JP3582138B2 - Modulation device, demodulation device, modulation / demodulation device, and modulation / demodulation method using orthogonal frequency division multiplexing - Google Patents

Description

【０００７】
ここで、添字のｋはＯＦＤＭシンボルのシーケンス数であり、ｌ（エル）は差動ＱＰＳＫ符号化器４内の個々の差動化ＱＰＳＫ符号化回路の番号（インデックス）を示す。ｌは０〜（Ｎ−１）のまでの値をとる。
Ｎポイント離散逆フーリエ変換器５は差動化ＱＰＳＫ符号化器４内のＮ個の差動化ＱＰＳＫ符号化回路ら出力されるＮ個の信号点｛Ｚ_ｋ，０ ，Ｚ_ｋ，１ ，Ｚ_ｋ，２ ，・・・Ｚ_{ｋ，Ｎ−１} ｝をＮポイントの離散逆フーリエ変換し、Ｎ個の複素数データ｛ｚ_ｋ，０ ，ｚ_ｋ，１ ，ｚ_ｋ，２ ，・・・ｚ_{ｋ，Ｎ−１} ｝を順次出力する。ただし、｛Ｚ_ｋ，ｌ ｝の離散逆フーリエ変換を｛ｚ_ｋ，ｍ ｝（≡｛ｘ_ｋ，ｍ ＋ｊＹ_ｋ，ｍ ｝）とする。
ディジタル／アナログ変換器６は第１のＮポイント離散逆フーリエ変換器５ａの出力のディジタル信号｛ｘ_ｋ，ｍ ｝をアナログ信号に変換し、ローパスフィルタ８に供給する。ディジタル／アナログ変換器７は第２のＮポイント離散逆フーリエ変換器５ｂの出力のディジタル信号｛ｙ_ｋ，ｍ ｝をアナログ信号に変換し， ローパスフィルタ９に供給する。
【０００８】
ローパスフィルタ８，９はディジタル／アナログ変換器６，７の出力のアナログ信号の不要な高調波成分を除去し、乗算器１０，１１へ供給する。
乗算器１０はローパスフィルタ８の出力信号とＩＦ帯局部発振器１３の出力信号との乗算を行う、つまり、周波数変換を行う。この周波数変換によりベースバンドの周波数帯域から中間周波帯域の信号に周波数変換する。乗算器１１はローパスフィルタ９の出力信号とＩＦ帯局部発振器１３の出力信号をπ／２移相器１２でπ／２（ｒａｄ）だけ位相を遅らせた信号との乗算を行う、つまり、周波数変換を行う。π／２移相器１２は入力信号の位相をπ／２（ｒａｄ）だけ遅らせる装置である。この乗算器１１による周波数変換によっても、ベースバンドの周波数帯域から中間周波帯域の信号に周波数変換が行われるが、乗算器１０で周波数変換した信号と乗算器１１で周波数変換した信号とはπ／２（ｒａｄ）だけ位相がずれている、つまり、直交している。
加算器１４は乗算器１０の出力と乗算器１１の出力とを加算し、ＩＦ帯バンドパスフィルタ１５に供給する。ＩＦ帯バンドパスフィルタ１５は加算器１４の出力信号の所定のＩＦ帯信号のみを通過させ、乗算器１６に供給する。
乗算器１６はＩＦ帯バンドパスフィルタ１５の出力信号とＲＦ帯局部発振器１７との乗算を行い、つまり、ＲＦ帯域の周波数信号に変換し、ＲＦ帯バンドパスフィルタ１８に供給する。
ＲＦ帯バンドパスフィルタ１８は乗算器１６の出力信号の所定のＲＦ帯信号のみを通過させ、アンテナ１９に供給する。
アンテナ１９から、受信側（復調器）に上述のごとくＯＦＤＭ変調された信号が送信される。
【０００９】
図１１は上記ＯＦＤＭ変調された信号を受信して復調する差動化ＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ復調器の構成例を示すブロック図である。
３０は受信アンテナを示し、３１はＲＦ帯バンドパスフィルタを示し、３２は乗算器（周波数変換器）を示し、３３はＲＦ帯局部発振器を示し、３４はＩＦ帯バンドパスフィルタを示し、３５，３６は乗算器（周波数変換器）を示し、３７はπ／２移相器を示し、３８はＩＦ帯局部発振器を示し、３９，４０ははローパスフィルタを示し、４１，４２はアナログ／ディジタル変換器を示し、４３はＮ−ポイント離散フーリエ変換器を示し、４４は差動ＱＰＳＫ復調器を示し、４５はデマルチプレクサを示し、４６はパラレル／シリアル変換器を示し、４７はディジタル復調出力を示す。
【００１０】
図１１に示した差動化ＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ復調器の動作について説明する。基本的に、差動化ＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ復調器は図１０に図解した差動化ＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ変調器の逆の動作を行う。
受信アンテナ３０で、図１０の差動化ＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ変調器から送出されたＯＦＤＭ変調信号を受信し， ＲＦ帯バンドパスフィルタ３１へ供給する。
ＲＦ帯バンドパスフィルタ３１は所定のＲＦ信号のみを通過させ、乗算器３２へ供給する。
乗算器３２はＲＦ帯バンドパスフィルタ３１の出力信号とＲＦ帯局部発振器３３の出力との乗算を行い、受信信号をＩＦ帯域の信号に変換して、ＩＦ帯バンドパスフィルタ３４に供給する。
ＩＦ帯バンドパスフィルタ３４は所定のＩＦ帯信号を通過させ、乗算器３５，３６に供給する。
乗算器３５はＩＦ帯バンドパスフィルタ３４の出力信号とＩＦ帯局部発振器３８の出力との乗算を行い、ベースバンドの周波数信号に変換して、ローパスフィルタ３９へ供給する。乗算器３６はＩＦ帯バンドパスフィルタ３４の出力信号とＩＦ帯局部発振器３８の出力をπ／２移相器３７でπ／２（ｒａｄ）だけ位相を遅らせた信号との乗算を行い、乗算器３５の周波数変換出力とπ／２（ｒａｄ）ずれたベースバンド信号に変換して、ローパスフィルタ４０へ供給する。π／２移相器３７は入力信号の位相をπ／２（ｒａｄ）だけ遅らせる装置である。
ローパスフィルタ３９，４０は乗算器３５，３６の出力信号の不要な高調波成分を除去し、ベースバンドの信号のみを通過させアナログ／ディジタル変換器４１，４２へ供給する。
【００１１】
アナログ／ディジタル変換器４１はローパスフィルタ３９の出力のアナログ信号をディジタル信号、つまり実数データ｛〜ｘ _ｋ，ｍ ｝（電子出願の制約上、ｘ _ｋ，ｍ の上の〜を〜ｘ _ｋ，ｍ と表す、以下、同様）に変換し， Ｎ−ポイント離散フーリエ変換器４３の実部入力部４３ａへ供給する。アナログ／ディジタル変換器４２はローパスフィルタ４０の出力のアナログ信号をディジタル信号、つまり虚数データ〜｛ｙ _ｋ，ｍ ｝に変換し， Ｎポイント離散フーリエ変換器４３の虚部入力部４３ｂへ供給する。
Ｎポイント離散フーリエ変換器４３は、実部入力部４３ａと虚部入力部４３ｂの入力を持ち、｛〜ｘ _ｋ，ｍ ＋ｊ（〜ｙ _ｋ，ｍ ）｝のＮ−ポイントの離散フーリエ変換を行い、（｛〜ｚ_ｋ，ｍ ｝の離散フーリエ変換を｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝とする） Ｎ個の複素数｛〜Ｚ_ｋ，０ ，〜Ｚ_ｋ，１ ，〜Ｚ_ｋ，２ ，・・・〜Ｚ_{ｋ，Ｎ−１} ｝を差動化ＱＰＳＫ復号化器４４に供給する。
差動化ＱＰＳＫ復号化器４４内にあるＮ個の差動化ＱＰＳＫ復号化回路は、前後の入力信号の｛〜Ｚ_{ｋ−１ ，ｌ}｝と｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝の相対的な位相差（０，±π／２，π）を検出し、表２にしたがって復号を行う回路である。
表２は差動化ＱＰＳＫ復号器の入力位相による復号符号の変換テーブルを示す。
【００１２】
【表２】

【００１３】
ここで、差動化ＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ復調器側で正しく送信データを受信し復調するには次の３つの同期再生動作が必要である。
１．搬送波再生
２．クロック再生
３．ウィンドウ再生
搬送波再生とは、受信側（復調器）のＲＦ帯局部発振器３３およびＩＦ帯局部発振器３８の位相を送信側（変調器）のそれと同期させなければならないことである。
クロック再生とは、送信側（変調器）のクロックに同期したクロックを受信側（復調器）で再生すること（アナログ／ディジタル変換器４１，４２のサンプリングするクロックを再生すること）である。
ウィンドウ再生とは、Ｎ−ポイント離散フーリエ変換器４３においてＯＦＤＭの伝送信号のシンボル区間とＦＦＴウィンドウ区間を同期させることである。
【００１４】
ここで搬送波再生の位相誤差をΔΦ、クロックのずれをΔτ_{ｃｌｏｃｋ} 、ＦＦＴウィンドウのずれをΔτ_{ｗｉｎｄｏｗ}、ＯＦＤＭ搬送波のインデックスをｎ、および、ＯＦＤＭ搬送波の角周波数をｎω_０ とすると、送信信号点と受信信号点の単位時間あたりの位相誤差Δθ_ｎ は次式１で表せる。
【００１５】
【数１】

【００１６】
差動符号化ＱＰＳＫ−ＯＦＤＭでは各搬送波ごとにシンボルの前後の相対的な位相の変化（０，±π／２，π）でデータを復調するため、絶対位相を再生する必要がなく、位相誤差Δθ_ｎ が時間とともに積算されることもなく， データを復調する際に位相誤差Δθ_ｎ の影響をあまり受けない。これは、差動符号化したことによる優利な点である。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、この差動符号化という手法は、上述したＰＳＫ変調方式には適用しやすいが、ＱＡＭ変調方式には適用しにくい面がある。その結果、ＱＡＭ変調方式に適用した場合、下記に挙げる問題が発生する。
１．伝送路特性によって受信データに振幅・位相誤差が生じる。
２．搬送波再生およびＦＦＴ窓同期の位相誤差によってＯＦＤＭ各搬送波の位相に位相誤差が生じる。
３．その位相誤差は一様ではなく、各搬送波ごとに異なっている。
４．その位相誤差によって、正しく送信データを受信できないことがある。
【００１８】
したがって、本発明は上述した問題を解決することにある。
本発明の目的は、ＱＡＭ変調方式に有効に適用可能な、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ方式）による変調装置を提供することにある。
また本発明の目的は、ＱＡＭ変調方式に有効に適用可能な、ＯＦＤＭ方式による復調装置を提供することにある。
さらに本発明の目的は、ＯＦＤＭ方式による変復調方法を提供することにある。
【００１９】
本発明の第１観点によれば、復調の際、複数ポイントについて離散フーリエ変換を行う直交周波数分割多重方式の復調装置に、複数ポイントについて離散逆フーリエ変換を行う直交周波数分割多重方式で伝送すべき信号に周期的に参照信号を挿入して変調された信号を受信し、該参照信号を検出する参照信号検出装置、該検出した参照信号を用いて、位相誤差および振幅誤差を算出する装置、該位相誤差および振幅誤差を参照して受信した伝送信号を補正する装置を設け、
前記参照信号検出装置は、前記複数ポイント離散フーリエ変換結果データを前記参照信号の挿入タイミングに応じて遅延させる遅延装置、該遅延された２つのデータの距離を積算演算する距離演算装置、および、該距離演算装置で算出した距離の積算値から参照信号かどうかを判別する参照信号判定装置を有する、直交周波数分割多重方式の復調装置が提供される。
【００２０】
本発明の第２観点によれば、復調の際、複数ポイントについて離散フーリエ変換を行う直交周波数分割多重方式の復調装置に、複数ポイントについて離散逆フーリエ変換を行う直交周波数分割多重方式で伝送すべき信号に周期的に参照信号を挿入して変調された信号を受信し、該参照信号を検出する参照信号検出装置、該検出した参照信号を用いて、位相誤差および振幅誤差を算出する装置、該位相誤差および振幅誤差を参照して受信した伝送信号を補正する装置を設け、
前記参照信号検出装置は、前記複数ポイント離散フーリエ変換結果データを前記参照信号の挿入タイミングに応じて遅延させる遅延装置、該遅延された２つのデータの距離を積算演算する距離演算装置、該距離演算装置で算出したその距離を格納するバッファメモリ、該バッファメモリ内のデータの最小値を見つけ、そのバッファメモリのアドレスを出力する比較器、および、前記バッファメモリのアドレスに対応したデータ信号区間に参照信号であることを示す信号を出力する参照信号位置デコーダを有する、直交周波数分割多重方式の復調装置が提供される。
【００２１】
本発明の第３観点によれば、復調の際、複数ポイントについて離散フーリエ変換を行う直交周波数分割多重方式の復調装置に、複数ポイントについて離散逆フーリエ変換を行う直交周波数分割多重方式で伝送すべき信号に周期的に参照信号を挿入して変調された信号を受信し、該参照信号を検出する参照信号検出装置、該検出した参照信号を用いて、位相誤差および振幅誤差を算出する装置、該位相誤差および振幅誤差を参照して受信した伝送信号を補正する装置を設け、
前記参照信号検出装置は、前記複数ポイント離散フーリエ変換結果データを前記参照信号の挿入タイミングに応じて遅延させる遅延装置、該遅延された２つのデータの距離を積算演算する距離演算装置、および、該距離演算装置におけるその積算値から参照信号かどうかを判別する参照信号判定装置、参照信号判定装置の出力時点のシンボルのインデックスに変換する参照信号位置エンコーダ、該参照信号位置エンコーダの出力を格納するバッファメモリ、該バッファメモリの格納されているデータと参照信号位置エンコーダの出力データとを比較する比較器、該比較器の比較結果によって状態を遷移し、その状態によってバッファメモリの書き込み／読み出しを制御する状態遷移レジスタ、および、前記バッファメモリの格納データを読み出し、そのデータに対応した特定データ信号に参照信号であることを示す信号を出力させる参照信号位置デコーダを有する、直交周波数分割多重方式の復調装置が提供される。
【００２２】
本発明の第４観点によれば、復調の際、複数ポイントについて離散フーリエ変換を行う直交周波数分割多重方式の復調装置に、複数ポイントについて離散逆フーリエ変換を行う直交周波数分割多重方式で伝送すべき信号に周期的に参照信号を挿入して変調された信号を受信し、該参照信号を検出する参照信号検出装置、該検出した参照信号を用いて、位相誤差および振幅誤差を算出する装置、該位相誤差および振幅誤差を参照して受信した伝送信号を補正する装置を設け、
前記参照信号検出装置は、前記複数ポイント離散フーリエ変換結果データを前記参照信号の挿入タイミングに応じて遅延させる遅延装置、該遅延された２つのデータの距離を積算演算する距離演算装置、該距離演算装置で演算した距離を格納する第１のバッファメモリ、該第１のバッファメモリ内のデータの最小値を見つけ、そのバッファメモリのアドレスを出力する第１の比較器、該第１の比較器の出力データを格納する第２のバッファメモリ、該第２のバッファメモリの内容と前記第１の比較器の出力データを比較し、比較結果を出力する第２の比較器、該第２の比較器の比較結果によって状態を遷移し、その状態によって前記第２のバッファメモリの書き込み／読み出しを制御する状態遷移レジスタ、および、前記第２のバッファメモリの内容を読み出し、そのデータに対応した特定データ信号に参照信号であることを示す信号を出力させる参照信号位置デコーダを有する、直交周波数分割多重方式の復調装置が提供される。
【００２３】
好ましくは、前記距離演算装置は、前記２つの遅延された値の差の二乗和を計算する。
【００２４】
また好ましくは、前記距離演算装置は、前記２つの遅延された値の差の絶対値和を計算する。
【００２５】
また好ましくは、前記距離演算装置は、前記２つの遅延された値の位相差の絶対値和を計算する。
【００２６】
【作用】
ＯＦＤＭ変調器で参照信号を送出し、ＯＦＤＭ復調器でその参照信号を検出する装置を設けることで参照信号の振幅・位相の誤差量を計算し、この誤差量を用いてデータの振幅・位相誤差を補正し、正しくデータを受信する。
【００２７】
【実施例】
本発明の直交周波数分割多重方式による変復調システムは、ＯＦＤＭ変調器とＯＦＤＭ復調器とを有する。
図１は本発明の実施例としての１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭ変調器の構成図である。
図４は本発明の実施例としての１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭ復調器の構成図である。
【００２８】
まず、図１に示した１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭ変調器について述べる。
１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭ変調器は、ディジタル入力端子５０、シリアル／パラレル変換器５１、マルチプレクサ（スイッチ）５２、Ｎ個の１６ＱＡＭ変調回路を有する１６ＱＡＭ符号化器５３、参照信号発生器５４、マルチプレクサ（スイッチ）５５、離散逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路を有するＮポイント離散逆フーリエ変換器５６、ディジタル／アナログ変換器５７，５８を有する。
なお、ディジタル／アナログ変換器５７，５８以降の回路構成は、図１０に図解した回路構成と実質的に同じであるから、図解の簡略化のため、図１においては省略している。
図１０に図解した差動化ＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ変調器と図１に図解した１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭ変調器とを比較すると、図１に示した１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭ変調器に参照信号発生器５４が付加されていことに留意されたい。また、図１０の差動化ＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ変調器における差動化ＱＰＳＫ符号化器４に対して、図１の１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭ変調器においては多値ＱＡＭ符号化器として１６ＱＡＭ符号化器５３を設けている。
【００２９】
図１に示したＯＦＤＭ変調器の動作について説明する。
ディジタル入力信端子５０にディジタル信号を入力し、シリアル／ディジタル変換器５１へ供給する。このシリアル・ディジタル信号としては、たとえば、上述したように、ＯＦＤＭ変調器を用いて画像伝送を行うことは想定した場合、ＭＰＥＧなどに画像処理を行う情報源符号化装置の出力が相当する。
シリアル／ディジタル変換器５１は１ビットずつのシリアルデータを４ビットのパラレルデータに変換し、マルチプレクサ５２へ供給する。
マルチプレクサ５２はシリアル／パラレル変換器５１の出力の４ビットのデータを順次、１６ＱＡＭ符号化器５３内にあるＮ個の１６ＱＡＭ符号化回路に供給する。
Ｎ個の１６ＱＡＭ符号化回路はそれぞれ４ビットのディジタル信号、００００〜１１１１を図２に示す複素平面の座標に割り当て、符号化信号｛Ｚ_ｋ，ｌ （≡Ｘ_ｋ，ｌ ＋ｊＹ_ｋ，ｌ ）｝を出力する。この座標点の実数部値Ｘ_ｋ，ｌ と虚数部値Ｙ_ｋ，ｌ を表３に示す。
【００３０】
【表３】

【００３１】
参照信号発生器５４はＮポイント離散逆フーリエ変換器５５にＮポイントの参照信号｛Ｐ_０，Ｐ_１，Ｐ_２，・・・Ｐ_Ｎ−１ ｝を供給する。
参照信号発生器５４で発生させる参照信号｛Ｐ_ｌ ｝について説明する。参照信号｛Ｐ_ｌ ｝は疑似ランダム系列の一部を複素平面上に割り当てたものである。ここで参照信号｛Ｐ_ｌ ｝の実施例として、疑似ランダム系列：ｘ^２０＋ｘ^３ ＋１の一部を、図３に示すように、ＱＰＳＫの座標点を割り当てたものとすると、表４のようになる。
表４は４ビット入力に対する複素平面上の１６ＱＡＭの変換テーブルの値を示す。これらの値を参照信号発生器５４内のＲＯＭに記憶させておく。つまり、参照信号発生装置５４は、実部と虚部の２つの参照信号発生用ＲＯＭを有し、前記参照信号をテーブルの形式で保存しておく。
【００３２】
【表４】

【００３３】
マルチプレクサ５５は１６ＱＡＭ符号化器５３からの符号化信号｛Ｚ_ｋ，ｌ ｝と参照信号発生器５４からの参照（パイロット）信号｛Ｐ_ｌ ｝とをＭ回に一度、周期的に切り替える。たとえば、Ｍ＝４ならば、下記のように、参照（パイロット）信号｛Ｐ_ｌ ｝を周期的に（定期的に）Ｎポイント離散逆フーリエ変換器５６に供給する。
【００３４】
・・・，｛Ｚ_−１，ｌ｝， ｛Ｐ_ｌ ｝， ｛Ｚ_１，ｌ ｝， ｛Ｚ_２，ｌ ｝， ｛Ｚ_３，ｌ ｝， ｛Ｐ_ｌ ｝， ｛Ｚ_５，ｌ ｝， ｛Ｚ_６，ｌ ｝， ｛Ｚ_７，ｌ ｝， ｛Ｐ_ｌ ｝， ｛Ｚ_９，ｌ ｝，・・・
【００３５】
好適には、このように、ＯＦＤＭ変調装置は前記正規のデータを伝送するシンボルと前記参照信号を伝送するシンボルとに分離し、１つのシンボルに前記データと前記参照信号を混在させない。
また好適には、前記参照信号発生器５４は参照信号として、疑似ランダム系列のデータに対応した信号点データを送出する。この参照信号データは数値およびデータの系列が時不変である。
【００３６】
Ｎポイント離散逆フーリエ変換器５６は、内蔵するＩＤＦＴ回路を用いて、Ｎポイントの複素データ｛Ｚ_ｋ，ｌ ｝または参照信号｛Ｐ_ｌ ｝をＮポイントの離散逆フーリエ変換を行う。
正規の伝送すべき信号｛Ｚ_ｋ，ｌ （≡Ｘ_ｋ，ｌ ＋ｊＹ_ｋ，ｌ ）｝の離散逆フーリエ変換を｛ｚ _ｋ，ｍ （ｘ_ｋ，ｍ ＋ｊｙ _ｋ，ｍ ） ｝とし、参照信号｛Ｐ _ｌ （≡Ｑ_ｌ ＋ｊＲ_ｌ ）｝の離散逆フーリエ変換を｛ｒ_ｍ （≡ｑ_ｍ ＋ｊｒ_ｍ ）｝とする。
Ｎポイント離散逆フーリエ変換器５６は演算結果を実部と虚部に分けて出力し， 符号化データの実部｛ｘ_ｋ，ｍ ｝または参照信号の実部｛ｑ_ｍ ｝をディジタル／アナログ変換器５７に供給し、符号化データの虚部｛ｙ_ｋ，ｍ ｝または参照信号の虚部｛ｒ_ｍ ｝をディジタル／アナログ変換器５８に供給する。
ディジタル／アナログ変換器５７，５８はそれぞれＮポイント離散逆フーリエ変換器５６から出力されたディジタル信号をアナログ信号に変換する装置である。
なお， ディジタル／アナログ変換器５７，５８以降の動作は図１０を参照して述べた動作と実質的に同じである。
以上の結果、ＯＦＤＭ変調器のアンテナ（図示せず）からは、本来の送信信号に加えて、周期的（定期的）に挿入された参照信号が送出され、後述するＯＦＤＭ復調器で受信されて、復調される。
【００３７】
図４は本発明の実施例としのＯＦＤＭ復調器の構成図である。ＯＦＤＭ復調器は基本的に図１に示したＯＦＤＭ変調器と逆の回路構成になっている。
ＯＦＤＭ復調器は、アナログ／ディジタル変換器６０，６１、離散高速フーリエ変換（ＤＦＴ）回路を有するＮポイント離散フーリエ変換器６２、補正器６３、補正量演算器６４、参照信号検出器６５、１６ＱＡＭ復号器６６、パラレル／シリアル変換器６７、ディジタル出力端子６８を有する。
図４のＯＦＤＭ復調器は、図１１に示した復調器に対応しており、図４に図解しないアナログ／ディジタル変換器６０，６１の前の回路構成、つまり、図１１に示した、受信アンテナ３０、ＲＦ帯バンドパスフィルタ３１、乗算器（周波数変換器）３２、ＲＦ帯局部発振器３３、ＩＦ帯バンドパスフィルタ３４、乗算器（周波数変換器）３５，３６、π／２移相器３７、ＩＦ帯局部発振器３８、ローパスフィルタ３９，４０は図１１の回路構成と同じである。
【００３８】
アナログ／ディジタル変換器６０，６１は、アンテナ（図１１のアンテナ３０に相当する）で受信され、第１のバンドパスフィルタ（図１１のバンドパスフィルタ３１に相当する）〜ローパスフィルタ（図１１のローパスフィルタ３９，４０に相当する）で信号処理された入力アナログ信号をディジタル信号に変換してＮポイント離散フーリエ変換器６２に印加する。より具体的には、アナログ／ディジタル変換器６０は入力アナログ信号をディジタル信号｛〜ｘ_ｋ，ｍ ｝に変換してＮポイント離散フーリエ変換器６２の実部入力部６２ａへ供給する。アナログ／ディジタル変換器６１は入力アナログ信号をディジタル信号｛〜ｙ _ｋ，ｍ ｝に変換して、その出力をＮポイント離散フーリエ変換器６２の虚部入力部６２ｂに供給する。
Ｎポイント離散フーリエ変換器６２は実部入力部６２ａと虚部入力部６２ｂとの２系統の信号処理部を持つ。Ｎポイント離散フーリエ変換器６２は離散フーリエ変換、好適には、離散高速フーリエ変換（ＤＦＴ）を行う装置であり、実部入力部からＮ個、虚部入力部からＮ個のデータ｛〜ｚ_ｋ，０ ，〜ｚ_ｋ，１ ，〜ｚ_ｋ，２ ，・・・〜ｚ_{ｋ，Ｎ−１} ｝（〜ｚ_ｋ，ｍ ≡〜ｘ _ｋ，ｍ ＋ｊ（〜ｙ _ｋ，ｍ ））を用いて演算を行い， ｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝を得る。なお、（〜｛ｚ_ｋ，ｍ ｝の離散フーリエ変換（離散高速フーリエ変換）結果を｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝とする。
【００３９】
参照信号検出器６５は離散高速フーリエ変換結果｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝が、図１のＯＦＤＭ変調器から送出された参照信号｛Ｐ_ｌ ｝であるか否かを判断する。参照信号検出器６５の詳細については後述する。
位相補正量演算器６４は図１に示したＯＦＤＭ変調器側であらかじめ規定されており、参照信号検出器６５で検出した参照信号｛Ｐ_ｌ ｝を用いて， 受信信号｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝と規定の参照信号｛Ｐ_ｌ ｝を比較して振幅誤差および位相誤差を計算し， その結果を補正器６３へ供給する。受信信号｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝か参照信号｛Ｐ_ｌ ｝かどうかは、参照信号検出器６５の出力信号によって得られる。
補正器６３は振幅・位相補正量演算器６４の演算結果、つまり、振幅誤差および位相誤差を用いて， Ｎポイント離散フーリエ変換器６２出力｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝の振幅および位相を補正し、１６ＱＡＭ復号器６６へ供給する。
【００４０】
１６ＱＡＭ復号器６６は補正器６３の出力信号｛Ｚ_ｋ，ｌ （≡Ｘ_ｋ，ｌ ＋ｊＹ_ｋ，ｌ ）｝が図２の座標点のどの点に一番近いか判断し一番近い点を選択し４ビットのデータを出力し、パラレル／シリアル変換器６７に供給する。
パラレル／シリアル変換器６７は１６ＱＡＭ復号器６６の出力のパラレルの４ビットのデータをシリアルデータに変換する装置で、その出力をディジタル出力端子６８に供給する。
【００４１】
以上述べたように、ＯＦＤＭ復調器は、参照信号を検出し、基準となる参照信号を用いて位相誤差および振幅誤差を算出し、これら位相誤差および振幅誤差を用いて正規のデータ信号を補正するので、多値ＱＡＭを適用した場合でも、正確な受信データを復調することができる。
【００４２】
参照信号検出器６５は種々の形態をとることができる。以下、参照信号検出器６５の構成を例示する。
参照信号検出器６５の第１の実施例を図５に示す。
７０は入力端子、７１はＭ遅延装置、７２は距離演算装置、７３は参照信号判定装置、７４は判定レベル入力信号（しきい値レベル信号）、７５は出力端子を示す。
入力端子７０には離散フーリエ変換器６２の出力信号｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝が入力され、Ｍ−遅延装置７１と距離演算装置７２に供給される。
Ｍ遅延装置７１は、距離演算装置７２で信号｛〜Ｚ_{ｋ−Ｍ，ｌ} ｝と信号｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝の距離計算をするために｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝をＭだけ遅延させる装置である。
【００４３】
距離演算装置７２は信号｛〜Ｚ_{ｋ−Ｍ，ｌ} ｝と信号｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝の距離計算をする装置である。距離演算装置７２における距離演算方法の例を下記に挙げる。
距離演算装置の第１の実施例は式２の距離の自乗和を計算する。
【００４４】
【数２】

【００４５】
距離演算装置の第２の実施例は式３の実施例は式３の絶対値和を計算する。
【００４６】
【数３】

【００４７】
距離演算装置の第３の実施例は式４の位相差の和を計算する。
【００４８】
【数４】

【００４９】
距離演算装置７２は、以上に例示したいずれかの方法によって算出された距離演算結果Ｑ_ｋ を参照信号判定装置７３に供給する。なお、距離演算装置７２の演算結果Ｑ_ｋ を｛〜Ｚ_{ｋ−Ｍ，ｌ} ｝と｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝の距離と定義する。
【００５０】
参照信号判定装置７３は、距離演算結果Ｑ_ｋ と判定レベル入力７４の判定レベルとを比較し、距離演算結果Ｑ_ｋ が判定レベルレベル入力７４以下であれば参照信号であることを示す判定信号を出力端子７５に供給する。
【００５１】
参照信号検出器の第２の実施例を図６に示す。
８０は入力端子、８１はＭ遅延装置、８２は距離演算装置、８３はマルチプレクサ、８４はＭ個のバッファメモリＢＭ♯０〜ＢＭ♯Ｍ−１を有するメモリ装置、８５は比較器、８６は参照信号位置デコーダ、８７は出力端子である。
Ｍ遅延装置８１および距離演算装置８２の動作は、図５を参照して述べたＭ遅延装置７１および距離演算装置７２の動作と同じである。
距離演算器８２以降の構成について述べる。距離演算器８２の演算出力Ｑ_ｋ をマルチプレクサ８３に供給する。なお、上記同様、演算結果Ｑ_ｋ を｛〜Ｚ_{ｋ−Ｍ，ｌ} ｝と｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝の距離と定義する。
マルチプレクサ８３にて、バッファメモリ装置８４のどのバッファメモリに書き込むかを選択する。マルチプレクサ８３は下記のように、バッファメモリを再帰的に切り替える。
【００５２】
ＢＭ♯０−ＢＭ♯１−ＢＭ♯２−ＢＭ♯３−・・・・・
ＢＭ♯Ｍ−２−ＢＭ♯Ｍ−１−ＢＭ♯０−ＢＭ♯１−ＢＭ♯２−ＢＭ♯３−
・・・ＢＭ♯Ｍ−２−ＢＭ♯Ｍ−１−ＢＭ♯０−ＢＭ♯１−・・・
【００５３】
バッファメモリ装置８４は距離演算器８２の出力データＱ_ｉ を記憶する装置である。たとえば， バッファメモリＢＭ♯ｎには距離演算結果Ｑ_ｉ （ ただしｉはｉ≡ｎｍｏｄ（Ｍ−１）を満足する整数である）が書き込まれる。
比較器８５はバッファメモリ装置８４から読みだされたデータについて、Ｍ個のバッファメモリＢＭに格納されてあるデータの中で最も小さいデータが格納してあるバッファメモリＢＭの番号、または、バッファメモリ装置８４が１つのメモリで構成されているときはそのアドレス番号を参照信号位置デコーダ８６に供給する。参照信号位置デコーダ８６は、比較器８５出力のバッファメモリの番号またはバッファメモリ装置８４のアドレス番号に応じたデータ信号区間に参照信号であることを示す信号を出力する。たとえばバッファメモリＢＭ♯ｎに格納しているデータが最小であれば、｛〜Ｚ_ｉ，ｌ ｝（ ただしｉはｉ≡ｎ ｍｏｄ（Ｍ−１）を満足する整数である）なるデータのときに参照信号であることを示すデコード信号を出力端子８７に供給する。
【００５４】
参照信号検出器の第３の実施例を図７に示す。
９０は入力端子、９１はＭ遅延装置、９２は距離演算装置、９３は参照信号判定器、９４は参照信号位置エンコーダ、９５は比較器、９６はバッファメモリ、９７は参照信号位置デコーダ、９８は状態遷移レジスタ、９９は出力端子である。
入力端子９０には離散フーリエ変換器６２の出力信号｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝が入力され、Ｍ遅延装置９１と距離演算装置９２に供給される。
Ｍ遅延装置９１および距離演算装置９２の動作は、図５を参照して述べたＭ遅延装置７１および距離演算装置７２の動作と同じである。Ｍ遅延装置９１で信号｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝をＭだけ遅延させ、距離演算装置９２で｛〜Ｚ_{ｋ−Ｍ，ｌ} ｝と｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝の距離計算を行い、その距離演算結果Ｑ_Ｋ を参照信号判定装置９３に供給する。
参照信号判定装置９３は距離演算装置９２の出力データＱｉと判定レベル入力９３ａ の判定レベルとを比較し、データＱｉが判定レベル９３ａ 以下であれば参照信号であるという信号を出力し、判定レベル以上であれば参照信号ではないという信号を出力し、参照信号位置エンコーダ９４に供給する。
参照信号位置エンコーダ９４は参照信号判定装置９３の出力データを参照信号の位置データに変換し、比較器９５とバッファメモリ９６に供給する装置である。これは、データＱ_ｉ が参照信号判定装置９３よって参照信号だと判定されれば、Ｑ_ｉ のサフィックスｉをＭ−１で割った剰余を出力するものである。
比較器９５は参照信号位置エンコーダ９４の出力データとバッファメモリ９６に格納されているデータを読み出して比較し， 「等しい」あるいは「等しくない」というデータを状態遷移レジスタ９８に供給する。
バッファメモリ９６は参照信号位置エンコーダ９４の出力データを格納している装置である。バッファメモリ９６は状態遷移レジスタ９８の制御信号によって書き込まれ、格納されているデータは読み出されて比較器９５や参照信号位置デコーダ９７に供給される。
状態遷移レジスタ９８は比較器９５の出力データによって、図８のように状態を遷移させるレジスタであり、Ｈ状態でバッファメモリ９６に書き込みの制御信号を伝達し、Ｓ_ｉｊ状態でバッファメモリ９６に読み出しの制御信号を伝達する装置である。
参照信号位置デコーダ９７はバッファメモリ９６からデータｎを読み出し， ｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝（ただしｋはｋ≡ｎ ｍｏｄ（Ｍ−１）を満足する整数である） なるデータのときに参照信号であるという信号を出力９９に供給する装置である。
【００５５】
参照信号検出器の第４の実施例を図９に示す。
１００ は入力端子、１０１ はＭ遅延装置、１０２ は距離演算装置、１０３ はマルチプレクサ、１０４ は複数の独立したバッファメモリＢＭ♯０〜ＢＭ♯Ｍ−１からなるバッファメモリ装置または１台のバッファメモリで複数のバッファメモリ回路のように動作させる第１のバッファメモリ装置、１０５ は第１の比較器、１０６ は第２の比較器、１０７ は第２のバッファメモリ装置、１０８ は参照信号位置デコーダ、１０９ は状態遷移レジスタ、１１０ は出力端子である。
入力端子１００ には離散フーリエ変換器２の出力｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝が入力され、Ｍ遅延装置１０１ と距離演算装置１０２ に供給される。
Ｍ遅延装置１０１ および距離演算装置１０２ の動作は、図５を参照して述べたＭ遅延装置７１および距離演算装置７２の動作と同じである。Ｍ遅延装置１０１ で信号｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝をＭだけ遅延させ、距離演算装置１０２ で｛〜Ｚ_{ｋ−Ｍ，ｌ} ｝と｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝の距離計算を行い、その距離演算結果Ｑ_Ｋ をマルチプレクサ１０３ に供給する。
マルチプレクサ１０３ 、バッファメモリ装置１０４ および第１の比較器１０５ は、図６を参照して述べたマルチプレクサ８３、バッファメモリ装置８４および比較器８５と同様に動作する。つまり、マルチプレクサ１０３ は図６を参照して述べたと同様、バッファメモリ装置１０４ 内のバッファメモリＢＭを再帰的に切り替える。バッファメモリ装置１０４ はＭ個のバッファメモリからなり、距離演算装置１０２ 出力データを記憶する。第１の比較器１０５ はバッファメモリ１０４ 装置からＭ個のデータを読み出し、最小データを格納しているバッファメモリＢＭ♯ｎの番号♯ｎまたは１台のバッファメモリ装置で構成している場合はそのバッファメモリのアドレス番号ｎを第２の比較器１０６ と第２のバッファメモリ装置１０７ に供給する。
第２の比較器１０６ は第２のバッファメモリ装置１０７ に格納されているデータを読み出し、第１の比較器１０５ の出力データとを比較して、「等しい」あるいは「等しくない」というデータを状態遷移レジスタ１０９ に供給する。
第２のバッファメモリ装置１０７ は第１の比較器１０５ の出力データを格納しているメモリ装置であり、状態遷移レジスタ１０９ からの制御信号によって第１の比較器１０５ の出力データを書き込み、バッファメモリ装置１０７ に格納しているデータを第２の比較器１０７ に読み出されるかたちで供給している。
状態遷移レジスタ１０９ は、図７を参照して述べた状態遷移レジスタ９８と同様、比較器１０６ の出力データによって図８のように状態を遷移させるレジスタであり、Ｈ状態でバッファメモリ１０７ に書き込みの制御信号を伝達し比較器１０５ の出力データをバッファメモリ１０７ に書き込み， Ｓ_ｉｊ状態でバッファメモリ１０７ に読み出しの制御信号を伝達し比較器１０６ に記憶データを供給する。
参照信号位置デコーダ１０８ は、図７を参照して述べたデコーダ９７と同様、第２のバッファメモリ１０７ からデータｎを読み出し， ｛〜Ｚ_ｋ，ｌ ｝（ただし、ｋはｋ≡ｎ ｍｏｄ（Ｍ−１）を満足する整数であるなるデータのときに参照信号であることを示す信号を出力端子１１０ に供給する。
【００５６】
以上、本発明の好適実施例として、１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭ変調器および１６ＱＡＭ−ＯＦＤＭ復調器、より具体的には、１６ＱＡＭ符号および１６ＱＡＭ復号を行うＯＦＤＭについて例示したが、本発明の実施に際しては、１６ＱＡＭ符号および１６ＱＡＭ復号には限定されず、上述した本発明のＯＦＤＭに適合する種々の多値ＱＡＭ変調を行う種々の変形態様をとることができる。
【００５７】
また、図１に示した参照信号発生器５４における参照信号としては、上述した疑似ランダム系列に限定されず、本発明のＯＦＤＭに適合する種々のランダム系列を用いることができる。さらに、参照信号の印加タイミング（挿入タイミング）は、上述した例のように、Ｍ＝４には限定されない。この参照信号挿入タイミングは、長いほうが、実際の信号伝送に与える影響は小さいが、図７および図９を参照して例示した参照信号検出器におけるバッファメモリの数は多くなる。
【００５８】
【発明の効果】
本発明に基づいて、ＯＦＤＭの多値ＱＡＭを行う変調側で伝送信号に適切に参照信号を送信し、復調側でその参照信号を検出して、受信した伝送信号の振幅誤差および位相誤差を算出し、受信した伝送信号に振幅補正および位相補正を行い、受信データの精度を高めることができる。
換言すれば、本発明によれば、多値ＱＡＭを行うＯＦＤＭについて、受信精度を高めることができるので、ＯＦＤＭに多値ＱＡＭを適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＯＦＤＭによる変復調システムにおける実施例としての参照信号発生器を有するＯＦＤＭ変調器の部分構成図である。
【図２】図１に示したＯＦＤＭ変調器に適用される複素平面上における１６ＱＡＭの座標点配置を示す図である。
【図３】図１に示したＯＦＤＭ変調器内の参照信号発生器で発生される参照信号データの複素平面上の座標点配置を示す図である。
【図４】本発明の直交周波数分割多重方式による変復調システムにおける実施例としての参照信号検出器を有するＯＦＤＭ復調器の部分構成図である。
【図５】図４に示したＯＦＤＭ復調器内の参照信号検出器の第１実施例の構成図である。
【図６】図４に示したＯＦＤＭ復調器内の参照信号検出器の第２実施例の構成図である。
【図７】図４に示したＯＦＤＭ復調器内の参照信号検出器の第３実施例の構成図である。
【図８】図７に示した状態遷移レジスタの状態遷移図である。
【図９】図４に示したＯＦＤＭ復調器内の参照信号検出器の第４実施例の構成図である。
【図１０】各搬送波が差動化ＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ変調器の構成例を示す図である。
【図１１】各搬送波が差動化ＱＰＳＫされたＯＦＤＭ復調器の構成例を示す図である。
【符号の説明】
５０・・ディジタル入力端子
５１・・シリアル／パラレル変換器
５２・・マルチプレクサ
５３・・１６ＱＡＭ符号化器
５４・・参照信号発生器
５５・・マルチプレクサ
５６・・Ｎポイント離散逆フーリエ変換器
５７，５８・・ディジタル／アナログ変換器
６０，６１・・アナログ／ディジタル変換器
６２・・Ｎポイント離散フーリエ変換器
６３・・補正器
６４・・補正量演算器
６５・・参照信号検出器
６６・・１６ＱＡＭ復号器
６７・・パラレル／シリアル変換器
６８・・ディジタル出力端子[0001]
[Industrial applications]
The present invention relates to Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) used in the technical field of digital transmission, and particularly to a reference for making OFDM suitably applicable to multi-level modulation such as multi-level QAM. The present invention relates to a signal transmission form and a detection method thereof.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, to transmit a digital signal, the digital signal has been modulated by changing its phase and / or amplitude at a high speed with a single carrier according to the input digital signal. A PSK (Phase Shift Keying) modulation method is known as a method of changing only the phase, and a QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulation method is well known as a method of changing the phase and the amplitude.
However, recently, a modulation scheme called an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (hereinafter, abbreviated as OFDM) scheme has been proposed. Since OFDM divides a transmission band by a plurality of carriers, the band of each carrier is narrow and the modulation speed is low. However, since there are many such carriers and they are transmitted in parallel, there is an advantage that the throughput is not substantially different from the transmission method using the single carrier.
[0003]
OFDM has a large number of carriers, and it has been proposed to realize OFDM modulation using inverse Fourier transform and OFDM demodulation using Fourier transform.
In particular, with the development of digital signal processing technology in recent years, fast Fourier transform (FFT) or fast discrete Fourier transform (DFT) is actually implemented in hardware, and the FFT or DFT is applied to OFDM to modulate a large number of carriers at once. And trying to demodulate.
[0004]
FIG. 10 is a block diagram of an OFDM modulator in which each carrier is subjected to differential QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) modulation.
1 indicates a serial digital input terminal, 2 indicates a serial / parallel converter, 3 indicates a multiplexer (switch), and 4 indicates a differential QPSK encoder composed of N differential QPSK encoding circuits. , 5 is the first discrete inverse Fourier transform digital signal, ie, the signal of the real part, _{k, m} A first N-point discrete inverse Fourier transformer 5a for calculating｝ and a second first discrete inverse Fourier transform digital signal, that is, a signal of an imaginary part, ｛y _{k, m} ｝, A second N-point discrete inverse Fourier transformer 5b for calculating｝, an N-point discrete inverse Fourier transformer, 6, 7 represent digital / analog converters, 8, 9 represent low-pass filters, and 10 , 11 indicate a multiplier (frequency converter), 12 indicates a π / 2 phase shifter, 13 indicates an intermediate frequency (IF) band local oscillator, 14 indicates an adder, and 15 indicates an IF band band-pass. Reference numeral 16 denotes a filter, 16 denotes a multiplier (frequency converter), 17 denotes a radio frequency (RF) band local oscillator, 18 denotes an RF band pass filter, and 19 denotes a transmission antenna.
[0005]
The operation of the differential QPSK-OFDM modulator will be described.
A serial digital signal of a base band is input to a serial / parallel converter 2 to a digital input terminal 1. For example, assuming that image transmission is performed using a differential QPSK-OFDM modulator as the serial digital signal, an information source coding apparatus that performs image processing on MPEG (Moving Picture Experts Group) or the like is used. The output is equivalent.
The serial / parallel converter 2 converts a serial digital signal into 2-bit parallel data and outputs it.
The multiplexer 3 sequentially supplies 2-bit parallel data to a differential QPSK encoder 4 including N differential encoding circuits.
The differential QPSK encoder 4 outputs a signal point {Z} corresponding to the difference between the preceding and following 2-bit data. _{k, l} (≡X _{k, l} + _j Y _{k, l} )} And the signal point {Z _{k, l} ｝ Is supplied to an N-point discrete inverse Fourier transformer 5.
Table 1 shows an example of an output corresponding to a differential input of the differential QPSK encoder 4.
[0006]
[Table 1]

[0007]
Here, the subscript k is the number of OFDM symbol sequences, and 1 (ell) indicates the number (index) of each differential QPSK encoding circuit in the differential QPSK encoder 4. l takes a value from 0 to (N-1).
The N-point discrete inverse Fourier transformer 5 outputs N signal points ｛Z output from N differential QPSK encoder circuits in the differential QPSK encoder 4. _{k, 0} , Z _{k, 1} , Z _{k, 2} , ... Z _{k, N-1} Ｎ is subjected to an N-point discrete inverse Fourier transform to obtain N complex data ｛z _{k, 0} , Z _{k, 1} , Z _{k, 2} , ... z _{k, N-1} ｝ Is sequentially output. Where ｛Z _{k, l} Let ｛z be the discrete inverse Fourier transform of｝ _{k, m} ｝ (≡ ｛x _{k, m} + JY _{k, m} ｝).
The digital / analog converter 6 outputs a digital signal {x} output from the first N-point discrete inverse Fourier converter 5a. _{k, m} ｝ Is converted into an analog signal and supplied to the low-pass filter 8. The digital / analog converter 7 outputs the digital signal ｛y output from the second N-point discrete inverse Fourier converter 5b. _{k, m} ｝ Is converted into an analog signal and supplied to the low-pass filter 9.
[0008]
The low-pass filters 8 and 9 remove unnecessary harmonic components of the analog signals output from the digital / analog converters 6 and 7 and supply the same to the multipliers 10 and 11.
The multiplier 10 multiplies the output signal of the low-pass filter 8 by the output signal of the IF band local oscillator 13, that is, performs frequency conversion. By this frequency conversion, the frequency is converted from a baseband frequency band to an intermediate frequency band signal. The multiplier 11 multiplies the output signal of the low-pass filter 9 by a signal obtained by delaying the phase of the output signal of the IF band local oscillator 13 by π / 2 (rad) by the π / 2 phase shifter 12, that is, frequency conversion. I do. The π / 2 phase shifter 12 is a device for delaying the phase of the input signal by π / 2 (rad). The frequency conversion by the multiplier 11 also performs the frequency conversion from the baseband frequency band to the intermediate frequency band signal, and the frequency-converted signal of the multiplier 10 and the frequency-converted signal of the multiplier 11 are π / The phases are shifted by 2 (rad), that is, they are orthogonal.
The adder 14 adds the output of the multiplier 10 and the output of the multiplier 11 and supplies the result to the IF band bandpass filter 15. The IF band-pass filter 15 allows only a predetermined IF band signal of the output signal of the adder 14 to pass and supplies the signal to the multiplier 16.
The multiplier 16 multiplies the output signal of the IF band band-pass filter 15 by the RF band local oscillator 17, that is, converts the signal into an RF band frequency signal and supplies it to the RF band band-pass filter 18.
The RF band-pass filter 18 passes only a predetermined RF band signal of the output signal of the multiplier 16 and supplies the signal to the antenna 19.
An OFDM-modulated signal is transmitted from the antenna 19 to the receiving side (demodulator) as described above.
[0009]
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a differential QPSK-OFDM demodulator that receives and demodulates the OFDM-modulated signal.
Reference numeral 30 denotes a receiving antenna, 31 denotes an RF band bandpass filter, 32 denotes a multiplier (frequency converter), 33 denotes an RF band local oscillator, 34 denotes an IF band bandpass filter, and 35, 36 indicates a multiplier (frequency converter), 37 indicates a π / 2 phase shifter, 38 indicates an IF band local oscillator, 39 and 40 indicate low-pass filters, and 41 and 42 indicate analog / digital conversion. 43, an N-point discrete Fourier transformer, 44, a differential QPSK demodulator, 45, a demultiplexer, 46, a parallel / serial converter, and 47, a digital demodulated output. .
[0010]
The operation of the differential QPSK-OFDM demodulator shown in FIG. 11 will be described. Basically, the differential QPSK-OFDM demodulator performs the reverse operation of the differential QPSK-OFDM modulator illustrated in FIG.
The receiving antenna 30 receives the OFDM modulated signal transmitted from the differential QPSK-OFDM modulator in FIG. 10 and supplies the signal to the RF band-pass filter 31.
The RF band-pass filter 31 allows only a predetermined RF signal to pass therethrough and supplies it to the multiplier 32.
The multiplier 32 multiplies the output signal of the RF band bandpass filter 31 by the output of the RF band local oscillator 33, converts the received signal into an IF band signal, and supplies the IF band signal to the IF band bandpass filter 34.
The IF band band-pass filter 34 passes a predetermined IF band signal and supplies the same to multipliers 35 and 36.
The multiplier 35 multiplies the output signal of the IF band band-pass filter 34 by the output of the IF band local oscillator 38, converts the signal into a baseband frequency signal, and supplies the signal to the low-pass filter 39. A multiplier 36 multiplies the output signal of the IF band band-pass filter 34 by a signal obtained by delaying the output of the IF band local oscillator 38 by π / 2 (rad) by a π / 2 phase shifter 37, The signal is converted into a baseband signal shifted by π / 2 (rad) from the frequency conversion output of 35, and is supplied to the low-pass filter 40. The π / 2 phase shifter 37 is a device for delaying the phase of the input signal by π / 2 (rad).
The low-pass filters 39 and 40 remove unnecessary harmonic components from the output signals of the multipliers 35 and 36 and pass only baseband signals to supply them to the analog / digital converters 41 and 42.
[0011]
The analog / digital converter 41 converts the analog signal output from the low-pass filter 39 into a digital signal, that is, real number data ｛to x. _{k, m} ｝ (X _{k, m} ~ X on _{k, m} , And the same applies hereinafter) and supplies it to the real part input section 43 a of the N-point discrete Fourier transformer 43. The analog / digital converter 42 converts the analog signal output from the low-pass filter 40 into a digital signal, that is, imaginary number data ~ ｛y _{k, m} Is supplied to the imaginary part input unit 43b of the N-point discrete Fourier transformer 43.
The N-point discrete Fourier transformer 43 has inputs of a real part input part 43a and an imaginary part input part 43b, and ｛to x _{k, m} + J (~ y _{k, m} ) Performs an N-point discrete Fourier transform of 、, and _{k, m} 離散 to Z _{k, l} ｝) N complex numbers ｛to Z _{k, 0} , ~ Z _{k, 1} , ~ Z _{k, 2} , ... ~ Z _{k, N-1} Is supplied to the differential QPSK decoder 44.
The N differential QPSK decoding circuits in the differential QPSK decoder 44 perform ｛to Z of the input signals before and after. _{k-1, l} ｝ And ｛~ Z _{k, l} This circuit detects the relative phase difference (0, ± π / 2, π) of｝ and performs decoding according to Table 2.
Table 2 shows a conversion table of a decoding code according to the input phase of the differential QPSK decoder.
[0012]
[Table 2]

[0013]
Here, the following three synchronous reproduction operations are required to correctly receive and demodulate transmission data on the differential QPSK-OFDM demodulator side.
1. Carrier recovery
2. Clock regeneration
3. Window playback
Carrier recovery means that the phases of the RF band local oscillator 33 and the IF band local oscillator 38 on the receiving side (demodulator) must be synchronized with those on the transmitting side (modulator).
Clock recovery refers to reproducing a clock synchronized with a clock on the transmission side (modulator) on the reception side (demodulator) (reproducing clocks sampled by the analog / digital converters 41 and 42).
The window reproduction means that the symbol section of the OFDM transmission signal and the FFT window section are synchronized in the N-point discrete Fourier transformer 43.
[0014]
Here, the phase error of carrier recovery is ΔΦ, and the clock shift is Δτ. _clock , The deviation of the FFT window is Δτ _window , The index of the OFDM carrier is n, and the angular frequency of the OFDM carrier is nω ₀ Then, the phase error Δθ per unit time between the transmission signal point and the reception signal point _n Can be expressed by the following equation 1.
[0015]
(Equation 1)

[0016]
In differentially coded QPSK-OFDM, data is demodulated with a relative phase change (0, ± π / 2, π) before and after a symbol for each carrier, so that it is not necessary to reproduce the absolute phase, and the phase error Δθ _n Is not integrated with time, and the phase error Δθ _n Not much affected. This is an advantage of differential encoding.
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
However, this technique of differential encoding is easy to apply to the PSK modulation method described above, but has a problem that it is difficult to apply to the QAM modulation method. As a result, when applied to the QAM modulation scheme, the following problems occur.
1. Amplitude / phase errors occur in the received data due to transmission path characteristics.
2. A phase error occurs in the phase of each carrier of the OFDM due to the phase error of carrier recovery and FFT window synchronization.
3. The phase error is not uniform and differs for each carrier.
4. Due to the phase error, transmission data may not be correctly received.
[0018]
Therefore, the present invention is to solve the above-mentioned problem.
An object of the present invention is effectively applicable to a QAM modulation scheme. Modulator using orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) Is to provide.
Further, an object of the present invention is to effectively apply the QAM modulation method. , OFDM demodulation device Is to provide.
Further objects of the present invention are: Modulation / demodulation method using OFDM method Is to provide.
[0019]
According to the first aspect of the present invention, at the time of demodulation, the signal should be transmitted to the orthogonal frequency division multiplexing demodulator that performs discrete Fourier transform on a plurality of points by the orthogonal frequency division multiplexing that performs discrete inverse Fourier transform on a plurality of points. A signal that receives a modulated signal by periodically inserting a reference signal into a signal, a reference signal detection device that detects the reference signal, a device that calculates a phase error and an amplitude error using the detected reference signal, Providing a device for correcting the received transmission signal with reference to the phase error and the amplitude error,
The reference signal detection device, a delay device that delays the multi-point discrete Fourier transform result data according to the reference signal insertion timing, a distance calculation device that integrates and calculates the distance between the two delayed data, An orthogonal frequency division multiplexing demodulation device having a reference signal determination device that determines whether a signal is a reference signal from an integrated value of distances calculated by a distance calculation device is provided.
[0020]
According to the second aspect of the present invention, at the time of demodulation, the signal should be transmitted to the orthogonal frequency division multiplexing demodulator that performs discrete Fourier transform on a plurality of points by the orthogonal frequency division multiplexing that performs discrete inverse Fourier transform on a plurality of points. A signal that receives a modulated signal by periodically inserting a reference signal into a signal, a reference signal detection device that detects the reference signal, a device that calculates a phase error and an amplitude error using the detected reference signal, Providing a device for correcting the received transmission signal with reference to the phase error and the amplitude error,
The reference signal detection device includes a delay device that delays the multi-point discrete Fourier transform result data in accordance with the reference signal insertion timing, a distance calculation device that integrates and calculates the distance between the two delayed data, and the distance calculation. A buffer memory that stores the distance calculated by the device, a comparator that finds the minimum value of data in the buffer memory, and outputs an address of the buffer memory, and a data signal section corresponding to the address of the buffer memory. An orthogonal frequency division multiplexing demodulation device having a reference signal position decoder that outputs a signal indicating that the signal is a signal is provided.
[0021]
According to the third aspect of the present invention, at the time of demodulation, the signal should be transmitted to the orthogonal frequency division multiplexing demodulation apparatus that performs discrete Fourier transform on a plurality of points by the orthogonal frequency division multiplexing method that performs discrete inverse Fourier transform on a plurality of points. A signal that receives a modulated signal by periodically inserting a reference signal into a signal, a reference signal detection device that detects the reference signal, a device that calculates a phase error and an amplitude error using the detected reference signal, Providing a device for correcting the received transmission signal with reference to the phase error and the amplitude error,
The reference signal detection device includes a delay device that delays the multi-point discrete Fourier transform result data in accordance with an insertion timing of the reference signal, a distance calculation device that integrates and calculates a distance between the two delayed data, A reference signal determination device that determines whether or not the reference signal is a reference signal from the integrated value in the distance calculation device, a reference signal position encoder that converts the reference signal into an index of a symbol at the time of output, and a buffer that stores the output of the reference signal position encoder A memory, a comparator for comparing data stored in the buffer memory with output data of the reference signal position encoder, and a state transition based on a comparison result of the comparator, and writing / reading of the buffer memory is controlled based on the state. Read the state transition register and the data stored in the buffer memory. And, the data having a reference signal position decoder for outputting a signal indicating a reference signal to a particular data signal corresponding demodulation apparatus of orthogonal frequency-division multiplexing is provided.
[0022]
According to the fourth aspect of the present invention, at the time of demodulation, the signal should be transmitted to the orthogonal frequency division multiplexing demodulator that performs discrete Fourier transform on a plurality of points by the orthogonal frequency division multiplexing that performs discrete inverse Fourier transform on a plurality of points. A signal that receives a modulated signal by periodically inserting a reference signal into a signal, a reference signal detection device that detects the reference signal, a device that calculates a phase error and an amplitude error using the detected reference signal, Providing a device for correcting the received transmission signal with reference to the phase error and the amplitude error,
The reference signal detection device includes a delay device that delays the multi-point discrete Fourier transform result data in accordance with the reference signal insertion timing, a distance calculation device that integrates and calculates the distance between the two delayed data, and the distance calculation. A first buffer memory for storing a distance calculated by the device, a first comparator for finding a minimum value of data in the first buffer memory, and outputting an address of the buffer memory; A second buffer memory for storing output data, a second comparator for comparing the content of the second buffer memory with the output data of the first comparator, and outputting a comparison result, the second comparator And a state transition register for controlling writing / reading of the second buffer memory according to the state, and the second buffer memory. Reading the contents, the data to have a reference signal position decoder for outputting a signal indicating a reference signal to a particular data signal corresponding demodulation apparatus of orthogonal frequency-division multiplexing is provided.
[0023]
Preferably, the distance calculation device calculates a sum of squares of a difference between the two delayed values.
[0024]
Also preferably, the distance calculation device calculates a sum of absolute values of a difference between the two delayed values.
[0025]
Also preferably, the distance calculation device calculates a sum of absolute values of a phase difference between the two delayed values.
[ 0026 ]
[Action]
An OFDM modulator transmits a reference signal, and an OFDM demodulator is provided with a device for detecting the reference signal to calculate an error amount of the amplitude and phase of the reference signal. Using the error amount, an amplitude / phase error of data is calculated. And correct data reception.
[0027]
【Example】
The modulation / demodulation system based on the orthogonal frequency division multiplexing method of the present invention has an OFDM modulator and an OFDM demodulator.
FIG. 1 is a configuration diagram of a 16QAM-OFDM modulator as an embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a configuration diagram of a 16QAM-OFDM demodulator as an embodiment of the present invention.
[0028]
First, the 16QAM-OFDM modulator shown in FIG. 1 will be described.
The 16QAM-OFDM modulator includes a digital input terminal 50, a serial / parallel converter 51, a multiplexer (switch) 52, a 16QAM encoder 53 having N 16QAM modulation circuits, a reference signal generator 54, and a multiplexer (switch) 55. , An N-point discrete inverse Fourier transformer 56 having a discrete inverse fast Fourier transform (IFFT) circuit, and digital / analog converters 57 and 58.
Note that the circuit configuration after the digital / analog converters 57 and 58 is substantially the same as the circuit configuration illustrated in FIG. 10, and thus is omitted in FIG. 1 for simplification of the illustration.
A comparison between the differential QPSK-OFDM modulator illustrated in FIG. 10 and the 16QAM-OFDM modulator illustrated in FIG. 1 shows that the reference signal generator 54 is added to the 16QAM-OFDM modulator illustrated in FIG. Please note. Further, in contrast to the differential QPSK encoder 4 in the differential QPSK-OFDM modulator of FIG. 10, a 16QAM encoder 53 is provided as a multi-level QAM encoder in the 16QAM-OFDM modulator of FIG. ing.
[0029]
The operation of the OFDM modulator shown in FIG. 1 will be described.
A digital signal is input to a digital input signal terminal 50 and supplied to a serial / digital converter 51. As described above, for example, assuming that image transmission is performed using an OFDM modulator as described above, the output of an information source coding apparatus that performs image processing on MPEG or the like corresponds to the serial digital signal.
The serial / digital converter 51 converts the serial data of one bit at a time into 4-bit parallel data and supplies it to the multiplexer 52.
The multiplexer 52 sequentially supplies the 4-bit data output from the serial / parallel converter 51 to N 16QAM encoding circuits in the 16QAM encoder 53.
The N 16QAM encoding circuits respectively assign 4-bit digital signals 0000 to 1111 to coordinates on a complex plane shown in FIG. _{k, l} (≡X _{k, l} + JY _{k, l} ) Output｝. Real part value X of this coordinate point _{k, l} And the imaginary part value Y _{k, l} Are shown in Table 3.
[0030]
[Table 3]

[0031]
The reference signal generator 54 supplies an N-point discrete inverse Fourier transformer 55 with an N-point reference signal ｛P _0, P _1, P _2, ... P _N-1 Supply｝.
Reference signal ｛P generated by reference signal generator 54 _l ｝ Will be described. Reference signal ｛P _l ｝ Is obtained by allocating a part of a pseudo random sequence on a complex plane. Here, the reference signal ｛P _l As an example of｝, a pseudo random sequence: x ²⁰ + X ³ As shown in FIG. 3, if a part of +1 is assigned a QPSK coordinate point as shown in FIG.
Table 4 shows the values of the 16 QAM conversion table on the complex plane for a 4-bit input. These values are stored in the ROM in the reference signal generator 54. In other words, the reference signal generator 54 has two reference signal generation ROMs, a real part and an imaginary part, and stores the reference signals in a table format.
[0032]
[Table 4]

[0033]
The multiplexer 55 outputs the encoded signal {Z} from the 16QAM encoder 53. _{k, l} ｝ And a reference (pilot) signal ｛P from the reference signal generator 54. _l ｝ Is switched periodically once every M times. For example, if M = 4, the reference (pilot) signal {P _l Is periodically (periodically) supplied to an N-point discrete inverse Fourier transformer 56.
[0034]
..., ｛Z _{-1, l} ｝, ｛P _l ｝, ｛Z _{1, l} ｝, ｛Z _{2, l} ｝, ｛Z _{3, l} ｝, ｛P _l ｝, ｛Z _{5, l} ｝, ｛Z _{6, l} ｝, ｛Z _{7, l} ｝, ｛P _l ｝, ｛Z _{9, l} ｝ 、 ・ ・ ・
[0035]
Preferably, as described above, the OFDM modulator separates the symbol for transmitting the normal data and the symbol for transmitting the reference signal, and does not mix the data and the reference signal in one symbol.
More preferably, the reference signal generator 54 sends out, as a reference signal, signal point data corresponding to pseudo random sequence data. This reference signal data has a time-invariant numerical value and data sequence.
[0036]
The N-point discrete inverse Fourier transformer 56 uses the built-in IDFT circuit to generate N-point complex data {Z _{k, l} 参照 or reference signal ｛P _l ｝ Is subjected to N-point discrete inverse Fourier transform.
Normal signal to be transmitted ｛Z _{k, l} (≡X _{k, l} + JY _{k, l} ) 離散 is transformed to ｛z _{k, m} (X _{k, m} + Zy _{k, m} ) And the reference signal ｛P _l (≡Q _l + JR _l ) Is the inverse discrete Fourier transform of ｛r _m (≡q _m + Jr _m )｝.
The N-point discrete inverse Fourier transformer 56 divides the operation result into a real part and an imaginary part and outputs the result. _{k, m} ｝ Or the real part of the reference signal ｛q _m に is supplied to the digital / analog converter 57, and the imaginary part ｛y of the encoded data is _{k, m} ｝ Or the imaginary part of the reference signal ｛r _m Is supplied to the digital / analog converter 58.
The digital / analog converters 57 and 58 are devices for converting digital signals output from the N-point discrete inverse Fourier converter 56 into analog signals.
The operations after the digital / analog converters 57 and 58 are substantially the same as the operations described with reference to FIG.
As a result, in addition to the original transmission signal, a reference signal inserted periodically (periodically) is transmitted from an antenna (not shown) of the OFDM modulator, and received by an OFDM demodulator described later. Is demodulated.
[0037]
FIG. 4 is a configuration diagram of an OFDM demodulator according to an embodiment of the present invention. The OFDM demodulator basically has a circuit configuration opposite to that of the OFDM modulator shown in FIG.
The OFDM demodulator includes analog / digital converters 60 and 61, an N-point discrete Fourier transformer 62 having a discrete fast Fourier transform (DFT) circuit, a corrector 63, a correction amount calculator 64, a reference signal detector 65, and 16QAM decoding. , A parallel / serial converter 67 and a digital output terminal 68.
The OFDM demodulator in FIG. 4 corresponds to the demodulator shown in FIG. 11, and has a circuit configuration before the analog / digital converters 60 and 61 not shown in FIG. 4, that is, the receiving antenna shown in FIG. 30, an RF band pass filter 31, a multiplier (frequency converter) 32, an RF band local oscillator 33, an IF band band pass filter 34, multipliers (frequency converters) 35 and 36, a π / 2 phase shifter 37, The IF band local oscillator 38 and the low-pass filters 39 and 40 have the same circuit configuration as in FIG.
[0038]
The analog / digital converters 60 and 61 are received by antennas (corresponding to the antenna 30 in FIG. 11) and are converted from a first band-pass filter (corresponding to the band-pass filter 31 in FIG. 11) to a low-pass filter (corresponding to the band-pass filter 31 in FIG. 11). The input analog signal processed by the low-pass filters 39 and 40) is converted into a digital signal and applied to an N-point discrete Fourier transformer 62. More specifically, the analog / digital converter 60 converts the input analog signal into digital signals ｛to x _{k, m} ｝ Is supplied to the real part input section 62a of the N-point discrete Fourier transformer 62. The analog / digital converter 61 converts the input analog signal into digital signals ｛to y _{k, m} ｝ And supplies the output to an imaginary part input unit 62 b of an N-point discrete Fourier transformer 62.
The N-point discrete Fourier transformer 62 has two signal processing units, a real part input part 62a and an imaginary part input part 62b. The N-point discrete Fourier transformer 62 is a device that performs a discrete Fourier transform, preferably a discrete fast Fourier transform (DFT), and has N data ｛to z from a real part input part and N data from an imaginary part input part. _{k, 0} , To z _{k, 1} , To z _{k, 2} , ... ~ z _{k, N-1} ｝ (~ Z _{k, m} ≡ ~ x _{k, m} + J (~ y _{k, m} )), And 演算 to Z _{k, l} Get｝. Note that (~ （z _{k, m} The result of discrete Fourier transform (discrete fast Fourier transform) of｝ is _{k, l} ｝.
[0039]
The reference signal detector 65 outputs the discrete fast Fourier transform results ｛to Z _{k, l} ｝ Is a reference signal ｛P transmitted from the OFDM modulator of FIG. _l It is determined whether it is｝. Details of the reference signal detector 65 will be described later.
The phase correction amount calculator 64 is defined in advance on the OFDM modulator side shown in FIG. _l Using｝, the received signals ｛to Z _{k, l} 規定 and the prescribed reference signal ｛P _l ｝ Are compared to calculate an amplitude error and a phase error, and the result is supplied to the corrector 63. Received signals ｛to Z _{k, l} ｝ Or reference signal ｛P _l Whether or not｝ is obtained from the output signal of the reference signal detector 65.
The corrector 63 uses the calculation result of the amplitude / phase correction amount calculator 64, that is, the amplitude error and the phase error, and outputs the N-point discrete Fourier transformer 62 outputs ｛to Z _{k, l} The amplitude and phase of 振幅 are corrected and supplied to the 16QAM decoder 66.
[0040]
The 16 QAM decoder 66 outputs the output signal of the corrector 63 {Z _{k, l} (≡X _{k, l} + JY _{k, l} ) Is determined to which of the coordinate points in FIG. 2 is closest, the closest point is selected, 4-bit data is output, and supplied to the parallel / serial converter 67.
The parallel / serial converter 67 converts parallel 4-bit data output from the 16QAM decoder 66 into serial data, and supplies the output to a digital output terminal 68.
[0041]
As described above, the OFDM demodulator detects a reference signal, calculates a phase error and an amplitude error using a reference signal serving as a reference, and corrects a normal data signal using the phase error and the amplitude error. Therefore, even when multi-level QAM is applied, accurate received data can be demodulated.
[0042]
The reference signal detector 65 can take various forms. Hereinafter, the configuration of the reference signal detector 65 will be exemplified.
FIG. 5 shows a first embodiment of the reference signal detector 65.
70 is an input terminal, 71 is an M delay device, 72 is a distance calculation device, 73 is a reference signal determination device, 74 is a determination level input signal (threshold level signal), and 75 is an output terminal.
Input terminals 70 provide output signals ｛to Z of discrete Fourier transformer 62. _{k, l} ｝ Is input and supplied to the M-delay device 71 and the distance calculation device 72.
The M delay unit 71 outputs signals 演算 to Z _{k−M, l} ｝ And signal ｛~ Z _{k, l} ｛To Z to calculate the distance of｝ _{k, l} 装置 is delayed by M.
[0043]
The distance calculation device 72 outputs signals ｛to Z _{k−M, l} ｝ And signal ｛~ Z _{k, l} This device calculates the distance of 距離. An example of a distance calculation method in the distance calculation device 72 will be described below.
The first embodiment of the distance calculation device calculates the sum of squares of the distance in Expression 2.
[0044]
(Equation 2)

[0045]
The second embodiment of the distance calculation device calculates the sum of absolute values of Expression 3 in the embodiment of Expression 3.
[0046]
(Equation 3)

[0047]
The third embodiment of the distance calculation device calculates the sum of the phase differences of Expression 4.
[0048]
(Equation 4)

[0049]
The distance calculation device 72 calculates the distance calculation result Q calculated by any of the above-described methods. _k Is supplied to the reference signal determination device 73. Note that the calculation result Q of the distance calculation device 72 is _k To Z _{k−M, l} ｝ And ｛~ Z _{k, l} Defined as the distance of｝.
[0050]
The reference signal determination device 73 calculates the distance calculation result Q _k Is compared with the judgment level of the judgment level input 74, and the distance calculation result Q _k Is smaller than the judgment level level input 74, a judgment signal indicating that the signal is a reference signal is supplied to the output terminal 75.
[0051]
FIG. 6 shows a second embodiment of the reference signal detector.
80 is an input terminal, 81 is an M delay device, 82 is a distance operation device, 83 is a multiplexer, 84 is a memory device having M buffer memories BM # 0 to BM # M-1, 85 is a comparator, and 86 is a reference. The signal position decoder 87 is an output terminal.
The operations of the M delay device 81 and the distance calculation device 82 are the same as the operations of the M delay device 71 and the distance calculation device 72 described with reference to FIG.
The configuration after the distance calculator 82 will be described. Calculation output Q of distance calculator 82 _k Is supplied to the multiplexer 83. Note that, similarly to the above, the calculation result Q _k To Z _{k−M, l} ｝ And ｛~ Z _{k, l} Defined as the distance of｝.
The multiplexer 83 selects which buffer memory of the buffer memory device 84 is to be written. The multiplexer 83 switches the buffer memory recursively as described below.
[0052]
BM♯0-BM♯1-BM♯2-BM♯3 -...
BM♯M-2-BM♯M-1-BM♯0-BM♯1-BM♯2-BM♯3-
... BM♯M-2-BM♯M-1-BM♯0-BM♯1 -...
[0053]
The buffer memory device 84 stores the output data Q of the distance calculator 82. _i Is a device for storing For example, the distance calculation result Q is stored in the buffer memory BM # n. _i (Where i is an integer satisfying i を nmod (M-1)).
For the data read from the buffer memory device 84, the comparator 85 determines the number of the buffer memory BM storing the smallest data among the data stored in the M buffer memories BM, or the buffer memory device BM. When 84 is composed of one memory, the address number is supplied to the reference signal position decoder 86. The reference signal position decoder 86 outputs a signal indicating a reference signal in a data signal section corresponding to the buffer memory number output from the comparator 85 or the address number of the buffer memory device 84. For example, if the data stored in the buffer memory BM # n is the minimum, _{i, l} When the data is な る (where i is an integer satisfying i≡n mod (M−1)), a decode signal indicating a reference signal is supplied to the output terminal 87.
[0054]
FIG. 7 shows a third embodiment of the reference signal detector.
90 is an input terminal, 91 is an M delay device, 92 is a distance calculation device, 93 is a reference signal determiner, 94 is a reference signal position encoder, 95 is a comparator, 96 is a buffer memory, 97 is a reference signal position decoder, and 98 is a reference signal position decoder. A state transition register 99 is an output terminal.
Input terminals 90 output signals ｛to Z of discrete Fourier transformer 62. _{k, l} ｝ Is input and supplied to the M delay device 91 and the distance calculation device 92.
The operations of the M delay device 91 and the distance calculation device 92 are the same as the operations of the M delay device 71 and the distance calculation device 72 described with reference to FIG. The signals ｛to Z at the M delay unit 91 _{k, l} ｝ Is delayed by M, and 距離 to Z _{k−M, l} ｝ And ｛~ Z _{k, l} 距離 distance calculation and the distance calculation result Q _K Is supplied to the reference signal determination device 93.
The reference signal determination device 93 compares the output data Qi of the distance calculation device 92 with the determination level of the determination level input 93a, and outputs a signal indicating that the data Qi is a reference signal if the data Qi is less than the determination level 93a. If so, a signal indicating that the signal is not a reference signal is output and supplied to the reference signal position encoder 94.
The reference signal position encoder 94 is a device that converts output data of the reference signal determination device 93 into position data of a reference signal, and supplies the position data to the comparator 95 and the buffer memory 96. This is the data Q _i Is determined as a reference signal by the reference signal determination device 93, Q _i And outputs the remainder obtained by dividing the suffix i by M-1.
The comparator 95 reads out the output data of the reference signal position encoder 94 and the data stored in the buffer memory 96, compares them, and supplies data “equal” or “not equal” to the state transition register 98.
The buffer memory 96 is a device that stores output data of the reference signal position encoder 94. The buffer memory 96 is written by the control signal of the state transition register 98, and the stored data is read and supplied to the comparator 95 and the reference signal position decoder 97.
The state transition register 98 is a register that changes the state according to the output data of the comparator 95 as shown in FIG. 8, and transmits a write control signal to the buffer memory 96 in the H state. _ij This is a device for transmitting a read control signal to the buffer memory 96 in a state.
Reference signal position decoder 97 reads data n from buffer memory 96, and outputs _{k, l} ｝ (Where k is an integer that satisfies k≡n mod (M−1)).
[0055]
FIG. 9 shows a fourth embodiment of the reference signal detector.
100 is an input terminal, 101 is an M delay device, 102 is a distance calculation device, 103 is a multiplexer, 104 is a buffer memory device including a plurality of independent buffer memories BM # 0 to BM @ M-1 or one buffer memory. A first buffer memory device operated like a plurality of buffer memory circuits, 105 is a first comparator, 106 is a second comparator, 107 is a second buffer memory device, 108 is a reference signal position decoder, 109 Is a state transition register, and 110 is an output terminal.
Input terminals 100 have outputs ｛to Z of discrete Fourier transformer 2 _{k, l} ｝ Is input and supplied to the M delay device 101 and the distance calculation device 102.
The operations of the M delay device 101 and the distance calculation device 102 are the same as the operations of the M delay device 71 and the distance calculation device 72 described with reference to FIG. The signals ｛to Z in the M delay device 101 _{k, l} ｝ Is delayed by M, and ｛to Z _{k−M, l} ｝ And ｛~ Z _{k, l} 距離 distance calculation and the distance calculation result Q _K Is supplied to the multiplexer 103.
The multiplexer 103, the buffer memory device 104, and the first comparator 105 operate similarly to the multiplexer 83, the buffer memory device 84, and the comparator 85 described with reference to FIG. That is, the multiplexer 103 recursively switches the buffer memory BM in the buffer memory device 104 in the same manner as described with reference to FIG. The buffer memory device 104 is composed of M buffer memories and stores the output data of the distance calculation device 102. The first comparator 105 reads out M data from the buffer memory 104 device, and if the number of buffer memories BM # n storing the minimum data is #n or one buffer memory device, the first comparator 105 reads the M data. The buffer memory address number n is supplied to the second comparator 106 and the second buffer memory device 107.
The second comparator 106 reads the data stored in the second buffer memory device 107 and compares the data with the output data of the first comparator 105 to determine whether the data is “equal” or “not equal”. This is supplied to the transition register 109.
The second buffer memory device 107 is a memory device that stores the output data of the first comparator 105. The second buffer memory device 107 writes the output data of the first comparator 105 according to a control signal from the state transition register 109, and The data stored in the device 107 is supplied to the second comparator 107 in the form of being read.
Like the state transition register 98 described with reference to FIG. 7, the state transition register 109 is a register that changes the state as shown in FIG. 8 according to the output data of the comparator 106. The control signal is transmitted and the output data of the comparator 105 is written into the buffer memory 107, and S _ij In this state, the read control signal is transmitted to the buffer memory 107 and the storage data is supplied to the comparator 106.
The reference signal position decoder 108 reads data n from the second buffer memory 107, similarly to the decoder 97 described with reference to FIG. _{k, l} ｝ (Where k is an integer satisfying k≡n mod (M−1), and a signal indicating a reference signal is supplied to the output terminal 110 1.
[0056]
The 16QAM-OFDM modulator and the 16QAM-OFDM demodulator, more specifically, the OFDM that performs the 16QAM code and the 16QAM decoding have been described as the preferred embodiments of the present invention. However, the present invention is not limited to the 16QAM decoding and the 16QAM decoding, and various modifications for performing the above-described various multi-level QAM modulation conforming to the OFDM of the present invention can be taken.
[0057]
Further, the reference signal in reference signal generator 54 shown in FIG. 1 is not limited to the above-described pseudo-random sequence, and various random sequences compatible with OFDM of the present invention can be used. Further, the application timing (insertion timing) of the reference signal is not limited to M = 4 as in the example described above. The longer the reference signal insertion timing, the smaller the effect on actual signal transmission. However, the number of buffer memories in the reference signal detector illustrated with reference to FIGS. 7 and 9 increases.
[0058]
【The invention's effect】
According to the present invention, the modulation side that performs OFDM multi-level QAM appropriately transmits a reference signal to a transmission signal, the demodulation side detects the reference signal, and calculates the amplitude error and phase error of the received transmission signal. Then, amplitude correction and phase correction are performed on the received transmission signal, and the accuracy of the received data can be improved.
In other words, according to the present invention, the reception accuracy of OFDM that performs multi-level QAM can be improved, so that multi-level QAM can be applied to OFDM.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a partial configuration diagram of an OFDM modulator having a reference signal generator as an embodiment in an OFDM modulation / demodulation system of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a 16QAM coordinate point arrangement on a complex plane applied to the OFDM modulator shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a diagram showing a coordinate point arrangement on a complex plane of reference signal data generated by a reference signal generator in the OFDM modulator shown in FIG. 1;
FIG. 4 is a partial configuration diagram of an OFDM demodulator having a reference signal detector as an embodiment in the modulation and demodulation system based on the orthogonal frequency division multiplexing system of the present invention.
FIG. 5 is a configuration diagram of a first embodiment of a reference signal detector in the OFDM demodulator shown in FIG. 4;
FIG. 6 is a configuration diagram of a second embodiment of the reference signal detector in the OFDM demodulator shown in FIG. 4;
FIG. 7 is a configuration diagram of a third embodiment of the reference signal detector in the OFDM demodulator shown in FIG. 4;
FIG. 8 is a state transition diagram of the state transition register shown in FIG. 7;
FIG. 9 is a configuration diagram of a fourth embodiment of the reference signal detector in the OFDM demodulator shown in FIG. 4;
FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of an OFDM modulator in which each carrier is subjected to differential QPSK modulation.
FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of an OFDM demodulator in which each carrier is subjected to differential QPSK.
[Explanation of symbols]
50 digital input terminal
51 Serial / parallel converter
52 ・ ・ Multiplexer
53 ... 16QAM encoder
54 ··· Reference signal generator
55 · Multiplexer
56 N-point discrete inverse Fourier transformer
57,58 ... Digital / analog converter
60,61 ... Analog / digital converter
62 N-point discrete Fourier transformer
63 ・ ・ Compensator
64 correction amount calculator
65 ··· Reference signal detector
66..16QAM decoder
67 ··· Parallel / serial converter
68 digital output terminal

Claims (7)

At the time of demodulation, the orthogonal frequency division multiplexing demodulator that performs discrete Fourier transform on a plurality of points,
A reference signal detection device that receives a modulated signal by periodically inserting a reference signal into a signal to be transmitted by an orthogonal frequency division multiplexing method that performs a discrete inverse Fourier transform on a plurality of points, and detects the reference signal,
An apparatus for calculating a phase error and an amplitude error using the detected reference signal,
Providing a device for correcting the received transmission signal with reference to the phase error and the amplitude error,
The reference signal detection device,
A delay device for delaying the multi-point discrete Fourier transform result data according to an insertion timing of the reference signal;
A distance calculating device that calculates the distance between the two delayed data, and
Having a reference signal determination device to determine whether the reference signal from the integrated value of the distance calculated by the distance calculation device,
An orthogonal frequency division multiplexing demodulator. At the time of demodulation, the orthogonal frequency division multiplexing demodulator that performs discrete Fourier transform on a plurality of points,
A reference signal detection device that receives a modulated signal by periodically inserting a reference signal into a signal to be transmitted by an orthogonal frequency division multiplexing method that performs a discrete inverse Fourier transform on a plurality of points, and detects the reference signal,
An apparatus for calculating a phase error and an amplitude error using the detected reference signal,
Providing a device for correcting the received transmission signal with reference to the phase error and the amplitude error,
The reference signal detection device,
A delay device for delaying the multi-point discrete Fourier transform result data according to an insertion timing of the reference signal;
A distance calculating device for calculating the distance between the two delayed data;
A buffer memory for storing the distance calculated by the distance calculation device;
A comparator for finding a minimum value of data in the buffer memory and outputting an address of the buffer memory; and
A reference signal position decoder that outputs a signal indicating a reference signal in a data signal section corresponding to an address of the buffer memory;
An orthogonal frequency division multiplexing demodulator. At the time of demodulation, the orthogonal frequency division multiplexing demodulator that performs discrete Fourier transform on a plurality of points,
A reference signal detection device that receives a modulated signal by periodically inserting a reference signal into a signal to be transmitted by an orthogonal frequency division multiplexing method that performs a discrete inverse Fourier transform on a plurality of points, and detects the reference signal,
An apparatus for calculating a phase error and an amplitude error using the detected reference signal,
Providing a device for correcting the received transmission signal with reference to the phase error and the amplitude error,
The reference signal detection device,
A delay device for delaying the multi-point discrete Fourier transform result data according to an insertion timing of the reference signal;
A distance calculating device that calculates the distance between the two delayed data, and
A reference signal determination device that determines whether the reference value is a reference signal from the integrated value in the distance calculation device,
A reference signal position encoder for converting into a symbol index at the time of output of the reference signal determination device,
A buffer memory for storing the output of the reference signal position encoder;
A comparator for comparing data stored in the buffer memory with output data of a reference signal position encoder;
A state transition register that transitions a state according to the comparison result of the comparator, and controls writing / reading of the buffer memory according to the state; and
A reference signal position decoder for reading data stored in the buffer memory and outputting a signal indicating a reference signal to a specific data signal corresponding to the data;
An orthogonal frequency division multiplexing demodulator. At the time of demodulation, the orthogonal frequency division multiplexing demodulator that performs discrete Fourier transform on a plurality of points,
A reference signal detection device that receives a modulated signal by periodically inserting a reference signal into a signal to be transmitted by an orthogonal frequency division multiplexing method that performs a discrete inverse Fourier transform on a plurality of points, and detects the reference signal,
An apparatus for calculating a phase error and an amplitude error using the detected reference signal,
Providing a device for correcting the received transmission signal with reference to the phase error and the amplitude error,
The reference signal detection device,
A delay device for delaying the multi-point discrete Fourier transform result data according to an insertion timing of the reference signal;
A distance calculating device for calculating the distance between the two delayed data;
A first buffer memory for storing the distance calculated by the distance calculation device;
A first comparator for finding a minimum value of data in the first buffer memory and outputting an address of the buffer memory;
A second buffer memory for storing output data of the first comparator;
A second comparator that compares the content of the second buffer memory with the output data of the first comparator, and outputs a comparison result;
A state transition register that transitions a state according to the comparison result of the second comparator and controls writing / reading of the second buffer memory according to the state, and reads the contents of the second buffer memory, Having a reference signal position decoder for outputting a signal indicating that it is a reference signal to a specific data signal corresponding to
An orthogonal frequency division multiplexing demodulator. The demodulation device according to claim 1, wherein the distance calculation device calculates a sum of squares of a difference between the two delayed values. The demodulation device according to claim 1, wherein the distance calculation device calculates a sum of absolute values of a difference between the two delayed values. The demodulation device according to claim 1, wherein the distance calculation device calculates a sum of absolute values of a phase difference between the two delayed values.

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