JP3621237B2 - Semiconductor integrated circuit - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体集積回路に関し、内部降圧回路を有する半導体集積回路に関する。
半導体集積回路においては、集積度が進むにつれトランジスタの信頼性確保や消費電流の削減といった目的から、駆動電圧を下げる必要がある。ところが、駆動電圧は外部インターフェース等の関係から自由に設定出来ないため、内部降圧回路を使用して外部から供給される駆動電圧を変換し、所望の電圧を得ている。
【0002】
【従来の技術】
図11及び図12は従来回路の各例の回路図を示す。図11に示すpMOS型降圧回路は、内部電圧Viiを差動増幅回路10で基準電圧Vref と差動増幅し、その増幅電圧をpチャネルMOSトランジスタP1 のゲートに印加することにより内部電圧Viiを一定値とする。
【0003】
図12に示すnMOS型降圧回路は、pチャネルMOSトランジスタP2 のドレインにダイオード接続したnチャネルMOSトランジスタN1 及び抵抗R1 ,R2 による分圧回路を接続して、R1 ,R2 の接続点の電圧V1 を差動増幅回路10に供給する。ここで得られた電圧V1 と基準電圧Vref との差電圧をMOSトランジスタP2 のゲートに印加し、MOSトランジスタP2 のドレイン電圧をnチャネルMOSトランジスタN2 のゲートに印加する。そしてMOSトランジスタN2 のソースから内部電圧Viiを出力する。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
従来のpMOS型降圧回路は、帰還動作を行っているため、位相余裕が充分にないと発振のおそれがあり、たとえばアクティブ/スタンバイで負荷の変化が大きい場合には位相余裕の取り方が困難となり電圧Viiが不安定となる。また、pチャネルMOSトランジスタP1 のゲートを駆動しているため、ドレイン・ソース間電流Idsの変化が急峻で電源電圧VCCにノイズを与え易い等の問題があった。
【0005】
また、従来のnMOS型降圧回路は、MOSトランジスタN2 のゲート電圧発生部で電圧V1 を帰還しているものの、負荷の変化が変化がないため安定化設計し易い。またMOSトランジスタN2 の出力は帰還していないので発振のおそれはなく、MOSトランジスタN2 のゲート・ソース間電圧は急変しないのでpMOS型降圧回路と比較して電源電圧VCCにノイズを与えにくい。
【0006】
しかし、この回路はMOSトランジスタN2 の出力を帰還していないため、内部電圧Viiを使用するDRAM等の内部回路がスタンバイモードを持続すると内部電圧Viiが上昇していく。このため、スタンバイモードが長く持続した後のDRAMの1回目のアクセス時と、アクセスが数回連続したときとでは、内部電圧Viiから作られるハイレベル判定のための閾値VIHが変動し、また、内部電圧Viiから作られるセンスアンプのプリチャージ電圧Vprが変動する。これによってローレベル判定のマージンが小さくなるという問題があった。
【0007】
本発明は上記の点に鑑みなされたもので、スタンバイ時の内部電圧の上昇を抑制することにより、内部回路としてのDRAMのVIHの変動をおさえローレベル判定のマージンが小さくなることを防止できる半導体集積回路を提供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】
図1及び図3は本発明の参考図、図2は本発明の原理図を示す。
【0010】
請求項1に記載の発明は、図2に示すように外部から供給される電圧を降圧して内部電圧とし内部回路に供給する内部降圧回路と、
前記内部回路のスタンバイ時に前記内部電圧の上昇を抑制する上昇抑制手段M1を有し、
前記上昇抑制手段M1は、前記内部電圧を検出して帰還電圧を生成し、前記内部降圧回路の内部電圧を出力するトランジスタQ1 を駆動するnチャネルMOSトランジスタQ2 のバックゲートに印加する。
【0011】
このため、スタンバイ時に内部電圧が上昇すると、内部電圧を出力するトランジスタを駆動するnチャネルMOSトランジスタのバックゲートに印加される帰還電圧が変化して上記駆動用のMOSトランジスタの閾値が変化し、上記出力用のトランジスタの駆動力が変化することによって内部電圧を略一定に保持できる。
【0012】
請求項2に記載の発明は、請求項1記載の半導体集積回路において、
前記上昇抑制手段は、前記内部電圧を基準電圧と差動増幅して前記帰還電圧を生成する。
これによって、帰還電圧が内部電圧の検出値より低い場合はもちろん高い場合にも上記帰還電圧を生成できる。
【0013】
請求項3に記載の発明は、請求項1記載の半導体集積回路において、
前記上昇抑制手段は、前記内部電圧を分圧して前記帰還電圧を生成する。
これによって簡単な回路で帰還電圧を生成できる。
【0015】
【発明の実施の形態】
図4は本発明の第1実施例の回路図を示す。同図中、pチャネルMOSトランジスタP2 のドレインにダイオード接続したnチャネルMOSトランジスタN1 及び抵抗R1 ,R2 による分圧回路を接続して、抵抗R1 ,R2 の接続点の電圧V1 を差動増幅回路10に供給する。ここで得られた電圧V1 と基準電圧Vref との差電圧の増幅電圧をMOSトランジスタP2 のゲートに印加し、MOSトランジスタP2 のドレイン電圧をnチャネルMOSトランジスタN2 のゲートに印加する。そしてMOSトランジスタN2 のソースから出力ライン12に内部電圧Viiを出力する。MOSトランジスタN2 のバックゲートには電源電圧VSSが印加されている。
【0016】
出力ライン12には低域フィルタ14と差動増幅回路18とからなる上昇抑制手段としての帰還回路が接続されている。低域フィルタ14は抵抗R3 とMOS容量C1 とから構成されており、内部電圧Viiの高域成分のノイズを除去して差動増幅回路18に供給する。差動増幅回路18はノイズを除去された内部電圧Viiと基準電圧Vref との差動増幅を行い、その差電圧の増幅電圧をバックゲート電圧Vbとしてダイオード接続したMOSトランジスタN1 のバックゲートに印加する。
【0017】
ここで、内部電圧ViiとMOSトランジスタN2 のゲート・ソース間電流IViiとの関係は図5に示すようになる。また、MOSトランジスタN1 のバックゲート・ソース間電圧Vbsと閾値電圧との関係は図6に示すようになる。つまり、スタンバイモードとなって内部電圧Viiが上昇するとMOSトランジスタN1 のバックゲート電圧Vbが上昇してMOSトランジスタN1 の閾値が低下し、MOSトランジスタN2 のゲート電圧が低下することにより内部電圧Viiが略一定に保持される。
【0018】
図7は本発明の第2実施例の回路図を示す。同図中、pチャネルMOSトランジスタP2 のドレインにダイオード接続したnチャネルMOSトランジスタN1 及び抵抗R1 ,R2 による分圧回路を接続して、抵抗R1 ,R2 の接続点の電圧V1 を差動増幅回路10に供給する。ここで得られた電圧V1 と基準電圧Vref との差電圧の増幅電圧をMOSトランジスタP2 のゲートに印加し、MOSトランジスタP2 のドレイン電圧をnチャネルMOSトランジスタN2 のゲートに印加する。そしてMOSトランジスタN2 のソースから出力ライン12に内部電圧Viiを出力する。MOSトランジスタN2 のバックゲートには電源電圧VSSが印加されている。
【0019】
出力ライン12には分圧抵抗R4 ,R5 と、抵抗R4 と共に低域フィルタを構成するMOS容量C2 とにより上昇抑制手段としての帰還回路20が接続されている。帰還回路は内部電圧Viiを分圧し、かつ、高域成分のノイズを除去してバックゲート電圧VbとしてMOSトランジスタN1 のバックゲートに印加する。この実施例は帰還回路20で増幅が必要のない場合の回路である。スタンバイモードとなって内部電圧Viiが上昇するとMOSトランジスタN1 のバックゲート電圧Vbが上昇してMOSトランジスタN1 の閾値が低下し、MOSトランジスタN2 のゲート電圧が低下することにより内部電圧Viiが下がる方向となり、Viiが略一定に保持される。
【0020】
図8は本発明の第3実施例の回路図を示す。同図中、pチャネルMOSトランジスタP2 のドレインにダイオード接続したnチャネルMOSトランジスタN1 及び抵抗R1 ,R2 による分圧回路を接続して、抵抗R1 ,R2 の接続点の電圧V1 を差動増幅回路10に供給する。ここで得られた電圧V1 と基準電圧Vref との差電圧の増幅電圧をMOSトランジスタP2 のゲートに印加し、MOSトランジスタP2 のドレイン電圧をnチャネルMOSトランジスタN2 のゲートに印加する。そしてMOSトランジスタN2 のソースから出力ライン12に内部電圧Viiを出力する。MOSトランジスタN2 のバックゲートには電源電圧VSSが印加されている。 出力ライン12には分圧抵抗R6 ,R7 ,R8 及びアナログスイッチ23,24よりなる上昇抑制手段としての帰還回路22が設けられている。アナログスイッチ23,24は端子25より供給される信号rasz及びインバータ26によるその反転信号でスイッチングされ、スタンバイモード時にアナログスイッチ23のみがオンし抵抗R6 ,R7 の接続点の電圧が出力され、アクティブモード時にはアナログスイッチ24のみがオンとなり、抵抗R7 ,R8 の接続点の電圧が出力される。アナログスイッチ23,24の出力電圧はバックゲート電圧VfとしてMOSトランジスタN1 のバックゲートに印加される。つまり、アクティブモード時に対してスタンバイモード時には小さな分圧比で高くされた内部電圧Viiの分圧電圧がトランジスタN1 のバックゲートに印加される。
【0021】
これによってスタンバイモードとなって内部電圧Viiが上昇するとMOSトランジスタN1 のバックゲート電圧Vfが低下し、MOSトランジスタN2 のゲート電圧が低下することにより内部電圧Viiが略一定に保持される。
図9は本発明の第4実施例の回路図を示す。同図中、pチャネルMOSトランジスタP2 のドレインにダイオード接続したnチャネルMOSトランジスタN1 及び抵抗R1 ,R2 による分圧回路を接続して、抵抗R1 ,R2 の接続点の電圧V1 を差動増幅回路10に供給する。ここで得られた電圧V1 と基準電圧Vref との差電圧の増幅電圧をMOSトランジスタP2 のゲートに印加し、MOSトランジスタP2 のドレイン電圧をnチャネルMOSトランジスタN2 のゲートに印加する。そしてMOSトランジスタN2 のソースから出力ライン12に内部電圧Viiを出力する。
【0022】
出力ライン12には低域フィルタ14と差動増幅回路28とからなる上昇抑制手段としての帰還回路が接続されている。低域フィルタ14は抵抗R3 とMOS容量C1 とから構成されており、内部電圧Viiに含まれるノイズ等の高域成分を除去して差動増幅回路28に供給する。差動増幅回路28は基準電圧Vref とノイズを除去された内部電圧Viiとの差動増幅を行い、その差電圧の増幅電圧をMOSトランジスタN2 のバックゲートに印加する。なお、MOSトランジスタN1 のバックゲートは電源電圧VSSが印加されている。
【0023】
ここで、スタンバイモードとなって内部電圧Viiが上昇するとMOSトランジスタN1 のバックゲート電圧が低下し、MOSトランジスタN2 の閾値電圧が大きくなり、そのソース電圧が低下することにより内部電圧Viiが略一定に保持される。
図10は本発明の第5実施例の回路図を示す。同図中、pチャネルMOSトランジスタP2 のドレインにダイオード接続したnチャネルMOSトランジスタN1 及び抵抗R1 ,R2 による分圧回路を接続して、抵抗R1 ,R2 の接続点の電圧V2 を差動増幅回路10に供給する。また、抵抗R1 と並列に抵抗R10とスイッチSWとの上昇抑制手段としての直列接続回路が接続されている。スイッチSWには端子30より信号raszが供給される。ここで得られた電圧V2 と基準電圧Vref との差電圧の増幅電圧をMOSトランジスタP2 のゲートに印加し、MOSトランジスタP2 のドレイン電圧をnチャネルMOSトランジスタN2 のゲートに印加する。そしてMOSトランジスタN2 のソースから出力ライン12に内部電圧Viiを出力する。MOSトランジスタN2 のバックゲートには電源電圧VSSが印加されている。
【0024】
ここで、スイッチSWは信号raszによってスタンバイモード時にオンし、アクティブモード時にオフする。つまり、アクティブモードではMOSトランジスタN1 のソース電圧は抵抗R1 ,R2 で分圧されているがスタンバイモードでは抵抗R1 と並列に抵抗R10が接続されて抵抗R1 ,R10の合成抵抗値が小さくなり、MOSトランジスタN1 のソース電圧が低下してMOSトランジスタN2 のゲート電圧が低下する。これにより、内部電圧Viiが一定に保持される。
【0025】
【発明の効果】
上述の如く、請求項1に記載の発明によれば、スタンバイ時に内部電圧が上昇すると、内部電圧を出力するトランジスタを駆動するnチャネルMOSトランジスタのバックゲートに印加される帰還電圧が変化して上記駆動用のMOSトランジスタの閾値が変化し、上記出力用のトランジスタの駆動力が変化することによって内部電圧を略一定に保持できる。
【0029】
また、請求項2に記載の発明によれば、帰還電圧が内部電圧の検出値より低い場合はもちろん高い場合にも上記帰還電圧を生成できる。
【0030】
また、請求項3に記載の発明によれば、簡単な回路で帰還電圧を生成できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の参考図である。
【図2】本発明の原理図である。
【図3】本発明の参考図である。
【図4】本発明の第1実施例の回路図である。
【図5】本発明を説明するための特性図である。
【図6】本発明を説明するための特性図である。
【図7】本発明の第2実施例の回路図である。
【図8】本発明の第3実施例の回路図である。
【図9】本発明の第4実施例の回路図である。
【図10】本発明の第5実施例の回路図である。
【図11】従来回路の回路図である。
【図12】従来回路の回路図である。
【符号の説明】
10,18,28 差動増幅回路
12 出力ライン
14 低域フィルタ
20,22 帰還回路
P1 ,P2 pチャネルMOSトランジスタ
N1 ,N2 nチャネルMOSトランジスタ
R1 〜R10 抵抗
C1 ,C2 MOS容量
M1 上昇抑制手段[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a semiconductor integrated circuit, and relates to a semiconductor integrated circuit having an internal step-down circuit.
In a semiconductor integrated circuit, as the degree of integration progresses, it is necessary to lower the driving voltage in order to ensure transistor reliability and reduce current consumption. However, since the drive voltage cannot be freely set due to the external interface or the like, the drive voltage supplied from the outside is converted using an internal step-down circuit to obtain a desired voltage.
[0002]
[Prior art]
11 and 12 show circuit diagrams of examples of conventional circuits. PMOS-type step-down circuit shown in FIG. 11, an internal voltage Vii by differentially amplifying a reference voltage Vref in the
[0003]
NMOS type step-down circuit shown in FIG. 12, by connecting a voltage divider circuit by a p-channel MOS transistors n-channel MOS transistors N 1 and
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
Since the conventional pMOS step-down circuit performs a feedback operation, there is a risk of oscillation if the phase margin is not sufficient. For example, when the load change is large in active / standby, it is difficult to obtain the phase margin. The voltage Vii becomes unstable. Further, since driving the gate of the p-channel MOS transistors P 1, the change in drain-source current Ids is a problem such as easily give sharp noise to the power supply voltage V CC.
[0005]
Further, the conventional nMOS type step-down circuit, while being fed back voltages V 1 by the gate voltage generator of the MOS transistor N 2, stabilized designed for the change of the load is not changed easily. Further, since the output of the MOS transistor N 2 is not fed back, there is no possibility of oscillation, and the voltage between the gate and source of the MOS transistor N 2 does not change suddenly, so that it is less likely to give noise to the power supply voltage VCC compared with the pMOS type step-down circuit. .
[0006]
However, this circuit because it does not feed back the output of the MOS transistor N 2, the internal circuits such as a DRAM that uses an internal voltage Vii persists standby mode internal voltage Vii rises. For this reason, the threshold VIH for high level determination generated from the internal voltage Vii fluctuates between the first access to the DRAM after the standby mode has continued for a long time and when the access continues several times. The precharge voltage Vpr of the sense amplifier generated from the internal voltage Vii varies. As a result, there is a problem that the margin for low level determination is reduced.
[0007]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above points, and a semiconductor capable of suppressing a rise in internal voltage during standby and suppressing a change in VIH of a DRAM as an internal circuit and reducing a margin for low level determination. An object is to provide an integrated circuit.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
1 and 3 are reference diagrams of the present invention, and FIG. 2 shows a principle diagram of the present invention.
[0010]
The invention described in
A rise suppressing means M1 for restraining an increase in the internal voltage during standby of the internal circuit;
The rise suppression means M1 detects the internal voltage, generates a feedback voltage, and applies it to the back gate of the n-channel MOS transistor Q2 that drives the transistor Q1 that outputs the internal voltage of the internal voltage down converter.
[0011]
Therefore, when the internal voltage rises during standby, the feedback voltage applied to the back gate of the n-channel MOS transistor that drives the transistor that outputs the internal voltage changes, and the threshold value of the driving MOS transistor changes. The internal voltage can be kept substantially constant by changing the driving force of the output transistor.
[0012]
According to a second aspect of the invention, in a semiconductor integrated circuit according to
The rise suppressing means differentially amplifies the internal voltage with a reference voltage to generate the feedback voltage.
As a result, the feedback voltage can be generated even when the feedback voltage is lower than the detected value of the internal voltage.
[0013]
According to a third aspect of the invention, in the semiconductor integrated circuit according to
The rise suppression means divides the internal voltage to generate the feedback voltage.
As a result, the feedback voltage can be generated with a simple circuit.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 4 shows a circuit diagram of the first embodiment of the present invention. In the same figure, a voltage dividing circuit composed of an n-channel MOS transistor N 1 and a resistor R 1 , R 2 diode-connected to the drain of a p-channel MOS transistor P 2 is connected to a voltage V at a connection point of the resistors R 1 , R 2. 1 is supplied to the
[0016]
The
[0017]
Here, the relationship between the gate-source current IVii internal voltage Vii and the MOS transistor N 2 is as shown in FIG. The relationship between MOS transistors N 1 of the back gate-source voltage Vbs and the threshold voltage is as shown in FIG. That is, the internal voltage by the threshold of the MOS transistor N 1 and the back gate voltage Vb of the MOS transistors N 1 when the internal voltage Vii rises is increased is reduced becomes the standby mode, the gate voltage of the MOS transistor N 2 is reduced Vii is kept substantially constant.
[0018]
FIG. 7 shows a circuit diagram of a second embodiment of the present invention. In the same figure, a voltage dividing circuit composed of an n-channel MOS transistor N 1 and a resistor R 1 , R 2 diode-connected to the drain of a p-channel MOS transistor P 2 is connected to a voltage V at a connection point of the resistors R 1 , R 2. 1 is supplied to the
[0019]
The
[0020]
FIG. 8 shows a circuit diagram of a third embodiment of the present invention. In the same figure, a voltage dividing circuit composed of an n-channel MOS transistor N 1 and a resistor R 1 , R 2 diode-connected to the drain of a p-channel MOS transistor P 2 is connected to a voltage V at a connection point of the resistors R 1 , R 2. 1 is supplied to the
[0021]
This reduces the back-gate voltage Vf of the MOS transistors N 1 when the internal voltage Vii rises a standby mode, the gate voltage of the MOS transistor N 2 is an internal voltage Vii is kept substantially constant by reducing.
FIG. 9 shows a circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention. In the same figure, a voltage dividing circuit composed of an n-channel MOS transistor N 1 and a resistor R 1 , R 2 diode-connected to the drain of a p-channel MOS transistor P 2 is connected to a voltage V at a connection point of the resistors R 1 , R 2. 1 is supplied to the
[0022]
The
[0023]
Here, the internal voltage Vii rises back gate voltage of the MOS transistor N 1 is decreased becomes standby mode, MOS threshold voltage of the transistor N 2 is increased, substantially internal voltage Vii by the source voltage drops Held constant.
FIG. 10 shows a circuit diagram of a fifth embodiment of the present invention. In the same figure, a voltage dividing circuit composed of an n-channel MOS transistor N 1 and a resistor R 1 , R 2 diode-connected to the drain of a p-channel MOS transistor P 2 is connected to a voltage V at a connection point of the resistors R 1 , R 2. 2 is supplied to the
[0024]
Here, the switch SW is turned on in the standby mode by the signal rasz and turned off in the active mode. That is, the synthesis of the source voltage of the MOS transistor N 1 is in
[0025]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, when the internal voltage rises during standby, the feedback voltage applied to the back gate of the n-channel MOS transistor that drives the transistor that outputs the internal voltage changes. The internal voltage can be kept substantially constant by changing the threshold value of the driving MOS transistor and changing the driving force of the output transistor .
[0029]
According to the second aspect of the present invention, the feedback voltage can be generated even when the feedback voltage is higher than the detected value of the internal voltage.
[0030]
According to the third aspect of the present invention, the feedback voltage can be generated with a simple circuit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a reference diagram of the present invention.
FIG. 2 is a principle diagram of the present invention.
FIG. 3 is a reference diagram of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a characteristic diagram for explaining the present invention.
FIG. 6 is a characteristic diagram for explaining the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a circuit diagram of a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a circuit diagram of a conventional circuit.
FIG. 12 is a circuit diagram of a conventional circuit.
[Explanation of symbols]
10, 18, 28
Claims (3)
前記内部回路のスタンバイ時に前記内部電圧の上昇を抑制する上昇抑制手段を有し、
前記上昇抑制手段は、前記内部電圧を検出して帰還電圧を生成し、前記内部降圧回路の内部電圧を出力するトランジスタを駆動するnチャネルMOSトランジスタのバックゲートに印加することを特徴とする半導体集積回路。An internal step-down circuit that steps down the voltage supplied from the outside and supplies it to the internal circuit as an internal voltage;
An increase suppression means for suppressing an increase in the internal voltage during standby of the internal circuit;
The rise suppression means detects the internal voltage, generates a feedback voltage, and applies it to a back gate of an n-channel MOS transistor that drives a transistor that outputs the internal voltage of the internal voltage down converter. circuit.
前記上昇抑制手段は、前記内部電圧を基準電圧と差動増幅して前記帰還電圧を生成することを特徴とする半導体集積回路。 The semiconductor integrated circuit according to claim 1,
The rise suppression means differentially amplifies the internal voltage with a reference voltage to generate the feedback voltage .
前記上昇抑制手段は、前記内部電圧を分圧して前記帰還電圧を生成することを特徴とする半導体集積回路。The semiconductor integrated circuit according to claim 1 ,
2. The semiconductor integrated circuit according to claim 1, wherein the rise suppression means divides the internal voltage to generate the feedback voltage .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21950697A JP3621237B2 (en) | 1997-08-14 | 1997-08-14 | Semiconductor integrated circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21950697A JP3621237B2 (en) | 1997-08-14 | 1997-08-14 | Semiconductor integrated circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1168039A JPH1168039A (en) | 1999-03-09 |
JP3621237B2 true JP3621237B2 (en) | 2005-02-16 |
Family
ID=16736531
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP21950697A Expired - Fee Related JP3621237B2 (en) | 1997-08-14 | 1997-08-14 | Semiconductor integrated circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3621237B2 (en) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3519646B2 (en) * | 1999-09-13 | 2004-04-19 | 東光株式会社 | Semiconductor device |
KR100812936B1 (en) | 2005-05-03 | 2008-03-11 | 주식회사 하이닉스반도체 | Internal power supply voltage generating circuit having reduced leakage current in standby mode |
US11625057B2 (en) | 2021-03-04 | 2023-04-11 | United Semiconductor Japan Co., Ltd. | Voltage regulator providing quick response to load change |
-
1997
- 1997-08-14 JP JP21950697A patent/JP3621237B2/en not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
---|---|
JPH1168039A (en) | 1999-03-09 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040331 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040525 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040708 |
|
A02 | Decision of refusal |
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|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040930 |
|
A911 | Transfer of reconsideration by examiner before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20041101 |
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TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |