JP3625169B2

JP3625169B2 - Digital switching amplifier

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Publication number: JP3625169B2
Application number: JP2000019330A
Authority: JP
Inventors: 政利野間; 道則杉山
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2000-01-27
Filing date: 2000-01-27
Publication date: 2005-03-02
Anticipated expiration: 2020-01-27
Also published as: JP2001211036A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、音響信号等のアナログ信号に対して好適に実施され、該アナログ信号を高効率で増幅することができるΔΣ変調を用いるディジタルスイッチングアンプに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、ΔΣ変調信号を用いたディジタルスイッチングアンプが知られている。ΔΣ変調信号を用いたディジタルスイッチングアンプは、音響信号等のアナログ信号を高効率で増幅することができるという利点を有している。
【０００３】
従来のΔΣ変調信号を用いたディジタルスイッチングアンプの構成の一例を図８に基づいて説明する。
【０００４】
図８に示すように、従来例のディジタルスイッチングアンプ５０は、正極性のアナログ音響信号Ｓ５１Ｐおよび負極性のアナログ音響信号Ｓ５１Ｍの対からなる差動信号が入力端子５４Ｐおよび５４Ｍから入力され、アナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１Ｍを増幅して出力端子５８Ｐおよび５８Ｍから出力するものである。なお、アナログ音響信号Ｓ５１Ｍは、アナログ音響信号Ｓ５１Ｐの極性のみを反転させた信号である。
【０００５】
ディジタルスイッチングアンプ５０は、図８に示すように、減算器５５Ｐおよび５５Ｍ、ΔΣ変調回路５１、定電圧スイッチング回路５２、ローパスフィルターネットワーク回路（以下、ＬＰＦネットワーク回路と記す）５３、フィードバックライン５７Ｐおよび５７Ｍ等を備えている。
【０００６】
減算器５５Ｐおよび５５Ｍは、入力端子５４Ｐおよび５４Ｍに入力されたアナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１Ｍと、フィードバックライン５７Ｐおよび５７Ｍによって定電圧スイッチング回路５２から帰還されたフィードバック信号Ｓ５４ＰおよびＳ５４Ｍとを入力信号としている。減算器５５Ｐおよび５５Ｍは、アナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１Ｍからフィードバック信号Ｓ５４ＰおよびＳ５４Ｍをそれぞれ減算して、フィードバック信号Ｓ５４ＰおよびＳ５４Ｍが減算された後のアナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１ＭをΔΣ変調回路５１へ出力するようになっている。
【０００７】
ΔΣ変調回路５１は、フィードバック信号Ｓ５４ＰおよびＳ５４Ｍが減算された後のアナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１ＭをそれぞれΔΣ変調することにより１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍを生成するものである。
【０００８】
ΔΣ変調回路５１は、積分器・加算器群６１と、量子化器６２とから構成されている。積分器・加算器群６１は、高次の積分器であり、減算器５５Ｐおよび５５Ｍで減算された後のアナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１Ｍを積分して、加算し、得られた信号を量子化器６２へ出力する。量子化器６２は、積分器・加算器群６１で得られた信号の極性を判定して、２値の量子化信号である１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍに変換する。ここで、量子化器６２の量子化閾値は、想定されるサンプリング周波数に対して最適に設定されている。また、量子化器６２は、クロック信号に対応して作動する。
【０００９】
定電圧スイッチング回路５２には、正極性の定電圧（直流）Ｖを出力する定電圧電源５６Ｈと、定電圧Ｖと等しい大きさの負極性の定電圧（直流）−Ｖを出力する定電圧電源５６Ｌとが接続されている。定電圧電源５６Ｈおよび５６Ｌは、ディジタルスイッチングアンプ５０内部に設けてもよいが、この場合は、ディジタルスイッチングアンプ５０外部に設けられ、電力線を介して接続されている。
【００１０】
定電圧スイッチング回路５２は、定電圧電源５６Ｈおよび５６Ｌから供給された定電圧Ｖおよび−Ｖのスイッチングを、１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍに基づいて、すなわち、１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍをスイッチング制御信号として用いて行うことにより、１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍを電力増幅するものである。また、定電圧スイッチング回路５２は、１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍの電力増幅により得られた電力増幅１ビット信号Ｓ５３ＰおよびＳ５３Ｍを、ＬＰＦネットワーク回路５３と、フィードバックライン５７Ｐおよび５７Ｍとに出力するようになっている。
【００１１】
フィードバックライン５７Ｐおよび５７Ｍは、電力増幅１ビット信号Ｓ５３ＰおよびＳ５３ＭをΔΣ変調回路１の入力端へ負帰還させるものである。
【００１２】
ＬＰＦネットワーク回路５３は、低周波数帯に帯域制限することで増幅１ビット信号Ｓ５３ＰおよびＳ５３Ｍを補間し、これにより増幅１ビット信号Ｓ５３ＰおよびＳ５３Ｍをアナログ音響信号Ｓ５５ＰおよびＳ５５Ｍに復調するものである。また、ＬＰＦネットワーク回路５３は、アナログ音響信号Ｓ５５ＰおよびＳ５５Ｍを出力端子５８Ｐおよび５８Ｍから出力させるようになっている。
【００１３】
次に、上記従来のディジタルスイッチングアンプの動作について説明する。
【００１４】
入力端子５４Ｐおよび５４Ｍに入力されたアナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１Ｍから、フィードバック信号Ｓ５４ＰおよびＳ５４Ｍがそれぞれ減算された後、得られた信号がΔΣ変調回路５１によって１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍに変換される。具体的には、積分器・加算器群６１で、フィードバック信号Ｓ５４ＰおよびＳ５４Ｍがそれぞれ減算された後のアナログ音響信号Ｓ５１ＰおよびＳ５１Ｍが積分された後、加算されて、ノイズシェーピングされ、量子化器６２で、加算された差分積分信号の極性が判定され“１”または“０”の１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍに変換される。
【００１５】
１ビット信号Ｓ５２ＰおよびＳ５２Ｍは、スイッチング制御信号として定電圧スイッチング回路５２に入力され、外部の定電圧電源５６Ｈおよび５６Ｌより与えられた定電圧−Ｖと定電圧Ｖとの間の電圧幅を持つ電力増幅１ビット信号Ｓ５３ＰおよびＳ５３Ｍへと電力増幅される。
【００１６】
定電圧スイッチング回路５２にて得られた電力増幅１ビット信号Ｓ５３ＰおよびＳ５３Ｍは、ＬＰＦネットワーク回路５３に入力され、ＬＰＦネットワーク回路５３でアナログ音響信号Ｓ５５ＰおよびＳ５５Ｍに復調されて出力端子５８Ｐおよび５８Ｍから出力される。また、電力増幅１ビット信号Ｓ５３ＰおよびＳ５３Ｍは、フィードバック信号Ｓ５４ＰおよびＳ５４ＭとしてΔΣ変調回路５１の入力端に負帰還される。
【００１７】
ところが、上記従来のディジタルスイッチングアンプ５０では、出力端５８Ｐ・５８Ｍから出力される出力信号（アナログ音響信号Ｓ５５Ｐ・Ｓ５５Ｍ）には、さまざまな理由によりオフセット電圧（出力端子５８Ｐ・５８Ｍでの２つのアナログ音響信号Ｓ５５Ｐ・Ｓ５５Ｍの間のレベル差）が生じ、その結果として低周波帯にノイズが発生する。
【００１８】
オフセット電圧が生じる主な理由としては、ΔΣ変調回路２１内でのオフセット電圧の発生、定電圧電源５６Ｈ・５６Ｌから定電圧スイッチング回路５２に供給される定電圧Ｖおよび−Ｖのずれ、差動フィードバック信号のプラス側の信号（フィードバック信号Ｓ５４Ｐ）とマイナス側の信号（フィードバック信号Ｓ５４Ｍ）とのレベル差、配線パターンのばらつきによる電圧特性のずれ等がある。
【００１９】
そこで、上記従来のディジタルスイッチングアンプ５０では、定電圧スイッチング回路５２に供給する定電圧電源５６Ｈ・５６Ｌの定電圧Ｖおよび−Ｖを調整する方法で、出力信号Ｓ５５Ｐ・Ｓ５５Ｍ（アナログ音響信号Ｓ５５Ｐ・Ｓ５５Ｍ）に生ずるオフセット電圧をキャンセルすることが行われている。
【００２０】
上記従来のディジタルスイッチングアンプにおけるオフセット電圧調整方法を図９に基づいて説明する。
【００２１】
この方法では、ディジタルスイッチングアンプ５０を、図８に示すように直接的に定電圧電源５６Ｈ・５６Ｌへ接続するのではなく、図９に示すように電圧調整器５９Ｈ・５９Ｌを介して定電圧電源５６Ｈ・５６Ｌへ接続する。そして、ディジタルスイッチングアンプ５０の製造時、あるいは製造後の検査時に、オフセット電圧を測定しながら電圧調整器５９Ｈ・５９Ｌを調整することにより、定電圧スイッチング回路５２へ供給する定電圧Ｖおよび−Ｖをオフセット電圧がキャンセルされるような電圧Ｖ’および−Ｖ’に調整する。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のオフセット電圧調整方法では、定電圧電源５６から定電圧スイッチング回路５２へ供給される定電圧Ｖおよび−Ｖ（電源電圧）を電圧調整器５９Ｈ・５９Ｌで調整しているので、次のような問題がある。
【００２３】
まず、アンプという機器の特性上、スイッチングする定電圧Ｖおよび−Ｖは、実際には、数十Ｖという比較的高い電圧値になるのが一般的である。この電圧を調整するには、数十Ｖという比較的高い電圧に耐えうる部品、すなわち、耐電圧が数十Ｖ以上と高い部品を用いて電圧調整器５９Ｈ・５９Ｌを構成する必要がある。このような耐電圧が高い部品は、比較的大型で高価な部品になりがちである。そのため、アンプの大型化やコストの増大を招くという問題がある。
【００２４】
また、スイッチングする定電圧Ｖおよび−Ｖを調整する方法では、数十Ｖという比較的高い電圧値を変化させる必要があり、微調整が困難である。そのため、このオフセット電圧をキャンセルするための調整作業は、上記従来のディジタルスイッチングアンプ５０を使用に供するうえで大きな負担となっていた。
【００２５】
また、上記従来のディジタルスイッチングアンプ５０を２チャンネル分、並列に接続して、ステレオ音響信号を増幅するためのステレオアンプとして用いた場合、左右のチャンネル間で音量差が生じることがある。左右のチャンネル間で音量差が生じる原因としては、（１）増幅される信号自体のチャンネル間でのレベル差、および（２）フィードバック信号（Ｓ５４Ｐ・Ｓ５４Ｍ）のチャンネル間でのレベル差から生じる信号のゲインの差がある。また、上記原因（１）（２）を生じさせる要因としては、基板上の配線パターンのばらつきによる抵抗成分や容量成分のばらつき、抵抗やコンデンサ、集積回路（ＩＣ）等の素子そのものの特性のばらつき、等が挙げられる。
【００２６】
現状ではディジタルスイッチングアンプは製品としてあまり存在していないが、通常のオーディオ用ステレオアンプでは、信号が外部から入力された時点で左右のバランスを調節する回路を設け、この回路で予め調節している。そのため、上記従来のディジタルスイッチングアンプをステレオ音響信号の増幅に用いる場合にも、信号が外部から入力された時点で左右のバランスを調節する回路を設け、この回路で予め調節しておく手法が採用できると考えられる。
【００２７】
ところが、上記の音量バランス調整方法は、左右のバランス調節専用の回路を用いることが必要であり、アンプの構成を簡素化できない。
【００２８】
本発明は、上記従来の問題に鑑みなされたものであり、その第１の目的は、オフセット電圧に起因する低周波帯のノイズの発生が容易に防止できるディジタルスイッチングアンプを提供することにある。また、本発明の第２の目的は、チャンネル間での出力音響信号のバランスを簡素な構成で調整できるディジタルスイッチングアンプを提供することにある。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
本発明のディジタルスイッチングアンプは、上記の課題を解決するために、互いに逆極性である第１の信号および第２の信号の対からなる差動信号を増幅するために、第１の信号および第２の信号をΔΣ変調することにより第１の量子化信号および第２の量子化信号を生成するΔΣ変調部と、定電圧電源から供給された定電圧を第１の量子化信号および第２の量子化信号に基づいてスイッチングすることにより第１の量子化信号および第２の量子化信号を増幅する電力増幅部と、増幅された第１の量子化信号をΔΣ変調部へ負帰還する第１の帰還路と、第２の量子化信号をΔΣ変調部へ負帰還する第２の帰還路とを備えるディジタルスイッチングアンプにおいて、信号を減衰させる減衰部が第１の帰還路および第２の帰還路の少なくとも一方に設けられているとともに、第１の帰還路の減衰率と第２の帰還路の減衰率との差が変化するように減衰部の減衰率を調整するための調整手段が設けられていることを特徴としている。
【００３０】
上記構成によれば、アンプ出力にオフセット電圧が生じても、製造時あるいは製造後の検査時に、オフセット電圧を測定しながら調整手段によって第１の帰還路の減衰率と第２の帰還路の減衰率との差を調整することで、オフセット電圧をキャンセルする（打ち消す）ことができる。そして、一般に第１の帰還路および第２の帰還路の両方に何らかの信号レベル減衰手段が必須のものとして設けられるので、調整手段によって調整される第１の帰還路および第２の帰還路上の電圧は、定電圧電源の出力電圧よりも低くなる。これにより、定電圧電源の出力電圧を調整していた従来の構成と比較して、調整する電圧が低いレベルの電圧であり、扱いやすいので、容易にオフセット電圧をキャンセルすることができる。それゆえ、オフセット電圧に起因する低周波帯のノイズの発生を容易に防止できる。したがって、上記構成によれば、オフセット電圧に起因する低周波帯のノイズの発生が防止されたディジタルスイッチングアンプを容易に提供できる。
【００３１】
本発明のディジタルスイッチングアンプの好ましい形態は、上記調整手段は、第１の帰還路の減衰率および第２の帰還路の減衰率の一方のみを変化させるようになっている構成である。
【００３２】
上記構成によれば、調整手段が第１の帰還路の減衰率および第２の帰還路の減衰率の一方のみを変化させるようになっているので、調整手段が第１の帰還路の減衰率および第２の帰還路の減衰率の両方を変化させる場合と比較して、調整箇所を減らすことができる。これにより、オフセット電圧をキャンセルするための調整作業の簡素化を図ることができる。
【００３３】
また、上記構成によれば、第１の帰還路および第２の帰還路の一方のみに減衰率が可変な減衰部（例えば半固定形可変抵抗器）を設ければよく、他方については、減衰率が固定の減衰部（例えば固定抵抗）を設けるか、あるいは減衰部を設けなくてもよい。したがって、ディジタルスイッチングアンプの構成の簡素化も図ることができる。
【００３４】
また、本発明のディジタルスイッチングアンプは、上記の課題を解決するために、複数チャンネルの音響信号を増幅するために、第１チャンネルの音響信号をΔΣ変調することにより第１チャンネルの量子化信号を生成する第１ΔΣ変調部と、第２チャンネルの音響信号をΔΣ変調することにより第２チャンネルの量子化信号を生成する第２ΔΣ変調部と、定電圧電源から供給された定電圧を第１チャンネルの量子化信号に基づいてスイッチングすることにより第１チャンネルの量子化信号を増幅する第１電力増幅部と、定電圧電源から供給された定電圧を第２チャンネルの量子化信号に基づいてスイッチングすることにより第２チャンネルの量子化信号を増幅する第２電力増幅部と、増幅された第１チャンネルの量子化信号を第１ΔΣ変調部へ負帰還する第１チャンネル帰還路と、増幅された第２チャンネルの量子化信号を第２ΔΣ変調部へ負帰還する第２チャンネル帰還路とを備えるディジタルスイッチングアンプにおいて、信号を減衰させる減衰部が第１チャンネル帰還路および第２チャンネル帰還路の少なくとも一方に設けられているとともに、第１チャンネル帰還路の減衰率と第２チャンネル帰還路の減衰率との差が変化するように減衰部の減衰率を調整するためのバランス調整手段が設けられていることを特徴としている。
【００３５】
上記構成によれば、第１チャンネルと第２チャンネルとの間で出力音響信号のバランス（音量バランス）の狂いが生じても、製造時あるいは製造後の検査時に、各チャンネルに既知レベルの信号を入力して各チャンネルの出力信号を測定しながら、バランス調整手段によって第１チャンネル帰還路の減衰率と第２チャンネル帰還路の減衰率との差を調整することで、第１チャンネルと第２チャンネルとの間での出力音響信号のバランス（音量バランス）を所望のバランスに調整することができる。ステレオ音響信号を出力する場合であれば、右チャンネルと左チャンネルとの間に出力音響信号のレベル差（音量差）が生じても、各チャンネルに同一レベルの信号を入力して各チャンネルの出力信号を測定しながらバランス調整手段によって右チャンネルの帰還路の減衰率と左チャンネルの帰還路の減衰率との差を調整することで、右チャンネルと左チャンネルの出力音響信号のレベル（音量）を等しくすることができる。そして、バランス調整手段としては、オフセット調節のための回路（調整手段）を利用することができる。特に、オフセット調節のための回路が必須である場合、この回路を利用することによって、チャンネル間のバランス調整のための回路を別途追加することなくバランス調整に応用できる。したがって、上記構成によれば、チャンネル間での出力音響信号のバランスが調整されたディジタルスイッチングアンプを簡素な構成で実現できる。
【００３６】
なお、上述した２つの構成のディジタルスイッチングアンプは、「信号を減衰させる減衰部が２つの帰還路（第１帰還路および第２帰還路、あるいは第１チャンネル帰還路および第２チャンネル帰還路）の少なくとも一方に設けられているとともに、一方の帰還路の減衰率と他方の帰還路の減衰率との差が変化するように減衰部の減衰率を調整するための手段（調整手段またはバランス調整手段）が設けられている」という主要部（解決しようとする課題に対応した新規な構成に係る事項）が共通している。
【００３７】
【発明の実施の形態】
〔実施の形態１〕
本発明の実施の一形態について図１ないし図５に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００３８】
図１に示すように、本実施形態のディジタルスイッチングアンプ１０は、正極性のアナログ音響信号（第１の信号）Ｓ１Ｐおよび負極性のアナログ音響信号Ｓ１Ｍ（第２の信号）の対からなる差動信号が入力端子４Ｐおよび４Ｍから入力され、アナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１Ｍを増幅して出力端子８Ｐおよび８Ｍから出力するものである。なお、アナログ音響信号Ｓ１Ｍは、アナログ音響信号Ｓ１Ｐの極性のみを反転させた信号である。
【００３９】
ディジタルスイッチングアンプ１０は、図１に示すように、減算器５Ｐおよび５Ｍ、ΔΣ変調回路（ΔΣ変調部）１、定電圧スイッチング回路（電力増幅部）２、ＬＰＦネットワーク回路３、フィードバックライン（第１の帰還路）７Ｐ、フィードバックライン（第２の帰還路）７Ｍ、減衰・調整部（減衰部・調整手段）９等を備えている。
【００４０】
減算器５Ｐおよび５Ｍは、入力端子４Ｐおよび４Ｍに入力されたアナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１Ｍと、フィードバックライン７Ｐおよび７Ｍによって定電圧スイッチング回路２から減衰・調整部９を経て帰還されたフィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍとを入力信号としている。減算器５Ｐおよび５Ｍは、アナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１Ｍからフィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍをそれぞれ減算して、フィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍが減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１ＭをΔΣ変調回路１へ出力するようになっている。
【００４１】
ΔΣ変調回路１は、フィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍが減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１ＭをそれぞれΔΣ変調することにより１ビット信号Ｓ２Ｐ（第１の量子化信号）および１ビット信号Ｓ２Ｍ（第２の量子化信号）を生成するものである。
【００４２】
ΔΣ変調回路１は、積分器・加算器群１１と、量子化器１２とから構成されている。積分器・加算器群１１は、高次の積分器であり、減算器５Ｐおよび５Ｍで減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１Ｍを積分して、加算し、得られた信号を量子化器１２へ出力する。量子化器１２は、積分器・加算器群１１で得られた信号の極性を判定して、２値の量子化信号である１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍに変換する。ここで、量子化器１２の量子化閾値は、想定されるサンプリング周波数に対して最適に設定されている。また、量子化器１２は、クロック信号に対応して作動する。
【００４３】
定電圧スイッチング回路２には、正極性の定電圧（直流）Ｖを出力する定電圧電源６Ｈと、定電圧Ｖと等しい大きさの負極性の定電圧（直流）−Ｖを出力する定電圧電源６Ｌとが接続されている。定電圧電源６Ｈおよび６Ｌは、ディジタルスイッチングアンプ１０内部に設けてもよいが、この場合は、ディジタルスイッチングアンプ１０外部に設けられ、電力線を介して接続されている。
【００４４】
定電圧スイッチング回路２は、定電圧電源６Ｈおよび６Ｌから供給された定電圧Ｖおよび−Ｖのスイッチングを、１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍに基づいて、すなわち、１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍをスイッチング制御信号として用いて行うことにより、１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍを電力増幅するものである。また、定電圧スイッチング回路２は、１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍの電力増幅により得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍを、ＬＰＦネットワーク回路３と、フィードバックライン７Ｐおよび７Ｍとに出力するようになっている。
【００４５】
フィードバックライン７Ｐおよび７Ｍは、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３ＭをΔΣ変調回路１の入力端へ負帰還させるものである。減衰・調整部９は、フィードバックライン７Ｐおよび７Ｍ上に設けられ、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍを減衰させるようになっている。また、減衰・調整部９は、その減衰率が独立して調整できるようになっている可変減衰器１３Ｐおよび１３Ｍからなり、フィードバックライン７Ｐの減衰率およびフィードバックライン７Ｍの減衰率をそれぞれ独立して調整できるようになっている。これにより、減衰・調整部９は、フィードバックライン７Ｐの減衰率とフィードバックライン７Ｍの減衰率との差を調整できるようになっている。なお、減衰・調整部９の詳細については後述する。
【００４６】
ＬＰＦネットワーク回路３は、低周波数帯に帯域制限することで増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍを補間し、これにより増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍをアナログ音響信号Ｓ５ＰおよびＳ５Ｍに復調するものである。また、ＬＰＦネットワーク回路３は、アナログ音響信号Ｓ５ＰおよびＳ５Ｍを出力端子８Ｐおよび８Ｍから出力させるようになっている。
【００４７】
次に、上記構成のディジタルスイッチングアンプの動作について説明する。
【００４８】
入力端子４Ｐおよび４Ｍに入力されたアナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１Ｍから、フィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍがそれぞれ減算された後、得られた信号がΔΣ変調回路１によって１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍに変換される。具体的には、積分器・加算器群１１で、フィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍがそれぞれ減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＰおよびＳ１Ｍが積分された後、加算されて、ノイズシェーピングされ、量子化器１２で、加算された差分積分信号の極性が判定され“１”または“０”の１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍに変換される。
【００４９】
１ビット信号Ｓ２ＰおよびＳ２Ｍは、スイッチング制御信号として定電圧スイッチング回路２に入力され、外部の定電圧電源６Ｈおよび６Ｌより与えられた定電圧−Ｖと定電圧Ｖとの間の電圧幅を持つ電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍへと電力増幅される。
【００５０】
定電圧スイッチング回路２にて得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍは、ＬＰＦネットワーク回路３に入力され、ＬＰＦネットワーク回路３でアナログ音響信号Ｓ５ＰおよびＳ５Ｍに復調されて出力端子８Ｐおよび８Ｍから出力される。
【００５１】
また、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍは、可変減衰器１３Ｐおよび１３Ｍからなる減衰・調整部９に入力されて減衰された後、フィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４ＭとしてΔΣ変調回路１の入力端に負帰還される。
【００５２】
次に、減衰・調整部９の構成および動作を図２に基づいて詳細に説明する。
【００５３】
減衰・調整部９は、図２に示すように、可変減衰器１３Ｐおよび１３Ｍからなり、可変減衰器１３Ｐおよび１３Ｍは、それぞれ、その一端Ａが接地された半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍからなっている。また、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍの他端は、定電圧スイッチング回路２に接続されている。さらに、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍはそれぞれ、その両端ＡおよびＢの間の一点を接点ＣとしてΔΣ変調回路１に接続されている。そして、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍは、この接点Ｃの位置を移動させることにより抵抗値の調節、すなわち減衰率の調整ができるようになっている。
【００５４】
定電圧スイッチング回路２にて得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍは、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍの端Ｂに入力されるようになっている。半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍの端Ａは接地されているので、これにより、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍの接点Ｃにはその両側の抵抗比（端Ａと接点Ｃとの間の抵抗と端Ｂと接点Ｃとの間の抵抗との比）に応じた電圧値のフィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍが生じる。したがって、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍの中点Ｃの位置を調節することによって、すなわち半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍの中点Ｃの両側の抵抗比を調整することによって、フィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍの電圧レベルを無段階で調整することが可能になっている。なお、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍは、抵抗値を多段階で段階的に調整することができるようなものであってもよい。
【００５５】
次に、ディジタルスイッチングアンプ１０におけるオフセット電圧の調整方法について説明する。
【００５６】
本発明にかかるディジタルスイッチングアンプ１０は、オフセット電圧が発生しない場合、減衰・調整部９にて電力増幅１ビット信号Ｓ３ＰおよびＳ３Ｍを両者ともに一定の減衰率で減衰させてフィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４ＭとしてΔΣ変調回路１の入力端にフィードバックするようになっている。
【００５７】
ところが、実際には、通常、ΔΣ変調回路２１内でのオフセット電圧の発生、定電圧電源５６Ｈ・５６Ｌから定電圧スイッチング回路５２に供給される定電圧Ｖおよび−Ｖのずれ等の要因によりアンプ出力（アナログ音響信号Ｓ５ＰおよびＳ５Ｍ）にオフセット電圧が発生する。一方、オフセット電圧は、フィードバックライン７Ｐの減衰率とフィードバックライン７Ｍの減衰率との差に起因する差動のフィードバック信号Ｓ４Ｐおよびフィードバック信号Ｓ４Ｍの間のレベル差によっても生じる。
【００５８】
そのため、ディジタルスイッチングアンプ１０では、オフセット電圧が発生した場合、フィードバック信号Ｓ４Ｐの電圧レベルとフィードバック信号Ｓ４Ｍの電圧レベルとをあえてずらすことで、オフセット電圧をキャンセルすることが可能である。
【００５９】
具体的には、製造時あるいは製造後の検査時に、無信号状態（アナログ音響信号Ｓ１Ｐおよびアナログ音響信号Ｓ１Ｍとのレベルが０である状態）でアンプ出力におけるオフセット電圧（アナログ音響信号Ｓ５Ｐとアナログ音響信号Ｓ５Ｍとのレベル差）を電圧測定器によって測定し、オフセット電圧が検出された場合、オフセット電圧がキャンセルされる方向に減衰・調整部９の調整、すなわち、半固定形可変抵抗器１４Ｐおよび１４Ｍの接点Ｃの位置の調整を行えばよい。これにより、フィードバックライン７Ｐの減衰率とフィードバックライン７Ｍの減衰率との差が０からオフセット電圧のキャンセルされる方向にずらされ、フィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍの差が０からオフセット電圧のキャンセルされる方向にずらされる。その結果、アンプ出力のオフセット電圧をキャンセルすることができる。
【００６０】
このオフセット電圧調整方法では、そして、一般にフィードバックライン７Ｐおよび７Ｍの両方に何らかの信号レベル減衰手段が必須のものとして設けられるので、調整手段によって調整される第１の帰還路および第２の帰還路上の電圧は、定電圧電源の出力電圧よりも低くなる。これにより、定電圧電源の出力電圧を調整していた従来の構成と比較して、調整する電圧が低いレベルの電圧であり、扱いやすいので、容易にオフセット電圧をキャンセルすることができる。それゆえ、オフセット電圧に起因する低周波帯のノイズの発生を容易に防止できる。
【００６１】
なお、ここで問題となっているオフセット電圧は、各素子の特性のばらつきや各回路固有の要因から生じる。したがって、オフセット電圧は、一度調節を行ったら、基本的には大きく変化することはない。よって、オフセット電圧は、製造時または製造後の検査時に手動で一度のみ調節すればよく、使用時に調節する必要はない。
【００６２】
以上のように、本実施形態のディジタルスイッチングアンプ１０では、アンプ出力（アナログ音響信号Ｓ５ＰおよびＳ５Ｍ）にオフセット電圧が生じても、可変減衰器によってフィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍの電圧レベルをオフセット電圧がキャンセルされる方向に調整することにより、容易にオフセット電圧をキャンセルすることができる。
【００６３】
本願発明者等は、オフセット電圧のキャンセルの効果を確認するためにオフセット電圧の有無による周波数特性の変化を調べた。ディジタルスイッチングアンプ１０においてオフセット電圧が生じたときのアンプ出力信号（アナログ音響信号Ｓ５ＰおよびＳ５Ｍ）の周波数特性をＦＦＴ分析器（高速フーリエ変換（ＦＦＴ；ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）を用いた周波数分析器）で分析した結果を図３のグラフに示す。また、ディジタルスイッチングアンプ１０において、前述した方法でオフセット電圧をキャンセルする調整を行った後のアンプ出力信号（アナログ音響信号Ｓ５ＰおよびＳ５Ｍ）の周波数特性をＦＦＴ分析器で分析した結果を図４のグラフに示す。
【００６４】
図３および図４に示す結果から、オフセット電圧が生じているときには図４に示すように２００Ｈｚ以下という低い周波数帯にノイズが発生している一方、前述した方法でオフセット電圧をキャンセルする調整を行うことにより、このようなノイズが除去されていることが分かる。なお、オフセット電圧によって２００Ｈｚ以下という低い周波数帯にノイズが発生するのは、オフセット電圧が直流電圧（通常は数Ｖ）であるためにＦＦＴ分析器上では０Ｈｚ付近のノイズとして現れるからである。
【００６５】
なお、図１に示すディジタルスイッチングアンプ１０では、フィードバックライン７Ｐの減衰率とフィードバックラインの７Ｍの減衰率との両方が調整可能な構成となっていたが、フィードバックライン７Ｐの減衰率とフィードバックラインの７Ｍの減衰率との一方のみが調整可能であり他方が固定されている構成の方がより好ましい。すなわち、図１に示す２つのフィードバックライン７Ｐおよび７Ｍのフィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍの両方が調整可能な構成よりも、２つのフィードバックライン７Ｐおよび７Ｍのフィードバック信号Ｓ４ＰおよびＳ４Ｍのうち、一方の電圧レベルのみが調整可能であり他方の電圧レベルが固定されている構成の方が好ましい。
【００６６】
フィードバックライン７Ｐの減衰率とフィードバックラインの７Ｍの減衰率との一方のみを調整可能とするためには、図１に示すように２本のフィードバックライン７Ｐおよび７Ｍの両方に可変減衰器１３Ｐおよび１３Ｍを設ける代わりに、フィードバックライン７Ｐおよび７Ｍの一方にのみ可変減衰器（１３Ｐまたは１３Ｍ）を設ければよい。これによって、オフセット電圧調整の箇所が２箇所から１箇所に削減でき、オフセット電圧調整の作業の簡素化を図ることができる。また、ディジタルスイッチングアンプを複数チャネル分、並列に接続した場合にも、オフセット電圧調整の箇所が１チャンネルあたり２箇所から１チャンネルあたり１箇所に削減でき、オフセット電圧調整の作業の簡素化を図ることができる。
【００６７】
フィードバックライン７Ｐおよび７Ｍの一方にのみに可変減衰器（１３Ｐまたは１３Ｍ）を設ける場合、他方のフィードバックライン（７Ｐおよび７Ｍ）には、減衰器を設けなくてもよいが、一定の減衰率で信号を減衰させる固定減衰器を設けることが好ましい。また、固定減衰器は、電力増幅１ビット信号（Ｓ３ＰまたはＳ３Ｍ）を抵抗分割により減衰させてフィードバック信号（Ｓ４ＰまたはＳ４Ｍ）を生成する構成であることが好ましい。
【００６８】
本発明にかかる一方のフィードバックラインにのみに可変減衰器を有するディジタルスイッチングアンプの好ましい形態を、図６に示す。
【００６９】
図６に示すように、このディジタルスイッチングアンプ２０は、図１に示すディジタルスイッチングアンプ１０における片側のフィードバックライン７Ｍに可変減衰器１３Ｍに代えて固定減衰器１５を用い、可変減衰器１３Ｐと固定減衰器１５とで減衰・調整部１９を構成したものであり、他の構成は、図示していないが、図１に示すディジタルスイッチングアンプ１０と全く同一である。
【００７０】
また、固定減衰器１５は、電力増幅１ビット信号Ｓ３Ｍを固定抵抗１５ａおよび固定抵抗１５ｂの抵抗分割により減衰させてフィードバック信号Ｓ４Ｍを生成するものである。固定減衰器１５は、直列に接続された二つの固定抵抗１５ａおよび１５ｂからなっており、フィードバックライン７Ｍ上に設けられている。固定抵抗１５ａは、一端が定電圧スイッチング回路２の出力端に導通しており、他端が固定抵抗１５ｂと接続されている。上記固定抵抗１５ｂは、固定抵抗１５ａと接続された一端の反対端が接地されている。そして、固定抵抗１５ａおよび固定抵抗１５ｂの連結部位がフィードバックライン７Ｍを介して減算器５Ｍの入力端に導通されている。
【００７１】
上記構成によれば、フィードバック信号Ｓ４Ｍのレベルが所定の値に固定されるので、フィードバックライン７Ｐ上の半固定形可変抵抗器１３Ｐでフィードバック信号Ｓ４Ｐのレベルを調整するだけで、オフセット電圧の調整を行うことができる。したがって、オフセット電圧調整の作業の簡素化を図ることができる。
【００７２】
〔実施の形態２〕
本発明の他の実施の形態について図６に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、説明の便宜上、実施の形態１において示した構成と同一の部材には、同一の符号を付記し、その説明を省略する。
【００７３】
図６に示すように、本実施形態のディジタルスイッチングアンプ３０は、Ｌチャンネルのアナログ音響信号（第１チャンネルの音響信号）Ｓ１ＬおよびＲチャンネルのアナログ音響信号Ｓ１Ｒ（第２チャンネルの音響信号）の対からなるステレオ音響信号が入力端子４Ｌおよび４Ｒから入力され、アナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１Ｒを増幅して出力端子８Ｌおよび８Ｒから出力するものである。
【００７４】
ディジタルスイッチングアンプ３０は、図６に示すように、減算器５Ｌおよび５Ｒ、ΔΣ変調回路（第１ΔΣ変調部）１Ｌ、ΔΣ変調回路（第２ΔΣ変調部）１Ｒ、定電圧スイッチング回路（第１電力増幅部）２Ｌ、定電圧スイッチング回路（第２電力増幅部）２Ｒ、ＬＰＦネットワーク回路３Ｌおよび３Ｒ、フィードバックライン（第１チャンネル帰還路）７Ｌ、フィードバックライン（第２チャンネル帰還路）７Ｒ、減衰・調整部（減衰部・バランス調整手段）２９等を備えている。
【００７５】
減算器５Ｌおよび５Ｒは、入力端子４Ｌおよび４Ｒに入力されたアナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１Ｒと、フィードバックライン７Ｌおよび７Ｒによって定電圧スイッチング回路２Ｌおよび２Ｒから減衰・調整部２９を経て帰還されたフィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４Ｒとを入力信号としている。減算器５Ｌおよび５Ｒは、アナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１Ｒからフィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４Ｒをそれぞれ減算して、フィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４Ｒが減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１ＲをΔΣ変調回路１Ｌおよび１Ｒへ出力するようになっている。
【００７６】
ΔΣ変調回路１Ｌおよび１Ｒは、フィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４Ｒが減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１ＲをそれぞれΔΣ変調することによりＬチャンネルの１ビット信号Ｓ２Ｌ（第１チャンネルの量子化信号）およびＲチャンネルの１ビット信号Ｓ２Ｒ（第２チャンネルの量子化信号）を生成するものである。
【００７７】
ΔΣ変調回路１Ｌは、積分器・加算器群１１Ｌと、量子化器１２Ｌとから構成されており、ΔΣ変調回路１Ｒは、積分器・加算器群１１Ｒと、量子化器１２Ｒとから構成されている。積分器・加算器群１１Ｌおよび１１Ｒは、高次の積分器であり、減算器５Ｌおよび５Ｒで減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１Ｒを積分して、加算し、得られた信号を量子化器１２Ｌおよび１２Ｒへ出力する。量子化器１２Ｌおよび１２Ｒは、積分器・加算器群１１Ｌおよび１１Ｒで得られた信号の極性を判定して、２値の量子化信号である１ビット信号Ｓ２ＬおよびＳ２Ｒに変換する。ここで、量子化器１２Ｌおよび１２Ｒの量子化閾値は、想定されるサンプリング周波数に対して最適に設定されている。また、量子化器１２Ｌおよび１２Ｒは、クロック信号に対応して作動する。
【００７８】
定電圧スイッチング回路２Ｌおよび２Ｒにはそれぞれ、正極性の定電圧（直流）Ｖを出力する定電圧電源６Ｈと、定電圧Ｖと等しい大きさの負極性の定電圧（直流）−Ｖを出力する定電圧電源６Ｌとが接続されている。定電圧電源６Ｈおよび６Ｌは、ディジタルスイッチングアンプ３０内部に設けてもよいが、この場合は、ディジタルスイッチングアンプ３０外部に設けられ、電力線を介して接続されている。
【００７９】
定電圧スイッチング回路２Ｌは、定電圧電源６Ｈおよび６Ｌから供給された定電圧Ｖおよび−Ｖのスイッチングを、１ビット信号Ｓ２Ｌに基づいて、すなわち、１ビット信号Ｓ２Ｌをスイッチング制御信号として用いて行うことにより、１ビット信号Ｓ２Ｌを電力増幅するものである。また、定電圧スイッチング回路２Ｌは、１ビット信号Ｓ２Ｌの電力増幅により得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３Ｌを、ＬＰＦネットワーク回路３Ｌと、フィードバックライン７Ｌとに出力するようになっている。
【００８０】
定電圧スイッチング回路２Ｒは、定電圧電源６Ｈおよび６Ｌから供給された定電圧Ｖおよび−Ｖのスイッチングを、１ビット信号Ｓ２Ｒに基づいて、すなわち、１ビット信号Ｓ２Ｒをスイッチング制御信号として用いて行うことにより、１ビット信号Ｓ２Ｒを電力増幅するものである。また、定電圧スイッチング回路２Ｒは、１ビット信号Ｓ２Ｒの電力増幅により得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３Ｒを、ＬＰＦネットワーク回路３Ｒと、フィードバックライン７Ｒとに出力するようになっている。
【００８１】
フィードバックライン７Ｌおよび７Ｒは、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬおよびＳ３ＲをΔΣ変調回路１Ｌおよび１Ｒの入力端へ負帰還させるものである。減衰・調整部２９は、フィードバックライン７Ｌおよび７Ｒ上に設けられ、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬおよびＳ３Ｒを減衰させるようになっている。また、減衰・調整部２９は、その減衰率が独立して調整できるようになっている可変減衰器１３Ｌおよび１３Ｒからなり、フィードバックライン７Ｌの減衰率およびフィードバックライン７Ｒの減衰率をそれぞれ独立して調整できるようになっている。これにより、減衰・調整部２９は、フィードバックライン７Ｌの減衰率とフィードバックライン７Ｒの減衰率との差を調整できるようになっている。なお、減衰・調整部２９の構成は、減衰・調整部９と同様である。
【００８２】
ＬＰＦネットワーク回路３Ｌおよび３Ｒは、低周波数帯に帯域制限することで増幅１ビット信号Ｓ３ＬおよびＳ３Ｒを補間し、これにより増幅１ビット信号Ｓ３ＬおよびＳ３Ｒをアナログ音響信号Ｓ５ＬおよびＳ５Ｒに復調するものである。また、ＬＰＦネットワーク回路３は、アナログ音響信号Ｓ５ＬおよびＳ５Ｒを出力端子８Ｌおよび８Ｒから出力させるようになっている。
【００８３】
次に、上記構成のディジタルスイッチングアンプの動作について説明する。
【００８４】
入力端子４Ｌおよび４Ｒに入力されたアナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１Ｒから、フィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４Ｒがそれぞれ減算された後、得られた信号がΔΣ変調回路１Ｌおよび１Ｒによって１ビット信号Ｓ２ＬおよびＳ２Ｒに変換される。具体的には、積分器・加算器群１１Ｌおよび１１Ｒで、フィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４Ｒがそれぞれ減算された後のアナログ音響信号Ｓ１ＬおよびＳ１Ｒが積分された後、加算されて、ノイズシェーピングされ、量子化器１２Ｌおよび１２Ｒで、加算された差分積分信号の極性が判定され“１”または“０”の１ビット信号Ｓ２ＬおよびＳ２Ｒに変換される。
【００８５】
１ビット信号Ｓ２ＬおよびＳ２Ｒは、スイッチング制御信号として定電圧スイッチング回路２Ｌおよび２Ｒに入力され、外部の定電圧電源６Ｈおよび６Ｌより与えられた定電圧−Ｖと定電圧Ｖとの間の電圧幅を持つ電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬおよびＳ３Ｒへと電力増幅される。
【００８６】
定電圧スイッチング回路２Ｌおよび２Ｒにて得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬおよびＳ３Ｒは、ＬＰＦネットワーク回路３Ｌおよび３Ｒに入力され、ＬＰＦネットワーク回路３Ｌおよび３Ｒでアナログ音響信号Ｓ５ＬおよびＳ５Ｒに復調されて出力端子８Ｌおよび８Ｒから出力される。
【００８７】
また、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬおよびＳ３Ｒは、可変減衰器１３Ｌおよび１３Ｒからなる減衰・調整部２９に入力されて減衰された後、フィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４ＲとしてΔΣ変調回路１Ｌおよび１Ｒの入力端に負帰還される。
【００８８】
次に、ディジタルスイッチングアンプ３０における左右のチャンネル間の音量差の調整方法について説明する。
【００８９】
左右のチャンネル間の音量差、すなわちアナログ音響信号Ｓ５Ｌとアナログ音響信号Ｓ５Ｒとの電圧レベル差は、増幅される信号自体の間のレベル差等によって生じる一方、左チャンネルのフィードバック信号Ｓ４Ｌと右チャンネルのフィードバック信号Ｓ４Ｒとの電圧レベル差によっても生じる。
【００９０】
したがって、ディジタルスイッチングアンプ３０では、左チャンネルのフィードバック信号Ｓ４Ｌと右チャンネルのフィードバック信号Ｓ４Ｒとの電圧レベル差とをあえてずらすことにより、左右のチャンネル間の音量差をキャンセルすることができる。
【００９１】
具体的には、まず、製造時あるいは製造後の検査時に、左右のチャンネルに同じレベルのテスト信号を入力する。すなわち、左チャンネルのアナログ音響信号Ｓ１Ｌと右チャンネルのアナログ音響信号Ｓ１Ｒとを同じレベルに保つ。この状態で、左チャンネルの出力音響信号（アナログ音響信号Ｓ５Ｌ）と右チャンネルの出力音響信号（アナログ音響信号Ｓ５Ｒ）とのレベルを電圧測定器によって測定する。そして、両者の間にレベル差が検出された場合、レベル差がキャンセルされる方向に減衰・調整部２９の調整、すなわち、可変減衰器１３Ｌおよび可変減衰器１３Ｒにおける減衰率の調整を行えばよい。これにより、フィードバックライン７Ｌの減衰率とフィードバックライン７Ｒの減衰率との差が、０から左右チャンネルの出力レベル差のキャンセルされる方向にずらされ、フィードバック信号Ｓ４ＬおよびＳ４Ｒの差が、０から左右チャンネルの出力レベル差のキャンセルされる方向にずらされる。その結果、左右チャンネルの出力レベル差をキャンセルし、左チャンネルの出力音響信号（アナログ音響信号Ｓ５Ｌ）のレベルと右チャンネルの出力音響信号（アナログ音響信号Ｓ５Ｒ）のレベルとを等しくすることができる。
【００９２】
本実施形態の構成では、減衰・調整部２９として、実施の形態１のオフセット調節のための減衰・調整部９を利用することができるので、チャンネル間のバランス調整専用の回路を設ける場合と比較して簡素な構成でバランス調整が可能である。
【００９３】
なお、チャンネル間の音量バランスのずれは、前述したように、素子そのものや配線パターンのばらつきが主な原因であると考えられるため、製造時あるいは製造後に一度調節してしまえば、その後に変化するということは考えにくい。そのため、チャンネル間の音量バランスの調整は、生産もしくは検査の段階で前述した方法によって一度だけ行えばよく、何度も行う必要はない。したがって、減衰・調整部２９は、使用時に調節できるようになっている必要はない。
【００９４】
また、本実施形態のディジタルスイッチングアンプ３０では、フィードバックライン７Ｌの減衰率とフィードバックラインの７Ｒの減衰率との両方が調整可能な構成となっていたが、前述したディジタルスイッチングアンプ２０と同様に、ィードバックライン７Ｌの減衰率とフィードバックラインの７Ｒの減衰率との一方のみが調整可能であり他方が固定されている構成の方がより好ましい。したがって、例えば、片側のフィードバックライン７Ｌに可変減衰器１３Ｌに代えて固定減衰器１５を用いるとよい。これにより、フィードバックライン７Ｒの減衰率を調整するだけでオフセット電圧の調整を行うことができる。したがって、オフセット電圧調整の作業の簡素化を図ることができる。
【００９５】
〔実施の形態３〕
本発明のさらに他の実施の形態について図７に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、なお、説明の便宜上、実施の形態１および２において示した構成と同一の部材には、同一の符号を付記し、その説明を省略する。
【００９６】
本実施形態のディジタルスイッチングアンプは、実施の形態１の構成と実施の形態２の構成と組み合わせることにより、電圧のキャンセルと音量バランスの調整との両方を行えるようにしたものである。
【００９７】
図７に示すように、本実施形態のディジタルスイッチングアンプ４０は、実施の形態２のディジタルスイッチングアンプ３０をディジタルスイッチングアンプ２０と同様の差動信号増幅用の構成に変更するとともに、減衰・調整部２９を減衰・調整部３９に変更したものである。
【００９８】
すなわち、ディジタルスイッチングアンプ４０では、ディジタルスイッチングアンプ３０におけるＬチャンネルの音響信号Ｓ１Ｌとして、正極性のアナログ音響信号（第１の信号）Ｓ１ＬＰおよび負極性のアナログ音響信号Ｓ１ＬＭ（第２の信号）の対からなる差動信号が入力端子４ＬＰおよび４ＬＭから入力されるようになっている。ディジタルスイッチングアンプ４０は、アナログ音響信号Ｓ１ＬＰおよびＳ１ＬＭを増幅し、得られたアナログ音響信号Ｓ５ＬＰおよびＳ５ＬＭを出力端子８ＬＰおよび８ＬＭから出力するようになっている。また、ディジタルスイッチングアンプ４０では、ディジタルスイッチングアンプ３０におけるＲチャンネルの音響信号Ｓ１Ｒとして、正極性のアナログ音響信号（第１の信号）Ｓ１ＲＰおよび負極性のアナログ音響信号Ｓ１ＲＭ（第２の信号）の対からなる差動信号が入力端子４ＲＰおよび４ＲＭから入力されるようになっている。ディジタルスイッチングアンプ４０は、アナログ音響信号Ｓ１ＲＰおよびＳ１ＲＭを増幅し、得られたアナログ音響信号Ｓ５ＲＰおよびＳ５ＲＭを出力端子８ＲＰおよび８ＲＭから出力するようになっている。なお、アナログ音響信号Ｓ１ＬＭおよびＲＭは、アナログ音響信号Ｓ１ＬＰおよびＲＰの極性のみを反転させた信号である。
【００９９】
ディジタルスイッチングアンプ４０では、減算器５Ｌとして、入力端子４ＬＰおよび４ＬＭに入力されたアナログ音響信号Ｓ１ＬＰおよびＳ１ＬＭからフィードバック信号Ｓ４ＬＰおよびＳ４ＬＭを減算する減算器５ＬＰおよび５ＬＭが設けられている。また、減算器５Ｌとして、入力端子４ＲＰおよび４ＲＭに入力されたアナログ音響信号Ｓ１ＲＰおよびＳ１ＲＭからフィードバック信号Ｓ４ＲＰおよびＳ４ＲＭを減算する減算器５ＲＰおよび５ＲＭが設けられている。
【０１００】
ΔΣ変調回路１Ｌは、アナログ音響信号Ｓ１ＬＰおよびＳ１ＬＭをΔΣ変調することにより１ビット信号（第１の量子化信号）Ｓ２ＬＰおよび１ビット信号（第２の量子化信号）Ｓ２ＬＭを生成するようになっており、ΔΣ変調回路１Ｒは、アナログ音響信号Ｓ１ＲＰおよびＳ１ＲＭをΔΣ変調することにより１ビット信号（第１の量子化信号）Ｓ２ＲＰおよび１ビット信号（第２の量子化信号）Ｓ２ＲＭを生成するようになっている。
【０１０１】
定電圧スイッチング回路２Ｌは、定電圧電源６Ｈおよび６Ｌから供給された定電圧Ｖおよび−Ｖを１ビット信号Ｓ２ＬＰおよびＳ２ＬＭに基づいてスイッチングすることにより１ビット信号Ｓ２ＬＰおよびＳ２ＬＭを増幅し、得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬＰおよびＳ３ＬＭを出力するようになっている。また、定電圧スイッチング回路２Ｒは、定電圧電源６Ｈおよび６Ｌから供給された定電圧Ｖおよび−Ｖを１ビット信号Ｓ２ＲＰおよびＳ２ＲＭに基づいてスイッチングすることにより１ビット信号Ｓ２ＲＰおよびＳ２ＲＭを増幅し、得られた電力増幅１ビット信号Ｓ３ＲＰおよびＳ３ＲＭを出力するようになっている。
【０１０２】
さらに、ディジタルスイッチングアンプ３０におけるフィードバックライン７Ｌとして、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬＰをフィードバック信号Ｓ４ＬＰとしてΔΣ変調回路１Ｌへ負帰還するフィードバックライン（第１の帰還路）７ＬＰと、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬＭをフィードバック信号Ｓ４ＬＭとしてΔΣ変調回路１Ｌへ負帰還するフィードバックライン（第２の帰還路）７ＬＭとが設けられている。また、ディジタルスイッチングアンプ３０におけるフィードバックライン７Ｒとして、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＲＰをフィードバック信号Ｓ４ＲＰとしてΔΣ変調回路１Ｒへ負帰還するフィードバックライン（第１の帰還路）７ＲＰと、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＲＭをフィードバック信号Ｓ４ＲＭとしてΔΣ変調回路１Ｒへ負帰還するフィードバックライン（第２の帰還路）７ＲＭとが設けられている。
【０１０３】
減衰・調整部３９は、フィードバックライン７ＬＰ上に設けられ、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬＰを一定の減衰率で減衰させる固定減衰器１５と、フィードバックライン７ＬＭ上に設けられ、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＬＭを可変の減衰率で減衰させる可変減衰器１３ＬＭと、フィードバックライン７ＲＰ上に設けられ、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＲＰを可変の減衰率で減衰させる可変減衰器１３ＲＰと、フィードバックライン７ＲＭ上に設けられ、電力増幅１ビット信号Ｓ３ＲＭを可変の減衰率で減衰させる可変減衰器１３ＲＭとを備えている。なお、減衰・調整部３９において、固定減衰器１５の構成は、図５に示す固定減衰器１５と同様であり、可変減衰器１３ＬＭ、１３ＲＰ、および１３ＲＭの構成は、図２に示す可変減衰器１３Ｍおよび１３Ｐと同様である。
【０１０４】
さらに、減衰・調整部３９は、Ｌチャンネルのフィードバックライン７ＬＰおよび７ＬＭの減衰率とＲチャンネルのフィードバックライン７ＲＰおよび７ＲＭの減衰率との差を調整するためのバランス調整手段としての機能と、フィードバックライン７ＬＰの減衰率とフィードバックライン７ＬＭの減衰率との差を調整するための第１の調整手段としての機能と、フィードバックライン７ＲＰの減衰率とフィードバックライン７ＲＭの減衰率との差を調整するための第２の調整手段としての機能とを兼ね備えている。
【０１０５】
このように、本実施形態の構成では、オフセット調節のための減衰・調整部３９が、チャンネル間のバランス調整のための調整手段としての機能を兼ね備えているので、チャンネル間のバランス調整のための回路を別途追加することなくバランス調整に応用できる。それゆえ、オフセット調節のための回路とは別にチャンネル間のバランス調整のための回路を設ける場合と比較して、簡素な構成でバランス調整が可能である。
【０１０６】
次に、本実施形態のディジタルスイッチングアンプ４０において、製造時あるいは製造後の検査時に、オフセット電圧のキャンセルと音量バランスの調整との両方を行うための減衰・調整部３９の減衰率の調整方法について説明する。
【０１０７】
まず、無信号状態（アナログ音響信号Ｓ１ＬＰ、Ｓ１ＬＭ、Ｓ１ＲＰ、およびＳ１ＲＭのレベルが０である状態）で、左チャンネルのアンプ出力におけるオフセット電圧（アナログ音響信号Ｓ５ＬＰおよびアナログ音響信号Ｓ５ＬＭとのレベル差）を電圧測定器で測定する。そして、オフセット電圧が検出されると、オフセット電圧の測定を続けながら減衰・調整部３９によりフィードバックライン７ＬＰの減衰率とフィードバックライン７ＬＭの減衰率との差をオフセット電圧がキャンセルされるように調整する。ここでは、フィードバックライン７ＬＰに固定減衰器１５が設けられているので、フィードバックライン７ＬＰの減衰率が固定されている。そこで、フィードバックライン７ＬＭに設けられた可変減衰器１３ＬＭの減衰率を調整することによりフィードバックライン７ＬＭの減衰率を調整する。
【０１０８】
次に、無信号状態のまま、右チャンネルのアンプ出力におけるオフセット電圧（アナログ音響信号Ｓ５ＲＰおよびアナログ音響信号Ｓ５ＲＭとのレベル差）を電圧測定器で測定する。そして、オフセット電圧が検出されると、オフセット電圧の測定を続けながら減衰・調整部３９によりフィードバックライン７ＲＰの減衰率とフィードバックライン７ＲＭの減衰率との差をオフセット電圧がキャンセルされるように調整する。例えば、フィードバックライン７ＲＰに設けられた可変減衰器１３ＲＰの減衰率を固定し、フィードバックライン７ＲＭに設けられた可変減衰器１３ＲＭの減衰率を調整することによりフィードバックライン７ＲＭの減衰率を調整する。
【０１０９】
さらに、左右のチャンネルに同じレベルのテスト信号を入力した状態（左チャンネルのアナログ音響信号Ｓ１ＬＰおよびＳ１ＬＭと右チャンネルのアナログ音響信号Ｓ１ＲＰおよびＳ１ＲＭとが同じレベルである状態）で、左チャンネルの出力音響信号（アナログ音響信号Ｓ５ＬＰおよびＳ５ＬＭ）と右チャンネルの出力音響信号（アナログ音響信号Ｓ５ＲＰおよびＳ５ＲＭ）とのレベルを電圧測定器によって測定する。そして、両者の間にレベル差が検出された場合、オフセット電圧がキャンセルされる方向に減衰・調整部３９の調整を行う。
【０１１０】
この際の調整は、各チャンネルのオフセット電圧をキャンセルした状態を保ちながら行う。すなわち、フィードバック信号Ｓ４ＬＰとフィードバック信号Ｓ４ＬＭとのレベル差、およびフィードバック信号Ｓ４ＲＰとフィードバック信号Ｓ４ＲＭとのレベル差を一定に保ちながら行う。具体的には、可変減衰器１３ＬＭの減衰率を一定に保つことによりフィードバックライン７ＬＰおよび７ＬＭの減衰率を一定に保った状態で、フィードバック信号Ｓ４ＲＰおよびフィードバック信号Ｓ４ＲＭが同じレベルだけ変化するように、かつ、アナログ音響信号Ｓ５ＬＰおよびＳ５ＬＭとアナログ音響信号Ｓ５ＲＰおよびＳ５ＲＭとのレベルが等しくなるように可変減衰器１３ＲＰおよび１３ＲＭの減衰率を調整する。これにより、チャンネル間の音量差をキャンセルすることができる。
【０１１１】
以上のように、本実施の形態の構成によれば、フィードバックライン７ＬＰの減衰率とフィードバックライン７ＬＭの減衰率との差を調整するための第１の調整手段としての機能と、フィードバックライン７ＲＰの減衰率とフィードバックライン７ＲＭの減衰率との差を調整するための第２の調整手段としての機能とを備える減衰・調整部３９を設けたことにより、ＬチャンネルおよびＲチャンネルのオフセット電圧を容易にキャンセルできる。さらに、Ｌチャンネルのフィードバックライン７ＬＰおよび７ＬＭの減衰率とＲチャンネルのフィードバックライン７ＲＰおよび７ＲＭの減衰率との差を調整するためのバランス調整手段としての機能を備える減衰・調整部３９を設けたことにより、オフセット電圧をキャンセルした状態でチャンネル間の音量差を容易にキャンセルすることができる。したがって、オフセット電圧のキャンセルと音量バランスの調整との両方を容易に行うことができる。
【０１１２】
なお、上記の説明では、オフセット電圧をキャンセルする調整を行った後、チャンネル間のバランス調整を行うようにしたが、調整順序は、逆にしてもよい。また、上の例では、１つのフィードバックライン７ＬＰの減衰率を固定していたが、全てのフィードバックライン７ＬＰ・７ＬＭ・７ＲＰ・７ＰＭの減衰率を調整するようにしてもよい。ただし、上の例のように１つのフィードバック信号７ＬＰの減衰率を固定する方が調整作業が簡便となるので、好ましい。
【０１１３】
また、上記各実施形態の構成では、ディジタルスイッチングアンプ外部から入力された差動信号を増幅するようになっていたが、ディジタルスイッチングアンプ外部から入力された１つの信号から差動信号を生成し、該差動信号を増幅する構成にすることも可能である。
【０１１４】
さらに、上記各実施形態の構成は、増幅された１ビット信号をアナログ音響信号に復調するためのＬＰＦネットワーク回路を備えていたが、増幅された１ビット信号をアナログ信号に復調するための復調部として、ＬＰＦネットワーク回路以外の回路を備えていてもよい。さらに、増幅された１ビット信号をアナログ音響信号に復調するための復調部を省き、増幅された１ビット信号をそのままディジタル出力する構成としてもよい。
【０１１５】
【発明の効果】
本発明のディジタルスイッチングアンプは、以上のように、信号を減衰させる減衰部が第１の帰還路および第２の帰還路の少なくとも一方に設けられているとともに、第１の帰還路の減衰率と第２の帰還路の減衰率との差が変化するように減衰部の減衰率を調整するための調整手段が設けられている構成である。
【０１１６】
これにより、アンプ出力にオフセット電圧が生じても、製造時あるいは製造後の検査時に、オフセット電圧を測定しながら調整手段によって第１の帰還路の減衰率と第２の帰還路の減衰率との差を調整することで、容易にオフセット電圧をキャンセルすることができる。それゆえ、上記構成は、オフセット電圧に起因する低周波帯のノイズの発生が容易に防止できるディジタルスイッチングアンプを提供することができるという効果を奏する。
【０１１７】
本発明のディジタルスイッチングアンプの好ましい形態は、上記調整手段は、第１の帰還路の減衰率および第２の帰還路の減衰率の一方のみを変化させるようになっている構成である。
【０１１８】
これにより、調整箇所を減らすことができる。それゆえ、上記構成は、オフセット電圧をキャンセルするための調整作業の簡素化、およびアンプの構成の簡素化を図ることができるという効果を奏する。
【０１１９】
また、本発明のディジタルスイッチングアンプは、以上のように、信号を減衰させる減衰部が第１チャンネル帰還路および第２チャンネル帰還路の少なくとも一方に設けられているとともに、第１チャンネル帰還路の減衰率と第２チャンネル帰還路の減衰率との差が変化するように減衰部の減衰率を調整するためのバランス調整手段が設けられている構成である。
【０１２０】
これにより、第１チャンネルと第２チャンネルとの間で出力音響信号のバランス（音量バランス）の狂いが生じても、各チャンネルに既知レベルの信号を入力して各チャンネルの出力信号を測定しながら、バランス調整手段によって第１チャンネル帰還路の減衰率と第２チャンネル帰還路の減衰率との差を調整することで、第１チャンネルと第２チャンネルとの間での出力音響信号のバランスを簡素な構成で所望のバランスに調整することができる。また、バランス調整手段として、オフセット調節のための回路（調整手段）を利用することができる。それゆえ、上記構成は、チャンネル間での出力音響信号のバランスを簡素な構成で調整できるディジタルスイッチングアンプを提供することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態にかかるディジタルスイッチングアンプの構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示すディジタルスイッチングアンプの減衰・調整部の構成を示す回路図である。
【図３】図１に示すディジタルスイッチングアンプにおいてオフセット電圧が生じたときのアンプ出力信号の周波数特性を示すグラフである。
【図４】図１に示すディジタルスイッチングアンプにおいてオフセット電圧をキャンセルする調整を行った後のアンプ出力信号の周波数特性を示すグラフである。
【図５】図１に示すディジタルスイッチングアンプの変形例を示すブロック図である。
【図６】本発明のさらに他の実施の形態にかかるディジタルスイッチングアンプの構成を示すブロック図である。
【図７】本発明のさらに他の実施の形態にかかるディジタルスイッチングアンプの構成を示すブロック図である。
【図８】従来のディジタルスイッチングアンプの構成を示すブロック図である。
【図９】図８に示すディジタルスイッチングアンプに対して、オフセット電圧をキャンセルするための電圧調整器を外部に設けた様子を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ ΔΣ変調回路（ΔΣ変調部）
１Ｌ ΔΣ変調回路（第１ΔΣ変調部）
１Ｒ ΔΣ変調回路（第２ΔΣ変調部）
２定電圧スイッチング回路（電力増幅部）
２Ｌ定電圧スイッチング回路（第１電力増幅部）
２Ｒ定電圧スイッチング回路（第２電力増幅部）
６Ｈ定電圧電源
６Ｌ定電圧電源
７Ｐフィードバックライン（第１帰還路）
７Ｍフィードバックライン（第２帰還路）
７Ｌフィードバックライン（第１チャンネル帰還路）
７Ｒフィードバックライン（第２チャンネル帰還路）
７ＬＰフィードバックライン（第１チャンネル帰還路、第１帰還路）
７ＬＭフィードバックライン（第１チャンネル帰還路、第２帰還路）
７ＲＰフィードバックライン（第２チャンネル帰還路、第１帰還路）
７ＲＭフィードバックライン（第２チャンネル帰還路、第２帰還路）
９減衰・調整部（減衰部、調整手段）
１０ディジタルスイッチングアンプ
１９減衰・調整部（減衰部、調整手段）
２０ディジタルスイッチングアンプ
２９減衰・調整部（減衰部、バランス調整手段）
３０ディジタルスイッチングアンプ
３９減衰・調整部（減衰部、調整手段、バランス調整手段）
４０ディジタルスイッチングアンプ
Ｓ１Ｐアナログ音響信号（第１の信号）
Ｓ１Ｍアナログ音響信号（第２の信号）
Ｓ１Ｌアナログ音響信号（第１チャンネルの音響信号）
Ｓ１Ｒアナログ音響信号（第２チャンネルの音響信号）
Ｓ１ＬＰアナログ音響信号（第１チャンネルの音響信号、第１の信号）
Ｓ１ＬＭアナログ音響信号（第１チャンネルの音響信号、第２の信号）
Ｓ１ＲＰアナログ音響信号（第２チャンネルの音響信号、第１の信号）
Ｓ１ＲＭアナログ音響信号（第２チャンネルの音響信号、第２の信号）
Ｓ２Ｐ１ビット信号（第１の量子化信号）
Ｓ２Ｍ１ビット信号（第２の量子化信号）
Ｓ２Ｌ１ビット信号（第１チャンネルの量子化信号）
Ｓ２Ｒ１ビット信号（第２チャンネルの量子化信号）
Ｓ２ＬＰ１ビット信号（第１チャンネルの量子化信号、第１の量子化信号）
Ｓ２ＬＭ１ビット信号（第１チャンネルの量子化信号、第２の量子化信号）
Ｓ２ＲＰ１ビット信号（第２チャンネルの量子化信号、第１の量子化信号）
Ｓ２ＲＭ１ビット信号（第２チャンネルの量子化信号、第２の量子化信号）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a digital switching amplifier that is suitably applied to an analog signal such as an acoustic signal and uses ΔΣ modulation that can amplify the analog signal with high efficiency.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a digital switching amplifier using a ΔΣ modulation signal is known. A digital switching amplifier using a ΔΣ modulation signal has an advantage that an analog signal such as an acoustic signal can be amplified with high efficiency.
[0003]
An example of a configuration of a digital switching amplifier using a conventional ΔΣ modulation signal will be described with reference to FIG.
[0004]
As shown in FIG. 8, in the conventional digital switching amplifier 50, a differential signal composed of a pair of a positive analog acoustic signal S51P and a negative analog acoustic signal S51M is input from input terminals 54P and 54M, and analog acoustic signals are received. Signals S51P and S51M are amplified and output from output terminals 58P and 58M. The analog acoustic signal S51M is a signal obtained by inverting only the polarity of the analog acoustic signal S51P.
[0005]
As shown in FIG. 8, the digital switching amplifier 50 includes subtracters 55P and 55M, a ΔΣ modulation circuit 51, a constant voltage switching circuit 52, a low-pass filter network circuit (hereinafter referred to as LPF network circuit) 53, and feedback lines 57P and 57M. Etc.
[0006]
Subtractors 55P and 55M have analog acoustic signals S51P and S51M input to input terminals 54P and 54M and feedback signals S54P and S54M fed back from constant voltage switching circuit 52 through feedback lines 57P and 57M as input signals. . Subtractors 55P and 55M subtract feedback signals S54P and S54M from analog acoustic signals S51P and S51M, respectively, and output analog acoustic signals S51P and S51M after feedback signals S54P and S54M are subtracted to ΔΣ modulation circuit 51. It is like that.
[0007]
The ΔΣ modulation circuit 51 generates 1-bit signals S52P and S52M by performing ΔΣ modulation on the analog acoustic signals S51P and S51M after the feedback signals S54P and S54M are subtracted, respectively.
[0008]
The ΔΣ modulation circuit 51 includes an integrator / adder group 61 and a quantizer 62. The integrator / adder group 61 is a high-order integrator, and integrates and adds the analog acoustic signals S51P and S51M after being subtracted by the subtractors 55P and 55M, and the obtained signal is a quantizer. To 62. The quantizer 62 determines the polarity of the signal obtained by the integrator / adder group 61 and converts it into 1-bit signals S52P and S52M which are binary quantized signals. Here, the quantization threshold of the quantizer 62 is optimally set with respect to the assumed sampling frequency. The quantizer 62 operates in response to the clock signal.
[0009]
The constant voltage switching circuit 52 includes a constant voltage power source 56H that outputs a positive constant voltage (direct current) V and a constant voltage power source that outputs a negative constant voltage (direct current) -V having a magnitude equal to the constant voltage V. 56L is connected. The constant voltage power supplies 56H and 56L may be provided inside the digital switching amplifier 50. In this case, the constant voltage power supplies 56H and 56L are provided outside the digital switching amplifier 50 and connected via a power line.
[0010]
The constant voltage switching circuit 52 switches the constant voltages V and −V supplied from the constant voltage power sources 56H and 56L based on the 1-bit signals S52P and S52M, that is, using the 1-bit signals S52P and S52M as a switching control signal. This is used to amplify the power of the 1-bit signals S52P and S52M. The constant voltage switching circuit 52 outputs the power amplified 1-bit signals S53P and S53M obtained by power amplification of the 1-bit signals S52P and S52M to the LPF network circuit 53 and the feedback lines 57P and 57M. ing.
[0011]
The feedback lines 57P and 57M are used to negatively feed back the power amplified 1-bit signals S53P and S53M to the input terminal of the ΔΣ modulation circuit 1.
[0012]
The LPF network circuit 53 interpolates the amplified 1-bit signals S53P and S53M by limiting the band to a low frequency band, thereby demodulating the amplified 1-bit signals S53P and S53M into analog acoustic signals S55P and S55M. The LPF network circuit 53 is configured to output analog acoustic signals S55P and S55M from output terminals 58P and 58M.
[0013]
Next, the operation of the conventional digital switching amplifier will be described.
[0014]
After the feedback signals S54P and S54M are respectively subtracted from the analog acoustic signals S51P and S51M input to the input terminals 54P and 54M, the obtained signals are converted into 1-bit signals S52P and S52M by the ΔΣ modulation circuit 51. Specifically, the integrator / adder group 61 integrates the analog acoustic signals S51P and S51M after the feedback signals S54P and S54M have been subtracted, respectively, and then adds them, noise shaping, and the quantizer 62. Thus, the polarity of the added differential integration signal is determined and converted to 1-bit signals S52P and S52M of “1” or “0”.
[0015]
The 1-bit signals S52P and S52M are input to the constant voltage switching circuit 52 as switching control signals, and have a voltage width between a constant voltage −V and a constant voltage V supplied from external constant voltage power supplies 56H and 56L. Power is amplified to amplified 1-bit signals S53P and S53M.
[0016]
The power amplified 1-bit signals S53P and S53M obtained by the constant voltage switching circuit 52 are input to the LPF network circuit 53, demodulated into analog acoustic signals S55P and S55M by the LPF network circuit 53, and output from the output terminals 58P and 58M. Is done. The power amplification 1-bit signals S53P and S53M are negatively fed back to the input terminal of the ΔΣ modulation circuit 51 as feedback signals S54P and S54M.
[0017]
However, in the conventional digital switching amplifier 50, the output signals (analog acoustic signals S55P and S55M) output from the output terminals 58P and 58M have offset voltages (two analog signals at the output terminals 58P and 58M) for various reasons. The level difference between the acoustic signals S55P and S55M) occurs, and as a result, noise occurs in the low frequency band.
[0018]
The main reasons for the occurrence of the offset voltage include the generation of the offset voltage in the ΔΣ modulation circuit 21, the deviation between the constant voltages V and −V supplied from the constant voltage power supplies 56H and 56L to the constant voltage switching circuit 52, and differential feedback. There are level differences between the positive signal (feedback signal S54P) and the negative signal (feedback signal S54M), deviation in voltage characteristics due to variations in wiring patterns, and the like.
[0019]
In the conventional digital switching amplifier 50, the output signals S55P and S55M (analog acoustic signals S55P and S55M) are adjusted by adjusting the constant voltages V and -V of the constant voltage power supplies 56H and 56L supplied to the constant voltage switching circuit 52. ) Is canceled.
[0020]
The offset voltage adjusting method in the conventional digital switching amplifier will be described with reference to FIG.
[0021]
In this method, the digital switching amplifier 50 is not directly connected to the constant voltage power supplies 56H and 56L as shown in FIG. 8, but is connected to the constant voltage power supplies via the voltage regulators 59H and 59L as shown in FIG. Connect to 56H / 56L. The constant voltage V and −V supplied to the constant voltage switching circuit 52 are adjusted by adjusting the voltage regulators 59H and 59L while measuring the offset voltage at the time of manufacturing the digital switching amplifier 50 or at the time of inspection after manufacturing. The voltage V ′ and −V ′ are adjusted so that the offset voltage is canceled.
[0022]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional offset voltage adjustment method, the constant voltage V and −V (power supply voltage) supplied from the constant voltage power source 56 to the constant voltage switching circuit 52 are adjusted by the voltage regulators 59H and 59L. There is a problem like this.
[0023]
First, the constant voltages V and −V to be switched are generally a relatively high voltage value of several tens of volts due to the characteristics of the amplifier device. In order to adjust this voltage, it is necessary to configure the voltage regulators 59H and 59L using components that can withstand a relatively high voltage of several tens of volts, that is, components having a high withstand voltage of several tens of volts or more. Such a component having a high withstand voltage tends to be a relatively large and expensive component. Therefore, there is a problem that the amplifier is increased in size and cost.
[0024]
In the method of adjusting the constant voltages V and -V to be switched, it is necessary to change a relatively high voltage value of several tens of volts, and fine adjustment is difficult. Therefore, the adjustment work for canceling the offset voltage is a heavy burden when the conventional digital switching amplifier 50 is used.
[0025]
Further, when the conventional digital switching amplifier 50 is connected in parallel for two channels and used as a stereo amplifier for amplifying a stereo sound signal, a volume difference may occur between the left and right channels. The causes of the volume difference between the left and right channels are (1) the level difference between the channels of the amplified signal itself, and (2) the signal resulting from the level difference between the channels of the feedback signal (S54P / S54M). There is a difference in gain. The causes (1) and (2) are caused by variations in resistance components and capacitance components due to variations in wiring patterns on the substrate, variations in characteristics of elements such as resistors, capacitors, and integrated circuits (ICs). , Etc.
[0026]
At present, digital switching amplifiers do not exist as products, but ordinary audio stereo amplifiers have a circuit that adjusts the left / right balance when a signal is input from the outside, and this circuit adjusts in advance. . Therefore, even when the above-mentioned conventional digital switching amplifier is used for amplification of stereo sound signals, a circuit for adjusting the left / right balance at the time when the signal is input from the outside is provided, and a method of adjusting in advance by this circuit is adopted. It is considered possible.
[0027]
However, the above-described volume balance adjustment method requires the use of a circuit dedicated to left and right balance adjustment, and the configuration of the amplifier cannot be simplified.
[0028]
The present invention has been made in view of the above-described conventional problems, and a first object of the invention is to provide a digital switching amplifier that can easily prevent generation of low-frequency band noise caused by an offset voltage. A second object of the present invention is to provide a digital switching amplifier capable of adjusting the balance of output acoustic signals between channels with a simple configuration.
[0029]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problem, the digital switching amplifier according to the present invention amplifies a differential signal composed of a pair of a first signal and a second signal having opposite polarities to each other. A ΔΣ modulation unit that generates a first quantized signal and a second quantized signal by performing ΔΣ modulation on the signal 2, and a constant voltage supplied from a constant voltage power source with the first quantized signal and the second quantized signal A power amplifier that amplifies the first quantized signal and the second quantized signal by switching based on the quantized signal, and a first that negatively feeds back the amplified first quantized signal to the ΔΣ modulator. And a second feedback path for negatively feeding back the second quantized signal to the ΔΣ modulation section, the attenuation section for attenuating the signal is the first feedback path and the second feedback path. Provided on at least one of And adjusting means for adjusting the attenuation factor of the attenuation unit so that the difference between the attenuation factor of the first feedback path and the attenuation factor of the second feedback path is changed. It is said.
[0030]
According to the above configuration, even if an offset voltage is generated in the amplifier output, the attenuation factor of the first feedback path and the attenuation of the second feedback path are measured by the adjusting means while measuring the offset voltage at the time of manufacturing or inspection after manufacturing. The offset voltage can be canceled (cancelled) by adjusting the difference from the rate. In general, since some signal level attenuation means is provided as an essential element in both the first feedback path and the second feedback path, the voltage on the first feedback path and the second feedback path adjusted by the adjusting means. Is lower than the output voltage of the constant voltage power supply. Thereby, compared with the conventional configuration in which the output voltage of the constant voltage power supply is adjusted, the voltage to be adjusted is a low level voltage and is easy to handle, so that the offset voltage can be easily canceled. Therefore, it is possible to easily prevent the generation of noise in the low frequency band due to the offset voltage. Therefore, according to the above configuration, it is possible to easily provide a digital switching amplifier in which generation of low frequency band noise due to the offset voltage is prevented.
[0031]
In a preferred embodiment of the digital switching amplifier according to the present invention, the adjustment means changes only one of the attenuation factor of the first feedback path and the attenuation factor of the second feedback path.
[0032]
According to the above configuration, the adjusting means changes only one of the attenuation factor of the first feedback path and the attenuation factor of the second feedback path, so that the adjusting means reduces the attenuation factor of the first feedback path. As compared with the case where both the attenuation rate of the second feedback path and the second feedback path are changed, the number of adjustment points can be reduced. Thereby, simplification of the adjustment work for canceling the offset voltage can be achieved.
[0033]
Further, according to the above configuration, it is only necessary to provide an attenuation unit (for example, a semi-fixed type variable resistor) having a variable attenuation rate in only one of the first feedback path and the second feedback path, and the other is attenuated. It is possible to provide an attenuation part (for example, a fixed resistor) with a fixed rate or no attenuation part. Therefore, the configuration of the digital switching amplifier can be simplified.
[0034]
In order to solve the above-described problem, the digital switching amplifier according to the present invention performs a delta-sigma modulation on the first channel acoustic signal to amplify the plurality of channels of the acoustic signal, thereby converting the quantized signal of the first channel. A first ΔΣ modulation unit to be generated; a second ΔΣ modulation unit that generates a quantized signal of the second channel by performing ΔΣ modulation on the acoustic signal of the second channel; and a constant voltage supplied from a constant voltage power source. A first power amplifier that amplifies the first channel quantized signal by switching based on the quantized signal, and a constant voltage supplied from a constant voltage power source based on the second channel quantized signal. A second power amplifying unit for amplifying the second channel quantized signal and a negative first channel quantized signal to the first ΔΣ modulating unit. In a digital switching amplifier comprising a first channel feedback path for returning and a second channel feedback path for negatively feeding back the amplified second channel quantized signal to the second ΔΣ modulation section, the attenuation section for attenuating the signal is the first It is provided in at least one of the channel feedback path and the second channel feedback path, and the attenuation rate of the attenuation unit is changed so that the difference between the attenuation rate of the first channel feedback path and the attenuation rate of the second channel feedback path changes. A balance adjusting means for adjusting is provided.
[0035]
According to the above configuration, even if an output acoustic signal balance (volume balance) is out of balance between the first channel and the second channel, a signal of a known level is applied to each channel at the time of manufacturing or inspection after manufacturing. The first channel and the second channel are adjusted by adjusting the difference between the attenuation rate of the first channel feedback path and the attenuation rate of the second channel feedback path by the balance adjusting means while measuring the output signal of each channel. Can be adjusted to a desired balance. When outputting stereo sound signals, even if there is a level difference (volume difference) in the output sound signal between the right channel and the left channel, the same level signal is input to each channel and the output of each channel is output. By adjusting the difference between the attenuation rate of the return path of the right channel and the return channel of the left channel by measuring the balance while measuring the signal, the level (volume) of the output sound signal of the right channel and the left channel is adjusted. Can be equal. A circuit (adjustment means) for offset adjustment can be used as the balance adjustment means. In particular, when a circuit for offset adjustment is essential, by using this circuit, it can be applied to balance adjustment without adding a separate circuit for balance adjustment between channels. Therefore, according to the above configuration, a digital switching amplifier in which the balance of output acoustic signals between channels is adjusted can be realized with a simple configuration.
[0036]
Note that the digital switching amplifier having the two configurations described above is “attenuating units for attenuating a signal having two feedback paths (a first feedback path and a second feedback path, or a first channel feedback path and a second channel feedback path). Means (adjustment means or balance adjustment means) provided at least on one side and for adjusting the attenuation rate of the attenuation unit so that the difference between the attenuation rate of one feedback path and the attenuation rate of the other feedback path changes ) ”Is common (the matter related to the new configuration corresponding to the problem to be solved).
[0037]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
[Embodiment 1]
One embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 5 as follows.
[0038]
As shown in FIG. 1, the digital switching amplifier 10 of the present embodiment includes a differential consisting of a pair of a positive analog acoustic signal (first signal) S1P and a negative analog acoustic signal S1M (second signal). Signals are input from input terminals 4P and 4M, and analog acoustic signals S1P and S1M are amplified and output from output terminals 8P and 8M. The analog acoustic signal S1M is a signal obtained by inverting only the polarity of the analog acoustic signal S1P.
[0039]
As shown in FIG. 1, the digital switching amplifier 10 includes subtracters 5P and 5M, a ΔΣ modulation circuit (ΔΣ modulation unit) 1, a constant voltage switching circuit (power amplification unit) 2, an LPF network circuit 3, a feedback line (first Feedback path) 7P, a feedback line (second feedback path) 7M, an attenuation / adjustment unit (attenuation unit / adjustment means) 9, and the like.
[0040]
The subtractors 5P and 5M include analog acoustic signals S1P and S1M input to the input terminals 4P and 4M, and a feedback signal S4P fed back from the constant voltage switching circuit 2 through the attenuation / adjustment unit 9 by the feedback lines 7P and 7M, and S4M is used as an input signal. Subtractors 5P and 5M subtract feedback signals S4P and S4M from analog acoustic signals S1P and S1M, respectively, and output analog acoustic signals S1P and S1M after feedback signals S4P and S4M are subtracted to ΔΣ modulation circuit 1. It is like that.
[0041]
The ΔΣ modulation circuit 1 performs ΔΣ modulation on the analog acoustic signals S1P and S1M after the feedback signals S4P and S4M are subtracted, respectively, thereby performing a 1-bit signal S2P (first quantized signal) and a 1-bit signal S2M (second Quantized signal) is generated.
[0042]
The ΔΣ modulation circuit 1 includes an integrator / adder group 11 and a quantizer 12. The integrator / adder group 11 is a high-order integrator, and integrates and adds the analog acoustic signals S1P and S1M after being subtracted by the subtractors 5P and 5M, and the resulting signal is a quantizer. 12 is output. The quantizer 12 determines the polarity of the signal obtained by the integrator / adder group 11 and converts it into 1-bit signals S2P and S2M which are binary quantized signals. Here, the quantization threshold of the quantizer 12 is optimally set with respect to the assumed sampling frequency. The quantizer 12 operates in response to the clock signal.
[0043]
The constant voltage switching circuit 2 includes a constant voltage power supply 6H that outputs a positive constant voltage (direct current) V and a constant voltage power supply that outputs a negative constant voltage (direct current) -V having the same magnitude as the constant voltage V. 6L is connected. The constant voltage power supplies 6H and 6L may be provided inside the digital switching amplifier 10, but in this case, they are provided outside the digital switching amplifier 10 and are connected via a power line.
[0044]
The constant voltage switching circuit 2 switches the constant voltages V and -V supplied from the constant voltage power supplies 6H and 6L based on the 1-bit signals S2P and S2M, that is, using the 1-bit signals S2P and S2M as a switching control signal. This is used to amplify the power of the 1-bit signals S2P and S2M. The constant voltage switching circuit 2 outputs the power amplified 1-bit signals S3P and S3M obtained by power amplification of the 1-bit signals S2P and S2M to the LPF network circuit 3 and the feedback lines 7P and 7M. ing.
[0045]
The feedback lines 7P and 7M are used for negative feedback of the power amplified 1-bit signals S3P and S3M to the input terminal of the ΔΣ modulation circuit 1. The attenuation / adjustment unit 9 is provided on the feedback lines 7P and 7M and attenuates the power amplification 1-bit signals S3P and S3M. The attenuation / adjustment unit 9 includes variable attenuators 13P and 13M that can be adjusted independently. The attenuation rate of the feedback line 7P and the attenuation rate of the feedback line 7M are independently controlled. It can be adjusted. Thus, the attenuation / adjustment unit 9 can adjust the difference between the attenuation rate of the feedback line 7P and the attenuation rate of the feedback line 7M. Details of the attenuation / adjustment unit 9 will be described later.
[0046]
The LPF network circuit 3 interpolates the amplified 1-bit signals S3P and S3M by limiting the band to a low frequency band, thereby demodulating the amplified 1-bit signals S3P and S3M into analog acoustic signals S5P and S5M. The LPF network circuit 3 is configured to output analog acoustic signals S5P and S5M from output terminals 8P and 8M.
[0047]
Next, the operation of the digital switching amplifier having the above configuration will be described.
[0048]
After the feedback signals S4P and S4M are respectively subtracted from the analog acoustic signals S1P and S1M input to the input terminals 4P and 4M, the obtained signals are converted into 1-bit signals S2P and S2M by the ΔΣ modulation circuit 1. Specifically, the integrator / adder group 11 integrates the analog acoustic signals S1P and S1M obtained by subtracting the feedback signals S4P and S4M, respectively, and then adds them, noise shaping, and the quantizer 12 Thus, the polarity of the added differential integration signal is determined and converted into 1-bit signals S2P and S2M of “1” or “0”.
[0049]
1-bit signals S2P and S2M are input to constant voltage switching circuit 2 as switching control signals, and have a voltage width between constant voltage -V and constant voltage V supplied from external constant voltage power supplies 6H and 6L. Power is amplified to amplified 1-bit signals S3P and S3M.
[0050]
The power amplified 1-bit signals S3P and S3M obtained by the constant voltage switching circuit 2 are input to the LPF network circuit 3, demodulated into analog acoustic signals S5P and S5M by the LPF network circuit 3, and output from the output terminals 8P and 8M. Is done.
[0051]
Further, the power amplification 1-bit signals S3P and S3M are input to the attenuation / adjustment unit 9 including the variable attenuators 13P and 13M and attenuated, and then negatively fed back to the input terminal of the ΔΣ modulation circuit 1 as feedback signals S4P and S4M. Is done.
[0052]
Next, the configuration and operation of the attenuation / adjustment unit 9 will be described in detail with reference to FIG.
[0053]
As shown in FIG. 2, the attenuation / adjustment unit 9 includes variable attenuators 13P and 13M. The variable attenuators 13P and 13M respectively include semi-fixed variable resistors 14P and 14M whose one end A is grounded. It has become. The other ends of the semi-fixed variable resistors 14P and 14M are connected to the constant voltage switching circuit 2. Further, the semi-fixed variable resistors 14P and 14M are connected to the ΔΣ modulation circuit 1 with a point C between both ends A and B as a contact C. The semi-fixed variable resistors 14P and 14M can adjust the resistance value, that is, the attenuation rate, by moving the position of the contact C.
[0054]
The power amplification 1-bit signals S3P and S3M obtained by the constant voltage switching circuit 2 are input to the ends B of the semi-fixed variable resistors 14P and 14M. Since the end A of the semi-fixed type variable resistors 14P and 14M is grounded, the contact ratio of the semi-fixed type variable resistors 14P and 14M has a resistance ratio on both sides (between the end A and the contact C). ) And a feedback signal S4P and S4M having a voltage value corresponding to the resistance between the terminal B and the contact C). Accordingly, the feedback signal is adjusted by adjusting the position of the midpoint C of the semi-fixed variable resistors 14P and 14M, that is, by adjusting the resistance ratio on both sides of the midpoint C of the semi-fixed variable resistors 14P and 14M. The voltage levels of S4P and S4M can be adjusted steplessly. The semi-fixed variable resistors 14P and 14M may be such that the resistance value can be adjusted in multiple steps.
[0055]
Next, a method for adjusting the offset voltage in the digital switching amplifier 10 will be described.
[0056]
When the offset voltage is not generated, the digital switching amplifier 10 according to the present invention attenuates the power amplification 1-bit signals S3P and S3M at a constant attenuation rate by the attenuation / adjustment unit 9 to obtain ΔΣ as feedback signals S4P and S4M. Feedback is provided to the input end of the modulation circuit 1.
[0057]
In reality, however, the amplifier output is usually caused by factors such as the generation of an offset voltage in the ΔΣ modulation circuit 21 and the deviation of the constant voltages V and −V supplied from the constant voltage power supplies 56H and 56L to the constant voltage switching circuit 52. An offset voltage is generated in (analog acoustic signals S5P and S5M). On the other hand, the offset voltage is also generated by a level difference between the differential feedback signal S4P and the feedback signal S4M due to the difference between the attenuation rate of the feedback line 7P and the attenuation rate of the feedback line 7M.
[0058]
Therefore, in the digital switching amplifier 10, when an offset voltage is generated, the offset voltage can be canceled by intentionally shifting the voltage level of the feedback signal S4P and the voltage level of the feedback signal S4M.
[0059]
Specifically, the offset voltage (analog acoustic signal S5P and analog acoustic signal S5P and analog acoustic signal) in the no-signal state (state where the level of the analog acoustic signal S1P and the analog acoustic signal S1M is 0) at the time of manufacturing or inspection after manufacturing. The level difference from the signal S5M) is measured by a voltage measuring device, and when the offset voltage is detected, the attenuation / adjustment unit 9 is adjusted in the direction in which the offset voltage is canceled, that is, the semi-fixed variable resistors 14P and 14M The position of the contact C may be adjusted. Thereby, the difference between the attenuation rate of the feedback line 7P and the attenuation rate of the feedback line 7M is shifted from 0 to the direction in which the offset voltage is canceled, and the difference between the feedback signals S4P and S4M is from 0 to the direction in which the offset voltage is canceled. To be displaced. As a result, the offset voltage of the amplifier output can be canceled.
[0060]
In this offset voltage adjusting method, and in general, since some signal level attenuation means is provided as an essential element in both of the feedback lines 7P and 7M, on the first feedback path and the second feedback path adjusted by the adjusting means. The voltage is lower than the output voltage of the constant voltage power supply. Thereby, compared with the conventional configuration in which the output voltage of the constant voltage power supply is adjusted, the voltage to be adjusted is a low level voltage and is easy to handle, so that the offset voltage can be easily canceled. Therefore, it is possible to easily prevent the generation of noise in the low frequency band due to the offset voltage.
[0061]
The offset voltage that is a problem here is caused by variations in the characteristics of each element and factors inherent to each circuit. Therefore, once the offset voltage is adjusted, basically it does not change greatly. Therefore, the offset voltage only needs to be manually adjusted once at the time of manufacture or at the time of inspection after manufacture, and need not be adjusted at the time of use.
[0062]
As described above, in the digital switching amplifier 10 of the present embodiment, even if an offset voltage is generated in the amplifier output (analog acoustic signals S5P and S5M), the offset voltage cancels the voltage level of the feedback signals S4P and S4M by the variable attenuator. The offset voltage can be easily canceled by adjusting in the direction.
[0063]
The inventors of the present application examined changes in frequency characteristics depending on the presence or absence of an offset voltage in order to confirm the effect of canceling the offset voltage. Analyzes the frequency characteristics of the amplifier output signals (analog acoustic signals S5P and S5M) when an offset voltage is generated in the digital switching amplifier 10 with an FFT analyzer (FFT: frequency analyzer using Fast Fourier Transform (FFT)). The results are shown in the graph of FIG. Further, in the digital switching amplifier 10, the frequency characteristic of the amplifier output signals (analog acoustic signals S5P and S5M) after the adjustment for canceling the offset voltage by the above-described method is analyzed by the FFT analyzer, as shown in the graph of FIG. Shown in
[0064]
From the results shown in FIGS. 3 and 4, when an offset voltage is generated, noise is generated in a low frequency band of 200 Hz or lower as shown in FIG. 4, while the offset voltage is canceled by the above-described method. Thus, it can be seen that such noise is removed. The reason why noise occurs in a low frequency band of 200 Hz or less due to the offset voltage is that the offset voltage is a DC voltage (usually several volts), and thus appears as noise near 0 Hz on the FFT analyzer.
[0065]
In the digital switching amplifier 10 shown in FIG. 1, both the attenuation rate of the feedback line 7P and the attenuation rate of the feedback line 7M are adjustable. However, the attenuation rate of the feedback line 7P and the feedback line A configuration in which only one of the 7M attenuation factors is adjustable and the other is fixed is more preferable. That is, only the voltage level of one of the feedback signals S4P and S4M of the two feedback lines 7P and 7M is more than the configuration in which both of the feedback signals S4P and S4M of the two feedback lines 7P and 7M shown in FIG. Is preferably adjustable and the other voltage level is fixed.
[0066]
In order to adjust only one of the attenuation rate of the feedback line 7P and the attenuation rate of the feedback line 7M, as shown in FIG. 1, the variable attenuators 13P and 13M are provided in both of the two feedback lines 7P and 7M. It is sufficient to provide a variable attenuator (13P or 13M) only in one of the feedback lines 7P and 7M. Accordingly, the number of offset voltage adjustments can be reduced from two to one, and the offset voltage adjustment work can be simplified. In addition, when digital switching amplifiers are connected in parallel for multiple channels, the number of offset voltage adjustments can be reduced from two per channel to one per channel, thereby simplifying the offset voltage adjustment work. Can do.
[0067]
When the variable attenuator (13P or 13M) is provided only in one of the feedback lines 7P and 7M, the other feedback line (7P and 7M) does not have to be provided with an attenuator, but the signal has a constant attenuation rate. It is preferable to provide a fixed attenuator that attenuates. Further, the fixed attenuator is preferably configured to attenuate the power amplified 1-bit signal (S3P or S3M) by resistance division to generate a feedback signal (S4P or S4M).
[0068]
A preferred embodiment of a digital switching amplifier having a variable attenuator only on one feedback line according to the present invention is shown in FIG.
[0069]
As shown in FIG. 6, this digital switching amplifier 20 uses a fixed attenuator 15 instead of the variable attenuator 13M in the feedback line 7M on one side in the digital switching amplifier 10 shown in FIG. The attenuation / adjustment unit 19 is configured with the device 15, and other configurations are not shown, but are completely the same as those of the digital switching amplifier 10 shown in FIG. 1.
[0070]
The fixed attenuator 15 generates the feedback signal S4M by attenuating the power amplification 1-bit signal S3M by resistance division of the fixed resistor 15a and the fixed resistor 15b. The fixed attenuator 15 includes two fixed resistors 15a and 15b connected in series, and is provided on the feedback line 7M. One end of the fixed resistor 15a is electrically connected to the output end of the constant voltage switching circuit 2, and the other end is connected to the fixed resistor 15b. The fixed resistor 15b is grounded at the end opposite to one end connected to the fixed resistor 15a. The connecting portion of the fixed resistor 15a and the fixed resistor 15b is electrically connected to the input terminal of the subtractor 5M through the feedback line 7M.
[0071]
According to the above configuration, since the level of the feedback signal S4M is fixed to a predetermined value, the offset voltage can be adjusted only by adjusting the level of the feedback signal S4P with the semi-fixed variable resistor 13P on the feedback line 7P. It can be carried out. Therefore, the work of adjusting the offset voltage can be simplified.
[0072]
[Embodiment 2]
The following will describe another embodiment of the present invention with reference to FIG. For convenience of explanation, the same members as those shown in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
[0073]
As shown in FIG. 6, the digital switching amplifier 30 of this embodiment includes a pair of an L channel analog acoustic signal (first channel acoustic signal) S1L and an R channel analog acoustic signal S1R (second channel acoustic signal). The stereo sound signal consisting of is input from the input terminals 4L and 4R, and the analog sound signals S1L and S1R are amplified and output from the output terminals 8L and 8R.
[0074]
As shown in FIG. 6, the digital switching amplifier 30 includes subtracters 5L and 5R, a ΔΣ modulation circuit (first ΔΣ modulation unit) 1L, a ΔΣ modulation circuit (second ΔΣ modulation unit) 1R, a constant voltage switching circuit (first power amplification). Part) 2L, constant voltage switching circuit (second power amplification part) 2R, LPF network circuits 3L and 3R, feedback line (first channel feedback path) 7L, feedback line (second channel feedback path) 7R, attenuation / adjustment part (Attenuator / balance adjusting means) 29 and the like are provided.
[0075]
The subtractors 5L and 5R include analog acoustic signals S1L and S1R inputted to the input terminals 4L and 4R, and feedback signals fed back from the constant voltage switching circuits 2L and 2R via the attenuation / adjustment unit 29 by the feedback lines 7L and 7R. S4L and S4R are used as input signals. The subtractors 5L and 5R subtract the feedback signals S4L and S4R from the analog acoustic signals S1L and S1R, respectively, and the analog acoustic signals S1L and S1R after the feedback signals S4L and S4R are subtracted to the ΔΣ modulation circuits 1L and 1R. It is designed to output.
[0076]
The ΔΣ modulation circuits 1L and 1R respectively modulate the analog acoustic signals S1L and S1R obtained by subtracting the feedback signals S4L and S4R by ΔΣ modulation, thereby causing an L channel 1-bit signal S2L (first channel quantized signal) and R A 1-bit signal S2R (second channel quantized signal) of the channel is generated.
[0077]
The ΔΣ modulation circuit 1L is configured by an integrator / adder group 11L and a quantizer 12L, and the ΔΣ modulation circuit 1R is configured by an integrator / adder group 11R and a quantizer 12R. Yes. The integrator / adder groups 11L and 11R are high-order integrators, integrate the analog acoustic signals S1L and S1R after being subtracted by the subtractors 5L and 5R, add them, and quantize the obtained signals. Output to the generators 12L and 12R. The quantizers 12L and 12R determine the polarities of the signals obtained by the integrator / adder groups 11L and 11R and convert them into 1-bit signals S2L and S2R that are binary quantized signals. Here, the quantization thresholds of the quantizers 12L and 12R are optimally set with respect to the assumed sampling frequency. The quantizers 12L and 12R operate in response to the clock signal.
[0078]
The constant voltage switching circuits 2L and 2R each output a constant voltage power source 6H that outputs a positive constant voltage (direct current) V and a negative constant voltage (direct current) -V having the same magnitude as the constant voltage V. A constant voltage power supply 6L is connected. The constant voltage power supplies 6H and 6L may be provided inside the digital switching amplifier 30, but in this case, they are provided outside the digital switching amplifier 30 and connected via a power line.
[0079]
The constant voltage switching circuit 2L performs switching of the constant voltages V and −V supplied from the constant voltage power supplies 6H and 6L based on the 1-bit signal S2L, that is, using the 1-bit signal S2L as a switching control signal. Thus, the 1-bit signal S2L is power-amplified. The constant voltage switching circuit 2L outputs the power amplified 1-bit signal S3L obtained by power amplification of the 1-bit signal S2L to the LPF network circuit 3L and the feedback line 7L.
[0080]
Constant voltage switching circuit 2R performs switching of constant voltages V and −V supplied from constant voltage power supplies 6H and 6L based on 1-bit signal S2R, that is, using 1-bit signal S2R as a switching control signal. Thus, the 1-bit signal S2R is power amplified. The constant voltage switching circuit 2R outputs a power amplified 1-bit signal S3R obtained by power amplification of the 1-bit signal S2R to the LPF network circuit 3R and the feedback line 7R.
[0081]
The feedback lines 7L and 7R are used to negatively feed back the power amplified 1-bit signals S3L and S3R to the input terminals of the ΔΣ modulation circuits 1L and 1R. The attenuation / adjustment unit 29 is provided on the feedback lines 7L and 7R and attenuates the power amplification 1-bit signals S3L and S3R. The attenuation / adjustment unit 29 includes variable attenuators 13L and 13R that can adjust the attenuation rate independently. The attenuation rate of the feedback line 7L and the attenuation rate of the feedback line 7R are independent of each other. It can be adjusted. Thereby, the attenuation / adjustment unit 29 can adjust the difference between the attenuation rate of the feedback line 7L and the attenuation rate of the feedback line 7R. The configuration of the attenuation / adjustment unit 29 is the same as that of the attenuation / adjustment unit 9.
[0082]
The LPF network circuits 3L and 3R interpolate the amplified 1-bit signals S3L and S3R by band-limiting to the low frequency band, thereby demodulating the amplified 1-bit signals S3L and S3R into analog acoustic signals S5L and S5R. . The LPF network circuit 3 is configured to output analog acoustic signals S5L and S5R from the output terminals 8L and 8R.
[0083]
Next, the operation of the digital switching amplifier having the above configuration will be described.
[0084]
After the feedback signals S4L and S4R are respectively subtracted from the analog acoustic signals S1L and S1R input to the input terminals 4L and 4R, the obtained signals are converted into 1-bit signals S2L and S2R by the ΔΣ modulation circuits 1L and 1R. The Specifically, the analog acoustic signals S1L and S1R after the feedback signals S4L and S4R are respectively subtracted by the integrator / adder groups 11L and 11R are integrated, added, noise-shaped, and quantized. In the units 12L and 12R, the polarity of the added differential integration signal is determined and converted into 1-bit signals S2L and S2R of “1” or “0”.
[0085]
1-bit signals S2L and S2R are input to constant voltage switching circuits 2L and 2R as switching control signals, and have a voltage width between constant voltage −V and constant voltage V applied from external constant voltage power supplies 6H and 6L. The power is amplified to the power amplified 1-bit signals S3L and S3R.
[0086]
The power amplified 1-bit signals S3L and S3R obtained by the constant voltage switching circuits 2L and 2R are input to the LPF network circuits 3L and 3R, demodulated into analog acoustic signals S5L and S5R by the LPF network circuits 3L and 3R, and output Output from terminals 8L and 8R.
[0087]
Further, the power-amplified 1-bit signals S3L and S3R are input to the attenuation / adjustment unit 29 including the variable attenuators 13L and 13R and attenuated, and then fed back to the input terminals of the ΔΣ modulation circuits 1L and 1R as feedback signals S4L and S4R. Negative feedback.
[0088]
Next, a method for adjusting the volume difference between the left and right channels in the digital switching amplifier 30 will be described.
[0089]
The volume difference between the left and right channels, that is, the voltage level difference between the analog sound signal S5L and the analog sound signal S5R is caused by the level difference between the amplified signals themselves, while the feedback signal S4L for the left channel and the right channel This is also caused by a voltage level difference with the feedback signal S4R.
[0090]
Therefore, the digital switching amplifier 30 can cancel the difference in volume between the left and right channels by intentionally shifting the voltage level difference between the left channel feedback signal S4L and the right channel feedback signal S4R.
[0091]
Specifically, first, a test signal of the same level is input to the left and right channels during manufacturing or inspection after manufacturing. That is, the left channel analog audio signal S1L and the right channel analog audio signal S1R are kept at the same level. In this state, the levels of the left channel output acoustic signal (analog acoustic signal S5L) and the right channel output acoustic signal (analog acoustic signal S5R) are measured by a voltage meter. When a level difference is detected between them, the attenuation / adjustment unit 29 may be adjusted in the direction in which the level difference is canceled, that is, the attenuation rate of the variable attenuator 13L and the variable attenuator 13R may be adjusted. . As a result, the difference between the attenuation rate of the feedback line 7L and the attenuation rate of the feedback line 7R is shifted from 0 in the direction in which the output level difference between the left and right channels is canceled, and the difference between the feedback signals S4L and S4R is changed from 0 to the left and right. The output level difference of the channel is shifted in the canceling direction. As a result, the output level difference between the left and right channels can be canceled, and the level of the left channel output acoustic signal (analog acoustic signal S5L) can be made equal to the level of the right channel output acoustic signal (analog acoustic signal S5R).
[0092]
In the configuration of the present embodiment, the attenuation / adjustment unit 9 for offset adjustment of the first embodiment can be used as the attenuation / adjustment unit 29, so that it is compared with the case where a circuit dedicated to balance adjustment between channels is provided. Thus, the balance can be adjusted with a simple configuration.
[0093]
Note that, as described above, the difference in volume balance between channels is considered to be caused mainly by variations in the element itself and the wiring pattern. That's hard to think. Therefore, the adjustment of the volume balance between channels may be performed only once by the method described above at the stage of production or inspection, and it is not necessary to perform it many times. Accordingly, the attenuation / adjustment unit 29 does not need to be adjustable during use.
[0094]
Further, in the digital switching amplifier 30 of the present embodiment, both the attenuation rate of the feedback line 7L and the attenuation rate of the feedback line 7R can be adjusted, but like the digital switching amplifier 20 described above, It is more preferable that only one of the attenuation rate of the feedback line 7L and the attenuation rate of the feedback line 7R can be adjusted, and the other is fixed. Therefore, for example, a fixed attenuator 15 may be used in the feedback line 7L on one side instead of the variable attenuator 13L. Thereby, the offset voltage can be adjusted only by adjusting the attenuation rate of the feedback line 7R. Therefore, the work of adjusting the offset voltage can be simplified.
[0095]
[Embodiment 3]
The following will describe still another embodiment of the present invention with reference to FIG. For convenience of explanation, the same members as those shown in Embodiments 1 and 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
[0096]
The digital switching amplifier of the present embodiment is configured to perform both voltage cancellation and volume balance adjustment by combining the configuration of the first embodiment and the configuration of the second embodiment.
[0097]
As shown in FIG. 7, the digital switching amplifier 40 of the present embodiment changes the digital switching amplifier 30 of the second embodiment to a configuration for differential signal amplification similar to that of the digital switching amplifier 20, and also includes an attenuation / adjustment unit. 29 is changed to an attenuation / adjustment unit 39.
[0098]
That is, in the digital switching amplifier 40, as the L-channel acoustic signal S1L in the digital switching amplifier 30, a positive analog acoustic signal (first signal) S1LP and a negative analog acoustic signal S1LM (second signal) pair. The differential signal consisting of is input from the input terminals 4LP and 4LM. The digital switching amplifier 40 amplifies the analog acoustic signals S1LP and S1LM, and outputs the obtained analog acoustic signals S5LP and S5LM from the output terminals 8LP and 8LM. Further, in the digital switching amplifier 40, as the R channel acoustic signal S1R in the digital switching amplifier 30, a pair of a positive analog acoustic signal (first signal) S1RP and a negative analog acoustic signal S1RM (second signal). The differential signal consisting of is input from the input terminals 4RP and 4RM. The digital switching amplifier 40 amplifies the analog acoustic signals S1RP and S1RM, and outputs the obtained analog acoustic signals S5RP and S5RM from the output terminals 8RP and 8RM. The analog acoustic signals S1LM and RM are signals obtained by inverting only the polarities of the analog acoustic signals S1LP and RP.
[0099]
In the digital switching amplifier 40, subtracters 5LP and 5LM for subtracting feedback signals S4LP and S4LM from analog acoustic signals S1LP and S1LM input to input terminals 4LP and 4LM are provided as subtracters 5L. Further, as the subtractor 5L, subtracters 5RP and 5RM for subtracting the feedback signals S4RP and S4RM from the analog acoustic signals S1RP and S1RM input to the input terminals 4RP and 4RM are provided.
[0100]
The ΔΣ modulation circuit 1L generates a 1-bit signal (first quantized signal) S2LP and a 1-bit signal (second quantized signal) S2LM by performing ΔΣ modulation on the analog acoustic signals S1LP and S1LM. The ΔΣ modulation circuit 1R generates a 1-bit signal (first quantized signal) S2RP and a 1-bit signal (second quantized signal) S2RM by performing ΔΣ modulation on the analog acoustic signals S1RP and S1RM. It has become.
[0101]
The constant voltage switching circuit 2L amplifies the 1-bit signals S2LP and S2LM by switching the constant voltages V and -V supplied from the constant voltage power supplies 6H and 6L based on the 1-bit signals S2LP and S2LM, and obtained The power amplification 1-bit signals S3LP and S3LM are output. The constant voltage switching circuit 2R amplifies the 1-bit signals S2RP and S2RM by switching the constant voltages V and -V supplied from the constant voltage power supplies 6H and 6L based on the 1-bit signals S2RP and S2RM. The amplified power 1-bit signals S3RP and S3RM are output.
[0102]
Further, as a feedback line 7L in the digital switching amplifier 30, a feedback line (first feedback path) 7LP for negatively feeding back the power amplification 1-bit signal S3LP to the ΔΣ modulation circuit 1L as a feedback signal S4LP and a power amplification 1-bit signal S3LM A feedback line (second feedback path) 7LM for negative feedback to the ΔΣ modulation circuit 1L is provided as the feedback signal S4LM. Further, as a feedback line 7R in the digital switching amplifier 30, a feedback line (first feedback path) 7RP that negatively feeds back the power amplification 1-bit signal S3RP to the ΔΣ modulation circuit 1R as a feedback signal S4RP, and a power amplification 1-bit signal S3RM. A feedback line (second feedback path) 7RM that negatively feeds back to the ΔΣ modulation circuit 1R as a feedback signal S4RM is provided.
[0103]
The attenuation / adjustment unit 39 is provided on the feedback line 7LP, and is provided on the feedback line 7LM, the fixed attenuator 15 for attenuating the power amplification 1-bit signal S3LP with a constant attenuation rate, and the power amplification 1-bit signal S3LM. A variable attenuator 13LM for attenuating with a variable attenuation factor and provided on the feedback line 7RP, a variable attenuator 13RP for attenuating the power amplified 1-bit signal S3RP with a variable attenuation factor, and a feedback line 7RM for providing power And a variable attenuator 13RM that attenuates the amplified 1-bit signal S3RM with a variable attenuation factor. In the attenuation / adjustment unit 39, the configuration of the fixed attenuator 15 is the same as that of the fixed attenuator 15 shown in FIG. 5, and the configurations of the variable attenuators 13LM, 13RP, and 13RM are the variable attenuators shown in FIG. The same as 13M and 13P.
[0104]
Further, the attenuation / adjustment unit 39 functions as a balance adjusting means for adjusting the difference between the attenuation rate of the L channel feedback lines 7LP and 7LM and the attenuation rate of the R channel feedback lines 7RP and 7RM, and a feedback line. A function as a first adjusting means for adjusting the difference between the attenuation rate of 7LP and the attenuation rate of feedback line 7LM, and for adjusting the difference between the attenuation rate of feedback line 7RP and the attenuation rate of feedback line 7RM It also has a function as a second adjusting means.
[0105]
As described above, in the configuration of the present embodiment, the attenuation / adjustment unit 39 for offset adjustment also has a function as an adjustment unit for balance adjustment between channels. It can be applied to balance adjustment without adding a separate circuit. Therefore, the balance can be adjusted with a simple configuration as compared with the case where a circuit for adjusting the balance between the channels is provided separately from the circuit for adjusting the offset.
[0106]
Next, in the digital switching amplifier 40 of the present embodiment, a method of adjusting the attenuation rate of the attenuation / adjustment unit 39 for both canceling the offset voltage and adjusting the volume balance at the time of manufacturing or after inspection after manufacturing. explain.
[0107]
First, in the no-signal state (state where the levels of the analog acoustic signals S1LP, S1LM, S1RP, and S1RM are 0), the offset voltage at the amplifier output of the left channel (the level difference between the analog acoustic signal S5LP and the analog acoustic signal S5LM) Is measured with a voltage meter. When the offset voltage is detected, the attenuation / adjustment unit 39 adjusts the difference between the attenuation rate of the feedback line 7LP and the attenuation rate of the feedback line 7LM so that the offset voltage is canceled while continuing to measure the offset voltage. . Here, since the fixed attenuator 15 is provided in the feedback line 7LP, the attenuation rate of the feedback line 7LP is fixed. Therefore, the attenuation rate of the feedback line 7LM is adjusted by adjusting the attenuation rate of the variable attenuator 13LM provided in the feedback line 7LM.
[0108]
Next, the offset voltage (level difference between the analog acoustic signal S5RP and the analog acoustic signal S5RM) at the amplifier output of the right channel is measured with a voltage measuring instrument while there is no signal. When the offset voltage is detected, the attenuation / adjustment unit 39 adjusts the difference between the attenuation rate of the feedback line 7RP and the attenuation rate of the feedback line 7RM so that the offset voltage is canceled while continuing to measure the offset voltage. . For example, the attenuation rate of the variable attenuator 13RP provided in the feedback line 7RP is fixed, and the attenuation rate of the feedback line 7RM is adjusted by adjusting the attenuation rate of the variable attenuator 13RM provided in the feedback line 7RM.
[0109]
Furthermore, in the state where the test signals of the same level are input to the left and right channels (the left channel analog acoustic signals S1LP and S1LM and the right channel analog acoustic signals S1RP and S1RM are at the same level), the output sound of the left channel The levels of the signals (analog acoustic signals S5LP and S5LM) and the right channel output acoustic signals (analog acoustic signals S5RP and S5RM) are measured by a voltage meter. When a level difference is detected between the two, the attenuation / adjustment unit 39 is adjusted in a direction in which the offset voltage is canceled.
[0110]
The adjustment at this time is performed while keeping the offset voltage of each channel canceled. That is, the level difference between the feedback signal S4LP and the feedback signal S4LM and the level difference between the feedback signal S4RP and the feedback signal S4RM are kept constant. Specifically, the feedback signal S4RP and the feedback signal S4RM are changed by the same level while the attenuation rate of the feedback lines 7LP and 7LM is kept constant by keeping the attenuation rate of the variable attenuator 13LM constant. In addition, the attenuation rates of the variable attenuators 13RP and 13RM are adjusted so that the levels of the analog acoustic signals S5LP and S5LM and the analog acoustic signals S5RP and S5RM are equal. Thereby, the volume difference between channels can be canceled.
[0111]
As described above, according to the configuration of the present embodiment, the function as the first adjusting means for adjusting the difference between the attenuation rate of the feedback line 7LP and the attenuation rate of the feedback line 7LM, and the feedback line 7RP By providing the attenuation / adjustment unit 39 having a function as a second adjustment means for adjusting the difference between the attenuation rate and the attenuation rate of the feedback line 7RM, the offset voltage of the L channel and the R channel can be easily set. Can be canceled. Furthermore, an attenuation / adjustment unit 39 having a function as a balance adjusting means for adjusting the difference between the attenuation rate of the L channel feedback lines 7LP and 7LM and the attenuation rate of the R channel feedback lines 7RP and 7RM is provided. Thus, the volume difference between channels can be easily canceled with the offset voltage canceled. Therefore, both cancellation of the offset voltage and adjustment of the volume balance can be easily performed.
[0112]
In the above description, the adjustment for canceling the offset voltage is performed, and then the balance adjustment between channels is performed. However, the adjustment order may be reversed. In the above example, the attenuation rate of one feedback line 7LP is fixed, but the attenuation rates of all the feedback lines 7LP, 7LM, 7RP, and 7PM may be adjusted. However, it is preferable to fix the attenuation rate of one feedback signal 7LP as in the above example because the adjustment work becomes simple.
[0113]
Further, in the configuration of each of the above embodiments, a differential signal input from the outside of the digital switching amplifier is amplified, but a differential signal is generated from one signal input from the outside of the digital switching amplifier, It is also possible to amplify the differential signal.
[0114]
Further, the configuration of each of the above embodiments includes an LPF network circuit for demodulating an amplified 1-bit signal into an analog acoustic signal, but a demodulator for demodulating the amplified 1-bit signal into an analog signal. As an alternative, a circuit other than the LPF network circuit may be provided. Further, the demodulating unit for demodulating the amplified 1-bit signal into an analog acoustic signal may be omitted, and the amplified 1-bit signal may be digitally output as it is.
[0115]
【The invention's effect】
In the digital switching amplifier of the present invention, as described above, the attenuation unit for attenuating the signal is provided in at least one of the first feedback path and the second feedback path, and the attenuation factor of the first feedback path is An adjustment means is provided for adjusting the attenuation rate of the attenuation unit so that the difference from the attenuation rate of the second feedback path changes.
[0116]
As a result, even if an offset voltage is generated in the amplifier output, the attenuation factor of the first feedback path and the attenuation factor of the second feedback path are measured by the adjusting means while measuring the offset voltage at the time of manufacturing or inspection after manufacturing. The offset voltage can be easily canceled by adjusting the difference. Therefore, the above configuration has an effect that it is possible to provide a digital switching amplifier that can easily prevent the generation of noise in the low frequency band due to the offset voltage.
[0117]
In a preferred embodiment of the digital switching amplifier according to the present invention, the adjustment means changes only one of the attenuation factor of the first feedback path and the attenuation factor of the second feedback path.
[0118]
Thereby, an adjustment location can be reduced. Therefore, the above configuration has the effect of simplifying the adjustment work for canceling the offset voltage and simplifying the configuration of the amplifier.
[0119]
In the digital switching amplifier of the present invention, as described above, the attenuation unit for attenuating the signal is provided in at least one of the first channel feedback path and the second channel feedback path, and the attenuation of the first channel feedback path. The balance adjustment means is provided for adjusting the attenuation rate of the attenuation unit so that the difference between the rate and the attenuation rate of the second channel feedback path changes.
[0120]
As a result, even if the balance (volume balance) of the output acoustic signal is incorrect between the first channel and the second channel, a signal of a known level is input to each channel and the output signal of each channel is measured. By adjusting the difference between the attenuation rate of the first channel feedback path and the attenuation rate of the second channel feedback path by the balance adjusting means, the balance of the output acoustic signal between the first channel and the second channel is simplified. The desired balance can be adjusted with a simple configuration. In addition, a circuit (adjustment unit) for offset adjustment can be used as the balance adjustment unit. Therefore, the above configuration has an effect that it is possible to provide a digital switching amplifier that can adjust the balance of output acoustic signals between channels with a simple configuration.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a digital switching amplifier according to an embodiment of the present invention.
2 is a circuit diagram showing a configuration of an attenuation / adjustment unit of the digital switching amplifier shown in FIG. 1;
3 is a graph showing frequency characteristics of an amplifier output signal when an offset voltage is generated in the digital switching amplifier shown in FIG.
4 is a graph showing frequency characteristics of an amplifier output signal after adjustment for canceling an offset voltage in the digital switching amplifier shown in FIG. 1; FIG.
FIG. 5 is a block diagram showing a modification of the digital switching amplifier shown in FIG. 1;
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a digital switching amplifier according to still another embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a digital switching amplifier according to still another embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a conventional digital switching amplifier.
9 is a block diagram showing a state in which a voltage regulator for canceling an offset voltage is provided outside the digital switching amplifier shown in FIG.
[Explanation of symbols]
1 ΔΣ modulation circuit (ΔΣ modulator)
1L ΔΣ modulation circuit (first ΔΣ modulation unit)
1R ΔΣ modulation circuit (second ΔΣ modulation unit)
2 Constant voltage switching circuit (power amplifier)
2L constant voltage switching circuit (first power amplifier)
2R constant voltage switching circuit (second power amplifier)
6H constant voltage power supply
6L constant voltage power supply
7P feedback line (first return path)
7M feedback line (second return path)
7L feedback line (first channel return path)
7R feedback line (second channel return path)
7LP feedback line (first channel feedback path, first feedback path)
7LM feedback line (first channel feedback path, second feedback path)
7RP feedback line (second channel return path, first return path)
7RM feedback line (second channel feedback path, second feedback path)
9 Attenuation / adjustment unit (attenuation unit, adjustment means)
10 Digital switching amplifier
19 Attenuation / adjustment unit (attenuation unit, adjustment means)
20 Digital switching amplifier
29 Attenuation / Adjustment Unit (Attenuation unit, balance adjustment means)
30 Digital switching amplifier
39 Attenuation / adjustment part (attenuation part, adjustment means, balance adjustment means)
40 Digital switching amplifier
S1P analog acoustic signal (first signal)
S1M analog acoustic signal (second signal)
S1L analog sound signal (1st channel sound signal)
S1R analog sound signal (second channel sound signal)
S1LP analog sound signal (first channel sound signal, first signal)
S1LM analog sound signal (first channel sound signal, second signal)
S1RP analog acoustic signal (second channel acoustic signal, first signal)
S1RM analog acoustic signal (second channel acoustic signal, second signal)
S2P 1-bit signal (first quantized signal)
S2M 1-bit signal (second quantized signal)
S2L 1-bit signal (quantized signal of the first channel)
S2R 1-bit signal (quantized signal of the second channel)
S2LP 1-bit signal (first channel quantized signal, first quantized signal)
S2LM 1-bit signal (first channel quantized signal, second quantized signal)
S2RP 1-bit signal (second channel quantized signal, first quantized signal)
S2RM 1-bit signal (second channel quantized signal, second quantized signal)

Claims

In order to amplify a differential signal composed of a pair of a first signal and a second signal having opposite polarities, the first quantized signal and the second signal are modulated by ΔΣ modulation of the first signal and the second signal. A ΔΣ modulator that generates two quantized signals, and a first quantized signal by switching a constant voltage supplied from a constant voltage power source based on the first quantized signal and the second quantized signal, and A power amplifier that amplifies the second quantized signal, a first feedback path that negatively feeds back the amplified first quantized signal to the ΔΣ modulator, and a second quantized signal negative to the ΔΣ modulator In a digital switching amplifier comprising a second feedback path for feedback,
An attenuation unit for attenuating the signal is provided in at least one of the first feedback path and the second feedback path;
A digital switching amplifier characterized in that adjustment means is provided for adjusting the attenuation factor of the attenuation unit so that the difference between the attenuation factor of the first feedback channel and the attenuation factor of the second feedback channel changes. .

2. The digital switching amplifier according to claim 1, wherein the adjusting means changes only one of the attenuation factor of the first feedback path and the attenuation factor of the second feedback path.

In order to amplify a multi-channel acoustic signal, a first ΔΣ modulation unit that generates a first channel quantized signal by ΔΣ modulation of the first channel acoustic signal, and ΔΣ modulation of the second channel acoustic signal The second ΔΣ modulation unit that generates the second channel quantized signal and the constant voltage supplied from the constant voltage power source are switched based on the first channel quantized signal to amplify the first channel quantized signal. A first power amplifying unit, a second power amplifying unit for amplifying the second channel quantized signal by switching a constant voltage supplied from a constant voltage power source based on the second channel quantized signal, and amplification A first channel feedback path for negatively feeding back the quantized signal of the first channel to the first ΔΣ modulator, and a second ΔQ of the amplified second channel quantized signal. In a digital switching amplifier comprising a second channel feedback path for negative feedback to the Σ modulator,
An attenuation section for attenuating the signal is provided in at least one of the first channel feedback path and the second channel feedback path,
Digital switching characterized in that balance adjustment means is provided for adjusting the attenuation factor of the attenuation unit so that the difference between the attenuation factor of the first channel feedback channel and the attenuation factor of the second channel feedback channel changes. Amplifier.