JP3603531B2

JP3603531B2 - Pulse power supply

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Publication number: JP3603531B2
Application number: JP06161097A
Authority: JP
Inventors: 康夫片岡; 竹久小金澤; 忠士渋谷
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 1997-03-17
Filing date: 1997-03-17
Publication date: 2004-12-22
Anticipated expiration: 2017-03-17
Also published as: JPH10256882A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力用半導体スイッチを用いたパルス発生回路と磁気圧縮回路を組み合わせて数１０ｎｓ〜数μｓ幅の大電流パルスを発生するパルス電源に係り、特にエキシマレーザ装置やグロー放電を利用した薄膜形成装置等の放電負荷に対して１秒当たり数１０〜数千ショットのパルス電流を供給する際のキックバックエネルギーの回生に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１１にパルス電源の構成例を示す。パルス発生回路１は、電力用の初段コンデンサＣ_０を設け、このコンデンサＣ_０を充電器２により初期充電しておき、半導体スイッチＳＷのオン制御でコンデンサＣ_０から昇圧・パルス幅磁気圧縮回路３の入力段パルストランスＰＴにパルス電流を供給する。
【０００３】
昇圧・パルス幅磁気圧縮回路３は、パルストランスＰＴで昇圧したパルス電流Ｉ_０でコンデンサＣ_１を高圧充電し、このコンデンサＣ_１の充電電圧で可飽和リアクトルＴ_２が磁気スイッチ動作することによりコンデンサＣ_１からコンデンサＣ_２への狭幅のパルス電流Ｉ_１を発生させてコンデンサＣ_２を高圧充電し、さらにコンデンサＣ_２の充電電圧で可飽和リアクトルＴ_３が磁気スイッチ動作することによりコンデンサＣ_２からエキシマレーザなどの負荷装置４に狭幅・高電圧のパルス電流を供給する。
【０００４】
このような構成のパルス電源において、負荷装置４になる放電負荷は、与えられたパルス電力を全て消費することなく、一部のエネルギーがパルス電源に戻ってくる。この戻ってくるエネルギーのことをキックバックエネルギーと称しているが、これを抵抗で消費させると、高出力（単位時問当たりのショット数が高い）装置では抵抗の損失が無視できないレベルになるほか、抵抗の冷却系も含めて電源装置が大型化する。
【０００５】
このため，キックバックエネルギーを初段のコンデンサＣ_０に回生しておき，次の充電サイクルに充電エネルギーの一部として利用する回生形が実用化されている。
【０００６】
しかし，キックバック電流の方向は、初段コンデンサから最初のパルスを発生するに必要な充電方向とは逆向きになる。したがって、回生するためにはキックバック電圧を反転させる必要がある。
【０００７】
また、パルス発生回路１に使用する半導体スイッチＳＷは、大きなスナバコンデンサを不要にするゲートターンオフ（ＧＴＯ）サイリスタなどを用い、キックバック電圧で強制的にターンオフしないように動作させている。
【０００８】
これら事情を考慮し、従来のパルス発生回路は、図１２の（ａ）〜（ｃ）に示すような構成にされる。同図の（ａ）〜（ｃ）における半導体スイッチＳＷにはＩＧＢＴを用い、可飽和リアクトルＬ_１はコンデンサＣ_０の放電に際してのスイッチのターンオン損失を低減するための磁気アシスト用に設けられる。また、ダイオードＤ_１は、半導体スイッチＳＷの逆電圧保護用である。
【０００９】
同図の（ａ）では、半導体スイッチＳＷのオンによりコンデンサＣ_０の放電をした後、パルストランスＰＴからのキックバック電流で半導体スイッチＳＷを経てコンデンサＣ_０を逆極性に充電する。この充電により、コンデンサＣ_０からダイオードＤ_０を通してリアクトルＬ_０に流す振動電流を発生させ、コンデンサＣ_０を初期充電時の極性に反転充電することでキックバックエネルギーの回生を得る。
【００１０】
同図の（ｂ）では、（ａ）の回路にダイオードＤ_２を追加し、コンデンサＣ_０が逆極性に充電された電荷がパルストランスＰＴ側に漏れるのを防止する。
【００１１】
同図の（ｃ）では、キックバック電流で逆極性に充電されたコンデンサＣ_０からダイオードＤ_１と可飽和リアクトルＬ_１を経て振動電流を発生させる。
【００１２】
なお、磁気圧縮回路３は、入力段パルストランスに代えて可飽和トランスとするなど、磁気圧縮のための種々の回路が提案されている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
従来のパルス電源において、昇圧・パルス幅磁気圧縮回路３からのキックバック電圧は、負荷の状態により大きさが変化する。パルス幅を圧縮する磁気回路は、角形比が良くヒステリシスループの小さい磁性体の非飽和−飽和特性の変化を利用している。
【００１４】
したがって、電圧の大きさが変化することでキックバック電圧が初段のコンデンサＣ_０に戻ってくる時間が変化する。また，負荷に供給するエネルギー量も負荷の出力に応じて変化するため、これによる時間ずれも起きる。
【００１５】
これらコンデンサＣ_０の電圧と半導体スイッチＳＷを流れる電流の関係を図１３に示す。同図において、半導体スイッチＳＷを時刻ｔ_１でオン制御したとき、コンデンサＣ_０の放電は可飽和リアクトルＬ_１の磁性体の電圧時間積とコンデンサＣ_０の電圧の大きさで決まるＴ_１の時間遅れで開始される。このコンデンサＣ_０の放電からキックバック電流によるコンデンサＣ_０の逆極性への充電までの時間Ｔ_２及びコンデンサＣ_０の正極性への反転充電までの時間Ｔ_３は、キックバック量の大きさによって変化する。
【００１６】
このような時間Ｔ_１〜Ｔ_３の変化に対して、半導体スイッチＳＷは、キックバックエネルギーの確実な回生には、キックバック電圧が反転している期間Ｔ_４にタイミングを見計らってターンオフ制御することが必要となる。
【００１７】
このターンオン制御方式として、図１２の（ａ）の回路では、コンデンサＣ_０の電流極性や電流方向を検出するフィードバック制御方式があるが、余分な電圧・電流センサが必要となるし、誤動作により半導体スイッチを破損させる恐れがある。
【００１８】
この点、同図の（ｂ）の回路では、ダイオードＤ_２の介在により半導体スイッチの保護ができるが、依然としてセンサが必要となる。
【００１９】
また、同図の（ｃ）の回路では、センサを必要とすることに加えて、キックバック電流に引き続いてキックバック反転電流がパルストランスＰＴを流れるため、パルストランスＰＴが飽和する間がなく、ＰＴの二次側にエネルギーの流出が発生し、エネルギー回生効率を悪くする。
【００２０】
本発明の目的は、電圧・電流センサを設けることなくキックバックエネルギーの確実な回生ができるパルス電源を提供することにある。
【００２１】
本発明の他の目的は、キックバックエネルギーの回生効率を高めたパルス電源を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、磁気圧縮回路からのキックバック電流による初段コンデンサの充電とその電圧反転を一対の半導体スイッチのオン・オフ制御で行うことで、従来の電圧・電流センサによるフィードバック制御を不要にしながら確実なタイミングによるキックバックエネルギーの回生ができ、さらにキックバックエネルギーの回生効率も高めるようにしたもので、以下の構成を特徴とする。
【００２３】
（第１の発明）
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
ダイオードＤ ₃ が逆極性方向で並列接続され、磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ ₁ と前記入力段トランスの一次巻線とコンデンサＣ ₀ とが直列接続され、オン制御によって充電器の出力から該コンデンサＣ ₀ への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ ₀ と、
ダイオードＤ ₁ が逆極性方向で並列接続され、前記第１の半導体スイッチＳＷ ₀ に直列接続されて該第１の半導体スイッチＳＷ ₀ とはコンプリメンタリーにオン・オフ制御され、オン制御によって前記コンデンサＣ ₀ に初期充電された電荷で前記入力段トランスの一次巻線にパルス電流を発生させる電流路を形成し、該一次巻線からのキックバック電流によりコンデンサＣ ₀ を逆極性に充電する第２の半導体スイッチＳＷとを備え、
前記第１の半導体スイッチは、前記コンデンサＣ ₀ が逆極性に充電された後のオン制御によって該コンデンサの電圧反転の電流路を形成することを特徴とする。
【００２４】
（第２の発明）
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
逆流防止用ダイオードＤ ₄ が直列接続され、オン制御によって充電器からコンデンサＣ ₀ への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ ₀ と、
ダイオードＤ ₂ が直列接続され、前記コンデンサと磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ ₁ と前記入力段トランスの一次巻線とに直列接続され、オン制御によって前記コンデンサから前記入力段トランスの一次巻線にパルス電流を発生させる電流路を形成し、該一次巻線からのキックバック電流によりコンデンサＣ ₀ を逆極性に充電する第２の半導体スイッチＳＷと、
前記コンデンサが逆極性に充電された後に前記第２の半導体スイッチＳＷをオフ制御し、該コンデンサの電圧を反転させるリアクトルＬ ₀ と逆流防止用ダイオードＤ ₀ の直列接続回路と、
前記第２の半導体スイッチと前記ダイオードＤ ₂ の接続点と、前記充電器の出力端との間に設けられ、該第２の半導体スイッチのオン制御時に該充電器の出力端の残留電圧の放電電流路を形成する短絡線ＳＬとを備えたことを特徴とする。
【００２５】
（第３の発明）
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
リアクトルＬ ₀ が直列接続され、オン制御によって充電器からコンデンサＣ ₀ への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ ₀ と、
ダイオードＤ ₂ が直列接続され、前記コンデンサＣ ₀ と磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ ₁ と前記入力段トランスＰＴの一次巻線とに直列接続され、オン制御によって該コンデンサＣ ₀ から該入力段トランスＰＴの一次巻線にパルス電流を発生させる電流路を形成し、該一次巻線からのキックバック電流によりコンデンサＣ ₀ を逆極性に充電する第２の半導体スイッチＳＷと、
前記第１の半導体スイッチは、前記コンデンサが逆極性に充電された後のオン制御によって、該第１の半導体スイッチとダイオードＤ ₀ とリアクトルＬ ₀ とコンデンサＣ ₀ とからなるコンデンサ電圧の反転電流路を備えたことを特徴とする。
【００２６】
また、前記リアクトルは、前記磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ ₂と共用にしたことを特徴とする。
【００２７】
また、前記充電器の出力端と前記第２の半導体スイッチの間に設けられ、該充電器の出力端の残留電圧を該第２の半導体スイッチのオンで放電させる抵抗Ｒ ₁ を設けたことを特徴とする。
【００２８】
（第４の発明）
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
リアクトルＬ ₀ および逆流防止用ダイオードＤ ₄ が直列接続され、オン制御によって充電器からコンデンサＣ ₀ への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ ₀ と、
ダイオードＤ ₂ が直列接続され、前記コンデンサと磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ ₁ と前記入力段トランスの一次巻線とに直列接続され、オン制御によって該コンデンサから該入力段トランスの一次巻線にパルス電流を発生させる電流路を形成し、該一次巻線からのキックバック電流により、コンデンサＣ ₀ を逆極性に充電する第２の半導体スイッチＳＷと、
前記第２の半導体スイッチと前記ダイオードＤ ₂ の接続点と、前記充電器の出力端との間に設けられ、該第２の半導体スイッチのオン制御時に該充電器の出力端の残留電圧を放電させる電流路を形成し、かつ前記コンデンサが逆極性に充電された後に、第２の半導体スイッチＳＷをオフ制御し、該コンデンサの電圧を反転させる電流路を形成する短絡線ＳＬとを備えたことを特徴とする。
【００２９】
（第５の発明）
パルス電流を発生するパルス発生回路と、前記パルス電流を入力段トランスで取り込み、該パルス電流を磁気圧縮して負荷に供給する磁気圧縮回路とを備えたパルス電源において、
前記パルス発生回路は、
オン制御によって充電器からコンデンサＣ ₀ への初期充電電流路を形成する第１の半導体スイッチＳＷ ₀ と、
ダイオードＤ ₁ が逆極性方向で並列接続され、前記コンデンサと磁気アシスト用可飽和リアクトルＬ ₁ と前記入力段トランスの一次巻線とに直列接続され、オン制御によって、初期充電された前記コンデンサと可飽和リアクトルＬ ₁ と前記入力段トランスの一次側巻線からなる電流路を形成し、該コンデンサの電圧を反転させる第２の半導体スイッチＳＷと、該コンデンサから前記ダイオードＤ ₁ を通して前記入力段トランスの一次巻線にパルス電流を発生させ、オフ制御によって前記トランス側からのキックバック電流で該コンデンサを初期充電時の極性に充電させる電流路を形成することを特徴とする。
【００３０】
また、前記第２の半導体スイッチは、リアクトルＬ ₃と逆流防止用ダイオードＤ ₅との直列接続で前記コンデンサに並列接続した電圧反転専用のスイッチとし、前記パルス発生及びキックバック電流によるコンデンサの充電電流路を形成するダイオードＤ ₆を備えたことを特徴とする。
【００３１】
また、前記充電器の出力端と前記第２の半導体スイッチの間に設けられ、該充電器の出力端の残留電圧を該第２の半導体スイッチのオンで放電させるダイオードＤ ₇と抵抗Ｒ ₁の直列回路を備えたことを特徴とする。
【００３２】
また、前記第２の半導体スイッチは、振動電流による電圧反転用リアクトルＬ ₃と前記第１の半導体スイッチの直列接続で前記コンデンサに並列接続した電圧反転専用のスイッチとし、前記パルス発生及びキックバック電流によるコンデンサの充電電流路を形成するダイオードＤ ₆を備えたことを特徴とする。
【００３３】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の実施形態を示すパルス発生回路図であり、以下に説明する他の実施形態も含めて図１２の各回路要素と同等のものは同一符号を付して示す。また、可飽和リアクトルＬ ₁のコアは、リセット巻線による直流バイアスで一方向に磁化されており、そのリセット方向を矢印で示す。さらに、パルストランスＰＴの一次と二次の巻線極性を黒丸で示す。
【００３４】
図１の構成が図１２の（ｃ）と異なる部分は、充電器２からコンデンサＣ_０への初期充電電流路に設けた半導体スイッチＳＷ_０と、これに逆極性方向で並列接続したダイオードＤ_３を設けた点にある。
【００３５】
本実施形態において、半導体スイッチＳＷ_０は、半導体スイッチＳＷと共にキックバック電流回生のためのタイミング制御用として設けられ、半導体スイッチＳＷとコンプリメンタリーにオン・オフ制御する。コンデンサＣ_０は、スイッチＳＷ_０をオン制御して可飽和リアクトルＬ_１を通した充電電流路で初期充電する。コンデンサＣ_０の放電（パルストランスＰＴへのパルス発生）には、スイッチＳＷのオン制御でリアクトルＬ_１とダイオードＤ_３を通した電流路で行う。
【００３６】
パルストランスＰＴからのキックバック電流は、両スイッチＳＷ_０とＳＷをパルス発生時と同じ制御状態にし、リアクトルＬ_１とダイオードＤ_３とスイッチＳＷを通した電流路で行い、コンデンサＣ_０を逆極性に充電する。このキックバックエネルギーによるコンデンサＣ_０の電圧反転には、スイッチＳＷ_０をオンし、ダイオードＤ_１とスイッチＳＷ_０とリアクトルＬ_１を通して電流路で行う。
【００３７】
したがって、本実施形態によれば、スイッチＳＷとＳＷ_０とをコンプリメンタリーにオン・オフ制御し、キックバック電圧の反転にはスイッチＳＷ_０のオン制御で済む。このことから、キックバック電流の発生をセンサで検出することなく、適当に設定するスイッチＳＷ_０のオン制御タイミングでキックバック電圧の反転ができ、従来の電流・電圧センサを不要にする。
【００３８】
また、キックバック電流が流れ終わってある時間後にスイッチＳＷ_０をオンさせることができるため、パルストランスＰＴが反転電流の方向に飽和する時間を十分に取ることができ、パルストランスＰＴの二次側へのエネルギーの漏れを抑えることができ、エネルギーの回生効率を高めることができる。
【００３９】
（第２の実施形態）
図２は、本発明の他の実施形態を示す。同図が図１２の（ｂ）と異なる部分は、充電器２からコンデンサＣ_０への充電にはリアクトルＬ_０を介することなく半導体スイッチＳＷ_０とこれに逆極性で並列接続したダイオードＤ_３を設け、リアクトルＬ_０の値を大きくした点にある。さらに、充電器２とスイッチＳＷ_０との間に逆流防止用ダイオードＤ_４を設け、充電器２からスイッチＳＷとダイオードＤ_２の接続点に迂回路用短絡線ＳＬを設けた点にある。
【００４０】
本実施形態において、コンデンサＣ_０の初期充電はスイッチＳＷ_０のオン制御でなされ、コンデンサＣ_０からの放電及びキックバック電流はスイッチＳＷのオン制御でなされ、コンデンサＣ_０の電圧反転はスイッチＳＷのオフ制御でなされる。
【００４１】
ここで、リアクトルＬ_０の値を大きくすることにより、キックバック電圧の反転電流の周期が長くなる。これにより、スイッチＳＷ_０のオンからオフへの制御に十分な時間的余裕が得られ、従来の電圧・電流センサを不要にしてたキックバックエネルギーの回生ができる。
【００４２】
これに加えて、コンデンサＣ_０の初期充電には、リアクトルＬ_０を介することなくスイッチＳＷ_０を通して直接に行うことができ、リアクトルＬ_０が介在する場合に比べて初期充電電圧の精度を高めることができる。
【００４３】
特に、スイッチＳＷ_０によるコンデンサＣ_０の初期充電時に、充電器２の出力端の残留電圧が発生するのを、スイッチＳＷがオン制御されたときに短絡線ＳＬを通して放電させることができる。ダイオードＤ_４は、短絡線ＳＬの介在によるスイッチＳＷ_０側からの迂回電流発生を防止すると共に、スイッチＳＷ_０に必要な耐圧を下げることができる。
【００４４】
（第３の実施形態）
図３は、本発明の他の実施形態を示す。同図が図２と異なる部分は、充電器２からスイッチＳＷ_０とダイオードＤ_３の並列回路及びリアクトルＬ_０を介してコンデンサＣ_０の充電路を形成し、ダイオードＤ_０は充電器２とスイッチＳＷ_０の接続点に設けてスイッチＳＷ_０を通したキックバック電圧反転電流を流す点にある。
【００４５】
本実施形態では、スイッチＳＷ_０とＳＷのコンプリメンタリー制御を行い、スイッチＳＷ_０のオンでコンデンサＣ_０を初期充電し、スイッチＳＷのオンでパルス発生とキックバック電流路を形成し、スイッチＳＷ_０のオンでキックバック電圧反転を得る。
【００４６】
本実施形態によれば、前記までの実施形態に比べて、キックバック反転電流がスイッチＳＷ_０がオンしないと流れないため、キックバック電流期間が終わってから反転電流を流すまでの時間に余裕があり、スイッチＳＷ_０をオンからオフ制御するタイミングの設定は固定にするも、キックバック電流発生のタイミングのずれに対応できる。
【００４７】
なお、リアクトルＬ_０は、図２の場合に比べてその値を小さくし、充電精度を維持する。また、スイッチＳＷ_０の耐圧は、図２の場合と同様にする。
【００４８】
図４及び図５は、本実施形態の変形例を示す。これら図の構成は、図３におけるリアクトルＬ_０と可飽和リアクトルＬ_１を共用化して１つにまとめた可飽和リアクトルＬ_２とする。リアクトルＬ_２の磁化方向は、充電電流及びキックバック電流が流れる方向に対しては低インピーダンスになるよう磁化される。
【００４９】
図４又は図５において、コンデンサＣ_０の初期充電はスイッチＳＷ_０のオン制御でリアクトルＬ_２を経てなされ、パルス発生とキックバック電流による充電はスイッチＳＷのオン制御でなされ、キックバック電圧の反転はダイオードＤ_０とリアクトルＬ_２を介してスイッチＳＷ_０のオン制御でなされる。
【００５０】
図４の抵抗Ｒ_１は、充電器２に内蔵される出力電圧フィードバック用のコンデンサＣ_Ｃの電荷をスイッチＳＷがオンしたときに放電させる。この抵抗Ｒ_１は、コンデンサＣ_Ｃに残留電圧がコンデンサＣ_０の反転電圧に加算されてスイッチＳＷ_０に印加され、スイッチＳＷ_０の耐圧を高くしなければならないのを防止する。
【００５１】
図４及び図５の回路では、図３の場合に比べて、リアクトルＬ_０によるキックバック電圧反転に代えて、可飽和リアクトルＬ_２が可飽和特性を示すため、磁気スナバ効果を持たせることができ、ダイオードＤ_０の逆回復損失を１／２〜１／３に減少させることができる。
【００５２】
すなわち、図３の回路では、ダイオードＤ_０とリアクトルＬ_０を通したコンデンサＣ_０のキックバック電圧反転がなされたとき、コンデンサＣ_０とリアクトルＬ_０の振動で逆方向の電流が流れようとし、これをダイオードＤ_０で阻止する。このとき、実際にはダイオードＤ_０の蓄積電荷が消えるまでの時間だけ逆方向の電流が流れ、ダイオードＤ_０が逆電圧回復するまでは逆回復損失が発生する。
【００５３】
この逆方向の電流が０になるときの傾きが大きいと、リアクトルＬ_０と配線の浮遊インダクタンスでＬ・ｄｉ／ｄｔの電圧がサージとしてダイオードＤ_０に印加され、その耐圧に高いものが要求される。
【００５４】
以上のことから、図４又は図５の構成では、コンデンサＣ_０の電圧反転時に可飽和リアクトルＬ_２が飽和するまでの時間だけ逆方向の電流を阻止し、この間にダイオードＤ_０の逆回復を得ることができ、逆回復損失及びサージ耐圧の低減を図ることができる。
【００５５】
（第４の実施形態）
図６は、本発明の他の実施形態を示す。同図が図３と異なる部分は、充電器２とスイッチＳＷ_０との間に耐圧と電圧反転用のダイオードＤ_４を設け、充電器２からスイッチＳＷとダイオードＤ_２の接続点に迂回路用短絡線ＳＬを設けた点にある。
【００５６】
ダイオードＤ_４は、スイッチＳＷ_０の逆耐圧を高めると共に、コンデンサＣ_０からダイオードＤ_１→ダイオードＤ_４→スイッチＳＷ_０→リアクトルＬ_０の経路でコンデンサＣ_０の電圧反転電流路を形成する。また、短絡線ＳＬは、スイッチＳＷのオン時に充電器２の残留電圧を放電させる。
【００５７】
本実施形態では、図３ではスイッチＳＷ_０に耐圧が高いものを必要とするのに対して、これをダイオードＤ_４により電圧負担し、スイッチＳＷ_０に必要とする耐圧を下げることができる。また、図３のダイオードＤ_０を不要にする。
【００５８】
（第５の実施形態）
図７は、本発明の他の実施形態を示す。同図は、充電器２からスイッチＳＷ_０とダイオードＤ_３の並列回路を介してコンデンサＣ_０の初期充電回路を構成し、可飽和リアクトルＬ_１及びスイッチＳＷとダイオードＤ_１との並列回路を介してコンデンサＣ_０からパルストランスＰＴへのパルス発生回路を構成する。
【００５９】
本実施形態において、コンデンサＣ_０の初期充電はスイッチＳＷ_０のオン制御で行うが、パルス発生前にコンデンサＣ_０の初期充電電圧を反転させる。この電圧反転は、スイッチＳＷのオン制御でなされる。
【００６０】
コンデンサＣ_０は、電圧反転後にダイオードＤ_１と可飽和リアクトルＬ_１を通してパルストランスＰＴにパルス発生し、その後のキックバック電流も同じ極性で発生する。このため、コンデンサＣ_０は、キックバック電流で初期充電と同じ極性に充電され、キックバック電流に対する充電電圧反転は行わない。
【００６１】
本実施形態によれば、パルス発生前にコンデンサＣ_０を予め電圧反転を行っているため、キックバック電流に対する充電電圧反転を不要にする。このことは、スイッチＳＷは、コンデンサＣ_０を反転充電させるためにオン制御後、キックバック電流発生前にオンからオフにすることで済み、キックバック量に依存するタイミングのずれに影響されなくなり、電流・電圧センサを設けることなく固定設定による制御ができる。
【００６２】
図８及び図９は、図７の変形例である。図８が図７と異なる部分は、コンデンサＣ_０を放電させる前に電圧反転を行う専用回路として、スイッチＳＷとダイオードＤ_１の並列回路と、リアクトルＬ_３とダイオードＤ_５をコンデンサＣ_０の両端に設けた点にある。
【００６３】
図８の構成において、コンデンサＣ_０が初期充電された後、スイッチＳＷをオン制御することにより、コンデンサＣ_０からリアクトルＬ_３とスイッチＳＷとダイオードＤ_５を通した振動電流発生でコンデンサＣ_０を反転充電する。この充電状態は、ダイオードＤ_５による逆流防止で維持する。
【００６４】
パルス発生とキックバック電流の回生は、図７の場合と同様に、ダイオードＤ_６と可飽和リアクトルＬ_１を通して行う。
【００６５】
図７の場合、コンデンサＣ_０の電圧反転には、可飽和リアクトルＬ_１を通した反転になり、コンデンサ−コンデンサ転送電流でないため、その電流ピーク値が約１．４１倍大きく、幅も１／１．４１倍小さくなる。このため、スイッチＳＷに大きな瞬時電流が流れ、スイッチング損失が大きくなる。この点について、図８の場合にはリアクトルＬ_３により電流ピーク値及び狭幅化を抑え、スイッチング損失を抑えることができる。
【００６６】
なお、図８に示すように、充電器２から抵抗Ｒ_１を介してコンデンサＣ_０に接続し、図４の場合と同様に、充電器２に内蔵される出力電圧フィードバック用のコンデンサの電荷をスイッチＳＷがオンしたときに放電させることもできる。
【００６７】
図９は、図７の構成にダイオードＤ_７と抵抗Ｒ_１の直列回路を追加している。この回路構成は、図９の抵抗Ｒ_１の追加と同様に、充電器２に内蔵される出力電圧フィードバック用のコンデンサの電荷をスイッチＳＷがオンしたときに放電させるものである。
【００６８】
図１０は、図７の変形例を示す。同図が図８と異なる部分は、リアクトルＬ_３とスイッチＳＷによる反転充電回路を充電器２側に設けた点にある。
【００６９】
スイッチＳＷとＳＷ_０は、コンプリメンタリ制御される。コンデンサＣ_０の放電には、ダイオードＤ_１と並列回路のスイッチＳＷをオンすることでコンデンサＣ_０からダイオードＤ_３とリアクトルＬ_３とスイッチＳＷを通してコンデンサＣ_０に振動電流を発生させ、コンデンサＣ_０を反転充電させて、この反転充電状態はスイッチＳＷ_０で逆流防止を得る。
【００７０】
コンデンサＣ_０は、その反転充電によりダイオードＤ_６と可飽和リアクトルＬ_１を通してパルストランスＰＴへのパルス発生回路を構成する。
【００７１】
本実施形態においては、図８の場合と同様に、コンデンサＣ_０からの放電はダイオードＤ_６→パルストランスＰＴ→可飽和リアクトルＬ_１の磁気圧縮回路になるため、コンデンサＣ_０が初期充電と磁気圧縮回路の兼用になっており、パルストランスＰＴ以降の磁気圧縮段の負担を軽減できる。
【００７２】
これに加えて、本実施形態では、図１０のダイオードＤ_３がコンデンサＣ_０の反転状態からの逆流を阻止するのに利用でき、図８のダイオードＤ_５を省略できる。
【００７３】
以上までの各実施形態において、スイッチＳＷ及びＳＷ_０としてＩＧＢＴの場合を示すが、これは電力用ＦＥＴやＧＴＯ、さらには自己消弧能力を持たないサイリスタとして同等の作用効果を奏する。
【００７４】
また、逆方向の導通阻止能力を持つスイッチとする場合、図２及び図３におけるダイオードＤ_２を省略できるし、図２及び図６におけるダイオードＤ_４を省略できる。
【００７５】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明によれば、磁気圧縮回路からのキックバック電流によるコンデンサの充電とその電圧反転を一対の半導体スイッチのオン・オフ制御で行うようにしたため、従来の電圧・電流センサによるフィードバック制御を不要にしながら確実なタイミングによるキックバックエネルギーの回生ができる。さらに、パルストランス側への漏れが少なくなり、キックバックエネルギーの回生効率を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すパルス発生回路図（その１）。
【図２】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その２）。
【図３】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その３）。
【図４】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その４）。
【図５】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その５）。
【図６】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その６）。
【図７】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その７）。
【図８】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その８）。
【図９】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その９）。
【図１０】本発明の他の実施形態を示すパルス発生回路図（その１０）。
【図１１】パルス電源の回路例。
【図１２】従来のパルス発生回路図。
【図１３】パルス発生回路のパルス発生・回生動作波形図。
【符号の説明】
１…パルス発生回路
２…充電器
３…昇圧・パルス幅磁気圧縮回路
４…負荷装置
ＳＷ、ＳＷ_０…半導体スイッチ
Ｌ_１、Ｌ_２…可飽和リアクトル
Ｌ_０、Ｌ_３…リアクトル
Ｃ_０…コンデンサ
Ｄ_１〜Ｄ_６…ダイオード
ＰＴ…パルストランス[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a pulse power supply that generates a large current pulse having a width of several tens ns to several μs by combining a pulse generation circuit using a power semiconductor switch and a magnetic compression circuit, and in particular, a thin film using an excimer laser device or a glow discharge. The present invention relates to regeneration of kickback energy when supplying a pulse current of several tens to several thousand shots per second to a discharge load such as a forming apparatus.
[0002]
[Prior art]
FIG. 11 shows a configuration example of a pulse power supply. Pulse generating circuit 1, the provided first stage capacitor C ₀ of the power, leave the initial charging by the charger 2 to the capacitor C _0, the boosting capacitor C ₀ ON control of the semiconductor switch SW · Pulse width magnetic compression circuit 3 Of the input stage pulse transformer PT.
[0003]
Boosting pulse width magnetic compression circuit 3, the capacitor by the capacitor C ₁ and the high pressure charged with pulse current I ₀ that is pressurized by the pulse transformer PT, a saturable reactor T ₂ at the charging voltage of the capacitor C ₁ is operated magnetic switch high pressure charge the capacitor C ₂ from C ₁ to generate a pulse current I ₁ of the narrow width of the capacitor C _2, the capacitor C ₂ by further saturable reactor T ₃ at the charging voltage of the capacitor C ₂ is operated magnetic switch Supplies a narrow-width, high-voltage pulse current to a load device 4 such as an excimer laser.
[0004]
In the pulse power supply having such a configuration, a part of energy of the discharge load serving as the load device 4 returns to the pulse power supply without consuming all the applied pulse power. This returned energy is called kickback energy, but if this energy is consumed by a resistor, the resistance loss of the device with a high output (high number of shots per unit time) will not be negligible. In addition, the size of the power supply including the cooling system of the resistor increases.
[0005]
Therefore, leave regenerating kickback energy to the first stage capacitor C _0, the regenerative type to be used for the next charge cycle as part of the charging energy has been put into practical use.
[0006]
However, the direction of the kickback current is opposite to the charging direction required to generate the first pulse from the first-stage capacitor. Therefore, in order to regenerate, it is necessary to invert the kickback voltage.
[0007]
Further, the semiconductor switch SW used in the pulse generation circuit 1 uses a gate turn-off (GTO) thyristor or the like that does not require a large snubber capacitor, and operates so as not to be forcibly turned off by a kickback voltage.
[0008]
In consideration of these circumstances, the conventional pulse generation circuit is configured as shown in FIGS. Using IGBT in the semiconductor switch SW in the figure (a) ~ (c), the saturable reactor L ₁ is provided for magnetic assist to reduce turn-on loss of the switch when the discharge of the capacitor C _0. The diode D ₁ is reverse voltage protection of the semiconductor switch SW.
[0009]
In FIG. 9A, after the capacitor C ₀ is discharged by turning on the semiconductor switch SW, the capacitor C ₀ is charged to the opposite polarity via the semiconductor switch SW by the kickback current from the pulse transformer PT. This charge generates an oscillating current to flow from capacitor C ₀ through the diode D ₀ in the reactor L _0, to obtain a regeneration of kickback energy by inverting charge the capacitor C ₀ to the polarity during initial charge.
[0010]
In the figure (b), the circuit adds a diode D ₂ in to prevent the charge capacitor C ₀ is charged to the opposite polarity from leaking to the pulse transformer PT side (a).
[0011]
In the figure (c), to generate oscillating current through the capacitor C ₀ that is charged to the opposite polarity kickback current diode D ₁ and a saturable reactor L _1.
[0012]
Various circuits for magnetic compression have been proposed as the magnetic compression circuit 3, such as a saturable transformer instead of an input-stage pulse transformer.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional pulse power supply, the magnitude of the kickback voltage from the step-up / pulse width magnetic compression circuit 3 varies depending on the state of the load. The magnetic circuit for compressing the pulse width utilizes a change in the non-saturation-saturation characteristic of a magnetic material having a good squareness ratio and a small hysteresis loop.
[0014]
Therefore, the time that the kick-back voltage by the magnitude of the voltage change returns to the capacitor C ₀ of the first stage vary. Further, since the amount of energy supplied to the load also changes according to the output of the load, a time lag occurs due to this.
[0015]
The relationship between the current flowing through the voltage and the semiconductor switch SW of the capacitors C ₀ shown in FIG. 13. In the figure, when the ON control of the semiconductor switch SW at time t _1, the time T ₁ determined by the magnitude of the voltage of the voltage-time product and the capacitor C ₀ of the magnetic material discharge of the capacitor C ₀ saturable reactor L ₁ Started with a delay. Time T ₃ to the inversion charge in the positive polarity period of time T ₂ and the capacitor C ₀ to the charging of the opposite polarity of the capacitor C ₀ by kickback current from the discharge of the capacitor C ₀ is the magnitude of the kickback amount Change.
[0016]
In response to such a change in the times T _{1 to} T ₃ , the semiconductor switch SW performs the turn-off control in consideration of the timing during the period T ₄ in which the kick back voltage is inverted to ensure the regeneration of the kick back energy. Is required.
[0017]
As the turn-on control scheme, in the circuit of FIG. 12 (a) may or feedback control system for detecting a current polarity and current direction of the capacitor C ₀ but requires extra voltage and current sensors, semiconductor due to malfunction The switch may be damaged.
[0018]
In this regard, in the circuit of FIG. (B), it can be a semiconductor switch protection by intervention of the diode D _2, still sensor is required.
[0019]
In addition, in the circuit of FIG. 3C, in addition to the need for a sensor, a kickback inversion current flows through the pulse transformer PT following the kickback current. An outflow of energy occurs on the secondary side of the PT, and the energy regeneration efficiency deteriorates.
[0020]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a pulse power supply capable of reliably regenerating kickback energy without providing a voltage / current sensor.
[0021]
It is another object of the present invention to provide a pulse power supply having improved kickback energy regeneration efficiency.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, the charging of the first-stage capacitor by the kickback current from the magnetic compression circuit and the reversal of the voltage are performed by on / off control of a pair of semiconductor switches. The kickback energy can be regenerated at an appropriate timing and the regeneration efficiency of the kickback energy can be increased.
[0023]
(First invention)
A pulse power supply including a pulse generation circuit that generates a pulse current, and a magnetic compression circuit that captures the pulse current with an input-stage transformer and magnetically compresses the pulse current to supply the pulse current to a load.
The pulse generation circuit,
Diode D ₃ is connected in parallel with opposite polarity direction, usable magnetic assist saturable reactor L ₁ and the primary winding of the input stage transformer and capacitor C ₀ is connected in series, the capacitor C from the output of the charger by the on control _A first semiconductor switch SW ₀ forming an initial charging current path to ₀ ;
Connected in parallel diode D ₁ is in the opposite polarity direction, the first semiconductor switch SW ₀ is connected in series with the first semiconductor switch SW ₀ is on-off controlled in complementary, the by-on control capacitor C Forming a current path for generating a pulse current in the primary winding of the input stage transformer with the charge initially charged to _0, and charging the capacitor C ₀ to the opposite polarity by kickback current from the primary winding ; A semiconductor switch SW;
The first semiconductor switch is characterized in that a current path for inverting the voltage of the capacitor is formed by ON control after the capacitor C ₀ has been charged to the opposite polarity .
[0024]
(Second invention)
A pulse power supply including a pulse generation circuit that generates a pulse current, and a magnetic compression circuit that captures the pulse current with an input-stage transformer and magnetically compresses the pulse current to supply the pulse current to a load.
The pulse generation circuit,
A first semiconductor switch SW ₀ connected in series with a backflow prevention diode D ₄ and forming an initial charging current path from the charger to the capacitor C ₀ by ON control ;
A diode D ₂ is connected in series, the capacitor, the magnetic assist saturable reactor L _1, and the primary winding of the input stage transformer are connected in series, and a pulse is sent from the capacitor to the primary winding of the input stage transformer by ON control. A second semiconductor switch SW for forming a current path for generating a current and charging the capacitor C ₀ to the opposite polarity by the kickback current from the primary winding ;
A series connection circuit of a reactor L ₀ for inverting the second semiconductor switch SW after the capacitor is charged to the opposite polarity and inverting the voltage of the capacitor and a reverse current prevention diode D ₀ ,
Discharge of the second semiconductor switch and the connection point of the diode D _2, provided between the output terminal of the charger, the residual voltage of the output terminal of the charger during ON control of the second semiconductor switch And a short-circuit line SL forming a current path .
[0025]
(Third invention)
A pulse power supply including a pulse generation circuit that generates a pulse current, and a magnetic compression circuit that captures the pulse current with an input-stage transformer and magnetically compresses the pulse current to supply the pulse current to a load.
The pulse generation circuit,
A first semiconductor switch SW ₀ having a reactor L ₀ connected in series and forming an initial charging current path from the charger to the capacitor C ₀ by ON control ;
Diode D ₂ are connected in series, the capacitor C ₀ and connected in series with the primary winding of a magnetic assist saturable reactor L ₁ and the input stage transformer PT, the input stage from the capacitor C ₀ by on control transformer PT A second semiconductor switch SW for forming a current path for generating a pulse current in the primary winding, and charging the capacitor C ₀ to the opposite polarity by the kickback current from the primary winding ;
The first semiconductor switch is configured to control an inversion current path of a capacitor voltage including the first semiconductor switch, the diode D ₀ , the reactor L _0, and the capacitor C ₀ by ON control after the capacitor is charged to the opposite polarity. characterized by comprising a.
[0026]
Also, the reactor is characterized in that the shared and the magnetic assist saturable reactor L _2.
[0027]
Further, provided between the output end of the charger second semiconductor switches, in that a resistor R ₁ to discharge the residual voltage of the output terminal of the charger ON the second semiconductor switch Features.
[0028]
(Fourth invention)
A pulse power supply including a pulse generation circuit that generates a pulse current, and a magnetic compression circuit that captures the pulse current with an input-stage transformer and magnetically compresses the pulse current to supply the pulse current to a load.
The pulse generation circuit,
Reactor L ₀ and the backflow prevention diode D ₄ are connected in series, the first semiconductor switch SW ₀ forming an initial charge current path from the charger to the capacitor C ₀ by the ON control,
A diode D ₂ is connected in series, the capacitor, the magnetic assist saturable reactor L ₁ and the primary winding of the input stage transformer are connected in series, and a pulse is sent from the capacitor to the primary winding of the input stage transformer by ON control. A second semiconductor switch SW for forming a current path for generating a current, and charging the capacitor C ₀ with a reverse polarity by a kickback current from the primary winding ;
Discharging said second semiconductor switch and the connection point of the diode D _2, provided between the output terminal of the charger, the residual voltage of the output terminal of the charger during ON control of the second semiconductor switch And a short-circuit line SL for forming a current path for turning off the second semiconductor switch SW and reversing the voltage of the capacitor after the capacitor is charged to the opposite polarity after the capacitor is charged to the opposite polarity. It is characterized by.
[0029]
(Fifth invention)
A pulse power supply including a pulse generation circuit that generates a pulse current, and a magnetic compression circuit that captures the pulse current with an input-stage transformer and magnetically compresses the pulse current to supply the pulse current to a load.
The pulse generation circuit,
A first semiconductor switch SW ₀ that forms an initial charging current path from the charger to the capacitor C ₀ by ON control ;
A diode D ₁ is connected in parallel in the reverse polarity direction, is connected in series with the capacitor, the magnetic assist saturable reactor L _1, and the primary winding of the input stage transformer. forming a current path saturable reactor L ₁ and consisting of the primary winding of the input stage transformer, a second semiconductor switch SW to invert the voltage of the capacitor from the capacitor of the input stage transformer through the diode D ₁ A pulse current is generated in the primary winding, and a current path for charging the capacitor to the polarity at the time of initial charging by kickback current from the transformer side by off control is formed .
[0030]
Further, the second semiconductor switch, the voltage reversal dedicated switch connected in parallel to said capacitor in series connection of the reactor L ₃ and the backflow preventing diode D _5, the charging current of the capacitor by the pulse generator and the kickback current characterized by comprising a diode D ₆ to form a tract.
[0031]
Further, the output end of the charger is provided between the second semiconductor switches, diodes D ₇ and resistor R ₁ to discharge the residual voltage of the output terminal of the charger ON the second semiconductor switch It is characterized by having a series circuit.
[0032]
Further, the second semiconductor switch, the voltage reversal dedicated switch connected in parallel to said capacitor in series connection of the voltage inversion reactor L ₃ by the vibration current first semiconductor switch, the pulse generator and the kickback current characterized by comprising a diode D ₆ to form a charging current path of the capacitor due.
[0033]
(1st Embodiment)
FIG. 1 is a pulse generation circuit diagram showing an embodiment of the present invention, and the same components as those in FIG. 12 including the other embodiments described below are denoted by the same reference numerals. The core of the saturable reactor L ₁ is magnetized in one direction by a direct current bias by a reset winding, indicating the reset direction is indicated by an arrow. Further, the primary and secondary winding polarities of the pulse transformer PT are indicated by black circles.
[0034]
The configuration of FIG. 1 is different from that of FIG. 12C in that the semiconductor switch SW ₀ provided in the initial charging current path from the charger 2 to the capacitor C ₀ and the diode D ₃ connected in parallel to this in the reverse polarity direction Is provided.
[0035]
In the present embodiment, the semiconductor switch SW _0, together with the semiconductor switch SW provided for the timing control for the kickback current regeneration, on-off control to the semiconductor switch SW and complementary. The capacitor C ₀ controls the switch SW ₀ to be turned on, and performs initial charging on a charging current path through the saturable reactor L ₁ . The discharge of the capacitor C ₀ (pulse generator to the pulse transformer PT), carried out in a current path through the reactor L ₁ and the diode D ₃ ON control of the switch SW.
[0036]
Kickback current from the pulse transformer PT is a both switches SW ₀ and SW in the same control state as when the pulse generator, carried out in a current path through the reactor L ₁ and the diode D ₃ and the switch SW, reverse polarity capacitor C ₀ To charge. The voltage reversal of the capacitor _{C 0} by the kickback energy, turns on the switch SW _0, performed by the current path through the diode _{D 1} and the switch SW ₀ and the reactor _{L 1.}
[0037]
Therefore, according to the present embodiment, the switches SW and SW ₀ are complementarily turned on and off, and the inversion of the kickback voltage can be performed by turning on the switch SW ₀ . Therefore, without detecting the occurrence of kickback current sensor, suitably on-control timing of the switch SW ₀ can inverted kickback voltage to be set, to dispense conventional current and voltage sensors.
[0038]
Moreover, since it is possible to turn on the switch SW ₀ after time kickback current are finished flowing, the pulse transformer PT is able to take a sufficient time to saturate the reversal of the direction of current, the secondary side of the pulse transformer PT Energy can be suppressed, and the energy regeneration efficiency can be increased.
[0039]
(Second embodiment)
FIG. 2 shows another embodiment of the present invention. Portions figure is different from (b) in FIG. 12, a diode D ₃ connected in parallel with opposite polarity to the semiconductor switch SW ₀ without using the reactor L ₀ is the charging from the charger 2 to the capacitor C ₀ provided lies in that to increase the value of the reactor L _0. Furthermore, the backflow prevention diode D ₄ is provided between the charger 2 and the switch SW _0, lies in providing the detour shorting line SL to the connection point between the switch SW and the diode D ₂ from the charger 2.
[0040]
In the present embodiment, the initial charging of the capacitor C ₀ is performed by the ON control of the switch SW ₀ , the discharge and the kickback current from the capacitor C ₀ are performed by the ON control of the switch SW, and the voltage inversion of the capacitor C ₀ is controlled by the switch SW ₀ . This is done with off control.
[0041]
Here, by increasing the value of the reactor L _0, the period of the switching current of the kickback voltage becomes longer. Thus, sufficient time is obtained to the control from on to off of the switch SW _0, it is regenerated conventional kickback energy voltage and current sensors are required.
[0042]
In addition, the initial charge of the capacitor C _0, directly can be carried out through the switch SW ₀ without using the reactor L _0, to improve the accuracy of the initial charging voltage as compared with the case where the reactor L ₀ is interposed Can be.
[0043]
In particular, during the initial charging of the capacitor C ₀ by the switch SW _0, the residual voltage of the output terminal of the charger 2 occurs, it can be discharged through the short-circuit line SL when the switch SW is ON control. Diode D ₄ can be prevented bypass current generation from the switch SW ₀ side by the interposition of a short circuit line SL, and lowers the breakdown voltage required for the switches SW _0.
[0044]
(Third embodiment)
FIG. 3 shows another embodiment of the present invention. Portions figure differs from Figure 2, forms a charging path of the capacitor C ₀ from the charger 2 via the parallel circuit and the reactor L ₀ of the switch SW ₀ and the diode D _3, the diode D ₀ is the charger 2 switch provided to a connection point between the SW ₀ lies in flow kickback voltage switching current through the switch SW _0.
[0045]
In the present embodiment performs a complementary control of the switch SW ₀ and SW, the capacitor C ₀ and the initial charge in the on switch SW _0, to form a pulse generator and kickback current path in the on switch SW, the switch SW ₀ The kickback voltage inversion is obtained by turning on.
[0046]
According to this embodiment, as compared with the preceding embodiments wherein, for kickback reversal current does not flow between the switch SW ₀ is not turned on, it is a margin in time until flow reversal current after the end kickback current period There, setting of the timing for turning off control of the switch SW ₀ from oN also be fixed, it corresponds to the deviation of the timing of the kickback current generation.
[0047]
Incidentally, the reactor L ₀ is the value smaller than that in the case of FIG. 2, to maintain the charging accuracy. Further, the withstand voltage of the switch SW ₀ is similar to the case of FIG.
[0048]
4 and 5 show a modification of the present embodiment. In the configuration of these figures, the reactor L ₀ and the saturable reactor L ₁ in FIG. 3 are shared to form a single saturable reactor L ₂ . The magnetization direction of the reactor L ₂ is, for the direction of charging current and kickback current flows are magnetized so as to be low impedance.
[0049]
4 or FIG. 5, the initial charging of the capacitor C ₀ is made through the reactor L ₂ on-control of the switch SW _0, charging by the pulse generator and the kickback current is done on-control of the switch SW, the kickback voltage reversal It made oN control of the switch SW ₀ through the diode _{D 0} and a reactor _{L 2} is.
[0050]
Resistors R ₁ in FIG. 4 discharges when the charge of the capacitor C _C for output voltage feedback to be incorporated in the charger 2 switch SW is turned on. The resistor R _1, the residual voltage in the capacitor C _C is applied to the switch SW ₀ is added to the inversion voltage of the capacitor C _0, to prevent the must to increase the breakdown voltage of the switch SW _0.
[0051]
In the circuit of Figure 4 and 5, as compared with the case of FIG. 3, instead of the kickback voltage reversal by the reactor L _0, the saturable reactor L ₂ is to indicate a saturable characteristic, be provided with a magnetic snubber effect can, a reverse recovery loss of the diode _{D 0} can be reduced to 1 / 2-1 / 3.
[0052]
That is, in the circuit of Figure 3, when the kickback voltage reversal of the capacitor C ₀ through the diode D ₀ and a reactor L ₀ is made, trying reverse current to flow in the vibration of the capacitor C ₀ and the reactor L _0, This is prevented by diode _{D 0.} At this time, a current in the reverse direction actually flows until the accumulated charge in the diode D ₀ disappears, and a reverse recovery loss occurs until the diode D ₀ recovers the reverse voltage.
[0053]
If the gradient when the current in the reverse direction becomes 0 is large, a voltage of L · di / dt is applied to the diode D ₀ as a surge due to the stray inductance of the reactor L ₀ and the wiring, and a diode with a high withstand voltage is required. You.
[0054]
From the above, in the configuration of FIG. 4 or FIG. 5, to prevent time only reverse current until the time of voltage reversal of the capacitor C ₀ is the saturable reactor L ₂ is saturated, during which the reverse recovery of the diode D ₀ Thus, the reverse recovery loss and the surge withstand voltage can be reduced.
[0055]
(Fourth embodiment)
FIG. 6 shows another embodiment of the present invention. Portions figure differs from FIG. 3, a diode D ₄ for breakdown voltage and voltage reversal is provided between the charger 2 and the switch SW _0, for a detour from the charger 2 to the connection point of the switch SW and the diode D ₂ The point is that the short-circuit line SL is provided.
[0056]
Diode _{D 4} is, to increase the reverse breakdown voltage of the switch SW _0, to form a voltage switching current paths of the capacitor _{C 0} in the path of the diode _{D 1} → diode _{D 4} → the switch SW ₀ → Reactor _{L 0} from the capacitor _{C 0.} The short-circuit line SL discharges the residual voltage of the charger 2 when the switch SW is turned on.
[0057]
In the present embodiment, with respect to requiring that breakdown voltage is high the switch SW ₀ in FIG. 3, which was the voltage borne by the diode D _4, it is possible to reduce the withstand voltage that is required switch SW _0. Also, eliminating the need for the diode _{D 0} of FIG.
[0058]
(Fifth embodiment)
FIG. 7 shows another embodiment of the present invention. FIG. 1 shows an initial charging circuit of a capacitor C ₀ from a charger 2 via a parallel circuit of a switch SW ₀ and a diode D ₃ , and a saturable reactor L ₁ and a parallel circuit of a switch SW and a diode D _1. Te constituting a pulse generating circuit of the capacitor C ₀ to the pulse transformer PT.
[0059]
In the present embodiment, the initial charging of the capacitor C ₀ is performed by turning on the switch SW ₀ , but the initial charging voltage of the capacitor C ₀ is inverted before the pulse is generated. This voltage inversion is performed by turning on the switch SW.
[0060]
Capacitor C _0, a pulse occurs pulse transformer PT after voltage reversal through the diode D ₁ and the saturable reactor L _1, also occurs with the same polarity then the kickback current. Therefore, the capacitor C ₀ is charged to the same polarity as the initial charging in kickback current, charge voltage reversal for kickback current is not performed.
[0061]
According to this embodiment, because a pre-voltage reversal capacitor C ₀ before pulse generator, eliminating the need for charge voltage reversal for kickback current. This switch SW after ON control to reverse charge capacitor C _0, requires only be turned off from on before kickback current generation, no longer influenced by the difference in timing that depends on the kickback amount, Control by fixed setting can be performed without providing a current / voltage sensor.
[0062]
8 and 9 are modifications of FIG. Part 8 differs from FIG. 7, as a dedicated circuit for performing voltage inversion prior to discharge capacitor C _0, a parallel circuit of the switch SW and the diode D _1, a reactor L ₃ and a diode D ₅ of the capacitor C ₀ ends It is in the point provided in.
[0063]
In the configuration of FIG. 8, after the capacitor C ₀ is the initial charge, by turning on control of the switch SW, the capacitor C ₀ in the oscillating current generated through the reactor L ₃ and the switch SW and the diode D ₅ from the capacitor C ₀ Reverse charging. The state of charge is maintained in a backflow prevention by the diode D _5.
[0064]
Regeneration of the pulse generator and the kickback current, as in the case of FIG. 7, a diode D ₆ through saturable reactor L _1.
[0065]
For Figure 7, the voltage reversal of the capacitor C _0, it becomes inverted through the saturable reactor L _1, a capacitor - for non capacitors forward current, the current peak value thereof is about 1.41 times greater, the width 1 / 1.41 times smaller. For this reason, a large instantaneous current flows through the switch SW, and the switching loss increases. In this regard, to suppress the current peak value and narrowing the reactor L ₃ in the case of FIG. 8, it is possible to suppress the switching loss.
[0066]
As shown in FIG. 8, connected to the capacitor C ₀ from the charger 2 via the resistor R _1, as in the case of FIG. 4, the charge of the capacitor for output voltage feedback built in the charger 2 It can also be discharged when the switch SW is turned on.
[0067]
Figure 9 adds a series circuit configuration and diode D ₇ of the resistance R ₁ of FIG. This circuit configuration is similar to the additional resistor R ₁ of Figure 9, in which discharges when the charge of the capacitor for output voltage feedback to be incorporated in the charger 2 switch SW is turned on.
[0068]
FIG. 10 shows a modification of FIG. Portions figure differs from FIG. 8 is an inverted charging circuit according to the reactor L ₃ and the switch SW in that provided in the charger 2 side.
[0069]
Switches SW and SW ₀ are complementarily controlled. The discharge of the capacitor _{C 0,} the diode _{D 1} and the oscillating current is generated in the capacitor _{C 0} capacitor _{C 0} through the diode _{D 3} and a reactor _{L 3} and the switch SW by turning on the switch SW of the parallel circuit, the capacitor _{C 0} the by inversion charge, the inversion state of charge obtaining the backflow prevention switch SW _0.
[0070]
Capacitor C ₀ constitute a pulse generating circuit of a diode D ₆ by the inverted charged through the saturable reactor L ₁ to the pulse transformer PT.
[0071]
In the present embodiment, as in the case of FIG. 8, the discharge from the capacitor C ₀ is performed by the magnetic compression circuit of the diode D ₆ → the pulse transformer PT → the saturable reactor L ₁ , so that the capacitor C ₀ is initially charged and magnetically charged. Since it also serves as a compression circuit, the load on the magnetic compression stage after the pulse transformer PT can be reduced.
[0072]
In addition, in this embodiment, the diode D ₃ in FIG. 10 can be used to prevent reverse flow from the inverted state of the capacitor C _0, it can be omitted diode D ₅ in FIG. 8.
[0073]
In the embodiments described so far, shows the case of an IGBT as a switch SW and SW _0, this is the power FET or GTO, further exhibits the same effect as a thyristor having no self-turn-off capability.
[0074]
In the case of the switch with reverse conduction blocking capability, to be omitted diode D ₂ in FIG. 2 and FIG. 3, it can be omitted diode D ₄ in FIG. 2 and FIG.
[0075]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the charging of the capacitor by the kickback current from the magnetic compression circuit and the voltage inversion thereof are performed by the on / off control of the pair of semiconductor switches. Kickback energy can be regenerated with reliable timing while eliminating the need for control. Furthermore, leakage to the pulse transformer side is reduced, and the regeneration efficiency of kickback energy can be increased.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a pulse generation circuit diagram (part 1) showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a pulse generation circuit diagram (part 2) showing another embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a pulse generation circuit diagram (part 3) showing another embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a pulse generation circuit diagram showing another embodiment of the present invention (part 4).
FIG. 5 is a pulse generation circuit diagram (part 5) showing another embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a pulse generation circuit diagram showing another embodiment of the present invention (part 6).
FIG. 7 is a pulse generation circuit diagram (part 7) showing another embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a pulse generation circuit diagram (part 8) showing another embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a pulse generation circuit diagram (part 9) showing another embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a pulse generation circuit diagram (part 10) showing another embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a circuit example of a pulse power supply.
FIG. 12 is a diagram of a conventional pulse generation circuit.
FIG. 13 is a waveform diagram of the pulse generation / regeneration operation of the pulse generation circuit.
[Explanation of symbols]
1 ... pulse generating circuit 2 ... Charger 3 ... boosting pulse width magnetic compression circuit 4 ... load device SW, SW 0 _... semiconductor switch _{L 1,} L 2 _... saturable reactor _{L 0,} L 3 _... reactor _{C 0} ... capacitor D _{1 to} D ₆ ... diode PT ... pulse transformer

Claims

A pulse power supply including a pulse generation circuit that generates a pulse current, and a magnetic compression circuit that captures the pulse current with an input-stage transformer and magnetically compresses the pulse current to supply the pulse current to a load.
The pulse generation circuit,
Diode D ₃ is connected in parallel with opposite polarity direction, usable magnetic assist saturable reactor L ₁ and the primary winding of the input stage transformer and capacitor C ₀ is connected in series, the capacitor C from the output of the charger by the on control _A first semiconductor switch SW ₀ forming an initial charging current path to ₀ ;
Connected in parallel diode D ₁ is in the opposite polarity direction, the first semiconductor switch SW ₀ is connected in series with the first semiconductor switch SW ₀ is on-off controlled in complementary, the by-on control capacitor C Forming a current path for generating a pulse current in the primary winding of the input stage transformer with the charge initially charged to _0, and charging the capacitor C ₀ to the opposite polarity by kickback current from the primary winding ; A semiconductor switch SW;
A pulse power supply, wherein the first semiconductor switch forms a current path for voltage inversion of the capacitor by ON control after the capacitor C ₀ is charged to the opposite polarity .

A pulse power supply including a pulse generation circuit that generates a pulse current, and a magnetic compression circuit that captures the pulse current with an input-stage transformer and magnetically compresses the pulse current to supply the pulse current to a load.
The pulse generation circuit,
A first semiconductor switch SW ₀ connected in series with a backflow prevention diode D ₄ and forming an initial charging current path from the charger to the capacitor C ₀ by ON control ;
A diode D ₂ is connected in series, the capacitor, the magnetic assist saturable reactor L _1, and the primary winding of the input stage transformer are connected in series, and a pulse is sent from the capacitor to the primary winding of the input stage transformer by ON control. A second semiconductor switch SW for forming a current path for generating a current and charging the capacitor C ₀ to the opposite polarity by the kickback current from the primary winding ;
A series connection circuit of a reactor L ₀ for inverting the second semiconductor switch SW after the capacitor is charged to the opposite polarity and inverting the voltage of the capacitor and a reverse current prevention diode D ₀ ,
Discharge of the second semiconductor switch and the connection point of the diode D _2, provided between the output terminal of the charger, the residual voltage of the output terminal of the charger during ON control of the second semiconductor switch A pulse power supply comprising: a short-circuit line SL that forms a current path .

A pulse power supply including a pulse generation circuit that generates a pulse current, and a magnetic compression circuit that captures the pulse current with an input-stage transformer and magnetically compresses the pulse current to supply the pulse current to a load.
The pulse generation circuit,
A first semiconductor switch SW ₀ having a reactor L ₀ connected in series and forming an initial charging current path from the charger to the capacitor C ₀ by ON control ;
Diode D ₂ are connected in series, the capacitor C ₀ and connected in series with the primary winding of a magnetic assist saturable reactor L ₁ and the input stage transformer PT, the input stage from the capacitor C ₀ by on control transformer PT A second semiconductor switch SW for forming a current path for generating a pulse current in the primary winding, and charging the capacitor C ₀ to the opposite polarity by the kickback current from the primary winding ;
The first semiconductor switch is configured to control an inversion current path of a capacitor voltage including the first semiconductor switch, the diode D ₀ , the reactor L _0, and the capacitor C ₀ by ON control after the capacitor is charged to the opposite polarity. pulse power supply, characterized in that it comprises a.

The reactor, pulse power source as claimed in claim 3, characterized in that it has shared with the magnetic assist saturable reactor L _2.

Provided between the output end of the charger second semiconductor switches, and characterized in that a resistor R ₁ to discharge the residual voltage of the output terminal of the charger ON the second semiconductor switch The pulse power source according to claim 3, wherein

A pulse power supply including a pulse generation circuit that generates a pulse current, and a magnetic compression circuit that captures the pulse current with an input-stage transformer and magnetically compresses the pulse current to supply the pulse current to a load.
The pulse generation circuit,
Reactor L ₀ and the backflow prevention diode D ₄ are connected in series, the first semiconductor switch SW ₀ forming an initial charge current path from the charger to the capacitor C ₀ by the ON control,
A diode D ₂ is connected in series, the capacitor, the magnetic assist saturable reactor L ₁ and the primary winding of the input stage transformer are connected in series, and a pulse is sent from the capacitor to the primary winding of the input stage transformer by ON control. A second semiconductor switch SW for forming a current path for generating a current, and charging the capacitor C ₀ with a reverse polarity by a kickback current from the primary winding ;
Discharging said second semiconductor switch and the connection point of the diode D _2, provided between the output terminal of the charger, the residual voltage of the output terminal of the charger during ON control of the second semiconductor switch And a short-circuit line SL for forming a current path for turning off the second semiconductor switch SW and reversing the voltage of the capacitor after the capacitor is charged to the opposite polarity after the capacitor is charged to the opposite polarity. A pulse power supply.

A pulse power supply including a pulse generation circuit that generates a pulse current, and a magnetic compression circuit that captures the pulse current with an input-stage transformer and magnetically compresses the pulse current to supply the pulse current to a load.
The pulse generation circuit,
A first semiconductor switch SW ₀ that forms an initial charging current path from the charger to the capacitor C ₀ by ON control ;
A diode D ₁ is connected in parallel in the reverse polarity direction, is connected in series with the capacitor, the magnetic assist saturable reactor L _1, and the primary winding of the input stage transformer. forming a current path saturable reactor L ₁ and consisting of the primary winding of the input stage transformer, a second semiconductor switch SW to invert the voltage of the capacitor from the capacitor of the input stage transformer through the diode D ₁ A pulse power supply, comprising: generating a pulse current in a primary winding; and forming a current path for charging the capacitor to a polarity at the time of initial charging by kickback current from the transformer side by off control .

Said second semiconductor switches, and the voltage reversal dedicated switch connected in parallel to said capacitor in series connection of the reactor L ₃ and the backflow preventing diode D _5, a charging current path of the capacitor by the pulse generator and the kickback current pulse power source as claimed in claim 7, characterized in that it comprises a diode D ₆ to be formed.

Provided between the output end of the charger second semiconductor switches, the charger of the series circuit of the residual voltage of the output terminal and the diode D ₇ to discharge on the second semiconductor switch resistor R ₁ The pulse power supply according to claim 7, further comprising:

Said second semiconductor switches, and the voltage reversal dedicated switch connected in parallel to said capacitor in series connection of the voltage inversion reactor L ₃ by the vibration current first semiconductor switch, a capacitor according to the pulse generator and the kickback current pulse power source as claimed in claim 7, characterized in that it comprises a diode D ₆ to form a charge current path.