JP3599704B2 - 符号分割多重接続通信システムのチャネル符号化／多重化装置及び方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は移動通信システムのチャネル通信装置及び方法に関するもので、特に、マルチトランスポートチャネルフレームをマルチ物理チャネルフレームに変換するチャネル符号化／多重化装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般的に符号分割多重接続（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：以下、ＣＤＭＡ）方式の移動通信システムは、音声サービスを主に提供する従来の移動通信システムから、音声データのみならず高速データの伝送が可能なＩＭＴ−２０００規格に発展することに至った。前記ＩＭＴ−２０００規格では高品質の音声、動画像、インタネット検索などのサービスが可能である。前記ＣＤＭＡ移動通信システムにおいて、移動局と基地局間に存在する通信線路は、基地局から端末機に向ける順方向リンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ）と、反対に端末機から基地局に向ける逆方向リンク（Ｕｐｌｉｎｋ）に大別される。
【０００３】
前記のようなＣＤＭＡ通信システムは多様な通信サービスを遂行すべきである。即ち、音声通信とデータ通信機能を同時に遂行すべきである。しかし、前記のような多様なサービスを同時に遂行するための細部的な事項が具体的に決定されなかった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の目的は、符号分割多重接続通信システムのチャネル送信装置で、トランスポートチャネルのデータフレームを複数のラジオフレームに分割することができるチャネル符号化／多重化装置及び方法を提供することにある。
【０００５】
本発明の他の目的は、符号分割多重接続通信システムのチャネル送信装置で、複数のトランスポートチャネルのデータフレームをそれぞれラジオフレームに分割した後、前記分割されたラジオフレームをラジオフレームの伝送時間間隔（ＴＴＩ）ごとに順次的に多重化して直列データフレームに変換することができるチャネル符号化／多重化装置及び方法を提供することにある。
【０００６】
本発明のさらに他の目的は、符号分割多重接続通信システムのチャネル送信装置で、複数のトランスポートチャネルのデータフレームをそれぞれラジオフレームに分割した後、前記分割されたラジオフレームをラジオフレームの伝送時間間隔ごとに順次的に多重化して直列データフレームに変換し、前記直列データフレームを複数の物理チャネルフレームに分割した後、複数の物理チャネルに伝送することができるチャネル符号化／多重化装置及び方法を提供することにある。
【０００７】
本発明のさらに他の目的は、符号分割多重接続通信システムのチャネル送信装置で、トランスポートチャネルのデータフレームをラジオフレームに分割する時、補正ビット（ｆｉｌｌｅｒ ｂｉｔｓ）を挿入して分割することができるチャネル符号化／多重化装置及び方法を提供することにある。
【０００８】
本発明のさらに他の目的は、符号分割多重接続通信システムのチャネル受信装置で、受信された物理ラジオフレームを逆多重化して複数のラジオフレームに変換し、前記ラジオフレームをトランスポートチャネルフレームに組み立てることができるチャネル符号化／多重化装置及び方法を提供することにある。
【０００９】
本発明のさらに他の目的は、符号分割多重接続通信システムのチャネル受信装置で、マルチコード物理チャネルを通じて受信されるデータフレームを組み立てて直列データフレームに変換した後、各トランスポートチャネルのラジオフレームに逆多重化することができるチャネル符号化／多重化装置及び方法を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために本発明のＣＤＭＡ通信システムのチャネル符号化／多重化装置及び方法は、トランスポートチャネル及び多重化器と同一な数のラジオフレーム整合器を有する。各ラジオフレーム整合器はラジオフレーム分割器を有し、他のトランスポートチャネルフレームの伝送時間間隔とは異なる伝送時間間隔を有することができるトランスポートチャネルフレームを分割してラジオフレームに変換し、前記多重化器は前記ラジオフレームを多重化して直列データフレームに出力する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、添付図を参照して本発明の望ましい一実施形態を詳細に説明する。下記の発明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知機能または構成に関する具体的な説明は省略する。
【００１２】
本発明は符号分割多重接続通信システムのチャネル通信装置で、チャネル符号化及び多重化のためのラジオフレーム生成、多重化及び物理チャネルフレーム形成（Ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ、ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）の細部動作を定義する。即ち、本発明は３ＧＰＰ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ａｎｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｃｏｄｉｎｇ、ＴＳ２５．２１２ ｖｅｒｓｉｏｎ１．０．０ １９９９．０５．０５で具体的に定義及び記述されないラジオフレーム分割、分割されたラジオフレームの多重化及び多重化されたラジオフレームを物理チャネルに分割（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ、ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）するビット単位細部動作を定義する。前記３ＧＰＰ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ａｎｄ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｃｏｄｉｎｇ、ＴＳ２５．２１２ ｖｅｒｓｉｏｎ １．０．０ １９９９．０５．０５は参照文献として３ＧＰＰ Ｏｒｇａｎｉｚａｔｉｏｎａｌ Ｐａｒｔｎｅｒｓにより公開された。
【００１３】
本発明を説明する前に、本発明で使用される用語を定義する。“トランスポートチャネルフレーム”または“入力データフレーム”は、チャネル符号化器からラジオフレーム整合器に入力されるデータフレームを意味し“ラジオフレーム”は、入力トランスポートチャネルフレームを分割することにより形成されるデータフレームであり、前記ラジオフレームの大きさは前記入力トランスポートチャネルフレームのＴＴＩの機能である。前記ラジオフレームＴＴＩは後述する。また、トランスポートチャネルフレームはそれぞれ異なる伝送時間間隔（ＴＴＩ）及びデータ伝送率を有することができる。
【００１４】
下記説明でラジオフレームの伝送時間間隔、ラジオフレームの補正ビット挿入位置などのような特性詳細が本発明のより全般的な理解のため示されている。これら特定詳細なし、またこれらの変更により本発明が容易に実施できるのはこの技術分野で通常の知識を有した者であれば容易に理解できるだろう。
【００１５】
以下の説明は、本発明の実施形態による第１インタリーバから第２インタリーバを含む３ＧＰＰ逆方向リンク／順方向リンクのチャネル符号化及び多重化（Ｕｐｌｉｎｋ ＆ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ＆ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）装置の構造及び動作過程を示したものである。
【００１６】
図１は本発明の実施形態による逆方向リンク（ｕｐｌｉｎｋ）のチャネル送信装置の構成を示す図である。そして図２は本発明の実施形態による順方向リンク（ｄｏｗｎｌｉｎｋ）のチャネル送信装置の構成を示す図である。前記のようなチャネル送信装置から送信される情報を受信する装置は、前記送信装置のような構造の逆構造を有する。また図３は前記図１及び図２のようなチャネル送信器の動作を説明するための図である。
【００１７】
本発明の実施形態で、少なくとも２個のトランスポートチャネルを通じて受信されるデータフレームは、それぞれ異なる伝送時間周期及びデータ伝送率を有することができる。前記のようなトランスポートチャネルのデータフレームを受信するラジオフレーム整合器１０１〜１０Ｎは、それぞれ対応されるトランスポートチャネルフレームをラジオフレームの伝送時間間隔に伝送されるデータの大きさに分割した後に順次的に出力する。ここで前記ラジオフレーム整合器１０１〜１０Ｎのそれぞれは、フェージング（ｆａｄｉｎｇ）を補償するためのインタリーバと、インタリービングされたトランスポートチャネルのデータフレームをラジオフレーム時間に伝送するデータ大きさに分割するラジオフレーム分割器と、物理チャネルのフレームに会うように前記分割されたラジオフレーム時間に分割されたデータを穿孔及び反復してレートを調整するレート整合器とを含む。ここで前記ラジオフレーム整合器１０１〜１０Ｎはそれぞれ入力されるトランスポートチャネルのデータフレームをラジオフレーム時間に伝送するデータ大きさに分割する時、前記トランスポートチャネルフレームのビット数がラジオフレームに伝送されたデータの大きさの整数倍でない場合がある。このような場合、前記入力されたトランスポートチャネルフレームに補正ビット（ｆｉｌｌｅｒ ｂｉｔ）を挿入するようになるが、本発明の実施形態では前記ラジオフレーム分割器でこれを遂行する例を挙げて説明する。
【００１８】
前記ラジオフレーム整合器１０１〜１０Ｎから出力されるラジオフレームは多重化器２００に伝達され、前記多重化器２００は前記ラジオフレーム整合器１０１〜１０Ｎでそれぞれ順次的に出力されるラジオフレームを順次的に多重化して直列データフレームに変換出力する。
【００１９】
以後、前記変換された直列データストリームは物理チャネル分割器３００に伝達され、前記物理チャネル分割器３００は少なくとも２個のマルチコードを使用する物理チャネルを通じて前記直列データフレームを伝送することができるように、前記直列データストリームを前記物理チャネルの数に対応される大きさに分割した後、各物理チャネルに伝達する。
【００２０】
単一コードを伝送する場合には、物理チャネル分割器３００は直列データストリームを分割する必要はなく、物理チャネルを通じて直列データフレームを伝送する。
【００２１】
前記図１及び図３を参照すると、参照番号１００はチャネル符号化及び多重化チェーン（ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ＆ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｃｈａｉｎｓ）として、相異なるサービス品質（ＱｏＳ：Ｑｕａｌｉｔｙ ｏｆ Ｓｅｒｖｉｃｅ）を有することができるＮ個の符号化データを並列入力するラジオフレーム整合器１０１〜１０Ｎを有する。即ち、前記ラジオフレーム整合器１０１〜１０Ｎに入力されるデータストリーム（ｄａｔａ ｓｔｒｅａｍ ｆｒｏｍ ＭＡＣ ａｎｄ ｈｉｇｈｅｒ ｌａｙｅｒｓ：Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ ｂｌｏｃｋ／Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ ｂｌｏｃｋ ｓｅｔ）はそれぞれ異なるＱｏＳを有することができる。特に、前記トランスポートチャネルフレーム（ｔｒａｎｓｐｏｒｔ ｃｈａｎｎｅｌ ｆｒａｍｅｓ）はそれぞれ異なるデータ伝送率（ｄａｔａ ｒａｔｅ）及びフレーム時間周期（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｔｉｍｅ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ＴＴＩ）を有することができ、前記ラジオフレーム整合器はそれぞれ対応されるチャネル符号化器から出力されるフレームデータを受信する。この時、前記それぞれの符号化器から出力されるフレームデータは同一なＱｏＳを有するデータになり、従って前記Ｎ個のラジオフレーム整合器１０１〜１０Ｎはそれぞれ異なるＱｏＳを有するデータを受信することができるが、各ラジオフレーム整合器に入力されるデータは同一なＱｏＳを有するフレームデータである。
【００２２】
前記それぞれのラジオフレーム整合器１０１〜１０Ｎは、それぞれ対応されるチャネル符号化器から出力される符号化されたフレームデータを受信する。ここで前記符号化器から出力されるシンボルデータはそれぞれ対応されるＱｏＳに従って異なるフレーム大きさ（ｓｉｚｅ）及びフレーム伝送周期を有する。前記ＱｏＳは音声、データ、映像などにより決定される。従って、前記ＱｏＳにより通信されるフレームデータの伝送率（ｄａｔａ ｒａｔｅ）及び伝送時間周期（ＴＴＩ）を相異なるように設定することができる。本発明の実施形態では前記フレームの伝送時間周期（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｔｉｍｅ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ＴＴＩ）が１０ｍｓｅｃ、２０ｍｓｅｃ、４０ｍｓｅｃ及び８０ｍｓｅｃフレームと仮定する。前記のように受信される符号化されたデータはそれぞれサービスの種類に従って異なる伝送率及び伝送時間周期ＴＴＩを有することができる。即ち、各チャネルのフレームは固有のＴＴＩ及びデータ伝送率を有する。従って、一つのチャネルデータを伝送する場合には、一つのチャネル符号化器から生成される符号化されたデータを処理し、少なくとも二つのチャネルデータを伝送する場合には、前記チャネルにそれぞれ対応されるチャネル符号化器から生成される符号化されたデータを処理するようになる。
【００２３】
すると、それぞれの第１インタリーバ１１１〜１１Ｎは、それぞれ対応されるチャネル符号化器から出力されるトランスポートチャネルフレームを受信して１次インタリービングする。この時、前記チャネル符号化器からそれぞれ出力される各チャネルのフレームはそれぞれ異なるＴＴＩ及び伝送率を有することができる。
【００２４】
図１に示したように、ラジオフレームをＲＦに示す。ｉがトランスポートチャネルであり、ｊは与えられたトランスポートチャネルに対するラジオフレームインデックスであることをＲＦ_{ｉ 、 ｊ}に示す。ＲＦ_ｉはｉ番目トランスポートチャネルのすべてのラジオフレームを意味する（例えば、ＲＦ_１，２は１番目トランスポートチャネルの２番目ラジオフレームを意味し、ＲＦ_１は１番目トランスポートチャネルのすべてのラジオフレームを意味する）。ラジオフレーム分割器１２１〜１２Ｎはそれぞれ対応される第１インタリーバ１１１〜１１Ｎから出力されるデータフレームＬＦ_１〜ＬＦ_Ｎを図３の３０１のようにラジオフレーム伝送時間間隔に伝送されるデータの大きさＲＦ_１〜ＲＦ_Ｎに分割した後、ラジオフレーム伝送時間間隔で分割された手順に従って順次的に出力する。本発明の実施形態で、Ｔ_ｉはトランスポートチャネルｉのラジオフレームの数を意味する。ここでｉはトランスポートチャネルインデックスである（例えば、Ｔ_１は前記１番目トランスポートチャネルのラジオフレームの数と同一である）。前記トランスポートチャネルフレームＬＦ_１〜ＬＦ_Ｎは各チャネル別に異なるＴＴＩ及び伝送率を有することができる。本発明の実施形態で前記ラジオフレームの伝送時間間隔は１０ｍｓに仮定し、従って前記ラジオフレームＲＦ_１〜ＲＦ_Ｎは１０ｍｓ時間区間で伝送されるラジオフレームになる。このような場合、前記８０ｍｓのＴＴＩを有するトランスポートチャネルフレームを受信するラジオフレーム整合器は、前記８０ｍｓのデータフレームが入力されるビット手順に８個のラジオフレームに分割し、ラジオフレームの伝送時間間隔である１０ｍｓごとに前記分割されたラジオフレームを順次的に出力する。また４０ｍｓのＴＴＩを有するトランスポートチャネルフレームを受信するラジオフレーム整合器は、前記４０ｍｓのデータフレームを入力されるビット手順に４個のラジオフレームに分割した後、１０ｍｓごとに前記４個のラジオフレームを順次的に出力する。前記のような方法に２０ｍｓのＴＴＩを有するトランスポートチャネルフレームも２個のラジオフレームに分割され出力される。そして前記１０ｍｓのデータフレームはラジオフレームの伝送時間間隔（ＴＴＩ）を有するので分割動作なしそのまま出力される。
【００２５】
この時、前記トランスポートチャネルフレームは前記ラジオフレームの大きさの整数倍でないことがある。このような場合、前記入力されるデータフレームに補正ビットを挿入して前記ラジオフレームのビット数の整数倍に補正することが望ましい。即ち、入力されるトランスポートチャネルフレームの全体大きさＬ_ｉと変数Ｔ_ｉの比であるＬ_ｉ／Ｔ_ｉが整数でない場合には、これを補充するために補正ビット（ｆｉｌｌｅｒ ｂｉｔ）を使用する。即ち、補正ビットを使用して伝送周期間に常に一定なラジオフレーム大きさが維持されるようにラジオフレーム分割生成器の前段階でこれを前処理（ｐｒｅ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）する。前記のようにトランスポートチャネルフレーム内でラジオフレームを一定な大きさに維持することにより、全体データフレームの伝送制御が簡単になる。トランスポットチャネルフレームの伝送時間間隔が最大８０ｍｓｅｃである時、最大７個の補正ビットを使用することができる。従って、このような補正ビットの追加による全体データフレームレートの増加のため発生する伝送効率の低下は、一般的にほぼ無視できる程度である。具体的な内容は次のビット処理過程でもっと詳細に説明する。また、この時、それぞれのラジオフレーム分割器１２１〜１２Ｎはそれぞれ入力されたトランスポートチャネルフレームをラジオフレーム伝送時間間隔である１０ｍｓｅｃ単位に順次的に出力する機能を遂行する。前記ラジオフレーム分割器１２１〜１２Ｎから出力される図３の３０２のような大きさがＲＦ_１〜ＲＦ_Ｎであるラジオフレームは、それぞれ対応されるレート整合器１３１〜１３Ｎに印加され伝送率が調整され、この時、伝送率が調整されたデータフレームは大きさがそれぞれＫＦ_１〜ＫＦ_Ｎになる。ここで、Ｋ_ｉはＫＦ_ｉフレームそれぞれの大きさを意味する。
【００２６】
従って、前記のようなラジオフレーム整合器１０１〜１０Ｎは、並列入力されるトランスポートチャネルフレーム中で、それぞれ対応されるトランスポートチャネルフレームを入力し、前記それぞれ入力されるトランスポートチャネルフレームの大きさを確認し、これをラジオフレーム伝送時間間隔に伝送されるデータ大きさ（ラジオフレーム）に分割し、前記分割されたラジオフレームをラジオフレームの伝送時間間隔時点で並列出力する。すると前記レート整合器１３１〜１３Ｎから出力されるデータフレームＫＦ_１〜ＫＦ_Ｎは多重化器２００に印加され、前記多重化器２００は前記フレームＫＦ_１〜ＫＦ_Ｎを直列データフレームに多重化して図３の３０３のように大きさがＰである多重化フレームを生成する。この時、前記多重化器２００は前記大きさがＫＦ_１〜ＫＦ_Ｎであるフレームを順次的に多重化することができ、このような場合、前記多重化フレームの大きさがＰ＝Ｋ_１＋Ｋ_２＋．．．＋Ｋ_Ｎになることができる。従って、前記多重化器２００は、先ず前記トランスポートチャネルの数Ｎを設定し、ラジオフレームの伝送時間間隔（１０ｍｓ）ごとに前記ラジオフレーム整合器１０１〜１０Ｎから並列出力されるラジオフレームを並列入力した後、順次的に多重化して直列データフレームに出力する。即ち、前記多重化器２００は１０ｍｓ間隔に図３の３０３のような直列データフレームを出力する。
【００２７】
前記多重化フレームＰを入力する物理チャネル分割器３００は、前記大きさがＰである多重化された直列データフレームを使用可能な物理チャネルの数Ｍに分割して図３の３０４のような物理チャネルフレームを生成し、これを各チャネル送信器の第２インタリーバ４０１〜４０Ｎに伝達する。この時、前記第２インタリーバ４０１〜４０Ｎにそれぞれ伝達される物理チャネルフレームはＰ／Ｍの大きさを有する。ここで前記物理チャネルはマルチコードを使用することができる。そのため、前記物理チャネル分割器３００は使用可能な物理チャネルの数Ｍを設定し、前記設定された物理チャネルの数に前記多重化された直列データフレームのビットを分割した後、対応される物理チャネルに割り当てる。ここで前記分割方法は同一なデータ伝送率を有する一つ以上の物理チャネルのラジオフレーム単位にビットを分割することができ、また相異なるデータ伝送率を有する一つ以上の物理チャネルのラジオフレーム単位にビットを分割することができる。
【００２８】
前記図１のような逆方向リンクのチャネル送信装置から出力されるラジオフレームを受信する逆方向リンクのチャネル受信装置は、前記逆方向リンクのチャネル送信装置の逆過程を遂行する。前記逆方向リンクのチャネル受信装置は後述する図４で説明する。
【００２９】
前記図１で各構成部分に対する詳細動作は図３に示されている。
【００３０】
前記図３を参照すると、参照符号３０１はラジオフレーム分割器１２１〜１２Ｎが第１インタリーバ１１１〜１１Ｎから並列伝達されるそれぞれのトランスポートチャネルフレームをラジオフレームの伝送時間間隔に伝送されるラジオフレームに分割することを示す。ここで、もしＬ_ｉ／Ｔ_ｉが整数でない場合、前記ラジオフレーム分割器は前記伝達されたトランスポートチャネルフレームのビット数Ｌ_ｉが前記Ｔ_ｉの整数倍になるように補正ビットを追加する。示したのように、このように追加された補正ビットは分割されたラジオフレーム中、最終のフレームから順次的に追加することが望ましい。
【００３１】
図３の３０１はラジオフレームに補正ビットを追加する手順を示す。前記手順は下記部分で詳細に説明される。本発明の実施形態では各ラジオフレームに補正ビットを一つずつ追加することを例に挙げており、ここで前記補正ビットは‘０’、または‘１’を任意に選択することができる。図３の３０２は前記のように分割されたラジオフレームが伝送率に従ってレート整合されることをしめす。図３の３０３は前記レート整合された大きさがＫ_ｉ（ｉ＝１、２、…Ｎ）であるＮ個のラジオフレームが多重化器２００により多重化され大きさがＰである一つの多重化フレームを形成して物理チャネル分割器（Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）３００に伝達されることを示す。また前記図３の３０４は、前記物理チャネルフレーム生成器が前記大きさのＰである多重化フレームを受信して、これを物理チャネル個数（Ｍ）に分けて対応される物理チャネルに並列に出力することを示す。
【００３２】
図２は本発明の実施形態による順方向リンクのチャネル符号化及び多重化（ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ＆ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）のためのチャネル送信装置のラジオフレーム整合器１５１〜１５Ｎから第２インタリーバ８００までの構造を示す図である。
【００３３】
前記順方向リンク（ＤｏｗｎＬｉｎｋ）である場合も、多重化器６００の入力をラジオフレーム分割器（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）１７１〜１７Ｎで受ける点のみ除外すると、前記図１及び図３に示された方式のように逆方向リンクのチャネル送信装置と同一な動作過程を遂行する。即ち、前記図２のような順方向リンクのチャネル送信装置は、レート整合器（ｒａｔｅ ｍａｔｃｈｉｎｇ）が前記第１インタリーバ（ｆｉｒｓｔ ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）１５１〜１５Ｎの以前に存在するので示されていない。
【００３４】
順方向リンクのチャネル受信装置も前記逆方向リンクのチャネル受信装置でレートデマッチング（Ｒａｔｅ ｄｅｍａｔｃｈｉｎｇ）が遂行されないことを除外すると、同一な過程を遂行する。
【００３５】
前記図１及び図２のような構成を有する本発明の実施形態によるチャネル送信装置でラジオフレーム分割器、多重化器及び物理チャネル分割器を中心に説明する。また、ここで説明の便利のため逆方向リンクのチャネル送信装置を中心に説明する、従ってラジオフレーム分割器の参照符号は１２１〜１２Ｎに表記し、多重化器は２００に、物理チャネル分割器は３００に表記する。
【００３６】
＜補正ビットを使用するラジオフレーム分割器＞
逆方向リンク（Ｕｐｌｉｎｋ）及び順方向リンク（ｄｏｗｎｌｉｎｋ）のラジオフレーム分割器は同一な動作を遂行する。前記ラジオフレーム分割器１２１〜１２Ｎは入力されるトランスポートチャネルフレームを１０ｍｓｅｃ単位のラジオフレームブロックに分けて、１０ｍｓｅｃ時点ごとに前記分割されたラジオフレームブロック単位のデータを順次的に出力する。この時、入力されるトランポートチャネルフレームのビット数に従って補正ビット（ｆｉｌｌｅｒ ｂｉｔ）を挿入するか、または挿入しないことができる。本発明の実施形態では前記補正ビットを挿入する場合、ラジオフレーム分割器１２１〜１２Ｎが前記補正ビットを挿入する場合を例に挙げて説明する。また前記補正ビットの挿入方法は、分割されたラジオフレームの後から一つのラジオフレームに一つの補正ビットを挿入する例を挙げて説明する。先ず図５を参照して前記ラジオフレーム分割器１２１〜１２Ｎが入力されるトランスポートチャネルフレームに補正ビットを挿入した後、ラジオフレームに分割する動作を説明し、次に図６を参照して前記ラジオフレーム分割器１２１〜１２Ｎが入力されるトランスポートチャネルフレームに補正ビットを挿入しなくラジオフレームに分割する動作を説明する。
【００３７】
前記ラジオフレーム分割器１２１〜１２Ｎに入力されるトランスポートチャネルフレームの大きさと伝送時間間隔（ＴＴＩ）の比であるＬ_ｉ／Ｔ_ｉが一般的に常に整数でないので、その値を整数に補正するためには、下記の関係式に従って与えられる補正ビット数ｒ_ｉを求める。ここでＴ_ｉが０から最大８までの値を有するので、ｒ_ｉは０から最大７までの値を有する。また順方向リンク及び逆方向リンクで補正された値から新たに求めた比である（Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉをそれぞれ下記のようにＫＤ_ｉ及びＲ_ｉに定義する。
ｒ_ｉ ＝ Ｔ_ｉ − （Ｌ_ｉ ｍｏｄ Ｔ_ｉ）、ここで ｒ_ｉ ＝ ｛０，１，２，３，４，５，６，７｝
順方向リンク ： ＫＤ_ｉ ＝ （ＬＤ_ｉ ＋ ｒＤ_ｉ）／ ＴＤ_ｉ ；ＬＤ_ｉ、ｒＤ_ｉ及びＴＤ_ｉはそれぞれ順方向リンクのＬ_ｉ、ｒ_ｉ及びＴ_ｉである。
逆方向リンク ： Ｒ_ｉ ＝ （Ｌ_ｉ ＋ ｒ_ｉ）／ Ｔ_ｉ
【００３８】
また、ラジオフレームを常に一定な大きさに設定するために、もしｒ_ｉが０でない場合、（Ｔ_ｉ−ｒ_ｉ＋１） 番目ラジオフレームからは、該当フレームの最後のビット位置に補正ビット（ｆｉｌｌｅｒ ｂｉｔ）を添加して一定なフレーム大きさＫＤ_ｉ、またはＲ_ｉが維持されるように補完する。前記補正ビットを使用するか否かはサービスの種類により決定される。補正ビットは０、または１の中、任意に選択されることができ、性能にはあまり関係なく、システム使用者が選択することができる予備ビット（ｒｅｓｅｒｖｅｄ ｂｉｔ）の役割をする。前記補正ビットは不連続伝送（ＤＴＸ：ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）の指定ビットになり、チャネル符号化及び多重化以後の伝送端で伝送されないこともある。このように一定なラジオフレーム大きさに修正されたブロックは多重化器２００に伝達される。次にラジオフレーム分割器の具体的な動作をビット単位に説明する。
【００３９】
前記ｉ番目ラジオフレーム整合器１０ｉでのラジオフレーム分割器（Ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）の以前ビットを次のように記述することができる。先ず、上述した方法により補正ビットの数であるｒ_ｉを求めたと仮定する。そしてラジオフレームの手順を示す添え字にｔ、１≦ｔ≦Ｔ_ｉを使用する。即ち、１番目ラジオフレームをｔ＝１、次のラジオフレームをｔ＝２、最後のラジオフレームをｔ＝Ｔｉと表示する。それぞれのラジオフレームは同一なフレーム大きさである（Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉの大きさを有する。すると、ｉ番目ラジオフレーム整合器１０ｉの第１インタリーバ（Ｆｉｒｓｔ ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）１１Ｉから出力されるビットをｂ_ｉ，１， ｂ_ｉ，２， ．．．， ｂ_ｉ，Ｌｉ と定義し、Ｔ_ｉ＝ｉ番目チャネル符号化及び多重化チェーンの伝送時間間隔（ｍｓｅｃ）／１０（ｍｓｅｃ）∈｛１、２、４、８｝に定義する時、前記ラジオフレーム分割器（Ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）１２ｉから出力されるビットを１０ｍｓｅｃフレーム単位に出力されるｃ_ｉ，１， ｃ_ｉ，２， ．．．， ｃ_{ｉ，［（Ｌｉ＋ｒｉ）／Ｔｉ］} とする時、これを次の関係式に定義する。
１番目１０ｍｓｅｃ時間間隔内のラジオフレーム分割器の出力ビット：ｔ＝１
ｃ_ｉ，ｊ ＝ ｂ_ｉ，ｊ， ｊ ＝ １， ２， ．．．， （Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉ
２番目１０ｍｓｅｃ時間間隔内のラジオフレーム分割器の出力ビット：ｔ＝２
ｃ_ｉ，ｊ ＝ ｂ_{ｉ，（ｊ＋（Ｌｉ＋ｒｉ）／Ｔｉ））}， ｊ ＝ １， ２， ．．．， （Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉ
（Ｔ_ｉ−ｒ_ｉ）番目１０ｍｓｅｃ時間間隔内のラジオフレーム分割器の出力ビット： ｔ ＝ （Ｔ_ｉ−ｒ_ｉ）
ｃ_ｉ，ｊ ＝ ｂ_{ｉ，（ｊ＋（Ｔｉ−ｒｉ−１）（Ｌｉ＋ｒｉ）／Ｔｉ））}， ｊ ＝ １， ２， ．．．， （Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉ
（Ｔ_ｉ−ｒ_ｉ＋１）番目１０ｍｓｅｃ時間間隔内のラジオフレーム分割器の出力ビット：ｔ＝ （Ｔ_ｉ−ｒ_ｉ＋１）
ｃ_ｉ，ｊ ＝ ｂ_{ｉ，．（ｊ＋（Ｔｉ−ｒｉ）（Ｌｉ＋ｒｉ）／Ｔｉ））}， ｊ ＝ １， ２， ．．．， （Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ−１）／Ｔ_ｉ
ｃ_ｉ，ｊ ＝ ｆｉｌｌｅｒ ＿ｂｉｔ （０／１）， ｊ ＝ （Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉ
：
：
Ｔ_ｉ番目１０ｍｓｅｃ時間間隔内のラジオフレーム分割器出力ビット：ｔ＝Ｔ_ｉ
ｃ_ｉ，ｊ ＝ ｂ_{ｉ，．（ｊ＋（Ｔｉ−ｒｉ）（Ｌｉ＋ｒｉ）／Ｔｉ））}， ｊ ＝ １， ２， ．．．， （Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ−１）／Ｔ_ｉ
ｃ_ｉ，ｊ ＝ ｆｉｌｌｅｒ ＿ｂｉｔ （０／１）， ｊ ＝ （Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉ
【００４０】
前記ラジオフレーム分割器（Ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）１２ｉは送信装置に含まれ、受信装置のラジオフレーム組立て器（Ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｄｅｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）に対応する。前記ラジオフレーム組立て器（Ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｄｅｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）は、前記ラジオフレーム分割器（Ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）の逆過程、即ち、１０ｍｓｅｃ単位のブロックを伝送周期だけ順次的に並べて一つのフレームに生成する動作を遂行する。
【００４１】
図５は前記のように補正ビットを使用する場合のラジオフレーム生成過程を示している。先ず、使用される変数を定義すると次のようである。
ｔ： フレームタイムインデックス （１， ２， ．．．， Ｔ_ｉ）、
ＲＦ_{ｉ， ｔ}： ｉ番目ラジオフレーム整合器のｔ番目１０ｍｓｅｃ ラジオフレーム
Ｌ_ｉ： ｉ番目ラジオフレーム整合器から入力されるフレーム大きさ
【００４２】
前記図５を参照すると、先ず前記ラジオフレーム分割器は５１１段階で次のような初期化過程を遂行する。
ｔ：＝１／＊フレームタイムインデックス初期化＊／
ｒ_ｉ：＝Ｔ_ｉ−Ｌ_ｉｍｏｄＴ_ｉ／＊補正ビットの個数＊／
Ｒ_ｉ：＝（Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉ ｆｏｒ ＵＬ（逆方向リンク）／＊逆方向リンクに対するラジオフレームの大きさ＊／
ＫＤ_ｉ：＝（ＬＤ_ｉ＋ｒＤ_ｉ）／ＴＤ_ｉ ｆｏｒ ＤＬ（順方向リンク）／＊順方向リンクに対するラジオフレームの大きさ＊／
【００４３】
以後、前記ラジオフレーム分割器は５１３段階で求められた前記補正ビットの個数ｒ_ｉが‘０’であるかを検査する。この時、前記補正ビットの個数ｒ_ｉが‘０’である場合、前記ラジオフレーム分割器は５１７段階に進行して入力フレームからラジオフレーム大きさに該当するデータを読み出して貯蔵する。一方、前記補正ビットの個数ｒ_ｉが‘０’でない場合、前記ラジオフレーム分割器は５１５段階に進行して前記フレーム番号ｔが（Ｔ_ｉ−ｒ_ｉ＋１）であるかを検査する。即ち、補正ビットが添加されるラジオフレームであるかを検査する。この時、前記補正ビットが添加されないラジオフレームである場合には、前記ラジオフレーム分割器は５１９段階に進行して前記入力フレームからラジオフレーム大きさに該当するデータを読み出して貯蔵した後、５２５段階に進行する。一方、前記補正ビットが添加されるラジオフレームである場合、前記ラジオフレーム分割器は５２１段階に進行して前記入力フレームから前記ラジオフレーム大きさより１ビット小さいデータを読み出して貯蔵する。そして前記ラジオフレーム分割器は５２３段階で前記貯蔵されたラジオフレームの最後ビット位置に補正ビットを添加した後、５２５段階に進行する。そして前記ラジオフレーム分割器は前記５２５段階で前記フレーム番号ｔを‘１’だけ増加させ、５２７段階で前記更新されたフレーム番号ｔが前記伝送周期による分割個数Ｔ_ｉより大きいか検査する。この時、前記フレーム番号が前記分割個数より小さい場合、前記ラジオフレーム分割器は前記５１３段階に戻して以下の過程を再遂行し、前記フレーム番号が前記分割個数より大きい場合、前記ラジオフレーム分割器は前記ラジオフレーム生成過程を終了する。前記のような過程に生成されたラジオフレームは順次的に第２多重化器２００に出力される。
【００４４】
＜補正ビットを使用しないラジオフレーム分割器＞
上述したラジオフレーム分割器の代わりに補正ビットを使用しないラジオフレーム分割器を使用することもできる。Ｔ_ｉが０から最大８までの値を有するので、ｒ_ｉは０から最大７までの値を有する。また順方向リンク及び逆方向リンクで（Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉをそれぞれ下記のようにＫＤ_ｉと及びＲ_ｉに定義する。
ｒ_ｉ＝Ｔ_ｉ−（Ｌ_ｉｍｏｄＴ_ｉ）、ここでｒ_ｉ＝｛０、１、２、３、４、５、６、７｝
順方向リンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ）：ＫＤ_ｉ＝（ＬＤ_ｉ＋ｒＤ_ｉ）／ＴＤ_ｉ
逆方向リンク（Ｕｐｌｉｎｋ）：Ｒ_ｉ＝（Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉ
【００４５】
以下、前記の補正ビットを使用しないラジオフレーム分割器の具体的な動作をビット単位に説明する。
【００４６】
前記ｉ番目ラジオフレーム整合器１０ｉでのラジオフレーム分割器（Ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）以前のビットを次のように記述することができる。先ず、上述した方法により補正ビットの数ｒ_ｉを求めたと仮定する。そしてラジオフレームの手順を示す添え字にｔ、１≦ｔ≦Ｔ_ｉを使用する。即ち、１番目ラジオフレームをｔ＝１、次のラジオフレームをｔ＝２、最終のラジオフレームをｔ＝Ｔ_ｉと表示する。
【００４７】
すると、ｉ番目ラジオフレーム整合器１０ｉでの第１インタリーバ１１ｉから出力されるビットをｂ_ｉ，１， ｂ_ｉ，２， ．．．， ｂ_ｉ，Ｌｉ と定義し、Ｔ_ｉを次のようにＴ_ｉ＝ｉ番目ラジオフレーム整合器１０ｉの伝送時間間隔（ｍｓｅｃ）／１０（ｍｓｅｃ）∈｛１、２、４、８｝と定義する時、前記ラジオフレーム分割器（Ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｓｅｇｍｅｎ ｔａｔｉｏｎ）１２ｉから出力されるビットを１０ｍｓｅｃフレーム単位に出力されるｃ_ｉ，１， ｃ_ｉ，２， ．．．， ｃ_{ｉ，（Ｌｉ＋ｒｉ）／Ｔｉ}とする時、これを次の関係式に定義する。
１番目１０ｍｓｅｃ時間間隔内のラジオフレーム分割器の出力ビット：ｔ＝１
ｃ_ｉ，ｊ ＝ ｂ_ｉ，ｊ， ｊ ＝ １， ２， ．．．， （Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉ
２番目１０ｍｓｅｃ時間間隔内のラジオフレーム分割器の出力ビット：ｔ＝２
ｃ_ｉ，ｊ ＝ ｂ_{ｉ，（ｊ＋（Ｌｉ＋ｒｉ）／Ｔｉ））}， ｊ ＝ １， ２， ．．．， （Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉ
（Ｔ_ｉ−ｒ_ｉ）番目１０ｍｓｅｃ時間間隔内のラジオフレーム分割器の出力ビット：ｔ＝（Ｔ_ｉ−ｒ_ｉ）
ｃ_ｉ，ｊ ＝ ｂ_{ｉ，（ｊ＋（Ｔｉ−ｒｉ−１）（Ｌｉ＋ｒｉ）／Ｔｉ））}， ｊ ＝ １， ２， ．．．， （Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉ
（Ｔ_ｉ−ｒ_ｉ＋１）番目１０ｍｓｅｃ時間間隔内のラジオフレーム分割器の出力ビット：ｔ＝（Ｔ_ｉ−ｒ_ｉ＋１）
ｃ_ｉ，ｊ ＝ ｂ_{ｉ，．（ｊ＋（Ｔｉ−ｒｉ）（Ｌｉ＋ｒｉ）／Ｔｉ））}， ｊ ＝ １， ２， ．．．， （Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉ
：
：
Ｔ_ｉ番目１０ｍｓｅｃ時間間隔内のラジオフレーム分割器の出力ビット：ｔ＝Ｔ_ｉ
ｃ_ｉ，ｊ ＝ ｂ_{ｉ，．（ｊ＋（Ｔｉ−ｒｉ）（Ｌｉ＋ｒｉ）／Ｔｉ））}， ｊ ＝ １， ２， ．．．， （Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉ
【００４８】
ここでｒ_ｉが０でない場合、１番目から（Ｔ_ｉ−ｒ_ｉ）番目ラジオフレームのフレーム大きさはＲ_ｉになり、（Ｔ_ｉ−ｒ_ｉ＋１）番目ラジオフレームからはフレームの大きさはＲ_ｉ−１になる。順方向リンクに対しては、ｒＤ_ｉが０でない場合、１番目から（ＴＤ_ｉ−ｒＤ_ｉ）番目ラジオフレームのフレーム大きさはＫＤ_ｉになり、（ＴＤ_ｉ−ｒＤ_ｉ＋１）番目ラジオフレームから最終ラジオフレームの大きさはＫＤ_ｉ−１になる。このような時間に従って変化するフレーム大きさのブロックは前記多重化器に伝達される。このようなラジオフレームブロックの一定しないフレーム大きさのため、多数個のチャネル符号化及び多重化チェーンでラジオフレームブロックを受ける前記多重化器のフレーム大きさは１０ｍｓｅｃごとに変化することができ、物理チャネル分割器の動作も１０ｍｓｅｃごとに変化することができる。従って、これはフレーム大きさ制御が複雑化される原因になる。従って、補正ビットを使用するラジオフレーム分割器を使用することが望ましい。
【００４９】
前記ラジオフレーム分割器１２ｉは送信装置に含まれ、受信装置のラジオフレーム組立て器（Ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｄｅｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）に対応する。前記ラジオフレーム組立て器（Ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｄｅｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）は前記ラジオフレーム分割器（Ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）の逆過程、即ち、１０ｍｓｅｃ単位のブロックを伝送周期だけ順次的に配列して一つのフレームに生成する動作を遂行する。
【００５０】
図６は前記のように補正ビットを使用しない場合のラジオフレーム生成過程を示している。先ず、使用される変数を定義すると次のようである。
ｔ： フレームタイムインデックス （１， ２， ．．．， Ｔ_ｉ）；
ＲＦ_ｉ，ｔ： ｉ番目チャネル符号化及び多重化チェーインのｔ番目１０ｍｓｅｃラジオフレーム
Ｌ_ｉ： ｉ番目チャネル符号化及び多重化チェーインから入力されるフレーム大きさ
【００５１】
前記図６を参照すると、先ず前記ラジオフレーム分割器は６１１段階で次のような初期化過程を遂行する。
ｔ：＝１／＊フレームタイムインデックス初期化＊／
ｒ_ｉ：＝Ｔ_ｉ−ＬｍｏｄＴ_ｉ／＊補正ビットの個数＊／
Ｒ_ｉ：＝（Ｌ_ｉ＋ｒ_ｉ）／Ｔ_ｉ ｆｏｒＵＬ（逆方向リンク）／＊逆方向リンクに対するラジオフレーム大きさ＊／
ＫＤ_ｉ：＝（ＬＤ_ｉ＋ｒＤ_ｉ）／ＴＤ_ｉ ｆｏｒ ＤＬ（順方向リンク）／＊順方向リンクに対するラジオフレーム大きさ＊／
【００５２】
以後、前記ラジオフレーム分割器は６１３段階で求められた補正ビットの個数ｒ_ｉが‘０’であるかを検査する。この時、前記補正ビットの個数ｒ_ｉが’０’である場合、前記ラジオフレーム分割器は６１７段階に進行して入力フレームでラジオフレーム大きさに該当するデータを読み出して貯蔵する。一方、前記補正ビットの個数ｒ_ｉが‘０’でない場合、前記ラジオフレーム分割器は６１５段階に進行して前記フレーム番号ｔが（Ｔ_ｉ−ｔ_ｉ＋１）であるかを検査する。この時、前記フレーム番号ｔが前記（Ｔ_ｉ−ｔ_ｉ＋１）より小さい場合、前記ラジオフレーム分割器は６１９段階に進行して前記入力フレームでラジオフレーム大きさに該当するデータを読み出して貯蔵した後、６２３段階に進行する。一方、前記フレーム番号ｔが前記（Ｔ_ｉ−ｔ_ｉ＋１）以上である場合、前記ラジオフレーム分割器は６２１段階に進行して前記入力フレームで前記ラジオフレーム大きさより１ビット小さいデータを読み出して貯蔵した後、前記６２３段階に進行する。そして前記ラジオフレーム分割器は前記６２３段階で前記フレーム番号ｔを‘１’だけ増加させ、６２５段階で前記更新されたフレーム番号ｔが前記伝送周期による分割個数Ｔ_ｉより大きいかを検査する。この時、前記フレーム番号ｔが前記分割個数Ｔ_ｉより小さい場合、前記ラジオフレーム分割器は前記６１３段階に戻して以下の過程を再遂行し、前記フレーム番号ｔが前記分割個数Ｔ_ｉより大きい場合、前記ラジオフレーム分割器は前記ラジオフレーム生成過程を終了する。前記のような過程に生成されたラジオフレームは順次的に第２多重化器２００に出力される。
【００５３】
＜多重化器（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の動作＞
先ず前記逆方向リンク（Ｕｐｌｉｎｋ）での多重化器２００の動作を説明する。前記逆方向リンク（Ｕｐｌｉｎｋ）での前記多重化器２００の入力ビットを次のように記述することができる。
レート整合器１の出力ビット： ｃ_１，１， ｃ_１，２， ．．．， ｃ_１，Ｋ１
レート整合器２の出力ビット： ｃ_２，１， ｃ_２，２， ．．．， ｃ_２，Ｋ２
レート整合器３の出力ビット： ｃ_３，１， ｃ_３，２， ．．．， ｃ_３，Ｋ３
．．．
レート整合器Ｎの出力ビット： ｃ_Ｎ，１， ｃ_Ｎ，２， ．．．， ｃ_Ｎ，ＫＮ
【００５４】
前記多重化器２００の出力ビットをｄ_１， ｄ_２， ．．．， ｄ_ｐにする時、これを次のような関係式に定義する：
ｊ ＝ １， ２， ３， ．．．， Ｐである時 （Ｐ ＝ Ｋ_１＋Ｋ_２＋．．．＋Ｋ_Ｎ），
ｄ_ｊ ＝ ｃ_ｉ，ｊ ｊ ＝ １， ２， ．．．， Ｋ_１
ｄ_ｊ ＝ ｃ_{２，（ｊ−Ｋ１）} ｊ ＝ Ｋ_１＋１， Ｋ_１＋２， ．．．， Ｋ_１＋Ｋ_２
ｄ_ｊ ＝ ｃ_{３，（ｊ−（Ｋ１＋Ｋ２））} ｊ ＝ （Ｋ_１＋Ｋ_２）＋１， （Ｋ_１＋Ｋ_２）＋２， ．．．， （Ｋ_１＋Ｋ_２）＋Ｋ_３
． ． ．
ｄ_ｊ ＝ ｃ_{Ｎ，（ｊ−（Ｋ１＋Ｋ２＋ ．．． ＋ＫＮ−１））} ｊ ＝ （Ｋ_１＋Ｋ_２＋ ． ． ． ＋Ｋ_Ｎ−１）＋１， （Ｋ_１＋Ｋ_２＋ ． ． ．＋Ｋ_Ｎ−１）＋２， ．．．， （Ｋ_１＋Ｋ_２＋ ． ． ． ＋Ｋ_Ｎ−１）＋Ｋ_Ｎ
【００５５】
次に順方向リンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ）での多重化器２００の動作を説明する。
【００５６】
前記順方向リンクでの多重化器２００の入力ビットを次のように記述することができる。
レート整合器１の出力ビット： ｃ_１，１， ｃ_１，２， ．．．， ｃ_１，Ｋ１
レート整合器２の出力ビット： ｃ_２，１， ｃ_２，２， ．．．， ｃ_２，Ｋ２
レート整合器３の出力ビット： ｃ_３，１， ｃ_３，２， ．．．， ｃ_３，Ｋ３
．．．
レート整合器Ｎの出力ビット： ｃ_Ｎ，１， ｃ_Ｎ，２， ．．．， ｃ_Ｎ，ＫＮ
【００５７】
前記多重化器２００の出力ビットをｄ_１， ｄ_２， ．．．， ｄ_ｐとする時、これを次のような関係式に定義する。
ｊ ＝ １， ２， ３， ．．．， Ｐである時 （Ｐ ＝ Ｋ_１＋Ｋ_２＋．．．＋Ｋ_Ｎ），
ｄ_ｊ ＝ ｃ_ｉ，ｊ ｊ ＝ １， ２， ．．．， Ｋ_１
ｄ_ｊ ＝ ｃ_{２，（ｊ−Ｋ１）} ｊ ＝ Ｋ_１＋１， Ｋ_１＋２， ．．．， Ｋ_１＋Ｋ_２
ｄ_ｊ ＝ ｃ_{３，（ｊ−（Ｋ１＋Ｋ２））} ｊ ＝ （Ｋ_１＋Ｋ_２）＋１， （Ｋ_１＋Ｋ_２）＋２， ．．．， （Ｋ_１＋Ｋ_２）＋Ｋ_３
． ． ．
ｄ_ｊ ＝ ｃ_{Ｎ，（ｊ−（Ｋ１＋Ｋ２＋ ．．． ＋ＫＮ−１））} ｊ ＝ （Ｋ_１＋Ｋ_２＋ ． ． ． ＋Ｋ_Ｎ−１）＋１， （Ｋ_１＋Ｋ_２＋ ． ． ．＋Ｋ_Ｎ−１）＋２， ．．．， （Ｋ_１＋Ｋ_２＋ ． ． ． ＋Ｋ_Ｎ−１）＋Ｋ_Ｎ
【００５８】
前記多重化器２００は送信装置に含まれ、受信装置の逆多重化器に対応する。前記逆多重化器（ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）は前記多重化器２００の逆過程、即ち、入力フレームを順次的にＮ個のブロックに分けてそれぞれのラジオフレーム整合器に送る動作を遂行する。
【００５９】
図７は前記多重化器２００でラジオフレームを多重化する過程を示している。先ず、使用される変数を定義すると次のようである。
Ｎ： ラジオフレーム整合器の総数；
ｉ： ラジオフレーム整合器のインデックス（１， ２， ．．．， Ｎ）； ａｎｄ
ＲＦｉ： ａ １０ｍｓｅｃ ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｉｎ ａｎ ｉ^ｔｈ ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｍａｔｃｈｅｒ．
【００６０】
先ず、前記多重化器２００は７１１段階でラジオフレーム整合器のインデックスｉを‘１’に初期化する。そして前記多重化器２００は７１３段階でｉ番目ラジオフレーム整合器から伝達されるラジオフレームを多重化バッファ（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｂｕｆｆｅｒ）に貯蔵する。そして、前記多重化器２００は７１５段階で前記ラジオフレーム整合器のインデックスｉを‘１’だけ増加させ、７１７段階で前記増加されたラジオフレーム整合器のインデックスｉが前記ラジオフレーム整合器の総数Ｎより大きいかを検査する。この時、前記ラジオフレーム整合器のインデックスｉが前記ラジオフレーム整合器の総数Ｎより大きくないと、前記多重化器２００は前記７１３段階に戻して以下の過程を再遂行し、前記ラジオフレーム整合器のインデックスｉが前記ラジオフレーム整合器の総数Ｎより大きいと、前記多重化過程を終了する。前記のように前記多重化器２００は前記ラジオフレーム整合器から伝達されるラジオフレームを前記多重化バッファに順次的に貯蔵させ、大きさがＰである多重化フレームを生成する。ここで前記多重化フレームは直列データフレームに変換された状態になる。
【００６１】
＜物理チャネル分割器（Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）の動作＞
前記物理チャネル分割器３００は逆方向リンク（Ｕｐｌｉｎｋ）及び順方向リンク（ｄｏｗｎｌｉｎｋ）である場合に、すべて同一な動作を遂行する。
【００６２】
前記多重化器から出力される直列データフレームのビットをｄ_１， ｄ_２， ．．．， ｄ_ｐとし、Ｍを物理チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ）の個数に定義する時、前記物理チャネル分割器（Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）の出力は次のような関係式に定義する。
物理チャネル１の物理チャネルフレーム分割器の出力ビット：
ｅ_１，ｊ ＝ ｄ_ｊ ｊ ＝ １， ２， ．．．， Ｐ／Ｍ
物理チャネル２の物理チャネルフレーム分割器の出力ビット：
ｅ_２，ｊ ＝ ｄ_{（ｊ＋Ｐ／Ｍ）} ｊ ＝ １， ２， ．．．， Ｐ／Ｍ
物理チャネルＭの物理チャネルフレーム分割器の出力ビット：
ｅ_Ｍ，ｊ ＝ ｄ_{（ｊ＋（Ｍ−１）Ｐ／Ｍ）} ｊ ＝ １， ２， ．．．， Ｐ／Ｍ
【００６３】
上述した物理チャネル分割器（Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）の物理チャネル分割方式は、前記第２インタリーバ（２^ｎｄｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）の効果を最大に活用することができる利点がある。従って、フェージングチャネル（Ｆａｄｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ）上でのバーストエラー（ｂｕｒｓｔ ｅｒｒｏｒ）による受信端での復号後、ビットエラー確率（ｂｉｔ ｅｒｒｏｒ ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）を最小化することができる。具体的に説明すると、一般的にチャネル符号化器（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｎｃｏｄｅｒ）の符号化率（ｃｏｄｅ ｒａｔｅ）が１／３であるので、３個のシンボル（ｓｙｍｂｏｌ）が一つの情報ビット（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｂｉｔ）に該当する。前記の物理チャネルフレームの分割（ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）方式でＭを３、Ｐを３０と仮定し、下記のように他の物理チャネル分割（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）方式を考慮して見る。
物理チャネル分割前のビット
０ １ ２ ３ ４ ５ ６ ７ ８ ９ １０．．．．．２９
物理チャネル分割後のビット
物理チャネル１：０ ３ ６ ９ １２．．．２７
物理チャネル２：１ ４ ７ １０ １３．．．２８
物理チャネル３：２ ５ ８ １１ １４．．．２９
【００６４】
このような３個の物理チャネル分割方式は、同一な第２インタリーバ（２^ｎｄ ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）を使用するので、第２インタリービング（２^ｎｄ ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）後、３個の入力シンボル（ｉｎｐｕｔ ｓｙｍｂｏｌ）が連続的に常に存在するようになる。従って、どのタイム（ｔｉｍｅ）時点でフェージング（ｆａｄｉｎｇ）現状が発生するようになると、３個のシンボル（ｓｙｍｂｏｌ）に連続的に誤りが発生する確率が非常に大きくなる。
【００６５】
しかし、本発明の方式は各物理チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ）に同一なビット数の連続的なビットセグメント（ｂｉｔ ｓｅｇｍｅｎｔ）を一つの物理チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ）に割り当てるので次のように伝送される。
物理チャネル分割前のビット
０ １ ２ ３ ４ ５ ６ ７ ８ ９ １０．．．．．２９
物理チャネル分割後のビット
物理チャネル１ ： ０ １ ２ ３．．．９
物理チャネル２ ： １０ １１ １２ １３．．．１９
物理チャネル３ ： ２０ ２１ ２２ ２３．．．２９
【００６６】
従って、第２インタリービング（２^ｎｄ ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）後、３個の物理チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ）の同一なビット位置（ｂｉｔ ｐｏｓｉｔｉｏｎ）で相対的に異なる時間（ｔｉｍｅ）を有するので、フェージング（ｆａｄｉｎｇ）により元の１ビットに該当する３個のシンボル（ｓｙｍｂｏｌ）に同時に誤りが発生する確率が低減されるようになる。従って、受信端で復号を遂行した後、ビットエラーレート（ｂｉｔ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ）が前記の例と比較する時、低減されるようになる。
【００６７】
前記物理チャネル分割器（Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｅｒ）は送信装置に含まれ、受信装置の物理チャネル組立て器（Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｄｅｓｅｇｍｅｎｔｅｒ）に対応する。前記物理チャネル組立て器は前記物理チャネル分割器の逆過程、即ち、Ｍ個の物理チャネルからのフレームをブロック単位に順次的に配列して一つのフレームに生成する動作を遂行する。
【００６８】
図８は前記物理チャネル分割器で物理チャネルフレームを生成する過程を示している。先ず、使用される変数を定義すると次のようである。
ｍ ： 物理チャネルインデックス（１、２、．．．Ｍ）；
Ｍ ： 物理チャネルの総数
Ｐ ： ビット単位のインデックスデータブロック大きさ
【００６９】
前記図８を参照すると、先ず前記物理チャネル分割器３００は、８１１段階で前記物理チャネルインデックスｍを‘１’に初期化させる。そして前記物理チャネル分割器３００は、８１３段階で大きさがＰである入力データから大きさがＰ／Ｍであるデータブロックを読み出して、ｍ番目物理チャネルバッファに貯蔵させる。以後、前記物理チャネル分割器３００は、８１５段階で前記物理チャネルインデックスｍを‘１’だけ増加させ、８１７段階で前記増加された物理チャネルインデックスｍが前記物理チャネル総数Ｍより大きいかを検査する。この時、前記物理チャネルインデックスｍが前記物理チャネル総数Ｍより大きくないと、前記物理チャネル分割器３００は前記８１３段階に戻して以下の過程を再遂行し、前記物理チャネルインデックスｍが前記物理チャネル総数Ｍより大きいと、前記物理チャネル分割過程を終了する。
【００７０】
＜受信器具現に関する動作説明＞
図４は本発明の実施形態による上述したラジオフレーム分割器（Ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）、多重化器（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、物理チャネル分割器（Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）に相応するチャネル受信装置の構成を示す。
【００７１】
前記図４を参照すると、物理チャネルメモリ（Ｍ ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｂｕｆｆｅｒ ｍｅｍｏｒｙ）４１１は、受信器の第２インタリービング以後に伝達されるシンボルを貯蔵する。第１アドレス発生器（Ｍ ｂｌｏｃｋ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ ａｄｄｒｅｓｓ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）４１２は前記第２インタリービングされ伝達されるシンボルをＭビットごとに区分して前記物理チャネルメモリ４１１に貯蔵されるように書き込みアドレスを発生する。第２アドレス発生器（Ｋｉ ｂｌｏｃｋ ｓｅｇｍｅｎｔ ａｄｄｒｅｓｓ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）４１３は前記貯蔵完了時、前記物理チャネルメモリ４１１に貯蔵されているシンボルを順次的に読み出すための読み出しアドレスを発生する。逆多重化器（ＤＥＭＵＸ）４１４は前記物理チャネルメモリ４１１から出力されるシンボルをＮ個のバッファ４１５〜４Ｎ５に分配する。前記バッファ４１５〜４Ｎ５に貯蔵されたシンボルは順方向の場合、レートデマッチング（ｒａｔｅ ｄｅｍａｔｃｈｉｎｇ）なし対応されるラジオフレーム組立て器４１７〜４Ｎ７に伝達され、逆方向の場合にはレートデマッチング（ｒａｔｅ ｄｅｍａｔｃｈｉｎｇ）ブロックに伝達される。前記レートデマッチングブロック４１６〜４Ｎ６は伝達されたシンボルに対してレート整合（Ｒａｔｅ ｍａｔｃｈｉｎｇ）動作の逆動作であるゼロシンボル追加とシンボル結合（ｓｙｍｂｏｌ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）を遂行して前記ラジオフレーム組立て器４１７〜４Ｎ７に伝達する。前記ラジオフレーム組立て器４１７〜４Ｎ７は伝達されるシンボルを伝送周期に合う単位に組立ててチャネル復号化（ｃｈａｎｎｅｌ ｄｅｃｏｄｉｎｇ）のため対応されるチャネル復号化器に伝達する。
【００７２】
前記図４のようなチャネル受信装置の動作を説明すると、物理チャネルメモリ４１１は、受信器の第２インタリービング（２^ｎｄ ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）以後に伝達されるシンボルを貯蔵するバッファ（ｂｕｆｆｅｒ）メモリを示す。前記物理チャネルメモリ４１１に書き込み動作をする時は、第１アドレス発生器（Ｍ ｂｌｏｃｋ ｓｅｇｅｍｅｎｔ ａｄｄｒｅｓｓ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）４１２が動作してＭｂｉｔごとに区分してバッファに貯蔵する。従って、総Ｐ／Ｍ個の動作を反復して総Ｐ個のシンボルを第２インタリーバ（２^ｎｄ ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）から入力する。勿論、各チャネル符号化及び多重化チャネル（Ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ＆ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ）にデータがない場合には、総受信されるシンボルの数はＰより小さい。従って、最大バッファサイズ（Ｂｕｆｆｅｒ ｓｉｚｅ）がＰになる。次に、すべての書き込みが完了されると、第２アドレス発生器（Ｋｉ ｂｌｏｃｋ ｓｅｇｍｅｎｔ ａｄｄｒｅｓｓ ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）４１３は読み出しのためのアドレスを生成し、この手順に会わせて前記物理チャネルメモリ４１１からシンボルを読み出す。この動作はＲ_ｉを基準に分割して遂行され総Ｎ個のＲ_ｉを進行すると、総Ｐシンボルが逆多重化器（ＤＥＭＵＸ）４１４を通じてＮ個のバッファ４１５〜４Ｎ５に伝達される。この時、前記それぞれのバッファ４１５〜４Ｎ５はそれぞれｓｉｚｅ ＝ Ｔ_ｉ×Ｋ_ｉ、ｉ＝１、２、３．．、Ｎの値を有する。この過程で前記逆多重化器（ＤＥＭＵＸ）４１４はＮ個の種類を区分できるように分類する役割をする。次にＮ個のバッファ４１５〜４Ｎ５に分類されたシンボルは、順方向チャネルの場合はレートデマッチング（Ｒａｔｅ ｄｅｍａｔｃｈｉｎｇ）なしそのままラジオフレーム組立てのためのブロック（Ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ ｄｅｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｂｌｏｃｋ）に伝達され、逆方向チャネルの場合のみレートデマッチング（Ｒａｔｅ ｄｅｍａｔｃｈｉｎｇ）動作を遂行する。即ち、レートデマッチングブロック４１６〜４Ｎ６は、レート整合（Ｒａｔｅ ｍａｔｃｈｉｎｇ）動作の逆動作であるゼロシンボル追加とシンボル結合（ｓｙｍｂｏｌ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）を遂行する。最後にラジオフレーム組立て器４１７〜４Ｎ７は最終整理されたシンボルをチャネル復号化（ｃｈａｎｎｅｌ ｄｅｃｏｄｉｎｇ）のため対応されるチャネル復号化器に伝達する。この過程から分かるように受信器の動作は基本的に送信器の動作を逆に進行する。
【００７３】
【発明の効果】
上述したように、前記のようなＣＤＭＡ通信システムは移動局及び基地局が音声、データ、映像などの多様な通信サービスを同時に遂行することができる。即ち、本発明の実施形態は多重化及びチャネル符号化のためのラジオフレーム生成、第２多重化及び物理チャネルフレーム形成の細部動作を定義し、従って各コーダで生成される多様な機能のフレームをラジオフレームに変換した後に多重化し、多重化された物理チャネルフレームに変換して各チャネルに伝達することができる。従って、逆方向及び順方向チャネル送信装置で多様な通信機能のサービスを遂行することができる利点がある。
【００７４】
以上、本発明の特定の実施例を参照して説明したが、各種の変形が特許請求の範囲により決められる本発明の思想及び範囲を逸脱しない限り、当該技術分野における通常の知識を持つ者により可能なのは明らかである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態による逆方向リンク（ｕｐｌｉｎｋ）チャネル送信装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施形態による順方向リンク（ｄｏｗｎｌｉｎｋ）チャネル送信装置の構成を示す図である。
【図３】前記図１及び図２のような構造のチャネル送信装置の動作を説明するための図である。
【図４】本発明の実施形態によるチャネル受信装置の構成を示す図である。
【図５】本発明の実施形態による補正ビットを使用する場合のラジオフレーム生成過程を示す図である。
【図６】本発明の実施形態による補正ビットを使用しない場合のラジオフレーム生成過程を示す図である。
【図７】本発明の実施形態によるラジオフレームを多重化する過程を示す図である。
【図８】本発明の実施形態による物理チャネルフレームを生成する過程を示す図である。
【符号の説明】
１０１，１０２，１０Ｎ，１５１，１５２，１５Ｎ……ラジオフレーム整合器
２００，６００……多重化器
３００，７００……物理チャネル分割器
４００，８００……第２インタリーバ

Claims (6)

1. 符号分割多重接続通信システムで複数のトランスポートチャネルを通じて異なる伝送時間間隔を有することができるデータフレームを並列に受信し、前記受信されたデータフレームを多重化して直列データフレームを発生するための装置において、
   前記トランスポートチャネルの数と同一な数を有し、前記データフレームを受信してラジオフレームに分割するラジオフレーム分割器を有するラジオフレーム整合器と、
   前記ラジオフレームを多重化して前記直列データフレームに出力する多重化器と、からなり、
   前記ラジオフレーム分割器は、前記入力されたデータフレームの大きさと前記ラジオフレームの前記伝送時間間隔によりラジオフレームの出力ビット数を決定した後、前記データフレームを前記ラジオフレームの出力ビット数単位に分割する移動通信システムのチャネル符号化及び多重化装置。
2. 前記ラジオフレーム整合器は、前記入力されるデータフレームをインタリービングして対応される前記ラジオフレーム分割器にそれぞれ印加するインタリーバをさらに備える請求項１に記載のチャネル符号化及び多重化装置。
3. 前記ラジオフレーム整合器は、前記ラジオフレーム分割器から出力されるラジオフレームが物理チャネルフレームに整合されるように穿孔、または反復して伝送率を整合する伝送率整合器をさらに備える請求項１に記載のチャネル符号化及び多重化装置。
4. 逆方向リンクチャネル送信装置のチャネル符号化器及び多重化器間に連結され、前記逆方向リンクチャネル送信装置で使用される前記ラジオフレーム整合器は、
   前記入力されるデータフレームをインタリービングするインタリーバと、
   前記入力されたデータフレームの大きさと前記伝送時間間隔により前記ラジオフレームの出力ビット数を決定後、前記入力されるトランスポートチャネルのデータフレームを前記ラジオフレームの出力ビット数単位に分割するラジオフレーム分割器と、
   前記ラジオフレーム分割器から出力されるラジオフレームが物理チャネルフレームに整合されるように穿孔または反復して伝送率を整合する伝送率整合器と、からなる請求項１に記載のチャネル符号化及び多重化装置。
5. 順方向リンクチャネル送信装置のチャネル符号化器及び多重化器間に連結され、前記順方向リンクチャネル送信装置で使用される前記ラジオフレーム整合器は、
   前記入力されるデータフレームをインタリービングするインタリーバと、
   前記入力されたデータフレームの大きさと前記伝送時間間隔により前記ラジオフレームの出力ビット数を決定した後、前記入力されるデータフレームを前記ラジオフレームの出力ビット数単位に分割するラジオフレーム分割器と、からなる請求項１に記載のチャネル符号化及び多重化装置。
6. 符号分割多重接続通信システムで複数のトランスポートチャネルを通じて異なる伝送時間間隔を有することができるデータフレームを並列に受信し、前記受信されたデータフレームを直列データフレームに多重化する方法において、
   前記トランスポートチャネルの数と同一な数を有する複数のラジオ整合器を備え、前記ラジオフレーム整合器が前記データフレームを受信し、前記データフレームをラジオフレームに分割する過程と、
   前記ラジオフレームを多重化して前記直列データフレームに出力する過程と、からなり、
   前記ラジオフレームに分割する過程は、前記入力されたデータフレームの大きさと前記ラジオフレームの前記伝送時間間隔によりラジオフレームの出力ビット数を決定した後、前記データフレームを前記ラジオフレームの出力ビット数単位に分割する符号分割多重接続通信システムのチャネル符号化及び多重化方法。

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