JP3802409B2 - Bias circuit and power supply device - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バイアス回路及び電源装置に関し、特に、電源投入時のスタートアップ回路を備えるバイアス回路、及び、そのバイアス回路を備える電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
電源装置などに動作に必要な所定のバイアスを供給するバイアス回路は、電源電圧に基づき基準電圧を発生する基準電圧源回路と、電源投入時の基準電圧源回路の起動時間を短縮するために起動信号を出力するスタートアップ回路と、を備えている。
【0003】
具体的には、従来例のバイアス回路は、図7に示すように、スタートアップ回路101と、基準電圧源回路102と、高電位側電源端子103と、低電位側電源端子104と、出力端子105と、を備え、スタートアップ回路101が、高電位側電源端子103の電源電圧のレベルシフト電圧を発生するPチャネルMOSトランジスタ106と、レベルシフト電圧を保持するコンデンサ107と、一端に高電位側電源端子103の電源電圧が与えられるコンデンサ108と、ゲートにレベルシフト電圧が与えられソースドレイン路がコンデンサ108の他端と低電位側電源端子104との間に接続されるNチャネルMOSトランジスタ109と、ゲートにコンデンサ108の他端の電圧が与えられて起動信号を出力するNチャネルMOSトランジスタ111と、を有し、基準電圧源回路102が、NチャネルMOSトランジスタ115とNチャネルMOSトランジスタ114と抵抗116とにより生成される定電流を折返して出力端子105に基準電圧を発生するPチャネルMOSトランジスタ112及びPチャネルMOSトランジスタ113からなるカレントミラー回路112aを有している。
【0004】
そして、低電位側電源端子104の電源電圧を基準として高電位側電源端子103の電源電圧が投入された直後に、コンデンサ108によりNチャネルMOSトランジスタ111のゲート電圧が上昇してNチャネルMOSトランジスタ111がオンし、起動信号であるドレイン電流によりカレントミラー回路112aがトリガされ、瞬時にPチャネルMOSトランジスタ112及びPチャネルMOSトランジスタ113にドレイン電流が流れ、これによりNチャネルMOSトランジスタ115とNチャネルMOSトランジスタ114と抵抗116とにより生成される定電流が瞬時に立ち上がり、PチャネルMOSトランジスタ112のゲートソース間電圧が基準電圧として瞬時に出力され、さらに高電位側電源端子103の電源電圧が上昇すると、NチャネルMOSトランジスタ109がオンしてコンデンサ108を充電し、NチャネルMOSトランジスタ111のゲート電圧が低下してNチャネルMOSトランジスタ111がオフし、スタートアップ動作が完了するように動作する。また、電源オフ時には高電位側電源端子103の電源電圧が低下し、コンデンサ107の保持電圧によりNチャネルMOSトランジスタ109がオンしてコンデンサ108が放電され、コンデンサ107は図示されていないPチャネルMOSトランジスタ106のサブストレートから高電位側電源端子103に至る経路を介して放電され、初期状態に戻るようになっている。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図7に示す従来例のバイアス回路では、低電位側電源端子104の電源電圧を基準とする高電位側電源端子103の電源投入直後に電源オフとされ、途中まで高電位側電源端子103の電源電圧が低下した状態のとき再度電源投入されると、残留するコンデンサ107の保持電圧によりNチャネルMOSトランジスタ109がオン状態のまま高電位側電源端子103の電源電圧が上昇する場合が起こり、このときNチャネルMOSトランジスタ111がオフ状態のままとなるため起動信号が出力されず、基準電圧源回路102の起動時間、即ちバイアス回路の起動時間を短縮することができないという問題が発生する。
【0006】
本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたものであって、電源投入直後に電源オフとされ再度電源投入されるようなときであっても、起動信号を出力して基準電圧源回路の起動時間を短縮することができるバイアス回路、及び、そのバイアス回路を備える電源装置を提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
本発明のバイアス回路は、第1の電源の電源電圧のレベルシフト電圧を発生する第1のトランジスタと、前記レベルシフト電圧を保持する第1のコンデンサと、一端に前記電源電圧が与えられる第2のコンデンサと、第2のトランジスタと、ゲートに前記レベルシフト電圧が与えられソースドレイン路が前記第2のトランジスタのソースドレイン路を介して前記第2のコンデンサの他端と第2の電源との間に接続される第3のトランジスタと、ゲートに前記第2のコンデンサの前記他端の電圧が与えられて起動信号を出力する第4のトランジスタと、を有するスタートアップ回路と、前記起動信号によりトリガされ定電流を折返して基準電圧を発生するカレントミラー回路を有し前記第2のトランジスタを制御する基準電圧源回路と、を備えることを特徴とする。
【0008】
また、ソースが高電位側電源端子に接続される第1のPチャネルトランジスタと、前記第1のPチャネルトランジスタのドレイン及びゲートと低電位側電源端子との間に接続される第1のコンデンサと、ゲートが前記ドレインに接続される第1のNチャネルトランジスタと、前記高電位側電源端子と前記第1のNチャネルトランジスタのドレインとの間に接続される第2のコンデンサと、ドレインが前記第1のNチャネルトランジスタのソースに接続されソースが前記低電位側電源端子に接続される第2のNチャネルトランジスタと、ゲートが前記第1のNチャネルトランジスタの前記ドレインに接続されソースが前記低電位側電源端子に接続される第3のNチャネルトランジスタと、を有するスタートアップ回路と、定電流を折返して基準電圧を発生するカレントミラー回路を有する基準電圧源回路と、を備えるバイアス回路であって、前記第3のNチャネルトランジスタのドレイン電流により前記カレントミラー回路がトリガされて前記基準電圧源回路が起動する前に前記第2のNチャネルトランジスタがオフ状態となり、前記起動後に前記第2のNチャネルトランジスタがオン状態となることを特徴とする。
【0009】
また、ソースが高電位側電源端子に接続される第1のPチャネルトランジスタと、前記第1のPチャネルトランジスタのドレイン及びゲートと低電位側電源端子との間に接続される第1のコンデンサと、ゲートが前記ドレインに接続されソースが前記低電位側電源端子に接続される第1のNチャネルトランジスタと、ソースが前記第1のNチャネルトランジスタのドレインに接続される第2のNチャネルトランジスタと、前記高電位側電源端子と前記第2のNチャネルトランジスタのドレインとの間に接続される第2のコンデンサと、ゲートが前記第2のNチャネルトランジスタの前記ドレインに接続されソースが前記低電位側電源端子に接続される第3のNチャネルトランジスタと、を有するスタートアップ回路と、定電流を折返して基準電圧を発生するカレントミラー回路を有する基準電圧源回路と、を備えるバイアス回路であって、前記第3のNチャネルトランジスタのドレイン電流により前記カレントミラー回路がトリガされて前記基準電圧源回路が起動する前に前記第2のNチャネルトランジスタがオフ状態となり、前記起動後に前記第2のNチャネルトランジスタがオン状態となることを特徴とする。
【0010】
また、パワーダウン信号が与えられるインバータと、前記インバータの出力電圧のレベルシフト電圧を発生する第1のトランジスタと、前記レベルシフト電圧を保持する第1のコンデンサと、一端に前記出力電圧が与えられる第2のコンデンサと、第2のトランジスタと、ゲートに前記レベルシフト電圧が与えられソースドレイン路が前記第2のトランジスタのソースドレイン路を介して前記第2のコンデンサの他端と電源との間に接続される第3のトランジスタと、ゲートに前記第2のコンデンサの前記他端の電圧が与えられて起動信号を出力する第4のトランジスタと、を有するスタートアップ回路と、前記起動信号によりトリガされ定電流を折返して基準電圧を発生するカレントミラー回路を有し前記第2のトランジスタを制御する基準電圧源回路と、パワーダウン状態のとき前記パワーダウン信号により前記カレントミラー回路を動作停止させるとともに前記第3のトランジスタの前記ゲート及び前記第4のトランジスタの前記ゲートを前記電源に短絡させるリセット回路と、を備えることを特徴とする。
【0011】
また、パワーダウン信号が与えられるインバータと、ソースが前記インバータの出力に接続される第1のPチャネルトランジスタと、前記第1のPチャネルトランジスタのドレイン及びゲートと低電位側電源端子との間に接続される第1のコンデンサと、ゲートが前記ドレインに接続される第1のNチャネルトランジスタと、前記インバータの前記出力と前記第1のNチャネルトランジスタのドレインとの間に接続される第2のコンデンサと、ドレインが前記第1のNチャネルトランジスタのソースに接続されソースが前記低電位側電源端子に接続される第2のNチャネルトランジスタと、ゲートが前記第1のNチャネルトランジスタの前記ドレインに接続されソースが前記低電位側電源端子に接続される第3のNチャネルトランジスタと、を有するスタートアップ回路と、定電流を折返して基準電圧を発生するカレントミラー回路を有する基準電圧源回路と、パワーダウン状態のとき前記パワーダウン信号により前記カレントミラー回路を動作停止させるとともに前記第1のNチャネルトランジスタの前記ゲート及び前記第3のNチャネルトランジスタの前記ゲートを前記低電位側電源端子に短絡させるリセット回路と、を備えるバイアス回路であって、前記パワーダウン状態が解除されるとき、前記第3のNチャネルトランジスタのドレイン電流により前記カレントミラー回路がトリガされて前記基準電圧源回路が起動する前に前記第2のNチャネルトランジスタがオフ状態となり、前記起動後に前記第2のNチャネルトランジスタがオン状態となることを特徴とする。
【0012】
また、パワーダウン信号が与えられるインバータと、ソースが前記インバータの出力に接続される第1のPチャネルトランジスタと、前記第1のPチャネルトランジスタのドレイン及びゲートと低電位側電源端子との間に接続される第1のコンデンサと、ゲートが前記ドレインに接続されソースが前記低電位側電源端子に接続される第1のNチャネルトランジスタと、ソースが前記第1のNチャネルトランジスタのドレインに接続される第2のNチャネルトランジスタと、前記インバータの前記出力と前記第2のNチャネルトランジスタのドレインとの間に接続される第2のコンデンサと、ゲートが前記第2のNチャネルトランジスタの前記ドレインに接続されソースが前記低電位側電源端子に接続される第3のNチャネルトランジスタと、を有するスタートアップ回路と、定電流を折返して基準電圧を発生するカレントミラー回路を有する基準電圧源回路と、パワーダウン状態のとき前記パワーダウン信号により前記カレントミラー回路を動作停止させるとともに前記第1のNチャネルトランジスタの前記ゲート及び前記第3のNチャネルトランジスタの前記ゲートを前記低電位側電源端子に短絡させるリセット回路と、を備えるバイアス回路であって、前記パワーダウン状態が解除されるとき、前記第3のNチャネルトランジスタのドレイン電流により前記カレントミラー回路がトリガされて前記基準電圧源回路が起動する前に前記第2のNチャネルトランジスタがオフ状態となり、前記起動後に前記第2のNチャネルトランジスタがオン状態となることを特徴とする。
【0013】
さらに、本発明の電源装置は、第1の電源の電源電圧のレベルシフト電圧を発生する第1のトランジスタと、前記レベルシフト電圧を保持する第1のコンデンサと、一端に前記電源電圧が与えられる第2のコンデンサと、第2のトランジスタと、ゲートに前記レベルシフト電圧が与えられソースドレイン路が前記第2のトランジスタのソースドレイン路を介して前記第2のコンデンサの他端と第2の電源との間に接続される第3のトランジスタと、ゲートに前記第2のコンデンサの前記他端の電圧が与えられて起動信号を出力する第4のトランジスタと、を有するスタートアップ回路と、前記起動信号によりトリガされ定電流を折返して基準電圧を発生するカレントミラー回路を有し前記第2のトランジスタを制御する基準電圧源回路と、を含むバイアス回路と、ゲートに前記基準電圧が与えられ電流源となって所定のバイアス電流を供給するトランジスタを含む電源回路と、を備えることを特徴とする。
【0014】
また、パワーダウン信号が与えられるインバータと、前記インバータの出力電圧のレベルシフト電圧を発生する第1のトランジスタと、前記レベルシフト電圧を保持する第1のコンデンサと、一端に前記出力電圧が与えられる第2のコンデンサと、第2のトランジスタと、ゲートに前記レベルシフト電圧が与えられソースドレイン路が前記第2のトランジスタのソースドレイン路を介して前記第2のコンデンサの他端と電源との間に接続される第3のトランジスタと、ゲートに前記第2のコンデンサの前記他端の電圧が与えられて起動信号を出力する第4のトランジスタと、を有するスタートアップ回路と、前記起動信号によりトリガされ定電流を折返して基準電圧を発生するカレントミラー回路を有し前記第2のトランジスタを制御する基準電圧源回路と、パワーダウン状態のとき前記パワーダウン信号により前記カレントミラー回路を動作停止させるとともに前記第3のトランジスタの前記ゲート及び前記第4のトランジスタの前記ゲートを前記電源に短絡させるリセット回路と、を含むバイアス回路と、ゲートに前記基準電圧が与えられ電流源となって所定のバイアス電流を供給するトランジスタを含む電源回路と、を備えることを特徴とする。
【0015】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図1は、本発明の第1の実施の形態のバイアス回路の構成図である。図1に示すように、本発明の第1の実施の形態のバイアス回路は、スタートアップ回路1と、基準電圧源回路2と、高電位側電源端子3と、低電位側電源端子4と、出力端子5と、を備える。
【0016】
スタートアップ回路1は、PチャネルMOSトランジスタ6と、コンデンサ7と、コンデンサ8と、NチャネルMOSトランジスタ9と、NチャネルMOSトランジスタ10と、NチャネルMOSトランジスタ11と、を備える。
【0017】
PチャネルMOSトランジスタ6のソースが高電位側電源端子3に接続され、コンデンサ7がPチャネルMOSトランジスタ6の互いに接続されたドレイン及びゲートと低電位側電源端子4との間に接続される。
【0018】
NチャネルMOSトランジスタ9のゲートがPチャネルMOSトランジスタ6のドレインに接続される。
【0019】
コンデンサ8が高電位側電源端子3とNチャネルMOSトランジスタ9のドレインとの間に接続される。
【0020】
NチャネルMOSトランジスタ10のドレインがNチャネルMOSトランジスタ9のソースに接続され、NチャネルMOSトランジスタ10のソースが低電位側電源端子4に接続される。
【0021】
NチャネルMOSトランジスタ11のゲートがNチャネルMOSトランジスタ9のドレインに接続され、NチャネルMOSトランジスタ11のソースが低電位側電源端子4に接続される。
【0022】
また、基準電圧源回路2は、定電流を折返して出力端子5に基準電圧を発生するカレントミラー回路12aと、NチャネルMOSトランジスタ14と、NチャネルMOSトランジスタ15と、抵抗16と、を備える。
【0023】
カレントミラー回路12aはPチャネルMOSトランジスタ12及びPチャネルMOSトランジスタ13により構成される。
【0024】
PチャネルMOSトランジスタ12のソースが高電位側電源端子3に接続され、PチャネルMOSトランジスタ12のドレイン及びゲートが互いに接続される。
【0025】
PチャネルMOSトランジスタ12のゲートがスタートアップ回路1のNチャネルMOSトランジスタ11のドレインと出力端子5とに接続される。
【0026】
PチャネルMOSトランジスタ13のソースが高電位側電源端子3に接続され、PチャネルMOSトランジスタ13のゲートがPチャネルMOSトランジスタ12のゲートに接続される。
【0027】
NチャネルMOSトランジスタ14のドレインがPチャネルMOSトランジスタ12のドレインに接続される。
【0028】
抵抗16がNチャネルMOSトランジスタ14のソースと低電位側電源端子4との間に接続される。
【0029】
NチャネルMOSトランジスタ15のドレイン及びゲートが互いに接続され、NチャネルMOSトランジスタ15のドレインがPチャネルMOSトランジスタ13のドレインに接続される。
【0030】
NチャネルMOSトランジスタ15のソースが低電位側電源端子4に接続され、NチャネルMOSトランジスタ15のゲートがNチャネルMOSトランジスタ14のゲートとスタートアップ回路1のNチャネルMOSトランジスタ10のゲートに接続される。
【0031】
次に、動作について説明する。図2は、本発明の第1の実施の形態のバイアス回路の動作説明図である。
【0032】
図2に示すように、先ず時刻t0のとき、低電位側電源端子4の電源電圧V4を基準として高電位側電源端子3の電源電圧V3が投入され、所定の電源電圧VDD2に向けて上昇を開始し、コンデンサ8によりNチャネルMOSトランジスタ11のゲート電圧V2も上昇する。
【0033】
このとき、NチャネルMOSトランジスタ10とNチャネルMOSトランジスタ11は両方オフ状態である。
【0034】
次に時刻t0より後の時刻t1のとき、NチャネルMOSトランジスタ11のゲート電圧V2がNチャネルMOSトランジスタ11の閾値電圧VTH11に達すると、NチャネルMOSトランジスタ11がオンし、起動信号であるNチャネルMOSトランジスタ11のドレイン電流によりカレントミラー回路12aがトリガされ、瞬時にPチャネルMOSトランジスタ12及びPチャネルMOSトランジスタ13にドレイン電流が流れ、これによりNチャネルMOSトランジスタ15とNチャネルMOSトランジスタ14と抵抗16とにより生成される定電流が瞬時に立ち上がり、PチャネルMOSトランジスタ12のゲートソース間電圧が、基準電圧源回路2からの基準電圧として瞬時に出力端子5に出力される。
【0035】
なお、NチャネルMOSトランジスタ15の閾値電圧をVTH15とし、NチャネルMOSトランジスタ14の閾値電圧をVTH14とし、抵抗16の値をRとし、上記定電流の値をIとすれば、NチャネルMOSトランジスタ15のゲート電圧とNチャネルMOSトランジスタ14のゲート電圧とが等しいことから、
I=(VTH15−VTH14)÷Rの定電流が発生する。
【0036】
このとき、NチャネルMOSトランジスタ15のゲート電圧が印加されるのでNチャネルMOSトランジスタ10もオン状態となる。
【0037】
また、このころ高電位側電源端子3の電源電圧V3がPチャネルMOSトランジスタ6の閾値電圧VTH6に達するので、NチャネルMOSトランジスタ9のゲート電圧V1が上昇を開始する。
【0038】
次に時刻t1より後の時刻t2のとき、高電位側電源端子3の電源電圧V3がPチャネルMOSトランジスタ6の閾値電圧VTH6とNチャネルMOSトランジスタ9の閾値電圧VTH9との和に達すると、NチャネルMOSトランジスタ9がオンし、コンデンサ8の充電が開始され、NチャネルMOSトランジスタ9のオン抵抗とNチャネルMOSトランジスタ10のオン抵抗との和とコンデンサ8の容量との積の時定数を有する特性をもって、NチャネルMOSトランジスタ11のゲート電圧V2が低下して行く。
【0039】
次に時刻t2より後の時刻t3のとき、NチャネルMOSトランジスタ11のゲート電圧V2がNチャネルMOSトランジスタ11の閾値電圧VTH11に達すると、NチャネルMOSトランジスタ11がオフし、スタートアップ動作が完了する。
【0040】
次に時刻t3より後の時刻t4のとき、電源投入途中で一旦電源がオフされ、高電位側電源端子3の電源電圧V3が電源電圧VDD2より低い電圧VDD1となり、時刻t4より後の時刻t5のとき、高電位側電源端子3の電源電圧V3がNチャネルMOSトランジスタ11の閾値電圧VTH11より低い電圧VDD0まで低下すると、コンデンサ8によりNチャネルMOSトランジスタ11のゲート電圧V2が押し下げられ、NチャネルMOSトランジスタ9がオン状態であるためNチャネルMOSトランジスタ10のドレイン電圧が押し下げられ、NチャネルMOSトランジスタ10のソースとドレインとが入れ替わり、NチャネルMOSトランジスタ10のゲートにはNチャネルMOSトランジスタ10の閾値電圧VTH10付近の電圧が残留しているので、NチャネルMOSトランジスタ10が逆方向トランジスタとしてオンし、コンデンサ8が放電される。
【0041】
このとき、NチャネルMOSトランジスタ11のゲート電圧V2が電圧VDD0よりNチャネルMOSトランジスタ10の閾値電圧VTH10分低い電圧となる。
【0042】
なお、時刻t4から、コンデンサ7により、NチャネルMOSトランジスタ9のゲート電圧V1が電圧VDD1よりPチャネルMOSトランジスタ6の閾値電圧VTH6分低い電圧に保持される。
【0043】
次に時刻t5より後の時刻t6のとき、電源が再投入されると、高電位側電源端子3の電源電圧V3が再び所定の電源電圧VDD2に向けて上昇を開始するが、NチャネルMOSトランジスタ10が順方向トランジスタに戻り、NチャネルMOSトランジスタ10のゲート電圧がNチャネルMOSトランジスタ10の閾値電圧VTH10よりまだ低いためオフ状態となり、NチャネルMOSトランジスタ9がオン状態であるにもかかわらず、コンデンサ8によりNチャネルMOSトランジスタ11のゲート電圧V2が再び上昇する。
【0044】
次に時刻t6より後の時刻t7のとき、NチャネルMOSトランジスタ11のゲート電圧V2がNチャネルMOSトランジスタ11の閾値電圧VTH11に達すると、NチャネルMOSトランジスタ11がオンし、起動信号であるNチャネルMOSトランジスタ11のドレイン電流によりカレントミラー回路12aがトリガされ、瞬時にPチャネルMOSトランジスタ12及びPチャネルMOSトランジスタ13にドレイン電流が流れ、これによりNチャネルMOSトランジスタ15とNチャネルMOSトランジスタ14と抵抗16とにより生成される定電流が瞬時に立ち上がり、PチャネルMOSトランジスタ12のゲートソース間電圧が、基準電圧源回路2からの基準電圧として瞬時に出力端子5に出力される。
【0045】
このとき、NチャネルMOSトランジスタ15のゲート電圧が印加されるのでNチャネルMOSトランジスタ10もオン状態となってコンデンサ8の充電が開始され、NチャネルMOSトランジスタ9のオン抵抗とNチャネルMOSトランジスタ10のオン抵抗との和とコンデンサ8の容量との積の時定数を有する特性をもって、NチャネルMOSトランジスタ11のゲート電圧V2が低下する。
【0046】
次に時刻t7より後の時刻t8のとき、NチャネルMOSトランジスタ11のゲート電圧V2がNチャネルMOSトランジスタ11の閾値電圧VTH11に達すると、NチャネルMOSトランジスタ11がオフし、スタートアップ動作が完了する。
【0047】
また、通常の電源オフ時には高電位側電源端子3の電源電圧が低下し、コンデンサ7の保持電圧によりNチャネルMOSトランジスタ9がオンして、NチャネルMOSトランジスタ10もオン状態となっているので、コンデンサ8が放電され、コンデンサ7は図示されていないPチャネルMOSトランジスタ6のサブストレートから高電位側電源端子3に至る経路を介して放電され、初期状態に戻る。
【0048】
以上説明したように、本発明の第1の実施の形態のバイアス回路によれば、高電位側電源端子3の電源電圧のレベルシフト電圧を発生するPチャネルMOSトランジスタ6と、レベルシフト電圧を保持するコンデンサ7と、一端に高電位側電源端子3の電源電圧が与えられるコンデンサ8と、NチャネルMOSトランジスタ10と、ゲートにレベルシフト電圧が与えられソースドレイン路がNチャネルMOSトランジスタ10のソースドレイン路を介してコンデンサ8の他端と低電位側電源端子4との間に接続されるNチャネルMOSトランジスタ9と、ゲートにコンデンサ8の他端の電圧が与えられて起動信号を出力するNチャネルMOSトランジスタ11と、を有するスタートアップ回路1と、定電流を折返して基準電圧を発生するカレントミラー回路12aを有する基準電圧源回路2と、を備え、起動信号によりカレントミラー回路12aがトリガされて基準電圧源回路2が起動する前にNチャネルMOSトランジスタ10がオフ状態となり、起動後にNチャネルMOSトランジスタ10がオン状態となるように制御したので、電源投入直後に電源オフとされ再度電源投入されるようなときであっても、起動信号を出力して基準電圧源回路2の起動時間を短縮することができるという効果が得られる。
【0049】
次に、図3は、本発明の第2の実施の形態のバイアス回路の構成図である。図1に示す本発明の第1の実施の形態のバイアス回路の構成と図3に示す本発明の第2の実施の形態のバイアス回路の構成との相違部分は、図1に示すスタートアップ回路1をスタートアップ回路1aに変更した部分であり、具体的には、NチャネルMOSトランジスタ9をNチャネルMOSトランジスタ9aに変更し、NチャネルMOSトランジスタ10をNチャネルMOSトランジスタ10aに変更した部分のみである。したがって同一構成部分には同一符号を付して詳細説明を省略する。
【0050】
図3に示すように、本発明の第2の実施の形態のバイアス回路は、スタートアップ回路1aと、基準電圧源回路2と、高電位側電源端子3と、低電位側電源端子4と、出力端子5と、を備える。
【0051】
スタートアップ回路1aは、PチャネルMOSトランジスタ6と、コンデンサ7と、コンデンサ8と、NチャネルMOSトランジスタ9aと、NチャネルMOSトランジスタ10aと、NチャネルMOSトランジスタ11と、を備える。
【0052】
PチャネルMOSトランジスタ6のソースが高電位側電源端子3に接続され、コンデンサ7がPチャネルMOSトランジスタ6の互いに接続されたドレイン及びゲートと低電位側電源端子4との間に接続される。
【0053】
NチャネルMOSトランジスタ9aのゲートがPチャネルMOSトランジスタ6のドレインに接続され、NチャネルMOSトランジスタ9aのソースが低電位側電源端子4に接続される。
【0054】
NチャネルMOSトランジスタ10aのソースがNチャネルMOSトランジスタ9aのドレインに接続される。
【0055】
コンデンサ8が高電位側電源端子3とNチャネルMOSトランジスタ10aのドレインとの間に接続される。
【0056】
NチャネルMOSトランジスタ11のゲートがNチャネルMOSトランジスタ10aのドレインに接続され、NチャネルMOSトランジスタ11のソースが低電位側電源端子4に接続される。
【0057】
また、基準電圧源回路2は、定電流を折返して出力端子5に基準電圧を発生するカレントミラー回路12aと、NチャネルMOSトランジスタ14と、NチャネルMOSトランジスタ15と、抵抗16と、を備える。
【0058】
カレントミラー回路12aはPチャネルMOSトランジスタ12及びPチャネルMOSトランジスタ13により構成される。
【0059】
PチャネルMOSトランジスタ12のソースが高電位側電源端子3に接続され、PチャネルMOSトランジスタ12のドレイン及びゲートが互いに接続される。
【0060】
PチャネルMOSトランジスタ12のゲートがスタートアップ回路1aのNチャネルMOSトランジスタ11のドレインと出力端子5とに接続される。
【0061】
PチャネルMOSトランジスタ13のソースが高電位側電源端子3に接続され、PチャネルMOSトランジスタ13のゲートがPチャネルMOSトランジスタ12のゲートに接続される。
【0062】
NチャネルMOSトランジスタ14のドレインがPチャネルMOSトランジスタ12のドレインに接続される。
【0063】
抵抗16がNチャネルMOSトランジスタ14のソースと低電位側電源端子4との間に接続される。
【0064】
NチャネルMOSトランジスタ15のドレイン及びゲートが互いに接続され、NチャネルMOSトランジスタ15のドレインがPチャネルMOSトランジスタ13のドレインに接続される。
【0065】
NチャネルMOSトランジスタ15のソースが低電位側電源端子4に接続され、NチャネルMOSトランジスタ15のゲートがNチャネルMOSトランジスタ14のゲートとスタートアップ回路1aのNチャネルMOSトランジスタ10aのゲートに接続される。
【0066】
図1に示す本発明の第1の実施の形態のバイアス回路の構成においては、NチャネルMOSトランジスタ9のソースドレイン路とNチャネルMOSトランジスタ10のソースドレイン路とが直列接続されており、図3に示す本発明の第2の実施の形態のバイアス回路の構成においても、NチャネルMOSトランジスタ9aのソースドレイン路とNチャネルMOSトランジスタ10aのソースドレイン路とが直列接続されているので、図3に示す本発明の第2の実施の形態のバイアス回路の動作は、図1に示す本発明の第1の実施の形態のバイアス回路の動作と同様となる。
【0067】
したがって、図3に示す本発明の第2の実施の形態のバイアス回路によれば、図1に示す本発明の第1の実施の形態のバイアス回路と同様の効果が得られる。
【0068】
次に、図4は、本発明の第3の実施の形態のバイアス回路の構成図である。図1に示す本発明の第1の実施の形態のバイアス回路の構成と図4に示す本発明の第3の実施の形態のバイアス回路の構成との相違部分は、パワーダウン制御を可能とするために、図1に示すスタートアップ回路1をスタートアップ回路1bに変更し、パワーダウン信号入力端子17と、リセット回路20と、リセット回路22と、を追加した部分であり、スタートアップ回路1bについて具体的には、CMOSインバータ18及びCMOSインバータ19を追加し、PチャネルMOSトランジスタ6及びコンデンサ8をCMOSインバータ19の出力に接続するように変更した部分のみである。したがって同一構成部分には同一符号を付して詳細説明を省略する。
【0069】
図4に示すように、本発明の第3の実施の形態のバイアス回路26は、スタートアップ回路1bと、基準電圧源回路2と、高電位側電源端子3と、低電位側電源端子4と、出力端子5と、パワーダウン信号入力端子17と、リセット回路20と、リセット回路22と、を備える。
【0070】
スタートアップ回路1bは、PチャネルMOSトランジスタ6と、コンデンサ7と、コンデンサ8と、NチャネルMOSトランジスタ9と、NチャネルMOSトランジスタ10と、NチャネルMOSトランジスタ11と、CMOSインバータ18と、CMOSインバータ19と、を備える。
【0071】
CMOSインバータ18の入力にはパワーダウン信号入力端子17からパワーダウン信号が与えられる。
【0072】
CMOSインバータ18の出力にCMOSインバータ19の入力が接続される。
【0073】
PチャネルMOSトランジスタ6のソースがCMOSインバータ19の出力に接続される。
【0074】
コンデンサ7がPチャネルMOSトランジスタ6の互いに接続されたドレイン及びゲートと低電位側電源端子4との間に接続される。
【0075】
NチャネルMOSトランジスタ9のゲートがPチャネルMOSトランジスタ6のドレインに接続される。
【0076】
コンデンサ8がCMOSインバータ19の出力とNチャネルMOSトランジスタ9のドレインとの間に接続される。
【0077】
NチャネルMOSトランジスタ10のドレインがNチャネルMOSトランジスタ9のソースに接続され、NチャネルMOSトランジスタ10のソースが低電位側電源端子4に接続される。
【0078】
NチャネルMOSトランジスタ11のゲートがNチャネルMOSトランジスタ9のドレインに接続され、NチャネルMOSトランジスタ11のソースが低電位側電源端子4に接続される。
【0079】
また、基準電圧源回路2は、定電流を折返して出力端子5に基準電圧を発生するカレントミラー回路12aと、NチャネルMOSトランジスタ14と、NチャネルMOSトランジスタ15と、抵抗16と、を備える。
【0080】
カレントミラー回路12aはPチャネルMOSトランジスタ12及びPチャネルMOSトランジスタ13により構成される。
【0081】
PチャネルMOSトランジスタ12のソースが高電位側電源端子3に接続され、PチャネルMOSトランジスタ12のドレイン及びゲートが互いに接続される。
【0082】
PチャネルMOSトランジスタ12のゲートがスタートアップ回路1bのNチャネルMOSトランジスタ11のドレインと出力端子5とに接続される。
【0083】
PチャネルMOSトランジスタ13のソースが高電位側電源端子3に接続され、PチャネルMOSトランジスタ13のゲートがPチャネルMOSトランジスタ12のゲートに接続される。
【0084】
NチャネルMOSトランジスタ14のドレインがPチャネルMOSトランジスタ12のドレインに接続される。
【0085】
抵抗16がNチャネルMOSトランジスタ14のソースと低電位側電源端子4との間に接続される。
【0086】
NチャネルMOSトランジスタ15のドレイン及びゲートが互いに接続され、NチャネルMOSトランジスタ15のドレインがPチャネルMOSトランジスタ13のドレインに接続される。
【0087】
NチャネルMOSトランジスタ15のソースが低電位側電源端子4に接続され、NチャネルMOSトランジスタ15のゲートがNチャネルMOSトランジスタ14のゲートとスタートアップ回路1bのNチャネルMOSトランジスタ10のゲートに接続される。
【0088】
また、リセット回路20は、PチャネルMOSトランジスタ21を備え、PチャネルMOSトランジスタ21のソースが高電位側電源端子3に接続され、PチャネルMOSトランジスタ21のゲートがCMOSインバータ19の出力に接続され、PチャネルMOSトランジスタ21のドレインがPチャネルMOSトランジスタ12のゲートに接続される。
【0089】
また、リセット回路22は、NチャネルMOSトランジスタ23と、NチャネルMOSトランジスタ24と、NチャネルMOSトランジスタ25と、を備え、NチャネルMOSトランジスタ23のソースが低電位側電源端子4に接続され、NチャネルMOSトランジスタ23のゲートがCMOSインバータ18の出力に接続され、NチャネルMOSトランジスタ23のドレインがNチャネルMOSトランジスタ9のゲートに接続され、NチャネルMOSトランジスタ24のソースが低電位側電源端子4に接続され、NチャネルMOSトランジスタ24のゲートがCMOSインバータ18の出力に接続され、NチャネルMOSトランジスタ24のドレインがNチャネルMOSトランジスタ11のゲートに接続され、NチャネルMOSトランジスタ25のソースが低電位側電源端子4に接続され、NチャネルMOSトランジスタ25のゲートがCMOSインバータ18の出力に接続され、NチャネルMOSトランジスタ25のドレインがNチャネルMOSトランジスタ15のゲートに接続される。
【0090】
なお、CMOSインバータ18及びCMOSインバータ19の電源は、図示されていないが、高電位側電源端子3及び低電位側電源端子4から供給される。
【0091】
次に、動作を説明する。ここで、パワーダウン状態とは、高電位側電源端子3及び低電位側電源端子4の電源電圧が投入されている状態において、出力端子5からの基準電圧出力のみを停止する状態をいう。
【0092】
先ず、高電位側電源端子3及び低電位側電源端子4の電源電圧が投入されているパワーダウン状態のとき、外部からパワーダウン信号入力端子17が論理Lレベルに固定されているので、CMOSインバータ18の出力が論理Hレベルとなり、CMOSインバータ19の出力が論理Lレベルとなる。
【0093】
したがって、リセット回路20のPチャネルMOSトランジスタ21がオンされてPチャネルMOSトランジスタ12のゲートが高電位側電源端子3に短絡され、同時に、リセット回路22のNチャネルMOSトランジスタ23がオンされてNチャネルMOSトランジスタ9のゲートが低電位側電源端子4に短絡され、NチャネルMOSトランジスタ24がオンされてNチャネルMOSトランジスタ11のゲートが低電位側電源端子4に短絡され、NチャネルMOSトランジスタ25がオンされてNチャネルMOSトランジスタ15のゲートが低電位側電源端子4に短絡される。
【0094】
これにより、カレントミラー回路12aが安定して動作停止し、出力端子5からの基準電圧出力が停止される。
【0095】
次に、高電位側電源端子3及び低電位側電源端子4の電源電圧が投入されている状態でパワーダウン状態が解除されると、外部からのパワーダウン信号が論理Hレベルに固定されるので、CMOSインバータ18の出力が論理Lレベルとなり、CMOSインバータ19の出力が論理Hレベルとなる。
【0096】
したがって、CMOSインバータ19の論理Hレベルの出力電圧が、高電位側電源端子3の電源電圧と同程度の電圧となり、リセット回路20のPチャネルMOSトランジスタ21がオフ状態となり、リセット回路22のNチャネルMOSトランジスタ23、NチャネルMOSトランジスタ24及びNチャネルMOSトランジスタ25も全てオフ状態となるので、図1に示す本発明の第1の実施の形態のバイアス回路のスタートアップ動作と同様の動作が行われることになる。
【0097】
以上は、高電位側電源端子3及び低電位側電源端子4の電源電圧が投入されている状態における動作であるが、一方、パワーダウン信号入力端子17が論理Lレベルに固定されている状態において高電位側電源端子3及び低電位側電源端子4の電源電圧が投入されるときには、高電位側電源端子3の電源電圧が上昇してもCMOSインバータ19の出力電圧が低電位側電源端子4の電源電圧と同程度の電圧となるので、スタートアップ動作せずにそのままパワーダウン状態となり、また、パワーダウン信号入力端子17が論理Hレベルに固定されている状態において高電位側電源端子3及び低電位側電源端子4の電源電圧が投入されるときには、高電位側電源端子3の電源電圧上昇にともなってCMOSインバータ19の出力電圧として高電位側電源端子3の電源電圧と同程度の電圧が立ち上がるため、結局、図1に示す本発明の第1の実施の形態のバイアス回路のスタートアップ動作と同様の動作が行われることになる。
【0098】
以上説明したように、本発明の第3の実施の形態のバイアス回路によれば、パワーダウン信号が与えられるCMOSインバータ18及びCMOSインバータ19と、CMOSインバータ19の出力電圧のレベルシフト電圧を発生するPチャネルMOSトランジスタ6と、レベルシフト電圧を保持するコンデンサ7と、一端にCMOSインバータ19の出力電圧が与えられるコンデンサ8と、NチャネルMOSトランジスタ10と、ゲートにレベルシフト電圧が与えられソースドレイン路がNチャネルMOSトランジスタ10のソースドレイン路を介してコンデンサ8の他端と低電位側電源端子4との間に接続されるNチャネルMOSトランジスタ9と、ゲートにコンデンサ8の他端の電圧が与えられて起動信号を出力するNチャネルMOSトランジスタ11と、を有するスタートアップ回路1bと、定電流を折返して基準電圧を発生するカレントミラー回路12aを有する基準電圧源回路2と、パワーダウン状態のときパワーダウン信号によりカレントミラー回路12aを動作停止させるリセット回路20と、NチャネルMOSトランジスタ9のゲート及びNチャネルMOSトランジスタ11のゲートを低電位側電源端子4に短絡させるリセット回路22と、を備え、パワーダウン状態が解除されるとき、起動信号によりカレントミラー回路12aがトリガされて基準電圧源回路2が起動する前にNチャネルMOSトランジスタ10がオフ状態となり、起動後にNチャネルMOSトランジスタ10がオン状態となるように制御したので、電源投入直後に電源オフとされ再度電源投入されるようなときであっても、起動信号を出力して基準電圧源回路2の起動時間を短縮することができるとともに、安定したパワーダウン制御を行うことができるという効果が得られる。
【0099】
次に、図5は、本発明の第4の実施の形態のバイアス回路の構成図である。図4に示す本発明の第3の実施の形態のバイアス回路の構成と図5に示す本発明の第4の実施の形態のバイアス回路の構成との相違部分は、図4に示すスタートアップ回路1bをスタートアップ回路1cに変更した部分であり、具体的には、図3に示す本発明の第2の実施の形態のバイアス回路の構成と同様に、NチャネルMOSトランジスタ9をNチャネルMOSトランジスタ9aに変更し、NチャネルMOSトランジスタ10をNチャネルMOSトランジスタ10aに変更した部分のみである。したがって同一構成部分には同一符号を付して詳細説明を省略する。
【0100】
図5に示すように、本発明の第4の実施の形態のバイアス回路は、スタートアップ回路1cと、基準電圧源回路2と、高電位側電源端子3と、低電位側電源端子4と、出力端子5と、パワーダウン信号入力端子17と、リセット回路20と、リセット回路22と、を備える。
【0101】
スタートアップ回路1cは、PチャネルMOSトランジスタ6と、コンデンサ7と、コンデンサ8と、NチャネルMOSトランジスタ9aと、NチャネルMOSトランジスタ10aと、NチャネルMOSトランジスタ11と、CMOSインバータ18と、CMOSインバータ19と、を備える。
【0102】
CMOSインバータ18の入力にはパワーダウン信号入力端子17からパワーダウン信号が与えられる。
【0103】
CMOSインバータ18の出力にCMOSインバータ19の入力が接続される。
【0104】
PチャネルMOSトランジスタ6のソースがCMOSインバータ19の出力に接続される。
【0105】
コンデンサ7がPチャネルMOSトランジスタ6の互いに接続されたドレイン及びゲートと低電位側電源端子4との間に接続される。
【0106】
NチャネルMOSトランジスタ9aのゲートがPチャネルMOSトランジスタ6のドレインに接続され、NチャネルMOSトランジスタ9aのソースが低電位側電源端子4に接続される。
【0107】
NチャネルMOSトランジスタ10aのソースがNチャネルMOSトランジスタ9aのドレインに接続される。
【0108】
コンデンサ8がCMOSインバータ19の出力とNチャネルMOSトランジスタ10aのドレインとの間に接続される。
【0109】
NチャネルMOSトランジスタ11のゲートがNチャネルMOSトランジスタ10aのドレインに接続され、NチャネルMOSトランジスタ11のソースが低電位側電源端子4に接続される。
【0110】
また、基準電圧源回路2は、定電流を折返して出力端子5に基準電圧を発生するカレントミラー回路12aと、NチャネルMOSトランジスタ14と、NチャネルMOSトランジスタ15と、抵抗16と、を備える。
【0111】
カレントミラー回路12aはPチャネルMOSトランジスタ12及びPチャネルMOSトランジスタ13により構成される。
【0112】
PチャネルMOSトランジスタ12のソースが高電位側電源端子3に接続され、PチャネルMOSトランジスタ12のドレイン及びゲートが互いに接続される。
【0113】
PチャネルMOSトランジスタ12のゲートがスタートアップ回路1cのNチャネルMOSトランジスタ11のドレインと出力端子5とに接続される。
【0114】
PチャネルMOSトランジスタ13のソースが高電位側電源端子3に接続され、PチャネルMOSトランジスタ13のゲートがPチャネルMOSトランジスタ12のゲートに接続される。
【0115】
NチャネルMOSトランジスタ14のドレインがPチャネルMOSトランジスタ12のドレインに接続される。
【0116】
抵抗16がNチャネルMOSトランジスタ14のソースと低電位側電源端子4との間に接続される。
【0117】
NチャネルMOSトランジスタ15のドレイン及びゲートが互いに接続され、NチャネルMOSトランジスタ15のドレインがPチャネルMOSトランジスタ13のドレインに接続される。
【0118】
NチャネルMOSトランジスタ15のソースが低電位側電源端子4に接続され、NチャネルMOSトランジスタ15のゲートがNチャネルMOSトランジスタ14のゲートとスタートアップ回路1cのNチャネルMOSトランジスタ10aのゲートに接続される。
【0119】
また、リセット回路20は、PチャネルMOSトランジスタ21を備え、PチャネルMOSトランジスタ21のソースが高電位側電源端子3に接続され、PチャネルMOSトランジスタ21のゲートがCMOSインバータ19の出力に接続され、PチャネルMOSトランジスタ21のドレインがPチャネルMOSトランジスタ12のゲートに接続される。
【0120】
また、リセット回路22は、NチャネルMOSトランジスタ23と、NチャネルMOSトランジスタ24と、NチャネルMOSトランジスタ25と、を備え、NチャネルMOSトランジスタ23のソースが低電位側電源端子4に接続され、NチャネルMOSトランジスタ23のゲートがCMOSインバータ18の出力に接続され、NチャネルMOSトランジスタ23のドレインがNチャネルMOSトランジスタ9aのゲートに接続され、NチャネルMOSトランジスタ24のソースが低電位側電源端子4に接続され、NチャネルMOSトランジスタ24のゲートがCMOSインバータ18の出力に接続され、NチャネルMOSトランジスタ24のドレインがNチャネルMOSトランジスタ11のゲートに接続され、NチャネルMOSトランジスタ25のソースが低電位側電源端子4に接続され、NチャネルMOSトランジスタ25のゲートがCMOSインバータ18の出力に接続され、NチャネルMOSトランジスタ25のドレインがNチャネルMOSトランジスタ15のゲートに接続される。
【0121】
図4に示す本発明の第3の実施の形態のバイアス回路の構成においては、NチャネルMOSトランジスタ9のソースドレイン路とNチャネルMOSトランジスタ10のソースドレイン路とが直列接続されており、図5に示す本発明の第4の実施の形態のバイアス回路の構成においても、NチャネルMOSトランジスタ9aのソースドレイン路とNチャネルMOSトランジスタ10aのソースドレイン路とが直列接続されているので、図5に示す本発明の第4の実施の形態のバイアス回路の動作は、図4に示す本発明の第3の実施の形態のバイアス回路の動作と同様となる。
【0122】
したがって、図5に示す本発明の第4の実施の形態のバイアス回路によれば、図4に示す本発明の第3の実施の形態のバイアス回路と同様の効果が得られる。
【0123】
次に、図6は、本発明の第5の実施の形態の電源装置の構成図である。図6に示すように、本発明の第5の実施の形態の電源装置は、図4に示す本発明の第3の実施の形態のバイアス回路26と、電源回路としてのバンドギャップリファレンス回路27と、高電位側電源端子28と、低電位側電源端子29と、パワーダウン制御端子30と、出力端子31と、を備える。なお、図4に示す本発明の第3の実施の形態のバイアス回路26と図6に示す本発明の第5の実施の形態の電源装置との同一構成部分には同一符号を付して詳細説明を省略する。
【0124】
バンドギャップリファレンス回路27は、PチャネルMOSトランジスタ32と、PチャネルMOSトランジスタ33と、PチャネルMOSトランジスタ34と、NチャネルMOSトランジスタ35と、NチャネルMOSトランジスタ36と、PチャネルMOSトランジスタ37と、NチャネルMOSトランジスタ38と、抵抗39と、コンデンサ40と、抵抗41と、NPNトランジスタ42と、抵抗43と、NPNトランジスタ44と、抵抗45と、を備える。
【0125】
バイアス回路26のパワーダウン信号入力端子17がパワーダウン制御端子30に接続され、バイアス回路26の高電位側電源端子3が高電位側電源端子28に接続され、バイアス回路26の低電位側電源端子4が低電位側電源端子29に接続され、バイアス回路26の出力端子5がPチャネルMOSトランジスタ32のゲートとPチャネルMOSトランジスタ37のゲートとに接続される。
【0126】
バイアス回路26の出力端子5から基準電圧が供給されることにより、PチャネルMOSトランジスタ32及びPチャネルMOSトランジスタ37が、それぞれ、所定のバイアス電流を供給する定電流源として動作する。
【0127】
PチャネルMOSトランジスタ32のソースが高電位側電源端子28に接続され、PチャネルMOSトランジスタ32のドレインがPチャネルMOSトランジスタ33のソースとPチャネルMOSトランジスタ34のソースとに接続される。
【0128】
NチャネルMOSトランジスタ35のドレインとゲートとが互いに接続され、NチャネルMOSトランジスタ35のドレインがPチャネルMOSトランジスタ33のドレインに接続され、NチャネルMOSトランジスタ35のソースが低電位側電源端子29に接続される。
【0129】
NチャネルMOSトランジスタ36のドレインがPチャネルMOSトランジスタ34のドレインに接続され、NチャネルMOSトランジスタ36のゲートがNチャネルMOSトランジスタ35のゲートに接続され、NチャネルMOSトランジスタ36のソースが低電位側電源端子29に接続される。
【0130】
PチャネルMOSトランジスタ37のソースが高電位側電源端子28に接続され、NチャネルMOSトランジスタ38のドレインがPチャネルMOSトランジスタ37のドレインと出力端子31とに接続され、NチャネルMOSトランジスタ38のゲートがPチャネルMOSトランジスタ34のドレインに接続され、NチャネルMOSトランジスタ38のソースが低電位側電源端子29に接続される。
【0131】
位相補償用として、NチャネルMOSトランジスタ38のドレインとNチャネルMOSトランジスタ38のゲートとの間に、抵抗39とコンデンサ40とが直列に接続される。
【0132】
NPNトランジスタ42のエミッタが低電位側電源端子29に接続され、NPNトランジスタ42のコレクタとベースとが互いに接続され、NPNトランジスタ42のコレクタが抵抗41の一端に接続され、抵抗41の他端がNチャネルMOSトランジスタ38のドレインに接続される。
【0133】
NPNトランジスタ44のエミッタが低電位側電源端子29に接続され、NPNトランジスタ44のコレクタとベースとが互いに接続され、NPNトランジスタ44のコレクタが抵抗45の一端に接続され、抵抗45の他端が抵抗43の一端に接続され、抵抗43の他端がNチャネルMOSトランジスタ38のドレインに接続される。
【0134】
PチャネルMOSトランジスタ33及びPチャネルMOSトランジスタ34からなる差動対の非反転入力端としてのPチャネルMOSトランジスタ34のゲートがNPNトランジスタ42のコレクタに接続され、反転入力端としてのPチャネルMOSトランジスタ33のゲートが抵抗43及び抵抗45の接続点に接続される。
【0135】
次に、高電位側電源端子28及び低電位側電源端子29の電源電圧が投入され、バイアス回路26から所定の基準電圧が出力端子5に出力された定常状態におけるバンドギャップリファレンス回路27の動作を説明する。
【0136】
なお、NPNトランジスタ42及びNPNトランジスタ44の直流電流増幅率hFEが十分大きいとして各ベース電流を無視し、PチャネルMOSトランジスタ34のゲート電圧を非反転入力電圧VG34とし、PチャネルMOSトランジスタ33のゲート電圧を反転入力電圧VG33とし、NPNトランジスタ42のコレクタ電流をIC42とし、NPNトランジスタ42のベースエミッタ間電圧をVBE42とし、NPNトランジスタ42のエミッタ接合面積を1とし、NPNトランジスタ44のコレクタ電流をIC44とし、NPNトランジスタ44のベースエミッタ間電圧をVBE44とし、NPNトランジスタ44のエミッタ接合面積をnとし、抵抗41の値をR41とし、抵抗43の値をR43とし、抵抗45の値をR45とし、NチャネルMOSトランジスタ38のドレイン電圧をVD38とする。
【0137】
定常状態のときVG34=VG33であるから、VBE42=VBE44+R45×IC44、及び、VD38=VBE44+(R43+R45)×IC44の関係が成立し、これより、VD38=VBE42+(R43÷R45)×(VBE42−VBE44)の関係が得られ、エミッタ接合の逆方向飽和電流が接合面積に比例すること、及び、R41×IC42=R43×IC44の関係より、熱電圧をVTとして、VD38=VBE42+(R43÷R45)×VT×ln(n×R43÷R41)の関係が得られる。
【0138】
したがって、出力端子31からバンドギャップリファレンス電圧VD38が出力される。
【0139】
次に、バイアス回路26を含めた動作を説明する。先ず、高電位側電源端子28及び低電位側電源端子29の電源電圧が投入されているパワーダウン状態のとき、外部からパワーダウン制御端子30が論理Lレベルに固定されているので、出力端子5からの基準電圧出力が停止され、PチャネルMOSトランジスタ32及びPチャネルMOSトランジスタ37がオフ状態となり、出力端子31からのバンドギャップリファレンス電圧VD38がオフされる。
【0140】
このとき、バンドギャップリファレンス回路27における全てのバイアス電流が遮断されるので、バンドギャップリファレンス回路27の消費電力が0となる。
【0141】
次に、高電位側電源端子28及び低電位側電源端子29の電源電圧が投入されている状態でパワーダウン状態が解除されると、外部からパワーダウン制御端子30が論理Hレベルに固定されるので、バイアス回路26がスタートアップ動作を行い、出力端子5から瞬時に基準電圧出力が出力され、PチャネルMOSトランジスタ32及びPチャネルMOSトランジスタ37が瞬時にオンし、出力端子31から瞬時にバンドギャップリファレンス電圧VD38が出力される。
【0142】
一方、パワーダウン制御端子30が論理Lレベルに固定されている状態において高電位側電源端子28及び低電位側電源端子29の電源電圧が投入されるときには、バイアス回路26がスタートアップ動作せずにそのままバンドギャップリファレンス回路27がパワーダウン状態となる。
【0143】
また、パワーダウン制御端子30が論理Hレベルに固定されている状態において高電位側電源端子28及び低電位側電源端子29の電源電圧が投入されるときにも、バイアス回路26がスタートアップ動作を行い、出力端子5から瞬時に基準電圧出力が出力され、PチャネルMOSトランジスタ32及びPチャネルMOSトランジスタ37が瞬時にオンし、出力端子31から瞬時にバンドギャップリファレンス電圧VD38が出力される。
【0144】
以上説明したように、本発明の第5の実施の形態の電源装置によれば、パワーダウン信号が与えられるCMOSインバータ18及びCMOSインバータ19と、CMOSインバータ19の出力電圧のレベルシフト電圧を発生するPチャネルMOSトランジスタ6と、レベルシフト電圧を保持するコンデンサ7と、一端にCMOSインバータ19の出力電圧が与えられるコンデンサ8と、NチャネルMOSトランジスタ10と、ゲートにレベルシフト電圧が与えられソースドレイン路がNチャネルMOSトランジスタ10のソースドレイン路を介してコンデンサ8の他端と低電位側電源端子4との間に接続されるNチャネルMOSトランジスタ9と、ゲートにコンデンサ8の他端の電圧が与えられて起動信号を出力するNチャネルMOSトランジスタ11と、を有するスタートアップ回路1bと、定電流を折返して基準電圧を発生するカレントミラー回路12aを有する基準電圧源回路2と、パワーダウン状態のときパワーダウン信号によりカレントミラー回路12aを動作停止させるリセット回路20と、NチャネルMOSトランジスタ9のゲート及びNチャネルMOSトランジスタ11のゲートを低電位側電源端子4に短絡させるリセット回路22と、を含み、パワーダウン状態が解除されるとき、起動信号によりカレントミラー回路12aがトリガされて基準電圧源回路2が起動する前にNチャネルMOSトランジスタ10がオフ状態となり、起動後にNチャネルMOSトランジスタ10がオン状態となるように制御されるバイアス回路26と、ゲートに基準電圧が与えられ電流源となって所定のバイアス電流を供給するPチャネルMOSトランジスタ32及びPチャネルMOSトランジスタ37を含むバンドギャップリファレンス回路27と、を備えるようにしたので、電源投入直後に電源オフとされ再度電源投入されるようなときであっても、起動時間が短縮されるとともに、安定したパワーダウン制御を行うことができる電源装置を実現することができるという効果が得られる。
【0145】
なお、図6に示す本発明の第5の実施の形態の電源装置は、図4に示す本発明の第3の実施の形態のバイアス回路26を備えるが、本発明の第6の実施の形態の電源装置として、バイアス回路26に代えて図5に示す本発明の第4の実施の形態のバイアス回路を備えるようにしてもよいし、パワーダウン制御が不要であれば、本発明の第7の実施の形態の電源装置として、バイアス回路26に代えて図1に示す本発明の第1の実施の形態のバイアス回路、或いは図3に示す本発明の第2の実施の形態のバイアス回路を備えるようにしてもよい。
【0146】
また、図6に示す本発明の第5の実施の形態の電源装置におけるバンドギャップリファレンス回路27は、NPNトランジスタ42及びNPNトランジスタ44を備えるが、ダイオードに置き換えることができる。
【0147】
また、図6に示す本発明の第5の実施の形態の電源装置は、電源回路としてバンドギャップリファレンス回路27を備えるが、バンドギャップリファレンス回路に限定されることはなく、電流源となって所定のバイアス電流を供給するトランジスタを含む電源回路であれば、何れにも置き換えることができ、同様の効果が得られる。
【0148】
【発明の効果】
本発明による効果は、電源投入直後に電源オフとされ再度電源投入されるようなときであっても、起動信号を出力して基準電圧源回路の起動時間を短縮することができるバイアス回路、及び、そのバイアス回路を備える電源装置を実現できることである。
【0149】
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態のバイアス回路の構成図である。
【図2】本発明の第1の実施の形態のバイアス回路の動作説明図である。
【図3】本発明の第2の実施の形態のバイアス回路の構成図である。
【図4】本発明の第3の実施の形態のバイアス回路の構成図である。
【図5】本発明の第4の実施の形態のバイアス回路の構成図である。
【図6】本発明の第5の実施の形態の電源装置の構成図である。
【図7】従来例のバイアス回路の構成図である。
【符号の説明】
1、1a、1b、1c、101 スタートアップ回路
2、102 基準電圧源回路
3、103 高電位側電源端子
4、104 低電位側電源端子
5、105 出力端子
6、106 PチャネルMOSトランジスタ
7、107 コンデンサ
8、108 コンデンサ
9、9a、109 NチャネルMOSトランジスタ
10、10a NチャネルMOSトランジスタ
11、111 NチャネルMOSトランジスタ
12、112 PチャネルMOSトランジスタ
12a、112a カレントミラー回路
13、113 PチャネルMOSトランジスタ
14、114 NチャネルMOSトランジスタ
15、115 NチャネルMOSトランジスタ
16、116 抵抗
17 パワーダウン信号入力端子
18 CMOSインバータ
19 CMOSインバータ
20 リセット回路
21 PチャネルMOSトランジスタ
22 リセット回路
23 NチャネルMOSトランジスタ
24 NチャネルMOSトランジスタ
25 NチャネルMOSトランジスタ
26 バイアス回路
27 バンドギャップリファレンス回路
28 高電位側電源端子
29 低電位側電源端子
30 パワーダウン制御端子
31 出力端子
32 PチャネルMOSトランジスタ
33 PチャネルMOSトランジスタ
34 PチャネルMOSトランジスタ
35 NチャネルMOSトランジスタ
36 NチャネルMOSトランジスタ
37 PチャネルMOSトランジスタ
38 NチャネルMOSトランジスタ
39 抵抗
40 コンデンサ
41 抵抗
42 NPNトランジスタ
43 抵抗
44 NPNトランジスタ
45 抵抗[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a bias circuit and a power supply device, and more particularly to a bias circuit including a startup circuit when power is turned on, and a power supply device including the bias circuit.
[0002]
[Prior art]
A bias circuit that supplies a predetermined bias required for operation to a power supply device, etc., is activated to shorten the activation time of the reference voltage source circuit that generates a reference voltage based on the power supply voltage and the reference voltage source circuit when the power is turned on. And a start-up circuit for outputting a signal.
[0003]
Specifically, as shown in FIG. 7, the conventional bias circuit includes a startup circuit 101, a reference voltage source circuit 102, a high potential side power supply terminal 103, a low potential side power supply terminal 104, and an output terminal 105. The start-up circuit 101 includes a P-channel MOS transistor 106 that generates a level shift voltage of the power supply voltage of the high potential side power supply terminal 103, a capacitor 107 that holds the level shift voltage, and a high potential side power supply terminal at one end. A
[0004]
Immediately after the power supply voltage of the high potential side power supply terminal 103 is turned on with the power supply voltage of the low potential side power supply terminal 104 as a reference, the gate voltage of the N channel MOS transistor 111 rises by the
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional bias circuit shown in FIG. 7, the power supply is turned off immediately after the high potential power supply terminal 103 is turned on with the power supply voltage of the low potential power supply terminal 104 as a reference, and the high potential power supply terminal 103 is halfway. When the power supply is turned on again when the power supply voltage of the power supply voltage is reduced, the power supply voltage of the high potential side power supply terminal 103 may rise while the N-channel MOS transistor 109 remains on due to the retained voltage of the capacitor 107. At this time, since the N-channel MOS transistor 111 remains in an OFF state, a start signal is not output, and there is a problem that the start time of the reference voltage source circuit 102, that is, the start time of the bias circuit cannot be shortened.
[0006]
The present invention has been made in view of such a problem. Even when the power is turned off immediately after the power is turned on and the power is turned on again, the start signal is output to start the reference voltage source circuit. It is an object of the present invention to provide a bias circuit capable of reducing time and a power supply device including the bias circuit.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The bias circuit according to the present invention includes a first transistor that generates a level shift voltage of a power supply voltage of a first power supply, a first capacitor that holds the level shift voltage, and a second capacitor that is supplied with the power supply voltage at one end. And the second transistor, and the level shift voltage is applied to the gate, and the source / drain path is connected to the other end of the second capacitor and the second power source via the source / drain path of the second transistor. A start-up circuit having a third transistor connected in between and a fourth transistor that outputs a start-up signal when a voltage at the other end of the second capacitor is applied to the gate; and triggered by the start-up signal And a reference voltage source circuit that has a current mirror circuit that folds a constant current and generates a reference voltage, and controls the second transistor. It is characterized in.
[0008]
A first P-channel transistor whose source is connected to the high-potential-side power supply terminal; a first capacitor connected between the drain and gate of the first P-channel transistor and the low-potential-side power supply terminal; A first N-channel transistor whose gate is connected to the drain; a second capacitor connected between the high-potential side power supply terminal and the drain of the first N-channel transistor; A first N-channel transistor connected to the source of the first N-channel transistor, a source connected to the low-potential-side power supply terminal, a gate connected to the drain of the first N-channel transistor, and a source connected to the low-potential Start-up circuit having a third N-channel transistor connected to the side power supply terminal, and a constant current as a reference A reference voltage source circuit having a current mirror circuit for generating a pressure, and the current mirror circuit is triggered by the drain current of the third N-channel transistor to start the reference voltage source circuit The second N-channel transistor is turned off before, and the second N-channel transistor is turned on after the activation.
[0009]
A first P-channel transistor whose source is connected to the high-potential-side power supply terminal; a first capacitor connected between the drain and gate of the first P-channel transistor and the low-potential-side power supply terminal; A first N-channel transistor whose gate is connected to the drain and whose source is connected to the low-potential-side power supply terminal; and a second N-channel transistor whose source is connected to the drain of the first N-channel transistor; A second capacitor connected between the high potential side power supply terminal and the drain of the second N-channel transistor; a gate connected to the drain of the second N-channel transistor; and a source connected to the low potential Start-up circuit having a third N-channel transistor connected to the side power supply terminal, and a constant current as a reference A reference voltage source circuit having a current mirror circuit for generating a pressure, and the current mirror circuit is triggered by the drain current of the third N-channel transistor to start the reference voltage source circuit The second N-channel transistor is turned off before, and the second N-channel transistor is turned on after the activation.
[0010]
An inverter to which a power down signal is applied, a first transistor for generating a level shift voltage of the output voltage of the inverter, a first capacitor for holding the level shift voltage, and the output voltage at one end. A second capacitor, a second transistor, and the level shift voltage is applied to the gate, and the source / drain path is between the other end of the second capacitor and the power supply via the source / drain path of the second transistor. A start-up circuit having a third transistor connected to the first transistor and a fourth transistor that outputs a start signal by applying a voltage at the other end of the second capacitor to the gate, and triggered by the start signal A current mirror circuit that folds back a constant current and generates a reference voltage; A voltage source circuit; and a reset circuit that stops the operation of the current mirror circuit by the power-down signal when in a power-down state and short-circuits the gate of the third transistor and the gate of the fourth transistor to the power source. It is characterized by providing.
[0011]
Also, an inverter to which a power down signal is given, a first P channel transistor whose source is connected to the output of the inverter, and between the drain and gate of the first P channel transistor and the low potential side power supply terminal A first capacitor connected; a first N-channel transistor having a gate connected to the drain; and a second N-channel transistor connected between the output of the inverter and the drain of the first N-channel transistor. A capacitor, a second N-channel transistor having a drain connected to the source of the first N-channel transistor and a source connected to the low-potential side power supply terminal, and a gate connected to the drain of the first N-channel transistor A third N-channel transistor connected and having a source connected to the low potential side power supply terminal; A startup circuit having a reference voltage source circuit having a current mirror circuit for generating a reference voltage by folding back a constant current, and stopping the operation of the current mirror circuit by the power down signal in the power down state and the first N A bias circuit comprising: a reset circuit that short-circuits the gate of the channel transistor and the gate of the third N-channel transistor to the low-potential side power supply terminal; and when the power-down state is released, The current mirror circuit is triggered by the drain current of the third N-channel transistor and the second N-channel transistor is turned off before the reference voltage source circuit is activated, and after the activation, the second N-channel transistor is It is in an on state.
[0012]
Also, an inverter to which a power down signal is given, a first P channel transistor whose source is connected to the output of the inverter, and between the drain and gate of the first P channel transistor and the low potential side power supply terminal A first capacitor connected; a first N-channel transistor having a gate connected to the drain and a source connected to the low-potential side power supply terminal; and a source connected to a drain of the first N-channel transistor. A second N-channel transistor, a second capacitor connected between the output of the inverter and the drain of the second N-channel transistor, and a gate connected to the drain of the second N-channel transistor. A third N-channel transistor connected and having a source connected to the low potential side power supply terminal; A startup circuit having a reference voltage source circuit having a current mirror circuit for generating a reference voltage by folding back a constant current, and stopping the operation of the current mirror circuit by the power down signal in the power down state and the first N A bias circuit comprising: a reset circuit that short-circuits the gate of the channel transistor and the gate of the third N-channel transistor to the low-potential side power supply terminal; and when the power-down state is released, The current mirror circuit is triggered by the drain current of the third N-channel transistor and the second N-channel transistor is turned off before the reference voltage source circuit is activated, and after the activation, the second N-channel transistor is It is in an on state.
[0013]
Furthermore, the power supply device of the present invention is provided with a first transistor that generates a level shift voltage of the power supply voltage of the first power supply, a first capacitor that holds the level shift voltage, and the power supply voltage applied to one end. The second capacitor, the second transistor, the gate is supplied with the level shift voltage, and the source / drain path is connected to the other end of the second capacitor and the second power source via the source / drain path of the second transistor. A start-up circuit comprising: a third transistor connected between the first transistor and a fourth transistor that outputs a start signal when a voltage of the other end of the second capacitor is applied to a gate; and the start signal A reference voltage source circuit that has a current mirror circuit that generates a reference voltage that is triggered by the constant current and generates a reference voltage, and controls the second transistor; And no bias circuit, characterized by comprising a power supply circuit including a transistor for supplying a predetermined bias current is a current source wherein the reference voltage is supplied to the gate, a.
[0014]
An inverter to which a power down signal is applied, a first transistor for generating a level shift voltage of the output voltage of the inverter, a first capacitor for holding the level shift voltage, and the output voltage at one end. A second capacitor, a second transistor, and the level shift voltage is applied to the gate, and the source / drain path is between the other end of the second capacitor and the power supply via the source / drain path of the second transistor. A start-up circuit having a third transistor connected to the first transistor and a fourth transistor that outputs a start signal by applying a voltage at the other end of the second capacitor to the gate, and triggered by the start signal A current mirror circuit that folds back a constant current and generates a reference voltage; A voltage source circuit; and a reset circuit that stops the operation of the current mirror circuit by the power-down signal when in a power-down state and short-circuits the gate of the third transistor and the gate of the fourth transistor to the power source. , And a power supply circuit including a transistor that supplies a predetermined bias current as a current source to which the reference voltage is applied to the gate.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a configuration diagram of a bias circuit according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the bias circuit according to the first embodiment of the present invention includes a
[0016]
The
[0017]
The source of the P channel MOS transistor 6 is connected to the high potential side
[0018]
The gate of N
[0019]
Capacitor 8 is connected between high potential side
[0020]
The drain of N
[0021]
The gate of N
[0022]
The reference
[0023]
The
[0024]
The source of the P
[0025]
The gate of P
[0026]
The source of P
[0027]
The drain of N
[0028]
A
[0029]
The drain and gate of N
[0030]
The source of N
[0031]
Next, the operation will be described. FIG. 2 is an explanatory diagram of the operation of the bias circuit according to the first embodiment of the present invention.
[0032]
As shown in FIG. 2, first, at time t0, the power supply voltage V3 of the high potential side
[0033]
At this time, both N-
[0034]
Next, at time t1 after time t0, when the gate voltage V2 of the N-
[0035]
If the threshold voltage of the N
A constant current of I = (VTH15−VTH14) ÷ R is generated.
[0036]
At this time, since the gate voltage of N
[0037]
At this time, since the power supply voltage V3 of the high potential side
[0038]
Next, at time t2 after time t1, when the power supply voltage V3 of the high potential side
[0039]
Next, at time t3 after time t2, when the gate voltage V2 of the N
[0040]
Next, at time t4 after time t3, the power is temporarily turned off in the middle of turning on the power, the power supply voltage V3 of the high potential side
[0041]
At this time, the gate voltage V2 of the N
[0042]
From time t4, the
[0043]
Next, at time t6 after time t5, when the power is turned on again, the power supply voltage V3 of the high potential side
[0044]
Next, at time t7 after time t6, when the gate voltage V2 of the N-
[0045]
At this time, since the gate voltage of the N
[0046]
Next, at time t8 after time t7, when the gate voltage V2 of the N
[0047]
Further, when the power is normally turned off, the power supply voltage of the high potential side
[0048]
As described above, according to the bias circuit of the first embodiment of the present invention, the P-channel MOS transistor 6 that generates the level shift voltage of the power supply voltage of the high potential side
[0049]
Next, FIG. 3 is a configuration diagram of a bias circuit according to the second embodiment of the present invention. The difference between the configuration of the bias circuit of the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1 and the configuration of the bias circuit of the second embodiment of the present invention shown in FIG. 3 is the
[0050]
As shown in FIG. 3, the bias circuit according to the second embodiment of the present invention includes a start-up circuit 1a, a reference
[0051]
The start-up circuit 1a includes a P-channel MOS transistor 6, a
[0052]
The source of the P channel MOS transistor 6 is connected to the high potential side
[0053]
The gate of N
[0054]
The source of N
[0055]
Capacitor 8 is connected between high potential side
[0056]
The gate of N
[0057]
The reference
[0058]
The
[0059]
The source of the P
[0060]
The gate of P
[0061]
The source of P
[0062]
The drain of N
[0063]
A
[0064]
The drain and gate of N
[0065]
The source of N
[0066]
In the configuration of the bias circuit according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1, the source / drain path of the N
[0067]
Therefore, according to the bias circuit of the second embodiment of the present invention shown in FIG. 3, the same effect as the bias circuit of the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1 can be obtained.
[0068]
Next, FIG. 4 is a configuration diagram of a bias circuit according to a third embodiment of the present invention. The difference between the configuration of the bias circuit according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1 and the configuration of the bias circuit according to the third embodiment of the present invention shown in FIG. 4 enables power-down control. Therefore, the start-up
[0069]
As shown in FIG. 4, the
[0070]
The start-up circuit 1b includes a P-channel MOS transistor 6, a
[0071]
A power-down signal is applied to the input of the
[0072]
The input of the
[0073]
The source of P channel MOS transistor 6 is connected to the output of
[0074]
A
[0075]
The gate of N
[0076]
Capacitor 8 is connected between the output of
[0077]
The drain of N
[0078]
The gate of N
[0079]
The reference
[0080]
The
[0081]
The source of the P
[0082]
The gate of P
[0083]
The source of P
[0084]
The drain of N
[0085]
A
[0086]
The drain and gate of N
[0087]
The source of N
[0088]
The
[0089]
The
[0090]
Note that the power of the
[0091]
Next, the operation will be described. Here, the power-down state refers to a state in which only the reference voltage output from the output terminal 5 is stopped when the power supply voltages of the high potential side
[0092]
First, in the power-down state in which the power supply voltages of the high-potential-side
[0093]
Therefore, the P-channel MOS transistor 21 of the
[0094]
As a result, the
[0095]
Next, when the power down state is canceled while the power supply voltages of the high potential side
[0096]
Therefore, the logic H level output voltage of the
[0097]
The above is the operation in the state where the power supply voltages of the high potential side
[0098]
As described above, according to the bias circuit of the third embodiment of the present invention, the
[0099]
Next, FIG. 5 is a configuration diagram of a bias circuit according to a fourth embodiment of the present invention. The difference between the configuration of the bias circuit of the third embodiment of the present invention shown in FIG. 4 and the configuration of the bias circuit of the fourth embodiment of the present invention shown in FIG. 5 is the startup circuit 1b shown in FIG. Is changed to the start-up circuit 1c. Specifically, the N-
[0100]
As shown in FIG. 5, the bias circuit according to the fourth embodiment of the present invention includes a startup circuit 1c, a reference
[0101]
The startup circuit 1c includes a P channel MOS transistor 6, a
[0102]
A power-down signal is applied to the input of the
[0103]
The input of the
[0104]
The source of P channel MOS transistor 6 is connected to the output of
[0105]
A
[0106]
The gate of N
[0107]
The source of N
[0108]
Capacitor 8 is connected between the output of
[0109]
The gate of N
[0110]
The reference
[0111]
The
[0112]
The source of the P
[0113]
The gate of P
[0114]
The source of P
[0115]
The drain of N
[0116]
A
[0117]
The drain and gate of N
[0118]
The source of N
[0119]
The
[0120]
The
[0121]
In the configuration of the bias circuit according to the third embodiment of the present invention shown in FIG. 4, the source / drain path of the N
[0122]
Therefore, according to the bias circuit of the fourth embodiment of the present invention shown in FIG. 5, the same effect as the bias circuit of the third embodiment of the present invention shown in FIG. 4 can be obtained.
[0123]
Next, FIG. 6 is a configuration diagram of a power supply device according to a fifth embodiment of the present invention. As shown in FIG. 6, the power supply device according to the fifth embodiment of the present invention includes a
[0124]
The band
[0125]
The power down
[0126]
When the reference voltage is supplied from the output terminal 5 of the
[0127]
The source of P
[0128]
The drain and gate of N
[0129]
The drain of N
[0130]
The source of P
[0131]
For phase compensation, a
[0132]
The emitter of the
[0133]
The emitter of the
[0134]
The gate of the P-
[0135]
Next, the operation of the band
[0136]
Note that each base current is ignored on the assumption that the DC current amplification factor hFE of the
[0137]
Since VG34 = VG33 in the steady state, the relationship of VBE42 = VBE44 + R45 × IC44 and VD38 = VBE44 + (R43 + R45) × IC44 is established. From this, VD38 = VBE42 + (R43 ÷ R45) × (VBE42−VBE44) From the relationship that the reverse saturation current of the emitter junction is proportional to the junction area and the relationship of R41 × IC42 = R43 × IC44, assuming that the thermal voltage is VT, VD38 = VBE42 + (R43 ÷ R45) × VT A relationship of × ln (n × R43 ÷ R41) is obtained.
[0138]
Accordingly, the band gap reference voltage VD38 is output from the
[0139]
Next, the operation including the
[0140]
At this time, since all the bias currents in the band
[0141]
Next, when the power down state is canceled while the power supply voltages of the high potential side power supply terminal 28 and the low potential side power supply terminal 29 are turned on, the power down
[0142]
On the other hand, when the power supply voltage of the high potential side power supply terminal 28 and the low potential side power supply terminal 29 is turned on in a state where the power down
[0143]
The
[0144]
As described above, according to the power supply device of the fifth embodiment of the present invention, the
[0145]
The power supply device according to the fifth embodiment of the present invention shown in FIG. 6 includes the
[0146]
The
[0147]
In addition, the power supply device according to the fifth embodiment of the present invention shown in FIG. 6 includes a band
[0148]
【The invention's effect】
The effect of the present invention is that a bias circuit that can output a start signal and shorten the start time of the reference voltage source circuit even when the power is turned off immediately after the power is turned on and the power is turned on again, and A power supply device including the bias circuit can be realized.
[0149]
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a bias circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation explanatory diagram of the bias circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a configuration diagram of a bias circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a configuration diagram of a bias circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a configuration diagram of a bias circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a configuration diagram of a power supply device according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a configuration diagram of a conventional bias circuit.
[Explanation of symbols]
1, 1a, 1b, 1c, 101 Startup circuit
2,102 Reference voltage source circuit
3, 103 High potential side power supply terminal
4,104 Low potential side power supply terminal
5,105 Output terminal
6, 106 P-channel MOS transistor
7, 107 capacitors
8,108 capacitors
9, 9a, 109 N-channel MOS transistor
10, 10a N-channel MOS transistor
11, 111 N-channel MOS transistor
12, 112 P-channel MOS transistor
12a, 112a Current mirror circuit
13, 113 P-channel MOS transistor
14, 114 N-channel MOS transistor
15, 115 N-channel MOS transistor
16, 116 resistance
17 Power-down signal input terminal
18 CMOS inverter
19 CMOS inverter
20 Reset circuit
21 P-channel MOS transistor
22 Reset circuit
23 N-channel MOS transistor
24 N-channel MOS transistor
25 N-channel MOS transistor
26 Bias circuit
27 Bandgap reference circuit
28 High-potential side power supply terminal
29 Low potential power supply terminal
30 Power-down control terminal
31 Output terminal
32 P-channel MOS transistor
33 P-channel MOS transistor
34 P-channel MOS transistor
35 N-channel MOS transistor
36 N-channel MOS transistor
37 P-channel MOS transistor
38 N-channel MOS transistor
39 Resistance
40 capacitors
41 Resistance
42 NPN transistor
43 Resistance
44 NPN transistor
45 resistance
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