JP3666465B2

JP3666465B2 - Proximity switch

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Publication number: JP3666465B2
Application number: JP2002070795A
Authority: JP
Inventors: 猪一平尾
Original assignee: Omron Corp
Current assignee: Omron Corp
Priority date: 2002-03-14
Filing date: 2002-03-14
Publication date: 2005-06-29
Anticipated expiration: 2022-03-14
Also published as: JP2003273719A

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は、被検出物を非接触で検出する近接スイッチに関する。この発明は特に、被検出物との距離に応じた出力が得られる近接スイッチであって、センサヘッド部とアンプ部とが分離されたアンプ分離型の近接スイッチに関する。
【０００２】
【従来の技術】
典型的な近接スイッチは、検出コイルとコンデンサとから成る共振回路と、この共振回路に接続されて所定の周波数で発振する発振回路とを有している。前記検出コイルに被検出物が近づくと、検出コイルの損失が増加して発振状態が変わり、それに伴い発振の振幅が変化する。
【０００３】
図１２は、被検出物との距離と発振の振幅との関係を示したものである。同図のＡは、被検出物との距離が所定の距離になったときに発振の振幅が急激に変化する「硬発振」と呼ばれる発振動作を表している。被検出物の有無だけを検知する目的の近接スイッチは、この「硬発振」を利用したもので、発振の振幅を基準値と比較して被検出物の有無を判別する。
【０００４】
同図のＢは、被検出物との距離に比例して発振の振幅が緩やかに変化する「軟発振」と呼ばれる発振動作を表している。被検出物との距離を検出する目的の近接スイッチは、この「軟発振」を利用したもので、共振回路の共振インピーダンスに比例して変化する発振の振幅から被検出物との距離を検出する。
距離検出型の近接スイッチは、発振回路として、回路構成が簡単でありかつ周波数特性の良いコルピッツ発振回路等が用いられており、図１３にその具体例が示してある。
【０００５】
図１３に示した近接スイッチは、検出コイルＬを含むセンサヘッド部５１と発振回路５０を含むアンプ部５２とが分離したアンプ分離型の近接スイッチである。センサヘッド部５１とアンプ部５２とはケーブル５３により接続されている。
この近接スイッチでは、ケーブル５３の影響（損失や安定性など）を低減するために、センサヘッド部５１に共振回路５４を構成する２個のコンデンサＣ₁，Ｃ₂が配置される。この共振回路５４では、ａ点が共振電圧の取出点、ｃ点が共振電流の帰還点である。
【０００６】
図示の発振回路５０において、共振回路５４のコンデンサＣ₂は電圧がＶ_CCの直流電源より２個の抵抗Ｒ₁，Ｒ₀を通して流れる充電電流によって一定のバイアス電圧にチャージされる。このバイアス状態では共振電圧の取出点（ａ点）はトランジスタＴＲ１のエミッタ側（ｂ点）と同じ電位である。共振回路５４にノイズが発生すると、ａ点のノイズ電圧を抵抗Ｒ₀の値で割った大きさの電流がトランジスタＴＲ１に印加される。その電流はトランジスタＴＲ１を通って共振電流の帰還点（ｃ点）に帰還される。
【０００７】
この発振回路５０は、トランジスタＴＲ１のエミッタに共振電流を印加するための抵抗Ｒ₀とトランジスタＴＲ１のエミッタに接続される抵抗Ｒ₁との値を調整することにより「軟発振」の発振動作を実現させ、被検出物とセンサヘッド部５１との距離に比例してアナログ的に変化する共振電圧を得る。なお、この発振回路５０は、上記したトランジスタＴＲ１や抵抗Ｒ₀，Ｒ₁の他に、第２のトランジスタＴＲ２と、この第２のトランジスタＴＲ２のコレクタとベースの接続点とトランジスタＴＲ１のベース間に接続される抵抗Ｒ₃と、トランジスタＴＲ１のベースとＧＮＤとの間に接続される抵抗Ｒ₂およびコンデンサＣ₃とを含むものである。また、同図において、ｒ_Dは被検出物が近づいたり離れたりすることにより変化する検出コイルＬの損失抵抗である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上記構成の近接スイッチでは、共振回路５４に直列に接続された少なくとも２個のコンデンサＣ₁，Ｃ₂を必要とし、複数の直列合成容量が共振コンデンサとなるため、Ｃ₁，Ｃ₂それぞれに容量の大きいコンデンサが必要になるので、センサヘッド部２が大型化する。また、共振電圧の取出点ａと共振電流の帰還点ｃとが異なるため、共振回路５４と発振回路５０との接続にグランドラインを含めて３本の接続線５５，５６，５７が必要となり、同軸ケーブルが使用できない。
【０００９】
ところで、共振回路を検出コイルと１個のコンデンサとで構成し、共振回路と発振回路とを２本の接続線で接続することができる発振回路として、図１４に示す負性コンダクタンス発振回路６０がある。
この発振回路６０は、インピーダンス変換回路として接続される増幅器６６と、「軟発振」の発振動作を得るために第１のトランジスタＴＲ１と、第１のトランジスタＴＲ１のエミッタに抵抗Ｒｓと直列に接続される定電流回路６７と、第２のトランジスタＴＲ２と第３のトランジスタＴＲ３を有し、第２のトランジスタＴＲ２のコレクタ電流と同じ電流を第３のトランジスタＴＲ３のコレクタに発生させるための電流ミラー回路６８とを含むもので、第３のトランジスタＴＲ３のコレクタ電流を共振回路６４の共振電圧の取出点に帰還させている。
【００１０】
この発振回路６０によれば、共振回路６４は１個のコンデンサＣで済み、しかも、共振電流の帰還点が共振電圧の取出点と一致するので、共振回路６４と発振回路６０とは２本の接続線６５，６６により接続でき、同軸ケーブルの使用が可能となる。なお、図中、６１は検出コイルＬおよびコンデンサＣを含むセンサヘッド部、６２は発振回路６０を含むアンプ部である。そして、センサヘッド部６１とアンプ部６２とは同軸ケーブル６３により接続されている。
【００１１】
ところが、この発振回路６０は、定電流回路６７によって所定の電流値Ｉ₀以上の電流を流さないようになっているので、共振回路６４に帰還される電流Ｉは、図示のように、電流値Ｉ₀によってクリップされた矩形状となる。その結果、電流Ｉの急峻な立ち上がり時にスパイクやオーバーシュートが発生し易く、動作が不安定となり、これが発振回路６０の温度特性を悪くする要因となっている。
【００１２】
この発明は、回路構成が簡単でありかつ周波数特性に優れたコルピッツ発振回路と同等の動作を行い、従って、コルピッツ発振回路が有する長所をもち、しかも、共振回路と発振回路とを２本の接続線で接続し得る近接スイッチを提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明による近接スイッチは、検出コイルとコンデンサとで構成された共振回路と、被検出物との距離に応じた振幅で発振動作する発振回路とがケーブルで接続されて成る。前記発振回路は、ベース接地されたトランジスタと、前記共振回路の共振電圧を取り出してインピーダンス変換するインピーダンス変換回路と、前記インピーダンス変換により得られた電圧を前記トランジスタのエミッタに印加するために前記インピーダンス変換回路に直列に接続されたコンデンサおよび第１の抵抗と、前記トランジスタのエミッタに直流電源より電流を流すための第２の抵抗とを含み、前記トランジスタのコレクタ電流を前記共振回路に帰還させるものである。
【００１４】
この発明の近接スイッチにおいて、発振回路のコンデンサは第１、第２の抵抗を流れる直流電源からの充電電流によりチャージされて所定の電圧にバイアスされる。共振回路にノイズが発生すると、インピーダンス変換回路を通して得られたノイズ電圧が第１の抵抗とコンデンサとを介してトランジスタのエミッタに印加され、このトランジスタのコレクタ電流が共振回路に帰還されて発振動作をする。
【００１５】
この発明による第２の近接スイッチは、検出コイルとコンデンサとで構成された共振回路と、被検出物との距離に応じた振幅で発振動作する発振回路とがケーブルで接続されて成る。前記発振回路は、コレクタ接地された第１のトランジスタと、前記共振回路の共振電圧を取り出してインピーダンス変換するインピーダンス変換回路と、前記インピーダンス変換により得られた電圧を前記トランジスタのベースに印加するために前記インピーダンス変換回路に直列に接続された第１のコンデンサおよび第１の抵抗と、前記トランジスタのから負の直流電源へ電流を流すための第２の抵抗とを含み、前記トランジスタのエミッタ電流を第２のコンデンサと第３の抵抗とを介して前記共振回路に帰還させるものである。
【００１６】
この発明の第２の近接スイッチにおいて、発振回路の第１、第２の各コンデンサはそれぞれ第１、第２の各抵抗を流れる充電電流によりチャージされてそれぞれ所定の電圧にバイアスされる。共振回路にノイズが発生すると、インピーダンス変換回路を通して得られるノイズ電圧が第１のコンデンサおよび第１の抵抗を介してトランジスタのベースに印加され、このトランジスタのエミッタ電流が第３の抵抗と第２のコンデンサとを介して共振回路に帰還されて発振動作をする。
【００１７】
なお、この発明による近接スイッチの構成において、トランジスタはＰＮＰ、ＮＰＮのいずれのトランジスタであってもよい。
また、変換回路はボルテージ・フォロワをもって構成してもよく、また、トランジスタのエミッタ・フォロワをもって構成してもよい。
【００１８】
この発明によれば、共振回路を検出コイルと１個のコンデンサとで構成するので、センサヘッド部が大型化しない。しかも、共振回路と発振回路とは２本の接続線で接続できるので、同軸ケーブルを使用できる。
また、発振回路は、回路構成が簡単であり、コルピッツ発振回路と同等の動作を行うので、帰還電流は負性コンダクタンス発振回路のような矩形状ではなく、コルピッツ発振回路の場合と同様に発振回路の動作が安定し、高い温度安定性を有する。
【００１９】
この発明の好ましい一実施態様においては、前記発振回路は、直流電源の電圧とゼロ電圧との間に設定された中間電圧をグランドとして動作させるようにしており、これによって正の電源のみで発振回路を動作させることができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明の一実施例である近接スイッチの回路構成を示す。
図示例の近接スイッチは、センサヘッド部１とアンプ部２とが分離したアンプ分離型の近接スイッチである。センサ部１には検出コイルＬと１個のコンデンサＣとで構成された共振回路４が、また、アンプ部２には発振回路５が、それぞれ含まれている。センサヘッド部１とアンプ部２との間は、２本の接続線６，７より成る同軸ケーブル３によって接続されている。なお、接続線７はグランドラインを構成する。
【００２１】
前記共振回路４は検出コイルＬとコンデンサＣとが並列接続されたＬＣ共振回路である。共振電圧の取出点と共振電流の帰還点とは同じライン上のｃ点である。なお、図中、ｒ_Dは検出コイルＬに発生する損失抵抗である。この損失抵抗ｒ_Dは被検出物との距離に応じて変化する。
【００２２】
前記発振回路５は、共振回路４の共振電圧を取り出してインピーダンス変換するインピーダンス変換回路としての増幅器８を有している。増幅器８は増幅率がｋであり、この増幅器８にコンデンサＣａと抵抗Ｒａとが順次直列に接続されている。前記抵抗Ｒａの他端は、ベース接地されたトランジスタＴＲ１のエミッタに接続されている。増幅器８の出力である電圧ｖａは、コンデンサＣａおよび抵抗Ｒａを介してトランジスタＴＲ１のエミッタに印加される。
なお、以下の説明では、増幅器８の出力側の点をａ点、コンデンサＣａと抵抗Ｒａとの接続点をｄ点、トランジスタＴＲ１のエミッタ側の点をｂ点とする。
【００２３】
前記トランジスタＴＲ１のエミッタには電圧がＶ_ccの直流電源よりトランジスタＴＲ１のエミッタへ電流を流すための抵抗Ｒ１が接続されている。このトランジスタＴＲ１はベース接地であり、そのエミッタへ印加された電流とコレクタより出る電流とはほぼ等しくなる。
【００２４】
トランジスタＴＲ１のベースには、このトランジスタＴＲ１と同一特性であってペア特性を示す第２のトランジスタＴＲ２のベースが接続されている。第２のトランジスタＴＲ２は、そのエミッタに直流電源より電圧Ｅ₀（ただし、Ｖ_cc＞Ｅ₀）が与えられている。トランジスタＴＲ１がオン状態のとき、トランジスタＴＲ１のエミッタは第２のトランジスタＴＲ２のエミッタと同じ電圧Ｅ₀となる。なお、第２のトランジスタＴＲ２は、そのベースが自身のコレクタに接続され、そのコレクタに抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１とが接続されている。
【００２５】
前記トランジスタＴＲ１のコレクタは共振電圧の取出点でありかつ共振電流の帰還点であるｃ点に接続され、トランジスタＴＲ１のコレクタ電流ｉ_Cを共振回路４に帰還させて発振させる。
【００２６】
上記した発振回路５の動作を説明すると、バイアス状態では、電圧がＶ_ccの直流電源によって抵抗Ｒ１にバイアス電流Ｉ₀が流れ、その電流Ｉ₀はトランジスタＴＲ１のエミッタに流れ込み、トランジスタＴＲ１はオンしている。一方、トランジスタＴＲ１のエミッタの電圧（ｂ点の電圧）はＥ₀であるから、コンデンサＣａがチャージされ、ｄ点の電圧Ｖ₀は電圧Ｅ₀にバイアスされる。
【００２７】
いま、共振回路４に電圧ｅ_Lのノイズが発生したとすると、ａ点にはＫｅ_Lのノイズ電圧ｖａが生じる。ｄ点は電圧Ｅ₀にバイアスされているので、トランジスタＴＲ１のエミッタにはノイズ電圧ｖａをコンデンサＣａと抵抗ＲａとのインピーダンスＺａで割った値の電流ｉ_aが流れ込む。前記電流ｉ_aとバイアス電流Ｉ₀との関係が｜ｉ_a｜＜Ｉ₀のとき、トランジスタＴＲ１はＡ級動作となり、電流ｉ_aとバイアス電流Ｉ₀との和（ｉ_a＋Ｉ₀）がトランジスタＴＲ１のコレクタ電流ｉ_cとして共振回路４に帰還される。共振回路４の共振インピーダンスをＲｚとすると、共振電圧Ｖ_LはＲｚ・ｋｅ_L／Ｚａであり、ｋ・Ｒｚ／Ｚａ＞１であれば、ノイズが増幅されて発振の振幅が大きくなる。
【００２８】
なお、トランジスタＴＲ１がオン状態のとき、トランジスタＴＲ１のエミッタの電圧（ｂ点の電圧）は第２のトランジスタＴＲ２のエミッタに与えられる直流電源の電圧Ｅ₀と等しくなるが、電圧Ｖ_cc，Ｅ₀の各直流電源は温度特性が安定しているので、共振回路４に帰還される電流は温度特性が一定となり、共振電圧Ｖ_Lも温度特性が安定したものとなる。
【００２９】
発振振幅が大きくなって、前記電流ｉ_aとバイアス電流Ｉ₀との関係が｜ｉ_a｜≧Ｉ₀になると、トランジスタＴＲ１はＡ級動作からＢ級動作、Ｃ級動作の方へ移行し、電流ｉ_aが負の値となるときは（ｉ_a＋Ｉ₀）＜０となり、トランジスタＴＲ１はオフ状態となる。トランジスタＴＲ１がオフ状態になると、トランジスタＴＲ１のエミッタの電圧（ｂ点の電圧）は発振動作開始時の電圧Ｅ₀を維持できなくなって下がるため、ｄ点のバイアス電圧Ｖ₀も、図２に示すように、電圧Ｅ₀より小さな値に低下する。
【００３０】
図２は、ｄ点の電圧（ｖａ＋Ｖ₀）を示すもので、そのピークが電圧Ｅ₀より少し高い値となっている。コレクタ電流ｉ_cは、ｄ点の電圧が電圧Ｅ₀を越えるピーク位置でのみ流れることになり、その結果、振幅が大きくなるに従ってバイアス電圧Ｖ₀は電圧Ｅ₀より小さくなるように動作するので、共振回路４へ帰還されるコレクタ電流ｉ_cはその実効値がほぼ一定となり、発振の振幅は共振回路４の共振インピーダンスＲ_Zに比例した振幅となる。
【００３１】
なお、上記した実施例では、発振回路５の各トランジスタＴＲ１，ＴＲ２はＰＮＰトランジスタであるが、図３に示すように、ＮＰＮトランジスタを用いてもよい。同図の発振回路５では、電圧が−Ｖ_EEの負の直流電源を用いており、トランジスタＴＲ１のエミッタより負の直流電源へ電流を流すための抵抗Ｒ１が設けられている。なお、図３の実施例は、図１の実施例と構成および動作において本質的な差異がないので、対応する構成に図１の実施例と同じ符号を付することで説明を省略する。
【００３２】
図４および図５は、図１および図３の各実施例において、インピーダンス変換回路としての増幅器８をそれぞれボルテージ・フォロワにした実施例である。
また、図６および図７の各実施例は、図４および図５のボルテージ・フォロワをトランジスタＴＲ３のエミッタ・フォロワ（コレクタ接地）にしたもので、トランジスタＴＲ３のエミッタに接続された抵抗Ｒ３より出力が取り出される。
なお、図４〜図７の各実施例は、図１または図３の実施例と構成および動作において本質的な差異がないので、対応する構成に図１または図３の実施例と同じ符号を付することで説明を省略する。
【００３３】
図８は、この発明の他の実施例であるアンプ分離型の近接スイッチの回路構成を示す。図示例の近接スイッチは、センサ部１に検出コイルＬと１個のコンデンサＣとで構成された共振回路４が、アンプ部２に発振回路５が、それぞれ含まれている。センサヘッド部１とアンプ部２との間は、２本の接続線６，７（ただし、接続線７はグランドライン）より成る同軸ケーブル３によって接続されている。
【００３４】
前記共振回路４は検出コイルＬとコンデンサＣとが並列接続されたＬＣ共振回路である。共振電圧の取出点と共振電流の帰還点とは同じライン上のｃ点である。なお、図中、ｒ_Dは検出コイルＬに発生する損失抵抗である。この損失抵抗ｒ_Dは被検出物との距離に応じて変化する。
【００３５】
前記発振回路５は、共振回路４の共振電圧を取り出してインピーダンス変換するインピーダンス変換回路としての増幅器８を有している。増幅器８は増幅率がｋであり、この増幅器８の出力側にコンデンサＣａと抵抗Ｒａとが順次直列に接続されている。前記抵抗Ｒａの他端は、コレクタ接地されたトランジスタＴＲ１のベースに接続されている。前記増幅器８の出力である電圧ｖａは、コンデンサＣａおよび抵抗Ｒａを介してトランジスタＴＲ１のベースに印加される。
なお、以下の説明において、増幅器８の出力側の点をａ点、コンデンサＣａと抵抗Ｒａとの接続点をｄ点、トランジスタＴＲ１のエミッタ側の点をｂ点、トランジスタＴＲ１のベース側の点をｆ点、後述するコンデンサＣｂと抵抗Ｒｂとの接続点をｇ点とする。
【００３６】
前記トランジスタＴＲ１はＮＰＮトランジスタであり、このトランジスタＴＲ１のエミッタには電圧が−Ｖ_EEの負の直流電源へ電流を流すための抵抗Ｒ１が接続されている。
【００３７】
トランジスタＴＲ１のベースには抵抗Ｒ４を介してこのトランジスタＴＲ１と同一特性であってペア特性を有する第２のトランジスタＴＲ２のベースが接続されている。第２のトランジスタＴＲ２も同じＮＰＮトランジスタであり、そのエミッタに直流電源より電圧Ｅ₀が与えられている。トランジスタＴＲ１がオン状態のとき、トランジスタＴＲ１のエミッタの電圧（ｂ点の電圧）は第２のトランジスタＴＲ２のエミッタと同じ電圧Ｅ₀となる。なお、第２のトランジスタＴＲ２は、そのベースが自身のコレクタに接続され、そのコレクタには電圧がＶ_CCの直流電圧との間に抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１とが接続されている。
【００３８】
前記トランジスタＴＲ１のエミッタは、抵抗ＲｂとコンデンサＣｂとが順次直列に接続された回路を介して共振電圧の取出点でありかつ共振電流の帰還点であるｃ点に接続され、トランジスタＴＲ１のエミッタ電流を共振回路４に帰還させて発振させる。
【００３９】
上記した発振回路５の動作を説明すると、バイアス状態では、抵抗Ｒ１にバイアス電流Ｉ₁が流れてトランジスタＴＲ１はオンしている。トランジスタＴＲ１のエミッタの電圧（ｂ点の電圧）はＥ₀であり、ベースの電圧（ｆ点の電圧）はＥ₀＋Ｖ_BEである（ただしＶ_BEはトランジスタＴＲ１のベース−エミッタ間の電圧）。これにより充電電流が流れて各コンデンサＣｂ，コンデンサＣａがチャージされ、ｇ点の電圧Ｖ₀は電圧Ｅ₀に、ｄ点の電圧Ｖ₁は電圧（Ｅ₀＋Ｖ_BE）に、それぞれバイアスされる。
【００４０】
いま、共振回路４に電圧ｅ_Lのノイズが発生したとすると、ａ点にノイズ電圧ｖａとしてｋｅ_Lが生じる。このノイズ電圧ｖａはコンデンサＣａおよび抵抗Ｒａを介してトランジスタＴＲ１のベースに印加される。ここでＲ４／（Ｒａ＋Ｒ４）≒１とすると、トランジスタＴＲ１のベースはエミッタ・フォロワのためインピーダンスが高く、トランジスタＴＲ１のベースの電圧（ｆ点の電圧）Ｖ_Bはｖａ＋（Ｅ₀＋Ｖ_BE）となり、エミッタの電圧（ｂ点の電圧）Ｖ_Eは（ｖａ＋Ｅ₀）となる。コンデンサＣｂと抵抗ＲｂとのインピーダンスをＺｂ、共振回路４の共振インピーダンスをＲ_Zとすると、共振電圧ｖ_S（ｃ点の電圧）は、｛Ｒ_Z／（Ｚｂ＋Ｒ_Z）｝・ｋｅ_Lとなり、｛Ｒ_Z／（Ｚｂ＋Ｒ_Z）・ｋ｝＞１であれば、ノイズが増幅されて発振の振幅が大きくなる。
【００４１】
前記抵抗Ｒ１を流れる電流Ｉ₁は（Ｖ_E＋Ｖ_EE）／Ｒ１、コンデンサＣｂと抵抗Ｒｂとを流れる電流（帰還電流）ｉ_Cは（ｖａ−ｖ_S）／Ｚｂであり、Ｉ₁＋ｉ_CがトランジスタＴＲ１のエミッタ電流Ｉ_Eとなる。
いま、Ｉ₁＋ｉ_C＜０になると、トランジスタＴＲ１のエミッタ電流Ｉ_Eは負の電流となるため、トランジスタＴＲ１はオフ状態になる。トランジスタＴＲ１がオフ状態になると、電流ｉ_Cは全て抵抗Ｒ１を流れることになり、ほぼ一定値となる。共振電圧ｖ_Sが大きくなると、電流ｉ_Cの正電流は大きくなり、一方、負電流は一定値となる結果、コンデンサＣｂは充電が放電より大きくなり、図９に示すように、ｇ点のバイアス電圧Ｖ₀は発振動作開始時の電圧Ｅ₀より大きな値に上昇する。
【００４２】
図９は、トランジスタＴＲ１のエミッタの電圧（ｂ点の電圧）とコンデンサＣｂと抵抗Ｒｂとの接続点の電圧（ｇ点の電圧）とを示すもので、ｂ点の電圧がｇ点の電圧を越えるピーク位置でのみ、電流ｉ_Cが流れることになる。その結果、振幅が大きくなるに従ってバイアス電圧Ｖ₀は電圧Ｅ₀より大きくなるように動作するので、共振回路４へ帰還される電流ｉ_Cはその実効値がほぼ一定となり、発振の振幅は共振回路４の共振インピーダンスＲ_Zに比例した振幅となる。
【００４３】
なお、上記した実施例では、発振回路５の各トランジスタＴＲ１，ＴＲ２はＮＰＮトランジスタであるが、図１０に示すように、ＰＮＰトランジスタを用いてもよい。この図１０の実施例は、図８の実施例と構成および動作において本質的な差異がないので、ここでは対応する構成に図８の実施例と同じ符号を付することで説明を省略する。
【００４４】
また、この発明にかかる発振回路５は、図１１に示す実施例のように、電圧がＶ_CCの直流電源とゼロ電圧との間に中間電圧を設けて中間グランド（図中、ＩＧＮＤで示す。）とし、それを基準に動作させるようにすれば、正の単電源のみで発振回路を動作させることができる。
【００４５】
【発明の効果】
この発明によれば、共振回路と発振回路とを２本の接続線で接続し得る高い温度安定性を有する近接スイッチが得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施例である近接スイッチの構成を示す電気回路図である。
【図２】図１の実施例の動作を示す波形説明図である。
【図３】ＮＰＮトランジスタを用いた実施例の構成を示す電気回路図である。
【図４】図１の実施例のインピーダンス変換回路をボルテージ・フォロワにした実施例の構成を示す電気回路図である。
【図５】図３の実施例のインピーダンス変換回路をボルテージ・フォロワにした実施例の構成を示す電気回路図である。
【図６】図４のボルテージ・フォロワをトランジスタのエミッタ・フォロワにした実施例の構成を示す電気回路図である。
【図７】図５のボルテージ・フォロワをトランジスタのエミッタ・フォロワにした実施例の構成を示す電気回路図である。
【図８】この発明の他の実施例である近接スイッチの構成を示す電気回路図である。
【図９】図８の実施例の動作を示す波形説明図である。
【図１０】ＰＮＰトランジスタを用いた実施例の構成を示す電気回路図である。
【図１１】正の単電源のみで発振回路を動作させるようにした実施例の構成を示す電気回路図である。
【図１２】硬発振と軟発振とを示す説明図である。
【図１３】コルピッツ発振回路が用いられた従来例の構成を示す電気回路図である。
【図１４】負性コンダクタンス発振回路が用いられた従来例の構成を示す電気回路図である。
【符号の説明】
４共振回路
５発振回路
８増幅器
Ｌ検出コイル
Ｃ，Ｃａ，Ｃｂコンデンサ
ＴＲ１，ＴＲ２トランジスタ
Ｒａ，Ｒｂ，Ｒ１抵抗[0001]
[Industrial application fields]
The present invention relates to a proximity switch that detects an object to be detected without contact. In particular, the present invention relates to a proximity switch capable of obtaining an output corresponding to the distance to the object to be detected, wherein the sensor head unit and the amplifier unit are separated from each other.
[0002]
[Prior art]
A typical proximity switch includes a resonance circuit including a detection coil and a capacitor, and an oscillation circuit that is connected to the resonance circuit and oscillates at a predetermined frequency. When an object to be detected approaches the detection coil, the loss of the detection coil increases and the oscillation state changes, and the oscillation amplitude changes accordingly.
[0003]
FIG. 12 shows the relationship between the distance to the object to be detected and the amplitude of oscillation. A in the figure represents an oscillation operation called “hard oscillation” in which the amplitude of oscillation changes abruptly when the distance to the object to be detected reaches a predetermined distance. A proximity switch for the purpose of detecting only the presence or absence of an object to be detected utilizes this “hard oscillation”, and compares the oscillation amplitude with a reference value to determine the presence or absence of the object to be detected.
[0004]
B in the figure represents an oscillation operation called “soft oscillation” in which the amplitude of oscillation gradually changes in proportion to the distance to the object to be detected. The proximity switch for detecting the distance to the object to be detected uses this “soft oscillation” and detects the distance to the object to be detected from the amplitude of oscillation that changes in proportion to the resonance impedance of the resonance circuit. .
The distance detection type proximity switch uses a Colpitts oscillation circuit or the like having a simple circuit configuration and good frequency characteristics as an oscillation circuit, and a specific example thereof is shown in FIG.
[0005]
The proximity switch shown in FIG. 13 is an amplifier separation type proximity switch in which the sensor head unit 51 including the detection coil L and the amplifier unit 52 including the oscillation circuit 50 are separated. The sensor head unit 51 and the amplifier unit 52 are connected by a cable 53.
In this proximity switch, in order to reduce the influence (loss, stability, etc.) of the cable 53, two capacitors C ₁ and C ₂ constituting the resonance circuit 54 are arranged in the sensor head portion 51. In this resonance circuit 54, point a is a resonance voltage extraction point, and point c is a resonance current feedback point.
[0006]
In the oscillation circuit 50 shown in the figure, the capacitor C ₂ of the resonance circuit 54 is charged to a constant bias voltage by a charging current flowing through two resistors R ₁ and R ₀ from a DC power supply having a voltage of V _CC . In this bias state, the resonance voltage extraction point (point a) is at the same potential as the emitter side (point b) of the transistor TR1. When noise is generated in the resonance circuit 54, a current having a magnitude obtained by dividing the noise voltage at point a by the value of the resistor _R0 is applied to the transistor TR1. The current is fed back to the resonance current feedback point (point c) through the transistor TR1.
[0007]
The oscillation circuit 50 realizes a “soft oscillation” oscillation operation by adjusting the values of a resistor R ₀ for applying a resonance current to the emitter of the transistor TR ₁ and a resistor R ₁ connected to the emitter of the transistor TR _1. Thus, a resonance voltage that changes in an analog manner in proportion to the distance between the detected object and the sensor head unit 51 is obtained. In addition to the transistor TR1 and the resistors R ₀ and R ₁ , the oscillation circuit 50 includes the second transistor TR2, a connection point between the collector and base of the second transistor TR2, and the base of the transistor TR1. It includes a resistor R ₃ to be connected, a resistor R ₂ and a capacitor C ₃ connected between the base of the transistor TR 1 and GND. In the figure, r _D is the loss resistance of the detection coil L that changes as the object to be detected approaches or separates.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
The proximity switch having the above configuration requires at least two capacitors C ₁ and C ₂ connected in series to the resonance circuit 54, and a plurality of series combined capacitors serve as resonance capacitors, and therefore each of C ₁ and C ₂ has a capacitance. Therefore, the sensor head unit 2 is increased in size. Further, since the resonance voltage extraction point a and the resonance current feedback point c are different, the connection between the resonance circuit 54 and the oscillation circuit 50 requires three connection lines 55, 56, 57 including the ground line, A coaxial cable cannot be used.
[0009]
Incidentally, a negative conductance oscillation circuit 60 shown in FIG. 14 is provided as an oscillation circuit in which the resonance circuit is configured by a detection coil and one capacitor, and the resonance circuit and the oscillation circuit can be connected by two connection lines. is there.
The oscillation circuit 60 is connected in series with a resistor Rs to an amplifier 66 connected as an impedance conversion circuit, a first transistor TR1 to obtain a “soft oscillation” oscillation operation, and an emitter of the first transistor TR1. A current mirror circuit 68 for generating the same current as the collector current of the second transistor TR2 at the collector of the third transistor TR3. The collector current of the third transistor TR3 is fed back to the resonance voltage extraction point of the resonance circuit 64.
[0010]
According to the oscillation circuit 60, the resonance circuit 64 may be a single capacitor C, and the resonance current feedback point coincides with the resonance voltage extraction point. The connection lines 65 and 66 can be used for connection, and a coaxial cable can be used. In the figure, 61 is a sensor head unit including a detection coil L and a capacitor C, and 62 is an amplifier unit including an oscillation circuit 60. The sensor head unit 61 and the amplifier unit 62 are connected by a coaxial cable 63.
[0011]
However, since the oscillation circuit 60 does not flow a current equal to or greater than the predetermined current value I ₀ by the constant current circuit 67, the current I _fed back to the resonance circuit 64 has a current value as shown in the figure. It becomes a rectangular shape clipped by _I0 . As a result, spikes and overshoots are likely to occur when the current I rises sharply, and the operation becomes unstable, which causes the temperature characteristics of the oscillation circuit 60 to deteriorate.
[0012]
The present invention performs the same operation as the Colpitts oscillation circuit having a simple circuit configuration and excellent frequency characteristics, and therefore has the advantages of the Colpitts oscillation circuit, and furthermore, the resonance circuit and the oscillation circuit are connected in two. An object of the present invention is to provide a proximity switch that can be connected by a wire.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The proximity switch according to the present invention is formed by connecting a resonance circuit composed of a detection coil and a capacitor and an oscillation circuit that oscillates with an amplitude according to the distance from the object to be detected by a cable. The oscillation circuit includes a base-grounded transistor, an impedance conversion circuit that takes out a resonance voltage of the resonance circuit and converts the impedance, and the impedance conversion for applying the voltage obtained by the impedance conversion to the emitter of the transistor A capacitor and a first resistor connected in series with the circuit; and a second resistor for causing a current to flow from a DC power source to the emitter of the transistor, and feeding back the collector current of the transistor to the resonant circuit. is there.
[0014]
In the proximity switch of the present invention, the capacitor of the oscillation circuit is charged by a charging current from a DC power source flowing through the first and second resistors and biased to a predetermined voltage. When noise is generated in the resonance circuit, the noise voltage obtained through the impedance conversion circuit is applied to the emitter of the transistor through the first resistor and the capacitor, and the collector current of this transistor is fed back to the resonance circuit to oscillate. To do.
[0015]
The second proximity switch according to the present invention is formed by connecting a resonance circuit composed of a detection coil and a capacitor and an oscillation circuit that oscillates with an amplitude according to the distance from the object to be detected by a cable. The oscillation circuit includes: a first transistor whose collector is grounded; an impedance conversion circuit that takes out a resonance voltage of the resonance circuit and converts the impedance; and applies a voltage obtained by the impedance conversion to a base of the transistor A first capacitor and a first resistor connected in series to the impedance conversion circuit; and a second resistor for allowing a current to flow from the transistor to a negative DC power source. Feedback to the resonance circuit via the second capacitor and the third resistor.
[0016]
In the second proximity switch of the present invention, the first and second capacitors of the oscillation circuit are charged by the charging currents flowing through the first and second resistors, respectively, and are biased to predetermined voltages, respectively. When noise is generated in the resonance circuit, a noise voltage obtained through the impedance conversion circuit is applied to the base of the transistor through the first capacitor and the first resistor, and the emitter current of the transistor is supplied to the third resistor and the second resistor. Oscillating operation is performed by feeding back to the resonance circuit through the capacitor.
[0017]
In the configuration of the proximity switch according to the present invention, the transistor may be either PNP or NPN.
The conversion circuit may be configured with a voltage follower, or may be configured with a transistor emitter follower.
[0018]
According to the present invention, since the resonance circuit is constituted by the detection coil and one capacitor, the sensor head portion is not increased in size. In addition, since the resonance circuit and the oscillation circuit can be connected by two connection lines, a coaxial cable can be used.
In addition, the oscillation circuit has a simple circuit configuration and performs the same operation as the Colpitts oscillation circuit. Therefore, the feedback current is not rectangular like the negative conductance oscillation circuit, and the oscillation circuit is the same as in the Colpitts oscillation circuit. The operation is stable and has high temperature stability.
[0019]
In a preferred embodiment of the present invention, the oscillation circuit operates by using an intermediate voltage set between a voltage of a DC power supply and a zero voltage as a ground, whereby only the positive power supply is used. Can be operated.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a circuit configuration of a proximity switch according to an embodiment of the present invention.
The proximity switch in the illustrated example is an amplifier separation type proximity switch in which the sensor head unit 1 and the amplifier unit 2 are separated. The sensor unit 1 includes a resonance circuit 4 including a detection coil L and one capacitor C, and the amplifier unit 2 includes an oscillation circuit 5. The sensor head unit 1 and the amplifier unit 2 are connected by a coaxial cable 3 including two connection lines 6 and 7. The connection line 7 constitutes a ground line.
[0021]
The resonance circuit 4 is an LC resonance circuit in which a detection coil L and a capacitor C are connected in parallel. The resonance voltage extraction point and the resonance current feedback point are points c on the same line. In the figure, r _D is a loss resistance generated in the detection coil L. This loss resistance r _D changes according to the distance to the object to be detected.
[0022]
The oscillation circuit 5 has an amplifier 8 as an impedance conversion circuit that extracts the resonance voltage of the resonance circuit 4 and converts the impedance. The amplifier 8 has an amplification factor k, and a capacitor Ca and a resistor Ra are sequentially connected to the amplifier 8 in series. The other end of the resistor Ra is connected to the emitter of the transistor TR1 whose base is grounded. The voltage va, which is the output of the amplifier 8, is applied to the emitter of the transistor TR1 via the capacitor Ca and the resistor Ra.
In the following description, a point on the output side of the amplifier 8 is a point, a connection point between the capacitor Ca and the resistor Ra is a point d, and a point on the emitter side of the transistor TR1 is a point b.
[0023]
Connected to the emitter of the transistor TR1 is a resistor R1 for causing a current to flow from the DC power supply having a voltage of _Vcc to the emitter of the transistor TR1. The transistor TR1 is grounded at the base, and the current applied to its emitter is substantially equal to the current output from the collector.
[0024]
The base of the transistor TR1 is connected to the base of a second transistor TR2 that has the same characteristics as the transistor TR1 and exhibits pair characteristics. The second transistor TR2 has a voltage E ₀ (provided that V _cc > E ₀ ) from a DC power source at its emitter. When the transistor TR1 is in the on state, the emitter of the transistor TR1 has the same voltage E ₀ as the emitter of the second transistor TR2. The base of the second transistor TR2 is connected to its own collector, and a resistor R2 and a capacitor C1 are connected to its collector.
[0025]
The collector of the transistor TR1 is connected to a point c which is a resonance voltage extraction point and a resonance current feedback point, and the collector current i _C of the transistor TR1 is fed back to the resonance circuit 4 to oscillate.
[0026]
Explaining the operation of the oscillation circuit 5 described above, in the bias state, a bias current I ₀ flows through the resistor R1 by a DC power supply having a voltage of _Vcc , the current I ₀ flows into the emitter of the transistor TR1, and the transistor TR1 is turned on. ing. On the other hand, since the emitter voltage (voltage at point b) of the transistor TR1 is E ₀ , the capacitor Ca is charged, and the voltage V _{0 at} point d is biased to the voltage E ₀ .
[0027]
Assuming that noise of voltage e _L is generated in the resonance circuit 4, a noise voltage va of Ke _L is generated at point a. Since the point d is biased to a voltage E _0, the current i _a value obtained by dividing the impedance Za of the emitter of the transistor TR1 is a noise voltage va and the capacitor Ca and the resistor Ra flows. When the relationship between the current i _a and the bias current I ₀ is | i _a | <I ₀ , the transistor TR1 operates in class A, and the sum (i _a + I ₀ ) of the current i _a and the bias current I ₀ is the transistor It is fed back to the resonance circuit 4 as the collector current i _c of TR1. When the resonance impedance of the resonance circuit 4 is Rz, the resonance voltage V _L is Rz · ke _L / Za. If k · Rz / Za> 1, the noise is amplified and the oscillation amplitude is increased.
[0028]
When the transistor TR1 is in the ON state, the voltage at the emitter of the transistor TR1 (the voltage at the point b) is equal to the voltage E _{0 of the} DC power supply applied to the emitter of the second transistor TR2, but the voltages V _cc , E ₀ Since each DC power source has a stable temperature characteristic, the current fed back to the resonance circuit 4 has a constant temperature characteristic, and the resonance voltage V _L also has a stable temperature characteristic.
[0029]
When the oscillation amplitude increases and the relationship between the current i _a and the bias current I ₀ becomes | i _a | ≧ I ₀ , the transistor TR1 shifts from class A operation to class B operation and class C operation, When the current i _a is a negative value, (i _a + I ₀ ) <0, and the transistor TR1 is turned off. When the transistor TR1 is turned off, the voltage at the emitter of the transistor TR1 (the voltage at the point b) decreases because the voltage E ₀ at the start of the oscillation operation cannot be maintained, so the bias voltage V _{0 at the} point d is also shown in FIG. Thus, the voltage drops to a value smaller than the voltage E ₀ .
[0030]
FIG. 2 shows the voltage (va + V ₀ ) at the point d, the peak of which is a little higher than the voltage E ₀ . The collector current i _c flows only at the peak position where the voltage at the point d exceeds the voltage E ₀ , and as a result, the bias voltage V ₀ operates so as to become smaller than the voltage E _{0 as} the amplitude increases. The effective value of the collector current i _c fed back to the resonance circuit 4 is substantially constant, and the oscillation amplitude is proportional to the resonance impedance R _Z of the resonance circuit 4.
[0031]
In the embodiment described above, the transistors TR1 and TR2 of the oscillation circuit 5 are PNP transistors. However, as shown in FIG. 3, NPN transistors may be used. In the oscillation circuit 5 shown in the figure, a negative DC power supply having a voltage of −V _EE is used, and a resistor R1 is provided for flowing a current from the emitter of the transistor TR1 to the negative DC power supply. The embodiment of FIG. 3 has no essential difference in configuration and operation from the embodiment of FIG. 1, and therefore, the same reference numerals as those of the embodiment of FIG.
[0032]
FIGS. 4 and 5 are embodiments in which the amplifier 8 as an impedance conversion circuit is a voltage follower in each of the embodiments of FIGS.
Each of the embodiments of FIGS. 6 and 7 uses the voltage follower of FIGS. 4 and 5 as the emitter follower (collector ground) of the transistor TR3, and outputs from the resistor R3 connected to the emitter of the transistor TR3. Is taken out.
Each of the embodiments in FIGS. 4 to 7 has no substantial difference in configuration and operation from the embodiment in FIG. 1 or FIG. The description is omitted by attaching.
[0033]
FIG. 8 shows a circuit configuration of an amplifier-separated proximity switch which is another embodiment of the present invention. In the proximity switch of the illustrated example, the sensor unit 1 includes a resonance circuit 4 including a detection coil L and one capacitor C, and the amplifier unit 2 includes an oscillation circuit 5. The sensor head unit 1 and the amplifier unit 2 are connected by a coaxial cable 3 including two connection lines 6 and 7 (where the connection line 7 is a ground line).
[0034]
The resonance circuit 4 is an LC resonance circuit in which a detection coil L and a capacitor C are connected in parallel. The resonance voltage extraction point and the resonance current feedback point are points c on the same line. In the figure, r _D is a loss resistance generated in the detection coil L. This loss resistance r _D changes according to the distance to the object to be detected.
[0035]
The oscillation circuit 5 has an amplifier 8 as an impedance conversion circuit that extracts the resonance voltage of the resonance circuit 4 and converts the impedance. The amplifier 8 has an amplification factor k, and a capacitor Ca and a resistor Ra are sequentially connected in series on the output side of the amplifier 8. The other end of the resistor Ra is connected to the base of a transistor TR1 whose collector is grounded. The voltage va, which is the output of the amplifier 8, is applied to the base of the transistor TR1 via the capacitor Ca and the resistor Ra.
In the following description, a point on the output side of the amplifier 8 is a point, a connection point between the capacitor Ca and the resistor Ra is a point d, a point on the emitter side of the transistor TR1 is a point b, and a point on the base side of the transistor TR1 is a point. A connection point between a capacitor Cb and a resistor Rb, which will be described later, is defined as point g.
[0036]
The transistor TR1 is NPN transistor, the voltage on the emitter of the transistor TR1 is connected to the resistor R1 for flowing a current to the negative DC power source -V _EE.
[0037]
The base of the transistor TR1 is connected to the base of a second transistor TR2 having the same characteristics as the transistor TR1 and having a pair characteristic via a resistor R4. The second transistor TR2 is also the same NPN transistor, and a voltage E ₀ is applied to its emitter from a DC power supply. When the transistor TR1 is in the ON state, the voltage at the emitter of the transistor TR1 (the voltage at the point b) is the same voltage E ₀ as that of the emitter of the second transistor TR2. The second transistor TR2 has its base connected to its collector, and resistor R2 and the capacitor C1 is connected between the DC voltage of the voltage at its collector V _CC.
[0038]
The emitter of the transistor TR1 is connected to a point c which is a resonance voltage extraction point and a resonance current feedback point through a circuit in which a resistor Rb and a capacitor Cb are sequentially connected in series. Is fed back to the resonance circuit 4 to oscillate.
[0039]
The operation of the oscillation circuit 5 will be described. In the bias state, the bias current I ₁ flows through the resistor R1 and the transistor TR1 is turned on. The voltage at the emitter of transistor TR1 (the voltage at point b) is E ₀ , and the voltage at the base (voltage at point f) is E ₀ + V _BE (where V _BE is the voltage between the base and the emitter of transistor TR1). As a result, a charging current flows and the capacitors Cb and Ca are charged. The voltage V _{0 at the} point g is biased to the voltage E ₀ and the voltage V _{1 at the} point d is biased to the voltage (E ₀ + V _BE ).
[0040]
Now, assuming that noise of voltage e _L is generated in the resonance circuit 4, ke _L is generated as a noise voltage va at point a. The noise voltage va is applied to the base of the transistor TR1 through the capacitor Ca and the resistor Ra. When R4 / (Ra + R4) ≈1, the base of the transistor TR1 has a high impedance because it is an emitter follower, and the base voltage of the transistor TR1 (the voltage at the point f) V _B is va + (E ₀ + V _BE ) The emitter voltage (voltage at point b) V _E is (va + E ₀ ). When the impedance of the capacitor Cb and the resistor Rb is Zb and the resonance impedance of the resonance circuit 4 is R _Z , the resonance voltage v _S (the voltage at the point c) is {R _Z / (Zb + R _Z )} · ke _L , { If R _Z / (Zb + R _Z ) · k}> 1, noise is amplified and the amplitude of oscillation increases.
[0041]
The current I ₁ flowing through the resistor R1 is (V _E + V _EE ) / R1, the current (feedback current) i _C flowing through the capacitor Cb and the resistor Rb is (va−v _S ) / Zb, and I ₁ + i _C is It becomes the emitter current I _{E of the} transistor TR1.
Now, when I ₁ + i _C <0, the emitter current I _E of the transistor TR1 becomes a negative current, so that the transistor TR1 is turned off. When the transistor TR1 is turned off, the current i _C all flows through the resistor R1, and becomes a substantially constant value. As the resonant voltage v _S increases, the positive current of the current i _C increases, while the negative current becomes a constant value. As a result, the capacitor Cb is charged more than discharged, and as shown in FIG. The voltage V ₀ rises to a value larger than the voltage E ₀ at the start of the oscillation operation.
[0042]
FIG. 9 shows the voltage at the emitter of transistor TR1 (voltage at point b) and the voltage at the connection point between capacitor Cb and resistor Rb (voltage at point g). The voltage at point b is the voltage at point g. The current i _C flows only at the peak position exceeding. As a result, the bias voltage V ₀ operates so as to become larger than the voltage E ₀ as the amplitude increases. Therefore, the effective value of the current i _C fed back to the resonance circuit 4 becomes substantially constant, and the oscillation amplitude is the resonance circuit. The amplitude is proportional to the resonance impedance R _{Z of} 4.
[0043]
In the above-described embodiment, the transistors TR1 and TR2 of the oscillation circuit 5 are NPN transistors. However, as shown in FIG. 10, PNP transistors may be used. Since the embodiment of FIG. 10 is not substantially different in configuration and operation from the embodiment of FIG. 8, the description thereof will be omitted by assigning the same reference numerals to the corresponding configuration in the embodiment of FIG.
[0044]
Further, as in the embodiment shown in FIG. 11, the oscillation circuit 5 according to the present invention is provided with an intermediate voltage between a DC power supply having a voltage of V _CC and a zero voltage, and is shown as an intermediate ground (indicated by GND in the figure). If the operation is performed based on that, the oscillation circuit can be operated with only a single positive power supply.
[0045]
【The invention's effect】
According to the present invention, a proximity switch having high temperature stability that can connect a resonance circuit and an oscillation circuit with two connection lines can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electric circuit diagram showing a configuration of a proximity switch according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform explanatory diagram showing the operation of the embodiment of FIG. 1;
FIG. 3 is an electric circuit diagram showing a configuration of an embodiment using an NPN transistor.
4 is an electric circuit diagram showing a configuration of an embodiment in which the impedance conversion circuit of the embodiment of FIG. 1 is a voltage follower. FIG.
5 is an electric circuit diagram showing a configuration of an embodiment in which the impedance conversion circuit of the embodiment of FIG. 3 is a voltage follower.
6 is an electric circuit diagram showing a configuration of an embodiment in which the voltage follower of FIG. 4 is an emitter follower of a transistor.
7 is an electric circuit diagram showing a configuration of an embodiment in which the voltage follower of FIG. 5 is an emitter follower of a transistor.
FIG. 8 is an electric circuit diagram showing a configuration of a proximity switch according to another embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a waveform explanatory diagram showing the operation of the embodiment of FIG. 8;
FIG. 10 is an electric circuit diagram showing a configuration of an embodiment using a PNP transistor.
FIG. 11 is an electric circuit diagram showing a configuration of an embodiment in which an oscillation circuit is operated only by a positive single power source.
FIG. 12 is an explanatory diagram showing hard oscillation and soft oscillation.
FIG. 13 is an electric circuit diagram showing a configuration of a conventional example in which a Colpitts oscillation circuit is used.
FIG. 14 is an electric circuit diagram showing a configuration of a conventional example in which a negative conductance oscillation circuit is used.
[Explanation of symbols]
4 Resonant circuit 5 Oscillator circuit 8 Amplifier L Detection coil C, Ca, Cb Capacitor TR1, TR2 Transistor Ra, Rb, R1 Resistance

Claims

A proximity switch comprising a resonance circuit composed of a detection coil and a capacitor, and an oscillation circuit that oscillates with an amplitude corresponding to the distance to the object to be detected, connected by a cable,
The oscillation circuit includes a base-grounded transistor, an impedance conversion circuit that takes out a resonance voltage of the resonance circuit and converts the impedance, and the impedance conversion for applying the voltage obtained by the impedance conversion to the emitter of the transistor A capacitor and a first resistor connected in series with the circuit; and a second resistor for causing a current to flow from a DC power source to the emitter of the transistor, and the collector current of the transistor is fed back to the resonant circuit. Proximity switch.

A proximity switch comprising a resonance circuit composed of a detection coil and a capacitor, and an oscillation circuit that oscillates with an amplitude corresponding to the distance to the object to be detected, connected by a cable,
The oscillation circuit includes: a first transistor whose collector is grounded; an impedance conversion circuit that takes out a resonance voltage of the resonance circuit and converts the impedance; and applies a voltage obtained by the impedance conversion to a base of the transistor A first capacitor and a first resistor connected in series to the impedance conversion circuit; and a second resistor for causing a current to flow from the emitter of the transistor to a negative DC power source, and the emitter current of the transistor A proximity switch that is fed back to the resonance circuit via a second capacitor and a third resistor.

3. The proximity switch according to claim 1, wherein the oscillation circuit operates with an intermediate voltage set between a voltage of a DC power supply and a zero voltage as a ground.