-side mixer 22 realized by a bi-balanced modulator or the like up-converts the basic pilot signal by mixing with the local oscillation signal. The resulting frequency f _L + F _P Upper pilot signal and frequency f _L -F _P The lower pilot signal is injected into the distortion detection loop as the second pilot signal.
[0012]
The distribution circuit 13 branches a part of the low distortion output signal and supplies it to the detection-side mixer 23. In addition to the main signal component being included in the signal supplied to the detection-side mixer 23, the frequency f depends on the degree to which the distortion detection loop and distortion removal loop are optimized. _L + F _P Upper pilot signal and frequency f _L -F _P The lower pilot signal also remains. The detection-side mixer 23 down-converts this by mixing with the local oscillation signal. The local oscillation signal used at that time is a signal supplied from the oscillation circuit 21 and is essentially the same signal as the local oscillation signal used at the time of up-conversion. The detection-side mixer 23 performs orthogonal transformation together with down-conversion. Therefore, the detection-side mixer 23 obtains a pair of signals of I and Q phases. That is, the upper and lower pilot signal components in the low distortion output signal branched by this down-conversion and orthogonal transformation are both frequency f. _P Thus, the signals are converted into signals ErrI and ErrQ whose phases are different by π / 2 [rad].
[0013]
The narrowband filter 24 filters the signal output from the detection side mixer 23, thereby generating a frequency f from the output of the detection side mixer 23. _P The residual pilot signal component and others converted into are extracted and supplied to the synchronous detection circuit 25 as error signals ErrI and ErrQ. The synchronous detection circuit 25 synchronously detects the error signals ErrI and ErrQ using the basic pilot signal supplied from the oscillation circuit 20 as a reference signal Ref, and obtains the resulting I component output and Q component detection output as a reference value. The signal is supplied as a control signal to the gain adjustment circuit 8 and the phase adjustment circuit 9 through a comparison error amplifier 26 that amplifies the difference with respect to.
[0014]
When the control circuit shown in FIG. 7 is used, for example, as shown in FIG. _L Is approximately at the center of the used band, and the frequency f of the basic pilot signal is _P Is set to a frequency (for example, 6 MHz) that exceeds 1/2 of the used bandwidth (for example, 10 MHz), the entire used band is reduced between the upper pilot signal for the sum frequency and the lower pilot signal for the difference frequency. Stop. In the figure, Δf _P Indicates the frequency difference between the upper and lower pilot signals with respect to the local oscillation signal. _P be equivalent to.
[0015]
When the feedforward amplifier shown in FIG. 1 is operated under such a frequency setting and optimization control of the distortion removal loop (and distortion detection loop) is executed, distortion components at two frequencies where the upper and lower pilot signals exist are present. As a result, automatic control of the gain and the amount of phase shift is performed so that the removal suppression effect is enhanced as much as possible. Therefore, as shown in FIG. 10, the distortion component removal and suppression effect is most noticeable at a frequency approximately halfway between the upper pilot signal (“up” in the figure) and the lower pilot signal (“low” in the figure). That is, the frequency at which the distortion component removal suppression effect is most noticeable is the frequency f of the local oscillation signal. _L Or, in the vicinity thereof, the control state (low distortion state) is generally better than that of the prior art over the entire use band of the feedforward amplifier that sandwiches it.
[0016]
In addition, this can be applied to the channel arrangement shown in FIG. 9A to realize a good low distortion state over a plurality of channels. That is, as shown in FIGS. 9B and 9C, the frequency is approximately in the middle of the frequency band including a plurality of channels (four channels ch1 to ch4 in the figure) (for example, a guard band between ch2 and ch3). f _L And the frequency f of the basic pilot signal _P By making the channel width (FIG. 9 (b)) or a natural number multiple thereof (FIG. 9 (c) is an example of twice), a relatively high distortion removal suppression effect can be provided over the plurality of channels. . Such a frequency arrangement is a desirable arrangement when realizing a feedforward amplifier that simultaneously amplifies a plurality of channels in a transmitter according to a communication scheme having a plurality of channels.
[0017]
The method of achieving the low distortion based on the principle shown in FIGS. 8 to 10 by using the circuit shown in FIG. 7 is different from the low distortion method in various feedforward amplifiers previously proposed. Have these advantages. First, since the control signal is generated by synchronous detection, the control signal can be generated simultaneously in parallel for both the gain and the phase shift amount. Compared with the method of step-by-step control of the control signal according to the detection result of the second pilot signal residual amount, an optimal control state can be quickly established, and distortion components, unnecessary radiation of the second pilot signal, and the like are less likely to occur.
[0018]
Next, in the methods shown in FIGS. 7 to 10, the upper and lower pilot signals are generated by up-converting the basic pilot signal with a mixer using the local oscillation signal. Conventionally, there has been proposed a method of injecting two types of pilot signals having different frequencies from each other, but both methods are methods of generating these pilot signals independently from each other by individual oscillation circuits. In the method shown in FIGS. 7 to 10, since the number of oscillation circuits, mixers, and detection circuits is small as compared with this type of method, the circuit configuration is simple, low cost and low power consumption.
[0019]
Further, since the same basic pilot signal and local oscillation signal are used on both the injection side and the detection side, the control signal generation operation by the synchronous detection can be normally performed even if the oscillation frequency of the oscillation circuits 20 and 21 slightly varies. Therefore, it is not necessary to use an expensive element or a complicated circuit as an element constituting the oscillation circuits 20 and 21, and an inexpensive oscillation element having a low temperature stability, an oscillation circuit having a simple configuration, or the like can be used. Since the narrowband filter 24 filters the signal after down-conversion, the selectivity is high, and the detection accuracy of the residual amount of the second pilot signal and the stability of control of the distortion removal loop are also increased. Even if the basic pilot signal and the local oscillation signal are injected together with the leakage upper and lower pilot signals, the local oscillation signal is suitably removed and suppressed in the same manner as the distortion component, and the basic pilot signal has a frequency (with respect to the local oscillation frequency). If the difference is sufficiently large, it can be suitably removed and suppressed by a subsequent filter (not shown) provided between the injection mixer 22 and the pilot signal injection point. Furthermore, it is possible to cope with the change of the use band only by changing the oscillation frequency of the oscillation circuit 21, and the flexibility is good.
[0020]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the method previously proposed by the applicant of the present application is not limited to the conventional technology related to step-by-step control, or compared to the conventional technology for individually oscillating a plurality of types of second pilot signals. It can be said that there is an advantage. However, some problems still need to be solved.
[0021]
For example, the portion from the oscillation circuit 21 to the mixers 22 and 23 in the circuit in FIG. 7 has a configuration as shown in FIG. 11 in detail in order to ensure isolation between the mixer 22 and the mixer 23. . In this circuit, 27 is a distributor for bifurcating the oscillation output of the oscillation circuit 21, 28 is an amplifier, and 29 is an isolator that provides isolation by signal direction regulation. In order to suitably realize the mixing / frequency conversion operation in the mixers 22 and 23 and thereby obtain an effect of reducing the circuit scale or the like (an effect that cannot be obtained by generating multiple types of second pilot signals by individual oscillation), FIG. A circuit as shown is required. However, providing this type of circuit is a hindrance to further reducing the circuit scale and cost.
[0022]
The present invention has been made to solve such problems, and relates to a feedforward amplifier proposed by the present applicant in Japanese Patent Application No. 11-374869 and its control circuit, and more particularly to synchronous detection. The object is to achieve a suitable low distortion with fewer parts, smaller circuits, and lower cost by performing deformation / improvement centering on the above.
[0023]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve such an object, the control circuit according to the present invention includes: (1) a main amplifier, a part of a main signal that is an input to the main amplifier, and a part of an output signal from the main amplifier; A distortion detection loop that detects a distortion component by adjusting and combining the phase correlation to generate a distortion signal, and an amplitude and phase correlation between the distortion signal and the output signal from the main amplifier Used in a feedforward amplifier having a distortion elimination loop that generates a low distortion output signal by combining, and (2) the residual component of the distortion component generated in the main amplifier in the low distortion output signal is suppressed. A control circuit for supplying a control signal to the distortion detection loop and the distortion removal loop to control the adjustment operation, and (3) a control circuit that controls the adjustment operation in a frequency band sandwiched between the upper pilot signal and the lower pilot signal. The upper and lower pilot signals related to the sum frequency and the difference frequency of both are generated by mixing the local oscillation signal and the basic pilot signal so that at least a part of the frequency band of the signal is included, An upper and lower pilot signal generation circuit for injecting upper and lower pilot signals into the distortion detection loop so as to enter the signals to be combined in the distortion removal loop; and (4) one of the low distortion output signals. And a synchronous detection circuit for generating the control signal for the distortion removal loop by synchronously detecting the low distortion output signal using the upper and lower pilot signals as reference signals.
[0024]
The feedforward amplifier according to the present invention includes (1) a main amplifier, and (2) a part of a main signal that is an input to the main amplifier and a part of an output signal from the main amplifier having an amplitude and a phase. A distortion detection loop for generating a distortion signal by adjusting and coupling the correlation; and (3) the distortion signal and the output signal from the main amplifier are coupled by adjusting the amplitude and phase of the correlation. A distortion removal loop for generating a distorted output signal, and (4) a control signal for the distortion detection loop and the distortion removal loop so that the residual component of the distortion component generated by the main amplifier in the low distortion output signal is suppressed. And (5) the control circuit is a control circuit according to the present invention.
[0025]
As described above, in the technique according to the previous proposal, the down-converted low distortion output signal is synchronously detected using the basic pilot signal as a reference signal, whereas in the present invention, the branched low distortion output signal is detected on the upper and lower sides. Synchronous detection is performed using a pilot signal as a reference signal. There is no need to downconvert the low distortion output signal in order to generate the control signal, and the detection-side mixer and the isolation circuit can be eliminated. For this reason, it is possible to reduce the number of parts, simplify the configuration, and reduce the price. In addition, the response of the distortion elimination loop to the fluctuation of the residual pilot signal component in the low distortion output signal is increased by the amount not down-converted, and thus a feedforward amplifier that can respond quickly to environmental fluctuations, input fluctuations, and the like is obtained. Furthermore, since signal processing in the band of the basic pilot signal is not required, not only the number of parts can be reduced, but also the parts having particularly frequency dependency can be reduced. As a result, it can be easily used for versatility or other types of applications. Increases nature. Since synchronous detection is performed in the pilot signal band without going through the detection side mixer, the synchronous detection circuit only needs to be able to output a direct current component as detection output, so that the cost can be reduced by using a synchronous detection circuit with rough characteristics. . In addition, according to the present invention, the effect of the technique of FIG. 7 previously proposed by the applicant of the present application can be continuously obtained.
[0026]
Further, the control circuit according to the present invention more preferably removes or suppresses components belonging to the frequency band related to the main signal in the low distortion output signal input to the synchronous detection circuit, while the upper and lower pilot signals. A filter for removing a main signal component that allows components belonging to the frequency band to pass therethrough. By using this filter, saturation of the synchronous detection circuit due to a main signal component having a generally large amplitude can be prevented. Further, the control circuit according to the present invention is more preferably a low distortion output signal due to the temperature characteristic of the main signal component removal filter with respect to the upper and lower pilot signals input as reference signals to the synchronous detection circuit. A phase temperature compensation filter that provides the same phase drift as the applied phase drift is provided. By providing this filter, temperature-dependent phase drift compensation can be realized.
[0027]
In using the control circuit according to the present invention, for example, the frequency of the local oscillation signal is set at approximately the center of the frequency band of the main signal, and the frequency of the basic pilot signal is set to ½ or more of the frequency band. When the frequency band of the main signal is divided into a plurality of channels each having a predetermined channel width, it is preferable that the fundamental frequency of the local oscillation signal be within the channel separation band provided between the channels. In addition, the fundamental frequency of the fundamental pilot signal is a frequency that is a natural number multiple of the channel width. Thereby, it is possible to realize a preferable low distortion over almost the entire width of the frequency band of the main signal and over almost all of the plurality of channels. In other words, since the point where the distortion component removal suppression effect is maximum can be placed in the frequency band of the main signal or in the center of a plurality of channels, distortion component removal suitable for the frequency of the local oscillation signal and its vicinity is possible. An effect can be obtained. Note that the upper and lower pilot signals in the present invention may be in the frequency band of the main signal or outside the same frequency band.
[0028]
In addition, strictly speaking, the “frequency” of the local oscillation signal and the basic pilot signal is their basic frequency, that is, a representative frequency. That is, the local oscillation signal and the basic pilot signal do not need to be a single frequency signal, and for example, any one of them may be spread spectrum. The control circuit according to the present invention is preferably a modulation circuit that performs spread spectrum modulation on at least one of the local oscillation signal and the basic pilot signal so that the spectrum of the upper and lower pilot signals is spread in a frequency band having a significant width. Is provided. In particular, in order to prevent the upper and lower pilot signals from affecting the signal to be amplified and output, the frequency or spread band of these upper and lower pilot signals is placed outside the frequency band of the main signal, or these upper It is desirable to use a signal subjected to spread spectrum modulation as the lower pilot signal and to act as noise on the main signal component. In addition, by setting the fundamental frequency of the local oscillation signal and the basic pilot signal so that part or all of the frequency of the upper and lower pilot signals or the spread band falls within the frequency band of the main signal, the distortion removal suppression effect is the highest. Therefore, the distortion component removal and suppression effect in the frequency band of the main signal is enhanced.
[0029]
The upper and lower pilot signal generation circuits preferably mix the outputs of the first oscillation circuit that oscillates the local oscillation signal, the second oscillation circuit that oscillates the basic pilot signal, and the first and second oscillation circuits. And a distributor that distributes the output of the mixer to a pilot signal injection circuit and a synchronous detection circuit. However, the oscillation circuit is not essential. For example, in the case where an oscillation circuit that oscillates at the same frequency is provided in the earlier stage circuit, the circuit may be input from the oscillation circuit.
[0030]
Further, the levels of the upper and lower pilot signals to be injected can be arbitrarily set, but it is desirable to make them as low as possible in consideration of circuit miniaturization, cost reduction, low power consumption, and the like. If the upper and lower pilot signals are at a low level, their residual amount (level) in the low distortion output signal is also reduced. Further, since the distortion removal loop is controlled so that the residual amount of the pilot signal component is as small as possible, the residual amount (level) in the low distortion output signal becomes lower as it approaches the optimum control state. On the other hand, the component related to the main signal is also included in the low distortion output signal, and this component acts as a noise / unnecessary component in the control of the distortion removal loop. In view of this, the control circuit according to the present invention is preferably configured so that a main signal from a low-distortion output signal input to the synchronous detection circuit is obtained by reverse-phase addition of signals including components related to the main signal but not including the upper and lower pilot signals. A circuit for removing a component related to the signal is provided. As a result, the noise and unnecessary components are removed and suppressed, and more stable and accurate control is possible.
[0031]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. It should be noted that the same or corresponding components as those of the previously proposed technique shown in FIGS. 7 to 11 are denoted by the same reference numerals, and description of the advantages overlapping with those configurations and the previously proposed technique is omitted.
[0032]
FIG. 1 shows a configuration of a feedforward amplifier according to an embodiment of the present invention. In the present embodiment, the low distortion output signal branched by the distribution circuit 13 is input as an error signal Err to the synchronous detection circuit 25A without undergoing frequency conversion. Further, the synchronous detection circuit 25A has a frequency f generated by the mixer 22. _L + F _P , F _L -F _P The upper and lower pilot signals are input as a reference signal Ref via the distribution circuit 30. The distribution circuit 30 outputs the output of the mixer 22 Times For route injection And Branches to the reference signal Ref. As shown in FIG. 2, the synchronous detection circuit 25A distributes the error signal Err to the two dual balanced modulators MIX-I and MIX-Q in phase, while the reference signal Ref is distributed to the dual balanced modulators MIX-I and MIX-I. 90 ° distribution (orthogonal distribution) is performed on MIX-Q, and I and Q phase detection outputs are obtained from these dual balanced modulators MIX-I and MIX-Q. The I and Q phase detection outputs of the synchronous detection circuit 25A are supplied to the comparison error amplifier 26 and used as gain and phase control signals for the distortion elimination loop, respectively.
[0033]
In this way, since the synchronous detection is performed by using the branched low distortion output signal as the Err input and the upper and lower pilot signals as the Ref input, thereby generating the control signal, in this embodiment, the oscillation circuit 20 or 21 and Err input side can be easily isolated. Since not only the detection-side mixer but also the isolation member can be eliminated, the number of parts can be reduced, the configuration can be simplified, the price can be reduced, and the reliability can be improved. In addition, the response of the distortion elimination loop to the fluctuation of the residual pilot signal component in the low distortion output signal is increased by the amount not down-converted, and thus a feedforward amplifier that can respond quickly to environmental fluctuations, input fluctuations, and the like is obtained. Furthermore, the frequency f _P Since signal processing in this band is not necessary, components having frequency dependence other than the oscillation circuit and the filter can be reduced, and versatility is enhanced. Furthermore, in the circuit shown in FIG. 7, the frequency characteristic of the synchronous detection circuit 25 is the frequency f. _P Although it is difficult to obtain a good quality control signal unless it is good to the vicinity, in this embodiment, it is only necessary to obtain a detection output of a direct current or a frequency in the vicinity thereof from the synchronous detection circuit 25A. That is, the synchronous detection circuit 25A or its component parts may be inexpensive.
[0034]
A filter 24A may be provided on the signal path from the distribution circuit 13 to the synchronous detection circuit 25A. This filter 24A is a filter that blocks the main signal component in the branched low distortion output signal and passes the residual pilot signal component, that is, a filter for removing the main signal component, and its filtering characteristic is as shown in FIG. Characteristic. In realization, it is possible to adopt a form in which a band pass filter having a narrow pass band near the upper or lower pilot signal frequency is used in combination. Although it is possible in principle to operate without the filter 24A, it is desirable to use the filter 24A in the application where the amplitude of the main signal is large, so that the saturation of the synchronous detection circuit 25A due to the main signal component can be prevented. Since the filter 24A generates a temperature-dependent phase drift, when the filter 24A is provided, the same filtering characteristic and the same phase are also provided on the signal path from the distribution circuit 30 to the synchronous detection circuit 25A as shown in FIG. A filter 24B having temperature dependency may be provided. By using the filter 25A having the same phase temperature dependency as that of the filter 24A, it is possible to compensate for the phase drift corresponding to the Err input to the synchronous detection circuit 25A on the Ref input side.
[0035]
Further, the arrangement of the frequencies of the respective parts can be determined as appropriate following the examples shown in FIGS. In order to prevent the interference of the upper and lower pilot signals with the main signal, the frequency of the upper and lower pilot signals (or all or part of the frequency band) is avoided outside the use band, or the spread spectrum modulation technique. It is desirable to use When the spread spectrum modulation technique is used, for example, a spread spectrum modulation circuit 32 is provided between the oscillation circuit 20 or 21 and the mixer 22, and a spread spectrum code generated by the spread signal generator 31 is used. The pilot signal or the local oscillation signal is subjected to spread spectrum modulation (see FIG. 5, which is an example in which the basic pilot signal is spread spectrum). As a result, the upper and lower pilot signals can be spectrum-spread so that the signal hardly interferes with the main signal. Furthermore, by setting the fundamental frequency of the local oscillation signal and the basic pilot signal so that part or all of the frequency of the upper and lower pilot signals or the spread band falls within the use band, distortion component elimination suppression within the use band is achieved. Increases effectiveness. Further, the main signal is branched from the signal path before the main amplifier 5 or from the delay circuit 6 side so that the distortion component generated in the main amplifier 5 does not enter, and the distribution circuit (for example, hybrid coupler) 13 reduces the distortion. The main signal component in the Err input of the synchronous detection circuit 25A may be suppressed by being coupled to the branch side of the synchronous detection circuit 25A of the output signal (see FIG. 6).
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of a synchronous detection circuit.
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of filter characteristics.
FIG. 4 is a block diagram showing the position of a filter for phase temperature compensation.
FIG. 5 is a block diagram showing a modification using a spread spectrum technique.
FIG. 6 is a block diagram showing a technique for suppressing a main signal component in a branched low distortion output signal.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a feedforward amplifier previously proposed by the present applicant.
FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a frequency arrangement.
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of frequency arrangement.
FIG. 10 is a diagram for explaining the principle of distortion removal suppression.
FIG. 11 is a block diagram for explaining a problem.
[Explanation of symbols]
1 input terminal, 2 output terminal, 3,13,30 distribution circuit, 4 vector adjustment circuit, 5 main amplifier, 6,12 delay circuit, 7,11 directional coupler, 8 gain adjustment circuit, 9 phase adjustment circuit, 10 Auxiliary amplifier, 20, 21 oscillation circuit, 22 injection side mixer, 24A, 24B filter, 25A synchronous detection circuit, 26 comparison error amplifier, 31 spread signal generator, 32 modulation circuit, f _P Basic pilot signal frequency, f _L The frequency of the local oscillation signal.

Claims

Distortion signal is detected by detecting distortion components by combining the main amplifier and a part of the main signal that is input to the main amplifier and a part of the output signal from the main amplifier by adjusting the mutual relationship of the amplitude and phase. And a distortion-forwarding loop that generates a low-distortion output signal by combining the distortion signal and the output signal from the main amplifier by adjusting the correlation of the amplitude and phase thereof. Used to control the adjustment operation by supplying a control signal to the distortion detection loop and the distortion removal loop so that the residual component of the distortion component generated in the main amplifier in the low distortion output signal is suppressed. A circuit,
By mixing the local oscillation signal and the basic pilot signal so that at least a part of the frequency band of the main signal is included in the frequency band sandwiched between the upper pilot signal and the lower pilot signal, The upper and lower pilot signals related to the sum frequency and the difference frequency are generated, and the upper and lower pilot signals are injected into the distortion detection loop so as to enter the signals to be combined in the distortion removal loop. Upper and lower pilot signal generation circuit;
A synchronous detection circuit for generating the control signal for the distortion removal loop by inputting a part of the low distortion output signal and synchronously detecting the low distortion output signal using the upper and lower pilot signals as reference signals;
For removing main signal components that pass or remove frequency components belonging to the frequency band of the upper and lower pilot signals while removing or suppressing components belonging to the frequency band of the main signal in the low distortion output signal input to the synchronous detection circuit Filters,
A control circuit comprising:

The control circuit according to claim 1,
Phase temperature compensation that gives the same phase drift to the low distortion output signal due to the temperature characteristics of the main signal component removal filter for the upper and lower pilot signals input as reference signals to the synchronous detection circuit A control circuit comprising a filter for use.

The control circuit according to claim 1 or 2,
A circuit is provided that removes the component related to the main signal from the low-distortion output signal input to the synchronous detection circuit by reverse-phase addition of the signal including the component related to the main signal and not including the upper and lower pilot signals. Control circuit.

The control circuit according to any one of claims 1 to 3,
A control circuit comprising a modulation circuit that performs spread spectrum modulation on at least one of a local oscillation signal and a basic pilot signal so that the spectrum of the upper and lower pilot signals is spread in a frequency band having a significant width.

The control circuit according to any one of claims 1 to 4,
The frequency of the local oscillation signal is located approximately in the center of the frequency band of the main signal,
A control circuit characterized in that the frequency of the basic pilot signal is ½ or more of the frequency band of the main signal.

The control circuit according to any one of claims 1 to 5,
The frequency band of the main signal is divided into a plurality of channels each having a predetermined channel width,
The fundamental frequency of the local oscillation signal belongs to the channel separation band provided between the channels,
A control circuit characterized in that the basic frequency of the basic pilot signal is a frequency that is a natural number multiple of the channel width.

A distortion detection loop for generating a distortion signal by combining a main amplifier and a part of an input signal to the main amplifier and a part of an output signal from the main amplifier by adjusting the mutual relationship of amplitude and phase thereof; A distortion elimination loop that generates a distortion-reduced output signal by combining the distortion signal and the output signal from the main amplifier by adjusting the mutual relationship between the amplitude and phase thereof, and low distortion of the distortion component generated in the main amplifier A control circuit for controlling the adjustment operation by supplying a control signal to the distortion detection loop and the distortion removal loop so that the residual content in the output signal is suppressed,
Control circuit, a feed-forward amplifier which is a control circuit according to any one of claims 1 to 6.