JP3600128B2 - Transconductance amplifier, filter circuit including the same, and receiving apparatus using the filter circuit - Google Patents

Description

【０００６】
で表される。ただし、Ｓはラプラス演算子であり、Ｓ＝ｊωである。また、中心周波数ｆｏは、
【０００７】
【数２】

【０００８】
で表される。
【０００９】
したがって、トランスコンダクタンスｇｍ１，ｇｍ２を変化することによって、中心周波数ｆｏを任意に設定可能であることが理解される。
【００１０】
一方、前記のようなデータ通信では、素子の高速化および回路の高精度化による伝送速度の向上、および素子の高感度化による伝送距離の拡大、ならびに種々の電源電圧に対応するための動作電源電圧範囲の拡大や小型化等の要望がある。そこで、そのような要望に対応するために、本件出願人は、先に特開平１１−１０３２３６号公報を提案した。
【００１１】
図１２は、その従来技術を説明するための電気回路図である。トランスコンダクタンスアンプ１１，１２は、そのバイアス電流Ｉを調整することによって、前記トランスコンダクタンスｇｍ１，ｇｍ２（以下、ｇｍに総称する）が変化して、前記のようにピーク周波数やゲインが変化するので、このバイアス電流Ｉを安定化させると、前記中心周波数ｆｏが安定化し、前記伝送距離の拡大等に寄与することができる。一方、前記バイアス電流Ｉは、電源電圧Ｖｃｃに依存しており、したがってトランスコンダクタンスｇｍは電源電圧Ｖｃｃに依存してしまう。そこで、この従来技術では、バイアス回路２１を電源電圧Ｖｃｃに依存しないバンドギャップ電流源を備えて構成することで、種々の電源電圧に対応可能としている。
【００１２】
すなわち、前記電源電圧Ｖｃｃの電源ライン２２と接地ライン２３との間に、抵抗ｒ１と、ダイオード接続されたＰＮＰ型のトランジスタｑ１と、ＰＮＰ型のトランジスタｑ２と、ダイオード接続されたＮＰＮ型のトランジスタｑ３との直列回路を接続し、一方、前記電源ライン２２，２３間に、抵抗ｒ２と、前記トランジスタｑ１とカレントミラー回路を構成するＰＮＰ型のトランジスタｑ４と、前記トランジスタｑ３と対を成すＮＰＮ型のトランジスタｑ５との直列回路を接続し、前記トランジスタｑ２のベースをトランジスタｑ４，ｑ５のコレクタ間に接続している。
【００１３】
また、前記電源ライン２２，２３間に、抵抗ｒ４と、前記トランジスタｑ１とカレントミラー回路を構成するＰＮＰ型のトランジスタｑ６と、ＰＮＰ型のトランジスタｑ７と、ダイオード接続されたＮＰＮ型のトランジスタｑ８と、抵抗ｒ５との直列回路を接続し、前記トランジスタｑ７のベースを前記トランジスタｑ４，ｑ５のコレクタ間に接続するとともに、前記トランジスタｑ８および抵抗ｒ５にそれぞれ対応したトランジスタｑ９および抵抗ｒ６によってカレントミラー回路を構成し、前記トランジスタｑ９のコレクタから、前記トランスコンダクタンスアンプ１１，１２のバイアス電流Ｉの引抜きを行っている。
【００１４】
ここで、カレントミラー回路を構成するトランジスタｑ１とトランジスタｑ４とのエミッタ面積比は相互に等しく、また抵抗ｒ１と抵抗ｒ２との抵抗値も相互に等しく形成される。したがって、トランジスタｑ１，ｑ４のコレクタ電流Ｉｃは、相互に等しくなる。
【００１５】
一方、対を成すトランジスタｑ３とトランジスタｑ５とにおいて、
ＶＢＥ３＝ＶＢＥ５＋ＶＲ３ …（３）が成立する。ただし、ＶＢＥ３，ＶＢＥ５は、それぞれトランジスタｑ３，ｑ５のベース−エミッタ間電圧であり、ＶＲ３は、抵抗ｒ３による電圧降下である。また、トランジスタｑ３，ｑ５のエミッタ面積比は１：１０に形成されており、それらの熱電圧ＶＴおよび逆方向飽和電流Ｉｓが等しいと、トランジスタｑ５のエミッタからの電流、すなわち抵抗ｒ３に流れる電流Ｉｏは、
【００１６】
【数３】

【００１７】
から、
【００１８】
【数４】

【００１９】
したがって、
【００２０】
【数５】

【００２１】
が得られる。
【００２２】
したがって、このバイアス回路２１では、電流Ｉｏは電源電圧Ｖｃｃに依存せず、該電流Ｉｏを、トランジスタｑ４とカレントミラー回路を構成するトランジスタｑ６によって取出し、トランジスタｑ８，ｑ９で折返して作成された前記基準電流Ｉも、電源電圧Ｖｃｃに依存しないことが理解される。
【００２３】
なお、トランジスタｑ２，ｑ７は、トランジスタｑ６のコレクタ電圧をトランジスタｑ１のベースおよびコレクタ電圧と等しくするために、前記特開平１１−１０３２３６号にさらに追加されたものであり、電源電圧Ｖｃｃの変化に対して、トランジスタｑ６のコレクタ電圧が大きく変化しないように構成されている。特に、ＰＮＰ型のトランジスタがラテラルＰＮＰトランジスタである場合、後述するアーリー電圧が低いために前記電源電圧Ｖｃｃの変化によるコレクタ電圧の変化でコレクタ電流の変化が大きくなるので、該トランジスタｑ２，ｑ７が設けられている。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
上述の従来技術は、トランスコンダクタンスｇｍの電源電圧Ｖｃｃに対する依存を、回路構成的な工夫で大幅に抑えるようにした優れた技術である。しかしながら、本件出願人は、先の出願の後、素子構成的な面に着目し、さらに一層、電源電圧Ｖｃｃの変動に対応可能であることを知覚した。この点について、以下に詳述する。
【００２５】
前記バイアス回路２１では、前記バンドギャップ電流源の基準となる抵抗ｒ３の島の電位は、図１２で示すように前記電源電圧Ｖｃｃとされている。図１３および図１４は、前記抵抗ｒ３の島の素子構成を説明するための断面図および斜視図である。この抵抗ｒ３は、Ｐ基板３１上に、Ｎ型のエキタピシャル層３２を形成し、それをＰ型のアイソレーション３３で分離してＮ領域の島を形成し、Ｂ^＋ イオンなどの＋イオンを注入することによって作成されている。そして、Ｎ^＋ 領域３４から前記Ｎ領域の島に与える電位を、抵抗領域３５およびその両端の端子領域３６，３７の電位よりも高くすることで、Ｐ−Ｎ逆バイアスでシート抵抗として作用させている。
【００２６】
前記Ｐ−Ｎ逆バイアスを生じさせるために、通常、Ｎ領域の島の電位は、前記のとおり、最も高い電位である電源電圧Ｖｃｃとされている。ここで、図１５で示すような増幅回路の場合、抵抗ｒ１１，ｒ１２の島の電位が前記電源電圧Ｖｃｃとされても、該抵抗ｒ１１，ｒ１２の両端の端子の電位も前記電源電圧Ｖｃｃ側から決まっており、したがって該電源電圧Ｖｃｃの変動に対してシート抵抗値が変化することはない。しかしながら、前記図１２で示す回路の場合、抵抗ｒ３の抵抗領域３５の電位は接地側から決まることになり、前記電源電圧Ｖｃｃの変化によるバックゲート効果によって前記Ｐ−Ｎ逆バイアスの電圧が変化して、ＰＮ接合間の空乏層の厚さが変化し、抵抗領域３５の断面積が変化して、シート抵抗値が変化することになる。すなわち、前記式６におけるｒ３が変化することになる。
【００２７】
前記イオン注入によって形成される抵抗は、注入イオンのドーズ量を加速器によって制御しているので、拡散によって形成される抵抗の抵抗値が数Ω／□〜数百Ω／□であるのに対して、数百Ω／□〜数ｋΩ／□の高い比抵抗を精度良く作成することができる。この比抵抗が高いと、島の電位と抵抗領域３５の電位との差によるバックゲート効果による空乏層の広がりが大きくなり、抵抗値の変化量が大きくなる。
【００２８】
前記のようにトランジスタｑ３，ｑ５のエミッタ面積比を１：１０とすると、バンドギャップ電流源の基準電流Ｉｏは前記式６で示すとおりであり、抵抗ｒ３の電源電圧Ｖｃｃの変化に対する変化率Ｋを、
【００２９】
【数６】

【００３０】
とすると、
【００３１】
【数７】

【００３２】
となり、前記バックゲート効果によって、電源電圧Ｖｃｃが上昇すると、基準電流Ｉｏ、したがってバイアス電流Ｉが減少することが理解される。
【００３３】
一方、図１２の回路で電源電圧Ｖｃｃが上昇すると、トランジスタｑ５のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅが上昇し、前記基準電流Ｉｏが一定であっても、アーリー効果によってバイアス電流Ｉが増加してしまう。図１６〜図１９は、前記アーリー効果を説明するための図である。アーリー効果は、図１６や図１７で示すように、トランジスタｑのベース電流Ｉ_Ｂ をパラメータとして、Ｖ_ＣＥ−Ｉ_Ｃ 特性を測定すると、図１８で示すように、Ｖ_ＣＥが大きくなるに従って、Ｉ_Ｃ も大きくなる現象である。
【００３４】
図１８において、各ベース電流（図１８ではＩ_Ｂ１〜Ｉ_Ｂ４）時のＶ_ＣＥ−Ｉ_Ｃ 特性のグラフをＶ_ＣＥの負側に延長すると、Ｉ_Ｃ ＝０で相互に交わることになり、この点の絶対値をアーリー電圧Ｖ_ＡＦと称する。ここで、前記図１２の回路において、トランジスタｑ５のアーリー電圧Ｖａｆを５０Ｖとし、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ１が１Ｖのときにコレクタ電流Ｉｃ１が１０μＡとする。電源電圧Ｖｃｃが２Ｖ上昇したとすると、前記コレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ２は３Ｖになる。このときのコレクタ電流Ｉｃ２は、図１９で示すように三角形の相似を用いて下式から求めると、１０．３４７μＡとなる。
【００３５】
【数８】

【００３６】
したがって、たとえば３Ｖから５Ｖの電源に変更して、電源電圧Ｖｃｃが２Ｖ上昇すると、コレクタ電流Ｉｏは３．４７％増加することになる。図１２の回路では、同様にトランジスタｑ９のアーリー効果による電流増加分が加算されることになる。
【００３７】
したがって、電源電圧Ｖｃｃの上昇に対して、前記シート抵抗のバックゲート効果によるバイアス電流Ｉの減少分と、このアーリー効果による増加分とが完全に打消し合うことができれば、該バイアス電流Ｉが一定となり、前記トランスコンダクタンスｇｍの電源電圧Ｖｃｃに対する依存をなくすことが可能であるけれども、前記シート抵抗値のばらつきやアーリー電圧Ｖａｆのばらつきをなくすことは困難である。
【００３８】
本発明の目的は、電源電圧の変動により一層対応することができるトランスコンダクタンスアンプおよびそれを備えるフィルタ回路ならびにそのフィルタ回路を用いる受信装置を提供することである。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
本発明のトランスコンダクタンスアンプは、バイアス回路からのバイアス電流に応じてトランスコンダクタンスが変化するトランスコンダクタンスアンプにおいて、前記バイアス回路は前記バイアス電流の基準電流を作成するバンドギャップ電流源を有し、前記バンドギャップ電流源におけるイオン注入抵抗の島の電位を制御するバックバイアス電圧制御回路を備えることを特徴とする。
【００４０】
上記の構成によれば、バイアス回路内の基準電流源にバンドギャップ電流源を用いると、電源電圧の変化に対してバイアス電流が安定化して、トランスコンダクタンスアンプのトランスコンダクタンスを安定化することができる。そのバンドギャップ電流源に関してさらにバックバイアス電圧制御回路を設け、イオン注入抵抗の島の電位を制御する。
【００４１】
したがって、バックゲート効果やアーリー効果に対応して前記バックバイアス電圧を調整し、前記イオン注入抵抗のシート抵抗値を調整することによって、電源電圧の変化に対する前記基準電流の変化率を調整し、トランスコンダクタンスの電源電圧に対する依存性を一層小さくすることができる。
【００４２】
また、本発明のトランスコンダクタンスアンプでは、前記バックバイアス電圧制御回路は、複数段の分圧抵抗を備え、トリミング調整によって調整された分圧電圧をバックバイアス電圧として出力することを特徴とする。
【００４３】
上記の構成によれば、プロセスばらつきによってバックゲート効果による前記イオン注入抵抗のシート抵抗値にばらつきが生じても、該シート抵抗値を、バックバイアス電圧制御回路の分圧抵抗のトリミング調整によって最適化することができる。
【００４４】
さらにまた、本発明のトランスコンダクタンスアンプでは、前記バックバイアス電圧制御回路は、複数段の分圧抵抗と、その分圧抵抗に並列に設けられるトランジスタスイッチとを備え、前記トランジスタスイッチがデジタル制御されることで任意のバックバイアス電圧を出力することを特徴とする。
【００４５】
上記の構成によれば、プロセスばらつきによってバックゲート効果による前記イオン注入抵抗のシート抵抗値にばらつきが生じても、該シート抵抗値を、バックバイアス電圧制御回路のトランジスタスイッチを制御して分圧値を調整することによって最適化することができる。
【００４６】
また、本発明のフィルタ回路は、上記のトランスコンダクタンスアンプを備えることを特徴とする。
【００４７】
上記の構成によれば、電源電圧の変化に対する遮断周波数や中心周波数の変化を抑えることができる。
【００４８】
さらにまた、本発明のフィルタ回路は、上記のトランスコンダクタンスアンプを備えるフィルタ回路であって、前記バックバイアス電圧制御回路は、該フィルタ回路を構成する集積回路の外部に設けられ、パッドを介してバックバイアス電圧を与えることを特徴とする。
【００４９】
上記の構成によれば、フィルタ回路の集積回路の作成後に、使用する電源電圧に適応したバックバイアス電圧を設定することができ、集積回路の汎用性を拡大することができる。
【００５０】
また、本発明の受信装置は、上記のフィルタ回路を搭載することを特徴とする。
【００５１】
上記の構成によれば、電源電圧の変化に対する中心周波数の変化が小さいので、伝送距離を拡大することができる。
【００５２】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の一形態について、図１〜図５に基づいて説明すれば以下の通りである。
【００５３】
図１は、本発明の実施の一形態のバイアス回路４１の電気回路図である。このバイアス回路４１は、前述のバイアス回路２１と同様に、電源電圧Ｖｃｃに依存しないバンドギャップ電流源を備えて構成されている。すなわち、前記電源電圧Ｖｃｃの電源ライン４２と接地ライン４３との間に、抵抗Ｒ１と、ダイオード接続されたＰＮＰ型のトランジスタＱ１と、ＰＮＰ型のトランジスタＱ２と、ダイオード接続されたＮＰＮ型のトランジスタＱ３との直列回路を接続し、一方、前記電源ライン４２，４３間に、抵抗Ｒ２と、前記トランジスタＱ１とカレントミラー回路を構成するＰＮＰ型のトランジスタＱ４と、前記トランジスタＱ３と対を成すＮＰＮ型のトランジスタＱ５との直列回路を接続し、前記トランジスタＱ２のベースをトランジスタＱ４，Ｑ５のコレクタ間に接続している。
【００５４】
また、前記電源ライン４２，４３間に、抵抗Ｒ４と、前記トランジスタＱ１とカレントミラー回路を構成するＰＮＰ型のトランジスタＱ６と、ＰＮＰ型のトランジスタＱ７と、ダイオード接続されたＮＰＮ型のトランジスタＱ８と、抵抗Ｒ５との直列回路を接続し、前記トランジスタＱ７のベースを前記トランジスタＱ４，Ｑ５のコレクタ間に接続するとともに、前記トランジスタＱ８および抵抗Ｒ５にそれぞれ対応したトランジスタＱ９および抵抗Ｒ６によってカレントミラー回路を構成し、前記トランジスタＱ９のコレクタから、前記トランスコンダクタンスアンプ１１，１２のバイアス電流Ｉの引抜きを行っている。
【００５５】
ここで、カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１とトランジスタＱ４とのエミッタ面積比は相互に等しく、また抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との抵抗値も相互に等しく形成することで、トランジスタＱ１，Ｑ４のコレクタ電流Ｉｃは相互に等しくなり、そしてトランジスタＱ３，Ｑ５のエミッタ面積比を、たとえば１：１０とすると、Ｒ３をｒ３に置換えて、前記式３〜５から式６が得られ、電源電圧Ｖｃｃに対する依存がないことが理解される。
【００５６】
前記コレクタ電流Ｉｃは、前記トランジスタＱ４とカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ６によって取出され、トランジスタＱ８，Ｑ９によって、折返されて、前記基準電流Ｉとして出力される。トランジスタＱ２，Ｑ７は、トランジスタＱ６のコレクタ電圧をトランジスタＱ１のベースおよびコレクタ電圧と等しくするために設けられており、電源電圧Ｖｃｃの変化に対して、トランジスタＱ６のコレクタ電圧が大きく変化しないようになっている。特に、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１，Ｑ４，Ｑ６がラテラルＰＮＰトランジスタである場合、前述のアーリー電圧が低いために前記電源電圧Ｖｃｃの変化によるコレクタ電圧の変化でコレクタ電流の変化が大きくなるので、好適である。
【００５７】
注目すべきは、このバイアス回路４１では、前記バンドギャップ電流源の基準となる抵抗Ｒ３の島の電位は、バックバイアス電圧制御回路４４によって、トランスコンダクタンスアンプ１１，１２のトランスコンダクタンスｇｍの電源電圧Ｖｃｃに対する依存性が最小となるように制御されることである。
【００５８】
図２は、前記抵抗Ｒ３の島の素子構成を説明するための断面図であり、素子構成は前述の図１４の抵抗ｒ３と同様である。したがって、Ｐ基板５１上に、Ｎ型のエキタピシャル層５２を形成し、それをＰ型のアイソレーション５３で分離してＮ領域の島を形成し、Ｂ^＋ イオンなどの＋イオンを注入することによって作成されている。そして、Ｎ^＋ 領域５４から前記Ｎ領域の島に与える電位が、前記バックバイアス電圧制御回路４４によって、抵抗領域５５およびその両端の端子領域５６，５７の電位よりも高く、以下に示すように制御されることで、Ｐ−Ｎ逆バイアスでシート抵抗として作用する。
【００５９】
前記抵抗Ｒ３の電源電圧Ｖｃｃの変化に対する変化率Ｋを、Ｒ３をｒ３に置換えて前記式７で表すと、前記式６から、電源電圧Ｖｃｃの変化に対して基準電流Ｉｏ、したがってバイアス電流Ｉの変化は前記式８で示すようになり、本発明では、前述のように前記バックバイアス電圧制御回路４４が抵抗Ｒ３のシート抵抗値を調整することで、前記変化率Ｋを調整し、電源電圧Ｖｃｃの変化に対する基準電流Ｉｏの変化率を調整する。
【００６０】
図３は、前記バックバイアス電圧制御回路４４の一構成例を示す電気回路図である。この図３の例では、電源電圧Ｖｃｃと接地電位との間に、分圧抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５が直列に接続され、分圧抵抗Ｒ１２〜Ｒ１４に関して並列にツェナダイオードＤ１〜Ｄ３が設けられ、分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５間からバックバイアス電圧Ｖ_ＢＩＡＳが出力される。このバックバイアス電圧Ｖ_ＢＩＡＳの初期値Ｖ_{ＢＩＡＳ１} は、
【００６１】
【数９】

【００６２】
であり、たとえば端子ＴＲＭ１とＴＲＭ２との間をトリミングすると、分圧抵抗Ｒ１２が短絡されることになり、バックバイアス電圧Ｖ_{ＢＩＡＳ２} は、
【００６３】
【数１０】

【００６４】
となる。
【００６５】
したがって、Ｖ_ＢＩＡＳ＝Ｖｃｃでの電源電圧Ｖｃｃの変化に対する抵抗Ｒ３の抵抗値の変化率をＫｏとすると、トリミング後の変化率Ｋは、
【００６６】
【数１１】

【００６７】
から、
【００６８】
【数１２】

【００６９】
の範囲で変化させることが可能になる。
【００７０】
上記式１０から式１３によって、
Ｖ_ＢＩＡＳ＝Ｋ・Ｖｃｃ …（１４）となり、前記変化率Ｋは、図４で示すように、電源電圧Ｖｃｃの変化に対して、バックバイアス電圧Ｖ_ＢＩＡＳの変化が最適となる傾きに選ばれる。前記変化率Ｋの調整精度、すなわち図４の傾きの種類は、前記分圧抵抗の段数で調整することができる。この傾きを、前記バックゲート効果およびアーリー効果に応じて適宜調整しておくことによって、素子構成的な面に着目して、前記のようにトランスコンダクタンスアンプ１１，１２のトランスコンダクタンスｇｍの電源電圧Ｖｃｃに対する依存性を最小とすることができる。
【００７１】
また、プロセスばらつきによってバックゲート効果によるイオン注入抵抗Ｒ３のシート抵抗値にばらつきが生じても、該シート抵抗値を、バックバイアス電圧制御回路４４の分圧抵抗Ｒ１２〜Ｒ１４のトリミング調整によって最適化することができる。
【００７２】
なお、残余の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４〜Ｒ６において、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４は前記図１５と同様に、抵抗領域の電位が電源電圧Ｖｃｃ側から決まっており、電源電圧Ｖｃｃが変化しても前記バックゲート効果による影響を受けることはない。これに対して、抵抗Ｒ５，Ｒ６は、抵抗領域の電位が接地側から決まっているので、前記バックゲート効果による影響を受けることになる。しかしながら、トランジスタＱ８，Ｑ９で構成されるカレントミラー回路によって、これらの抵抗Ｒ５，Ｒ６が相互に等しい抵抗値であれば、前記バックゲート効果による影響は殆どない。
【００７３】
また、抵抗Ｒ５，Ｒ６が相互に等しい抵抗値であれば、イオン注入抵抗であるこれらの抵抗Ｒ５，Ｒ６を抵抗Ｒ３と同じ島に入れても問題は生じないけれども、抵抗の絶対値が問題になる場合には、抵抗Ｒ３とは別の島に入れることが望ましい。
【００７４】
図５は、前記トランスコンダクタンスアンプ１１，１２の一構成例を示す電気回路図である。このトランスコンダクタンスアンプ１１，１２は、大略的に、基準電流回路６１と、第１段目の差動入力回路６２と、第２段目の差動入力回路６３とを備えて構成されている。
【００７５】
基準電流回路６１は、ハイレベルＶｃｃの電源ライン６４と接地電位の電源ライン６５との間に、抵抗Ｒ２１、ダイオード接続されたＰＮＰ型のトランジスタＱ１１および前記バイアス回路４１から成る直列回路と、前記抵抗Ｒ２１と等しい抵抗Ｒ２２、前記トランジスタＱ１１とカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１２およびダイオード接続されたＮＰＮ型のトランジスタＱ１３から成る直列回路と、前記抵抗Ｒ２１と等しい抵抗Ｒ２３、前記トランジスタＱ１１とカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ１４およびダイオード接続されたＮＰＮ型のトランジスタＱ１５から成る直列回路とが、相互に並列に接続されて構成されている。前記トランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１４のエミッタ面積比によって、前記バイアス回路４１による基準電流Ｉから定電流ＩＡ，ＩＢが作成され、トランジスタＱ１３，Ｑ１５から、前記差動入力回路６２，６３へそれぞれ出力される。
【００７６】
差動入力回路６２は、入力端子Ｎ１，Ｎ２への入力信号ΔＶｉｎ＋Ｖｒｅｆ，Ｖｒｅｆがそれぞれ与えられ、差動対を構成するＮＰＮ型のトランジスタＱ２１，Ｑ２２と、前記トランジスタＱ２１，Ｑ２２のそれぞれに関連して設けられる負荷用のダイオードＤ１１，Ｄ１２および共通に設けられる負荷用のダイオードＤ１３と、前記トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタ間に介在される抵抗ＲＥと、前記トランジスタＱ１３とカレントミラー回路を構成し、前記トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタにそれぞれ前記定電流ＩＡを供給するトランジスタＱ２３，Ｑ２４とを備えて構成されている。
【００７７】
差動入力回路６３は、前記トランジスタＱ２１，Ｑ２２の出力がそれぞれ与えられ、差動対を構成するＮＰＮ型のトランジスタＱ３１，Ｑ３２と、前記トランジスタＱ１５とカレントミラー回路を構成し、前記トランジスタＱ３１，Ｑ３２のエミッタに共通に前記定電流ＩＢを供給するトランジスタＱ３３と、トランジスタＱ３２側に設けられる出力用のトランジスタＱ３４，Ｑ３５，Ｑ３６および抵抗Ｒ３１，Ｒ３２と、前記トランジスタＱ１５とカレントミラー回路を構成し、出力端子６６へ電流Ｉｏｕｔを出力する前記トランジスタＱ３６のコレクタに定電流ＩＢ／２を供給するトランジスタＱ３７とを備えて構成されている。
【００７８】
入力端子Ｎ１，Ｎ２に微少な電位差ΔＶｉｎの差動入力が与えられると、ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流変化ΔＩ１，ΔＩ２は、
【００７９】
【数１３】

【００８０】
【数１４】

【００８１】
で表すことができる。ただし、ＶＴはトランジスタＱ２１，Ｑ２２の熱電圧である。これによるダイオードＤ１１，Ｄ１２のカソード電圧、したがってトランジスタＱ３１，Ｑ３２のベース電圧の変化ΔＶ１，ΔＶ２は、
【００８２】
【数１５】

【００８３】
【数１６】

【００８４】
となる。したがって、トランジスタＱ３２のコレクタ電流の変化ΔＩ３は、
【００８５】
【数１７】

【００８６】
となる。
【００８７】
したがって、Ｒ３１＝Ｒ３２およびＱ３４＝Ｑ３５とすることによって、
【００８８】
【数１８】

【００８９】
が得られ、トランスコンダクタンスｇｍが下式から得られる。
【００９０】
【数１９】

【００９１】
ここで、エミッタ間抵抗ＲＥの温度係数を前記トランジスタＱ３，Ｑ５の熱電圧ＶＴの温度係数と等しくすることによって、トランスコンダクタンスアンプ１１，１２のトランスコンダクタンスｇｍの利得の温度係数が小さくなる。
【００９２】
以上詳述したように、、トランスコンダクタンスｇｍの電源電圧Ｖｃｃに対する依存性を一層小さくして、前記バンドパスフィルタ４の中心周波数ｆｏを所望とする値に安定させ、データ通信における伝送距離を拡大することができ、また動作電源電圧範囲を拡大することができる。
【００９３】
本発明の実施の他の形態について、図６〜図８に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００９４】
図６は、本発明の実施の他の形態のバックバイアス電圧制御回路４４ａの電気回路図である。直列に接続された分圧抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５および分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５間からバックバイアス電圧Ｖ_ＢＩＡＳが出力される点は前述の図３のバックバイアス電圧制御回路４４と同様であるけれども、このバックバイアス電圧制御回路４４ａでは、分圧抵抗Ｒ１２〜Ｒ１４に関して並列にヒューズＺ１〜Ｚ３が設けられ、たとえば端子ＴＲＭ１とＴＲＭ２との間のヒューズＺ１がメタル溶断によってトリミングされる。
【００９５】
また、図７のバックバイアス電圧制御回路４４ｂでは、前述のバックバイアス電圧制御回路４４ａと同様に、分圧抵抗Ｒ１２〜Ｒ１４に関して並列にヒューズＺ１〜Ｚ３が設けられているけれども、端子ＴＲＭ１〜ＴＲＭ４が設けられておらず、レーザトリミングによってトリミングされる。さらにまた、図８のバックバイアス電圧制御回路４４ｃでは、前記分圧抵抗Ｒ１２〜Ｒ１４に関して並列にトランジスタスイッチＭ１〜Ｍ３が設けられており、それらの各ゲートＧ１〜Ｇ３がデジタル信号で制御される。このようにしてもまた、電源電圧Ｖｃｃの変化に対して、バックバイアス電圧Ｖ_ＢＩＡＳの変化が最適となる変化率Ｋに調整することができる。
【００９６】
そして、上記各バックバイアス電圧制御回路４４，４４ａ，４４ｂ，４４ｃを備えたトランスコンダクタンスアンプ１１，１２で前記バンドパスフィルタ４を構成することによって、電源電圧Ｖｃｃの変化に対する中心周波数ｆｏの変化を抑えることができる。
【００９７】
本発明の実施のさらに他の形態について、図９に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
【００９８】
図９は、本発明の実施のさらに他の形態のバイアス回路７１の電気回路図である。このバイアス回路７１は前述のバイアス回路４１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。このバイアス回路７１では、バックバイアス電圧Ｖ_ＢＩＡＳを、トランスコンダクタンスアンプ１１，１２のトランスコンダクタンスｇｍおよび該バイアス回路７１を備え、前記バンドパスフィルタ４を構成する集積回路の外部電源７２から、パッド７３を介して与えられる。したがって、集積回路作成後に、使用する電源電圧Ｖｃｃに適応したバックバイアス電圧Ｖ_ＢＩＡＳを設定することができ、集積回路の汎用性を拡大することができる。
【００９９】
また、上記のバンドパスフィルタ４を搭載して、前記受信機１を作成することによって、伝送距離を拡大することができる。
【０１００】
【発明の効果】
本発明のトランスコンダクタンスアンプは、以上のように、バイアス回路からのバイアス電流に応じてトランスコンダクタンスが変化するトランスコンダクタンスアンプにおいて、バイアス回路内でバイアス電流の基準電流を作成するバンドギャップ電流源のイオン注入抵抗の島の電位をバックバイアス電圧制御回路で制御する。
【０１０１】
それゆえ、バックゲート効果やアーリー効果に対応して前記バックバイアス電圧を調整し、前記イオン注入抵抗のシート抵抗値を調整することによって、電源電圧の変化に対する前記基準電流の変化率を調整し、トランスコンダクタンスの電源電圧に対する依存性を一層小さくすることができる。
【０１０２】
また、本発明のトランスコンダクタンスアンプは、以上のように、前記バックバイアス電圧制御回路を複数段の分圧抵抗で構成し、トリミング調整によって調整された分圧電圧をバックバイアス電圧として出力する。
【０１０３】
それゆえ、プロセスばらつきによってバックゲート効果による前記イオン注入抵抗のシート抵抗値にばらつきが生じても、該シート抵抗値を、バックバイアス電圧制御回路の分圧抵抗のトリミング調整によって最適化することができる。
【０１０４】
さらにまた、本発明のトランスコンダクタンスアンプは、以上のように、前記バックバイアス電圧制御回路を複数段の分圧抵抗およびその分圧抵抗に並列に設けたトランジスタスイッチで構成し、前記トランジスタスイッチをデジタル制御することで任意のバックバイアス電圧を出力する。
【０１０５】
それゆえ、プロセスばらつきによってバックゲート効果による前記イオン注入抵抗のシート抵抗値にばらつきが生じても、該シート抵抗値を、バックバイアス電圧制御回路のトランジスタスイッチを制御して分圧値を調整することによって最適化することができる。
【０１０６】
また、本発明のフィルタ回路は、以上のように、上記のトランスコンダクタンスアンプを備える。
【０１０７】
それゆえ、電源電圧の変化に対する遮断周波数や中心周波数の変化を抑えることができる。
【０１０８】
さらにまた、本発明のフィルタ回路は、以上のように、上記のトランスコンダクタンスアンプを備え、前記バックバイアス電圧制御回路が該フィルタ回路の集積回路の外部に設けられ、パッドを介してバックバイアス電圧を与える。
【０１０９】
それゆえ、フィルタ回路の集積回路の作成後に、使用する電源電圧に適応したバックバイアス電圧を設定することができ、集積回路の汎用性を拡大することができる。
【０１１０】
また、本発明の受信装置は、以上のように、上記のフィルタ回路を搭載する。
【０１１１】
それゆえ、電源電圧の変化に対する中心周波数の変化が小さいので、伝送距離を拡大することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態のバイアス回路の電気回路図である。
【図２】図１で示すバイアス回路における抵抗Ｒ３の島の素子構成を説明するための断面図である。
【図３】図１におけるバックバイアス電圧制御回路の一構成例を示す電気回路図である。
【図４】電源電圧の変化に対応したバックバイアス電圧を求めるための前記抵抗Ｒ３の抵抗値の変化率を説明するためのグラフである。
【図５】トランスコンダクタンスアンプの一構成例を示す電気回路図である。
【図６】本発明の実施の他の形態のバックバイアス電圧制御回路の電気回路図である。
【図７】本発明の実施の他の形態のバックバイアス電圧制御回路の電気回路図である。
【図８】本発明の実施の他の形態のバックバイアス電圧制御回路の電気回路図である。
【図９】本発明の実施のさらに他の形態のバイアス回路の電気回路図である。
【図１０】一般的な赤外線リモコンの受信機の電気的構成を示す等価回路ブロック図である。
【図１１】図１０で示す赤外線リモコンの受信機などに用いられる一般的なバンドパスフィルタの概略的構成を示すブロック図である。
【図１２】従来技術のバイアス回路の電気回路図である。
【図１３】図１２で示すバイアス回路における抵抗ｒ３の島の素子構成を説明するための断面図である。
【図１４】図１２で示すバイアス回路における抵抗ｒ３の島の素子構成を説明するための斜視図である。
【図１５】バンドギャップ電流源の一例を示す電気回路図である。
【図１６】アーリー効果の測定方法を説明するための電気回路図である。
【図１７】アーリー効果の測定方法を説明するための電気回路図である。
【図１８】アーリー効果を説明するためのグラフである。
【図１９】アーリー効果による電源電圧変動時のコレクタ電流の求め方を説明するためのグラフである。
【符号の説明】
１ 受信機
２ 受光素子
３ アンプ
４ バンドパスフィルタ
５ ピークホールド回路
６ コンパレータ
７ 積分回路
８ ヒステリシスコンパレータ
１１，１２ トランスコンダクタンスアンプ
１３，１４ バッファ
１５，１６ コンデンサ
４１，７１ バイアス回路
４４，４４ａ，４４ｂ，４４ｃ バックバイアス電圧制御回路
５１ Ｐ基板
５２ Ｎ型のエキタピシャル層
５３ Ｐ型のアイソレーション
５４ Ｎ^＋ 領域
５５ 抵抗領域
５６，５７ 端子領域
６１ 基準電流回路
６２，６３ 差動入力回路
７２ 外部電源
７３ パッド
Ｄ１〜Ｄ３ ツェナダイオード
Ｇ１〜Ｇ３ ゲート
Ｍ１〜Ｍ３ トランジスタスイッチ
Ｑ１〜Ｑ９；Ｑ１１〜Ｑ１５；Ｑ２１〜Ｑ２４；Ｑ３１〜Ｑ３７トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ６；Ｒ２１〜Ｒ２３；Ｒ３１，Ｒ３２ 抵抗
Ｒ１１〜Ｒ１５ 分圧抵抗
ＴＲＭ１〜ＴＲＭ４ 端子
Ｚ１〜Ｚ３ ヒューズ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a transconductance amplifier suitably used as a bandpass filter in a receiver of an infrared remote control device or an optical space transmission device, and a filter circuit and a receiving device using the same, and particularly to a measure against fluctuations in power supply voltage. .
[0002]
[Prior art]
The transconductance amplifier generates an output current having an amplitude proportional to the amplitude of an input voltage, and can change a peak frequency, a gain, and the like relatively easily, and is integrated into a circuit using bipolar transistors. In particular, it is widely used in the field of infrared data communication. The infrared data communication includes IrDA 1.0, 1.1, etc., which are widely used in home electric appliances and are used in so-called infrared remote controllers, personal computers and their peripheral devices, and are standardized by the Infrared Data Association. Can be
[0003]
FIG. 10 is an equivalent circuit block diagram of a receiver 1 of a general infrared remote controller. The infrared signal from the transmitter is normally a signal modulated at 38 kHz, and further coded with the presence or absence of a carrier (38 kHz). The infrared signal is photoelectrically converted by the light receiving element 2 realized by a photodiode or the like, and transmitted to the amplifier 3. Is entered. The received signal amplified by the amplifier 3 is input to a band-pass filter 4 having a center frequency fo of 38 kHz, and only a carrier frequency component is extracted. The output from the band-pass filter 4 is held at a peak value in a peak hold circuit 5, and a predetermined divided level of the held value is input to an inverting input terminal of a comparator 6 as a detection level. The comparator 6 performs level discrimination of the output from the band-pass filter 4 input to the non-inverting input terminal based on the detection level. Thus, the presence or absence of the carrier is detected, and the discrimination result is output to the integration circuit 7 and the hysteresis comparator. The waveform is shaped by 8, output to an output terminal 9, and given to a microcontroller for operation control and the like.
[0004]
FIG. 11 is a block diagram showing a schematic configuration of a general bandpass filter 4 used in a receiver of the infrared remote controller as described above. The band pass filter 4 includes the transconductance amplifiers 11 and 12, buffers 13 and 14 having high input impedance, and capacitors 15 and 16. In this bandpass filter 4, the transconductances of the transconductance amplifiers 11 and 12 are gm1 and gm2, the capacitances of the capacitors 15 and 16 are C1 and C2, respectively, and the currents flowing through the capacitors 15 and 16 are i1 and io, respectively. Then, the transfer function between the input signal vi applied to the input terminal 17 and the output signal vo output to the output terminal 18 is:
[0005]
(Equation 1)

[0006]
It is represented by Here, S is a Laplace operator, and S = jω. Also, the center frequency fo is
[0007]
(Equation 2)

[0008]
It is represented by
[0009]
Therefore, it is understood that the center frequency fo can be arbitrarily set by changing the transconductances gm1 and gm2.
[0010]
On the other hand, in the data communication as described above, the transmission speed is improved by increasing the speed of the element and the precision of the circuit, and the transmission distance is increased by increasing the sensitivity of the element, and the operating power supply for responding to various power supply voltages. There is a demand for expansion of the voltage range and miniaturization. In order to respond to such a demand, the present applicant has previously proposed Japanese Patent Application Laid-Open No. H11-103236.
[0011]
FIG. 12 is an electric circuit diagram for explaining the prior art. By adjusting the bias current I, the transconductance amplifiers 11 and 12 change the transconductances gm1 and gm2 (hereinafter collectively referred to as gm), and change the peak frequency and the gain as described above. When the bias current I is stabilized, the center frequency fo is stabilized, which can contribute to the expansion of the transmission distance and the like. On the other hand, the bias current I depends on the power supply voltage Vcc, so that the transconductance gm depends on the power supply voltage Vcc. Therefore, in the related art, the bias circuit 21 is configured to include a bandgap current source that does not depend on the power supply voltage Vcc, so that it can support various power supply voltages.
[0012]
That is, a resistor r1, a diode-connected PNP transistor q1, a PNP transistor q2, and a diode-connected NPN transistor q3 are provided between the power supply line 22 of the power supply voltage Vcc and the ground line 23. And a NPN-type transistor paired with the resistor r2, a PNP-type transistor q4 forming a current mirror circuit with the transistor q1, and the transistor q3 between the power supply lines 22 and 23. A series circuit with the transistor q5 is connected, and the base of the transistor q2 is connected between the collectors of the transistors q4 and q5.
[0013]
A resistor r4, a PNP transistor q6 forming a current mirror circuit with the transistor q1, a PNP transistor q7, and a diode-connected NPN transistor q8 are provided between the power supply lines 22 and 23. A series circuit with a resistor r5 is connected, the base of the transistor q7 is connected between the collectors of the transistors q4 and q5, and a current mirror circuit is formed by a transistor q9 and a resistor r6 respectively corresponding to the transistor q8 and the resistor r5. Then, the bias current I of the transconductance amplifiers 11 and 12 is extracted from the collector of the transistor q9.
[0014]
Here, the emitter area ratio of the transistor q1 and the transistor q4 forming the current mirror circuit is equal to each other, and the resistance values of the resistors r1 and r2 are also equal to each other. Therefore, the collector currents Ic of the transistors q1 and q4 are equal to each other.
[0015]
On the other hand, in the transistor q3 and the transistor q5 forming a pair,
VBE3 = VBE5 + VR3 (3) is established. Here, VBE3 and VBE5 are the base-emitter voltages of the transistors q3 and q5, respectively, and VR3 is the voltage drop due to the resistor r3. The emitter area ratio of the transistors q3 and q5 is 1:10. If their thermal voltage VT and the reverse saturation current Is are equal, the current from the emitter of the transistor q5, that is, the current Io flowing through the resistor r3 Is
[0016]
(Equation 3)

[0017]
From
[0018]
(Equation 4)

[0019]
Therefore,
[0020]
(Equation 5)

[0021]
Is obtained.
[0022]
Therefore, in the bias circuit 21, the current Io does not depend on the power supply voltage Vcc, and the current Io is taken out by the transistor q4 and the transistor q6 constituting the current mirror circuit, and the current Io is folded back by the transistors q8 and q9. It is understood that the current I also does not depend on the power supply voltage Vcc.
[0023]
The transistors q2 and q7 are further added to the above-mentioned JP-A-11-103236 in order to make the collector voltage of the transistor q6 equal to the base and collector voltages of the transistor q1. Thus, the configuration is such that the collector voltage of the transistor q6 does not change significantly. In particular, when the PNP transistor is a lateral PNP transistor, since the early voltage described later is low, the change in the collector current due to the change in the collector voltage due to the change in the power supply voltage Vcc increases. Therefore, the transistors q2 and q7 are provided. Have been.
[0024]
[Problems to be solved by the invention]
The above-described conventional technology is an excellent technology in which the dependence of the transconductance gm on the power supply voltage Vcc is greatly reduced by a circuit configuration. However, the applicant of the present application has paid attention to the aspect of the device configuration after the earlier application, and has perceived that it is possible to further cope with the fluctuation of the power supply voltage Vcc. This will be described in detail below.
[0025]
In the bias circuit 21, the potential of the island of the resistor r3, which is a reference of the band gap current source, is set to the power supply voltage Vcc as shown in FIG. FIG. 13 and FIG. 14 are a cross-sectional view and a perspective view for explaining the element configuration of the island of the resistor r3. This resistor r3 is formed by forming an N-type epitaxial layer 32 on a P-substrate 31 and separating it by a P-type isolation 33 to form an N region island. ⁺ It is created by implanting + ions such as ions. And N ⁺ By making the potential applied from the region 34 to the island of the N region higher than the potential of the resistance region 35 and the terminal regions 36 and 37 at both ends thereof, the PN reverse bias acts as a sheet resistance.
[0026]
In order to generate the PN reverse bias, the potential of the island in the N region is normally set to the power supply voltage Vcc which is the highest potential as described above. Here, in the case of the amplifier circuit as shown in FIG. 15, even if the potential of the island of the resistors r11 and r12 is set to the power supply voltage Vcc, the potentials of the terminals at both ends of the resistors r11 and r12 are also changed from the power supply voltage Vcc side. Therefore, the sheet resistance does not change with the fluctuation of the power supply voltage Vcc. However, in the case of the circuit shown in FIG. 12, the potential of the resistance region 35 of the resistor r3 is determined from the ground side, and the voltage of the PN reverse bias changes due to the back gate effect due to the change of the power supply voltage Vcc. As a result, the thickness of the depletion layer between the PN junctions changes, the cross-sectional area of the resistance region 35 changes, and the sheet resistance changes. That is, r3 in Equation 6 changes.
[0027]
In the resistance formed by the ion implantation, the dose of the implanted ions is controlled by the accelerator, so that the resistance value of the resistance formed by diffusion is several Ω / □ to several hundred Ω / □. , A high specific resistance of several hundred Ω / □ to several kΩ / □ can be accurately produced. When the specific resistance is high, the depletion layer spreads due to the back gate effect due to the difference between the potential of the island and the potential of the resistance region 35, and the amount of change in the resistance value increases.
[0028]
Assuming that the emitter area ratio of the transistors q3 and q5 is 1:10 as described above, the reference current Io of the bandgap current source is as shown in the above equation 6, and the rate of change K with respect to the change in the power supply voltage Vcc of the resistor r3 is ,
[0029]
(Equation 6)

[0030]
Then
[0031]
(Equation 7)

[0032]
It can be understood that when the power supply voltage Vcc increases due to the back gate effect, the reference current Io, and thus the bias current I, decreases.
[0033]
On the other hand, when the power supply voltage Vcc increases in the circuit of FIG. 12, the collector-emitter voltage Vce of the transistor q5 increases, and even if the reference current Io is constant, the bias current I increases due to the Early effect. 16 to 19 are diagrams for explaining the Early effect. The Early effect is based on the base current I of the transistor q, as shown in FIGS. _B With V as a parameter _CE −I _C When the characteristics are measured, as shown in FIG. _CE Becomes larger, _C Is a phenomenon that also increases.
[0034]
In FIG. 18, each base current (in FIG. 18, I _B1 ~ I _B4 V at time _CE −I _C Characteristic graph V _CE Extending to the negative side of _C = 0, they intersect each other, and the absolute value of this point _AF Called. Here, in the circuit of FIG. 12, the early voltage Vaf of the transistor q5 is set to 50 V, and the collector current Ic1 is set to 10 μA when the collector-emitter voltage Vce1 is 1 V. Assuming that the power supply voltage Vcc rises by 2V, the collector-emitter voltage Vce2 becomes 3V. At this time, the collector current Ic2 is 10.347 μA when calculated from the following equation using the similarity of a triangle as shown in FIG.
[0035]
(Equation 8)

[0036]
Therefore, for example, when the power supply is changed from 3 V to 5 V and the power supply voltage Vcc increases by 2 V, the collector current Io increases by 3.47%. In the circuit of FIG. 12, a current increase due to the Early effect of the transistor q9 is similarly added.
[0037]
Therefore, if the decrease in the bias current I due to the back gate effect of the sheet resistance and the increase due to the Early effect can completely cancel out the increase in the power supply voltage Vcc, the bias current I becomes constant. Although it is possible to eliminate the dependence of the transconductance gm on the power supply voltage Vcc, it is difficult to eliminate the variation in the sheet resistance value and the variation in the early voltage Vaf.
[0038]
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a transconductance amplifier capable of coping with fluctuations in power supply voltage, a filter circuit including the same, and a receiving device using the filter circuit.
[0039]
[Means for Solving the Problems]
The transconductance amplifier of the present invention is a transconductance amplifier in which transconductance changes according to a bias current from a bias circuit, wherein the bias circuit has a bandgap current source for creating a reference current for the bias current, A back bias voltage control circuit for controlling the potential of the island of the ion implantation resistor in the gap current source is provided.
[0040]
According to the above configuration, when a band gap current source is used as the reference current source in the bias circuit, the bias current is stabilized with respect to a change in the power supply voltage, and the transconductance of the transconductance amplifier can be stabilized. . A back bias voltage control circuit is further provided for the band gap current source to control the potential of the island of the ion implantation resistor.
[0041]
Therefore, by adjusting the back bias voltage corresponding to the back gate effect and the Early effect and adjusting the sheet resistance value of the ion implantation resistor, the rate of change of the reference current with respect to the change of the power supply voltage is adjusted, and the transformer is adjusted. The dependence of the conductance on the power supply voltage can be further reduced.
[0042]
In the transconductance amplifier according to the present invention, the back bias voltage control circuit includes a plurality of stages of voltage dividing resistors, and outputs a divided voltage adjusted by trimming adjustment as a back bias voltage.
[0043]
According to the above configuration, even if the sheet resistance value of the ion implantation resistance varies due to the back gate effect due to the process variation, the sheet resistance value is optimized by trimming adjustment of the voltage dividing resistor of the back bias voltage control circuit. can do.
[0044]
Still further, in the transconductance amplifier of the present invention, the back bias voltage control circuit includes a plurality of stages of voltage dividing resistors, and a transistor switch provided in parallel with the voltage dividing resistors, and the transistor switches are digitally controlled. Thus, an arbitrary back bias voltage is output.
[0045]
According to the above configuration, even if the sheet resistance of the ion implantation resistor varies due to the back gate effect due to the process variation, the sheet resistance is controlled by controlling the transistor switch of the back bias voltage control circuit to obtain the divided voltage. Can be optimized by adjusting
[0046]
Further, a filter circuit of the present invention includes the transconductance amplifier described above.
[0047]
According to the above configuration, it is possible to suppress a change in the cutoff frequency or the center frequency with respect to a change in the power supply voltage.
[0048]
Still further, the filter circuit of the present invention is a filter circuit including the above-described transconductance amplifier, wherein the back bias voltage control circuit is provided outside an integrated circuit constituting the filter circuit, and is connected to a back via a pad. It is characterized in that a bias voltage is applied.
[0049]
According to the above configuration, after the integrated circuit of the filter circuit is created, the back bias voltage adapted to the power supply voltage to be used can be set, and the versatility of the integrated circuit can be expanded.
[0050]
Further, a receiving device of the present invention includes the above-described filter circuit.
[0051]
According to the above configuration, the change in the center frequency with respect to the change in the power supply voltage is small, so that the transmission distance can be increased.
[0052]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
One embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
[0053]
FIG. 1 is an electric circuit diagram of a bias circuit 41 according to one embodiment of the present invention. The bias circuit 41 includes a bandgap current source that does not depend on the power supply voltage Vcc, similarly to the bias circuit 21 described above. That is, a resistor R1, a diode-connected PNP transistor Q1, a PNP transistor Q2, and a diode-connected NPN transistor Q3 are provided between the power supply line 42 of the power supply voltage Vcc and the ground line 43. And an NPN-type transistor paired with the resistor R2, a PNP-type transistor Q4 forming a current mirror circuit with the transistor Q1, and the transistor Q3 between the power supply lines 42 and 43. A series circuit with the transistor Q5 is connected, and the base of the transistor Q2 is connected between the collectors of the transistors Q4 and Q5.
[0054]
A resistor R4, a PNP transistor Q6 forming a current mirror circuit with the transistor Q1, a PNP transistor Q7, and a diode-connected NPN transistor Q8 are provided between the power supply lines 42 and 43. A series circuit with a resistor R5 is connected, the base of the transistor Q7 is connected between the collectors of the transistors Q4 and Q5, and a current mirror circuit is formed by the transistor Q9 and the resistor R6 respectively corresponding to the transistor Q8 and the resistor R5. Then, the bias current I of the transconductance amplifiers 11 and 12 is extracted from the collector of the transistor Q9.
[0055]
Here, the emitter area ratio of the transistors Q1 and Q4 constituting the current mirror circuit is equal to each other, and the resistance values of the resistors R1 and R2 are also equal to each other. If Ic is equal to each other, and if the emitter area ratio of transistors Q3 and Q5 is, for example, 1:10, R3 is replaced with r3, and Equations 6 to 5 are obtained from Equations 3 to 5, and the dependence on power supply voltage Vcc is obtained. It is understood that there is no.
[0056]
The collector current Ic is taken out by a transistor Q6 forming a current mirror circuit together with the transistor Q4, turned around by transistors Q8 and Q9, and outputted as the reference current I. The transistors Q2 and Q7 are provided to make the collector voltage of the transistor Q6 equal to the base voltage and the collector voltage of the transistor Q1, so that the collector voltage of the transistor Q6 does not greatly change with a change in the power supply voltage Vcc. ing. In particular, when the PNP transistors Q1, Q4, and Q6 are lateral PNP transistors, since the above-mentioned Early voltage is low, the change in the collector current due to the change in the collector voltage due to the change in the power supply voltage Vcc is preferable. is there.
[0057]
It should be noted that in the bias circuit 41, the potential of the island of the resistor R3, which is the reference of the band gap current source, is controlled by the back bias voltage control circuit 44 to the power supply voltage Vcc of the transconductance gm of the transconductance amplifiers 11 and 12. Is controlled so as to minimize the dependency on.
[0058]
FIG. 2 is a cross-sectional view for explaining the element configuration of the island of the resistor R3. The element configuration is the same as that of the resistor r3 in FIG. Therefore, an N-type epitaxial layer 52 is formed on the P-substrate 51 and is separated by a P-type isolation 53 to form an N region island. ⁺ It is created by implanting + ions such as ions. And N ⁺ The potential applied from the region 54 to the island of the N region is higher than the potential of the resistance region 55 and the terminal regions 56 and 57 at both ends thereof by the back bias voltage control circuit 44, and is controlled as described below. , PN reverse bias acts as a sheet resistance.
[0059]
When the rate of change K of the resistor R3 with respect to the change of the power supply voltage Vcc is expressed by the above equation 7 with R3 replaced by r3, from the above equation 6, the change of the power supply voltage Vcc with respect to the reference current Io and therefore the bias current I The change is represented by the above equation 8, and in the present invention, as described above, the back bias voltage control circuit 44 adjusts the sheet resistance value of the resistor R3, thereby adjusting the change rate K, and changing the power supply voltage Vcc. The rate of change of the reference current Io with respect to the change of is adjusted.
[0060]
FIG. 3 is an electric circuit diagram showing a configuration example of the back bias voltage control circuit 44. In the example of FIG. 3, voltage dividing resistors R11 to R15 are connected in series between the power supply voltage Vcc and the ground potential, and zener diodes D1 to D3 are provided in parallel with respect to the voltage dividing resistors R12 to R14. The back bias voltage V is applied between the resistors R14 and R15. _BIAS Is output. This back bias voltage V _BIAS Initial value V _BIAS1 Is
[0061]
(Equation 9)

[0062]
For example, when trimming between the terminals TRM1 and TRM2, the voltage dividing resistor R12 is short-circuited, and the back bias voltage V _BIAS2 Is
[0063]
(Equation 10)

[0064]
It becomes.
[0065]
Therefore, V _BIAS Assuming that the rate of change of the resistance value of the resistor R3 with respect to the change of the power supply voltage Vcc at = Vcc is Ko, the rate of change K after trimming is:
[0066]
(Equation 11)

[0067]
From
[0068]
(Equation 12)

[0069]
Can be changed within the range.
[0070]
From Equations 10 to 13 above,
V _BIAS = K · Vcc (14), and the rate of change K is, as shown in FIG. 4, the back bias voltage V with respect to the change in the power supply voltage Vcc. _BIAS Is selected to be the optimum slope. The adjustment accuracy of the change rate K, that is, the type of inclination in FIG. 4 can be adjusted by the number of stages of the voltage dividing resistor. By appropriately adjusting this slope in accordance with the back gate effect and the Early effect, the power supply voltage Vcc of the transconductance gm of the transconductance amplifiers 11 and 12 is focused on the element configuration as described above. Can be minimized.
[0071]
Even if the sheet resistance value of the ion implantation resistor R3 varies due to the back gate effect due to the process variation, the sheet resistance value is optimized by trimming the voltage dividing resistors R12 to R14 of the back bias voltage control circuit 44. be able to.
[0072]
In the remaining resistors R1, R2, R4 to R6, the potentials of the resistors R1, R2, R4 in the resistance region are determined from the power supply voltage Vcc side, as in FIG. 15, and even if the power supply voltage Vcc changes. It is not affected by the back gate effect. On the other hand, the resistances of the resistors R5 and R6 are affected by the back gate effect since the potential of the resistance region is determined from the ground side. However, if the resistances R5 and R6 are equal to each other due to the current mirror circuit constituted by the transistors Q8 and Q9, the back gate effect has almost no effect.
[0073]
If the resistances R5 and R6 are equal to each other, there is no problem if these resistances R5 and R6, which are ion-implanted resistances, are placed in the same island as the resistance R3, but the absolute value of the resistance is a problem. In such a case, it is desirable to put the resistor R3 in another island.
[0074]
FIG. 5 is an electric circuit diagram showing a configuration example of the transconductance amplifiers 11 and 12. Each of the transconductance amplifiers 11 and 12 generally includes a reference current circuit 61, a first-stage differential input circuit 62, and a second-stage differential input circuit 63.
[0075]
The reference current circuit 61 includes a series circuit including a resistor R21, a diode-connected PNP transistor Q11 and the bias circuit 41, between a power supply line 64 of a high level Vcc and a power supply line 65 of a ground potential. A series circuit including a resistor R22 equal to R21, a transistor Q12 forming a current mirror circuit with the transistor Q11 and a diode-connected NPN transistor Q13, a resistor R23 equal to the resistor R21, a transistor Q11 and a current mirror circuit. The transistor Q14 and a series circuit including a diode-connected NPN transistor Q15 are connected in parallel with each other. The constant currents IA and IB are generated from the reference current I by the bias circuit 41 based on the emitter area ratios of the transistors Q11, Q12 and Q14, and are output from the transistors Q13 and Q15 to the differential input circuits 62 and 63, respectively. .
[0076]
The differential input circuit 62 is supplied with input signals ΔVin + Vref, Vref to the input terminals N1, N2, respectively, and relates to NPN transistors Q21, Q22 forming a differential pair and the transistors Q21, Q22. The load diodes D11 and D12 provided in common and the load diode D13 provided in common; a resistor RE interposed between the emitters of the transistors Q21 and Q22; a current mirror circuit comprising the transistor Q13; Transistors Q23 and Q24 for supplying the constant current IA to the emitters of Q21 and Q22, respectively.
[0077]
The differential input circuit 63 receives the outputs of the transistors Q21 and Q22, respectively, and forms a current mirror circuit with the NPN transistors Q31 and Q32 forming a differential pair and the transistor Q15. A transistor Q33 for supplying the constant current IB commonly to the emitters of the transistors, an output transistor Q34, Q35, Q36 and resistors R31, R32 provided on the transistor Q32 side; A transistor Q37 for supplying a constant current IB / 2 to the collector of the transistor Q36 for outputting the current Iout to the terminal 66.
[0078]
When a differential input with a small potential difference ΔVin is applied to the input terminals N1 and N2, current changes ΔI1 and ΔI2 flowing through the diodes D1 and D2 are
[0079]
(Equation 13)

[0080]
[Equation 14]

[0081]
Can be represented by Here, VT is the thermal voltage of the transistors Q21 and Q22. The changes ΔV1 and ΔV2 of the cathode voltages of the diodes D11 and D12, and therefore the base voltages of the transistors Q31 and Q32, are as follows.
[0082]
[Equation 15]

[0083]
(Equation 16)

[0084]
It becomes. Therefore, the change ΔI3 in the collector current of the transistor Q32 is
[0085]
[Equation 17]

[0086]
It becomes.
[0087]
Therefore, by setting R31 = R32 and Q34 = Q35,
[0088]
(Equation 18)

[0089]
Is obtained, and the transconductance gm is obtained from the following equation.
[0090]
[Equation 19]

[0091]
Here, by making the temperature coefficient of the emitter-to-emitter resistance RE equal to the temperature coefficient of the thermal voltage VT of the transistors Q3 and Q5, the temperature coefficient of the gain of the transconductance gm of the transconductance amplifiers 11 and 12 decreases.
[0092]
As described in detail above, the dependence of the transconductance gm on the power supply voltage Vcc is further reduced, the center frequency fo of the bandpass filter 4 is stabilized at a desired value, and the transmission distance in data communication is extended. And the operating power supply voltage range can be expanded.
[0093]
Another embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
[0094]
FIG. 6 is an electric circuit diagram of a back bias voltage control circuit 44a according to another embodiment of the present invention. The back bias voltage V is applied from the voltage dividing resistors R11 to R15 and the voltage dividing resistors R14 and R15 connected in series. _BIAS Is output in the same manner as in the back bias voltage control circuit 44 of FIG. 3 described above. In this back bias voltage control circuit 44a, fuses Z1 to Z3 are provided in parallel with respect to the voltage dividing resistors R12 to R14. Fuse Z1 between terminals TRM1 and TRM2 is trimmed by metal fusing.
[0095]
In the back bias voltage control circuit 44b of FIG. 7, similarly to the above-described back bias voltage control circuit 44a, although the fuses Z1 to Z3 are provided in parallel with respect to the voltage dividing resistors R12 to R14, the terminals TRM1 to TRM4 are not provided. It is not provided and is trimmed by laser trimming. Further, in the back bias voltage control circuit 44c of FIG. 8, transistor switches M1 to M3 are provided in parallel with the voltage dividing resistors R12 to R14, and their gates G1 to G3 are controlled by digital signals. Also in this case, the back bias voltage V _BIAS Can be adjusted to the rate of change K at which the change of.
[0096]
The bandpass filter 4 is composed of the transconductance amplifiers 11 and 12 having the back bias voltage control circuits 44, 44a, 44b and 44c, thereby suppressing a change in the center frequency fo with respect to a change in the power supply voltage Vcc. be able to.
[0097]
Another embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
[0098]
FIG. 9 is an electric circuit diagram of a bias circuit 71 according to still another embodiment of the present invention. The bias circuit 71 is similar to the above-described bias circuit 41, and corresponding portions are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted. In the bias circuit 71, the back bias voltage V _BIAS Is provided via a pad 73 from an external power supply 72 of an integrated circuit that includes the transconductance gm of the transconductance amplifiers 11 and 12 and the bias circuit 71 and configures the bandpass filter 4. Therefore, after the integrated circuit is produced, the back bias voltage V adapted to the power supply voltage Vcc to be used is _BIAS Can be set, and the versatility of the integrated circuit can be expanded.
[0099]
Further, by forming the receiver 1 with the above-described bandpass filter 4 mounted thereon, the transmission distance can be increased.
[0100]
【The invention's effect】
As described above, in the transconductance amplifier in which the transconductance changes according to the bias current from the bias circuit, the transconductance amplifier of the present invention is configured to generate the reference current of the bias current in the bias circuit. The potential of the island of the injection resistor is controlled by the back bias voltage control circuit.
[0101]
Therefore, the back bias voltage is adjusted in response to the back gate effect and the Early effect, and the sheet resistance of the ion implantation resistor is adjusted to adjust the rate of change of the reference current with respect to a change in the power supply voltage, The dependence of the transconductance on the power supply voltage can be further reduced.
[0102]
Further, in the transconductance amplifier of the present invention, as described above, the back bias voltage control circuit includes a plurality of stages of voltage dividing resistors, and outputs the divided voltage adjusted by trimming adjustment as a back bias voltage.
[0103]
Therefore, even if the sheet resistance value of the ion implantation resistance varies due to the back gate effect due to the process variation, the sheet resistance value can be optimized by trimming adjustment of the voltage dividing resistance of the back bias voltage control circuit. .
[0104]
Further, as described above, the transconductance amplifier of the present invention is configured such that the back bias voltage control circuit is constituted by a plurality of stages of voltage dividing resistors and transistor switches provided in parallel with the voltage dividing resistors, and the transistor switches are digitally connected. An arbitrary back bias voltage is output by controlling.
[0105]
Therefore, even if the sheet resistance of the ion-implanted resistor varies due to the back gate effect due to process variation, the sheet resistance is adjusted by controlling the transistor switch of the back bias voltage control circuit to adjust the divided voltage. Can be optimized by
[0106]
Further, the filter circuit of the present invention includes the transconductance amplifier as described above.
[0107]
Therefore, it is possible to suppress a change in the cutoff frequency or the center frequency with respect to a change in the power supply voltage.
[0108]
Furthermore, as described above, the filter circuit of the present invention includes the transconductance amplifier described above, and the back bias voltage control circuit is provided outside the integrated circuit of the filter circuit, and controls the back bias voltage via a pad. give.
[0109]
Therefore, after the integrated circuit of the filter circuit is created, the back bias voltage suitable for the power supply voltage to be used can be set, and the versatility of the integrated circuit can be expanded.
[0110]
Further, the receiving device of the present invention is equipped with the above filter circuit as described above.
[0111]
Therefore, since the change in the center frequency with respect to the change in the power supply voltage is small, the transmission distance can be increased.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electric circuit diagram of a bias circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a cross-sectional view for explaining an element configuration of an island of a resistor R3 in the bias circuit shown in FIG.
FIG. 3 is an electric circuit diagram showing one configuration example of a back bias voltage control circuit in FIG. 1;
FIG. 4 is a graph for explaining a change rate of a resistance value of the resistor R3 for obtaining a back bias voltage corresponding to a change in a power supply voltage.
FIG. 5 is an electric circuit diagram showing a configuration example of a transconductance amplifier.
FIG. 6 is an electric circuit diagram of a back bias voltage control circuit according to another embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an electric circuit diagram of a back bias voltage control circuit according to another embodiment of the present invention.
FIG. 8 is an electric circuit diagram of a back bias voltage control circuit according to another embodiment of the present invention.
FIG. 9 is an electric circuit diagram of a bias circuit according to still another embodiment of the present invention.
FIG. 10 is an equivalent circuit block diagram showing an electrical configuration of a receiver of a general infrared remote controller.
11 is a block diagram showing a schematic configuration of a general band-pass filter used in the receiver of the infrared remote controller shown in FIG.
FIG. 12 is an electric circuit diagram of a conventional bias circuit.
13 is a cross-sectional view for explaining an element configuration of an island of a resistor r3 in the bias circuit shown in FIG.
FIG. 14 is a perspective view for explaining an element configuration of an island of a resistor r3 in the bias circuit shown in FIG.
FIG. 15 is an electric circuit diagram showing an example of a band gap current source.
FIG. 16 is an electric circuit diagram for explaining a method for measuring the Early effect.
FIG. 17 is an electric circuit diagram for explaining a method for measuring the Early effect.
FIG. 18 is a graph for explaining the Early effect.
FIG. 19 is a graph for explaining how to obtain a collector current when the power supply voltage fluctuates due to the Early effect.
[Explanation of symbols]
1 receiver
2 Light receiving element
3 Amplifier
4 Bandpass filter
5 Peak hold circuit
6 Comparator
7 Integrating circuit
8 Hysteresis comparator
11,12 Transconductance amplifier
13, 14 buffers
15,16 capacitors
41, 71 bias circuit
44, 44a, 44b, 44c Back bias voltage control circuit
51P substrate
52 N-type Epitaxial Layer
53 P-type isolation
54 N ⁺ region
55 Resistance area
56, 57 terminal area
61 Reference current circuit
62,63 differential input circuit
72 External power supply
73 pads
D1 to D3 Zener diode
G1 to G3 gate
M1-M3 transistor switch
Q1 to Q9; Q11 to Q15; Q21 to Q24; Q31 to Q37 transistors
R1 to R6; R21 to R23; R31, R32 Resistance
R11 to R15 Voltage dividing resistor
TRM1 to TRM4 terminals
Z1 to Z3 fuse

Claims (6)

In a transconductance amplifier in which transconductance changes according to a bias current from a bias circuit,
The bias circuit has a band gap current source that creates a reference current for the bias current,
A transconductance amplifier comprising a back bias voltage control circuit for controlling a potential of an island of an ion implantation resistor in the band gap current source. 2. The transconductance amplifier according to claim 1, wherein the back bias voltage control circuit includes a plurality of stages of voltage dividing resistors, and outputs a divided voltage adjusted by trimming adjustment as a back bias voltage. The back bias voltage control circuit includes a plurality of stages of voltage-dividing resistors, and a transistor switch provided in parallel with the voltage-dividing resistors, and outputs an arbitrary back bias voltage by digitally controlling the transistor switches. The transconductance amplifier according to claim 1, wherein: A filter circuit comprising the transconductance amplifier according to claim 1. 2. A filter circuit comprising the transconductance amplifier according to claim 1, wherein the back bias voltage control circuit is provided outside an integrated circuit constituting the filter circuit, and applies a back bias voltage via a pad. Characteristic filter circuit. A receiving apparatus comprising the filter circuit according to claim 4.

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