JP3666565B2

JP3666565B2 - Direct frequency conversion circuit and control method thereof

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Publication number: JP3666565B2
Application number: JP28629099A
Authority: JP
Inventors: 和明三野
Original assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric FA Components and Systems Co Ltd
Priority date: 1998-10-08
Filing date: 1999-10-07
Publication date: 2005-06-29
Anticipated expiration: 2019-10-07
Also published as: JP2000316285A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流平滑回路が不要であり、入力交流電流を高力率で正弦波化することが可能であって、Ｎ相（例えば単相または三相）の交流入力から任意周波数のＭ相（例えば単相または三相）交流出力を得る電源装置、いわゆる直接リンク形ＡＣ／ＡＣ変換器の周波数変換回路とその制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
上述した高効率の直接形周波数変換回路としては、本出願人の先願になる特開平６−２４５５３３号公報に記載されたものがある。
この出願では、Ｎ相の交流入力を任意の周波数のＭ相の交流出力に変換する周波数変換装置において、同極性の２つのダイオードの直列回路を２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の直流端子間に、前記ダイオード直列回路のカソードが前記Ｍ相ブリッジインバータ回路の正極端子側となるように並列接続して一つのＡＣスイッチを構成している。そして、Ｎ個のＡＣスイッチにおけるダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点をそれぞれ前記Ｎ相交流入力の端子に接続し、前記Ｎ個のＡＣスイッチにおける各Ｍ相ブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち同一相に属するもの同士を一括接続したうえ、それぞれ前記Ｍ相の交流出力端子に接続するようにした周波数変換回路が開示されている。
また、前記ＡＣスイッチのダイオード直列回路の各ダイオードにそれぞれ逆並列にスイッチング素子を接続し、交流出力側から交流入力側への電力回生を可能とした周波数変換回路も開示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の直接形周波数変換回路は降圧形であり、入力電圧よりも低い電圧しか出力することができない。
そこで本発明は、入力電圧よりも低い電圧だけではなく高い電圧も出力できる昇降圧形の直接形周波数変換回路を提供し、更に、入力交流電流の高調波低減を可能にした直接形周波数変換回路の制御方法を提供しようとするものである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、Ｎ相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を、そのカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を２個直列に接続してなる直列スイッチ部を、ダイオードのカソード側が前記インバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設けるとともに、各交流スイッチ部の直列スイッチ部内の２個のスイッチング素子同士の接続点を一括して接続し、
前記ダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各相のインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、
前記直列スイッチ部のスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させるものである。
【０００５】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の直接形周波数変換回路において、
前記ダイオード直列回路を構成する各ダイオードにスイッチング素子をそれぞれ逆並列接続し、これらのスイッチング素子の動作により、交流出力端子側からのエネルギーを交流入力端子側へ回生させるものである。
【０００６】
請求項３記載の発明は、同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を２個並列に接続し、これらのダイオード直列回路のカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、前記ダイオード直列回路の正極側または負極側のすべてのダイオードにスイッチング素子を逆並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、
各交流スイッチ部の２個のダイオード直列回路のうちの一方のダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各ダイオード直列回路のダイオード同士の接続点を異なる相のダイオード直列回路のダイオード同士の接続点にそれぞれ接続し、
各相のインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、
前記ダイオード直列回路のダイオードに逆並列接続されたスイッチング素子の動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させるものである。
【０００７】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の直接形周波数変換回路において、
各相のダイオード直列回路を構成するダイオードのうち当該相のリアクトルにアノードが接続されているダイオードに、スイッチング素子を逆並列接続し、
前記ダイオード直列回路のダイオードに逆並列接続されたスイッチング素子の動作により、低力率負荷の接続時に負過電流の連続性を維持するとともに、交流出力端子側からのエネルギーを交流入力端子側へ回生させるものである。
【０００８】
請求項５記載の発明は、同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を２個並列に接続し、これらのダイオード直列回路のカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、２個のダイオード直列回路のうち一方のダイオード直列回路内の１個のダイオードにスイッチング素子を逆並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、
各交流スイッチ部の２個のダイオード直列回路のうちの一方のダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を当該相の交流入力端子にそれぞれ接続し、他方のダイオード直列回路のダイオード同士の接続点をリアクトルを介して当該相の交流入力端子にそれぞれ接続し、
各相のインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、
前記ダイオード直列回路のダイオードに逆並列接続されたスイッチング素子の動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させるものである。
【０００９】
請求項６記載の発明は、請求項５記載の直接形周波数変換回路において、
各相のダイオード直列回路を構成するダイオードのうち、直列接続された２個のダイオード同士の接続点が当該相の交流入力端子に直接接続されているダイオードに、スイッチング素子を逆並列接続し、
前記ダイオード直列回路のダイオードに逆並列接続された各スイッチング素子の動作により、低力率負荷の接続時に負過電流の連続性を維持するとともに、交流出力端子側からのエネルギーを交流入力端子側へ回生させるものである。
【００１０】
請求項７記載の発明は、同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を、そのカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、
前記ダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各相のブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、前記ダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を双方向スイッチを介して互いに接続し、
前記双方向スイッチのスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させるものである。
【００１１】
請求項８記載の発明は、請求項７記載の直接形周波数変換回路において、前記ダイオード直列回路のダイオードにスイッチング素子を逆並列接続し、これらのスイッチング素子の動作により、低力率負荷の接続時に負過電流の連続性を維持するとともに、交流出力端子側からのエネルギーを交流入力端子側へ回生させるものである。
【００１２】
請求項９記載の発明は、Ｍ個の双方向スイッチからなる交流スイッチ部をＭ個設け、これらの交流スイッチ部の双方向スイッチの各一端をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、かつ、各交流スイッチ部の双方向スイッチの各他端を一括接続してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続するとともに、前記リアクトルの交流スイッチ側の一端を別の双方向スイッチを介してそれぞれ接続し、
前記リアクトル側の双方向スイッチのスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記交流出力端子側の双方向スイッチのスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させるものである。
【００１３】
請求項１０記載の発明は、請求項７記載の直接形周波数変換回路において、
前記双方向スイッチは、ダイオードが逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路を２個並列に接続すると共にこの回路にスナバコンデンサを並列接続して構成され、２個のスイッチング素子の直列回路内のスイッチング素子相互の接続点を各相のリアクトルの一端にそれぞれ接続したものである。
【００１４】
請求項１１記載の発明は、請求項８記載の直接形周波数変換回路において、
前記双方向スイッチは、ダイオードが逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路を２個並列に接続すると共にこの回路にスナバコンデンサを並列接続して構成され、２個のスイッチング素子の直列回路内のスイッチング素子相互の接続点を各相のリアクトルの一端にそれぞれ接続したものである。
【００１５】
請求項１２記載の発明は、請求項９記載の直接形周波数変換回路において、
各相のリアクトル側の双方向スイッチは、ダイオードが逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路を２個並列に接続すると共にこの回路にスナバコンデンサを並列接続して構成され、２個のスイッチング素子の直列回路内のスイッチング素子相互の接続点を各相のリアクトルの一端にそれぞれ接続したものである。
【００１６】
請求項１３記載の発明は、３相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
ダイオードが各々逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路の両端を、それぞれリアクトルを介して３相の交流入力端子に接続し、前記直列回路の何れかの両端を単相出力端子とするとともに、
Ｍ個の双方向スイッチからなる交流スイッチ部を２個設け、これらの交流スイッチ部の双方向スイッチの各一端を一括して前記単相出力端子にそれぞれ接続し、かつ、各交流スイッチ部の双方向スイッチの各他端をＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続し、
前記リアクトル側のスイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記双方向スイッチのスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させるものである。
【００１７】
請求項１４記載の発明は、３相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
ダイオードが各々逆並列接続された２個のスイッチング素子の直列回路の両端を、それぞれリアクトルを介して各相の交流入力端子に接続し、前記直列回路の何れかの両端を単相出力端子とするとともに、
同極性の２個のダイオードからなるダイオード直列回路を、そのカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、前記ダイオード直列回路にスナバコンデンサを並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、
前記交流スイッチ部を２個設けて各交流スイッチ部の前記ダイオード直列回路のダイオード同士の各接続点を前記単相出力端子にそれぞれ接続し、各相のインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続し、
前記リアクトル側のスイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させ、かつ、前記スナバコンデンサに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給するものである。
【００１８】
請求項１５記載の発明は、請求項１４記載の直接形周波数変換回路において、前記ダイオード直列回路を構成する各ダイオードにスイッチング素子をそれぞれ逆並列接続し、これらのスイッチング素子のスイッチング動作により負荷の発生電力を交流入力端子側へ回生するものである。
【００１９】
請求項１６記載の発明は、Ｎ相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直接形周波数変換回路において、
ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を２個直列に接続してなる直列スイッチ部を、前記ダイオードのカソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路に並列接続し、かつ、前記直列スイッチ部にスナバコンデンサを並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、
前記直列スイッチ部のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各相のブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続し、
前記直列スイッチ部のスイッチング動作により前記リアクトルに蓄積されたエネルギーを、前記インバータ回路のスイッチング動作により前記交流出力端子を介し負荷側に供給して昇圧動作させるものである。
【００２０】
請求項１７記載の発明は、請求項１６に記載した直接形周波数変換回路の制御方法に関するものであり、昇圧動作時の入力交流電流に含まれる高調波成分を、入力相電圧の正負に応じ出力電圧の昇圧指令値に加減算して入力電流補正制御波形を生成し、この入力電流補正制御波形をキャリア波形と比較して前記直列スイッチ部のスイッチング素子に対するオン信号を得るものである。
【００２１】
請求項１８記載の発明は、請求項１６または１７記載の直接形周波数変換回路において、前記インバータ回路のスイッチング動作による降圧動作時の入力交流電流に含まれる高調波成分を、入力相電圧の正負に応じ所定の直流バイアス電圧に加減算して入力電流補正制御波形を生成し、この入力電流補正制御波形をキャリア波形と比較して前記直列スイッチ部のスイッチング素子に対するオン信号を得るものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図に沿って説明する。
図１は請求項１の発明の実施形態である。この実施形態は３相（Ｒ，Ｓ，Ｔ相）−３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）変換回路であるが、本発明は一般にＮ相−Ｍ相（Ｎ，Ｍはいずれも２以上の整数であり、ＮまたはＭ＝２の場合を単相とする）変換回路に適用可能である。
図１において、１０，２０，３０はそれぞれ交流スイッチ部であり、これらは何れも同一の構成であるため、ここでは、まず一相分の交流スイッチ部１０を例にとってその構成を説明する。
【００２３】
交流スイッチ部１０において、ＤＲ１，ＤＲ２は直列に接続されたダイオードであり、これらの相互の接続点はリアクトルＬＲを介して交流入力端子Ｒに接続されている。
ダイオードＤＲ１，ＤＲ２の直列回路にはスナバ回路１１が並列に接続され、また、スイッチング素子ＲＰ，ＲＮの直列回路からなる直列スイッチ部１２が並列に接続されている。ここで、スイッチング素子ＲＰ，ＲＮにはダイオードＤがそれぞれ逆並列に接続されている。なお、ダイオードＤＲ１，ＤＲ２の直列回路と直列スイッチ部１２とは、ダイオードＤＲ１のカソードがスイッチング素子ＲＰのコレクタに接続される構成となっている。
【００２４】
ダイオードＤＲ１，ＤＲ２の直列回路、スナバ回路１１、直列スイッチ部１２に対して並列に、それぞれ逆並列ダイオードＤを有するスイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１からなる３相ブリッジインバータ回路１３が接続されている。なお、スイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１のコレクタが前記ダイオードＤＲ１のカソードに接続される構成となっている。
ここで、上記３相ブリッジインバータ回路は、一般に交流出力の相数がＭ（この例ではＭ＝３）である場合、各２個のスイッチング素子からなる直列回路をＭ個並列に接続して構成されるものである。
【００２５】
前述のように、他相の交流スイッチ部２０，３０も上記交流スイッチ部１０と同様の構成であり、図中、Ｓ，Ｔは交流入力端子、ＬＳ，ＬＴはリアクトル、２１，３１はスナバ回路、２２，３２は直列スイッチ部、２３，３３は３相ブリッジインバータ回路である。
そして、直列スイッチ部１２，２２，３２の内部接続点ＰＲ４，ＰＳ４，ＰＴ４同士が接続され、３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３の内部接続点ＰＲ１，ＰＳ１，ＰＴ１同士が接続されて交流出力端子Ｕに接続され、内部接続点ＰＲ２，ＰＳ２，ＰＴ２同士が接続されて交流出力端子Ｖに接続され、更に、内部接続点ＰＲ３，ＰＳ３，ＰＴ３同士が接続されて交流出力端子Ｗに接続されている。
また、図示しないが、交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔ間にはそれぞれ単相交流電源が接続され、交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間には抵抗のように力率が１の負荷がそれぞれ接続されている。
【００２６】
この実施形態における降圧時の制御方法は、例えば前記特開平６−２４５５３３号公報や特開平１０−８０１４７号公報、特願平９−１２６５３６号等に記載された３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３の制御方法と基本的に同様である。
【００２７】
例えば、Ｒ相入力電圧が正の期間では、スイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２を選択的にオンさせる。すなわち、Ｕ１，Ｙ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｖ間に正の電圧を、Ｕ１，Ｚ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｗ間に正の電圧を、Ｖ１，Ｘ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｖ間に正の電圧を、Ｖ１，Ｚ２がオンの時には出力端子Ｖ，Ｗ間に正の電圧を、Ｗ１，Ｘ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｗ間に正の電圧を、Ｗ１，Ｙ２がオンの時には出力端子Ｖ，Ｗ間に正の電圧を発生させる。このとき、出力の周波数に合わせて各出力端子に正負の電圧を振り分けることで、各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に任意周波数の３相交流電圧を発生することができる。
【００２８】
Ｒ相入力電圧が負の期間では、スイッチング素子Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２，Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１を同様に選択的にオンさせれば、各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に任意周波数の３相交流電圧を発生することができる。
【００２９】
一方、降圧時の制御の変調率が最大になると、直列スイッチ部１２，２２，３２のスイッチング素子ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮのスイッチングを行い、入力側のリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄える。そして、これらのリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴに蓄えたエネルギーを負荷に供給することで、入力電圧よりも高い電圧を出力させることができる。
【００３０】
図３は昇圧時の制御動作を示すタイミングチャートである。昇圧時の制御では、前述した３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３の動作に加えて、図３に示すごとく、入力相電圧の半周期にわたり相電圧と同期した一定のデューティ比で直列スイッチ部１２，２２，３２のスイッチング素子ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮをスイッチングする。
例えば、Ｒ相の入力相電圧Ｖ_Rが正の期間にスイッチング素子ＲＰ，ＳＮがオンすると、入力電流は入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→ダイオードＤＲ１→スイッチング素子ＲＰ→接続点ＰＲ４→同ＰＳ４→スイッチング素子ＳＮ→ダイオードＤＳ２→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で流れ、これによりリアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄積される。
【００３１】
更に、スイッチング素子ＲＰ，ＳＮがオフした状態で３相ブリッジインバータ回路１３のスイッチング素子Ｕ１と３相ブリッジインバータ回路２３のスイッチング素子Ｙ２がオンすると、電流が入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→ダイオードＤＲ１→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→ダイオードＤＳ２→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で流れるので、リアクトルＬＲ，ＬＳに蓄積されたエネルギーが出力端子Ｕ，Ｖ間に供給される。
なお、図３から明らかなように、他のＳ相、Ｔ相についても動作は同様である。
【００３２】
このように本実施形態によれば、交流入力電圧を任意周波数に変換すると同時に昇圧して出力することが可能になる。
【００３３】
図２は、請求項２の発明の実施形態である。この実施形態は、リアクトル等の低力率の負荷に対する昇降圧形の直接形周波数変換回路を想定している。
図において、１０Ａ，２０Ａ，３０Ａは同一構成の交流スイッチ部であり、図１におけるダイオードＤＲ１，ＤＲ２，ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＴ１，ＤＴ２にスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２を逆並列接続したもので、その他の構成は図１と同様である。
【００３４】
この実施形態においては、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２のスイッチング動作により、負荷からのエネルギーを電源側へ回生することができる。また、図３に示したような直列スイッチ部１２，２２，３２の動作により、交流入力電圧を昇圧して出力することが可能である。
【００３５】
図４は、請求項３の発明の実施形態を示している。なお、前述した各実施形態と同一の構成要素については同一の参照符号を付し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００３６】
図４において、１０Ｂ，２０Ｂ，３０Ｂは交流スイッチ部であり、交流スイッチ部１０Ｂは、逆並列ダイオードＤＲ２を有するスイッチング素子ＳＲ２とダイオードＤＲ１とからなる直列回路と、逆並列ダイオードＤＲ４を有するスイッチング素子ＲＮとダイオードＤＲ３とからなる直列回路とを並列接続した回路を備えている。また、交流スイッチ部２０Ｂは、逆並列ダイオードＤＳ２を有するスイッチング素子ＳＳ２とダイオードＤＳ１とからなる直列回路と、逆並列ダイオードＤＳ４を有するスイッチング素子ＳＮとダイオードＤＳ３とからなる直列回路とを並列接続した回路を備えている。更に、交流スイッチ部３０Ｂは、逆並列ダイオードＤＴ２を有するスイッチング素子ＳＴ２とダイオードＤＴ１とからなる直列回路と、同じく逆並列ダイオードＤＴ４を有するスイッチング素子ＴＮとダイオードＤＴ３とからなる直列回路とを並列接続した回路を備えている。
【００３７】
そして、リアクトルＬＲの一端が、スイッチング素子ＳＲ２とダイオードＤＲ１との接続点ＰＲ５と、スイッチング素子ＳＮとダイオードＤＳ３との接続点ＰＳ４とに接続され、リアクトルＬＳの一端が、スイッチング素子ＳＳ２とダイオードＤＳ１との接続点ＰＳ５と、スイッチング素子ＴＮとダイオードＤＴ３との接続点ＰＴ４とに接続され、リアクトルＬＴの一端が、スイッチング素子ＲＮとダイオードＤＲ３との接続点ＰＲ４と、スイッチング素子ＳＴ２とダイオードＤＴ１との接続点ＰＴ５とに接続されている。
【００３８】
この実施形態の動作として、降圧時には、スイッチング素子ＲＮ，ＳＮ，ＴＮをオフした状態で３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３により前述の各実施形態と同様の制御動作を行う。
【００３９】
一方、昇圧時には、図５に示すようにスイッチング素子ＳＲ２，ＲＮ，ＳＳ２，ＳＮ，ＳＴ２，ＴＮを順次、入力相電圧の半周期にわたり相電圧と同期した一定のデューティ比でそれぞれスイッチングすることにより、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄える。
例えば、入力端子Ｒ，Ｓ間の電圧が正の時にスイッチング素子ＳＮをオンすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＳ４→スイッチング素子ＳＮ→ダイオードＤＳ２→接続点ＰＳ５→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で電流が流れ、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄えられる。
【００４０】
更に、３相ブリッジインバータ回路１３，２３内のスイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしている時にスイッチング素子ＳＮがオフすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ５→ダイオードＤＲ１→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→ダイオードＤＳ２→接続点ＰＳ５→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で負荷に電圧が印加され、電流が流れる。
よって、出力電圧は入力線間電圧とリアクトル両端電圧との和になり、入力電圧よりも高い電圧を負荷へ供給することができる。
同様にスイッチング素子ＳＲ２，ＲＮ，ＳＳ２，ＳＴ２，ＴＮを制御することにより、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴに蓄えたエネルギーを負荷に供給して昇圧動作させることができる。
【００４１】
図６は、請求項４の発明の実施形態を示している。この実施形態は、図４の実施形態におけるダイオードＤＲ１，ＤＳ１，ＤＴ１をそれぞれスイッチング素子ＳＲ１，ＳＳ１，ＳＴ１及びそれらの逆並列ダイオードＤＲ１，ＤＳ１，ＤＴ１に置き替えて交流スイッチ部１０Ｃ，２０Ｃ，３０Ｃを構成したものである。
【００４２】
このような回路構成とすることで、リアクトル等の低力率負荷に給電した場合に、負荷電圧と逆の極性の電流でも連続的に通電させることができる。また、モータ負荷のごとくエネルギーを発生する負荷に給電した場合には、負荷のエネルギーを入力側に回生することができる。
【００４３】
例えば、スイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしている時に入力端子Ｒ，Ｓ間の電圧は、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ５→ダイオードＤＲ１→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→ダイオードＤＳ２→接続点ＰＳ５→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓの経路で出力端子Ｕ，Ｖ間に供給される。
【００４４】
ここで、低力率負荷の場合、負荷電流と負荷電圧の位相は異なり、負荷電流は負荷電圧とは逆の極性になる区間が生じる。このとき、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＳ２をオンさせることにより、電流を電圧とは逆の経路で通電させることができ、負荷電流を連続的に通電させることができる。更に、モータ負荷の場合も入力側のスイッチング素子をオンさせることによって、同様な経路でモータのエネルギーを入力側に回生することができる。
【００４５】
図７は、請求項５の発明の実施形態である。図において、交流スイッチ部１０Ｄは、ダイオードＤＲ１，ＤＲ２の直列回路と、ダイオードＤＲ４が逆並列接続されたスイッチング素子ＲＮとダイオードＤＲ３との直列回路とを並列接続し、ダイオードＤＲ１，ＤＲ２の接続点ＰＲ５が交流入力端子Ｒに接続され、ダイオードＤＲ３とスイッチング素子ＲＮとの接続点ＰＲ４がリアクトルＬＲを介して交流入力端子Ｒに接続されている。
【００４６】
同様にして、交流スイッチ部２０Ｄは、ダイオードＤＳ１〜ＤＳ４及びスイッチング素子ＳＮからなる回路を有し、ダイオードＤＳ１，ＤＳ２の接続点ＰＳ５が交流入力端子Ｓに接続され、ダイオードＤＳ３とスイッチング素子ＳＮとの接続点ＰＳ４がリアクトルＬＳを介して交流入力端子Ｓに接続されている。
また、交流スイッチ部３０Ｄは、ダイオードＤＴ１〜ＤＴ４及びスイッチング素子ＴＮからなる回路を有し、ダイオードＤＴ１，ＤＴ２の接続点ＰＴ５が交流入力端子Ｔに接続され、ダイオードＤＴ３とスイッチング素子ＴＮとの接続点ＰＴ４がリアクトルＬＴを介して交流入力端子Ｔに接続されている。
【００４７】
この実施形態における降圧時の動作は、スイッチング素子ＲＮ，ＳＮ，ＴＮをオフにしたまま、３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３により前述の各実施形態と同様の制御動作を行う。
【００４８】
一方、昇圧時には、図８に示すようにスイッチング素子ＲＮ，ＳＮ，ＴＮを順次、入力相電圧の半周期にわたり相電圧と同期した一定のデューティ比でそれぞれスイッチングすることにより、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄え、その後、負荷に供給する。
例えば、Ｒ相の入力相電圧Ｖ_Rが正の期間にスイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしているとすると、スイッチング素子ＲＮをオンすることによって入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ４→スイッチング素子ＲＮ→スイッチング素子Ｙ１の逆並列ダイオード→接続点ＰＲ２→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→ダイオードＤＳ２→接続点ＰＳ５→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で電流が流れ、リアクトルＬＲにエネルギーが蓄えられる。
【００４９】
ここで、スイッチング素子ＲＮをオフすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ４→ダイオードＤＲ３→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→ダイオードＤＳ２→接続点ＰＳ５→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で負荷に電圧が供給される。
この時の負荷電圧は出力端子Ｒ，Ｓ間の電圧とリアクトルＬＲ両端の電圧との和になり、入力電圧よりも高い電圧を負荷に供給することができる。他のスイッチング素子ＳＮ，ＴＮもＲＮと同様に制御することによってリアクトルＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄え、その後、昇圧した交流電圧を負荷に供給することができる。
【００５０】
図９は、請求項６の発明の実施形態である。この実施形態は、図７の回路において、ダイオードＤＲ１，ＤＲ２，ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＴ１，ＤＴ２にスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２をそれぞれ逆並列接続したものである。
このように構成することで、請求項４と同様に低力率負荷やモータ負荷への適用が可能となる。
【００５１】
図１０は、請求項７の発明の実施形態を示している。図において、１０Ｆ，２０Ｆ，３０Ｆは同一構成の交流スイッチ部であり、交流スイッチ部１０Ｆは直列接続されたダイオードＤＲ１，ＤＲ２と、スナバ回路１１と、３相ブリッジインバータ回路１３とを並列接続して構成され、交流スイッチ部２０Ｆは同じくダイオードＤＳ１，ＤＳ２、スナバ回路２１、３相ブリッジインバータ回路２３により構成され、交流スイッチ部３０Ｆは同じくダイオードＤＴ１，ＤＴ２、スナバ回路３１、３相ブリッジインバータ回路３３により構成されている。
また、ダイオードＤＲ１，ＤＲ２の相互接続点、ＤＳ１，ＤＳ２の相互接続点、ＤＴ１，ＤＴ２の相互接続点の間には、双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３がそれぞれ接続されている。
【００５２】
この実施形態の動作を説明すると、降圧時の制御方法は特開平１０−８０１４７号公報等に記載された３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３の制御方法と基本的に同様である。
【００５３】
一方、昇圧動作時には、図１１に示すように双方向スイッチＢＳ１〜ＢＳ３をオンしてリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄える。また、Ｕ相については、出力指令波形Ｕとキャリア信号ＣＲとを比較することにより、スイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３，Ｘ１〜Ｘ３の制御信号が決定される。ここで、スイッチング素子Ｘ１〜Ｘ３の制御信号はＵ１〜Ｕ３の制御信号を反転させたものである。Ｖ相及びＷ相の電圧を制御するスイッチング素子Ｖ１〜Ｖ３，Ｙ１〜Ｙ３及びＷ１〜Ｗ３，Ｚ１〜Ｚ３の制御信号も、同様な方法で決定する。
【００５４】
例えば、双方向スイッチＢＳ１をオンすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→双方向スイッチＢＳ１→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で電流が流れて、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄えられる。そして、これらのリアクトルＬＲ，ＬＳに蓄えられたエネルギーは、交流スイッチ部１０Ｆ，２０Ｆの動作によって負荷側に供給される。例えば、スイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしている時に双方向スイッチＢＳ１をオフすると、リアクトルＬＲ，ＬＳに蓄えられたエネルギーは入力端子Ｒ→ダイオードＤＲ１→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→ダイオードＤＳ２→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で出力端子Ｕ，Ｖから負荷側に供給される。
これにより、入力電圧とリアクトルＬＲ，ＬＳに発生している電圧の和が負荷側に供給される。よって、入力電圧よりも高い電圧を出力することができる。
【００５５】
図１２は、請求項８の発明の実施形態である。この実施形態は、図１０におけるダイオードＤＲ１，ＤＲ２、ＤＳ１，ＤＳ２、ＤＴ１，ＤＴ２にスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２、ＳＳ１，ＳＳ２、ＳＴ１，ＳＴ２をそれぞれ逆並列接続したものである。
【００５６】
このような構成にすることにより、低力率の負荷などに対して負荷電圧と極性の異なる電流を連続的に供給することができる。例えば、スイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしているときに、入力端子Ｒ，Ｓ間の入力電圧は、入力端子Ｒ→スイッチング素子ＳＲ１→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→ダイオードＤＳ２→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で負荷側に供給される。
このとき、負荷電圧と極性の異なる電流はスイッチング素子ＳＳ１，ＳＳ２をオンすることにより、電圧とは逆の経路で流すことができる。このように入力側のスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２、ＳＳ１，ＳＳ２、ＳＴ１，ＳＴ２をスイッチングすることによって、本回路をどのような負荷に対しても適用することができる。
【００５７】
図１３は、請求項９の発明の実施形態である。図において、１０Ｈ，２０Ｈ，３０Ｈは交流スイッチ部であり、交流スイッチ部１０Ｈは、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴの各一端と出力端子Ｕとの間に接続された双方向スイッチＳ１〜Ｓ３から構成され、交流スイッチ部２０Ｈは、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴの各一端と出力端子Ｖとの間にそれぞれ接続された双方向スイッチＳ４〜Ｓ６から構成され、交流スイッチ部３０Ｈは、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴの各一端と出力端子Ｗとの間にそれぞれ接続された双方向スイッチＳ７〜Ｓ９から構成されている。
なお、双方向スイッチＳ１〜Ｓ９（Ｓｎ）は、図１３の下段に示すように逆並列ダイオードを有する２個のスイッチング素子ＳｎＰ，ＳｎＮを逆極性で直列接続して構成される。
また、交流スイッチ部１０Ｈ，２０Ｈ，３０Ｈの入力側には、図１０、図１２と同様に双方向スイッチＢＳ１〜ＢＳ３が接続されている。
【００５８】
図１４はこの実施形態の制御方法を示しており、双方向スイッチＢＳ１〜ＢＳ３の制御方法は請求項６の発明と同様である。
図１４において、Ｓ１Ｐ〜Ｓ３Ｐ及びＳ１Ｎ〜Ｓ３ＮはＵ相の電圧を制御するために双方向スイッチＳ１〜Ｓ３に与えられる信号であり、図１０、図１２におけるスイッチング素子Ｕ１〜Ｕ３及びＸ１〜Ｘ３に対する制御信号と同様である。更に、Ｖ相及びＷ相の制御信号も同様に決定される。
【００５９】
先の図１３において、例えば双方向スイッチＢＳ１がオンすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→双方向スイッチＢＳ１→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で電流が流れて、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄えられる。
いま、スイッチング素子Ｓ１Ｐ，Ｓ５Ｎがオンしているときに双方向スイッチＢＳ１をオフすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→双方向スイッチＳ１（スイッチング素子Ｓ１Ｐ）→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→双方向スイッチＳ５（スイッチング素子Ｓ５Ｎ）→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で出力端子Ｕ，Ｖから負荷に電圧が供給される。このとき、負荷には入力端子Ｒ，Ｓ間の線間電圧とリアクトルＬＲ，ＬＳの電圧との和が供給されるため、入力電圧よりも高い電圧を出力することができる。
【００６０】
図１５は請求項１０の発明の実施形態である。
この実施形態は、図１０の実施形態における双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３として、図１５に示すような双方向スイッチＢＳ１０，ＢＳ２０，ＢＳ３０を使用したものである。双方向スイッチＢＳ１０，ＢＳ２０，ＢＳ３０は何れも同一の構成であり、双方向スイッチＢＳ１０は、逆並列ダイオードを有するスイッチング素子Ｒ１Ｎ，Ｒ２Ｎの直列回路と、同じくスイッチング素子Ｒ１Ｐ，Ｒ２Ｐの直列回路と、スナバコンデンサＣ１とを並列に接続して構成されている。同様に、双方向スイッチＢＳ２０は、逆並列ダイオードを有するスイッチング素子Ｓ１Ｎ，Ｓ２Ｎの直列回路と、同じくスイッチング素子Ｓ１Ｐ，Ｓ２Ｐの直列回路と、スナバコンデンサＣ２とを並列に接続して構成され、双方向スイッチＢＳ３０は、逆並列ダイオードを有するスイッチング素子Ｔ１Ｎ，Ｔ２Ｎの直列回路と、同じくスイッチング素子Ｔ１Ｐ，Ｔ２Ｐの直列回路と、スナバコンデンサＣ３とを並列に接続して構成されている。
【００６１】
次に、この実施形態の動作を図１６を参照しつつ説明する。降圧時の制御方法は特開平１０−８０１４７号公報等に記載された３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３の制御方法と基本的に同様である。
以下、昇圧時の動作を説明する。図１６において、入力端子Ｒ，Ｓ間に挿入された双方向スイッチＢＳ１０のスイッチング素子Ｒ１Ｐは、入力端子Ｒ，Ｓ間の電圧が正の時にスイッチングし、スイッチング素子Ｒ１Ｎは入力端子Ｒ，Ｓ間の電圧が負の時にスイッチングする。
入力端子Ｓ，Ｔ間、Ｔ，Ｒ間に挿入した双方向スイッチＢＳ２０，ＢＳ３０も同様にスイッチング動作を行う。
【００６２】
ここで、例えばスイッチング素子Ｒ１Ｐをオンすると入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→スイッチング素子Ｒ１Ｎの逆並列ダイオード→スイッチング素子Ｒ１Ｐ→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で電流が流れ、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄えられる。
負荷に電圧を供給する方法は請求項６の発明と同様に３相ブリッジインバータ回路１３，２３内のスイッチング素子のオンにより行い、これによって入力電圧よりも高い電圧を出力することができる。一方、双方向スイッチＢＳ１０内のコンデンサＣ１（Ｃ２，Ｃ３も同様）はスナバ回路であり、例えばスイッチング素子Ｒ１Ｎ，Ｒ２Ｐをオンすることにより、スナバコンデンサＣ１→スイッチング素子Ｒ１Ｎ→リアクトルＬＲ→入力端子Ｒ→交流電源→入力端子Ｓ→リアクトルＬＳ→スイッチング素子Ｒ２Ｐ→スナバコンデンサＣ１の経路で電流が流れ、スナバコンデンサＣ１のエネルギーを電源側に回生することができる。
【００６３】
図１７は請求項１１の発明の実施形態である。この実施形態は、図１５におけるダイオードＤＲ１，ＤＲ２、ＤＳ１，ＤＳ２、ＤＴ１，ＤＴ２にスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２、ＳＳ１，ＳＳ２、ＳＴ１，ＳＴ２を逆並列接続したものである。
このように構成することで、請求項８の発明と同様に、モータやその他の低力率負荷にも対応することができる。
【００６４】
図１８は請求項１２の発明の実施形態である。この実施形態は、請求項９の実施形態における双方向スイッチＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３を図１５、図１７の双方向スイッチＢＳ１０，ＢＳ２０，ＢＳ３０に置き替えたものである。
この実施形態において、リアクトルにエネルギーを蓄えるときには請求項１０の実施形態と同様な動作を行い、更に、負荷へ電圧を供給するときは請求項９の実施形態と同様な動作を行う。
【００６５】
次に、請求項１３の発明の実施形態を説明する。
まず、図２７は従来技術を示す回路構成図であり、図において、ＤＢ１，ＤＢ２はダイオードブリッジ、１０Ｈ，２０Ｈ，３０Ｈは交流スイッチ部、ＳＮＢはスナバ回路である。
この回路においては、交流スイッチ部１０Ｈ，２０Ｈ，３０Ｈの双方向スイッチＳ１〜Ｓ９のスイッチング動作によって入力線間電圧を出力線間電圧に分配している。このスイッチング動作を繰り返すことで、入力力率を高力率に保ちながら入力電流の正弦波化、出力波形の正弦波化を図り、直流中間回路を用いずに直接交流／交流変換を行っている。
【００６６】
しかるに、この従来技術においても、出力電圧を入力電圧より高くすることができない。このため、入力電圧よりも高い電圧を必要とする用途には適用できず、適用範囲が限定されるという問題がある。
更に、双方向スイッチＳ１〜Ｓ９のために設けられるスナバ回路ＳＮＢは、双方向からのスパイク電圧を吸収できるような交流スナバ回路でなくてはならない。このようなスナバ回路は構成が複雑であり、更にスナバ回路によって吸収したエネルギーが抵抗により消費されるため、効率が低下する。このスナバ回路による吸収エネルギーを回生させるためには、独自の回生用インバータが必要になるといった問題がある。
【００６７】
そこで、請求項１３の発明は上記の問題を解決するためになされたものである。
図１９はこの発明の実施形態を示す回路図である。図において、ＳＲ，ＲＳ，ＳＴ，ＴＳ，ＲＴ，ＴＲはダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子であり、スイッチング素子ＳＲ，ＲＳの直列回路がリアクトルＬＲ，ＬＳの各一端の間に接続され、スイッチング素子ＳＴ，ＴＳの直列回路がリアクトルＬＳ，ＬＴの各一端の間に接続され、スイッチング素子ＲＴ，ＴＲの直列回路がリアクトルＬＲ，ＬＴの各一端の間に接続されている。
また、１０Ｈ，２０Ｈは前記同様に双方向スイッチＳ１〜Ｓ６（Ｓｎ）からなる交流スイッチ部である。双方向スイッチＳ１〜Ｓ３の各一端は共通接続され、同Ｓ４〜Ｓ６の一端も共通接続されている。双方向スイッチＳ１，Ｓ４の他端は一括して交流出力端子Ｕに、同Ｓ２，Ｓ５の他端は一括して交流出力端子Ｖに、同Ｓ３，Ｓ６の他端は一括して交流出力端子Ｗにそれぞれ接続されている。
【００６８】
図２０はこの実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
図示するように、スイッチング素子ＳＲ，ＲＳ，ＳＴ，ＴＳ，ＲＴ，ＴＲの制御信号は入力線間電圧Ｖ_RS，Ｖ_ST，Ｖ_TRと同期しており、デューティ比は一定である。交流出力端子Ｕに接続される双方向スイッチＳ１，Ｓ４（Ｓ１Ｐ，Ｓ１Ｎ，Ｓ４Ｐ，Ｓ４Ｎ）の制御信号は、Ｕ相出力電圧指令ＣＵとキャリア信号ＣＲとを比較することにより得られる。図示されていないが、交流出力端子Ｖに接続される双方向スイッチＳ２，Ｓ５の制御信号は、Ｖ相出力電圧指令とキャリア信号とを比較することにより得られ、交流出力端子Ｗに接続される双方向スイッチＳ３，Ｓ６の制御信号は、Ｗ相出力電圧指令とキャリア信号とを比較することにより得られる。
【００６９】
この実施形態の動作としては、入力側のスイッチング素子ＳＲ，ＲＳ，ＳＴ，ＴＳ，ＲＴ，ＴＲをオンすることによりリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーが蓄積され、負荷側の双方向スイッチＳ１〜Ｓ６をオンすることでリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴの蓄積エネルギーを負荷側に分配する。
例えば、スイッチング素子ＲＳをオンして入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→スイッチング素子ＳＲの逆並列ダイオード→スイッチング素子ＲＳ→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓの経路で電流が流れ、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄積される。更に、スイッチング素子Ｓ１Ｐ（双方向スイッチＳ１のＰ側）と同Ｓ５Ｎ（双方向スイッチＳ５のＮ側）とがオンの時にスイッチング素子ＲＳをオフし、スイッチング素子ＴＳをオンすることにより、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→双方向スイッチＳ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→双方向スイッチＳ５→スイッチング素子ＴＳ→スイッチング素子ＳＴの逆並列ダイオード→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓの経路で電流が流れる。ここで、リアクトルＬＲ，ＬＳの電流を負荷側に環流させるために、スイッチング素子ＲＳがオフしたときにスイッチング素子ＴＳをオンさせるような制御を行う。また。スイッチング素子ＳＲ，ＳＴも同様な制御を行う。
【００７０】
これにより、出力端子Ｕ，Ｖ間の負荷電圧は入力線間電圧Ｖ_RSとリアクトルＬＲ，ＬＳ両端間の電圧との和になり、入力電圧よりも高い電圧を出力することができる。また、各スイッチング素子のオン・オフ比を変えれば、入力電圧より低い電圧から高い電圧まで広範囲に出力電圧を制御することが可能になる。
【００７１】
図２１は、請求項１４に記載した発明の実施形態を示している。図において、１０Ｉ，２０Ｉは交流スイッチ部、ＰＤ１，ＰＤ２，ＮＤ１，ＮＤ２はダイオード、ＣＰ，ＣＮはスナバコンデンサ、Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２，Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２，Ｚ１，Ｚ２はスイッチング素子である。ここで、スイッチング素子Ｕ１，Ｘ１，Ｖ１，Ｙ１，Ｗ１，Ｚ１は図１９における双方向スイッチＳ１〜Ｓ３のスイッチング素子Ｓ１Ｐ，Ｓ１Ｎ，Ｓ２Ｐ，Ｓ２Ｎ，Ｓ３Ｐ，Ｓ３Ｎに相当し、スイッチング素子Ｕ２，Ｘ２，Ｖ２，Ｙ２，Ｗ２，Ｚ２は双方向スイッチＳ４〜Ｓ６のスイッチング素子Ｓ４Ｐ，Ｓ４Ｎ，Ｓ５Ｐ，Ｓ５Ｎ，Ｓ６Ｐ，Ｓ６Ｎに相当する。この実施形態の制御方法及び回路動作は図１９と同様である。
【００７２】
このような構成とすることで、交流スイッチ部１０Ｉ，２０Ｉにおけるスナバ回路としてスナバコンデンサＣＰ，ＣＮからなる簡単な構成の直流スナバ回路を使用することができる。図１９に示した実施形態では双方向スイッチＳ１〜Ｓ６を使用しているため、図示されていないスナバ回路には双方向からのスパイク電圧を吸収可能な交流スナバ回路を使用する必要がある。この交流スナバ回路は、図２７に示したように構成が複雑であると共に、蓄積したエネルギーを回生するための回生回路を必要とする。また、回生回路を使用しない場合には、スナバ回路による蓄積エネルギーを抵抗によって消費させなければならず、効率が悪い。
【００７３】
一方、本実施形態によれば、スナバ回路の電圧が常に同一極性の電圧でクランプされるので、コンデンサＣＰ，ＣＮによる簡単な構成の直流スナバ回路を用いることができる。
更に、スナバコンデンサＣＰ，ＣＮに蓄えたエネルギーを独自の回生回路を用いることなく負荷側に回生することが可能である。例えば、スイッチング素子Ｕ１，Ｙ１をオンさせることで、スナバコンデンサＣＰ→スイッチング素子Ｕ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→スイッチング素子Ｙ１→スナバコンデンサＣＰの経路で電流が流れ、スナバコンデンサＣＰの蓄積エネルギーを負荷へ回生することができる。
【００７４】
次いで、図２２は請求項１５に記載した発明の実施形態を示している。図において、１０Ｊ，２０Ｊは交流スイッチ部であり、図２１におけるダイオードＰＤ１，ＰＤ２，ＮＤ１，ＮＤ２がスイッチング素子ＰＳ１，ＰＳ２，ＮＳ１，ＮＳ２及びこれらの逆並列ダイオードに置き換えられている。
ここで、例えばスイッチング素子ＲＳをオンしてリアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄積されているときにスイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンすると、入力線間電圧Ｖ_RSとリアクトルＬＲ，ＬＳの電圧は入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→スイッチング素子ＰＳ１の逆並列ダイオード→スイッチング素子Ｕ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→スイッチング素子Ｙ２→スイッチング素子ＮＳ２の逆並列ダイオード→スイッチング素子ＴＳ→スイッチング素子ＳＴの逆並列ダイオード→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓの経路を流れる電流により負荷に分配される。
【００７５】
しかし、負荷の力率が低い場合や負荷がモータ等のように回生エネルギーを発生する場合には、負荷電圧とは逆位相の電流が流れる。この電流経路を確保するためには、図２１のようなダイオードではなく図２２のようにスイッチング素子ＰＳ１，ＮＳ２をオンさせることで、電圧とは逆の経路で電流を流すことができる。
これにより、力率の低い負荷への適用が可能になると共に、モータエネルギーの回生動作も可能になる。
【００７６】
次に、図２３は請求項１６に記載した発明の実施形態を示している。図において、１０Ｋ，２０Ｋ，３０Ｋは交流スイッチ部、１２，２２，３２は直列スイッチ部、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３は入力フィルタコンデンサを兼ねたスナバコンデンサ、１３，２３，３３は３相ブリッジインバータ回路である。
この実施形態の降圧時の制御方法は、特開平１０−８０１４７号公報等に記載された制御方法と同様である。
【００７７】
以下、昇圧時の動作を図２４のタイミングチャートを参照しつつ説明する。
スイッチング素子ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮをそれぞれスイッチングすることで、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄える。例えば、入力線間電圧Ｖ_RSが正であってスイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオンしている時にスイッチング素子ＲＮをオンすることで、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ４→スイッチング素子ＲＮ→スイッチング素子Ｙ１の逆並列ダイオード→接続点ＰＲ２→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→スイッチング素子ＳＮの逆並列ダイオード→接続点ＰＲ４→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓの経路で電流が流れ、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが蓄積される。
【００７８】
更に、スイッチング素子ＲＮがオフすると、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ４→スイッチング素子ＲＰの逆並列ダイオード→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→スイッチング素子ＳＮの逆並列ダイオード→接続点ＰＲ４→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓの経路で電流が流れ、負荷に電圧が供給される。
よって、出力電圧は入力線間電圧とリアクトルＬＲ，ＬＳ両端間の電圧との和になり、入力電圧よりも高い電圧を負荷に供給することができる。
スイッチング素子ＲＰ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮも同様に制御することにより、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄え、そのエネルギーを負荷に供給して昇圧動作させることが可能である。
【００７９】
ここで、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３にはリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴに流れる電流と負荷に供給する電流との差電流が流れる。すなわち、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３は入力フィルタコンデンサとスナバコンデンサとの両方の機能を果たしている。
【００８０】
これらのコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に蓄積されたエネルギーは、各インバータ回路１３，２３，３３の上下アームのスイッチング素子を同時にオンすることで負荷側または入力電源側に回生することができる。
例えば、スイッチング素子Ｕ１，Ｙ１を同時にオンすると、コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｕ１→接続点ＰＲ１→出力端子Ｕ→負荷→出力端子Ｖ→接続点ＰＲ２→スイッチング素子Ｙ１→コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１のエネルギーを負荷側に回生することができる。また、スイッチング素子ＲＰ，ＳＮ，Ｘ１を同時にオンすることにより、コンデンサＣ１→スイッチング素子ＲＰ→接続点ＰＲ４→リアクトルＬＲ→入力端子Ｒ→交流電源→入力端子Ｓ→リアクトルＬＳ→接続点ＰＳ４→スイッチング素子ＳＮ→スイッチング素子Ｘ２の逆並列ダイオード→接続点ＰＳ１→接続点ＰＲ１→スイッチング素子Ｘ１→コンデンサＣ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ１のエネルギーを入力電源側に回生することができる。
スナバコンデンサＣ２，Ｃ３に蓄積されたエネルギーも同様な方法によって回生可能である。
【００８１】
低力率負荷時やモータ負荷時のように出力電圧と極性が異なる電流は、入力側に接続された異なる直列スイッチ部１２，２２，３２の上下アームのスイッチング素子を同時にオンさせることで、入力側を通る経路で環流させることができる。
例えば、Ｖ相からＵ相に流れる電流はスイッチング素子ＲＰ，ＳＮを同時にオンさせることで、出力端子Ｖ→負荷→出力端子Ｕ→接続点ＰＲ１→スイッチング素子Ｕ１の逆並列ダイオード→スイッチング素子ＲＰ→接続点ＰＲ４→リアクトルＬＲ→入力端子Ｒ→交流電源→入力端子Ｓ→リアクトルＬＳ→接続点ＰＳ４→スイッチング素子ＳＮ→スイッチング素子Ｙ２の逆並列ダイオード→接続点ＰＳ２→出力端子Ｖの経路で電流が流れ、入力側を通る経路で環流する。
ここで、リアクトルＬＲ，ＬＳに流れる瞬時電流と負荷側の出力端子Ｖ，Ｕ間に流れる電流の差分はコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に流れ、負荷のエネルギーの一部は一時的にこれらのコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に蓄積されるが、その蓄積エネルギーは前述のように入力電源側や負荷側に回生させることができる。
【００８２】
次に、請求項１７に記載した発明の実施形態を説明する。上述した各実施形態のように直流平滑コンデンサ等の大容量のエネルギー蓄積要素を持たない直接形周波数変換回路では、入力交流電流が出力波形の影響を受けやすく、入力電流波形は出力周波数の整数倍の高調波成分を多く含んだ波形となる。
そこでこの実施形態では、昇降圧形の直接形周波数変換回路において、昇圧動作時における入力電流の含有高調波を低減させて入力電流波形を正弦波状に補正するようにした直接形周波数変換回路の制御方法を提供するものである。
【００８３】
この実施形態が適用される直接形周波数変換回路の構成は図２３と同一である。
本実施形態における降圧時の制御方法は、例えば前記特開平１０−８０１４７号公報等に記載された３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３の制御方法と基本的に同様である。
【００８４】
例えば、Ｒ相入力電圧が正の期間では、スイッチング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２を選択的にオンさせる。Ｕ１，Ｙ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｖ間に正の電圧を、Ｕ１，Ｚ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｗ間に正の電圧を、Ｖ１，Ｘ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｖ間に正の電圧を、Ｖ１，Ｚ２がオンの時には出力端子Ｖ，Ｗ間に正の電圧を、Ｗ１，Ｘ２がオンの時には出力端子Ｕ，Ｗ間に正の電圧を、Ｗ１，Ｙ２がオンの時には出力端子Ｖ，Ｗ間に正の電圧を発生させる。このとき、出力の周波数に合わせて各出力端子に正負の電圧を振り分けることで、各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に任意周波数の３相交流電圧を発生することができる。
Ｒ相入力電圧が負の期間では、スイッチング素子Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２，Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１を同様に選択的にオンさせれば、各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に任意周波数の３相交流電圧を発生することができる。
【００８５】
なお、昇圧時において、以下に述べる入力電流の含有高調波を低減するための制御を行わない場合の一般的な昇圧動作は、図２３の実施形態について説明したものと同一であるため、重複を避けるために詳述を省略する。
【００８６】
以下、この実施形態において昇圧動作時の入力電流含有高調波を低減するための制御方法について説明する。
図２５に示すように、例えばＲ相の入力電流Ｉ_Rは、出力波形の影響等を受けて高調波を含んだ波形となる。そこで、この入力電流Ｉ_Rを検出し、その基本波成分Ｉ_R’を取り除くと、図２５の高調波成分Ｉ_RDが得られる。
更に、Ｒ相電圧Ｖ_Rが正の区間には、この直接形周波数変換回路の出力電圧の昇圧指令値Ｖ_BにＩ_RDの反転波形を加え、Ｒ相電圧Ｖ_Rが負の区間にはＶ_BにＩ_RDをそのまま加えることで、入力電流補正制御波形Ｉ_Eを得る。すなわち、Ｒ相電圧Ｖ_Rが正の区間のＩ_Eは数式１により、Ｒ相電圧Ｖ_Rが負の区間のＩ_Eは数式２により表される。
【００８７】
【数１】
Ｉ_E＝Ｖ_B−Ｉ_RD
【００８８】
【数２】
Ｉ_E＝Ｖ_B＋Ｉ_RD
【００８９】
ここで、図２５に示すように、入力電流補正制御波形Ｉ_Eとキャリア波形ＣＲとの大きさを比較して得られたＰＷＭ（パルス幅変調）制御用のパルスを、Ｒ相電圧Ｖ_Rが正側の時に図２３における直列スイッチ部１２のスイッチング素子ＲＮのオン信号とし、Ｒ相電圧Ｖ_Rが負側の時にスイッチング素子ＲＰのオン信号とする。
このように直列スイッチ部１２のスイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン信号を決定することにより、図２５のスイッチング素子ＲＮ，ＲＰの各オン信号を見ればわかるように、Ｒ相の入力電流Ｉ_Rが基本波成分Ｉ_R’よりも正または負側に大きくなるとパルス幅は減少し、入力電流Ｉ_Rが基本波成分Ｉ_R’よりも正または負側に小さくなるとパルス幅は広がるように制御することができる。
【００９０】
例えば、図２３におけるスイッチング素子Ｙ２がオンしている時にスイッチング素子ＲＮがオンすると、Ｒ相の入力電流Ｉ_Rは、入力端子Ｒ→リアクトルＬＲ→接続点ＰＲ４→スイッチング素子ＲＮ→スイッチング素子Ｙ１の逆並列ダイオード→接続点ＰＲ２→接続点ＰＳ２→スイッチング素子Ｙ２→スイッチング素子ＳＮの逆並列ダイオード→接続点ＰＳ４→リアクトルＬＳ→入力端子Ｓ→交流電源→入力端子Ｒの経路で流れる。
また、スイッチング素子Ｖ２がオンしている時にスイッチング素子ＲＰをオンすると、Ｒ相の入力電流Ｉ_Rは、入力端子Ｓ→リアクトルＬＳ→接続点ＰＳ４→スイッチング素子ＳＰの逆並列ダイオード→スイッチング素子Ｖ２→接続点ＰＳ２→接続点ＰＲ２→スイッチング素子Ｖ１の逆並列ダイオード→スイッチング素子ＲＰ→接続点ＰＲ４→リアクトルＬＲ→入力端子Ｒ→交流電源→入力端子Ｓの経路で流れる。
【００９１】
よって、Ｒ相の入力電流Ｉ_Rはスイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン信号のパルス幅で制御される。つまり、入力電流Ｉ_Rが基本波成分Ｉ_R’よりも大きくなるとスイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン信号のパルス幅が狭まり、入力電流Ｉ_Rを減少させるように動作する。逆に、入力電流Ｉ_Rが基本波成分Ｉ_R’よりも小さくなればスイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン信号のパルス幅は広がり、入力電流Ｉ_Rが増加するように動作する。
このような制御によって入力電流Ｉ_Rの増加または減少を抑制し、入力電流Ｉ_Rに含まれる高調波成分を低減させてその波形を正弦波状に補正することができる。
ここではＲ相の入力電流Ｉ_Rについて説明したが、Ｓ相やＴ相の入力電流に関しても同様の制御を行えば、各相の入力電流の含有高調波を低減することができる。
【００９２】
次いで、請求項１８に記載した発明の実施形態を説明する。この実施形態は、降圧動作時の入力電流含有高調波の低減方法に関するものである。本実施形態も、図２３に示した直接形周波数変換回路を対象として説明する。
本実施形態の降圧時において、以下に述べる入力電流の含有高調波を低減するための制御を行わない場合の一般的な動作は、例えば前記特開平１０−８０１４７号公報等に記載された３相ブリッジインバータ回路１３，２３，３３の制御方法と基本的に同様である。
また、昇圧時については、図２３の実施形態と同様の制御方法をとっても良いし、上述した図２５の実施形態のように入力電流の含有高調波を低減する制御を行っても良い。
【００９３】
図２６は、この実施形態による、降圧動作時の入力電流含有高調波を低減するための制御方法を示している。
前記同様に、高調波成分Ｉ_RDを含んだＲ相の入力電流Ｉ_Rから基本波成分Ｉ_R’を取り除くと、図２６に示す高調波成分Ｉ_RDが得られる。ここで、入力電流Ｉ_Rの高調波成分を補正できるような適宜な大きさの直流バイアス電圧をＶ_Aとし、Ｒ相電圧Ｖ_Rが正の区間には、この直流バイアス電圧Ｖ_AにＩ_RDの反転波形を加え、Ｒ相電圧Ｖ_Rが負の区間にはＶ_AにＩ_RDをそのまま加えることで、入力電流補正制御波形Ｉ_Eを得る。すなわち、Ｒ相電圧Ｖ_Rが正の区間のＩ_Eは数式３により、Ｒ相電圧が負の区間のＩ_Eは数式４により表される。
【００９４】
【数３】
Ｉ_E＝Ｖ_A−Ｉ_RD
【００９５】
【数４】
Ｉ_E＝Ｖ_A＋Ｉ_RD
【００９６】
更に、図２５と同様にキャリア波形ＣＲと入力電流補正制御波形Ｉ_Eとの大きさを比較して、図２３の直列スイッチ部１２のスイッチング素子ＲＮ，ＲＰに対するＰＷＭ制御用のオン信号のパルスを作成する。
仮に、Ｖ_Aが零ならば（つまり、Ｒ相電圧Ｖ_Rが正の区間ではＩ_RDの反転波形をキャリア波形ＣＲと比較し、Ｒ相電圧Ｖ_Rが負の区間ではＩ_RDの波形をそのままキャリア波形ＣＲと比較する場合）、スイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン信号は入力電流Ｉ_Rが基本波成分Ｉ_R’より小さい時にはパルス幅を広げられるが、入力電流Ｉ_Rが基本波成分Ｉ_R’より大きくなった時にパルス幅を狭くすることができない。
【００９７】
そこで、入力電流の補正制御が行える程度の適宜な大きさの直流バイアス電圧Ｖ_AをＩ_RDに加えれば、図２６に示すように入力電流Ｉ_Rの大きさに関わらずスイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン信号のパルス幅を変化させることができ、これにより入力電流Ｉ_Rの増加または減少を抑制し、結果的に入力電流Ｉ_Rを正弦波状に補正することが可能となる。
なお、Ｓ相やＴ相の入力電流に関しても、同様の制御によって含有高調波を低減することができる。
【００９８】
【発明の効果】
以上のように本発明の直接形周波数変換回路によれば、直流平滑回路を使用しない直接形周波数変換回路において昇降圧動作を行わせることができ、入力電圧よりも低い電圧ばかりでなく任意周波数で入力電圧よりも高い電圧を出力することができる。
また、低力率負荷に給電した場合に、負荷電圧とは逆極性の電流でも連続的に通電させることができ、モータ負荷のごとくエネルギーを発生する負荷に給電した場合には、負荷のエネルギーを交流入力側に回生することも可能である。
更に、本発明の直接形周波数変換回路の制御方法によれば、入力電流の高調波を低減して正弦波状にすることができ、電力系統における高調波障害の防止に効果的である。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１の発明の実施形態を示す回路図である。
【図２】請求項２の発明の実施形態を示す回路図である。
【図３】図１、図２の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】請求項３の発明の実施形態を示す回路図である。
【図５】図４の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図６】請求項４の発明の実施形態を示す回路図である。
【図７】請求項５の発明の実施形態を示す回路図である。
【図８】図７の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図９】請求項６の発明の実施形態を示す回路図である。
【図１０】請求項７の発明の実施形態を示す回路図である。
【図１１】図１０の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図１２】請求項８の発明の実施形態を示す回路図である。
【図１３】請求項９の発明の実施形態を示す回路図である。
【図１４】図１２，図１３の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図１５】請求項１０の発明の実施形態を示す回路図である。
【図１６】図１５の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図１７】請求項１１の発明の実施形態を示す回路図である。
【図１８】請求項１２の発明の実施形態を示す回路図である。
【図１９】請求項１３の発明の実施形態を示す回路図である。
【図２０】図１９の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図２１】請求項１４の発明の実施形態を示す回路図である。
【図２２】請求項１５の発明の実施形態を示す回路図である。
【図２３】請求項１６の発明の実施形態を示す回路図である。
【図２４】図２３の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図２５】請求項１７の発明の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図２６】請求項１８の発明の実施形態の動作を示すタイミングチャートである。
【図２７】従来技術を示す回路図である。
【符号の説明】
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子
Ｄ，ＤＲ１，ＤＲ２，ＤＲ３，ＤＲ４，ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＳ３，ＤＳ４，ＤＴ１，ＤＴ２，ＤＴ３，ＤＴ４，ＰＤ１，ＰＤ２，ＮＤ１，ＮＤ２：ダイオードＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮ，Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３，Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３，Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３，Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２，ＳＲ，ＲＳ，ＳＴ，ＴＳ，ＲＴ，ＴＲ，ＰＳ１，ＰＳ２，ＮＳ１，ＮＳ２：スイッチング素子
ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ：リアクトル
ＰＲ１，ＰＲ２，ＰＲ３，ＰＲ４，ＰＳ１，ＰＳ２，ＰＳ３，ＰＳ４，ＰＴ１，ＰＴ２，ＰＴ３，ＰＴ４：接続点
ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３，ＢＳ１０，ＢＳ２０，ＢＳ３０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ９：双方向スイッチ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３：スナバコンデンサ
１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｅ，１０Ｆ，１０Ｇ，１０Ｈ，１０Ｉ，１０Ｊ，１０Ｋ，２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ，２０Ｅ，２０Ｆ，２０Ｇ，２０Ｈ，２０Ｉ，２０Ｊ，２０Ｋ，３０，３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ，３０Ｄ，３０Ｅ，３０Ｆ，３０Ｇ，３０Ｈ，３０Ｋ：交流スイッチ部
１１，２１，３１：スナバ回路
１２，２２，３２：直列スイッチ部
１３，２３，３３：３相ブリッジインバータ回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention does not require a DC smoothing circuit, can convert an input AC current into a sine wave with a high power factor, and can generate an M-phase having an arbitrary frequency from an N-phase (for example, single-phase or three-phase) AC input. The present invention relates to a power conversion device for obtaining an AC output (for example, single phase or three phase), a frequency conversion circuit of a so-called direct link type AC / AC converter, and a control method thereof.
[0002]
[Prior art]
As the above-described high-efficiency direct frequency conversion circuit, there is one described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-245533 which is the prior application of the present applicant.
In this application, in a frequency converter that converts an N-phase AC input into an M-phase AC output of an arbitrary frequency, a series circuit of two diodes of the same polarity is replaced with an M-phase bridge inverter circuit composed of 2M switching elements. One AC switch is configured by connecting in parallel between DC terminals such that the cathode of the diode series circuit is on the positive terminal side of the M-phase bridge inverter circuit. And each connection point of the diodes of the diode series circuit in the N AC switches is connected to the terminal of the N-phase AC input, and among the AC output terminals of the M-phase bridge inverter circuits in the N AC switches. A frequency conversion circuit is disclosed in which components belonging to the same phase are connected together and connected to the M-phase AC output terminal.
There is also disclosed a frequency conversion circuit in which a switching element is connected in antiparallel to each diode of the diode series circuit of the AC switch to enable power regeneration from the AC output side to the AC input side.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional direct frequency conversion circuit described above is a step-down type and can output only a voltage lower than the input voltage.
Therefore, the present invention provides a step-up / step-down direct type frequency converter circuit capable of outputting not only a voltage lower than the input voltage but also a high voltage, and a direct type frequency converter circuit capable of reducing harmonics of the input AC current. The control method is intended to be provided.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to claim 1 is a direct frequency conversion circuit for converting an N-phase AC input voltage into an M-phase AC output voltage having an arbitrary frequency (N and M are integers of 2 or more). ,
A diode series circuit composed of two diodes of the same polarity is connected in parallel to the inverter circuit so that the cathode side is the positive terminal side of the M-phase bridge inverter circuit composed of 2M switching elements, and the diode is reversed. A series switch unit formed by connecting two switching elements connected in series in series is connected in parallel to the inverter circuit so that the cathode side of the diode is on the positive terminal side of the inverter circuit, and an AC switch unit for one phase is provided. Construct and provide N AC switch units, and connect the connection points of two switching elements in the series switch unit of each AC switch unit together,
Each connection point between the diodes of the diode series circuit is connected to an N-phase AC input terminal via a reactor, and among the AC output terminals of the inverter circuit of each phase, those belonging to the same phase are collectively M Connect to the AC output terminal of each phase,
The energy stored in the reactor by the switching operation of the series switch unit is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the inverter circuit to perform a boosting operation.
[0005]
The invention according to claim 2 is the direct frequency converter circuit according to claim 1,
A switching element is connected in antiparallel to each diode constituting the diode series circuit, and energy from the AC output terminal side is regenerated to the AC input terminal side by the operation of these switching elements.
[0006]
According to the third aspect of the present invention, two diode series circuits composed of two diodes of the same polarity are connected in parallel, and the cathode side of these diode series circuits is a positive electrode of an M-phase bridge inverter circuit composed of 2M switching elements. Connected in parallel to the inverter circuit so as to be on the terminal side, and constitutes an alternating current switch part for one phase by connecting anti-parallel switching elements to all diodes on the positive electrode side or the negative electrode side of the diode series circuit, N AC switches are provided,
Each connection point between the diodes of one of the two diode series circuits of each AC switch unit is connected to an N-phase AC input terminal via a reactor, and the diodes of each diode series circuit are connected to each other. Connect the connection point to the connection point between the diodes of the diode series circuit of different phases,
Among the AC output terminals of the inverter circuit of each phase, those belonging to the same phase are connected together to the M phase AC output terminal,
The energy accumulated in the reactor by the operation of the switching element connected in reverse parallel to the diode of the diode series circuit is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the inverter circuit, and the voltage is boosted. is there.
[0007]
According to a fourth aspect of the present invention, in the direct frequency converter circuit according to the third aspect,
A switching element is connected in reverse parallel to the diode whose anode is connected to the reactor of the phase among the diodes constituting the diode series circuit of each phase,
The switching element connected in reverse parallel to the diode in the diode series circuit maintains the continuity of negative overcurrent when a low power factor load is connected, and regenerates energy from the AC output terminal side to the AC input terminal side. It is something to be made.
[0008]
According to the fifth aspect of the present invention, two diode series circuits composed of two diodes of the same polarity are connected in parallel, and the cathode side of these diode series circuits is a positive electrode of an M-phase bridge inverter circuit composed of 2M switching elements. An AC switch for one phase by connecting in parallel to the inverter circuit so as to be on the terminal side, and connecting a switching element in antiparallel to one diode in one of the two diode series circuits The AC switch section is provided with N pieces,
Each connection point between the diodes of one of the two diode series circuits of each AC switch unit is connected to the AC input terminal of the corresponding phase, and the connection point between the diodes of the other diode series circuit is connected to each other. Connect to the AC input terminal of the relevant phase via the reactor,
Among the AC output terminals of the inverter circuit of each phase, those belonging to the same phase are connected together to the M phase AC output terminal,
The energy accumulated in the reactor by the operation of the switching element connected in reverse parallel to the diode of the diode series circuit is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the inverter circuit, and the voltage is boosted. is there.
[0009]
The invention according to claim 6 is the direct frequency conversion circuit according to claim 5,
Among the diodes constituting the diode series circuit of each phase, the switching element is connected in reverse parallel to the diode in which the connection point between the two diodes connected in series is directly connected to the AC input terminal of the phase,
The operation of each switching element connected in reverse parallel to the diode of the diode series circuit maintains the continuity of negative overcurrent when a low power factor load is connected, and transfers energy from the AC output terminal side to the AC input terminal side. It is something to regenerate.
[0010]
According to the seventh aspect of the present invention, a diode series circuit composed of two diodes of the same polarity is connected in parallel to the inverter circuit so that the cathode side is the positive terminal side of the M-phase bridge inverter circuit composed of 2M switching elements. Connected to form an AC switch for one phase, N AC switches are provided,
Each connection point between the diodes of the diode series circuit is connected to an N-phase AC input terminal via a reactor, and among the AC output terminals of the bridge inverter circuit of each phase, those belonging to the same phase are collectively Each of the M series AC output terminals is connected to each other, and each connection point between the diodes of the diode series circuit is connected to each other via a bidirectional switch.
The energy accumulated in the reactor by the switching operation of the bidirectional switch is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the inverter circuit to perform a boosting operation.
[0011]
According to the eighth aspect of the present invention, in the direct frequency converter circuit according to the seventh aspect, a switching element is connected in reverse parallel to the diode of the diode series circuit, and when the low power factor load is connected by the operation of these switching elements. While maintaining the continuity of the negative overcurrent, the energy from the AC output terminal side is regenerated to the AC input terminal side.
[0012]
According to the ninth aspect of the present invention, there are provided M AC switch units each including M bidirectional switches, and one ends of the bidirectional switches of the AC switch units are respectively connected to the N-phase AC input terminals via the reactors. In addition, the other ends of the bidirectional switches of each AC switch unit are connected together to be connected to the M-phase AC output terminal, and one end of the reactor on the AC switch side is connected via another bidirectional switch. Connect each one
The energy stored in the reactor by the switching operation of the bidirectional switch on the reactor side is supplied to the load side via the alternating current output terminal by the switching operation of the bidirectional switch on the alternating current output terminal side, and is boosted. is there.
[0013]
The invention according to claim 10 is the direct frequency converter circuit according to claim 7,
The bidirectional switch is configured by connecting in parallel two series circuits of two switching elements having diodes connected in antiparallel, and by connecting a snubber capacitor in parallel to the circuit. The connection point between the switching elements is connected to one end of the reactor of each phase.
[0014]
The invention according to claim 11 is the direct frequency converter circuit according to claim 8,
The bidirectional switch is configured by connecting in parallel two series circuits of two switching elements having diodes connected in antiparallel, and by connecting a snubber capacitor in parallel to the circuit. The connection point between the switching elements is connected to one end of the reactor of each phase.
[0015]
The invention according to claim 12 is the direct frequency converter circuit according to claim 9,
A bidirectional switch on the reactor side of each phase is formed by connecting two series circuits of two switching elements connected in reverse parallel to each other in parallel and connecting a snubber capacitor in parallel to this circuit. The connection points of the switching elements in the series circuit of the switching elements are respectively connected to one end of the reactor of each phase.
[0016]
The invention according to claim 13 is a direct frequency conversion circuit for converting a three-phase AC input voltage into an M-phase AC output voltage having an arbitrary frequency (M is an integer of 2 or more).
Both ends of a series circuit of two switching elements each having a diode connected in reverse parallel are connected to a three-phase AC input terminal through a reactor, respectively, and either end of the series circuit is used as a single-phase output terminal. With
Two AC switch units composed of M bidirectional switches are provided, one end of each bidirectional switch of these AC switch units is connected to the single-phase output terminal in a lump, and both AC switch units Connect the other end of each direction switch to the M-phase AC output terminal,
The energy stored in the reactor by the switching operation of the switching element on the reactor side is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the bidirectional switch to perform a boosting operation.
[0017]
The invention according to claim 14 is a direct frequency conversion circuit for converting a three-phase AC input voltage into an M-phase AC output voltage having an arbitrary frequency (M is an integer of 2 or more).
Both ends of a series circuit of two switching elements, each of which is connected in reverse parallel to each other, are connected to an AC input terminal of each phase via a reactor, and either end of the series circuit is used as a single-phase output terminal. With
A diode series circuit composed of two diodes of the same polarity is connected in parallel to the inverter circuit so that the cathode side is the positive terminal side of the M-phase bridge inverter circuit composed of 2M switching elements, and the diode series Connect a snubber capacitor to the circuit in parallel to form an AC switch for one phase.
Two AC switch units are provided, and each connection point between the diodes in the diode series circuit of each AC switch unit is connected to the single-phase output terminal, and among the AC output terminals of the inverter circuit of each phase, the same phase Are all connected to the M-phase AC output terminal together,
The energy stored in the reactor by the switching operation of the reactor-side switching element is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the inverter circuit to be boosted, and is stored in the snubber capacitor. Energy is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the inverter circuit.
[0018]
According to a fifteenth aspect of the present invention, in the direct frequency converter circuit according to the fourteenth aspect, a switching element is connected in antiparallel to each diode constituting the diode series circuit, and a load is generated by the switching operation of these switching elements. The power is regenerated to the AC input terminal side.
[0019]
The invention according to claim 16 is a direct frequency conversion circuit for converting an N-phase AC input voltage into an M-phase AC output voltage having an arbitrary frequency (N and M are integers of 2 or more).
The inverter circuit is configured such that a series switch portion formed by connecting two switching elements having diodes connected in reverse parallel is connected in series so that the cathode side of the diode is on the positive terminal side of the M-phase bridge inverter circuit including 2M switching elements. Are connected in parallel, and a snubber capacitor is connected in parallel to the series switch unit to form an AC switch unit for one phase, and N AC switch units are provided,
Each connection point between the diodes of the series switch unit is connected to an N-phase AC input terminal via a reactor, and among the AC output terminals of the bridge inverter circuit of each phase, those belonging to the same phase are collectively Connect to the M phase AC output terminals respectively.
The energy stored in the reactor by the switching operation of the series switch unit is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the inverter circuit to perform a boosting operation.
[0020]
A seventeenth aspect of the invention relates to a control method for a direct frequency converter circuit according to the sixteenth aspect of the invention, and outputs a harmonic component contained in an input alternating current during a boost operation according to the positive / negative of the input phase voltage. An input current correction control waveform is generated by adding to or subtracting from the voltage boost command value, and the input current correction control waveform is compared with a carrier waveform to obtain an ON signal for the switching element of the series switch unit.
[0021]
In the direct frequency converter circuit according to claim 16 or 17, the harmonic component contained in the input alternating current during the step-down operation by the switching operation of the inverter circuit is changed to the positive or negative of the input phase voltage. Accordingly, an input current correction control waveform is generated by adding / subtracting to a predetermined DC bias voltage, and this input current correction control waveform is compared with a carrier waveform to obtain an ON signal for the switching element of the series switch unit.
[0022]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows an embodiment of the invention of claim 1. Although this embodiment is a three-phase (R, S, T phase) to three-phase (U, V, W phase) conversion circuit, the present invention is generally N-phase to M-phase (N and M are both two or more). (It is an integer, and the case where N or M = 2 is a single phase) is applicable to a conversion circuit.
In FIG. 1, reference numerals 10, 20 and 30 denote AC switch units, which all have the same configuration, and therefore, the configuration will be described first by taking the AC switch unit 10 for one phase as an example.
[0023]
In the AC switch unit 10, DR1 and DR2 are diodes connected in series, and their connection point is connected to the AC input terminal R through the reactor LR.
A snubber circuit 11 is connected in parallel to the series circuit of the diodes DR1 and DR2, and a series switch unit 12 including a series circuit of switching elements RP and RN is connected in parallel. Here, the diodes D are connected in antiparallel to the switching elements RP and RN, respectively. The series circuit of the diodes DR1 and DR2 and the series switch unit 12 are configured such that the cathode of the diode DR1 is connected to the collector of the switching element RP.
[0024]
A three-phase bridge inverter circuit 13 comprising switching elements U1, V1, W1, X1, Y1, and Z1 each having an anti-parallel diode D in parallel to the series circuit of the diodes DR1 and DR2, the snubber circuit 11, and the series switch unit 12. Is connected. Note that the collectors of the switching elements U1, V1, and W1 are connected to the cathode of the diode DR1.
Here, the three-phase bridge inverter circuit is generally configured by connecting M series circuits each composed of two switching elements in parallel when the number of phases of AC output is M (in this example, M = 3). It is what is done.
[0025]
As described above, the AC switch units 20 and 30 of the other phases have the same configuration as the AC switch unit 10 in the figure, where S and T are AC input terminals, LS and LT are reactors, and 21 and 31 are snubber circuits. 22 and 32 are series switch units, and 23 and 33 are three-phase bridge inverter circuits.
The internal connection points PR4, PS4, and PT4 of the series switch units 12, 22, and 32 are connected to each other, and the internal connection points PR1, PS1, and PT1 of the three-phase bridge inverter circuits 13, 23, and 33 are connected to each other to output an alternating current. Connected to terminal U, internal connection points PR2, PS2 and PT2 are connected to each other and connected to AC output terminal V, and further, internal connection points PR3, PS3 and PT3 are connected to each other and connected to AC output terminal W. Yes.
Although not shown, a single-phase AC power source is connected between AC input terminals R, S, and T, and a load having a power factor of 1 is connected between AC output terminals U, V, and W, such as a resistor. Has been.
[0026]
The control method at the time of step-down in this embodiment is, for example, the three-phase bridge inverter circuits 13, 23, described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-245533, Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-80147, Japanese Patent Application No. 9-126536, and the like. This is basically the same as the control method 33.
[0027]
For example, the switching elements U1, V1, W1, X2, Y2, and Z2 are selectively turned on during a period in which the R-phase input voltage is positive. That is, when U1 and Y2 are on, a positive voltage is applied between the output terminals U and V. When U1 and Z2 are on, a positive voltage is applied between the output terminals U and W. When V1 and X2 are on, the output terminal U is output. , V between the output terminals V and W when V1 and Z2 are on, a positive voltage between the output terminals U and W when W1 and X2 are on, and W1, Y2 When is on, a positive voltage is generated between the output terminals V and W. At this time, a three-phase AC voltage having an arbitrary frequency can be generated between the output terminals U, V, and W by distributing positive and negative voltages to the output terminals in accordance with the output frequency.
[0028]
If the switching elements U2, V2, W2, X1, Y1, and Z1 are selectively turned on in the negative period of the R-phase input voltage, a three-phase alternating current having an arbitrary frequency is provided between the output terminals U, V, and W. A voltage can be generated.
[0029]
On the other hand, when the modulation rate of the control at the time of step-down becomes maximum, the switching elements RP, RN, SP, SN, TP, and TN of the series switch units 12, 22, and 32 are switched, and the reactors LR, LS, and LT on the input side are performed. Store energy. And by supplying the energy stored in these reactors LR, LS, LT to the load, a voltage higher than the input voltage can be output.
[0030]
FIG. 3 is a timing chart showing the control operation during boosting. In the control at the time of boosting, in addition to the operation of the above-described three-phase bridge inverter circuits 13, 23 and 33, as shown in FIG. 3, the series switch unit with a constant duty ratio synchronized with the phase voltage over a half cycle of the input phase voltage. The switching elements RP, RN, SP, SN, TP, and TN of 12, 22, and 32 are switched.
For example, R-phase input phase voltage V_RWhen the switching elements RP and SN are turned on during the positive period, the input current is input terminal R → reactor LR → diode DR1 → switching element RP → connection point PR4 → same PS4 → switching element SN → diode DS2 → reactor LS → input terminal. It flows in the path of S → AC power source → input terminal R, and thus energy is accumulated in reactors LR and LS.
[0031]
Further, when the switching element U1 of the three-phase bridge inverter circuit 13 and the switching element Y2 of the three-phase bridge inverter circuit 23 are turned on with the switching elements RP and SN turned off, the current is changed from the input terminal R → reactor LR → diode DR1 → switching. Since the current flows through the path of the element U1, the connection point PR1, the output terminal U, the load, the output terminal V, the connection point PS2, the switching element Y2, the diode DS2, the reactor LS, the input terminal S, the AC power source, and the input terminal R, the reactor LR, The energy stored in LS is supplied between output terminals U and V.
As is clear from FIG. 3, the operation is the same for the other S and T phases.
[0032]
As described above, according to the present embodiment, it is possible to step up and output an alternating current input voltage into an arbitrary frequency at the same time.
[0033]
FIG. 2 shows an embodiment of the invention of claim 2. This embodiment assumes a step-up / step-down direct frequency conversion circuit for a low power factor load such as a reactor.
In the figure, 10A, 20A, and 30A are AC switch units having the same configuration, and switching elements SR1, SR2, SS1, SS2, ST1, ST2 are anti-parallel to the diodes DR1, DR2, DS1, DS2, DT1, DT2 in FIG. The other configurations are the same as those in FIG.
[0034]
In this embodiment, the energy from the load can be regenerated to the power supply side by the switching operation of the switching elements SR1, SR2, SS1, SS2, ST1, and ST2. Further, it is possible to boost the AC input voltage and output it by the operation of the series switch units 12, 22, 32 as shown in FIG.
[0035]
FIG. 4 shows an embodiment of the invention of claim 3. The same constituent elements as those in the above-described embodiments are denoted by the same reference numerals, and different portions will be mainly described below.
[0036]
In FIG. 4, 10B, 20B, and 30B are AC switch units, and the AC switch unit 10B includes a series circuit including a switching element SR2 having an antiparallel diode DR2 and a diode DR1, and a switching element RN having an antiparallel diode DR4. And a series circuit composed of a diode DR3. The AC switch unit 20B is a circuit in which a series circuit including a switching element SS2 having an antiparallel diode DS2 and a diode DS1 and a series circuit having a switching element SN having an antiparallel diode DS4 and a diode DS3 are connected in parallel. It has. Further, the AC switch unit 30B is configured by connecting in parallel a series circuit including a switching element ST2 having an antiparallel diode DT2 and a diode DT1, and a series circuit having a switching element TN having an antiparallel diode DT4 and a diode DT3. It has a circuit.
[0037]
One end of the reactor LR is connected to a connection point PR5 between the switching element SR2 and the diode DR1 and a connection point PS4 between the switching element SN and the diode DS3, and one end of the reactor LS is connected to the switching element SS2 and the diode DS1. Is connected to a connection point PS5 between the switching element TN and the diode DT3, and one end of the reactor LT is connected to a connection point PR4 between the switching element RN and the diode DR3, and between the switching element ST2 and the diode DT1. It is connected to point PT5.
[0038]
As an operation of this embodiment, at the time of step-down, the same control operation as that of each of the above-described embodiments is performed by the three-phase bridge inverter circuits 13, 23, and 33 with the switching elements RN, SN, and TN being turned off.
[0039]
On the other hand, at the time of boosting, switching elements SR2, RN, SS2, SN, ST2, and TN are sequentially switched at a constant duty ratio synchronized with the phase voltage over a half cycle of the input phase voltage as shown in FIG. Energy is stored in reactors LR, LS, and LT.
For example, when the switching element SN is turned on when the voltage between the input terminals R and S is positive, the input terminal R → reactor LR → connection point PS4 → switching element SN → diode DS2 → connection point PS5 → reactor LS → input terminal S → A current flows through a path from the AC power source to the input terminal R, and energy is stored in the reactors LR and LS.
[0040]
Further, if the switching element SN is turned off while the switching elements U1 and Y2 in the three-phase bridge inverter circuits 13 and 23 are turned on, the input terminal R → reactor LR → connection point PR5 → diode DR1 → switching element U1 → connection point. Voltage is applied to the load through the path PR1 → output terminal U → load → output terminal V → connection point PS2 → switching element Y2 → diode DS2 → connection point PS5 → reactor LS → input terminal S → AC power source → input terminal R. Current flows.
Therefore, the output voltage is the sum of the input line voltage and the voltage across the reactor, and a voltage higher than the input voltage can be supplied to the load.
Similarly, by controlling the switching elements SR2, RN, SS2, ST2, and TN, the energy stored in the reactors LR, LS, and LT can be supplied to the load to be boosted.
[0041]
FIG. 6 shows an embodiment of the invention of claim 4. In this embodiment, the diodes DR1, DS1, DT1 in the embodiment of FIG. 4 are replaced with switching elements SR1, SS1, ST1 and their antiparallel diodes DR1, DS1, DT1, respectively, and the AC switch units 10C, 20C, 30C are replaced. It is composed.
[0042]
With such a circuit configuration, when power is supplied to a low power factor load such as a reactor, it is possible to continuously energize even a current having a polarity opposite to the load voltage. Further, when power is supplied to a load that generates energy such as a motor load, the energy of the load can be regenerated to the input side.
[0043]
For example, when the switching elements U1 and Y2 are on, the voltage between the input terminals R and S is as follows: input terminal R → reactor LR → connection point PR5 → diode DR1 → switching element U1 → connection point PR1 → output terminal U → load → Output terminal V → Connection point PS2 → Switching element Y2 → Diode DS2 → Connection point PS5 → Reactor LS → Input terminal S is supplied between the output terminals U and V.
[0044]
Here, in the case of a low power factor load, the phases of the load current and the load voltage are different, and a section in which the load current has a polarity opposite to that of the load voltage occurs. At this time, by turning on the switching elements SR1 and SS2, it is possible to energize the current through a path opposite to the voltage, and to energize the load current continuously. Further, in the case of a motor load, the energy of the motor can be regenerated to the input side through a similar path by turning on the input side switching element.
[0045]
FIG. 7 shows an embodiment of the invention of claim 5. In the figure, an AC switch unit 10D connects in parallel a series circuit of diodes DR1 and DR2, and a series circuit of a switching element RN and a diode DR3 in which a diode DR4 is connected in antiparallel, and a connection point PR5 of the diodes DR1 and DR2. Is connected to the AC input terminal R, and a connection point PR4 between the diode DR3 and the switching element RN is connected to the AC input terminal R via the reactor LR.
[0046]
Similarly, the AC switch unit 20D includes a circuit composed of diodes DS1 to DS4 and a switching element SN. A connection point PS5 of the diodes DS1 and DS2 is connected to the AC input terminal S, and the diode DS3 and the switching element SN are connected to each other. The connection point PS4 is connected to the AC input terminal S via the reactor LS.
The AC switch unit 30D includes a circuit including diodes DT1 to DT4 and a switching element TN. A connection point PT5 between the diodes DT1 and DT2 is connected to the AC input terminal T, and a connection point between the diode DT3 and the switching element TN. PT4 is connected to the AC input terminal T via the reactor LT.
[0047]
In the operation at the time of step-down in this embodiment, the same control operation as in each of the above-described embodiments is performed by the three-phase bridge inverter circuits 13, 23, 33 while the switching elements RN, SN, TN are turned off.
[0048]
On the other hand, at the time of boosting, as shown in FIG. 8, the switching elements RN, SN, and TN are sequentially switched at a constant duty ratio synchronized with the phase voltage over a half cycle of the input phase voltage, thereby causing the reactors LR, LS, and LT. To store energy and then supply it to the load.
For example, R-phase input phase voltage V_RIf the switching elements U1 and Y2 are on during the positive period, by turning on the switching element RN, the input terminal R → reactor LR → connection point PR4 → switching element RN → antiparallel diode of the switching element Y1 → connection Current flows through a path of point PR2, connection point PS2, switching element Y2, diode DS2, connection point PS5, input terminal S, AC power source, and input terminal R, and energy is stored in reactor LR.
[0049]
Here, when switching element RN is turned off, input terminal R → reactor LR → connection point PR4 → diode DR3 → switching element U1 → connection point PR1 → output terminal U → load → output terminal V → connection point PS2 → switching element Y2 → A voltage is supplied to the load through a path of diode DS2 → connection point PS5 → input terminal S → AC power source → input terminal R.
The load voltage at this time is the sum of the voltage between the output terminals R and S and the voltage across the reactor LR, and a voltage higher than the input voltage can be supplied to the load. The other switching elements SN and TN can also be controlled in the same manner as RN to store energy in reactors LS and LT, and then supply a boosted AC voltage to the load.
[0050]
FIG. 9 is an embodiment of the invention of claim 6. In this embodiment, switching elements SR1, SR2, SS1, SS2, ST1, ST2 are connected in reverse parallel to diodes DR1, DR2, DS1, DS2, DT1, DT2 in the circuit of FIG.
With this configuration, it can be applied to a low power factor load and a motor load as in the fourth aspect.
[0051]
FIG. 10 shows an embodiment of the invention of claim 7. In the figure, 10F, 20F, and 30F are AC switch units having the same configuration, and the AC switch unit 10F includes diodes DR1 and DR2 connected in series, a snubber circuit 11, and a three-phase bridge inverter circuit 13 connected in parallel. The AC switch unit 20F is configured by the diodes DS1 and DS2, the snubber circuit 21, and the three-phase bridge inverter circuit 23. The AC switch unit 30F is also configured by the diodes DT1 and DT2, the snubber circuit 31, and the three-phase bridge inverter circuit 33. It is configured.
Bidirectional switches BS1, BS2, and BS3 are connected between the interconnection points of the diodes DR1 and DR2, the interconnection point of DS1 and DS2, and the interconnection point of DT1 and DT2, respectively.
[0052]
The operation of this embodiment will be described. The control method at the time of step-down is basically the same as the control method of the three-phase bridge inverter circuits 13, 23, 33 described in JP-A-10-80147.
[0053]
On the other hand, during the step-up operation, as shown in FIG. 11, bidirectional switches BS1 to BS3 are turned on to store energy in reactors LR, LS, and LT. For the U phase, the control signals for the switching elements U1 to U3 and X1 to X3 are determined by comparing the output command waveform U with the carrier signal CR. Here, the control signals of the switching elements X1 to X3 are obtained by inverting the control signals of U1 to U3. Control signals for the switching elements V1 to V3, Y1 to Y3 and W1 to W3 and Z1 to Z3 for controlling the voltages of the V phase and the W phase are also determined in a similar manner.
[0054]
For example, when the bidirectional switch BS1 is turned on, current flows through the path of the input terminal R → reactor LR → bidirectional switch BS1 → reactor LS → input terminal S → AC power supply → input terminal R, and energy is applied to the reactors LR and LS. Stored. The energy stored in the reactors LR and LS is supplied to the load side by the operation of the AC switch units 10F and 20F. For example, when the bidirectional switch BS1 is turned off while the switching elements U1 and Y2 are turned on, the energy stored in the reactors LR and LS is input terminal R → diode DR1 → switching element U1 → connection point PR1 → output terminal U → Power is supplied from the output terminals U and V to the load side through the path of load → output terminal V → connection point PS2 → switching element Y2 → diode DS2 → reactor LS → input terminal S → AC power source → input terminal R.
Thereby, the sum of the input voltage and the voltage generated in reactors LR and LS is supplied to the load side. Therefore, a voltage higher than the input voltage can be output.
[0055]
FIG. 12 is an embodiment of the invention of claim 8. In this embodiment, switching elements SR1, SR2, SS1, SS2, ST1, ST2 are connected in reverse parallel to the diodes DR1, DR2, DS1, DS2, DT1, DT2 in FIG.
[0056]
With such a configuration, it is possible to continuously supply currents having different polarities from the load voltage to a load having a low power factor. For example, when the switching elements U1 and Y2 are on, the input voltage between the input terminals R and S is as follows: input terminal R → switching element SR1 → switching element U1 → connection point PR1 → output terminal U → load → output terminal It is supplied to the load side through a path of V → connection point PS2 → switching element Y2 → diode DS2 → reactor LS → input terminal S → AC power source → input terminal R.
At this time, a current having a polarity different from that of the load voltage can be passed through a path opposite to the voltage by turning on the switching elements SS1 and SS2. By switching the input side switching elements SR1, SR2, SS1, SS2, ST1, ST2 in this way, this circuit can be applied to any load.
[0057]
FIG. 13 shows an embodiment of the invention of claim 9. In the figure, 10H, 20H, and 30H are AC switch units, and the AC switch unit 10H includes bidirectional switches S1 to S3 connected between one end of the reactors LR, LS, and LT and the output terminal U. The AC switch unit 20H is composed of bidirectional switches S4 to S6 connected between one end of the reactors LR, LS, LT and the output terminal V, and the AC switch unit 30H includes the reactors LR, LS, LT. The bidirectional switches S7 to S9 are respectively connected between one end of each and the output terminal W.
The bidirectional switches S1 to S9 (Sn) are configured by connecting two switching elements SnP and SnN having antiparallel diodes in series with reverse polarity as shown in the lower part of FIG.
In addition, bidirectional switches BS1 to BS3 are connected to the input side of the AC switch units 10H, 20H, and 30H in the same manner as in FIGS.
[0058]
FIG. 14 shows the control method of this embodiment, and the control method of the bidirectional switches BS1 to BS3 is the same as that of the invention of claim 6.
In FIG. 14, S1P to S3P and S1N to S3N are signals given to the bidirectional switches S1 to S3 in order to control the voltage of the U phase, and are for the switching elements U1 to U3 and X1 to X3 in FIGS. This is the same as the control signal. Further, V-phase and W-phase control signals are similarly determined.
[0059]
In FIG. 13, for example, when the bidirectional switch BS1 is turned on, a current flows through the path of the input terminal R → reactor LR → bidirectional switch BS1 → reactor LS → input terminal S → AC power supply → input terminal R, and the reactor LR , LS stores energy.
Now, when the bidirectional switch BS1 is turned off while the switching elements S1P and S5N are on, the input terminal R → reactor LR → bidirectional switch S1 (switching element S1P) → output terminal U → load → output terminal V → both The voltage is supplied from the output terminals U and V to the load through the direction switch S5 (switching element S5N) → reactor LS → input terminal S → AC power source → input terminal R. At this time, since the sum of the line voltage between the input terminals R and S and the voltage of the reactors LR and LS is supplied to the load, a voltage higher than the input voltage can be output.
[0060]
FIG. 15 is an embodiment of the invention of claim 10.
In this embodiment, bidirectional switches BS10, BS20, BS30 as shown in FIG. 15 are used as the bidirectional switches BS1, BS2, BS3 in the embodiment of FIG. The bidirectional switches BS10, BS20, and BS30 all have the same configuration. The bidirectional switch BS10 includes a series circuit of switching elements R1N and R2N having antiparallel diodes, a series circuit of switching elements R1P and R2P, and a snubber. The capacitor C1 is connected in parallel. Similarly, the bidirectional switch BS20 is configured by connecting a series circuit of switching elements S1N and S2N having antiparallel diodes, a series circuit of switching elements S1P and S2P, and a snubber capacitor C2 in parallel. The switch BS30 is configured by connecting a series circuit of switching elements T1N and T2N having antiparallel diodes, a series circuit of switching elements T1P and T2P, and a snubber capacitor C3 in parallel.
[0061]
Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIG. The control method at the time of step-down is basically the same as the control method of the three-phase bridge inverter circuits 13, 23, 33 described in JP-A-10-80147.
Hereinafter, the operation during boosting will be described. In FIG. 16, the switching element R1P of the bidirectional switch BS10 inserted between the input terminals R and S switches when the voltage between the input terminals R and S is positive, and the switching element R1N is between the input terminals R and S. Switching when the voltage is negative.
The bidirectional switches BS20 and BS30 inserted between the input terminals S and T and between T and R perform the switching operation in the same manner.
[0062]
Here, for example, when switching element R1P is turned on, current flows through the path of input terminal R → reactor LR → antiparallel diode of switching element R1N → switching element R1P → reactor LS → input terminal S → AC power supply → input terminal R, and the reactor Energy is stored in LR and LS.
The method for supplying the voltage to the load is performed by turning on the switching elements in the three-phase bridge inverter circuits 13 and 23 as in the invention of claim 6, whereby a voltage higher than the input voltage can be output. On the other hand, the capacitor C1 (same for C2 and C3) in the bidirectional switch BS10 is a snubber circuit. For example, by turning on the switching elements R1N and R2P, the snubber capacitor C1 → switching element R1N → reactor LR → input terminal R → Current flows through a path of AC power source → input terminal S → reactor LS → switching element R2P → snubber capacitor C1, and the energy of the snubber capacitor C1 can be regenerated to the power source side.
[0063]
FIG. 17 shows an embodiment of the invention of claim 11. In this embodiment, switching elements SR1, SR2, SS1, SS2, ST1, ST2 are connected in reverse parallel to the diodes DR1, DR2, DS1, DS2, DT1, DT2 in FIG.
With this configuration, it is possible to deal with motors and other low power factor loads as in the eighth aspect of the invention.
[0064]
FIG. 18 shows an embodiment of the invention of claim 12. In this embodiment, the bidirectional switches BS1, BS2, BS3 in the embodiment of claim 9 are replaced with the bidirectional switches BS10, BS20, BS30 of FIGS.
In this embodiment, when energy is stored in the reactor, an operation similar to that of the embodiment of claim 10 is performed, and when a voltage is supplied to the load, an operation similar to that of the embodiment of claim 9 is performed.
[0065]
Next, an embodiment of the invention of claim 13 will be described.
First, FIG. 27 is a circuit configuration diagram showing the prior art, in which DB1 and DB2 are diode bridges, 10H, 20H, and 30H are AC switch units, and SNB is a snubber circuit.
In this circuit, the input line voltage is distributed to the output line voltage by the switching operation of the bidirectional switches S1 to S9 of the AC switch units 10H, 20H, and 30H. By repeating this switching operation, the sine wave of the input current and the sine wave of the output waveform are achieved while keeping the input power factor at a high power factor, and direct AC / AC conversion is performed without using a DC intermediate circuit. .
[0066]
However, even in this prior art, the output voltage cannot be made higher than the input voltage. For this reason, there is a problem that it cannot be applied to applications that require a voltage higher than the input voltage, and the application range is limited.
Furthermore, the snubber circuit SNB provided for the bidirectional switches S1 to S9 must be an AC snubber circuit that can absorb spike voltages from both directions. Such a snubber circuit has a complicated structure, and furthermore, energy absorbed by the snubber circuit is consumed by the resistance, so that efficiency is lowered. In order to regenerate the energy absorbed by the snubber circuit, there is a problem that an original regeneration inverter is required.
[0067]
Accordingly, the invention of claim 13 is made to solve the above-mentioned problems.
FIG. 19 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention. In the figure, SR, RS, ST, TS, RT, TR are switching elements in which diodes are connected in antiparallel, and a series circuit of switching elements SR, RS is connected between one ends of the reactors LR, LS, and switching. A series circuit of the elements ST and TS is connected between the respective one ends of the reactors LS and LT, and a series circuit of the switching elements RT and TR is connected between the respective one ends of the reactors LR and LT.
Reference numerals 10H and 20H denote AC switch units composed of bidirectional switches S1 to S6 (Sn) as described above. One ends of the bidirectional switches S1 to S3 are commonly connected, and one ends of the same S4 to S6 are also commonly connected. The other ends of the bidirectional switches S1 and S4 are collectively connected to an AC output terminal U, the other ends of S2 and S5 are collectively connected to an AC output terminal V, and the other ends of S3 and S6 are collectively displayed as an AC output terminal. Each is connected to W.
[0068]
FIG. 20 is a timing chart showing the operation of this embodiment.
As shown in the figure, the control signals for the switching elements SR, RS, ST, TS, RT, TR are input line voltage V_RS, V_ST, V_TRAnd the duty ratio is constant. Control signals for the bidirectional switches S1 and S4 (S1P, S1N, S4P, and S4N) connected to the AC output terminal U are obtained by comparing the U-phase output voltage command CU and the carrier signal CR. Although not shown, the control signals of the bidirectional switches S2 and S5 connected to the AC output terminal V are obtained by comparing the V-phase output voltage command and the carrier signal, and are connected to the AC output terminal W. The control signals for the bidirectional switches S3 and S6 are obtained by comparing the W-phase output voltage command with the carrier signal.
[0069]
In this embodiment, the input side switching elements SR, RS, ST, TS, RT, and TR are turned on to accumulate energy in the reactors LR, LS, and LT, and the load side bidirectional switches S1 to S6. By turning on, the stored energy of reactors LR, LS, and LT is distributed to the load side.
For example, when the switching element RS is turned on, a current flows through the path of the input terminal R → reactor LR → an antiparallel diode of the switching element SR → switching element RS → reactor LS → input terminal S, and energy is accumulated in the reactors LR and LS. The Further, when the switching element S1P (P side of the bidirectional switch S1) and S5N (N side of the bidirectional switch S5) are on, the switching element RS is turned off and the switching element TS is turned on, whereby the input terminal R → Reactor LR → Bidirectional switch S1 → Output terminal U → Load → Output terminal V → Bidirectional switch S5 → Switching element TS → Anti-parallel diode of switching element ST → Reactor LS → Input terminal S A current flows through the path. Here, in order to circulate the currents of reactors LR and LS to the load side, control is performed such that switching element TS is turned on when switching element RS is turned off. Also. The switching elements SR and ST perform similar control.
[0070]
As a result, the load voltage between the output terminals U and V becomes the input line voltage V_RSAnd the voltage across reactors LR and LS, and a voltage higher than the input voltage can be output. Further, if the on / off ratio of each switching element is changed, the output voltage can be controlled over a wide range from a voltage lower than the input voltage to a higher voltage.
[0071]
FIG. 21 shows an embodiment of the invention described in claim 14. In the figure, 10I and 20I are AC switch sections, PD1, PD2, ND1 and ND2 are diodes, CP and CN are snubber capacitors, U1, U2, V1, V2, W1, W2, X1, X2, Y1, Y2, Z1, and so on. Z2 is a switching element. Here, the switching elements U1, X1, V1, Y1, W1, and Z1 correspond to the switching elements S1P, S1N, S2P, S2N, S3P, and S3N of the bidirectional switches S1 to S3 in FIG. V2, Y2, W2, and Z2 correspond to the switching elements S4P, S4N, S5P, S5N, S6P, and S6N of the bidirectional switches S4 to S6. The control method and circuit operation of this embodiment are the same as those in FIG.
[0072]
With such a configuration, a DC snubber circuit having a simple configuration including snubber capacitors CP and CN can be used as the snubber circuit in the AC switch units 10I and 20I. In the embodiment shown in FIG. 19, since the bidirectional switches S1 to S6 are used, it is necessary to use an AC snubber circuit capable of absorbing a spike voltage from both directions for the snubber circuit not shown. This AC snubber circuit has a complicated configuration as shown in FIG. 27 and requires a regenerative circuit for regenerating stored energy. Further, when the regenerative circuit is not used, the energy stored by the snubber circuit must be consumed by the resistor, which is inefficient.
[0073]
On the other hand, according to the present embodiment, since the voltage of the snubber circuit is always clamped with the voltage of the same polarity, a DC snubber circuit having a simple configuration using the capacitors CP and CN can be used.
Furthermore, it is possible to regenerate the energy stored in the snubber capacitors CP and CN to the load side without using a unique regenerative circuit. For example, when the switching elements U1 and Y1 are turned on, current flows through the path of the snubber capacitor CP → the switching element U1 → the output terminal U → the load → the output terminal V → the switching element Y1 → the snubber capacitor CP, and the snubber capacitor CP is accumulated. Energy can be regenerated to the load.
[0074]
Next, FIG. 22 shows an embodiment of the invention described in claim 15. In the figure, 10J and 20J are AC switch units, and the diodes PD1, PD2, ND1, and ND2 in FIG. 21 are replaced with switching elements PS1, PS2, NS1, NS2, and their antiparallel diodes.
Here, for example, when the switching elements U1 and Y2 are turned on when the switching element RS is turned on and energy is accumulated in the reactors LR and LS, the input line voltage V_RSAnd the voltages of the reactors LR and LS are input terminal R → reactor LR → anti-parallel diode of switching element PS1 → switching element U1 → output terminal U → load → output terminal V → switching element Y2 → anti-parallel diode of switching element NS2 → switching It is distributed to the load by the current flowing through the path of the element TS → the antiparallel diode of the switching element ST → the reactor LS → the input terminal S.
[0075]
However, when the power factor of the load is low or when the load generates regenerative energy like a motor or the like, a current having a phase opposite to that of the load voltage flows. In order to secure this current path, by turning on the switching elements PS1 and NS2 as shown in FIG. 22 instead of the diode as shown in FIG. 21, the current can flow through the path opposite to the voltage.
As a result, application to a load having a low power factor is possible, and regenerative operation of motor energy is also possible.
[0076]
Next, FIG. 23 shows an embodiment of the invention described in claim 16. In the figure, 10K, 20K, and 30K are AC switch units, 12, 22, and 32 are series switch units, C1, C2, and C3 are snubber capacitors that also serve as input filter capacitors, and 13, 23, and 33 are three-phase bridge inverter circuits. is there.
The control method at the time of step-down in this embodiment is the same as the control method described in JP-A-10-80147.
[0077]
Hereinafter, the operation during boosting will be described with reference to the timing chart of FIG.
Energy is stored in reactors LR, LS, and LT by switching switching elements RP, RN, SP, SN, TP, and TN, respectively. For example, input line voltage V_RSIs positive and the switching element RN is turned on when the switching elements U1 and Y2 are turned on, so that the input terminal R → reactor LR → connection point PR4 → switching element RN → antiparallel diode of the switching element Y1 → connection point A current flows through a path of PR2 → connection point PS2 → switching element Y2 → antiparallel diode of the switching element SN → connection point PR4 → reactor LS → input terminal S, and energy is accumulated in the reactors LR and LS.
[0078]
Further, when the switching element RN is turned off, the input terminal R → the reactor LR → the connection point PR4 → the antiparallel diode of the switching element RP → the switching element U1 → the connection point PR1 → the output terminal U → the load → the output terminal V → the connection point PS2 → A current flows through a path of switching element Y2 → an antiparallel diode of switching element SN → connection point PR4 → reactor LS → input terminal S, and a voltage is supplied to the load.
Therefore, the output voltage is the sum of the input line voltage and the voltage across the reactors LR and LS, and a voltage higher than the input voltage can be supplied to the load.
By similarly controlling the switching elements RP, SP, SN, TP, and TN, it is possible to store energy in the reactors LR, LS, and LT, and supply the energy to a load to perform a boost operation.
[0079]
Here, a difference current between the current flowing through reactors LR, LS, and LT and the current supplied to the load flows through capacitors C1, C2 and C3. That is, the capacitors C1, C2, and C3 function as both an input filter capacitor and a snubber capacitor.
[0080]
The energy stored in these capacitors C1, C2, C3 can be regenerated to the load side or the input power source side by simultaneously turning on the switching elements of the upper and lower arms of the inverter circuits 13, 23, 33.
For example, when the switching elements U1 and Y1 are turned on at the same time, a current flows through the path of the capacitor C1, the switching element U1, the connection point PR1, the output terminal U, the load, the output terminal V, the connection point PR2, the switching element Y1, and the capacitor C1. The energy of the capacitor C1 can be regenerated to the load side. Further, by simultaneously turning on the switching elements RP, SN, and X1, the capacitor C1, the switching element RP, the connection point PR4, the reactor LR, the input terminal R, the AC power supply, the input terminal S, the reactor LS, the connection point PS4, and the switching element. A current flows through a path of SN → an antiparallel diode of the switching element X2 → connection point PS1 → connection point PR1 → switching element X1 → capacitor C1, and energy of the capacitor C1 can be regenerated to the input power source side.
The energy stored in the snubber capacitors C2 and C3 can also be regenerated by a similar method.
[0081]
A current having a polarity different from that of the output voltage, such as when a low power factor load or a motor load is applied by simultaneously turning on the switching elements of the upper and lower arms of different series switch units 12, 22, 32 connected to the input side. It can be refluxed in a path that passes through the side.
For example, the current flowing from the V phase to the U phase simultaneously turns on the switching elements RP and SN, so that the output terminal V → the load → the output terminal U → the connection point PR1 → the antiparallel diode of the switching element U1 → the switching element RP → the connection. Current flows in the path of point PR4 → reactor LR → input terminal R → AC power supply → input terminal S → reactor LS → connection point PS4 → switching element SN → reverse parallel diode of switching element Y2 → connection point PS2 → output terminal V It recirculates along the path that passes through the input side.
Here, the difference between the instantaneous current flowing in the reactors LR and LS and the current flowing between the output terminals V and U on the load side flows in the capacitors C1, C2 and C3, and part of the energy of the load is temporarily stored in these capacitors C1. , C2 and C3, the stored energy can be regenerated on the input power source side or the load side as described above.
[0082]
Next, an embodiment of the invention described in claim 17 will be explained. In the direct frequency conversion circuit that does not have a large-capacity energy storage element such as a DC smoothing capacitor as in the above-described embodiments, the input AC current is easily affected by the output waveform, and the input current waveform is an integral multiple of the output frequency. The waveform contains many harmonic components.
Therefore, in this embodiment, in the step-up / step-down direct type frequency converter circuit, the control of the direct type frequency converter circuit that corrects the input current waveform into a sine wave by reducing the harmonic content of the input current during the boost operation. A method is provided.
[0083]
The configuration of the direct frequency conversion circuit to which this embodiment is applied is the same as that shown in FIG.
The control method at the time of step-down in this embodiment is basically the same as the control method of the three-phase bridge inverter circuits 13, 23, 33 described in, for example, the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-80147.
[0084]
For example, the switching elements U1, V1, W1, X2, Y2, and Z2 are selectively turned on during a period in which the R-phase input voltage is positive. When U1 and Y2 are ON, a positive voltage is output between the output terminals U and V. When U1 and Z2 are ON, a positive voltage is output between the output terminals U and W. When V1 and X2 are ON, the output terminals U and V A positive voltage between the output terminals V and W when V1 and Z2 are on, a positive voltage between the output terminals U and W when W1 and X2 are on, and W1 and Y2 are on In this case, a positive voltage is generated between the output terminals V and W. At this time, a three-phase AC voltage having an arbitrary frequency can be generated between the output terminals U, V, and W by distributing positive and negative voltages to the output terminals in accordance with the output frequency.
If the switching elements U2, V2, W2, X1, Y1, and Z1 are selectively turned on in the negative period of the R-phase input voltage, a three-phase alternating current having an arbitrary frequency is provided between the output terminals U, V, and W. A voltage can be generated.
[0085]
Note that, during boosting, the general boosting operation when the control for reducing the harmonic content of the input current described below is not performed is the same as that described in the embodiment of FIG. Detailed description is omitted to avoid it.
[0086]
Hereinafter, a control method for reducing harmonics containing input current during the boosting operation in this embodiment will be described.
As shown in FIG. 25, for example, the R-phase input current I_RBecomes a waveform including harmonics under the influence of the output waveform. Therefore, this input current I_R, And its fundamental wave component I_RWhen ′ is removed, the harmonic component I in FIG._RDIs obtained.
Furthermore, the R phase voltage V_RIn the positive interval, the boost command value V of the output voltage of the direct frequency converter circuit_BI_RDR phase voltage V_RIn the negative section, V_BI_RDAs is, the input current correction control waveform I_EGet. That is, R phase voltage V_RI in the positive interval_EIs the R-phase voltage V_RI in the negative interval_EIs represented by Equation 2.
[0087]
[Expression 1]
I_E= V_B-I_RD
[0088]
[Expression 2]
I_E= V_B+ I_RD
[0089]
Here, as shown in FIG. 25, the input current correction control waveform I_EAnd a pulse for PWM (pulse width modulation) control obtained by comparing the magnitudes of the waveform and the carrier waveform CR with the R-phase voltage V_RIs the ON signal of the switching element RN of the series switch unit 12 in FIG._RIs the ON signal of the switching element RP when is negative.
By determining the ON signals of the switching elements RN and RP of the series switch unit 12 as described above, as can be seen from the ON signals of the switching elements RN and RP of FIG. 25, the R-phase input current I_RIs the fundamental wave component I_RThe pulse width decreases as the value increases to the positive or negative side of ', and the input current I_RIs the fundamental wave component I_RThe pulse width can be controlled so as to increase when it becomes smaller to the positive or negative side than '.
[0090]
For example, when the switching element RN is turned on while the switching element Y2 in FIG. 23 is turned on, the R-phase input current I_RIs input terminal R → reactor LR → connection point PR4 → switching element RN → reverse parallel diode of switching element Y1 → connection point PR2 → connection point PS2 → switching element Y2 → reverse parallel diode of switching element SN → connection point PS4 → reactor It flows through the path of LS → input terminal S → AC power supply → input terminal R.
When the switching element RP is turned on while the switching element V2 is on, the R-phase input current I_RIs input terminal S → reactor LS → connection point PS4 → antiparallel diode of switching element SP → switching element V2 → connection point PS2 → connection point PR2 → antiparallel diode of switching element V1 → switching element RP → connection point PR4 → reactor It flows in the path of LR → input terminal R → AC power supply → input terminal S.
[0091]
Therefore, the R-phase input current I_RIs controlled by the pulse width of the ON signal of the switching elements RN and RP. That is, the input current I_RIs the fundamental wave component I_RLarger than ', the pulse width of the ON signal of the switching elements RN and RP is reduced, and the input current I_RWorks to decrease. Conversely, the input current I_RIs the fundamental wave component I_RIf it becomes smaller than ′, the pulse width of the ON signal of the switching elements RN and RP increases, and the input current I_RWorks to increase.
By such control, the input current I_RIncrease or decrease in the input current I_RThe harmonic component contained in can be reduced and the waveform can be corrected into a sine wave.
Here, R-phase input current I_RHowever, if the same control is performed for the S-phase and T-phase input currents, the harmonic content of the input current of each phase can be reduced.
[0092]
Next, an embodiment of the invention described in claim 18 will be described. This embodiment relates to a method for reducing input current-containing harmonics during step-down operation. This embodiment will also be described for the direct frequency converter circuit shown in FIG.
The general operation when the control for reducing the harmonic content of the input current described below is not performed at the time of step-down of the present embodiment is, for example, the three-phase described in JP-A-10-80147, for example. This is basically the same as the control method of the bridge inverter circuits 13, 23, 33.
Further, at the time of boosting, the same control method as in the embodiment of FIG. 23 may be used, or control for reducing the harmonic content of the input current as in the above-described embodiment of FIG. 25 may be performed.
[0093]
FIG. 26 shows a control method for reducing input current-containing harmonics during the step-down operation according to this embodiment.
As before, the harmonic component I_RDR-phase input current I including_RTo fundamental wave component I_RWhen ′ is removed, the harmonic component I shown in FIG._RDIs obtained. Where the input current I_RA DC bias voltage of an appropriate magnitude that can correct harmonic components of V_AR phase voltage V_RIn the positive interval, this DC bias voltage V_AI_RDR phase voltage V_RIn the negative section, V_AI_RDAs is, the input current correction control waveform I_EGet. That is, R phase voltage V_RI in the positive interval_EIs expressed as I 3 in the interval where the R-phase voltage is negative._EIs expressed by Equation 4.
[0094]
[Equation 3]
I_E= V_A-I_RD
[0095]
[Expression 4]
I_E= V_A+ I_RD
[0096]
Further, as in FIG. 25, the carrier waveform CR and the input current correction control waveform I_EAnd a pulse of an ON signal for PWM control for the switching elements RN and RP of the series switch unit 12 of FIG. 23 is created.
Suppose V_AIs zero (that is, R-phase voltage V_RI in the positive interval_RDIs compared with the carrier waveform CR, and the R phase voltage V_RI in the negative interval_RD), The on signal of the switching elements RN and RP is the input current I_RIs the fundamental wave component I_RWhen the value is smaller than ', the pulse width can be increased, but the input current I_RIs the fundamental wave component I_RWhen it becomes larger than ', the pulse width cannot be reduced.
[0097]
Therefore, a DC bias voltage V of an appropriate magnitude that can perform correction control of the input current._AI_RDIn addition to the input current I as shown in FIG._RThe pulse width of the ON signal of the switching elements RN and RP can be changed regardless of the magnitude of the input current I._RIncrease or decrease in the input current I as a result_RCan be corrected into a sine wave.
In addition, with respect to the S-phase and T-phase input currents, the contained harmonics can be reduced by the same control.
[0098]
【The invention's effect】
As described above, according to the direct frequency conversion circuit of the present invention, the step-up / step-down operation can be performed in the direct frequency conversion circuit that does not use the DC smoothing circuit, not only at a voltage lower than the input voltage but also at an arbitrary frequency. A voltage higher than the input voltage can be output.
In addition, when power is supplied to a low power factor load, it can be continuously energized even with a current of the opposite polarity to the load voltage.When power is supplied to a load that generates energy like a motor load, the load energy is reduced. It is also possible to regenerate to the AC input side.
Furthermore, according to the control method of the direct frequency converter circuit of the present invention, the harmonics of the input current can be reduced to a sinusoidal shape, which is effective in preventing harmonic disturbance in the power system.
[Brief description of the drawings]
1 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 1;
FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 2;
FIG. 3 is a timing chart showing the operation of the embodiment of FIGS. 1 and 2;
4 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 3; FIG.
FIG. 5 is a timing chart showing the operation of the embodiment of FIG. 4;
6 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 4; FIG.
7 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 5. FIG.
8 is a timing chart showing the operation of the embodiment of FIG.
FIG. 9 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 6;
FIG. 10 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 7;
11 is a timing chart showing the operation of the embodiment of FIG.
12 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 8. FIG.
13 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 9. FIG.
14 is a timing chart showing the operation of the embodiment of FIGS. 12 and 13. FIG.
FIG. 15 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 10;
16 is a timing chart showing the operation of the embodiment of FIG.
FIG. 17 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 11;
18 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 12. FIG.
19 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 13. FIG.
20 is a timing chart showing the operation of the embodiment of FIG.
FIG. 21 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 14;
22 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 15. FIG.
23 is a circuit diagram showing an embodiment of the invention of claim 16. FIG.
24 is a timing chart showing the operation of the embodiment of FIG.
FIG. 25 is a timing chart showing the operation of the embodiment of the invention of claim 17;
FIG. 26 is a timing chart showing the operation of the embodiment of the eighteenth aspect of the present invention.
FIG. 27 is a circuit diagram showing a conventional technique.
[Explanation of symbols]
R, S, T: AC input terminals
U, V, W: AC output terminal
D, DR1, DR2, DR3, DR4, DS1, DS2, DS3, DS4, DT1, DT2, DT3, DT4, PD1, PD2, ND1, ND2: Diodes RP, RN, SP, SN, TP, TN, U1, U2 , U3, V1, V2, V3, W1, W2, W3, X1, X2, X3, Y1, Y2, Y3, Z1, Z2, Z3, SR1, SR2, SS1, SS2, ST1, ST2, SR, RS, ST , TS, RT, TR, PS1, PS2, NS1, NS2: switching elements
LR, LS, LT: Reactor
PR1, PR2, PR3, PR4, PS1, PS2, PS3, PS4, PT1, PT2, PT3, PT4: connection point
BS1, BS2, BS3, BS10, BS20, BS30, S1, S2, S3, S4, S5, S6, S7, S8, S9: Bidirectional switch
C1, C2, C3: Snubber capacitors
10, 10A, 10B, 10C, 10D, 10E, 10F, 10G, 10H, 10I, 10J, 10K, 20, 20A, 20B, 20C, 20D, 20E, 20F, 20G, 20H, 20I, 20J, 20K, 30, 30A, 30B, 30C, 30D, 30E, 30F, 30G, 30H, 30K: AC switch section
11, 21, 31: Snubber circuit
12, 22, 32: Series switch section
13, 23, 33: Three-phase bridge inverter circuit

Claims

In a direct frequency conversion circuit that converts an N-phase AC input voltage into an M-phase AC output voltage of an arbitrary frequency (N and M are integers of 2 or more),
A diode series circuit composed of two diodes of the same polarity is connected in parallel to the inverter circuit so that the cathode side is the positive terminal side of the M-phase bridge inverter circuit composed of 2M switching elements, and the diode is reversed. A series switch unit formed by connecting two switching elements connected in series in series is connected in parallel to the inverter circuit so that the cathode side of the diode is on the positive terminal side of the inverter circuit, and an AC switch unit for one phase is provided. Construct and provide N AC switch units, and connect the connection points of two switching elements in the series switch unit of each AC switch unit together,
Each connection point between the diodes of the diode series circuit is connected to an N-phase AC input terminal via a reactor, and among the AC output terminals of the inverter circuit of each phase, those belonging to the same phase are collectively M Connect to the AC output terminal of each phase,
A direct frequency conversion circuit characterized in that the energy accumulated in the reactor by the switching operation of the series switch unit is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the inverter circuit to perform a boosting operation.

The direct frequency converter circuit according to claim 1, wherein
Said diode switching elements connected in inverse parallel to each diode constituting the series circuit, the operation of the switching elements, a direct frequency for causing regenerated energy from the AC output terminal side to the AC input terminal side Conversion circuit.

In a direct frequency conversion circuit that converts an N-phase AC input voltage into an M-phase AC output voltage of an arbitrary frequency (N and M are integers of 2 or more),
Two diode series circuits composed of two diodes of the same polarity are connected in parallel, and the inverter is arranged such that the cathode side of these diode series circuits is the positive terminal side of the M-phase bridge inverter circuit composed of 2M switching elements. connected in parallel to the circuit, and the diode constitute a positive electrode side or the reverse parallel connection to AC switch section of one phase of all the diodes in the switching element on the negative electrode side of the series circuit, provided N pieces of the AC switch section ,
Each connection point between the diodes of one of the two diode series circuits of each AC switch unit is connected to an N-phase AC input terminal via a reactor, and the diodes of each diode series circuit are connected to each other. Connect the connection point to the connection point between the diodes of the diode series circuit of different phases,
Among the AC output terminals of the inverter circuit of each phase, those belonging to the same phase are connected together to the M phase AC output terminal,
The energy accumulated in the reactor by the operation of the switching element connected in reverse parallel to the diode of the diode series circuit is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the inverter circuit to perform the boosting operation. Features a direct frequency converter.

The direct frequency converter circuit according to claim 3,
A switching element is connected in reverse parallel to the diode whose anode is connected to the reactor of the phase among the diodes constituting the diode series circuit of each phase,
The operation of the diode series circuit of anti-parallel connected switching elements to the diode, while maintaining the continuity of the load current at the time of connection of the low power factor load, regenerated energy from the AC output terminal side to the AC input terminal side A direct frequency conversion circuit characterized in that

In a direct frequency conversion circuit that converts an N-phase AC input voltage into an M-phase AC output voltage of an arbitrary frequency (N and M are integers of 2 or more),
Two diode series circuits composed of two diodes of the same polarity are connected in parallel, and the inverter is arranged such that the cathode side of these diode series circuits is the positive terminal side of the M-phase bridge inverter circuit composed of 2M switching elements. parallel connected to the circuit, and, in one diode in one of the diode series circuit of the two diodes series circuit connected in inverse parallel to the switching element constitute an AC switch portion of the one phase, the AC switch N parts are provided,
Each connection point between the diodes of one of the two diode series circuits of each AC switch unit is connected to the AC input terminal of the corresponding phase, and the connection point between the diodes of the other diode series circuit is connected to each other. Connect to the AC input terminal of the relevant phase via the reactor,
Among the AC output terminals of the inverter circuit of each phase, those belonging to the same phase are connected together to the M phase AC output terminal,
The energy accumulated in the reactor by the operation of the switching element connected in reverse parallel to the diode of the diode series circuit is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the inverter circuit to perform the boosting operation. Features a direct frequency converter.

The direct frequency converter circuit according to claim 5, wherein
Of the diodes constituting the respective phases of the diode series circuits, the diodes connecting point between the two diodes connected in series are connected directly to the AC input terminal of the phase, connected in inverse parallel to the switching element,
The operation of the switching elements connected in antiparallel diode of the diode series circuits, while maintaining the continuity of the load current at the time of connection of the low power factor load, the AC input terminal side of energy from the AC output terminal A direct-type frequency conversion circuit characterized by regenerating.

In a direct frequency conversion circuit that converts an N-phase AC input voltage into an M-phase AC output voltage of an arbitrary frequency (N and M are integers of 2 or more),
A diode series circuit composed of two diodes of the same polarity is connected in parallel to the inverter circuit so that the cathode side is the positive terminal side of the M-phase bridge inverter circuit composed of 2M switching elements, and AC for one phase. A switch part is configured, N AC switch parts are provided,
Each connection point between the diodes of the diode series circuit is connected to an N-phase AC input terminal via a reactor, and among the AC output terminals of the bridge inverter circuit of each phase, those belonging to the same phase are collectively Each of the M series AC output terminals is connected to each other, and each connection point between the diodes of the diode series circuit is connected to each other via a bidirectional switch.
Wherein the energy stored in the reactor by the switching operation of the bidirectional switch, the inverter circuit direct frequency conversion circuit, wherein the boosting operation is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the.

The direct frequency converter circuit according to claim 7, wherein
The diode antiparallel connected switching elements to the diode of the series circuit, the AC by the operation of the switching elements, while maintaining the continuity of the load current at the time of connection of the low power factor load, the energy from the AC output terminal A direct frequency converter circuit that regenerates to the input terminal side.

In a direct frequency conversion circuit that converts an N-phase AC input voltage into an M-phase AC output voltage of an arbitrary frequency (N and M are integers of 2 or more),
The AC switch section of M bidirectional switches provided the M, respectively connected to AC input terminals of the N-phase of each end of the bidirectional switch of the AC switch section through the reactor, and the AC switch section The other ends of the bidirectional switch are connected together and connected to the M-phase AC output terminal, respectively, and one end on the AC switch side of the reactor is connected via another bidirectional switch,
The energy accumulated in the reactor by the switching operation of the bidirectional switch on the reactor side is supplied to the load side via the alternating current output terminal by the switching operation of the bidirectional switch on the alternating current output terminal side to perform a boosting operation. Features a direct frequency converter.

The direct frequency converter circuit according to claim 7, wherein
The bidirectional switch is configured by connecting in parallel two series circuits of two switching elements having diodes connected in antiparallel, and by connecting a snubber capacitor in parallel to the circuit. A direct frequency conversion circuit characterized in that a connection point between the switching elements is connected to one end of a reactor of each phase.

The direct frequency converter circuit according to claim 8, wherein
The bidirectional switch is configured by connecting in parallel two series circuits of two switching elements having diodes connected in antiparallel, and by connecting a snubber capacitor in parallel to the circuit. A direct frequency conversion circuit characterized in that a connection point between the switching elements is connected to one end of a reactor of each phase.

The direct frequency converter circuit according to claim 9, wherein
A bidirectional switch on the reactor side of each phase is formed by connecting two series circuits of two switching elements connected in reverse parallel to each other in parallel and connecting a snubber capacitor in parallel to this circuit. A direct frequency conversion circuit characterized in that a connection point between switching elements in a series circuit of switching elements is connected to one end of a reactor of each phase.

In a direct-type frequency conversion circuit that converts a three-phase AC input voltage into an M-phase AC output voltage of an arbitrary frequency (M is an integer of 2 or more),
Both ends of a series circuit of two switching elements each having a diode connected in reverse parallel are connected to a three-phase AC input terminal through a reactor, respectively, and either end of the series circuit is used as a single-phase output terminal. With
It provided two AC switch portion of M bidirectional switches, each connected to the single-phase output terminals collectively each end of the bidirectional switch of the AC switch section, and both the AC switch section Connect the other end of each direction switch to the M-phase AC output terminal,
The energy accumulated in the reactor by the switching operation of the switching elements of the reactor side, the direct frequency, characterized in that for step-up operation by supplying the switching operation of the bidirectional switch on the load side via the AC output terminals Conversion circuit.

In a direct-type frequency conversion circuit that converts a three-phase AC input voltage into an M-phase AC output voltage of an arbitrary frequency (M is an integer of 2 or more),
Both ends of a series circuit of two switching elements, each of which is connected in reverse parallel to each other, are connected to an AC input terminal of each phase via a reactor, and either end of the series circuit is used as a single-phase output terminal. With
A diode series circuit composed of two diodes of the same polarity is connected in parallel to the inverter circuit so that the cathode side is the positive terminal side of the M-phase bridge inverter circuit composed of 2M switching elements, and the diode series Connect a snubber capacitor to the circuit in parallel to form an AC switch for one phase.
Wherein the AC switch section 2 provided respectively connected to the connection point of the diodes between the diode series circuits of the AC switch section to the single-phase output terminal, of the AC output terminal of each phase of the inverter circuit, the same phase Are all connected to the M-phase AC output terminal together,
The energy stored in the reactor by the switching operation of the reactor-side switching element is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the inverter circuit to be boosted, and is stored in the snubber capacitor. A direct frequency conversion circuit, wherein the energy is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the inverter circuit.

15. The direct frequency converter circuit according to claim 14,
It said diode switching elements connected in inverse parallel to each diode constituting a series circuit, a direct frequency conversion circuit, characterized in that to regenerate the electric power generated in the load to the AC input terminal by the switching operation of the switching elements.

In a direct frequency conversion circuit that converts an N-phase AC input voltage into an M-phase AC output voltage of an arbitrary frequency (N and M are integers of 2 or more),
The inverter circuit is configured such that a series switch portion formed by connecting two switching elements having diodes connected in reverse parallel is connected in series so that the cathode side of the diode is on the positive terminal side of the M-phase bridge inverter circuit including 2M switching elements. Are connected in parallel, and a snubber capacitor is connected in parallel to the series switch unit to form an AC switch unit for one phase, and N AC switch units are provided,
Each connection point between the diodes of the series switch unit is connected to an N-phase AC input terminal via a reactor, and among the AC output terminals of the bridge inverter circuit of each phase, those belonging to the same phase are collectively Connect to the M phase AC output terminals respectively.
A direct frequency conversion circuit characterized in that the energy accumulated in the reactor by the switching operation of the series switch unit is supplied to the load side via the AC output terminal by the switching operation of the inverter circuit to perform a boosting operation.

The direct frequency converter circuit according to claim 16, wherein
The harmonic component contained in the input AC current during boost operation is added to or subtracted from the boost command value of the output voltage according to the positive or negative of the input phase voltage to generate an input current correction control waveform, and this input current correction control waveform is generated as a carrier waveform. A control method for a direct frequency conversion circuit, wherein an ON signal for the switching element of the series switch unit is obtained as compared with the above.

The direct frequency converter circuit according to claim 16 or 17,
A harmonic component included in the input AC current during the step-down operation by the switching operation of the inverter circuit is added to or subtracted from a predetermined DC bias voltage according to the sign of the input phase voltage to generate an input current correction control waveform. A control method for a direct frequency conversion circuit, wherein an on signal for a switching element of the series switch unit is obtained by comparing a correction control waveform with a carrier waveform.