JP3620338B2 - Communication device - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は台形波電流を出力する通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、車両用電子制御装置間の通信では、車両用電子制御装置の一方からの入力信号としての矩形波電圧を通信装置でもって台形波電圧に変換し通信信号として他の通信装置に出力し、他の通信装置が当該台形波電圧（通信信号）を矩形波電圧に変換し受信信号として他方の車両用電子制御装置に出力するものがある。
【０００３】
このものにおいては、通信装置が入力信号（矩形波電圧）を通信信号として台形波電圧に変換することで、車両用電子制御装置間の通信バスに流れる電流の変化率を一定以下に抑えている。これにより、通信バスＬに流れる電流の高次の高調波成分を抑えることで、電磁波ノイズの発生を抑えるようにしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記車両用電子制御装置間の通信では、上述の如く、通信信号としては台形波電圧が採用されているため、入力信号（矩形波電圧）と他の通信装置からの受信信号（矩形波電圧）とには、遅延時間が生じる。
これに対して、図２及び図３に示すように、通信信号として台形波電流を採用して遅延時間を短くするようしたものがある。
【０００５】
具体的には、図２にて示す通信装置では、台形波電圧発生回路１は、矩形波電圧を入力信号Ｓｉｎ（図４（ａ）参照）として受け、コンデンサＣ１の充放電作用により台形波電圧を発生し、電圧−電流変換回路２に出力する。ついで、電圧−電流変換回路２は、台形波電圧発生回路１からの台形波電圧と相似形の台形波電流（図４（ｂ）参照）を抵抗素子Ｒ１を通して出力端子Ｔｏｕｔを経て通信バスＬに出力しようとする。
【０００６】
そして、図３に示す終端回路３では、台形波電圧発生回路３ａは、通信バスＬからの通信信号を終端端子ＲＳｉｎを経て受け、台形波電圧を発生する。ついで、電圧−電流変換回路３ｂは、当該台形波電圧を台形波電流（図４（ｃ）にて符号Ａ参照）に変換し通信バスＬから当該台形波電流に対応する台形波電流を終端端子ＲＳｉｎを経て吸収（シンク）するように作動する。なお、図４（ｄ）にて通信バスＬに流れる電流波形を示す。
【０００７】
ここで、受信回路４（図３参照）の受信信号Ｒｉｎ（矩形波電圧）は、電圧−電流変換回路２（図２参照）によって出力端子Ｔｏｕｔを通して通信バスＬに出力しようとする台形波電流（以下、出力電流という）と、電圧−電流変換回路３ｂ（図３参照）によって通信バスＬから吸込する台形波電流（以下、シンク電流という）のバランスにより決まる。つまり、通信バスＬに出力しようとする出力電流と通信バスＬから吸込されるシンク電流とのうち電流値の小さい方で通信バスＬに流れる電流が決まる。
【０００８】
このため、受信信号Ｒｉｎは、［出力電流］＞［シンク電流］であるならば、通信バスＬから受信回路４に電流が流れ、ハイレベルになる。一方、受信信号Ｒｉｎは、［出力電流］＜［シンク電流］であるならば、通信バスＬから受信回路４に電流が流れず、ローレベルになる。なお、受信回路４の抵抗素子３１、３２はハイインピーダンスになっている。
【０００９】
但し、受信信号Ｒｉｎの立ち上がり時は、入力信号Ｓｉｎの立ち上がり時（図４（ａ）にて符号ｔ０参照）により決まる（図４（ａ）、（ｅ）参照）。一方、受信信号Ｒｉｎの立ち下がり時は、電圧−電流変換回路２の出力電流（図４（ｃ）にて符号Ｂ参照）と、電圧−電流変換回路３ｂのシンク電流（図４（ｃ）にて符号Ａ参照）との交点Ｅ（図４（ｃ）参照）により決まる。
【００１０】
このため、受信信号Ｒｉｎの立ち下がり時と、入力信号Ｓｉｎの立ち下がり時（図５にて符号ｔ１）との間には、遅延時間（図４（ｅ）符号Δｔ０参照）が生じる。当該遅延時間を短くする為には、送信装置の電圧−電流変換回路２の出力電流を、電圧−電流変換回路３ｂ（図３参照）のシンク電流に近づける必要がある。
【００１１】
そこで、図２に示すように、ダイオードＤ１による抵抗素子Ｒ１からコンデンサＣ１への通電作用でもって、送信装置の電圧−電流変換回路２の出力電流を、電圧−電流変換回路３ｂ（図３参照）のシンク電流に近づけるようにしている。（図５（ａ）符号Ｂ１参照）。
しかし、送信装置の電圧−電流変換回路２の出力電流と、電圧−電流変換回路３ｂのシンク電流との電流差（図５（ａ）にて符号ΔＩ参照）が生じ、当該電流差はダイオードＤ１のＶＦ電圧（順方向降下電圧）により決まるため、遅延時間（図５にて符号ｔ１参照）はダイオードＤ１のＶＦ電圧によって決まることになる。
【００１２】
このため、入力信号と受信信号との遅延時間は、通信信号として台形波電圧を適用した場合は勿論のこと、ダイオードＤ１を採用しない場合に比べて短くなるものの（Δｔ１＜ Δｔ０）、遅延時間をダイオードＤ１のＶＦ電圧により決まる値以下に抑えることができない。
そこで、本発明は、このようなことに鑑みて、入力信号と受信信号との遅延時間をできる限り短くするようにした通信装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明にでは、入力信号に基づき台形波の供給電流を通信バスに流そうとする供給回路（１０、Ｃ１、２０、３０、４０）を備え、供給電流と、通信バスに接続された終端回路が吸い出す吸収電流との電流差によって決まるバス電流によって通信が行われる。供給回路は、入力信号に基づき台形波電圧を出力する台形波電圧発生回路（１０、Ｃ１０）と、台形波電圧発生回路から出力された台形波電圧を台形波電流に変換する電圧−電流変換回路（２０）と、電圧−電流変換回路に台形波電流を流そうとするとともに、その台形波電流に応じて供給電流を流そうとする出力回路（３０）と、供給電流が吸収電流よりも大きいとき台形波電流とバス電流との比較に応じて台形波電流を吸収電流に近づけるように台形波電圧発生回路を制御する制御回路（４０）とを備える。
【００１４】
このように、制御回路は、供給電流が吸収電流よりも大きいとき、台形波電流を吸収電流に近づけるように台形波電圧発生回路を制御するので、入力信号と受信信号との遅延時間をできる限り短くすることができる。
また、請求項２に記載の発明では、出力回路は、電圧−電流変換回路に接続された入カトランジスタ（Ｑ１２、Ｑ１３）と、この入力トランジスタに対してカレントミラー接続され、かつ前記通信バスに接続された出力トランジスタ（Ｑ１４、Ｑ１５）とを有するカレントミラー回路であって、制御回路は、入カトランジスタから電圧−電流変換回路に流れる台形波電流と、出力トランジスタから通信バスに流れるバス電流とを比較する。
【００１５】
このように、台形波電流をカレントミラー回路の入力トランジスタに流れる電流として測定し得るとともに、バス電流を出力トランジスタに流れる電流として測定し得るので、台形波電流とバス電流との比較を容易に行うことが可能である。
さらに、請求項３に記載の発明では、制御回路は、差動対トランジスタ比較部（Ｑ１６、Ｑ１７）によって台形波電流とバス電流とを比較するので、この比較を差動対トランジスタ比較部の平衡状態で行うことができる。従って、台形波電流とバス電流との比較が精度の良いものになる。
【００１６】
また、請求項４に記載の発明では、差動対トランジスタ比較部は、入力電流の立ち下がり時に、比較を停止する。
この場合、入力電流の立ち下がり時に、供給電流が吸収電流よりも小さくなるので、バス電流は吸収電流と同等になる。このため、入力電流の立ち下がり時に、差動対トランジスタ比較部が動作していると、台形波状電庄の立ち下がりを速めてしまうこととなる。よって、台形波電流の傾きが大きくなり、つまり、バス電流の立ち下がりが急峻になり、ノイズとなる高調波が発生してしまう恐れがある。 そこで、請求項４に記載の発明では、入力信号の立ち下がり時においては、差動対トランジスタ比較部の比較を停止させているので、バス電流の立ち下がりの傾きが大きくなることを防止できる。従って、差動対トランジスタ比較部を採用したことによって高調波ノイズが生じてしまうことを防止できる。
【００１７】
さらに、請求項５に記載の発明では、制御回路は、差動対トランジスタ比較部の比較出力に基づき台形波電流発生回路から電流を引き抜く電流引き抜き手段（Ｑ１６、Ｑ１７、ＳＷ、Ｔ）を有し、入力信号の立ち下がり時に、電流引き抜き手段による台形波電流発生回路からの電流の引き抜きを停止する。
このように、入力信号の立ち下がり時に、電流引き抜き手段による台形波電流発生回路からの電流の引き抜きを停止する。このため、入力信号の立ち下がり時において、電流シンク手段による電流の引き抜きによって台形波電流の傾きが急峻になることを抑制し得るので、バス電流の立ち下がりの傾きが大きくなることを防止できる。従って、上記請求項５に記載の発明と同様に、差動対トランジスタ比較部を採用したことによって高調波ノイズが生じてしまうことを防止できる。
【００１８】
また、請求項６に記載の発明では、制御回路は、供給電流が吸収電流に対して所定値だけ大きくなるように台形波電圧発生回路を制御するので、電気的ノイズによって供給電流と吸収電流との大きさが反対になって通信信号が誤送信されることが抑制できる。
さらに、請求項７に記載の発明では、制御回路は、供給電流が吸収電流に対して所定値だけ大きい状態で平衡状態になるように台形波電圧発生回路を制御する。
【００１９】
これにより、制御回路は、台形波電流とバス電流との比較において、供給電流がの方が吸収電流よりも所定値大きい状態で平衡状態にすることで、その所定値でもって供給電流が吸収電流に迫従する。従って、請求項６に記載の発明と同様に、電気的ノイズによって供給電流と吸収電流との大きさが反対になって通信信号が誤送信されてしまうことを抑制できる。
【００２０】
さらに、請求項８に記載の発明では、入力信号に基づき台形波の供給電流を通信バスに流そうとする供給回路（１０、Ｃ１、２０、３０、４０）を備え、供給電流と、通信バスから終端回路が吸収しようとする吸収電流とのバランスにより通信を行う。供給回路は、入力信号に基づき台形波電圧を出力する台形波電圧発生回路（１０、Ｃ１０）と、台形波電圧発生回路から出力された台形波電圧を台形波電流に変換する電圧−電流変換回路（２０）と、電圧−電流変換回路に台形波電流を流そうとするとともに、その台形波電流に応じて供給電流として流そうとする出力回路（３０）と、供給電流が吸収電流より大きいとき台形波電流を吸収電流に近づけるように台形波電圧発生回路を制御する制御回路（４０）とを備える。
【００２１】
このように、制御回路は、供給電流が吸収電流よりも大きいとき、台形波電流を吸収電流に近づけるように台形波電圧発生回路を制御するので、請求項１に記載の発明と同様に、入力信号と受信信号との遅延時間をできる限り短くすることができる。
また、請求項９に記載の発明のように、出力回路としては、カレントミラー回路を採用してもよい。
【００２２】
さらに、請求項１０の発明のように、制御回路は、供給電流が吸収電流にオフセットして追従するように前記台形波電圧発生回路を制御するので、電気的ノイズによって供給電流と吸収電流とのバランスが崩れることが抑えられるので、電気的ノイズによって通信信号が変動することがないため、電気的ノイズに関わりなく、通信が行われる。
【００２３】
なお、上記した括弧内の符号は、後述する実施形態記載の具体的手段との対応関係を示すものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示す実施形態について説明する。
図１は本発明に係る車両用電子制御装置の通信装置の一実施形態を示す。
通信装置は、台形波電圧発生回路１０、コンデンサＣ１０、電圧−電流変換回路２０、カレントミラー回路３０及び出力電流検出回路４０を備えている。
【００２５】
台形波電圧発生回路１０は、車両用電子制御装置に搭載されたマイクロコンピュータ（図示せず）から入力端子Ｔｉｎを通して入力された入力信号Ｓｉｎ（矩形波電圧）を受け、コンデンサＣ１０の充放電作用により、台形波電圧を出力する。
具体的には、台形波電圧発生回路１０は定電流回路を有しており、台形波電圧発生回路１０は、入力信号Ｓｉｎの立ち上がり時に、コンデンサＣ１０を定電流で充電し、入力信号Ｓｉｎの立ち下がり時に、コンデンサＣ１０を定電流で放電する。このような定電流回路を用いた充放電作用により台形波電圧が出力される。
【００２６】
但し、コンデンサＣ１０は台形波電圧発生回路１０とグランドとの間に接続されているので、台形波電圧発生回路１０はグランドを基準とする台形波電圧を発生することになる。
電圧−電流変換回路２０は、オペアンプＯＰ１０、トランジスタＱ１１及び抵抗素子Ｒ１１を備えている。電圧−電流変換回路２０では、オペアンプＯＰ１０は、その非反転入力端子（＋）にて、台形波電圧発生回路１０からの台形波電圧が印加されてトランジスタＱ１１を駆動する。オペアンプＯＰ１０の反転入力端子（−）は抵抗素子Ｒ１１を通してグランドに接続されている。
【００２７】
よって、トランジスタＱ１１は、オペアンプＯＰ１０により駆動されて、上記台形波電圧と相似波形の台形波電流をカレントミラー回路３０から抵抗素子Ｒ１１を経てグランドに流し込む。また、電圧−電流変換回路２０はグランドを基準に台形波電圧に基づき台形波電流を発生することになる
カレントミラー回路３０は、トランジスタＱ１２乃至Ｑ１５及び抵抗素子Ｒ１２乃至Ｒ１６を備えており、トランジスタＱ１２、Ｑ１３及びトランジスタＱ１４、Ｑ１５は、それぞれ、縦続接続（インバーテッドダーリントン接続）されている。
【００２８】
カレントミラー回路３０では、トランシスタＱ１２、Ｑ１３がトランジスタＱ１１の駆動によって、電源Ｖｃｃから抵抗素子Ｒ３０を通して電圧−電流変換回路２０を経てグランドに台形波電流を流すと共に、トランシスタＱ１４、Ｑ１５が当該台形波電流と相似波形の電流を電源Ｖｓｓから抵抗素子Ｒ５０を通して出力端子Ｔｏｕｔを経て他の車両用電子制御装置に出力しようとする。
【００２９】
ここで、抵抗素子Ｒ１３は、カレントミラー回路３０が出力しようとする電流（上述した出力電流に相当する）を電圧として検出する為の抵抗素子である。抵抗素子Ｒ１５は、カレントミラー回路３０から終端回路３（図３参照）により吸い込まれる電流（上述したシンク電流に相当する）によって通信バスＬに流れるバス電流を電圧として検出する為の抵抗素子である。
【００３０】
つまり、通信バスＬに流れる電流は、出力端子Ｔｏｕｔからの出力電流からの出力電流とシンク電流とのうち小さい方にて決定されるため（図４（ｂ）（ｃ）（ｄ）参照）、シンク電流の方が出力電流よりも小さいときには、バス電流はシンク電流と同等の値になる。
出力電流検出回路４０は、トランジスタＱ１６乃至Ｑ１９、アナログスイッチＳＷ、定電流源Ｔ及び抵抗素子Ｒ１７を備えている。トランジスタＱ１６、Ｑ１７は、差動対を構成しており、トランジスタＱ１６、Ｑ１７は、アナログスイッチＳＷのオン時においては定電流源Ｔによりバイアスされて、抵抗素子Ｒ１３、Ｒ１５に生じる電圧を比較する。
【００３１】
これにより、カレントミラー回路３０が出力しようとする台形波電流と、カレントミラー回路３０から終端回路３（図３参照）により吸い込まれる台形波電流との電流差を検出することが可能になる。
但し、アナログスイッチＳＷは、入力信号Ｓｉｎの立ち上がりによりオンする。また、抵抗素子Ｒ１７は、当該差動対の比較電圧値にある値のオフセット電圧を付ける抵抗である。
【００３２】
トランジスタＱ１８、Ｑ１９はカレントミラー回路を構成している。このカレントミラー回路は、終端回路３でもって吸収される台形波電流に比べてカレントミラー回路３０が出力しようとする台形波電流の方が大きいとき、当該差動対による検出電流差に対応する電流を、台形波電圧発生回路１０のコンデンサＣ１０からグランドに流す。
【００３３】
以下、このように構成した本実施形態の作動につき説明する。
先ず、台形波電圧発生回路１０が入力信号Ｓｉｎとしての矩形波電圧を受けると、台形波電圧発生回路１０が台形波電圧を電圧−電流変換回路２０に出力する。
ついで、電圧−電流変換回路２０はそのトランジスタＱ１１を当該台形波電圧に基づきオペアンプＯＰ１０を介して駆動する。
【００３４】
すると、当該台形波電圧と相似波形の台形波電流が、電源Ｖｃｃからカレントミラー回路３０の抵抗素子Ｒ１３及びトランジスタＱ１２、Ｑ１３を経てトランジスタＱ１１及び抵抗素子Ｒ１１を通してグランドに流れる。
これに伴い、カレントミラー回路３０は、上記台形波電流と相似形の台形波電流を抵抗素子Ｒ１５及びトランジスタＱ１４、Ｑ１５を通して出力端子Ｔｏｕｔを経て他の車両用電子制御装置に通信信号Ｓｏｕｔとして出力しようとする。
【００３５】
そして、出力電流検出回路４０のトランジスタＱ１６、Ｑ１７は、カレントミラー回路３０が出力しようとする電流と、カレントミラー回路３０から通信バスＬに流れる電流とを比較する。特に、シンク電流がカレントミラー回路３０による出力電流によりも小さい場合には、出力電流とシンク電流とを比較して比較電流値を検出することになる。
【００３６】
ここで、カレントミラー回路３０でもって出力しようとする電流の方が、カレントミラー回路３０から終端回路３により吸い込まれる電流より大きいとき、トランジスタＱ１８、Ｑ１９は、当該比較電流差に対応する電流をコンデンサＣ１０からグランドに流す。すなわち、台形波電圧発生回路１０からコンデンサＣ１０への充電電流のうち当該電流差に対応する電流がグランドに流れることになる。
【００３７】
従って、台形波電圧発生回路１０は、当該比較電流差に応じて、電圧−電流変換回路２０への入力電圧の上昇を抑えるように作動する。この作動に応じて、電圧−電流変換回路２０がカレントミラー回路３０を駆動する。
よって、カレントミラー回路３０でもって出力しようとする台形波電流が、終端回路３（図３参照）が吸収しようとする台形波電流に精度良く追従することになる。よって、受信信号Ｒｉｎの立ち下がり時と入力信号Ｓｉｎの立ち下がり時との遅延時間が短くなる。
【００３８】
以上説明したように、カレントミラー回路３０が出力しようとする電流と、終端回路３が吸収する電流とを、抵抗素子Ｒ１３、Ｒ１５及び出力電流検出回路４０でもって高精度で比較し、その比較電流差を台形波出力回路１０にフィードバックして、当該比較電流差を抑えるようにした。従って、受信信号Ｒｉｎの立ち下がり時と入力信号Ｓｉｎの立ち下がり時との遅延時間が短くなるので、受信信号Ｒｉｎと入力信号Ｓｉｎとの遅延時間が短くすることができる。
【００３９】
但し、カレントミラー回路３０が出力しようとする電流と、終端回路３が吸収する電流との差が極めて小さい状態では、通信バスＬに電気的ノイズが加わると、通信バスＬの信号状態（ハイレベル、ローレベル）が切り替わる可能性がある。
そこで、本実施形態では、トランジスタＱ１６、Ｑ１７による差動対の比較電圧に、抵抗素子Ｒ１７によるオフセット電圧値（例えば０．１Ｖ）が付けられている。このため、カレントミラー回路３０でもって出力しようとする電流が終端回路３の吸収電流に対してほんの少し大きくなる状態では、台形波出力回路１０は出力電流検出回路４０の影響を受けないことになる。なお、オフセット電圧は、遅延時間に関係するので、その値としては従来のダイオードによるドロップ電圧（０．７Ｖ）よりも小さいことが望ましい。
【００４０】
これにより、カレントミラー回路３０でもって出力しようとする電流が、終端回路３の吸収電流に対してオフセットして追従するようになる。従って、通信バスＬに電気的ノイズが加わっても、通信バスＬの信号状態の切り替わりを抑えるので、電気的ノイズに関わりなく、確実に通信を行うことができる。
また、アナログスイツチＳＷは、入カ信号Ｓｉｎの立ち下がり時にオフするようになっている。これは、差動対を構成するトランジスタＱ１６，Ｑ１７は常に通電状態にあると、カレントミラー回路Ｑ１８、Ｑ１９も動作してコンデンサＣ１０から電流を引き抜く動作を常に行う。従って、入カ信号Ｓｉｎの立ち下がり時にコンデンサＣ１０から電流を引き抜き、台形波電圧の立ち下がリが急峻になる。よって、通信バスＬに流れるバス電流の立ち下がりも急峻になり、高調波ノイズを発生しやすくなる。従って、入力信号号Ｓｉｎの立ち下がり時にアナログスイッチＳＷをオフさせることで差動対の動作を停止させ、バス電流の立ち下がりが急峻になることを防止することができる。
【００４１】
尚、カレントミラー回路の出力電流とシンク電流とが切り替わる付近で、出力電流とシンク電流とが近づくように差動対を作動すべくアナログスイッチＳＷををオンさせせる場合には、アナログスイッチＳＷを制御する制御回路が煩維になり、好ましくない。
これに対して、本実施形態のように、入力信号Ｓｉｎの立ち上がりからオンさせることが最適である。また、本実施形態では、カレントミラー回路３０が出力しようとする出カ電流（台形波電流）がシンク電流に追従するようになつており、出カ電流とシンク電流との差により生じる遅延時間を短くする制御を行う上では最適である。
【００４２】
また、出カ電流検出回路４０を採用したことによつて生ずる上述した入力信号Ｓｉｎの立ち下がり時の問題に対して、差動対の動作を停止させるようにしたが、これに限らず、例えば、入力信号Ｓｉｎの立ち下がり時にカレントミラー回路のトランジスタＱ１８、Ｑ１９の作動を停止させるようにしてもよい。
これは、新のトランジスタを採用して、この新のトランジスタのコレクタとトランジスタＱ１８のコレクタとを接続すると共に、新のトランジスタのエミッタを、トランジスタＱ１８のエミッタに接続するようにする。そして、入力信号Ｓｉｎの立ち下がりにより新のトランジスタが動作し、トランジスタＱ１８がオフするように新のトランジスタのべ−スを制御する制御回路を設けることで達成することができる。
【００４３】
なお、本発明の実施にあたり、トランジスタＱ１６、Ｑ１７の差動対にオフセット電圧を付ける為に抵抗素子Ｒ１７を採用する手段に限らず、トランジスタＱ１７、Ｑ１６のトランジスタ特性をずらす（例えば、トランジスタＱ１６、Ｑ１７のエミッ夕のパターン比をずらす）ようにしてもよく。
また、これに限らず、抵抗素子Ｒ１３、Ｒ１５の抵抗値をずらしておくなどの手段で実現してもよい。
【００４４】
なお、上記実施形態では、電圧−電流変換回路２０としては、オペアンプＯＰ１０を採用した例につき説明したが、これに限らず、エミッタフォロー形式でのトランジスタを採用してもよい。
また、これに限らず、トランスコンダクタンスアンプを採用するようにしてもよい。
【００４５】
なお、本発明の実施にあたり、カレントミラー回路３０としては、上述の如く、各トランシスタＱ１２乃至Ｑ１５を採用したものに代えて、一対のＰＮＰ型トランジスタを組み合わせたものを採用するようにしてもよい。
また、これに限らず、アーリー効果を抑えたウィルソン形式、その他の形式のカレントミラー回路を採用するようにしてもよい。
【００４６】
さらに、本発明の実施にあたり、カレントミラー回路３０での入力電流（台形波電流）と出力電流（台形波電流と相似形の電流）との比率を１：１にする場合に限らず、１：１以外の比率にしてもよい。
例えば、トランジスタＱ１３のエミッタ面積と、トランジスタＱ１４のエミッタ面積との比率を１：１以外の比率（以下、比率Ｈ１という）に設定し、トランジスタＱ１２のエミッタ面積と、トランジスタＱ１５のエミッタ面積との比率を１：１以外の（以下、比率Ｈ２という）に設定する。
【００４７】
この場合、抵抗素子１３の抵抗値と、抵抗素子１５の抵抗値との比率を、比率Ｈ１、Ｈ２により決定されるカレントミラー回路３０での入力電流と出力電流との比率の逆数比に設定する。そして、抵抗素子１３、１５を利用して、出力電流検出回路４０は、上記実施形態と実質的に同様に、カレントミラー回路３０が出力しようとする電流と終端回路３が吸収する電流とを高精度で比較することになる。
【００４８】
なお、上記実施形態では、出力電流検出回路４０においては、アナログスイッチＳＷにより定電流源Ｔをオン、オフするようにした例につき説明したが、これに限らず、定電流源Ｔ自体がオン、オフするような構成としたものを採用するようにしてもよい。
なお、本発明の実施にあたり、電圧効果型トランジスタを採用して電気回路を構成するようにしてもよい。
【００４９】
また、本発明の実施にあたり、アナログスイッチＳＷとしてはトランジスタを採用して構成するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す電気回路図である。
【図２】従来技術を示す電気回路図である。
【図３】終端回路及び受信回路を示す電気回路図である。
【図４】（ａ）は入力信号を示す電圧波形を示す図、（ｂ）は図２に示す電圧−電流変換回路の作動を説明する為の電流波形を示す図、（ｃ）は図３に示す終端回路の作動を説明する為の電流波形を示す図、（ｄ）は通信バスに流れる電流波形を示す図、（ｅ）は受信信号の電圧波形を示す図である。
【図５】（ａ）は図２に示すダイオードの作動を説明する為の電流波形を示す図、（ｂ）は上記ダイオードを採用した場合の通信バスに流れる電流波形を示す図、（ｃ）は上記ダイオードを採用した場合の受信信号の電圧波形を示す図である。
【符号の説明】
１０…台形波電圧発生回路、２０…電圧−電流変換回路、
３０…カレントミラー回路、４０…出力電流検出回路、
Ｃ１０…コンデンサ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a communication device that outputs a trapezoidal wave current.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in communication between vehicle electronic control devices, a rectangular wave voltage as an input signal from one of the vehicle electronic control devices is converted into a trapezoidal wave voltage by a communication device and output to another communication device as a communication signal, Other communication devices convert the trapezoidal wave voltage (communication signal) into a rectangular wave voltage and output it as a received signal to the other vehicle electronic control device.
[0003]
In this device, the communication device converts the input signal (rectangular wave voltage) into a trapezoidal wave voltage as a communication signal, thereby suppressing the rate of change of the current flowing in the communication bus between the vehicle electronic control devices to a certain level or less. . Thus, the generation of electromagnetic noise is suppressed by suppressing higher-order harmonic components of the current flowing through the communication bus L.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the communication between the vehicle electronic control devices, as described above, a trapezoidal wave voltage is adopted as the communication signal. Therefore, an input signal (rectangular wave voltage) and a reception signal (rectangular wave voltage) from another communication device are used. Voltage) causes a delay time.
On the other hand, as shown in FIGS. 2 and 3, there is a technique in which a trapezoidal wave current is adopted as a communication signal to shorten the delay time.
[0005]
Specifically, in the communication apparatus shown in FIG. 2, the trapezoidal wave voltage generation circuit 1 receives a rectangular wave voltage as the input signal Sin (see FIG. 4A), and the trapezoidal wave voltage is generated by the charging / discharging action of the capacitor C1. Is output to the voltage-current conversion circuit 2. Next, the voltage-current conversion circuit 2 sends a trapezoidal wave current similar to the trapezoidal wave voltage from the trapezoidal wave voltage generating circuit 1 (see FIG. 4B) to the communication bus L through the resistance element R1 and the output terminal Tout. Try to output.
[0006]
In the termination circuit 3 shown in FIG. 3, the trapezoidal wave
[0007]
Here, the reception signal Rin (rectangular wave voltage) of the reception circuit 4 (see FIG. 3) is converted into a trapezoidal wave current (which is to be output to the communication bus L through the output terminal Tout by the voltage-current conversion circuit 2 (see FIG. 2)). Hereinafter, it is determined by the balance between the output current) and the trapezoidal wave current (hereinafter referred to as sink current) sucked from the communication bus L by the voltage-
[0008]
For this reason, if [output current]> [sink current], the received signal Rin flows from the communication bus L to the
[0009]
However, the rising edge of the received signal Rin is determined by the rising edge of the input signal Sin (see t0 in FIG. 4A) (see FIGS. 4A and 4E). On the other hand, at the fall of the reception signal Rin, the output current of the voltage-current conversion circuit 2 (see symbol B in FIG. 4C) and the sink current of the voltage-
[0010]
Therefore, a delay time (see symbol Δt0 in FIG. 4 (e)) occurs between the time when the received signal Rin falls and the time when the input signal Sin falls (reference t1 in FIG. 5). In order to shorten the delay time, it is necessary to make the output current of the voltage-current conversion circuit 2 of the transmission device close to the sink current of the voltage-
[0011]
Therefore, as shown in FIG. 2, the output current of the voltage-current conversion circuit 2 of the transmission device is converted into the voltage-
However, a current difference (see symbol ΔI in FIG. 5A) occurs between the output current of the voltage-current conversion circuit 2 of the transmission device and the sink current of the voltage-
[0012]
For this reason, the delay time between the input signal and the received signal is shorter than when the trapezoidal wave voltage is applied as the communication signal and when the diode D1 is not employed (Δt1 <Δt0). It cannot be suppressed below the value determined by the VF voltage of the diode D1.
In view of the above, an object of the present invention is to provide a communication apparatus in which the delay time between an input signal and a received signal is made as short as possible.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the invention described in claim 1 includes a supply circuit (10, C1, 20, 30, 40) for supplying a trapezoidal wave supply current to the communication bus based on an input signal, Communication is performed by a bus current determined by a current difference between a supply current and an absorption current sucked by a termination circuit connected to the communication bus. The supply circuit includes a trapezoidal wave voltage generation circuit (10, C10) that outputs a trapezoidal wave voltage based on an input signal, and a voltage-current conversion circuit that converts the trapezoidal wave voltage output from the trapezoidal wave voltage generation circuit into a trapezoidal wave current. (20), an output circuit (30) that attempts to flow a trapezoidal wave current through the voltage-current conversion circuit, and a supply current according to the trapezoidal wave current, and the supply current is larger than the absorption current And a control circuit (40) for controlling the trapezoidal wave voltage generation circuit to bring the trapezoidal wave current closer to the absorption current according to the comparison between the trapezoidal wave current and the bus current.
[0014]
In this way, when the supply current is larger than the absorption current, the control circuit controls the trapezoidal wave voltage generation circuit so that the trapezoidal wave current approaches the absorption current. Therefore, the delay time between the input signal and the reception signal is as long as possible. Can be shortened.
According to the second aspect of the present invention, the output circuit includes input transistors (Q12, Q13) connected to the voltage-current conversion circuit, current mirror connection to the input transistors, and the communication bus. The control circuit includes a trapezoidal wave current that flows from the input transistor to the voltage-current conversion circuit, and a bus current that flows from the output transistor to the communication bus. Compare
[0015]
Thus, the trapezoidal wave current can be measured as the current flowing through the input transistor of the current mirror circuit, and the bus current can be measured as the current flowing through the output transistor, so that the trapezoidal wave current and the bus current can be easily compared. It is possible.
According to the third aspect of the present invention, the control circuit compares the trapezoidal wave current with the bus current by the differential pair transistor comparison unit (Q16, Q17). Can be done in the state. Therefore, the comparison between the trapezoidal wave current and the bus current becomes accurate.
[0016]
In the invention according to
In this case, when the input current falls, the supply current becomes smaller than the absorption current, so that the bus current becomes equal to the absorption current. For this reason, if the differential pair transistor comparison unit is operating at the time of the fall of the input current, the fall of the trapezoidal wave-like voltage is accelerated. As a result, the slope of the trapezoidal wave current becomes large, that is, the falling of the bus current becomes steep, and there is a possibility that harmonics that become noises are generated. Therefore, in the invention described in
[0017]
Furthermore, in the invention described in claim 5, the control circuit has current extraction means (Q16, Q17, SW, T) for extracting current from the trapezoidal wave current generation circuit based on the comparison output of the differential pair transistor comparison unit. When the input signal falls, the current extraction from the trapezoidal wave current generation circuit by the current extraction means is stopped.
As described above, when the input signal falls, the current extraction from the trapezoidal wave current generation circuit by the current extraction means is stopped. For this reason, since the slope of the trapezoidal wave current can be suppressed from being steep due to current drawing by the current sink means when the input signal falls, it is possible to prevent the slope of the fall of the bus current from becoming large. Therefore, similarly to the fifth aspect of the invention, it is possible to prevent the generation of harmonic noise by adopting the differential pair transistor comparison unit.
[0018]
In the invention according to claim 6, since the control circuit controls the trapezoidal wave voltage generation circuit so that the supply current becomes larger than the absorption current by a predetermined value, the supply current and the absorption current are caused by the electric noise. It is possible to prevent the communication signal from being erroneously transmitted due to the reverse of the size of.
According to the seventh aspect of the present invention, the control circuit controls the trapezoidal wave voltage generation circuit so that the supply current is in a balanced state with a predetermined value larger than the absorption current.
[0019]
As a result, the control circuit sets the equilibrium state in a state where the supply current is larger than the absorption current by a predetermined value in the comparison between the trapezoidal wave current and the bus current. Obedience to. Therefore, similarly to the sixth aspect of the invention, it is possible to suppress erroneous transmission of the communication signal due to the magnitudes of the supply current and the absorption current being reversed due to electrical noise.
[0020]
Furthermore, the invention according to claim 8 is provided with a supply circuit (10, C1, 20, 30, 40) for flowing a trapezoidal wave supply current to the communication bus based on the input signal, and the supply current and the communication bus Therefore, communication is performed in accordance with the balance with the absorption current to be absorbed by the termination circuit. The supply circuit includes a trapezoidal wave voltage generation circuit (10, C10) that outputs a trapezoidal wave voltage based on an input signal, and a voltage-current conversion circuit that converts the trapezoidal wave voltage output from the trapezoidal wave voltage generation circuit into a trapezoidal wave current. (20), an output circuit (30) that attempts to flow a trapezoidal wave current to the voltage-current conversion circuit, and also to supply a supply current according to the trapezoidal wave current, and when the supply current is larger than the absorption current And a control circuit (40) for controlling the trapezoidal wave voltage generation circuit so that the trapezoidal wave current approaches the absorption current.
[0021]
As described above, when the supply current is larger than the absorption current, the control circuit controls the trapezoidal wave voltage generation circuit so that the trapezoidal wave current approaches the absorption current. The delay time between the signal and the received signal can be made as short as possible.
Further, as in the ninth aspect of the invention, a current mirror circuit may be adopted as the output circuit.
[0022]
Furthermore, as in the invention of
[0023]
In addition, the code | symbol in the above-mentioned parenthesis shows the correspondence with the specific means of embodiment description later mentioned.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiments shown in the drawings will be described below.
FIG. 1 shows an embodiment of a communication device of a vehicle electronic control device according to the present invention.
The communication device includes a trapezoidal wave
[0025]
The trapezoidal wave
Specifically, the trapezoidal wave
[0026]
However, since the capacitor C10 is connected between the trapezoidal wave
The voltage-current conversion circuit 20 includes an operational amplifier OP10, a transistor Q11, and a resistance element R11. In the voltage-current conversion circuit 20, the operational amplifier OP10 drives the transistor Q11 by applying the trapezoidal wave voltage from the trapezoidal wave
[0027]
Therefore, the transistor Q11 is driven by the operational amplifier OP10, and flows a trapezoidal wave current having a waveform similar to the trapezoidal wave voltage from the current mirror circuit 30 to the ground through the resistance element R11. The voltage-current conversion circuit 20 generates a trapezoidal wave current based on the trapezoidal wave voltage with reference to the ground.
The current mirror circuit 30 includes transistors Q12 to Q15 and resistor elements R12 to R16. The transistors Q12 and Q13 and the transistors Q14 and Q15 are connected in cascade (inverted Darlington connection).
[0028]
In the current mirror circuit 30, when the transistors Q12 and Q13 are driven by the transistor Q11, a trapezoidal wave current flows from the power source Vcc through the resistance element R30 through the voltage-current conversion circuit 20 to the ground, and the transistors Q14 and Q15 perform the trapezoidal wave current. Is output from the power source Vss through the resistance element R50 to the other vehicle electronic control device via the output terminal Tout.
[0029]
Here, the resistance element R13 is a resistance element for detecting, as a voltage, a current (corresponding to the output current described above) that the current mirror circuit 30 intends to output. The resistance element R15 is a resistance element for detecting a bus current flowing through the communication bus L as a voltage by a current (corresponding to the above-described sink current) drawn from the current mirror circuit 30 by the termination circuit 3 (see FIG. 3). .
[0030]
That is, the current flowing through the communication bus L is determined by the smaller one of the output current from the output current from the output terminal Tout and the sink current (see FIGS. 4B, 4C, and 4D). When the sink current is smaller than the output current, the bus current has the same value as the sink current.
The output current detection circuit 40 includes transistors Q16 to Q19, an analog switch SW, a constant current source T, and a resistance element R17. The transistors Q16 and Q17 constitute a differential pair, and the transistors Q16 and Q17 are biased by the constant current source T when the analog switch SW is turned on, and compare voltages generated in the resistance elements R13 and R15.
[0031]
As a result, it is possible to detect a current difference between the trapezoidal wave current to be output by the current mirror circuit 30 and the trapezoidal wave current drawn from the current mirror circuit 30 by the termination circuit 3 (see FIG. 3).
However, the analog switch SW is turned on when the input signal Sin rises. The resistance element R17 is a resistor for applying an offset voltage having a certain value to the comparison voltage value of the differential pair.
[0032]
Transistors Q18 and Q19 constitute a current mirror circuit. In this current mirror circuit, when the trapezoidal wave current to be output by the current mirror circuit 30 is larger than the trapezoidal wave current absorbed by the termination circuit 3, the current corresponding to the detected current difference by the differential pair From the capacitor C10 of the trapezoidal wave
[0033]
Hereinafter, the operation of the present embodiment configured as described above will be described.
First, when the trapezoidal wave
Next, the voltage-current conversion circuit 20 drives the transistor Q11 through the operational amplifier OP10 based on the trapezoidal wave voltage.
[0034]
Then, a trapezoidal wave current having a waveform similar to the trapezoidal wave voltage flows from the power supply Vcc to the ground through the transistor Q11 and the resistor element R11 via the resistor element R13 and the transistors Q12 and Q13 of the current mirror circuit 30.
Accordingly, the current mirror circuit 30 will output a trapezoidal wave current similar to the above trapezoidal wave current as a communication signal Sout to the other vehicular electronic control device through the resistance element R15 and the transistors Q14 and Q15 via the output terminal Tout. And
[0035]
The transistors Q16 and Q17 of the output current detection circuit 40 compare the current that the current mirror circuit 30 intends to output with the current that flows from the current mirror circuit 30 to the communication bus L. In particular, when the sink current is smaller than the output current from the current mirror circuit 30, the comparison current value is detected by comparing the output current and the sink current.
[0036]
Here, when the current to be output by the current mirror circuit 30 is larger than the current sucked by the termination circuit 3 from the current mirror circuit 30, the transistors Q18 and Q19 use the current corresponding to the comparison current difference as a capacitor. Run from C10 to ground. That is, a current corresponding to the current difference among the charging current from the trapezoidal wave
[0037]
Therefore, the trapezoidal wave
Therefore, the trapezoidal wave current to be output by the current mirror circuit 30 accurately follows the trapezoidal wave current to be absorbed by the termination circuit 3 (see FIG. 3). Therefore, the delay time between the fall of the reception signal Rin and the fall of the input signal Sin is shortened.
[0038]
As described above, the current that the current mirror circuit 30 intends to output and the current that the termination circuit 3 absorbs are compared with the resistance elements R13 and R15 and the output current detection circuit 40 with high accuracy, and the comparison current is obtained. The difference is fed back to the trapezoidal
[0039]
However, in the state where the difference between the current to be output by the current mirror circuit 30 and the current absorbed by the termination circuit 3 is very small, if electrical noise is applied to the communication bus L, the signal state of the communication bus L (high level) , Low level) may be switched.
Therefore, in the present embodiment, an offset voltage value (for example, 0.1 V) by the resistance element R17 is added to the comparison voltage of the differential pair by the transistors Q16 and Q17. Therefore, the trapezoidal
[0040]
As a result, the current to be output by the current mirror circuit 30 is offset and follows the absorption current of the termination circuit 3. Therefore, even if electrical noise is added to the communication bus L, switching of the signal state of the communication bus L is suppressed, so that communication can be performed reliably regardless of the electrical noise.
The analog switch SW is turned off when the input signal Sin falls. This is because when the transistors Q16 and Q17 constituting the differential pair are always in the energized state, the current mirror circuits Q18 and Q19 are also operated and the operation of drawing the current from the capacitor C10 is always performed. Therefore, when the input signal Sin falls, current is drawn from the capacitor C10, and the fall of the trapezoidal wave voltage becomes steep. Therefore, the fall of the bus current flowing through the communication bus L also becomes steep and it becomes easy to generate harmonic noise. Therefore, by turning off the analog switch SW when the input signal signal Sin falls, the operation of the differential pair can be stopped, and the steep fall of the bus current can be prevented.
[0041]
When the analog switch SW is turned on to operate the differential pair so that the output current and the sink current are close to each other in the vicinity of switching between the output current and the sink current of the current mirror circuit, the analog switch SW is set to The control circuit to control becomes troublesome and is not preferable.
On the other hand, it is optimal to turn it on from the rising edge of the input signal Sin as in this embodiment. In this embodiment, the output current (trapezoidal wave current) to be output by the current mirror circuit 30 follows the sink current, and the delay time caused by the difference between the output current and the sink current is reduced. It is optimal for the control to shorten.
[0042]
Further, the operation of the differential pair is stopped with respect to the above-described problem when the input signal Sin falls due to the use of the output current detection circuit 40. The operation of the transistors Q18 and Q19 of the current mirror circuit may be stopped when the input signal Sin falls.
This employs a new transistor to connect the collector of this new transistor to the collector of transistor Q18 and to connect the emitter of the new transistor to the emitter of transistor Q18. This can be achieved by providing a control circuit for controlling the base of the new transistor so that the new transistor operates by the falling of the input signal Sin and the transistor Q18 is turned off.
[0043]
In implementing the present invention, the transistor characteristics of the transistors Q17 and Q16 are not limited to means using the resistance element R17 in order to apply an offset voltage to the differential pair of the transistors Q16 and Q17 (for example, the transistors Q16 and Q17). The pattern ratio of the Emi evening may be shifted).
The present invention is not limited to this, and may be realized by means such as shifting the resistance values of the resistance elements R13 and R15.
[0044]
In the above-described embodiment, the example in which the operational amplifier OP10 is employed as the voltage-current conversion circuit 20 has been described. However, the present invention is not limited thereto, and an emitter follow type transistor may be employed.
The present invention is not limited to this, and a transconductance amplifier may be employed.
[0045]
In implementing the present invention, the current mirror circuit 30 may be a combination of a pair of PNP transistors instead of the transistors Q12 to Q15 as described above.
Further, the present invention is not limited to this, and a Wilson type or other type of current mirror circuit in which the Early effect is suppressed may be adopted.
[0046]
Furthermore, in implementing the present invention, the ratio of the input current (trapezoidal wave current) and the output current (the trapezoidal wave current and similar current) in the current mirror circuit 30 is not limited to 1: 1. A ratio other than 1 may be used.
For example, the ratio of the emitter area of transistor Q13 to the emitter area of transistor Q14 is set to a ratio other than 1: 1 (hereinafter referred to as ratio H1), and the ratio of the emitter area of transistor Q12 to the emitter area of transistor Q15. Is set to a value other than 1: 1 (hereinafter referred to as ratio H2).
[0047]
In this case, the ratio between the resistance value of the resistance element 13 and the resistance value of the resistance element 15 is set to the reciprocal ratio of the ratio between the input current and the output current in the current mirror circuit 30 determined by the ratios H1 and H2. . Then, using the resistance elements 13 and 15, the output current detection circuit 40 increases the current that the current mirror circuit 30 intends to output and the current that the termination circuit 3 absorbs in substantially the same manner as in the above embodiment. Compare with accuracy.
[0048]
In the above embodiment, in the output current detection circuit 40, the example in which the constant current source T is turned on and off by the analog switch SW has been described. However, the present invention is not limited thereto, and the constant current source T itself is turned on. You may make it employ | adopt the thing made into the structure which turns off.
In the implementation of the present invention, a voltage effect transistor may be adopted to constitute an electric circuit.
[0049]
In implementing the present invention, the analog switch SW may be configured by employing a transistor.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electric circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an electric circuit diagram showing a conventional technique.
FIG. 3 is an electric circuit diagram showing a termination circuit and a reception circuit.
4A is a diagram showing a voltage waveform indicating an input signal, FIG. 4B is a diagram showing a current waveform for explaining the operation of the voltage-current conversion circuit shown in FIG. 2, and FIG. 4C is a diagram showing FIG. FIG. 4D is a diagram showing a current waveform for explaining the operation of the termination circuit shown in FIG. 3D, FIG. 4D is a diagram showing a current waveform flowing in the communication bus, and FIG.
5A is a diagram showing a current waveform for explaining the operation of the diode shown in FIG. 2, FIG. 5B is a diagram showing a current waveform flowing in a communication bus when the diode is employed, and FIG. 5C. These are figures which show the voltage waveform of the received signal at the time of employ | adopting the said diode.
[Explanation of symbols]
10 ... Trapezoidal wave voltage generator, 20 ... Voltage-current converter,
30 ... Current mirror circuit, 40 ... Output current detection circuit,
C10: Capacitor.
Claims (10)
前記供給電流と、前記通信バスに接続された終端回路が吸い出す吸収電流との電流差によって決まるバス電流によって通信が行われる通信装置において、
前記供給回路は、
入力信号に基づき台形波電圧を出力する台形波電圧発生回路（１０、Ｃ１０）と、
前記台形波電圧発生回路から出力された台形波電圧を台形波電流に変換する電圧−電流変換回路（２０）と、
前記電圧−電流変換回路に前記台形波電流を流そうとするとともに、その台形波電流に応じて前記供給電流を流そうとする出力回路（３０）と、
前記供給電流が前記吸収電流よりも大きいとき前記台形波電流と前記バス電流との比較に応じて前記台形波電流を前記吸収電流に近づけるように前記台形波電圧発生回路を制御する制御回路（４０）とを備えることを特徴とする通信装置。Provided with a supply circuit (10, C1, 20, 30, 40) for supplying a trapezoidal wave supply current to the communication bus based on an input signal,
In a communication device in which communication is performed by a bus current determined by a current difference between the supply current and an absorption current sucked by a termination circuit connected to the communication bus,
The supply circuit includes:
A trapezoidal wave voltage generation circuit (10, C10) for outputting a trapezoidal wave voltage based on an input signal;
A voltage-current conversion circuit (20) for converting a trapezoidal wave voltage output from the trapezoidal wave voltage generation circuit into a trapezoidal wave current;
An output circuit (30) for flowing the trapezoidal wave current to the voltage-current conversion circuit and for flowing the supply current according to the trapezoidal wave current;
A control circuit (40) that controls the trapezoidal wave voltage generation circuit so that the trapezoidal wave current approaches the absorbed current according to the comparison between the trapezoidal wave current and the bus current when the supply current is larger than the absorbed current. And a communication device.
前記制御回路は、前記入カトランジスタから前記電圧−電流変換回路に流れる前記台形波電流と、前記出力トランジスタから前記通信バスに流れる前記バス電流とを比較することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。The output circuit includes input transistors (Q12, Q13) connected to the voltage-current conversion circuit, and output transistors (Q14, Q15) connected to the communication bus in a current mirror connection to the input transistors. A current mirror circuit comprising:
2. The control circuit according to claim 1, wherein the control circuit compares the trapezoidal wave current flowing from the input transistor to the voltage-current conversion circuit and the bus current flowing from the output transistor to the communication bus. Communication equipment.
前記供給電流と、前記通信バスから終端回路が吸収しようとする吸収電流とのバランスにより通信を行う通信装置において、
前記供給回路は、
前記入力信号に基づき台形波電圧を出力する台形波電圧発生回路（１０、Ｃ１０）と、
前記台形波電圧発生回路から出力された台形波電圧を台形波電流に変換する電圧−電流変換回路（２０）と、
前記電圧−電流変換回路に前記台形波電流を流そうとするとともに、その台形波電流に応じて前記供給電流を流そうとする出力回路（３０）と、
前記供給電流が前記吸収電流より大きいとき前記台形波電流を前記吸収電流に近づけるように前記台形波電圧発生回路を制御する制御回路（４０）とを備えていることを特徴とする通信装置。Provided with a supply circuit (10, C1, 20, 30, 40) for supplying a trapezoidal wave supply current to the communication bus based on an input signal,
In a communication device that performs communication by balancing the supply current and the absorption current that the termination circuit is to absorb from the communication bus,
The supply circuit includes:
A trapezoidal wave voltage generation circuit (10, C10) for outputting a trapezoidal wave voltage based on the input signal;
A voltage-current conversion circuit (20) for converting a trapezoidal wave voltage output from the trapezoidal wave voltage generation circuit into a trapezoidal wave current;
An output circuit (30) for flowing the trapezoidal wave current to the voltage-current conversion circuit and for flowing the supply current according to the trapezoidal wave current;
And a control circuit (40) for controlling the trapezoidal wave voltage generation circuit so that the trapezoidal wave current approaches the absorbed current when the supply current is larger than the absorbed current.
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