JP3649929B2

JP3649929B2 - Power converter

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Publication number: JP3649929B2
Application number: JP03300199A
Authority: JP
Inventors: 明彦岩田; 昌彦赤松
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1999-02-10
Filing date: 1999-02-10
Publication date: 2005-05-18
Anticipated expiration: 2019-02-10
Also published as: JP2000232771A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電力系統などにおいて交流／直流変換や直流交流変換に用いられる電力変換装置の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２３、２４は、特開平９−２７５６７４号公報などに示された電力変換装置の例で、スイッチング素子を直列に接続した場合の１ステージあたりの構成を示したものである。図において、１００はスイッチング素子、１０２はクランプダイオード、１０３はクランプコンデンサ、１０５はゲート制御回路、１０８は光ファイバ、１０９は放電抵抗、１１０は放電制御回路、１１１は放電スイッチング素子である。次に動作を説明する。図のような構成のステージを直列接続する場合において、スイッチング素子１の両端には、以下の２つの原因から過電圧が発生することは一般に知られている。１つは、多数個の直列接続されたスイッチング素子１のターンオンまたはターンオフ時刻のばらつきによるものであり、例えばタ−ンオンの時には遅くオンする素子に、ターンオフのときには早くオフする素子に過電圧が印加される。２つめは、回路のインダクタンスのサージネルギーによるものであり、主にターンオフのときにインダクタンスの逆起電力によって全段に共通に過電圧が印加される。図２２に示された構成において、クランプダイオード１０２、クランプコンデンサ１０３、放電抵抗１０９、放電制御回路１１０、放電スイッチング素子１１１はクランプ型のスナバ回路を構成しており、以下その動作を説明する。先に述べた過電圧が発生すると、その電圧は、クランプコンデンサ１０３に流れ込みスイッチング素子の両端にかかる電圧の上昇を食い止める。クランプコンデンサ１０３に流入した電荷はクランプダイオード２によって逆流することを防止される。このときクランプコンデンサ１０３の電圧は一時的に上昇することになる。クランプコンデンサ１０３の電荷は、放電制御回路１１０から出力される信号によってスイッチングされる放電スイッチング素子１１１によって放電抵抗１０９を通して放電される。これにより、クランプコンデンサ１０３の電圧は、ある一定の値まで低下される。この一定の値を各直列ステージにおいて合わせておけば、サージエネルギーが流入しても、過大な電圧がスイッチング素子１にかかることはない。このようなクランプ型のスナバ回路（特公平７−８３６１７号公報）の利点は、流入したサージエネルギーのみが損失として消費されることにあり無駄がない。図２３に示されるようなＣ−Ｒ−Ｄスナバ回路では、クランプコンデンサ１０３を全印加直流電圧を直列数で除した値まで充放電する損失が前記サージエネルギーと加わり放電抵抗１０９にて消費されるから、装置の効率が高くできないという問題があることは広く知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来の技術においては、クランプコンデンサ１０３を放電するために放電スイッチング素子１１１が用いられており、放電制御回路１１０が複雑になってしまう。つまり、クランプコンデンサ１０３の電圧は一定の電圧値になるまで放電されなければならないから、その値の検出回路や電圧比較回路が必要となる。また、そのような回路を動作させるための安定化電源回路が必要になる。さらに、放電スイッチング素子１１１のゲート電圧はオン・オフするに見合った値を変化する必要があるから、駆動電力も大きくなり前記安定化電源回路の容量も大きくなってしまう。電圧比較回路などの能動型の回路を設ける場合には、スイッチング等によって発生するノイズが乗り易いなどの問題があり、信頼性が低下する恐れもある。
【０００４】
本発明においては、前記のような問題点を解決するために為されたものであり、クランプ型スナバ回路の構成を簡略化し、また小型化・安定化することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１にかかわる電力変換装置は、自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群により１アームを構成し、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の電力変換装置を構成し、前記半導体スイッチング素子の両端にそれぞれスナバ回路を設けた電力変換装置において、前記スナバ回路は半導体スイッチング素子の両端にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプコンデンサの両端に非線形回路を並列に接続し、前記非線形回路は、非線形抵抗素子または非線形抵抗素子と半導体制御素子を用いた非線形抵抗回路から構成され、
前記半導体制御素子を用いた非線形回路が、放電用の制御電極付き半導体制御素子と、該半導体制御素子の高電圧側の第一主電極と低電圧側の第二主電極との間に並列接続される第一インピーダンス及び第二インピーダンスとの直列体と、前記直列体の直列接続点と前記半導体制御素子の制御電極との間に接続された閾電圧特性をもつ非線形抵抗素子とからなり、
前記第一インピーダンス及び第二インピーダンスが、それぞれ第１の抵抗と第１のコンデンサとの並列回路および第２の抵抗と第２のコンデンサとの並列回路からなり、それぞれのＣＲ時定数は同一である
ことを特徴とするものである。
【００１３】
本発明の請求項２にかかわる電力変換装置は、請求項７記載の構成において、前記二つのインピーダンス素子はそれぞれ第１の抵抗と第１のコンデンサとの並列回路および第２の抵抗と第２のコンデンサとの並列回路からなり、第１の抵抗と第１のコンデンサによるＣＲ時定数を第２の抵抗と第２のコンデンサによるＣＲ時定数より大きくし、前記第一の抵抗と第一のコンデンサからなるインピーダンスを前記半導体制御素子の第一主電極側に接続したものである。
【００１４】
本発明の請求項３にかかわる電力変換装置は、自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群により１アームを構成し、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の電力変換装置を構成し、前記半導体スイッチング素子の両端にそれぞれスナバ回路を設けた電力変換装置において、前記スナバ回路は半導体スイッチング素子の主電極間にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプダイオードの両端に放電用スイッチを有し、クランプコンデンサの両端にはゼナダイオードなどの定電圧素子とインピーダンス素子との直列回路を接続し、前記インピーダンス素子と定電圧素子との直列接続点を前記自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子の制御電極に接続し、前記制御電極を電流制御素子を介してゲート駆動回路に接続したものである。
【００１５】
本発明の請求項４にかかわる電力変換装置は、請求項１０記載の構成において、前記電流制限素子の両端にはゲート高速化用スイッチを有するものである。
【００１６】
本発明の請求項５にかかわる電力変換装置は、自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群を１アームとし、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の交直変換装置を構成し、前記交直変換装置を少なくとも受電側に用いて直流送電を行なう電力変換装置において、前記半導体スイッチング素子の両端にはそれそれスナバ回路が設けられ、前記スナバ回路は半導体の両端にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプコンデンサの両端には非線形抵抗素子または半導体制御素子を用いた非線形抵抗回路から構成され、前記電力変換装置の送電側の電源が投入される際に、送電線の直流電圧が上昇する期間中、前記受電側の電力変換装置を複数回スイッチングさせるものである。
【００１７】
本発明の請求項６にかかわる電力変換装置は、請求項１２記載の構成において、前記電力変換装置の送電側に電源が投入される際に、送電側の直流電圧が上昇する期間中、前記受電側の電力変換装置は、高圧側アーム群同士と低圧側アーム群同士とを交互にスイッチングするようにしたものである。
【００１８】
本発明の請求項７にかかわる電力変換装置は、請求項１２記載の構成において、前記送電側の電源が投入される際に、受電側の電力変換装置は、電力変換装置のインダクタンス成分とクランプコンデンサとの共振周期の半分より短い時間の導通を繰り返し行なうようにしたものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１
図１は、電力系統などにおいて交流から直流に、または直流から交流に交換する電力変換装置の基本構成を示す図である。１ａ〜１ｆは直列バルブで、夫々直列接続された複数の半導体スイッチング素子を備えている。各直列バルブ１ａ〜１ｆを、ここではアームと呼ぶ。図２は、直列バルブ１ａ〜１ｆの内部回路を、直列接続の１段分だけ示したものである。
【００２０】
２はＧＣＴ（ＧａｔｅＣｏｍｕｔａｔｅｄＴｈｙｒｉｅｔｅｒ）などの半導体スイッチング素子、３はダイオードである。半導体スイッチング素子としては、ＧＣＴの他にＧＴＯ、ＩＧＢＴ、ＳＩＴ、ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ等の自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子が同様に使用できる。ＡＣ側からＤＣ側に電力を供給する場合は、主にダイオード３を通して整流素子として各直列バルブが機能し、全体として３相の整流器を構成する。ＡＣ電圧より高いＤＣ電圧を得たい場合には、例えばＶ−Ｗ電圧が正の場合に、１ｂバルブのＧＣＴを導通させ、１ａのダイオードと１ｂのＧＣＴとで短絡回路を構成することによって、ＡＣ側が持つインダクタンス（図示しない）に電磁エネルギーを貯え、その後開放することにより、ＡＣ電圧に電磁エネルギーを重畳する形式でＤＣ側に送電する。このような動作により、昇圧型の整流器が実現できる。これらの動作は従来から広く知られているものである。次に、ＤＣからＡＣに変換する場合には、おおまかには、各直列バルブの垂直接続間では導通位相を１８０℃ずらし、またＶ、Ｗ、Ｕに接続されたそれぞれのバルブは１２０度づつ位相をずらして運転することにより、ＡＣ側に３相の交流電力を供給することができる。このときには、導通する時間幅のｄｕｔｙを変化することによって、ＡＣ側への送電電力量を制御することができる。最近では、高調波対策のために、１つのバルブの導通時間内にさらにスイッチングによりＰＷＭ動作をさせ、ＡＣ側に供給される変換器の電圧波形を少しでも正弦波に近づけるような動作をさせているものもある。
【００２１】
このような電力変換装置は例えばＤＣ送電システムなどで電力を双方向にやりとりする場合などに有効であるが、電圧が数１０ｋＶとなることが一般的なため、直列バルブ１は図３に示すように、多数の素子を直列接続することによって高電圧化されている。図３は本発明の実施の形態１のスナバ回路を含む図である。図３において、１１は直列接続の単位となる直列ステージ、１０はクランプ型のスナバ回路、１２は駆動用ゲート回路、４はスナバ用ダイオード、５はクランプコンデンサ、６抵抗などのインピーダンス素子、７は非線形抵抗素子であるゼナダイオード、８は抵抗、９はＩＧＢＴなどの半導体制御素子、１３は光ファイバなどの信号入力である。なお、半導体制御素子９は図においてはＩＧＢＴを例にとって示しているが、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴなどの制御端子への電圧により電流を制御できる素子であれば同じ効果となる。１４は直列バルブ１つ当たりに直列に存在するインダクタンスである。ゼナダイオード７は半導体制御素子９の高電圧側（Ｎ型半導体素子の場合）の主電極（ドレイン、コレクタなど）と制御電極（ゲート、ベースなど）との間に接続され、抵抗８は低電圧側主電極（ソース、エミッタなど）と制御電極との間に接続されている。半導体制御素子９はアナログ増幅器として動作し、ゼナダイオード７の電圧−電流特性を出力側主電極間に増幅して伝え、大電流の出力を可能にしている。さらにインピーダンス素子６を直列に接続することにより、放電の動作開始電圧と電圧−電流傾斜を任意に設定できるという利点がある。また放電電流の出力端子が電圧検出用のゼナダイオードの一端であるため、クランプコンデンサがゼナ電圧以下に過剰に放電されることが決してないという利点もある。これは、無駄な充放電による電力効率の低下を生じないことを保証している。
【００２２】
図４、５は、１ステージ当たりの構成とクランプ回路の動作を示したものであり、１５はｎ段の直列バルブのステージ１段当たりに置き換えたインダクタンスである。特にターンオフ時においては、インダクタンス１５のもっているサージエネルギーとターンオフずれにより流入する電力分の電荷がＣｓに流入することになる。この電荷によって上昇する。電圧ΔＶは以下のようになる。
【００２３】
【数１】

【００２４】
（ここで、τは直列ステージ間の時間のずれ、Ｉｏはオフ時の電流）
クランプコンデンサＣｓへの流入電荷Ｑは、
Ｑ＝ΔＶＣｓ・・・・（２）
となる。従って、この電荷Ｑが、再びＱが流入してくる時間までの間に放出しておくことにより、クランプコンデンサ５の充電電圧Ｖｓの値は定常になる。制御素子９のゲートはゼナ電圧Ｖｚの値を有するゼナダイオードを通して接続されており、制御素子９の両端がＶｚを越えるとゼナダイオード７に電流が流れ、抵抗８に電圧が発生するため制御素子９に電流が流れる。このような構成にしておくと制御素子９の両端はＶｚがアナログ的に増幅されるので、いつでもＶｚ近傍に留まることになる。その結果図５に示したように、Ｖｓとｉｓとの動作領域は図中の矢印で示され、１ステージ分のオフ時電圧Ｖｏから電荷Ｑによって△Ｖ上昇した場合、平均的には、インピーダンス素子６の両端にはＶｏ＋△Ｖ／２−Ｖｚの電圧かかることになる。このように、Ｃｓの電荷の放電回路にゼナダイオード７とＩＧＢＴとで構成されたアナログ電圧増幅器を用いることにより、一般的には電力容量の小さいゼナダイオードを用いて大きな容量の電圧クランプ素子を形成できる。図ではＶｚがＶｏよりも小さくなるよう選定してあるが、このメリットは以下のようになる。まず、電荷Ｑが全く流入しない条件や小さい条件の場合、Ｖｏ−Ｖｚ分の電圧によって電流が抵抗６に流れるため、１ステージのオフ時インピーダンスを低下させバルブ内でのオフ状態の分圧均等化に役立つ。加えて、例えば、Ｖｏは一般に２ｋＶ以上が選定されるが、高圧のゼナダイオードは高価である。ＶｚをＶｏより小さくすればゼナダイオード７の選択の幅も広がる。次にデメリットとして考えられる点は、Ｑが流入しない場合や小さい場合でも必ず抵抗６と制御素子９とで損失が発生する点である。この損失を避けるためにはＶｚをＶｏに一致させるかもしくは多少Ｖｏよりも大きく設定することも可能である。そうすることにより、インピーダンス素子６の値を十分に小さくしても無駄な損失が発生しないから、より多くの電荷を放出でき、Ｑが大きな場合にでも対応可能になる。
【００２５】
このような動作により、無駄な損失をできる限り小さくしながらも、スイッチング素子２の破壊を確実に抑えることができるから、装置の信頼性が確実に向上する。
【００２６】
図４、５の説明では、ゼナダイオード７による全圧Ｖｚをアナログ的に制御素子９で増幅する形式を採っているが、ゼナダイオードに換わり、アレスタやバリスタなどの定電圧半導体（非線形素子）であっても同じ効果を奏する。
【００２７】
実施の形態２
図６に示すように、半導体制御素子９を用いずに大容量のゼナダイオードやアレスタやバリスタなどの非線形抵抗素子９０を直接接続しても同じ効果を奏する。
【００２８】
実施の形態３
制御素子９の耐圧が十分に高くない場合には、図７（ａ）、７（ｂ）に示したようにアナログ増幅部分を２段直列にして構成してもよい。そうすることによって、ＩＧＢＴの耐圧はＩＧＢＴ９ａと９ｂの耐圧の和となるので、十分に高い耐圧が得られる。また、図７ｂに示すように、クランプコンデンサ５およびインピーダンス素子６を含めた部分を２段直列接続してもよい。これにより、低耐圧のクランプコンデンサを利用でき、コスト低減が可能になる。
【００２９】
このような構成によって、いずれも低耐圧の安価な素子で確実なクランプ機能を持たせることができ、スイッチング素子２の電圧破壊を防止することができる。
【００３０】
実施の形態４
次に、この発明の実施の形態４について説明する。既に説明しているクランプコンデンサ５の流入電荷Ｑは、例えば事故時の短絡電流などによってＩｏが跳ね上がった場合には非常に大きくなるため、△Ｖを小さく抑えてスイッチング素子２の破壊を抑えるためにはクランプコンデンサ５の容量を大きくする必要がある。しかし、これは装置の大型化を招いてしまう。そのため、過渡的にクランプコンデンサ５の働きの一部を分担するものが必要となる。図８、９はそれに対応できる構成を示しており、クランプコンデンサ５の働きを半導体制御素子９に分担させるものである。一般にＩＧＢＴなどの素子は、瞬時的にはかなり大きな電流を流せることが知られている。例えば、ＶｚをＶｏに等しくもしくは高く設定して、インピーダンス素子６を小さく設定すると、十分な電流が過渡的にも流せる。しかし、このときの過渡的な損失はほとんどが制御素子９によって損失されるため、過渡的に内部の温度上昇が激しくなる。それによりハンダ疲労などの問題によって、制御素子９が破壊することが懸念される。そのため、通常は急激な損失を半導体にて行なわせるのは注意する必要がある。図８、９はその問題を解決するものであり、クランプコンデンサ５の一方から制御素子９に直接コンデンサ２２（Ｃｐ）にて接続される経路を設けている。動作を説明する。ターンオフ直前にはＣｐ２２にもやはりほぼＶｏが印加されているのは簡単に理解できる。半導体スイッチング素子２のターンオフによって、Ｑの電荷がスナバ回路に流れ込むと、Ｑの一部がＣｐ２２に分流する。それにより制御素子９の制御端子にはＩｏ＊Ｃｐ／Ｃｓ＊Ｒｇ（Ｒｇはゲート抵抗８の抵抗値）の電圧が印加される。それにより、制御素子９は急速に電圧が低下し（図９（ｂ）のＶ９）、抵抗６に大きな電圧が印加される。それにより、抵抗６に大電流が流れ、Ｑの一部を受け持つことができる。それによって、クランプコンデンサ５に流入する電荷が抑制され、クランプコンデンサ５の電圧上昇が抑えられる。その結果、小さなクランプコンデンサ５でも△Ｖが抑えられる。この場合、制御素子９のゲート電圧はＱが大きいほど（Ｉｏが大きいほど）大きくなるから、Ｉｏが大きいほどインピーダンス素子６には大きな電流が流れ、当然制御素子９の電圧はより小さくなり、最大時はスイッチングに近い形式にもなり得る。その結果、制御素子９と抵抗６との過渡状態での損失分担が変化し、Ｉｏが大きいほど制御素子９での損失分担が小さくなる。それによって、制御素子９の過渡的な損失は一定量に抑えられ、ハンダ疲労などが生じにくくなる。
【００３１】
このような構成により、過渡的には大電流がインピーダンス素子６に流れ、クランプコンデンサ５の電圧上昇を抑えるから、クランプコンデンサ５の値を小さく設定でき、コスト低減および小型化が実現できる。また、制御素子９の信頼性も向上する。
【００３２】
実施の形態５
これまで説明した実施の形態においては、ゼナダイオード７は高電圧用のものが必要となっていた。しかし、高電圧のゼナダイオードは一般に高価である。本発明の実施の形態５はこの問題点を解決するものであり、図１０（ａ）、１０（ｂ）に示している。図１０（ａ）において、分圧抵抗１６ａと１６ｂとで分圧された電圧が低電圧ゼナ７０に入力され、制御素子９のゲートに導かれている。ゼナ電圧は制御素子９のしきい値より十分に大きく選んであるから、Ｖｇの電圧がゼナ電圧を越えるとＩＧＢＴ８は電流が流れる。すなわち、Ｖｄの電圧が、Ｖｚ＊（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２の大きさになると制御素子９に電流が流れることになる。従って、Ｖｄは常にＶｚ＊（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２の大きさにクランプされていることになり、高圧のゼナダイオードを挿入しているこれまでの実施の形態と同じ効果を奏する。
【００３３】
このような構成によって、高価な高電圧のゼナダイオ−ド使用する必要がないので、装置全体のコストが大幅に低下できる。
【００３４】
図１０（ｂ）は、分圧器としてコンデンサと抵抗との並列回路を用いた例である。図に示したように、並列接続されている時定数を一致させることにより、全周波数域において優れた分圧性能を示すことは一般的によく知られている。すなわち、Ｃ１Ｒ１＝Ｃ２Ｒ２とすれば、Ｖｇ＝Ｖｄ＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）となる。このような構成によって、ａの場合と同様に装置全体のコストが大幅に低下できると共に、分圧器が全周波数域において優れた特性を示すので信頼性が高くなるという効果がある。
【００３５】
実施の形態６
次に、この発明の実施の形態６について説明する。目的は実施の形態４と同じである。既に説明しているＱは、例えば事故時の短絡電流などによってＩｏが跳ね上がった場合には非常に大きくなるため、△Ｖを小さく抑えてスイッチング素子２の破壊を抑えるためにはクランプコンデンサ５の容量を大きくする必要がある。しかし、これは装置の大型化を招いてしまう。そのため、過渡的にクランプコンデンサ５の働きの一部を分担するものが必要となる。図１１、１２はそれに対応できる構成を示している。一般にＩＧＢＴなどの素子は、瞬時的にはかなり大きな電流を流せることが知られている。例えば、ＶｚをＶｏに等しくもしくは高く設定して、インピーダンス素子６を小さく設定すると、十分な電流が過渡的にも流せる。しかし、このときの過渡的な損失はほとんどが制御素子９によって損失されるため、過渡的に内部の温度上昇が激しくなる。それによりハンダ疲労などの問題によって、制御素子９が破壊することが懸念される。そのため、通常は急激な損失を半導体にて行なわせるのは注意する必要がある。図１１はその問題を解決するものである。分圧器はＣ１Ｒ１＞Ｃ２Ｒ２となるように選定してあり、Ｃ１／Ｃ２＞Ｒ２／Ｒ１と選んでいくことにより、定常状態では半導体制御素子９の制御端子電圧Ｖｇ＝Ｖｄ＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）で決まり、過渡的にはＶｇ＝Ｖｄ＊Ｃ１／（Ｃ１＋Ｃ２）で決まるようになる。その結果、定常状態では、制御素子９の両端はＶｚ＊（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２でクランプされ、過渡状態ではＶｚ＊（Ｃ１＋Ｃ２）／Ｃ１でクランプされる。その結果、図にあるように、過渡状態では、インピーダンス素子６に大きな電流が流れ、Ｑの一部をインピーダンス素子６に分流させるため、クランプコンデンサ５の電圧上昇が抑えられ、容量値を小さく選定できる。また、制御素子９の電圧はＶｚ＊（Ｃ１＋Ｃ２）／Ｃ１まで低下しているので、過渡的な損失が小さくなりハンダ疲労などが生じにくくなる。
【００３６】
このような構成により、過渡的には大電流がインピーダンス素子６に流れ、クランプコンデンサ５の電圧上昇を抑えるから、クランプコンデンサ５の値を小さく設定でき、コスト低減および小型化が実現できる。また、制御素子９の信頼性も向上する。
【００３７】
実施の形態７
次に第７の実施の形態について説明する。本実施の形態の目的は、クランプコンデンサ５に蓄えられた電荷をこれまでに説明してきた制御素子９を用いずに放電させることにある。制御素子９を設置することにより、新たな面積が必要となるため、大型になったり、高コスト化になったりする。図１３、１４は、これを解消するための実施の形態であり、クランプダイオードに並列に逆流放電スイッチ１９（ＳＷＡ）が挿入されている。また、ゲート回路からの出口には電流制御素子であるゲートインピーダンス素子２０が接続されている。さらに、半導体スイッチング素子２には電圧制御型のＩＧＢＴ２ａが接続されている。図１３、１４に示すように、オフ状態においては、逆流放電スイッチ１９が導通状態になるよう制御されている。クランプコンデンサ５の電圧が上昇し、ゼナダイオード７の電流が増加すると、抵抗１８の両端の電圧が増加する。それにより、抵抗１８の両端はＩＧＢＴ２ａのゲート・ソース間に接続されているため、ＩＧＢＴ２ａは電流を流そうとする。それにより、クランプコンデンサ５の電荷は逆流放電スイッチ１９、ＩＧＢＴ２ａを通って放電する。抵抗などで構成される電流制限素子２０の意味を説明する。電流制限素子２０がないと、Ｖｇａｔｅの電圧はＩＧＢＴ２ａがオフ状態ではゼロになっているため、抵抗１８の両端に電圧が発生してもＩＧＢＴ２ａのゲートには電圧がかからない。それは、ゼナダイオード７を流れる電流がゲート回路に逆流するからである。この逆流を抑制して、所定の電圧が抵抗１８に発生するようにするためのものが抵抗電流制限素子２０である。電流制限素子２０を抵抗１８よりも少なくともあまり小さくない値に選定しておけば、抵抗１８の両端に発生した電圧はほとんどＶｇａｔｅに伝達されるから、前記説明した動作が実現できる。しかしながら、ゲート回路の出力側に抵抗が接続されているから、ゲート電圧の立ち上がり、立ち下がり波形は当然緩やかになる。
【００３８】
このような構成することによって、実施の形態６まで用いられてきた半導体制御素子９が不要となるので、装置が小型になり、またコストが大幅に低減できる。なお、今回新たに設けた逆流放電スイッチ１９の電流は極めて小さく、損失もほとんど発生しないから、寸法やコストを増加させる要因にはならない。
【００３９】
実施の形態８
図１５、１６は実施の形態８について説明している。実施の形態８では新たにゲート高速化スイッチ２１を設けており、半導体スイッチング素子のゲート電圧ＶｇａｔｅがＨになっている時間はＳＷＢ２１が導通状態になっているよう制御されている。この構成は先の実施の形態７の問題点である、Ｖｇａｔｅの電圧が緩やかになることを解決するものである。それにより、ＩＧＢＴ２ａのターンオン、ターンオフ速度が高速化され、スイッチング損失が低減される。ＶｇａｔｅがＨになっている間は、ゲート高速化スイッチ２１が導通しているので、Ｖｇａｔｅには急峻に電圧が印加される。一方、ＩＧＢＴ２ａのオフ状態では、ゲート高速化スイッチ２１がオフしているので、ゼナダイオード７に流れる電流が電流制限素子２０で逆流を阻止されるので、安定にＶｇａｔｅが印加される。
【００４０】
このような構成にすることによって、ＩＧＢＴ２ａのゲート立ち上がり、立ち下がりが高速化され、スイッチング損失が低減し、また、実施の形態９までに必要となっていた制御素子９が不要となるので、損失が小さく小型で低コストの装置が実現できる。
【００４１】
実施の形態９
次に実施の形態９について説明する。実施の形態９〜１１は、送電側と受電側にそれぞれＡＣ−ＤＣ、ＤＣ−ＡＣ変換装置を接続し、電力の送電を行なうシステムにおける電力変換装置の初期動作に関するものである。図１７、１８、１９は、実施の形態９を説明するもので、図１７はシステム全体の構成図、図１８は図１７におけるスイッチングアームＳ１〜Ｓ８の内部構成図、図１９はシステム全体の初期動作説明図である。図において、同じ番号はこれまで説明したものと同じ意味を有している。図においては単相の電力変換装置を２つ接続したＤＣ送電システムを示しており、５０は送電側の交流電源、４０は投入スイッチＳＷＸ、４１は、送電側電源インダクタンス、３１は送電側ＤＣコンデンサ、３２は送電線のインダクタンス成分、３０は受電側ＤＣコンデンサ、３３は受電側変換装置のインダクタンス成分、５１は送電側変換装置のインダクタンス成分である。インダクタンス成分３３、５１はいずれも各アームが持っているものを等価的に含んだ値で示してある。また、各アームは代表的に２直列の半導体スイッチング素子（ＧＣＴ）で示している。また、スナバ回路は、実施の形態１のタイプのものを代表して示しているが、他の構成でも同じような効果となる。また、電力変換装置は３相でもよく、また３レベルで方式も同じ効果を奏する。
【００４２】
クランプ型のスナバ回路の問題点として以下が挙げられる。クランプ型のスナバ回路は、これまでに説明したように電荷Ｑの流入分のみを休止期間中に消費するから、無駄な電力損失は少なく、そのため、クランプコンデンサ５を大きく設定することが容易である。しかし、クランプコンデンサ５を大きく設定した場合、例えば変換器のスタート時などには、クランプコンデンサの電圧はゼロであるため、各アームの導通と共に、スナバコンデンサの充電電流が流れ、それによってクランプコンデンサの電圧が跳ね上がり、ＧＣＴを破壊してしまう可能性がある。例えば、Ｖｄｃが所定の値に充電された後で、受電側変換装置を動作し始めると、例えばＳ５が導通するとＳ８のクランプ回路に充電電流が流れ、クランプコンデンサ５の電圧はインダクタンス３３との共振によって、最大２＊Ｖｄｃまで上昇してしまう。この電圧がＧＣＴの耐圧を超えるとＧＣＴは当然破壊に至る。また、このとき流れる電流は過大であるため、ノイズを発生したり、またＧＣＴを破壊したりする恐れもある。従って、クランプ型のスナバ回路は、いかに安定にクランプコンデンサ５の電圧を定常値に持っていくかが、ひとつの課題となる。本実施の形態はそれを解決するものであり、例えば時刻ｔｏにて送電側の投入スイッチ４０がオンすると、整流回路として働く図の左側のＡＣ−ＤＣ変換器は送電線に徐々に直流電圧を充電し始める。このとき、受電端のＤＣコンデンサ３０の立ち上がる速度は、送電線のインダクタンス３２、送電側変換器のインダクタンス５１、送電側の交流インダクタンス４１などと、送電・受電側のＤＣコンデンサから決まる。図１９に示すように受電側の変換装置は、受電側のＤＣコンデンサの電圧が立ち上がる途中で複数回変換動作を行なうように高い周波数で制御されている。このような動作によって、受電側変換装置のクランプコンデンサ５には複数回に分割して電圧が充電されるようになる。それによって、クランプコンデンサ５の電圧が過大に跳ね上がることがなくなる。受電側ＤＣコンデンサ電圧が所定の値になった点で、正常の変換周波数動作に移行することによって、所定の周波数の交流電圧を需要家に供給することができる。
【００４３】
このような構成によって、送電側を投入時にクランプコンデンサ５の電圧が跳ね上がることを抑制でき、ＧＣＴ素子の信頼性を向上させることができる。それにより、ＤＣ送電システムの安定性・信頼性が大幅に向上する。
【００４４】
なお、実施の形態９では、周波数を増加した形で変換動作を実施することにより、クランプコンデンサの電圧を準静的に増加させたが、例えば周波数を一定にして高周波ＰＷＭをしても、同様の効果を奏するが、受電側ＤＣコンデンサの立ち上がりが変換周波数に近くなった場合には、意味をなさないことはいうまでもない。
【００４５】
実施の形態１０
次に実施の形態１０について説明する。実施の形態９においては、受電側のＤＣコンデンサの電圧が上昇する際、受電側の変換装置の動作を既に開始したが、その場合、単に周波数を増加した構成では、需要家に高周波の交流が供給されてしまい、問題がある。実施の形態１０ではこの問題を解決するものであり、図２０に示すように時刻ｔｏ以降にスイッチングを行なうアームは受電側コンデンサの電圧上昇期間中にＳ５とＳ７とを同じ位相で、Ｓ６とＳ８とを同じ位相で複数回導通させる。それにより、需要家には一切電圧が伝達されずにクランプコンデンサ５の充電を行なうことができる。クランプコンデンサ５の電圧は実施の形態１２と同様準静的に上昇するから、クランプコンデンサ５の電圧が過大に跳ね上がることがなくなる。受電側ＤＣコンデンサ電圧が所定の値になった点で、正常の変換周波数動作に移行することによって、所定の周波数の交流電圧を需要家に供給することができる。
【００４６】
このような構成によって、送電側の投入時にクランプコンデンサ５の電圧が跳ね上がることを抑制でき、ＧＣＴ素子の信頼性を向上させることができる。それにより、ＤＣ送電システムの安定性・信頼性が大幅に向上する。
【００４７】
実施の形態１１
次に、実施の形態１１について説明する。実施の形態９、１０は送電側が投入時にクランプコンデンサ３３の値を準静的に定常値に達するように制御したが、送電側と受電側で投入のタイミングを合わせるなど投入条件に制約がでるため、システムとしての自由度を損ねてしまう。本実施の形態ではその問題を解決する。図２１、図２２において、Ｖｄｃが立ち上がってしまってから、変換器はＳ５、Ｓ７およびＳ６、Ｓ８とが、短い時間だけ導通する。受電側変換器のインダクタンス３３とクランプコンデンサ５との共振周期Ｔの半分の時間で、前述のようにクランプコンデンサ５の電圧が２Ｖｄｃまで上昇しようとするので、この導通時間はＴ／２より十分に短く設定する。Ｔ／２より十分に短い値に導通時間を設定すれば、インダクタンス３３に十分なエネルギーが充電されないから、オフ時にクランプコンデンサ５の跳ね上がる電圧は小さく抑えられる。例えば、インダクタンス３３に蓄えられるエネルギーが、丁度クランプコンデンサ５の電圧を定常値になるように導通時間を設定することも可能である。仮に、導通時間が正確でなくても、Ｔ／２より十分に短ければ、少なくとも複数回のこの動作の繰り返しで、必ず定常値に到達する。
【００４８】
このような構成によって、受電側のＤＣコンデンサ３０の電圧が完全に立ち上がってしまったあとでも、クランプコンデンサ５の電圧を跳ね上げることなく定常値に持っていけるので、システム自由度が高く、安定性・信頼性の高いＤＣ送電システムが実現できる。
【００４９】
【発明の効果】
本発明の請求項１〜４にかかわる電力変換装置においては、自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群により１アームを構成し、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の電力変換装置を構成し、前記半導体スイッチング素子の両端にそれぞれスナバ回路を設けた電力変換装置において、前記スナバ回路は半導体スイッチング素子の両端にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプコンデンサの両端に非線形回路を並列に接続し、前記非線形回路は、非線形抵抗素子または非線形抵抗素子と半導体制御素子を用いた非線形抵抗回路から構成され、
前記半導体制御素子を用いた非線形回路が、放電用の制御電極付き半導体制御素子と、該半導体制御素子の高電圧側の第一主電極と低電圧側の第二主電極との間に並列接続される第一インピーダンス及び第二インピーダンスとの直列体と、前記直列体の直列接続点と前記半導体制御素子の制御電極との間に接続された閾電圧特性をもつ非線形抵抗素子とからなり、
前記第一インピーダンス及び第二インピーダンスが、それぞれ第１の抵抗と第１のコンデンサとの並列回路および第２の抵抗と第２のコンデンサとの並列回路からなり、それぞれのＣＲ時定数は同一である
ことを特徴とするので、安定でかつ回路構成が簡単、かつ無駄な損失をできる限り小さくしながらも、半導体スイッチング素子の破壊を確実に抑えることができる効果があり、装置の信頼性が向上する。
【００５４】
本発明の請求項２にかかわる電力変換装置においては、前記二つのインピーダンス素子はそれぞれ第１の抵抗と第１のコンデンサとの並列回路および第２の抵抗と第２のコンデンサとの並列回路からなり、第１の抵抗と第１のコンデンサによるＣＲ時定数を第２の抵抗と第２のコンデンサによるＣＲ時定数より大きくし、前記第一の抵抗と第一のコンデンサからなるインピーダンスを前記半導体制御素子の第一主電極側に接続したので、過渡時において放電電流を増加でき、クランプコンデンサの電圧上昇を抑えることができ、クランプコンデンサの値を小さく設定でき、コスト低減および小型化が実現できる。また、半導体制御素子の信頼性も向上する。
【００５５】
本発明の請求項３にかかわる電力変換装置においては、自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群により１アームを構成し、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の電力変換装置を構成し、前記半導体スイッチング素子の両端にそれぞれスナバ回路を設けた電力変換装置において、前記スナバ回路は半導体スイッチング素子の主電極間にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプダイオードの両端に放電用スイッチを有し、クランプコンデンサの両端にはゼナダイオードなどの定電圧素子とインピーダンス素子との直列回路を接続し、前記インピーダンス素子と定電圧素子との直列接続点を前記自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子の制御電極に接続し、前記制御電極を電流制御素子を介してゲート駆動回路に接続したので、電荷放電用の半導体制御素子を特別に設けることがなく、小型・低コストの装置を実現する。
【００５６】
本発明の請求項４にかかわる電力変換装置においては、前記電流制限素子の両端にはゲート高速化用スイッチを有するので、半導体スイッチング素子のスイッチング損失を低減できる。
【００５７】
本発明の請求項５にかかわる電力変換装置においては、自己消弧機能を有する半導体スイッチング素子を直列に接続したスイッチ群を１アームとし、前記アームを少なくとも２つ以上組み合わせることにより高電圧の交直変換装置を構成し、前記交直変換装置を少なくとも受電側に用いて直流送電を行なう電力変換装置において、前記半導体スイッチング素子の両端にはそれそれスナバ回路が設けられ、前記スナバ回路は半導体の両端にクランプダイオードとクランプコンデンサの直列回路を接続し、前記クランプコンデンサの両端には非線形抵抗素子または半導体制御素子を用いた非線形抵抗回路から構成され、前記電力変換装置の送電側の電源が投入される際に、送電線の直流電圧が上昇する期間中、前記受電側の電力変換装置を複数回スイッチングさせるので、クランプコンデンサの電圧の跳ね上がりを抑えることができ、半導体スイッチング素子の破壊を防止し、安定で信頼性の高い送電システムを得ることができる。
【００５８】
本発明の請求項６にかかわる電力変換装置においては、前記電力変換装置の送電側に電源が投入される際に、送電側の直流電圧が上昇する期間中、前記受電側の電力変換装置は、高圧側アーム群同士と低圧側アーム群同士とを交互にスイッチングするので、需要家に異周波交流などの発生を防止することができる。
【００５９】
本発明の請求項７にかかわる電力変換装置においては、前記送電側の電源が投入される際に、受電側の電力変換装置は、電力変換装置のインダクタンス成分とクランプコンデンサとの共振周期の半分より短い時間の導通を繰り返し行なうので、クランプコンデンサの電圧の跳ね上がりを抑えることができ、半導体スイッチング素子の破壊を防止し、安定で信頼性の高い送電システムを得ると共に、自由度の高いＤＣ送電システムを供給できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来および本発明の電力変換装置の基本的構成を説明するための図である。
【図２】本発明の電力変換装置の主スイッチ部の構成を説明するための図である。
【図３】本発明の電力変換装置の１アームの構成を示した回路図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態の構成を説明するための図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態の動作を説明するための図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態の構成を示す図である。
【図８】本発明の第４の実施の形態の構成を示す図である。
【図９】本発明の第４の実施の形態の動作を説明する図である。
【図１０】本発明の第５の実施の形態の構成を示す図である。
【図１１】本発明の第６の実施の形態の構成を示す図である。
【図１２】本発明の第６の実施の形態の構成を示す図である。
【図１３】本発明の第７の実施の形態の構成を示す図である。
【図１４】本発明の第７の実施の形態の動作を説明する図である。
【図１５】本発明の第８の実施の形態の構成を示す図である。
【図１６】本発明の第８の実施の形態の動作を説明する図である。
【図１７】本発明の第９の実施の形態の構成を示す図である。
【図１８】本発明の第９の実施の形態の構成を示す図である。
【図１９】本発明の第９の実施の形態の動作を説明する図である。
【図２０】本発明の第１０の実施の形態の動作を説明する図である。
【図２１】本発明の第１１の実施の形態の動作を説明する図である。
【図２２】本発明の第１１の実施の形態の動作を説明する図である。
【図２３】従来の電力変換装置の構成図である。
【図２４】従来の電力変換装置の構成図である。
【符号の説明】
１直列バルブ、２半導体スイッチング素子、３ダイオード、４クランプダイオード、５クランプコンデンサ、６インピーダンス素子、７ゼナダイオ―ド、８ゲート抵抗、９半導体制御素子、１０スナバ回路、１１直列ステージ、１２ゲート回路、１３入力、１４インダクタンス、１５１ステージ当たりのインダクタンス、１６，１８抵抗、１７，２２コンデンサ、１９逆流放電スイッチ、２０ゲートインピーダンス素子、２１ゲート高速化スイッチ、３０受電側ＤＣコンデンサ、３１送電側ＤＣコンデンサ、３２送電線インダクタンス、３３受電側変換装置インダクタンス、４０交流側投入スイッチ、４１送電側電源インダクタンス、５０交流電源、５１送電側変換装置インダクタンス、９０非線形抵抗素子。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a configuration of a power conversion device used for AC / DC conversion or DC / AC conversion in a power system or the like.
[0002]
[Prior art]
23 and 24 are examples of the power conversion device disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-275684 and the like, and show the configuration per stage when switching elements are connected in series. In the figure, 100 is a switching element, 102 is a clamp diode, 103 is a clamp capacitor, 105 is a gate control circuit, 108 is an optical fiber, 109 is a discharge resistor, 110 is a discharge control circuit, and 111 is a discharge switching element. Next, the operation will be described. In the case where stages having the configuration as shown in the figure are connected in series, it is generally known that overvoltage occurs at both ends of the switching element 1 due to the following two causes. One is due to variations in the turn-on or turn-off time of a large number of switching elements 1 connected in series. For example, an overvoltage is applied to an element that turns on late at turn-on and an element that turns off early at turn-off. The The second is due to the surge energy of the inductance of the circuit, and an overvoltage is applied to all stages in common by the back electromotive force of the inductance mainly at turn-off. In the configuration shown in FIG. 22, the clamp diode 102, the clamp capacitor 103, the discharge resistor 109, the discharge control circuit 110, and the discharge switching element 111 constitute a clamp-type snubber circuit, and the operation thereof will be described below. When the overvoltage described above occurs, the voltage flows into the clamp capacitor 103 and stops an increase in voltage applied to both ends of the switching element. The charge flowing into the clamp capacitor 103 is prevented from flowing back by the clamp diode 2. At this time, the voltage of the clamp capacitor 103 temporarily rises. The electric charge of the clamp capacitor 103 is discharged through the discharge resistor 109 by the discharge switching element 111 that is switched by the signal output from the discharge control circuit 110. As a result, the voltage of the clamp capacitor 103 is lowered to a certain value. If this constant value is matched in each series stage, an excessive voltage will not be applied to the switching element 1 even if surge energy flows. The advantage of such a clamp-type snubber circuit (Japanese Patent Publication No. 7-83617) is that only the surge energy that flows in is consumed as a loss, so there is no waste. In the C-R-D snubber circuit as shown in FIG. 23, the loss for charging / discharging the clamp capacitor 103 to the value obtained by dividing the total applied DC voltage by the series number is added to the surge energy and consumed by the discharge resistor 109. Therefore, it is widely known that there is a problem that the efficiency of the apparatus cannot be increased.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional technique, the discharge switching element 111 is used to discharge the clamp capacitor 103, and the discharge control circuit 110 becomes complicated. That is, since the voltage of the clamp capacitor 103 must be discharged until it reaches a constant voltage value, a detection circuit and a voltage comparison circuit for that value are required. Further, a stabilized power supply circuit for operating such a circuit is required. Furthermore, since the gate voltage of the discharge switching element 111 needs to change a value commensurate with turning on / off, the driving power increases and the capacity of the stabilized power supply circuit also increases. When an active circuit such as a voltage comparison circuit is provided, there is a problem that noise generated by switching or the like is easily applied, and reliability may be lowered.
[0004]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and aims to simplify the configuration of the clamp-type snubber circuit and to reduce the size and stabilize it.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
  The power conversion device according to claim 1 of the present invention comprises a switch group in which semiconductor switching elements having a self-extinguishing function are connected in series to form one arm, and at least two or more of the arms are combined to generate high voltage power. In the power conversion device that constitutes a conversion device and has snubber circuits at both ends of the semiconductor switching element, the snubber circuit connects a series circuit of a clamp diode and a clamp capacitor at both ends of the semiconductor switching element, and A nonlinear circuit is connected in parallel at both ends, and the nonlinear circuit is composed of a nonlinear resistance element or a nonlinear resistance circuit using a nonlinear resistance element and a semiconductor control element.And
A non-linear circuit using the semiconductor control element is connected in parallel between a semiconductor control element with a control electrode for discharge and a first main electrode on the high voltage side and a second main electrode on the low voltage side of the semiconductor control element A series body of the first impedance and the second impedance, and a non-linear resistance element having a threshold voltage characteristic connected between the series connection point of the series body and the control electrode of the semiconductor control element,
The first impedance and the second impedance are respectively composed of a parallel circuit of a first resistor and a first capacitor and a parallel circuit of a second resistor and a second capacitor, and the CR time constants are the same.
It is characterized byIs.
[0013]
  Claims of the invention2The power converter according to claim 7, wherein the two impedance elements are a parallel circuit of a first resistor and a first capacitor and a parallel circuit of a second resistor and a second capacitor, respectively. The CR time constant of the first resistor and the first capacitor is made larger than the CR time constant of the second resistor and the second capacitor, and the impedance of the first resistor and the first capacitor is controlled by the semiconductor control. It is connected to the first main electrode side of the element.
[0014]
  Claims of the invention3The power conversion apparatus according to the present invention constitutes one arm by a switch group in which semiconductor switching elements having a self-extinguishing function are connected in series, and constitutes a high-voltage power conversion apparatus by combining at least two of the arms, In the power conversion device in which snubber circuits are provided at both ends of the semiconductor switching element, the snubber circuit connects a series circuit of a clamp diode and a clamp capacitor between main electrodes of the semiconductor switching element, and a discharge circuit is connected to both ends of the clamp diode. A semiconductor having a switch, connecting a series circuit of a constant voltage element such as a Zener diode and an impedance element to both ends of the clamp capacitor, and having a self-extinguishing function at a series connection point of the impedance element and the constant voltage element Connected to the control electrode of the switching element, said control Which are connected to the gate drive circuit through a current control element electrode.
[0015]
  Claims of the invention4The power conversion apparatus according to claim 10 has a gate speed-up switch at both ends of the current limiting element.
[0016]
  Claims of the invention5The power conversion apparatus according to the present invention comprises a switch group in which semiconductor switching elements having a self-extinguishing function are connected in series as one arm, and constitutes a high voltage AC / DC converter by combining at least two of the arms. In a power converter that performs DC power transmission using at least the power receiving side of the converter, a snubber circuit is provided at each end of the semiconductor switching element, and the snubber circuit is a series circuit of a clamp diode and a clamp capacitor at both ends of the semiconductor. Is connected to both ends of the clamp capacitor, and a non-linear resistance circuit using a non-linear resistance element or a semiconductor control element is used. During the rising period, the power converter on the power receiving side is switched multiple times. That.
[0017]
  Claims of the invention6The power conversion device according to claim 12, wherein the power conversion device on the power receiving side is a period during which a DC voltage on the power transmission side rises when power is turned on to the power transmission side of the power conversion device. The high-pressure side arm groups and the low-pressure side arm groups are alternately switched.
[0018]
  Claims of the invention7The power conversion device according to claim 12 is the configuration according to claim 12, wherein when the power on the power transmission side is turned on, the power conversion device on the power reception side is half the resonance period of the inductance component of the power conversion device and the clamp capacitor. Conduction for a shorter time is repeated.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1
FIG. 1 is a diagram illustrating a basic configuration of a power conversion apparatus that exchanges from AC to DC or from DC to AC in a power system or the like. Reference numerals 1a to 1f are series valves each having a plurality of semiconductor switching elements connected in series. Each series valve 1a-1f is called an arm here. FIG. 2 shows the internal circuit of the series valves 1a to 1f for one stage of series connection.
[0020]
2 is a semiconductor switching element such as GCT (Gate Commutated Thyrier), and 3 is a diode. As the semiconductor switching element, in addition to GCT, a semiconductor switching element having a self-extinguishing function such as GTO, IGBT, SIT, FET, and bipolar transistor can be similarly used. When power is supplied from the AC side to the DC side, each series valve functions mainly as a rectifying element through the diode 3 and constitutes a three-phase rectifier as a whole. When it is desired to obtain a DC voltage higher than the AC voltage, for example, when the V-W voltage is positive, the GCT of the 1b valve is made conductive, and a short circuit is constituted by the 1a diode and the 1b GCT. The electromagnetic energy is stored in an inductance (not shown) on the side, and then released to transmit power to the DC side in a form in which the electromagnetic energy is superimposed on the AC voltage. With such an operation, a step-up rectifier can be realized. These operations are widely known in the past. Next, when converting from DC to AC, roughly, the conduction phase is shifted by 180 ° C. between the vertical connections of each series valve, and each valve connected to V, W, U is phased by 120 degrees. By operating with shifting, three-phase AC power can be supplied to the AC side. At this time, the amount of power transmitted to the AC side can be controlled by changing the duty of the time width for conduction. Recently, as a countermeasure against harmonics, PWM operation is further performed by switching within the conduction time of one valve, and the voltage waveform of the converter supplied to the AC side is made to operate as close to a sine wave as possible. Some are.
[0021]
Such a power conversion device is effective, for example, when the power is exchanged bidirectionally in a DC power transmission system or the like. However, since the voltage is generally several tens of kV, the series valve 1 is as shown in FIG. In addition, the voltage is increased by connecting a large number of elements in series. FIG. 3 is a diagram including the snubber circuit according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 3, 11 is a series stage as a unit of series connection, 10 is a clamp type snubber circuit, 12 is a driving gate circuit, 4 is a snubber diode, 5 is a clamp capacitor, 6 impedance elements such as a resistor, 7 is A Zener diode which is a non-linear resistance element, 8 is a resistance, 9 is a semiconductor control element such as IGBT, and 13 is a signal input such as an optical fiber. The semiconductor control element 9 is shown with an IGBT as an example in the figure, but the same effect can be obtained as long as the element can control the current by the voltage to the control terminal such as a bipolar transistor or FET. Reference numeral 14 denotes an inductance existing in series per series valve. The Zener diode 7 is connected between the main electrode (drain, collector, etc.) on the high voltage side (in the case of an N-type semiconductor element) of the semiconductor control element 9 and the control electrode (gate, base, etc.), and the resistor 8 has a low voltage. It is connected between the side main electrode (source, emitter, etc.) and the control electrode. The semiconductor control element 9 operates as an analog amplifier, and amplifies and transmits the voltage-current characteristics of the Zener diode 7 between the output side main electrodes, thereby enabling output of a large current. Furthermore, there is an advantage that the discharge operation start voltage and the voltage-current gradient can be arbitrarily set by connecting the impedance elements 6 in series. Further, since the output terminal of the discharge current is one end of the Zener diode for voltage detection, there is an advantage that the clamp capacitor is never excessively discharged below the Zener voltage. This guarantees that power efficiency is not lowered due to unnecessary charging and discharging.
[0022]
4 and 5 show the configuration per stage and the operation of the clamp circuit, and 15 is the inductance replaced per stage of the n-stage series valve. In particular, at the turn-off time, the surge energy having the inductance 15 and the charge corresponding to the power flowing in due to the turn-off deviation flow into Cs. It rises by this charge. The voltage ΔV is as follows.
[0023]
[Expression 1]

[0024]
(Where τ is the time lag between the series stages and Io is the off current)
The charge Q flowing into the clamp capacitor Cs is
Q = ΔVCs (2)
It becomes. Accordingly, when the charge Q is released until the time when Q again flows, the value of the charging voltage Vs of the clamp capacitor 5 becomes steady. The gate of the control element 9 is connected through a Zener diode having the value of the Zener voltage Vz. When both ends of the control element 9 exceed Vz, a current flows through the Zener diode 7 and a voltage is generated in the resistor 8. Current flows through With such a configuration, Vz is amplified in an analog manner at both ends of the control element 9, so that it always stays near Vz. As a result, as shown in FIG. 5, the operating region of Vs and is is indicated by an arrow in the figure, and when ΔV is increased by the charge Q from the off-state voltage Vo for one stage, the impedance is averaged. The voltage of Vo + ΔV / 2−Vz is applied to both ends of the element 6. Thus, by using an analog voltage amplifier composed of the Zener diode 7 and the IGBT in the discharge circuit of the Cs charge, a voltage clamp element having a large capacity is generally formed using a Zener diode having a small power capacity. it can. In the figure, Vz is selected to be smaller than Vo, but this merit is as follows. First, in the case where the charge Q does not flow at all or in a small condition, the current flows through the resistor 6 due to the voltage of Vo−Vz, so that the impedance at the off time of one stage is lowered and the partial pressure in the off state in the valve is equalized. To help. In addition, for example, Vo is generally selected to be 2 kV or more, but a high voltage Zener diode is expensive. If Vz is made smaller than Vo, the selection range of the Zener diode 7 is expanded. Next, a possible demerit is that a loss always occurs between the resistor 6 and the control element 9 even when Q does not flow in or is small. In order to avoid this loss, it is possible to make Vz coincide with Vo or set it slightly larger than Vo. By doing so, even if the value of the impedance element 6 is made sufficiently small, no useless loss occurs, so that more charges can be released and even when Q is large, it becomes possible to cope.
[0025]
By such an operation, it is possible to reliably suppress the destruction of the switching element 2 while minimizing useless loss, and thus the reliability of the apparatus is reliably improved.
[0026]
4 and 5, the total pressure Vz generated by the Zener diode 7 is analogly amplified by the control element 9, but instead of the Zener diode, a constant voltage semiconductor (non-linear element) such as an arrester or varistor is used. Even if there is, it has the same effect.
[0027]
Embodiment 2
As shown in FIG. 6, the same effect can be obtained by directly connecting a non-linear resistance element 90 such as a large-capacity Zener diode, arrester or varistor without using the semiconductor control element 9.
[0028]
Embodiment 3
When the withstand voltage of the control element 9 is not sufficiently high, two stages of analog amplification parts may be configured in series as shown in FIGS. 7 (a) and 7 (b). By doing so, the withstand voltage of the IGBT becomes the sum of the withstand voltages of the

IGBTs

9a and 9b, so that a sufficiently high withstand voltage can be obtained. Further, as shown in FIG. 7b, the portion including the clamp capacitor 5 and the impedance element 6 may be connected in two stages in series. Thereby, a low withstand voltage clamp capacitor can be used, and the cost can be reduced.
[0029]
With such a configuration, it is possible to provide a reliable clamping function with an inexpensive element having a low withstand voltage, and to prevent voltage breakdown of the switching element 2.
[0030]
Embodiment 4
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. The inflow charge Q of the clamp capacitor 5 that has already been described becomes very large when, for example, Io jumps up due to a short-circuit current at the time of an accident, etc., so that ΔV is kept small and the destruction of the switching element 2 is suppressed. Needs to increase the capacitance of the clamp capacitor 5. However, this leads to an increase in the size of the apparatus. For this reason, a component that transiently shares a part of the function of the clamp capacitor 5 is required. FIGS. 8 and 9 show a configuration that can cope with this, and the function of the clamp capacitor 5 is shared by the semiconductor control element 9. In general, it is known that an element such as an IGBT can flow a considerably large current instantaneously. For example, if Vz is set equal to or higher than Vo and the impedance element 6 is set smaller, a sufficient current can flow transiently. However, since most of the transient loss at this time is lost by the control element 9, the internal temperature rises transiently. As a result, there is a concern that the control element 9 may be broken due to problems such as solder fatigue. For this reason, it is usually necessary to take care to cause a sudden loss in a semiconductor. 8 and 9 solve the problem, and a path is provided in which one of the clamp capacitors 5 is directly connected to the control element 9 by the capacitor 22 (Cp). The operation will be described. It can be easily understood that almost Vo is also applied to Cp22 immediately before the turn-off. When the charge of Q flows into the snubber circuit due to the turn-off of the semiconductor switching element 2, a part of Q is shunted to Cp22. Thereby, a voltage of Io * Cp / Cs * Rg (Rg is the resistance value of the gate resistor 8) is applied to the control terminal of the control element 9. Thereby, the voltage of the control element 9 rapidly decreases (V9 in FIG. 9B), and a large voltage is applied to the resistor 6. As a result, a large current flows through the resistor 6, and a part of Q can be handled. Thereby, the electric charge flowing into the clamp capacitor 5 is suppressed, and the voltage rise of the clamp capacitor 5 is suppressed. As a result, ΔV can be suppressed even with a small clamp capacitor 5. In this case, since the gate voltage of the control element 9 increases as Q increases (Io increases), a larger current flows through the impedance element 6 as Io increases. Time can be a form close to switching. As a result, the loss sharing in the transient state between the control element 9 and the resistor 6 changes, and the loss sharing in the control element 9 decreases as Io increases. Thereby, the transient loss of the control element 9 is suppressed to a constant amount, and solder fatigue or the like is less likely to occur.
[0031]
With such a configuration, a large current flows transiently to the impedance element 6 and suppresses the voltage rise of the clamp capacitor 5, so that the value of the clamp capacitor 5 can be set small, and cost reduction and downsizing can be realized. Also, the reliability of the control element 9 is improved.
[0032]
Embodiment 5
In the embodiments described so far, the Zener diode 7 is required for a high voltage. However, high voltage zener diodes are generally expensive. The fifth embodiment of the present invention solves this problem and is shown in FIGS. 10 (a) and 10 (b). In FIG. 10A, the voltage divided by the

voltage dividing resistors

16 a and 16 b is input to the low voltage Zener 70 and led to the gate of the control element 9. Since the Zener voltage is selected to be sufficiently larger than the threshold value of the control element 9, when the voltage Vg exceeds the Zener voltage, a current flows through the IGBT 8. That is, when the voltage of Vd becomes a magnitude of Vz * (R1 + R2) / R2, a current flows through the control element 9. Therefore, Vd is always clamped to the magnitude of Vz * (R1 + R2) / R2, and the same effect as in the previous embodiments in which a high-voltage Zener diode is inserted is obtained.
[0033]
With such a configuration, it is not necessary to use an expensive high voltage zener diode, so that the cost of the entire apparatus can be greatly reduced.
[0034]
FIG. 10B shows an example in which a parallel circuit of a capacitor and a resistor is used as a voltage divider. As shown in the figure, it is generally well known that excellent voltage dividing performance is exhibited in the entire frequency range by matching the time constants connected in parallel. That is, if C1R1 = C2R2, then Vg = Vd * R2 / (R1 + R2). With such a configuration, the cost of the entire apparatus can be greatly reduced as in the case of a, and the voltage divider exhibits excellent characteristics in the entire frequency range, so that the reliability is increased.
[0035]
Embodiment 6
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described. The purpose is the same as in the fourth embodiment. The already explained Q becomes very large when, for example, Io jumps up due to a short-circuit current at the time of an accident, etc. Therefore, in order to suppress ΔV to be small and to suppress the destruction of the switching element 2, the capacitance of the clamp capacitor 5 Need to be larger. However, this leads to an increase in the size of the apparatus. For this reason, a component that transiently shares a part of the function of the clamp capacitor 5 is required. 11 and 12 show configurations that can cope with this. In general, it is known that an element such as an IGBT can flow a considerably large current instantaneously. For example, if Vz is set equal to or higher than Vo and the impedance element 6 is set smaller, a sufficient current can flow transiently. However, since most of the transient loss at this time is lost by the control element 9, the internal temperature rises transiently. As a result, there is a concern that the control element 9 may be broken due to problems such as solder fatigue. For this reason, it is usually necessary to take care to cause a sudden loss in a semiconductor. FIG. 11 solves this problem. The voltage divider is selected so that C1R1> C2R2, and by selecting C1 / C2> R2 / R1, in a steady state, the control terminal voltage Vg = Vd * R2 / (R1 + R2) of the semiconductor control element 9 Transitionally, Vg = Vd * C1 / (C1 + C2) is determined transiently. As a result, both ends of the control element 9 are clamped at Vz * (R1 + R2) / R2 in the steady state, and are clamped at Vz * (C1 + C2) / C1 in the transient state. As a result, as shown in the figure, in the transient state, a large current flows through the impedance element 6 and a part of Q is shunted to the impedance element 6, so that the voltage rise of the clamp capacitor 5 can be suppressed and the capacitance value is selected to be small. it can. Further, since the voltage of the control element 9 has decreased to Vz * (C1 + C2) / C1, transient loss is reduced and solder fatigue is less likely to occur.
[0036]
With such a configuration, a large current flows transiently to the impedance element 6 and suppresses the voltage rise of the clamp capacitor 5, so that the value of the clamp capacitor 5 can be set small, and cost reduction and downsizing can be realized. Also, the reliability of the control element 9 is improved.
[0037]
Embodiment 7
Next, a seventh embodiment will be described. The object of the present embodiment is to discharge the electric charge stored in the clamp capacitor 5 without using the control element 9 described so far. Since the control element 9 is installed, a new area is required, which increases the size and the cost. FIGS. 13 and 14 show an embodiment for solving this, and a reverse discharge switch 19 (SWA) is inserted in parallel with the clamp diode. A gate impedance element 20 that is a current control element is connected to an outlet from the gate circuit. Further, a voltage control type IGBT 2 a is connected to the semiconductor switching element 2. As shown in FIGS. 13 and 14, in the off state, the reverse discharge switch 19 is controlled to be in a conductive state. When the voltage of the clamp capacitor 5 rises and the current of the Zener diode 7 increases, the voltage across the resistor 18 increases. Thereby, since both ends of the resistor 18 are connected between the gate and source of the IGBT 2a, the IGBT 2a tries to pass a current. Thereby, the electric charge of the clamp capacitor 5 is discharged through the backflow discharge switch 19 and the IGBT 2a. The meaning of the current limiting element 20 composed of a resistor or the like will be described. Without the current limiting element 20, the voltage of Vgate is zero when the IGBT 2 a is in an off state, so that no voltage is applied to the gate of the IGBT 2 a even if a voltage is generated at both ends of the resistor 18. This is because the current flowing through the Zener diode 7 flows backward to the gate circuit. The resistance current limiting element 20 is for suppressing the reverse flow so that a predetermined voltage is generated in the resistor 18. If the current limiting element 20 is selected to be at least not smaller than the resistor 18, the voltage generated at both ends of the resistor 18 is almost transmitted to Vgate, so that the operation described above can be realized. However, since a resistor is connected to the output side of the gate circuit, the rising and falling waveforms of the gate voltage are naturally gentle.
[0038]
With this configuration, the semiconductor control element 9 that has been used up to the sixth embodiment is not necessary, so that the apparatus can be downsized and the cost can be significantly reduced. In addition, since the current of the reverse flow discharge switch 19 newly provided this time is extremely small and almost no loss occurs, it does not increase the size and cost.
[0039]
Embodiment 8
15 and 16 illustrate the eighth embodiment. In the eighth embodiment, the gate speed-up switch 21 is newly provided, and the SWB 21 is controlled to be in a conductive state during the time when the gate voltage Vgate of the semiconductor switching element is H. This configuration solves the problem of the previous embodiment 7 that the voltage of Vgate becomes gentle. Thereby, the turn-on / turn-off speed of the IGBT 2a is increased, and the switching loss is reduced. Since the gate speed-up switch 21 is conductive while Vgate is H, a voltage is applied steeply to Vgate. On the other hand, in the OFF state of the IGBT 2a, since the gate speed-up switch 21 is OFF, the current flowing through the Zener diode 7 is prevented from flowing back by the current limiting element 20, so that Vgate is stably applied.
[0040]
By adopting such a configuration, the rise and fall of the gate of the IGBT 2a is speeded up, the switching loss is reduced, and the control element 9 required up to the ninth embodiment is not required. A small, small and low-cost device can be realized.
[0041]
Embodiment 9
Next, a ninth embodiment will be described. The ninth to eleventh embodiments relate to an initial operation of the power conversion device in a system in which AC-DC and DC-AC conversion devices are connected to the power transmission side and the power reception side, respectively, and power is transmitted. FIGS. 17, 18 and 19 are for explaining the ninth embodiment. FIG. 17 is a block diagram of the entire system, FIG. 18 is an internal block diagram of the switching arms S1 to S8 in FIG. It is operation | movement explanatory drawing. In the figure, the same numbers have the same meaning as described above. The figure shows a DC power transmission system in which two single-phase power converters are connected, where 50 is a power transmission side AC power source, 40 is a closing switch SWX, 41 is a power transmission side power supply inductance, and 31 is a power transmission side DC capacitor. , 32 is an inductance component of the power transmission line, 30 is a power receiving side DC capacitor, 33 is an inductance component of the power receiving side conversion device, and 51 is an inductance component of the power transmission side conversion device. The

inductance components

33 and 51 are shown as values that equivalently include those possessed by each arm. Each arm is typically represented by two series semiconductor switching elements (GCT). In addition, the snubber circuit is shown representatively of the type of the first embodiment, but the same effect is obtained with other configurations. Further, the power conversion device may be three-phase, and the method has the same effect at three levels.
[0042]
Problems with the clamp-type snubber circuit include the following. Since the clamp type snubber circuit consumes only the inflow of the charge Q during the idle period as described above, there is little useless power loss, and therefore it is easy to set the clamp capacitor 5 large. . However, when the clamp capacitor 5 is set large, for example, when the converter is started, the voltage of the clamp capacitor is zero, so that the charging current of the snubber capacitor flows along with the conduction of each arm. The voltage may jump up and destroy the GCT. For example, when the power receiving side converter starts to operate after Vdc is charged to a predetermined value, for example, when S5 is turned on, a charging current flows through the clamp circuit of S8, and the voltage of the clamp capacitor 5 is resonant with the inductance 33. Increases up to 2 * Vdc. If this voltage exceeds the breakdown voltage of the GCT, the GCT will naturally be destroyed. In addition, since the current flowing at this time is excessive, there is a risk of generating noise or destroying the GCT. Therefore, a problem with the clamp-type snubber circuit is how to stably bring the voltage of the clamp capacitor 5 to a steady value. The present embodiment solves this problem. For example, when the transmission switch 40 on the power transmission side is turned on at time to, the AC-DC converter on the left side of the figure that works as a rectifier circuit gradually applies a DC voltage to the transmission line. Start charging. At this time, the rising speed of the DC capacitor 30 at the power receiving end is determined by the transmission line inductance 32, the power transmission side converter inductance 51, the power transmission side AC inductance 41, and the power transmission / power reception side DC capacitor. As shown in FIG. 19, the power receiving side conversion device is controlled at a high frequency so that the conversion operation is performed a plurality of times while the voltage of the power receiving side DC capacitor rises. By such an operation, the clamp capacitor 5 of the power receiving side conversion device is divided into a plurality of times and charged with a voltage. This prevents the voltage of the clamp capacitor 5 from jumping excessively. By shifting to the normal conversion frequency operation when the power receiving side DC capacitor voltage reaches a predetermined value, an AC voltage having a predetermined frequency can be supplied to the consumer.
[0043]
With such a configuration, the voltage of the clamp capacitor 5 can be prevented from jumping when the power transmission side is turned on, and the reliability of the GCT element can be improved. Thereby, the stability and reliability of the DC power transmission system are greatly improved.
[0044]
In the ninth embodiment, the voltage of the clamp capacitor is increased quasi-statically by performing the conversion operation with the frequency increased. However, it goes without saying that it does not make sense if the rising edge of the power receiving side DC capacitor approaches the conversion frequency.
[0045]
Embodiment 10
Next, Embodiment 10 will be described. In the ninth embodiment, when the voltage of the DC capacitor on the power receiving side rises, the operation of the converter on the power receiving side has already begun. There is a problem. In the tenth embodiment, this problem is solved, and as shown in FIG. 20, the arm that performs switching after time to has S5 and S7 in the same phase during the voltage rise period of the power receiving side capacitor, and S6 and S8. Are conducted multiple times in the same phase. As a result, the clamp capacitor 5 can be charged without any voltage being transmitted to the consumer. Since the voltage of the clamp capacitor 5 increases quasi-statically as in the twelfth embodiment, the voltage of the clamp capacitor 5 does not jump excessively. By shifting to the normal conversion frequency operation when the power receiving side DC capacitor voltage reaches a predetermined value, an AC voltage having a predetermined frequency can be supplied to the consumer.
[0046]
With such a configuration, it is possible to suppress the voltage of the clamp capacitor 5 from jumping when the power transmission side is turned on, and to improve the reliability of the GCT element. Thereby, the stability and reliability of the DC power transmission system are greatly improved.
[0047]
Embodiment 11
Next, Embodiment 11 will be described. In the ninth and tenth embodiments, the value of the clamp capacitor 33 is controlled to reach the steady value quasi-statically when the power transmission side is turned on. However, since the power supply side and the power receiving side are matched with the power supply conditions, the input conditions are limited. , The flexibility as a system is lost. This embodiment solves that problem. 21 and FIG. 22, after Vdc rises, the converter conducts S5, S7 and S6, S8 only for a short time. Since the voltage of the clamp capacitor 5 tends to rise to 2 Vdc as described above in the half time of the resonance period T between the inductance 33 of the power receiving side converter and the clamp capacitor 5, this conduction time is sufficiently longer than T / 2. Set it short. If the conduction time is set to a value sufficiently shorter than T / 2, sufficient energy is not charged in the inductance 33, so that the voltage that jumps up in the clamp capacitor 5 at the time of OFF is suppressed to a small value. For example, it is possible to set the conduction time so that the energy stored in the inductance 33 is just a steady value of the voltage of the clamp capacitor 5. Even if the conduction time is not accurate, if it is sufficiently shorter than T / 2, the steady value is always reached by repeating this operation at least a plurality of times.
[0048]
With such a configuration, even after the voltage of the DC capacitor 30 on the power receiving side has completely risen, the voltage of the clamp capacitor 5 can be brought to a steady value without jumping up.・ A highly reliable DC power transmission system can be realized.
[0049]
【The invention's effect】
  In the power conversion device according to the first to fourth aspects of the present invention, one arm is constituted by a switch group in which semiconductor switching elements having a self-extinguishing function are connected in series, and at least two or more of the arms are combined to increase the power. In the power conversion device comprising a voltage power conversion device and provided with snubber circuits at both ends of the semiconductor switching element, the snubber circuit connects a series circuit of a clamp diode and a clamp capacitor at both ends of the semiconductor switching element, and A nonlinear circuit is connected in parallel to both ends of the clamp capacitor, and the nonlinear circuit is composed of a nonlinear resistance element or a nonlinear resistance circuit using a nonlinear resistance element and a semiconductor control element.And
A non-linear circuit using the semiconductor control element is connected in parallel between a semiconductor control element with a control electrode for discharge and a first main electrode on the high voltage side and a second main electrode on the low voltage side of the semiconductor control element A series body of the first impedance and the second impedance, and a non-linear resistance element having a threshold voltage characteristic connected between the series connection point of the series body and the control electrode of the semiconductor control element,
The first impedance and the second impedance are respectively composed of a parallel circuit of a first resistor and a first capacitor and a parallel circuit of a second resistor and a second capacitor, and the CR time constants are the same.
It is characterized byTherefore, there is an effect that the destruction of the semiconductor switching element can be surely suppressed while being stable, the circuit configuration is simple, and wasteful loss is made as small as possible, and the reliability of the device is improved.
[0054]
  Claims of the invention2In the power conversion apparatus according to claim 1, each of the two impedance elements includes a parallel circuit of a first resistor and a first capacitor and a parallel circuit of a second resistor and a second capacitor, The CR time constant by the first capacitor is made larger than the CR time constant by the second resistor and the second capacitor, and the impedance formed by the first resistor and the first capacitor is set to the first main electrode side of the semiconductor control element. Therefore, the discharge current can be increased during the transition, the voltage rise of the clamp capacitor can be suppressed, the value of the clamp capacitor can be set small, and cost reduction and downsizing can be realized. Also, the reliability of the semiconductor control element is improved.
[0055]
  Claims of the invention3In the power conversion apparatus according to the present invention, one arm is constituted by a switch group in which semiconductor switching elements having a self-extinguishing function are connected in series, and a high voltage power conversion apparatus is constituted by combining at least two arms. In the power conversion device in which snubber circuits are provided at both ends of the semiconductor switching element, the snubber circuit connects a series circuit of a clamp diode and a clamp capacitor between main electrodes of the semiconductor switching element, and discharges at both ends of the clamp diode. A series circuit of a constant voltage element such as a Zener diode and an impedance element is connected to both ends of the clamp capacitor, and the series connection point of the impedance element and the constant voltage element has the self-extinguishing function. Connected to the control electrode of the semiconductor switching element, Having connected the serial control electrode gate drive circuit via a current control element, without specially providing a semiconductor control element for charge-discharge, realizing a device of small size and low cost.
[0056]
  Claims of the invention4In the power conversion apparatus according to the present invention, since the gate speed-up switch is provided at both ends of the current limiting element, the switching loss of the semiconductor switching element can be reduced.
[0057]
  Claims of the invention5In the power conversion device, a switch group in which semiconductor switching elements having a self-extinguishing function are connected in series is one arm, and a high voltage AC / DC conversion device is configured by combining at least two of the arms, In a power converter that performs direct-current power transmission using an AC / DC converter at least on the power receiving side, a snubber circuit is provided at each end of the semiconductor switching element, and the snubber circuit is connected in series with a clamp diode and a clamp capacitor at both ends of the semiconductor. A circuit is connected, and the clamp capacitor is composed of a non-linear resistance circuit using a non-linear resistance element or a semiconductor control element at both ends, and when the power on the power transmission side of the power converter is turned on, the DC voltage of the transmission line The power conversion device on the power receiving side is switched multiple times during the period when Because, it is possible to suppress the jump of the voltage of the clamp capacitor, to prevent the breakdown of the semiconductor switching element, it is possible to obtain a stable and reliable transmission system.
[0058]
  Claims of the invention6In the power conversion device according to the present invention, the power conversion device on the power receiving side is connected between the high-voltage side arm groups during a period in which the direct-current voltage on the power transmission side rises when power is supplied to the power transmission side of the power conversion device. Since the low-pressure side arm groups are alternately switched, it is possible to prevent the customer from generating different frequency alternating current.
[0059]
  Claims of the invention7In the power converter according to the present invention, when the power on the power transmission side is turned on, the power converter on the power receiving side repeatedly conducts for a time shorter than half the resonance period between the inductance component of the power converter and the clamp capacitor. Therefore, the jump of the voltage of the clamp capacitor can be suppressed, the semiconductor switching element can be prevented from being destroyed, a stable and highly reliable power transmission system can be obtained, and a DC power transmission system with a high degree of freedom can be supplied.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram for explaining a basic configuration of a conventional power converter of the present invention.
FIG. 2 is a diagram for explaining a configuration of a main switch unit of the power conversion device of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of one arm of the power conversion device of the present invention.
FIG. 4 is a diagram for explaining the configuration of the first exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the first exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a second exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a third exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a fourth exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of the fourth exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a fifth exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a sixth exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a diagram showing a configuration of a sixth exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a diagram showing a configuration of a seventh exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a diagram for explaining the operation of a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a diagram showing a configuration of an eighth exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a diagram for explaining the operation of the eighth embodiment of the present invention;
FIG. 17 is a diagram showing a configuration of a ninth exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a diagram showing a configuration of a ninth exemplary embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a diagram for explaining the operation of the ninth embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a diagram for explaining the operation of the tenth embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a diagram for explaining the operation of the eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a diagram for explaining the operation of the eleventh embodiment of the present invention.
FIG. 23 is a configuration diagram of a conventional power converter.
FIG. 24 is a configuration diagram of a conventional power converter.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Series valve | bulb, 2 Semiconductor switching element, 3 Diode, 4 Clamp diode, 5 Clamp capacitor | condenser, 6 Impedance element, 7 Zener diode, 8 Gate resistance, 9 Semiconductor control element, 10 Snubber circuit, 11 Series stage, 12 Gate circuit, 13 input, 14 inductance, 15 inductance per stage, 16, 18 resistance, 17, 22 capacitor, 19 reverse discharge switch, 20 gate impedance element, 21 gate speed-up switch, 30 power receiving side DC capacitor, 31 power transmission side DC capacitor , 32 Transmission line inductance, 33 Receiving side conversion device inductance, 40 AC side input switch, 41 Transmission side power supply inductance, 50 AC power supply, 51 Transmission side conversion device inductance, 90 Nonlinear Resistance element.

Claims

A switch group in which semiconductor switching elements having a self-extinguishing function are connected in series constitutes one arm, and a high-voltage power converter is constructed by combining at least two of the arms, In the power converter provided with a snubber circuit, the snubber circuit has a series circuit of a clamp diode and a clamp capacitor connected to both ends of the semiconductor switching element, and a non-linear circuit connected in parallel to both ends of the clamp capacitor. Consists of a non-linear resistance element or a non-linear resistance circuit using a non-linear resistance element and a semiconductor control element ,
A non-linear circuit using the semiconductor control element is connected in parallel between a semiconductor control element with a control electrode for discharge and a first main electrode on the high voltage side and a second main electrode on the low voltage side of the semiconductor control element A series body of the first impedance and the second impedance, and a non-linear resistance element having a threshold voltage characteristic connected between the series connection point of the series body and the control electrode of the semiconductor control element,
The first impedance and the second impedance are respectively composed of a parallel circuit of a first resistor and a first capacitor and a parallel circuit of a second resistor and a second capacitor, and the CR time constants are the same. <br/> A power converter characterized by the above.

Each of the two impedance elements includes a parallel circuit of a first resistor and a first capacitor and a parallel circuit of a second resistor and a second capacitor, and a CR time constant by the first resistor and the first capacitor. was greater than the CR time constant of the second resistor and the second capacitor, the first resistor and claim 2, wherein the impedance comprises a first capacitor connected to the first main electrode side of the semiconductor control element Power conversion device.

A switch group in which semiconductor switching elements having a self-extinguishing function are connected in series constitutes one arm, and a high-voltage power converter is constructed by combining at least two of the arms, In each of the power converters provided with a snubber circuit, the snubber circuit has a series circuit of a clamp diode and a clamp capacitor connected between the main electrodes of the semiconductor switching element, and has a discharge switch at both ends of the clamp diode. A series circuit of a constant voltage element such as a Zener diode and an impedance element is connected to both ends of the capacitor, and a series connection point of the impedance element and the constant voltage element is connected to a control electrode of the semiconductor switching element having the self-extinguishing function. And the control electrode via a current control element Power conversion device connected to the over gate drive circuit.

4. The power conversion device according to claim 3 , further comprising a gate speed-up switch at both ends of the current limiting element.

A switch group in which semiconductor switching elements having a self-extinguishing function are connected in series is used as one arm, and a high voltage AC / DC converter is configured by combining at least two of the arms, and the AC / DC converter is at least on the power receiving side. In the power conversion apparatus for performing direct current power transmission, a snubber circuit is provided at each end of the semiconductor switching element, and the snubber circuit is connected to a series circuit of a clamp diode and a clamp capacitor at both ends of the semiconductor. The both ends of the power converter are composed of a non-linear resistance circuit using a non-linear resistance element or a semiconductor control element, and when the power source on the power transmission side of the power converter is turned on, the power receiving is performed during a period when the DC voltage of the power transmission line rises. Power converter for switching the power converter on the side a plurality of times.

When power is turned on to the power transmission side of the power conversion device, the power conversion device on the power reception side alternates between the high-voltage side arm groups and the low-voltage side arm groups during a period when the DC voltage on the power transmission side increases. The power converter according to claim 5, which switches to

6. The power conversion according to claim 5, wherein when the power on the power transmission side is turned on, the power conversion device on the power reception side repeatedly conducts for a time shorter than half of the resonance period between the inductance component of the power conversion device and the clamp capacitor. apparatus.