JP2000307615A - Communication device - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は台形波電流を出力す
る通信装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a communication device for outputting a trapezoidal wave current.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、車両用電子制御装置間の通信で
は、車両用電子制御装置の一方からの入力信号としての
矩形波電圧を通信装置でもって台形波電圧に変換し通信
信号として他の通信装置に出力し、他の通信装置が当該
台形波電圧（通信信号）を矩形波電圧に変換し受信信号
として他方の車両用電子制御装置に出力するものがあ
る。2. Description of the Related Art Conventionally, in communication between electronic control units for a vehicle, a rectangular wave voltage as an input signal from one of the electronic control units for a vehicle is converted into a trapezoidal wave voltage by a communication device and converted into a communication signal as another communication signal. There is a device in which the other communication device converts the trapezoidal wave voltage (communication signal) into a rectangular wave voltage and outputs it as a reception signal to the other vehicle electronic control device.
【０００３】このものにおいては、通信装置が入力信号
（矩形波電圧）を通信信号として台形波電圧に変換する
ことで、車両用電子制御装置間の通信バスに流れる電流
の変化率を一定以下に抑えている。これにより、通信バ
スＬに流れる電流の高次の高調波成分を抑えることで、
電磁波ノイズの発生を抑えるようにしている。In this device, a communication device converts an input signal (rectangular wave voltage) into a trapezoidal wave voltage as a communication signal, so that a rate of change of a current flowing through a communication bus between the electronic control units for a vehicle is kept below a certain value. I am holding it down. Thereby, by suppressing the higher harmonic components of the current flowing through the communication bus L,
The generation of electromagnetic noise is suppressed.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記車両用電
子制御装置間の通信では、上述の如く、通信信号として
は台形波電圧が採用されているため、入力信号（矩形波
電圧）と他の通信装置からの受信信号（矩形波電圧）と
には、遅延時間が生じる。これに対して、図２及び図３
に示すように、通信信号として台形波電流を採用して遅
延時間を短くするようしたものがある。However, in the communication between the electronic control units for a vehicle, as described above, a trapezoidal wave voltage is used as a communication signal, and therefore, an input signal (rectangular wave voltage) and another signal are used. A delay time is generated between the received signal (rectangular wave voltage) from the communication device. 2 and 3
As shown in FIG. 1, there is a method in which a trapezoidal wave current is adopted as a communication signal to shorten the delay time.
【０００５】具体的には、図２にて示す通信装置では、
台形波電圧発生回路１は、矩形波電圧を入力信号Ｓｉｎ
（図４（ａ）参照）として受け、コンデンサＣ１の充放
電作用により台形波電圧を発生し、電圧−電流変換回路
２に出力する。ついで、電圧−電流変換回路２は、台形
波電圧発生回路１からの台形波電圧と相似形の台形波電
流（図４（ｂ）参照）を抵抗素子Ｒ１を通して出力端子
Ｔｏｕｔを経て通信バスＬに出力しようとする。Specifically, in the communication device shown in FIG.
The trapezoidal wave voltage generation circuit 1 converts the rectangular wave voltage into the input signal Sin
As shown in FIG. 4A, a trapezoidal wave voltage is generated by the charging and discharging action of the capacitor C1 and output to the voltage-current conversion circuit 2. Next, the voltage-current conversion circuit 2 applies a trapezoidal wave current (see FIG. 4B) similar to the trapezoidal wave voltage from the trapezoidal wave voltage generating circuit 1 to the communication bus L via the resistor R1 and the output terminal Tout. Try to output.
【０００６】そして、図３に示す終端回路３では、台形
波電圧発生回路３ａは、通信バスＬからの通信信号を終
端端子ＲＳｉｎを経て受け、台形波電圧を発生する。つ
いで、電圧−電流変換回路３ｂは、当該台形波電圧を台
形波電流（図４（ｃ）にて符号Ａ参照）に変換し通信バ
スＬから当該台形波電流に対応する台形波電流を終端端
子ＲＳｉｎを経て吸収（シンク）するように作動する。
なお、図４（ｄ）にて通信バスＬに流れる電流波形を示
す。In the terminal circuit 3 shown in FIG. 3, the trapezoidal wave voltage generating circuit 3a receives a communication signal from the communication bus L via the terminal terminal RSin and generates a trapezoidal wave voltage. Next, the voltage-current conversion circuit 3b converts the trapezoidal wave voltage into a trapezoidal wave current (see the symbol A in FIG. 4C), and converts the trapezoidal wave current corresponding to the trapezoidal wave current from the communication bus L into a terminal. It operates to absorb (sink) via RSin.
FIG. 4D shows a waveform of a current flowing through the communication bus L.
【０００７】ここで、受信回路４（図３参照）の受信信
号Ｒｉｎ（矩形波電圧）は、電圧−電流変換回路２（図
２参照）によって出力端子Ｔｏｕｔを通して通信バスＬ
に出力しようとする台形波電流（以下、出力電流とい
う）と、電圧−電流変換回路３ｂ（図３参照）によって
通信バスＬから吸込する台形波電流（以下、シンク電流
という）のバランスにより決まる。つまり、通信バスＬ
に出力しようとする出力電流と通信バスＬから吸込され
るシンク電流とのうち電流値の小さい方で通信バスＬに
流れる電流が決まる。Here, the reception signal Rin (rectangular wave voltage) of the reception circuit 4 (see FIG. 3) is transmitted by the voltage-current conversion circuit 2 (see FIG. 2) to the communication bus L through the output terminal Tout.
The current is determined by the balance between the trapezoidal wave current (hereinafter referred to as the output current) to be output to the IGBT and the trapezoidal wave current (hereinafter referred to as the sink current) drawn from the communication bus L by the voltage-current conversion circuit 3b (see FIG. 3). That is, the communication bus L
The current flowing through the communication bus L is determined by the smaller of the output current and the sink current drawn from the communication bus L.
【０００８】このため、受信信号Ｒｉｎは、［出力電
流］＞［シンク電流］であるならば、通信バスＬから受
信回路４に電流が流れ、ハイレベルになる。一方、受信
信号Ｒｉｎは、［出力電流］＜［シンク電流］であるな
らば、通信バスＬから受信回路４に電流が流れず、ロー
レベルになる。なお、受信回路４の抵抗素子３１、３２
はハイインピーダンスになっている。Therefore, if [output current]> [sink current], the current of the reception signal Rin flows from the communication bus L to the reception circuit 4 and becomes high. On the other hand, if [output current] <[sink current], the reception signal Rin does not flow from the communication bus L to the reception circuit 4 and goes to a low level. The resistance elements 31 and 32 of the receiving circuit 4
Is high impedance.
【０００９】但し、受信信号Ｒｉｎの立ち上がり時は、
入力信号Ｓｉｎの立ち上がり時（図４（ａ）にて符号ｔ
０参照）により決まる（図４（ａ）、（ｅ）参照）。一
方、受信信号Ｒｉｎの立ち下がり時は、電圧−電流変換
回路２の出力電流（図４（ｃ）にて符号Ｂ参照）と、電
圧−電流変換回路３ｂのシンク電流（図４（ｃ）にて符
号Ａ参照）との交点Ｅ（図４（ｃ）参照）により決ま
る。However, when the reception signal Rin rises,
At the time of rising of the input signal Sin (t in FIG. 4A)
0 (see FIGS. 4A and 4E). On the other hand, when the reception signal Rin falls, the output current of the voltage-current conversion circuit 2 (see reference symbol B in FIG. 4C) and the sink current of the voltage-current conversion circuit 3b (see FIG. 4C). (See FIG. 4 (c)).
【００１０】このため、受信信号Ｒｉｎの立ち下がり時
と、入力信号Ｓｉｎの立ち下がり時（図５にて符号ｔ
１）との間には、遅延時間（図４（ｅ）符号Δｔ０参
照）が生じる。当該遅延時間を短くする為には、送信装
置の電圧−電流変換回路２の出力電流を、電圧−電流変
換回路３ｂ（図３参照）のシンク電流に近づける必要が
ある。For this reason, when the reception signal Rin falls and when the input signal Sin falls (reference t in FIG. 5).
1), a delay time (see the symbol Δt0 in FIG. 4E) occurs. In order to shorten the delay time, it is necessary to make the output current of the voltage-current conversion circuit 2 of the transmission device close to the sink current of the voltage-current conversion circuit 3b (see FIG. 3).
【００１１】そこで、図２に示すように、ダイオードＤ
１による抵抗素子Ｒ１からコンデンサＣ１への通電作用
でもって、送信装置の電圧−電流変換回路２の出力電流
を、電圧−電流変換回路３ｂ（図３参照）のシンク電流
に近づけるようにしている。（図５（ａ）符号Ｂ１参
照）。しかし、送信装置の電圧−電流変換回路２の出力
電流と、電圧−電流変換回路３ｂのシンク電流との電流
差（図５（ａ）にて符号ΔＩ参照）が生じ、当該電流差
はダイオードＤ１のＶＦ電圧（順方向降下電圧）により
決まるため、遅延時間（図５にて符号ｔ１参照）はダイ
オードＤ１のＶＦ電圧によって決まることになる。Therefore, as shown in FIG.
The output current of the voltage-to-current conversion circuit 2 of the transmission device is made closer to the sink current of the voltage-to-current conversion circuit 3b (see FIG. 3) by the action of conducting the current from the resistance element R1 to the capacitor C1 by the step S1. (Refer to the symbol B1 in FIG. 5A). However, a current difference occurs between the output current of the voltage-current conversion circuit 2 of the transmission device and the sink current of the voltage-current conversion circuit 3b (see the symbol ΔI in FIG. 5A), and the current difference is determined by the diode D1. Is determined by the VF voltage of the diode D1 (forward drop voltage), so that the delay time (see the symbol t1 in FIG. 5) is determined by the VF voltage of the diode D1.
【００１２】このため、入力信号と受信信号との遅延時
間は、通信信号として台形波電圧を適用した場合は勿論
のこと、ダイオードＤ１を採用しない場合に比べて短く
なるものの（Δｔ１< Δｔ０）、遅延時間をダイオード
Ｄ１のＶＦ電圧により決まる値以下に抑えることができ
ない。そこで、本発明は、このようなことに鑑みて、入
力信号と受信信号との遅延時間をできる限り短くするよ
うにした通信装置を提供することを目的とする。For this reason, the delay time between the input signal and the received signal is shorter than the case where the trapezoidal wave voltage is applied as the communication signal as well as the case where the diode D1 is not used (Δt1 <Δt0). The delay time cannot be suppressed below a value determined by the VF voltage of the diode D1. In view of the above, an object of the present invention is to provide a communication device that minimizes the delay time between an input signal and a received signal.
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載の発明にでは、入力信号に基づき台
形波の供給電流を通信バスに流そうとする供給回路（１
０、Ｃ１、２０、３０、４０）を備え、供給電流と、通
信バスに接続された終端回路が吸い出す吸収電流との電
流差によって決まるバス電流によって通信が行われる。
供給回路は、入力信号に基づき台形波電圧を出力する台
形波電圧発生回路（１０、Ｃ１０）と、台形波電圧発生
回路から出力された台形波電圧を台形波電流に変換する
電圧−電流変換回路（２０）と、電圧−電流変換回路に
台形波電流を流そうとするとともに、その台形波電流に
応じて供給電流を流そうとする出力回路（３０）と、供
給電流が吸収電流よりも大きいとき台形波電流とバス電
流との比較に応じて台形波電流を吸収電流に近づけるよ
うに台形波電圧発生回路を制御する制御回路（４０）と
を備える。In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, a supply circuit (1) for supplying a trapezoidal wave supply current to a communication bus based on an input signal.
0, C1, 20, 30, 40), and communication is performed by a bus current determined by a current difference between a supply current and an absorption current drawn by a termination circuit connected to the communication bus.
The supply circuit includes a trapezoidal wave voltage generating circuit (10, C10) that outputs a trapezoidal wave voltage based on an input signal, and a voltage-current conversion circuit that converts the trapezoidal wave voltage output from the trapezoidal wave voltage circuit into a trapezoidal wave current. (20), an output circuit (30) for trying to supply a trapezoidal wave current to the voltage-current conversion circuit and for supplying a supply current according to the trapezoidal wave current, and a supply current larger than the absorption current And a control circuit (40) for controlling the trapezoidal wave voltage generation circuit so as to make the trapezoidal wave current closer to the absorption current according to the comparison between the trapezoidal wave current and the bus current.
【００１４】このように、制御回路は、供給電流が吸収
電流よりも大きいとき、台形波電流を吸収電流に近づけ
るように台形波電圧発生回路を制御するので、入力信号
と受信信号との遅延時間をできる限り短くすることがで
きる。また、請求項２に記載の発明では、出力回路は、
電圧−電流変換回路に接続された入カトランジスタ（Ｑ
１２、Ｑ１３）と、この入力トランジスタに対してカレ
ントミラー接続され、かつ前記通信バスに接続された出
力トランジスタ（Ｑ１４、Ｑ１５）とを有するカレント
ミラー回路であって、制御回路は、入カトランジスタか
ら電圧−電流変換回路に流れる台形波電流と、出力トラ
ンジスタから通信バスに流れるバス電流とを比較する。Thus, when the supply current is larger than the absorption current, the control circuit controls the trapezoidal wave voltage generation circuit so that the trapezoidal wave current approaches the absorption current. Can be as short as possible. According to the second aspect of the present invention, the output circuit includes:
An input transistor (Q) connected to the voltage-current conversion circuit
12, Q13) and output transistors (Q14, Q15) which are current-mirror-connected to the input transistors and are connected to the communication bus. A trapezoidal wave current flowing through the voltage-current conversion circuit is compared with a bus current flowing from the output transistor to the communication bus.
【００１５】このように、台形波電流をカレントミラー
回路の入力トランジスタに流れる電流として測定し得る
とともに、バス電流を出力トランジスタに流れる電流と
して測定し得るので、台形波電流とバス電流との比較を
容易に行うことが可能である。さらに、請求項３に記載
の発明では、制御回路は、差動対トランジスタ比較部
（Ｑ１６、Ｑ１７）によって台形波電流とバス電流とを
比較するので、この比較を差動対トランジスタ比較部の
平衡状態で行うことができる。従って、台形波電流とバ
ス電流との比較が精度の良いものになる。As described above, since the trapezoidal wave current can be measured as the current flowing through the input transistor of the current mirror circuit and the bus current can be measured as the current flowing through the output transistor, the trapezoidal wave current and the bus current can be compared. It can be done easily. Further, according to the third aspect of the present invention, the control circuit compares the trapezoidal wave current with the bus current by the differential pair transistor comparing section (Q16, Q17). Can be done in a state. Therefore, the comparison between the trapezoidal wave current and the bus current becomes accurate.
【００１６】また、請求項４に記載の発明では、差動対
トランジスタ比較部は、入力電流の立ち下がり時に、比
較を停止する。この場合、入力電流の立ち下がり時に、
供給電流が吸収電流よりも小さくなるので、バス電流は
吸収電流と同等になる。このため、入力電流の立ち下が
り時に、差動対トランジスタ比較部が動作していると、
台形波状電庄の立ち下がりを速めてしまうこととなる。
よって、台形波電流の傾きが大きくなり、つまり、バス
電流の立ち下がりが急峻になり、ノイズとなる高調波が
発生してしまう恐れがある。 そこで、請求項４に記載
の発明では、入力信号の立ち下がり時においては、差動
対トランジスタ比較部の比較を停止させているので、バ
ス電流の立ち下がりの傾きが大きくなることを防止でき
る。従って、差動対トランジスタ比較部を採用したこと
によって高調波ノイズが生じてしまうことを防止でき
る。According to the fourth aspect of the present invention, the differential pair transistor comparing section stops the comparison when the input current falls. In this case, when the input current falls,
Since the supply current is smaller than the absorption current, the bus current becomes equal to the absorption current. Therefore, if the differential pair transistor comparison unit is operating when the input current falls,
This will accelerate the fall of the trapezoidal wave-shaped electric sho.
Therefore, there is a possibility that the slope of the trapezoidal wave current becomes large, that is, the fall of the bus current becomes steep, and a harmonic that becomes noise is generated. Therefore, according to the fourth aspect of the invention, when the input signal falls, the comparison of the differential pair transistor comparison unit is stopped, so that the falling slope of the bus current can be prevented from increasing. Therefore, it is possible to prevent the occurrence of harmonic noise due to the use of the differential pair transistor comparison unit.
【００１７】さらに、請求項５に記載の発明では、制御
回路は、差動対トランジスタ比較部の比較出力に基づき
台形波電流発生回路から電流を引き抜く電流引き抜き手
段（Ｑ１６、Ｑ１７、ＳＷ、Ｔ）を有し、入力信号の立
ち下がり時に、電流引き抜き手段による台形波電流発生
回路からの電流の引き抜きを停止する。このように、入
力信号の立ち下がり時に、電流引き抜き手段による台形
波電流発生回路からの電流の引き抜きを停止する。この
ため、入力信号の立ち下がり時において、電流シンク手
段による電流の引き抜きによって台形波電流の傾きが急
峻になることを抑制し得るので、バス電流の立ち下がり
の傾きが大きくなることを防止できる。従って、上記請
求項５に記載の発明と同様に、差動対トランジスタ比較
部を採用したことによって高調波ノイズが生じてしまう
ことを防止できる。Further, in the invention according to claim 5, the control circuit draws a current from the trapezoidal wave current generation circuit based on the comparison output of the differential pair transistor comparison section (Q16, Q17, SW, T). And stopping the current extraction from the trapezoidal wave current generation circuit by the current extraction means when the input signal falls. As described above, when the input signal falls, the current extracting means stops extracting the current from the trapezoidal wave current generating circuit. For this reason, when the input signal falls, the steepness of the trapezoidal wave current can be suppressed from becoming steep due to the current being extracted by the current sink means, so that the falling slope of the bus current can be prevented from increasing. Therefore, similarly to the fifth aspect of the present invention, it is possible to prevent the occurrence of harmonic noise due to the use of the differential pair transistor comparison unit.
【００１８】また、請求項６に記載の発明では、制御回
路は、供給電流が吸収電流に対して所定値だけ大きくな
るように台形波電圧発生回路を制御するので、電気的ノ
イズによって供給電流と吸収電流との大きさが反対にな
って通信信号が誤送信されることが抑制できる。さら
に、請求項７に記載の発明では、制御回路は、供給電流
が吸収電流に対して所定値だけ大きい状態で平衡状態に
なるように台形波電圧発生回路を制御する。According to the present invention, the control circuit controls the trapezoidal wave voltage generating circuit so that the supply current becomes larger than the absorption current by a predetermined value. It is possible to suppress the erroneous transmission of the communication signal due to the opposite magnitude of the absorption current. Further, in the invention according to claim 7, the control circuit controls the trapezoidal wave voltage generating circuit such that the supply current is in an equilibrium state with the absorption current being larger than the absorption current by a predetermined value.
【００１９】これにより、制御回路は、台形波電流とバ
ス電流との比較において、供給電流がの方が吸収電流よ
りも所定値大きい状態で平衡状態にすることで、その所
定値でもって供給電流が吸収電流に迫従する。従って、
請求項６に記載の発明と同様に、電気的ノイズによって
供給電流と吸収電流との大きさが反対になって通信信号
が誤送信されてしまうことを抑制できる。Thus, in the comparison between the trapezoidal wave current and the bus current, the control circuit sets the supply current to an equilibrium state in which the supply current is larger than the absorption current by a predetermined value. Follow the absorption current. Therefore,
Similarly to the sixth aspect of the present invention, it is possible to prevent the magnitude of the supply current and the magnitude of the absorption current from being reversed due to the electrical noise and causing the communication signal to be erroneously transmitted.
【００２０】さらに、請求項８に記載の発明では、入力
信号に基づき台形波の供給電流を通信バスに流そうとす
る供給回路（１０、Ｃ１、２０、３０、４０）を備え、
供給電流と、通信バスから終端回路が吸収しようとする
吸収電流とのバランスにより通信を行う。供給回路は、
入力信号に基づき台形波電圧を出力する台形波電圧発生
回路（１０、Ｃ１０）と、台形波電圧発生回路から出力
された台形波電圧を台形波電流に変換する電圧−電流変
換回路（２０）と、電圧−電流変換回路に台形波電流を
流そうとするとともに、その台形波電流に応じて供給電
流として流そうとする出力回路（３０）と、供給電流が
吸収電流より大きいとき台形波電流を吸収電流に近づけ
るように台形波電圧発生回路を制御する制御回路（４
０）とを備える。Further, according to the present invention, there is provided a supply circuit (10, C1, 20, 30, 40) for applying a trapezoidal wave supply current to the communication bus based on the input signal,
Communication is performed based on the balance between the supplied current and the absorption current that the termination circuit intends to absorb from the communication bus. The supply circuit is
A trapezoidal wave voltage generation circuit (10, C10) for outputting a trapezoidal wave voltage based on an input signal; a voltage-current conversion circuit (20) for converting a trapezoidal wave voltage output from the trapezoidal wave voltage generation circuit into a trapezoidal wave current; An output circuit (30) for applying a trapezoidal wave current to the voltage-current conversion circuit and for supplying the trapezoidal wave current as a supply current in accordance with the trapezoidal wave current; A control circuit (4) that controls the trapezoidal wave voltage generation circuit so as to approach the absorption current
0).
【００２１】このように、制御回路は、供給電流が吸収
電流よりも大きいとき、台形波電流を吸収電流に近づけ
るように台形波電圧発生回路を制御するので、請求項１
に記載の発明と同様に、入力信号と受信信号との遅延時
間をできる限り短くすることができる。また、請求項９
に記載の発明のように、出力回路としては、カレントミ
ラー回路を採用してもよい。Thus, when the supply current is larger than the absorption current, the control circuit controls the trapezoidal wave voltage generation circuit so that the trapezoidal wave current approaches the absorption current.
As in the invention described in (1), the delay time between the input signal and the received signal can be made as short as possible. Claim 9
As described above, a current mirror circuit may be used as the output circuit.
【００２２】さらに、請求項１０の発明のように、制御
回路は、供給電流が吸収電流にオフセットして追従する
ように前記台形波電圧発生回路を制御するので、電気的
ノイズによって供給電流と吸収電流とのバランスが崩れ
ることが抑えられるので、電気的ノイズによって通信信
号が変動することがないため、電気的ノイズに関わりな
く、通信が行われる。Furthermore, the control circuit controls the trapezoidal wave voltage generation circuit so that the supply current follows the absorption current while offsetting the absorption current. Therefore, the supply current and the absorption current are controlled by electric noise. Since the balance with the current is prevented from being lost, the communication signal does not fluctuate due to the electric noise, so that the communication is performed regardless of the electric noise.
【００２３】なお、上記した括弧内の符号は、後述する
実施形態記載の具体的手段との対応関係を示すものであ
る。The reference numerals in the parentheses indicate the correspondence with the specific means described in the embodiment described later.
【００２４】[0024]
【発明の実施の形態】以下、本発明を図に示す実施形態
について説明する。図１は本発明に係る車両用電子制御
装置の通信装置の一実施形態を示す。通信装置は、台形
波電圧発生回路１０、コンデンサＣ１０、電圧−電流変
換回路２０、カレントミラー回路３０及び出力電流検出
回路４０を備えている。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. FIG. 1 shows an embodiment of a communication device of a vehicle electronic control device according to the present invention. The communication device includes a trapezoidal wave voltage generation circuit 10, a capacitor C10, a voltage-current conversion circuit 20, a current mirror circuit 30, and an output current detection circuit 40.
【００２５】台形波電圧発生回路１０は、車両用電子制
御装置に搭載されたマイクロコンピュータ（図示せず）
から入力端子Ｔｉｎを通して入力された入力信号Ｓｉｎ
（矩形波電圧）を受け、コンデンサＣ１０の充放電作用
により、台形波電圧を出力する。具体的には、台形波電
圧発生回路１０は定電流回路を有しており、台形波電圧
発生回路１０は、入力信号Ｓｉｎの立ち上がり時に、コ
ンデンサＣ１０を定電流で充電し、入力信号Ｓｉｎの立
ち下がり時に、コンデンサＣ１０を定電流で放電する。
このような定電流回路を用いた充放電作用により台形波
電圧が出力される。The trapezoidal wave voltage generating circuit 10 is a microcomputer (not shown) mounted on an electronic control unit for a vehicle.
Signal Sin input from the input terminal Tin through the
(Rectangular wave voltage), and outputs a trapezoidal wave voltage by the charging / discharging action of the capacitor C10. More specifically, the trapezoidal wave voltage generation circuit 10 has a constant current circuit, and charges the capacitor C10 with a constant current when the input signal Sin rises, so that the input signal Sin rises. At the time of falling, the capacitor C10 is discharged at a constant current.
A trapezoidal wave voltage is output by the charging / discharging action using such a constant current circuit.
【００２６】但し、コンデンサＣ１０は台形波電圧発生
回路１０とグランドとの間に接続されているので、台形
波電圧発生回路１０はグランドを基準とする台形波電圧
を発生することになる。電圧−電流変換回路２０は、オ
ペアンプＯＰ１０、トランジスタＱ１１及び抵抗素子Ｒ
１１を備えている。電圧−電流変換回路２０では、オペ
アンプＯＰ１０は、その非反転入力端子（＋）にて、台
形波電圧発生回路１０からの台形波電圧が印加されてト
ランジスタＱ１１を駆動する。オペアンプＯＰ１０の反
転入力端子（−）は抵抗素子Ｒ１１を通してグランドに
接続されている。However, since the capacitor C10 is connected between the trapezoidal wave voltage generating circuit 10 and the ground, the trapezoidal wave voltage generating circuit 10 generates a trapezoidal wave voltage based on the ground. The voltage-current conversion circuit 20 includes an operational amplifier OP10, a transistor Q11 and a resistor R
11 is provided. In the voltage-current conversion circuit 20, the operational amplifier OP10 receives the trapezoidal wave voltage from the trapezoidal wave voltage generation circuit 10 at its non-inverting input terminal (+) and drives the transistor Q11. The inverting input terminal (-) of the operational amplifier OP10 is connected to the ground through the resistor R11.
【００２７】よって、トランジスタＱ１１は、オペアン
プＯＰ１０により駆動されて、上記台形波電圧と相似波
形の台形波電流をカレントミラー回路３０から抵抗素子
Ｒ１１を経てグランドに流し込む。また、電圧−電流変
換回路２０はグランドを基準に台形波電圧に基づき台形
波電流を発生することになる カレントミラー回路３０は、トランジスタＱ１２乃至Ｑ
１５及び抵抗素子Ｒ１２乃至Ｒ１６を備えており、トラ
ンジスタＱ１２、Ｑ１３及びトランジスタＱ１４、Ｑ１
５は、それぞれ、縦続接続（インバーテッドダーリント
ン接続）されている。Therefore, the transistor Q11 is driven by the operational amplifier OP10 to flow a trapezoidal wave current having a waveform similar to the trapezoidal wave voltage from the current mirror circuit 30 to the ground via the resistor R11. In addition, the voltage-current conversion circuit 20 generates a trapezoidal wave current based on the trapezoidal wave voltage with reference to the ground. The current mirror circuit 30 includes transistors Q12 to Q12.
15 and resistance elements R12 to R16, and transistors Q12, Q13 and transistors Q14, Q1
5 are connected in cascade (inverted Darlington connection).
【００２８】カレントミラー回路３０では、トランシス
タＱ１２、Ｑ１３がトランジスタＱ１１の駆動によっ
て、電源Ｖｃｃから抵抗素子Ｒ３０を通して電圧−電流
変換回路２０を経てグランドに台形波電流を流すと共
に、トランシスタＱ１４、Ｑ１５が当該台形波電流と相
似波形の電流を電源Ｖｓｓから抵抗素子Ｒ５０を通して
出力端子Ｔｏｕｔを経て他の車両用電子制御装置に出力
しようとする。In the current mirror circuit 30, when the transistors Q12 and Q13 drive the transistor Q11, a trapezoidal wave current flows from the power supply Vcc to the ground via the voltage-current conversion circuit 20 through the resistor R30, and the transistors Q14 and Q15 are driven by the transistor Q11. An attempt is made to output a current having a waveform similar to the trapezoidal wave current from the power supply Vss to the other vehicle electronic control device via the output terminal Tout through the resistor R50.
【００２９】ここで、抵抗素子Ｒ１３は、カレントミラ
ー回路３０が出力しようとする電流（上述した出力電流
に相当する）を電圧として検出する為の抵抗素子であ
る。抵抗素子Ｒ１５は、カレントミラー回路３０から終
端回路３（図３参照）により吸い込まれる電流（上述し
たシンク電流に相当する）によって通信バスＬに流れる
バス電流を電圧として検出する為の抵抗素子である。Here, the resistance element R13 is a resistance element for detecting a current to be output from the current mirror circuit 30 (corresponding to the above-described output current) as a voltage. The resistance element R15 is a resistance element for detecting a bus current flowing through the communication bus L as a voltage by a current (corresponding to the above-described sink current) drawn from the current mirror circuit 30 by the termination circuit 3 (see FIG. 3). .
【００３０】つまり、通信バスＬに流れる電流は、出力
端子Ｔｏｕｔからの出力電流からの出力電流とシンク電
流とのうち小さい方にて決定されるため（図４（ｂ）
（ｃ）（ｄ）参照）、シンク電流の方が出力電流よりも
小さいときには、バス電流はシンク電流と同等の値にな
る。出力電流検出回路４０は、トランジスタＱ１６乃至
Ｑ１９、アナログスイッチＳＷ、定電流源Ｔ及び抵抗素
子Ｒ１７を備えている。トランジスタＱ１６、Ｑ１７
は、差動対を構成しており、トランジスタＱ１６、Ｑ１
７は、アナログスイッチＳＷのオン時においては定電流
源Ｔによりバイアスされて、抵抗素子Ｒ１３、Ｒ１５に
生じる電圧を比較する。That is, the current flowing through the communication bus L is determined by the smaller one of the output current from the output current from the output terminal Tout and the sink current (FIG. 4B).
(C) and (d)), when the sink current is smaller than the output current, the bus current has a value equivalent to the sink current. The output current detection circuit 40 includes transistors Q16 to Q19, an analog switch SW, a constant current source T, and a resistance element R17. Transistors Q16, Q17
Form a differential pair, and transistors Q16, Q1
7 is biased by the constant current source T when the analog switch SW is turned on, and compares the voltages generated in the resistance elements R13 and R15.
【００３１】これにより、カレントミラー回路３０が出
力しようとする台形波電流と、カレントミラー回路３０
から終端回路３（図３参照）により吸い込まれる台形波
電流との電流差を検出することが可能になる。但し、ア
ナログスイッチＳＷは、入力信号Ｓｉｎの立ち上がりに
よりオンする。また、抵抗素子Ｒ１７は、当該差動対の
比較電圧値にある値のオフセット電圧を付ける抵抗であ
る。As a result, the trapezoidal wave current to be output from the current mirror circuit 30 and the current mirror circuit 30
Thus, it is possible to detect the current difference from the trapezoidal wave current sucked by the termination circuit 3 (see FIG. 3). However, the analog switch SW is turned on when the input signal Sin rises. Further, the resistance element R17 is a resistance for applying an offset voltage of a certain value to the comparison voltage value of the differential pair.
【００３２】トランジスタＱ１８、Ｑ１９はカレントミ
ラー回路を構成している。このカレントミラー回路は、
終端回路３でもって吸収される台形波電流に比べてカレ
ントミラー回路３０が出力しようとする台形波電流の方
が大きいとき、当該差動対による検出電流差に対応する
電流を、台形波電圧発生回路１０のコンデンサＣ１０か
らグランドに流す。The transistors Q18 and Q19 form a current mirror circuit. This current mirror circuit
When the trapezoidal wave current to be output by the current mirror circuit 30 is larger than the trapezoidal wave current absorbed by the terminating circuit 3, the current corresponding to the detected current difference by the differential pair is generated by the trapezoidal wave voltage generation. The current flows from the capacitor C10 of the circuit 10 to the ground.
【００３３】以下、このように構成した本実施形態の作
動につき説明する。先ず、台形波電圧発生回路１０が入
力信号Ｓｉｎとしての矩形波電圧を受けると、台形波電
圧発生回路１０が台形波電圧を電圧−電流変換回路２０
に出力する。ついで、電圧−電流変換回路２０はそのト
ランジスタＱ１１を当該台形波電圧に基づきオペアンプ
ＯＰ１０を介して駆動する。Hereinafter, the operation of the present embodiment configured as described above will be described. First, when the trapezoidal wave voltage generation circuit 10 receives a rectangular wave voltage as the input signal Sin, the trapezoidal wave voltage generation circuit 10 converts the trapezoidal wave voltage into a voltage-current conversion circuit 20.
Output to Next, the voltage-current conversion circuit 20 drives the transistor Q11 via the operational amplifier OP10 based on the trapezoidal wave voltage.
【００３４】すると、当該台形波電圧と相似波形の台形
波電流が、電源Ｖｃｃからカレントミラー回路３０の抵
抗素子Ｒ１３及びトランジスタＱ１２、Ｑ１３を経てト
ランジスタＱ１１及び抵抗素子Ｒ１１を通してグランド
に流れる。これに伴い、カレントミラー回路３０は、上
記台形波電流と相似形の台形波電流を抵抗素子Ｒ１５及
びトランジスタＱ１４、Ｑ１５を通して出力端子Ｔｏｕ
ｔを経て他の車両用電子制御装置に通信信号Ｓｏｕｔと
して出力しようとする。Then, a trapezoidal wave current having a waveform similar to the trapezoidal wave voltage flows from the power supply Vcc to the ground through the resistor R13 of the current mirror circuit 30 and the transistors Q12 and Q13 and the transistor Q11 and the resistor R11. Accordingly, the current mirror circuit 30 outputs a trapezoidal wave current similar to the above trapezoidal wave current through the resistor R15 and the transistors Q14 and Q15 to the output terminal Tou.
After t, an attempt is made to output a communication signal Sout to another electronic control unit for a vehicle.
【００３５】そして、出力電流検出回路４０のトランジ
スタＱ１６、Ｑ１７は、カレントミラー回路３０が出力
しようとする電流と、カレントミラー回路３０から通信
バスＬに流れる電流とを比較する。特に、シンク電流が
カレントミラー回路３０による出力電流によりも小さい
場合には、出力電流とシンク電流とを比較して比較電流
値を検出することになる。The transistors Q16 and Q17 of the output current detection circuit 40 compare the current to be output from the current mirror circuit 30 with the current flowing from the current mirror circuit 30 to the communication bus L. In particular, when the sink current is smaller than the output current from the current mirror circuit 30, the comparison current value is detected by comparing the output current with the sink current.
【００３６】ここで、カレントミラー回路３０でもって
出力しようとする電流の方が、カレントミラー回路３０
から終端回路３により吸い込まれる電流より大きいと
き、トランジスタＱ１８、Ｑ１９は、当該比較電流差に
対応する電流をコンデンサＣ１０からグランドに流す。
すなわち、台形波電圧発生回路１０からコンデンサＣ１
０への充電電流のうち当該電流差に対応する電流がグラ
ンドに流れることになる。Here, the current to be output by the current mirror circuit 30 is
When the current is larger than the current sucked by the termination circuit 3, the transistors Q18 and Q19 allow the current corresponding to the comparison current difference to flow from the capacitor C10 to the ground.
That is, from the trapezoidal wave voltage generation circuit 10 to the capacitor C1
A current corresponding to the current difference among the charging currents to 0 flows to the ground.
【００３７】従って、台形波電圧発生回路１０は、当該
比較電流差に応じて、電圧−電流変換回路２０への入力
電圧の上昇を抑えるように作動する。この作動に応じ
て、電圧−電流変換回路２０がカレントミラー回路３０
を駆動する。よって、カレントミラー回路３０でもって
出力しようとする台形波電流が、終端回路３（図３参
照）が吸収しようとする台形波電流に精度良く追従する
ことになる。よって、受信信号Ｒｉｎの立ち下がり時と
入力信号Ｓｉｎの立ち下がり時との遅延時間が短くな
る。Accordingly, the trapezoidal wave voltage generating circuit 10 operates to suppress the rise of the input voltage to the voltage-current conversion circuit 20 according to the comparison current difference. In response to this operation, the voltage-current conversion circuit 20
Drive. Therefore, the trapezoidal wave current to be output by the current mirror circuit 30 accurately follows the trapezoidal wave current to be absorbed by the termination circuit 3 (see FIG. 3). Therefore, the delay time between the fall of the reception signal Rin and the fall of the input signal Sin is shortened.
【００３８】以上説明したように、カレントミラー回路
３０が出力しようとする電流と、終端回路３が吸収する
電流とを、抵抗素子Ｒ１３、Ｒ１５及び出力電流検出回
路４０でもって高精度で比較し、その比較電流差を台形
波出力回路１０にフィードバックして、当該比較電流差
を抑えるようにした。従って、受信信号Ｒｉｎの立ち下
がり時と入力信号Ｓｉｎの立ち下がり時との遅延時間が
短くなるので、受信信号Ｒｉｎと入力信号Ｓｉｎとの遅
延時間が短くすることができる。As described above, the current to be output from the current mirror circuit 30 and the current to be absorbed by the termination circuit 3 are compared with the resistors R13, R15 and the output current detection circuit 40 with high accuracy. The comparison current difference is fed back to the trapezoidal wave output circuit 10 to suppress the comparison current difference. Therefore, the delay time between the falling time of the reception signal Rin and the falling time of the input signal Sin is shortened, so that the delay time between the reception signal Rin and the input signal Sin can be shortened.
【００３９】但し、カレントミラー回路３０が出力しよ
うとする電流と、終端回路３が吸収する電流との差が極
めて小さい状態では、通信バスＬに電気的ノイズが加わ
ると、通信バスＬの信号状態（ハイレベル、ローレベ
ル）が切り替わる可能性がある。そこで、本実施形態で
は、トランジスタＱ１６、Ｑ１７による差動対の比較電
圧に、抵抗素子Ｒ１７によるオフセット電圧値（例えば
０．１Ｖ）が付けられている。このため、カレントミラ
ー回路３０でもって出力しようとする電流が終端回路３
の吸収電流に対してほんの少し大きくなる状態では、台
形波出力回路１０は出力電流検出回路４０の影響を受け
ないことになる。なお、オフセット電圧は、遅延時間に
関係するので、その値としては従来のダイオードによる
ドロップ電圧（０．７Ｖ）よりも小さいことが望まし
い。However, in a state where the difference between the current to be output from the current mirror circuit 30 and the current to be absorbed by the termination circuit 3 is extremely small, if electric noise is added to the communication bus L, the signal state of the communication bus L (High level, low level) may be switched. Therefore, in the present embodiment, an offset voltage value (for example, 0.1 V) by the resistance element R17 is added to the comparison voltage of the differential pair by the transistors Q16 and Q17. For this reason, the current to be output from the current mirror circuit 30
In a state where the current is slightly larger than the absorption current of the trapezoidal wave, the trapezoidal wave output circuit 10 is not affected by the output current detection circuit 40. Since the offset voltage is related to the delay time, its value is desirably smaller than the drop voltage (0.7 V) of the conventional diode.
【００４０】これにより、カレントミラー回路３０でも
って出力しようとする電流が、終端回路３の吸収電流に
対してオフセットして追従するようになる。従って、通
信バスＬに電気的ノイズが加わっても、通信バスＬの信
号状態の切り替わりを抑えるので、電気的ノイズに関わ
りなく、確実に通信を行うことができる。また、アナロ
グスイツチＳＷは、入カ信号Ｓｉｎの立ち下がり時にオ
フするようになっている。これは、差動対を構成するト
ランジスタＱ１６，Ｑ１７は常に通電状態にあると、カ
レントミラー回路Ｑ１８、Ｑ１９も動作してコンデンサ
Ｃ１０から電流を引き抜く動作を常に行う。従って、入
カ信号Ｓｉｎの立ち下がり時にコンデンサＣ１０から電
流を引き抜き、台形波電圧の立ち下がリが急峻になる。
よって、通信バスＬに流れるバス電流の立ち下がりも急
峻になり、高調波ノイズを発生しやすくなる。従って、
入力信号号Ｓｉｎの立ち下がり時にアナログスイッチＳ
Ｗをオフさせることで差動対の動作を停止させ、バス電
流の立ち下がりが急峻になることを防止することができ
る。As a result, the current to be output by the current mirror circuit 30 follows the offset current of the termination circuit 3 with an offset. Therefore, even if electric noise is added to the communication bus L, switching of the signal state of the communication bus L is suppressed, so that communication can be reliably performed regardless of the electric noise. Further, the analog switch SW is turned off when the input signal Sin falls. This is because, when the transistors Q16 and Q17 constituting the differential pair are always in a conductive state, the current mirror circuits Q18 and Q19 also operate to always perform the operation of extracting the current from the capacitor C10. Therefore, when the input signal Sin falls, current is drawn from the capacitor C10, and the fall of the trapezoidal wave voltage becomes sharp.
Therefore, the fall of the bus current flowing through the communication bus L also becomes steep, and harmonic noise is easily generated. Therefore,
When the input signal Sin falls, the analog switch S
By turning off W, the operation of the differential pair is stopped, and it is possible to prevent a sharp fall of the bus current.
【００４１】尚、カレントミラー回路の出力電流とシン
ク電流とが切り替わる付近で、出力電流とシンク電流と
が近づくように差動対を作動すべくアナログスイッチＳ
Ｗををオンさせせる場合には、アナログスイッチＳＷを
制御する制御回路が煩維になり、好ましくない。これに
対して、本実施形態のように、入力信号Ｓｉｎの立ち上
がりからオンさせることが最適である。また、本実施形
態では、カレントミラー回路３０が出力しようとする出
カ電流（台形波電流）がシンク電流に追従するようにな
つており、出カ電流とシンク電流との差により生じる遅
延時間を短くする制御を行う上では最適である。In the vicinity where the output current and the sink current of the current mirror circuit are switched, the analog switch S is operated so as to operate the differential pair so that the output current and the sink current approach each other.
When W is turned on, a control circuit for controlling the analog switch SW is troublesome, which is not preferable. On the other hand, it is optimal to turn on the input signal Sin from the rising edge as in the present embodiment. Further, in the present embodiment, the output current (trapezoidal wave current) to be output by the current mirror circuit 30 follows the sink current, and the delay time caused by the difference between the output current and the sink current is determined. This is optimal for performing control to shorten the length.
【００４２】また、出カ電流検出回路４０を採用したこ
とによつて生ずる上述した入力信号Ｓｉｎの立ち下がり
時の問題に対して、差動対の動作を停止させるようにし
たが、これに限らず、例えば、入力信号Ｓｉｎの立ち下
がり時にカレントミラー回路のトランジスタＱ１８、Ｑ
１９の作動を停止させるようにしてもよい。これは、新
のトランジスタを採用して、この新のトランジスタのコ
レクタとトランジスタＱ１８のコレクタとを接続すると
共に、新のトランジスタのエミッタを、トランジスタＱ
１８のエミッタに接続するようにする。そして、入力信
号Ｓｉｎの立ち下がりにより新のトランジスタが動作
し、トランジスタＱ１８がオフするように新のトランジ
スタのべ−スを制御する制御回路を設けることで達成す
ることができる。In order to solve the problem at the time of falling of the input signal Sin caused by the use of the output current detection circuit 40, the operation of the differential pair is stopped. For example, when the input signal Sin falls, the transistors Q18 and Q
19 may be stopped. This employs a new transistor, connects the collector of the new transistor to the collector of the transistor Q18, and connects the emitter of the new transistor to the transistor Q18.
18 emitters. This can be achieved by providing a control circuit for controlling the base of the new transistor so that the new transistor operates when the input signal Sin falls and the transistor Q18 is turned off.
【００４３】なお、本発明の実施にあたり、トランジス
タＱ１６、Ｑ１７の差動対にオフセット電圧を付ける為
に抵抗素子Ｒ１７を採用する手段に限らず、トランジス
タＱ１７、Ｑ１６のトランジスタ特性をずらす（例え
ば、トランジスタＱ１６、Ｑ１７のエミッ夕のパターン
比をずらす）ようにしてもよく。また、これに限らず、
抵抗素子Ｒ１３、Ｒ１５の抵抗値をずらしておくなどの
手段で実現してもよい。In practicing the present invention, the transistor characteristics of the transistors Q17 and Q16 are shifted (for example, the transistor characteristics are not limited to the means employing the resistance element R17 for applying an offset voltage to the differential pair of the transistors Q16 and Q17). The pattern ratio of the emission of Q16 and Q17 may be shifted). Also, not limited to this,
It may be realized by means such as shifting the resistance values of the resistance elements R13 and R15.
【００４４】なお、上記実施形態では、電圧−電流変換
回路２０としては、オペアンプＯＰ１０を採用した例に
つき説明したが、これに限らず、エミッタフォロー形式
でのトランジスタを採用してもよい。また、これに限ら
ず、トランスコンダクタンスアンプを採用するようにし
てもよい。In the above embodiment, an example in which the operational amplifier OP10 is used as the voltage-current conversion circuit 20 has been described. However, the present invention is not limited to this, and an emitter follow type transistor may be used. The invention is not limited to this, and a transconductance amplifier may be employed.
【００４５】なお、本発明の実施にあたり、カレントミ
ラー回路３０としては、上述の如く、各トランシスタＱ
１２乃至Ｑ１５を採用したものに代えて、一対のＰＮＰ
型トランジスタを組み合わせたものを採用するようにし
てもよい。また、これに限らず、アーリー効果を抑えた
ウィルソン形式、その他の形式のカレントミラー回路を
採用するようにしてもよい。In implementing the present invention, as described above, the current mirror circuit 30 includes each transistor Q
12 to Q15 instead of a pair of PNP
A combination of the type transistors may be adopted. The present invention is not limited to this, and a current mirror circuit of a Wilson type in which the Early effect is suppressed or another type may be adopted.
【００４６】さらに、本発明の実施にあたり、カレント
ミラー回路３０での入力電流（台形波電流）と出力電流
（台形波電流と相似形の電流）との比率を１：１にする
場合に限らず、１：１以外の比率にしてもよい。例え
ば、トランジスタＱ１３のエミッタ面積と、トランジス
タＱ１４のエミッタ面積との比率を１：１以外の比率
（以下、比率Ｈ１という）に設定し、トランジスタＱ１
２のエミッタ面積と、トランジスタＱ１５のエミッタ面
積との比率を１：１以外の（以下、比率Ｈ２という）に
設定する。Further, in practicing the present invention, the ratio of the input current (trapezoidal wave current) and the output current (current similar to trapezoidal wave current) in the current mirror circuit 30 is not limited to 1: 1. The ratio may be other than 1: 1. For example, the ratio between the emitter area of the transistor Q13 and the emitter area of the transistor Q14 is set to a ratio other than 1: 1 (hereinafter, referred to as a ratio H1), and the transistor Q1
The ratio of the emitter area of No. 2 to the emitter area of the transistor Q15 is set to a value other than 1: 1 (hereinafter, referred to as a ratio H2).
【００４７】この場合、抵抗素子１３の抵抗値と、抵抗
素子１５の抵抗値との比率を、比率Ｈ１、Ｈ２により決
定されるカレントミラー回路３０での入力電流と出力電
流との比率の逆数比に設定する。そして、抵抗素子１
３、１５を利用して、出力電流検出回路４０は、上記実
施形態と実質的に同様に、カレントミラー回路３０が出
力しようとする電流と終端回路３が吸収する電流とを高
精度で比較することになる。In this case, the ratio between the resistance value of the resistance element 13 and the resistance value of the resistance element 15 is determined by the reciprocal ratio of the ratio between the input current and the output current in the current mirror circuit 30 determined by the ratios H1 and H2. Set to. And the resistance element 1
Utilizing 3 and 15, the output current detection circuit 40 compares the current to be output from the current mirror circuit 30 with the current to be absorbed by the termination circuit 3 with high accuracy substantially in the same manner as in the above embodiment. Will be.
【００４８】なお、上記実施形態では、出力電流検出回
路４０においては、アナログスイッチＳＷにより定電流
源Ｔをオン、オフするようにした例につき説明したが、
これに限らず、定電流源Ｔ自体がオン、オフするような
構成としたものを採用するようにしてもよい。なお、本
発明の実施にあたり、電圧効果型トランジスタを採用し
て電気回路を構成するようにしてもよい。In the above-described embodiment, an example has been described in which the constant current source T is turned on and off by the analog switch SW in the output current detection circuit 40.
The configuration is not limited to this, and a configuration in which the constant current source T itself is turned on and off may be adopted. In implementing the present invention, a voltage effect transistor may be employed to form an electric circuit.
【００４９】また、本発明の実施にあたり、アナログス
イッチＳＷとしてはトランジスタを採用して構成するよ
うにしてもよい。In implementing the present invention, a transistor may be employed as the analog switch SW.
【図１】本発明の一実施形態を示す電気回路図である。FIG. 1 is an electric circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
【図２】従来技術を示す電気回路図である。FIG. 2 is an electric circuit diagram showing a conventional technique.
【図３】終端回路及び受信回路を示す電気回路図であ
る。FIG. 3 is an electric circuit diagram showing a termination circuit and a reception circuit.
【図４】（ａ）は入力信号を示す電圧波形を示す図、
（ｂ）は図２に示す電圧−電流変換回路の作動を説明す
る為の電流波形を示す図、（ｃ）は図３に示す終端回路
の作動を説明する為の電流波形を示す図、（ｄ）は通信
バスに流れる電流波形を示す図、（ｅ）は受信信号の電
圧波形を示す図である。FIG. 4A is a diagram showing a voltage waveform indicating an input signal,
(B) is a diagram showing a current waveform for explaining the operation of the voltage-current conversion circuit shown in FIG. 2, (c) is a diagram showing a current waveform for explaining the operation of the termination circuit shown in FIG. 3, ( FIG. 3D is a diagram showing a waveform of a current flowing through the communication bus, and FIG. 4E is a diagram showing a voltage waveform of a received signal.
【図５】（ａ）は図２に示すダイオードの作動を説明す
る為の電流波形を示す図、（ｂ）は上記ダイオードを採
用した場合の通信バスに流れる電流波形を示す図、
（ｃ）は上記ダイオードを採用した場合の受信信号の電
圧波形を示す図である。5A is a diagram showing a current waveform for explaining the operation of the diode shown in FIG. 2; FIG. 5B is a diagram showing a current waveform flowing through a communication bus when the diode is used;
(C) is a diagram showing a voltage waveform of a reception signal when the above diode is employed.
１０…台形波電圧発生回路、２０…電圧−電流変換回
路、３０…カレントミラー回路、４０…出力電流検出回
路、Ｃ１０…コンデンサ。10: trapezoidal wave voltage generation circuit, 20: voltage-current conversion circuit, 30: current mirror circuit, 40: output current detection circuit, C10: capacitor.
Claims (10)
信バスに流そうとする供給回路（１０、Ｃ１、２０、３
０、４０）を備え、 前記供給電流と、前記通信バスに接続された終端回路が
吸い出す吸収電流との電流差によって決まるバス電流に
よって通信が行われる通信装置において、 前記供給回路は、 入力信号に基づき台形波電圧を出力する台形波電圧発生
回路（１０、Ｃ１０）と、 前記台形波電圧発生回路から出力された台形波電圧を台
形波電流に変換する電圧−電流変換回路（２０）と、 前記電圧−電流変換回路に前記台形波電流を流そうとす
るとともに、その台形波電流に応じて前記供給電流を流
そうとする出力回路（３０）と、 前記供給電流が前記吸収電流よりも大きいとき前記台形
波電流と前記バス電流との比較に応じて前記台形波電流
を前記吸収電流に近づけるように前記台形波電圧発生回
路を制御する制御回路（４０）とを備えることを特徴と
する通信装置。A supply circuit (10, C1, 20, 3) for applying a trapezoidal wave supply current to a communication bus based on an input signal.
0, 40), wherein the communication is performed by a bus current determined by a current difference between the supply current and an absorption current drawn by a termination circuit connected to the communication bus. A trapezoidal wave voltage generation circuit (10, C10) for outputting a trapezoidal wave voltage based on the voltage; a voltage-current conversion circuit (20) for converting a trapezoidal wave voltage output from the trapezoidal wave voltage generation circuit into a trapezoidal wave current; An output circuit (30) for applying the trapezoidal wave current to the voltage-current conversion circuit and for applying the supply current according to the trapezoidal wave current; and when the supply current is larger than the absorption current. A control circuit (40) for controlling the trapezoidal wave voltage generation circuit so as to bring the trapezoidal wave current closer to the absorption current in accordance with a comparison between the trapezoidal wave current and the bus current. Communication device comprising and.
路に接続された入カトランジスタ（Ｑ１２、Ｑ１３）
と、この入力トランジスタに対してカレントミラー接続
され、かつ前記通信バスに接続された出力トランジスタ
（Ｑ１４、Ｑ１５）とを有するカレントミラー回路であ
って、 前記制御回路は、前記入カトランジスタから前記電圧−
電流変換回路に流れる前記台形波電流と、前記出力トラ
ンジスタから前記通信バスに流れる前記バス電流とを比
較することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。2. The output circuit includes an input transistor connected to the voltage-current conversion circuit.
And an output transistor (Q14, Q15) that is current-mirror-connected to the input transistor and connected to the communication bus, wherein the control circuit is configured to control the voltage from the input transistor to the voltage from the input transistor. −
The communication device according to claim 1, wherein the trapezoidal wave current flowing through a current conversion circuit is compared with the bus current flowing from the output transistor to the communication bus.
バス電流とを比較する差動対トランジスタ比較部（Ｑ１
６、Ｑ１７）を有することを特徴とする請求項１乃至２
のいずれか１つに記載の通信装置。3. The control circuit according to claim 1, wherein the trapezoidal wave current and the bus current are compared by a differential pair transistor comparing unit (Q1).
6, Q17).
Communication device according to any one of the above.
入力電流の立ち下がり時に、前記比較を停止することを
特徴とする請求項３に記載の通信装置。4. The communication device according to claim 3, wherein the differential pair transistor comparison unit stops the comparison when the input current falls.
タ比較部の比較出力に基づき前記台形波電流発生回路か
ら電流を引き抜く電流引き抜き手段（Ｑ１６、Ｑ１７、
ＳＷ、Ｔ）を有し、前記入力信号の立ち下がり時に、前
記電流引き抜き手段による前記台形波電流発生回路から
の電流の引き抜きを停止することを特徴とする請求項３
に記載の通信装置。5. The current extraction means (Q16, Q17, Q17) for extracting a current from the trapezoidal wave current generation circuit based on a comparison output of the differential pair transistor comparison section.
SW, T), and stops the current extraction from the trapezoidal wave current generation circuit by the current extraction means when the input signal falls.
The communication device according to claim 1.
収電流に対して所定値だけ大きくなるように前記台形波
電圧発生回路を制御することを特徴とする請求項１乃至
５のいずれか１つに記載の通信装置。6. The trapezoidal wave voltage generation circuit according to claim 1, wherein the control circuit controls the trapezoidal wave voltage generation circuit so that the supply current becomes larger than the absorption current by a predetermined value. The communication device according to any one of the above.
収電流に対して所定値だけ大きい状態で平衡状態になる
ように前記台形波電圧発生回路を制御することを特徴と
する請求項１乃至５のいずれか１つに記載の通信装置。7. The trapezoidal wave voltage generating circuit according to claim 1, wherein the control circuit controls the trapezoidal wave voltage generating circuit so that the supply current is balanced by a predetermined value with respect to the absorption current. 6. The communication device according to any one of 5.
信バスに流そうとする供給回路（１０、Ｃ１、２０、３
０、４０）を備え、 前記供給電流と、前記通信バスから終端回路が吸収しよ
うとする吸収電流とのバランスにより通信を行う通信装
置において、 前記供給回路は、 前記入力信号に基づき台形波電圧を出力する台形波電圧
発生回路（１０、Ｃ１０）と、 前記台形波電圧発生回路から出力された台形波電圧を台
形波電流に変換する電圧−電流変換回路（２０）と、 前記電圧−電流変換回路に前記台形波電流を流そうとす
るとともに、その台形波電流に応じて前記供給電流を流
そうとする出力回路（３０）と、 前記供給電流が前記吸収電流より大きいとき前記台形波
電流を前記吸収電流に近づけるように前記台形波電圧発
生回路を制御する制御回路（４０）とを備えていること
を特徴とする通信装置。8. A supply circuit (10, C1, 20, 3) for applying a trapezoidal wave supply current to a communication bus based on an input signal.
0, 40), wherein the communication circuit performs communication based on a balance between the supply current and an absorption current that the termination circuit intends to absorb from the communication bus, wherein the supply circuit converts a trapezoidal wave voltage based on the input signal. A trapezoidal voltage generating circuit (10, C10) for outputting, a voltage-current converting circuit (20) for converting a trapezoidal voltage output from the trapezoidal voltage generating circuit into a trapezoidal current, and the voltage-current converting circuit An output circuit (30) that attempts to supply the trapezoidal wave current to the trapezoidal wave current and to supply the supply current according to the trapezoidal wave current; A communication device comprising: a control circuit (40) for controlling the trapezoidal wave voltage generation circuit so as to approach an absorption current.
あることを特徴とする請求項８に記載の通信装置。9. The communication device according to claim 8, wherein the output circuit is a current mirror circuit.
吸収電流にオフセットして追従するように前記台形波電
圧発生回路を制御することを特徴とする請求項８又は９
に記載の通信回路。10. The trapezoidal wave voltage generating circuit according to claim 8, wherein the control circuit controls the trapezoidal wave voltage generating circuit so that the supply current follows the absorption current with offset.
A communication circuit according to claim 1.
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| JP11105599A JP3620338B2 (en) | 1999-04-19 | 1999-04-19 | Communication device |
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|---|---|---|---|---|
| JP2022512487A (en) * | 2018-12-13 | 2022-02-04 | ヴァレオ・シャルター・ウント・ゼンゾーレン・ゲーエムベーハー | Network communication system with bidirectional current modulation to transmit data |
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1999
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