JP3645521B2 - 超電導体を用いたアナログ−デジタル変換器 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、超電導体を用いたアナログ−デジタル変換器に関する。
【0002】
【従来の技術】
超電導体を配線等に用いて種々の回路を実現する超電導エレクトロニクスは、非常に高速の機能回路を実現できる。超電導体を用いてアナログ/デジタル変換器を実現する場合、例えば IEEE Transactions on Applied Superconductivity, Volume 1,1991,p3 に掲載されているようなQOS型比較器が用いられる。
【0003】
QOS型比較器は、クロックが注入された時の入力電流の値に依存して出力信号が“1”,“0”のいずれかの値をとる比較器であり、1個でバイナリ符号の1ビットを表現できるという特徴がある。並列比較型(フラッシュ型)アナログ−デジタル変換器を構成する場合、従来の半導体を用いた電子回路では、アナログ−デジタル変換出力のビット数をNとして2N 個の比較器を必要としたのに対し、超電導配線によるQOS比較器を用いると、N個の比較器で済むため、特にNが大きい場合、アナログ−デジタル変換器全体の回路規模は大きく削減されるという利点がある。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
QOS型比較器のような超電導体を用いた比較器では、超電導ループ内のインダクタンスがある値より大きい場合に、出力の値が不確定となる状態が存在することが指摘されている。このような出力不確定状態が存在すると、比較器としての精度が低下してしまい、QOS型比較器を用いて構成されるフラッシュ型アナログ−デジタル変換器の変換精度が低下する。
【0005】
超電導体材料は、一般にインダクタンスの小さな金属系材料のニオブが用いられる。一方、YBaCuOなどの酸化物系の高温超電導材料は、ニオブに比べて動作温度を高くできるので、冷却にかかる費用を安価にできる反面、配線として用いた場合、インダクタンス値が大きくなる。また、高温超電導体で良好な接合特性が得られているランプエッジ型接合は、その特有の構造のために余分なインダクタンスができてしまう。
【0006】
高温超電導体では、出力不確定状態がなくなる程度の小さなインダクタンス値で、QOS型比較器を作製することは困難である。例えば、YBaCuOの典型的なインダクタンス値を代入すると、出力不確定状態となる入力電流の領域は、アナログ−デジタル変換器のサンプリングレートが比較的低速の場合でも、出力“0”の状態に対して10〜30%生じる。サンプリングレートを高くすると、出力不確定状態となる入力電流の領域はさらに増加することが見込まれ、高速なアナログ/デジタル変換器の実現は非常に困難になる。
【0007】
このような事情から、従来では超電導体を用いたアナログ−デジタル変換器を製作する場合には、比較器の出力不確定状態が存在しない程度にインダクタンス値の小さい冷却費用の高価な超電導体材料を用いる方向で研究開発が進められている。従って、アナログ−デジタル変換器の低価格化が難しいという問題点がある。
【0008】
本発明は、インダクタンス値の大きな高温超電導体を用いた場合のように比較器の出力不確定状態が存在しても高精度を実現できるアナログ−デジタル変換器を提供することを目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明に係る超電導体を用いて構成されるアナログ−デジタル変換器は、入力電流を複数の経路に分配する分配回路と、分配された入力電流を受け、クロック注入時の入力電流の値に依存して出力が第1及び第2の値のいずれかの値をとる複数の比較器と、これら比較器の出力側にそれぞれ設けられ、クロックが注入される毎に該比較器の出力が第1及び第2の値を交互に繰り返す期間には第1の値を出力し、それ以外の期間には該比較器の出力の値をそのまま出力してアナログ−デジタル変換出力とする出力回路とを具備する。
【0010】
本発明によると、比較器の出力不確定状態が補償されることによって、高温超電導体のようなインダクタンスの大きい超電導体を用いた場合にも、精度の高いアナログ−デジタル変換器が実現される。
【0011】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。まず、本実施形態のアナログ−デジタル変換器で用いるQOS型比較器について述べる。
QOS型比較器は、例えば図1に示すような構成を有する。記号Lは、超電導配線のインダクタンス、記号Jは、ジョセフソン接合のような接合をそれぞれ表す。このようなQOS型比較器は、一般に図1中の点線内の超電導ループにあるインダクタンスL1〜L3の値Lと、接合J2の臨界電流Icの積であるLIc積がある値(ほぼ0.5Φ0)より十分小さくなるように設計される。ここで、Φ=2.07×10-15Wbである。雑音が回路動作に影響しないように、Icは通常100μA以上となるように設計されるため、それに合わせてインダクタンスLの値は選定される。
図1に示したQOS型比較器の動作原理は、次の通りである。
まず、入力電流に対する振る舞いについて述べる。図2(a)に示すように、QOS型比較器に入力電流が注入されると、接合J2及びJ3に流れる電流が増える。入力電流を増やすと、接合J2がオンとなって図1中の点線内の超電導ループ内に1個の磁束量子が入り、図2(b)に示すように周回電流が流れる。この状態では、接合J3には図2(a)の状態とは逆向きである上向きの電流が流れる。入力電流をさらに増やすと、接合J2及びJ3に流れる電流も増えてゆき、やがて接合J2が再びオンになることで、超電導ループ内にさらに1個の磁束量子が入る。この状態では、接合J3に流れる電流は再び上向きとなる。このように超電導ループ内に磁束量子が入ることによって接合J2に流れる電流は、接合J2に臨界電流Icを越えないように調整される。
【0012】
このような動作により、接合J3に流れる電流は図3に示すように入力電流に関して周期的に応答する。すなわち、入力電流の増加に対して、接合J3に流れる電流は、図2(a)のように徐々に増加する状態と、図2(b)のように周回電流により向きが反転する状態を交互に繰り返す。入力電流の周期、つまり入力電流の増加に伴う図2(a)と図2(b)の1回の状態遷移を出力の1ビットに割り当てることにより、QOS型比較器1個でアナログ−デジタル変換器の出力であるバイナリ符号の1ビットを表現することができる。
【0013】
次に、クロックの注入に対する動作について述べる。図1のようにQOS型比較器にクロックが注入されると、接合J7がオンとなって、図4(a)のように接合J7→J6→J3の向きに電流が流れる。このとき、接合J3と接合J6はいずれか一方がオンとなる。接合J6がオンとなった場合は、何も出力しない。この何も出力しない状態を出力“0”とする。図5(a)に、出力“0”の状態での接合J7,J6,J3,J2のスイッチングの様子を示す。図5(a)において横軸は時間、縦軸は電圧(mV)を表す。
【0014】
一方、接合J3がオンとなると、その直後、図4(b)に示すように磁束量子が出力されると同時に、インダクタンスL1と接合J2,J3で形成される超電導ループ内に磁束量子が入り、周回電流が流れる。その後、図4(c)のように接合J2がオンとなって、元の状態に戻る。このように接合J3がオンとなって、磁束量子が出力された状態を出力“1”とする。図5(b)には、出力“1”の状態での接合J7,J6,J3,J2のスイッチングの様子を示す。図5(b)においては、第5図(a)と同様に横軸は時間、縦軸は電圧(mV)を表す。
【0015】
接合J3と接合J6のいずれがオンになるか、すなわち出力が“1”になるか“0”になるかは、入力電流の値によって決まる。従って、入力電流の値に応じて出力が“1”,“0”のいずれかの値をとる比較器の動作が実現される。
【0016】
次に、バイアス電流に関して述べる。図1に示したようにQOS型比較器にバイアス電流を注入すると、クロックが入力されたときに接合J3がオンになりやすくなるため、出力“1”の状態となる入力電流の領域が増える。バイアス電流の値を調節することで、出力“0”の状態と出力“1”の状態となる入力電流の領域を等しくし、精度を上げることができる。
【0017】
上述したようなQOS型比較器は、従来の技術の項で述べたように、インダクタンスL(L1,L2,L3)の値が大きいと、出力の不確定状態が存在する。以下、QOS型比較器の出力不確定状態の発生メカニズムについて述べる。
インダクタンスLの値が大きい場合、ある入力電流に対して、図4(b)の状態において接合J2がオンとならない状態が存在する。接合J2がオンとならない場合は、図2(b)に示したように元の状態に比べて磁束量子が1個多く保持される。この状態では、接合J3に流れる電流の向きは図2(b)中では上向きとなる。この状態で次のクロックが入力されたときは、接合J3がオンとならずに、接合J6がオンとなるため、比較器からは何も出力されない。つまり、1個目のクロックが入力されたときには、比較器は出力を発生するが、磁束量子が保持されてしまうために、2個目のクロックが入力されたときは、出力を発生しない。
【0018】
このような状態となる入力電流に対しては、QOS型比較器の出力が“1”であるか、“0”であるかが不確定となる。この出力不確定状態での接合のスイッチングの様子をさらに詳しく説明する。磁束量子が1個多く保持されている状態では、図2(b)に示したようにJ3→J2→L1の向きに周回電流が流れているので、接合J3は上向きの電流が流れている。
【0019】
この状態でクロックが注入されると、接合J6がオンとなる。クロックに基づく電流は、図6(a)のように接合J3だけでなく、接合J2にも流れる。周回電流とクロックに基づく電流が重なって、接合J2がオンとなり、超電導ループ内の磁束量子が1個減る。磁束量子は出力されずに、図6(b)のように元の状態に戻る。さらに、クロックが入力されると磁束量子を出力し、図2(b)の状態になる。これら一連の動作を繰り返すので、QOS型比較器の出力は図7に示すようにクロック毎に“1”と“0”を繰り返して不確定な状態となる。図7において、横軸は時間、縦軸は電圧(mV)を表す。入力電流の値を増加させた場合は、図8に示すように出力“1”の状態から出力“0”の状態への遷移期間に、このような出力不確定状態が発生する。
【0020】
一方、図1に示したQOS型比較器における入力電流周期(図3参照)は、インダクタンスL1の値に反比例する。インダクタンスL1を特に入力インダクタンスと呼ぶことにする。入力インダクタンスL1の値を2m -1 倍にすると、同じ入力電流の値に対して入力電流周期は1/2m-1 となるので、比較器の出力の重みは1/2m-1 となる。すなわち、あるL1の値を持つ比較器の出力をアナログ−デジタル変換出力の最上位ビットとすると、L1の値を2m-1 倍にした比較器の出力はアナログ−デジタル変換出力の上位からmビット目となる。しかし、L1の値を増やすと前述したように、出力の不確定状態が存在する。仮に超電導体にニオブ材料を用いたとしても、QOS型比較器の出力不確定状態無しでL1の値を4倍以上にすることは困難である。
【0021】
このような問題を解決するため、本発明の実施形態ではQOS型比較器の出力側に、出力不確定状態の期間、つまり比較器の出力がクロックの注入毎に“0”と“1”を交互に繰り返す期間に、強制的に“1”を出力する出力回路を付加する。
前述したように、QOS型比較器に磁束量子が1個多く保持されている状態においてクロックを入力すると、QOS型比較器は出力を発生せずに元の状態に戻る。従って、QOS型比較器の出力不確定な状態となる入力電流に対して、クロック毎に出力は“1”と“0”を繰り返す。このようにQOS型比較器の出力がクロックの注入毎に“1”と“0”を繰り返す出力不確定状態の期間では、QOS型比較器器の後段の出力回路で強制的に“1”を出力することにより、出力は“1”に確定する。
【0022】
従って、高温超電導体を用いた場合のようにインダクタンスが大きくとも、精度の良いQOS型比較器を用いたフラッシュ型アナログ−デジタル変換器を実現できる。また、図1中のインダクタンスL1の値を大きくして、入力電流周期を短くしたQOS型比較器を実現することも容易に可能となる。以下に、出力回路を含めたQOS型比較器の周辺回路について、具体的な実施形態を説明する。
【0023】
(第1の実施形態)
本発明の第1の実施形態によると、QOS型比較器に対して、通常のクロックに加えてQOS型比較器をリセットするためのリセットクロックを注入する回路が付加され、さらにQOS型比較器の後段に、クロックが注入された後に次のクロックが注入されるまでの間にQOS型比較器から1個以上磁束量子が入力されたときは、磁束量子を1個だけ出力する出力回路が付加される。
【0024】
具体的には、図9に示すようにQOS型比較器1のクロック注入側に二逓倍器2が挿入され、さらにQOS型比較器1の後段に出力回路として破壊読み出しレジスタ3が付加される。QOS型比較器1は、図1に示した通りの構成であるとする。
【0025】
二逓倍器2は、1個の磁束量子の入力に対し、1個の磁束量子を出力した後にさらにもう1個の磁束量子を出力する回路である。すなわち、二逓倍器2はQOS型比較器1に通常のクロックを注入した後に、さらにリセットクロックを注入する。二逓倍器2は、例えば図10に示されるように、入力された第1のクロックを二分岐する分岐器21と、二分岐された一方のクロックを一定時間だけ遅延させる遅延器22、及び二分岐された他方のクロックと遅延器22で遅延されたクロックを合成して第2のクロックとして出力する合成器23から構成される。
【0026】
保持していたデータをそのまま読み出すと共に、保持していたデータが消滅(破壊)することを破壊読み出し(destructive read out)と呼ぶ。本実施形態で用いる破壊読み出しレジスタ3は、入力として磁束量子を扱い、磁束量子が1回以上連続して入力されても、読み出し用クロックが注入されたときに磁束量子を1個だけ出力し、初期状態に戻る素子である。破壊読み出しレジスタ3には、二逓倍器2でリセットクロックが生成されていないクロック(第1のクロック)が読み出し用クロックとして注入される。
【0027】
図12には、出力不確定状態において図9のように二逓倍器2及び破壊読み出しレジスタ3を付加したときの図1中の接合J7,J6,J3,J2のスイッチングと、破壊読み出しレジスタ3に注入されるクロック及びレジスタ3の出力の様子を示す。図12において横軸は時間、縦軸は電圧(mV)を表す。接合J7は、二逓倍器2からのクロックによりスイッチングされる。図12中の接合J7のスイッチング波形に示されるように、図5や図7中に示した本来のクロックに続けて、リセットクロックがさらに注入される点がこれまでの説明と異なる。
【0028】
接合J3及びJ6は、クロックが注入される毎に交互にオンとなる。例えば、本来のクロックが注入されたときは接合J3がオンとなり、このときQOS型比較器1の出力状態は“1”となる。リセットクロックが注入されたときは、接合J6がオンとなり、このときQOS型比較器1の出力状態は“0”となる。このように、QOS型比較器1の出力状態は“1”と“0”を繰り返す。
【0029】
破壊読み出しレジスタ3には、二逓倍器2を通す前の第1のクロック(図12中のDのクロック)が読み出し用クロックとして注入され、第1のクロックが注入されてから次の第1のクロックが注入されるまでの間に、QOS型比較器1から一度以上“1”が入力されていれば、破壊読み出しレジスタ3から“1”が出力される(図12中のDの出力)。破壊読み出しレジスタ3にクロックが注入されてから、次のクロックが注入されるまでの間にQOS型比較器1が“1”を出力する回数は、入力電流が図8における“0”状態に対応する値では0回、“1”状態では2回、出力不確定状態では1回となる。これによって、破壊読み出しレジスタ3の出力で見ると、QOS型比較器1の出力不確定状態が補償されている。
【0030】
(第2の実施形態)
本発明の第2の実施形態では、QOS型比較器の後段に、2回クロックが入力されると1回だけクロックを出力する回路と、クロックが入力されてから次のクロックが注入されるまでの間に1回以上磁束量子が入力されたときは、磁束量子を1個だけ出力する出力回路が付加される。
【0031】
具体的には、図13に示すように出力回路を構成する破壊読み出しレジスタ3のクロック注入側に、磁束量子が2度注入されると、磁束量子を1度出力する二分周器4が挿入される。二分周器4では、入力されるクロック(第1のクロック)のクロック周波数を1/2倍したクロック(第3のクロック)が生成され、QOS型比較器1には二分周器4で分周される前のクロック(第1のクロック)が注入される。
【0032】
図14には、出力不確定状態において図13のように二分周器4及び破壊読み出しレジスタ3を付加したときの図1中の接合J7,J6,J3,J2のスイッチングと、破壊読み出しレジスタ3に注入されるクロック及びレジスタ3の出力の様子を示す。図14において、横軸は時間、縦軸は電圧(mV)を表す。接合J7は、第1のクロックによりスイッチングされる。接合J3及びJ6は、クロックが注入される毎に交互にオンとなる。例えば、本来のクロックが注入されたときは接合J3がオンとなり、このときQOS型比較器1の出力状態は“1”となる。QOS型比較器1の出力状態は、接合J3がオンのとき“1”、接合J6がオンのとき“0”となる。
【0033】
破壊読み出しレジスタ3は、QOS型比較器1に注入される第1のクロックの2倍の周期を持つ第3のクロック(図14中のDのクロック)が二分周器4から注入され、この第3のクロックが注入されたときだけQOS型比較器1の出力を読み出す(図14中のDの出力)。破壊読み出しレジスタ3に第3のクロックが注入されてから、次の第3のクロックが注入されるまでの間に、QOS型比較器1は“0”と“1”を一度ずつ出力する。従って、第1の実施形態と同様に、破壊読み出しレジスタ3からは“1”のみが出力され、破壊読み出しレジスタ3の出力においては、QOS型比較器1の出力不確定状態が補償されていることになる。
【0034】
(第3の実施形態)
本発明の第3の実施形態によると、QOS型比較器の後段にQOS型比較器の現在の出力と1クロック前の出力との論理和を出力する出力回路が付加される。
【0035】
具体的には、図15に示すようにQOS型比較器1の出力は分岐器5により二分岐される。分岐器5の一方の出力はシフトレジスタ6を介して論理和ゲート7の一方の入力端に供給され、他方の出力は論理和ゲート7の他方の入力端に直接入力される。シフトレジスタ6には、シフトクロックとしてQOS型比較器1に注入されるクロックと同一クロックが供給される。論理和ゲート7は、QOS型比較器1に注入されるクロックと同一クロックが供給された時点での論理和を出力する。
【0036】
図16に、出力不確定状態において図1中の接合J7,J6,J3,J2のスイッチングと、論理和ゲート7の入力クロック及び出力(図16中のORのクロック及び出力)を示す。論理和ゲート7からはQOS型比較器1の出力とこれをシフトレジスタ6によって1クロック分(クロック周期)だけ遅延した出力との論理和が出力される。すなわち、QOS型比較器1の出力が“0”と“1”の繰り返しの場合、論理和ゲート7は同一出力(“1”)を繰り返し出力する。従って、論理和ゲート7からはQOS型比較器1の出力状態“1”のみが出力されることにより、QOS型比較器1の出力不確定状態が補償される。
【0037】
(第4の実施形態)
図17は、図9に示した第1の実施形態を一般化した構成を示しており、QOS型比較器に対して、通常のクロックに加えてn−1個のリセットクロックを注入する回路が付加され、さらにQOS型比較器の後段に、クロックが注入された後に次のクロックが注入されるまでの間にQOS型比較器からn個以上磁束量子が入力されたときは、磁束量子を1個だけ出力する出力回路が付加される。
【0038】
具体的には、QOS型比較器11のクロック注入側にn逓倍器12(nは2以上の整数)が挿入され、さらにQOS型比較器11の後段に出力回路を構成する破壊読み出しレジスタ13が付加される。QOS型比較器11は、図1に示した通りの構成であるとする。
【0039】
(第5の実施形態)
図18は、図13に示した第2の実施形態を一般化した構成を示しており、QOS型比較器の後段に、n回クロックが入力されると1回だけクロックを出力する回路と、クロックが入力されてから次のクロックが注入されるまでの間にn回以上磁束量子が入力されたときは、磁束量子を1個だけ出力する出力回路が付加される。
【0040】
具体的には、出力回路を構成する破壊読み出しレジスタ13のクロック注入側に、入力されるクロック(第1のクロック)のクロック周波数を1/n倍したクロックを生成するn分周器14が挿入され、QOS型比較器11にはn分周器14で分周される前のクロックが注入される。
【0041】
(第6の実施形態)
図19には、図15に示した第3の実施形態を一般化した構成を示す。QOS型比較器の後段にQOS型比較器の現在の出力とn−1クロック前までの出力との論理和を出力する出力回路が付加される。
【0042】
具体的には、QOS型比較器11の出力は分岐器15によりn分岐される。分岐器15のn個の出力は、段数が順次1個ずつ異なる複数のシフトレジスタ16を介して論理和ゲート17に入力される。シフトレジスタ16には、QOS型比較器11に注入されるクロックと同一クロックがシフトクロックとしてそれぞれ供給される。論理和ゲート17は、QOS型比較器11に注入されるクロックと同一クロックが供給された時点での論理和を出力する。
上述した第4〜第6の実施形態によっても、第1〜第3の実施形態と同様の原理に基づいて、QOS型比較器11の出力不確定状態が補償されることは明らかである。
【0043】
次に、第1〜第6の実施形態で説明した出力不確定状態の補償を行ったQOS型比較器を用いたフラッシュ型アナログ−デジタル変換器の実施形態について説明する。
【0044】
(第7の実施形態)
図20に、本発明の第7の実施形態に係るフラッシュ型アナログ−デジタル変換器を示す。アナログ入力電流は、N個の抵抗R101〜R10Nからなる分配回路によりN個の経路に等分配されてN個のQOS型比較器101〜10Nに入力される。QOS型比較器101〜10Nの出力は、第1〜第6の実施形態で説明した出力回路201〜20Nを介して、Nビットのアナログ−デジタル変換出力として取り出される。出力回路201の出力は最上位ビット(MSB)とし、出力回路20m(m=2,3,N)の出力は上位からmビット目の出力とする(出力回路20Nの出力は最下位ビット(LSB))。
【0045】
ここで、QOS型比較器201〜20N内の図1中に示した入力インダクタンスL1の値については、図21(a)に示すようにアナログ−デジタル変換出力の最上位ビットに対応するQOS型比較器201内のL1の値をL1=L0 とすると、図21(b)に示すようにアナログ−デジタル変換出力の上位からmビット目に対応するQOS型比較器20m内のL1の値をL1=2m-1 L0 とする。すると、アナログ−デジタル変換出力の最上位ビットに対応するQOS型比較器201の入力電流周期に対して、アナログ−デジタル変換出力の上位からmビット目に対応するQOS型比較器20mの入力電流周期は2m-1 倍となる。
【0046】
このような構成により、出力回路201〜20Nの出力からNビットのアナログ−デジタル変換出力を得ることができる。
【0047】
(第8の実施形態)
図22は、本発明の第8の実施形態に係るフラッシュ型アナログ−デジタル変換器であり、アナログ入力電流がN個のインダクタL101〜L10Nからなる分配回路によりN個の経路に等分配されてN個のQOS型比較器101〜10Nに入力される点が第7の実施形態と異なる。QOS型比較器201〜20N内の図1中に示した入力インダクタンスL1の値については、第7の実施形態と同様に設定される。
【0048】
以上述べたように、本発明の実施形態によればインダクタンスの大きい高温超電導体を用いた場合のQOS型比較器の出力不確定状態を補償して高精度のアナログ−デジタル変換を実現することができ、ニオブ材料に比べて冷却の費用を大幅に安価にすることが可能となる。また、QOS型比較器の出力不確定状態の補償を小規模な回路によって実現できるため、プロセス技術が未成熟な高温超電導体に適している。さらに、アナログ−デジタル変換精度が向上し、特に静特性(低周波入力、低速サンプリング)では誤差が非常に小さいことが期待でき、超電導体としてニオブ材料を用いた場合に応用しても、アナログ−デジタル変換精度が上がる可能性がある。
【0049】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば超電導体を用いたアナログ−デジタル変換器において、比較器の出力不確定状態を補償して高精度のアナログ−デジタル変換を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】QOS型比較器の一例の構成を示す回路図
【図2】QOS型比較器の基本動作を説明する図
【図3】QOS型比較器の入力電流に対する周期的応答を示す図
【図4】QOS型比較器のクロックに対する動作の遷移を説明する図
【図5】QOS型比較器の出力“1”及び“0”の状態での各接合のスイッチングの様子を示す図
【図6】QOS型比較器の出力不確定状態の動作原理について説明する図
【図7】QOS型比較器の出力不確定状態が生じるときの各接合のスイッチングの様子を示す図
【図8】QOS型比較器の出力不確定状態の発生の様子を示す図
【図9】本発明の第1の実施形態に係るQOS型比較器の出力不確定状態を補償する回路の構成図
【図10】二逓倍器の具体的な構成例を示す図
【図11】破壊読み出しレジスタの具体的な構成を示す図
【図12】同実施形態におけるQOS型比較器の出力不確定状態が生じるときの各接合のスイッチングの様子と破壊読み出しレジスタの動作を示す図
【図13】本発明の第2の実施形態に係るQOS型比較器の出力不確定状態を補償する回路の構成図
【図14】同実施形態におけるQOS型比較器の出力不確定状態が生じるときの各接合のスイッチングの様子と破壊読み出しレジスタの動作を示す図
【図15】本発明の第3の実施形態に係るQOS型比較器の出力不確定状態を補償する回路の構成図
【図16】同実施形態におけるQOS型比較器の出力不確定状態が生じるときの各接合のスイッチングの様子とOR回路の動作を示す図
【図17】第1の実施形態を一般化した本発明の第4の実施形態に係るQOS型比較器の出力不確定状態を補償する回路の構成図
【図18】第2の実施形態を一般化した本発明の第5の実施形態に係るQOS型比較器の出力不確定状態を補償する回路の構成図
【図19】第3の実施形態を一般化した本発明の第6の実施形態に係るQOS型比較器の出力不確定状態を補償する回路の構成図
【図20】本発明の第7の実施形態に係るアナログ−デジタル変換器の構成を示す図
【図21】同実施形態における最上位ビット及び上位からmビット目のQOS型比較器の入力インダクタンスについて説明する図
【図22】本発明の第8の実施形態に係るアナログ−デジタル変換器の構成を示す図
【符号の説明】
1…QOS型比較器
2…二逓倍器
3…破壊読み出しレジスタ
4…二分周器
5…分岐器
6…シフトレジスタ
7…論理和ゲート
11…QOS型比較器
12…n逓倍器
13…破壊読み出しレジスタ
14…n分周器
15…分岐器
16…シフトレジスタ
17…論理和ゲート
101〜10N…QOS型比較器
201〜20N…出力回路
R101〜R10N…分配用抵抗
L101〜L10N…分配用インダクタ
Claims (5)
- 超電導体を用いて構成されるアナログ−デジタル変換器において、
入力電流を複数の経路に分配する分配回路と、
分配された入力電流を受け、クロック注入時の入力電流の値に依存して出力が第1及び第2の値のいずれかの値をとる複数の比較器と、
前記比較器の出力側にそれぞれ設けられ、前記クロックが注入される毎に該比較器の出力が第1及び第2の値を交互に繰り返す期間には第1の値を出力し、それ以外の期間には該比較器の出力の値をそのまま出力してアナログ−デジタル変換出力の各ビットとする出力回路と
を具備する超電導体を用いたアナログ−デジタル変換器。 - 第1のクロックの入力毎に第2のクロックをn個(nは2以上の整数)ずつ生成して前記比較器に注入する逓倍器を有し、前記出力回路は、前記第1のクロックが注入される毎に前記比較器から出力される第1の値を読み出す破壊読み出しレジスタである請求項1記載の超電導体を用いたアナログ−デジタル変換器。
- 入力される第1のクロックの周波数を1/n倍(nは2以上の整数)した第3のクロックを生成する分周器を有し、前記比較器は前記第1のクロックが注入され、前記出力回路は、前記第3のクロックが注入される毎に前記比較器から出力される第1の値を読み出す破壊読み出しレジスタである請求項1記載の超電導体を用いたアナログ−デジタル変換器。
- 前記出力回路は、前記比較器に注入される連続するn個(nは2以上の整数)のクロックに対応する該比較器の出力の論理和を出力する請求項1記載の超電導体を用いたアナログ−デジタル変換器。
- 前記複数の比較器は、前記アナログ−デジタル変換出力の各ビットにそれぞれ対応して設けられ、アナログ−デジタル変換出力の最上位ビットに対応する比較器の入力電流周期に対して、アナログ−デジタル変換出力の上位からmビット目(mは任意の整数)に対応する比較器の入力電流周期が2m-1 倍に設定されている請求項1記載の超電導体を用いたアナログ−デジタル変換器。
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