JP3606366B2 - 移動体通信装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信装置において、高出力のパワーアンプを内蔵しており、しかもバッテリーの持続時間が特性上重要である、携帯電話、コードレス電話子機およびPHS等の移動体通信装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
図9は、移動体通信装置の無線送受信部(高周波回路部分)のブロック図である。
無線送受信部には、送信信号処理部としてのTXブロック4と受信信号処理部としてのRXブロック3とが設けられている。
【0003】
TXブロック4は、マイクからの音声信号をA/D変換し、この変換された音声信号を帯域圧縮し、さらに通話の際に割り当てられる伝送フレーム上のタイムスロットに割り当てて、VCO(電圧制御型発振器)2にて送信周波数の変調を行い、その変調された搬送波信号を、送信信号としてパワーアンプ1に入力している。パワーアンプ1は、送信信号を所定の電力に増幅しデュプレクサー(送受分波器)5を介してアンテナ(ANT#B)6に与えており、アンテナ6より送出される。
【0004】
デュプレクサー5は、アンテナ6からの配線を、RXブロック3とTXブロック4とに選択的に接続して、送信と受信を同一のアンテナ6で行うために設けられており、インダクタンス素子(L成分)、および容量性素子(C成分)等から構成されている。デュプレクサー5は、アンテナ6から入ってくる信号圧縮された受信信号が、RXブロック3にのみ入力されるように、また、パワーアンプ1の送信信号が、アンテナ6のみに送られてRXブロック3側へ回り込まないように、これらの信号を重畳および分離する。
【0005】
RXブロック3は、アンテナ6からデュプレクサー5を介して入力される信号圧縮されている受信信号を、増幅した後に、検波して、さらに伸長した後に音声信号に復号化(D/A変換)してスピーカーから音声として送出する。
【0006】
また、TXブロック4には、VCO2とパワーアンプ1が設けられている。
【0007】
VCO2は、LC発振回路の一部に可変容量ダイオ−ドが組み込まれており、その制御端子に制御電圧を加えると、その容量が変化して発振周波数が変化する。したがって、制御端子に変調信号を加えれば、出力として周波数変調波が得られる。このVCO2と位相同期(PLL)回路とで、PLL変調器を構成している。
【0008】
パワーアンプ1は、送信する電波を、所要の規格値範囲内で増幅する機能を有しており、通常、トランジスタ、FET、若しくはそれらを統合したMMIC(Microwave Monolithic IC)を用いて構成される。送信時において、パワーアンプ1における消費電力は、移動体通信装置全体の消費電力の中で大きな割合をしめる。そのため、パワーアンプ1には、低電力による高効率化が要求され、FETやMMICで構成する場合には、その材料としてGaAsが用いられている。また、MMICを用いない場合は、複数個のトランジスタ、または、FETを2段、3段に縦続接続して所要の送信パワーを得ている。
【0009】
ここで、図10に示すように、3段のトランジスタを用いて、パワーアンプ1を構成している場合を説明する。通常、 トランジスタTr1をバッファアンプ、トランジスタTr2をプリアンプ、トランジスタTr3をファイナルアンプと呼び、これらTr1、Tr2、Tr3によってパワーアンプ1が構成されている。なお、GaAsのMMIC等は、この3段のトランジスタTr、若しくはFETを1パッケージに内蔵したものであって、考え方は、まったく同じである。
【0010】
このTr1、Tr2、Tr3によって構成されたパワーアンプ1では、Tr1に流れる回路電流を最小とし、Tr2、Tr3に流れる電流が順次大きくなるように設計されている。必要とされる出力電圧は、Tr3が最大であることから、高効率の電力を得るために、Tr3の回路電流(トランジスタの場合:コレクタ(エミッタ)電流)を大きくする必要がある。例えばパワーアンプ1の許容消費電流が、300mAとすると、Tr1に10mA、Tr2に50mA、Tr3に240mAというように回路電流が設定される。この時、パワーアンプ1の回路電流を、300mAにすると所要の送信電力(例えばPHSであれば100mW)が、アンテナから放射される。移動体通信装置の場合、基地局のアンテナから遠い距離に位置すると、通信するためには、その送信出力を最大にしなければならず、上記の例でいえば300mAの消費電流が必要になる。しかし、常に基地局から遠くに位置するとは限らず、基地局に近接している場合には、回路電流を低減して送信出力を低下させても通信に支障はなく、さらにこの場合も消費電流も低下するためにバッテリーの消費を抑えることができる。その結果として連続通話時間、および待ち受け時間を長くすることができる。
【0011】
特に、最近の移動体通信機器は、バッテリーライフが、非常に重要視されている。この具体的なパワーセーブの概念図を図11(a)、(b)、(c)に示す。
図11(a)は、消費電流を低減し出力電圧を押さえるパワーセーブSWをTr1に設けて、Tr1への供給電圧を遮断してOFFにし、Tr2およびTr3に電圧供給するようになっている(方法1)。図11(b)は、Tr2にパワーセーブSWを設けてTr2への供給電圧を遮断してOFFにし、Tr1およびTr3に電圧供給するようになっている(方法2)。図11(c)は、Tr3にパワーセーブSWを設けてTr3への供給電圧を遮断してOFFにし、Tr1およびTr2に電圧供給するようになっている(方法3)。さらに方法1、2、3の組み合わせることによって何種類ものパワーセーブの方法が考えられる。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】
図12(a)、(b)、(c)は、パワーセーブの概念を、具体的な回路で示したものである。図12(a)において、パワーアンプSWがON状態での回路動作を説明する。パワーアンプSWには抵抗R4と抵抗R3が直列に接続されており、抵抗R4と抵抗R3との接続点がトランジスタTrのベースに接続されている。トランジスタTrは、NPN型のトランジスタである。トランジスタTrのコレクタとVcc(電源電圧)との間には、交流信号において抵抗成分となる素子RLが接続されている。この回路は、エミッタ接地増幅回路であり、トランジスタTrのベ−スおよびコレクタがそれぞれ入力端子および出力端子に相当する。トランジスタTrは、入力電流のhfe(電流増幅率)倍したものが出力電流となる。
【0013】
トランジスタTrのベースに接続されたコンデンサC1は、入力信号の交流成分だけを通し、直流成分はトランジスタTrのベ−スのバイアス電圧に影響しないようカットするために接続されている。トランジスタTrのコレクタにはコンデンサC2が接続されており、このコンデンサC2はコレクタからの出力電圧から直流成分をカットし交流成分だけを通す。トランジスタTrのエミッタとアースとの間にはコンデンサC3と抵抗R2とが並列に接続されており、コンデンサC3は交流信号に対してエミッタを接地している。ただし、コンデンサC3は直流成分に対してはオ−プンとなるためバイアス電圧の安定性には影響しない。抵抗R2はエミッタのバイアス電圧(エミッタ電圧)と回路電流を決定する。
【0014】
トランジスタTrのベースに接続された抵抗R3、R4はトランジスタTrのベ−スのバイアス電圧(ベース電圧)を決定する抵抗であり、
R4/R3の比が小さくなるほど回路電流は増加・・・(A)
R4/R3の比が大きくなるほど回路電流は低下・・・(B)
の関係がある。トランジスタTrのコレクタに接続された素子RL、トランジスタTrのエミッタに接続された抵抗R2は回路電流を決定する抵抗であり、
RL+R2の値が小さくなるほど回路電流は増加・・・(C)
RL+R2の値が大きくなるほど回路電流は低下・・・(D)
の関係がある。また、素子RLは、出力電圧のレベルを決定し、抵抗R2は、バイアスの動作点を安定化させる。
【0015】
図12(a)は、トランジスタTrのベースバイアスを切替することを示している。また、図12(b)は、Vccが、抵抗R4を介して、トランジスタTrのベースに与えられており、またパワーアンプSWは、素子RLを介してコレクタに接続されて、コレクタバイアスを切替することを示している。図12(c)は、パワーアンプスイッチSWが、素子RLを介してコレクタに接続されるとともに、抵抗R4を介してベースにも接続されており、トランジスタTr全体を切替することを示している。
【0016】
図12(a)、(b)、(c)は、いずれの場合もパワーアンプSWがOFFの時には、トランジスタの電流は流れない。図11(a)、(b)、(c)に示すパワーアンプ概念図では、パワーアンプSWがOFFの場合、図11(a)であれば、Tr1がOFFとなり、パワーアンプの消費電流は、290mA(=300−10)、同様に、図11(b)であれば、Tr2がOFFとなり、パワーアンプの消費電流は、250mA(=300−50)、図11(c)であれば、Tr3がOFFとなり、パワーアンプの消費電流は、60mA(=300−240)に減少する。この時、アンテナから放射される電波は、図11(a)の場合が、パワーアンプSWがONでパワーセーブしないときのデフォルト値に最も近く、ついで図11(b)、図11(c)の順となる。図11(c)の場合には、電流値を大幅に削減することは可能であるが、パワーセーブするときにトランジスタのON/OFFを行うので、ON/OFFの切り換え時に負荷変動が起こり、そのためVCO2が影響を受け送信信号周波数が過渡的にぶれを起こす。図13は、その現象の測定例を示す。
【0017】
この測定の実施に使用される装置のブロック図を図14に示す。この装置では、基準信号発生器(SG)10の信号を、VCO/PLL試験器11に入力して、VCO/PLL試験器11のトリガ端子より出力させ、この出力信号をパルス発生器(Pulse Generator)12に入力して、ハイレベルVoh=3.6V、ローレベルVol=0.0Vで周期200msecの方形波パルス信号を発生させるようになっている。そして、この信号をコ−ドレス電話子機(DUT=CT1+/HAND)13のパワーアンプSW回路に入力して、TXブロックのパワーアンプ出力より、送信信号周波数を取り出し、これを高周波増幅器14で増幅して、VCO/PLL試験器11に入力し、パワーアンプSWのON/OFF時の負荷変動に対応する送信信号周波数のぶれを確認する。
【0018】
図13では、最も負荷変動特性の良い図12(a)の回路での測定結果を示し、パワーアンプSWのON/OFF時の負荷変動による送信周波数のぶれは、35kHz(MAX)においてその過渡応答が収束するために7msecを要している。このような現象が起ると電話機など音声の通信に際して、ぶれが起った7msecの間に”プツ・・プツ・・”といったノイズが発生することになる。さらに極端に周波数がぶれたり、ノイズの時間が長くなると、通信が遮断されるおそれがある。変調周波数偏差が3kHz程度のコ−ドレス電話などの場合、10kHz程度ぶれるとノイズが発生することになる。
【0019】
このように、図12(a)、(b)、(c)の回路で示すように、バッテリーセーブを行うためには、パワーアンプのSWのON/OFF切り換えが有効であるが、反面、パワーアンプの負荷変動が起こり、送信信号周波数のぶれが起る。実際に図12(a)、 図12(b)、図12(c)の3つの回路での送信信号周波数のぶれの測定結果によれば、図12(a)が最も負荷変動特性が良く、ついで図12(b)、図12(c)の順となる。また、図13に示すように最も負荷変動特性の良い図12(a)の回路でも送信信号周波数のぶれが発生している。
【0020】
本発明はこのような問題を解決するものであり、その目的は、バッテリーセーブのために、回路の消費電流、および送信信号周波数のぶれ、すなわちデビエーションを抑えることができる移動体通信装置を提供することである。
【0021】
【課題を解決するための手段】
本発明の移動体通信装置は、送信信号処理部と受信信号処理部とを有しており、該送信信号処理部が、電圧制御型発振器にて送信信号周波数の変調を行うようになっており、送信信号処理部からの送信信号をトランジスタを有するパワーアンプによって増幅するようになった移動体通信装置であって、前記パワーアンプのトランジスタに、抵抗素子とスイッチ素子との直列回路が接続されており、送信時に、支障なく通信するのに必要な送信出力に応じて、上記パワーアンプのトランジスタをON/OFFする代わりに該スイッチ素子によって該トランジスタのベース電圧またはエミッタ抵抗を増減させて回路電流値が切替ることで、該スイッチ素子を設けず上記パワーアンプのトランジスタをON/OFFする構成における上記パワーアンプのトランジスタのON/OFFの切替え時に起こる上記パワーアンプの負荷変動による上記電圧制御型発振器での送信信号周波数の過渡的なぶれを抑えることを特徴とする。
【0022】
前記抵抗素子と前記スイッチ素子の直列回路が、前記トランジスタのベースとアースとの間に接続されている。
【0023】
前記抵抗素子と前記スイッチ素子の直列回路が、前記トランジスタのベースと電源との間に接続されている。
【0024】
前記抵抗素子と前記スイッチ素子の直列回路が、前記トランジスタのエミッタとアースとの間に接続されている。
前記直列回路にダイオードが直列接続されている。
前記ダイオードが高速スイッチングダイオードである。
前記ダイオードがショットキー型ダイオードである。
【0025】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明する。
図1は、本発明の移動体通信装置に設けられたパワーアンプ1の一例を示す回路図である。パワーアンプ1は前述したように、移動体通信装置の無線送受信部に設けられており、TXブロック4からの送信信号を増幅して、デュプレクサー5を介してアンテナ6に与えている。このパワーアンプ1では、電圧供給のためのパワーアンプSW15が設けられている。パワーアンプSW15の共通の端子は、抵抗R1を介してトランジスタTrのベ−スに接続されており、切替側の端子は、オープンとアース(接地)とにそれぞれ切替が可能に接続されている。そして、抵抗R1とパワーアンプSW15の直列回路は、トランジスタTrのベースに接続された、抵抗R3と並列に接続される。
【0026】
図1に示すパワーアンプ1では、抵抗R1とパワーアンプSW15との直列回路を抵抗R3と並列に接続して、パワーアンプSW15をオープンとアースとに切替ることで、トランジスタTrのベースバイアス電圧を変化させるようになっている。すなわち、パワーアンプSW15が、オープンの場合は、トランジスタTrのバイアス条件は変化せず、パワーアンプ1の回路電流も変化しない。パワーアンプSW15が、アースとなる場合は、抵抗R1とブリーダー抵抗R3とが、並列に接続され、この並列回路の合成抵抗をR’3とすると、R’3の抵抗値はR3の抵抗値より小さくなる。これにより抵抗R4と抵抗R’3の抵抗値の比R4/R’3が抵抗R4と抵抗R3の抵抗値の比R4/R3より大きくなり、前述の(B)と同様にベース電圧が低くなって回路電流は低下する。その結果、消費電流は低下して送信電力を抑えられることができる。
【0027】
図1で示したパワーアンプSW15は、図2に示すように、オープンとVccとに切替が可能なように構成してもよい。この場合も、抵抗R1とパワーアンプSW15の直列回路は、VccとトランジスタTrのベースとの間に接続された、抵抗R4と並列に接続される。このようなパワーアンプSW15では、抵抗R1とパワーアンプSW15との直列回路を抵抗R4と並列に接続して、パワーアンプSW15をオープンとVccとに切替ることで、トランジスタTrのベースバイアス電圧を変化させるようになっている。すなわち、パワーアンプSW15が、Vccに接続されると、抵抗R1とブリーダー抵抗R4は、交流的には並列に接続されるため、この並列回路の合成抵抗をR’4とすると、R’4の抵抗値はR4の抵抗値より小さくなる。これにより、抵抗R’4と抵抗3の抵抗値の比R’4/R3が抵抗R4と抵抗R3の抵抗値の比R4/R3より小さくなり、ベース電圧は上がり、回路電流は増加する。この回路電流値をデフォルト値とし、パワーアンプSW15をオープンにすると抵抗R1はオープンとなり、抵抗R4は抵抗R3に直列接続される。この場合は、抵抗R4と抵抗R3の抵抗値の比R4/R3は抵抗R’4と抵抗3の抵抗値の比R’4/R3より大きくなり、前述の(B)と同様にベース電圧が低くなり回路電流は、デフォルト値よりも低下する。その結果、消費電流は低下して送信電力が抑えられる。
【0028】
図3に示すパワーアンプ1では、パワーアンプSW15が、抵抗R6を介してトランジスタTrのエミッタに接続されている。パワーアンプSW15は抵抗R6を、オープンとアースとの切替が可能なように接続されるようになっている。そして、抵抗R6とパワーアンプSW15の直列回路は、トランジスタTrのエミッタとアースとの間に接続されているコンデンサC3と抵抗R2とにそれぞれ並列に接続されている。
【0029】
図3に示すパワーアンプ1では、抵抗R6とパワーアンプSW15との直列回路をエミッタ抵抗R2と並列に接続して、パワーアンプSW15をオープンとアースとに切替ることで、トランジスタ(Tr)のエミッタバイアス電圧を変化させるようになっている。すなわち、パワーアンプSW15が、アースに接続されると、抵抗R6とエミッタ抵抗R2が並列に接続され、この並列回路の合成抵抗をR’2とすると、R’2の抵抗値はR2の抵抗値より小さくなる。これにより、素子RLと抵抗R’2の抵抗値の和RL+R’2が素子RLと抵抗R2の抵抗値の和RL+R2より小さくなり、エミッタ抵抗値は下がり、回路電流は増加する。この回路電流値をデフォルト値とし、パワーアンプSW15をオープンにすると抵抗R6は、オープンとなり、抵抗R’2は抵抗R2に等しくなる。この場合は、素子RLと抵抗R2の抵抗値の和RL+R2が素子RLと抵抗R’2の抵抗値の和RL+R’2より大きくなり、前述の(D)と同様に、エミッタ抵抗値が上がり回路電流は、デフォルト値よりも低下する。その結果、消費電流は、下がり送信電力が抑えられる。
【0030】
図4に示すパワーアンプ1では、トランジスタTrのベースに接続された高速スイッチングダイオード91と抵抗91との直列回路にパワーアンプSW15が接続されている。高速スイッチングダイオード91はP型領域の端子がトランジスタTrのベースに接続され、N型領域の端子が抵抗91に接続されている。抵抗91は、オープンとアースとに切替られるパワーアンプSW15に接続されている。高速スイッチングダイオードD91と抵抗91およびパワーアンプSW15との直列回路は、トランジスタTrのベースに接続された抵抗R3と並列に接続される。
【0031】
図4に示すパワーアンプ1では、高速スイッチングダイオードD91と抵抗R91およびパワーアンプSW15との直列回路をR3と並列に接続して、パワーアンプSW15をオープンとアースとに切替ることで、トランジスタTrのベースバイアス電圧を変化させるようになっている。すなわち、パワーアンプSW15がオープンの場合は、高速スイッチングダイオードD91がOFF状態で、抵抗R91もオープンのままで、トランジスタTrのバイアス条件は変化せず、回路電流も変化しない。パワーアンプSW15がアース状態となる場合は、高速スイッチングダイオードD91はON状態になり、抵抗R91とブリーダー抵抗R3が並列に接続され、この並列回路の合成抵抗をR”3とすると、R”3の抵抗値はR3の抵抗値より小さくなる。これにより、抵抗R4と抵抗R”3の抵抗値の比R4/R”3が抵抗R4と抵抗R3の抵抗値の比R4/R3より大きくなり、前述の(B)と同様にベース電圧が低くなり回路電流は、低下する。その結果、消費電流は、下がり送信電力を抑えられることができる。
【0032】
図4で示したパワーアンプSW15は、図5に示すようにオープンとVccとに切替が可能なように構成してもよい。この場合も、高速スイッチングダイオードD91と抵抗R91およびパワーアンプSW15との直列回路は、VccとトランジスタTrのベースとの間に接続された、抵抗R4と並列に接続される。
【0033】
図5に示すパワーアンプSW15では、高速スイッチングダイオードD91と抵抗R91およびパワーアンプSW15との直列回路をR4と並列に接続して、パワーアンプSW15をオープンとVccとに切替ることで、トランジスタTrのベースバイアス電圧を変化させるようになっている。すなわち、パワーアンプSW15がVccに接続されると、高速スイッチングダイオードD91がON状態となり、抵抗R91とブリーダー抵抗R4は交流的には並列に接続されるため、この並列回路の合成抵抗をR”4とすると、R”4の抵抗値はR4の抵抗値より小さくなる。これにより、抵抗R”4とR3の抵抗値の比R”4/R3が抵抗R4とR3の抵抗値の比R4/R3より小さくなり、ベース電圧は上がり、回路電流は増加する。この回路電流値をデフォルト値とし、パワーアンプSW15をオープンにすると、高速スイッチングダイオードD91は、OFF状態で、R1もオープンとなり、抵抗R4は抵抗R3に直列接続される。したがって、抵抗R4とR3の抵抗値の比R4/R3が抵抗R”4とR3の抵抗値の比R”4/R3より大きくなり、前述の(B)と同様にベース電圧が低くなり回路電流は、デフォルト値より低下する。その結果、消費電流は、下がり送信電力を抑えられる。
【0034】
図6に示すパワーアンプ1では、トランジスタTrのエミッタに接続された高速スイッチングダイオード111と抵抗111との直列回路にパワーアンプSW15が接続されている。高速スイッチングダイオード111はP型領域の端子がTrのエミッタに接続され、N型領域の端子が抵抗111に接続されている。抵抗111は、オープンとアースとに切替られるパワーアンプSW15に接続されている。高速スイッチングダイオードD111と抵抗111およびパワーアンプSW15との直列回路は、トランジスタTrのエミッタとアース状態との間に接続されているコンデンサC3と抵抗R2とにそれぞれ並列に接続されている。
図6に示すパワーアンプSW15では、高速スイッチングダイオードD111と抵抗R111およびパワーアンプSW15との直列回路をエミッタ抵抗R2と並列に接続して、パワーアンプSW15をオープンとアースとに切替ることで、トランジスタTrのエミッタバイアス電圧を変化させるようになっている。すなわち、パワーアンプSW15がアースに接続されると、高速スイッチングダイオードD111は、ON状態になり、R111とエミッタ抵抗R2が並列に接続され、この並列回路の合成抵抗をR”2とすると、R”2の抵抗値はR2の抵抗値より小さくなる。これにより、素子RLと抵抗R”2の抵抗値の和RL+R”2が素子RLと抵抗R2の抵抗値の和RL+R2より小さくなり、エミッタ抵抗値は下がり、回路電流は増加する。この回路電流値をデフォルト値とし、パワーアンプSW15をオープンにすると、高速スイッチングダイオードD111はOFF状態となり、R111もオープンとなり、R”2はR2に等しくなる。この場合は、素子RLと抵抗R2の抵抗値の和RL+R2が素子RLと抵抗R”2の抵抗値の和RL+R”2より大きくなり、前述の(D)と同様に、エミッタ抵抗値が上がり回路電流は、デフォルト値より低下する。その結果、消費電流は下がり送信電力を抑えられる。
【0035】
なお、図4、図5、図6に示すパワーアンプ1おいて、通常の高速スイッチングダイオードを用いたが、ショットキー型ダイオードを用いても、同様のバッテリーセーブを実現することができる。図7(a)、(b)に高速スイッチングダイオードとショットキー型ダイオードの順方向電流(If)−順方向電圧(Vf)特性のグラフを示す。このグラフより、If=10mAの時、
高速スイッチングダイオード Vf=0.75V
ショットキー型ダイオード Vf=0.36V
となる。このデ−タより、ダイオードがON状態になった場合、それぞれのダイオードは0.75V、0.36Vの電圧源とみなすことができる。これは、ショットキー型ダイオードが、通常の高速スイッチングダイオードに比べて、約1/2の電圧で駆動するということである。したがって、一定電圧に対して、ショットキー型ダイオードの動作範囲が、高速スイッチングダイオードよりも広くなる。
【0036】
図6に示すパワーアンプ1の回路において上記2種類ダイオードを用いて、バッテリーセーブの差を説明する。
ここで、Vcc=3.6V、R2=R111=56Ω、R3=R4=3.3KΩとすると、
となる。すなわち、D111 ONの時のIeがデフォルト値で、この電流値とD111 OFFの時のIeとの差がバッテリーセーブした電流値を示し、ショットキー型ダイオードを使用の場合:13.2mA、高速スイッチングダイオードを使用の場合:6.3mAとなり、ショットキー型ダイオードの方がバッテリーセーブへの寄与が大きいことがわかる。
【0037】
図8は、図4のダイオードD91に、図7(b)に示す特性を持ったショットキー型ダイオードを使用して、パワーアンプSW15のON/OFF時の負荷変動に対する送信信号周波数のぶれを測定したものである。PLL選局を高速モ−ドにして測定した送信信号周波数のぶれ、すなわち、デビエ−ションは7kHz(MAX)で、過渡応答が収束するまでのぶれ時間は、5msecであった。図12(a)の回路を用いて同様の測定を行った図13の測定結果より改善されていることが、明らかにわかる。
【0038】
【発明の効果】
以上より、本発明の移動体通信装置は、パワーアンプのトランジスタに抵抗素子とスイッチ素子の直列回路が接続されているパワーアンプSW回路を設計したことでパワーアンプの消費電流を抑えることができバッテリー寿命、連続通話時間、待ち受け時間等を長くすることが可能となった。さらに、パワーアンプの負荷変動による送信信号周波数のデビエ−ションについても著しい改善ができた。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例を示し、抵抗とパワーアンプSWとの直列回路をトランジスタTrのベースとアースとの間に接続している回路図である。
【図2】本発明の実施例を示し、抵抗とパワーアンプSWとの直列回路をトランジスタTrのベースと電源との間に接続している回路図である。
【図3】本発明の実施例を示し、抵抗とパワーアンプSWとの直列回路をトランジスタTrのエミッタとアースとの間に接続している回路図である。
【図4】本発明の実施例を示し、抵抗とダイオードおよびパワーアンプSWとの直列回路をトランジスタTrのベースとアースとの間に接続している回路図である。
【図5】本発明の実施例を示し、抵抗とダイオードおよびパワーアンプSWとの直列回路をトランジスタTrのベースと電源との間に接続している回路図である。
【図6】本発明の実施例を示し、抵抗とダイオードおよびパワーアンプSWとの直列回路をトランジスタTrのエミッタとアースとの間に接続している回路図である。
【図7】(a)、(b)は本発明に用いた高速スイッチングダイオード、ショットキーダイオードの順方向電流(If)−順方向電圧(Vf)特性を示すグラフである。
【図8】本発明の実施例である図4のダイオードに、ショットキー型ダイオードを用いて、送信信号周波数のデビエーションの測定結果を示した図である。
【図9】パワーアンプを内蔵した移動体通信装置の高周波回路部分のブロック図の一例を示す図である。
【図10】パワーアンプブロックの構成の一例を示す図である。
【図11】(a)、(b)、(c)は、それぞれパワーアンプブロックのパワーセーブの方法の一例を示す図である。
【図12】(a)、(b)、(c)は、それぞれトランジスタTrを有するパワーアンプのパワーセーブの方法の一例を示す図である。
【図13】図12(a)の回路を用いて、送信信号周波数のデビーションの測定結果を示す図である。
【図14】図13に示す、送信信号周波数のデビエーションの測定システムのブロック図である。
【符号の説明】
1 パワーアンプ
2 VCO
3 RXブロック
4 TXブロック
5 デュプレクサー
6 アンテナ
10 基準信号発生器
11 VCO/PLL試験器
12 パルス発生器
13 コードレス電話子機(CT1/Hand)
14 高周波増幅器
15 パワーアンプSW
Claims (6)
- 送信信号処理部と受信信号処理部とを有しており、該送信信号処理部が、電圧制御型発振器にて送信信号周波数の変調を行うようになっており、送信信号処理部からの送信信号をトランジスタを有するパワーアンプによって増幅するようになった移動体通信装置であって、
該パワーアンプのトランジスタのベースとアースとの間に、抵抗素子とスイッチ素子との直列回路が接続されており、送信時に、支障なく通信するのに必要な送信出力に応じて、上記パワーアンプのトランジスタをON/OFFする代わりに該スイッチ素子によって該トランジスタのベース電圧を増減させて回路電流値が切替ることで、該スイッチ素子を設けず上記パワーアンプのトランジスタをON/OFFする構成における上記パワーアンプのトランジスタのON/OFFの切替え時に起こる上記パワーアンプの負荷変動による上記電圧制御型発振器での送信信号周波数の過渡的なぶれを抑えることを特徴とする移動体通信装置。 - 送信信号処理部と受信信号処理部とを有しており、該送信信号処理部が、電圧制御型発振器にて送信信号周波数の変調を行うようになっており、送信信号処理部からの送信信号をトランジスタを有するパワーアンプによって増幅するようになった移動体通信装置であって、
該パワーアンプのトランジスタのベースと電源との間に、抵抗素子とスイッチ素子との直列回路が接続されており、送信時に、支障なく通信するのに必要な送信出力に応じて、上記パワーアンプのトランジスタをON/OFFする代わりに該スイッチ素子によって該トランジスタのベース電圧を増減させて回路電流値が切替ることで、該スイッチ素子を設けず上記パワーアンプのトランジスタをON/OFFする構成における上記パワーアンプのトランジスタのON/OFFの切替え時に起こる上記パワーアンプの負荷変動による上記電圧制御型発振器での送信信号周波数の過渡的なぶれを抑えることを特徴とする移動体通信装置。 - 送信信号処理部と受信信号処理部とを有しており、該送信信号処理部が、電圧制御型発振器にて送信信号周波数の変調を行うようになっており、送信信号処理部からの送信信号をトランジスタを有するパワーアンプによって増幅するようになった移動体通信装置であって、
該パワーアンプのトランジスタのエミッタとアースとの間に、抵抗素子とスイッチ素子との直列回路が接続されており、送信時に、支障なく通信するのに必要な送信出力に応じて、上記パワーアンプのトランジスタをON/OFFする代わりに該スイッチ素子によって該トランジスタのエミッタ抵抗を増減させて回路電流値が切替ることで、該スイッチ素子を設けず上記パワーアンプのトランジスタをON/OFFする構成における上記パワーアンプのトランジスタのON/OFFの切替え時に起こる上記パワーアンプの負荷変動による上記電圧制御型発振器での送信信号周波数の過渡的なぶれを抑えることを特徴とする移動体通信装置。 - 前記直列回路にダイオードが直列接続されている請求項1に記載の移動体通信装置。
- 前記ダイオードが高速スイッチングダイオードである請求項4に記載の移動体通信装置。
- 前記ダイオードがショットキー型ダイオードである請求項4に記載の移動体通信装置。
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