JPH11214932A - 増幅回路およびこれを用いた携帯電話器 - Google Patents
増幅回路およびこれを用いた携帯電話器Info
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- JPH11214932A JPH11214932A JP10009811A JP981198A JPH11214932A JP H11214932 A JPH11214932 A JP H11214932A JP 10009811 A JP10009811 A JP 10009811A JP 981198 A JP981198 A JP 981198A JP H11214932 A JPH11214932 A JP H11214932A
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- amplifier circuit
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/26—Modifications of amplifiers to reduce influence of noise generated by amplifying elements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Transceivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の増幅回路では、シリコン基盤上にモノ
リシックに形成した場合には８００ＭＨｚ帯の信号を低
雑音にて安定して増幅することはできなかった。 【解決手段】 増幅に用いる接合側トランジスタ１８の
ベース電極に整合用リアクタンス２０を設けると共に、
帰還抵抗２１と入力端子１６との間に当該帰還抵抗２１
による熱雑音の帰還を抑制する直流帰還用リアクタンス
２２を設けた増幅回路である。
リシックに形成した場合には８００ＭＨｚ帯の信号を低
雑音にて安定して増幅することはできなかった。 【解決手段】 増幅に用いる接合側トランジスタ１８の
ベース電極に整合用リアクタンス２０を設けると共に、
帰還抵抗２１と入力端子１６との間に当該帰還抵抗２１
による熱雑音の帰還を抑制する直流帰還用リアクタンス
２２を設けた増幅回路である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は携帯電話器などの
高周波無線機器において好適に利用することができる増
幅回路に係り、特に、シリコン基盤上に形成しても、当
該携帯電話器において受信アンテナの受信信号が直接入
力される初段の増幅回路として好適に利用することがで
きる増幅回路およびこれを用いた携帯電話器に関するも
のである。
高周波無線機器において好適に利用することができる増
幅回路に係り、特に、シリコン基盤上に形成しても、当
該携帯電話器において受信アンテナの受信信号が直接入
力される初段の増幅回路として好適に利用することがで
きる増幅回路およびこれを用いた携帯電話器に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】図７は特開平７−２６３９７７号公報に
開示された従来の増幅回路を示す回路図である。図にお
いて、１６は所定の周波数の入力信号を増幅回路に入力
するための入力端子であり、１７は当該増幅回路の増幅
信号が出力される出力端子であり、１８はベース電極が
入力端子１６に接続されるとともにエミッタ電極が接地
された初段のｎ型トランジスタであり、３１は当該初段
のｎ型トランジスタ１８のコレクタ電極がベース電極に
接続されるとともにコレクタ電極が出力端子１７に接続
された第２段のｎ型トランジスタであり、１９は初段の
ｎ型トランジスタ１８のコレクタ電極と高圧側電源との
間に接続された初段の負荷抵抗であり、３２は第２段の
ｎ型トランジスタ３１のコレクタ電極と高圧側電源との
間に接続された第２段の負荷抵抗であり、３３は第２段
のｎ型トランジスタ３１のエミッタ電極と接地電位との
間に接続されたエミッタ抵抗であり、２０は入力端子１
６と初段のｎ型トランジスタ１８のベース電極との間に
接続されて入力端子１６からみた入力インピーダンスを
所定のインピーダンスに整合させる整合用リアクタンス
であり、エミッタ抵抗３３に発生する電圧が入力端子１
６と整合用リアクタンス２０との間に帰還されている。
開示された従来の増幅回路を示す回路図である。図にお
いて、１６は所定の周波数の入力信号を増幅回路に入力
するための入力端子であり、１７は当該増幅回路の増幅
信号が出力される出力端子であり、１８はベース電極が
入力端子１６に接続されるとともにエミッタ電極が接地
された初段のｎ型トランジスタであり、３１は当該初段
のｎ型トランジスタ１８のコレクタ電極がベース電極に
接続されるとともにコレクタ電極が出力端子１７に接続
された第２段のｎ型トランジスタであり、１９は初段の
ｎ型トランジスタ１８のコレクタ電極と高圧側電源との
間に接続された初段の負荷抵抗であり、３２は第２段の
ｎ型トランジスタ３１のコレクタ電極と高圧側電源との
間に接続された第２段の負荷抵抗であり、３３は第２段
のｎ型トランジスタ３１のエミッタ電極と接地電位との
間に接続されたエミッタ抵抗であり、２０は入力端子１
６と初段のｎ型トランジスタ１８のベース電極との間に
接続されて入力端子１６からみた入力インピーダンスを
所定のインピーダンスに整合させる整合用リアクタンス
であり、エミッタ抵抗３３に発生する電圧が入力端子１
６と整合用リアクタンス２０との間に帰還されている。
【０００３】次に動作について説明する。入力端子１６
に所定の周波数の入力信号が入力されると、整合用リア
クタンス２０によりインピーダンスマッチングが図られ
ているため、入力信号と等しい振幅を有する信号が初段
のｎ型トランジスタ１８のベース電極に入力される。そ
して、この初段のｎ型トランジスタ１８はベース電極の
電位上昇に伴ってコレクタ電流を増加させ、このコレク
タ電流によって初段の負荷抵抗１９には入力信号の振幅
を増幅した電圧が発生する。逆に、第２段のｎ型トラン
ジスタ３１のベース電極は当該初段の負荷抵抗１９に発
生する電圧が入力されるため、入力電圧の上昇にともな
ったコレクタ電流は低下し、第２段の負荷抵抗３２に発
生する電圧も低下する。従って、入力信号と同相で変化
すると増幅信号が出力端子１７から出力される。
に所定の周波数の入力信号が入力されると、整合用リア
クタンス２０によりインピーダンスマッチングが図られ
ているため、入力信号と等しい振幅を有する信号が初段
のｎ型トランジスタ１８のベース電極に入力される。そ
して、この初段のｎ型トランジスタ１８はベース電極の
電位上昇に伴ってコレクタ電流を増加させ、このコレク
タ電流によって初段の負荷抵抗１９には入力信号の振幅
を増幅した電圧が発生する。逆に、第２段のｎ型トラン
ジスタ３１のベース電極は当該初段の負荷抵抗１９に発
生する電圧が入力されるため、入力電圧の上昇にともな
ったコレクタ電流は低下し、第２段の負荷抵抗３２に発
生する電圧も低下する。従って、入力信号と同相で変化
すると増幅信号が出力端子１７から出力される。
【０００４】また、エミッタ抵抗３３には、基本的には
入力信号と逆相の電圧が発生し、これが入力端子１６と
整合用リアクタンス２０との間に帰還されているので、
この増幅回路による増幅率は抑制され、これにより発振
することなく安定した動作を実現することができる。ち
なみに、この増幅信号の振幅は、基本的には、入力信号
の振幅に対して初段のｎ型トランジスタ１８の増幅率と
第２段のｎ型トランジスタ３１の増幅率との積を掛け合
わせた振幅となる。
入力信号と逆相の電圧が発生し、これが入力端子１６と
整合用リアクタンス２０との間に帰還されているので、
この増幅回路による増幅率は抑制され、これにより発振
することなく安定した動作を実現することができる。ち
なみに、この増幅信号の振幅は、基本的には、入力信号
の振幅に対して初段のｎ型トランジスタ１８の増幅率と
第２段のｎ型トランジスタ３１の増幅率との積を掛け合
わせた振幅となる。
【０００５】図８は特開平７−２６３９７７号公報に開
示された従来の他の増幅回路を示す回路図である。図に
おいて、４２は入力端子１６とエミッタ抵抗３３との間
に接続されて入力端子１６からみた入力インピーダンス
を所定のインピーダンスに整合させる帰還整合用リアク
タンスである。これ以外は図７と同様の構成なので同一
の符号を付して説明を省略する。
示された従来の他の増幅回路を示す回路図である。図に
おいて、４２は入力端子１６とエミッタ抵抗３３との間
に接続されて入力端子１６からみた入力インピーダンス
を所定のインピーダンスに整合させる帰還整合用リアク
タンスである。これ以外は図７と同様の構成なので同一
の符号を付して説明を省略する。
【０００６】このように構成すれば、増幅回路の信号経
路のインピーダンスなどによって入力信号に対する出力
信号の位相差が１８０度にそろっていない場合であって
も、入力信号と出力信号との位相差を当該１８０度にそ
ろえることができ、効果的に帰還をかけることができ
る。ちなみに、このような目的に使用される帰還整合用
リアクタンス４２は、入力信号が８００ＭＨｚ帯とした
場合には上記整合用リアクタンス２０と同様に数ｎＨの
リアクタンス素子が使用される。
路のインピーダンスなどによって入力信号に対する出力
信号の位相差が１８０度にそろっていない場合であって
も、入力信号と出力信号との位相差を当該１８０度にそ
ろえることができ、効果的に帰還をかけることができ
る。ちなみに、このような目的に使用される帰還整合用
リアクタンス４２は、入力信号が８００ＭＨｚ帯とした
場合には上記整合用リアクタンス２０と同様に数ｎＨの
リアクタンス素子が使用される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の増幅回路は以上
のように構成されているので、基盤の絶縁抵抗がシリコ
ン基盤よりも高いＧａＡｓ基盤上にモノリシックとして
形成しなければ携帯電話などにおいて使用される８００
ＭＨｚ帯の信号を低雑音で増幅することができないなど
の課題があった。
のように構成されているので、基盤の絶縁抵抗がシリコ
ン基盤よりも高いＧａＡｓ基盤上にモノリシックとして
形成しなければ携帯電話などにおいて使用される８００
ＭＨｚ帯の信号を低雑音で増幅することができないなど
の課題があった。
【０００８】具体的に説明する。半導体基盤上に抵抗素
子やリアクタンス素子を形成した場合、その受動素子に
用いる配線と半導体基盤との間に形成される寄生コンデ
ンサは高周波をカットする特性を示す。そして、この寄
生コンデンサの容量はシリコン基盤に形成した場合にお
けるカットオフ周波数の方がＧａＡｓ基盤に形成した場
合におけるカットオフ周波数よりも低い。そのため、上
記増幅回路をシリコン基盤上で形成した場合には、８０
０ＭＨｚ、−１１０ｄＢｍ程度の信号を入力しても低雑
音で増幅することができない。
子やリアクタンス素子を形成した場合、その受動素子に
用いる配線と半導体基盤との間に形成される寄生コンデ
ンサは高周波をカットする特性を示す。そして、この寄
生コンデンサの容量はシリコン基盤に形成した場合にお
けるカットオフ周波数の方がＧａＡｓ基盤に形成した場
合におけるカットオフ周波数よりも低い。そのため、上
記増幅回路をシリコン基盤上で形成した場合には、８０
０ＭＨｚ、−１１０ｄＢｍ程度の信号を入力しても低雑
音で増幅することができない。
【０００９】また、エミッタ抵抗はバイアスが印加され
た状態では熱雑音を発生する。従って、このエミッタ抵
抗により生成された熱雑音により初段のｎ型トランジス
タのベース電極に入力される雑音レベルが上昇し、これ
により８００ＭＨｚ、−１１０ｄＢｍ程度の信号を入力
しても低雑音で増幅することができない。特に、このよ
うに高周波信号を伝送するために５０Ω系のインピーダ
ンスマッチングで形成された増幅回路では、上記整合用
リアクタンスや帰還整合用リアクタンスなどのインピー
ダンスが小さいので、このように帰還に伴って生じる入
力雑音レベルの上昇を効果的に抑制することはできな
い。
た状態では熱雑音を発生する。従って、このエミッタ抵
抗により生成された熱雑音により初段のｎ型トランジス
タのベース電極に入力される雑音レベルが上昇し、これ
により８００ＭＨｚ、−１１０ｄＢｍ程度の信号を入力
しても低雑音で増幅することができない。特に、このよ
うに高周波信号を伝送するために５０Ω系のインピーダ
ンスマッチングで形成された増幅回路では、上記整合用
リアクタンスや帰還整合用リアクタンスなどのインピー
ダンスが小さいので、このように帰還に伴って生じる入
力雑音レベルの上昇を効果的に抑制することはできな
い。
【００１０】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、入力雑音レベルの上昇を効果的に
抑制し、これによりシリコン基盤上で形成しても８００
ＭＨｚ、−１１０ｄＢｍ程度の信号を入力しても低雑音
で増幅することができる増幅回路およびこれを用いた携
帯電話器を得ることを目的とする。
めになされたもので、入力雑音レベルの上昇を効果的に
抑制し、これによりシリコン基盤上で形成しても８００
ＭＨｚ、−１１０ｄＢｍ程度の信号を入力しても低雑音
で増幅することができる増幅回路およびこれを用いた携
帯電話器を得ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この発明に係る増幅回路
は、入力端子に入力された所定の周波数の入力信号を増
幅して出力端子から出力する増幅回路において、上記入
力端子と出力端子との間において互いに直列に接続され
た１乃至複数段の接合型トランジスタと、上記入力端子
と初段の接合型トランジスタのベース電極との間に接続
されて入力端子からみた入力インピーダンスを所定のイ
ンピーダンスに整合させる整合用リアクタンスと、上記
入力端子と整合用リアクタンスとの間に入力信号の逆相
信号を帰還する帰還抵抗と、当該逆相信号の帰還位置と
当該帰還抵抗との間に接続されて交流成分の帰還を防止
する直流帰還用リアクタンスとを有するものである。
は、入力端子に入力された所定の周波数の入力信号を増
幅して出力端子から出力する増幅回路において、上記入
力端子と出力端子との間において互いに直列に接続され
た１乃至複数段の接合型トランジスタと、上記入力端子
と初段の接合型トランジスタのベース電極との間に接続
されて入力端子からみた入力インピーダンスを所定のイ
ンピーダンスに整合させる整合用リアクタンスと、上記
入力端子と整合用リアクタンスとの間に入力信号の逆相
信号を帰還する帰還抵抗と、当該逆相信号の帰還位置と
当該帰還抵抗との間に接続されて交流成分の帰還を防止
する直流帰還用リアクタンスとを有するものである。
【００１２】この発明に係る増幅回路は、整合用リアク
タンスのインピーダンスよりも上記直流帰還用リアクタ
ンスのインピーダンスが大きいものである。
タンスのインピーダンスよりも上記直流帰還用リアクタ
ンスのインピーダンスが大きいものである。
【００１３】この発明に係る増幅回路は、シリコン基盤
上にモノリシックに形成するとともに、整合用リアクタ
ンスおよび直流帰還用リアクタンスとをコプレーナ型の
配線によるスパイラル型のインダクタとして形成するも
のである。
上にモノリシックに形成するとともに、整合用リアクタ
ンスおよび直流帰還用リアクタンスとをコプレーナ型の
配線によるスパイラル型のインダクタとして形成するも
のである。
【００１４】この発明に係る携帯電話器は、所定の周波
数の信号を受信する受信アンテナと、当該受信アンテナ
から入力される信号がそのまま入力される以上の増幅回
路とを有するものである。
数の信号を受信する受信アンテナと、当該受信アンテナ
から入力される信号がそのまま入力される以上の増幅回
路とを有するものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による８
００ＭＨｚ帯用の携帯電話器の構成を示すブロック図で
ある。図において、１は送受信信号を無線送受信するた
めの送受共用アンテナ（受信アンテナ）であり、７は受
信信号に基づいて再生された音声信号を出力するスピー
カであり、８は送信信号の基となる音声信号が入力され
るマイクであり、６はこれら音声信号をＴＤＭＡ方式の
送受信信号に変換するベースバンド制御部であり、３は
送信信号を送受共用アンテナ１から送信できるように周
波数変換などを行う送信回路であり、５は受信信号をベ
ースバンド制御部６で再生できるように周波数変換など
を行う受信回路であり、２は上記送信信号および受信信
号を混合して送受共用アンテナ１から送受信する送受信
共用器であり、４はこれら各部３，５，６の動作の同期
を図るシンセサイザ回路である。
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による８
００ＭＨｚ帯用の携帯電話器の構成を示すブロック図で
ある。図において、１は送受信信号を無線送受信するた
めの送受共用アンテナ（受信アンテナ）であり、７は受
信信号に基づいて再生された音声信号を出力するスピー
カであり、８は送信信号の基となる音声信号が入力され
るマイクであり、６はこれら音声信号をＴＤＭＡ方式の
送受信信号に変換するベースバンド制御部であり、３は
送信信号を送受共用アンテナ１から送信できるように周
波数変換などを行う送信回路であり、５は受信信号をベ
ースバンド制御部６で再生できるように周波数変換など
を行う受信回路であり、２は上記送信信号および受信信
号を混合して送受共用アンテナ１から送受信する送受信
共用器であり、４はこれら各部３，５，６の動作の同期
を図るシンセサイザ回路である。
【００１６】９は８００ＭＨｚ帯の受信信号を増幅する
低雑音増幅器（増幅回路）であり、１０はシンセサイザ
回路４から供給される９５０ＭＨｚの信号と上記受信信
号を混合して１３０ＭＨｚ帯まで受信信号の周波数を低
減する第１ミキサであり、１１は所定の周波数のみを透
過させる第１中間周波数回路であり、１２はシンセサイ
ザ回路４から供給される信号と上記受信信号を混合して
更に受信信号の周波数を低減する第２ミキサであり、１
３は所定の周波数のみを透過させる第２中間周波数回路
であり、１４は音声信号を抽出する復調回路である。
低雑音増幅器（増幅回路）であり、１０はシンセサイザ
回路４から供給される９５０ＭＨｚの信号と上記受信信
号を混合して１３０ＭＨｚ帯まで受信信号の周波数を低
減する第１ミキサであり、１１は所定の周波数のみを透
過させる第１中間周波数回路であり、１２はシンセサイ
ザ回路４から供給される信号と上記受信信号を混合して
更に受信信号の周波数を低減する第２ミキサであり、１
３は所定の周波数のみを透過させる第２中間周波数回路
であり、１４は音声信号を抽出する復調回路である。
【００１７】図２はこの発明の実施の形態１による低雑
音増幅器９の詳細な構成を示す回路図である。なお、こ
の低雑音増幅器９はシリコン基盤上に形成されている。
図において、１６は所定の周波数の入力信号を増幅回路
に入力するための入力端子であり、１７は当該増幅回路
の増幅信号が出力される出力端子であり、１８はベース
電極が入力端子１６に接続されるとともにエミッタ電極
が接地されたｎ型トランジスタ（接合型トランジスタ）
であり、１９はｎ型トランジスタ１８のコレクタ電極と
高圧側電源との間に接続された初段の負荷抵抗であり、
２０は入力端子１６と初段のｎ型トランジスタ１８のベ
ース電極との間に接続されて入力端子１６からみた入力
インピーダンスを５０Ωに整合させる整合用リアクタン
スであり、２１は入力端子１６と整合用リアクタンス２
０との間に入力信号の逆相信号を帰還する帰還抵抗であ
り、２２は当該逆相信号の帰還位置と当該帰還抵抗２１
との間に接続されて交流成分の帰還を防止する直流帰還
用リアクタンスである。
音増幅器９の詳細な構成を示す回路図である。なお、こ
の低雑音増幅器９はシリコン基盤上に形成されている。
図において、１６は所定の周波数の入力信号を増幅回路
に入力するための入力端子であり、１７は当該増幅回路
の増幅信号が出力される出力端子であり、１８はベース
電極が入力端子１６に接続されるとともにエミッタ電極
が接地されたｎ型トランジスタ（接合型トランジスタ）
であり、１９はｎ型トランジスタ１８のコレクタ電極と
高圧側電源との間に接続された初段の負荷抵抗であり、
２０は入力端子１６と初段のｎ型トランジスタ１８のベ
ース電極との間に接続されて入力端子１６からみた入力
インピーダンスを５０Ωに整合させる整合用リアクタン
スであり、２１は入力端子１６と整合用リアクタンス２
０との間に入力信号の逆相信号を帰還する帰還抵抗であ
り、２２は当該逆相信号の帰還位置と当該帰還抵抗２１
との間に接続されて交流成分の帰還を防止する直流帰還
用リアクタンスである。
【００１８】図３はこの発明の実施の形態１による整合
用リアクタンス２０および直流帰還用リアクタンス２２
を示す構造図である。図において、２６はシリコン基盤
であり、２５は当該シリコン基盤２６上に積層された絶
縁膜であり、２３は当該絶縁膜２５上にスパイラル形状
に積層された信号線であり、２４は当該信号線２３の周
囲を囲むように絶縁膜２５上に積層されたグランド線で
ある。ちなみに、整合用リアクタンス２０は３ｎＨに、
直流帰還用リアクタンス２２は１μＨに形成した。
用リアクタンス２０および直流帰還用リアクタンス２２
を示す構造図である。図において、２６はシリコン基盤
であり、２５は当該シリコン基盤２６上に積層された絶
縁膜であり、２３は当該絶縁膜２５上にスパイラル形状
に積層された信号線であり、２４は当該信号線２３の周
囲を囲むように絶縁膜２５上に積層されたグランド線で
ある。ちなみに、整合用リアクタンス２０は３ｎＨに、
直流帰還用リアクタンス２２は１μＨに形成した。
【００１９】次に動作について説明する。携帯電話器は
通話が開始されると、ＴＤＭＡ方式にて音声信号などの
送受信を開始する。この際、ベースバンド制御部６がマ
イク８から入力された音声信号を所定の送信信号に変換
し、この送信信号が送信回路３、送受信共用器２を介し
て送受共用アンテナ１から出力される。また、送受共用
アンテナ１から入力された受信信号は送受信共用器２、
受信回路５を介してベースバンド制御部６にて音声信号
に変換されてスピーカ７から出力される。
通話が開始されると、ＴＤＭＡ方式にて音声信号などの
送受信を開始する。この際、ベースバンド制御部６がマ
イク８から入力された音声信号を所定の送信信号に変換
し、この送信信号が送信回路３、送受信共用器２を介し
て送受共用アンテナ１から出力される。また、送受共用
アンテナ１から入力された受信信号は送受信共用器２、
受信回路５を介してベースバンド制御部６にて音声信号
に変換されてスピーカ７から出力される。
【００２０】そして、この一連の動作において、上記シ
リコン基盤２６上にモノリシックに形成された低雑音増
幅器９は、８００ＭＨｚ帯の受信信号をｎ型トランジス
タ１８で増幅して出力する。また、この際、帰還抵抗２
１により帰還がかかっているとともにその帰還抵抗２１
から発生する熱雑音を直流帰還用リアクタンス２２にて
阻止しているので、当該熱雑音による雑音レベルの上昇
を来すことなく安定して増幅することができる。
リコン基盤２６上にモノリシックに形成された低雑音増
幅器９は、８００ＭＨｚ帯の受信信号をｎ型トランジス
タ１８で増幅して出力する。また、この際、帰還抵抗２
１により帰還がかかっているとともにその帰還抵抗２１
から発生する熱雑音を直流帰還用リアクタンス２２にて
阻止しているので、当該熱雑音による雑音レベルの上昇
を来すことなく安定して増幅することができる。
【００２１】また、各リアクタンス２０，２２はコプレ
ーナ型の配線となっているので、信号線２３とシリコン
基盤２６との間に形成される寄生コンデンサにより高周
波におけるリアクタンス特性の低下を抑制することがで
き、８００ＭＨｚ帯の信号に対しても適当なインピーダ
ンスを得ることができる。
ーナ型の配線となっているので、信号線２３とシリコン
基盤２６との間に形成される寄生コンデンサにより高周
波におけるリアクタンス特性の低下を抑制することがで
き、８００ＭＨｚ帯の信号に対しても適当なインピーダ
ンスを得ることができる。
【００２２】その結果、上記低雑音増幅器９では、８０
０ＭＨｚ、−１１０ｄＢｍ程度の信号を低雑音で増幅し
てスピーカ７から再生することができ、高性能な携帯電
話器を形成することができる。
０ＭＨｚ、−１１０ｄＢｍ程度の信号を低雑音で増幅し
てスピーカ７から再生することができ、高性能な携帯電
話器を形成することができる。
【００２３】以上のように、この実施の形態１によれ
ば、帰還抵抗２１を設けているのでｎ型トランジスタ１
８の動作が安定し、安定した増幅特性を得ることができ
る。また、整合用リアクタンス２０を入力端子１６とｎ
型トランジスタ１８との間に接続しているので、入力イ
ンピーダンスを入力信号の信号経路に整合させて信号の
反射を防止することができる。
ば、帰還抵抗２１を設けているのでｎ型トランジスタ１
８の動作が安定し、安定した増幅特性を得ることができ
る。また、整合用リアクタンス２０を入力端子１６とｎ
型トランジスタ１８との間に接続しているので、入力イ
ンピーダンスを入力信号の信号経路に整合させて信号の
反射を防止することができる。
【００２４】更に、この整合用リアクタンス２０ととも
に、逆相信号の帰還位置と帰還抵抗２１との間に別途直
流帰還用リアクタンス２２を設けているので、バイアス
電圧が印加された際に帰還抵抗２１から発生される熱雑
音成分がｎ型トランジスタ１８のベース電極に入力され
てしまうことを防止することができ、これにより増幅回
路内部において発生する雑音を抑制することができる。
に、逆相信号の帰還位置と帰還抵抗２１との間に別途直
流帰還用リアクタンス２２を設けているので、バイアス
電圧が印加された際に帰還抵抗２１から発生される熱雑
音成分がｎ型トランジスタ１８のベース電極に入力され
てしまうことを防止することができ、これにより増幅回
路内部において発生する雑音を抑制することができる。
【００２５】従って、シリコン基盤２６上にこのような
増幅回路をモノリシックに形成したとしても、所定の高
周波増幅特性を得ることができる。特に、上記各リアク
タンス２０，２２をコプレーナ型の配線によるスパイラ
ルインダクタとして形成しているので、携帯電話になど
に用いられる８００ＭＨｚ帯の信号帯域においても十分
に低雑音で所定の利得を得ることができ、送受共用アン
テナ１から入力される信号がそのまま入力される増幅回
路として使用することができる。
増幅回路をモノリシックに形成したとしても、所定の高
周波増幅特性を得ることができる。特に、上記各リアク
タンス２０，２２をコプレーナ型の配線によるスパイラ
ルインダクタとして形成しているので、携帯電話になど
に用いられる８００ＭＨｚ帯の信号帯域においても十分
に低雑音で所定の利得を得ることができ、送受共用アン
テナ１から入力される信号がそのまま入力される増幅回
路として使用することができる。
【００２６】実施の形態２．図４はこの発明の実施の形
態２による整合用リアクタンス２０および直流帰還用リ
アクタンス２２を示す構造図である。図において、２３
は絶縁膜上に櫛形に積層された信号線であり、２４は当
該信号線２３の周囲を囲むように絶縁膜上に積層された
グランド線である。ちなみに、整合用リアクタンス２０
は３ｎＨに、直流帰還用リアクタンス２２は１μＨに形
成した。これ以外の構成は実施の形態１と同様であり説
明を省略する。
態２による整合用リアクタンス２０および直流帰還用リ
アクタンス２２を示す構造図である。図において、２３
は絶縁膜上に櫛形に積層された信号線であり、２４は当
該信号線２３の周囲を囲むように絶縁膜上に積層された
グランド線である。ちなみに、整合用リアクタンス２０
は３ｎＨに、直流帰還用リアクタンス２２は１μＨに形
成した。これ以外の構成は実施の形態１と同様であり説
明を省略する。
【００２７】以上のように、この実施の形態２では、各
リアクタンス２０，２２をコプレーナ型の信号線２３に
よる櫛形インダクタとして形成しているので、実施の形
態１と同様に、８００ＭＨｚ帯の信号を低雑音で安定し
て増幅することができ、送受共用アンテナ１から入力さ
れる信号がそのまま入力される増幅回路として使用する
ことができる。
リアクタンス２０，２２をコプレーナ型の信号線２３に
よる櫛形インダクタとして形成しているので、実施の形
態１と同様に、８００ＭＨｚ帯の信号を低雑音で安定し
て増幅することができ、送受共用アンテナ１から入力さ
れる信号がそのまま入力される増幅回路として使用する
ことができる。
【００２８】実施の形態３．図５はこの発明の実施の形
態３による低雑音増幅器９の詳細な構成を示す回路図で
ある。なお、この低雑音増幅器９はシリコン基盤２６上
に形成されている。図において、２８は入力端子１６と
高圧側電源との間に接続された第１バイアス抵抗であ
り、２９は入力端子１６と接地電位との間に接続された
第２バイアス抵抗であり、３０はこの第２バイアス抵抗
２９と接地との間に接続されたバイアス用キャパシタで
ある。これ以外は実施の形態１と同様であるので同一の
符号を付して説明を省略する。
態３による低雑音増幅器９の詳細な構成を示す回路図で
ある。なお、この低雑音増幅器９はシリコン基盤２６上
に形成されている。図において、２８は入力端子１６と
高圧側電源との間に接続された第１バイアス抵抗であ
り、２９は入力端子１６と接地電位との間に接続された
第２バイアス抵抗であり、３０はこの第２バイアス抵抗
２９と接地との間に接続されたバイアス用キャパシタで
ある。これ以外は実施の形態１と同様であるので同一の
符号を付して説明を省略する。
【００２９】このように構成することにより、ｎ型トラ
ンジスタ１８の動作点は当該トランジスタ１８のｈｆｅ
特性によらず設定することができる。
ンジスタ１８の動作点は当該トランジスタ１８のｈｆｅ
特性によらず設定することができる。
【００３０】以上のように、この実施の形態３によれ
ば、実施の形態１と同様の効果を奏するとともに、その
動作点を任意に設定することができるので信号の入力レ
ベルに応じたバイアスレベルでｎ型トランジスタ１８を
適当に動作させることができる。
ば、実施の形態１と同様の効果を奏するとともに、その
動作点を任意に設定することができるので信号の入力レ
ベルに応じたバイアスレベルでｎ型トランジスタ１８を
適当に動作させることができる。
【００３１】実施の形態４．図６はこの発明の実施の形
態４による低雑音増幅器９の詳細な構成を示す回路図で
ある。なお、この低雑音増幅器９はシリコン基盤２６上
に形成されている。図において、３１は初段のｎ型トラ
ンジスタ１８のコレクタ電極にベース電極が接続された
第２段のｎ型トランジスタ（接合型トランジスタ）であ
り、３２はこの第２段のｎ型トランジスタ３１のコレク
タ電極と高圧側電源との間に接続された第２段の負荷抵
抗であり、３３は第２段のｎ型トランジスタ３１のエミ
ッタ電極と接地電位との間に接続されたエミッタ抵抗で
あり、３４は当該エミッタ抵抗３３を高周波的にショー
トするエミッタキャパシタであり、帰還抵抗２１はこの
エミッタ抵抗３３に発生する電位を逆相信号として帰還
している。なお、３５は帰還抵抗２１と直流帰還用リア
クタンス２２との間に接続され、上記逆相信号の移相を
調整する移相調整キャパシタである。
態４による低雑音増幅器９の詳細な構成を示す回路図で
ある。なお、この低雑音増幅器９はシリコン基盤２６上
に形成されている。図において、３１は初段のｎ型トラ
ンジスタ１８のコレクタ電極にベース電極が接続された
第２段のｎ型トランジスタ（接合型トランジスタ）であ
り、３２はこの第２段のｎ型トランジスタ３１のコレク
タ電極と高圧側電源との間に接続された第２段の負荷抵
抗であり、３３は第２段のｎ型トランジスタ３１のエミ
ッタ電極と接地電位との間に接続されたエミッタ抵抗で
あり、３４は当該エミッタ抵抗３３を高周波的にショー
トするエミッタキャパシタであり、帰還抵抗２１はこの
エミッタ抵抗３３に発生する電位を逆相信号として帰還
している。なお、３５は帰還抵抗２１と直流帰還用リア
クタンス２２との間に接続され、上記逆相信号の移相を
調整する移相調整キャパシタである。
【００３２】３８は定電流源であり、３６は当該定電流
源３８にコレクタ電極が接続された電流源トランジスタ
であり、３７はこの電流源トランジスタ３６のエミッタ
電極と接地電位との間に接続された電流源抵抗であり、
４０は入力端子１６と電流源トランジスタ３６のベース
電極との間に接続されたバイアス供給抵抗であり、３９
は入力端子１６と接地電位との間に接続されたキャパシ
タであり、４１は入力端子１６に対して電流を供給する
第２電流源トランジスタである。これ以外は、実施の形
態１と同様であるので同一の符号を付して説明を省略す
る。
源３８にコレクタ電極が接続された電流源トランジスタ
であり、３７はこの電流源トランジスタ３６のエミッタ
電極と接地電位との間に接続された電流源抵抗であり、
４０は入力端子１６と電流源トランジスタ３６のベース
電極との間に接続されたバイアス供給抵抗であり、３９
は入力端子１６と接地電位との間に接続されたキャパシ
タであり、４１は入力端子１６に対して電流を供給する
第２電流源トランジスタである。これ以外は、実施の形
態１と同様であるので同一の符号を付して説明を省略す
る。
【００３３】以上のように、この実施の形態４によれ
ば、実施の形態１と同様の効果を奏するとともに、その
動作点を任意に設定することができるので信号の入力レ
ベルに応じたバイアスレベルで２つのｎ型トランジスタ
１８，３１を適当に動作させることができる。
ば、実施の形態１と同様の効果を奏するとともに、その
動作点を任意に設定することができるので信号の入力レ
ベルに応じたバイアスレベルで２つのｎ型トランジスタ
１８，３１を適当に動作させることができる。
【００３４】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、帰還
抵抗を設けているので接合型トランジスタの動作が安定
し、安定した増幅特性を得ることができる効果がある。
抵抗を設けているので接合型トランジスタの動作が安定
し、安定した増幅特性を得ることができる効果がある。
【００３５】また、整合用リアクタンスを入力端子と初
段の接合型トランジスタとの間に接続しているので、入
力インピーダンスを入力信号の信号経路に整合させて信
号の反射を防止することができる効果がある。
段の接合型トランジスタとの間に接続しているので、入
力インピーダンスを入力信号の信号経路に整合させて信
号の反射を防止することができる効果がある。
【００３６】更に、この整合用リアクタンスとともに、
逆相信号の帰還位置と帰還抵抗との間に別途直流帰還用
リアクタンスを設けているので、バイアス電圧が印加さ
れた際に帰還抵抗から発生される熱雑音成分が初段の接
合型トランジスタのベース電極に入力されてしまうこと
を防止することができ、これにより増幅回路内部におい
て発生する雑音を抑制することができる効果がある。
逆相信号の帰還位置と帰還抵抗との間に別途直流帰還用
リアクタンスを設けているので、バイアス電圧が印加さ
れた際に帰還抵抗から発生される熱雑音成分が初段の接
合型トランジスタのベース電極に入力されてしまうこと
を防止することができ、これにより増幅回路内部におい
て発生する雑音を抑制することができる効果がある。
【００３７】従って、シリコン基盤上にこのような増幅
回路をモノリシックに形成したとしても、所定の高周波
増幅特性を得ることができる。特に、上記各リアクタン
スをコプレーナ型の配線によるスパイラルインダクタと
して形成すれば、携帯電話などに用いられる８００ＭＨ
ｚ帯の信号帯域においても十分に低雑音で所定の利得を
得ることができ、アンテナから入力される信号がそのま
ま入力される増幅回路として使用することができる効果
がある。
回路をモノリシックに形成したとしても、所定の高周波
増幅特性を得ることができる。特に、上記各リアクタン
スをコプレーナ型の配線によるスパイラルインダクタと
して形成すれば、携帯電話などに用いられる８００ＭＨ
ｚ帯の信号帯域においても十分に低雑音で所定の利得を
得ることができ、アンテナから入力される信号がそのま
ま入力される増幅回路として使用することができる効果
がある。
【図１】 この発明の実施の形態１による８００ＭＨｚ
帯用の携帯電話器の構成を示すブロック図である。
帯用の携帯電話器の構成を示すブロック図である。
【図２】 この発明の実施の形態１による低雑音増幅器
の詳細な構成を示す回路図である。
の詳細な構成を示す回路図である。
【図３】 この発明の実施の形態１による整合用リアク
タンスおよび直流帰還用リアクタンスを示す構造図であ
る。
タンスおよび直流帰還用リアクタンスを示す構造図であ
る。
【図４】 この発明の実施の形態２による整合用リアク
タンスおよび直流帰還用リアクタンスを示す構造図であ
る。
タンスおよび直流帰還用リアクタンスを示す構造図であ
る。
【図５】 この発明の実施の形態３による低雑音増幅器
の詳細な構成を示す回路図である。
の詳細な構成を示す回路図である。
【図６】 この発明の実施の形態４による低雑音増幅器
の詳細な構成を示す回路図である。
の詳細な構成を示す回路図である。
【図７】 従来の増幅回路を示す回路図である。
【図８】 従来の他の増幅回路を示す回路図である。
１ 送受共用アンテナ（受信アンテナ）、９ 低雑音増
幅器（増幅回路）、１６ 入力端子、１７ 出力端子、
１８，３１ ｎ型トランジスタ（接合型トランジス
タ）、２０ 整合用リアクタンス、２１ 帰還抵抗、２
２ 直流帰還用リアクタンス、２６ シリコン基盤。
幅器（増幅回路）、１６ 入力端子、１７ 出力端子、
１８，３１ ｎ型トランジスタ（接合型トランジス
タ）、２０ 整合用リアクタンス、２１ 帰還抵抗、２
２ 直流帰還用リアクタンス、２６ シリコン基盤。
Claims (4)
- 【請求項１】 入力端子に入力された所定の周波数の入
力信号を増幅して出力端子から出力する増幅回路におい
て、 上記入力端子と出力端子との間において互いに直列に接
続された１乃至複数段の接合型トランジスタと、上記入
力端子と初段の接合型トランジスタのベース電極との間
に接続されて入力端子からみた入力インピーダンスを所
定のインピーダンスに整合させる整合用リアクタンス
と、上記入力端子と整合用リアクタンスとの間に入力信
号の逆相信号を帰還する帰還抵抗と、当該逆相信号の帰
還位置と当該帰還抵抗との間に接続されて交流成分の帰
還を防止する直流帰還用リアクタンスとを有することを
特徴とする増幅回路。 - 【請求項２】 整合用リアクタンスのインピーダンスよ
りも直流帰還用リアクタンスのインピーダンスが大きい
ことを特徴とする請求項１記載の増幅回路。 - 【請求項３】 シリコン基盤上にモノリシックに形成す
るとともに、整合用リアクタンスおよび直流帰還用リア
クタンスとをコプレーナ型の配線によるスパイラル型の
インダクタとして形成することを特徴とする請求項１ま
たは請求項２記載の増幅回路。 - 【請求項４】 所定の周波数の信号を受信する受信アン
テナと、当該受信アンテナから入力される信号がそのま
ま入力される請求項１記載の増幅回路とを有することを
特徴とする携帯電話器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10009811A JPH11214932A (ja) | 1998-01-21 | 1998-01-21 | 増幅回路およびこれを用いた携帯電話器 |
| US09/084,020 US6005441A (en) | 1998-01-21 | 1998-05-26 | Amplifying circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10009811A JPH11214932A (ja) | 1998-01-21 | 1998-01-21 | 増幅回路およびこれを用いた携帯電話器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11214932A true JPH11214932A (ja) | 1999-08-06 |
Family
ID=11730562
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10009811A Pending JPH11214932A (ja) | 1998-01-21 | 1998-01-21 | 増幅回路およびこれを用いた携帯電話器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6005441A (ja) |
| JP (1) | JPH11214932A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7154336B2 (en) | 2003-10-14 | 2006-12-26 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High-frequency power amplifier |
| US7633337B2 (en) | 2006-05-25 | 2009-12-15 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Feedback-type variable gain amplifier and method of controlling the same |
| CN115360985A (zh) * | 2022-08-25 | 2022-11-18 | 无锡华睿芯微电子科技有限公司 | 一种mri超低噪声放大器 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11261436A (ja) * | 1998-03-10 | 1999-09-24 | Sony Corp | 増幅回路及び送受信装置 |
| FR2813148B1 (fr) * | 2000-08-21 | 2003-08-15 | St Microelectronics Sa | Preamplificateur lineaire pour amplificateur de puissance radio-frequence |
| JP2003101431A (ja) * | 2001-09-26 | 2003-04-04 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 無線受信機 |
| US7639079B2 (en) * | 2007-02-09 | 2009-12-29 | Agere Systems Inc. | Techniques for designing wide band low noise amplifiers |
| US7949322B2 (en) * | 2007-03-09 | 2011-05-24 | Qualcomm, Incorporated | Frequency selective amplifier with wide-band impedance and noise matching |
| JP2022159093A (ja) * | 2021-03-31 | 2022-10-17 | スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッド | 利得変動が低減される電力増幅 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5341963A (en) * | 1976-09-28 | 1978-04-15 | Mitsubishi Electric Corp | Negative feedback amplifier circuit |
| JPS60177710A (ja) * | 1984-02-23 | 1985-09-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波増幅装置 |
| JPS60189304A (ja) * | 1984-03-08 | 1985-09-26 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波入力アンプ |
| JPS60248009A (ja) * | 1984-05-23 | 1985-12-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 広帯域増幅器 |
| JPS6451704A (en) * | 1987-08-21 | 1989-02-28 | Nippon Telegraph & Telephone | Feedback amplifier circuit |
| US5051705A (en) * | 1990-07-10 | 1991-09-24 | Pacific Monolithics | Gain-tilt amplifier |
| US5117203A (en) * | 1990-12-13 | 1992-05-26 | General Electric Company | Phase stable limiting power amplifier |
| US5398004A (en) * | 1994-02-09 | 1995-03-14 | Trw Inc. | HBT direct-coupled low noise wideband microwave amplifier |
-
1998
- 1998-01-21 JP JP10009811A patent/JPH11214932A/ja active Pending
- 1998-05-26 US US09/084,020 patent/US6005441A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7154336B2 (en) | 2003-10-14 | 2006-12-26 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High-frequency power amplifier |
| US7633337B2 (en) | 2006-05-25 | 2009-12-15 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Feedback-type variable gain amplifier and method of controlling the same |
| CN115360985A (zh) * | 2022-08-25 | 2022-11-18 | 无锡华睿芯微电子科技有限公司 | 一种mri超低噪声放大器 |
| CN115360985B (zh) * | 2022-08-25 | 2023-12-22 | 无锡华睿芯微电子科技有限公司 | 一种mri超低噪声放大器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6005441A (en) | 1999-12-21 |
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