JP3635854B2

JP3635854B2 - converter

Info

Publication number: JP3635854B2
Application number: JP10141297A
Authority: JP
Inventors: 隆昭奥出; 賢治竹中; 眞一郎住吉; 伸夫元治; 良美岩本; 正治大橋; 英樹大森; 秀和山下; 克典谷江
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1997-04-18
Filing date: 1997-04-18
Publication date: 2005-04-06
Anticipated expiration: 2017-04-18
Also published as: JPH10295085A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、太陽光等によって得た直流電力を接続した負荷あるいは配電系統に適合するように変換して、負荷あるいは配電系統に供給するコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から使用されているコンバータの一例を図１０を使用して説明する。コンバータ１は、直流電源２と、インバータ回路４・高周波トランス５・整流ブリッジ６・コイル７・周波数変換回路８と制御回路１０とによって構成している。インバータ回路４は、４個のトランジスタ４ａ・４ｂ・４ｃ・４ｄによって直流電源２が供給する直流を数１０ｋＨｚの高周波に変換している。このインバータ回路４の高周波電圧は、高周波トランス５に印加されている。高周波トランス５の２次側には、前記高周波トランス５の１次側に印加された高周波電圧と相似の高周波電圧が発生する。この高周波電圧は、２次側に接続している整流ブリッジ６・コイル７によって整流・平滑され、周波数変換回路８に加えられる。制御回路１０がインバータ回路４と周波数変換回路８を制御することによって、周波数変換回路８の出力は商用周波数の交流となるものである。この周波数変換回路８の出力は、負荷である配電系統３に供給される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来の構成のコンバータは、インバータ回路・周波数変換回路をそれぞれ４個のスイッチング素子で構成しており、また大電力に対応可能な高周波トランスを使用しているものである。このため、部品点数が多い、高周波トランスによる損失が大きい等の課題を有している。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
スイッチング素子とインダクタを使用する簡単な構成で、電磁ノイズの発生レベルが極めて低く、電力損失の発生の小さい高効率のコンバータとしているものである。
【０００５】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載した発明は、制御手段は、前記スイッチング素子をスイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０または０付近でオンさせ、かつ、前記スイッチング素子のオンオフ時間を制御してスイッチング素子の出力の包絡線が所定の波形となるようにデューティ制御し、前記周波数変換回路の出力の極性を所定のタイミングで切り替えるようにして商用周波数の電流を系統電源に供給するようにし、制御手段によってスイッチング素子と周波数変換回路を駆動し、入力された直流を所定の波形に変換して接続した負荷に供給できるコンバータとしている。
【０００６】
請求項２に記載した発明は、制御手段は、前記スイッチング素子をスイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０または０付近でオンさせ、かつ、前記スイッチング素子のオンオフ時間を制御してスイッチング素子の出力の包絡線が所定の波形となるようにデューティ制御し、前記周波数変換回路の出力の極性を所定のタイミングで切り替えるようにして商用周波数の電流を系統電源に供給するようにし、スイッチング素子のエミッタ・コレクタ間に共振コンデンサを接続するようにして、高効率で構成の簡単なコンバータとしているものである。
【０００７】
請求項３に記載した発明は、制御手段は、前記スイッチング素子をスイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０または０付近でオンさせ、かつ、前記スイッチング素子のオンオフ時間を制御してスイッチング素子の出力の包絡線が所定の波形となるようにデューティ制御し、前記周波数変換回路の出力の極性を所定のタイミングで切り替えるようにして商用周波数の電流を系統電源に供給するようにし、制御手段によってスイッチング素子と周波数変換回路を駆動し、入力された直流を所定の波形に変換して接続した負荷に供給できるコンバータとしている。
【０００８】
請求項４に記載した発明は、制御手段は、前記スイッチング素子をスイッチング素子のコレクタ・エミッタ間電圧が０または０付近でオンさせ、かつ、前記スイッチング素子のオンオフ時間を制御してスイッチング素子の出力の包絡線が所定の波形となるようにデューティ制御し、前記周波数変換回路の出力の極性を所定のタイミングで切り替えるようにして商用周波数の電流を系統電源に供給するようにし、スイッチング素子のエミッタ・コレクタ間に共振コンデンサを接続するようにして、高効率で構成の簡単なコンバータとしているものである。
【０００９】
請求項５に記載した発明は、周波数変換回路を２組のハーフブリッジ回路を有して、周波数変換回路を構成するスイッチング素子を小型に設定できるものである。
【００１０】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の第１の実施例について説明する。図１は本実施例の構成を示すブロック図である。本実施例のコンバータ１１は、太陽電池等による直流電源２を入力として受けて、この電力を所定の波形に変換して、本実施例では商用周波数に変換して系統電源３に交流電力を供給するものである。１２は共振コンデンサ１３と共に並列共振回路を構成するインダクタで、この並列共振回路に直列にスイッチング素子１４を接続している。スイッチング素子１４として本実施例ではＩＧＢＴを使用している。またスイッチング素子１４と前記並列共振回路との接続点には、ダイオード１６のアノードを接続している。ダイオード１６のカソードと前記スイッチング素子１４のエミッタ間には、周波数変換回路１７を接続している。周波数変換回路１７は、ＩＧＢＴを使用した４個のスイッチング素子１７ａ〜１７ｄをフルブリッジ型に接続して構成している。この周波数変換回路１７の出力は、波形平滑用のインダクタ１８を介して負荷である系統電源３に供給している。２１は、電圧トランス等によって構成した電圧検出手段１９とカレントトランス等によって構成した電流検出手段２０から得た情報によって、スイッチング素子１４と周波数変換回路１７を制御する制御手段である。
【００１１】
以下本実施例の動作について説明する。図示していないスイッチをオンしてコンバータ１１に直流電源２の出力を接続すると、コンバータ１１は動作を開始する。制御手段２１は、図２に示している制御信号を使用して、スイッチング素子１４と周波数変換回路１７とを制御している。すなわち、ＩＯは制御手段２１が記憶している出力電流の波形を示している。また、ＩＤは前記ＩＯとするためにダイオード１６から出力する出力電流の波形を示している。ＶＳ１は発明者らが実験を繰り返して前記ＩＤとするために、スイッチング素子１４に与えるゲート信号を示している。同様にＶＳ２・ＶＳ３・ＶＳ４・ＶＳ５は、周波数変換回路１７を構成する４個のスイッチング素子１７ａ〜１７ｄに与えるゲート信号を示している。制御手段２１によってスイッチング素子１４が制御されると、各部は図３に示すように動作する。図３の、ＶＧＥはスイッチング素子１４のゲート電圧を、ＶＣＥは同コレクタ・エミッタ間電圧を、ＶＬはインダクタ１２の電圧波形を、ＩＬは同電流波形を示している。すなわちスイッチング素子１４がオン期間ＴＯＮでオンすると、インダクタ１２には直線的に増加する電流ＩＬが流れる。このときインダクタ１２の電圧ＶＬは、直流電源２の電圧Ｅとなっている。また制御手段２１の指示によってスイッチング素子１４がオフすると、インダクタ１２と共振コンデンサ１３とは並列共振回路として動作し、ＶＬ・ＩＬは図３に示しているような高周波の共振波形となる。つまり、共振時のインダクタ１２のインダクタンスをＬ１、共振時の共振コンデンサ１３の容量をＣとすると、ＴＯＮ期間中にインダクタ１２に貯えられたエネルギーＬ１ＩＬ２／２が、共振コンデンサ１３によってＣＶＬ２／２の形で変換され、更にこの共振コンデンサ１３が貯えたＣＶＬ２１／２のエネルギーがインダクタ１２にＬ１ＩＬ２／２に変換されるものである。
【００１２】
従ってインダクタ１２からは、前記共振波形となっている電流ＩＬが出力され、この電流がダイオード１６を介して周波数変換回路１７に電流ＩＤとして加わるものである。ここで前記しているように、制御手段２１は周波数変換回路１７を構成する４個のスイッチング素子１７ａ〜１７ｄに、図２のＶＳ２〜ＶＳ５に示しているゲート電圧を供給しているものである。このため本実施例では周波数変換回路１７の出力は、前記ＩＤの極性が所定のタイミングで反転され、商用周波数の電流ＩＯとなるものである。この出力電流ＩＯは、波形平滑用のインダクタ１８を介して負荷である系統電源３に供給されるものである。
【００１３】
以上のように本実施例によれば、従来使用していた高周波トランスを使用しない非常に簡単な構成で、入力された直流電源２を周波数変換して負荷に供給することが出来るものである。このとき、前記説明では出力電流ＩＯを商用周波数としているが、もちろん商用周波数に限定するものではなく、どんな波形にでも調整できるものである。
【００１４】
また本実施例によれば、制御手段２１がスイッチング素子１４をＶＣＥが０または０付近でオンさせており、またインダクタ１２の両端に共振コンデンサ１３を接続してインダクタ１２が発生する高周波電圧を図３に示した共振波形としているため、スイッチング素子１４から発生する電磁ノイズのレベルは極めて低いものである。また、スイッチング素子１４のオンタイミングを、ＶＣＥの０または０付近としているため、スイッチング素子１４に発生するスイッチング損失も非常に小さいものとなっている。
【００１５】
また本実施例ではコンバータ１１に供給する電源を直流電源２としているが、特に直流電源に限定する必要はないものである。更にスイッチング素子１４として、本実施例ではＩＧＢＴを使用しているが、ＭＯＳＦＥＴ・トランジスタなどとしてもよいことは言うまでもない。
【００１６】
（実施例２）
次に本発明の第２の実施例について説明する。本実施例では、図４に示しているように、共振コンデンサ２９をスイッチング素子１４のコレクタ・エミッタ間に接続しているものである。この構成とすることによっても、前記実施例１が有している効果を実現できるものである。
【００１７】
つまり、例えば大電力を扱う場合にはインダクタ１２はかなり太い線径のコイルとなるもので、インダクタ１２の両端に共振コンデンサを接続することは容易ではなくなる。この点、スイッチング素子１４のコレクタ・エミッタ間に共振コンデンサ２９を接続することは例えばプリント基板等を使用することによって容易となる。
【００１８】
（実施例３）
次に本発明の第３の実施例について説明する。本実施例では、制御手段２１は、スイッチング素子１４のオンオフ時間を図５にＶＳ１として示しているようにＰＷＭ制御等によるデューティ制御を実行している。このデューティ制御を実行することによって、所望の波形を自由に得ることが出来るものである。このオンオフの比率を出力したい所定の波形に合わせて設定することによって、任意の波形の出力を得ることが出来るものである。こうして、スイッチング素子１４の出力の包絡線が所定の波形、すなわち図５にＩＤとして示している波形となるようにしているものである。
【００１９】
このため本実施例では、制御手段２１は周波数変換回路１７を構成するスイッチング素子１７ａ〜１７ｄのゲート電圧をＶＳ２〜ＶＳ５に示すように制御するだけで良いものである。すなわち、周波数変換回路１７の出力の極性を所定のタイミングで切り替えるだけの簡単な構成となるものである。こうして、周波数変換回路１７からの出力は、図５にＩＯとして示している商用周波数のサイン波形となるものである。
【００２０】
この構成とすることによって、周波数変換回路１７を構成するスイッチング素子１７ａ〜１７ｄのスイッチング損失はＯＮ損失のみとなって軽減されるものである。このためコンバータとしての総合的な損失も低減でき、極めて高効率なコンバータを実現できるとともに、スイッチング素子１７ａ〜１７ｄとして使用しているＩＧＢＴも小形のものですみ、構成の簡単なコンバータを実現できるものである。
【００２１】
（実施例４）
続いて本発明の第４の実施例について説明する。本実施例では、制御手段２１は、周波数変換回路１７の出力が所定の波形となるように、周波数変換回路１７を構成するスイッチング素子１７ａ〜１７ｄのゲート電圧を、図６のＶＳ２〜ＶＳ５に示しているようにＰＷＭ制御等のデューティ制御しているものである。
【００２２】
以下本実施例の動作について説明する。前記実施例３の構成では、スイッチング素子１４の出力点から後の周波数変換回路１７に至るまでの配線が有している分布容量やリーケージインダクタンスによって、ノイズ等による影響を受ける可能性を有している。つまり、スイッチング素子１４から出力された段階では所定の波形の出力となっているものが、前記ノイズ等によって波形が乱れたりするものである。そこで本実施例では、前記しているように周波数変換回路１７を構成するスイッチング素子１７ａ〜１７ｄのゲート電圧を、図６のＶＳ２〜ＶＳ５に示しているようにＰＷＭ制御等のデューティ制御しているものである。
【００２３】
このため本実施例によれば、高調波電流の少ない歪み率の低い、より高精度の波形出力を得るコンバータを実現するものである。
【００２４】
（実施例５）
続いて本発明の第５の実施例について説明する。本実施例では、図７に示しているように、周波数変換回路１７の出力側にインダクタ２４・２５とコンデンサ２６・２７とを備えているものである。前記インダクタ２４・コンデンサ２６と、インダクタ２５・コンデンサ２７とは共振回路を構成するように定数を設定しているものである。つまり本実施例の周波数変換回路１７は、２組のハーフブリッジ回路を備えているものである。この構成のコンバータは、周波数変換回路１７の出力段に２組の共振回路を有するようにしているため、出力段の損失が非常に小さくなって、周波数変換回路１７を構成する各スイッチング素子１７ａ〜１７ｄとして使用しているＩＧＢＴを小型に設定できるものである。なお本実施例の構成のものは、接続している負荷が単相３線式の系統電源３ａ・３ｂに接続している場合に有効である。
【００２５】
（実施例６）
続いて本発明の第６の実施例について説明する。図８は本実施例の構成を示すブロック図である。本実施例では、周波数変換回路１７をダイオード１６のカソードとインダクタ１２との間に接続しているものである。この接続しても、前記実施例１と同様に動作し、同一の効果を有するものである。
【００２６】
（実施例７）
続いて本発明の第７の実施例について説明する。図９は本実施例の構成を示すブロック図である。本実施例では周波数変換回路１７をダイオード１６のカソードとインダクタ１２との間に接続しているものである。この接続にしても前記実施例２と同様に動作し、同一の効果を有するものである。
【００２７】
【発明の効果】
請求項１に記載した発明は、スイッチング素子と、スイッチング素子に直列に接続したインダクタと共振コンデンサによる並列共振回路と、前記スイッチング素子と並列共振回路との接続点にアノードを接続したダイオードと、前記ダイオードのカソードと前記スイッチング素子の間に接続した周波数変換回路と、前記スイッチング素子と周波数変換回路とを制御する制御手段を備えた構成として、構成が簡単で、電磁ノイズの発生レベルが極めて低く、スイッチング損失の発生が小さく、高周波トランスによる損失のないコンバータを実現するものである。
【００２８】
請求項２に記載した発明は、エミッタ・コレクタ間に共振コンデンサを接続したスイッチング素子と、スイッチング素子に直列に接続したインダクタと、スイッチング素子とインダクタとの接続点にアノードを接続したダイオードと、前記ダイオードのカソードと前記スイッチング素子の間に接続した周波数変換回路と、前記スイッチング素子と周波数変換回路とを制御する制御手段を備えた構成として、簡単な構成で、電磁ノイズの発生レベルが極めて低く、電力損失の発生の小さい高効率のコンバータを実現するものである。
【００２９】
請求項３に記載した発明は、スイッチング素子と、スイッチング素子に直列に接続したインダクタと共振コンデンサによる並列共振回路と、前記スイッチング素子と並列共振回路との接続点にアノードを接続したダイオードと、前記ダイオードのカソードと前記インダクタの間に接続した周波数変換回路と、前記スイッチング素子と周波数変換回路とを制御する制御手段を備えて、簡単な構成で、電磁ノイズの発生レベルが極めて低く、電力損失の発生の小さい高効率のコンバータを実現するものである。
【００３０】
請求項４に記載した発明は、エミッタ・コレクタ間に共振コンデンサを接続したスイッチング素子と、スイッチング素子に直列に接続したインダクタと、スイッチング素子とインダクタとの接続点にアノードを接続したダイオードと、前記ダイオードのカソードと前記インダクタの間に接続した周波数変換回路と、前記スイッチング素子と周波数変換回路とを制御する制御手段を備えた構成として、簡単な構成で、電磁ノイズの発生レベルが極めて低く、電力損失の発生の小さい高効率のコンバータを実現するものである。
【００３１】
請求項５に記載した発明は、周波数変換回路は、２組のハーフブリッジ回路を有する構成として、周波数変換回路を構成するスイッチング素子を小型に設定できるコンバータを実現するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例であるコンバータの構成を示すブロック図
【図２】同、各部の動作を示す波形図
【図３】同、各部の動作を示す波形図
【図４】本発明の第２の実施例であるコンバータの構成を示すブロック図
【図５】本発明の第３の実施例であるコンバータのスイッチング素子の制御動作を説明する波形図
【図６】本発明の第４の実施例であるコンバータの周波数変換回路を構成するスイッチング素子の制御動作を説明する波形図
【図７】本発明の第５の実施例であるコンバータの構成を示すブロック図
【図８】本発明の第６の実施例であるコンバータの構成を示すブロック図
【図９】本発明の第７の実施例であるコンバータの構成を示すブロック図
【図１０】従来例であるコンバータの構成を示すブロック図
【符号の説明】
１２インダクタ
１３共振コンデンサ
１４スイッチング素子
１６ダイオード
１７周波数変換回路
２１制御手段
２４インダクタ
２５インダクタ
２６コンデンサ
２７コンデンサ
２９共振コンデンサ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a converter that converts DC power obtained by sunlight or the like so as to be compatible with a connected load or distribution system and supplies the converted load to the load or distribution system.
[0002]
[Prior art]
An example of a conventionally used converter will be described with reference to FIG. The converter 1 includes a DC power source 2, an inverter circuit 4, a high-frequency transformer 5, a rectifier bridge 6, a coil 7, a frequency conversion circuit 8, and a control circuit 10. The inverter circuit 4 converts the direct current supplied from the direct current power source 2 into a high frequency of several tens of kHz by the four transistors 4a, 4b, 4c, and 4d. The high frequency voltage of the inverter circuit 4 is applied to the high frequency transformer 5. A high-frequency voltage similar to the high-frequency voltage applied to the primary side of the high-frequency transformer 5 is generated on the secondary side of the high-frequency transformer 5. This high-frequency voltage is rectified and smoothed by the rectifying bridge 6 and the coil 7 connected to the secondary side, and applied to the frequency conversion circuit 8. When the control circuit 10 controls the inverter circuit 4 and the frequency conversion circuit 8, the output of the frequency conversion circuit 8 becomes an alternating current of commercial frequency. The output of the frequency conversion circuit 8 is supplied to the distribution system 3 that is a load.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In the converter having the above-described conventional configuration, the inverter circuit and the frequency conversion circuit are each composed of four switching elements, and a high-frequency transformer that can handle high power is used. For this reason, there are problems such as a large number of parts and a large loss due to the high-frequency transformer.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
It is a simple configuration using a switching element and an inductor, and is a highly efficient converter with a very low generation level of electromagnetic noise and low power loss.
[0005]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
According to the first aspect of the present invention, the control means turns on the switching element when the collector-emitter voltage of the switching element is 0 or near zero, and controls the on / off time of the switching element to output the switching element. Is controlled so as to have a predetermined waveform, and the polarity of the output of the frequency conversion circuit is switched at a predetermined timing so that a commercial frequency current is supplied to the system power supply. The converter converts the input direct current into a predetermined waveform and supplies it to a connected load.
[0006]
According to a second aspect of the present invention, the control means turns on the switching element when the collector-emitter voltage of the switching element is 0 or near zero, and controls the on / off time of the switching element to output the switching element. The duty cycle is controlled so that the envelope of the signal has a predetermined waveform, and the polarity of the output of the frequency conversion circuit is switched at a predetermined timing so that a commercial frequency current is supplied to the system power supply. A resonant capacitor is connected between the collectors to provide a converter having a high efficiency and a simple configuration.
[0007]
According to a third aspect of the present invention, the control means turns on the switching element when the collector-emitter voltage of the switching element is 0 or near zero, and controls the on / off time of the switching element to output the switching element. Is controlled so as to have a predetermined waveform, and the polarity of the output of the frequency conversion circuit is switched at a predetermined timing so that a commercial frequency current is supplied to the system power supply. The converter converts the input direct current into a predetermined waveform and supplies it to a connected load.
[0008]
According to a fourth aspect of the present invention, the control means turns on the switching element when the collector-emitter voltage of the switching element is 0 or near zero, and controls the on / off time of the switching element to output the switching element. The duty cycle is controlled so that the envelope of the signal has a predetermined waveform, and the polarity of the output of the frequency conversion circuit is switched at a predetermined timing so that a commercial frequency current is supplied to the system power supply. A resonant capacitor is connected between the collectors to provide a converter having a high efficiency and a simple configuration.
[0009]
The invention described in claim 5, the frequency converting circuit has two sets of half-bridge circuit, in which the switching elements constituting the frequency converting circuit can be set to small.
[0010]
【Example】
Example 1
The first embodiment of the present invention will be described below. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of this embodiment. The converter 11 of this embodiment receives a DC power source 2 such as a solar cell as an input, converts this power into a predetermined waveform, converts it into a commercial frequency and supplies AC power to the system power source 3 in this embodiment. To do. Reference numeral 12 denotes an inductor that forms a parallel resonant circuit together with the resonant capacitor 13, and a switching element 14 is connected in series to the parallel resonant circuit. In this embodiment, an IGBT is used as the switching element 14. The anode of the diode 16 is connected to the connection point between the switching element 14 and the parallel resonant circuit. A frequency conversion circuit 17 is connected between the cathode of the diode 16 and the emitter of the switching element 14. The frequency conversion circuit 17 is configured by connecting four switching elements 17a to 17d using IGBT in a full bridge type. The output of the frequency conversion circuit 17 is supplied to the system power supply 3 which is a load via an inductor 18 for waveform smoothing. Reference numeral 21 denotes control means for controlling the switching element 14 and the frequency conversion circuit 17 based on information obtained from the voltage detection means 19 constituted by a voltage transformer or the like and the current detection means 20 constituted by a current transformer or the like.
[0011]
The operation of this embodiment will be described below. When a switch (not shown) is turned on and the output of the DC power supply 2 is connected to the converter 11, the converter 11 starts operation. The control means 21 controls the switching element 14 and the frequency conversion circuit 17 using the control signal shown in FIG. That is, IO indicates the waveform of the output current stored in the control means 21. ID indicates the waveform of the output current output from the diode 16 to obtain the IO. VS1 indicates a gate signal given to the switching element 14 in order for the inventors to repeat the experiment to obtain the ID. Similarly, VS2, VS3, VS4, and VS5 indicate gate signals given to the four switching elements 17a to 17d that constitute the frequency conversion circuit 17. When the switching element 14 is controlled by the control means 21, each part operates as shown in FIG. In FIG. 3, VGE represents the gate voltage of the switching element 14, VCE represents the collector-emitter voltage, VL represents the voltage waveform of the inductor 12, and IL represents the same current waveform. That is, when the switching element 14 is turned on in the on period TON, a current IL that increases linearly flows in the inductor 12. At this time, the voltage VL of the inductor 12 is the voltage E of the DC power supply 2. When the switching element 14 is turned off by an instruction from the control means 21, the inductor 12 and the resonance capacitor 13 operate as a parallel resonance circuit, and VL · IL has a high-frequency resonance waveform as shown in FIG. That is, assuming that the inductance of the inductor 12 at resonance is L1 and the capacitance of the resonance capacitor 13 at resonance is C, the energy L1IL2 / 2 stored in the inductor 12 during the TON period is in the form of CVL2 / 2 by the resonance capacitor 13. Further, the energy of CVL21 / 2 stored in the resonance capacitor 13 is converted into L1IL2 / 2 in the inductor 12.
[0012]
Accordingly, the inductor 12 outputs the current IL having the resonance waveform, and this current is added to the frequency conversion circuit 17 as the current ID via the diode 16. As described above, the control means 21 supplies the four switching elements 17a to 17d constituting the frequency conversion circuit 17 with the gate voltages indicated by VS2 to VS5 in FIG. . For this reason, in this embodiment, the output of the frequency conversion circuit 17 is such that the polarity of the ID is inverted at a predetermined timing and becomes a current IO of commercial frequency. This output current IO is supplied to the system power supply 3 as a load via the waveform smoothing inductor 18.
[0013]
As described above, according to the present embodiment, the input DC power supply 2 can be frequency-converted and supplied to the load with a very simple configuration that does not use a conventionally used high-frequency transformer. At this time, the output current IO is a commercial frequency in the above description, but it is of course not limited to the commercial frequency, and can be adjusted to any waveform.
[0014]
Further, according to the present embodiment, the control means 21 turns on the switching element 14 when VCE is 0 or near 0, and the resonant capacitor 13 is connected to both ends of the inductor 12 to show the high frequency voltage generated by the inductor 12. Since the resonance waveform shown in FIG. 3 is used, the level of electromagnetic noise generated from the switching element 14 is extremely low. Further, since the ON timing of the switching element 14 is set to 0 or near 0 of VCE, the switching loss generated in the switching element 14 is very small.
[0015]
In this embodiment, the power source supplied to the converter 11 is the DC power source 2, but it is not necessary to limit the power source to the DC power source. Furthermore, although the IGBT is used as the switching element 14 in this embodiment, it goes without saying that it may be a MOSFET or a transistor.
[0016]
(Example 2)
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In this embodiment, as shown in FIG. 4, a resonant capacitor 29 is connected between the collector and emitter of the switching element 14. Even with this configuration, the effects of the first embodiment can be realized.
[0017]
That is, for example, when handling a large amount of power, the inductor 12 becomes a coil having a considerably thick wire diameter, and it is not easy to connect a resonance capacitor to both ends of the inductor 12. In this respect, it is easy to connect the resonance capacitor 29 between the collector and the emitter of the switching element 14 by using, for example, a printed board.
[0018]
(Example 3)
Next, a third embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, the control means 21 performs duty control by PWM control or the like so that the on / off time of the switching element 14 is shown as VS1 in FIG. By executing this duty control, a desired waveform can be freely obtained. By setting the on / off ratio according to a predetermined waveform to be output, an output of an arbitrary waveform can be obtained. Thus, the envelope of the output of the switching element 14 has a predetermined waveform, that is, the waveform shown as ID in FIG.
[0019]
Therefore, in this embodiment, the control means 21 only needs to control the gate voltages of the switching elements 17a to 17d constituting the frequency conversion circuit 17 as indicated by VS2 to VS5. That is, it is a simple configuration that only switches the polarity of the output of the frequency conversion circuit 17 at a predetermined timing. Thus, the output from the frequency conversion circuit 17 is a sine waveform of the commercial frequency shown as IO in FIG.
[0020]
With this configuration, the switching loss of the switching elements 17a to 17d constituting the frequency conversion circuit 17 is reduced only by the ON loss. Therefore, the overall loss as a converter can be reduced, and an extremely efficient converter can be realized, and the IGBTs used as the switching elements 17a to 17d can be small, and a converter having a simple configuration can be realized. It is.
[0021]
Example 4
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. In this embodiment, the control means 21 indicates the gate voltages of the switching elements 17a to 17d constituting the frequency conversion circuit 17 as VS2 to VS5 in FIG. 6 so that the output of the frequency conversion circuit 17 has a predetermined waveform. As shown, duty control such as PWM control is performed.
[0022]
The operation of this embodiment will be described below. In the configuration of the third embodiment, there is a possibility that the wiring from the output point of the switching element 14 to the subsequent frequency conversion circuit 17 may be affected by noise or the like due to the distributed capacitance or leakage inductance. Yes. In other words, the output having a predetermined waveform at the stage of output from the switching element 14 is that the waveform is disturbed by the noise or the like. Therefore, in this embodiment, as described above, the gate voltages of the switching elements 17a to 17d constituting the frequency conversion circuit 17 are subjected to duty control such as PWM control as indicated by VS2 to VS5 in FIG. Is.
[0023]
For this reason, according to the present embodiment, a converter that obtains a more accurate waveform output with a low harmonic current and a low distortion rate is realized.
[0024]
(Example 5)
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described. In this embodiment, as shown in FIG. 7, inductors 24 and 25 and capacitors 26 and 27 are provided on the output side of the frequency conversion circuit 17. The inductor 24 / capacitor 26 and the inductor 25 / capacitor 27 are set constants so as to constitute a resonance circuit. That is, the frequency conversion circuit 17 according to the present embodiment includes two sets of half bridge circuits. Since the converter having this configuration has two sets of resonance circuits at the output stage of the frequency conversion circuit 17, the loss of the output stage becomes very small, and the switching elements 17 a to 17 constituting the frequency conversion circuit 17. The IGBT used as 17d can be set small. In addition, the thing of the structure of a present Example is effective when the load currently connected is connected to single phase 3 wire system power supply 3a * 3b.
[0025]
(Example 6)
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described. FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of this embodiment. In this embodiment, the frequency conversion circuit 17 is connected between the cathode of the diode 16 and the inductor 12. Even if this connection is made, it operates in the same manner as in the first embodiment and has the same effect.
[0026]
(Example 7 )
Next, a seventh embodiment of the present invention will be described. FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of this embodiment. In this embodiment, the frequency conversion circuit 17 is connected between the cathode of the diode 16 and the inductor 12. Even this connection operates in the same manner as in the second embodiment and has the same effect.
[0027]
【The invention's effect】
The invention described in claim 1 includes a switching element, a parallel resonance circuit including an inductor and a resonance capacitor connected in series to the switching element, a diode having an anode connected to a connection point between the switching element and the parallel resonance circuit, As a configuration comprising a frequency conversion circuit connected between a cathode of a diode and the switching element, and a control means for controlling the switching element and the frequency conversion circuit, the configuration is simple and the generation level of electromagnetic noise is extremely low. The present invention realizes a converter with little switching loss and no loss due to a high frequency transformer.
[0028]
The invention described in claim 2 includes a switching element having a resonant capacitor connected between an emitter and a collector, an inductor connected in series to the switching element, a diode having an anode connected to a connection point between the switching element and the inductor, As a configuration comprising a frequency conversion circuit connected between a cathode of a diode and the switching element, and a control means for controlling the switching element and the frequency conversion circuit, with a simple configuration, the generation level of electromagnetic noise is extremely low, A high-efficiency converter with low power loss is realized.
[0029]
The invention described in claim 3 is a switching element, a parallel resonance circuit including an inductor and a resonance capacitor connected in series to the switching element, a diode having an anode connected to a connection point between the switching element and the parallel resonance circuit, A frequency conversion circuit connected between the cathode of the diode and the inductor, and a control means for controlling the switching element and the frequency conversion circuit are provided. With a simple configuration, the generation level of electromagnetic noise is extremely low, and power loss is reduced. A high-efficiency converter with low generation is realized.
[0030]
The invention described in claim 4 includes a switching element having a resonant capacitor connected between an emitter and a collector, an inductor connected in series to the switching element, a diode having an anode connected to a connection point between the switching element and the inductor, As a configuration comprising a frequency conversion circuit connected between the cathode of the diode and the inductor, and a control means for controlling the switching element and the frequency conversion circuit, the generation level of electromagnetic noise is extremely low with a simple configuration, and the power This realizes a high-efficiency converter with little loss generation.
[0031]
The invention described in claim 5, the frequency conversion circuit configured to have two sets of half-bridge circuit, and realizes a converter which can set the switching elements constituting the frequency conversion circuit in size.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a converter according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation of each part. FIG. 3 is a waveform diagram showing the operation of each part. A block diagram showing a configuration of a converter according to a second embodiment of the present invention. FIG. 5 is a waveform diagram illustrating a control operation of a switching element of a converter according to a third embodiment of the present invention. FIG. 7 is a waveform diagram for explaining the control operation of the switching elements constituting the frequency conversion circuit of the converter according to the fourth embodiment of the present invention. FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the converter according to the fifth embodiment of the present invention. FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a converter according to a sixth embodiment of the present invention. FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a converter according to a seventh embodiment of the present invention. Block diagram showing Description】
DESCRIPTION OF SYMBOLS 12 Inductor 13 Resonant capacitor 14 Switching element 16 Diode 17 Frequency conversion circuit 21 Control means 24 Inductor 25 Inductor 26 Capacitor 27 Capacitor 29 Resonant capacitor

Claims

A switching element, a parallel resonance circuit including an inductor and a resonance capacitor connected in series to the switching element, a diode having an anode connected to a connection point between the switching element and the parallel resonance circuit, and a cathode between the diode and the switching element Bei example a frequency conversion circuit connected to a control means for controlling said switching element and the frequency conversion circuit, wherein the control unit turns on the collector-emitter voltage is 0 or near 0 of the switching element to the switching element In addition, the duty cycle of the switching element output is controlled so as to have a predetermined waveform by controlling the on / off time of the switching element, and the polarity of the output of the frequency conversion circuit is switched at a predetermined timing. the current frequency and is supplied to the system power supply Converter.

A switching element having a resonant capacitor connected between an emitter and a collector, an inductor connected in series to the switching element, a diode having an anode connected to a connection point between the switching element and the inductor, and between the cathode of the diode and the switching element Bei example a frequency conversion circuit connected to a control means for controlling said switching element and the frequency conversion circuit, wherein the control unit turns on the collector-emitter voltage is 0 or near 0 of the switching element to the switching element In addition, the duty cycle of the switching element output is controlled so as to have a predetermined waveform by controlling the on / off time of the switching element, and the polarity of the output of the frequency conversion circuit is switched at a predetermined timing. Supply frequency current to the system power supply The converter.

A switching element, a parallel resonance circuit including an inductor and a resonance capacitor connected in series to the switching element, a diode having an anode connected to a connection point between the switching element and the parallel resonance circuit, and a cathode between the diode and the inductor a frequency conversion circuit connected, e Bei control means for controlling said switching element and the frequency conversion circuit, wherein the control unit turns on the collector-emitter voltage is 0 or near 0 of the switching element of the switching element, The duty cycle is controlled so that the output envelope of the switching element has a predetermined waveform by controlling the on / off time of the switching element, and the polarity of the output of the frequency conversion circuit is switched at a predetermined timing. converter the current was then supplied to the system power supply Data.

A switching element in which a resonant capacitor is connected between the emitter and the collector, an inductor connected in series to the switching element, a diode having an anode connected to a connection point between the switching element and the inductor, and between the cathode of the diode and the inductor a frequency conversion circuit connected, e Bei control means for controlling said switching element and the frequency conversion circuit, wherein the control unit turns on the collector-emitter voltage is 0 or near 0 of the switching element of the switching element, The duty cycle is controlled so that the output envelope of the switching element has a predetermined waveform by controlling the on / off time of the switching element, and the polarity of the output of the frequency conversion circuit is switched at a predetermined timing. the current was then supplied to the system power supply Converter.

The converter according to claim 1, wherein the frequency conversion circuit has two sets of half-bridge circuits.