JP4557110B2

JP4557110B2 - Switching power supply

Info

Publication number: JP4557110B2
Application number: JP2000282579A
Authority: JP
Inventors: 浩臼井
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2000-09-18
Filing date: 2000-09-18
Publication date: 2010-10-06
Anticipated expiration: 2020-09-18
Also published as: JP2002095253A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、負荷に直流電力を供給するためのスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の典型的なスイッチング電源装置としてのＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示す例えば整流平滑回路から成る直流電源１と、出力トランス２と、スイッチング素子３と、出力整流平滑回路４と、制御回路５と、スナバ（snubber）回路即ちサージ吸収回路とを有する。トランス２は磁気コア７に巻き回され且つ相互に電磁結合された１次及び２次巻線８、９を有する。ＦＥＴから成るスイッチング素子３は第１及び第２の主端子としてドレイン電極Ｄとソース電極Ｓ及び制御端子としてのゲート電極Ｇを有する。スイッチング素子３の一方の端子即ちドレイン電極Ｄはインダクタンスを有する１次巻線８を介して直流電源１の一方の端子１ａに接続され、スイッチング素子３の他方の端子即ちソース電極Ｓは直流電源１の他方の端子１ｂに接続されている。出力整流平滑回路４は整流用ダイオード１０と平滑用コンデンサ１１とから成る。１次巻線８と２次巻線９との極性は図１で黒丸で示すように設定されている。従って、２次巻線９に接続されたダイオード１０はスイッチング素子３のオン期間に非導通に保たれ、オフ期間に導通状態となる。平滑用コンデンサ１１はダイオード１０を介して２次巻線９に並列接続されている。平滑用コンデンサ１１に接続された対の出力端子１２、１３間に負荷１４が接続されている。電圧検出回路１５は対の出力端子１２、１３間の電圧を検出し、制御回路５に送る。電圧検出回路１５は、一般には、出力電圧を検出するための分圧抵抗と、基準電圧源と、誤差増幅器とから成り、分圧抵抗から得られる出力電圧の検出値と基準電圧源の基準電圧とが誤差増幅器に入力し、誤差増幅器の出力が電圧検出信号又は電圧帰還制御となる。制御回路５は出力端子１２、１３間の電圧を一定にするための２値の制御信号を形成し、これによってスイッチング素子３をオン・オフ制御する。
なお、電圧検出回路１５と制御回路５とは一般には光結合されている。
【０００３】
サージ吸収回路６は、ダイオード１６と、サージ吸収用コンデンサ１７と抵抗１８とから成る。サージ吸収用コンデンサ１７はダイオード１６を介して１次巻線８に並列に接続されている。抵抗１８はサージ吸収用コンデンサ１７に並列に接続されている。ダイオード１６はスイッチング素子３がターンオフした時に１次巻線８に発生する電圧で順方向バイアスされる向きに接続されている。
【０００４】
このＤＣ−ＤＣコンバータによって負荷１４に電力を供給する時には、制御回路５から出力される制御信号をスイッチング素子３に送り、これをオン・オフする。スイッチング素子３のオン期間には、電源１と１次巻線８とスイッチング素子３とから成る閉回路に電流が流れる。このオン期間には整流平滑用ダイオード１０が非導通であるので、トランス２のコア７に磁気エネルギが蓄積される。スイッチング素子３のオフ期間には、トランス２の蓄積エネルギの放出によって２次巻線９に誘起した電圧で整流ダイオード１０が導通し、平滑用コンデンサ１１及び負荷１４に電力が供給される。
【０００５】
ところで、１次巻線８に電流が流れている状態でスイッチング素子３をオフ状態に転換すると、インダクタンスを有する１次巻線８に大きなサージ電圧が発生する。もしサージ吸収回路６を設けなければ、１次巻線８のサージ電圧と電源１の電圧Ｅs との和の電圧がスイッチング素子３に加わり、スイッチング素子３が破壊する恐れがある。しかし、サージ吸収回路６を設けると、スイッチング素子３のターンオフ時のサージ電圧の吸収が生じる。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータの正常動作中には、サージ吸収用コンデンサ１７が図１に示す極性に充電されている。スイッチング素子３のターンオフ時には、１次巻線８の電圧Ｖ1 がサージ吸収用コンデンサ１７の電圧Ｖc よりも高くなるので、ダイオード１６が導通状態となり、サージ電圧がコンデンサ１７で吸収される。ダイオード１６が導通状態の時には、１次巻線８の電圧Ｖ1 がサージ吸収用コンデンサ１７でクランプされる。その後、１次巻線８の電圧Ｖ1 がサージ吸収用コンデンサ１７の電圧Ｖc よりも低くなると、ダイオード１６が非導通状態となる。サージ吸収用コンデンサ１７の放電電流は抵抗１８を介して流れるので、コンデンサ１７の電圧Ｖc は徐々に低下するが、１次巻線８の電圧Ｖ1 よりも低くなることはない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図１のＤＣ−ＤＣコンバータの抵抗１８は固定であり、ここでの電力消費Ｐは、コンデンサ１７の電圧をＶc 、抵抗１８の抵抗値をＲとすると、
Ｐ＝Ｖc ^２／Ｒ
である。このため、重負荷時のサージ電圧を低く抑えようとすると、軽負荷時の消費電力が大きくなる。そこで、図１の抵抗１８の代りに、トランジスタ又はＦＥＴ等の可変インピーダンス素子を接続することが提案されている。図２の従来回路では、可変インピーダンス素子としての電界効果トランジスタ即ちＦＥＴ２０が抵抗１９を介してコンデンサ１７に並列に接続されている。また、ＦＥＴ２０のドレインＤとゲートＧとの間にアバランシェダイオードから成る定電圧ダイオードＤ1 が接続され、ゲートとソースとの間にはバイアス用抵抗Ｒ1 が接続されている。この図２の回路において、コンデンサ１７の電圧がフライバック電圧によって所定値以上に高くなると、定電圧ダイオードＤ1 がアバランシェ降伏し、ＦＥＴ２０のゲート・ソース間電圧ＶGSがそのしきい値Ｖth以上になってＦＥＴ２０がオンになり、コンデンサ１７の放電電流が抵抗１９とＦＥＴ２０に流れ、コンデンサ１７の電圧上昇が抑えられる。コンデンサ１７の電圧は負荷１４の大きさにほぼ比例し、負荷が小さい時に低くなる。従って、軽負荷時には定電圧ダイオードＤ1 がオフに保たれ、ＦＥＴ２０もオフに保たれる。この結果、軽負荷におけるコンデンサ１７の放電による電力損失を低減することができる。しかし、重負荷においてコンデンサ１７の電圧が定電圧ダイオードＤ1 をオンにするレベルに達すると、コンデンサ１７の放電電流がＦＥＴ２０を通してパルス状に瞬間的に流れ、ＦＥＴ２０にストレスが加わり、ＦＥＴ２０として小さなＦＥＴを用いた場合、ＦＥＴ２０を劣化させる。なお、ＦＥＴ２０の電流のピーク値は図５（Ａ）に示すように例えば２Ａ程度の大きな値になる。
なお、ＦＥＴ２０は高価であるので、ＦＥＴ２０の代りに可変インピーダンス素子としてバイポーラトランジスタを使用することがあるが、この場合には、コンデンサ１７のパルス状放電流によってトランジスタが２次降伏して破壊することがある。
【０００７】
そこで、本発明の目的は軽負荷時におけるスナバ回路の損失を大幅に低減し且つ重負荷時における可変インピーダンス素子に対するストレスを抑制することができるスナバ回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するための本発明は、インダクタンスを有する巻線と、前記巻線に電流を断続的に流すためのスイッチング手段と、前記スイッチング手段をオフにすることによって前記巻線の電流を遮断した時に発生するサ−ジ電圧を吸収するためのスナバ回路とを備えたスイッチング電源装置であって、前記スナバ回路が、前記巻線に対して並列に接続されたサ−ジ吸収用コンデンサと、第１及び第２の主端子と制御端子とを有し、前記第１の主端子が前記コンデンサの一端に接続され、前記第２の主端子が負帰還用インピ−ダンスを介して前記コンデンサの他端に接続されている制御可能な可変インピ−ダンス素子と、前記コンデンサの電圧によって前記可変インピ−ダンス素子を導通させるために前記コンデンサの一端と前記制御端子との間に接続された定電圧ダイオード素子とから成ることを特徴とするスイッチング電源装置に係わるものである。
【０００９】
なお、請求項２に示すように、請求項１と同様な負帰還用インピーダンスを有するスナバ回路をトランスの１次巻線又は2次巻線又はスイッチに並列に接続することができる。
また、請求項３に示すように、スナバ回路における可変インピーダンス素子の制御端子を第２の主端子との間に印加する電圧を平滑するための平滑手段を設けることができる。
また、請求項４と同様な平滑手段を含むスナバ回路を、請求項５に示すように、１次巻線又は２次巻線又はスイッチに並列に接続することができる。
また、請求項５に示すように、バイアス用抵抗を設け、平滑手段をバイアス用抵抗に並列接続したコンデンサとすることが望ましい。
【００１０】
【発明の効果】
各請求項の発明によれば、軽負荷時にスナバ回路の損失を大幅に低減することができる。即ち、軽負荷時に可変インピーダンス素子を非導通状態又は高インピ−ダンス状態に保ち、サージ吸収用コンデンサの放電を抑制し、損失を少なくすることができる。また、負帰還作用又は平滑作用によって重負荷時にサージ吸収用コンデンサの放電電流が急激に流れるのを防止し、可変インピーダンス素子に対するストレスを小さくし、信頼性を向上させることができる。また、高い耐ストレス性が要求されないので、低コストの素子を可変インピーダンス素子に使用することができる。
また、請求項１及び２の発明によれば、重負荷時においてサージ吸収用コンデンサが可変インピーダンス素子を介して放電する時に負帰還作用による電流制限が生じ、放電電流のピークが大幅に低下する。従って、可変インピーダンス素子に対するストレスの低減を容易に達成することができる。
また、請求項３〜５の発明によれば、可変インピーダンス素子が平滑作用を伴なって駆動され、可変インピーダンス素子に電流の急激な増大が防止される。従って、比較的容易に電流抑制を達成することができる。
また、請求項５の発明によれば、簡単な回路で平滑作用を得ることができる。
【００１１】
【実施形態】
次に、図２〜図９を参照して本発明の実施形態を説明する。但し、図３〜図９において図１及び図２と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【００１２】
【第１の実施形態】
図３に示す第１の実施形態のスイッチング電源装置は、図２の装置と同様に、直流電源１、トランス２、スイッチング素子３、整流平滑回路４、スイッチ制御回路５、電圧検出回路１５を有している。ＦＥＴから成るスイッチング素子３に直列に接続されたトランス２の１次巻線８には本発明に従う改良されたスナバ回路６ｂが接続されている。このスナバ回路６ｂは図２の従来のスナバ回路６ａと同様に逆流阻止用ダイオード１６及びサージ吸収用コンデンサ１７を有し、これ等の直列回路は１次巻線８に並列に接続されている。なお、ダイオード１６は破線で示すようにコンデンサ１７の他端１７ｂと１次巻線８との間に接続することができる。放電回路を形成するための可変インピーダンス素子としてのＦＥＴ２０はコンデンサ１７に並列に接続されている。即ち、Ｎチャネル型ＦＥＴ２０の第１の主端子としてのドレインがコンデンサ１７の一端１７ａに接続され、第２の主端子としてのソースが負帰還用抵抗Ｒ2 を介してコンデンサ１７の他端１７ｂに接続されている。ＦＥＴ２０のドレインと制御端子としてのゲートとの間に電圧−電流非線形特性を有する素子としてアバランシェダイオードから成る定電圧ダイオードＤ1 が接続されている。また、ＦＥＴ２０のゲートとコンデンサ１７の他端との間にバイアス用抵抗Ｒ1 が接続されている。
【００１３】
図３のスナバ回路６ｂの基本的動作は図２のスナバ回路６ａと同一であり、負荷１４が軽い時にはスイッチング素子３のオフ期間にトランス２から放出されるエネルギーが少ないので、コンデンサ１７の電圧がさほど高くならず、定電圧ダイオードＤ1 及びＦＥＴ２０がオフに保たれ、コンデンサ１７の放電が阻止され、電力損失が実質的に発生しない。
【００１４】
負荷１４が重くなると、スイッチング素子３のオフ期間にトランス２から放出されるエネルギーが大きくなるので、コンデンサ１７の電圧が高くなる。コンデンサ１７の電圧が定電圧ダイオードＤ1 の所定の降伏電圧よりも高くなると、定電圧ダイオードＤ1 が導通し、コンデンサ１７の電圧Ｖc から定電圧ダイオードＤ1 の電圧Ｖd を減算した値即ちＶc −Ｖd がＦＥＴ２０のゲートとコンデンサ１７の他端１７ｂとの間に印加され、ＦＥＴ２０が導通する。ＦＥＴ２０が導通すると、このソース電流Ｉs が負帰還用抵抗Ｒ2 を介して流れる。この結果、負帰還用抵抗Ｒ2 でＩs Ｒ2 の電圧降下が生じ、ＦＥＴ２０のゲート・ソース間の電圧Ｖgsは次式で示す値になる。
Ｖgs＝Ｖc −Ｖd −Ｉs Ｒ2
この式から明らかなようにソース電流Ｉs が大きくなろうとすると、ゲート・ソース間電圧Ｖgsが低下する。この様な負帰還動作が生じると、ＦＥＴ２０のドレイン電流及びソース電流の急激な増大が抑制され、コンデンサ１７の放電は緩やかに進み且つＦＥＴ２０を流れる電流のピーク値が低くなる。これにより、ＦＥＴ２０に対する電流ストレスが小さくなり、ＦＥＴ２０の劣化及び信頼性の低下を防ぐことができる。また、ストレスが小さいので、ＦＥＴ２０として定格が小さく安価な素子を使用することができる。また、ＦＥＴ２０の代りに低コストのバイポーラトランジスタを使用することも可能になる。
【００１５】
【第２の実施形態】
図４に示す第２の実施形態のスイッチング電源装置は、図３の回路に平滑用コンデンサＣf と充電時定数用抵抗Ｒ3 とを付加し、この他は図３と同一に形成したものである。平滑手段としてのコンデンサＣf はバイアス用抵抗Ｒ1 に並列に接続され、充電時定数用抵抗Ｒ3 は定電圧ダイオードＤ1 に直列に接続されている。
【００１６】
図４の回路において、重負荷時にサージ吸収用コンデンサ１７の電圧Ｖc が所定値よりも高くなり、定電圧ダイオードＤ1 が降伏すると、抵抗Ｒ3 に制限されて平滑用コンデンサＣf に充電電流が流れ、この電圧が徐々に高くなる。この結果、ＦＥＴ２０のゲート・ソース間電圧が急には高くならず、ソース電流及びドレイン電流は緩やかに増大する。この時、負帰還用抵抗Ｒ2 もソース電流及びドレイン電流の急激な増大を抑える。これにより、ＦＥＴ２０のドレイン電流Ｉd のピークは図５（Ｂ）に示すように大幅に制限される。即ち、図２の従来回路では図５（Ａ）に示すようにＦＥＴ２０のドレイン電流Ｉd のピークが２Ａ程度であったのが、図４の回路では図５（Ｂ）に示すように６０ｍＡ程度になる。なお、平滑用コンデンサＣf の放電は抵抗Ｒ1 を介して緩やかに進むためＦＥＴ２０の導通状態が維持され、スイッチング素子３のターンオフ直後に最も高く、その後次のターンオフ時点まで緩やかに低下する。従って、図４のスナバ回路６ｃによればＦＥＴ２０のストレスを大幅に低減することができる。
【００１７】
【第３の実施形態】
図６に示す第３の実施形態のスイッチング電源装置のスナバ回路６ｄは、図４のスナバ回路６ｃに異常振動防止用抵抗Ｒ4 と第２の定電圧ダイオードＤ2 とを付加し、この他は図６と同一に構成したものである。異常振動防止用抵抗Ｒ4 はＦＥＴ２０のゲートと平滑用コンデンサＣf との間に接続されている。第２の定電圧ダイオードＤ2 は第１の定電圧ダイオードＤ1 に直列に接続されている。
【００１８】
異常振動防止用抵抗Ｒ4 はＦＥＴ２０のゲート・ソース間容量による異常発振を防止する。第２の定電圧ダイオードＤ2 は例えば直流電源１を２３０Ｖ系交流電圧の整流平滑回路で構成する場合に使用される。図６のように２つの定電圧ダイオードＤ1 、Ｄ2 を設けると、図３及び図４の１つの定電圧ダイオードＤ1 の場合に比べてＦＥＴ２０を介した放電開始の電圧を高くすることができる。なお、図３及び図４の１つの定電圧ダイオードの回路は、電源１を１００Ｖの整流平滑回路で構成する場合に適する。
図６の回路は、異常振動防止の効果の他に第１及び第２の実施形態と同一の効果も有する。
【００１９】
【第４の実施形態】
図７の第４の実施形態のスイッチング電源装置は、図６と同一構成のスナバ回路６ｄをスイッチング素子３に並列に接続し、この他は図６と同一に構成したものである。図７においてスナバ回路６ｄは直流電源１を介して１次巻線８に並列に接続され、交流的には図６と等価である。従って、図７によっても図６と同一の効果を得ることができる。
なお、逆流阻止用ダイオード１６を破線で示すようにサージ吸収用コンデンサ１７と電源１の他端１ｂとの間に接続することができる。
【００２０】
【第５の実施形態】
図８に示す第５の実施形態のスイッチング電源装置は、図６と同一構成のスナバ回路６ｄを２次巻線９に対して平滑用コンデンサ１１を介して並列に接続し、且つフォワード型に変形し、この他は図６と同一に構成したものである。図８はフォワード型スイッチング電源装置であるので、整流平滑回路４ａが整流ダイオード１０とコンデンサ１１の他に、リアクトル３０及び転流用ダイオード３１を有する。リアクトル３０はダイオード１０とコンデンサ１１との間に接続されている。転流用ダイオード３１はリアクトル３０とコンデンサ１１とに対して並列に接続されている。スナバ回路６ｄはダイオード１０とリアクトル３０とに対して並列に接続されている。
図８の回路において、スナバ回路６ｄが交流的には１次巻線８に並列接続されており、図６の回路と同一の効果を得ることができる。
なお、図８の回路においてもダイオード１６を２次巻線とコンデンサ１７の一端と間に移すことができる。
【００２１】
【第６の実施形態】
図９の第６の実施形態のスイッチング電源装置は、図４のＦＥＴ２０をバイポ−ラトランジスタ２０´に置き換え、この他は図４と実質的に同一に構成したものである。この実施例によっても図４と同一の効果を得ることができる。
なお、図９のスナバ回路６ｅを第１、第３〜第５の実施例のスイッチングレギュレ−タにも適用することができる。
【００２２】
【変形例】
本発明は上述の実施形態に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）図７及び図８のスナバ回路６ｄを図３及び図４及び図９のスナバ回路６ｂ、６ｃ、６ｅに置き換えることができる。
（２）図３、図４、図６及び図９において破線で示すようにダイオード１６をコンデンサ１７の他端１７ｂと１次巻線８との間に移すことができる。
（３）フォワード型のスイッチングレギュレータにおいても図３、図４、図６、図７及び図９の回路と同様にスナバ回路を設けることができる。また、フライバック型においてもスナバ回路６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅを２次巻線９側に図８と同様に接続することができる。
（４）第１〜５の実施形態のＦＥＴ２０及びスイッチング素子３をこれよりも低コストのバイポーラトランジスタ等の別の半導体素子に置き換えることができる。
（５）ダイオード１６及びコンデンサ１７に対して直列に抵抗を接続することができる。
（６）アバランシェダイオ−ドから成る定電圧ダイオ−ドＤ1の代わりに、非線形素子としてツェナ−ダイオ−ド、非直線性抵抗素子（バリスタ）又は抵抗等を使用することができる。
（７）抵抗Ｒ3を定電圧ダイオ−ドＤ1のカソ−ド側に移すことができる。
（８）各実施形態のスナバ回路６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅを２次巻線９にコンデンサ１１を介さないで並列に接続することができる。また、トランスに３次巻線を設け、ここにスナバ回路６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅを並列接続することもできる。要するに、スナバ回路６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅは１次巻線に等価的に並列接続されればよい。
（９）抵抗Ｒ1を省くことができる。
（１０）コンデンサ１７を有極性コンデンサとすることができる。この場合にはダイオ−ド１６を省くことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図２】従来の別のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図３】第１の実施形態のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図４】第２の実施形態のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図５】図２の従来のスナバ回路及び図４の第２の実施形態のスナバ回路の重負荷時のドレイン電流を示す波形図である。
【図６】第３の実施形態のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図７】第４の実施形態のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図８】第５の実施形態のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図９】第６の実施形態のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【符号の説明】
１電源
２トランス
３スイッチング素子
６ｂ〜６ｄスナバ回路
１６ダイオード
１７サージ吸収用コンデンサ
２０ＦＥＴ
Ｄ1 、Ｄ2 定電圧ダイオード
Ｒ1 バイアス用抵抗
Ｒ2 負帰還用抵抗
Ｒ3 時定数用抵抗
Ｒ5 振動防止用抵抗
Ｃf 平滑用コンデンサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply device for supplying DC power to a load.
[0002]
[Prior art]
A DC-DC converter as a conventional typical switching power supply apparatus includes a DC power supply 1 including, for example, a rectifying / smoothing circuit shown in FIG. 1, an output transformer 2, a switching element 3, an output rectifying / smoothing circuit 4, and a control circuit. 5 and a snubber circuit or surge absorbing circuit. The transformer 2 has primary and secondary windings 8 and 9 wound around a magnetic core 7 and electromagnetically coupled to each other. The switching element 3 made of FET has a drain electrode D and a source electrode S as first and second main terminals and a gate electrode G as a control terminal. One terminal or drain electrode D of the switching element 3 is connected to one terminal 1a of the DC power source 1 via a primary winding 8 having inductance, and the other terminal or source electrode S of the switching element 3 is connected to the DC power source 1. Is connected to the other terminal 1b. The output rectifying / smoothing circuit 4 includes a rectifying diode 10 and a smoothing capacitor 11. The polarities of the primary winding 8 and the secondary winding 9 are set as indicated by black circles in FIG. Therefore, the diode 10 connected to the secondary winding 9 is kept non-conductive during the ON period of the switching element 3 and is conductive during the OFF period. The smoothing capacitor 11 is connected in parallel to the secondary winding 9 via the diode 10. A load 14 is connected between the pair of output terminals 12 and 13 connected to the smoothing capacitor 11. The voltage detection circuit 15 detects the voltage between the pair of output terminals 12 and 13 and sends it to the control circuit 5. The voltage detection circuit 15 generally includes a voltage dividing resistor for detecting an output voltage, a reference voltage source, and an error amplifier. The detected value of the output voltage obtained from the voltage dividing resistor and the reference voltage of the reference voltage source. Are input to the error amplifier, and the output of the error amplifier is a voltage detection signal or voltage feedback control. The control circuit 5 generates a binary control signal for making the voltage between the output terminals 12 and 13 constant, and thereby controls the switching element 3 on and off.
Note that the voltage detection circuit 15 and the control circuit 5 are generally optically coupled.
[0003]
The surge absorbing circuit 6 includes a diode 16, a surge absorbing capacitor 17 and a resistor 18. The surge absorbing capacitor 17 is connected in parallel to the primary winding 8 via a diode 16. The resistor 18 is connected in parallel to the surge absorbing capacitor 17. The diode 16 is connected in a direction that is forward-biased by a voltage generated in the primary winding 8 when the switching element 3 is turned off.
[0004]
When power is supplied to the load 14 by this DC-DC converter, a control signal output from the control circuit 5 is sent to the switching element 3 to turn it on / off. During the ON period of the switching element 3, a current flows through a closed circuit composed of the power source 1, the primary winding 8 and the switching element 3. Since the rectifying and smoothing diode 10 is non-conductive during this ON period, magnetic energy is accumulated in the core 7 of the transformer 2. During the OFF period of the switching element 3, the rectifier diode 10 is conducted with the voltage induced in the secondary winding 9 by the discharge of the energy stored in the transformer 2, and power is supplied to the smoothing capacitor 11 and the load 14.
[0005]
By the way, if the switching element 3 is switched to an off state in a state where a current flows through the primary winding 8, a large surge voltage is generated in the primary winding 8 having an inductance. If the surge absorbing circuit 6 is not provided, the sum of the surge voltage of the primary winding 8 and the voltage Es of the power source 1 is applied to the switching element 3, and the switching element 3 may be destroyed. However, when the surge absorbing circuit 6 is provided, the surge voltage is absorbed when the switching element 3 is turned off. That is, during normal operation of the DC-DC converter, the surge absorbing capacitor 17 is charged with the polarity shown in FIG. When the switching element 3 is turned off, the voltage V1 of the primary winding 8 becomes higher than the voltage Vc of the surge absorbing capacitor 17, so that the diode 16 becomes conductive and the surge voltage is absorbed by the capacitor 17. When the diode 16 is conductive, the voltage V1 of the primary winding 8 is clamped by the surge absorbing capacitor 17. Thereafter, when the voltage V1 of the primary winding 8 becomes lower than the voltage Vc of the surge absorbing capacitor 17, the diode 16 becomes non-conductive. Since the discharge current of the surge absorbing capacitor 17 flows through the resistor 18, the voltage Vc of the capacitor 17 gradually decreases but does not become lower than the voltage V1 of the primary winding 8.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, the resistor 18 of the DC-DC converter of FIG. 1 is fixed, and the power consumption P here is given by assuming that the voltage of the capacitor 17 is Vc and the resistance value of the resistor 18 is R.
P = Vc ² / R
It is. For this reason, if an attempt is made to keep the surge voltage at a heavy load low, power consumption at a light load increases. Therefore, it has been proposed to connect a variable impedance element such as a transistor or FET instead of the resistor 18 of FIG. In the conventional circuit of FIG. 2, a field effect transistor, that is, an FET 20 as a variable impedance element is connected in parallel to a capacitor 17 via a resistor 19. Further, a constant voltage diode D1 composed of an avalanche diode is connected between the drain D and the gate G of the FET 20, and a bias resistor R1 is connected between the gate and the source. In the circuit of FIG. 2, when the voltage of the capacitor 17 becomes higher than a predetermined value by the flyback voltage, the constant voltage diode D1 breaks down and the gate-source voltage VGS of the FET 20 becomes higher than its threshold value Vth. The FET 20 is turned on, the discharge current of the capacitor 17 flows through the resistor 19 and the FET 20, and the voltage rise of the capacitor 17 is suppressed. The voltage of the capacitor 17 is substantially proportional to the size of the load 14 and decreases when the load is small. Therefore, the constant voltage diode D1 is kept off at the time of light load, and the FET 20 is also kept off. As a result, the power loss due to the discharge of the capacitor 17 at a light load can be reduced. However, when the voltage of the capacitor 17 reaches a level at which the constant voltage diode D1 is turned on under heavy load, the discharge current of the capacitor 17 instantaneously flows in a pulsed manner through the FET 20, stress is applied to the FET 20, and a small FET is formed as the FET 20. When used, the FET 20 is deteriorated. Note that the peak value of the current of the FET 20 is a large value of about 2 A, for example, as shown in FIG.
Since the FET 20 is expensive, a bipolar transistor may be used as a variable impedance element instead of the FET 20. In this case, the transistor is secondarily broken down and destroyed by the pulsed discharge current of the capacitor 17. There is.
[0007]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a snubber circuit that can significantly reduce the loss of the snubber circuit at the time of light load and suppress the stress on the variable impedance element at the time of heavy load.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
To achieve the above object, the present invention provides a winding having an inductance, a switching means for intermittently passing a current through the winding, and interrupting the current of the winding by turning off the switching means. And a snubber circuit for absorbing a surge voltage generated when the snubber circuit is connected to the winding in parallel with the surge absorbing capacitor. A first and second main terminals and a control terminal; the first main terminal is connected to one end of the capacitor; and the second main terminal is connected to the capacitor via a negative feedback impedance . A controllable variable impedance element connected to the other end, and one end of the capacitor and the control terminal for conducting the variable impedance element by the voltage of the capacitor It is made from a connected a constant voltage diode element between those involved in the switching power supply device according to claim.
[0009]
As shown in claim 2, a snubber circuit having a negative feedback impedance similar to that of claim 1 can be connected in parallel to the primary winding, secondary winding, or switch of the transformer.
According to a third aspect of the present invention, smoothing means for smoothing a voltage applied between the control terminal of the variable impedance element in the snubber circuit and the second main terminal can be provided.
Further, as shown in claim 5, a snubber circuit including smoothing means similar to that of claim 4 can be connected in parallel to the primary winding, the secondary winding or the switch.
According to a fifth aspect of the present invention, it is desirable to provide a capacitor having a bias resistor and a smoothing means connected in parallel to the bias resistor.
[0010]
【The invention's effect】
According to the invention of each claim, the loss of the snubber circuit can be significantly reduced at light load. That is, it is possible to keep the variable impedance element in a non-conducting state or a high impedance state at a light load, suppress the discharge of the surge absorbing capacitor, and reduce the loss. Further, the discharge current of the surge absorbing capacitor can be prevented from abruptly flowing under heavy load by the negative feedback action or the smooth action, the stress on the variable impedance element can be reduced, and the reliability can be improved. Further, since high stress resistance is not required, a low-cost element can be used for the variable impedance element.
According to the first and second aspects of the present invention, when the surge absorbing capacitor discharges through the variable impedance element under heavy load, current limitation occurs due to negative feedback, and the peak of the discharge current is greatly reduced. Therefore, it is possible to easily achieve a reduction in stress on the variable impedance element.
According to the third to fifth aspects of the present invention, the variable impedance element is driven with a smoothing action, and a sudden increase in current is prevented in the variable impedance element. Therefore, current suppression can be achieved relatively easily.
According to the invention of claim 5, a smoothing action can be obtained with a simple circuit.
[0011]
Embodiment
Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. However, in FIG. 3 to FIG. 9, the same reference numerals are given to the substantially same parts as those in FIG. 1 and FIG.
[0012]
[First Embodiment]
The switching power supply device of the first embodiment shown in FIG. 3 has a DC power supply 1, a transformer 2, a switching element 3, a rectifying / smoothing circuit 4, a switch control circuit 5, and a voltage detection circuit 15 as in the device of FIG. is doing. An improved snubber circuit 6b according to the present invention is connected to the primary winding 8 of the transformer 2 connected in series to the switching element 3 made of FET. This snubber circuit 6 b has a backflow prevention diode 16 and a surge absorbing capacitor 17 in the same manner as the conventional snubber circuit 6 a of FIG. 2, and these series circuits are connected in parallel to the primary winding 8. The diode 16 can be connected between the other end 17b of the capacitor 17 and the primary winding 8 as indicated by a broken line. An FET 20 as a variable impedance element for forming a discharge circuit is connected in parallel to the capacitor 17. That is, the drain as the first main terminal of the N-channel FET 20 is connected to one end 17a of the capacitor 17, and the source as the second main terminal is connected to the other end 17b of the capacitor 17 through the negative feedback resistor R2. Has been. A constant voltage diode D1 composed of an avalanche diode is connected between the drain of the FET 20 and the gate as a control terminal as an element having voltage-current nonlinear characteristics. A bias resistor R1 is connected between the gate of the FET 20 and the other end of the capacitor 17.
[0013]
The basic operation of the snubber circuit 6b in FIG. 3 is the same as that of the snubber circuit 6a in FIG. 2, and when the load 14 is light, the energy released from the transformer 2 during the OFF period of the switching element 3 is small. The constant voltage diode D1 and FET 20 are kept off, the capacitor 17 is prevented from discharging, and no power loss occurs substantially.
[0014]
When the load 14 becomes heavy, the energy released from the transformer 2 during the OFF period of the switching element 3 increases, so that the voltage of the capacitor 17 increases. When the voltage of the capacitor 17 becomes higher than the predetermined breakdown voltage of the constant voltage diode D1, the constant voltage diode D1 becomes conductive, and a value obtained by subtracting the voltage Vd of the constant voltage diode D1 from the voltage Vc of the capacitor 17, that is, Vc-Vd is FET 20. Is applied between the other gate and the other end 17 b of the capacitor 17, and the FET 20 becomes conductive. When the FET 20 becomes conductive, the source current Is flows through the negative feedback resistor R2. As a result, a voltage drop of Is R2 occurs in the negative feedback resistor R2, and the gate-source voltage Vgs of the FET 20 becomes a value represented by the following equation.
Vgs = Vc -Vd -Is R2
As is apparent from this equation, when the source current Is increases, the gate-source voltage Vgs decreases. When such a negative feedback operation occurs, a sudden increase in the drain current and the source current of the FET 20 is suppressed, the discharge of the capacitor 17 proceeds slowly, and the peak value of the current flowing through the FET 20 decreases. Thereby, the current stress with respect to FET20 becomes small, and degradation of FET20 and a fall of reliability can be prevented. In addition, since the stress is small, an inexpensive element with a low rating can be used as the FET 20. In addition, a low-cost bipolar transistor can be used instead of the FET 20.
[0015]
[Second Embodiment]
The switching power supply device according to the second embodiment shown in FIG. 4 is the same as FIG. 3 except that a smoothing capacitor Cf and a charging time constant resistor R3 are added to the circuit of FIG. A capacitor Cf as a smoothing means is connected in parallel to the biasing resistor R1, and a charging time constant resistor R3 is connected in series to the constant voltage diode D1.
[0016]
In the circuit of FIG. 4, when the voltage Vc of the surge absorbing capacitor 17 becomes higher than a predetermined value during heavy load and the constant voltage diode D1 breaks down, the charging current flows through the smoothing capacitor Cf, limited by the resistor R3. The voltage gradually increases. As a result, the gate-source voltage of the FET 20 does not suddenly increase, and the source current and drain current gradually increase. At this time, the negative feedback resistor R2 also suppresses a sudden increase in the source current and drain current. As a result, the peak of the drain current Id of the FET 20 is greatly limited as shown in FIG. That is, in the conventional circuit of FIG. 2, the peak of the drain current Id of the FET 20 is about 2 A as shown in FIG. 5A, but in the circuit of FIG. 4 it is about 60 mA as shown in FIG. Become. Since the discharge of the smoothing capacitor Cf proceeds slowly via the resistor R1, the conduction state of the FET 20 is maintained, and is highest immediately after the switching element 3 is turned off, and then gradually decreases until the next turn-off time. Therefore, according to the snubber circuit 6c of FIG. 4, the stress of the FET 20 can be greatly reduced.
[0017]
[Third Embodiment]
The snubber circuit 6d of the switching power supply device of the third embodiment shown in FIG. 6 adds an abnormal vibration preventing resistor R4 and a second constant voltage diode D2 to the snubber circuit 6c of FIG. It is the same composition as. The abnormal vibration preventing resistor R4 is connected between the gate of the FET 20 and the smoothing capacitor Cf. The second constant voltage diode D2 is connected in series with the first constant voltage diode D1.
[0018]
The abnormal vibration preventing resistor R4 prevents abnormal oscillation due to the gate-source capacitance of the FET 20. The second constant voltage diode D2 is used, for example, when the DC power source 1 is constituted by a 230V AC voltage rectifying and smoothing circuit. When two constant voltage diodes D1 and D2 are provided as shown in FIG. 6, the voltage at the start of discharge through the FET 20 can be made higher than in the case of the single constant voltage diode D1 shown in FIGS. 3 and 4 is suitable for the case where the power source 1 is constituted by a 100V rectifying and smoothing circuit.
The circuit of FIG. 6 has the same effect as the first and second embodiments in addition to the effect of preventing abnormal vibration.
[0019]
[Fourth Embodiment]
The switching power supply device of the fourth embodiment of FIG. 7 is configured by connecting a snubber circuit 6d having the same configuration as that of FIG. 6 to the switching element 3 in the same manner as that of FIG. In FIG. 7, the snubber circuit 6d is connected in parallel to the primary winding 8 via the DC power source 1, and is equivalent to FIG. 6 in terms of AC. Therefore, the same effect as FIG. 6 can be obtained also by FIG.
The reverse current blocking diode 16 can be connected between the surge absorbing capacitor 17 and the other end 1b of the power source 1 as indicated by a broken line.
[0020]
[Fifth Embodiment]
The switching power supply according to the fifth embodiment shown in FIG. 8 has a snubber circuit 6d having the same configuration as that of FIG. 6 connected in parallel to the secondary winding 9 via a smoothing capacitor 11 and is transformed into a forward type. The rest of the configuration is the same as that shown in FIG. Since FIG. 8 shows a forward type switching power supply device, the rectifying / smoothing circuit 4 a includes a reactor 30 and a commutation diode 31 in addition to the rectifying diode 10 and the capacitor 11. The reactor 30 is connected between the diode 10 and the capacitor 11. The commutation diode 31 is connected in parallel to the reactor 30 and the capacitor 11. The snubber circuit 6 d is connected in parallel to the diode 10 and the reactor 30.
In the circuit of FIG. 8, the snubber circuit 6d is connected in parallel to the primary winding 8 in terms of alternating current, and the same effect as the circuit of FIG. 6 can be obtained.
In the circuit of FIG. 8 as well, the diode 16 can be moved between the secondary winding and one end of the capacitor 17.
[0021]
[Sixth Embodiment]
The switching power supply according to the sixth embodiment of FIG. 9 is configured by replacing the FET 20 of FIG. 4 with a bipolar transistor 20 ′, and the other configuration is substantially the same as that of FIG. Also in this embodiment, the same effect as in FIG. 4 can be obtained.
The snubber circuit 6e shown in FIG. 9 can be applied to the switching regulators of the first, third to fifth embodiments.
[0022]
[Modification]
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and for example, the following modifications are possible.
(1) The snubber circuit 6d shown in FIGS. 7 and 8 can be replaced with the snubber circuits 6b, 6c, and 6e shown in FIGS.
(2) The diode 16 can be moved between the other end 17b of the capacitor 17 and the primary winding 8 as shown by a broken line in FIG. 3, FIG. 4, FIG. 6 and FIG.
(3) In the forward type switching regulator, a snubber circuit can be provided in the same manner as the circuits of FIGS. 3, 4, 6, 7, and 9. Also in the flyback type, the snubber circuits 6b, 6c, 6d, and 6e can be connected to the secondary winding 9 side in the same manner as in FIG.
(4) The FET 20 and the switching element 3 of the first to fifth embodiments can be replaced with another semiconductor element such as a bipolar transistor having a lower cost.
(5) A resistor can be connected in series with the diode 16 and the capacitor 17.
(6) Instead of the constant voltage diode D1 made of an avalanche diode, a zener diode, a non-linear resistance element (varistor) or a resistor can be used as the nonlinear element.
(7) The resistor R3 can be moved to the cathode side of the constant voltage diode D1.
(8) The snubber circuits 6b, 6c, 6d, and 6e of each embodiment can be connected in parallel to the secondary winding 9 without the capacitor 11. Further, a tertiary winding can be provided in the transformer, and the snubber circuits 6b, 6c, 6d, and 6e can be connected in parallel therewith. In short, the snubber circuits 6b, 6c, 6d, and 6e may be equivalently connected in parallel to the primary winding.
(9) The resistor R1 can be omitted.
(10) The capacitor 17 can be a polar capacitor. In this case, the diode 16 can be omitted.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional switching power supply device.
FIG. 2 is a circuit diagram showing another conventional switching power supply device.
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating the switching power supply device according to the first embodiment;
FIG. 4 is a circuit diagram showing a switching power supply device of a second embodiment.
5 is a waveform diagram showing drain currents under heavy load of the conventional snubber circuit of FIG. 2 and the snubber circuit of the second embodiment of FIG. 4;
FIG. 6 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to a third embodiment.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to a fourth embodiment;
FIG. 8 is a circuit diagram showing a switching power supply device of a fifth embodiment.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a switching power supply device of a sixth embodiment.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Power supply 2 Transformer 3 Switching element 6b-6d Snubber circuit 16 Diode 17 Surge absorption capacitor 20 FET
D1, D2 Constant voltage diode R1 Biasing resistor R2 Negative feedback resistor R3 Time constant resistor R5 Vibration prevention resistor Cf Smoothing capacitor

Claims

A winding having an inductance, a switching means for causing a current to flow through the winding intermittently, and a surge voltage generated when the current of the winding is cut off is absorbed by turning off the switching means. A switching power supply device with a snubber circuit for
The snubber circuit is
A surge absorbing capacitor connected in parallel to the winding;
A first and second main terminals and a control terminal; the first main terminal is connected to one end of the capacitor; and the second main terminal is connected to the capacitor via a negative feedback impedance . A controllable variable impedance element connected to the other end;
A switching power supply device comprising: a constant voltage diode element connected between one end of the capacitor and the control terminal to make the variable impedance element conductive by the voltage of the capacitor.

DC power supply,
A series circuit of a primary winding of a transformer and a switch connected between one end and the other end of the DC power supply;
A secondary winding electromagnetically coupled to the primary winding;
A rectifying / smoothing circuit connected to the secondary winding;
A control circuit for controlling on / off of the switch;
And a snubber circuit connected in parallel to the primary winding or the secondary winding or the switch, the snubber circuit comprising:
A surge absorbing capacitor connected in parallel to the primary winding or the secondary winding or the switch;
A first and second main terminals and a control terminal; the first main terminal is connected to one end of the capacitor; and the second main terminal is connected to the capacitor via a negative feedback impedance . A controllable variable impedance element connected to the other end;
A switching power supply device comprising: a constant voltage diode element connected between one end of the capacitor and the control terminal to make the variable impedance element conductive by the voltage of the capacitor.

A winding having an inductance, a switching means for causing a current to flow through the winding intermittently, and a surge voltage generated when the current of the winding is cut off is absorbed by turning off the switching means. A switching power supply device with a snubber circuit for
The snubber circuit is
A surge absorbing capacitor connected in parallel to the winding;
Controllable having first and second main terminals and a control terminal, wherein the first main terminal is connected to one end of the capacitor and the second main terminal is connected to the other end of the capacitor A variable impedance element,
A constant voltage diode element connected between one end of the capacitor and the control terminal for conducting the variable impedance element by the voltage of the capacitor;
A switching power supply comprising: smoothing means connected between the control terminal of the variable impedance element and the second main terminal.

DC power supply,
A series circuit of a primary winding of a transformer and a switch connected between one end and the other end of the DC power supply;
A secondary winding electromagnetically coupled to the primary winding;
A rectifying / smoothing circuit connected to the secondary winding;
A control circuit for controlling on / off of the switch;
A switching power supply device comprising a snubber circuit connected in parallel to the primary winding or the secondary winding or the switch, wherein the snubber circuit is:
A surge absorbing capacitor connected in parallel to the primary winding or the secondary winding or the switch;
Controllable having first and second main terminals and a control terminal, wherein the first main terminal is connected to one end of the capacitor and the second main terminal is connected to the other end of the capacitor A variable impedance element,
A constant voltage diode element connected between one end of the capacitor and the control terminal for conducting the variable impedance element by the voltage of the capacitor;
A switching power supply comprising: smoothing means connected between the control terminal of the variable impedance element and the second main terminal.

Further, the biasing resistor is connected between the control terminal and the other end of the capacitor, and the smoothing means is a smoothing capacitor connected in parallel to the biasing resistor. The switching power supply device according to claim 3 or 4.